Dispozitive Electronice si Optoelectronice

DISPOZITIVE ELECTRONICE SI OPTOELECTRONICE

Suport curs - 2009

Vesa Vlad

6/26/2009

[Type the abstract of the document here. The abstract is typically a short summary of the contents of the

document. Type the abstract of the document here. The abstract is typically a short summary of the contents of

the document.]


1

BAZELE FIZICE ALE DISPOZITIVELOR ELECTRONICE

SEMICONDUCTOARE

Electronul-particula elementara cu sarcina negativa, q=e=−1,6∙10-19

C. Intra în componenta

atomilor.

Electronica-domeniu al tehnicii care se ocupa cu teoria, fabricarea si utilizraea dispozitivelor

semiconductoare , a circuitelor integrate, etc.

Optoelectronica- ramura a electronicii care se ocupa cu producerea, masurarea si folosirea

radiatiei electromagnetice în domeniul optic, precum si cu conversia acestei radiatii în semnal

electric.

Materiale semiconductoare- au o rezistivitate specifica între cea a conductoarelor (Cu, Ag, Au,

Fe) si cea a izolatoarelor (sticla, diamant, etc.)

Explicatii: R[Ω]=ρ

; ρ- parametrul fizic cu cel mai larg domeniu de valori (10

-10†10

18 Ωm).

Din punct de vedere tehnic, cel mai important material semiconductor este siliciul. Face parte

din grupa a patra a sistemului periodic al elementelor ( este tetravalent) si cristalizeaza in structura de

tetraedru. Fiecare din cei 4 electroni de valenta ai unui atom participa la cate o legatura covalenta cu

unul din cei 4 atomi învecinati. La temperatura zero absolut (0 grade K), toti electronii sunt prinsi în

legaturi covalente si materialul se comporta ca un izolator (ca diamantul- forma cristalina a

carbonului). Este cazul reprezentat in figura. (expl: 00

K=-273,150 C)

Semiconductori

Conductori

(metale) ρ[Ωm]

GaAs Ge Si Se

10-5

10-4

10-2

100

102

104

106

107

Izolatori


2

O data cu cresterea temperaturii, un numar tot mai mare de legaturi covalente se “rup”:

electronii in cauza devin liberi sa se deplaseze in reteaua cristalina. Intr-o reprezentare plana, reteaua

cu legaturi covalente rupte se prezinta ca in figura.

Locul lasat liber de electronul care a rupt legatura se interpreteaza ca o sarcina pozitiva, q, si se

numeste “gol”. Golul poate fi ocupat de un electron dintr-o legatura covalenta vecina. Aceasta

deplasare a legaturilor libere se interpreteaza ca o deplasare a golurilor.

Eliberarea unui electron din retea este echivalenta cu generarea termica a unei perechi electron-

gol. Orientativ, într-un cristal de Ge la tempetarura camerei (aprox 3000 K) se rup 10

13 legaturi/

cm3.Aceste valori sunt mici comparativ cu 10

23 cat este numarul electronilor/ cm

3, in metale. Totusi,

aceste densitati mici fac posibila conductia semiconductorilor. Se vorbeste de semiconductori

intrinseci respectiv de conductie intrinseca.

Densitatea spatiala a perechilor electron-gol se numeste concentratie intrinseca de purtatori, ni.

Electronii liberi se deplaseaza prin cristal datorita agitatiei termice. Traiectoria lor este in zig-

zag ca urmare a ciocnirilor cu paturile externe ale atomilor sau cu alti purtatori. În medie nu este

favorizata o directie de deplasare (a). Daca insa în cristal actioneaza un camp electric (Ē), va fi

favorizata clar o directie de deplasare. Ia nastere un curent de electroni si un curent de goluri. Spre

deosebire de metale, la semiconductoare rezistenta electrica scade cu cresterea temperaturii.

a) b) Ē

Semiconductoare extrinseci ( impurificate, dopate)


3

Conductivitatea semiconductorului poate fi crescuta prin introducerea in reteaua cristalina a

unor atomi pentavalenti (P, As). Al cincilea electron, care nu poate intra într-o legatura covalenta,

este eliberat de atom.

Astfel, pe langa perechile electron-gol,în cristal se vor gasi atatia electroni liberi cati atomi

pentavalenti (donatori) au fost introdusi în retea. Se vorbeste de Si dopat N sau simplu, siliciu N.

Electronii sunt în acest caz purtatori majoritari iar golurile sunt purtatori minoritari. Fiecare atom

donor ionizat este încarcat electric pozitiv, astfel încat cristalul este neutru din punct de vedere

electric.

Spre deosebire de gol, atomul de P ionizat pozitiv este fix in retea si nu participa la curentul

electric. În semiconductori de tip N, numarul golurilor din cristal este mai mic decat la

semiconductori intrinseci, coform relatiei p∙n=ni2(T). La semiconductori intrinseci, p=n=ni(T).

Similar, conductivitatea Si poate fi crescuta prin introducerea în retea a unor atomi trivalenti (B,

Al, Ga, In). Un electron dintr-o legatura covalenta vecina ocupa golul atomului acceptor, lasand în

urma o legatura rupta (gol).

În acest cristal golurile sunt purtatori majoritari iar electronii, purtatori minoritari.

Se vorbeste de semiconductor dopat (smcd de tip P) si de conductie de tip P.


4

Daca se întalneste un electron cu un gol, ei se recombina si dispar ca purtatori liberi de sarcina.

Atunci cand generarea perechilor electron-gol este compensata de disparitia acestor perechi prin

recombinare se spune ca semiconductorul este in stare de echilibru.

Intr-un semiconductor pot exista 4 tipuri de entitati “încarcate”: electroni mobili, n/cm3; ioni

acceptori, NA/cm3 (sarcini negative); goluri mobile, p/cm

3; ioni donori, ND/cm

3(sarcini pozitive).

Daca semiconductorul este omogen, densitatea locala de sarcina este nula: ρ=q(p + ND – n – NA)=0

adica p-n= NA- ND.

Consideram un semiconductor N: NA=0; ND>>ni ⇒ n0≅ND si . Notatiile n0 si p0 arata ca

semiconductorul se alfa in stare de echilibru.

Ex: si la temperatura camerei are n0∙p0=1020

/cm6. Daca ND=10

15, ⇒ n0≅10

15/cm

3 si p0≅10

5/cm

3.

Se observa ca p0<<pi deoarece recombinarea este puternica datorita numarului mare de elecroni.

n0≅ND

p0≅𝑛𝑖

𝑁𝐷

ni=pi


5

Este posibila perturbarea temporara a concentratiilor de purtatori ( de exemplu prin iluminare,

ca în cazul fotorezistentelor). Daca notam cu n` si p

` concentratiile în exces fata de starea de echilibru,

concentratiile momentane se pot exprima astfel:p=p0+p`; n=n0+n

`

Daca p`>0; n

`>0, este vorba într-adevar de un exces de purtatori. Dupa disparitia stimulului,

excesul de concentratie tinde sa revina la zero prin recombinarea

purtatorilor. Legea de revenire este exponentiala n`(t)=n

`(0)∙e

-t/τ; p

`(t)=p

`(0)∙e

-t/τ.

Daca p`<0; n

`<0, exista un deficit (exces negativ) de purtatori. Revenirea la zero a deficitului se

produce prin generare de purtatori. Constanta de timp τ se numeste timp de viata mediu al

purtatorilor în exces.

Constanta de timp τ depinde de natura semiconductorului si ia valori tipice intre 1 ns si 500 μs.

Modelul benzilor energetice(m.b.e)

Modelul benzilor energetice este o reprezentare bazata pe considerente cuantice si statistice a

energiei electronilor din atomi, molecule semiconductoare, etc. Conform modelului atomic al lui

Bohr electronii pot avea doar valori discrete de energie.

Multimea atomilor dintr-un smcd. face ca valorile discrete de energie ale atomilor individuali sa

se grupeze in benzi compacte de energie separate de zone interzise.

Pentru intelegerea functionarii dispozitivelor electronice este importanta ocuparea cu electroni a

celor doua benzi superioare: banda de conductie si banda de valenta.


6

In figura a s-a notat cu Ev limita energetica superioara a benzii de valenta si cu Ec limita

inferioara a benzii de conductie. Intre aceste limite se afla o banda interzisa de latime Ei=Ec-Ev.

pentru Si, Ei=1,1eV iar pentru Ge, Ei=0,67 eV. (electron-voltul este o unitate de masura tolerata

pentru energie, în analiza proceselor ce implica particule elementare. 1eV=1,6∙10-19

J este energia pe

care o castiga un electron parcurgand o diferenta de potential de 1V).

ED- nivelul energetic al donatorilor

EA- nivelul energeti c al acceptorilor ⇒ cad în banda interzisa.

M.b.e explica dependenta de temperatura a conductivitatii semiconductorilor. De asemenea, e

clar ca in aceleasi conditii de temperatura, smcd. cu banda interzisa mai ingusta ( EC-EV ) are

conductibilitatea mai buna. M.b.e explica si influenta impuritatilor asupra conductibilitatii. Astfel,

atomii donatori introduc un nivel energetic suplimentar aproape de banda de conductie (BC). De aici,

electronii atomilor de impuritate trec usor in BC si conductibilitatea astfel crescuta are un caracter

electronic(electronii sunt majoritari). Atomii acceptori introduc un nivel energetic suplimentar

aproape de banda de valenta(BV).

Pe acest nivel pot veni usor electroni din BV, în care apar astfel goluri in plus si

conductibilitatea crescuta are un caracter de goluri ( golurile sunt majoritare).

Curentul electric in semiconductoare

In conditii de echilibru, purtatorii mobili de sarcina se misca datorita agitatiei termice dupa

traiectorii in zig-zag. Nici o directie nu este favorizata, valoarea medie a vitezei este nula; nu exista

curent (v=0).

Doua cauze pot determina o stare de dezechilibru:

- aplicarea unui camp electric din exterior;

- distributia neuniforma a purtatorilor din semiconductoare.

Campul electric Ē determina o tendinta (“drift”) in miscarea purtatorilor. Viteza medie a

golurilor, vg, respectiv a electronilor ve, nu vor mai fi nule ci proportionale cu intensitatea campului:

vg=μg∙Ē; ve=-μe∙Ē.


7

Parametrii μg si μe se masoara in [

]=[

], se numesc „mobilitatea electronilor‟ si au valoari

de ordinul 103. Curentul care ia astfel nastere se numeste curent de drift iar marimea lui se apreciaza

prin densitate de curent J.

Electronii si golurile se deplaseaza in directii opuse, dar densitatile de curent corespunzatoare se

aduna:

J=Jg+Je=

=q(n∙μe+ p∙μg) ∙ E= σ ∙ E.

Coeficientul σ este conductivitatea materialului semiconductor. Curentul de conductie I are

sensul de deplasare a golurilor, identic cu sensul cîmpului electric, E. Exemplu: o bara de Ge avand

forma unui paralelipiped de lungime l=1 cm si o sectiune S=(0,1 cm)2 este strabatuta de curent.

Mobilitatile purtatorilor sunt: μg=2∙103cm

2/(V∙s) si μe=4∙10

3cm

2/(V∙s). Daca semiconductorul

este intrinsec (n0=p0=ni≅2∙1013

cm-3

, la T=3000K) se poate calcula conductivitatea materialului:

σ=q∙ni(μe+ μg)=1,6∙10-19∙2∙10

13 (2+4)∙10

3 = 19,2∙10

[C] [cm

-3] [cm

2/(V∙s)] [(Ω∙cm)

-1]

Cunoscand geometria barei si conductivitatea materialului, se poate determina rezistenta barei:

I=J∙S= σ∙E∙S= σ∙

∙S. Dar

σ∙

∙ ∙ ∙ ∙ .

Sa consideram acum ca semiconductorul este de tip N si ca între capetele ei s-a masurat o

rezistenta R=10Ω. În aceste conditii se poate determina concentratia purtatorilor majoritari:

∙

0(Ω∙cm)

-1.

În acest caz σ este determinat în principal de purtatorii majoritari:

≅ ∙ ∙ ⇒ ≅ σ

∙μ

∙

∙ ∙ ∙ ∙ ≅ ∙ .

Rezulta o concentratie a purtatorilor majoritari (si implicit a atomilor donori) cu trei ordine de

marime peste valoarea concentratiilor n0=p0 din cazul unui semiconductor intrinsec.

Pe langa curentul de drift care ia nastere prin aplicarea unui camp electric, poate sa apara si

curenti de difuzie, atunci cand distributia purtatorilor de sarcina în semiconductor nu este uniforma.


8

Distributii neuniforme ale purtatorilor pot sa apara, de exemplu, la injectia de purtatori majoritari sau

minoritari intr-un semiconductor.

Daca presupunem o densitate scazatoare a golurilor in sensul axei Ox, este clar ca golurile vor

difuza in sensul acestei axe.

Sensul curentului si al densitatii de curent de difuzie va fi dat de versorul axei Ox, ū: J = -q∙Dg∙

∙ ū.

Daca s-ar fi considerat o repartitie similara a electronilor, acestia ar fi difuzat tot spre dreapta

dar curentul si densitatea de curent corespunzatoare ar fi fost orientate împotriva lui ū: Je=q∙De∙

∙ ū.

Desigur, daca curentii de difuzare si curentii de drift coexista, densitatile de curent se aduna vectorial.

Efectul final al curentilor de difuzie este egalizarea, uniformizarea distributiei purtatorilor de sarcina.

Constantele De si Dg se numesc coeficienti de difuzie pentru goluri respectiv pentru electroni.

Sunt dovedite urmatoarele egalitati (Einstein):

In aceste relatii k=1,38∙10-23

J/K este constanta lui Boltzmann iar VT≅25mV la T=2930K se

numeste tensiune termica. Relatiile se obtin pe baze statistice.


9

DIODE SEMICONDUCTOARE

Toate dispozitivele sunt privite din punct de vedere al comportarii la borne (relatii intre tensiuni si

curenti).

Structura (fig 2.1): o jonctiune p-n; retea cristalina continua.

A – Anod

C – Catod

J – Jonctiune

p – zona in care sunt majoritare golurile

n – zona in care sunt majoritari electronii

Simbol de circuit pentru diode redresoare (comutatie)

DD iu , - marimi instantanee

Conventie de notare:

Daca 0Du dioda este polarizata direct; se afla in conductie ( 0Di )

Daca 0Du dioda este polarizata invers; dioda este blocata ( 0Di )

Caracteristica diodei ( )( DD ufi )

1575,1

4,0Apentru

VV

AI

F

FM

La Si: VUD 7,0...6,0

DU

A C

Di

J

p n

DuDi

A C

st

du

Du

DU

V

Polarizare directa

FMI

DI

DUSIRRMV

Polarizare inversa

VuD

mAiD

FV

Pentru diodele cu Siliciu

- componenta continua

- valoare instantanee

- variatia


10

La Ge: VUD 3,0...2,0

)(9...1 tipicAAI s : curent de saturatie

157..400 ApentruVVRRM

Descrierea analitica a caracteristicii diodei

SI - curent rezidual

2,1m - parametrul tehnologic; vom lua m=1

TU -tensiunea termica: 25mV la 25 C

DD UI , - marimi statice caracteristica statica

Aproximari ale relatiei (2.1)

a) VUD 1.0 (polarizare directa) :

1

25

100exp

mV

mVI S

)40exp(25

1expexp DSDS

T

DSD UIU

mV

VI

U

UII

(2.3)

b) (2.4) 1.0 SDD IIVU

Efectul temperaturii asupra caracteristicii diodei

- Curentul rezidual SI depinde de temperatura jonctiunii

(2.5) 2)()(10/)(

11TT

SS TITI

SI - se dubleaza la fiecare crestere a temperaturii cu C10

- Tensiunea DU are un coeficient de temperatura negative: la acelasi curent prin dioda tensiunea

DU

scade daca temperatura T creste CmVT

U

constI

D

D

/5,2 (2.6)

(2.1 – pag 44)

1TT

1T

VUD

SI


11

Notiunile de dreapta de sarcina si PFS

DD URIE - ecuatia dreptei de sarcina

R- rezistenta de sarcina

Taieturile la axe :

mAK

V

R

EIU

VEUI

DD

DD

101

100

100

PFS – Punctul de functionare static se afla la intersecta dreptei de

sarcina(statica) cu caracteristica diodei.

Metode pentru determinarea PFS 1) Rezolvarea sistemului de ecuatii

2) Calculul iterativ(utilizat in programe ca PSPICE)

.0 "'""'' etcUIUIU DDDDD (calculul este rapid convergent)

Rezistenta dinamica a diodei (§2.4 si fig 2.7)

Pentru variatii de mica amplitudine in jurul PFS, dioda se comporta ca o rezistenta.

Din ecuatia (2.3) 04040)40exp( DDS

D

D IUIdu

di

dDD iIi 0

dDD uUu 0

Variatii presupuse

sinusoidale

tUu md sin

tIi md sin

VE 10

KR 1

DU

DI

PFS

DI

0

DU

][mAID

R

E

E][VUD

DI

DU

Caracteristica

diodei

0

DU

0

DIPFS

t

du

t

di


12

][

25

][40

1][

00 mAIAIr

DD

d (2.10) - Formla analitica pentru rezistenta dinamica (la mici variatii) a unei

diode aflata la polarizare directa.

Ex: 550

dD rmAI

Observatie: cu cat 0

DI creste mai mult, cu atat dr scade mai accentuat.

Modelul de dioda ideala (§ 2.6 si fig. 2.11)

In unele aplicatii cum sunt redresoarele din blocurile de alimentare, tensiunile care intervin sunt mult mai

mari decat caderile de tensiune pe diodele polarizate direct iar curentii inversi (reziduali) prin diode sunt

neglijati fata de curentii care intervin in circuit.

Daca se neglijeaza tensiunile pe diodele polarizate direct si curentii reziduali prin diodele polarizate

invers se obtine modelul diodei ideale.

La polarizare directa:

0du pentru di >0

La polarizare inversa:

0Di pentru 0Du

Observatie: Exista o deosebire esentiala intre dioda si intrerupator, dioda conduce curentul intr-un singur

sens de la anod la catod. Dioda – dispozitiv unidirectional.

Aplicatie

Redresor monofazat monoalternanta(§2.7 pag 52)

Redresor – transforma o tensiune sinusoidala( fara componenta continua) intr-una cu componenta

continua, adica intr-o tensiune cu valoare medie nenula.

Monofazat – primeste la intrare o singura tensiune sinusoidala

Monoalternanta – redreseaza o singura alternanta

Tr :

- coboara tensiunea

- separa galvanic partea de forta (reteaua) de sarcina

tUu m sin22

D – dioda ideala

Alternanta :

+ (pozitiva)

2uuS SR2u

Caracteristica

diodei ideale

Du

Di

SRSu2u

Tr

Hz

V

u

50

220

1D


13

- (negativa)

SCCU -componenta continua(valoarea medie) a tensiunii )(tuS

0

2

2 sin2

1 m

mSCC

UdUU

Tensiunea redresata are o componenta contiuna dar este

departe de a fi constanta.

Filtrarea tensiunii redresate

Se pot utiliza bobine in serie cu SR sau condensatoare in paralel cu SR . Cel mai des se utilizeaza

condensatoare electrolitice sau cu tantal de valori mari.

],[];,[ 4321 tttt - dioda conduce si C se incarca

],[ 32 tt - dioda este blocata si C se descarca peste SR

Teoretic descarcarea este exponentiala; practic din cauza constantei de timp mari ( sCR ), in intervalul

],[ 32 tt descarcarea este liniara Tensiunea redresata si filtrata e aproape constanta. Prezinta o “ondulatie”,

su .

suCQ sarcina cu care se incarca C in ],[ 21 tt

TR

UttiQ

S

mS

2

23 )( sarcina evacuata din C pe durata descarcarii; f

T1

este perioada tensiunii

iar Hzf 50 este frecventa

)15.2(2

fRu

UC

SS

m

Formula de calcul a condensatorului care asigura o tensiune de ondulatie impusa.

Componenta contiuna a tensiunii redresata si filtrata este:

)17.2(2

2S

mSCC

uUU

Si

2u C SuSR

mU2

SuSu

1t 2t 3t 4t t

Tens. redresata si filtrata

Tensiunea redresata

0SuSR2u

0 2

tu2

tuS

Suu ,2


14

UN MODEL MAI PRECIS PENTRU DIODA (§2.6, fig. 2.12)

In aplicatiile in care caderile de tensiune care intervin sunt relativ mici ( V6 amplitudine), neglijarea

caderilor de tensiune pe diodele polarizate direct duce la

erori grosolane in analiza circuitelor In locul

modelului de dioda ideala vom utiliza un model mai

precis:

0

0

,0

0,

DDD

DDD

Uui

iUu

Schema de circuit corespunzatoare acestui model este:

MODELUL LINIAR PE PORTIUNI COMPLET( fig 2.13)

Daca vrem sa descriem si faptul ca tensiunea directa pe dioda creste usor o data cu curentul direct trebuie sa

includem in model si rezistenta dinamica a diodei cel mai precis model liniar pe portiuni.

Schema de circuit adecvata este:

In acest caz, VUD 6,00 de exemplu 5;5,00 dD rVU

Aplicatie

Limitator simetric cu diode(§2.9, pag 61)

Circuitul se poate utiliza pentru a obtine o tensiune rectangulara

dintr-o tensiune sinusoidala sau pentru protejarea instrumentelor

de masura.

diVUD 6,00

Du

dr

diVUD 6,00

Du

Di

O

VUD 6,00

0DU Du

Caracteristica reala

Di

O0DU Du

Di

Du

d

D

D ri

u

1D 2D

R

k1

EuIu

21 DD

dioda ideala


15

Pentru analiza limitatorului vom folosi pentru diode modelul liniar complet. Deducem caracteristica de

transfer IE ufu . Se pot distinge trei situatii:

a) 0Iu Diodele sunt blocate si conteaza ca intreruperi de circuit:

b) 0DI Uu Dioda

2D conduce iar 1D este blocata

Pentru a exprima tensiunea Eu aplicam principiul

suprapunerii efectelor. Astfel, pentru 00 DU ,

d

dIE

rR

ruu

'

;

Similar, daca presupunem d

DEIrR

RUuu

0

''0 .

La suma de cauze corespunde suma de efecte: 00

''' ; DI

d

D

d

dIEEE Uu

rR

RU

rR

ruuuu

Exemplu: 5;5,00 dD rVU . Se vede ca pentru 00 DIEDI UuuUu iar pentru

VVmVk

kV

kVuVu EI 55,05,050

51

15,0

510

51010

c) 0DI Uu . Dioda 1D conduce iar

2D este blocata.

DI

d

D

d

dIE Uu

rR

RU

rR

ruu

;0

De exemplu, pentru VuVu EI 55,010

R

k1

00; DIDIE UuUuu

Iu

R

k1

Eu

Iu dr

0DU

R

Iu dr

0DU

Eu


16

Observatie: Pentru 0dr si 0DI Uu , caracteristica de transfer este perfect orizontala

Dioda stabilizatoare (Zener) – §2.5 pag.49

Din motive tehnologice, comportarea diodei Zener la polarizare inversa ( 0Du ) difera esential de cea a unei

diode redresoare. DZ lucreaza, in general polarizata invers, motiv pentru care se folosesc notatiile:

.; DZDZ uuii

Caracteristica DZ (vezi fig.2.9)

La polarizare directa ( 0Du ) DZ se comporta ca o dioda redresoare obisnuita ( VUD 6,00 ).

La polarizare inversa pentru 0ZZ Vu ( tensiunea Zener ), apare o strapungere nedistructiva. Practic DZ

pastreaza tensiunea la borne aproximativ constanta, pentru variatii ale curentului Zi in limite largi. Valoarea

mAI Zm 5 (tipic) se stabileste de utilizator;

Daca ZmZ Ii , PF intra in cotul caracteristicii si DZ nu mai stabilizeaza. Valoarea ZmI depinde de puterea

diodei. Exemplu: Dioda PL9V1Z se distruge daca mAIi ZmZ 100 .

Regiunea de

stabilizare

0ZV

mAiD

mAiZ

VuD

Zr

zmI

ZMI

VUD 6,00

Zu

Zu

C

A

Du

Di

Zi

V5,0

V5,0

V5,0

V5,0

Eu

Iu

V05,0

V05,0

V5,0

V5,0

Iu

t

V10

V10

Eu

t


17

In functie de tipul diodei, 0ZV poate lua valori de la 2,7V…sute de V. Exemplu: la PL9V1Z,

VVVZ 5,01,90 . Tensiunea Zener are si un coeficient de temperatura, TV

V

Z

ZVZ

0

0 ; Exemplu: la

PL9V1Z, CVZ

04 /105 (vezi anexa B2).

Diodele cu VVZ 6...50 , au 00 Z (tensiunea Zener independenta de temperatura).

Panta caracteristicii in regiunea de stabilizare, este data de rezistenta dinamica

4

Z

ZZ

i

ur la PL9V1Z.

Modelul liniar pe portiuni al DZ(fig 2.14, pag. 52)

Carcteristica diodei Zener la polarizare inversa poate fi aproximata prin doua segmente de dreapta. Modelul de

circuit al DZ polarizata invers este:

Aplicatie:Stabilizator de tensiune cu DZ(§2.8 pag 58)

SR - rezistenta de sarcina pe care trebuie sa obtinem Su cat mai constanta. R- rezistenta de balast (pe ea se

pierde tensiunea Si uu . Schema echivalenta a circuitului pentru regiunea de stabilizare este:

Scriem relatii pentru a exprima dependenta

SIS iufu , (unde Su -efect iar SI iu , cauze)

SSZI uRiiu )( ; Dar, Z

ZS

Z

ZZZ

r

Vu

r

Vui 00

/0

SS

Z

Z

Z

SI uRi

r

VR

r

uRu -intereseaza de

fapt doar variatiile

R

SuSR

Zi

ZuIu

Zu 0ZV

Zi

Zr

Zu

ZrZi

0ZV

SI uu ,

t

Su

Iu

R

SuSRZi

ZuIu0ZV

i Si


18

SS

Z

SI uiR

r

uRu

0

Z

ZS

Z

ZIS

rR

rRi

rR

ruu

Sa consideram “cauzele” pe rand : .;0 constii SS ZZ

ZS

S

I

r

R

r

rRconsti

u

uS

|0

Exemplu: 400R 1004 0 SrZ

Se numeste factor de stabilizare si arata de cate ori ondulatia tensiunii de iesire este mai mica decat

ondulatia tensiunii de intrare. Consideram cealalta cauza:

4||;0 ZZ

Z

Z

S

SII rrR

rR

rR

i

uconstuu

Ries Acest parametru se numeste rezistenta de iesire “vazuta”

de Rs atunci cand “priveste” spre stabilizator. Acesti parametri pot fi

definiti (calculati) pentru orice stabilizator. Ca urmare orice

stabilizator poate fi reprezentat astfel:

Este evidenta relatia:

− ∙

Stabilizatorul este cu atat mai bun cu cat este mai mare si Ries mai mica. Ambele cerinte sunt

satisfacute daca este mai mica (adica daca in regiunea de stabilizare caracteristica este mai aproape de

verticala).

Observatie: nu reprezinta, in general o simpla rezistenta, ci un aparat care trebuie alimentat cu o

tensiune constanta. In acest caz variatiile si nu sunt sincronizate si efectele lor nu se compenseaza ca

in relatia *. In cazul cel mai defavorabil, variatiile si isi cumuleaza efectele, rezultand o variatie

mai mare.

Tema: exemplul de proiectare de la pagina 59.

stabilizator

Su

Si

SR

iesR

0S

u IIu

SR

Si

SuStabilizator


19

COMPORTAREA DINAMICA A JONCTIUNII PN

Caracteristica diodei descrisa si utilizata anterior este perfect valabila atunci cand marimile electrice si

concentratiile de purtatori variaza relativ lent. Pentru a vedea ce se intampla in cazul unor variatii

rapide ale marimilor electrice trebuie analizata

schimbarea distributiei de sarcina atat in regiunea de

sarcina spatiala cat si in regiunile neutre.

Capacitatea de bariera, (numita uneori capacitate

de tranzitie), Cb, se datoreaza sarcinilor spatiale ale

ionilor de impuritati din stratul de saracire. Este mai

importanta la polarizare inversa a jonctiunii.

In figura se arata (linie –) situatia sarcinilor

spatiale pentru o anumita tensiune inversa, uj<0. Daca

negativarea scade, adica daca tensiunea pe jonctiune

devine uj+∆u cu ∆u>0, sarcina spatiala se restrange(linia

….) prin aportul unor purtatori liberi de sarcina, goluri

respectiv electroni (linia –). Pentru variatii de

amplitudine mica, ∆Q este proportionala cu variatia

cauza ∆u. Astfel, se poate defini capacitatea de bariera, Cb= u

Q

u

0lim . Se dovedeste ca Cb poate fi

exprimata similar cu σ capacitate a condensatorului plan: Cb=

, unde Aj este aria jonctiunii,

d=dp+du este grosimea zonei de sarcina spatiala iar ε este permitivitatea “dielectricului dintre placi”.

Valorile tipice ale Cb: 1 pF † 10 pF.(cativa pF)

In figura este prezentat simbolul de circuit si

dependenta Cb(uD) pentru o dioda capacitiva (varicap).Pe

langa aria jonctiunii si tensiunea aplicata, Cb este

determinata esential si de nivelul de dopare cu impuritati

(NA, ND). Dependenta Cb(uD) poate fi determinata

tehnologic astfel incat ea sa conduca la o relatie liniara intre

tensiune si frecventa in circuitele oscilante.Astfel diodele

varicap pot fi folosite pentru acordul pentru o anumita

frecventa, pentru modularea in frecventa, si amplificarea

parametrica. Capacitatea de difuzie se datoreaza acumularii

de purtatori minoritari in volumul semiconductorului, de o

parte si de alta a regiunii saracite.

Trecerea curentului prin jonctiunea pn determina o injectie de purtatori minoritari a caror

densitate scade exponential cu departarea de jonctiune. La variatia curentului, sarcina totala a

purtatorilor minoritari in exces variaza, insa cu o anumita intarziere care depinde de durata de viata a

purtatorilor in materialul dat. Pentru a caracteriza variatia sarcinii in regiunile neutre ∆Q, la o variatie

mica de amplitudine, ∆uD , a tensiunii, se defineste capacitatea de difuzie DD

ud

du

dQ

u

QC

D

0lim .

Regiunea n

Regiunea p

x

Q

x

Goluri

(

Electroni

(

)0( Q

)0( Q

V20 0

5min

max b

b

C

C

pF30

A

C

bC

Du


20

Analiza detaliata a proceselor dinamice din jonctiunea pn arata ca Cd poate fi exprimata astfel:

Cd=Cd0∙exp(UD/UT) unde Cd0 este capacitatea de

difuzie la uD=0 iar UT tensiunea termica. In figura se

prezinta dependenta rezistentei dinamice (rd) si a

capacitatilor (Cb si Cd) de tensiunea aplicata pe

jonctiune (dioda). Evident, la polarizare directa

predomina capacitatea Cd care poate creste pana la

sutimi de μF. La polarizare inversa este preponderenta

capacitatea de bariera, Cb.

Se poate intocmi acum o schema echivalenta

care sa descrie mai exact comportarea jonctiunilor

(diodelor) la variatii. Astfel, la frecvente joase si

curenti mici, modelul se poate limita la rezistenta dinamica rd. Daca frecventa variatiilor creste,

trebuie introduse in schema capacitatile Cd si Cb. Acestea intervin in paralel si conteaza prin suma lor

numita capacitatea jonctiunii Cj.La polarizare directa, Cj≅Cb. In sfarsit, daca PFS in jurul caruia se

produc variatiile este plasat la un curent mare, rezistentele de volum ale zonelor N si P (rn respectiv

rp) nu mai pot fi neglijate. Suma acestor rezistente, rs, trebuie inseriata cu modelul dinamic pentru

curenti mici.

Comportarea diodelor de inalta frecventa si de comutatie este influentata si de “inductivitatea”

terminalelor (Ls) respectiv de capacitatea capsulei in care este montata dioda (Cc). Astfel, schema

echivalenta pentru variatii a diodelor de inalta frecventa arata ca in figura.

dbj CCC pns rrr

dr

Reg

iun

ea s

atu

rata

Regiunea n Regiunea p

0pn 0np

pnnp

x

dC

bC

Du

dr

][r ][ pFC

0


21

Comutarea diodelor

Trecerea unei diode din starea de conductie in starea de blocare,

sau invers- din blocare in conductie- se numeste comutare. Acest

proces nu are loc instantaneu ci presupune desfasurarea unor regimuri

tranzitorii. Pe formele de unda tranzitorii se pot defini anumiti timpi

de comutare. Este de dorit ca timpii de comutare sa fie cat mai mici.

De aceea se acorda atentie mai ales timpilor de comutare inversa (din

conductie in blocare), comutarea directa (din blocare in conductive)

fiind mai rapida.

Tensiunea de intrare, uI variaza brusc

intre nivelurile VF (polarizare directa) si -

VR(care asigura blocarea diodei). Imediat

dupa ce uI da comanda de blocare, curentul prin

dioada trece pe valoarea (-VR/R). Acest curent

este asigurat de sarcina ce intra sau iese dintr-un

anumit volum, dar si de recombinarile din acest

volum

−

(τ - durata de viata a

purtatorilor).

Curentul ramane constant cat timp mai

exista sarcina in exces (stocata) in regiunile

neutre. Astfel, din conditia Q=0 rezulta ca

timpul de stocare

.

Abia dupa acest interval, incepe

“caderea” la zero (de fapt la -Is aproximativ 0) a

curentului. La o noua comanda uI=VF, incepe un

proces tranzitoriu de “ridicare” a curentului la

valoarea VF/R. Timpul de cadere tc si timpul de

ridicare tr se definesc de regula intre momentele

care marcheaza 10% si 90% din variatie. Cum ts+tc>>tr, este clar ca durata comutarii inverse (≅ts+tc)

iar nu timpul de comutare directa (tr) limiteaza performanta diodei in aplicatii bazate pe comutare.

TIPURI DE DIODE (BREVIAR)

Diode redresoare- utilizate la frecvente joase, in circuite de redresare si limitoare

A

C

cC jC dr

srsL

diR

duIu

FV

RV

t

Iu

Q

t

t

R

VF

R

VF

SI

SIR

VF

R

VR

StCt rt

Di


22

Diode Zener- prezinta o strapungere inversa nedistructiva. Se utilizeaza pentru stabilizarea

tensiunii sau in circuitele de limitare.

Diode capacitive (varicap) – regiunea sarcinilor spatiale functioneaza ca un condensator a carui

valoare este controlata prin tensiune. Se utilizeaza pentru acordarea circuitelor oscilante.

Diode Schottky- se bazeaza pe contactul metal-semiconductor si asigura o basculare rapida din

starea de conductie in starea de blocare. Se utilizeaza in circuite de comutare rapide si in domeniul

microundelor.

Diode tunel- se bazeaza pe o dotare foarte puternica (p++

, n++

) a domeniilor semiconductoare.

Bariera de potential este ingusta si poate fi strapunsa de electroni prin efect tunel. Se utilizeaza in

comutatoare rapide, amplificatoare de zgomot redus si oscilatoare in domeniul GHz.

Diode Impatt (Impact Ionisation Avalanche Transit Time). Functionarea diodei se bazeaza pe

avalansa de purtatori de sarcina care ia nastere in zona de camp electric intens datorita ionizatiilor de

impact. Se utilizeaza in oscilatoare si amlificatoare de microunde, circuite logice, formatoare de

impulsuri, etc.

Fotodiodele- sunt elemente fotosensibile; vor fiprezentate ca dispozitive optoelectronice.

Diodele fotoemisive (LED Light Emitting Diode) vor fi prezentate tot ca dispozitive

optoelectronice).


23

TRANZISTORUL BIPOLAR

Tranzistorul este un element “activ”, in sensul ca poate amplifica semnalele. Denumirea

“bipolar” arata ca in functionarea acestor dispozitive intervin purtatori de ambele polaritati.

Structura tranzistorului evidentiaza doua

jonctiuni si trei terminale: Emitorul, Baza si Colectorul.

Exista doua variante complementare de

tranzistori: npn si pnp. Cele mai des utilizate sunt

tranzistoarele npn.

Fata de potentialul de referinta () terminalele

tranzistorului se afla la potentialele VE, VB, si VC,

Tensiunile continui dintre terminale se pot exprima cu

ajutorul potentialelor. De exemplu UCE=VC-VE;

UEC=VE-VC=-UCE, etc.

Efectul de tranzistor

gol; electron care se deplaseaza sub actiunea

tensiunilor de polarizare. EB si EC sunt surse de tensiune

constanta, cate determina tranzistorul sa lucreze in regiunea

activa: jonctiunea BE e polarizata direct iar jonctiunea BC,

invers. (UBC= -UCE+UBE=-5V+0,6 V=-4,4 V). Campul creat de

sursa EB face ca electronii din Emitor sa difuzeze spre Baza.

Deoarece Baza este slab dopata si ingusta, majoritatea

covarsitoare a electronilor ajunsi in Baza difuzeaza mai departe

in Colector. Tipic, doar un electron din 200 se “recombina” in

Baza. IB este un current de goluri iar IE si IC sunt in esenta

curenti de electroni. Se defineste castigul static in curent:

(domeniul uzual).

Datele de catalog arata ca β difera mult de la un tranzistor la altul. Astfel, pentru BC 171,

β=110...850 (anexa B5). Alte relatii intre curentii tranzistorului: IE=IB+IC; Cum IB=

este neglijabil

fata de IC⇒IE≅IC.

Caracteristicile de iesire IC=f(UCE, IB) Fig. 3.7

La valori mici ale tensiunii UCE, curentul IC depinde puternic de tensiune. Este vorba de

regiunea de saturatie in care ambele jonctuni sunt polarizate direct. Pentru UCE>0.6 V, Ic≅const;

pentru IB dat. Aceasta e regiunea activa in care IC depinde practic doar de IB: IC= βIB. Daca pentru

UCE=constant, scadem IB, pentru IB<0, tranzistorul intra in regiunea de blocare, unde ambele

jonctiuni sunt polarizate invers.

Jonctiunea BC

Jonctiunea BE

C

B

E

n

n

p

goluri

electroni

C

B

E

VEC 5

VEB 6,0

CI

EI

BI

BCU

m1


24

Modele statice pentru tranzistorul npn

(ideal)

In regiunea activa, jonctiunea BE se

comporta ca o dioda polarizata direct, avand

caderea de tensiune UBE0≅0,6 V. Spre colector,

tranzistorul se comporta ca un generator de

curent dependent de curentul de baza: IC= βIB.

In regiunea de saturatie, tranzistorul ideal se comporta ca un

scurtcircuit intre terminale. Asta inseamna ca tensiunile pe jonctiuni

sunt neglijabile iar curentii sunt mari si vor fi limitati doar de

rezistentele din circuit.

Dimpotriva, in regiunea de blocare curentii prin tranzistor sunt

practic nuli, si tensiunile sunt mari. Ca urmare, in mod ideal,

tranzistorul blocat poate fi considerat ca o intrerupere de circuit.

Regiunea

Activa

0BI

AI B 5

AI B 10

AI B 15

][mAIC

][VUCE

s

a

t

u

r

a

t

i

e blocare

0,6V

B C

E

BICI

BI

0BEUEI

B C

E

B C

E


25

Dreapta de sarcina si PFS

Schema echivalenta in care tranzistorul s-a inlocuit cu modelul static pentru regiunea activa.

In circuitul de intrare, se poate scrie relatia: EB = RBIB + UBE0 = 300kΩ∙ 10μA + 0,6V = 3V +

+0,6V = 3,6V.

Altfel spus, daca fixam EB=3,6V impunem implicit un curent de baza IB=10μA. Dintre

caracteristicile tranzistorului, am selectat cea pentru care IB=10 μA.

In circuitul de iesire, este valabila relatia EC=RC∙IC+UCE,

numita ecuatia dreptei de sarcina. Ea se traseaza prin taieturi la

axe:

- pentru IC=0 ⇒ UCE=EC=10V;

- pentru UCE=0 ⇒ IC=EC/RC=10mA

PFS se afla la intersectia caracteristicii pentru IB=10μA cu

dreapta de sarcina. De exemplu, daca β=500⇒ = β

=500∙10

μA=5mA. ⇒ =EC-RC∙IC=10-1kΩ∙5mA=5V. Se observa ca PFS

este fixat in mijlocul regiunii active. Daca se modifica EC, dreapta de sarcina se deplaseaza paralel cu

ea insasi si permite alegerea unui alt PFS. Pentru un tranzistor cu β mai mic, caracteristica ce

corespunde lui IB=10 μA va fi situata la valori mai mici ale curentului IC. PFS depinde de β.

VEC 10

kRC 1

CI kRB 300

BI

CEU

CE

CR

CI

BRBI

0BEU

BI

B

C

E

BE

BE

BEU CEU

][VUCE

CI

AI B 10

VEC 10

mAR

E

C

C 10

0

CI

0

CEU

PFS

dreapta de sarcina


26

SCHEME SIMPLE DE POLARIZARE

Se prezinta doua scheme de polarizare a tranzistorului,

prin prisma influentei pe care dispersia tehnologica a

factorului β o are asupra PFS.

Numim schema din figura, circuit cu polarizarea bazei

prin rezistenta. Ne propunem sa calculam RB si RC,

respectiv sa alegem EC astfel incat tranzistorul sa lucreze in

PFS: =2mA;

=5V. Presupunem ca dispunem de un

tranzistor cu β=500. Pentru a scrie mai usor relatiile de

calcul, redesenam schema inlocuind tranzistorul cu modelul

static. Din circuitul colectorului rezulta: RC=(EC- )/

.

Evident, trebuie sa alegem tensiunea de alimentare pentru a putea calcula rezistenta RC. Pentru ca

UCE sa poata creste si scadea cu cantitati aproximativ egale in jurul valorii , alegem

EC=2∙ =10V.⇒ RC=(10V-5V)/2mA=2,5kΩ. Similar, din circuitul bazei rezulta: RB=(EC-

)/

in care =

/β. Tinand seama ca EC>>UBE0, se obtine relatia mai simpla:

RB≅EC∙β/ =10V∙500/2mA=2,5MΩ. Cu aceasta “proiectarea” schemei de polariazre e gata. Stiind

insa ca β poate fi mult diferit de la un tranzistor la altul, ne intrebam ce s-ar intampla daca schimbam

tranzistorul cu un exemplar avand β=200(de exemplu). Aceasta schema fixeaza curentul de baza la

valoarea ≅

=

=4μA. Ca urmare, cata vreme tranzistorul lucreaza in regiunea activa,

=β

depinde esential de β. Pentru β=200 rezulta =0,8mA si

=EC- ∙RC=8V. Similar, pentru un

tranzistor cu β=800 s-ar fi obtinut =3,2mA respectiv

=2V. In concluzie, la aceasta schema PFS

este puternic dependent de β.

In continuare, se prezinta o schema la care dependenta PFS de β este partial eliminata. Pentru a

putea face comparatii, impunem acelasi PFS ca in cazul

precedent: =5V;

=2mA. Alegem EC=2∙ =10V.

Pentru β=500 rezulta RC = (EC- ) / (

+ ) ≅ (EC -

)

/ = 2.5kΩ , respectiv RB = (

-UBE0) / ≅

/( /β) =

1.25MΩ. Spre deosebire de schema precedenta, aici nu este

fixat rigid ci depinde de PFS: =(

-UBE0)/RB≅ /RB. Cu

aceasta expresie aproximativa pentru se poate scrie:

≅EC-β∙(

/RB)∙RC sau =EC/(1+β∙

).

Cu aceasta ultima relatie se pot calcula valorile lui

(o coordonata a PFS) pentru situatiile in care tranzistorul

initial cu β=500 ar fi inlocuit cu un exemplar avand alt β. De exemplu, pentru β=200 s-ar obtine

≅7,1 V iar pentru β=800 ar rezulta

≅3,8 V. Se observa ca pentru aceleasi abateri ale lui β de

la valoarea considerata in proiectare, deplasarea PFS este mai mica decat in cazul schemei

precedente. Altfel spus, circuitul se opune printr-un mecanism de reactie negativa in c.c. tendintei de

modificare a PFS datorita modificarii lui β. Acest mecanism poate fi descris prin urmatorul lant

cauzal:

0

CI 0

CEU 0

BI0

CI

CE

CR

CI

BR

BICEU

CE

CR

CI

BR

BI

0BEU

BI

CE

CR

CI

BR

BICEU

CE

CR

CI

BR

BI

0BEU

BI


27

Daca in cazul celei de-a doua scheme se neglijeaza IB fata

de IC, se poate considera ca in ambele cazuri, dreapta de sarcina

a tranzistorului are ecuatia: EC = RC ∙ IC + UCE .

Reprezentarea ei grafica se arata in figura impreuna cu

caracteristica pentru IB=4μA a unui tranzistor avand β=500.

Observatie: La tranzistorul pnp, toate

relatiile stabilite pentru tranzistorul npn

raman valabile, cu observatia ca sensul

curentilor si tensiunilor este exact invers.

Sageata din simbolul tranzistorului pnp este

indreptata spre jonctiune. Astfel, atat pentru

tranzistorul npn, cat si pentru pnp, sageata din simbol arata sensul real al

curentului de emitor IE.

Schema de polarizare cu divizor in baza (Fig 3.12a)

Se pun doua tipuri de probleme:

a) ANALIZA

- Se dau: EC, RB1,RB2, RC, RE, β.

- Se cere:

b) PROIECTAREA

- Se impune: PFS

- Se determina: EC, RB1, … , ID

Pentru proiectarea schemei de polarizare, se pot parcurge

pasii descrisi la pagina 79-80.

La baza analizei sta ipoteza simplificatoare IB<<ID. Ca urmare neglijam IB, in aceste conditii,

RB1 si RB2 formeaza un divizor rezistiv⇒ VB=

∙RB2=1,6V. Cu caderea de tensiune tipica,

UBE0=0,6V (vezi schema echivalenta a tranzistorului) ⇒ VE=VB-UBE0=1V.

Acum se poate calcula curentul de emitor:

IE=VE/RE=2mA.

Ecuatia dreptei de sarcina EC≅IC∙(RC+RE)+UCE, se

traseaza prin taieturi la axe. Dar ≅IE=2mA. Din ecuatia

dreptei de sarcina, rezulta =EC-

∙ (RC+RE)=12V-

2mA∙(2,5kΩ+0,5kΩ)=6V. Astfel, PFS are coordonatele

( =2mA;

=6V). Acum e utila verificarea ipotezei

initiale: =

/β=2mA/400=5μA( s-a presupus β=400). Cum

ID=EC/(RB1+RB2)=0.1mA, este evident ca IB<<ID. In aceste

conditii, PFS nu depinde, practic, de β.

][VUCE

][mAIC

2AIB 4

VEC 10

mAR

E

C

C 4

500: pentrupnp

ECU

CI

EI

BI

CR

0

CI

1BR

BI

DI0

CEU

k5,2

k5,0ER

0

EI

2BR

k104

k16

VEC 12

][VUCE

][mAIC

VEC 12

mARR

E

EC

C 4

0

CI

0

CEU

PFS


28

COMPORTAREA TRANZISTORULUI LA SEMNAL MIC.

MODELE DINAMICE

Tranzistorul (T) poate fi privit a un cuadripol pentru care se pot scrie relatiile:

Se poate arata ca, intr-o prima aproximare, parametrii h12e si h22e se pot neglija (exemplu, p.87).

Rezulta urmatorul model simplificat:

ube=h11e∙ib ic=h21e∙ib

Parametrii se numesc hibrizi(h), pentru ca au dimensiuni diferite. De exemplu, h21e este

adimensional iar h11e este o rezistenta. Indicele e denota conexiunea EC (emitorul este comun intre

circ. de intrare si de iesire).

Paramentrul h21e se numeste castig in curent la semnal mic (small signal current gain) si poate

avea de la exemplar la exemplar, valori mult diferite:

h21e

=125...900 (pt BC171, v.p.236).

Practic, acest parametru se masoara cu tranzistormetrul, pentru un PFS dat si o frecventa aleasa.

Spre deosebire de h21e care este raport de variatii, raportul curentilor statici de colector si baza

, se numeste castig static in curent. Desi acesti parametri difera usor (h21e>h21E) pentru

simplificare, in cele ce urmeaza ii vom considera egali.

Parametrul h11e este impedanta de intrare (input impedance) si poate fi exprimat printr-o

formula, in functie de h21e. Formula (3.38, p.84) este:

∙

. Ea permite determinarea lui h11e pentru un tranzistor cu h21e cunoscut si

care lucreaza intr-un PFS dat. Exemplu: =1mA, h21e=200 ⇒ h11e=200∙25/1=5kΩ.

Modelul in parametri h simplificat corespunde urmatoarelor relatii:

In acest model, curentul de iesire variabil (ic) este comandat de curentul de intrare (ib).

B

E

C

ei

beu

bi ci

be ih 21eh11

∙ ∙

bi

beu

ci

ceu

ECcircuit de intrare circuit de iesire

|

| |

| ∙ |

|

(3.42, pag. 85)


29

Modelul π simplificat

Uneori este util ca variatia iC sa se exprime in raport cu tensiunea variabila de intrare. Se

introduce astfel parametrul numit transconductanta: ic=h21e∙

⇒ic=gm∙ube

gm=

∙

∙

⇒gm in [

].

Exemplu: ⇒gm = 40

.

Modelul exprimat cu ajutorul lui gm se numeste model π (simplificat):

B

E

C

ei

beu

bi ci

eh11bem ug


30

ANALIZA UNUI AMPLIFICATOR LA SEMNAL MIC (VARIATII)

Rg=1kΩ

R1=104 kΩ

R2=16 kΩ

RC=5 kΩ

RS=5 kΩ

RE1=0,1 kΩ

RE2=0,9 kΩ

C1, C2- condensatoare de cuplaj;

C3- condensator de decuplare a

rezistentei RE2.

Reactantele condensatoarelor sunt neglijabile la variatii XCi

≅0; ω-pulsatia semnalului.

Daca nu se aplica semnal la intrare, eg=0, nu se obtine semnal variabil nici la iesire, uies=0. In

acest caz, T lucreaza in PFS determinat de R1,R2, Rc, RE1, RE2, si Ec. Procedand ca in cursul anterior,

se poate calcula PFS ( =1mA,

=6V).

La variatii ne intereseaza urmatoarele marimi: rezistenta de intrare Rin, rezistenta de iesire Ries

si amplificarea de tensiune Au=uies/ui. Pentru a calcula aceste marimi, intocmim o schema echivalenta

pentru variatii. In acest sens tinem seama ca:

- rezistentele se comporta la fel in curent continuu si la variatii (c.a)-respecta legea lui

Ohm

- condensatoarele conteaza,practic, ca niste scurtcircuite la variatii (Xci≅0);

- sursa de tensiune continua conteaza ca scurtcircuit la variatii(∆Ec=0);

- tranzistorul conteaza la variatii prin schema sa pentru semnal mic.

SCHEMA ECHIVALENTA ESTE:

- reprezinta scurtcircuite, in locul condensatoarelor si sursei Ec.

- reprezinta schema echivalenta la var. a tranzistorului;

locurile unde sunt “vazute” Rin, Ries si Rintr

Eei

bi ci

eh11

*i

1R2R

1ER

CR

gR

gC iu

rRint

*u

iesu

SR

CR1R

1ER2R

VEC 12

2ER

2C1C

gR

iesuiu

gC

3CSR

inRiesR

Sursa de semnal amplificator sarcina

iesR


31

∙ ∙

≅ ∙

Exemplu: h21e=200; h11e = 5kΩ ⇒ Rintr = 5kΩ+200∙0,1kΩ = 25kΩ. Aproximare groba:

Rintr≅h21e∙RE1. Rin=R2 || R1 || Rintr = 16kΩ || 104kΩ || 25kΩ ≅ 9kΩ.

Amplificarea de tensiune:

−

≅− ∙ ∙

∙ ∙ ∙ ≅

− ∙

∙ −

Exemplu:

−

−

−

Semnul (-) arata ca uies este in antifaza fata de ui. Ca amplitudine, uies este de 25 de ori mai

mare.

|

(Explicatie: daca eg=0, rezulta ib=0 ⇒ ic=0 si curentul i* se inchide

doar prin Rc).

Se poate calcula si amplificarea fata de sursa de semnal, eg:

∙

∙

Dar

. Deci Aug=Au∙

Comentarii (v. pag. 89 si seminarul).


32

PRECIZARE IN LEGATURA CU PARAMETRII “h”

Comportarea ampificatorului la variatii s-a facut pe baza modelului in parametri h simplificat.

In cele ce urmeaza se considera un exemplu simplu pentru a evidentia modelul in parametri h

complet si pentru a justifica prin calcul neglijarea parametrilor h12e si h22e, in modelul simplificat.

Modelul in parametri h complet este descris de relatiile:

ube=h11e∙ib+h12e∙uce

ic=h21e∙ib+h22e∙uce

In circuitul alaturat, uBE, iB, iC si uCE au cate doua componente:

una constanta ( de exemplu , care tine de PFS) si una variabila

(de exemplu ube, care tine de semnalul ce trebuie amplificat).

Schema echivalenta pentru variatii se prezinta alaturat.

Pentru cei patru parametri consideram

valorile de catalog: h22e=18μS, h21e=220,

h11e=2,7kΩ, h12e=1,5∙10-4

. Cum 1/h22e =

1/18 μS≅55kΩ ⇒ (1/h22e) || Rc = 55kΩ || 2,5 kΩ =

2,39kΩ ≅ Rc.

Deci, h22e poate fi omis din schema fara a

face o mare eroare.

Consideram acum o variatie uce=1V≅h21e ∙ Ib∙Rc. Acum putem calcula variatia curentului

ib=uce/(h21e∙Rc)=1V/(220∙2,5kΩ)≅1,8μA. Se pot calcula acum cele doua componente ale variatiei ube. Prima parte este ib∙h11e=1,8μA∙2,7kΩ=4,86mV.

A doua, datorata “reactiei interne” a tranzistorului, este: h12e∙uce=1,5∙10-4∙1V=0,15mV. Deoarece

h12e∙uce<<ib∙h11e, putem neglija efectul lui h12e. Astfel, ube≅4,86V. S-ar putea calcula o amplificare a

circuitului:

≅

− ∙ ∙

∙ ≅ −

)10( VEC

CR

CIBI

CEu

BEu

k5,2

eh11

cee uh 12be ih 21

ci

eh22

1CR

ceu

bi


33

TRANZISTORUL: REGIMURI DE FUNCTIONARE SI CONEXIUNI

In functie de tensiunile care polarizeaza cele doua jonctiuni( JBE- jonctiunea baza-emitor; JBC-

jonctiunea baza-colector) se disting 4 regimuri de functionare ale tranzistorului. Aceste regimuri sunt

precizate in tabel, pentru un tranzistor npn.

Regimul de functionare UBE UBC Precizari

Activ normal >0 <0 JBE-polarizata direct

JBC-polarizata invers

Activ invers <0 >0 JBE-polarizata invers

JBC-polarizata direct

Saturat (Saturatie) >0 >0 JBE si JBC polarizate direct

Blocat (Blocare) <0 <0 JBE si JBC polarizate invers

Tot cu referire la un tranzistor npn, in figura se prezinta cele trei conexiuni in care poate fi montat

un tranzistor. Astfel, in functie de electrodul de referinta („comun” intre intrare si iesire) avem

conexiunea „Emitor Comun”(EC), „Baza Comuna”(BC) sau „Colector Comun”(CC). Cea mai

utilizata este conexiunea EC.

In toate conexiunile este valabila relata IE=IC+IB. In conexiunea EC, curentul de baza comanda

curentul de colector. Factorul de amplificare in curent

β=IC/IB se noteaza si cu βN, sau βF atunci cand

tranzistorul lucreaza in regimul activ Normal, adica in

conectare directa (Forward-direct). Cum s-a vazut,

acest parametru ia valori de ordinul sutelor.

In conexiunea BC curentul care comanda pe IC este

IE. Factorul de „amplificare” este in acest caz α=IC/IE

si ia valori usor subunitare: α=0,98†0,998. Pentru

regimul activ Normal zis si direct (Forward) se

folosesc si notatiile αN respectiv αF. Sunt usor de vazut

relatiile α=β/(β+1), β=α/(1-α). E usor de constatat ca

mici diferente in α corespund la mari diferente in β.

Astfel, α=0,98⇔β=49 iar α=0,998⇔β=499.

Asa cum se poate constata din graficul alaturat, factorul β este dependent de curentul de colector

IC (adica de PFS) dar si de temperatura. Valoarea maxima a lui β se constata la curenti =4†10 mA.

B

C

E E

CEU

CI

EI

BI

BEU

B B

CE

EBU CBU

CIEI

BI

BI

C C

B

E

BCU

ECU

EI

CI

CCBCEC

VUCE 1

][mAIC

010 110

C50

C25

C0

1

0

2


34

MODELUL EBERS-MOLL

Modelul Ebers-Moll exprima functionarea statica a tranzistorului bipolar in toate regimurile de

functionare. Aplicand principiul superpozitiei, se

exprima curentii la terminale in functie de tensiunile

arbitrare ale jonctiunilor. Curentii IEN si ICI sunt ai

celor doua jonctiuni functionand ca diode. Daca se

considera factorul tehnologic m=1, putem scrie:

IEN=IES[exp(

-1)] si

ICI=ICS[exp(

-1)].

In aceste relatii IES si ICS sunt curenti de saturatie ai jonctiunii de emitor respectiv de colector,

cand cealalta jonctiune este scurtcircuitata. Pe de alta parte, ICT si IET sunt curenti de transfer care

pornind de la una dintre jonctiuni, ajung la cealalta jonctiune:

ICT=αN∙ IEN, si IET= αI∙ ICI

αN(≅0,995 tipic) si αI(≅0,5 tipic) sunt factori de amplificare in curent pentru conexiune BC, in

regim activ Normal, respectiv Invers.

Este posibil sa exprimam curentii de transfer in functie de tensiunea aplicata jonctiunii de la care

ei provin:

ICT=ICES[exp(

)-1];

IET=IECS[exp(

)-1];

Din comparatia cu relatiile precedente rezulta:

ICES=αN∙IES;IECS αI∙ICS. In plus este valabila relatia ICES= IECS=IS.

Pe baza figurii si a relatiilor precedente, se pot scrie expresiile curentilor la bornele tranzistorului:

Aceste trei relatii sunt echivalente cu circuitul alaturat (modelul Ebers-Moll al tranzistorului). Cu

ajutorul acestor relatii se pot trasa caracteristicile tranzistorului in toate cele trei conexiuni.

Se mai pot observa urmatoarele relatii:

IE=IES[exp(

-)-1]- IECS[exp(

)-1] (1)

IC=ICES[exp(

)-1]- ICS[exp(

)-1] (2)

IB=IE-IC.

B B

CE CIEI

BI

'B

'BBR

E C

B

n n p

ETI CTI

CII

BI

CIEI

BCUBEU

ENI


35

Elementul RBB` din model tine seama de faptul ca intre baza externa (terminalul accesibil al

tranzistorului) si baza interna B` exista o rezistenta electrica.

Caracteristici statice curent-tensiune Caracteristicile de intrare si iesire in conexiunea BC se obtin din ecuatia (1) a modelului Ebers-

Moll: IE=f(UBE, UBC). In figura se reprezinta doua caracteristici din familie pentru UBC=0, respectiv

pentru UBC<<-UT. Caracteristicile de iesire pentru conexiunea BC tin de familia : IC=f(UBC, IE), in

care IE se ia ca parametru. Daca din relatia (1) se exprima [exp(

)-1] si se distribuie in (2)⇒

IC=

∙IE-ICS(1-

∙

)[exp(

)-1] sau IC=αN∙IE-ICS(1- αN∙ αI)[exp(

)-1] (3).

Pe baza ultimei expresii a lui IC, se pot reprezenta caracteristicile din figura, in regim activ normal,

UBC<<-UT, exp(

)≅0 si expresia lui IC

devine: IC=αN∙IE+ICB0 (4) unde ICB0≅ICS.

Ultima expresie arata ca la tensiuni -UBC mari,

IC e independent de UBC ⇒ caract. orizontale.

Limita dintre regimul activ si starea de blocare

corespunde conditiei UBE=0. Cand -UBC scade,

termenul exponential din expresia lui IC

conteaza tot mai mult si IC scade, la o valoare

data a lui IE. In functie de valoarea

parametrului IE, exista o valoare UBC>0

(-UBC<0) pentru care IC se anuleaza. In domeniul de blocare poate fi remarcata caracteristica pentru

IE=0 pentru care IC=ICB0.

Se poate defini si ca o caracteristica de transfer in conexiunea BC: IC=f(IE,UBC) in care UBC este

luata ca parametru. Din (3) se vede ca pentru UBC=0, IC= αN∙IE. In schimb, in regimul activ normal, la

UBC<<-UT, este valabila relatia (4), astfel ca la IE=0 ⇒ IC= ICB0. ICB0 se numeste curent rezidual de

colector (vezi pag.313) sau curent rezidual in conexiunea BC.

ESI

BEFU

EFI)( ECSI

TBC UU

Pentru

0BCU

Pentru

EI

BEU

⇒

−

−

⇒

−

−

998,0 499

5,0 1

Sat

ura

tie

ACTIV

0EI

0EI

BCU0CBI

0BEU

CI

BLOCARE


36

Caracteristicile de intrare in conexiunea EC au expresia generala IB=f(UBE, UCE) in care UCE

este luata ca parametru. Astfel, daca se scade (2) din (1) si se tine seama ca UBC=UBE-UCE, pentru

regimul activ normal (UCE>>UT) se obtine: IB≅IES(1- αN) exp

) ceea ce reprezinta caracterstica

unei diode.

Caracteristicile de iesire in conexiunea EC au expresia generala IC=f(UCE, IB) in care IB se

considera parametru. Calitativ, ele au fost prezentate in

legatura cu PFS. O expresie cantitativa a acestor

caracteristici se obtine daca in (4) substituim IE=IC+IB.

Rezulta IC=

∙IB+

=βN∙IB+ICE0 (5) unde ICE0 este

curentul rezidual in conexiunea EC iar βN- factorul de

amplificare.

Dupa (5), in regimul activ normal, caracteristicile ar

trebui sa fie paralele cu axa UCE. Practic se constata insa o

crestere a lui IC cu tensiunea UCE in special la curenti

mari(vezi fig. 3.7). Aceasta comportare se explica prin

efectul Early: cand polarizarea inversa a JBC creste,

regiunea de sarcina spatiala a jonctiunii se lateste, latimea

bazei scade si creste numarul purtatorilor care provenind din emitor difuzeaza in colector. Ca urmare,

IC creste.

Caracteristica de transfer in conexiunea EC, IC=f(IB, UCE), in care UCE=constant, este, conform

relatiei (5), o dreapta. Avand in vedere valoarea relativ mica a lui ICE0 aceasta dreapta trece prin

origine (vezi fig. 3.14). Trebuie inteles faptul ca relatia (5) reprezinta o dreapta doar daca

βN=constant. Dar, s-a aratat ca pentru un domeniu larg de valori ale lui IC, valoarea lui βN se modifica

substantial: la curenti IC mici, βN scade deoarece, procentual, numarul recombinarilor in baza creste,

iar la curenti mari, βN scade deoarece baza se comporta de parca ar fi mai puternic dopata decat este

in realitate (a se vedea in acest sens si comentariile la figura 3.14).

5,0

10

20

][ AIB

][VUBE

VPentruUCE 1

EI

CI

0CBI0BCU

Pentru

TBC UU

Pentru

Regimul

activ -normal

SA

TU

RA

TIE

BLOCARE

][mAIC

][VUCE

0BCU

0CEI

0CBI0

A5

A10

A15

AIB 20


37

In legatura cu curentii reziduali ICB0, ICE0 trebuie retinuta si puternica crestere o data cu cresterea

temperaturii jonctiunilor (a se vedea comentariile la figura 3.13 si figura B5.4).

][ AIB

][mAIC

Pentru

(T. in regimul activ-normal)


38

COMPLETARI PRIVIND TRANZISTORUL B

FUNCTIONAREA IN AFARA REGIUNII ACTIVE

Circuitul din figura permite saturarea tranzistorului ca si

functionarea lui in regiunea activa. Presupunem ca la inceput

RB=1,05MΩ (valoarea maxima). Rezulta IB ≅

≅

≅

Pentru β=200 ⇒ IC= β∙IB=1,8mA iar din ecuatia dreptei de sarcina,

EC=RC∙IC+UCE se obtine UCE=6,4V. In concluzie, JBE este polarizata

direct (UBE≅UBE0=0,6V) iar JBC este polarizata invers (UBC=UBE-

UCE=0,6V-6,4V=-5,8V). Deci, tranzistorul lucreaza in regiunea activa.

Sa scadem acum rezistenta RB. Ce se intampla?

IBICUCE iar PFS se deplaseaza in sus de DSS.

Limita regiunii de saturatie (hasura galbena) este atinsa cand UBC=0, adica atunci cand UCE=UBE.

Curentul de baza care duce PFS la limita regiunii de saturatie are

valoarea I ≅

. Acest curent corespunde

la RB=

≅376kΩ. Astfel, circuitul permite cresterea in

continuare a lui IB (prin scaderea lui RB) dar cresterile lui IC vor

fi tot mai mici (IC este limitat la valoarea 5mA). Rezulta ca in

regiunea de saturatie β este mai mic decat in regiunea activa.

Pentru o saturare profunda, se forteaza un curent de baza

IBSAT=(5†10) IBLSAT=(5†10)

. In aceste conditii la un

tranzistor cu Si, se obtin urmatoarele tensiuni tipice: UCEsat=0,2V;

UBEsat=0,7V; UBCsat=0,5V.

La un tranzistor cu Ge, lucrurile se petrec la fel, dar tensiunile

tipice regiunii de saturatie sunt mai mici: UCEsat=0,1V;

UBEsat=0,3V; UBCsat=0,2V.

In continuare urmarim functionarea tranzistorului in regiunea

de blocare. Un circuit care permite blocarea tranzistorului se

prezinta in figura.

Sursa EB are polaritatea astfel aleasa incat sa poata polariza invers JBE (adica sa asigure UBE<0).

Cealalta jonctiune, JBC era polarizata invers si in regiunea

activa (UBC<0), datorita sursei EC.

Din figura se observa ca la curentul IB=0, tranzistorul este

inca in regiunea activa. Valoarea lui IC pentru IB=0 se

noteaza cu ICE0. Limita regiunii de blocare corespunde la

UBE=0, cand IE=0 si dinspre C spre B circula curentul

IC −IB=ICB0. Se dovedeste ca ICE0=β∙ICB0, astfel incat pentru

ICB0=10mA, si β=200, rezulta ICE0=2μA (valori tipice).

BRCR

CE

)10( V

k50

k10

BI

CI

0BCU

4,6

8,1

5

V10 ][VUCE

][mAIC

BSatI

BLSatI

Regiunea Activa

PFS

CE

CR

CIBRBI

BE

0CBI k2

M10EI

0CEC II

0CEC II

Regiunea activa

][mAIC

][VUCE

0BI

0CEI


39

Conditia de blocare profunda a tranzistorului este UBE = -0,1V. Din circuit se poate scrie relatia:

EB=-UBE+ICB0∙RB.=-(-0,1V)+10nA∙1MΩ=0,11 V.

Se vede ca o tensiune foarte mica asigura blocarea tranzistorului. Exista insa un risc: curentul ICB0

isi dubleaza valoarea la fiecare crestere a temperaturii cu 18oC. Ca urmare, pentru EB fixat, o data cu

cresterea temperaturii, tensiunea UBE poate deveni nula sau chiar pozitiva, astfel incat tranzistorul

paraseste regiunea de blocare si intra in regim activ.

COMUTAREA TRANZISTORULUI BIPOLAR

In circuitele de comutare, tranzistorul functioneaza fie blocat,

fie saturat, cu treceri rapide prin regiunea activa. Pentru

exemplificare consideram circuitul care implementeaza functia

de inversor.

Cand uA≅EC=5V, tranzistorul este saturat uY =UCesat ≅0,2V

≅ 0 . In schimb, pentru uA=0V, tranzistorul este (aproape)

blocat; IC≅0 si uY=UCE≅EC=5V.

Se observa ca valorile 1 si 0 logic nu sunt

reprezentate prin valori unice de tensiune ci

prin benzi continue de tensiuni. Banda de

valori care-l reprezinta pe 1 logic include si

toleranta sursei EC. Cu aceste precizari,

circuitul asigura pentru 1 logic la intrare, 0

logic la iesire, iar pentru 0 logic la intrare, 1 logic

la iesire. Denumirea de inversor e justificata.

Ne intereseaza comportarea dinamica a

inversorului, adica trecerea din blocare in

saturatie, si revenirea din saturatie in blocare a

tranzistorului. Presupunem ca la momentul t=0 se

aplica la intrarea circuitului un salt de tensiune

care determina trecerea curentului iB de pe

valoarea –IB2 pe valoarea IB1: injectarea curentului

iB=IB1 in baza nu determina cresterea imediata a

curentului de colector.

Daca se noteaza cu ICS curentul de colector in

regim saturat, se poate defini timpul de intarziere,

ti scurs din momentul aplicarii comenzii de

comutare directa (t=0) pana in momentul cand

iC(t)=0,1∙ICS. Acest timp este necesar pentru incarcarea capacitatilor de bariera Cbc si Cbe, dar si

pentru ca purtatorii de sarcina injectati in baza sa ajunga in colector. Deoarece Cbe se incarca peste RB

)5( VEC

kRC 3

CI kRB 15

BI

Yu

Au

CEU

Banda de valori pentru 0 logic

Banda interzisa

Banda de valori care-l reprezinta pe 1 logic

Bi

1BI

2BI

t0t0

)(tiC

t

St

Ct

rt

it

CSI

CSI9,0

CSI1,0


40

iar Cbc se incarca peste RB si RC, timpul de intarziere (delay-time, td) are expresia:

ti(=td)≅RB∙Cbe+(RB+RC)∙Cbc.

Valoarea tipica a lui ti este de cateva ns (1†10ns).

Timpul necesar cresterii curentului de la 0,1ICS la 0,9ICS se numeste timp de ridicare (rise-time), tr.

In acest interval de timp tranzistorul lucreaza in regim activ. Expresia analitica a lui tr se obtine

folosind modelul de control prin sarcina a tranzistorului. Se obtine: tr= r∙ln

unde m=β∙IB1/ICS>1

este un factor de spracomanda a intrarii in saturatie. Se vede ca tr creste daca IB1 creste (saturarea e

mai profunda). r este o constanta de timp care depinde de Cbc, de durata de viata a purtatorilor

minoritari din baza, etc. Valoarea tipica a lui r este de (20†30)ns. Suma tcd=ti+tr se numeste timp de

comutare directa.

Dupa ce se da comanda de blocare (iB trece de la valoarea IB1 la valoarea –IB2), curentul iC ramane

inca la nivelul ICS pana cand este executata sarcina in exces stocata in regiunea bazei. Intervalul

corespunzator este numit timp de stocare, ts. Orientativ acesta are valori de (60†80)ns ⇒(Storage-

time).

Dupa ce curentul ic incepe sa scada, se defineste timpul de cadere, tc (fall-time). Pentru acesta se

obtine expresia: tc= r∙ln

, unde k= ∙IB2/ICS este un factor de comanda la blocare. Tipic, acest

timp este de ordinul zecilor de ns. Impreuna, ts+tc=tci reprezinta timpul de comutare inversa. Este de

retinut ca tci>>tcd.


41

TRANZISTOR CU EFECT DE CAMP

TEC sau FET ( Field-Effect-Tranzistor)

-sunt dispozitive unipolare- in functionarea lor intervine un singur tip de purtatori de sarcina.

-sunt comandate in tensiune (curentii de intrare sunt, practic, nuli); au impedanta mare de intrare.

-se pot folosi ca rezistente comandate in tensiune.

-au o tehnologie mai simpla si permit o densitate mai mare de integrare (memorii,

microprocesoare)

TEC cu structura MOS (Metal-Oxid-Semiconductor) sunt foarte sensibile (pot fi distruse prin

atingere).

Clasificare:

- TEC-J (JFET) – tranzistoare cu poarta - jonctiune cu canal n sau cu canal p.

- TEC-MOS(MOSFET) – tranzistoare cu poarta izolata cu canal indus (n,p) sau initial

(n,p).

TEC-J CU CANAL “N” G (gate = grila) – poarta;

D (drena) – colecteaza (dreneaza) purtatorii;

S (sursa) - furnizeaza purtatori de sarcina care in cazul canalului de tip n sunt electroni.

Deoarece grila este negativata fata de sursa (UGS 0) jonctiunile pn sunt polarizate invers si in

jurul lor se creaza zone saracite in purtatori. Deplasand cursorul potentiometrului RP in sus,

negativarea creste si canalul se ingusteaza pana la strangularea lui completa. Odata cu negativarea tot

mai puternica a portii, curentul de drena ID (care are sensul contrar deplasarii electronilor) se tot

micsoreaza pana la anulare. In felul acesta tensiunea de intrare UGS 0 controleaza curentul ID. pentru

a atrage electroni, drena este la un potential mai mare decat sursa (UDS 0).

D

S

Gp ppR

GEDE

DR

DI

GSU


42

Simboluri de circuit

Sensul sagetii din simbol precizeaza tipul canalului (si al tranzistorului). Se observa ca tensiunile

UGS, UDS si curentul ID au semne contrare penteu cele doua tipuri de tranzistoare. Deoarece

jonctiunile sunt polarizate invers, curentii de grila sunt practic nuli.

Caracteristicile de drena. Caracteristica de transfer

ID=f(UDS, UGS)

UGS - se ia ca parametru, caracteristica de drena

R.Lin – regiunea lineara (ID≅k∙UDS)

R.SAT – regiunea de saturatie – caracteristicile sunt, practic orizontale (independente de UDS)

De remarcat:

- La UGS=VP canalul este strangulat si ID=0

- La UGS=0 ⇒ ID=IDSS (valoarea maxima)

Caracteristica de transfer poate fi aproximata cu relatia:

∙ ( −

)

Din punct de vedere matematic, relatia ID=f(UGS) (pentru UDS = constant si in regiunea de

saturatie) are doua ramuri. Doar ramura cu UGS intre 0 si VP este realizabila fizic.

][mAID

][VUGSPV V3 V2 V1

constUDS 0

Ramura fizic imposibila

DSSIR. Sat.

V3

V2

V1

0GSU

][mAID

][VUDS

R.Lin

5

5

10

10

PGSDSsat VUU constU DS

PV

D

G

SGSU

DSU

D

G

SGSU

DSU

Canal de tip n Canal de tip p


43

Aplicatie:Amplificator cu TEC-J

Parametrii tranzistorului:

VP=-4V;

IDSS=8mA;

Tensiuni si rezistente:

EP=30V;

ES=-6V;

RG=10MΩ,

RD=10kΩ;

RS=4kΩ;

)In curent continuu:

Determinam PFS, adica ( ,

, ).

Presupunem ca tranzistorul lucreaza in

regiunea de saturatie astfel ca putem folosi, ca

o prima ecuatie, expresia caracteristicii de transfer. A doua legatura intre ID si UGS, inlocuiesc

tensiunile in [V], curentii in [mA] si rezistentele in [kΩ]. se obtine sistemul:

∙ ( −

− )

− − − ∙ ∙

Din rezolvarea sistemului se obtine o solutie corecta

− si una falsa

.

Solutia corecta se recunoaste prin faptul ca VP UGS0 0. In schimb, la solutia falsa UGS

0=6V-

3,1mA∙4kΩ ≅ - 6V VP.

Tensiunea UDS0 poate fi aflata din ecuatia:

=ED-RD∙

-RS∙ -ES=30V-10kΩ∙2mA-4kΩ∙2mA+6V=8V. solutia completa este (2mA, -2V,

8V).

Verificam daca presupunerea ca tranzistorul lucreaza in regiunea de saturatie este corecta (altfel

calculele nu ar fi valabile). La limita regiunii de saturatie, UDSsat=UGS-VP. pentru caracteristica pe

care se afla PFS calculat, putem scrie UDSsat=-2-(-4)=2V. evident, =8V UDSsat.Deci presupunerea

initiala a fost justa si PFS este corect calculat.

( )In curent alternativ:

Comportarea la variatii a amplificatorului poate fi analizata pe baza schemei echivalente:

Sei

G D

gsU

*i

GR

SR

DRinu iesu

inR iesR

gsm Ug

DE

1C

DR

2C

SRGR

G

S

D

inu

iesu

SE

DI


44

Transconductanta gm se determina din expresia caracteristicii de transfer:

gm

∙

( −

)

∙ I ∙ √

∙ √ ∙

In exemplu, rezulta: gm −

∙ √ ∙ 2

Se obtin valorile: Rin=RG=10MΩ (foarte mare, acesta e principalul avantaj al amplificatorului cu

TEC).

Ries=

|

Au

∙ ∙

∙ ∙

∙

∙

∙

∙ − .

Amplificarea de tensiune este mica deoarece gm este mica (in comparatie cu valorile uzuale

pentru tranzistor bipolar).

TEC MOS cu canal indus de tip “p”

Structura TEC MOS din figura arata ca intre zonele de tip p

care formeaza sursa (S) si drena (D) nu exista in momentul

initial, un canal. Daca insa negativam grila, o parte din golurile

existente in substratul de tip n vor fi atrase pe cealalta parte a

substratului de oxid izolator si canalul astfel indus va permite

trecerea curentului. Fiind un curent de goluri, ID are semnal de la

sursa la drena.

Simbol de circuit

D

G

SGSU

DSUB

G DS

B

pp

substratn

Oxizi,

strat

izolator


45

Pentru a atrage golurile, drena trebuie sa fie negativizata fata de sursa (UDS 0). Cu cat

negativizarea grilei este mai puternica (UGS 0) cu atat canalul indus este mai larg si ID este mai mare

pentru UDS dat. Ca si la TEC-J, in planul caracteristicilor de drena se pot distinge doua regiuni: o

regiune liniara in care ID depinde si de UDS si de UGS, conform relatiei: ID=K[2 (UGS-VP) – UDS –

UDS2]

O regiune de saturatie in care curentul ID depinde, practic, doar de UGS conform relatiei:

ID=K(UG-VP)2 pentru |UGS| VP

Reprezentarea grafica a ultimei relatii este numita caracteristica de transfer. Deoarece pentru

inducerea canalului, trebuie indeplinita relatia

UGS VP (tensiunea de prag), numai una din cele

doua ramuri ale parabolei este fizic realizabila.

Parametrul K este dependent de tehnologie:

K=(1...10)mA/V2.

Relatiile precedente sunt valabile si pentru un

TEC-MOS cu canal indus de tip „n‟ cu precizarea

ca tensiunile si curentii au sensuri schimbate.

Simbolul de circuit si caracteristica de transfer se

prezinta alaturat. Ramura fizic realizabila a

parabolei (pentru care se creaza canalul intre drena

si sursa corespunde pozitivizarii grilei peste nivelul

tensiunii de prag: UGS VP.

Observatie: pentru TEC-MOS cu canal initial vezi pagina 119.

Aplicatie: amplificator cu TEC-MOS (p. 123 problema 4.2.1).

Parametrii tranzistorului VP=3V, k- nu se da, dar se stie ca la =6V, curentul de drena este

=10mA. Rezistentele au valori din figura (remarcati valoarea intensa a lui RG – in scopul cresterii

rezistentei de intrare). Tensiunea de alimentare: ED=30V

][mAID

][VUGSPV V3 V2 V1

constUDS 0

Ramura fizic imposibila

R. Sat.

V4

V6

V8

VU GS 10

][mAID

][VUDS

R.Lin

5

5

10

10

PGSDSsat VUU constU DS

][mAID

][VUGSPV2 6

constUDS 0

G

S0GSU

0DSU

B

D


46

In curent continuu:

Determinam PFS al tranzistorului ( ,

, ). Mai intai calculam valoarea parametrului

K

≅1,1 mA/V

2. Desi RG este foarte mare, pe ea nu apare cadere de tensiune deoarece

curentul de grila este nul.

Ca urmare,potentialul grilei, VG depinde doar de difuzorul de tensiune (RG1, RG2):

VG=ED

Acum putem exprima tensiunea UGS=VG-VS=VG-ID∙RS.

Cea de-a doua ecuatie este reprezentata de caracteristica de transfer ID=k(UGS-VP)2. Daca se

elimina UGS intre cele doua ecuatii iar tensiunile se inlocuiesc

in [V] si rezistentele in kΩ rezulta o ecuatie pentru ID in [mA]:

10 ID2-169ID+640=0. Solutia adevarata este ID

0=5,73mA

(ID=11,17 este o falsa solutie deoarece pentru acest curent ar

rezulta UGS=11V-1kΩ∙11,17mA=-0,17V VP=3V). deci,

=11V-1KΩ∙5,73Ma=5,27

=ED- (RD+RS)=7V. in

figura alaturata este reprezentata dreapta de sarcina si PFS

calculat.

Se verifica faptul ca =7V UDSsat=5,27V-3V=2,27.

In curent alternativ:

Comportarea amplificatorului la variatii se analizeaza pe baza schemei echivalente:

DE

1C

DR

2C

SR

MRG 10

kRG 191

kRG 112

k3

k1

G

S

D

inuiesu

][VUDS

][mAID

mAID 73,50

DSSDDD URRIE )(

VUDS 70

Ecuatia dreptei de saracina


47

Ca si in cazul TEC-J, transconductanta gm se determina ca panta caracteristicii de transfer in

PFS:

gm

2K(UGS-VP)=2K∙√

=2√

cu valorile din acest exemplu, rezulta gm~5 mA/V. Acum, se poate calcula valoarea amplificarii:

Au

∙

∙ =-2,5.

Ca si pentru amplificatorul cu TEC-J, Au este mica.

Marele avantaj al acestui amplificator este rezistenta de intrare:

Rin=

=RG+RG1||RG2=RG=10MΩ.

Aceasta inseamna ca pentru uin cu amplitudinea de 1V, curentul iin abia atinge amplitudinea de

0,1µA..

Ries

|

RD=3kΩ

S

G D

gsU

*i

GR

SR

DRinu iesu

inR iesR

gsm Ug

1GR2GR


48

E

BV

BC

n

BIGE

Nivel donor

DISPOZITIVE OPTOELECTRONICE

In optica, oscilatiile sunt definite prin lungimea de unda si prin frecventa ∙ ∙

.

Undele radio, microundele, domeniul optic, razele X si razele gamma sunt unde electromagnetice.

Viteza de propagare a undelor electromagnetice in vid este c=

√ ∙ in care si sunt

permitivitatea, respectiv permeabilitatea magnetica a vidului. Domeniul optic cuprinde frecventele si

lungimile de unde din figura:

Ochiul uman percepe violetul la un capat de scala (≅0,43μm) si

rosul la celalalt (≅0,68μm). Dispozitivele optoelectronice sunt prevazute cu lentila.

Confectionate din sticla, plastic sau alte materiale transparente,

acestea au rolul de a focaliza sau de a imprastia razele de lumina.

In optica se foloseste unghiul solid (vezi figura). Unghiul solid

corespunzator unui obiect O, se defineste ca Ω=

unde S este

suprafata delimitata de conul cu varful in centrul C si sprijinit pe corpul O. Unghiul solid se masoara

in steradian [sr] si poate lua valori intre 0 si 4 .

Intensitatea unei surse punctiforme se masoara in candele [cd] sau lumeni/steradiani(1cd=1lm/sr)

Intensitatea unei surse extinse se masoara in [lm/cm2]: BL=

, unde [lm] reprezinta fluxul

luminos iar S [cm2] este suprafata radianta.

DIODA ELECTROLUMINISCENTA(LED)

Denumirea LED este acronimul expresiei “Light Emitting Diode”si desemneaza diodele care

daca sunt strabatute de curent, emit radiatie luminoasa de o anumita culoare. Pentru explicarea

acestei comportari se foloseste teoria benzilor (zonelor) energetice.

Dintre numeroasele benzi permise si interzise ale corpului solid, pentru

tehnica electronica doua sunt importante: Banda de Valenta (BV)

corespunzatoare electronilor de valenta – cei mai indepartati de nucleu-

si banda de conductie (BC). BV si BC sunt separate printr-o banda

interzisa (BI). Prin introducerea unor impuritati in semiconductor, se

pot crea niveluri energetice in interiorul BI. Impuritatile care cedeaza

electroni in BC se numesc donoare si semiconductorul rezultat este de

tip n (vezi figura).

Impuritatile care accepta electroni din BV generand acolo goluri,

se numesc acceptoare si semiconductorul rezultat este de tip p.

La revenirea unui electron din BC in BV este emis un foton (cuanta

THz60000THz769THz400GHz75

IR Vizibil UV

smc /103 8

)()5( nm)39,0( m)75,0( m)4( mm

C

RS


49

de lumina). Frecventa si lungimea de unda ale radiatiei emise, depind de saltul energetic ce

caracterizeaza tranzitia electronului din BC in BV: ∙ ∙

.

∙ =h∙

⇒ λ=

∙

- -Lungimea de unda

- h - Constanta lui Planck (6,626∙10-34

Js)

- - Intervalul (saltul) energetic

- - viteza luminii

Exemplu: aliajul GaAsP prezinta o banda interzisa de EG=1,9 eV. (1eV=1,6∙10-19

J reprezinta

energia pe care o castiga un electron care strabate o

diferenta de potential de 1V). Banda radiata se va situa intre

640 †700 nm. Daca lungimea de unda centrala λ0=650nm

culoarea va fi rosie. Pentru λ0=610 nm culoarea va fi

galbena.

Caracteristica spectrala (tipica) a radiatiei emise, se

prezinta in figura. Banda la 3dB se defineste la o scadere a

fluxului luminos la jumatate din valoarea maxima. Fluxul

luminos se defineste prin puterea (energia in unitatea de

timp) ce strabate o anumita sectiune:

10log

−10∙log2≅-3dB; B3dB=λ2−λ1≅5%∙ λ0

Diodele laser au o caracteristica spectrala ingusta, tipic de doar cativa nm.

Caracteristica tensiune-curent a LED seamana cu cea a diodelor cu Ge si Si dar caderea de

tensiune directa depinde de latimea benzii interzise (de culoarea radiatiei emise). Valoarea curentului

direct IF, este de (0,1†5)mA la LED mai noi si de (5†20)mA la cele mai vechi.

Pentru a mari stralucirea unui LED, acesta poate fi comandat si cu impulsuri de curent. In acest

caz, IFmed= ∙IFmax, unde ON/T este factorul de umplere al secventei de impulsuri. Pentru ca LED

sa nu se distruga, se cere indeplinita conditia IFmed IFnominal.

T

ONT OFFT ONTmaxFI

FmedI

t

][mAIF

V1 V7,1 V2 V3

][VUF

][mAIF

VV 5...2

eStrapunger

SiGeRosu Oranj Verde Albastru

][nm

][W

max

2

max

1 0 2

)3( dB


50

Circuite simple cu LED-uri

In circuitul de semnalizare alaturat, LED-ul lumineaza la inchiderea

intrerupatorului K (o usa, contact cu lichid, etc.). Cunoscand IF (1…5mA) si UF (1,2

… 3,5V in functie de culoare), se poate calcula rezistenta de limitare R=(EC-UF)/IF.

In circuitul alaturat, tranzistorul functioneaza ca

sursa de curent constant, si comanda n LED-uri. Se

observa ca IF=IC≅IE=

.

RB trebuie sa asigure curentul necesar pentru ca

DZ sa stabilizeze: IZ≅

10mA.

Pentru ca tranzistorul sa nu intre in saturatie

trebuie sa se asigure UCE UCEmin≅1V. De aici rezulta

numarul de diode care pot fi comandate cu acest

circuit: EC n∙UF+UCEmin+UE, unde n

.

Circuit de afisare comandat dintr-o iesire logica (TTL):

R

2R

1R

kRR 121

CE

)(TTL

K

AA K

Vedere laterala (stanga) si

de jos a unui LED

Tesitura pentru

marcarea catodului

Simbol STAS

Simboluri grafice (de circuit) pentru LED-uri

Simbol ORCAD

FU

R

CE

K

FI

FU

FICEU

1D

nD

BR

DZER EU

CE


51

Optocuplorul

Optocuplorul este un dispozitiv care realizeaza separarea galvanica intre un circuit electric numit

transmitator (Tx) si altul numit receptor (Rx). Prin “separare galvanica” se intelege faptul ca intre Tx

si Rx nu exista o cale de curent, nici in curent continuu, nici in curent alternativ. Aceasta separare este

utila in multe aplicatii. Cateva exemple:

- in electronica de putere se separa partea de forta de partea de comanda si semnalizare;

- in electronica medicala se separa galvanic senzorii aplicati pe corpul pacientului de eventualele

tensiuni periculoase pentru acesta;

- in domeniul comunicatiilor se separa liniile dintre emitor si receptor, etc.

Fata de transformatorul de tensiune care, si el, realizeaza o separare galvanica, optocuplorul are

avantajul miniaturizarii si faptul ca semnalul se transmite intre Tx si Rx atat in curent alternativ cat si

in curent continuu. La transformator cuplajul se face prin campul magnetic variabil (in curent

alternativ) iar la optocuplor transmiterea semnalului intre Tx si Rx se realizeaza prin fluxul de lumina

constant (in curent continuu) sau variabil (in curent alternativ).

In alegerea sursei de lumina si a elementului fotosensibil se tine seama de spectrul sursei si de

curba de sensibilitate a fotodetectorului. In cazul nostru, spectrul radiat si curba de sensibilitate au

maximul la aceeasi lungime de unda, 0 (vezi figura). O alta cerinta de compatibilitate intre sursa si

detector este ca timpii lor de comutatie sa aibe valori apropiate sau de acelasi ordin de marime.

Fotoemitatorul cel mai folosit este LED-ul. Pe post de fotodetector se folosesc uzual fotodiode

sau fototranzistoare. Mai rar ca elemente fotosensibile se pot folosi si fotorezistente, fotoFET-uri,

fototriace sau fototiristoare.

Simbolul grafic al optocuplorului cu LED si fotodioda se prezinta alaturat. Optocuplorul LED-

fotodioda este cel mai rapid (frecventa de taiere maxima ≅100Mhz) fotodioda lucreaza cu detector de

lumina (in cadranul III). Fotocurentul IFD generat de ea este mic (µA) si trebuie amplificat.

LED

LI FDI

optocuplor

FOTODETECTOR

S,

][nm0

Curba de

sensibilitate

Spectrul

emitatorului


52

Simbolul de circuit al optocuplorului LED-fototranzistor se prezinta in figura.

Poate fi un optocuplor cu baza fototranzistorului accesibila sau inaccesibila. Cel cu baza

accesibila mai larga. Fata de optocuploarele cu fotodioda, cele cu fototranzistor au avantajul unui

fotocurent mai mare (fototranzistorul amplifica), dar au si dezavantajul ca lucreaza la frecvente mult

mai mici.

Se mentioneaza varianta constructiva de optocuplor cu

apertura (fotointrerupatorul) la care o parte a caii optice este

accesibila utilizatorului. Deschiderea aperturii este de 2…3

mm. Se utilizeaza ca traductoare de pozitie pentru obiecte

aflate in miscare de translatie sau de rotatie. Se aplica de

exemplu in mouse, imprimanta, s.a.

Optocuploarele pot fi privite ca amplificatoare de curent. Factorul de transfer in curent (current

transfer rate), CTR se defineste, ca in figura:

L

C

I I

ICTR

L

lim

0

Caracteristica IC=f(IL) are o portiune liniara, pe care se poate defini, ca raport de variatii, CTR.

Uzual IL ia valori de ordinul m. Asadar exista si optocuploare care lucreaza la curenti de ordinul

zecilor de mA. Daca la primele optocuploare CTR are valori de 0,01†0,1, in prezent CTR are valori

uzuale de ordinul miilor (103), la frecvente de taiere de ordinul MHz.

Aplicatie: optocuplor pentru cititor de banda perforata. In momentele in care banda perforata

obtureaza calea optica (IF≅0), in sensul ca prin fototranzistor trece doar curentul de intuneric), prin

LED circula curentul I

2,45 mA

CI

LI

LI

CI

saturatie(Fotocurentul,

in general)

LI FDI LI FDI

CI

LED FOTODETECTOR


53

S-a presupus ca pe LED apare o cadere de tensiune de 1,6V (culoare rosie).

Cand insa, banda perforate permite iluminarea fototranzistorului, prin acesta va trece un curent

important. Presupunand ca tranzistorul iluminat se satureaza, putem scrie:

IF

24,5 mA.

Astfel, cand tranzistorul este iluminat, curentul total prin LED este:

IL=I+IF=2,45+24,5=26,95 mA

Tensiunea Uies este o reprezentare a secventei de perforatie, luand valori 0V si RE∙IF = 330Ω ∙

24,5 mA= 8V (secventa de 0 si 1 logic).

Dispozitive fotodetectoare

La baza functionarii dispozitivelor fotodetectoare sta efectul

fotoelectric intern adica trecerea electronilor din zona de valenta in zona

de conductie, sub actiunea luminii absorbite. Pentru aceasta este necesar ca

fotonii sa aibe energia h ∙ EG. Tinand seama ca ∙ =c, rezulta o

limitare superioara a lungimii de unda a luminii incidente. De exemplu, la

Si EG=1,106 eV⇒ 1,1 µm. simultan cu absorbtia unei cuante de lumina, se cedeaza o pereche electron-gol (vezi figura).

Fotorezistenta este un dispozitiv fotodetector semiconductor nepolar bazat pe fenomenul de

fotoconductivitate (cresterea cunductivitatii unui semiconductor ca urmare a iluminarii lui). Este un

element pasiv, fara jonctiune. Se utilizeaza materiale semiconductoare adaptate la lungimea de unda

a radiatiei de detectat: CdS, CdSe, ZnS. Fotorezistentele au o buna sensibilitate (pot fi utilizate la

iluminari mici) dar prezinta o inertie (zecimi de secunda) care face dificila urmarirea variatiilor

rapide ale iluminarii.

t

][Vuies

8

perforatie

DU CEU

ER

R

VE 10

k330

k3,3

LI

iesu

FI

Ban

da

per

fora

ta

h

BC

BV

GE


54

Fotodioda si celula solara

Structura unei fotodiode se prezinta in figura, cu evidentierea mecanismului de generare a diodei.

In stratul p+ (puternic dopat cu goluri, p), sub efectul unei radiatii cu mic (albastru), se creaza

perechi electron-gol. In regiunea de sarcina spatiala (saracita in purtatori) are efect radiatia cu

mediu (rosu).

In stratul n- (puternic dopat cu electroni, n), actioneaza radiatia cu mare (IR). Campul electric

intens din regiunea sarcinii spatiale duce la deplasarea golurilor spre zona p+ si a electronilor spre

stratul n-. Acesti purtatori generati datorita iluminarii pot produce un curent extern (fotocurent), IP.

De observat ca IP circula ca un curent invers prin dioda. Ecuatia fotodiodei se obtine daca din

curentul normal al unei diode se scade fotocurentul IP datorat iluminarii:

I=IS[exp(

)-1]-IP

Nivelul de iluminare poate fi masurat in [W/m2] sau in Lux [lx]. Daca jonctiunea pn lucreaza in

cadranele I sau III, se va numi fotodioda, iar daca e utilizata in cadranul IV se va numi celula solara.

De obicei fotodioda lucreaza polarizata invers. Fara iluminare, prin ea trece un curent infim, I0

(curentul de intuneric). Curentul invers creste cu incidenta luminoasa.

Pentru cadranul IV exista doua situatii limita: RS= ⇒ lucrand in gol, celula solara furnizeaza o

tensiune Ug. Cand RS=0, celula furnizeaza curentul de scurtcircuit ISC=Ip (pentru iluminarea data). In

general, conectata in paralel cu o rezistenta Rs finita, dioda furnizeaza pe aceasta o putere

fotoelectrica (aria hasurata din figura).

SR/1)0( SSC RI

0E

0E

RU

RI

)( SG RU

U

I

0I

mic.

mediu.

mare.

)(IR p n n

IDU


55

Celulele solare de suprafata mare sunt prevazute cu contacte

metalice subtiri pentru a facilita o iluminare cat mai eficienta. Suprafata

iluminata e prevazuta cu straturi antireflexie. Puterea furnizata este data

de iluminare, de caracteristica diodei si de punctul de functionare ales

in cadranul IV.

Dioda PIN functioneaza ca si fotodioda dar la parametri superiori:

timpi de comutare mai redusi, tensiuni inverse mai mici, sensibilitate

mai ridicata, liniaritate mai buna a caracteristicii Ip=f( ).

Solutia tehnologica sa asigure aceste imbunatatiri este interpunerea

intre stratul p+

si stratul n- a unei regiuni de rezistivitate foarte mare

(regiune intrinseca, strat I).

Fototranzistorul corespunde functional unei fotodiode cu amplificator incorporat. Ca urmare,

sensibilitatea fototranzistorului este de sute de ori mai mare decat a fotodiodei. Structura

dispozitivului se prezinta in figura.

Contactele bazei (poate sa lipseasca) si emitorului sunt astfel facute incat sa existe o deschidere

cat mai mare pentru radiatia incidenta. Jonctiunea BC are suprafata mare si este polarizata invers.

Perechile electron-gol formate prin absorbtie fotonica se vor separa: golurile vor difuza spre E iar

electronii spre colector.

Curentul de colector are expresia IC=(1+ )∙Ip, unde Ip este fotocurentul iar este

factorul de amplificare in curent. In planul caracteristicilor de iesire, parametrul iluminare tine locul

curentului de baza. Fototranzistoarele sunt dispozitive mai lente decat fotodiodele si de aceea se

utilizeaza doar pana la frecventa f 100 kHz.

Observatie: unitatea de iluminare numita Lux [lx] corespunde unui flux luminos de 1 lumen

repartizat uniform pe o suprafata de 1m2.

lx1000

][mAIC

][VUCE

lx300

lx100

lx30

10 20 30 40 50

210

110

010

110 lx3000

E

E Bn

n

Emitorul

colectorulmetal

pBaza

Lumina

RU

RI

SR


56

Aplicatie: controlul curentului printr-un tranzistor cu ajutorul unei fotodiode.

Cand fotodioda este iluminata, curentul de colector al tranzistorului este mare si tensiunea de

iesire este scazuta. In lipsa iluminarii tranzistorul este blocat si tensiunea de iesire este aproximativ

egala cu tensiunea EC. Fata de fototranzistoare, fotodiodele au tolerante mai mici ale fotocurentului

deoarece nu intervine factorul aleator . In plus, caracteristica Ip=f(ɸ) este mai lineara la fotodiode.

De aceea combinatia fotodioda-amplificator cu tranzistor este preferabila utilizarii unui

fototranzistor.

Aplicatie: releu comandat de fototranzistor

Fototranzistoarele admit curenti de colector suficient de mari

pentru ca sa poata comanda relee cu curenti de anclansare relative

mici. La iluminarea tranzistorului, releul din figura se anclaseaza.

Cand iluminarea dispare si curentul de colector scade brusc, la

bornele bobinei releului apare o tensiune indusa care poate distruge

fototranzistorul. Dioda D inlatura acest risc prin faptul ca limiteaza

tensiunea din colectorul tranzistorului (UCE) la valoarea EC+UD=24

V+0,6 V≅24V.

CR

iesire

CE

)24( VEC

D

mAIC 5

Documents

Dispozitive Electronice si Optoelectronice