SENSORET 2 PERMBLEDHJE

Integrimi i sensorëve në instrumentet elektronike

Sensorët dhe shndërruesit 2 37

6. Integrimi i sensorëve në instrumentet elektronike 6.1 Sensorët si elemente qarku Sensorët mund të konsiderohen si element qarku me të gjitha efektet: sjellja e tyre mund të skematizohet me anë të një rrjete equivalente me parametra të përqëndruar, kanë një rezitencë (impedenca) në dalje, kanë një sjellje që varet nga frekuenca prandaj mund të përcaktohen frekuenca prerje dhe një band lejuese. 6.1.1 Qarku ekuivalent i sensorit Qarku ekuivalent i çdo elementi qarku skematizohet me anë të një rrjete elektronike të përbërë nga element ideal të përqëndruar, d.m.th parametra qarqesh, sjellja e pjesës reale. Mund të realizohen qarqe ekuvalent në bazë të dy kritereve të ndryshëm:

• në rastin e parë kërkohet të paraqitet qarku me anë të ligjeve që marrin parasysh sjelljen e tij;

• në rastin e dytë përpiqemi të përqëndrojmë më pak element sjelljen elektrike.

Qarqet ekuivalente të realizuar në bazë të kriterit të parë, që duhet të përbëhen nga një numër parametrash i mjaftueshëm për të mbajtur lidhjet me ligjet fizike për funksionimin e sensorit; në lidhje me ata të realizuar me kriterin e dytë mbahet veç përshkrimi elektrik i sensorit. Për të sqaruar me mirë këtë koncept mund ti referohemi një sensori të thjeshtë që është një qelizë e ngarkuar me urë estensimetrike. Qarku ekuivalent paraqitet në Fig.6.1: rezistencat e estensimetrit paraqiten me elment të ndryshueshëm në funksion të implusit (të ngacmimit) ndërsa tensioni i ushqimit është konstant.

Figura 6.1. Qarku ekuivalent i një sensori qelizë të ngarkuar me urë estensimetrike

Qarku i reduktuar risillet në Fig.6.2, që mund të nxirret nga ai në Fig.6.1 duke aplikuar rregullat e qarkut ekuivalent të Theveninit, duke paraqitur akoma sjelljen elektrike të sensorit, nuk arrin më të japi lidhjen fizike midis hyrjes dhe daljes.



Figura 6.2. Qarku ekuivalent i reduktuar i sensorit të ngarkuar me urë estensimetrike

Të dy tipet e qarqeve të paraqitura janë të dy të rëndësishëm:kur duhet të studiohet efekti i madhësive që kanë influenc është mirë të përdoret qarku i parë ndërsa kur duam të studiojmë bashkëveprimin midis sensorit dhe sistemit përdorues dhe këshillohet të përdorim të dytin. 6.1.2 Përshtatja e impendancën Përdorimi i qarkut ekuivalent të reduktuar është i nevojshëm kur dëshirohet të studiohet ecuri e sensorit në sistemin e përdorues. Prania e një sistemi përdorimi mund të alternoj regjimin e funksionimit të sensorit në rastin kur këtij i kërkohet të japi një fuqi shumë të madhe. Në kushte ideale kur një sensor konverton matjen e një tensioni elektrik duhet të lidhet me një përdorues me impendancë infinit. Në këtë mënyr nuk do të kishte kalim rryme dhe sensori mund të veproj pa qakullim fuqie d.m.th në “boshllëk”. Në të kundërt, një sensor që konverton matjen në rrymë duhet të jetë i lidhur me një qark me impendancë hyrje zero: duke anulluar tensionin mbi përdoruesin, do të kishim akoma një funksionim të sensorit pa marrje fuqie. Këto kushte natyrisht ideale nuk mund të verifikohen, por qëndrojnë në fuqi rregullat që vijojnë nga to: disa sensor duhet lidhen me ngarkesa që kanë ngarkes shumë më të madhe se impedanca e daljes së vet sensorit, ndërsa të tjerë duhet të lidhen me ngakesa më një impedancë sa më të ulët të mundëshme. Kur verifikohet kjo, mund të përdoren blloqe kushtëzuese të sinjalit në dalje të sensorit për të krijuar një përshtatje të impedanzës. 6.1.2.1 Vijuesi i tensionit me OpAmp Blloku më i thjeshtë i përshatjes së impedancës paraqitet nga vijuesi i tensionit me amplifikator operazional (OpAmp) të paraqitur në Fig.6.3. Ky qark vë një amplifikatori operazional, midis sensorit dhe përdoruesit, duke bërë të mundur që sensori ngarkohet vetëm nga impedanca e hyrjes e amplifikatorit, që sic e dimë është infinit. Në këtë mënyrë efekti i ngarkesës që paraqitet nga përdoruesi mund të përballohet nga dalja e operacionalit. Sjellja reale e qarkut, duhet të studiohet duke patur parasysh dy faktor: në radhë të parë që impedanza e hyrjes e OpAmp nuk



është infinit, në radhë të dytë që diferenca e tensioneve në hyrje të amplifikatorit nuk mund të anullohet meqënëse amplifikimi nuk është infinit. Të dy faktorët çojnë në një humbje të amplitudës së sinjalit në dalje të amplifikatorit në krahasim me kushtet nominale: për të vlerësuar këtë humbje duhet të konsiderohen kushtet e pjesëtuesit të tensionit që realizohet nga impedanca e daljes së sensorit dhe impedanca e hyrjes së OpAmp dhe nga prania e një tensioni diferencial (ose diferencë tensionesh) jo zero.

Figura 6.3.Përshtatja e impedancës me anë të një vijuesi tensioni me amplifikator operacional

Duke supozuar për thjeshtësi që impedancat dhe pse mund të jenë rezistenca dhe duke shënuar me E tensionin në boshllëk të gjeneuar nga sensori, me sR rezistencën e brendshme (ekuivlente sipas Theveninit) të sensorit, me iR rezistencën e hyrjes së OpAmp dhe me vA amplifikimin e tensionit në qark të hapur të OpAmp, marrim shprehjen në vijim për tensionin në dalje të amplifikatorit:

1 1111

outs

vf

V E RAR

= ⋅ ⋅++

që paraqet efektin e komponenteve jo ideale. 6.1.2.2 Amplifikatori jo invertues me OpAmp Në rast se dëshirojmë të kombinojmë përshatjen e impendacës me amplifikimin e sinjalit duhet të përdorim qarkun e Fig.6.4. Ky qark, i njohur dhe me emrin “amplifikator joinvertues”, fut një amplifikim të sinjalit të prodhuar nga sensori me një amplifikim të barabartë me rastin e një amplifikatori operacional ideal ( )1 21 R R⎡ ⎤+⎣ ⎦ . Në të vërtet amplifikimi ndryshon nga vlera e treguar më parë, sepse operacionali nuk është ideal: në rastin ideal amplifikimi i OpAmp është infinit dhe sistemi arrin një pikë pune të sistemit ku anullohet tensioni diferencial, kjo i korrespondon situatës ku të dy hyrjet e OpAmp gjenden në të njëtin pontencial. Në realitet, për shkak të vlerës të fundme të amplifikimit OpAmp, tensioni diferencial nuk anullohet pa provokuar një anullim si rrjedhim, të daljes të amplifikatorit. Shënojmë me vA amplifikimin e hallkës së hapur të OpAmp, lidhja midis tensionit diferencial dV në hyrje dhe daljes outV të amplifikatorit, jepet nga: out v dV A V= ⋅ .



Figura 6.4. Përshtatja e impedancës dhe amplifikimi i sinjalit nëpërmjet amplifikatorit jo

invertues

Duke patur parasysh këtë shprehje mund të nxjerrim në vijim relacionin e amplifikimit real të qarkut që paraqet efektin e OpAmp jo ideal:

2

1 2

1

1111 1

vr

v

RAR R

A R

⎛ ⎞= + ⋅⎜ ⎟ ⎛ ⎞⎝ ⎠ + +⎜ ⎟

⎝ ⎠

6.1.2.3 Amplificatori invertues me OpAmp Në këtë qark të paraqitur në Fig.6.5, hyrja jo invertuese e OpAmp lidhet me masën dhe tensioni i hyrjes është zero. Për këtë qark mund të marrim shprehjen në vijim përsa i përket amplifikimit real:

2

1 21

vr

V

RA R RRA

= −+

−

Figura 6.5. Përshtatësi i impedancës dhe amplifikimi i sinjalit me anë të amplifikatorit invertues Duket qartë që në këtë qark impedanca e hyrjes, dmth ajo e ngarkimit të sensorit është zëvendësuar nga rezistenca 1R . 6.1.2.4 Konvertuesi rrymë-tension me OpAmp Problemi i kundërt me atë të ekzaminuar në paragrafin e mëparshëm është ai që paraqet nga zvogëlimi i impedancës së sistemit të përdorur të nevojshme kur sensori ka rrymë në dalje. Në



këtë rast veprohet duke marr një qark “konvertues rryme-tension” me OpAmp të treguar në Fig.6.6.

Figura 6.6. Reduktimi i impedancës të ngarkesë me anë të konvertuesit “rrymë-tension”

Në këtë qark, ku hyrja jo invertuese e OpAmp është e lidhur me masën, krijohet një lidhje vituale e masës me hyrjen invertuese dhe prandaj impedanca e hyrjes së sistemit është teorikisht zero. Në realitet tensioni i hyrjes invertuese nuk mund të anullohet tërsisht për shkak të amplifikimit jo infinit të OpAmp; kështu qarku paraqitet me një rezitencë të hyrjes inR jo zero. Me një përafrim të mirë mund të nxjerrim shprehjen në vijim për këtë rezistencë:

inV

RRA

=

6.2 Amplifikim dhe zhurma Detyra kryesore e amplifikatorit, që pamë deri tani të përdorur për përshtatjen midis impedancës së sensorit dhe asaj të sistemit në përdorim, është që të rrisin fuqinë e sinjalit: në rastin e përdorimit të sensorëve fuqia më e madhe merret përgjithësisht duke rritur nivelin e tensionit të sinjalit. Por në realitet, procesi i amplifikimit shqetësohet nga prania e “zhurmave” që i mbivihen sinjalit të dobishëm. 6.2.1 Zhurma Zhurma është një sinjal elektrik, real ose jo që paraqitet në hyrje të qarkut të amplifikatorit duke ndryshuar karakteristikat e sinjalit që paraqet informacione për matjen. Zhurma që u intereson qarqeve elektronike karakterizohet nga një spektër shumë i gjerë në të cilin mund të vihen re dy topologji të ndryshme: ka në fakt komponente të zhurmës për të cilat frekuenca dhe amplituda kanë një ecuri të tipit aleatorio dhe komponente të tjera më karakteristika të sakta. Fig.6.7 paraqet spektrin tipik të zhurmës. Siç dhe mund të shikohet nga diagrama komponentet e zhurmës që kanë vlerë më të madhe janë ato të lidhura me ndryshimin e temperaturës në bazë të stinës dhë të ditës. Duke ndjekur më tej komponentet e zhurmës në frekuencë të shumëfisht të frekuencës së rrjetit të shpërndarjes (të ashtëquajturën “mbeturina të rrjetit”). Mund të lindi natyrshëm pyetja që përse temperatura përbën një front zhurme elektrike: për tu përgjigjur duhet të konsiderojmë me kujdes përkufizimin e zhurmës që u formula në fillim të këtij përshkrimi. Çfarë kuptohet me “sinjal elektrik falso” në hyrje të një qarku të amplifikatorit?



Në kurset e mëparshme është përcaktuar çfarë nënkuptohet me “offset i daljes” dhe “offset i hyrjes” të OpAmp: të dy këto parametra sjelljen futjen e një gjeneratori falso, që duke ju mbivënë hyrjes reale, japin një komponente të zhurmës që provokon një keqfunksionim të amplifikatorit. Offsest i OpAmp influencohet nga temperatura, kjo duket nga prania e komponenteve të zhurmës në frekuenca shumë të ulta, ashtu siç influencohet nga vlera e tensionit të ushqimit, për nga ana e vet, varet qarqet e punës së industrisë.

Figura 6.7. Spektri i zhurmës elektrike

6.2.2 Drift Drif i offset-it është një nga shkaqet kryesore të zhurmës: me këtë term shënohet, variazioni në kohë i offset të OpAmp. Ky variacion është shumë i ngadaltë duke qënë se shkaktohet mbi të gjitha nga kushtet termike të sistemit, dhe në rast kur sinjali përbëhet nga një tension i vazhduar, rezulton praktikisht e pamundur të ndahet brenda daljes kontributi i sinjalit të dobishëm të pranishëm në hyrje të amplifikatorit nga zhurma e lindur brenda vet amplifikatorit. 6.2.3 Metoda aktive dhe pasive të reduktimit të shqetësimit Janë të ndryshme metodat për reduktimin e zhurmës dhe të shqetësimeve që i mbivihen sinjalit që duhet të amplifikohet: mund të kujtohen midis të tjerëve:

• Ndarja e përcjellësave të sinjalit nga ata të fuqisë; • Përdorimi i skemave të lidhura me masën të qarkut;



• Përdorimi i amplifikatorëve selektiv (në rastin e sinjalit që ndyshon në një band të ngushtë);

• Përdorimi i amplifikatorvëve chopper (në rastin e sinjaltit të rrymës së vazhduar). 6.2.3.1 Ndarja e përcjellësave Mënyra më e thjeshtë, por dhe një nga më pak më efikaset, konsiston në mbajten veças, për shembull brenda kabujve me anë të veçuesve, përcjellësat që sjellin sinjale me fuqi të vogël nga përcjellësit që sjellin ushqimin elektrik dhe në përgjithësi sinjalin me fuqi të lart ose të karakterizuar nga variacione të shpejta. Në këtë mënyrë mund të eliminohet çiftëzimi midis përcjellësave të ndryshëm, që lejon në regjim të ndryshueshëm, çiftëzimin midis linjave të ndryshme. 6.2.3.2 Skermimi dhe vendosja në tokë Përdorimi i skermimit të lidhur me masën mund të jetë efikas nëse nuk krijohen me anë të lidhjeve skema, unaza në qark të shkurtër ku mund të qarkullojnë rryma të provokuara nga potenziale jouniforme nga ose çiftëzimet elektromagnetike. Përdorimi i një skermimi, vecanërisht nëse përdoren lidhje me masën jo të nevojshme, mund të provokoj lindjen e një spire që mund të bëj qarkullimin e një rryme elektrike të provokuar nga jo ekupotencialiteti i pikave të marra si masa ose nga variacioni i fushës magnetike që lidhet me spirat. Fig.6.8 vë në evidencë këto mundësi kalimi të rrymës.

Figura 6.8. Skermimi dhe unazat e rrymës

6.2.3.3 Amplifikatorët me band të gjerë dhe selektiv Amplifikatorët me band të gjerë kanë karakteristikën që nuk prodhojnë shtrembërime domethënëse që vihen re në të gjithë ato sinjale që merren brenda një frekuence maksimale. Por amplifikimi që merret nga këto dispozitiv shtrembërohet nga prania, në sinjalin e amplifikuar, të gjithë atyre komponenteve të zhurmës që mund të futen nga qarqet reale.



Për të reduktuar ndotjen e sinjalit përdoren, kur sinjali që duhet të amplifikohet përbëhet vetëm nga një komponente me frekuencë konstante, amplifikator selektiv, d.m.th që përdoren vetëm për të amplifikuar frekucenca të caktuara. Duke mos amplifikuar tjetër përveç se sinjalin e nevojshëm brenda një game të ngushë frekuence, amplifikatori selektiv punon në kushte shumë më të favorshme sesa amplifikatori me bandë të gjerë dhe lejon një cilësi më të mirë. Duke qënë se parametri që përcakton cilësin e sinjalit elektrik është “raporti sinjal/zhurmë” (S/R ration) duket lehtë se sa më i madh të jetë ky aq më të mira janë karakteristikat e sinjalit. 6.2.3.4 Amplifikatori chopper Detyrë e amplifikatorit chopper është të amplifikoj sinjalin e rrymës së vazhduar pa e rritur, në të njëjtën mënyrë, tension e offset të stadeve të ndryshme që përbëjnë qarkun. Në qarkun klasik vendoset një amplifikator i çiftëzuar në mënyrë alternative që rrit amplitudën e sinjalit në formë kuadratike të marr nga dalja e bllokut “modulator-filtër i frekuencave të larta”: në mënyrë që ky të mos fut shtrembërim në sinjalin në dalje duhet të kemi një amplifikator me brez infinit, që realisht nuk ekziston. Një problem i dytë që paraqitet nga përdorimi i një amplifikatori të tillë paraqitet nga amplifikimi i komponenteve të zhurmës të përfshira në bandën e amplifikatorit. Për të mënjanuar këto probleme mund të modifikohet qarku duke futur një qark të amplifikimit selektiv me më shumë stade me çiftëzim të alternuar. Amplifikatori i pranishëm në qark do të na japi vetëm një komponente të sinjalit me formë vale kuadratike të pranishme në hyrje të tij së bashku me ato komponente të zhurmës që gjenden në brendësi të vet brezit të zgjedhur. Në këtë mënyrë sinjali i dobishëm në dalje të amplifikatorit do të jetë sinusoidal dhe ka një vlerë më të madhe të raportit sinjal/zhurmë; amplitude e sinjalit të fillimit, megjithë shtrembërimin që sjell që ka amplifikuar vetëm një nga komponentet e tij mund megjithatë të nxirret sepse njihet lidhja midis amplitudës të funksionit matematik “vala kuadrate” dhe ato të komponenteve të zhvillimit në seri Fourie. 6.3 Linerarizimi i sinjalit të marr nga sensori Linerarizimi i sinjalit të marr nga sensori përdoret kur në matje ka devijme nga linerariteti të tillë që pengojnë të konsiderohet ndjeshmëria si një konstante; është e qart që qëndrueshmëria e ndjeshmëris duhet të verifikohet brenda limiteve të saktësis të kërkuara nga matja. Nga një pikë vështim matematik, duke shënuar me y daljen dhe me x vlerën e matur, mund të themi se një shndërrues është linear nëse :

2

2 | 0ix x

d ydx = = (4)

vërtetohet për të gjitha vlerat e variabilës që paraqet vlerën e matur. Linearizimi mund të bëhet si mbi burimi e sinjalit, d.m.th tek sensori. 6.3.1 Para-polarizimi Në rastin kur sensorët që kemi, paraqesin së bashku ose në mënyr individuale, një prag mbylljeje dhe një saturim mund të realizojmë një linearizim me anë të një para-polarizimi të sistemit.



Procesi aplikohet vetëm në rastin e sinjaleve që janë të lidhur me ndryshime, bazohet mbi aplikimet e një sinjali konstant që e con sensorin të punoj në një zonë të punës ku lidhja hyrje-dalje është lineare. Fig.6.9 paraqet se si para-polarizimin i një sensori mund ta bëj karakteristikën e tij lineare brenda një intervali [ ]1 2,x x .

Figura 6.9. Efekti i para-polarizimit mbi një sensor me prag

6.3.2 Përdorimi i komponenteve fiks Një mënyrë për të linearizuar komponentet tek të cilët funksioni i punës përmban terma në katror ose të fuqive të më larta konsiston në lidhjen në paralel ose në seri, komponente fiks me një vlerë të caktuar. Për të sjell një shembull sesi veprohet në këto raste i referohemi termoreizistorëve RTD. Rezistenca e RTD varion me temperaturën sipas një ligji:

20( ) (1 )s sR T R AT BT= + +

Duke lidhur në paralel me RTD një rezistencë linearizimi lR konstante ndaj temperaturës, rezistenca në paralel equivalente bëhet:

( )( )( )

l s

l s

R R TR TR R T

⋅=

+ (5)

Duke rikujtuar kushtin e lineraritetit të shprehur tek (4), me anë te derivimit të (5), kemi:

[ ]22 22

12 2 2

( ) ( )( ) | ( ) | 2 | 0l l l

s sT T l s T T T T

d R T d R Td R T R R TdT dT dT= = =

⎡ ⎤= + − =⎢ ⎥

⎣ ⎦

Duke zëvendësuar marrim së fundi kushtin ku duhet të gjendet lR për të linerarizur sjelljen e termorezistorit:

2

0 1 13 3 1l sAR R BT ATB

⎡ ⎤= + + −⎢ ⎥

⎣ ⎦



6.3.3 Korrigjimi i jo linearititeti me anë të shumëfishuesve dhe ndarësve Një metod linearizimi që përdoret tej sensorëve pasiv kërkon përdorimin e qarqeve shumëfishues ose ndarës analog. Funksionimin i metodës mund të studiohet duke iu referuar urës Wheatstone në të cilën vetëm një element është i ndryshueshëm.

Figura 6.10. Qarku për linearizimin në funksion të sensorit me shumëfishues anlaog Në urën Wheatstone tensioni i disekuilibrit ABV që lind si rrjedhojë e ndryshimit të sRΔ , e pësuar nga një element rezistiv që niset nga kushti 0sR që i korrespondon ekuilibrit vlen:

0

0

14 1

2

sAB

ss

s

REV RRR

Δ= ⋅ ⋅

Δ+

Normalisht nuk merret parasysh jo linerariteti i funksionit të kthimit nga prania e termit 2sRΔ ,

0sR , por në këtë shembull do të tregojmë sesi duke perdorur qarkun e treguar në Fig.6.10, mund të reduktohet më tej jolineariteti i përmendur. Shumëfishuesi analog, që vepron me një tension referimi RE , merr në hyrje si sinjalin ABV , si sinjalin e daljes së qarkut uV dhe jep në dalje mV që ka vlerë:

AB um

R

V VVE⋅

=

Vet mV applikohet së bashku me ABV në një qarku shumator që realizon një shumë të peshuar në bazë të dy koeficientëve a dhe b që mund të zgjidhen arbitrarisht. Dalje e shumatorit përbën sinjalin e daljes të linearizuar uV . Duke patur parasysh zëvendësimet e mundëshme kemi:

AB uu AB m AB

R

V VV a V b V a V bE⋅

= ⋅ + ⋅ = ⋅ + ⋅

Nga ku nxjerrim uV në funksion të ABV duke marr:

1AB

uAB

R

a VV VbE

⋅=

− ⋅

Duke zëvendësuar në këtë shprehje vlerën e ABV të marr më parë, kemi:



0

0

14

1 12 2

su

s s

s R

Ra EVR R b E

R E

Δ⋅= ⋅ ⋅

⎛ ⎞Δ+ − ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠

Siç mund të shikohet shprehja linearizohet duke vërtetuar kushtin: 1 02 R

b EE

⎛ ⎞− =⎜ ⎟

⎝ ⎠, duke marr:

2 Rb E E= . Në mënyr analoge mund të veprojme duke përdorur qarqet e linearizimit me ndarësin analog. 6.3.4 Maticat e korrigjimit Duke përdorur teknikat dixhitale mund të merren linearizime të funksineve të kthimit dhe në rastin e jolineariteteve shumë komplekse dhe të parregullta. Fig.6.11 tregon një shembull linearizimi me shkallë që merret duke përdorur matricat e korrigjimit. Sinjali i daljes së sensorit, jolinear, konvertohet paraprakisht në një numër me anë të një konvertuesi analog-dixhital ADC. Numri i marr aplikohet në adresën e busit të ROM, dhe seleksionon një qelizë të caktuar të memorjes, duke provokuar aplikimin e numrit që përmbahet në këtë qelizë në një konvertues dixhital-analog DAC. Numri që ishte në qelizën e seleksionuar paraqet vlerën e sinjalit që duhet të ketë në dalje sensori nëse do të kishte një sjellje lineare.

Figura 6.11. Linearizimi me shkallë i marr nga teknika numerike me anë të një matrice

korrigjimi

Konvertuesi DAC jep së fundi një sinjal analog, amplituda e të cilit, nëse lëmë pas dore efektet e shtrembërimit, është funksion linear i matjes. 6.4 Integrimi i elektronikës në sensorët : “Smart sensors” Këto përshkrime të vogla të teknikës së linearizimit të sensorit na bëjnë të kuptojmë se cilat janë të mirat e lindjes së teknologjisë së silicit: linearizimi, kompensimi në temperaturë, autokalibrimi mund t’ju besohet komponenteve elektrike dhe shumë të sofistikuar të integruar në të njëjtin substrakt të përdorur për realzimin e sensorit me silic. Tashmë prej shumë vitesh gjenden në treg sensor të presionit me amplifikator të integruar që japin në dalje sinjale me nivel që kalojnë disa volt dhe asgjë nuk pengon që pas pak, të shtrihet e njëjta zgjidhje dhe tek sensorët e tjerë, si për shembull tek ata tek të cilët rezistenca e ngarkesës, që normalisht japin sinjale që nuk e kalojnë disa mV. Amplifikimi i integruar është vec një nga karakteristikat që pritet nga “smart sensors”, d.m.th nga sensorët inteligjent. Akoma më e rëndësishme është mundësia e realizimit të linearizimit, të



autotarimit, të kompensimit të temperaturës dhe mundësia për të lidhur në një bus dixhital sensor të ndryshëm. Duhet të kemi parasysh disa probleme që paraqiten kur integrojmë së bashku elektronikën dhe sensorin në të njëjtën njësi: në radhë të parë qarku elektronik i integruar kërkon që substrati të ketë një stabilitet rigoroz përmasor për të mundësuar cilësin e bashkëpunimit ndërsa është pikërisht deformimi i substratit që shfrytëzohet nga sensori për të kryer matjen. Në radhë të dytë sensori mund ti nështrohet “sulmeve” kimike ose fizike nga ana e ambjentit në të cilin punon dhe qarku elektronik mund të dëmtohet seriozisht nga këto “sulme”. Probleme të tjera mund të vijnë nga shpërndarja e energjisë në qarkun e përpunimit dhe duke ndryshuar temperaturën e substratit, kjo mund të çoj në një ndryshim të karakteristikave teknike të sensorit të integruar. Problemet janë të shumëta dhe zgjidhja e tyre kërkon realizimin e matjeve të shumta duke kërkuar që të zhvillojmë një sensor që të jetë në gjendje të bëj të mundur vënjen në punë të impiantit; përdoruesve do t’ju vazhdohet të kërkohet vëmendje në zgjedhjet e bëra duke evituar për shembull vendosjen në një ambjent të papërshtatshm sensorët me elektronik të integruar.

Sistemet e sensorëve për madhësit mekanike


5. Sistemet e sensorëve për madhësit mekanike Këto sisteme përbëjnë instumentin senorik të përdorur tek makinat dhe në impjantet më komplekse, në disa raste, janë në gjendje të realizojnë si konvertimin e madhësis që jep njësia matëse në një tip tjetër, si dhe matjen e kësaj vlere duke e konvertuar këtë të fundit në një numër. Kur realizohet kjo flitet për sensorë me dalje numerike. 5.1 Sensorët e pozicionit me dalje analoge Midis sensorëve të pozicionit me dalje analoge do të përmendim “sinkronin” dhe “resolver”. Të parët, përdoren në çifte, mund të përdoren për dy qëllime të ndryshme: shndërrimin e një zhvendosje mekanike (një rrotullim, ose më rrallë një zhvendosje) në një tension elektrik që mund të trasmetohet në distancë ose krijimin e një “bosht elektrike” që lejon të riprodhohet në remote zhvendosja e pësuar nga njësia lokale. Ndërsa resolver mund të përdoret, përveçse për të përcaktuar pozicionin e instumentit të lëvizshëm, dhe për të realizuar një shndërrim në koordinatave: me këtë realizohet një kalkolator analog për një detyrë të caktuar.

5.1.1 Sinkroni Një sinkron është një makinë elektrike me një stator-që ka një mbështjellje spirash tri fazore “të një çifti polesh”- dhe një rotor me mbështjellje spirash që ushqehet me anë të kontaktit të fuçave mbi unaza. Funksionimi i sinkronit mund të skematizohet duke menduar këtë makinë si një transformator i veçant, të ndërtuar nga mbështjellja e spirave primare dhe nga tre sekondar. Tre koeficientët e ndikimit të ndërsjellt midis të parit dhe sekondarëve variojnë në funksion të pozicionit të rotorit: koeficienti relativ në çdo mbështjellje të statorit arrin një vlerë maksimale kur aksi i tij përkon me atë të mbështjelljes së rotorit; koeficienti anullohet kur dy akset janë ortogonal me njëri-tjetrin. Nëse ushqehet mbështjellsja e rotorit me një tension sinusoidal: 0 cosme E tω= në mbështjellsja e statorit induktohet një sistem tre tensionesh, lartësit e të cilave janë të pavarura, përveç se nga madhësia e tensionit me të cilën ushqehet rotori, nga pozicioni që ka rotori kundrejt statorit. Duke ju referuar Fig.5.1 mund të nxirren shprehjet e tre tensioneve të statorit në funksion të atij të rotorit dhe nga pozicioni i aksit magnetik të rotorit.

1 cos( ) cosm me kE tω ψ α= − •

22cos( ) cos( )3m me kE tω ψ α π= − • −

34cos( ) cos( )3m me kE tω ψ α π= − • −



Zgjidhja e sistemit me tre ekuacione të mësipërm mund të përcaktoj vendosjen e pozicionit të rotorit në lidhje me statorin. Kjo mënyrë e përdorimit të sinkronit, megjithatë nuk përdoret dhe preferohet të përdoret një teknik tjetër, që bazohet në përdorimin e dy sinkronëve, që lejojnë realizimin e një sistemi shndërruesish dhe transmetim në distancë.

Figura 5.1. Sinkroni: paraqitja skematike 5.1.1.1 Çifti sinkron Në këtë sistem përdoren dy sinkron të cilëve u caktohen detyra plotësuese: njëri nga ata- që quhet dhe “master” punon në të njëjtën kohë si sensor dhe transmetues ndërsa tjetri i quajtur “slave”- ka si funksion të marr dhe është instumenti i vëzhgimit. Duke lidhur mbështjellset e statorit të masterit dhe slave-it sipas skemës në Fig.5.2 dhe duke i shënuar respektivisht me mα dhe sα këndet që përfshihen midis akseve magnetike të rotorit të masterit dhe slave dhe referimenteve korrisponduese, tensionet e aplikuar në mbështjellsen e statorit të slave përkojnë me ato korresponduese të masterit:

1 cos( ) coss me kE tω ψ α= − •

22cos( ) cos( )3s me kE tω ψ α π= − • −



34cos( ) cos( )3s me kE tω ψ α π= − • −

Sistemi i tre tensioneve të gjeneruara nga masteri provokon saturimin në një regjim rryme që ka si efekt rezultant atë të prodhimit të një fushë magnetike në materialin midis slave-it të orientuar ekzaktësisht si masteri. Nëse ushqimi i rotorit të masterit zëvendësohet nga një sinjal sinusoidal (zakonisht përdoret një ushqim në 50, 60 ose 400 Hz), që përfaqëson “bartësen” e sistemit merret në skajet e mbështjellëses së rotorit të slave-it një tension, një sinusoid me të njëjtën frekuencë, që arrin vlerën maksimale kur aksi mangetik i rotorit gjendet në shtrije të njëjtë me fushën e statorit dhe anullohet kur dy akset janë ortogonal. Tensioni i induktura në skajet e rotorit slave, për shkak të gjeometrisë së sinkronit është propocional me sinusin e këndit ekzistues midis aksit magnetik të rotorit slave dhe atij të fushës së statorit.

Figura 5.2. Çift sinkron i përdorur për shndërrimin e pozicionit të rotorin master

Rikujtojmë që ky i fundit është i orientuar sipas aksit magnetik të rotorit master dhe për tensionin e pranishëm në skajet e rotorit slave merret shprehja në vijim:

0 ' cos( ) cos( )s m se k E tω ψ α α= − • − Duke supozuar që rrotullohet rotori i slave në krahasim me atë të masterit do të marrim një modulim të sinjalit në dalje që përbëhet nga një tension sinusoidal në frekuencë të bartëse, i moduluar në amplitudë nga funksioni sinusoidale:



( ) cos( )m s m sf α α α α− = −

E njëjta formul mund të përdoret, n.q.s në vend të slave, të jetë rotori i masterit që rrotullohet: në këtë rast amplituda e oshilimit që përbën sinjalin e pranishëm në morsetat e rotorit të slave-it varet nga pozicioni këndor i masterit. Është e rëndësishme të vihet re mundësia për të patur në dalje të slave-it një sinjal amplituda e të cilit lidhet me spostimin e rotorit master korispondues të një pozicioni të përcaktuar më parë. Për të realizuar këtë duhet më parë të çohet rotori i slave në atë pozicion 0sα që anullon vlerën e funksionit modulues: kjo i korrispondon, për sa u demostrua, kushtit 0 0m sα α= ku 0mα përfaqëson pozicionin fillestar-ose referues- të rotorit në master. Duke bllokuar rotorin e slave në këtë pozicion do të kemi që amplituda e sinjalit në dalje të të njëjtin slave do të jetë propocionale, me ecuri sinusoidale, me zhvendosjen e menjëherëshme të rotorit master në krahasim me pozicionin fillestar. Duke analizuar shprehjen e funksionit modulues mund të vihet re që të njëjtës vlerë i korrispondojnë dy pozicione të ndryshme: kjo do të thotë që “funksioni i kalimit të kundërt” nuk është i vetëm prandaj mund të lindi një papërcaktueshmëri në shndërrim. 5.1.1.2 Boshti elektrike

Sistemi i përshkruar në paragrafin e mëparshëm përdoret në realizimin e sistemeve në shërbim të kundërveprimit: duke përdorur sinjalin e pranishëm në ekstremet e mbështjellës së rotorit të slavit mund të komandohet një mekanizëm shërbyes, që duke vepruar mbi pemën e slave, e mban të “kapur në fazën mekanike” të boshtit të masterit. Në fillim, rotori i slave çohet në fazë me atë masterit: në këtë rast, tensioni i përcjellësvave te mbështjellës së rotorit të slavit është zero dhe qëndron i tillë derisa të dy rotorët lëvizin në të njëtën mënyrë. Sapo njëri nga të dy rotorët humbet kapjen në fazën mekanike prodhohet një tension diekuilibri: ky, oshilon në të njëjtën frekuenc të ushyesit të masterit, ka amplitudë proporcionale me këtë mos ekulibrim të dy makinave. Në krahasim me ushqimin e masterit tensioni i disekuilibrit është në fazë ose në kundër fazë sipas cili nga të dy rotor ka parakaluar tjetërin. Dalja e slave, e radrizuar me kontroll faze, pra mund të përdoret për të komaduar një mekanizëm shërbyes, që duke rrotulluar aksin e slave, mban të dyja boshtet mekanike në fazë dhe anullon tensionin e disekulibrit. Përdorimi i çifteve sinkrone përdoret gjerësisht në ushtri duke bërë të mundur zhvillimin e këtyre makinerive që kanë fituar një besueshmëri dhe një saktësi të madhe. 5.1.2 Resolver Resolver është një dispozitiv i ngjashëm me sinkronin: në ndryshim me të, ka vetëm dy faza të statorit dhe një të rotorit që si rrjedhimm kemi dy mbështjellëse të shfazuar nga 90 gradë. Ka dy mënyra për të përdorur resolverin: në të parën përdoret si një sensor pozicioni, në të dytën resolveri punon si një transformator koordinatash për rrotullimin e sistemit të referimit. Analizojmë resolverin si sensor pozicioni.



Duke ushqyer një nga mbështjelleset e rotorit (mbështjellsen kryesore) pasi kemi mbyllur në qark të shkurtër tjetrin (mbështjellësen dytësore), sjellja e resolverit është e njëjtë me atë ç’ka kemi studiuar, të sinkronit: shënojmë me mre tensionin në skajet e mbështjellëses kryesore të rotorit dhe me 1mse dhe 2mse tensionet në dy mbështjellëset e statorit dhe kemi: cosmre E tω=

1 cos( ) cosmse kE tω ψ α= − •

2 cos( ) cos( ) cos( ) sin2mse kE t kE tπω ψ α ω ψ α= − • − = − •

ku me ψ shënohet vonesa e induktuar nga mbështjellësa e rotorit. Raporti midis vlerave të çastit të 1mse dhe 2mse jep vlerën e tangjentes së këndit α që ekziston midis të aksit magnetik kryesor të rotorit dhe drejtimit të aksit magnetik të mbështjellëses së statorit të marr si referim. Mbështjellësa sekondare në qark të shkurt ka si qëllim të kompensoj spurie e pranishme të fushës magnetike që mund të veprojnë në drejtim ortogonal me mbështjellësen kryesore, duke evituar që të induktohet nje fem e padëshiruar në stator. Në rastin kur përdoret një çift revolver, në mënyrë analoge me atë që u tha për sinkron, merret shprehja në vijim e tensionit sre që është e pranishme në skajet e mbështjellëses të rotorit të slave-it:

' cos( ) cos( )sr m se k E tω ψ α α= − • −

ku janë të shënuar respektivisht me mα e sα pozicionet e rotorit të njësisë së masterit dhe atë të slave. 5.2 Sensorët e pozicionit me dalje digitale Disa sensor kanë dalje numerike: midis këtyre mund të përmendim “enkoder” që përfaqësojnë sot sensorët e pozicionit më të përhapur. Megjithëse është e mundur të realizohen enkoder me anë të teknikave të ndryshme të shndërruesve (teknika optike, magnetike, efekti Hall, me kontante rrëshqitëse), në klasifikimin e këtyre komponenteve nisemi nga principi i shndërruesave dhe ndahen enkoderat në dy klasa bazë në varësi të daljes që paraqisin: enkoder absolut dhe enkoder incrementues. Enkoderat e të dy klasave mund të jenë si të tipit rrotullues ashtu dhe drejtëvizor, por pjesa më e përhapur të parëve, do të trajtohet në vijim; por përshkrimet janë në mënyrë të përgjithshme dhe mund të përdoren edhe për sensorët drejtëvizor. 5.2.1 Enkoder absolut Enkoderat absolut kanë dalje një numër, shpesh të shprehur në formë binare, që përfaqëson vlerën e këndit që ekziston midis një rotori referues dhe një referues me statorin.



Dalja e tipit paralel dhe të gjithë bitet që paraqesin numrin në dalje janë të pranishëm në të njëjtën kohë, duke përdorur një linjë të dedikuar secili. Instrumenti kryesor i enkoderit përbëhet nga një disk në të cilin ndodhen disa kurora bashkëqëndrore, me zona me karakteristika fizike të ndryshme (zonat që përmenden më sipër mund të jenë për shembull trasparente ose jo, isoluese ose jo, të magnetizuar me N ose S, etj). Duke e përshkruar diskun me anë të një rrezeje duke u nisur nga qendra, kalojmë në zona me karakteristika të ndryshme: duke supozuar ti vëmë në korrispondenc një shifër llogjike 0 dhe 1 karakteristikave fizike të zonave që përshkon rrezja në Fig.5.4, që të marrim një fjalë të sigurt binare.

Figura 5.3. Resolverë

Duke variuar pozicionin e rrezes që ajo përshkruan, fjala e marr modifikohet: që spostimi i rrezes të matet por është e nevojshme që ai të jetë më i madh se një minimum këndi. Më sipër u fol për mënyrën sesi kalimi i rrezes së leximit na mundëson leximin në seri të shifrave binare që përbëjnë daljen e sensorit: dhe pse kjo është mundësisht e realizueshme preferohet të instalohet një sensor për çdo kuror në mënyrë që të mundësohet më të vërtet leximin “në paralel” i shifrave që përbëjnë daljen.



Figura 5.4. Shembull i funksionimit të enkoderit absolut me katër bit 5.2.1.1 Rezolucioni Në paragrafin e mësipërm u tregua se që dalja e enkoderit të modifikohet, është e nevojshme që rrezja e leximit- ose disku- të rrotullohet në një kënd të tillë që të mund kapet të paktën nga një sensor: kështu që kemi një kënd të matshëm minimal në korrispondenc të një kuantizimi këndor. Karkteristika kryesore e enkoderave absolut është rezolucioni që varet- eksponecialisht- nga numri i bit të përdorur për të kodifikuar daljen. 360 gradët që përbëjnë masën e këndit xhirues, ndahen në aq pjesë sa janë të mundëshme konfigurimet binare të marra nga dalja dhe dihet se nëse janë N bit të kodifikimit në dalje, numri i mundëshëm i kofigurimeve është 2N . Enkoderat absolut të pranishëm në treg mund të kenë dhe 21 bit, prandaj realizohen rezolucione që ju korrespondojnë dhe këndeve më të vegjël se 1 second gradë. 5.2.1.2 Kodifikimi i daljes Çelësi që përdoret për të kodifikuar daljen ka një vlerë të madhe tek enkoderat absolut: në varësi të daljes, jo saktësia e pashmangëshme e ndërtimit të enkoderave mund të përcaktojnë ose jo gjetjen e gabimeve në matjen e kryer. Për ta sqaruar më mirë këtë, supozojmë se fillimisht përdorim një sekuencë binare të pastër për kodifikimin e daljes të një enkoderi me katër bit. Duke supozuar se nisemi nga situata e paraqitur në Fig.5.5 mund të verifikojmë lehtësisht që një rrotullim në kahun orar i diskut e lë të pandryshuar fjalën në dalje- të njëjtë me 0111- derisa, pas një farë rrotullimi, rrezja e leximit ndodhet në kufijt e zonave që përbëjnë kurorat rrethore. Teorikisht në këtë pikë duhet të ndodhi komuntimi i njëkohshëm i të gjithë sensorëvë dhe në dalje duhet të marrim konfigurimin 1000. Në realitet, për shkak të difekteve të pashmangëshme të ndërtimit, komutimet e sensorëve ndodhin në çaste të ndryshme dhe mund të vihen re intervale këndore ku numri që marrim në dalje nuk i korrespondon pozicionit efektiv të rotorit. Nëse supozojmë që sensori i parë që ka ndryshuar pozicion është ai që i korrespondon “bit më me më shumë vlerë” dalja do të marri konfigurimin 1111, që sic mund të vihet re nga Fig.5.5, shërben për të konfiguruar një pozicion prej 180 gradësh në krahasim me atë aktualin. Për të mundësuar evitimin e këtij gabimi të matjes adabtohen kodifikime binare të ndryshme “nga binare e pastër”: midis këtyre ajo më e përhapura është kodifikimi “Gray”.



Figura 5.5. Pasiguria nga mos vendosja (allineamento) e sensorëve relativ në kurora të

ndryshme të enkoderit Në kodin Gray kalohet nga një numër në tjetrin, duke modifikuar vetem një bit, sic tregohet në Tabelën 5.1. Falë kësaj karakteristike nuk mund të verifikohen gabime leximi që vihen re në rastin e kodifikimit “binare i pastër” dhe mos saktësia e matjes kufizohet tek këndi që i korrespondon pasaktësis së një sensori të vetëm që realizon komutimin. Pasi realizohet shndërrimi nga pozicioni në numrin e kodifikuar Gray me qëllimin që të mund të shmaget gabimi në matje, kështu mund të realizojmë një “përkthimin” e daljes në kodifikimin binar nëpërmjet qarqesh llogjik të programuar ose me anë të rrjetave kombinatore me llogjikë kablluar. 5.2.1.3 Teknika V-scan Në alternativ të përdorimit të kodifikimit Gray për të evituar rrezikun nga leximi fals, përdoren teknikat e quajtura “V-scan” dhe “U-scan”. Këto konsistojnë në përdorimin e një çifti sensorësh për çdo kurorë, ngelet i vetëm, vetëm sesori i kurorës së jashtme, që i korrespondon bit më me pak vlerë në dalje. Në rastin e teknikës V-scan sensorët ndihmës janë vendosur siç tregohet në Fig.5.6 në të cilën disku i enkoderit është treguar në mënyr të detajuar dhe për tu qartësuar. Sinjalet e ardhura nga sensorë të ndryshëm aplikohen tashmë në një rrjetë llogjike nga ku më tej nxirret informacioni. Në mënyrë analoge veprohet kur sensorët janë vendosur sipas teknikës U-scan: por në këtë rast harku që përfaqëson diferencën midis sensorëve të cifteve relative midis gjurmëve të ndryshme mbetet konstante. Difekti kryesor i teknikave V-scan dhe U-scan paraqitet nga numri i madh i sensorëve të kërkuar dhe nga pamundësia për të përdorur një sistem të vetëm lentesh, me qëllimin për të ulur mosaktësin këndore të sistemit në rastin kur zgjidhet për një sistem optik. 5.2.1.4 Topologjitë konstruktive Enkoderet mund të ndërtohen në bazë të topologjive të ndryshme: mund të realizohen enkodera me kontakte rrëshqitës, kapacitiv, induktiv, magnetik, optik dhe akoma të tjera.



Enkoderata me kontaktë rrëshqitës janë më të thjeshtë: në këta disku rrotullues është realizuar duke krijuar mbi një suport izolues sektor rrethues përcjellës që ushqehen me anë të një unaze mbi të cilën kalon një kontakt rrëshqitës.

Tabela 5.1. Kodifikime dhjetore, binare të pastër, Gray

Dhjetore Binare Gray 31 11111 10000 30 11110 10001 29 11101 10011 28 11100 10010 27 11011 10110 26 11010 10111 25 11001 10101 24 11000 10100 23 10111 11100 22 10110 11101 21 10101 11111 20 10100 11110 19 10011 11010 18 10010 11011 17 10001 11001 16 10000 11000 15 01111 01000 14 01110 01001 13 01101 01011 12 01100 01010 11 01011 01110 10 01010 01111 09 01001 01101 08 01000 01100 07 00111 00100 06 00110 00101 05 00101 00111 04 00100 00110 03 00011 00010 02 00010 00011 01 00001 00001 00 00000 00000

Duke nxjerrë me anë të kontakteve të tjera rrëshqitëse të vendosur në kontakt me gjurmët e enkoderit tensionin e pranishëm në seksionet rrethore merret një nivel llogjik 1 nëse sektori është një përcjellës dhe një logjike 0 se sektori është një izolues. Difektet kryesore të lidhur me këtë tip përbëhen nga besueshmëria modest dhe jeta e sistemit, nga emertimi i pluhurit përcjellës (pluhur hekuri për shembull) për shkak të fërkimit të kontakteve në sektoret e diskut, nga rezolucioni modest i sistemit. Shpejtësia e rrotullimit të



enkoderit dhe numri i rrotullimeve të realizuara janë kritik sepse forca e fërkimit të kontakteve dëmton sipërfaqen e kontaktit. Një tjetër shkak i vjetërimit të këtij tipi sensorësh paraqitet nga vibrimet e boshtit në të cilin është i fiksuar enkoderi: për shkak të vibrimeve, kontaktet tërheqëse gjenden në lëvizje të vazhdueshme në krahasim me sipërfaqen e reduktuar të kontaktit. Kështu përdorimi përqëndrohet në këtë zonë të vogël duke bërë të mundur një degradim të karakteristikave ndërtuese dhe të besueshmëris së sensorit.

Figura 5.6. Teknika V-scan: vendosja e sensorëve Për të zgjidhur të gjitha këto probleme të vëna re tek enkoderat me kontakte tërheqës u zhvilluan enkoderat që nuk kanë nevojë për kontakte elektrike midis sensorit të statorit dhe diskut të rotorit: nga këtë më të përhapurit janë enkoderat optik. Në enkoderat optik disku realizohet me anë të një xhami trasparente ku krijohen me anë të proçeve fotografike ose me stampim, zona të errëta (jo trasparente). Duke vënë një burim drite nga një anë e diskut dhe shumë fotosensor aq sa janë gjurmët, nga ana tjetër kemi si përfundim që ata sensorë që gjenden në korrispondecë të zonave trasparente të diskut vendosen në korrispondencë të një niveli të caktuar llogjk- për shembull 1- ndërsa sensorët që gjenden në korrispondecë të zonave të errëta në dalje kanë një nivel tjetër llogjik. Proçeset fotografike dhe ato të stampimit, mundësojnë sot që kurorat e diskut prej xhami të ndahen në një numër të madh sektorësh: disa prej tyre arijnë deri në 5000 sektorë, duke mundësuar që enkoderat optik të arrijnë nivele rezolucionit të lart; por nuk duhet të harrojmë se dhe fokusimi i fashës së dritës është po aq i rëndësishëm. Për të patur rezolucion të përshtatshëm



është e domosdoshme që fashat e dritës që kalojnë nëpër disk të jenë të përbëra nga rreze sa më shumë të mundura paralele dhe për këtë arsye përdoren diafragma ose dispozitiv optik që kanë fokusim me lente. Për ta bërë më të mundur montimin e këtyre dispozitivëve të fokusimit përdoren lente prizmike në mënyrë që vetëm një lent të përdoret nga të gjithë sensorët e enkoderit që montohen mbi të një diametër gjeometik. Llampa që përdoret në këto raste ka formën e tubit me filament drejtëvizor.

Figura 5.7. Teknika V-scan: rrjeta llogjike kombinatore për të nxjerr informacionin

Enkoderi optik ka shumë karakteristika pozitive: nuk përson vjetërime që mund të jenë të lidhura me përdorimin, dhe përjashtohen kushinetat e boshtit, nuk prodhon pluhur konduktiv, nuk provokon harqe elektrike si rrjedhim komuntime. Nga ana tjetër këto rezultojnë negativ kundrejt plëhurave dhe tymrave të ambjentit të përdorimit (këto, mund të depozitohen mbi disk duke e bërë atë më pak trasparent) dhe vibrimet e forta mund të bëjnë të mundur thyerjen e diskut të xhami). Një tjetër karakteristik negative e enkoderit optik është nga hesterezia e fotosensorëve që përkthehet në një hesterezi të enkoderit: kjo d.m.th që pozicionet e ballit të ngritjes dhe të uljes së daljeve modifikohen sipas sensit të rrotullimit të diskut. 5.2.2 Enkoderat incrementues Enkoderi absolut është një dispozitiv kompleks ku duhet të përdoren shumë gjurmë të diskut, një për çdo bit që paraqet një numër në dalje. Sigurisht që çdo gjurme duhet ti korrespondojë të paktën një sensor elementar që duhet ti prijë një linje komunikimi. Si rrjedhim të kësaj, kemi një kompleksitet që vihet re dhe një kosto jo të ulët të këtyre elementeve sidomos kur duhet të kemi një rezolucion të lart (mjafton të kujtojmë se 8 bit, lejojnë vet të kodifikojmë 256 situata të ndryshme, por nuk lejojnë të arrijmë rezolucionin e një grad këndi në xhiro). Një zgjidhje e këtyre problemeve është bërë nga enkoderat incrementues në të cilët përdoret vetëm një kuror me sektorët sipas teknikave të përshkruara më parë. Një sensor i vetëm është i mjaftushëm për të caktuar, në rastin e rrotullimit vetëm në një sens, me çfarë këndi është rrotulluar boshti i enkoderit duke u nisur nga një pozicion referimi. Dhe është i



mjaftueshm numërimi i numrit të gjurmëve që kanë kaluar në korrispondecë të sensorit për të marr vlerën e këndit, duke shumëzuar numrin e gjurmëve për këndin elementar korrispondues me një gjurmë të vetme.

Figura 5.8. Enkoder optik: principet e funksionimit

Veprimi i numërimit mund ti besohet një qarku llogjik elektronik (TTL ose CMOS) për të patur një sistem më kompakt e më ekonomik sesa një enkoder absolut me rezolucion ekuivalent. Por në krahasim me të këtë të fundit, enkoderi inkrementues paraqet një difekt që nuk mund të mos vihet re: ka nevojë për një fillim që i mundëson të referoj rrotullimet individuale me një pozicion të parapërcaktuar. Për këtë arsye enkoderat incrementues kanë një gjurmë suplementare që e ka vetëm një gjurmë dhe që përdoret si referim absolut. Në mënyrë alternative, veprohet mbi insturmentin me të cilin enkoderi është i lidhur për ta çuar në një pozicion referues: në këtë pozicion është instaluar një sensor përafrimi (ose thjeshtë një kontakt nën një forcë mekanike) që duke vepruar mbi hyrjen e “reset”të numëruesit, do të ngrëri përmbajtjen e këtij të fundit. Fig.5.9 paraqet dy skemat e princip të funksionimit të sistemit enkoder-numërues të vlefshëm për rrotullimin një drejtimësh. Siç u tha vetëm një disk dhe vetëm një sensor është i mjaftueshëm për të përcaktuar madhësin e rrotullimit të kryer kur këto kryhen në të njëtin sens: por kur duhet të kryejmë rrotullime në të dyja senset është e domosdoshme të përdoret një sensor ndihmës në mënyrë që të mund të marrim një çift të sinjaleve në dalje të shfazuar njëri nga tjetri. Nga vëzhgimi i dy fazave relative të dy sinjaleve mund të kuptohet sensi i rrotullimit. Qarku i numërimit duhet të ketë mundësin të rriti dhe të zvogëloj numrin në total dhe në këtë mënyrë vlera e çastit e regjistrit të numërimit paraqet në shkallën e duhur, pozicionin këndor të çastit referuar pozicionit fillestar në korrispondec të asaj ku numëruesi ishte zeruar. Qarku që paraqet këtë princip është paraqitur në Fig.5.10. Dy sinjalet e daljes së enkoderit përdoren në mënyra të ndryshme: sinjali kryesor U1 përdoret si clock për numëruesin ndërsa sinjali sekondar U2 përdoret për të seleksionuar funksionin e inkrementimit apo të dekrementimit. Duke supozuar për shembull se në sensin orar sinjali U2 është përpara në krahasim me sinjalin U1 dhe kemi që një çastin kur merret fronti i daljes së clockut- dmth në çastin kur bëhet refresh-imi i



numëruesit- sinjali që zgjedh inkementimin është në nivelin llogjik 1: në këtë mënyrë rrotullimi orar shoqërohet me një rritje të numërit të memorizuar në numërues. Ndërsa në rast se rrotullimi bëhet në kahun antiorar clocku U1 mundëson shndërrimin 0-1 përpara se sinjali U2 të ketë arritur nivelin llogjik 1 dhe kjo provokon një zvogëlim të vlerës totale të numëruesit. Në realitet, duhet të evitohen që vibrimet e vogla të diskut të enkoderit që mund të provokojnë ndryshime përsëritëse të nivelit të sinjalit U1 të përdorur si clock: nëse verifikohet kjo gjë, numëruesi do të bënte në mënyrë të vazhdueshme një rritje të numërit total duke na çuar në vlerësime të gabuara. Për këtë qëllim vendoset midis enkoderit dhe numëruesit up-down një rrjet sekuenciale që verifikon koherencën e frontit të sinjalit U1 e U2 përpara se të aplikoj impulsin e clockut në numërues.

Figura 5.9. Skema kryesore e sistemit “enkoder inkrementues- numërues” të vlefshëm për rrotullimin një drejtimësh: a) enkoder i thjeshtë; b) prania e një fundi rrotullimi.

5.2.2.1 Rezolucioni Rezolucioni i enkoderave inkrementues varet kryesisht nga numri i gjurmëve të pranishme në kuror, megjithatë është e mundur të rritet rezolucioni duke shfrytëzuar një përpunim të sinjaleve të marra nga dy daljet U1 dhe U2. Duke analizuar dy format e valëve në rastin kur këto rezultojnë të shfazuara me një të katërtën e periodës mund të vihet rë që janë katër mundësi që i korrispondojnë komutimit të dy sinjaleve. Prandaj mjafton të përdorim një qark të thjeshtë kombinator, për shembull një OR ekslusiv (XOR) për të marr dy impulse në korrispondenc të çdo gjurme.



Figura 5.10. Skema e sistemit enkoder incremetues- numërues “up-down” për të mundësuar

rrotullimet dydrejtimëshe.

Se në rast se në vend të një XOR përdoret një rrjet më komplekse që gjeneron një impuls në korrispondencë si në trasmetimit 0-1 si atë të 1-0 të njërit çfarëdo nga sinjalet U1 dhe U2 merret një rritje e rezolucionit me një faktor të barabartë me 4.

Figura 5.11.Rritja e rezolucionit në mënyrë elektronike

5.3 Takimetri me dalje dixhitale Midis aplikimeve me interes të lart në sektorin e kontrollit automatik është dhe matja e shpejtësis këndore. Për këtë qëllim përdoren takimetrat e bazuar në dy skema të ndryshme: “me shndërrim në frekuencë” dhe “me shndërrim në kohë” që japin në dalje një numër të lidhur me shpejtësinë e rrotullit të instumentit që është duke u matur.



5.3.1 Shndërrimi në frekuencë Realizimi një takimetri me shndërrim në frekuenc është i lehtë: meqënëse shpejtësia këndore ka lidhje me frekuencën mjaftojnë të shfrytëzojmë rrotullim e boshtit ku po bëjmë matje për të gjeneruar një sinjal elektrik me të njëjtën frekuencë- ose në një frekuencë të shumëfishtë- dhe matim këtë frekuencë me anë të një frekuencë metër dixhital. Zakonisht sinjali elektrik tek i cili do të matet frekuenca gjenerohet me anë të një sensori që vepron duke u kombinuar me një “ rrotë të dhëmbëzuar”; kjo është e ndërtuar nga një dispozitiv që kryen funksione analoge me ato të diskut të një enkoderi inkrementues. Rrota e dhëmbëzuar, që paraqet zona të preken nga sensori, fiksohet në boshtin ku duhet të matet shpejtësia: duke supozuar që ajo është e pajisur me n zona që preken, do të kemi që sensori emeton n impulse për çdo rrotullim të plot të boshtit mekanik. Duke ju referuar Fig.5.12 në të cilën supozojmë se oshilatori lokal (O.L) përcakton hapjen e gate në çastin 1t dhe mbylljen në çastin 2t marrim:

2

1

2 1( ) ( ) ( )t

mekt

N t N t n V t dt= + ∫

ku: 1( )N t - shënohet numri i çastit i pranishëm në numërues në çastin e hapjes së gate, 2( )N t - numri total në mbyllje të gate , ( )mekV t - shpejtësia mekanike e çastit të boshtit e shprehur në xhiro për sekond. Integrali që është dhe pjesa e dytë e barazimit, zhvillohet duke patur parasysh përkufizimin e vlerës mesatare, në këtë mënyrë marrim:

[ ]1 22 1 2 1,( ) ( ) | ( )mek t tN t N t n V t t= + • • −

ku duket vlera mesatare e ( )mekV t e llogaritur në intervalin [ ]1 2,t t .

Figura 5.12. Takimetri me shndërrim në frekuencë: skema kryesore

Që këtej arrijmë në shprehjen finale:

[ ][ ]1 2

1 2

,,

|| t t

mecc t t

NV

nτ=



ku me N shënohet diferenca 2 1( ) ( )N t N t− dhe me τ shënohet koha e hapjes së gate, d.m.th kohëzgjatja e intervalit të matjes. 5.3.1.1 Pasaktësia Matja e saktësisë që shoqëron matjen e shpejtësis mesatare merret duke aplikuar rregullat e njohura të propragandimit të gabimeve:

% % %meccV NτΔ = Δ + Δ

Duke ekzaminuar të parin kontributin e oshilatorit lokal duhet të rikujtojmë se sot mund të realizohem me thjeshtësi më të madhe- për shembull me anë të kuarcit- oshilator të pajisur me qëndrueshmëri të lart prandaj në shumicën e rasteve mund të lihet pas dore kontributi i %τΔ . Ndërsa termi %NΔ , del si rrjedhim i mungesës së sinkronizimit midis sinjalit që vë në punë gate dhe atij të gjeneruar nga sensori i aplikuar në rrotën dhëmbëzuar. Dihet se 1NΔ ± , prandaj shprehja e pasaktësis e lidhur me vlersësimin e shpejtësis mekanike mesatare rezulton:

100 100%meccmecc

VN n Vτ

Δ ≈ =

Pasiguria e matjes të shpejtësis mekanike mesatare varet nga faktorët në vijim:

• Numri n i gjumrëve të rrotës së dhëmbëzuar; • Zgjatja e τ e intervalit të matjes [ ]1 2,t t ; • Vlera mesatare e vet shpejtësisë.

5.3.1.2 Rezolucioni Rezolucioni me të cilën realizohet matja e përshkruar më parë varet kryesisht nga vlera e

2 1( ) ( )N t N t− meqënëse mund të konsiderohet e barabartë me:

2 1

1Re( ( ) ( ))

zolucioniN t N t

=−

Ky numër influencohet nga të njëjtët faktor që u përmendën për pasigurinë. Dhe në këtë rast realizimi i matjeve me rezolucion më të madh kërkon përdorimin e rrotave dhëmbëzuar me më shumë gjurmë, intervale matjesh relativisht të mëdha megjithatë bëhet problematike kur shpejtësia e rrotullimit mekanik është e ulët. 5.3.1.3 Matja e shpejtësis mesatare



U tregua se pasiguria e matjes dhe rezolucioni i saj varen nga faktor të ndryshëm dhe midis tyre dhe nga intervali i matjes. Duke rritur këtë kemi një përmirësim të cilësis së matjes, por nuk duhet të harrohet një konkluzion i rëndësishëm:

Ka kuptim të kërkohet një saktësi gjithmon e madhe e matjes kur ajo që matet është vlera mesatare në një interval gjithmon dhe më të gjatë?

Natyrisht përgjigjja është shumë shpesh negative: në radhë të parë sepse oshilime të mundëshme nga matja mund të fshihen nga llogaritja e mesatares, në radhë të dytë sepse rezultati që merret në fund të matjes i referohet një kushti të matjes që tashmë ka kaluar prej kohësh. Në shumicën e rasteve objekti i vërtet i matjes është ecuria e shpejtësisë së çastit (ose gati e çastit, d.m.th në një interval të shkutër kohe). Një sistem i kontrollit të shpejtësisë, për shembull, është aq më i mirë sa më të vegjël janë oshilimet e shpejtësisë të aparatit rreth vlerës së referimit (të quajtur dhe “set-point”) dhe reduktimi i oshilimeve kërkon përgjigjen e kundërveprimit që është e ndërtuar në këtë rast nga një takimetër për të cilin folëm. Kështu kërkohet të bëhet më e shpejtë përcaktimi i shpejtësisë pa u dashur të hiqet dorë, për sa është e mundur, nga cilësia e matjes. 5.3.2 Shndërrimi në kohë Për të kaluar limitet e shpejtësis të përmendura tek takimetri me shndërrim në frekuencë mund të përdorim shndërrimin në kohë. Në këtë rast qarku bazë i takimetrit modifikohet siç tregohet në Fig.5.13 ku duken blloqet tashmë të shpjeguar më parë, të lidhur në mënyrë që të realizohet një matje e intervalit të kohës. Këtu ajo ç’ka matet është kohëzgjatja e intervalit që zgjat midis kalimit të dy gjurmëve të rrotës së dhëmbëzuar përpara sensorit. Kështu përcaktohet një fraksion i periodës së rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar dhe e boshtit ku ajo është vendosur. Duke shënuar më mekT periodën e rrotullimit të boshtit, me n numrin e gjurmëve të rrotës së dhëmbëzuar, me 1t çastin e hapjes së gate të provokuar nga kalimi i një gjurme dhe me 2t çastin e mbylljes së gate si rrjedhim të kalimit të gjurmës pasardhëse, kemi:

[ ]1 2,2 1

|mek t tTt t

n− =

Nëse tani shënojmë me τ periodën e oshilatorit lokal, me 1( )N t numrin e memorizuar në numërues në çastin 1t dhe me 2( )N t vlerën e pranishme në numërues në çastin 2t marrim:

[ ][ ]1 2

1 2

,2 1,

|| ( ) ( ) mek t t

t t

TN N t N t

nτ= − =

Vlera e shpejtësisë së rrotullimit merret thjeshtë nga realizimi i inversit të periodës mekT , kështu që kemi:

[ ][ ] [ ]

1 2

1 2 1 2

,, ,

1 1 1|| |mek t t

mek t t t t

VT n Nτ

= = • (16)



Vihet re se vlera e shpejtësisë së rrotullimit është akoma një vlerë mesatare, por në këtë rast intervali ku është matur ajo, është kohëzgjatja e kalimit të dy gjurmëve të njëpasnjëshme të rrotës së dhëmbëzuar. Në këtë mënyrë është e mundur të merren më shumë matje të shpejtësis të rrotullimit brenda të njëjtës xhiro të boshtit mekanik.

Figura 5.13. Takimetri me konvertim në kohë: skema kryesore 5.3.2.1 Rezolucioni Dhe në këtë rast rezolucioni i matjes varet nga vlera e rritjes së menjëherëshme e numërusit në intervalin[ ]1 2,t t : ajo varet, përveç se nga vlera e intervalit, nga frekuenca e oshilatorit lokal që duhet të jetë aq më e madhe sa më i madhe dëshirojmë të jetë i lartë rezolucioni. Një zvogëlim i shpejtësis së rrotullimit dhe një reduktim i numrit të gjurmëve të rrotës së dhëmbëzuar çojnë në një rritje të rezolucionit. 5.3.2.2 Pasiguria Analiza e bërë në shprehjen (16) do të çonte në përfundimet që kemi për propagandimin e gabimeve, që pasiguria që shoqëron matjen e shpejtësis së rrotullimit e shprehet nga shuma e termave %τΔ dhe %NΔ ; siç u tha dhe me parë kontributi i %τΔ mund të mos merret parasysh duke u krahasuar me %NΔ që do të rezultonte nga shprehja:

[ ]1 2,% 100 |mek t tN n VτΔ = •

Si rrjedhim pasiguria do të rezultonte e lidhur eksluzivisht me numrin e dhëmbëzave të rrotës së dhëmbëzuar, me periodën e oshilatorit lokal, dhe vlerën e vet shpejtësis këndore. Në realitet u la pa përmendur që gjurmët e rrotës së dhëmbëzuar mund të mos jenë të barazlarguara nga njëra-tjetra. Në këtë rast atëhere duhet të kihet parasysh dhe përqindja e pasigurisë lidhur me ndërtimin e rrotës dhëmbëzore. Nëse shënojmë me α këndin që përfshihet midis dy gjurmëve të njëpasnjëshme të rrotës së dhëmbëzuar merret shprehja në vijim që lidh shpejtësin këndore me kohëzgjatjen e intervalit [ ]1 2,t t dhe me numrin total të numëruesit:



[ ][ ]1 2

1 2

2 1 ,,

|| t t

mek t t

t t NV

α τ− = =

Duke shprehur shpejtësin këndore të llogaritur në intervalin [ ]1 2,t t , marrim:

[ ][ ]

1 2

1 2

,,

||mek t t

t t

VN

ατ

=

Për propagandimin e gabimeve marrim shprehjen e plotë të pasigurisë të shoqëruar me matjen e shpejtësisë:

% % % %mekV Nτ αΔ = Δ + Δ + Δ Dy termat e parë janë shqytuar tashmë, ndërsa i treti varet ekspluzivisht nga teknologjia me anë të cilës realizohet rrota e dhëmbëzuar. Për të mundësua zvogëlimin e αΔ përdorim dy mënyra të ndryshme. Rasti i parë: dy sensorë të njëpasnjëshëm që ndjekin kalimin e të njëjtës gjurmë: impulsi i sensorit të parë hap gate ndërsa impulsi i të dytit e mbyll. Me këtë teknikë pasiguria tek αΔ anullohet, por kemi një pasiguri lidhur me kohët e ndryshme të komuntimit të dy sensorëve.

Meqënëse αΔ përbën një gabim aleotor, mund të zvogëlohet vlera me anë të mesatares së matjeve të ndryshme: me këtë qëllim një teknik e dytë parashikon matjen e kohëzgjatjes e tre intevaleve të ndryshme duke përdorur tre sensorëve të vendosur pranë rrotës së dhëmbëzuar në mënyrë që të kemi, teorikisht, komuntime të njëkohëshme. Hapja e gate komandohet gjithmon nga i njëjti sensor ndërsa mbyllja komandohet nga ai sensor nga të tre që komuntohet i dyti. Në këtë mënyrë realizohet një vlerësim i vlerës mesatare të tre intervaleve, që mundëson reduktimin e madhësisë së gabimit αΔ . 5.3.3 Topologji të sensorëve (pick-up) Siç u tha dhe më parë ekzistojnë zgjidhje të ndryshme të përshtatur me sensorin në mënyrë që të kombinohen me rrotën e dhëmbëzuar, kështu këtu do të trajtohen disa prej tyre (më të përhapurit), duke nxjerr në pah të mirat dhe të këqijat e tyre. 5.3.3.1 Optik Sensori optik është ai që rezulton më i lehti për tu trajtuar: bëhet fjalë për një çift të fotoemitues-fotozbulues që shpesh është i ndërtuar nga një LED (Light Emetting Diode) dhe nga një fototransistor që kalon nga mbyllja në saturim sipas chip-it mbi të cilin është realizuar, nëse ai gjendet në errësirë apo në zonën e ndriçuar. Rrota e dhëmbëzuar ndërpret me gjurmët e saj fluksin e ndriçimit midis dy komponenteve dhe provokon komutimin e fototranzistorit në mënyrë analoge me diskun e një enkoderi inkrementues të tipit optik. Të mirat kryesore të këtij tipi pick-up paraqiten nga mungesa e kontakteve rrëshqitëse dhe nga pavarësia e amplitudës së sinjalit të daljes nga shpejtësia e rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar. E meta kryesore është mundësia e përdorimit në ambjente me pluhur.



Figura 5.14. Rrota e dhëmbëzuar e sensorit optik

Kur është i nevojshëm, fotoemitori dhe fotozbuluesi mund të vendosen në një pozicion remote duke shfrytëzuar fibra optike për të çuar fashën e dritës në rrotën e dhëmbëzuar. 5.3. 2 Magnetik me tension të induktuar Pick-up magnetik me tension të induktuar bazohet në vënjen në punë të një magneti permanent të lidhur me një bobinë elektrike: duke i vendosur elementet si në Fig.5.15 marrim që rrotullimi i rrotës së dhëmbëzuar provokon një ndryshim ciklik të rezistencës së qarkut magnetik. Për shkak të ndryshimeve të rezistencë kemi një ndryshim të fluksit magnetik të lidhur me bobinën, dhe nga ligji i Lenzit, në skajet e bobinës lind një fem periodike që ka frekuencë të njëjtë me atë që dhëmbët e rrotës së dhëmbëzuar paraqiten tek pick-up. ______________________________________________________________________________ Kujtesë

Lenz's law- was formulated by German physicist Heinrich Lenz in 1833 and gives the direction of the induced electromotive force (emf) resulting from electromagnetic induction, thus:

The emf induced in an electric circuit always acts in such a direction that the current it drives around a closed circuit produces a magnetic field which opposes the change in magnetic flux.

Avantazhet e kësaj zgjidhjeje janë të lidhur më shumë me mundësin që kanë këta për të punuar në ambjente të vështir, me vajra, me pluhura ndërsa disavantazhi kryesor përbëhet nga fakti që niveli i sinjalit të daljes varet direkt nga shpejtësia e rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar. Për të përcaktuar madhësinë e sinjalit të daljes hipotizojmë se rezitenca minimale e qarkut magnetik është 2R (që marrim kur dhëmbi i rrotës së dhëmbëzuar është që është tek pick-up dhe resistenza maksimale është 1R ).



Figura 5.15. Rrota e dhëmbëzuar e sensorit magnetik me tension të induktuar

Meqë fluksi magnetik një seksion çfarëdo të nukleos shprehet nga raporti midis forcës magnetomotore mmF dhe rezistencës R , marrim që diferenca midis flusit maksimal dhe minimal është:

2 1

1 1mmF

R Rφ

⎛ ⎞Δ = • −⎜ ⎟

⎝ ⎠

Nëse mekV është shpejtësia e rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar që ka n dhëmbë, koha që i duhet për të kaluar nga resistenza 1R në atë 2R e marrim nga shprehja:

2 11

2 mek

t t tnV

Δ = − =

Duke zëvendësuar merret kështu shprehja për nivelin e tensionit të sinjalit në dalje në funksion të shpejtësis së rrotullimit:

2 1

1 1 2mm mecce F nVt R Rφ ⎛ ⎞Δ

= = • − •⎜ ⎟Δ ⎝ ⎠

Siç dhe mund të shihet niveli i sinjalit të daljes të pick-up magnetik, varet nga shpejtësia e rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar: për këtë arsye sensori nuk paraqitet mirë në ato raste kur shpejtësia e realizuar është e vogël. 5.3.3.3 Magnetik me efekt Hall Pick-up magnetik me efektin Hall përdor një sensor të fluksit magnetik me efekt Hall në kombinacion me një magnet të vogël permanent. Duke e vendosur magnetin mbas sensorit Hall, marrim që kur rrota e dhëmbëzuar ka një nga dhëmbët përpara sensorit, flusi magnetik rritet për shkak të ndryshimit të rezistencës. Duke rritur flusin sensori Hall, duke u ushqyer në mënyrën e



duhur, gjeneron një fem në skajet e tij që mund të matet. Meqënëse niveli i fem nuk është i lidhur me shpejtësin e rrotullimit, përkundrazi është komplet i pavarur, realizohen sensor veçanërisht të përshtatshëm dhe për rastin e lëvizjeve të ngadalëta të instumentit të sensorit.

Figura 5.16. Rrota e dhëmbëzuar dhe sensori me efekt Hall

Të mirat kryesor të pick-up me efekt Hall përbëhen kështu nga konstantja e nivelit të daljes pavarësisht nga shpejtësia e rrotullimit të rrotës së dhëmbëzuar dhe nga mundësia për të punuar në ambjente me pluhur, me lagështirë dhe të vështirë. Difekti kryesor është ai lidhur me faktin që sensori duhet të ushqehet nëse sensori është pasiv dhe me numër të madh lidhjesh elektrike të nevojshme (katër përcjellës). 5.4 Sensorët e përafrimit dhe distanza Sensorët e përafrimit përdoren gjerësisht në përgjithësi në aplikimet industriale për kontrollin e sistemeve jo të vazhdueshëm tek të cilët duhet të gjendet prania e një objekti në një pozicion të caktuar; shembujt tipik janë ata të lidhur me arritjen e një gjysëmprodukti në një stazion ushqyes makinash industriale ose prania poshtë një distributori, e një kontenieri për tu rimbushur. Sensorët e distancës duhet të matin efektivisht distancën midis sensorit dhe një elementi të veçant, p.sh.: në kontrollues të nivelit. 5.4.1 Sensorët e matjes të distancës me ultratinguj Në këto sisteme matet distanca midis instrumentit të matjes dhe një elementi reflektues duke shfytëzuar veçorinë e tingujve dhe të ultratingujve për të përhapur me shpejtësi praktikisht konstante brenda materialeve. Duke njohur shpejtësin e përhapjes së valës zanore në materiale gjendet distanca midis instrumentit dhe objektit duke u nisur nga matja e kohës që duhet nga emertimi i impulsit zanor dhe marrja e ekos në kthim. Shënojmë me T kohën e përhapjes, d.m.th intervalin e përshkruar nga emertimi i impulsit deri në marrjen e ekos, me pυ shpejtësin e përhapjes dhe me L distancën, kemi:



2pT

Lυ⋅

≈

Koha e matjes së përhapjes mund të matet me anë të një qarku të bazuar në një intervalmetër të modifikuar në mënyrë të tillë që gate të vihet në punë në korrispondecë të emertimit të valës ultazanore dhe të ndali sapo sensori merr ekon e kthimit. Me këtë zgjidhje qarku, marrim që distanca e matur gjendet si vijon:

2pL N

τ υ⋅≈

ku me τ shënohet perioda e oshilatorit lokal L.O dhe me N numri i memorizuar në numërues në momentin e mbylljes së gate. Pasiguria relative e matjes, sipas rregullave të propagandimit të gabimeve, jepet nga:

% % % %pL N τ υΔ = Δ + Δ + Δ

Në këtë shprehje disa terma kanë rëndësi më pak se të tjerët, prandaj dhe mund të mos merren parasysh:

• Stabiliteti që kanë oshilatorët me kuarc është e tillë që mund të mos merret parasysh %τΔ ;

• %NΔ mund të mos merret parasysh kur përdorim një oshilator në frekuenca të larta dhe një numërues me numër të madh bitesh.

Ndërsa një parametër që nuk duhet harruar është pikërisht vlera e shpejtësis të përhapjes së valës zanore në material: ajo influencohet nga karakteristikat e materialit, në veçanti nga temperatura, dhe nga lëvizja eventuale e materialit nga era ose nga shkaqe të tjera. Emertimi i impulsit nga ana e njësis transmetuese provokon vibrime të strukturës që transmetohen dhe tek sensori marrës: për të evituar që këto vibrime të mund të keqinterpretohen si eko e impulsit, reflektimi i marrësit, dalja e sensorit marrës “errësohet”, d.m.th anullohet për një kohë të caktuar. Kohëzgjatja e intervalit të “errësirës” influencon në vlerën minimale të distancës të matur nga sistemi. Duke shënuar me 0T kohëzgjatja e “errësirës” distance minimale e gjetur minL jepet nga:

0min 2

pTL

υ⋅≈

Elementi të cilit i është besuar emertimi i impulsit akustik është zakonisht një kristal piezoelektrik, meqënëse i njëjti tip kristali përdoret për të ndërtuar marrësin e ekos mund të mendohet të bashkohen të dy funksionet në një dispozitiv të vetëm për motive të kostos. Një sistem i tillë akoma nuk është shumë i përhapur, por shumë prodhues janë duke prodhuar sensor që mundësojnë këto dy veprime (të lëshimit të sinjalit dhe marrjes) të mund të kryhen në një element të vetëm piezoelektrik.

Sensoret aktive: principet e funksionimit


4.Sensorët aktive: principet e funksionimit Sensorët aktiv, d.m.th ata në të cilët energia me të cilën shoqërohen sinjalet në dalje merret direkt nga matje, d.m.th nga sistemi ku jemi duke kryer matjen, jane të bazuar në ato efekte fizike sipas të cilëve energjia konvertohet në energji elektrike. Efektet me shpesh të përdorura për të realizuar sensoret aktiv jane efektet: Seebeck, piezoelektrik dhe ai ferroelektrike. Avantazhi kryesor i sensorëve aktiv, në krahasim me ata pasiv është se ata mund të punojnë pa ndihmën e një sistemi ushqimi. 4. 1. Efekti Peltier, Thomson, Seebeck

4.1.1 Efekti Peltier

Efekti Peltier, i zbuluar nga Jean Peltier në 1834, përshkruan emigrimin e ngarkesave në pjesën e bashkimit të dy materialeve duke përcaktuar kështu një përshtatje të nivele Fermi tek materialet (shkaku i fenomenit – duhet kërkuar në ndryshimin e elektronegativitetit të dy materialeve që vihen në kontakt). Në mënyrë më specifike mund të themi se një material i “shkëput” elektrone tjetërit, i cili duke qënë se tashmë ka një mungesë ekuilibri midis ngarkesave pozitive të atomit dhe negative, ngarkohet pozitivisht. Ky potencial, në prani të materialit që i mori këto elektrone i cili tashmë ka një potencial negativ, krijohet një kamp elektrik që i kufizon elektronet që janë larguar tashmë të mbeten në afërsi të ndërfaqes. Arrihet kështu në një regjim të ekuilibrit dinamik në të cilin nuk kemi më migrim të ngarkesave midis materialeve. Vlera e diferecës potenziale – e quajtur fem Peltier- që lind në bashkim varet nga diferenca potenziale midis dy niveleve të Fermit, d.m.th nga karakteristikat e materialeve dhe nga temperatura në të cilën ndodhet vet kontakti. Relazioni midis fem Peltier dhe temperaturës në bashkim është jolineare dhe shprehet me anë të vlerave të koeficientit të ndjeshmërisë (nga temperaturë) në të cilën ecuria linearizohet lokalisht në korrispondecë të temperaturave të ndryshme të bashkimit. Ky koeficientë quhet koeficienti i Peltier dhe shënohet me simbolin π, që vlen për shembull:

8π = + mV/ºC për çiftin “Cu-Pt” (bakër- platin)

30π = − mV/ºC për çiftin “kostantana- platin”

në temperatuën 100 ºC

kostantana= është një lidhjë e bakrit (60%) me nikelin (40%) dhe që në temperaturën e ambientit paraqet një resitencë rreth 5 × 10-7 Ω·m. Përdoret në fushën e elektroteknikës për të ndërtuar rezistencat.

Për çiftin e materialeve A dhe B, në temperaturën T, fem Peltier paraqitet me simbolin:



, |A B Tπ

Për të kualifikuar sjelljen e N materialeve në mënyrë që të ndërtojmë çifte në mënyrë që të gjenerojmë një fem Peltier duhet të kihen parasysh të gjitha kombinazionet 2( ) / 2N N− : për të sintetizuar informacionet në një numër më të vogël përdoret për konvenienc sjellja e të gjithë materialet kundrejt platinit (Pt). Për të përcaktuar sjelljen e çiftit A e B përdoret pra platini si element referimi dhe krahasohen sjelljet e çifteve A e Pt me atë të çiftit Pt e B.

Por forca elektromotrore që vjen si rrjedhojë e efektit Peltier nuk është e matshme, sepse duke mbyllur qarkun me të njëjtat materiale do të krijohej një lidhje (bashkim) i dytë, identik me të parin, dhe efekti në total do të na jepte natyrisht zero.

4.1.2 Efekti Thomson

Efekti Thomson u zbulua në 1854 nga Sir William Thomson- i njohur me emrin Lord Kelvin- që konsiston në shpërhapjen e elektroneve në një material i cili vihet në një gradiente temperature (d.m.th në një ndryshim temperature).

Për shkak të efektit të agjitacionit termik të pranishëm në ekstremitetin e “ngrohtë”, ndodh që elektronet në fakt të emigrojnë kundrejt ekstremitetit të “ftohtë” , duke bërë që materiali të mos ndodhet më në një ekuilibër elektrik. Emigrimi do të përfundojë në momentin kur diferenca elektrike që lind midis dy ekstermiteteve për shkak të efektit të disekuilibrit elektronik të barazoj me focën e zhvilluar nga agjitacioni termik.

Diferenca potenziale që lind nga efekti Thomson varet nga tipi i materialit dhe nga diferenca e temperaturës midis dy ekstremiteveve. Në rastin kur një material A, vihet në një temperaturë 2T në ekstremimentin e ngroht dhe 1T në atë të ftoht fem Thomson vlen:

| ,1 2AT Tτ

Fem Thomson ka një koeficient të ndjeshmëris nga temperatura, të quajtur “koeficienti Thomson” që ka vlerë:

8τ = + mV/ºC për Cu (bakër)

30τ = − mV/ºC për kostantana

dhe fem Thomson, ashtu si Peltier, nuk mund të matet direkt sepse mbyllja e qarkut me të njëtin material do të sillte anullimin e efektit.



4.1.3 Efekti Seebeck

Efektet Peltir e Thomson mundësuan shpjegimin e një efekt i cili ishte zbuluar disa vite më parë nga Thomson Johann Seebeck. Në 1821 u vu re se në një spirë të ndërtuar nga dy materiale të ndryshëm, me lidhje që mbahen në temperatura të ndryshme, qarkullon një rrymë elektrike. Efekti Seebeck lind si rrjedhojë e pranisë së njëkohshme të dy efekteve Peltier dhe Thomson të cilët mbivihen:

• Në dy bashkime, që kanë temperatura 2T dhe 1T të ndryshme, shpërndarja elektronike sjellin vlera të ndryshme të fem Peltier, që në mbyllje të qarkut nuk do të kompesohen në mënyrë perfekte dhe krijojnë një fem Peltier rezultante jo zero.

• Të dy degët, të ndërtuar nga përcjellësit A dhe B, i nënshtrohen të dy të njëtës diferenc të temperaturës prandaj dhe si rrjedhoj gjenerojnë dy fem për efekt të Thomson, por intesiteti i këtyre fem varet përveç se nga temperatura edhe nga karakteristikat e materialeve, dy fem e gjeneruara do të jenë të ndryshme. Kështu mbyllja e qarkut nuk do të provokonte një kompensim perfekt dhe do te kishm një lind të një fem Thomson rezultante jo zero.

Duke ju referuar Fig.4.1 në të cilën është paraqitur qarku ekuivalent i spirës termoelektrike, mund të nxirret lehtësisht shprehja për rrymën që qarkullon në të:

2 2, 1 1 2, 1s A,B|T A|T T A,B|T B|T TA B

1i =(π +τ -π -τ )R +R

•

A

B T1T2

Figura 4.1. Spira termoeletrike e Seebeck dhe qarku ekuivalent me parametra të përqëndruar



Nëse në spirën ku ndodh efekti Seebeck krijohet një shkëputje në ekstremet e kësaj gjenerohet një fem që rezulton të jetë rezultantja e fem Peltier rezultante dhe Thomson rezultante. Pra, kjo varet nga tipi i materialit dhe nga diferenca e temperaturës që ekziston midis dy bashkimeve. Duke përdor simbolet përkatëse, shkruajmë shprehjen që lidh fem Seebeck me diferencën e temperaturës midis dy bashkimeve.

2 2, 1 1 2, 1s A,B|T A|T T A,B|T B|T Te =π +τ -π -τ

Fem e prodhuar nga efekti Seebeck nuk modifikohet nga futja, në spirë, të një elementi të një materiali të ndryshëm me kushtin që të dy bashkimet ku ato lidhen me materialet e tjera të jenë në të njëjtën temperatur. Varësia që fem e prodhuar nga efekti Seebeck paraqet në lidhje me ndryshimet e temperaturës midis dy bashkimeve përdoret për të realizuar sensorë të thjesht të temperaturës: termoçiftet. 4.1.4 Sensorët termoçifte Sensorët termoçifte përdoren për të matur temperaturën ose më mirë diferenca temperature: ato kanë nevojë për një sistem ndihmës në të cilin njihet temperatura dhe gjenerojnë një fem, vlera e të cilës është e lidhur me diferencën e temperaturës midis sistemit në shqyrtim dhe atij ndihmës. Dhe pse gjithë materialet metalike mund të përdoren për të ndërtuar termoçifte, praktikisht vetëm disa çifte përdoren: siç u vu re në paragrafin e mëparshëm që vlera e koeficintëve të Peltier dhe Thomson është shumë e ulët dhe çiftëzimet midis metaleve zgjidhen kryesisht për të rritur ndjeshmërin e termoçiftit nga temperatura. Vlera maksimale e koeficientit të Seebeck merret nga çifti krom-kostantana, që paraqet një koeficient Seebeck 58μV/ºC. Një tjetër kriter për të krijuar bashkimet është dhe mundësia që kanë çiftet për të punuar në temperatura të larta: çifti W-Re/ W-Re (Tungsteno 95% Renio5% / Tungsteno 74% Renio26%) që mund të punoj nga 0 ºC deri në 2300 ºC. Praktikisht përdoren 10 çifte të ndryshme të cilat shënohen me gërma të alfabetit. Të mirat kryesore të sensorëve në termoçifte janë:

• Dimensione modeste dhe si rrjedhim lehtësi në montim • Fushë të gjerë matjes • Gjenden lehtësisht • Mundësi për tu përdorur për matjen në distancë • Kosto e ulët

Ndërsa difektet kryesore janë: • Janë pak të ndjeshëm • Jo linearitet • Kanë nevojë për një referim nga temperatura

Një difekt tjetër që i detyrohet një karakteristike dytësore të efektit Peltier: nëse bashkimi midis dy metaleve përshkrohet nga rryma verifikohet një ngrohje e bashkimit ose një ftohje në varësi



të drejtimit të rrymës. Për këtë motiv, në mënyrë që të mos alternojmë temperaturën në bashkimet, duhet të ndalohet qarkullimi i rrymës nëpër degët e skemës duke përdorur matësa tensioni me impendancë të lart në hyrje. 4.1.5 Përcjellësa dhe lidhësa kompensues Përcjellësit e termoçiftit karakterizohen nga pastërti e lart në mënyrë që të garantojnë respektimin e karakteristikave metrologjike të çiftit. Për këtë motiv kanë një kosto relativisht të lart, veçanërisht për ato çifte në të cilat ka dhe platin. Kur termoçifti ndodhet në pozicion remote nga sistemi i matjes mund të mos jetë ekonimisht e këshillueshme të përdoren të njëtët përcjellësa të termoçiftit për ta lidhur me instrumentin e matjes. Zakonisht adabtohet një skemë lidhje e ngjashme me atë të treguar për shembull në Fig.4.2: termoçifti A/B ka lidhjen që është nënshtruar temperaturës 2T ndërsa dy ekstremitetet e tjera të çiftit, të hapura, janë lidhur me një çift përcjellësash C e D. Dy lidhjet e tjera që lindin A/C e B/D, janë në një temperaturë referimi të lidhjes mT ndërsa lidhja e “ftohtë”, që tani është e përbër nga materialet C e D, është gjithmon në temperaturë 1T .

Figura 4. 2. Përcjellësit e kompensuar

Karakteristika e kërkuar nga materialet C e D është ajo që të paraqis, në një interval temperature, një sjellje termoeletrike sa më shumë të ngjashme me atë të materialeve A e B. Në këtë mënyrë, se në intervalin [ ]1, mT T çifti C/D është i ngjashëm me atë A/B, është e mundur të përdoren përcjellësa me cilësi –C dheD– në vendet të A e B për të realizuar lidhje me gjatësi më të madhe.



Figura 4.3. Qark për kompensimin e bashkimit të ftohtë

Një tjetër problem praktik që haset në fushën e industrisë i takon mungesës praktike që të mund të kemi një lidhje referuese në lidhje me temperaturën 1T në 0ºC. Kështu që termoçiftet të mund të tarohen në kushte standarte duke iu referuar kësaj temperature duhet që efektivishtë të punohet nga 2T deri në 0ºC: për prakticitet preferohet që të përdoret një lidhje referuese në temperaturën

1T duke vendosur arbitrarisht, në qarkun e daljes së termoçiftit, një gjenerator suplementar fem në mënyrë që të jetë në gjendje të jap një tension të barabartë me variacionin që ndjek diferencën midis temperaturës 1T të lidhjes dhe temperaturës 0ºC. Janë pastaj të ndryshëm qarqet që mund të realizohen duke patur parasysh realizimin e kompensimit të përshkruar, Fig.4.3 e sjell këtë shembull. 4.2 Efekti piezoelektrik dhe ferroelektrik

4.2.1 Piezoelektricitetit Piezoelektriciteti është nje fenomen i paraqitur nga disa materiale kristalorë për shembull: kuarz ose qeramika. Piezoelektriciteti konsiston në gjenerimin e një ngarkese të polarizimit si rrjedhin të deformimit të rrjetës kristalore të materialit. Duke ju referuar kuarcit, d.m.th oksidit të silicio (SiO2), mund të kuptohet fenomeni i piezoelektricitetit nëse i referohemi Fig.4. 4 në të cilën është sjell në mënyrë të detajuar një celul e kristalit elementar. Duke e nënshtruar kristalin e kuarzit nën një ngjeshje përgjat aksit të treguar në Fig.4.4 merret një deformim i qelizës që çon jonet të modifikojnë distancat reciproke nga ato



respektive të treguar në figurë. Ky variazion i distancës jonike ka si efekt global lindjen e një ngarkese sipërfaqësore në të cilën ngarkesa varet, përveçse nga përmasat e kristalit, nga sasia e deformit d.m.th, me anë të modulit të Young, nga intensiteti i sforcimit normal.

Figura 4. 4. Efekti piezoelektrik aksial

Ky fenomen, quhet “efekti piezoelektrik aksial”, dhe nuk është i vetmi, kemi dhe një “efekt piezoelektrik të pjerrët” që paraqitet në Fig.4.5. Duke e deformuar kristalin sipas drejtimit të treguar në figurë kemi deformimin korrespondues të qelizës elementare, që provokon akoma një varazion të distancave jonike të planeve të referimit të vizatura. Duket edhe në këtë rast një ngarkesë sipërfaqësore sasia e të cilës varet nga deformimi i kristalit.

Figura 4.5. Efekti piezoelektrik i pjerrët



4.2.2 . Sensorët piezoelektrik Duke shfrytëzuar efektin piezoelektrik mund të realizohen sensorë të forcës: derisa deformimi i kristalit piezoelektrik qëndron në regjim elastik, sasia e ngarkesës që mund të ushtrohet në faqet e kristalit është direkt propozionale me forcën e aplikuar. Sensori mund të shikohet si një kondesator pC që ngarkohet nga një impuls rryme që rezulton të ketë intensitet të lidhur me forcën e aplikuar në kristal. Shpjegimi i plotë i fenomenit piezoelektrik kërkon një studim të madhësive të tensorëve, duke patur parasysh vetëm madhësi të aplikuara të analizuara kundrejt aksit të polarizimit është e mjaftueshme të të karakterizohet materiali piezo me tre madhësi kryesore: , ,d g ε . I pari d , përfaqëson raportin midis dendësis sipërfaqësore të ngarkësë së induktuar ( sQ S ) dhe forcës së ngjeshjes ose të tërheqjes ( F S ) të aplikuar në “qelizë” (në këtë shprehje S përfaqëson sipërfaqjen e seksionit të qelizës përpendikulare me forcën e aplikuar të ngjeshjes dhe F është forca e aplikuar) ndërsa g përfaqëson raportin midis fushës elektrike të induktuar dhe forcës ngjeshëse të aplikuar; ε është konstantja dielektrike e materialit. Të tre parametrat janë të lidhura me anë të relazionit:

*g d ε= Parametri d përfaqëson ndjeshmërin e celulës piezoelektrike dhe shprehet në picocolomb/newton (pC N-1). Përmasat e g janë volt/(metër newton) (Vm-1N-1). Sensorët piezoelektrik nuk mund të përdoren për të matur matje stazionare të forcës, sepse lidhja e një sistemi përdorues provokon rikombinimin e ngarkesave dhe shkarkimin e kondesatorit ekuivalent. Kristalet pizoelektrike komerciale kanë vlera të Cp të rendit të dhjetat e pF: megjithëse vlera e pC është kaq e ulët, duke përdorur amplifikatorët FET dhe izoluesit TEFLON (polietilene tereftalato) mund të realizohen vlera të larta të rezistencës equivalente të ngarkesës R dhe të arrihen konstante kohe τ dhe prej 100seconda. Duhet të konsiderohen dy efekte të lidhura me konstanten e kohës : pRCτ = : nga një anë për madhësi stanzionare një rritje e konstantes së kohës është pozitive sepse eviton një degradim të shpejt të sinjalit; nga ana tjetër për matjet dinamite rritja e τ reflektohet në rritjen e bandës të sensorit, band që mund të shprehet në varësi të frekuencës së ultë iω :

1/i pRCω =

Për të studiuar efektin të një lidhjes së një sistemi të përdorur për një sensor piezoelektrik e përfaqësojmë këtë të fundit si një ngarkesë, për efekte të forcës mekanike, nga një ngarkesë q . Qarku i parë përdorues që studiohet është i ashtëquajturi elektrometër: ku një amplifikator me impedanc të lart hyrje bën amplifikimin e tensionit të pranishëm midis faqeve të sensorit piezoelektrik, Fig.4.6. Prania e përcjellësave të lidhjes dhe e parametrave parazitarë të hyrjes së amplifikatorit janë skematizuar me anë të kapaciteti iC dhe rezistencës iR të vendosur në paralel me sensorin: për efekt të këtyre parametrave konstantja e kohës pëson një variazion dhe merr vlerën:

( )i p iR C Cτ = +



Figura 4.6.Skema elektrike e konceptit të elektrometrit të lidhur me një sensor piezoelektrik

Siç dhe mund të vihet re lehtësisht prania e kapaciteti parazitar ka përmirësuar sjelljen në frekuenc ndërsa, përsa i takon ndjeshmëris voltmetrike të sistemit, vihet re një keqësim sepse ndryshimi i tensionit të matur midis faqeve të sensorit rezulton i reduktuar:

/( )i p iv q C CΔ = + Problemi kryesor rezulton kapaciteti parazit, për shembull kavot (përcjellësit), janë të krahasueshme me kapacitetin piezoelektrik të qelizës: një kavo lidhës në fakt paraqet një kapacitet të përfshirë midis 50 dhe 100 pF për njësi metër gjatësie. Vlera më të mira merren atëhere me të ashtëquajturin “amplifikator ngakese” të realizuar sipas skemës në Fig.4.7. Për hipotezën e amplifikimit infinit që zakonisht përdoret duke vendosur amplifikator operacional, prania e masës virtuale kërkon që kapacitet ekuvalente të pC dhe iC të ngelen të shkarkuara, d.m.th grumbullim ngarkese.

Figura 4.7. Amplifikatori i ngarkesës: skema e tij



Si rrjedhim e gjithë ngakesa e prodhuar nga deformimi i kristalit duhet ë jetë e magazinuar në kapacitetin rC . Si rrjedhim ndryshimi i tensionit të daljes të amplifikatorit operacional merr vlerën:

/o rv q CΔ = Përsa i takon bandës së sensorit mund të vihet re që ajo varet eskluzivisht nga vlera e rezistencës

rR dhe ka vlerë:

r rC Rτ = Në rastin kur nuk mund të konsiderohet infinit amplifikimi i amplifikatorit marrim shprehjen në vijim për gabim të modulit:

oreal o P i

o r v

v v C Cv C A

Δ −Δ += −

Δ

ku: vA përfaqëson amplifikimin real të amplifikatorit. 4.2.3. Piezoelektriciteti

Efekti i piezoelektricitetit, që paraqitet në materialet piezoelektrike që i nënshtrohen variacioneve në temperaturë, provokon lindjen e një polarizimi të sipërfaqeve të jashtme të qelizës. Shkaket e piezoelektricitetit nuk janë akoma individualizuar me saktësi, por dy duket të jenë shkaqet kryesore të këtij polarizimi. Shkaku i parë duket të jetë jounifomiteti i temperaturës i kristalit piezoelektrik, ky shkak “deformimi” provokon lindjen e efektit piezoelektrik të ngjashëm me atë të përshkruar dhe si rrjedhim kemi lindjen e një ngakese në sipërfaqen e jashtëme të kristalit. Fenomeni i dytë mund të jetë nga ndryshimet e bipoleve elektrike që krijohen për shkak të ngrohjes. Gjatë kësaj ngrohje jouniformiteti i temperatuës provokon variazioni jouniforme të intesitetit të dipolit me lindjen e fushës elektrike midis faqeve të kristalit piezo. Diferenca e potencialeve e pranishme midis faqeve te kristalit është propozionale me shpejtësin e ndryshimit të temperaturës, d.m.th me raportin T tΔ Δ Konstantja e proprocionit quhet koeficient ferroelektrik dhe shënohet me anë të simbolit y ; për tormaline, titanato e bario (BaTiO3) dhe niobati i litiumit (LiNbO3) koeficienti ferroelektrik y mund të marri vlera midis 4 x10-10 dhe 4x10-8 C cm2 K-1. Nëse kontributi i energjisë në sensorin ferroelektrik është konstant, kristali mund të marr një temperatur uniforme dhe ky kusht anullon gjendjen e tensionit të brendshëm: si rrjedhim kemi ezaurimin e efektit ferroelektrik dhe anullimin e ngarkesës sipërfaqësore. Kristalet ferroelektrike janë d.m.th të ndjeshëm eskluzivisht nga ndryshimet e sinjalit të aplikuar. Për shkaqet e përmenduar më sipër sensorët ferroelektrik janë të përdorëshëm shumë në realizimin e sensorëve në rrezet infrared: këta duke qënë të ndjeshëm vetëm nga ndryshimet e rrezatimeve që i përshkojnë, janë praktikisht “të verbër” nga rrezatimet që japin emetimet e të gjithave trupave që ndodhen në temperaturën e ambjentit, të qëndrueshm ose pothuajse në kohë. Pra merren vetem në shqyrtim ndryshimet e temperaturës të objekteve ose futjet e objekteve të reja: përdorime të rastit të parë mund të jenë sensorët e zjarrit (kundërzjarrit), në rastin e dytë sensorët anti-vjedhje.



4.2.4 Sensorët me valë akustike në sipërfaqje

Sensorët me valë akustike në sipërfaqje ose sensorët SAW (Surface Acoustic Wave) përbëjnë një aplikim të fenomenit të piezoelektrik në analizën kimike. Fenomeni fizik kryesor që shfrytëzohet në këtë teknik të shndërrimit përbëhet nga variacioni i shpejtësis së përhapjes së valës të zërit në disa materiale katalitike që vijon me absorbimin dhe disabsorbimin të molekulave të jashtme. Duke vendosur një nënshtresë të materialit piezoelektrik, p.sh.: LiNbO3 (niobato litiumi), mbi të cilin depozitohen shumë shtresa të materialeve thithëse në një ambjent ku janë të pranishme elemente molekulat e të cilëve mund të futen në rrjetën e materialit katalitik, që është e ngjashme me fenomenin e përhapjes që paraqitet tek silici në prani të materialeve katalizuese: disa molekula të huaja kapen nga materiali katalitik dhe modifikojnë karakteristikat e tij kimiko-fizike. Në mënyr të veçant ndryshon kështu dhe shpejtësia e përhapjes së valëve zanore. Duke aplikuar një forcë mekanike në një ekstrem të materialit piezoelektrik, koha që i duhet vibrimit zanor për të arritur ekstremitetin tjetër varet nga sasia e molekulave të huaja të kapura nga materiali katalitik. Duke shfrytëzuar këtë cilësi dhe aftësin e disa materialeve për të punuar me një absorbim selektiv, d.m.th të kapi vetëm një element të caktuar ose një përbërje kimike, prandaj është e mundur të individualizohet prania e këtij elementi në ambjentin në të cilin është vendosur shtresa e ndjeshme e materialit. Forca mekanike e nevojshme e aplikuar në një ekstremitet merret duke stimuluar me një impuls elektrik elektrodat e pranishme në një nga zonat e ekstremitetit të materialit; në ekstremitetin tjetër janë të pranishme të tjera përbërje kimike, prandaj është e mundëshme të individualizohet prania e këtij materiali në ambjentin në të cilin ndodhet materiali i ndjeshëm. Forca mekanike e nevojshme e aplikuar në një ekstremitet të merret duke simuluar me një impuls elektrik të elektrodave të pranishme në një nga zonat e ekstremitetit të materialit; në ekstremitetin tjetër janë të pranishme elektroda të tjera për të marr një sinjal, akoma elektrik, kur vibrimi i prodhuar nga të parat do të ketë përshkruar materialin dhe do të arrijë ekstremitetin e dytë. Koha T që i duhet impulsit të sinjalit për të përshkruar nga seksioni “trasmetues” dhe nga marrja e impulsit në seksionin “piezo-marrës” është në invers proprozional me shpejtësin e përhapjes së zërit në materialin katalitik Sυ dhe në proporcion të drejtë me distancën L midis elektrodave:

/ ST L υ= Për të përcaktuar ndryshimin e shpejtësis së përhapjes duhet të matet ndryshimi i intervalit midis lëshimit të sinjalit dhe marrjes së impulsit mekanik nga piezomarrësi. Për të marr një siguri më të mirë në korrispondec të matjes të diferencave përdoren dy lloje qarqesh. Në rastin e parë të Fig.4.8 tregohet skema kryesore, aplikohet i njëjti impuls në materialin piezo ashtu dhe në një degë të dytë që shërben për vonesën: të dy daljet më tej aplikohen në një PLL. Në fazën fillestare të tarimit, në mungesë të absorbimit, duhet të veprojmë në degën e vonesës për të anulluar diferencën midis dy fazave të sinjalit: në këtë mënyr tensioni i daljes oV i PLL është zero.



Figura 4.8. Sensori SAWme ndryshim në fazë

Në prani të absorbimit shpejtësia e fazës së sinjalit në materialin katalitik modifikohet dhe dy sinjalet në dalje nuk janë më në fazë: tensioni oV është proprocional, sipas një përafrimi, me ndryshimin e shpejtësisë së fazës SυΔ :

2S

o mS

V V L υυΔ

=

Një tjetër zgjidhje qarku e sensorit SAW me ndryshim të frekuencës jepet në Fig.4.9.

Figura 4. 9. Sensori SAW me ndryshim në frekuencë



Impulset e marra nga elektrodat e vendosura në ekstremitin marrës nga materialit piezo aplikohen në hyrje të amplifikorit që përdoret për të eksituar përsëri materialin. Koha e përhapjes së valës është gati e barabartë me gjysëm e periodës së oshilimit të sistemit. Në këtë rast mund të shprehim një lidhje midis ndryshimit në frekuencë që e lidh me ndryshimin relativ të ndryshimit të fazës:

S

S

ff

υυΔΔ

=

Figura 4.10. Sensori SAW me dy rrugë

Megjithëse frekuencat mund të gjenerohen dhe mund të maten me saktësi të lartë mund të kemi dhe ndryshime të vogla të shpejtësisë së përhapjes. Me qëllim që të mund të kompensojmë dhe efektet e mundshme të madhësive të ndryshme në material që mund të modifikojnë shpejtësinë e përhapjes të valës zanore përdoren dy sensor elementar, të vendosur në të njëjtin chip piezoelektrik, që përbëjnë një sensor me dy rrugë, ai që paraqitet në Fig.4.10. Sensori i parë elementar oshilon në një frekuencë f që varet vetëm nga karakteristikat e materialit, ndërsa i dyti ndikohet dhe nga prania e materialit katalitik dhe oshilon në f f+ Δ . Duke aplikuar këto dy materiale në një mikser merret në dalje një sinjal i përbër nga dy komponente që kanë njërën nga frekuencat të barabartë me shumën dhe tjetri me diferencën e sinjaleve në hyrje: pra komponentja e parë ka frekuencë të barabartë me 2 f f+ Δ dhe e dyta me

fΔ Duke përdorur një filtër të frekuencave të ulta eleminohet komponentja e parë dhe ngelet vetem komponentja e dytë, d.m.th vetëm termi fΔ që lejon vlerësimin e ndryshimit të shpejtësisë së përhapjes pavarësisht nga vlera e përhapjes së valës në material.

Wireless

Sensorët dhe shndërruesit 2 Page 1

7. Wireless Përkufizim:Wireless është një term i përdorur për të përshkruar telekomunikomunikime, në të cilin valët elektromagnetike (në vend të telit) mbartin sinjalin në pjesë ose gjatë gjithë rrugës së komunikimit. Disa pajisje të monitorimit, si alarmet e ndërhyrjeve (intrusion), punojnë në valët akustike në frekuenca mbi rendin e dëgjimit të njeriut, këto gjithashtu klasifikohen shpesh si wireless (pa tel). Transmetuesit e parë wireless u realizuan në fillim të shekullit të 20 duke përdorur radiotelegrafin (kodin Morse). Më vonë, teknika e modulimit bëri të mundur të transmetohet zë dhe muzikë nëpërmjet wireless (pa tel), me anë të mjedisit të quajtur “radio”.

Shembuj të zakonshëm të pajisjeve pa tel në përdorim sot përfshijnë:

• Telefonat celular dhe pagers - të sigurojë lidhjen për aplikacione portative dhe mobile, si personale dhe biznesi

• Sistemi i pozicionimit global (GPS- Global Positioning System)- lejon shoferët e makinave dhe kamionëve, kapitenët e barka dhe anije, dhe pilotët e avionëve për të konstatuar vendndodhjen e tyre kudo në tokë

• Pjesët periferike të kompjuterit pa kabull (cordless) –mouse cordless; tastierë dhe printera mund të jetë i lidhur me një kompjuter pa tel

• Telefona pa kabull (cordless)- këto janë pajisjet me rreze të kufizuar, duhet të mos ngatërrohen me telefonat celularë

• Argëtimi në shtëpi: VCR dhe komanduesi i kanaleve televiziv janë shembujt më të zakonshëm; disa sisteme hi-fi të zërit dhe marrësat FM broadcast gjithashtu përdorin këtë teknologji.

Regjistruesi i videocasetave (ose videoregjistrues), është një lloj regjistruesi me video-kaseta që përdor shirit magnetic për të regjistruar të dhënat audio dhe video nga një transmetim televiziv, kështu që mund të shikohet më vonë. • Garazh Remote- hapës dyersh - një nga pajisjet më të vjetra wireless në përdorim nga ana e

konsumatorëve; zakonisht operon në radio frekuenca. • Radiot me dy valë - kjo përfshin komunikimet amatore dhe shërbimet radio të qytetarëve, si

dhe biznesit, komunikimet detare dhe ushtarake. • Monitorimi i fëmijëve- këto pajisje janë thjeshtë pajisje transmetues/marrës me një brez të

kufizuar. • Televizion satelitor - lejon shikuesit në pothuajse çdo vend të zgjedhin nga qindra kanale. • Wireless LAN ose rrjete lokale - sigurojnë fleksibilitet dhe besueshmëri për përdoruesit e

kompjuterave të biznesit.

Wireless


Teknologjia wireless ka evoluar shpejtë, dhe po luan një rol në rritje në jetën e njerëzve në të gjithë botën. Përveç kësaj, gjithnjë e më shumë një numër i madh njerëzish janë duke u mbështetur në këtë teknologji në mënyrë të drejtpërdrejt ose të tërthortë.

Shembuj të tjerë më të specializuara të komunikimit dhe kontrollit pa tel përfshijnë: • Sistemi GSM (Global System for Mobile Communication) - një sistem dixhital i telefonit

celular të përdorur në Evropë dhe pjesë të tjera të botës; de facto telefoni wireless standard në Evropë.

• Shërbimi GPRS (General Packet Radio Service) - një shërbim wireless komunikimit i bazuar në komunikimin paketë që ofron lidhje të vazhdueshme në internet për telefonin celular dhe përdoruesit e kompjuterit.

• Shërbimi EDGE (Enhanced Data GSM Environment) - një version më i shpejtë i sistemit globale për Mobile (GSM).

• Sistemi UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) - një system broadband, i bazuar në trasmetimin me paketë-ofron një sërë shërbimesh kompjuterave mobile dhe përdoruesave të telefonave mobile pa patur rëndësi se ku ata ndodhen në botë.

• Protokolli i aplikimit wireless WAP (Wireless Application Protocol) - një grup protokollesh të komunikimit që standartizon mënyrën që pajisjet wireless, të tilla si telefonat celular dhe radio trasmetues-marrësit, mund të përdorin për të patur akses në Internet.

• i-Mode - i parë "telefon i zgjuar" në botë për kërkim në Web, prezantuar për herë të parë në Japoni, siguron ngjyra dhe video në telefona.

Wireless mund të ndahet në: • Fiks wireless – funksionimi i pajisjeve apo sistemeve pa tel në shtëpi dhe zyrat, dhe në

veçanti pajisje të lidhura me internet nëpërmjet modemave të specializuara. • Mobile wireless - përdorimi i pajisjeve pa tel ose të automjete në lëvizje; për shembull:

telefonat e automjeteve. • Portable wireless –pajisje të ushqyera me bateri wireless apo sisteme jashtë zyrës, në

shtëpi, apo automjet; p.sh.: telefonat celularë. • IR wireless- përdorimin e pajisjeve që përcjellin të dhëna nëpërmjet rrezatimit IR

(infrared), që punon në komunikimet me band të kufizuar dhe në sistemet e kontrollit. Industria e telekomunikacionit përballet me problemin e sigurimit të shërbimeve telefonike në zonat rurale, ku sasia e konsumatorit është i vogël, por kostoja e instalimit të një rrjeti telefoni me kabull është shumë e lartë. Një metodë për të zvogëluar koston e lartë të infrastrukturës të një sistemi me kabull është të përdorni një rrjet wireless fiks. Problemi këtu është se për zonat rurale dhe urbane, qeliza të mëdha nevojiten për të siguruar mbulim të mjaftueshëm. Kjo rezulton në probleme si humbje të mëdha të sinjal dhe vonesa të mëdha në sinjalet me multipath.

Wireless


7.1.1 Evolucioni i Sistemeve Telekomunikacionit

Shumë standard mobil radio janë zhvilluar për sistemet celulare në të gjithë botën. Shumica e sistemeve të gjeneratës së parë u prezantuan në mes të viteve 1980, dhe karakterizoheshin nga përdorimi i teknikave të transmetimit analog, dhe përdorimi i teknikave të thjeshta si FDMA (Frequency Division Multiple Access).

Gjenerata e parë e sistemeve të telekomunikacionit si AMPS(Advanced Mobile Phone Service) ofronte vetëm komunikime zëri. Ata kanë “vuajtur” nga përdorues me kapacitet të ulët, dhe nga problemet e sigurisë për shkak të ndërfaqe të thjeshtë radio të përdorur. Sistemet e gjenertës së dytë u paraqitën në fillim të 1990-së, dhe të gjitha përdorin teknologjin dixhitale. Kjo siguroi një rritje në kapacitetin përdorues prej rreth tri herë. Kjo u arrit nga kompresimi i valëve të zërit para transmetimit.

Figura 7. 1 Evoulimi i standarteve 3G Sistemet e gjeneratës së tretë janë një zhvillim i mëtejshëm i sistemeve të gjeneratës së dytë dhe fillojë diku pas vitit 2001. Kapaciteti i sistemeve të gjeneratës së tretë pritej të ishte mbi dhjetë herë sisteme origjinale të gjeneratës së parë. Kjo arrihet duke përdorur teknika të shumta komplekse të tilla si aksesi CDMA, ose një “zgjerim” të TDMA (extension of TDMA), dhe duke përmirësuar fleksibilitetin e shërbimeve në dispozicion. Tabela 7.1 dhe Tabela 7.2 tregojnë disa nga standardet kryesore të telefonit celular në Amerikën e Veriut dhe Evropë.

Wireless


Tabela 7.1. Standartet kryesore në Amerikën e Veriut

Sistemi celular

Viti i vënjes në përdorim

Lloji i Transmetimit

Teknika e përdorur

Banda Gjenerata

Advanced Mobile Phone System (AMPS)

1983 Analog FDMA 30kHz Parë

Narrowband AMPS

(NAMPS) 1992 Analog FDMA 10kHz Parë

U.S. Digital Cellular (USDC)

1991 Dixhital TDMA 30kHz Dytë

U.S Narrowband

Spread Spectrum(IS-

95)

1993 Dixhital CDMA 1.25MHz Dytë

Wideband cdmaOne 2000 Dixhital CDMA - Tretë

Tabela 7.2. Standartet kryesore në Evropë

Sistemi celular

Viti i vënjes në përdorim

Lloji i Transmetimit

Teknika e

përdorurBanda Gjenerata

E-TACS 1985 Analog FDMA 25kHz Parë

NMT-900 1986 Analog FDMA 12.5kHz Parë

Global System for Mobile (GSM) 1990 Dixhital TDMA 200kHz Dytë

Universal Mobile Telecommunications

System (UMTS) >2000 Dixhital CDMA/

TDMA - Tretë

Wireless


Fig.7.2, tregon evolucionin e shërbimeve aktuale dhe rrjetave të mëparshme me qëllim që të kombinohen ato në një rrjet (të unifikuar) të gjeneratës të tretë. Shumë sisteme aktualisht të veçanta dhe shërbime të tilla si paging radio, telefonisë LAN, telefona satelitore, sistemet radio për kompanitë private, etj, do të kombinohen në mënyrë që të gjitha këto shërbime do të ofrohen nga sistemet e telekomunikacionit të gjeneratës së tretë.

Figura 7.2. Evolucioni i rrjetit aktual të brezit të ardhshëm të rrjetave wireless (PCN-personal communication network)

7.1.2 Qëllimet e përgjithshme për Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) Qëllimi kryesore i UMTS është që të sigurojë një rrjet të unifikuar me kapacitet shumë të lartë kapacitet, në mjedise wireless dhe me kabull. UMTS mundëson që shërbime fikse dhe celulare të punojnë së bashku. Ka tre kapacite kyresore të lidhjeve: një shpjetësi për mobile prej 144kbps, një shpjetësi për portable prej 384kbps dhe një shpjetësi për pozicione fikse (in-building) prej 2Mbps. UMTS siguron sipas kërkesës një alokim variabl të brezit (bandwidth). Gjithashtu kombinon një mori aplikimesh, duke përfshirë telefonat pakabull (cordless phones), telefonat celular, dhe rrjetat e të dhënave mobile për përdorues personal, biznesi dhe përdorim residencial. 7.1.3 Teleshërbimet Shumë shërbime janë identifikuar për UMTS, që mund të kategorizohen në bazë të shpjetësi së të dhënave të kërkuara, cilësisë së shërbimit (besueshmërisë dhe BER (Bit Error Rate)) të lejuar, shpjetësisë së transferimit në kohë reale. Secili prej shërbimeve ka karakteristika të ndryshme në aspektin e tolerancës së vonesë dhe BER të lejuar. Tabela 7.3 tregon karakteristikat për disa nga shërbimet e UMTS.

Wireless


Tabela 7.3. Shërbimet e UMTS, karakteristikat e çdo shërbimi

Shërbimet Data Rate i kërkuar

Cilësia e shërbimit e

kërkuar

Koha kritike për të dhënat

Mesazhi (email)

E ulët (1-10kbps) E lartë Jo

Zë E ulët (4-20kpbs)

E ulët (BER < 1e-3) Po

Web browsing

Sa më e lartë e mundur

(>10kbps-100kbps)

E lartë (BER < 1e-9)

Varet nga materiali.Zakonish nuk

ka kohë kritike.

Videokonferenca E lartë

(100kbps-1Mbps)

Mesatare Po

Video Mbikëqyrja

Mesatare (50-300kbps)

Mesatare Jo

High Quality Audio

E lartë (100-300kbps)

Mesatare Po

Database access E lartë (>30kbps) Shumë e lartë Jo

Karakteristikat e të dhënave do të përcaktojnë metodat më të përshtatshme të transmetimit. Lloji i të dhënave të lidhura me çdo shërbim përcakton llojin e mjedisit në të cilin ky shërbim mund të mbështetet. 7.1.4 Mjedisi UMTS Qëllimi i sistemeve UMTS është të sigurojë një shërbim “kudo, çdo kohë”, kështu mjedisi operativ do të ndryshojnë në varësi të vendodhjes së përdoruesit. Mjedisi në të cilin sistemi wireless duhet të veprojë ndikon në kapacitetin e sistemit dhe në llojin e shërbimeve që mund të ofrohen. Tabela 7.4 tregon disa prej ambienteve në të cilat UMTS do të kërkohet për të siguruar mbulim. Shpjetësia maksimale e të dhënave për çdo mjedis është e lidhur me madhësinë e qelizë të nevojshme për të siguruar një mbulim të përshtatshme për mjedisin.

Wireless


Tabela 7.4. Shpjetësia maksimale e të dhënave për UMTS, në mjedise të ndryshme

Ambjenti Maksimumi i Data Rate

Busines ( mjedis brenda) 384kbps

Suburban (indoor/outdoor) 144kbps

Makinë në zonat urbane (mjedis jashtë) 144kbps

Kalimtar në zonat urbane (mjedis jashtë) 144kbps

Fiks (i përcaktuar pozicioni) (mjedis jashtë) 144kbps / 384kbps

Bit rate i lartë lokal (mjedis brenda) 2Mbps

7.1.5 Llojet e qelizave (cell) Një rrjet celular është i nevojshme për të siguruar që UMTS mund të sigurojë një rrjet me kapacitet të lartë. Ashtu si me çdo sistem celular, kapaciteti total i rrjetit varet nga madhësia e qelizave të përdorura. Sa më e vogël është qeliza aq më madh është kapaciteti total.Madhësia e qelizës gjithashtu përcakton maksimumin e kapacitetin për kanalin e çdo qelize, efektet e përhapjes, të tilla si vonesa e përhapjes multipath dhe humbje të mëdha për gjatë rrugës, e detyrojnë qelizën që të ketë një shpjetësi më të ulët të të dhënave. Qelizat e mëdha i shërbejnë një numri më të madh përdoruesish, dhe meqë kapaciteti i qelizave është përafërsisht i fiksuar, çdo përdorues mund të ketë vetëm një shpjetësi më të reduktuar të të dhënave, në krahasim me një qelizë më të vogël. Në mënyrë për të përmirësuar rrjetin celular janë përdorur tre lloje qelizash. Këto janë pico-qeliza, qeliza mikro dhe qeliza makro. Tre llojet e qelizave bëjnë një “marrëveshje” (trade off) midis kapacitetit total dhe shërbimeve. Tabela 7.5 tregon tre llojet e qelizave të përdorura në sistemin e UMTS dhe disa nga karakteristikat e qelizave. Madhësia dhe lloji i mbulimit i çdo lloji qelize ndikon në efektet e përhapjes radio që do të hasen. Kjo do të përcaktojë teknikën më të përshtatshme radio të transmetimit që do të përdoret.

Wireless


Tabela 7.5. Lloji i qelizave të përdorura në UTMS

Pico- qeliza Micro- qeliza Macro- qeliza

Rezja e qelizës <100m <1000m <20km

Antena Montohen në mure dhe në tavane

Montohen poshtë çative që janë lart

Montohen lart çative që janë lart

Max. i vonesës në përhapje multipath

1 μsec 5 μsec 20 μsec

Aplikime dhe ambjentet

Mjedise brenda/ jashtë

Brenda ndërtesaveQendra e qytetit

Bit rate i lartë lokal

Mjedise jashtë me densitet të lartë

Busines (mjedise brenda)

Fiks (i përcaktuar pozicioni) (mjedis

jashtë) Zona brenda qytetit

Mjedise me densitet të ulët

Suburban areas Zona urbane

Fiks (i përcaktuar pozicioni) (mjedis

jashtë)

Shërbimet dhe data rate

Të gjitha shërbimet (deri në 2Mbps) Deri në 384kbps Të kufizuara

(deri në 144kpbs) 7.1.6 Satellite Networking Një nga qëllimet e UMTS është që të sigurojë akses “kudo, çdo kohë”. Megjithatë, rrjetet celulare mund të mbulojë vetëm një zonë të kufizuar për shkak të kostove të larta të infrastrukturës. Për këtë arsye, sistemet satelitore do të formojnë një pjesë integrale të rrjetit UMTS. Satelitët do të jetë në gjendje të ofrojë një mbulim më të zgjeruar celular në zonat e largëta dhe tek celularët aeronautike dhe detar. Niveli i integrimit të sistemeve satelitore me rrjetet tokësore celulare është nën studim. Një zgjidhje plotësisht e integruar do të kërkojë që celularët të jenë terminaleve të dyfishtë (dual mode terminals) në mënyrë që të lejojnë komunikimet me satellitë në orbit dhe rrjetat tokësore celulare. Satelitët LEO (Low Earth Orbit) satelitë janë “kandidatët” më të mundshëm për të siguruar mbulim në mbarë botën. Aktualisht disa sisteme satelitore që janë të vendosur në orbit afër tokës përdoren për siguruar komunikime globale. 7.1.7 Konkluzione Komunikimet e ardhshme do të nxiten nga nevoja për të siguruar një kapacitet më të të lartë dhe një shërbim të gjerë mbulimi. Për përdoruesit e shekullit të 21 në mënyr ideale nuk do të ketë dallim në aftësinë e shërbimit midis aksesit në rrjetin mobil ose fiks. Kjo do të arrihet duke përdorur një shumëllojshmëri të teknologjive duke përfshirë komunikimet satelitore, teknikat e avancuara të rrjetave radio, dhe rrjeta fikse me shpejtësi të lartë.

Wireless


7.2 Karakteristikat e përhapjes (propagation) të kanaleve radio-celular Në një kanal radio ideale, sinjali i marrë përbëhet nga një sinjal i vetëm i transmetimit të drejtpërdrejtë, që do të ishte një rindërtim i përsosur i sinjalit të transmetuar. Megjithatë në një kanal të vërtetë, sinjali ndryshohet gjatë transmetimit në kanal. Sinjal i marr përbëhet nga një kombinim i sinjalit të transmetuar dhe sinjalit të shuar, të reflektuar, dhe të “refract” (thyej), dhe “diffracted” (zbërthej), kopje të sinjalit të transmetuar. Gjithashtu kanali i shton zhurmë sinjalit dhe mund të shkaktojë një ndryshim në frekuencën bartëse nëse transmetuesi ose marrësi po lëviz (efekti Doppler). Të kuptuarit e këtyre efekteve tek sinjali është i rëndësishëm sepse performance e një sistemi radio varet nga karakteristikat e kanal radio. 7.2.1 Shuarja Shuarja është rënia e fuqisë së sinjalit kur transmetohet nga një pikë në një tjetër. Ajo mund të shkaktohet përgjatë rrugës të transmetimit, pengesat në rrugën e sinjalit, dhe nga efektet e multipathit. Fig. 7.3 tregon disa nga efektet e përhapjes që shkaktojnë shuarje. Çdo objekt që pengon vijën e pamjes së sinjalit nga transmetuesit për tek marrësit mund të shkaktojnë shuarje.

Figura 7.3. Efektet e përhapjes në kanalin radio Zbehja (shadowing) e sinjalit mund të ndodhë kurdo që të ketë një pengesë midis transmetuesit dhe marrësit. Kjo shkaktohet përgjithësisht nga ndërtesat dhe kodrat, dhe është faktori më i rëndësishëm mjedisor i shuarjes. Zbehja (shadowing) është më e rëndë në zonat me shumë ndërtime, për shkak të pengesave nga ndërtesat. Megjithatë, kodrat mund të shkaktojnë një problem të madh për shkak të hijeve të madha që ato prodhojnë. Sinjalet radio zbërthen përgjatë skajeve të pengesave, duke parandaluar kështu zbehjen totale të sinjaleve prapa kodrave dhe ndërtesave. Megjithatë, sasia e diffraction (zbërthimit) varet nga radio frekuencat e përdorura,

Wireless


frekuencat e ulëta diffracting (zbërthehen) më shumë sesa sinjalet në frekuencat e larta. Kështu, sinjalet e frekuencave të larta, veçanërisht, frekuencat ultra të larta (UHF- Ultra High Frequencies), dhe sinjalet mikrovalë kërkojnë të kenë një vijë të drejtpërdrejt të shikimit (line of sight) për një fuqi sinjali të përshtatshme. Për të zgjidhur problemin e zbehjes, transmetuesit janë zakonisht ngritur aq lart (sa të jetë e mundur) për të minimizuar numrin e pengesave. Variacionet tipike të shuarjes për shkak të zbehjes tregohen në Tabelën 7.6.

Tabela 7.6. Zbehjet tipike në një kanal radio Përshkrimi Shuarja tipike si rrjedhojë e Zbehjes

Zona urbane me shumë ndërtesa 20dB varion nga rruga në rrugë

Sub-urban area (fewer large buildings)

10dB fuqia e sinjalit më e lart sesa në qendrat e zonave të ndërtuara urbane

Zona të hapura rurale 20dB greater signal power then sub-urban areas

Teren i çrregullt ose me shumë pemë 3-12dB fuqia sinjali varion

Zonat e zbehjes priren të jenë të mëdha, duke rezultuar që shpejtësia e ndryshimit të fuqisë së sinjal të jetë e ngadalëshme. Për këtë arsye, është quajtur slow-fading (zbehje e ngadaltë), ose zbehja log-normale (Log-normale ose shkruhet lognormal. Një variabël mund të jetë modeluar si log-normale nëse ky mund të mendohet si produkt i shumë faktorëve të vegjël të pavarur) 7.2.2 Efektet Multipath 7.2.2.1 Zbehja Rayleigh Në një lidhje radio (radio link), sinjali RF nga transmetuesit mund të pasqyrohet nga objekte të tilla si kodrat, ndërtesat, ose makina. Kjo rrit rrugët e shumta të transmetimit drejt marrësit. Fig.7.4 tregon disa nga mënyrat e mundshme në të cilat sinjale multipath mund të ndodhin.

Figura 7.4. Sinjalet e multipath-it

Wireless


Faza relative e sinjaleve të shumta të reflektuara mund të shkaktojë interference konstruktive apo destruktive në marrës. Kjo është parë në distanca shumë të shkurtra (zakonisht në distanca gjysmë gjatësi vale), duke i dhënë termin zbehje e shpejtë. Këto mund të variojë nga 10-30dB në një distancë të shkurtër. Fig.7.5 tregon nivelin e shuarjes që mund të ndodhë për shkak të zbehjes.

Figura 7.5. Zbehje tipike Rayleigh ndërsa njësia mobile është duke lëvizur (në 900 MHz)

Shpërndarja Rayleigh përdoret zakonisht për të përshkruar ndryshimin statistikor në kohë të fuqis së sinjalit të marr. Ai përshkruan probabilitetin e nivelit të sinjalit të marrë si rrjedhojë e shuarjes. Tabela 7.7 tregon probabilitetin e nivelit të sinjalit për shpërndarjen Rayleigh.

Tabela 7.7. Shpërndarja e përmbledhur për shpërndarjen Rayleigh

Niveli i sinjalit (dB)

% Probabiliteti i Nivelit të Sinjalit që është më pak se

vlera e dhënë

10 99

0 50

-10 5

-20 0.5

-30 0.05

Wireless


7.2.2.2 Shuarja e frekuencës selektive Në çdo transmetim radio, përgjigjja spektrale e kanalit nuk është e sheshtë. Ajo ka ulje (thellime) apo zbehet në përgjigje për shkak të reflektimeve që shkaktojnë anullimin e disa frekuencave në marrës. Reflektimet nga objektet (p.sh.: toka, ndërtesat, pemët, etj) mund të çojnë në sinjale multipathi me fuqi të sinjalit të ngjashme me sinjalin e drejtpërdrejtë. Kjo mund të rezultojë në anullime të fuqisë të sinjalit të marr për shkak të interferencave shkatërrimtare. Për transmetimet me band të ngushtë në qoftë se anullimi në frekuenc ndodh në frekuencën e transmetimit atëhere i gjithë sinjali mund të humba, kjo mund të zgjidhet pjesërisht në dy mënyra. Duke transmetuar një sinjal me spektër të gjerë ose një spektër i gjerë si CDMA, çdo e thelluar (ulje) në spektër rezulton vetëm në një humbje të vogël të fuqisë së sinjalit, sesa një humbje e plotë e tij. Një tjetër metodë është të ndahet transmetimi në shumë bartës me brez shumë të vogël, siç bëhet në transmetimet COFDM/OFDM. Sinjali origjinal përhapet në një brez të gjerë dhe kështu anullimet (nulls) në spektër ka të ngjarë të ndikojë vetëm në një numër të vogël bartësash sesa në gjithë sinjalin. Informacioni në bartësit e humbur mund të mbulohet duke përdorur teknikat e korigjim të gabimit përpara transmetimit. 7.2.2.3 Vonesa në përhapje Sinjali i marr nga një transmetues përbëhet nga një sinjal i drejtpërdrejtë, plus reflektime nga objekte të tilla si ndërtesat, malet dhe struktura të tjera. Sinjalet e reflektuar arrijnë në një kohë më vonë sesa sinjali direkt për shkak të gjatësisë së rrugës shtesë, që shkakton një ndryshim të vogël në kohën e mbërritjes.Vonesa në përhapje është koha e përhapjes midis ardhjes së sinjalit të parë dhe të fundit të rëndësishëm të multipathit të parë nga marrësi. Në një sistem dixhital, vonesa në përhapje mund të çojë në interferenc ndër-simboli (inter-symbol interference). Kjo është për shkak të sinjaleve të vonuar të multipath-it që mbivendosen me simbolet në vijim. Kjo mund të shkaktojë gabime të rëndësishëm në sistemet me shpjetësi të lartë, veçanërisht kur përdoret multipleksimi me ndarje në kohë (TDMA). Fig.7.6 tregon efektin e interferencën të ndër-simbolit për shkak të vonesës në përhapje në sinjalin e marr. Me rritjen e shpejtësisë së transmetuar rritet gjithashtu dhe sasia e interferencës ndër-simbol. Efekti fillon të bëhet shumë i rëndësishme kur vonesa në përhapje është e më madhe se ~ 50% e bit time.

Wireless


Figura 7.6. Vonesa në përhapje multipath

Tabela 7.8 tregon vonesën tipike në shpërhapje për mjedise të ndryshme. Vonesa maksimale në shpërhapje në një mjedis të hapur është rreth 20 us, kështu një interference inter-simboli mund të ndodhë në shpjetësi (bit rates) më të vogla se 25 kbps.

Tabela 7.8. Vonesa tipike në shpërhapje

Interferenca ndër-simbol mund të minimizohet në disa mënyra. Një metodë është reduktimi i shpjetësisë së të dhënave për çdo kanal (d.m.th të ndahet brezi në më shumë kanale duke përdorur multipleksimin me ndarje në frekuenc ose OFDM). Një tjetër metodë është që të përdorim një skemë kodimi që është tolerante ndaj interferencave ndër-simbol të tilla si CDMA.

Ambjenti Vonesa në përhapje Max. i diferencës në gjatësinë e path-it

Brenda (në dhomë) 40 nsec - 200 nsec 12 m - 60 m

Jashtë 1 μ sec - 20 μ sec 300 m - 6 km

Wireless


7.2.3 Efekti Doppler

Kur një burim vale dhe një marrës po lëvizin në lidhje me njëri-tjetrin frekuenca e sinjalit të marr nuk do të jetë e njëjtë me atë të burimit. Kur ata po lëvizin drejt njëri-tjetrit frekuenca e sinjalit të marr është me lartë sesa ajo e burimit, dhe kur ata i largohen njëri-tjetrin frekuenca zvogëlohet. Ky është quajtur efekti Doppler. Kjo efekt bëhet i rëndësishëm në sisteme mobile radio. Sasia me të cilën ndryshon frekuenca si rrjedhojë e efektit Doppler varet nga lëvizja relative midis burimit dhe marrësit dhe nga shpejtësia e përhapjes së valës. Ndryshimi Doppler në frekuencë mund të shkruhet:

0vf fc

Δ ≈ ±

Ku:

fΔ është ndryshimi në frekuencën e burimit parë nga marrësi,

0f është frekuenca e burimit,

v është shpejtësia midis burimit dhe transmetues

c është shpejtësia e dritës.

Shembull: Le të jenë: 0 1f GHz= , dhe 60 / (16.7 / )v km h m s= , atëhere ndryshimi Doppler do të

jetë: 90 8

16.6710 55.53 10

f HzΔ = ± ⋅ = ±×

Kjo zhvendosje prej 55Hz në bartëse nuk do të ndikojë në përgjithësi transmetimin. Megjithatë, ndryshimi Doppler mund të shkaktojë probleme të rëndësishme, nëse teknika e transmetimit është e ndjeshme ndaj offset-it të frekuencës bartëse (p.sh.: OFDM) ose shpejtësia relative është më e lartë (p.sh.: në satelitët që rrotullohen në orbitat afër tokës). 7.3 Teknikat e akesist të shumëfisht Skemat e aksesimit të shumëfisht përdoren për të lejuar shumë përdorues të njëjtën kohë për të përdorur të njëjtën spektrit të caktuar radio. Në çdo sistem radio, banda që është caktuar për të është gjithmonë e kufizuar. Për sistemet e telefonisë celulare band gjithsej është zakonisht 50 MHz, e cila është e ndarë në gjysëm për të ofruar lidhjet e “forward” dhe të kundërt (reverse) të sistemit. Ndarja e spektrit kërkohet me qëllim që të rritet kapaciteti i përdoruesve të rrjetit wireless. FDMA, TDMA dhe CDMA janë tri metodat kryesore të ndarjes së bandës në dispozicion për përdoruesit e shumfishtë në sistemet wireless. Ka shumë zgjerime dhe teknika

Wireless


hibride për këto metoda, të tilla si OFDM, dhe TDMA hibrid dhe FDMA. Megjithatë, një kuptim i të tre metodave kryesore është i nevojshëm për kuptimin e çdo zgjerimi të këtyre metodave. 7.3.1 Frekuenca Division Multiple Access (FDMA) Për përdorimin e sistemeve të FDMA, brezi në dispozicion ndahet në një numër kanalesh me brez të ngushtë. Çdo përdoruesi i caktohet një frekuencë unike në të cilën të transmetojë dhe të marr. Gjatë një telefonate, asnjë përdorues tjetër mund të përdori të njëjtën brez të frekuencës. Çdo përdoruesi i jepet një kanal “forward” (nga stacioni bazë tek telefoni celular) dhe një kanal i kundërt (për tek stacioni bazë), secili është një lidhje një drejtimëshe. Sinjali i transmetuar në secilën prej kanaleve është i vazhdueshëm duke lejuar transmetimet analoge. Brezi i kanalit i përdorur në shumicën e sistemeve FDMA është zakonisht i ulët (30kHz) sepse çdo kanal mbështet një përdorues të vetëm. FDMA është përdorur si nënndarja e parë e bandave të mëdha të frekuencave dhe është përdorur si pjesë e sistemeve me shumë kanale. Fig.7.7 dhe Fig.7.8 tregojnë shpërndarjen e bandës në dispozicion në disa kanale.

Figura 7.7 FDMA tregon se çdo kanal i ngushtë përdoret nga një përdorues i vetëm

Figura 7.8 Spektri i FDMA-së, ku banda e lejuar nënndahet në kanale me band të ngushtë

Wireless


7.3.2 Time Division Multiple Access (TDMA) TDMA ndan spektrin në dispozicion në shumë çaste kohe (time slots), duke i dhënë çdo përdoruesi një çast të caktuar kohe në të cilën ata mund të transmetojnë ose të marrin. Fig.7.9 tregon se sa çaste kohe janë dhënë për përdoruesit, ku çdo përdoruesi i është caktuar një vend i caktuar kohe për frame.

Figura 7.9. Skema e TDMA-së ku çdo përdoruesi i është caktuar një kohë (time slot)

Sistemet TDMA transmetojnë të dhëna në një buffer me anë të metodës burst, kështu transmetimi i çdo kanali është jo i vazhdueshëm. Të dhënave në hyrje që do të transmetohen janë buffer-uar në frame e mëparshme dhe transmetohet burst me një shpejtësi të lartë gjatë kohës së kanalit. TDMA nuk mund të dërgojë sinjale analoge direkt për shkak të buffer-imit të nevojshëm, kështu do të përdoret vetëm për transmetimin e të dhënave dixhitale. TDMA “vuan” nga efektet e multipath pasi shpejtësia e transmetimit është përgjithësisht shumë e lartë, duke rezultuar në një interference ndër-simbol të madhe. TDMA është përdorur normalisht në lidhje me FDMA duke nënndar bandën totale në dispozicion në disa kanale. Kjo është bërë për të reduktuar numrin e përdoruesve për kanal duke lejuar një shpejtësi më të ulët të dhënave që do të përdoret. Kjo ndihmon për të reduktuar efektet e vonesë në shpërhapje në transmetim. Fig.7.10 tregon përdorimin e TDMA me FDMA. Secili kanal i bazuar në FDMA, është i ndarë më tej duke përdorur TDMA, në mënyrë që disa përdorues mund të transmetojnë një kanal. Kjo lloj teknike transmetimi është përdorur nga shumica e sistemeve dixhitale të gjeneratës së dytë të telefonisë mobile. Për GSM, brezi gjithsej i akorduar 25MHz ndahet në 125, kanale prej 200kHz që përdorin FDMA. Këto kanale janë ndarë pastaj më tej, duke përdorur TDMA në mënyrë që çdo kanal 200kHz të lejoj 8-16 përdorues.

Figura 7.10. Hibridi TDMA / FDMA, tregon që brezi është ndarë në frekuencë dhe në kohë

Wireless


7.3.3 Code Division Multiple Access (CDMA)

CDMA është një teknikë me spektër të gjerë që nuk përdor as ndarjen në frekuenca as atë në kohë (time slots). Me CDMA, mesazhi me brez të ngushtë (zakonisht të dhëna zëri të dixhitalizuar) shumëzohet me një sinjal me band të gjerë që është një kod zhurmë pseudo random (kodi PN- pseudo random noise code). Të gjithë përdoruesit në një sistem CDMA përdorin të njëjtën band frekuence dhe transmetojnë në të njëjtën kohë. Sinjal i transmetuar merret nga korrelimi i sinjalit me kodin PN të përdorur nga transmetuesi. Fig.7.11 tregon përdorimin e përgjithshëm të spektrit duke përdorur CDMA.

Figura 7.11. CDMA

Teknologjia CDMA u zhvilluar fillimisht nga ushtria gjatë Luftës së Dytë Botërore. Kërkuesit kërkonin që “rrugët” e komunikimit që ishin të sigurta dhe të punonin në praninë të zhurmave. Disa prej cilësive që kanë bërë CDMA të dobishme janë: • mos-ndërhyrja (mos-interferenca) me sistemet ekzistuese. • siguria e informacionit • askes të shumëfishtë • tolerancë nga multipathi

Për shumë vite, teknologjia e spektrit të gjerë konsiderohej vetëm për aplikimet ushtarake. Megjithatë, me zhvillimet e shpejta të LSI dhe VLSI (Very Large Scale Integration) sisteme komerciale filluam ti përdorin.

7.3.4 Procesi i amplifikimit CDMA Një nga konceptet më të rëndësishme që kërkohen në mënyrë që të kuptohen teknikat me spektër të gjerë është ideja procesit të amplifikimit. Procesi i amplifikimit në një sistemi tregon amplifikimin apo përmirësimin e sinjal ndaj zhurmës të ekspozuara nga një sistem me spektër të gjerë nga natyra e përhapjes dhe procesi i grumbullimit. Procesi i amplifikimit të një sistemi është i barabartë me raportin e bandës së spektrit të gjerë të përdorur, ndaj bandës së informacionit origjinal. Kështu, procesi i amplifkimit shkruhet si:

Wireless


inf

RFp

o

BWGBW

=

Ku: RFBW është banda e transmetimit pasi të dhënat janë përhapur; inf oBW është banda e të dhënave të informacionit të dërguar. Fig.7.12 tregon procesin e transmetimit CDMA. Të dhënat që do të transmetohen Fig.7.12.a është spektri para transmetimit nga modulimi i të dhënave duke përdorur një kod PN. Kjo zgjeron spektrin siç tregohet në Fig.7.12.b. Në këtë shembull amplifikimi i procesit është 125 meqënëse banda e spektërit të gjerë është 125 herë më i madh sesa band e të dhënave. Fig.7.12.c tregon sinjalin e marr. Kjo përbëhet nga sinjali i kërkuara, plus zhurma në sfond, dhe çdo ndërhyrje nga përdoruesit e tjerë CDMA ose burime radio. Sinjal i marr fitohet duke shumëzuar sinjalin me kodin zgjerues origjinal. Ky proces shkakton që sinjali i duhur (i dëshiruar) të grumbullohet përsëri në të dhënat origjinale të transmetuara. Megjithatë, të gjitha sinjale e tjera që nuk janë të korreluar me kodin e zgjerimit PN bëhet më të gjerë. Sinjal i kërkuar në Fig.7.12.d filtrohet duke hequr interferencën me shpërhapje të gjerë dhe sinjalet zhurma.

Figura 7.12.Transmetimi bazë CDMA

Wireless


7.3.5 Gjenerimi i CDMA

CDMA merret nga modulatimi i sinjalit të të dhënave me një sekuencë zhurmë pseudo random (kodi PN), i cili ka një shpejtësi (chip rate) më të lartë sesa bit rate i të dhënave. Sekuenca kodi PN është një sekuencë e njëshash dhe zerosh (të quajtur chips), të cilat alternohen në një mënyrë të rastit. Modulimi i të dhënave me këtë sekuencë PN gjeneron sinjalin CDMA. Sinjali CDMA gjenerohet nga modulimi i të dhënave me sekuencën PN. Modulimi kryhet nga shumëzimi i të dhënave (XOR operator për sinjalet binare) me sekuencën PN. Fig.7.13 tregon një transmetues bazë CDMA.

Figura 7.13. Modulator i sekuencës direkte

Kodi PN përdoret për të përhapur të dhënat që mund të jenë në dy lloje kryesore. Një kodin i shkurtër PN (zakonisht 10-128 chips në gjatësi) mund të përdoret për të moduluar çdo bit të të dhënave. Kodi i shkurtër PN përsëritet atëherë për çdo bit të dhëne (data bit) duke lejuar një sinkronizim të shpejtë dhe të thjeshtë të marrësit. Fig.7.14 tregon gjenerimin e sinjalit CDMA duke përdorur një kod të shkurtër me gjatësi 10-chip. Përndryshe një kod i gjatë PN mund të përdoret. Kodet e gjata janë në përgjithësi të mijëra e miliona chips në gjatësi, në këtë mënyrë do të përsëriten vetëm rrallë. Për shkak të kësaj ata janë të dobishme për shtuar sigurinë pasi ata janë më të vështira të deshifrohen.

Figura 7.14. Sinjalet e sekuencës direkte

Wireless


7.3.6 CDMA Forward Link Encoding

Lidhje përpara (forward link), nga stacioni bazë për në celular, në një sistem CDMA mund të përdoren kode speciale ortogonale PN, të quajtur kodet Walsh, për të ndarë përdoruesit e shumtë në të njëjtin kanal. Këto janë të bazuara në një matricë Walsh, e cila është një matricë katrore dhe përmasa që janë një fuqi e dyshit. Kjo është e gjeneruar nga baza që Walsh (1) = 1 0W = dhe se:

2n n

nn n

W WW

W W⎡ ⎤

= ⎢ ⎥⎣ ⎦

Ku: nW është matrica e dimensionit n . Kodet Walsh janë ortogonal, që do të thotë se produkti pikë i çdo dy rreshtave është zero. Kjo është për shkak të faktit se për çdo dy rreshtave saktësisht gjysmën e numrit të biteve është e kundërta e gjysmës tjetër të tyre.

(1) 0W = 1 1

(2)1 1

W ⎡ ⎤= ⎢ ⎥−⎣ ⎦

1 1 1 11 1 1 1

(4)1 1 1 11 1 1 1

W

⎡ ⎤⎢ ⎥− −⎢ ⎥=⎢ ⎥− −⎢ ⎥− −⎣ ⎦

Çdo rresht i matricës Walsh mund të përdoret si kod PN i një përdoruesi në një sistem CDMA. Duke bërë këtë sinjalet nga çdo përdorues janë orthogonal me çdo përdorues të tjerë, që rezulton në asnjë interferencë ndërmjet sinjaleve. Megjithatë, në mënyrë që kodet Walsh të punojnë chips e transmetuar nga të gjithë përdoruesit duhet të sinkronizohen. Nëse kodi Walsh i përdorur nga një përdorues zhvendoset në kohë në më shumë se sa rreth 1/10 e periodës chip, në lidhje me të gjitha kodet e tjera Walsh, humbet ortogonaliteti që rezulton në një ndër-interferencë të përdoruesit. Kjo nuk është një problem për lidhjen përpara (forward link) pasi sinjalet për të gjithë përdoruesit që lindin nga stacioni bazë, sigurohen që të gjitha sinjal të mbeten të sinkronizuara.

7.3.7 CDMA –lidhja e kundërt

Lidhja e kundërt (reverse link) është e ndryshme nga lidhje e përpara (forward link) sepse sinjalet nga çdo përdorues nuk lindin nga një burim i njëjtë si në lidhje përpara. Transmetimi nga çdo përdorues do të mbërrijë në një kohë të ndryshme, për shkak të vonesave në përhapje dhe gabimeve nga sinkronizimi. Për shkak të gabimeve të pashmangëshme në kohë ndërmjet përdoruesve, s’ka kuptim më përdorimi i kodeve Walsh, pasi ata nuk do të jetë më orthogonal.

Wireless


Për këtë arsye, sekuencat e thjeshtë pseudo randëm përdoren në mënyrë tipike. Këto sekuenca janë zgjedhur që të ketë një korrelacion të ulët për të minimizuar ndërhyrjet në mes përdoruesve. Kapaciteti është i ndryshëm për lidhjet përpara (forward link) dhe e kundërt (reverse link) për shkak të differences në modulim. Linku i kundërt nuk është orthogonal, duke rezultuar në ndër-interfencë të madhe në përdorues, për këtë arsye kanali i kundërt përcakton kapacitetin e sistemit.

7.3.8 Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)

OFDM është një teknikë transmetimi me shumë bartëse, që ndajnë spektrin në dispozicion në bartës të shumta, secili prej tyre modulohet nga të dhëna me shpejtësi të ulët. OFDM është i ngjashëm me FDMA pasi në të dyja kemi akes të shumëfishtë përdoruesish që arrihet duke ndarë bandën në dispozicion në kanale të shumta, të cilat përdoren më pas nga përdoruesit. Megjithatë, OFDM përdor spektrin më me efikasitet duke i vendosur kanalet shumë më afër. Kjo arrihet duke i bërë të gjithë bartësit orthogonal me njëri-tjetrin, duke penguar ndërhyrjet mes bartësave që janë afër. COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing) është i njëjtë si OFDM përveç se përpara transmetimit të sinjalit aplikohet korrigjimi i gabimit për sinjalin. Kjo bëhet për të shmangur gabimet në transmetim për shkak të bartësve të humbur si rrjedhoj e zbehjeve selektive (selective fading), zhurmave të kanalit dhe të efekteve të tjera të përhapjes. Në FDMA çdo përdorues zë një kanal të vetëm, që përdoret për të përcjellë të gjitha informacionet e përdoruesit. Banda për çdo kanal është zakonisht 10 kHz-30 kHz për komunikimet zë. Megjithatë, banda minimal e kërkuar për zërin (speech) është vetëm 3 kHz. Banda e zënë është më e gjerë, kështu ka një sasi të mjaftueshme minimale për të parandaluar kanalet të ndërhyjnë me njëri-tjetrin. Kjo band shtesë duhet për të lejuar sinjalet nga kanalet fqinje të filtrohen jashtë, dhe për të lejuar për çdo depozitim në frekuencën qendërore të transmetuesit ose marrësit. Në një sistem tipik deri në 50% e spektrit të përgjithshëm humbet për shkak të hapësirave shtesë ndërmjet kanaleve. Ky problem bëhet më i madh kur banda e kanali bëhet e ngushtë, dhe brezi i frekuencave rritet. Shumica e sistemeve digjitale përdorni telefonin vocoders (VO (ICE) + COD (E) +ER) (një pajisje elektronike ose sistemi për sintetizimin e bisedës (speech), për kompresimin e fjalës së dixhitalizuar. Kjo lejon të rritet kapaciteti i sistemit si rrjedhoj e një reduktimi në band të kërkuara për çdo përdorues. Vocoderat aktualë kërkojnë një shpejtësi të të dhënave 4-13kbps, në vartësi të cilësisë të zërit dhe dhe llojit të përdorur. Kështu çdo përdorues kërkon vetëm një brez minimale prej 2-7 kHz, duke përdorur modulimin QPSK. Megjithatë, FDMA nuk e përballon dot një band kaq të ngushtë me efikasitet. TDMA pjesërisht i kapërcen këto probleme duke përdorur kanale me bandë më të gjerë, të cilat përdoren nga përdorues të ndryshëm. Përdorues të shumtë përdorin të njëjtin kanal duke transmetuar të dhënat e tyre në çaste kohe (time slots). Kështu, shumë përdorues me shpejtësi të ulët mund të kombinohen së bashku për të transmetuar në një kanal të vetëm që ka një gjerësi bande të mjaftueshme, kështu që spektëri të mund të përdoret me efikasitet.

Wireless


Megjithatë, ka dy problemet kryesore në lidhje me TDMA. Ka një overhead të lidhur me ndryshimin mbi përdoruesve për shkak të çastit të kohës (time slotting) në kanal. Një ndryshim në kohë duhet lejuar për ndonjë tolerancë në kohën e fillimit (start time) të çdo përdoruesi, për shkak të variacioneve në vonesat në përhapje dhe gabimeve të sinkronizimit. Kjo kufizon numrin e përdoruesve që mund të dërgohen në mënyrë efikase në çdo kanal. Përveç kësaj, shpejtësia për symbol e çdo kanali është e lartë (pasi kanali merr informacion nga përdorues të shumtë) duke rezultuar në probleme me vonesat e multipathit në përhapje. OFDM zgjidh shumë nga problemet e FDMA dhe TDMA. OFDM ndan bandën në dispozicion në shumë kanale të ngushta (zakonisht 100-8000). Bartësit për çdo kanal janë ortogonal me njëri-tjetrin, duke i lejuar ata të vendosen shumë afër, pa overhead si p.sh.: tek FDMA. Për shkak të kësaj nuk ka nevojë që përdoruesit të jetë të multipleksuar në kohë si tek TDMA, kështu që nuk ka overhead të lidhur me switching ndërmjet përdoruesve. Orthogonaliteti i bartësve do të thotë se çdo bartës ka një numër numër të plotë ciklesh gjatë një periode simboli. Për shkak të kësaj, spektri i çdo bartëse ka një zero në frekuencën qendërore të çdo bartëseje tjerë të sistemit. Kjo rezulton në mos interferencë midis bartëseve, që lejon pastaj të jenë vendosur sa më pranë të teorikisht të jetë e mundur. Kjo kapërcen problemin e overhead të bartësit të kërkuara në FDMA. Çdo bartëse në një sinjal OFDM ka një bandë shumë të ngushtë (d.m.th 1 kHz), kështu shpejtësia për simbol rezulton të jetë e ulët. Kjo rezulton në sinjalin që ka një tolerancë të lartë të multipathit në vonesën e shpërhapjes, pasi vonesa në shpërhapje duhet të jetë shumë e gjatë për shkaktuar një interferencë ndër-simboli të rëndësishme (p.sh.: > 100 μsec).

7.3.9 Gjenerimi i OFDM

Për të gjeneruar OFDM me sukses marrëdhëniet mes të gjithë bartësve duhet të kontrollohen me kujdes për të ruajtur orthogonalitetin ndërmjet bartësave. Për këtë arsye, OFDM është gjeneruar duke zgjedhur së pari spektrin e nevojshëm, në bazë të të dhënave në hyrje, dhe skemës së modulimit të përdorur. Çdo bartëseje i jepen disa të dhëna për të transmetuar. Amplituda e nevojshme dhe faza e bartëses llogariten pastaj duke u bazuar në skemën e modulimit (zakonisht BPSK, QPSK ose QAM). Spektri i kërkuar pastaj kthehet përsëri në rrafshin e kohës duke përdorur Transformimin e Anasjelltë Fourier (Inverse Fourier Transform). Në shumë aplikime, përdoret Transformimi i Ansjelltë i Shpejtë Fourier (IFFT- Inverse Fast Fourier Transform). IFFT kryen transformimin në mënyrë shumë efikase, dhe ofron një mënyrë të thjeshtë për të siguruar që bartëset e prodhuara të jenë ortogonale.

Transformimi Shpjetë Fourier (FFT- Fast Fourier Transform) transformon një sinjal ciklik në rrafshin e kohës në ekuivalentin e tij në spektrin e frekuencave. Kjo bëhet duke gjetur valën ekuivalente, të gjeneruara nga shuma e komponentëve të sinusoidave ortogonale. Amplituda dhe faza e komponentëve sinusoidale përfaqësojnë spektrin e frekuencave të sinjalit në rrafshin e kohës. IFFT kryen procesin e kundërt, duke e transformuar spektërin (amplitudën dhe fazën e secilit komponent) në një sinjal në rrafshin e kohës. Një IFFT kthen një numër kompleks të pikave të të dhënave, me gjatësi që është një fuqi e 2, në një sinjal në rrafshin e kohës me të njëjtin numër pikash. Çdo pikë e të dhënave në spektrin e frekuencave e përdorur për një FFT ose IFFT quhet një bin (mbajtës).

Wireless


Bartësit orthogonal të nevojshme për sinjal OFDM mund të gjenerohet lehtë duke përcaktuar amplitudën dhe fazën e çdo bin frekuence, pastaj kryehet IFFT. Meqë çdo bin-i të një IFFT i korrespondon amplitudës dhe fazës së një sërë sinusoidash ortogonale, procesi i kundërt garanton që bartësit e gjeneruar të jenë orthogonal.

Figura 7.15. FFT bazë, transmetuesi dhe marrësi OFDM

Fig.7.15 tregon konfigurimin për një transmetues dhe marrës bazë OFDM. Sinjali i gjeneruar është në bandën bazë kështu që të gjenerohet një sinjal RF, sinjali duhet të filtrohet dhe të përzihet (mixed) në frekuencën e dëshiruar për transmetim.

7.3.10 Shtimi i një “periode roje” tek OFDM

Një nga vetitë më të rëndësishme të transmetimeve OFDM është niveli të lartë i sigurisë kundërdrejt vonesës në përhapje të multipathit. Kjo si rezultat i përdorimit të një periudhe simboli të gjatë, që minimizon interferencën ndër-simbol. Niveli i sigurisë multipath mund të rritet më tej me shtimin e një periode roje (guard period) në mes të simboleve të transmetuar. Perioda roje u jep kohë sinjaleve multipath që nga simboli i mëparshëm të “vdesin” përpara se informacioni nga simbol i tanishëm të mblidhet. Perioda roje më efektive për t’u përdorur është një zgjatje ciklike e simbolit. Nëse një pasqyrim në kohë, i fundit të valës simbol vendoset në fillim të simbolit si period roje, kjo efektivisht zgjat gjatësinë e simbolit, duke mbajtur orthogonalitetin e valës. Duke përdorur këtë simbol ciklikë të zgjatur kampionët e nevojshme për kryerjen e FFT (për të decoduar simbolin), mund të merren kudo mbi gjatësinë e simbolit. Kjo siguron imunitet të multipathit si edhe tolerancë të sinkronizimit të kohës së simbolit. Për sa kohë që ekot (echoes) e multipath-eve të vonuar qëndrojnë brenda kohëzgjatjes së periodës roje, nuk ka saktësisht asnjë kufizim në lidhje me nivelin e sinjalit eko: ato mund edhe ta kalojnë nivelin e sinjalit të rrugës të shkurtër. Energjia e sinjalit nga të gjitha rrugët vetëm sa

Wireless


shtohet tek e dhëna (input) e marrësit, dhe meqë FFT është konservativ i energjisë, e tërë fuqia në dispozicion ushqen decoderin. Në qoftë se vonesa e shpërhapjes është më e gjatë sesa perioda roje atëhere ato fillojnë të shkaktojnë interferenca ndër-simbol. Megjithatë, meqënëse ekot janë mjaft të vogla ato nuk shkaktojnë probleme të rëndësishme. Kjo është e vërtetë në më të shumtën e kohës pasi jehonat e multipath-eve të vonuar më shumë sesa perioda roje pasqyrohen nga objekt shumë të largët. Variacione të tjera të periodave roje janë të mundshme. Një variacion i mundshëm është të kemi një gjysmë periode roje një zgjatje ciklike të një simboli si më sipër, dhe gjysma tjerër një sinjal me amplitudë zero. Kjo do të rezultojë në një sinjal, siç jepet në Fig.7.16. Duke përdorur këtë metodë simbolet mund të identifikohet lehtë. Kjo mundësi lejon që koha e simbolit të mund të meret nga sinjali, thjesht duke zbatuar dedektimin e mbështjellëses (envelop detection). Disavantazhi i përdorimit të kësaj metode të periodës roje, është se perioda zero nuk jep asnjë tolerancë multipathi, pra periudha efektive aktive e periodës roje përgjysmohet në gjatësi.

Figura 7.16. Një pjesë e një sinjali OFDM me 5 simbole, perioda roje e përdorur është gjysma një zgjatje ciklike të simbolit, dhe gjysma një sinjal me amplitude zero.

1

Kapitulli I: Rrjetat Ad Hoc dhe Rrjetat e sensorëve 1.1 E ardhmja e komunikimit pa tel (wireless) Së fundmi kërkesat për komunikim pa tel dhe zhvillimet e shoqëruara në infrastrukturë kanë rezultuar në rritje të rrjetave mobil pa tel. Nga njëra anë, kjo ka çuar në rritjen eksponenciale të rrjetit celulare, e cila është e bazuar në kombinimin e teknologjive me kabull (wired) dhe pa tel (wireless). Edhe pse përpjekjet për kërkim dhe zhvillim ndaj rrjeteve pa tel janë ende të konsiderueshme, interesi shkencor dhe industrial i komunitetit në fushën e telekomunikacionit ka ndryshuar kohët e fundit, në skenarë më shumë sfiduese, në të cilin një grup njësish te pajisur me radio transmetues/marrës komunikojnë pa asnjë infrastrukturë fikse. 1.1.1 Rrjetat ad hoc Rrjetat ad hoc janë kufiri më i fundit në komunikim pa tel. Kjo teknologji lejon nyjet e rrjetit të komunikojnë direkt me njëri-tjetrin duke përdorur marrës/transmetues pa tela (përgjatë rrugëve me shumë hope) pa patur nevojën e një infrastrukture fikse. Ky është një tipar shumë dallues i rrjetave ad hoc në krahasim me rrjetat tradicionale pa tel, si rrjetet celulare dhe LAN, në të cilët nyjet (për shembull, përdoruesit e telefonisë celulare) komunikojnë me njëri-tjetrin nëpërmjet stacioneve bazë (base station-wired radio antennae). Rrjetat ad hoc, priten të revolucionarizojnë komunikimet celulare në vitet e ardhshme: duke plotësuar skenarin më tradicionale të rrjetit (Internet, rrjetet celulare, komunikimet satelitore). Duke shfrytezuar teknologjinë wireless ad hoc, pajisje të ndryshme portable (telefonat celulare, PDAs, laptop, pagers, etj) dhe pajisje fikse (base station, pikat e aksesit te internet pa tel, etj) mund të lidhen së bashku, duke formuar një rrjet “global”, ose nje “rrjet kudo”. Aplikime të skenarve në të cilët përdoren teknologjia ad hoc janë të shumtë. Për shembull, le konsiderojnë gjëndjen e mëposhtme. Një tërmet i tmerrshëm ka shkatërruar qytetin A, duke shkatërruar ndërmjet të tjerave, pjesën më të madhe të infrastructures së komunikimit (linja telefonike, base station për rrjetet cellular, etj). Disa ekipet të shpëtimit (zjarrëfikës, policë, ekipe mjekësore, vullnetarët) janë duke punuar në zonën e fatkeqësisë për të shpëtuar njerëz nga rrënojat dhe për të ndihmuar të plagosurit. Për ti siguruar një ndihmë më të mirë popullsisë, përpjekjet e ekipeve të shpëtimit duhet të koordinohen. Sigurisht, një veprim i kordinuar mund të arrihet vetëm në qoftë se ekipet e shpëtimit janë në gjendje të komunikojnë, brenda ekipit të tyre (p.sh një polic me policë

2

të tjerë) si dhe me anëtarë të ekipeve të tjera (p.sh. një zjarrfikës telefonon një mjek për ndihmë). Me teknologjinë aktualisht në dispozicion, koordinimi i shpëtuesve kur infrastruktura fikse e komunikimit është dëmtuar rënde, është shumë i vështirë: edhe pse anëtarët e ekipive janë të pajisur me radio dore marrëse (walkie-talkie) ose pajisje të ngjashme, kur nuk ka akses në infrastrukturën fikse, vetëm komunikimi ndërmjet shpëtuesive afër është i mundur. Kështu, një nga prioritetet në menaxhimin aktual të fatkeqësisë është të ri-instalohet infrastruktura e komunikimi sa më shpejt të jetë e mundur, që bëhet zakonisht duke riparuar strukturat e dëmtuara dhe me vendosjen e pajisjeve të përkohshme të komunikimit (p.sh. furgona të pajisur me një antenë radio). Situata do të ishte shumë më ndryshe në qoftë se teknologji të bazuara në rrjetet ad hoc do të ishin në dispozicion:me nje komunikim plotësisht te decentralizuar, komunikim me shumë hope wireless, atehere edhe shpëtuesit relativisht larg do të ishin në gjendje të komunikonin, me kusht që te ekzistojnë anëtarë të tjerë të ekipit ndërmjet tyre, që të shërbejnë siperforcues komunikimi. Meqënëse një zonë fatkeqësie zakonisht është mjaft e populluar nga ekipet e shpëtimit, komunikimi do të jetë i mundur, duke mundësuar një koordinim të suksesshëm të përpjekjeve të grupit të shpëtimit, pa patur nevojë për te rivendosur një infrastrukturë fikse komunikimi. Shembull i përshkruar më sipër përshkruan tiparet tipike të një skenari aplikmi të rrjetit ad hoc: - Rrjet Heterogjen: Një rrjet tipik ad hoc përbëhet nga pajisje heterogjene. Për shembull, në skenarin e përshkruara më lart, në përgjithësi ekipet e ndryshme që punojnë në zonën e fatkeqësisë, janë të pajisura me lloje të ndryshme të pajisjesh: telefona celular, PDAs, radio dore marrëse, laptop, etj. Për një rrjet të suksesshëm të komunikimit, duhet që këto lloje të ndryshme pajisjesh të jenë në gjendje të komunikojnë me njëri-tjetrin. - Lëvizshmëria: Në një rrjet tipik ad hoc, shumica e nyjeve janë të lëvizshme (mobile). Ky është rasti, për shembull, i shpëtuesve që punojnë në një skenar katastrofe siç u përshkrua më sipër. - Rrjet relativisht i shpërndare: Përdorimi i modelit të rrjetit ad hoc është i justifikuar, kur nyjet që përbëjnë rrjetin janë gjeografikisht të shpërndara. Në fakt, në qoftë se nyjet e rrjetit janë shumë afër njëri-tjetrit, komunikimi wireless me 1-hop është zakonisht i mundur dhe nuk ka nevojë për komunikime midis nyjeve me shumë hope. Zbatime të rrjetave wireless ad hoc janë të shumta, disa prej tyre, do ti citojmë në vijim: - Shpërndarje e shpejtë e informacionit për trafikun në autostrada dhe zonat urbane: Autostradat dhe zonat urbane mund të jenë të pajisura me radio transmetues fiks, të cilët transmetojnë broadcast informacion për trafikun tek makinat e pajisur me marrës GPS kur kalojnë afër një transmetuesi. Nga ana tjetër, vetë makinat veprojnë si ritransmetues informacione në mënyrë që të reja e trafikut të mund të arrijnë shpejt edhe shoferët e largët. Duke e krahasuar me shpërndarjen tradicione radio të informacionit të trafikut, kjo teknologji do të jap një shërbim shumë më të saktë dhe të shpejtë. - Mundësi askesi në Internet kudo: Në një të ardhme shumë të afërt (pjesërisht, kjo është tashmë një realitet), vende publike të tilla si aeroportet, stacionet e trenit, qendrat tregtare, etj, do të jenë të pajisura me pika aksesi interneti pa tel. Duke përdorur pajisjet portative

3

të përdoruesve të tjerë si wireless bridge, aksesi në Internet mund të zgjerohet virtualisht në të tërë zonën urbane. - Shpërndarja e informacionit për vendodhje: Duke përdorur transmetues radio fiks (për shembull, transmetues të njëjtë të përdorur për të transmetuar broadcast tek reja e trafikut), informacioni per vendndodhjen mund tu shpërndahet të interesuarve. Shembuj të informacionit të vendodhjes janë informacionet turistike, që tregojnë informacion për shfaqje në zonën përreth, për dyqanet / restorante në zonë, e kështu me radhë. 1.1.2 Rrjetat e sensorëve wireless Rrjetat e sensorëve wireless (Wireless Sensor Networks –shkurt WSN) janë një lloj i veçantë i rrjetit ad hoc, ku nyjet janë “sensorë të zgjuar”, që janë pajisje të vogëla (afërsisht kanë përmasën e një monedhë) të pajisur me funksionalitete të përparuara të të ndjerit (termike, presioni, akustike, etj, janë shembuj të aftësive të të ndjerit), një procesor i vogël, dhe një marrës/transmetues wireless me një bandë të vogël. Në këtë lloj rrjeti, sensorët shkëmbejnë informacion në mjedis në mënyrë që të ndërtojnë një pikëpamje globale të rajonit të monitoruar, që është e aksesueshme për përdorues të jashtëm përmes një ose më shumë nyjeve portë (gateway nodes). Rrjetat e sensorëve pritet të sjellin një përparim në rrugën natyrore të vëzhguarit të fenomeneve: saktësia e vëzhgimit do të përmirësohet në mënyrë të konsiderueshme, duke çuar në një kuptimi dhe parashikim më të mirë të fenomeneve. Përfitimet e pritura të komunitetit do të jenë të konsiderueshme. Ashtu si në rastin e rrjetave ad hoc, për të dhënë një ide më të mirë të mundshëm të teknologjisë WSN, do përshkruajmë me hollësi një skenar aplikimi. Konsideroni një situatë në të cilën një WSN përdoret për të monitoruar një rajon të gjerë dhe të largët gjeografike, në këtë mënyrë një ngjarje (p.sh. një zjarr në pyll), mund të zbulohet shpejt. Në këtë skenar, sensorë të zgjuar, secili i pajisur me një bateri, dhe me aftësi të mira të përpunimin dhe të komunikimit wireless, janë vendosur në pozicione strategjike, për shembull, në majë të një kodre ose në vende me një fushë të gjerë shikimi. Çdo sensor mbulon një zonë prej disa hektarësh dhe mund të komunikojë me sensorët përreth. Nyja sensor mbledh të dhëna atmosferike (temperatura, presioni, lagështia, shpejtësia e erës dhe drejtimi) dhe analizon përbërjen e atmosphere për të zbuluar grimca të veçanta (p.sh: hiri). Për më tepër, çdo nyjë sensori është e pajisur me një kamera infra të kuqe, e cila është në gjendje për të zbuluar ndryshimet termike. Çdo sensor e di pozicionin e saj gjeografike, të shprehura në gradë gjerësie dhe lartësie. Kjo mund të realizohet ose duke e pajisur çdo nyjë me një marrës GPS, ose, në këtë skenar pozicion i sensorit është i caktuar, duke vendosur pozicion në një sensor regjistër në kohën e vendosjes. Periodikisht, sensorët shkëmbejnë të dhëna me nyjet fqinj në mënyrë që të zbulojë situata të jashtëzakonshme që mund të shkaktohen, për shembull, nga fillimi i një zjarri (p.sh.: temperatura në një sensor është shumë më e lart se ato tek fqinjët). Këto të dhëna rutinë mblidhen dhe përhapen nëpër rrjet dhe mund të grumbullohen nga një operator i jashtëm për të mbledhur të dhëna atmosferike (p.sh. për të kontrolluar cilësin e ajrit). Kur një situatë potencialisht e rrezikshme zbulohet (për shembull, kamera infra të kuqe zbulon një rritje të shpejtë termike në një zonë të caktuar), një procedure emergjente fillon: nyja sensor që ka zbuluar gjendje jonormale komunikon me fqinjët e saj në mënyrë, që verifikojë nëse e njëjta gjendje është dedektuar edhe nga sensorë të tjerë, pastaj, ajo

4

përpiqet të përcaktojë me saktësi pozicionin gjeografik rrezikut (nëse të njëjtën situatë jonormale e kane zbuluar edhe sensorë të tjerë, kjo mund të realizohet duke përdorur teknika trekëndore (triangulation), për më tepër, informacioni mbi shpejtësinë e erës dhe drejtimit se saj mund të jenë të dobishme si në lokalizimin e zjarrit dhe në parashikimin e drejtim të përhapjes së tij); pasi përcaktohet pozicioni i zjarrit, një mesazh alarmi që përmban koordinatat gjeografike te zjarrit dhe (mundësisht) drejtimin e përhapjes së tij shpërndahet me prioritet maksimal. Në këtë mënyrë, operatori i jashtëm (për shembull, një roje parku i pajisur me një pajisje radio, menjëherë lajmërohet për praninë e zjarrit, të pozicionit të tij, drejtimin e parashikuar për përhapjen e zjarrit, dhe mund të ndërhyjë sa më shpejt. Skenari i aplikimit të dedektimit të zjarrit është përmbledhur në Figurën 1.1. Vërejmë se ky skenar ka disa karakteristika interesante, ka ndikimi të reduktuar në mjedis (nyjet sensor kanë marrës/transmetues pa tel, nuk ka nevojë për kabull), saktësinë e mbulimit, si dhe njoftimi i menjëhershëm i operatorit. Shembulli i përshkruar më lart përshkruan tiparet e një skenari aplikimi tipik WSN: - Rrjet homogjen: Në ndryshim nga rastet e rrjetave ad hoc, një WSN përbëhet zakonisht nga nyje me të njëjtat karakteristika, sidomos përsa i takon pjesës së komunikimit. Një përjashtim në këtë rregull bëhet kur lloje të ndryshme të nyjeve sensor inteligjent përdoren në rrjet: për shembull, pak “super” nyje (me më shumë memorie dhe / ose me një rreze më të madhe transmetimi) mund të përdoret në kombinim me nyjet sensor standarde për të rritur aftësinë e monitorimit të rrjetit. Megjithatë, edhe në këtë rast numri i pajisje të ndryshme të përdorura në rrjet është shumë i kufizuar (2-3 të shumtën).

Figura 1.1 Rrjetë sensorësh i përdorur për zbulimin e shpejtë të zjarrit. Kur një zjarr dedektohet, një mesazh alarmi (shigjeta) gjenerohet nga nyja sensor (nyjet) që dedektoi zjarrin. Mesazhi përhapet pastaj në rrjet derisa ai arrin ne një roje pylli -Rrjeta të qëndrueshem (stacionare) ose gati gati të qëndrueshme (quasistacionary): në ndryshim nga rasti i rrjetave ad hoc, nyjet që përbejnë një rrjet WSN janë zakonisht stacionare, ose së shumti lëvizin ngadalë. Nisur nga gama shumë e gjerë e aplikacioneve të WSN, përjashtime nga ky rregull janë të mundshme. Për shembull, rasti i një rrjeti sensorësh i përdorur për të ndjekur lëvizjet e kafshëve.

5

-Rrjet relativisht i shpërndare: ky tipar është i përbashkët me rrjetet ad hoc: një rrjet me sensor wireless përbëhet zakonisht nga nyje të cilat janë të shpërndara në një zonë gjeografike relativisht të madhe, kështu që komunikimi me 1-hop ndërmjet nyjeve, në përgjithësi, nuk është i mundëshm. -Rrjeta të madhe: zakonisht, numri i nyjeve që përbëjnë një rrjet WSN është mjaft i madh, duke filluar nga disa dhjetra në mijra nyje. Dallimet/ngjashmërit mes rrjetave ad hoc dhe rrjeteve sensor janë përmbledhur në tabelën 1.1.

Tabela 1.1 Krahasimi i tipareve tipike të rrjetave të sensorëve wireless ad hoc dhe

rrjetave të sensorëve standart

Rrjetat ad hoc WSN Pajisje heterogjene Nyje mobile Rrjet i shpërndar

Pajisje homogjene Nyje të qëndrueshme (stacionary) Rrjet i shpërndare Rrjet me përmasa të mëdha

Ndërmjet shumë skenarëve të mundshëm të aplikimeve WSN, do përmendim: - Monitorimi i temperatures së oqenaneve për të përmirësuar parashikimin e motit: dihet se evolucioni i kushteve atmosferike ndikohet fuqimisht nga temperatura e masave të madhe të ujit të tilla si uji i oqeaneve. Megjithatë, sot aftësitë tona për të kryer një monitorim në shkallë të madhe (largescale) të temperatures së ujit të oqeaneve janë të pakta. Rrjetat e sensorëve mund të përdoren për këtë qëllim. Duke hedhur një numër të madh sensorësh të vegjël në det, temperatura e ujit dhe rrymat e oqeanit mund të monitorohen me saktësi, duke i ndihmuar shkencëtarët në detyrën e parashikimit më me saktësi të motit. - Dedektimi i ndërhyrjeve (Intrusion detection): Sensorë të pajisur me kamera mund të përdoret për të formuar një rrjet që monitoron një zonë me askes të kufizuar. Nëse rrjeti është i vendosur siç duhet, ndërhyrësit mund të zbulohen dhe një mesazh alarmi përhapet shpejt tek vëzhguesi i jashtëm. - Parashikim i Ortekut: Sensorët të pajisur me mjete që përcaktojnë vendodhjen (të tilla si GPS) mund të përdoret për të monitoruar lëvizjet e masave të madhe të dëborës, duke lejuar një parashikim më të saktë të ortekëve. 1.2 Sfidat Edhe pse teknologjia për rrjetat ad-hoc dhe rrjetat e sensoreve është relativisht e avancuar, vihet re një mungesë e aplikacioneve të tyre. Kjo për shkak të faktit se disa nga problemet lidhur me rrjetat ad hoc / rrjetat e sensorëve janë ende të pazgjidhura. Në këtë seksion, do të përshkruajmë gjendjen e progresit deri tani të teknologjisë së rrjetave ad- hoc dhe sensorëve dhe sfidat kryesore që përballet projektuesi i rrjetave ad hoc/rrjetave të sensorëve.

6

1.2.1 Rrjetat ad hoc Rrjetat wireless ad-hoc kanë tërhequr vëmendjen e studiuesve dhe të industrisë në vitet e fundit. Si rezultat i veprimtarisë kërkimore të konsiderueshme, mekanizmat themelore që mundësojnë komunikim pa tel ad-hoc janë projektuar dhe jane standartizuar. Le të përmendim shembujt më të përhapur, IEEE 802.11 (IEEE 1999) dhe Bluetooth (Bluetooth 1999) që janë standarde të komunikimit që janë zbatuar në një shumëllojshmëri pajisjesh komerciale pa tel, dhe që lejojnë infrastrukturë me më pak komunikim pa tela ndermjet pajisjeve. Kështu, komunikimi me shume hope wireless, midis pajisjeve të ndryshme të tilla si telefonat celular, laptop, PDAs, etj, janë të mundur nga teknologjia aktualisht në dispozicion. Pavarësisht faktit që teknologjia për rrjetat ad-hoc ekziston, aplikimet e rrjetave ad hoc pothuajse mungojnë tësisht. Kjo është për shkak se shumë nga sfidat që duhen përballuar për zbatimin praktik të shërbimeve te rrjetit ad hoc janë ende për t'u zgjidhur. Sfidat kryesore do të jepen në vijim: - Konservimi i energjisë: Meqë njësitë në rrjetat ad hoc, janë zakonisht të pajisura me bateri, një nga qëllimet kryesore të projektuesit është që të përdorin këtë sasi të kufizuar të energjisë, në mënyrën më efikase të mundur. - Rrjet me topologji të pastrukturuar dhe / ose me variacion në kohë: Nyjet e rrjetit mund, në parim, të vendosen në mënyrë arbitrare në një rajon të caktuar dhe janë zakonisht të lëvizshme (mobile), topologjia e grafit që përfaqëson lidhjet pa tel të komunikimit midis nyjeve është zakonisht e pastrukturuar. Për më tepër, topologjia e rrjetit mund të ndryshoje me kohë, për shkak të lëvizshmërisë së nyjeve dhe/ose dështimit te tyre. Në këto kushte, optimizimi i performancës së protokolleve të rrjetave ad hoc është një detyrë shumë e vështirë. - Komunikime me cilësi të ulët: Komunikimi në një kanal wireless është, në përgjithësi, shumë më pak i besueshëm se në një kanal me kabull (wired). Për më tepër, cilësia e komunikimit ndikohet nga faktorët e mjedisit (kushtet e motit, prania e pengesave, ndërhyrjet me rrjete e tjera radio, etj), të cilat janë të ndryshme në kohë. Kështu, kërkesat për rrjetat ad hoc duhet të jetë më elastike ndaj ndryshimeve të kushteve të lidhjeve, edhe te tolerojnë intervalet e paneglizhueshme të kohës jashtë shërbimit të lidhjeve wireless. - Veprime me burime të kufizuara: Rrjetat ad hoc karakterizohen nga burime të pakta të disponueshme, në veçanti, energjia dhe bandwidth i rrjetit janë qe jane ne dispozicion, jane ne sasi shumë të kufizuar në krahasim me modelet e rrjetave tradicionale. Protokollet për rrjetet ad hoc duhet te sigurojnë nivelin e dëshiruar të performancës në saj të burimeve të pakta në dispozicion. - Shkallëzimi (Scalability): Në disa skenare të rrjetit ad hoc, rrjeti mund të përbëhet nga qindra ose mijëra nyjave. Kjo do të thotë se protokollet e rrjetave ad hoc duhet të jenë në gjendje të veprojnë në mënyrë efikase në prani të një numri shumë të madh nyjesh. Në rast të rrjetave ad hoc të përdorur për rrjetin “kudo”, çështjet e mëposhtme duhet të trajtohen:

7

-Ndërveprimi: Në rrjetin “kudo” të përshkruar në seksionin 1.1.1, të dhënat duhet të kalojnë përmes llojeve të ndryshme të rrjetave: ad hoc, cellular, satelit, wireless LAN celulare, PSTN, Internet, etj. Idealisht, përdoruesit duhet të kalojnë pa probleme nga një rrjet në tjerin, pa ndërprerë aplikimin. Zbatimi i këtij lloj rrjeti hand-off është një sfidë. - Përcaktimi i një modeli biznesi të mundshëm: Aktualisht, tarifimi i sherbimeve në rrjetat wireless (celular, dhe akseset komerciale wireless në Internet) bëhen në stacionin baze, që përdor një infrastrukturë të centralizuar. Për më tepër, sherbimet roaming lejohen vetëm brenda rrjeteve të të njëjtit tip (p.sh. roaming në telefona celular kur përdoruesi është në një vend të huaj). Në këtë skenar “kudo”, ajo qe nuk është ende e qartë, është se cila infrastrukturës duhet të kryej faturimin dhe cilat rregulla duhet të përdoren për të rregulluar roaming në mes llojeve të ndryshme të rrjetave. - Nxitja e bashkëpunimit ndërmjet nyjeve: Kur hartohet një protokoll i caktuar i rrjetit, zakonisht supozohet se të gjitha nyjet e rrjetit marrin pjesë vullnetarisht në ekzekutimin e protokollit. Në disa skenarë të aplikimit të rrjetit ad hoc, nyjet e rrjetit janë pronë e autoriteteve të ndryshme (përdorues privat, profesionistët, organizata me fitim dhe/ose pa qëllim fitimi, etj), dhe pjesëmarrja vullnetare në ekzekutimin e protokollit nuk mund të merret si e mirëqënë. Në këtë mënyrë, nyjet e rrjetit duhet të stimulohen disi, në mënyre që të sillen sipas specifikimeve të protokollit. 1.2.2 Rrjetat e sensorëve wireless (WSN) Në mënyrë të ngjashme me rrjetat ad hoc, WSN gjithashtu kanë tërhequr vëmendjen e studiuesve dhe industrisë në vitet e fundit. Së pari, një numër i madh i tipeve të sensorit te zgjuar janë hartuar dhe zbatuar nga studiuesit kërkimor akademik. Prototipet më të njohura janë Motes Berkeley (Polastre et al. 2004) dhe Smart Dust (Plister 2001). Më vonë, shumë projekte akademike u financuan (dhe aktualisht janë duke u financuar) që të përdoren dhe të shfrytëzojnë rrjetat e sensorëve. Një shembull i tillë është projekti i Great Duck Island, në të cilin një WSN u vendos për të monitoruar vendbanimin e petrelës pa asnjë ndërhyrje njerëzore tek kafshët (Mainwaring et al. 2002). Nyje sensor të zgjuar (smart) janë prodhuar dhe komercializuar nga disa prodhues elektronike. Ne përmendin Crossbow, një kompani që prodhon në një shkallë të madhe sensorët Motes të zhvilluar në UC Berkeley. Kompani të tjera të mëdha silici të tilla si Intel, Philips, Siemens, STMicrolectronics, etj, janë të interesuar në teknologjinë WSN, dhe janë duke zhvilluar nyjet e tyre sensor të zgjuar. Ka dhe standarte të WSN. Përpjekje më e mëdhe në këtë drejtim është standardi IEEE 802.15.4, i cili përcakton shtresën fizike dhe shresën e protokollit MAC për monitorimin dhe kontrollin në largësi, neper aplikacione të rrjetave me sensorë. ZigBee (ZigBeeAlliance 2004) është një qender industriale (aktualisht përfshin më shumë se 100 anëtarë, që përfaqësojnë 22 vende në katër kontinente) me qëllim promovimin e standartit IEEE 802.15.4. Aktualisht, jemi në një fazë në të cilën teknologjia për zbatimin e rrjeteve të sensorëve wireless është e avancuar por aplikimet në bazë të rrjeteve të sensorëve nuk janë përcaktuar plotësisht. Në veçanti, industria ka vështirësi në gjetjen e tregjeve për aplikimet e WSN. Ato më premtueset janë kontrolli i shtëpive (home control), ndërtimi i automatizuar, automatizimi industrial. Megjithatë, tregu për hardware wireless sensor

8

pritet të rritet me 20% në vit, në vitet e ardhshme, që është tre herë nme shume se norma e rritjes së tregut të sensorëve me kabull (Frost dhe Sullivan 2003). Në rastin e rrjetave të sensorëve gjithashtu, shumë sfida duhen përballur para se ato mund të aplikohen në një shkallë më të madhe. Sfidat kryesore që lidhen me zbatimin WSN jepen në vijim: - Ruajtja e Energjisë: Nëse reduktimi i konsumit të energjisë është i rëndësishëm në rrjetat ad hoc, ky bëhet jetik në WSN. Në fakt, për shkak të madhësis të reduktuar të nyjeve sensor, bateria ka kapacitet të ulët, dhe energjia në dispozicion është shumë e kufizuar. Pavarësisht nga kjo pamjaftueshmëri e energjisë, rrjeti pritet të funksionojë për një kohë relativisht të gjatë. Duke pasur parasysh se zëvendësimi/rimbushja e baterisë zakonisht është e pamundur, një nga qëllimet e kryesore të projektuesit është përdorimi i kësaj sasie të kufizuar të energjisë, në mënyrën më efikase të mundur. - Komunikimet me cilësi të ulët: rrjetat e sensorëve janë vendosur shpesh në mjedise të vështira, dhe ngadonjëherë ato veprojnë në kushte të motit ekstrem. Në këto situata, cilësia e komunikimit radio mund të jetë jashtëzakonisht e varfër, dhe kryerja e detyrës të kërkuar të ndjeshmerise mund të bëhet shumë e vështirë. - Veprimi në ambiente të vështira: Në shumë skenare, rrjetat e sensorëve pritet të veprojnë në kushte kritike të mjedisit. Kështu, është me rëndësi që në këto raste nyjet sensor fizikisht të projektohen me kujdes. Për më tepër, protokollet e rrjetit duhet të jetë elastik ndaj gabimeve të sensorëve, që mund të konsiderohet si një ngjarje relativisht e mundshëme. - Burimet e kufizuara për veprime: Nëse burimet në rrjetat ad hoc janë të kufizuara, situata është edhe më keq në WSN. Protokollet për rrjetat e sensorëve duhet të përpiqen të sigurojnë QoS-in e dëshiruar, pavarësisht nga burimet e pakta në dispozicion. - Përpunimin i të dhënave: Duke pasur parasysh kufizimet e energjisë dhe cilësi relativisht të dobët të komunikimit, të dhënat e mbledhura nga nyjen sensor duhet të kompresohen në nivel lokal, dhe të mblidhen me të dhëna të ngjashme të krijuara nga nyjet fqinjë. Në këtë mënyrë, burime relativisht të pakët përdoren për ti komunikuar të dhëna vëzhguesit të jashtëm. Meqë shpesh vëzhguesi interesohet në marrjen e të dhënave me nivele të ndryshme të saktësisë në varësi, për shembull, për ngjarje që aktualisht po ndodhin në zonën e monitoruara, mekanizmi i grumbullimit të të dhënave duhet të jenë në gjendje të sigurojë nivele të ndryshme të kompresimit / grumbullimit, duke ju drejtuar trade-off (marrëveshjes) per saktesine e të dhënave dhe konsumit të burimeve. - Shkallëzimi: WSN zakonisht përbëhen nga qindra apo mijëra nyje. Kështu, shkallëzimi i protokolleve për WSN duhet të konsiderohet në mënyrë të qartë në fazën e projektimit. - Mungesa e tregetimit te aplikacioneve te rrjetave me sensor: Në ditët e sotme, krijuesit e disa chip-eve dhe kompanitë elektronike kanë filluar prodhimin komercial të nyjeve sensor. Sidoqoftë, është shumë e vështirë për këto kompani të tregëtojnë aplikacione të bazuara në rrjetet e sensorëve. Shitja e aplikacioneve në vend të sensorëve relativisht të lirë, do të të jetë shumë më e dobishme për industrinë. Për fat të keq, shumica e aplikacioneve të skenarëve të rrjetave të sensorëve janë shumë specific, dhe një kompani do të kishte pak ose aspak fitim në zhvillimin e një kërkesë për një skenar shumë të veçantë meqënëse blerësit potencial do të ishin shumë pak.

1

Kapitulli 2: Modelimi i rrjetave Ad Hoc Në këtë kapitull, do të bëjmë një hyrje të thjeshtë, per një model gjerësisht të pranuar për rrjetin ad hoc. Meqë rrjetat e sensorëve janë një nënklasë (nënbashkësi) e rrjetave ad hoc, ky model zbatohet për këtë lloj rrjetash gjithashtu. 2.1 Kanali wireless Nyjet në ad hoc dhe rrjetat e sensorëve komunikojnë përmes marrës/tranmsetuesave wireless. Për këtë arsye, një bllok i rëndësishëm ndërtimi i çdo modeli për rrjetat ad hoc është modeli i kanalit wireless. Modeli i paraqitur në këtë seksion është i bazuar në materiale të përfshira në (Rappaport 2002). Një kanal radio ndëmjet një njësie transmetuese u dhe një njësie marrësi v realizohet nëse dhe vetëm nëse fuqia e sinjalit të radios e marr nga nyja v është mbi një prag të caktuar, të quajtur prag ndjeshmërie. Formalisht, ekziston një lidhje direkte wireless midis u dhe v nëse rP β≥ , ku rP është fuqia e sinjalit të marra nga v , dhe β tregon pragun e ndjeshmërisë. Vlera e saktë e β varet nga tiparet e marrës/transmetuesit wireless dhe shpejtësia e komunikimit të të dhënave: për një radio të caktuar, sa më e madhe te jete shpejtësia e te dhënave, aq më e lartë eshte vlera e β , duke nënkuptuar një vlerë të lartë për fuqinë e marre. Me qëllim që të thjeshtojmë nocionin, në vijim, do të supozojmë se β ka vlerë konvencionale 1. Fuqia e marr rP varet nga fuqia e përdorur Pt për të transmetuar sinjalin radio, dhe nga humbjet e kanalit (path loss), e cila jep degradimin e sinjalit radio me distancën. Shënojmë me ( , )PL u v humbjen nga rruga midis njësive u dhe v , dhe mund të shkruajmë:

rP( , )

tPPL u v

= (2.1)

Kështu, një kanal radio ndëmjet çdo dy nyje të rrjetit mund të parashikohet në qoftë se njihet modeli i humbjeve të kanalit. Modelimi i humbjeve të kanalit ka qenë historikisht një nga detyrat më të vështira të projektuesit të sistemit wireless. Mekanizmat e përhapjes së sinjalit radio në mjedis mund të grupohen në tri kategori: pasqyrim (reflection), shpërbërje (diffraction) dhe shpërndarje (scattering). Pasqyrimi ndodh kur vala elektromagnetike godet sipërfaqen e një objekti që ka përmasa shumë të mëdha në krahasim me gjatësinë e valës të sinjalit të

2

përhapur. Për shembull, sinjali radio i reflektuar nga sipërfaqja e tokës dhe ndërtesa të mëdha dhe mure. Shpërbërja (diffraction) shkaktohet nga objektet me tehe shumë të mprehta që shtrihen në kanalin radio midis transmetuesit dhe marrësit. Shpërndarja (scattering) ndodh kur disa objekte të vogla (në krahasim me gjatësinë e valës së sinjalit) janë në mes të transmetuesit dhe marrësëit të sinjalit radio. Burime tipike të shpërndarjes janë gjethet, shenjat sinjalizuese të rrugës, etj. Duke pasur parasysh këto mekanizma, duket qartë se përhapja e valëve radio është një fenomen tepër kompleks, i cili ndikohet shumë nga faktorët e mjedisit. Në vijim, do përshkruajnë modelet e humbjeve të kanalit më të shpeshta dhe të hasura në literaturë. Për një trajtim më të hollësishëm të kësaj pjese, lexuesi mund ti referohet (Rappaport 2002). 2.1.1 Modeli i përhapjes në hapësirën e lirë Ky model përdoret për të parashikuar përhapjen e sinjalit radios kur në kanalin midis transmetuesit dhe marrësit është i pastër dhe pa pengesa (line-of-sight, ose LOS, path). Shënojmë me rP ( )d fuqinë e sinjalit radio të marr nga një nyje të vendosur në distancë d nga transmetuesit, kemi:

2

r 2 2P ( )(4 )

t t rPG Gdd Lλ

π= (2.2)

ku tG është amplifikimi (gain) i antenës transmetuese, rG është amplifikimi i antenës marrëse, L është factor i humbjes së sistemit dhe nuk lidhet me përhapjen, dhe λ është gjatësia e valës në metra. Meqë nuk jemi të interesuar në karakteristikat specifike të marrës/transmetuesit, mund te thjeshtojmë ekuacionin (2.2) si vijon:

r 2P ( ) tf

Pd Cd

= (2.3)

ku fC (f përdoret për hapësirën e lirë) është një konstante që varet nga karakteristikat e marrës/transmetuesëve. Ekuacioni (2.3) tregon se fuqia e marrë është në përpjestim të zhdrejtë me katrorin e distances d , ndërmjet transmetuesit dhe marrësit. Duke kombinuar (2.3) me pragun e ndjeshmërisë, mund të vërtetojmë se mesazhi i transmetuar mund të marret saktë, në qoftë se dhe vetëm nëse:

f td C P≤ (2.4)

Me fjalë të tjera, zona e mbulimit radio të një nyje që transmeton me fuqi tP është një

rreth me rreze f tC P , me qendër vete nyjen. Ekuacioni i përhapjes në hapësirën e lirë është i vlefshme vetëm për vlerat e d që janë relativisht larg nga antena e transmetimit. Për vlerat e d brenda të ashtuquajtur distancë e vogël 0d (close in distance), humbjet e kanalit do supozohen që të jenë konstante.

3

2.1.2 Modeli me dy rreze Është i rrallë rasti që rruga e vetme e drejtpërdrejt midis transmetuesit dhe marrësit të jetë e vetmja rruge fizik për përhapjen e sinjalit radio. Për këtë arsye, modeli i përhapjes në hapësirën e lirë është shpesh i pasaktë. Për të përmirësuar saktësinë, modeli me dy rreze konsideron dy kanale (path) përhapje: pathi direkt dhe një reflektim nga toka midis transmetuesit dhe marrësit (shih Fig. 2.1).

Figura 2.1 Modeli i përhapjes me dy rreze: sinjali radio i dërguar nga u arrin nyjen v nëpërmjet rrugës të drejtpërdrejtë, dhe përmes një reflektimi nga toka. Në modelin e përhapjes me dy rreze, fuqia e marr në distancë d jepet nga formulën e mëposhtme:

2 2

r 4P ( ) t rt t r

h hd PG Gd

= (2.5)

ku th është lartësia e antenës transmetuese dhe rh është lartësia e antenës marrëse. Nëse

distanca midis transmestuesit dhe marrësit është relativisht e madhe ( t rd h h>> ), dhe duke mos marrë parasysh tiparet e marrës/transmetuesit radio, mund të shkruajmë formulën e mëposhtme të thjeshtuar:

r 4P ( ) tt

Pd Cd

= (2.6)

Ku tC ( t përdoret për modelin me dy rreze) është një konstante që varet nga karakteristikat e marrës/transmetuesit radio. Pra, dallimi i madh me modelin e hapësirë të lirë është se sinjali radio në këtë rast është proporcional me distancën e ngritur në fuqi të katërt, në vend të distancë në katror. Duke kombinuar ekuacioni (2.6) me pragun e ndjeshmërisë, gjejmë se zona e mbulimit radio në modelin me dy rreze është një disk me rreze 4

t tC P me qendër transmetuesin.

4

2.1.3 Modeli i log-distancës Modeli i log-distancës rrjedh nga kombinimi i metodave analitike dhe empirike. Metodat empirike bazohen në matjet në terren dhe përshkrimi i të dhënave eksperimentale. Ky model, mund të shihet si një përgjithësim i të dy modeleve; të hapësirës se lirë dhe të modelit me dy rreze, dhe tregon se mesatarisht humbja (me distancën) eshte proporcionale me distancën d të ngritur në një eksponent α , që quhet eksponenti i humbjes së kanalit (path-it) ose gradienti distancë-fuqi. Formalisht:

rP ( ) tPddα∝ (2.7)

Zona e mbulimit radio në këtë model është një disk me rreze proporcionale me tPα , me qendër tek transmetuesi. Vlera e α varet nga kushtet e mjedisit, dhe kjo është vlerësuar eksperimentalisht në shumë skenarë. Tabela 2.1 përmbledh disa nga këto vlera.

Ambjenti α Hapësira e lirë Zona urbane Ambjente Brenda LOS Ambjente Brenda jo LOS

2

2.7-3.5 1.6-1.8

4-6

Tabela 2.1 Vlerat e gradientit distancë-fuqi në ambjente të ndryshme

2.1.4 Variacionet në shkallë të madhe dhe të vogël Modeli i përhapjes log-distancë parashikon mesataren e fuqisë së marrë në një distancë të caktuar. Por, intensiteti i sinjalit të marre mund të ndryshojë shumë nga vlera mesatare. Për këtë arsye, modele probabilistike janë përdorur për të marrin në konsiderat ndryshueshmërine e kanalit wireless. Në një model përhapje probabilistik, zona e mbulimit radio nuk është më një disk, meqë mundësia e një kanali wireles midis dy nyje është një ngjarje e rastit. Modelet probabilitare të përhapjes mund të ndahet në dy klasa: - Modelet në shkallë-të madhe: Këto modele parashikojnë variacione të intensitetit të sinjalit për distanca të mëdha. - Modelet në shkallë-të vogël: Këto modele parashikojnë variacione të intensitetit të sinjalit për distanca shumë të shkurtëra. Ata janë quajtur edhe modelet e multipathit ( zbehjes). Modeli më i rëndësishëm në shkallë të madhe është modeli shadowing log-normale, ku humbjet në path në distancë d modelohen si një ndryshore e rastit me shpërndarje log-normale (shih Shtojcën B për një përkufizim të shpërndarjes log-normale) të përqendruar rreth vlerën mesatare, të përcaktuar në ekuacion (2.7). Modeli më i rëndësishëm i fading (zbehjes) është modeli Rayleigh, që modelon ndryshimet në shkallë të vogël të intensitetit

5

të sinjalit radio sipas një variabëli të rastit me shpërndarje Rayleigh. Një përshkrim më i hollësishëm i modeleve probabilistike të përhapjes radios mund të gjenden në (Rappaport 2002). 2.2 Grafiku i komunikimit Grafiku i komunikimit përcakton topologjinë e rrjetit, që është bashkësia e lidhjeve (link) wireless që nyjet mund të përdorin për të komunikuar me njëri-tjetrin. Duke pasur parasysh diskutimin e seksionit të mëparshëm, është qartë se prania e një lidhje në mes të dy njësive u dhe v në rrjet varet nga: (i) distanca relative mes u dhe v , (ii) fuqia e përdorur për të dërguar të dhëna, dhe (iii) mjedisi rrethues. Meqë llogaritjet për variacionet në shkallë të madhe dhe të vogël të sinjalit radio janë shumë të komplikuara, dhe e bën modelin e lidhjes të lidhet ngushtë me një skenar aplikimi të veçantë, në këtë seksion dhe në pjesën tjetër të këtij kapitulli, do të modelojmë kanalin wireless duke përdorur modelin e kanalit të log-distancës, që përmban shumë karakteristika të mjedisit. Ky supozim është standard në punën kërkimore mbi kontrollin e topologjisë në rrjetat ad hoc / rrjetat e sensorëve. Le të jetë N një bashkësi nyjesh wireless, me N n= . Këto janë nyje të vendosura në një zonë të kufizuar R . Për thjeshtësi, supozojmë se R është një kub d -përmasor me brinjë anësore l . Formalisht, [ ]0, dR l= , për 0l > , ku 1,2,3d = . Për çdo u N∈ , vendndodhja e u në R , është e përcaktuara nga ( )L u , e shprehur si kordinatë d -përmasore. Pra, funksioni :L N R pershtat çdo nyje të rrjetit në vendndodhjen e saj fizike brenda R . Nëse nyjet janë të lëvizshme, vendndodhja fizike e nyjes varet nga koha. Nëse nyjet lëvizin brenda R , mund të supozojmë pa humbje të përgjithesimit, që lëvizja mund të përfaqësohet duke shtuar një argument tjetër në L, kohën e çastit t . Përmbledhim, funksioni :L N T R× i cakton çdo elementi të N dhe të çdo kohe t T∈ , një bashkësi koordinatash d -përmasore, që përfaqësojnë vendodhjen fizike të nyjes në kohën t . Një rrjet ad hoc d -përmasorë mobile përfaqësohet nga çifti ( , )dM N L= , ku N dhe L janë përcaktuan si më sipër. Për një rrjet ( , )dM N L= , një caktimi i rrezes për dM është një funksion RA që i cakton çdo elementi u të N një vlerë max( ) (0, ]RA u r∈ , që përfaqëson rrezen e tij të transmetimit. Parametri maxr quhet rrezja maksimale e transmetimit, dhe varet nga tiparet e radio transmetuesit/marësit që kanë nyjet. Përgjithësisht supozohet se nyjet e rrjetit zakonisht janë të pajisur me transmetues/marës që kanë karakteristika të ngjashme, që domethënë, që maxr është i njëjtë për të gjitha nyjet e rrjetit. Në rast se rrjeti përbëhet nga njësi të pajisura me transmetues/marës të llojeve të ndryshm, maxr është vlera maksimale gjatë transmetimit të radiove të ndryshme. Rrezja e transmetimit te një nyje u tregon zonën brenda të cilës të dhënat e transmetuara nga u mund të merren saktë. Duke pasur parasysh rrezen r , përcaktimi i nënzonës të R brenda të cilit marrja e të dhënave të sakta varet nga dimensioni i rrjetit: në rastin e një rrjeti një përmasor, është segmenti me gjatësi 2r me qëndër në u ; në rastin e rrjetit dy-përmasor, është rrethi me rreze r me qëndër në u , në rrjetat tre-përmasore, është sfera me rreze r me qëndër në u (shih Fig.2.2).

6

Vimë re se, nën supozimin që sinjali radio përhapet sipas modelit të log-distancës, çdo rreze transmetimi max(0, ]r r∈ është unike e lidhur me një fuqi transmetimi max(0, ]rP P∈ , ku maxP është niveli i fuqisë maksimale të transmetuar të nyjave. Kështu, nocionet e rrezes të transmetimit të nyjes dhe fuqisë të transmetimit të nyjes janë ekuivalente, dhe ato do të përdoren në mënyre të ndërsjelltë në pjesën në vijim të këtij kapitulli. Për një rrjet të dhënë ( , )dM N L= dhe një rreze RA , grafi i komunikimit, i detyruar nga RA në dM në kohën t përcaktohet si grafi i drejtuar ( , ( ))tG N E t= , ku nje lidhje direkte

[ ],u v ekziston nëse dhe vetëm nëse ( ) ( ( , ), ( , ))RA u L u t L v tδ≥ , ku ( ( , ), ( , ))L u t L v tδ është distanca Euklidiane midi u dhe v në kohën t . Me fjalë të tjera, lidhja e drejtuar wireless ( , )u v ekziston nëse dhe vetëm nëse nyjet u dhe v janë në distancë prej jo më shumë se

( )RA u në kohën t .

Figura 2.2 Mbulimi radio në rrjete: (a) një-përmasore; (b) dy-përmasore, dhe tre- përmasore. Zona e mbulimit ka rreze r , dhe është e përqëndruara tek njësia. Në këtë rast, v thuhet të jetë fqinji me 1-hop, apo fqinji për shkurt i nyjes u . Një lidhje wireless është dy drejtimshe (bidirectional), apo simetrike, në kohën t nëse ( , ) ( )u v E t∈ dhe ( , ) ( )v u E t∈ . Në këtë rast, nyjet u dhe v thuhet se janë fqinjë simetrik. Vlera e fuqisë maksimale të rrezes të caktuar është e tillë që max( )RA u r= për çdo nyje u , që është çdo nyje në rrjetet që transmetojnë me fuqi maksimale. Grafi i komunikim rezultant quhet grafi i fuqisë maksimale, dhe përfaqëson të gjithë bashkësinë e lidhjeve të mundshme të komunikimit midis nyjeve të rrjetit. Një rreze e caktuar RA thuhet se është e lidhur në kohën t , ose thjesht e lidhur, nëse grafi i komunikimit rezultues në kohën t është i lidhur fort, që do të thotë se, për çdo çift nyjesh u dhe v ekziston së paku një lidhje e drejtuar (directed path) nga u tek v . Një zonë e dhënë në të cilin të gjitha nyjet kanë të njëjtën rreze transmetimi r , për disa

max0 r r< ≤ , quhet r -homogjen. Kur vlera e saktë e r nuk është e qarte, zona r -homogjene quhet thjesht homogjene. Vini re se grafi i komunikimit i gjeneruar nga një zonë homogjene mund të konsiderohet si jo i drejtuar (undirected), sepse ( , ) ( ) ( , ) ( )u v E t v u E t∈ ⇔ ∈ . Nëse rrjeti është mobile, caktimi i nje rrezeje mund të ndryshojë me kalimin e kohës në mënyrë që të ruajmë një cilësi të caktuar të grafit të komunikimit, të tillë si lidhja (connectivity). Në përgjithësi, atëherë ne mund të përcaktojmë një sekuencë të

7

1 2, ,...t tRA RA gjatë jetëgjatësisë së rrjetit, ku

itRA është caktimi i rrezes në kohën it , dhe

tranzicioni midis tyre është vendosur nga një protokoll i përshtatshëm. Nëse rrjeti është stacionar (p.sh. pozicioni i çdo nyje nuk ndryshon gjatë gjithë jetës aktive të rrjetit), modeli i përshkruar më lart mund të thjeshtohet duke bërë L në funksion vetëm të N . Megjithatë, caktimi i rrezeve te ndryshme mundet qe në parim të përdoret gjatë jetës të rrjetit. Caktimi i rrezeve mund të ndryshoje, për shembull, për të mbështetur lloje të ndryshme të trafikut (për shembull, në një rrjet sensorësh, lloji i informacionit i dërguar tek vëzhguesi i jashtëm ndryshon në varësi të ngjarjeve të dedektuara), ose për të arritur një konsum të energjisë të balancuar midis nyjeve të rrjetit. Kështu, në përgjithësi, grafi i komunikimit është i varur nga koha edhe në qoftë se rrjeti është stacionar. Modeli i përshkruar në këtë material është në thelb modeli pikë i grafit (point graph) i përshkruar tek (Sen dhe Huson 1996). Një shembull i grafit pikë dy-përmasor jepet në Fig. 2.3. Modele të ngjashme grafi janë përdorur në aplikimin e teorisë së probabilitetit, të tilla si filtrimet e vazhdueshme dhe grafet me gjeometri rastesore . Në teorinë e mëparëshme, një graf disk njësi (unit disk graph) është një graf në të cilën çdo dy nyjet janë të lidhura me një link (edge) nëse dhe vetëm nëse ato janë në distancë jo më shumë se 1. Deri në një normalizim, grafi disk njësi i korrespondon modelit të përshkruara në këtë seksion me caktim rrezeje homogjene. Në teorinë e GRG, një bashkësi pikash janë shpërndarë sipas disa shpërndarje probabiliteti në një zonë të caktuar. Pastaj pikat janë lidhur sipas disa rregullave (p.sh. të lidhura me të gjitha pikat brenda distances r , ose të lidhen me k nyjet më të afërta, etj), duke gjeneruar një graf gjeometrik të rastit. Gjithashtu, ky model është një rast i veçantë i joni, në të cilën supozohet se nyjet janë shpërndarë rastësisht dhe se caktimi i rrezeve është përcaktuar nga një rregull i veçantë. Lexuesi i interesuar mund të gjeje informacion shtesë mbi filtrimet e vazhdueshme dhe grafet me gjeometri rastesore në Shtojcën B. E meta kryesore e modelit pikë të grafit është supozimi i një mbulim radio të përkryer të rregullt: zona e mbulimit është një disk d -përmasor me një rreze të caktuar me qendër tek transmetuesi. Siç u diskutua në seksionin e mëparshëm, ky supozim është mjaft realist në zona të hapura e mjedise të sheshtë. Për fat të keq, ad hoc dhe rrjetat e sensorëve mund të përdoren në situata shumë të ndryshme, të tilla si ambjente brenda (indoor) ose zona urbane (rrjetat ad hoc), ose në kushte të vështira (rrjetat e sensorëve).

8

Figura 2.3 Shembull i grafit pikë dy-përmasor. Vini re se dy nga lidhjet në graf janë një

drejtimëshe. Me fjalë të tjera, në situata të jetës reale, ka shumë mundësi që zona radio e mbulimit të jetë shumë e parregullt, për shkak të ndikimit të mureve, te ndërtesave, ndërhyrja ne infrastrukturë etj. Megjithatë, përfshirja e të gjitha këtyre detajeve në modelin e rrjetit do ta bënte atë shumë të ndërlikuar dhe të varur nga skenari, duke penguar derivim e rezultateve analitike të rëndësishme dhe mjaft të përgjithshme. Për këtë arsye, pavarësisht nga kufizimet e saj, modeli pikë i grafit është përdorur gjerësisht në studimin e cilësive të rrjetit ad hoc. Para se të përfundojmë këtë seksion, duam të theksojmë se rezultatet e arritura duke përdorur modelin pikë të grafit janë të dobishme, të paktën deri në njëfarë mase, edhe në situata në të cilat zona e mbulimit radio dihet që është e parregullt. Për shembull, në rast se duam të marrim vlerën minimale të r tillë që caktimi i rrezes r -homogjen është lidhur. Nëse rrjeti është dy-përmasor, vlera e r e marrë kështu mund të mendohet si rrezja e nënzonës të mbulimit rrethore të zonës aktuale radio të mbulimit. Kështu, nuk mund të ekzistojnë nyje që janë: 1-hop fqinjët në realitet, por që nuk janë të lidhura direkt në modelin pikë të grafit. Si rrjedhim del se lidhja aktuale e rrjetit është më e lartë se ajo e karakterizuar formalisht duke përdorur modelin pikë të grafit. Pra del qartë se karakterizimi analitik i r bëhet gjithmone e më pak i rëndësishëm nga pikëpamja praktike duke ditur se zona e mbulimit aktual radio është gjithnjë e më shumë e çrregullt. 2.3 Modelimi i konsumit të energjisë Një nga shqetësimet kryesore të projektuesit ad hoc / rrjetave tw sensorwve është përdorimin efikas i energjisë. Pra, kjo është thelbësore modelimi i konsumit të energjisë tw nyjes me saktësi. Meqë cilwsitw e nyjeve tipike tw ad hoc dhe tw rrjetave tw sensorwve janw gati tw ndryshme, do tw diskutojmw modelet e energjisë për dy llojet e rrjetave në veçanti.

9

2.3.1 Rrjetat ad hoc Në varësi të skenarit, rrjetat ad hoc mund të përbëhen nga nyje të tipeve të ndryshme: laptop, telefona celulare, PDA, pajisje te zgjuara, etj. Për më tepër, për shumë skenare (p.sh. si rrjeti “kudo”), rrjeti mund të përbëhet nga paisje heterogjene. Duke pasur parasysh këtë diversitet te nyjeve, një perafrim tipike në literaturë është te përqendrohet vëmendja vetëm në konsumin e energjisë te transmetues/marrësit ëireless. Kjo është edhe zgjedhja jonë, që është i motivuar më tej nga fakti qe kontrolli i topologjise është i interesuar kryesisht per reduktimin e energjisë së konsumuar për komunikim. Në varësi të llojit të pajisjes, sasia e energjisë së konsumuar nga transmetues/marrësi varion nga 15 në rreth 35% të energjisë totale të përdorur nga nyja. Vlera e mëparshme i referohet një laptopi të pajisur me një kartë wireless IEEE 802.11, ndërsa e fundit është i një pajisje PDA. Meqë energjia e konsumuar nga karta wireless është një pjesë e rëndësishme e fuqisë totale të përdorur nga nyja, optimizimi i energjisë të përdorur për të komunikuar është një çështje e rëndësishme. Shumë autorë kanë matur konsumin e energjisë në kartave wireless 802.11 të shitura. Zakonisht, një kartë wireless 802.11 IEEE ka katër mënyra pune: - qetesie: radio është e ndezur, por nuk përdoret. - Transmeton: radio është duke transmetuar një paketë të dhënash. - Merr: radio po merr një paketë të dhënash. - Fle: radio është fikur. Tabela 2.2 tregon konsumin e energjisë te një karte Aironet CISCO IEEE 802.11 a / b / g, siç është raportuar në fletët e të dhënave (Cisco 2004). Fuqia e shpenzuar në gjendjen e fjetur nuk është raportuar në fletën e të dhënave. Tabela gjithashtu raporton intervalin nominal të transmetimit kur karta transmeton me fuqi të plotë. Kushtet siç shihet nga tabela, intervali nominal varet nga faktorë të mjedisit (nga kushte te brendshme (indoor) ose te jashtme (outdoor) dhe nga shpejtësia e dhënave që përdore për të dërguar mesazhin. Duhet të theksojmë se të dhënat e raportuara në tabelën 2.2 janë nominale, dhe mund të jenë shumë të ndryshme nga fuqia aktuale e konsumit të kartës wireless. Për shembull, nëse kemi parasysh specifikat e kartës Aironet CISCO 350, siç jepen në fletët e të dhënave, gjumi:qetesi:rx:tx energjitë janë 0.07:1:1.33:2.22 (Cisco 2004). Këto vlera mund të krahasohen me treguesit e llogaritur nga matja e konsumit të energjisë, që janë 0.04:1:1.20:1.73 (shih (Shih et al. 2002)). Matje të kryera në modele të tjera të kartave wireless IEEE 802.11 mund të gjenden në (el Ebert et. 2002; Feeney dhe Nilsson 2001). Të gjitha matjet e sjella në literaturë kanë një pikë të përbashkët, që është, se çdo tranzicion i gjendjes radio ka një kosto energjie. Kjo është veçanërisht e vërtetë kur radio transiton nga gjendja e fjetur (power down) për në qetesi (power up). Në këtë material, do të modelojmë konsumin e energjisë, duke përdorur raportet e fuqisë gjumi:qetesi:rx:tx. Me fjalë të tjera, ne nuk jemi të interesuar në vlerat absolute të konsumit të energjisë, por për vlerat relative. Në modelin tonë të thjeshtëzuar, ne supozojmë se radio konsumon fuqinë konvencionale 1 kur radio është ne gjendjes e qetesise, fuqinë 1.x kur radio po merr një mesazh, fuqinë 1.y kur radio transmeton një mesazh me fuqi të plotë, dhe fuqi 0.z kur radio është në gjendjen e fjetur (vlerat reale të x, y, dhe z varen lloji i kartës).

10

Fuqia e harxhuar matet nga intensiteti i rrymës e shprehur në mA. Në tabelë, vlera minimale nominale e intervalit i referohet shpjetësisë maksimale të të dhënave (54 Mbps), si dhe vlera maksimale për të dhënat 6 Mbps.

Tabela 2.2 Konsumi nominal i energjisë dhe intervali i transmetimit të kartës wireless CISCO IEEE 802.11 a/b/g.

Power Idle (mA) Power Tx (mA) Power Rx (mA) 802.11 a 203 554 318 802.11 b 203 539 327 802.11 g 203 530 282

Tx Range Indoor (m) Tx Range Outdoor (m)

802.11 a 13–50 30–300 802.11 b/g 27–91 76–396

Para se të përfundojmë këtë seksion, duhet të theksojmë se raporti 1.y që përdoret në modelin tonë, ka të bëjë me konsumin relativ të fuqisë radios kur ajo transmeton në fuqi maksimale. Nga ana tjetër, do të shohim se protokollet e kontrollit të topologjisë bazohen në aftësinë e nyjeve wireless për të rregulluar në mënyr dinamike rrezen e transmetimit. Ky tipar është aktualisht në dispozicion në disa karta të tregtuara IEEE 802.11, të tilla si ato të prodhuara nga CISCO. Për shembull, karta CISCO Aironet IEEE 802.11 a/b/g mund të përdori fuqi për të transmetuar duke filluar nga 1mw deri në 100 mw. Megjithatë, këto vlera i referohen konsumit të energjisë të amplifikatorit RF, që është vetëm një pjesë e energjisë totale të konsumuar nga karta wireless. Në fakt, karta konsumon një pjesë të madhe të energjisë për të ushqyer qarqet e tjera analoge dhe dixhitale. Si modelohet konsumi i energjisë, kur radioja nuk është duke transmetuar me fuqi maksimale nuk është e qartë. Shumica e ideve të paraqitura në literaturë janë të lidhura vetëm me fuqinë në transmetim, që modelohet duke përdorur një nga formulat e raportuar në Seksioni 2.1. Në këtë material do të ndjekim një model të thjeshtë të energjisë, në veçanti, do të përdorim përkufizimin e mëposhtme të kostos së energjisë: Përkufizim 2.3.1 (kostoja e energjisë): Për një caktim rrezeja RA brenda një rrjeti të caktuar ( ),dM N L= , kostoja e energjisë e RA përkufizohet si:

( ) ( )u N

c RA RA u α

∈

= ∑

ku α është gradienti distancë-fuqi. Vini re se përkufizimi më lart për koston e energjisë është koherent me hipotezën tonë që përhapja e sinjalit radio bëhet sipas modelit të log-distancës.

11

2.3.2 Rrjetat e sensorëve Në rastin e rrjetave të sensorëve, për të siguruar një model të thjeshtë por real të energjisë është relativisht e thjeshtë, në krahasim me rastin e rrjetave ad hoc. Në fakt, rrjetat e sensorëve përbëhen zakonisht nga pajisje homogjene, të cilat janë zakonisht shumë të thjeshta.

Table 2.3 Fuqia e matur e konsumuar në nje nyje sensor të Rockwell’s WINS

MCU Mode Sensor Mode Radio Mode Total Power (mw) On On Tx (fuqia 36.3 mË) 1080.5 On On Tx (fuqia 0.12 mË) 771.1 On On Rx 751.6 On On Qetesie 727.5 On On Gjumi 416.3 On On - 383.3

Gjumi On - 64.0

Për më tepër, pasi shumë nyje sensor janë projektuar nga grupet kërkimore, karakteristikat e tyre njihen. Si rezultat, disa grupe të matjeve të konsumit të energjisë në nyjet sensor wireless gjenden në literaturë (Raghunathan et al. 2002). Tabela 2.3 tregon shpenzimin e energjise së një nyje sensor ne WINS Rockwell (RockwellScienceCenter 2004). Nyjet përbëhen nga tre komponentë kryesorë: njësia microcontroller (MCU), njësia e ndjeshmërisë (sensor) dhe njësia radio wireless. Nëse kemi parasysh vetëm konsumin të njësisë radio wireless, do të kemi vlerat e mëposhtme: gjumi:qetesi:rx:tx.: 0.09:1:1.07:2.02. Vini re se këto raporte janë krejt të ngjashme me rastin e kartës wireless 802.11, me përjashtim qe konsumi i fuqise eshte i lartë kur radio transmeton me fuqi maksimale. Kur energjia e transmetimit është minimale (0.12 mW), raporti i qetesi:tx në sensor WINS është 1.12. Pra, ka pothuajse dyfish rritje në konsumin e energjisë kur kemi ndryshme në transmetim të energjisë nga vlera minimale në vlerën maksimale. Kjo do të thotë se ndryshimi i vlerësise së energjisë në transmetim ka një ndikim të konsiderueshëm në konsumin e energjisë së nyjes. 2.4 Modelet e lëvizshmërisë Lëvizshmëria e nyjeve është një tipar i spikatur në rrjetave ad hoc dhe, në disa raste, edhe tek WSN. Si pasojë, studimi i performacës së protokolleve të rrjeteve ad hoc/sensor në prani të lëvizshmërisë është një gjë thelbësore në procesin e projektimit. Meqë implementime reale të rrjeteve ad hoc/sensor janë të pakta, modele reale të lëvizjes janë shumë të vështirë për tu marre, dhe një mënyre që të përdorim modele sintetike të lëvizshmërinë dhe simulime. Per perdorimin e modeleve te lëvizjes për rrjetat ad hoc/sensorë duhet te : - përmbledhin lëvizjet e jetës reale: Duke pasur parasysh gamën e gjerë të aplikimeve të rrjetit ad hoc dhe sensorëve, modelet e lëvizjes të marr në konsideratë janë të shumta: ato

12

variojnë prej lëvizjes të studentëve në kampus tek lëvizja e makinave në autostrada, nga lëvizjet e grupeve të turistëve në një skenar urbane tek skuadrat e shpëtimit në zonat e fatkeqësive dhe nga sensorë që transportohen nga rrjedhat e oqeanit tek lëvizja e kafshëve në gjurmimin e tyre. Gjetja e një modeli unik lëvizje që ti përmbledh të gjitha këto lloje lëvizjesh është praktikisht e pamundur. Megjithatë, një model i lëvizshmërisë duhet të jetë përfaqësuese e të paktën një skenari të aplikuar. - të jetë mjaft i thjeshtë për simulim/analizë: Meqë modelet e lëvizshmërisë përdoren në simulimin e rrjetave ad hoc, modeli duhet të jetë mjaft i thjeshtë për t'u integruar në simulues dhe për të patur kohë simulimi të arsyeshme. Për më tepër, duke përdorur modele relativisht të thjeshtë, modelet e lëvizjes lehtësojnë nxjerrjen e rezultateve analitike në lidhje me parametrat themelore të rrjetit në prani të lëvizshmëris. Nga ana e tij, këto rezultate mund të përdoret për të optimizuar performancën e protokolleve të rrjetave ad hoc/sensor. Duket qartë, që të dy objektivat e mësipërm janë kontradiktore: sa më realiste te jete nje model, aq më shumë detaje duhet të përfshihen në të, dhe kjo rrit kompleksitetin e modelit. Kështu, një model sintetik lëvizshmërie duhet të jetë një kompromis i mirë ndërmjet përfaqësimit dhe natyrshmërisë, kështu që ai duhet të marre parasysh tiparet më kryesore të një modeli lëvizje të caktuar, dhe të shpërfilli detajet dytësore. Në këtë seksion, shkurtimisht do të përshkruajmë modelet më të rëndësishme të lëvizshmërisë të përdorur në simulimin e rrjeteve ad hoc/sensor. Për një përshkrim më të detajuar të modeleve të lëvizshmërisë për rrjetat ad hoc, shih (Bettstetter 2001a; Camp et al. 2002). Modeli i rrugës të rastësishme (random waypoint RËP). Ky është nga modelet më të përdorur zakonisht për lëvizshmërin në rrjetat ad hoc. Një nga arsyet e popullaritetit të tij është fakti se zbatohet në mjetet e simulimeve të rrjetave të tilla si Ns2 (Ns2 2002) dhe GloMoSim (Zeng et al. 1998). Modeli RWP është futur (nga Johnson dhe Maltz 1996) për të studiuar perfomancën e protokollit të rutimit DSR. Në këtë model, çdo nyjë zgjedh në mënyrë uniforme një pikë të rastit si pikë destinacion ( "Waypoint") brenda një zone R, dhe lëviz drejt tij përgjatë një vijë të drejtë. Shpejtesia e nyjes është zgjedhur në mënyrë uniforme random në intervalin[ ]min max,v v , ku minv dhe maxv janë shpejtësitë minimale dhe maksimale të nyjes. Kur nyja arrin në destinacion, ajo mbetet e pa lëvizur (stacionare) për një kohe pushimi të paracaktuar, dhe pastaj fillon të lëvizë përsëri sipas të njëjtit modelit. Modeli RWP përfaqëson një lëvizje individuale, të një skenari pa pengesa: çdo nyje lëviz e pavarur nga të tjetrat (lëvizje individuale), dhe ajo mund të lëviz në çdo nënzonë të R (që nuk ka pengesa). Për shembull, një lloj i ngjashëm i kesaj lëvizshmërie është kur përdoruesi lëviz në një dhomë të madhe, ose në një zonë të hapur, terren i sheshtë. Duke pasur parasysh popullaritetin e tij, lëvizja RWP është studiuar thellësisht në literaturë. Në mënyrë të veçantë, është zbuluar kohët e fundit se shpërndarja afat-gjatë hapësinore e nyjeve të rrjeteve RWP celulare është përqëndruar në qendër të rajonit (efekti i zonave kufitare) (Bettstetter dhe Krause 2001; Bettstetter et al. 2003; Blough et al. 2.004 ), dhe se shpejtësia mesatare e nyjes, e përcaktuar si mesatarja e shpejtësive të nyjeve në një çast të caktuar kohe, zvogëlohet me kalimin e kohës (Yoon et al. 2003).

13

Këto vërejtje kanë sjellë në vëmendjen e studiuesve faktin se rrjetat e lëvizshme RWP duhet të simulohen me kujdes. Në veçanti, performanca e rrjetit duhet të vlerësohet vetëm pas një periudhe të caktuar “ngrohje” (warm-up period), e cila duhet të jetë kohë e mjaftueshme për të gjithë rrjetin për të arritur shpërhapjen hapësinore të nyjeve dhe shpjetësinë mesatare “të gjëndjes të qëndrueshme” (steady-state distribution). Modeli RWP është gjithashtu përgjithësuar në modele më pak realiste, edhe pse ende të thjeshtë. Për shembull, (në el Bettstetter et. 2003) modeli RËP është zgjeruar duke i lejuar nyjet të zgjedhin kohën e pushimit me një shpërndarje probabiliteti arbitrare. Për më tepër, një pjesë e rastësishme e nyjeve të rrjetit mbeten të pa lëvizura për gjatë gjithë kohës të simulimit. Model i drejtimit të rastësishëm (random). Ashtu si modeli RWP, modeli i drejtimit të rastësishëm modelon lëvizje individuale, pa pengesa, pra nje lëvizje të lirë. Ky model u krijua për të mbajtur një shpërndarje uniforme hapësinore të nyjeve gjatë kohës të simulimit, duke shmangur efektin të zonave kufitare (border effect) të lëvizjes RWP. Në këtë model (Royer et al. 2001), çdo nyje zgjedh një drejtim në mënyrë uniforme të rastësishme (random) në intervalin[ ]0,2π , dhe një shpejtësi të rastësishme në intervalin

[ ]min max,v v . Pastaj, ajo fillon të lëvize në drejtimin e zgjedhur me shpejtësinë e zgjedhur. Kur nyjen arrin kufirin e R, ajo zgjedh një drejtim të ri dhe shpejtësi, dhe kështu me radhë. Janë paraqitur gjithashtu edhe variante te ketij modeli. Në një variant të parë (Haas dhe Pearlman 1998; Pearlman et al. 2000b), një nyjë është “hedhur mbrapsh” (bounced back) kur arrin kufirin e zonës. Në një tjetër (Bettstetter 2001b), nyja lëviz për një kohë random (shpërndarë në mënyrë eksponenciale), dhe pastaj ajo ndryshon drejtimin dhe shpejtësinë e lëvizjes. Lëvizja Brownian. Në kundërshtim me rastin e RWP dhe lëvizjes së rastit, të cilat përmbledhin lëvizje të qëllimshme, klasa e modeleve Brownian përmbledh lëvizjet jo të qëllimëshme. Për këtë arsye, këto modele janë quajtur ndonjëherë modele e të ‘pirit’. Në lëvizjen Brownian, pozicioni i një nyje në një çast kohe të caktuar varet (në një mënyrë probabilistike) nga pozicioni i nyjes në hapin e mëparshme. Në veçanti, nuk përdoren modele të qarta të drejtimit të lëvizjes dhe shpejtësisë në këtë model. Një shembull i lëvizjes Brownian është modeli i përdorur në (Santi dhe Blough 2003). Lëvizshmëria modelohet duke përdorur tre parametra: , ,stat movep p m . Parametëri i parë përfaqëson probabilitetin që një nyje të mbetet stacionare për gjatë gjithë simulimit. Parametri movep është probabiliteti që një nyje të lëviz në një çast kohe të dhënë. Parametri m modelon, në një farë mase, shpejtësinë se: nëse një nyjë është duke ecur në hap i, pozicioni i saj ne hapin i+1 zgjidhet në mënyrë uniforme të rastit në një katror apo 2m larg nga pozicioni aktual i nyjes. Lëvizja e bazuar në harta. Në të gjitha modelet e paraqitura deri tani, nyjet janë të lirë të lëvizin brenda çdo nënzone të rajonit të vendosjes R. Megjithatë, në shumë skenare reale, nyjet janë të detyruar të shkojnë në rrugë të specifikuar. Ky është rasti, për shembull, i makinave që lëvizin në një rrugë të lirë (freeway), ose njerëz që lëvizin në trotuare, etj. Modelet e bazuar në harta janë përdorur për të modeluar këto situata.

14

Hapi i parë në përkufizimin lëvizjes së bazuar në harta është setup i hartës, që është përcaktimi i rrugëve brenda të cilit nyjet janë të lejuara të lëvizin. Pastaj, një numër i caktuar nyjesh vendosen rastësisht në rrugë, dhe ata fillojnë të lëvizin sipas rregullave të veçanta të skenarit. Një shembull i modelit të lëvizjes bazuar në harta është modeli lëvizjes së lirë (Freeway) (Bai et al. 2003), që përdoret për të imituar lëvizjen e makinave në mënyrë të lirë. Në këtë model, disa rrugë të lira janë të vendosura në rajonin e vendosjes. Çdo rrugë e lirë përbëhet nga një numër i ndryshëm korsish në të dy drejtimet. Nyjet gjenden rastësisht në një nga rrugët e lira dhe lëvizin me shpejtësi random, e cila është përkohësisht e varur nga shpejtësia e saj e mëparshme. Nëse dy nyje në të njëjtën korsi janë brenda një distancë të caktuar minimale (distanca e sigurisë), shpejtesia e nyjeve mbrapa nuk mund të tejkalojë shpejtësinë e atij që ka para. Një shembull tjetër i bazuar në lëvizjen sipas hartave është modeli per lëvizjen Manhattan (Bai et al.2003), e cila është përdorur për të imituar lëvizjen në skenarët urbane. Së pari, një hartë Manhattan, përbëhet në përgjithësi nga rrugë horizontale dhe vertikale. Nyjet mund të lëvizin përgjatë rrugëve në të dy drejtimet. Kur një nyjen arrin në një kryqëzim (intersection), ajo rastësisht zgjedh nëse do të vazhdojë të eci përpara si drejtim, ose të kthehet në të majtë apo në të djathtë. Në mënyrë të ngjashme me modelin e lëvizjes së lirë, shpejtësia e një nyje në një çast të caktuar kohe varet nga shpejtësia e nyjes në çastin e mëparshëm të kohës.

Figura 2.4 Shembuj të: (a) RWP dhe (b) lëvizshmëria në drejtimin random. Në rastin e lëvizshmërisë RWP, nyjet priren të kalojnë nga qëndra e rajonit (efekti i kufirit). Një shembull i tretë i lëvizje së bazuar në hartë është modeli i lëvizjes me pengesa i futur në (Jardosh et al. 2003). Në këtë model, një hartë është gjeneruar duke shtuar pengesa (ndërtesa) në mjedis. Faza e gjenerimit të pengesave mund të jetë ose e rastit ose në bazë të hartave të vërteta. Pasi vendosen ndërtesat, gjenerohen rrugët që lidhin ndërtesat e ndryshme, dhe nyjet duhet të lëvizin përgjatë këtyre skemave. Një tipar interesant i këtij modeli është se pengesat janë llogaritur edhe kur simulohet përhapja e sinjalit radios në mjedis: në fjalë të tjera, supozohet se sinjali wireless pengohet nga pengesa.

15

Figura 2.5 Shembuj të lëvizshmërisë të bazuar në harta: (a) modeli në rrugë të lirë; (b)modeli i lëvizjes Manhattan

Lëvizshmëria e bazuar në grup. Të gjitha modelet e përshkruara përfaqësojnë lëvizje individuale. Megjithatë në shumë situata, nyjet pritet të lëvizin në grupe (për shembull, grupet e turistëve që lëvizin në një qytet). Lëvizja në bazë të grupit futet për të modeluar këto situata. Në modelet e bazuara në grup, një nënbashkësi e vogël e nyjeve të rrjetit është e përcaktuar si grupi i liderëve. Nyjet e mbetur i caktohen rastësisht njërit prej leaderave, duke formuar kështu grupet. Fillimisht, leaderat shpërndahen rastësisht në rajonin R, dhe anëtarët e secilit grup janë të vendosur rastësisht në zonat e leaderave. Më pas, leaderi i grupit lëviz sipas njërit prej modeleve të mëparshme të lëvizjes, të tilla si RWP apo drejtimit te rastit. Anëtarët e tjerë të grupit “ndjekin” leaderin, me një shpejtësi dhe drejtim që janë një përzjerje e rastit të atyre të leader-ave. Kur dy grupe takohen, çdo anëtar i një grupi mund të lërë grupin e tij dhe të bashkohet me tjetrin me një probabilitet të caktuar. Lëvizjet e bazuar në grup janë përdorur në (el Hong et. 1999; Wang dhe Li 2002). Shembuj të RWP dhe lëvizshmërisë të rastit tregohen në Fig.2.4, ndërsa Fig. 2.5 tregon shembuj lëvizjesh të bazuar në harta.

1

Kapitulli 3 Kontrolli i topologjisë 3.1 Motivet për Kontrollin e topologjisë Në Kapitullin 1, përshkruam shkurtimisht sfidat e shumta që projektuesi i rrjetave ad hoc dhe rrjetave të sensorëve, duhet të përballet. Në këtë kapitull, do të përqëndrohemi në dy nga këto sfida, të cilat kanë motivuar studiuesit për të vazhduar në fushën e teknikave të kontrollit të topologjisë. 3.1.1 Kontrolli i topologjisë dhe konservimi i energjisë Si u përshkrua në Kapitullin 1, përdorimi efikas i burimeve të pakta në dispozicion të energjisë për tek nyjet e rrjetave ad hoc dhe rrjetave të sensorëve është një nga detyrat themelore të projektuesit të rrjetit. Meqënëse nyje konsumojnë një sasi të konsiderueshme të energjisë për të transmetuar/marr mesazhe (kjo është veçanërisht e vërtetë në rastin e rrjetave të sensorëve), reduktimi i energjisë së konsumuar për komunikimin radio është një çështje e rëndësishme. Supozojme se nyja u duhet të dërgoje një pakete tek nyja v , e cila është në distancë d (shih Fig. 3.1). Nyja v është brenda rrezes së transmetimit të u me fuqi maksimale, kështu komunikimi në mënyrë të drejtpërdrejtë mes u dhe v është i mundur. Megjithatë, ekziston edhe një nyjë w në zonën C e kufizuar nga rrethi me diametër d që kalon nga u dhe v (shih Fig. 3.1). Meqënese 1( , )u w d dδ = < dhe 2( , )v w d dδ = < , dërgimi i paketave duke përdorur nyjen w , është gjithashtu i mundur. Cila nga dy alternativat është më e përshtatshme nga pikëpamja e konsumit të energjisë? Për t'ju përgjigjur kësaj pyetjeje, duhet ti referohemi kanalit wireless dhe modeleve të konsumit të energjisë. Për thjeshtësi, le të supozojmë se sinjali radio përhapet sipas modelit të hapësirës së lirë dhe se ne jemi të interesuar për të minimizuar vetëm fuqinë në transmetim. Me këto supozime, energjia e nevojshme për të dërguar mesazhe direkt nga u tek v është proporcional me 2d , në rast se paketa kalon nga nyja w , konsumi total i energjisë është proporcional me 2 2

1 2d d+ . Konsiderojmë trekëndëshin uwv , dhe le të jetë γ këndi përballë uv . Nga gjeometria, kemi: 2 2 2

1 2 1 22 cosd d d d d γ= + − .

2

Figura 3.1 Rasti i komunikimit multihop: nyja u duhet ti dërgoj një paketë v , që është

në distancë d , duke përdorur nyjen ndërmjetëse w . Meqënëse w C∈ nënkuptohet se cos 0γ ≤ , kemi 2 2 2

1 2d d d≥ + . Si rrjedhim, nga pikëpamja e konsumit të energjisë, është më mirë qe komunikimi te behet duke përdorur pathe të shkurtër, multihop ndërmjet dërguesit dhe marrësit. Vëzhgimi i mësipërm jep argumentin e parë në favor të kontrollit të topologjisë: në vend të përdorimit të një lidhje të gjatë (edge), jo efikase për nga energjia, komunikimi mund të zhvillohet përgjatë një pathi me hsume hope (multihop) të përbëre nga lidhje të shkurtra që lidhin dy skajet e një lidhje të gjatë. Qëllimi i kontrollit të topologjisë është të identifikojë dhe te “heq” këto lidhje që janë jo efikase për nga energjia, nga grafi i komunikimit. 3.1.2 Kontrolli i topologjisë dhe kapacitetit te rrjetit Në ndryshim me rastin e kanaleve me kabull pikë-më-pikë, komunikimi pa tel përdor një mjedis të përbashkët (shared) sikurse eshte kanali radio. Përdorimi i një mjedisi të përbashkët komunikimi nënkupton se duhet treguar kujdes i veçantë për të shmangur që transmetimet e njëkohëshme wireless të korruptojnë njëri-tjetrin. Një skenar tipik përshkruhet në Fig. 3.2: nyja u i transmeton një paketë nyjes v duke përdorur një fuqi të caktuar transmetimi P ; në të njëjtën kohë, nyja w i dërgon një paketë nyjes z duke përdorur të njëjtën fuqi P . Meqënëse ( ) ( )2 1, ,v w d v u dδ δ= < = , fuqia e sinjalit që interferon nga v është më e lartë se ajo e transmetimit me qëllim nga u , dhe paketa e marre qe eshte dërguar nga u është korruptuar. Vini re se sasia e interferencës ndëmjet transmetimeve të njëkohëshme është e lidhur ngushtë me fuqinë e përdorur për të transmetuar mesazhe. Do ta sqarojmë këtë pikë të rëndësishme me një shembull. Supozojmë se nyja u duhet ti dërgoje një mesazh nyjes v , e cila pret një nivel të caktuar intereference nga komunikimet e tjera radio të njëkohëshme. Për thjeshtësi, do të shënojmë me I fuqinë e marre dhe do të supozojmë se një paketë e dërguar drejt v mund të marret saktë vetëm nëse intensiteti i sinjalit të marr është të paketën ( )1 Iη+ , për disa η pozitive. Nëse fuqia aktuale e transmetimit P e

përdorur nga u është e tillë që fuqia e marre nga v është më poshtë se ( )1 Iη+ , mund të sigurojmë marrjen korrekte të mesazhit duke rritur energjine në transmetim me një vlerë të caktuar 'P P> të tillë që fuqia e marr në v të jetë më e lart se ( )1 Iη+ .

3

Figura 3.2 Interferenca në transmetimet wireless. Rrathët paraqesin zonën e mbulimit

radio me fuqi transmetimi P . Nga kjo duket sikur po të rritim fuqinë në transmetim, bëjmë një zgjedhje të mirë për të shmangur humbjet e paketave për shkak të interferencës. Nga ana tjetër, rritja e fuqisë në trasmetim të u rrit nivelin e interferencës tek nyjet e tjera në zonat përreth u . Pra, kemi një trade-off midis “pikëpamjes lokale” (u i dërgon një paketë v ) dhe “pikëpamjes së rrjetit” (zvogëlojmë nivelin e interferencës në të gjithë rrjetin): në këtë rast, kërkohet një fuqi e lartë transmetimi, ndërsa në rastin e dytë, fuqia në trasmetim duhet të jetë sa më e vogël. Atëhere del pyetja : sa duhet të jetë fuqia në transmetim, nëse qëllimi i projektuesit është të maksimizojë kapacitetin e trafikut? Në mënyrë që të ti përgjigjemi kësaj pyetjeje, kemi nevojë për një model të përshtatshëm interference. Ndoshta modeli me i thjeshtë është modeli i Protokollit i përdorur tek (Gupta dhe Kumar 2000) për të nxjerr kufijte e sipërm dhe te poshtem të kapacitet te rrjetave ad hoc. Në këtë model, paketa e transmetuar nga një nyje e caktuar u tek nyja v merret saktë, nëse:

( )( , ) 1 ( , )v w u vδ η δ≥ + (3.1)

0η > , e cila perfaqeson një konstante që varet nga cilësitë e marrës/transmetuesit wireless. Kështu, kur një nyje po merr një paketë, të gjitha nyjet në zonën e tij të interferencës duhet të qëndrojnë të “heshtur” në mënyrë që paketa të merret saktë. Zona e interferences është një rreth me rreze ( )1 ( , )u vη δ+ (Rrezja e interferences) me qendër tek marrësi. Zona e interferences mat sasinë e mjedisit wireless te konsumuar nga një komunikim i caktuar, meqënese komunikimi i njekoheshem pa nderhyrje ndodh vetëm jashtë çdo rajoni tjetër interference, kjo është edhe një matje e gjithe kapacitetit të rrjetit. Supozoni se nyja u duhet ti transmetoje një pakete nyjes v , qe është në distancë d . Për më tepër, le te marrim se nyje te tjera te ndërmjetme 1,...., kw w jane vendosur ndermjet

u dhe v te tilla që 1 1 2( , ) ( , ) ... ( , )1k

du w w w w vk

δ δ δ= = = =+

(shih Fig.3.3).

Nga pikepamja e kapacitetit të rrjetit preferohet të dërgohen paketa direkt nga u te v apo të përdorim rrugën multihop 1 2, ,...,w w v ?

4

Figura 3.3 Rasti i komunikimit multihop: nyja u duhet të dërgojë një paketë tek v , duke përdorur nyjet e ndërmjetme 1 2 3, , kw w w w= (është e preferueshme nga

pikëpamja e kapacitetit të rrjetit). Kesaj pyetje mund ti përgjigjemi me lehtësi duke konsideruar Rrezen e interferences në dy skenar. Në rastin e transmetimit të drejtpërdrejtë, Rrezja e interferences se nyjes v është ( )1 dη+ , që i korrespondon një zone interference ( )22 1dπ η+ . Në rastin e transmetimit multihop, kemi për të mbledhur zonat e interferencave të çdo transmetimi të shkurtër, të vetëm një hopi (kërcimi). Zona e interferencës për çdo transmetim është

( )2

211

dk

π η⎛ ⎞ +⎜ ⎟+⎝ ⎠, dhe janë 1k + zona të marra në shqyrtim. Nga mosbarazimi i Holder-

it, kemi:

( )22 21 1

2

1 11

1 1 1

k k

i i

d d dk dk k k

+ +

= =

⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞= + < =⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟+ + +⎝ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠∑ ∑ (3.2)

mund të konstatojmë se, nga pikëpamja e kapacitetit të rrjetit, është më mirë të komunikojmë duke përdorur pathe të shkurtër, multihop ndërmjet transmetuesit dhe maresit. Vërejtja e mësipërme është një arsye tjetër motivuese për një projektim të kujdesshëm të topologjisë së rrjetit: në vend të përdorimit lidhje të gjata në grafin e komunikimit, ne mund të përdorim një path multihop të përbëre nga lidhje më të shkurtëra që lidhin skajet e lidhjes së gjatë. Kështu, grafi i komunikimit me fuqi maksimale është grafi i përfituar kur nyjet transmetojnë me fuqi maksimale, që mund të shkurtohet duke mbajtur vetëm lidhje me “kapacitet efikasë”. Qëllimi i teknikave të kontrollit të topologji është të identifikojë dhe të shkëpusë lidhje të tilla. 3.2 Një përkufizim i Kontrollit të Topologjisë Në seksionin e mëparshëm, kemi paraqitur të paktën dy argumenta në favor të një kontrolli të kujdesshëm të topologjisë të rrjetit: reduktimi i konsumit të energjisë dhe rritja e kapacitetit të rrjetit. Edhe pse kemi përdorur ndonjëherë termin “kontrolli i topologjisë”, një përcaktim të qartë të tij nuk e kemi dhënë ende. Atëhere, kontrolli i topologjisë është arti i koordinimit të vendimeve të nyjeve në lidhje me rrezet e tyre të transmetimit, me qëllim që të gjenerohet një rrjet me cilësitë e dëshiruara (p.sh. lidhjet), duke reduktuar konsumin e energjisë të nyjes dhe/ose duke rritur kapacitetin e rrjetit. Edhe pse ky përkufizimi është mjaft i përgjithshëm, ai jep dallimin e cilësisë së kontrollit të topologjisë në lidhje me teknikat e tjera të përdorura për kursimin e energjisë dhe/ose për të rritur kapacitetin e rrjetit: perspektiva e rrjetit (networkwide). Me fjalë të tjera,

5

nyjet bëjnë zgjedhje lokale (duke përcaktuar nivelin e fuqisë), me qëllim per të arritur një cilësi të caktuar globale të rrjetit. Kështu, një projektim efficient i energjisë te trasmetues/marrësave wireless nuk mund të klasifikohet si kontroll topologjie për shkak se ajo ka një perspective vetëm të nje nyjeje (nodewide). E njëjta gjë vlen edhe për teknikat e kontrollit të energjisë, qëllimi i të cilëve është që të zgjedhin nivelin e energjisë së një transmetimi të vetëm wireless, mundësisht përgjatë disa hopeve. Në këtë rast kemi një perspektivë të kanal (channelwide). Vihet re se përkufizimi ynë i kontrollit të topologjisë nuk imponon asnjë detyrim në mekanizmat e përdorur për të kufizuar topologjinë e rrjetit. Të dyja teknikat, e centralizuara dhe e shpërndara mund të klasifikohen si kontrolle të topologjisë sipas përkufizimit tonë. Disa autorë i konsiderojnë si teknika të kontrollit të topologjisë edhe mekanizmat e përdorur për të mbivendosur një strukturë rrjeti në një rrjet tjetër. Ky është rasti, për shembull, i algoritmave cluster, të cilat organizojnë rrjetin në një grup cluster-ash, të cilat përdoren për të lehtësuar detyrën e rutimit te mesazheve midis nyjeve dhe/ose për të balancuar më mirë konsumin e energjisë në rrjet. Teknikat qe bazohen ne cluster janë më shpesh të përdorura në kontekstin e rrjeteve me sensorë wireless meqënëse këto rrjeta përbëhen nga një numër shumë i madh nyjesh dhe një organizim hierarkik i njësive të rrjetit mund të jetë jashtëzakonisht i dobishëm. Në një protokoll tipik cluster, perdoret zgjedhja e një leader në çdo grup (cluster), dhe nyjet cluster zgjedhin njërin prej tyre si nyje koke e culsuterit (clusterhead). Zgjedhja bazohet në kritere të tilla si energjia në dispozicion, cilësia e komunikimit, dhe kështu me radhë, apo një kombinim i tyre. Rutimi mesazheve kryhet në bazë të një hierarkie me dy nivele: mesazhi i origjinuar në një nyje të grupit (cluster node) është i destinuar për tek nyje koke e culsterit, e cila vendos nëse do të përcjellë mesazhin në një tjetër nyje koke (komunikimi intercluster) apo për ta dhënë mesazhin direkt në destinacion (komunikimi intracluster). Nje nyje koke e clusterit gjithashtu mund të kryejë detyra të tjera të tilla si koordinimin e kohëve të gjumit të nyjeve sensor, të mbledhe të dhënat e ndjera (sensing) nga nyjet e grupeve te tjera culster, etj. Edhe pse protokollet cluster mund të shihet si një mjet për kontrollin e topologjisë së rrjetit duke i organizuar nyjet e tij në një hierarki me shumë nivele, një algoritëm cluster nuk e përmbush përkufizimin e kontrollit të topologjisë pasi fuqia e transmetimit të nyjeve nuk ndryshohet. Me fjalë të tjera, një algoritëm cluster ka të bëj me organizimin hierarkik të njësive të rrjetit duke supozuar se rrezja e transmetimit të nyjeve është e caktuar, ndërsa protokolli kontrollit të topologjisë ka të bëjë me atë se si të ndryshojë rrezen e transmetimit të nyjeve në mënyrë të tillë që të krijohet një grafik komunikimi me disa cilësi të caktuara. 3.3 Një klasifikimi i kontrollit të topologjisë Ashtu si përkufizimi informal i kontrollit të topologjisë i dhënë në seksionin e mëparshëm, teknika të ndryshme mund të klasifikohen si mekanizma të kontrollit të topologjisë. Në këtë seksion, do të përpiqemi të organizojnë këto teknika të ndryshme për problemin e kontrollit të topologjisë në një klasifikim koherent. Klasifikimi ynë i teknikave të kontrollit të topologjisë përshkruhet në Fig.3.4.

6

Së pari, do bëjmë dallimin midis CTR homogjene dhe johomogjene të kontrollin të topologjisë. Në këtë rast, të gjitha nyjet e rrjetit duhet të përdorin të njëjtën rreze transmetimi r , dhe kontrolli i topologjisë redukton problemin e përcaktimit të vlerës minimale të r të tillë që një cilësi e rrjetit (networkwide) te plotësohet. Kjo vlerë e r njihet si rrezja kritike e transmetimit (CTR-Critical Transmitting Range), që duke përdorur një vlerë më të vogël se r do të dëmtonte qëllimin e rrjetit (networkwide goal). Në kontrollin e topologjise johomogjene, nyjet lejohen të zgjedhin rreze te ndryshme të transmetimit (me kusht që rrezja e zgjedhur te mos e kaloje rrezen maksimale). Rasti homogjene është nga më të thjeshtat formulime të problemit të kontrollit të topologjisë. Megjithatë, ajo ka tërhequr vëmendjen e shumë studiuesve në këtë fushë, ndoshta për shkak të thjeshtësisë të saj sepse dalin rezultate të pastëra teorike në këtë kontekst.

Figure 3.4 Një klasifikimi i teknikave të kontrollit të topologjisë Kontrolli johomogjen i topologjisë klasifikohet në tre kategori, në varësi të llojit të informacionit që përdoret për të llogaritur topologjinë, në teknikën “që bazohet në vendodhje”, dhe duke supozuar se informacioni më i saktë në lidhje me pozicionin e nyjes (vendin e saktë të nyjes) dihet si dhe në teknikën “që bazohet në drejtim”, supozohet se nyjet nuk e dinë pozicionin e tyre, por ato mund të vlerësojnë drejtimin relative të fqinjëve të tyre. Ky informacion përdoret në skemat e centralizuar për të llogaritur një sere rrezesh të transmetimit që të optimizojnë një parametër të caktuar (ky është rasti i caktimit te rrezeve dhe variantet e saj”), ose kryehet shkëmbimi midis nyjeve dhe përdoret për të llogaritur një topologji “gati optimale” në një mënyrë tërësishtë të shpërndare (ky është rasti i protokolleve për ndërtimin e topologjive eficente për nga energjia për komunikim unicast ose broadcast). Përgjithësisht, në teknikën “që bazohet në vendndodhje” supozojmë se nyjet e rrjetit, ose të paktën një pjesë e konsiderueshme e tyre, janë të pajisura me marrës GPS.

Homogjene (CTR)

Jo homogjene (CTR)

Të bazuar në vendodhje

Të bazuar në drejtim

RA dhe ndryshime

Komunikim eficent për nga energjia

Kontrolli i topologjisë

Të bazuar në fqinjë

7

Në teknikën “që bazohet në drejtim”, supozohet se nyjet nuk e dinë pozicionin e tyre, por ato mund të vlerësojnë drejtimin relative të fqinjëve të tyre. Në teknikat “e bazuar në fqinjë”, nyjet supozohet të kenë akses tek një sasi minimale informacioni lidhur me fqinjët e tyre, të tilla si ID e tyre, dhe të jetë në gjendje për ti renditur ato sipas disa kritereve (p.sh., distanca apo cilësia e lidhjes (link)), këto teknika janë ndoshta më të përshtatshmet për aplikime në rrjetet e lëvizshme ad hoc. Një dallim i fundit midis kontrolleve të topologjisë për-paketë dhe periodike. Në rastin e mëparshëm, çdo nyje mban një listë të fqinjëve eficient dhe për çdo fqinj të v fuqinë e transmetimit që do të përdoret kur duhet ti dërgojë një paketë drejt v . Kështu, zgjedhja e fuqisë të përdorur për transmetim bëhet sipas për-paketë: kur paketa destinohet tek një fqinj i v , fuqia e duhur ( )P v është përcaktuar, dhe paketa transmetohet. Kontrolli i topologjosë për-paketë zakonisht mbështetet në informacione mjaft të sakta për vendndodhjen e nyjeve, dhe aplikohet zakonisht në kombinim me kontrollin e topologjisë “të bazuar në vendndodhje” apo “të bazuar në drejtim”. Një e metë e kësaj teknike është se ajo është pak e vështirë nga pikëpamja e teknologjisë, pasi këtu kërkohet që fuqia në transmetim të ndryshojë shumë shpesh. Për këtë arsye, teknika të thjeshta periodike janë propozuar. Në këtë teknikë të kontrollit të topologjisë, çdo nyje mban një listë të fqinjëve efikase, megjithatë, në ndryshim nga teknika për-paketë, një nyje përdor të njëjtën fuqi në transmetim (i ashtuquajturi broadcast power) për të komunikuar me të gjithë fqinjët. Kjo fuqi mund të interpretohet si fuqia më e lartë e nevojshme në transmetim për të arritur fqinjët në listë. Periodikisht, niveli i fuqisë në transmetimin broadcast i përdorur nga nyja update-ohet, në bazë të lëvizshmërisë së nyjes dhe/apo dështimeve të fqinjëve. 3.4 Kontrolli i topologjisë në Stakun e Protokollit Kemi lënë një pyetje të fundit: ku duhet të vendosen mekanizmat e kontrollit të topologjisë në stakun e protokollit të rrjetit ad hoc ? Meqënëse nuk ka një përgjigje të qartë në literaturë në lidhje me këtë pikë, në vijim do të përshkruajnë mendimin tonë, që është vetëm një nga shumë zgjidhjet e mundëshme. Në fakt, integrimi i teknikave të kontrollit të topologjisë në stakun e protokollit është një nga fushat kryesore të kërkimit, dhe zgjidhja më e mirë e mundshme për këtë problem nuk është identifikuar ende. Sipas mendimit tonë, kontrolli i topologjisë është një shtresë (layer) shtesë e protokollit e pozicionuar midis shtresës së rutimit dhe shtresës MAC (shih Fig.3.5).

8

Figura 3.5 Kontrolli i topologjisë në stakun e protokollit

3.4.1 Kontrolli i topologjisë dhe rutimi Shtresa e rutimit është përgjegjës për gjetjen dhe mirëmbajtjen e rrugëve te komunikimit midis çiftit burim/destinacion në rrjet: kur nyja u ka për ti dërguar një mesazh nyjes v , ajo përfshin protokollin e rutimit, që kontrollon nëse një (mundësisht multihop) rrugë për tek v njihet, e nëse jo, ajo fillon një fazë të zbulim të rrugës, qëllimi i të ciles është për të identifikuar një rrugë për tek v , e nëse nuk gjendet rrugë për tek v , komunikimi vonohet apo dështon (aborted). Shtresa e rutimit është gjithashtu përgjegjës për të dërguar paketat në drejtim të destinacionit me ane te nyjeve që janë qe shtrihen ne routin. Bashkëveprim i dyanshëm midis protokolli të rutimit dhe kontrollit të topologjisë përshkruhet në Fig.3.6. Protokolli i kontrollit të topologjisë, krijon dhe mban listën e fqinjëve të menjëhershëm të një nyje, mund të bëjë një fazë update në rast se zbulon se lista e fqinjëve është ndryshuar në mënyrë të konsiderueshme. Në fakt, shumë largime/ shtime të anëtarëve në listën e fqinjeve tregojnë se shumë rrugë për tek nyjet e largëta janë ndryshuar gjithashtu. Pra, në vend të pritjes pasive që protokolli i rutimit të rinovojë (update) çdo rrugë veç e veç, një fazë rinovimi i rrugëve mund të bëhet duke çuar në një përgjigje të shpejtë në kohë të ndryshimeve të topologjisë dhe në një reduktim të shpjetësisë së humbjeve të paketave (packet-loss rate). Nga ana tjetër, shtresa e rutimit mund të shkaktojë ri-ekzekutimin e protokollit të kontrollit të topologjisë në rast se zbulon shumë rrugë të shkëputura (breakage) në rrjet, pasi ky fakt është tregues që topologjia aktuale e rrjetit ka ndryshuar shumë që nga ekzekutimi i fundit i kontrollit të topologjisë.

9

Figura 3.6 Ndërveprimi midis kontrollitë të topologjisë dhe rutimit. 3.4.2 Kontrolli i topologjisë dhe MAC MAC (Medium Access Control) është shtresa përgjegjëse për rregullimin e aksesit në kanalin e përbashkët (shared) wireless. MAC ka shumë rëndësi në rrjetat ad-hoc/ rrjetat e sensorëve që të zvogëlojë sa më shumë të jetë e mundur konfliktet, duke ruajtur kapacitetin e rrjetit në një nivel të mirë. Për të përshkruar më mirë bashkëveprimin mes shtresës MAC dhe kontrollit të topologjisë, do të përdorim protokokollin MAC të përdorur në standardin IEEE 802.11 (IEEE 1999). Në 802.11, akesi në kanalin wireless realizohet përmes shkëmbimit të mesazhit RTS/CTS. Kur nyja u do ti dërgojë një paketë një nyje v , së pari ajo i dërgon një mesazh kontrolli “kërkesë për dërgim” (RTS-Request To Send), që përmban ID e saj, ID e nyjes v , si dhe madhësinë e paketës së të dhënave. Nëse v është brenda rrezes të u dhe nuk ndodh ndonjë përplasje, ajo merr mesazhin RTS, dhe në rastin kur komunikimi është i mundur, ajo i përgjigjet me një mesazh “të qartë për të dërguar” (CTS-Clear To Send). Pas pranimit të saktë të mesazhit CTS, nyja u fillon transmetimin e paketës së të dhenave dhe pret për mesazhin ACK të dërgohet nga v , që bënë të ditur marrjen e saktë të të dhënave. Në mënyrë që të kufizohen përplasjet, çdo nyje 802.11 mban nje Vektor të Vendodhjes në Rrjet (NAV- Network Allocation Vector), e cila mban informacion (trace) të transmetimeve akuale.

Figura 3.7 Rëndësia e vendosjes së një niveli të duhur fuqie në transmetim

NAV rinovohet çdo kohë që një mesazh RTS, CTS, apo ACK merret nga nyja. Vëmë re se çdo nyje brenda rrezes së u dhe/ose rrezes së transmetimit të v , dëgjon të paktën një pjesë të mesazhit të shkëmbimit RTS/CTS/DATA/ACK, duke marrë pjesërisht informacion për transmetimin në aktual.

10

Siç përshkruhet, për shembull, në (Jung dhe Vaidya 2002), duke përdorur fuqi të transmetimit të ndryshme, mund të çojë në mundësi shtesë për interferencë ndërmjet nyjeve. Nga ana tjetër, duke përdorur fuqi të reduktuar trnsmetimi mund gjithashtu të shmangen interferencat. Për të sqaruar këtë pikë, le të marrim në konsideratë gjendjen e përshkruar në Fig.3.7. Janë katër nyjet u , v , w, dhe z , me ( ) ( )1 2, ,u v d d v wδ δ= < = dhe

( ) 3 2,w z d dδ = < . Nyja u do ti dërgojë një paketë v , dhe nyja w do ti dërgojë një paketë z . Duke supozuar se të gjitha nyjet kanë të njëjtin fuqi transmetimi, që i korrespondon rrezes së transmetimit r , me 2 1 3max ,r d d d> + . Pastaj, i pari ndërmjet nyjeve v dhe z që dërgon mesazhin CTS pengon transmetimin e palës tjetër. Në fakt, nyjet v dhe z janë në rrezen e transmetimit të njëra-tjetrës, dhe dëgjimi (overhearing) i një CTS nga v (respektivisht, z ) pengon nyjen z (respektivisht, v) për dërgimin e CTS së vet. Kështu, me këtë vendosje të rrezes së transmetimit, asnjë përplasje nuk ndodh, por dy transmetime nuk mund të planifikohen në të njëjtën kohë. Supozojmë tani se nyjet u dhe v , kanë të njëjtën rreze transmetimi radio të barabartë me

1r , ku 1 1 2r d dε= + < dhe se nyjet w dhe z kanë rreze 2r me 2 2r d> . Në këtë situatë, w dhe z nuk mund të dëgjojnë këmbimit RTS/CTS midis nyjeve u dhe v dhe ata nuk i vonojnë të dhënat e tyre. Megjithatë, kur nyja w transmeton paketën e saj, ajo shkakton interferencë tek nyja v , e cila është brenda rrezes së w. Kështu, në këtë rast, duke përdorur të fuqi transmetimi të ndryshme krijon një mundësi për interferencë. Së fundi, supozojmë se nyjet u dhe v , kanë rreze radio 1r , dhe nyjet w dhe z kanë rreze të barabartë me 3r , ku 3 3 2r d dε= + < . Me këto të dhëna të rrezeve radio, të dy transmetimet mund të ndodhë në të njëjtën kohë, pasi nyja v është jashtë rrezes radio të w dhe nyja z është jashtë rrezes radio të u . Në kundërshtim me shembullin e mësipërm, në këtë rast, duke përdorur nivele të ndryshme të energjisë reduktohen mundësitë për interferencë, që çon në një rritje të kapacitetit të rrjetit.

Figura 3.8 Ndërveprimi ndërmjet kontrollitë të topologjisë dhe shtresës MAC

11

Shembulli i Fig.3.7 përshkruan rëndësinë e përcaktimit të saktë të nivelit të transmetimit të fuqisë në shtresën MAC. Ne besojmë se kjo detyrë e rëndësishme duhet të kryhet nga shtresa e kontrollit të topologjisë, që ka një perspektive të rrjetit (networkwide), dhe mund të marr vendime të sakta në lidhje me rrezen e transmetimit të nyjes. Nga ana tjetër, shtresa MAC mund të ri-ekzekutojë protokollin e kontrollit të topologjisë në rast se zbulon fqinje të rinjë të nyjeve. Niveli MAC mund të zbulojë fqinjët e rinjë nga dëgjimi (overhearing) i trafikut të rrjetit dhe analizimi i header-ave të mesazhit, kjo është padyshim mënyra më e shpejtë për të zbuluar fqinjët të rinjë, dhe një ndërveprim i duhur ndërmjet MAC dhe kontrollit të topologjisë (të cilën e kujtojmë, është përgjegjëse për mbajtjen e listës së fqinjëve efikas) siguron një përgjigje të shpejtë të ndryshimeve në topologjinë e rrjetit. Bashkëveprim i dyanshëm midis kontrollit të topologjisë dhe shtresës MAC është përmbledhur në Fig.3.8.

Documents

SENSORET 2 PERMBLEDHJE