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INVERSOR MONOFÁSICO 2L3L COM INDUTORES ACOPLADOS JULIANO C. LEAL DA SILVA, EDISON R. CABRAL DA SILVA , JOÃO H. GONZAGA MUNIZ Laboratório de Eletrônica Industrial e Acionamento de Máquinas, DEE, UFCG e UFPB Av. Aprígio Veloso,882-Bairro Universitário- CEP: 58429-900,Campina Grande, Paraíba, Brasil E-mails: [email protected],[email protected],[email protected] AbstractThis paper propose a single-phase four-level inverter with reduced number of semiconductor devices using a 2L3L converter with magnetically coupled inductors. The proposed converter has a two-level leg and a three-level leg type NPC- connected through magnetically coupled inductors. This paper discusses the strategies of modulation and the switching function from converter’s model. The main advantages of this converter are: reduced number of semiconductor devices, modulation of easy implementation, balancing voltage blocking through switches and high efficiency. Finally, simulation and experimental re- sults are presented for comparing the proposed topology with the corresponding standard inverter. Keywords2L3L converter,coupled inductors, multilevel converters, reduced count semiconductor. ResumoEste artigo propõe um inversor monofásico de quatro níveis na tensão de saída, com reduzido número de dispositivos semicondutores e uso de indutores acoplados, chamado de Conversor 2L3L com indutores acoplados magneticamente. O conver- sor proposto tem um braço de dois níveis e um braço de três níveis tipo NPC, conectados através de indutores acoplados magne- ticamente. No trabalho são discutidas as estratégias de modulação e sua função de chaveamento a partir do modelo do conver- sor.As principais vantagens deste conversor são: número reduzido de dispositivos semicondutores, modulação de fácil implemen- tação, balanceamento das tensões de bloqueio nas chaves e alta eficiência. Por fim, são feitas comparações entre a topologia pro- posta e o inversor convencional correspondente, e apresentados resultados de simulação além dos experimentais. Palavras-chaveConversor 2L3L, indutores acoplados, conversores multinível, número reduzido de semicondutores. 1 Introdução A partir da conexão em série e/ou paralelo de dispo- sitivos semicondutores e fontes de tensão capacitivas, os inversores multiníveis geram tensões de saída em níveis discretos com reduzido conteúdo harmônico quando comparado aos conversores convencionais de dois níveis. A pesquisa e desenvolvimento de conversores multiníveis têm recebido destaque nas últimas déca- das, devido à sua característica de trabalhar com maiores níveis de energia e melhor desempenho em relação ao conteúdo harmônico gerado na tensão de saída (Rodriguez et al., 2009). Embora várias topolo- gias venham sendo propostas desde então, as topolo- gias mais consolidadas são as do tipo de Grampea- mento do Neutro (Neutral Point Clamped- NPC)(Nabae et al., 1981), Capacitores Flutuantes (Flying Capacitor-FC) (Meynard & Foch, 1992) e Ponte H em Cascata (CascadedHalf Bridge-CHB) (Marchesoni et al., 1988). Recentemente, os conver- sores Multiníveis Modulares (MultimodularMultile- vel Converter-MMC) têm despertado um grande interesse por serem consideravelmente flexíveis e úteis em sistemas de alta tensão (Lenis- car&Maquardt, 2003). Diferentes inversores multiníveis em versão mo- nofásica têm sido explorados, inclusive para aplica- ções em baixa potência (Daher et al., 2008)(González et al., 2008). Em (Rahmani & Al-Haddad, 2006) foi proposto um conversor multinível monofásico para aplicações em trens elétricos, enquanto que em (Alian Chen et al., 2008) foi proposta uma família de inversores monofásicos com estruturas híbridas tipo NPC/FC. Alguns conversores de quatro níveis (4L) foram apresentados em (Tang et al., 2007), (Rahmani& Al-Haddad, 2006) e (Alian Chen et al., 2008). Em (dos Santos et al., 2011)foi proposto um conversor de quatro níveis com configuração em Ponte H, sendo um braço do tipo convencional de dois níveis e o outro braço do tipo NPC, chamado de Inversor 2L3L (Figura 1). Embora um dos braços seja do tipo dois níveis as tensões aplicadas nos inter- ruptores é uma fração da tensão do barramento CC. Recentemente foram retomadas topologias mul- tiníveis que utilizam indutores acoplados, propostos originariamente em (Matsui et al., 1993). Elas con- sistem, basicamente, na conexão dos braços de uma ponte H através de indutores acoplados. A topologia também tem sido apresentada na forma de braço (Chapelsky et al., 2008), (Salmon et al., 2009). Em (Salmon et al., 2009) e em (Teixeira et al., 2012) foi demonstrado que cada braço necessita apenas uma chave ativa e um diodo devido à característica unidi- recional dos braços. Em (Teixeira et al., 2012) o controle das chaves ativas é tal que incorpora inten- cionalmente uma corrente de polarização CC nas correntes de cada braço do inversor para forçar a condução dos diodos quando a chave ativa a que estão associados é desligada. Por outro lado, em (Santos et al., 2011) uma to- pologia 2L3L, de quatro níveis, composta por um braço de dois níveis e outro de três níveis, conectadas em ponte, é comparada com uma ponte H e com o conversor NPC de quatro níveis. Nessa topologia, ilustrada na Figura 1 e aqui chamada de 2L3L con- vencional, possui um número reduzido de chaves e diodos, todas as chaves possuem a mesma tensão de bloqueio e a estratégia de modulação é simples. Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 562

INVERSOR MONOFÁSICO 2L3L COM INDUTORES ACOPLADOS · 2014-09-20 · semicondutores e uso de indutores acoplados, chamado de Conversor 2L3L com indutores acoplados magneticamente

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  • INVERSOR MONOFÁSICO 2L3L COM INDUTORES ACOPLADOS

    JULIANO C. LEAL DA SILVA, EDISON R. CABRAL DA SILVA , JOÃO H. GONZAGA MUNIZ

    Laboratório de Eletrônica Industrial e Acionamento de Máquinas, DEE, UFCG e UFPB

    Av. Aprígio Veloso,882-Bairro Universitário- CEP: 58429-900,Campina Grande, Paraíba, Brasil

    E-mails: [email protected],[email protected],[email protected]

    AbstractThis paper propose a single-phase four-level inverter with reduced number of semiconductor devices using a 2L3L

    converter with magnetically coupled inductors. The proposed converter has a two-level leg and a three-level leg type NPC-connected through magnetically coupled inductors. This paper discusses the strategies of modulation and the switching function

    from converter’s model. The main advantages of this converter are: reduced number of semiconductor devices, modulation of

    easy implementation, balancing voltage blocking through switches and high efficiency. Finally, simulation and experimental re-sults are presented for comparing the proposed topology with the corresponding standard inverter.

    Keywords2L3L converter,coupled inductors, multilevel converters, reduced count semiconductor.

    ResumoEste artigo propõe um inversor monofásico de quatro níveis na tensão de saída, com reduzido número de dispositivos semicondutores e uso de indutores acoplados, chamado de Conversor 2L3L com indutores acoplados magneticamente. O conver-

    sor proposto tem um braço de dois níveis e um braço de três níveis tipo NPC, conectados através de indutores acoplados magne-

    ticamente. No trabalho são discutidas as estratégias de modulação e sua função de chaveamento a partir do modelo do conver-sor.As principais vantagens deste conversor são: número reduzido de dispositivos semicondutores, modulação de fácil implemen-

    tação, balanceamento das tensões de bloqueio nas chaves e alta eficiência. Por fim, são feitas comparações entre a topologia pro-

    posta e o inversor convencional correspondente, e apresentados resultados de simulação além dos experimentais.

    Palavras-chaveConversor 2L3L, indutores acoplados, conversores multinível, número reduzido de semicondutores.

    1 Introdução

    A partir da conexão em série e/ou paralelo de dispo-

    sitivos semicondutores e fontes de tensão capacitivas,

    os inversores multiníveis geram tensões de saída em

    níveis discretos com reduzido conteúdo harmônico

    quando comparado aos conversores convencionais de

    dois níveis.

    A pesquisa e desenvolvimento de conversores

    multiníveis têm recebido destaque nas últimas déca-

    das, devido à sua característica de trabalhar com

    maiores níveis de energia e melhor desempenho em

    relação ao conteúdo harmônico gerado na tensão de

    saída (Rodriguez et al., 2009). Embora várias topolo-

    gias venham sendo propostas desde então, as topolo-

    gias mais consolidadas são as do tipo de Grampea-

    mento do Neutro (Neutral Point Clamped-

    NPC)(Nabae et al., 1981), Capacitores Flutuantes

    (Flying Capacitor-FC) (Meynard & Foch, 1992) e

    Ponte H em Cascata (CascadedHalf Bridge-CHB)

    (Marchesoni et al., 1988). Recentemente, os conver-

    sores Multiníveis Modulares (MultimodularMultile-

    vel Converter-MMC) têm despertado um grande

    interesse por serem consideravelmente flexíveis e

    úteis em sistemas de alta tensão (Lenis-

    car&Maquardt, 2003).

    Diferentes inversores multiníveis em versão mo-

    nofásica têm sido explorados, inclusive para aplica-

    ções em baixa potência (Daher et al., 2008)(González

    et al., 2008). Em (Rahmani & Al-Haddad, 2006) foi

    proposto um conversor multinível monofásico para

    aplicações em trens elétricos, enquanto que em

    (Alian Chen et al., 2008) foi proposta uma família de

    inversores monofásicos com estruturas híbridas tipo

    NPC/FC. Alguns conversores de quatro níveis (4L)

    foram apresentados em (Tang et al., 2007),

    (Rahmani& Al-Haddad, 2006) e (Alian Chen et al.,

    2008). Em (dos Santos et al., 2011)foi proposto um

    conversor de quatro níveis com configuração em

    Ponte H, sendo um braço do tipo convencional de

    dois níveis e o outro braço do tipo NPC, chamado de

    Inversor 2L3L (Figura 1). Embora um dos braços

    seja do tipo dois níveis as tensões aplicadas nos inter-

    ruptores é uma fração da tensão do barramento CC.

    Recentemente foram retomadas topologias mul-

    tiníveis que utilizam indutores acoplados, propostos

    originariamente em (Matsui et al., 1993). Elas con-

    sistem, basicamente, na conexão dos braços de uma

    ponte H através de indutores acoplados. A topologia

    também tem sido apresentada na forma de braço

    (Chapelsky et al., 2008), (Salmon et al., 2009). Em

    (Salmon et al., 2009) e em (Teixeira et al., 2012) foi

    demonstrado que cada braço necessita apenas uma

    chave ativa e um diodo devido à característica unidi-

    recional dos braços. Em (Teixeira et al., 2012) o

    controle das chaves ativas é tal que incorpora inten-

    cionalmente uma corrente de polarização CC nas

    correntes de cada braço do inversor para forçar a

    condução dos diodos quando a chave ativa a que

    estão associados é desligada.

    Por outro lado, em (Santos et al., 2011) uma to-

    pologia 2L3L, de quatro níveis, composta por um

    braço de dois níveis e outro de três níveis, conectadas

    em ponte, é comparada com uma ponte H e com o

    conversor NPC de quatro níveis. Nessa topologia,

    ilustrada na Figura 1 e aqui chamada de 2L3L con-

    vencional, possui um número reduzido de chaves e

    diodos, todas as chaves possuem a mesma tensão de

    bloqueio e a estratégia de modulação é simples.

    Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014

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  • Figura 1: Conversor de quatro níveis 2L3L.

    Neste trabalho é proposto um conversor 2L3L,

    com indutores acoplados magneticamente, em que a

    redução de componentes é ainda maior do que no

    2L3L convencional (Figura 2). Nele é apresentada

    tanto a operação do conversor e a técnica de modula-

    ção utilizada como sua comparação com a estrutura

    2L3L convencional. Os estudos teóricos são valida-

    dos por resultados de simulação bem como resulta-

    dos experimentais.

    Figura 2: Conversor de quatro níveis proposto (2L3L com induto-

    res acoplados).

    2 Modelo e operaçãodo conversor proposto

    A topologia 2L3L com indutores acoplados indi-

    cada na Figura 2, diferentemente daquela da Figura

    1, é uma meia ponte de quatro níveis. O inversor é

    constituído por três chaves ativas e unidirecionais

    1 1 2( , e )a b bS S S , quatro diodos 1 1 2 3( , , e )a b b bD D D D

    , dois indutores acoplados magneticamente e quatro

    fontes CC fornecendo as tensões 1 2 3 4, , eV V V V . A

    chave 1aS e o diodo 1aD são usados na composição do

    braço de dois níveis, enquanto que as chaves

    1 2,b bS S , os diodos 1 2,b bD D e diodo de grampea-

    mento do neutro 3bD compõem o braço de três níveis.

    É necessário que 1 2 3 4 CV V V V V para garantir

    que todas as chaves ativas operem sob a mesma ten-

    são de bloqueio e uma tensão de saída simétrica.

    Os modos de operação do inversor são definidos

    a partir das possibilidades do estado de chaveamento,

    conforme os circuitos equivalentes da Figura 3 e

    descritos a seguir:

    Modo 1 {000} – As três chaves estão desligadas,

    as correntes nos enrolamentos ea bi i circulam apenas

    através dos diodos e a tensão abV igual a 3 CV ;

    Modo 2 {100} – O disparo de 1aS faz com que o

    diodo 1aD fique inversamente polarizado e que as

    correntes ea bi i circulem pela chave 1aS e pelos

    diodos 1 2eb bD D , respectivamente. A tensão abV é

    igual a CV ;

    Modo 3 {110} – O disparo de 1 1ea bS S faz com

    que a correntes ai circule por 1aS e bi circule por

    1bS e pelo diodo 3bD , respectivamente. Os diodos

    1 2eb bD D ficam em estado de bloqueio e abV é igual

    a CV ;

    Modo 4 {111} – Com o disparo das três chaves

    1 1 2, ea b bS S S as correntes nos enrolamentos ea bi i

    circulam apenas através das três chaves e a tensão

    abV é igual a 3 CV ;

    Modo 5 {011} – Neste modo só 1 2eb bS S são

    disparadas, as correntes nos enrolamentos ea b cir-

    culam, respectivamente, por 1 1 2, ea b bD S S .A tensão

    abV é igual a CV ;

    Modo 6 {010} – O disparo de apenas 1bS permi-

    te que somente os diodos 1 3ea bD D conduzam, e a

    tensão abV é igual a CV .

    Observam-se que os estados {001} e {101} resul-

    tam em circuitos equivalentes idênticos aos Modos 1

    e 2, respectivamente, e por isso não serão considera-

    dos.

    (a) Modo 1 {000} (b) Modo 2 {100}

    (c) Modo 3 {110} (d) Modo 4 {111}

    (e) Modo 5 {011} (f) Modo 6 {010}

    Figura 3: Modos de operação do conversor proposto.

    Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014

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  • O modelo do conversor pode ser simplificado

    como indicado na Figura 4, sendo que as tensões em

    cada braço do conversor eaN bNV V (entre os pontos

    eA B para o N ), para os modos possíveis, são defi-

    nidas segundo as equações (1) e (2).

    1(2 1)aN C aV V S (1)

    1 22 ( 1)bN C b bV V S S (2)

    ,1 1 2ea b bS S S podem assumir os valores 0 ou 1, cor-

    respondentes ao estado de bloqueio ou condução,

    respectivamente, das chaves.

    Figura 4: Modelo simplificado do conversor proposto.

    Uma condição importante para garantir a polari-

    zação dos diodos de potência do conversor é assumir

    que a corrente seja contínua nos enrolamentos dos

    indutores acoplados (Teixeira et al., 2012), ou seja,

    0e 0a bi i . Para tanto, será discutido adiante o

    modelo dos indutores no conversor proposto.

    Segundo (Teixeira et al., 2013), as tensões

    eaN bNV V podem ser decompostas em tensões do tipo

    modo comum ( cmV ) e modo diferencial ( dmV )

    sendo a tensão no ponto central do indutor oNV ime-

    diatamente definida segundo a equação (3),visto que

    os indutores acoplados são equivalentes.

    2

    aN bNcm oN

    V VV V

    (3)

    Já a tensão em modo diferencial, que determina

    a corrente média fluindo entre eaN bNV V , é dada por:

    2

    aN bNdm

    V VV

    (4)

    Neste caso, a tensão dmV deve ser controlada

    para garantir a condição contínua nos enrolamentos

    dos indutores.

    Segundo as equações (1), (2) e (3) e consideran-

    do todos os modos de operação indicados na Figura

    3, nota-se que a tensão de saída tem quatro níveis e é

    determinada pela Tabela 1.

    Tabela 1: Estados de chaveamento do conversor proposto.

    Modo 1 1 2{ , , }a b bS S S aNV

    bNV

    oNV

    1 {0,0,0} CV

    2 CV

    2

    CV

    2 {1,0,0} CV

    2 CV

    3

    2

    CV

    3 {1,1,0} CV

    0

    2

    CV

    4 {1,1,1} CV

    2 CV

    2

    CV

    5 {0,1,1} CV

    2 CV

    3

    2

    CV

    6 {0,1,0} CV

    0

    2

    CV

    3 Estratégia de modulação por largura de pulsos

    A geração de um número maior de níveis na ten-

    são de saída para um mesmo número de chaves con-

    troladas ativamente é umas das vantagens associadas

    ao uso dos indutores acoplados (Chapelsky et al.,

    2008). Entretanto, isto só pode ser alcançado forçan-

    do a condução contínua da corrente através dos indu-

    tores. Este requerimento faz com que a estratégia de

    modulação proposta garanta esta condição de opera-

    ção. Além disso, a realização da estratégia de modu-

    lação deve ser tal que o conversor tenha o melhor

    desempenho na redução de harmônicos. Neste caso,

    o braço de dois níveis é controlado via modulação

    senoidal com uma portadora, enquanto que no braço

    tipo NPC a comparação é feita com duas portadoras

    defasadas em nível.

    A partir do modelo do conversor, a tensão de re-

    ferência pode ser definida como a tensão senoidal

    desejada na saída. Definindo a tensão de referência

    segundo a equação (5), fica determinada a tensão

    desejada na carga. * ( )oN a oV m sen w t

    (5)

    A partir da equação (3), as tensões de pólo de re-

    ferência dos braços a e b são determinadas segundo a

    equação (6) * *

    *

    2

    aN bNoN

    V VV

    (6)

    Ou seja, basta fazer: * * *aN bN oNV V V

    (7)

    Em princípio, a tensão de polarização, que de-

    termina a corrente circulante entre os dois enrola-

    mentos é dada pela Equação (4) e deve garantir a

    condução contínua desta corrente. Em (Teixeira et

    al., 2013) a solução proposta faz com que um offset

    Om seja somado na tensão de polo de referência do

    braço a e que o mesmo offset Om seja subtraído da

    tensão de polo de referência do braço b. Consideran-

    do esta condição fica determinada a equação (8). * *

    * ( ) ( )

    2

    oN O oN Odm O

    V m V mV m

    (8)

    Em outras palavras, a tensão em modo diferenci-

    al tem um nível CC, que gera uma corrente CC de

    modo comum e força a condução dos diodos garan-

    tindo a correta operação do conversor.

    A estratégia de controle utilizada é representada

    na Figura 5.

    4 Comparativo entre a topologia proposta e a

    solução convencional

    A seguir são feitas comparações entre a configu-

    ração proposta (Figura 2) e o conversor convencional

    (Figura 1). As figuras de mérito utilizadas nessa

    comparação são o número de dispositivos totais que

    formam o circuito de potência, o índice WTHD

    Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014

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  • (Weighted Total Harmonic Distortion) na tensão de

    saída e as perdas nos dispositivos semicondutores e

    no indutor acoplado.

    Figura 5: Estratégia de modulação por largura de pulso.

    A. Número de dispositivos

    Na Tabela 2 é feita a comparação do número de

    componentes no conversor proposto e no conversor

    2L3L de quatro níveis discutido em (dos Santos et al.

    2011).

    Tabela 2: Comparativo do número de componentes entre o conver-sor proposto e o conversor convencional 2L3L

    nº de chaves

    nºde diodos

    nºde indutores

    nºde capacitores CC

    Proposto 3 4 2 4

    2L3L 6 12 0 4

    De acordo com a Tabela 2, o conversor proposto

    tem um total de treze componentes, ao passo que o

    conversor 2L3L tem vinte e dois componentes, sendo

    a evidente redução no número de dispositivos semi-

    condutores. Portanto, pode-se afirmar que o conver-

    sor proposto tem melhor relação entre o número de

    níveis na tensão de saída e o número de dispositivos

    que compõem o circuito de potência.

    B. Perdas

    Outro parâmetro de comparação entre as confi-

    gurações consiste nas perdas (em watts) nos disposi-

    tivos semicondutores para o conversor convencional

    e para o conversor proposto. Além das perdas nos

    semicondutores são consideradas as perdas nos indu-

    tores acoplados. Neste caso, para garantir uma com-

    paração justa, os cálculos foram realizados ajustando

    a frequência de operação do conversor proposto para

    que os conversores trabalhassem com o mesmo índi-

    ce WTHD. Na Figura 6 estão as distribuições das

    perdas de chaveamento e condução dos semiconduto-

    res para o conversor convencional e, além disso, as

    perdas nos enrolamentos dos indutores para o con-

    versor proposto.

    Figura 6: Comparativo de perdas (em watts).

    Como esperado, a redução dos dispositivos

    semicondutores no conversor proposto tem ligação

    direta com a redução das perdas totais neste conver-

    sor, visto que as perdas nos indutores não são signifi-

    cativas no total de perdas, quando comparado com a

    solução convencional.

    C. Distorção harmônica da tensão de saída

    Finalmente, são feitas comparações com relação

    à distorção harmônica ponderada (WTHD) na tensão

    de saída dos dois conversores, em função do índice

    de modulação ( am ). Na Figura 7 estão plotados os

    resultados obtidos.

    Figura 7: WTHD da tensão oNV x am

    Os dois conversores têm taxas WTHD próximas

    para índices de modulação maiores que 0.5, ainda

    que estes valores sejam menores para o conversor

    proposto. Com índices de modulação menores, os

    dois conversores apresentam maiores taxas WTHD,

    entretanto, a diferença entre eles se torna mais evi-

    dente, sendo o conversor proposto com melhor resul-

    tado em toda a faixa de variação de am .

    7,8715,883

    26

    499,11

    0

    10

    20

    30

    40

    50

    60

    70

    Conversor Proposto Conversor 2L3L

    Perdas nos Indutores Acoplados

    Perdas de Chaveamento

    Perdas de Condução

    0

    0,5

    1

    1,5

    2

    2,5

    3

    3,5

    4

    4,5

    1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1

    WT

    HD

    ma

    Conversor proposto

    Conversor 2L3L

    Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014

    565

  • 5 Resultados de simulação e experimentais

    O conversor proposto foi simulado no software

    PSim. Os parâmetros utilizados do sistema e as con-

    dições de operação estão listados na Tabela 3.

    Tabela 3: Parâmetros do sistema e condições de operação do conversor proposto

    Descrição Indicação Valor

    Tensão do barramento CC 4 CV 600V

    Freqüência fundamental Of 60Hz

    Freqüência de chaveamento Sf 10kHz

    Índice modulação em

    amplitude am 0,85

    Offset de modulação om 0,0055

    Resistência da carga 0R 10

    Indutância da carga 0L 8,0mH

    Indutores acoplados Indutância própria

    Indutância mútua

    Resistência(por enrolamento)

    1 2L L

    M

    LR

    5,0mH

    4,95mH

    0,1

    Nas Figuras 8, 9 e 10 são apresentados os resul-

    tados de simulação para o inversor monofásico pro-

    posto. Na Figura 8, as formas de onda apresentadas

    são a tensão de polo do braço 2L com destaque do

    chaveamento e a tensão de polo do braço 3L

    Figura 8: Resultados de simulação: tensões de polo

    e , respectivamente.aN bNV V

    Na Figura 9 estão as formas de onda da tensão

    na carga, e corrente na carga, respectivamente.

    Figura 9: Resultados de simulação: tensão na carga oNV e corrente

    na carga oi .

    Como esperado, as chaves 1 1 2, ea b bS S S têm as

    mesmas tensões de bloqueio de valor igual à metade

    da tensão do barramento total, o que pode ser visua-

    lizado na Figura 1010 para as três chaves.

    Figura 10: Resultados de simulação: tensão sobre a chave 1aS ;

    tensão sobre a chave 1bS e tensão sobre a chave 2bS .

    Para validação experimental, o conversor pro-

    posto foi montado com dispositivos da SEMIKRON

    e controlado pelo DSP TMS320F28335. As condi-

    ções experimentais foram semelhantes às indicadas

    na Tabela 4.

    Na Figura 11 são indicados os resultados obtidos

    para a tensão de polo para o braço 2L e a tensão de

    polo para o braço 3L.

    Na Figura 12 são apresentadas a tensão e a cor-

    rente de saída na carga. Percebe-se que a forma de

    onda da corrente na carga tem uma pequena distorção

    na parte superior. Isto pode ser explicado devido ao

    ajuste experimentalmente inadequado do Om para

    garantir a condução contínua de corrente no indutor

    acoplado. Para um resultado efetivo, principalmente

    em condições de variação da carga há necessidade de

    uma regulação de corrente em malha fechada.

    Os resultados das tensões sobre as chaves podem

    ser visualizados na Figura 13. Como demonstrado na

    simulação, é possível verificar os mesmos níveis de

    tensão de bloqueio sobre as três chaves.

    Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014

    566

  • Figura 11: Resultados experimentais: tensões de polo

    e , respectivamente.aN bNV V

    Figura 12: Resultados experimentais: tensão na carga oNV e

    corrente na carga oi .

    Figura 13: Resultados experimentais: tensão sobre a chave 1aS ;

    tensão sobre a chave 1bS e tensão sobre a chave 2bS .

    6 Conclusão

    Neste artigo foi proposto um conversor com in-

    dutores acoplados entre um braço de dois níveis e

    outro de três níveis tipo NPC, sendo por isso chama-

    do “Inversor 2L3L com indutores acoplados”. O

    conversor proposto tem ótima relação entre o número

    de níveis na tensão de saída e o número de dispositi-

    vos que compõem o circuito de potência e tem as

    mesmas tensões de bloqueio sobre as chaves. Além

    disso, em comparação com o conversor convencio-

    nal, o conversor proposto tem número reduzido de

    semicondutores e maior eficiência.

    Agradecimentos

    Os autores agradecem ao CNPq, à CAPES e à

    FAPESQ-PB pelo apoio financeiro que tornou possí-

    vel a realização deste trabalho.

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