Praca dyplomowa magisterskadydaktyka:mateusz_zaborski_mgr.pdf · Praca dyplomowa magisterska Dopasowanie i analiza charakterystyk ﬁltru napiecia˛ sieciowego do zastosowan przemysłowych´

AKADEMIA GÓRNICZO-HUTNICZA IM. STANISŁAWA STASZICA W KRAKOWIE

WYDZIAŁ INFORMATYKI, ELEKTRONIKI I TELEKOMUNIKACJI

KATEDRA ELEKTRONIKI

Praca dyplomowa magisterska

Dopasowanie i analiza charakterystyk filtru napiecia sieciowego dozastosowan przemysłowych

Autor: Mateusz ZaborskiKierunek studiï£¡w: Elektronika i TelekomunikacjaOpiekun pracy: dr inz. Jakub Gałka

Kraków, 2016

Oswiadczam, swiadomy(-a) odpowiedzialnosci karnej za poswiadczenie nieprawdy, zeniniejsza prace dyplomowa wykonałem(-am) osobiscie i samodzielnie i nie korzystałem(-am)ze zródeł innych niz wymienione w pracy.

Autor pracy pragnie serdecznie podziekowacdr Jakubowi Gałce za poswiecony czas, PanuJackowi Sokołowskiemu za udostepnienie tematupracy oraz dr Cezaremu Workowi za pomoc me-rytoryczna i udostepniony sprzet.

Spis tresci

1. Wprowadzenie ................................................................................................................................ 9

1.1. Cele pracy .............................................................................................................................. 9

1.2. Zakres Pracy .......................................................................................................................... 9

2. Kompatybilnosc elektromagnetyczna .......................................................................................... 11

2.1. Normy zharmonizowane........................................................................................................ 11

2.2. Wymagania emisyjne............................................................................................................. 12

2.3. Wymagania odpornosciowe................................................................................................... 13

2.3.1. Serie szybkich impulsów ........................................................................................... 14

2.3.2. Udary.......................................................................................................................... 15

2.3.3. Zaburzenia przewodzone RF...................................................................................... 17

2.4. Projekt obwodu drukowanego ............................................................................................... 17

2.4.1. Obwód drukowany a warunki pracy .......................................................................... 18

2.4.2. Elementy elektroniczne a warunki pracy ................................................................... 20

3. Filtry analogowe............................................................................................................................. 23

3.1. Elementy składowe................................................................................................................ 23

3.1.1. Rezystory ................................................................................................................... 23

3.1.2. Kondensatory ............................................................................................................. 24

3.1.3. Dławiki....................................................................................................................... 25

3.2. Podstawowe modele filtrów sieciowych................................................................................ 26

3.2.1. Filtr na kondensatorze ................................................................................................ 27

3.2.2. Filtr RC ...................................................................................................................... 27

3.2.3. Filtr „PI”..................................................................................................................... 28

3.2.4. Filtr LC....................................................................................................................... 28

3.3. Odpowiedniki filtrów dla róznych typów zaburzen............................................................... 29

3.3.1. Zaburzenia typu CM .................................................................................................. 30

3.3.2. Zaburzenia typu DM .................................................................................................. 31

3.4. Badanie parametrów filtrów .................................................................................................. 31

5

6 SPIS TRESCI

4. Odpornosc....................................................................................................................................... 35

4.1. Elementy składowe filtru ....................................................................................................... 35

4.1.1. Warystory ................................................................................................................... 37

4.1.2. Bezpiecznik................................................................................................................ 37

4.1.3. Rezystor upływowy.................................................................................................... 38

4.1.4. Rezystory szeregowe.................................................................................................. 38

4.2. Płytka obwodu drukowanego................................................................................................. 39

5. Emisja i symulacje ......................................................................................................................... 41

5.1. Wstepne badania EMC .......................................................................................................... 41

5.2. Badania filtrów i symulacje ................................................................................................... 43

5.2.1. Badania starego filtru ................................................................................................. 43

5.2.2. Badania nowego filtru ................................................................................................ 45

5.2.3. Modele Referencyjne ................................................................................................. 46

5.2.4. Symulacje i badania CM............................................................................................ 47

5.2.5. Symulacje i badania DM............................................................................................ 50

5.3. Koncowe badania EMC......................................................................................................... 51

6. Podsumowanie ................................................................................................................................ 55

Bibliografia ........................................................................................................................................... 57

Mateusz Zaborski Dopasowanie i analiza charakterystyk filtru napiecia sieciowego

Spis rysunków

2.1 Dopuszczalne poziomy emisji przewodzonej w zakresie 150 kHz - 30 MHz. . . . . . . . 12

2.2 Dopuszczalne poziomy emisji promieniowanej w zakresie 30 MHz - 1 GHz. . . . . . . . 13

2.3 Ideowy generator serii szybkich impulsów. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.4 Kształt serii szybkich impulsów. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.5 Ideowy generator udarów. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.6 Kształt udaru. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.7 Parametry rezystorów z serii KNPA [1]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2.8 Przyłaczenie kondensatorów przeciwzakłóceniowych. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.9 Dławik dla CM i DM [6]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

2.10 Tłumiennosc wtraceniowa [6]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.1 Rezystor idealny. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.2 Rezystor rzeczywisty. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.3 Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego rezystora. . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.4 Kondensator idealny. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.5 Kondensator rzeczywisty. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.6 Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego kondensatora. . . . . . . . . . . . . . 25

3.7 Dławik idealny. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.8 Dławik rzeczywisty. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.9 Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego dławika. . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.10 Filtr w rzeczywistej aplikacji. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.11 Schemat filtru na kondensatorze. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.12 Schemat filtru RC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.13 Schemat filtru PI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.14 Schemat filtru LC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.15 Schemat klasycznego filtru sieciowego. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.16 Schemat filtru dla zaburzen CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.17 Schemat filtru dla zaburzen DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

7

8 SPIS RYSUNKÓW

3.18 Układ 50Ω/50Ω. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.19 Układ 0.1Ω/100Ω. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.20 Układ 100Ω/0.1Ω. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.1 Schemat starego filtru sieciowego. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.2 Schemat nowego filtru sieciowego. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.3 Symbol warystora. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.4 Charakterystyka pradowo napieciowa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.5 Widok płytki od góry. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.6 Widok płytki od dołu. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.7 Widok płytki w programie Altium. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.1 Emisja przewodzona bez filtru w ze stata wersja filtru. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.2 Poziom zaburzen widoczny na oscyloskopie. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.3 Stary filtr - tłumienie CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.4 Stary filtr - tłumienie DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.5 Nowy filtr - tłumienie CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

5.6 Nowy filtr - tłumienie DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5.7 Referencja dla DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.8 Referencja dla CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.9 Schemat nowego filtru dla tłumienia zaburzen CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.10 Porównanie pomiaru z symulacja dla tłumienia CM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.11 Schemat nowego filtru dla tłumienia zaburzen DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5.12 Porównanie pomiaru z symulacja dla tłumienia DM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

5.13 Emisja przewodzona nowego filtru z rzeczywistym obciazeniem. . . . . . . . . . . . . . 52

5.14 Tłumienie nowego filtru dla róznych wartosci rezystancji wejsciowych. . . . . . . . . . 52

5.15 Emisja przewodzona nowego filtru obciazonego rezystancja 50 Ω. . . . . . . . . . . . . 53


1. Wprowadzenie

XXI wiek jest okresem, w którym nastepuje gwałtowny wzrost zageszczenia elektroniki. Wraz ze

wzrostem liczby urzadzen w parze idzie coraz wieksza ich precyzja i czułosc. Koniecznym wiec jest

tworzenie urzadzen, które beda odporne na zaburzenia emitowane z zewnatrz oraz nie beda zaburzen

same emitowac. Zagadnie to dotyka bezposrednio tematyki kompatybilnosci elektromagnetycznej, a co

za tym idzie norm z nia zwiazanych.

Temat kompatybilnosci elektromagnetycznej jest jak najbardziej aktualny i ciagle rozwijany. Nawet

w roku pisania pracy (2016) weszły do zycia w Polsce dwie dyrektywy zwiazane bezposrednio z opra-

cowywanym tematem: dyrektywa LVD (wyroby niskonapieciowe) 2014/35/UE oraz dyrektywa EMC

(kompatybilnosc elektromagnetyczna) 2014/30/UE. Dyrektywy te doprecyzowuja informacje zwiazane

z deklaracja zgodnosci urzadzenia. Potwierdza to potrzebe obecnosci na rynku swiadomych inzynierów,

którzy projektujac urzadzenia nie zapomna o zagrozeniach, jakie czekaja na nie w srodowisku pracy.

Na szczególna uwage zasługuje srodowisko przemysłowe. To w nim pracuja urzadzenia o najwiek-

szym poborze mocy, niejednokrotnie na tyle rozbudowane i zaawansowane technicznie, ze od ich pracy

zalezy ludzkie zycie. W takiej sytuacji nie mozna pozwolic sobie na awarie, której skutki moga byc

tragiczne. Zachowanie urzadzenia musi byc w pełni okreslone, nawet w przypadku awarii.

1.1. Cele pracy

Głównym celem pracy było przeprojektowanie przeciwzakłóceniowego filtru sieciowego do urza-

dzenia przemysłowego produkowanego przez firme Metronic AKP. Powstanie tematu zwiazane jest z

podniesieniem wymagan dotyczacych odpornosci sprzedawanego za granice urzadzenia. Wymagania

zostały podniesione ze wzgledu na słabej jakosci siec zasilajaca obecna w konkretnym srodowisku prze-

mysłowym. Dodatkowym celem pracy jest pokazanie całego procesu projektowania filtru: od doboru

elementów az do finalnych testów.

1.2. Zakres Pracy

W swojej pracy autor chciał na poczatku skupic sie na teorii zagadnienia. Na poczatku omówiono

zagadnienia dotyczace kompatybilnosci elektromagnetycznej. Wychodzac od ogólnego zarysu normali-

zacji i powodów, dla których stosowanie norm jest konieczne autor przeszedł do omówienia poszcze-

9

10 1.2. Zakres Pracy

gólnych norm dotyczacych emisji i odpornosci. Wprowadził podziały dotyczace rodzajów emisji oraz

przedstawił w kontekscie projektowanego urzadzenia rózne badania, jakim musi zostac poddane urza-

dzenie, aby mozna je było uznac za odporne.

Nastepnie autor przeszedł do omówienia zagadnien dotyczacych projektowania płytki obwodu dru-

kowanego w kontekscie wczesniej wyjasnionych norm. Omawiajac płytke autor zwrócił takze uwage

na swiadomy dobór elementów, aby w przypadku szczególnie ciezkich zaburzen nie doszło do takich

sytuacji jak spłoniecie urzadzenia czy porazenie uzytkownika.

Po tej czesci autor skupił sie na zachowaniu elementów pasywnych w szerokim zakresie czesto-

tliwosci. Po wytłumaczeniu działania poszczególnych elementów autor przeszedł do róznych topologii

filtrów, pokazujac ich wady i zalety. Nastepnie autor pokazał, ze zaburzenia, jakimi urzadzenie moze byc

narazane, moga miec rózny charakter i w rózny sposób trzeba je rozpatrywac. W pracy wspomniano tez

krótko o rzeczywistych warunkach pracy projektowanych filtrów i o ich wpływie na działanie filtru.

Nastepnie autor przeszedł do czesci praktycznej. Na poczatku zostały omówione elementy filtru

,bedacego tematem pracy, pod katem odpornosci. Na zasadzie porównania autor wyjasniał zmiany, które

zostały w prowadzone w nowej wersji i tłumaczył co nie sprawdziło sie w starej. Zmiany te dotyczyły

zarówno doboru elementów jak i projektowanego druku.

Ostatni rozdział pracy dotyczy zagadnien zwiazanych z emisja urzadzenia, zawierajacego projekto-

wany w tej pracy filtr. Autor najpierw przyblizył czytelnikowi wykonane badania emisji, jakie zostały

wykonane na starej wersji płytki. Nastepnie wykonano badania tłumiennosci filtrów (starego i nowego)

i na ich podstawie utworzono modele symulacyjne. Na koniec ponownie zostały wykonane i omówione

badania emisji, tyle ze na nowej wersji płytki.

Na koncu pracy zostały podsumowane efekty prac i zebrane wnioski.


2. Kompatybilnosc elektromagnetyczna

2.1. Normy zharmonizowane

Normalizacja jest kompleksowym pojeciem, którego głównym celem mozemy okreslic szeroko po-

jeta optymalizacje. Rozwój normalizacji, która juz od ponad 20 lat w Polsce posiada charakter do-

browolny, pozwala na zapewnienie odpowiedniej funkcjonalnosci, zachowanie kompatybilnosci oraz

ochrone - srodowiska i wyrobu. Normalizowac mozemy procesy, badania, wyroby. Normalizacji mo-

zemy poddac nawet sama terminologie [14]. Rozwój normalizacji odbywa sie poprzez wdrazanie norm.

Przejscie z systemu obowiazkowego na system dobrowolny zaowocowało wieloma korzysciami.

Główna korzyscia jest przeniesienie obowiazku wprowadzania norm z powołanego do tego celu urzedu

na osoby tematem zainteresowane - przedsiebiorców, producentów. Skutkiem tego jest tworzenie norm

odpowiadajacych potrzebom rynku, co wiaze sie ze wzrostem konkurencyjnosci wyrobu, który te normy

spełnia. Wzrasta przy tym zaangazowanie producentów w tworzenie norm, gdyz kazdy chce aby jego

produkt był produktem uwazanym za zaawansowany technologicznie, co powoduje wzrost dynamiki

rozwoju produktów na rynku [21].

Dyrektywa 2004/108/WE, która obejmuje szereg zagadnien zwiazanych z kompatybilnoscia elek-

tromagnetyczna jest owcem wspólnej pracy wielu inzynierów. Obejmuje ona ponad 200 Polskich norm

zharmonizowanych i rozpatruje kompleksowo bardzo wiele zagadnien. Dwie sposród nich dotycza bez-

posrednio urzadzenia przemysłowego do kontroli procesów przemysłowych, którego elementem składo-

wym jest projektowany przez autora filtr znajdujacy sie na płytce zasilacza. Deklaracja przez producenta

zgodnosci z tymi normami bezposrednio wpłyneła na konstrukcje filtru. Autor w najblizszych rozdzia-

łach pokrótce omówi zawartosc norm:

– PN-EN 55011:2012 - Urzadzenia przemysłowe, naukowe i medyczne - Charakterystyki zaburzen

o czestotliwosci radiowej - Poziomy dopuszczalne i metody pomiaru,

– PN-EN 61326-1:2013-06 - Wyposazenie elektryczne do pomiarów, sterowania i uzytku w labora-

toriach - Wymagania dotyczace kompatybilnosci elektromagnetycznej (EMC) - Czesc 1: Wyma-

gania ogólne.

11

12 2.2. Wymagania emisyjne

2.2. Wymagania emisyjne

Norma PN-EN 55011:2012 dotyczy urzadzen przemysłowych i naukowych pracujacych w pasmie

0 Hz - 400 GHz. Norma przedstawia wymagania dotyczace emisji tychze urzadzen w pasmie 9 kHz -

400 GHz. Dzieli ona urzadzenia na dwie klasy (klasa A i klasa B) oraz dwie grupy (grupa 1 i grupa

2). Okreslenie klasy i grupy jest kluczowe do zweryfikowania wymagan emisyjnych, jakie ma spełniac

projektowane urzadzenie.

Klasa A obejmuje urzadzenia komercyjne i przemysłowe. Sa one przeznaczone do pracy w sro-

dowiskach przemysłowych. Klasa B obejmuje urzadzenia przeznaczone do uzytku domowego. Sa one

obostrzone wiekszymi wymaganiami niz te pracujace w srodowiskach przemysłowych, gdyz srodowi-

sko mieszkalne jest bardziej wrazliwe na zaburzenia radiowe, chociazby ze wzgledu na wieksza czułosc

wystepujacych w nim urzadzen.

Grupa 1 dotyczy takich urzadzen, jak: przemysłowe urzadzenia pomiarowe i kontrolne, urzadzenia

laboratoryjne i naukowe, obrabiarki. Grupa 2 obejmuje miedzy innymi: spawarki elektrycznie, urzadze-

nia do gotowania indukcyjnego, przyrzady oswietleniowe z mikrofalami. Zasadnicza róznica w pracy

urzadzen polega na tym, ze w urzadzeniach drugiej grupy energia w pasmie 9 kHz do 400 Ghz jest uzy-

wana w postaci promieniowania elektromagnetycznego, a w pierwszej nie. Z tego wzgledu urzadzenia

z pierwszej grupy nie musza byc testowane w zakresie czestotliwosci 9 kHz - 150 kHz, 1 GHz - 18 GHz

i 18 GHz - 400 GHz. Dla tej grupy pozostaja badania emisji przewodzonej w zakresie 150 kHz - 30 MHz

oraz emisji promieniowanej w zakresie 30 MHz - 1 GHz.

Rysunek 2.1: Dopuszczalne poziomy emisji przewodzonej w zakresie 150 kHz - 30 MHz.


2.3. Wymagania odpornosciowe 13

Rozwazane w tej pracy urzadzenie, pomimo ze jest urzadzeniem przemysłowym, musi spełnic wy-

magania klasy B i grupy 1. Dla tej klasy i grupy zostana zatem przedstawione wymagane charakterystyki.

Rysunek 2.1 pokazuje maksymalne dopuszczalne poziomy wartosci quasi szczytowej i wartosci sred-

niej dla emisji przewodzonej w zakresie 30 MHz - 1 GHz dla klasy B. Mozemy zaobserwowac, ze dla

wartosci quasi-szczytowej dopuszczalne poziomy sa o 10 dB wieksze niz dla wartosci sredniej, ponie-

waz pomiar wartosci quasi-szczytowej podaje najwieksza zmierzona wartosc dla danej czestotliwosci.

Sytuacja taka zdarza sie relatywnie rzadko. W zakresie 0,15 MHz do 0,5 MHz wartosc quasi szczytowa

zmniejsza sie liniowo z logarytmem czestotliwosci do 56 dB. W zakresie 0,5 MHz do 5 MHz wynosi

56 dBµV, natomiast od 5 MHz do 30 MHz maksymalna wartosci wynosi 60 dBµV.

Rysunek 2.2: Dopuszczalne poziomy emisji promieniowanej w zakresie 30 MHz - 1 GHz.

Rysunek 2.2 przedstawia maksymalne dopuszczalne poziomy wartosci quasi szczytowej dla emisji

promieniowanej w zakresie czestotliwosci 30 MHz - 1 GHz. Ze wzgledu na to, ze urzadzenie jest klasy B,

odległosc anteny od badanego podczas badania obiektu wynosi 10 m i dla tej odległosci zostały wykre-

slone poziomy dopuszczalne. W nizszej czesci pasma (30 MHz do 230 Mhz) limit wynosi 30 dBµV/m,

natomiast w wyzszej (230 MHz - 1 GHz) 37 dBµV/m [17].

2.3. Wymagania odpornosciowe

Norma PN-EN 61326-1:2013-06 przedstawia wymagania odpornosciowe urzadzen pracujacych z na-

pieciem zasilania mniejszym niz 1000 V napiecia zmiennego lub 1500 V napiecia stałego. Przyrzady

podchodzace pod norme przeznaczone sa do pracy zarówno w srodowiskach przemysłowych jak i nie-


14 2.3. Wymagania odpornosciowe

przemysłowych (mieszkalnych). Norma ta dotyczy urzadzen przeznaczonych do pomiarów, badan oraz

sterowania. Podobnie jak norma PN-EN 55011:2012 wprowadza ono pojecia urzadzen klasy A i klasy

B, gdzie klasa A przeznaczona jest do stosowania w srodowiskach przemysłowych, a klasa B w srodo-

wiskach mieszkalnych. Dodatkowo norma wprowadza trzy kryteria jakosci pracy urzadzen poddanych

zaburzeniom [18]:

– Kryterium jakosci A - urzadzenie podczas narazania zaburzeniami nie wykazuje zadnych niepra-

widłowosci w swojej pracy,

– Kryterium jakosci B - podczas narazania zaburzeniami praca urzadzenia ulega pogorszeniu (moze

ono np. pokazywac przekłamane wartosci pomiarów), ale w momencie ustapienia zaburzenia urza-

dzenie samoczynnie wraca do pracy,

– Kryterium jakosci C - w wyniku narazen urzadzenie przestaje normalnie pracowac. Wymagana

jest interwencja człowieka lub reset urzadzenia.

Urzadzenia objete norma PN-EN 61326-1:2013-06 moga byc narazone róznymi zaburzeniami.

Norma przewiduje rózne zjawiska zaburzajace w zaleznosci od portu. Jako port okresla sie miejsce,

które mozna narazic zaburzeniem. Jako ze temat tej pracy zwiazany jest bezposrednio z płytka zasilacza,

to zostana omówione zjawiska zaburzajace dotyczace zasilania, czyli te narazajace linie zasilania AC.

Według normy linie zasilania narazamy stosujac:

– Serie szybkich impulsów,

– Udary,

– Zaburzenia przewodzone RF.

Kazde z wymienionych zaburzen zostało w pełni okreslone w odpowiedniej normie. Serie szybkich

impulsów opisuje norma PN-EN 61000-4-2:2011. Udary okresla norma PN-EN 61000-4-5:2014-10. Za-

burzenia przewodzone RF omawia norma PN-EN 61000-4-6:2014-04. Autor omówi kazde zaburzenie

z osobna w najblizszych trzech podrozdziałach.

2.3.1. Serie szybkich impulsów

Badanie okreslone w normie PN-EN 61000-4-2:2011 symuluje zaburzenie, które moze wystapic

podczas odłaczania obciazenia indukcyjnego lub moze byc efektem odbijania styków przekaznika. Za-

burzenie to ma charakter nieustalony. Jest dotkliwe ze wzgledu na duza amplitude (na czwartym z czte-

rech wymienionych poziomów, w przypadku dołaczenia zaburzenia do przyłaczy zasilania, amplituda

wynosi 4 kV) oraz to, ze impulsy wystepuja z duza czestotliwoscia (w ciagu 15 ms wystepuje ponad

15 impulsów) [16].

Norma wprowadza wspomniane w poprzednim akapicie rózne poziomy zaburzen, którymi bada sie

urzadzenie. Zanim przejdzie sie do badania kolejnym poziomem zaburzen, urzadzenie powinno wytrzy-

mac badanie poprzednim. Wartosci napiec dla przyłaczy zasilania i PE (ang. Physical Earth) wynosza:


2.3. Wymagania odpornosciowe 15

– Dla poziomu 1 - 0,5 kV,

– Dla poziomu 2 - 1 kV,

– Dla poziomu 3 - 2 kV,

– Dla poziomu 4 - 4 kV.

Ze wzgledu na wymagajace srodowisko pracy, przeprojektowywane przez autora urzadzenie musi

spełnic wymogi poziomu 4, czyli wytrzymac zakłócenia na poziomie 4 kV przyłozone pomiedzy linie

L i N, linie PE i L oraz PE i N.

Rysunek 2.3: Ideowy generator serii szybkich impulsów.

Rysunek 2.4: Kształt serii szybkich impulsów.

W normie zamieszczony został uproszczony schemat generatora takiego sygnału (rysunek 2.3). Na

podstawie schematu autor zasymulował w srodowisku LT Spice sygnał wyjsciowy generatora dla po-

ziomu 2 (amplituda 1 kV). Na rysunku 2.4 mozna zaobserwowac, ze paczki impulsów pojawiaja sie co

300 ms. Seria impulsów trwa 15 ms. Kazdy kolejny impuls wystepuje w odstepie 1 ms.

2.3.2. Udary

Norma PN-EN 61000-4-5:2014-10 przedstawia metode badania odpornosci urzadzenia na udary.

Jako udar rozumiemy zakłócenie symulujace uderzenie pioruna lub przepiecie łaczeniowe. Norma wpro-


16 2.3. Wymagania odpornosciowe

wadza dwa typy udarów. Pierwszy, to udar typu 10/700 µs, gdzie 10 oznacza czas trwania czoła (mozemy

utozsamic to z czasem narastania), a 700 czas do półszczytu (okres, w którym zawarta jest zasadnicza

czesc energii). Udarem typu 10/700 µs bada sie wyprowadzenia, które doprowadzone sa do symetrycz-

nych linii komunikacyjnych. Drugi rodzaj, to udar typu 1,2/50 µs. Udar ten stosuje sie głównie do bada-

nia wyprowadzen linii zasilania [15].

Norma PN-EN 61000-4-5:2014-10, podobnie jak PN-EN 61000-4-2:2011, wprowadza cztery po-

ziomy zakłócen o analogicznych wartosciach amplitud (poziom 1 - 0,5 kV, poziom 2 - 1 kV, poziom

3 - 2 kV, poziom 4 - 4 kV).

Rysunek 2.5: Ideowy generator udarów.

Rysunek 2.6: Kształt udaru.

Norma zawiera uproszczony schemat generatora zaburzen 1,2/50 µs (rysunek 2.5). Na podstawie

schematu autor wygenerował w srodowisku Spice zaburzenie o zblizonym kształcie na poziomie 1 kV

(rysunek 2.6).

Zaburzenie udarowe ma inny charakter niz zaburzenie seria szybkich impulsów. Zaburzenie to nie-

sie duzo energii w zakresie nizszych czestotliwosci. Ze wzgledu na długi czas trwania prad płynacy

przez linie moze przekroczyc nawet 100 A. Majac wzglad na duza moc towarzyszaca temu narazeniu,

urzadzenie powinno byc nim testowane najwyzej raz na sekunde.


2.4. Projekt obwodu drukowanego 17

2.3.3. Zaburzenia przewodzone RF

Norma PN-EN 61000-4-6:2014-04 dotyczy odpornosci urzadzen na zaburzenia przewodzone elek-

tromagnetyczne. Zaburzenia te pochodza od urzadzen nadawczych pracujacych na czestotliwosciach

radiowych. Z tego wzgledu badanie przeprowadzane jest w zakresie czestotliwosci 150 kHz do 80 MHz.

Norma ta dotyczy urzadzen posiadajacych przynajmniej jeden kabel, który mógłby sprzegac urzadzenie

z zakłócajacymi polami RF (ang. Radiated Frequency).

W normie zakłada sie, ze urzadzenie jest małe w stosunku do długosci fal zaburzajacych. Przewody

wychodzace z urzadzenia zachowuja sie jak anteny i sa droga dla sygnałów zamierzonych i niezamie-

rzonych. Za pomoca cegów wyprowadza sie sygnał z generatora. Sygnał ten, generujac pole elektryczne

i magnetyczne, symuluje zaburzenia, jakimi w rzeczywistosci promieniuja nadajniki RF [19].

Koniecznym urzadzeniem w badaniu jest rozbudowany generator, który w uproszczeniu składa sie

z szesciu elementów, które moga byc integrowane w jedna całosc. Te elementy to:

– Generator RF (G1), generujacy fale z zakresu czestotliwosci 150 kHz do 80 MHz. Daje on mozli-

wosc modulacji amplitudowej sygnału fala sinusoidalna 1 kHz. Generator powinien byc sterowany

recznie i programowo,

– Tłumik (T1) - pozwala na ustawienie odpowiedniej do badania mocy wyjsciowej,

– Przełacznik RF (S1) - pozwala on na dołaczanie i odłaczanie sygnału zaburzajacego,

– Szerokopasmowy wzmacniacz mocy (P2) - uzywany w przypadku, gdy moc generatora jest za

mała,

– Filtr dolnoprzepustowy i górnoprzepustowy (LPF i HPF) - moga byc konieczne w przypadku urza-

dzen RF, w celu usuniecia zakłócen powodowanych przez harmoniczne,

– Tłumik (T2) - dodawany, aby zmniejszyc współczynnik fali stojacej w przypadku niedopasowania

układu sprzegajacego.

2.4. Projekt obwodu drukowanego

Projekt poprawnego obwodu drukowanego jest bardzo złozonym zagadnieniem. Projektant musi roz-

wazyc takie rzeczy jak:

– Odpowiedni dobór elementów - elementy elektroniczne musza byc przystosowane do warunków

pracy (odpowiednie prady i napiecia). Dodatkowo musza one byc odporne na zaburzenia, które

moga wystapic (np. wczesniej wymienione udary lub serie szybkich impulsów),

– Rozmieszczenie elementów - podczas planowania ułozenia elementów na PCB (ang. Printed Cir-

cuit Board) istotne jest, aby odpowiednio oddzielic od siebie sekcje róznego typu. Wazne jest, aby


18 2.4. Projekt obwodu drukowanego

układy analogowe, cyfrowe i te zwiazane z zasilaniem miały wydzielone konkretne miejsca na

płytce,

– Rozplanowanie połaczen - wazne jest, aby sygnały nie zakłócały sie nawzajem. Punkt ten jest bez-

posrednio zwiazany z poprzednim: jesli odpowiednio oddzielimy od siebie sekcje, to z o wiele

mniejszym prawdopodobienstwem dojdzie do sytuacji, w której sciezki z róznych sekcji sie skrzy-

zuja, badz beda połozone zbyt blisko siebie,

– Liczbe warstw płytki - w przypadku kompleksowych projektów dwie warstwy to najczesciej za

mało. Projektant musi miec mozliwosc prowadzenia sciezek odpowiedniej długosci i grubosci,

nie zmieniajac przy tym co chwile warstwy z jednej na druga. Przy zbyt małej liczbie warstw

czesto moze dojsc do skrzyzowania sie kluczowych połaczen, co moze prowadzic do trudnych do

wyeliminowania zakłócen [25],

– Rozmiar i kształt płaszczyzny masy - aby urzadzenie pracowało poprawnie, konieczna jest dobrze

zaprojektowana płaszczyzna masy. Musi ona miec odpowiednio duza powierzchnie, zeby zagwa-

rantowac w miare stabilne parametry impedancyjne. Projektant musi takze zadbac o to, aby nie

tworzyc tak zwanych petli masy, poniewaz wtedy moga indukowac sie zakłócenia bedace skut-

kiem obecnosci zewnetrznych pól elektromagnetycznych [26].

Ze wzgledu na to, ze autor projektował w pracy tylko fragment PCB zwiazany z filtrem sieciowym

oraz to, ze projekt filtru sieciowego na PCB dotyka tylko czesci ww. zagadnien, autor tej pracy odwoła

sie tylko do tych zagadnien, które uwaza za kluczowe w kontekscie jego pracy.

2.4.1. Obwód drukowany a warunki pracy

W procesie projektowania płytki układu drukowanego bardzo waznym elementem jest odpowiednie

poprowadzenie sciezek. W zaleznosci od przeznaczenia układu wymagania moga byc mniej lub bardziej

restrykcyjne.

Pierwszym aspektem, na jaki nalezy zwrócic uwage, jest grubosc sciezek. Tabela 2.1 przedstawia

sugerowane grubosci sciezek dla róznych wartosci pradów, jakie beda płynac w normalnych warunkach

pracy. Przedstawiono wartosci dla druku o grubosci 1,4 mils (1 oz). Dla druku o grubosci 2,8 mils (2 oz)

sugerowane szerokosci sa dwukrotnie mniejsze. Powszechnie przyjeta zasada jest taka, ze im wieksza

szerokosc sciezek, tym lepiej. Sciezki maja wówczas mniejsza rezystancje dla pradu stałego, mniejsza

indukcyjnosc oraz sa prostsze technologicznie do wykonania, co wpływa na obnizenie ceny [12].

Dodatkowym powodem, dla którego powinno sie prowadzic grubsze sciezki, sa wymienione wcze-

sniej zakłócenia. Dla przykładu: przez linie projektowanego przez autora filtru w normalnych warunkach

pracy przepływa nie wiecej niz 400 mA pradu (na taka wartosc pradu zastosowano bezpiecznik). Odno-

szac sie do tabeli 2.1 moglibysmy przyjac grubosc sciezek rzedu 10 mils. Jednak biorac pod uwage, ze

podczas udaru wartosc płynacego pradu moze dojsc nawet do 100 A, moze nastapic sytuacja, w której



druk ulegnie uszkodzeniu. Oczywiscie prad o takiej wartosci bedzie płynac przez pojedyncze mikrose-

kundy, dlatego rozsadnym wydaje sie wybór szerokosci druku oscylujacy w granicach 50 mils. Wartosci

rzedu kilkuset mils sa nierealne ze wzgledu na ilosc zajmowanego miejsca na druku. W takim przypadku

mielibysmy juz własciwie do czynienia z polami, a nie sciezkami sygnałowymi.

Tabela 2.1: Szerokosci sciezek zalezne od wartosci pradu.

Prad (A) Szerokosc sciezki (mils) Impedancja (mΩ/cal)

1 10 52

2 30 17,2

3 50 10,3

4 80 6,4

5 110 4,7

6 150 3,4

7 180 2,9

8 220 2,3

9 260 2,0

10 300 1,7

Drugi waznym aspektem jest odległosc pomiedzy sciezkami. Ze wzgledu na niedoskonałosc pro-

cesu tworzenia druku, zbyt mała odległosc moze prowadzic do powstania zwarc lub innych problemów

zwiazanych z trawieniem.

Tabela 2.2: Odległosc miedzy sciezkami w zaleznosci od wartosci napiec.

Napiecie (V) Odległosc miedzy sciezkami (mm)

0-30 0,05

31-100 0,1

101-300 0,2

301-500 0,25

Tabela 2.2 przedstawia minimalne odległosci, jakie powinny zostac zachowane miedzy liniami. War-

tosci te w przypadku urzadzen pracujacych z napieciem sieciowym sa o wiele bardziej restrykcyjne.

Wynika to miedzy innymi z zaburzen, które moga w sieci wystapic. Przykładowym zaburzeniem jest

seria szybkich impulsów. Impulsy te moga siegac nawet 4 kV, co w przypadku zastosowanej z tabeli

odległosci miedzy liniami dla napiecia sieciowego (8 mils) prowadzic moze do przebicia. Z tego powodu

rekomendowane minimalne odległosci pomiedzy liniami zasilania a liniami sygnałowymi wynosza 8 mm

(ok. 320 mils).



2.4.2. Elementy elektroniczne a warunki pracy

Dobierajac elementy pasywne do filtru sieciowego musimy brac pod uwage warunki pracy, w jakich

beda one funkcjonowac. Niewystarczajace sa rozwazania dotyczace podstawowych parametrów, takich

jak pojemnosc, indukcyjnosc czy rezystancja.

Rozpoczynajac poszukiwania warto rozeznac:

– kwestie odpornosci - przez dany element moga płynac prady o róznych natezeniach. Dodatkowo

moga wystapic róznorodne zaburzenia, których amplitudy i moce znaczaco wykrocza poza stan-

dardowe warunki pracy,

– kwestie zachowania dla róznych czestotliwosci - jako ze rzeczywiste elementy elektroniczne za-

wieraja swoje pasozytnicze pojemnosci, indukcyjnosci i rezystancje, ich reakcja na zmiane cze-

stotliwosci jest bardziej kompleksowa.

Autor zamierza w najblizszych podrozdziałach krótko omówic zachowanie składowych elementów

filtru (rezystory, kondensatory, indukcyjnosci) pod katem odpornosci. Natomiast w rozdziale 3.1 au-

tor odniesie sie do zachowania tychze elementów dla róznych czestotliwosci. Omówienie parametrów

i zachowan odbedzie sie w odniesieniu do przykładowych not katalogowych elementów, które zostały

wykorzystane w projekcie.

2.4.2.1. Rezystory

Obrazek 2.7 przedstawia tabele z noty katalogowej rodziny rezystorów KNPA [1], w której zawarta

jest czesc parametrów dostepnych dla projektanta. Pierwszym parametrem o którym trzeba wspomniec

jest maksymalna moc, jaka moze sie na rezystorze wydzielic (ang. Power Rating). Parametr ten dobiera

sie odpowiednio do normalnych warunków pracy. Przy niepoprawnym doborze element moze sie prze-

grzewac, a w najgorszym przypadku permanentnie uszkodzic, powodujac przy tym pozar urzadzenia.

Poprawny dobór tego parametru jest wiec sprawa kluczowa.

Rysunek 2.7: Parametry rezystorów z serii KNPA [1].

Dodatkowym parametrem, zwiazanym z kompatybilnoscia elektromagnetyczna, jest maksymalne

napiecie udaru (ang. Max Surge Voltage). Dobiera sie je stosownie do amplitud zakłócen, jakimi urzadze-

nie bedzie narazane. Wymieniony w nocie parametr L (okreslajacy długosc korpusu elementu) jest takze



zwiazany z maksymalnym napieciem udaru, poniewaz w przypadku bardzo wysokiego napiecia istnieje

mozliwosc przeskoku wyładowania. Element o zbyt waskim rozstawie koncówek nie spełni wówczas

swojej funkcji zwiazanej z rozpraszaniem mocy i bedzie dla zakłócenia transparentny.

2.4.2.2. Kondensatory

W przypadku kondensatorów sytuacja jest nieco bardziej skomplikowana. Mozemy rozróznic dwa

typy kondensatorów. W zaleznosci od ich umiejscowienie w obwodzie wyrózniamy kondensatory typu

X i typu Y. Kondensatory typu X stosuje sie pomiedzy linie L i N, natomiast kondensatory typu Y

pomiedzy linie L i PE oraz N i PE (rysunek 2.8).

Rysunek 2.8: Przyłaczenie kondensatorów przeciwzakłóceniowych.

Kazdy z typów ma swoje podkategorie. Kondensatory typu X mozemy podzielic na X1, X2 i X3.

Kondensatory X1 stosuje sie wtedy, gdy maksymalne wartosci napiec siegaja 2500 - 4000 V, X2 gdy

naleza do zakresu 0 - 2500 V, a X3 gdy maksymalne amplitudy napiec zaburzen sa mniejsze niz 1200 V.

Kondensatory typu Y dzieli sie na cztery podkategorie: Y1, Y2, Y3, Y4. W tym przypadku kondensatory

dobiera sie pod katem napiecia zmiennego. Dla klasy Y1 maksymalne napiecie pracy wynosi 500 VAC.

Kondensatory te sa w stanie wytrzymac maksymalne napiecie zaburzenia 8 kV. Kondensatory Y2 stosuje

sie do napiec pracy z zakresu 150 - 300 V. Maksymalne napiecie zaburzenia - 5 kV. Kondensatory Y3

i Y4 stosuje sie odpowiednio do zakresu napiec 0 - 250 V i 0 - 150 V. Maksymalne napiecie zaburzenia

dla klasy Y3 nie jest podane. Dla klasy Y4 wynosi ono 2,5 kV [2].

Czesc kondensatorów moze pracowac jednoczesnie jako typ X i typ Y. Przykładowo uzyty w projek-

cie kondensator ceramiczny DE2F3KH103MA3B jest typu X1,Y2 [5]. Według noty moze on pracowac

z napieciem 250 VRMS i wytrzymuje narazenia do 2,6 kV, co w przypadku standardowych urzadzen

wydaje sie jak najbardziej akceptowalne. Niestety nie da sie wykorzystac uniwersalnosci kondensatorów

X,Y tak, aby w projekcie uzywac tylko jednego rodzaju, poniewaz kondensatory sugerowane do uzytku

jako X maja zwykle kilkudziesieciokrotne wieksze pojemnosci niz te rekomendowane jako Y. Konden-

satory typu Y nie beda sie wiec sprawdzac miedzy liniami L i N, jesli chcemy walczyc z zakłóceniami

o nizszych czestotliwosciach.



2.4.2.3. Dławiki

W przypadku klasycznych dławików podawanym przez producenta parametrem jest prad maksy-

malny. Powyzej tej wartosci pradu nastepuje gwałtowny spadek indukcyjnosci.

Rysunek 2.9: Dławik dla CM i DM [6]. Rysunek 2.10: Tłumiennosc wtraceniowa [6].

Znacznie wiecej informacji mozna doczytac na temat dławików sieciowych, stosowanymi miedzy

liniami L i N. Dławik ten składa sie z dwóch cewek sprzezonych, które wykazuja wypadkowo inna

wartosc indukcyjnosci dla zakłócen pomiedzy liniami L i N (ang. Differential Mode), a inna dla L-

PE i N-PE (ang. Common Mode) (rysunek 2.9). Wykazuje on silne tłumienie zakłócen L-PE i N-PE.

W przypadku tego dławika producent udostepnia charakterystyki tłumienia zakłócen L-N oraz L-PE i N-

PE (rysunek 2.10). Dodatkowo nota katalogowa udziela informacji na temat napiecia pracy oraz tego,

jak duze zaburzenie dławik bedzie w stanie wytrzymac [6].


3. Filtry analogowe

3.1. Elementy składowe

Znajomosc zachowania poszczególnych elementów pasywnych dla róznych czestotliwosci jest klu-

czowa do wykonania poprawnie działajacego filtru sieciowego. Według teorii idealny rezystor stanowi

element posiadajacy jedynie rezystancje, natomiast kondensator i dławik sa elementami posiadajacymi

tylko reaktancje. Rzeczywistosc jest bardziej kompleksowa. W najblizszych podrozdziałach autor omówi

zachowania modeli idealnych i porówna je z zachowaniami elementów rzeczywistych, w których wy-

stepuja elementy pasozytnicze. Wyjasni tez z czego wynika obecnosc elementów pasozytniczych oraz

przedstawi ograniczenia wynikajace z ich obecnosci.

3.1.1. Rezystory

Idealny rezystor jest elementem czysto rezystancyjnym. Jest ogranicznikiem pradu, który przez niego

płynie. Zamienia energie elektryczna na ciepło. Nie ma zadnego wpływu na przesuniecie fazowe pradu

wzgledem napiecia. Element taki przedstawia rysunek 3.1. Niebieska linia na rysunku 3.3 pokazuje

zachowanie idealnego rezystora dla szerokiego zakresu czestotliwosci. Impedancja elementu jest stała

i równa jego rezystancji.

Rysunek 3.1: Rezystor idealny. Rysunek 3.2: Rezystor rzeczywisty.

Inaczej sprawa przedstawia sie dla elementu rzeczywistego, który pokazany jest na rysunku 3.2. Wy-

stepujacy tu parametr Cp zwiazany jest bezposrednio z typem obudowy rezystora. Elementy SMD maja

mniejsza wartosc tego parametru, elementy przewlekane wieksza. Projektujac druki pracujace w zakresie

wyzszych czestotliwosci warto jest wiec wybierac elementy SMD. Drugim parametrem pasozytniczym

jest Ls, bedacy skutkiem indukcyjnosci wyprowadzen [3].

23

24 3.1. Elementy składowe

Rysunek 3.3: Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego rezystora.

Czarna krzywa na Rysunku 3.1 przedstawia zachowanie rzeczywistego elementu dla przykładowo

dobranych wartosci elementów pasozytniczych. Widzimy, ze w dosc duzym zakresie czestotliwosci im-

pedancja jest stała i równa rezystancji, natomiast od pewnego momentu odnotowujemy jej gwałtowny

spadek zwiazany z pojemnoscia Cp. Parametr ten ma bardziej znaczacy wpływ niz Ls, który uwydatnia

sie dopiero przy czestotliwosciach rzedu GHz. Dla czestotliwosci rzedu GHz modeluje sie juz odpo-

wiednio fragmenty sciezek jako rezystancje, indukcyjnosci i pojemnosci (nie stosuje sie klasycznych

rezystorów), dlatego indukcyjnosc Ls jest w rzeczywistosci czesto pomijana [27].

3.1.2. Kondensatory

Idealny kondensator jest elementem czysto reaktancyjnym. Magazynuje energie w formie ładunku

elektrycznego. Napiecie na nim jest opóznione w fazie wzgledem pradu o 90. Kondensator taki przed-

stawia rysunek 3.4. Idealny kondensator stanowi rozwarcie dla pradów stałych (nieskonczona impedan-

cja), natomiast dla pradów zmiennych impedancje o wartosci malejacej wraz ze wzrostem czestotliwosci.

Przy bardzo duzej czestotliwosci impedancja kondensatora jest prawie zerowa. Charakterystyke ideal-

nego kondensatora przedstawia niebieska linia na rysunku 3.6.

Rysunek 3.4: Kondensator idealny. Rysunek 3.5: Kondensator rzeczywisty.

Rzeczywisty kondensator posiada dodatkowe elementy pasozytnicze, które mozna zamodelowac

jako: Ls, Rp i Rs (rysunek 3.5). Rezystancje Rp i Rs przedstawiaja straty odpowiednio dla pradu sta-

łego i zmiennego. Rp to rezystancja upływu. W wyniku jej obecnosci kondensator nie trzyma ładunku

w nieskonczonosc, tylko rozprasza go w postaci ciepła. Rs, okreslany takze jako ESR (ang. Equivalent

Series Resistance), jest zwiazany ze stratami na okładkach kondensatora. Indukcyjnosc Ls, podobnie jak

w przypadku rezystora, zwiazany jest z indukcyjnoscia wyprowadzen [10]. Wpływ tego parametru staje


3.1. Elementy składowe 25

sie widoczny w zakresie wyzszych czestotliwosci. Rysunek 3.6 przedstawia charakterystyke rzeczywi-

stego kondensatora dla przykładowo dobranych wartosci. Mozna zauwazyc, ze w zakresie czestotliwosci

bliskich zeru wartosc indukcyjnosci ma stała wartosc, zwiazana z obecnoscia rezystancji Rs. Dodatkowo

widoczny jest rezonans w okolicach czestotliwosci 10 MHz, zwiazany z indukcyjnoscia Ls. Rezonans

ten nie przyjmuje formy ostrego piku siegajacego zera, poniewaz jest on wygładzony przez rezystancje

Rp.

Rysunek 3.6: Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego kondensatora.

3.1.3. Dławiki

Idealny dławik, podobnie jak kondensator, jest elementem czysto reaktancyjnym. Magazynuje ener-

gie w formie pola magnetycznego. Napiecie na nim jest przyspieszone w fazie wzgledem pradu o 90.

Dławik taki przedstawia rysunek 3.7. Idealny dławik jest zwarciem dla pradów stałych (zerowa impedan-

cja), a impedancja o wartosci rosnacej wraz ze wzrostem czestotliwosci. Przy bardzo duzej czestotliwosci

impedancja idealnej indukcyjnosci jest bliska nieskonczonosci. Charakterystyke idealnej indukcyjnosci

przedstawia niebieska linia na rysunku 3.9.

Rysunek 3.7: Dławik idealny. Rysunek 3.8: Dławik rzeczywisty.

Rzeczywistosc jawi sie troche inaczej. Dodatkowe pasozytnicze parametry zawarte w komplekso-

wym modelu to: Rs, Rp, Cp. Parametr Rs zwiazany jest tym, ze zwój przewodnika tworzacy induk-

cyjnosc stanowi pewna mierzalna rezystancje. Parametr Rp wynika ze strat rdzenia i obecnosci efektu


26 3.2. Podstawowe modele filtrów sieciowych

naskórkowego - gestosc płynacego pradu od pewnego momentu jest wieksza przy powierzchni przewod-

nika, przez co wrasta rezystancja AC [23]. Cp jest skutkiem wystepowania zwojów, pomiedzy którymi

znajduje sie powietrze bedace dielektrykiem. Daje to mozliwosc utworzenia sie pojemnosci pasozytni-

czych.

Rysunek 3.9: Charakterystyka czestotliwosciowa rzeczywistego dławika.

Krzywa na rysunku 3.9 przedstawia zachowanie rzeczywistego elementu dla przykładowo dobranych

wartosci elementów pasozytniczych. Rezonans w okolicy 7 MHz wynika z obecnosci Cp. Rezonans ten

nie ma formy ostrego piku dazacego do nieskonczonosci, ze wzgledu na obecnosc rezystancji Rp. Skut-

kiem obecnosci rezystancji Rs indukcyjnosc dla niskich czestotliwosci nie jest zerowa, tylko przyjmuje

stała wartosc 1 Ω.

3.2. Podstawowe modele filtrów sieciowych

Projektowanie filtrów sieciowych ma inna forme niz projektowanie klasycznych filtrów pasywnych.

W przypadku filtrów sieciowych celem projektanta nie jest bardzo precyzyjne okreslenie czestotliwosci,

przy której filtr zaczyna tłumic. Rysunek 3.10 przedstawia rzeczywista sytuacje, w której oprócz filtru

wystepuje impedancja wejsciowa i wyjsciowa (w modelowaniu dla uproszczenia przyjmujemy rezystan-

cje). Ich zmiany, bedace skutkiem nieidalnosci zarówno sieci jak i obciazenia, wpływaja na zmienianie

sie czestotliwosci odciecia, uniemozliwiajac dokładne okreslenie charakterystyki tłumienia. Problem ten

zostanie jeszcze poruszony w rozdziale 3.4.

Rysunek 3.10: Filtr w rzeczywistej aplikacji.


3.2. Podstawowe modele filtrów sieciowych 27

Celem nie jest tez uzyskanie bardzo duzej stromosci charakterystyki, poniewaz ww. zmiany impe-

dancji czesto skutecznie rozstrajaja filtr. Dodatkowo zrobienie filtru wyzszego rzedu wymaga wiekszej

liczby dodatkowych elementów, co w rzeczywistosci wprowadza wieksze straty mocy wynikajace z nie-

idalnosci elementów (problem ten omówiono w poprzednich podrozdziałach). Trzeba sie wówczas liczyc

nie tylko z wiekszymi stratami, ale tez z dodatkowymi zmianami w charakterystyce i rezonansami, które

te elementy wprowadza. Im bardziej złozona odpowiedz filtru i wiecej rezonansów, tym ciezej bedzie

znalezc zródło problemów, jesli podczas badan EMC wystapi przekroczenie dopuszczalnych poziomów.

Projektujac filtr twórcy skupiaja sie bardziej na stabilnosci w szerszym zakresie czestotliwosci oraz

na odpornosci na zaburzenia, które moga wystapic. W najblizszych podrozdziałach autor pokrótce przed-

stawi najprostsze modele filtrów, bedace punktem wyjsciowym do projektowania docelowego filtru sie-

ciowego. Zostana tez krótko omówione ich zalety i wady w kontekscie realnej aplikacji. Pełny model

filtru uwzgledniajacy linie L, N i GND oraz jego zachowanie pod katem zaburzen CM i DM zostana

omówione w kontekscie tworzonego przez autora filtru docelowego w rozdziałach 4 i 5.

3.2.1. Filtr na kondensatorze

Najprostszy mozliwy filtr sieciowy jaki mozna sobie wyobrazic, to pojedynczy kondensator. Filtr

ten przedstawia rysunek 3.11. Sam kondensator nie byłby w stanie działac jako filtr, ale uwzgledniajac

obecnosc rezystancji wejsciowej (rysunek 3.10) tworzy sie najprostszy filtr dolnoprzepustowy pierw-

szego rzedu o stromosci 20 dB na dekade.

Rysunek 3.11: Schemat filtru na kondensatorze.

Zaleta tego filtru jest uzycie tylko jednego elementu filtrujacego. Dodatkowo nie wprowadza sie

zadnych dodatkowych strat (nie ma dodatkowego rezystora). Główna wada tego rozwiazania zwiazana

jest z brakiem stabilnosci czestotliwosci odciecia: wraz ze zmiana impedancji wejsciowej czestotliwosc

przesuwa sie w góre lub w dół.

3.2.2. Filtr RC

Drugim przykładem jest klasyczny filtr RC przedstawiony na rysunku 3.12. Jego czestotliwosc od-

ciecia jest zalezna od szeregowo połaczonej rezystancji R i rezystancji sieci zasilajacej. Podobnie jak filtr

z poprzedniego podrozdziału, cechuje sie stromoscia 20 dB na dekade.


28 3.2. Podstawowe modele filtrów sieciowych

Rysunek 3.12: Schemat filtru RC.

Jesli chodzi o zalety i wady, to sytuacja w stosunku do poprzedniego przykładu jest dokładnie od-

wrotna: wystepuje mniejszy problem z ustawieniem czestotliwosci odciecia (wprowadzamy własna do-

datkowa rezystancje) ale musimy zaakceptowac fakt dodatkowych strat mocy, która rozproszy sie na

rezystorze R w postaci ciepła.

3.2.3. Filtr „PI”

Kolejnym, czesto stosowanym rozwiazaniem w zintegrowanych filtrach EMI, jest filtr „Pi”. Składa

sie on z kondensatora dołaczonego do masy, szeregowego rezystora i ponownie kondensatora dołaczo-

nego do masy (rysunek 3.13).

Rysunek 3.13: Schemat filtru PI.

Wada tego rozwiazania, podobnie jak w poprzednim podrozdziale, jest strata mocy na rezystorze. Za-

leta natomiast jest wieksza stromosc charakterystyki: poniewaz jest to filtr drugiego rzedu - jego tłumien-

nosc wzrasta do 40 dB na dekade. Wieksza tłumiennosc pozwala na wyznaczenie wyzszej czestotliwosci

odciecia, co skutkuje poszerzeniem pasma przepustowego.

3.2.4. Filtr LC

Ostatnim popularnym przykładem filtru jest filtr LC przedstawiony na rysunku 3.14. Podobnie jak

filtr „Pi”, jest filtrem drugiego rzedu i charakteryzuje sie stromoscia 40 dB na dekade.

Pierwsza zaleta tej topologii jest brak strat mocy, poniewaz oba elementy maja charakter reaktan-

cyjny. Kolejna zaleta jest mniejsza liczba elementów potrzebna do uzyskania podobnego tłumienia co

filtr „Pi”. Wada natomiast jest rezonans własny bedacy skutkiem obecnosci elementów o charakterze


3.3. Odpowiedniki filtrów dla róznych typów zaburzen 29

Rysunek 3.14: Schemat filtru LC.

indukcyjnym i pojemnosciowym. W przypadku szczególnie złego dobrania wartosci impedancji wej-

sciowej i wyjsciowej filtr moze w pewnym obszarze charakterystyki zaczac wzmacniac, co jest bardzo

negatywnym i niechcianym zjawiskiem [11].

3.3. Odpowiedniki filtrów dla róznych typów zaburzen

W czesci urzadzen w celu dodatkowej ochrony wystepuje linia PE, przez która podczas normalnej

pracy nie płynie prad. W zaleznosci od pełnionej funkcji zapewnia ona ochrone przeciwporazeniowa, lub

gwarantuje prawidłowa prace urzadzenia przez okreslenie wspólnego punktu odniesienia dla wszystkich

urzadzen. Wykorzystanie tej linii w urzadzeniu ma wiec konkretne zalety.

Jednak jesli spojrzymy z punktu widzenia emisji, to ze wzgledu na dodatkowa linie zwieksza sie

liczba mozliwych konfiguracji generowanych zaburzen do sieci - zaburzenia moga wystapic pomiedzy

liniami L-N, L-GND oraz N-GND. W takim przypadku musimy zapewnic odpowiednia ochrone sieci

poprzez uzycie dodatkowych elementów.

Rysunek 3.15: Schemat klasycznego filtru sieciowego.

Rysunek 3.15 przedstawia ogólny schemat filtru sieciowego uwzgledniajacy linie uziemienia. Wi-

doczna jest tutaj symetria w elementach zabezpieczajacych linie. Wynika ona ze wspomnianych w po-

przednim akapicie róznych mozliwosci wystapienia zaburzen. Wykorzystane kondensatory X i Y zostały

omówione w rozdziale 2.4.2.2. Sprzezone ze soba Lc i Ld reprezentuja dławik sieciowy, którego zacho-


30 3.3. Odpowiedniki filtrów dla róznych typów zaburzen

wanie zostało pokrótce omówione w rozdziale 2.4.2.3. Rezystancje 50 Ω i 50 Ω po lewej, to rezystancje

sieci widziane z punktu widzenia zakłócen EMI (zakłócen wysokiej czestotliwosci).

Analizujac rysunek 3.15 widzimy zmiane perspektywy w stosunku do spojrzenia pod katem odpor-

nosci: jako zródło zaburzen rozpatrujemy tu układ znajdujacy sie na płytce PCB, natomiast siec stanowi

niejako obciazenie, na którym pojawi sie wyemitowane zaburzenie. Pojawia sie teraz problem spraw-

dzenia zachowania filtru w stosunku do róznych zaburzen (L-N, L-GND, N-GND), które moga zostac

wygenerowane przez elementy znajdujace sie na PCB. W takim przypadku, aby przedstawic komplek-

sowe zachowanie filtru, nalezy zastosowac odpowiednie modele do zaburzen typu CM i DM [8]. Modele

te pozwola na przesymulowanie odpowiedzi filtru w srodowisku SPICE. Ich postac zostanie omówiona

w najblizszych dwóch podrozdziałach.

3.3.1. Zaburzenia typu CM

Zaburzenie CM (ang. Common Mode) jest zjawiskiem wystepujacym pomiedzy liniami L-GND oraz

N-GND. Rysunek 3.16 przedstawia równowazny obwód dla zaburzen tego typu.

Rysunek 3.16: Schemat filtru dla zaburzen CM.

Widzimy ze w filtracji zaburzen CM nie biora udziału pojemnosci Cx1 i Cx2, wystepujace miedzy

liniami L i N. Jest sie to dosc intuicyjne, poniewaz gdy przyjmiemy, ze obie linie sa podczas tego nara-

zenia sa ze soba zwarte (sa narazone tym samym zaburzeniem w stosunku do masy), to pojemnosci Cx1

i Cx2 sa przez prad pomijane. Równoległe połaczenie rezystancji sieci daje 25 Ω, co zgadza sie z ry-

sunkiem. Podobnie w przypadku pojemnosci Cy - równoległe połaczenie dwóch pojemnosci to dodanie

ich wartosci do siebie. W przypadku dławika w filtrowaniu tych zaburzen bierze udział zarówno czesc

Lc jak i Ld, tyle ze Ld jest pomniejszona o połowe. Najwazniejsza jest tutaj indukcyjnosc Lc, która ma

znacznie wieksza wartosc w stosunku do Ld. Jak wspomniano juz wczesniej w rozdziale 2.4.2.3, dławik

sieciowy najlepiej sprawdza sie w tłumieniu zakłócen typu CM, poniewaz dla tego typu zaburzen posiada

najwieksza wartosc indukcyjnosci.


3.4. Badanie parametrów filtrów 31

3.3.2. Zaburzenia typu DM

Zaburzenie DM (ang. Differential Mode) jest zjawiskiem wystepujacym pomiedzy liniami L-N. Ry-

sunek 3.16 przedstawia równowazny obwód dla zaburzen tego typu.

Rysunek 3.17: Schemat filtru dla zaburzen DM.

Widzimy ze w filtracji zaburzen DM znaczacy udział maja pojemnosci Cx1 i Cx2, wystepujace mie-

dzy liniami L i N. Szeregowe połaczenie rezystancji daje 100 Ω (uziemienie jest pomijane), co zgadza

sie z rysunkiem. Podobnie w przypadku pojemnosci Cy - szeregowe połaczenie dwóch pojemnosci o tej

samej wartosci daje wypadkowo połowe wartosci poczatkowej jednej z nich. W przypadku dławika w

filtrowaniu tych zaburzen bierze udział głównie Ld. Dodatkowo wystepuje tu indukcyjnosc Lleak. Ma

ona jednak niewielka wartosc i nie odgrywa duzej roli w zmianie charakterystyki. Jak wspomniano juz

wczesniej, dławik sieciowy nie radzi sobie najlepiej z zakłóceniami typu DM, dlatego wieksza role w tłu-

mieniu maja kondensatory Cx1 oraz Cx2, wspierane w niewielkim stopniu przez kondensatory Cy.

3.4. Badanie parametrów filtrów

To, jak zaprojektowany filtr zachowa sie po zaaplikowaniu go do rzeczywistego obciazenia, znaczaco

moze odbiegac od oczekiwan opartych na obserwacjach jego pracy ze sztucznym wzorcowym obciaze-

niem. W rzeczywistosci działanie zarówno pojedynczych elementów filtru jak i całego filtru jest silnie

zalezne od tego, co zostanie przyłaczone na wejsciu i na wyjsciu. Problem ten został zauwazony przez

inzynierów kilkadziesiat lat temu, w wyniku czego powstała norma CISPR 17 [13].

W normie tej zostały omówione metody pomiarowe tłumiennosci filtrów złozonych z elementów pa-

sywnych takich jak rezystory, kondensatory i cewki. Metody te pozwalaja na zaobserwowanie zachowa-

nia filtru w przypadku „najgorszych” impedancji obciazen oraz pokazuja sposób przyłaczenia obciazenia

napieciowego i pradowego w celu zaobserwowania pracy filtru w rzeczywistych warunkach.

Metody zostały podzielone na dwie główne grupy. W pierwszej grupie została omówiona metoda

standardowa, w której przyjmuje sie obciazenie wejscia i wyjscia takimi samymi rezystancjami (rysu-

nek 3.18). Typowa wartosc tych rezystancji to 50 Ω.


32 3.4. Badanie parametrów filtrów

Rysunek 3.18: Układ 50Ω/50Ω.

Jest to najczesciej stosowana i miedzynarodowo uznana metoda do badania filtrów. Niestety wyniki

otrzymane ta metoda pomiarowa czesto odbiegaja od rzeczywistosci, poniewaz impedancja sieci jak

i obciazenia zwykle rózni sie od tej wzorcowej. Ponadto impedancje te moga sie zmieniac w czasie.

W drugiej grupie zostało omówionych piec metod najgorszego przypadku. Pierwsza z nich, me-

toda o zmiennej impedancji, jest jeszcze w opracowaniu. Druga to metoda quasi-analityczna. Minimalna

tłumiennosc napiecia dla kazdej czestotliwosci mozna w niej wyznaczyc po zmierzeniu impedancji The-

venina (Z0) oraz impedancji wzajemnej (g0). Majac te parametry po podstawieniu do wzoru:

Vmin = 20log10(Z0 ·G0)

otrzymujemy oczekiwana minimalna wartosc. Trzecia metoda, to metoda przyblizona dla filtrów sieci

elektroenergetycznej. Pomiar tłumiennosci mierzy sie w niej dla rezystancji 0.1 Ω i 100 Ω (rysunek 3.19),

nastepnie odwracamy i mierzymy dla 100 Ω i 0.1 Ω (rysunek 3.20).

Rysunek 3.19: Układ 0.1Ω/100Ω. Rysunek 3.20: Układ 100Ω/0.1Ω.

W tej metodzie pomiarowej wymagane sa dwa transformatory szerokopasmowe. Ze wzgledu na trud-

nosc w zdobyciu transformatorów pracujacych w tak szerokim zakresie czestotliwosci mozna wykorzy-

stac np. dopasowanie 1Ω/100Ω, co pozwala na wyznaczenie tłumienia z podobna precyzja a znaczaco

ułatwia przeprowadzenie badan [20].

Metoda ta ze wzgledu na dobór charakterystycznych wartosci rezystancji pozwala na zweryfikowanie

dwóch kwestii:

– wystepowania „dzwonienia”,

– poprawnosci tłumiennosci w pasmie zaporowym.


3.4. Badanie parametrów filtrów 33

Jako „dzwonienie” okresla sie to, ze filtr w pewnym obszarze charakterystyki zamiast tłumic, wzmac-

nia. W pierwszym przypadku dzieki zastosowaniu układu 1Ω/100Ω lub odwrotnego jestesmy w stanie

podkreslic „dzwonienie” wywołane rezonansem własnym filtru. „Dzwonienie” to moze objawic sie w po-

staci pików, które przy impedancji 50Ω/50Ω byłyby silnie stłumione. W drugim przypadku „dzwonie-

nie” moze wystapic z powodu rezonansu filtru z impedancja generatora lub obciazenia. Podobnie jak

w pierwszym przypadku, zostanie ono podkreslone. Według sugestii normy, w poprawnie zaprojekto-

wanym filtrze wzmocnienie wtracone wywołane niedopasowaniem impedancji nie powinno przekroczyc

10 dB.

Druga kwestia, czyli niepoprawnosc tłumiennosci w pasmie zaporowym, objawi sie, jesli porów-

namy układy 50Ω/50Ω i 1Ω/100Ω lub odwrotny w dolnej czesci charakterystyki (w miejscu w którym

filtr zaczyna tłumic). Moze tam wówczas wystapic spadek tłumiennosci badz inne jej zniekształcenie.

Norma sugeruje, ze tłumiennosc poprawnie działajacego filtru w pasmie zaporowym nie powinna sie

pogorszyc bardziej niz o 10 dB.

Przedostatnia metoda, to metoda „in situ”. W metodzie tej najpierw okresla sie poziom zakłócen

badajac urzadzenie bez filtru. Nastepnie montuje sie filtr i ponownie sprawdza sie poziom zakłócenia.

Tłumiennosc wyznacza sie na podstawie obu pomiarów. Ostatnia metoda, to metoda instalacji mode-

lowej. Gdy nie jestesmy w stanie wykorzystac metody „in situ”, to mozemy zakłócenia zamodelowac.

Metoda ta nie została szerzej opisana w normie.


34 3.4. Badanie parametrów filtrów


4. Odpornosc

Jak juz wspomniano we wstepie, przeprojektowany przez autora filtr jest fragmentem płytki zasilacza

do urzadzenia przemysłowego, które moze byc zasilane napieciami z zakresu 100 - 240 VAC. Zgodnie

z wymaganiami normy PN-EN 61326-1:2013-06, urzadzenie musi byc odporne na serie szybkich impul-

sów, udary, oraz zaburzenia przewodzone RF. Ze wzgledu na podwyzszone w stosunku do poczatkowych

wymagania klienta, urzadzenie musi byc odporne na serie szybkich impulsów oraz udary o wartosciach

napiec do 4 kV. Udary podczas testów o podwyzszonym rygorze wystepowac beda cztery razy na se-

kunde. Biorac pod uwage podniesione wymagania droga kompromisu okreslono, ze urzadzenie bedzie

spełniac kryterium jakosci B - podczas narazenia przyrzad moze wykazywac pewne nieprawidłowosci

w zachowaniu, natomiast po ustapieniu narazenia powróci do normalnej pracy. Wczesniej byłaby moz-

liwosc okreslenia urzadzenia jako nalezace do klasy A, jednak podczas wystepowania narazenia seria

szybkich impulsów dla poziomów 2 kV i wyzszych wieksza czesc zakłócen przedostaje sie do dalszej

czesci urzadzenia powodujac zmiane stanu przekazników, co wyklucza przyrzad z tej klasy.

W najblizszych podrozdziałach autor wychodzac od starego schematu filtru omówi zmiany jakie

zostały wprowadzone, aby urzadzenie było odporna na narazenia o zwiekszonej wartosci i czestotliwo-

sci wystepowania. W podrozdziale 4.1 autor uzasadni dobór elementów pasywnych pod katem nowych

wymagan, a w podrozdziale 4.2 zostanie przedstawiony projekt płytki obwodu drukowanego.

4.1. Elementy składowe filtru

Powodem dla którego wystapiła potrzeba przeprojektowania filtru, były ciezkie warunki pracy wy-

nikajace ze złego stanu sieci elektroenergetycznej, do której urzadzenie było przyłaczone. Urzadzenie

dołaczone do sieci elektroenergetycznej w Chinach po pewnym czasie poprawnej pracy zapaliło sie.

Wydarzenie to było, jak sie potem okazało, skutkiem zaburzen wystepujacych w sieci przemysłowej

siegajacych poziomem do 4 kV, pojawiajacych sie niekiedy kilkadziesiat razy na dobe. Odnotowywano

nawet pojawianie sie kilku takich zaburzen w ciagu jednej sekundy.

Stary filtr, bedacy czescia składowa urzadzenia juz od kilku wersji, widoczny na rysunku 4.1 był

projektowany pod katem zaburzen siegajacych maksymalnie wartosci 1 kV. Dodatkowo, jak sie potem

okazało, nie był on przystosowany do pracy z zaburzeniami, które moga pojawiac sie nawet cztery razy

na sekunde.

35

36 4.1. Elementy składowe filtru

Rysunek 4.1: Schemat starego filtru sieciowego.

Nowy filtr, który przedstawiony jest na rysunku 4.2 wykazuje juz odpornosc na wymienione wcze-

sniej narazenia.

Rysunek 4.2: Schemat nowego filtru sieciowego.

W kolejnych podrozdziałach, odwołujac sie do zamieszczonych na rysunkach 4.1 i 4.2 schematów,

autor skupi sie na poszczególnych elementach zabezpieczajacych. Zostana wyjasnione zmiany, które

nastapiły pomiedzy wersjami oraz pokrótce zostanie omówiona funkcja wystepujacych w filtrze elemen-

tów.


4.1. Elementy składowe filtru 37

4.1.1. Warystory

Jednym z powodów nieprzystosowania filtru do nietypowych warunków pracy były warystory, wi-

doczne na rysunku 4.2 jako V1, V2 i V3. Warystor jest elementem nieliniowym. Symbol warystora

przedstawia rysunek 4.3. Jego rezystancja zmienia sie wraz ze zmiana wartosci napiecia. Posiada bardzo

duza rezystancje dla małych napiec (rzedu kilkuset kΩ), natomiast po przekroczeniu granicznej wartosci

napiecia jego rezystancja gwałtownie maleje do kilkunastu Ω. Jest on dobrym elementem zabezpieczaja-

cym, poniewaz w przypadku duzego zaburzenia staje sie praktycznie zwarciem, przez które płynie bardzo

duzy prad (rysunek 4.4). Umozliwia to zadziałanie bezpiecznika, co równa sie odłaczeniu urzadzenia od

zasilania.

Rysunek 4.3: Symbol warystora. Rysunek 4.4: Charakterystyka pradowo napieciowa.

W kontekscie naszego urzadzenia wyszła wykluczajaca jego zastosowanie wada - warystor ma wy-

znaczona ograniczona liczbe impulsów, jakie jest w stanie wytrzymac (rzedu kilkudziesieciu tysiecy),

po jej przekroczeniu jego bardzo duza rezystancja spada, co wiaze sie poczatkowo ze stratami mocy,

a ostatecznie moze doprowadzic do zapalenia sie elementu [4].

W nastepnym etapie rozwazano zastosowanie transili, czyli wyspecjalizowanych diod zabezpiecza-

jacych, zdolnych do pracy z wysokimi napieciami. Transile sa w stanie wytracic nawet kilowaty mocy

i działaja na podobnej zasadzie co warystory. Tutaj jednak problemem okazał sie zbyt niski prad mak-

symalny, który przez ten element moze przepłynac. Przez sciezke w przypadku udaru przepływaja dzie-

siatki amperów, przez co transile zdolne wytrzymac pojedyncze ampery, podczas badan uległy przepa-

leniu.

Biorac pod uwage te ograniczenia, podjeto decyzje o stworzeniu filtru, który bedzie zabezpieczony

tylko elementami pasywnymi.

4.1.2. Bezpiecznik

Bezpiecznik jest zabezpieczeniem elektronicznym stosowanym w celu uchronienia urzadzenia przed

uszkodzeniem wynikajacym z płyniecia pradu o zbyt duzym natezeniu. W przypadku bezpiecznika w no-

wej wersji został poprawiony pewien bład koncepcyjny, który został wczesniej popełniony. Jak widac na


38 4.1. Elementy składowe filtru

starym schemacie (rysunek 4.1), został zastosowany bezpiecznik RFS-6.3A, który jest w stanie wy-

trzymac 6,3 A pradu. Bezpiecznik ten został dobrany ze wzgledu na duze wartosci pradu wystepujace

w przypadku zaburzen typu udar czy seria szybkich impulsów. Element ten jest bezpiecznikiem szybkim.

Nowy element MRT 400 jest bezpiecznikiem zwłocznym o maksymalnym pradzie 400 mA. Bez-

pieczniki zwłoczne reaguja na silne przekroczenie wartosci pradu dopiero po pewnym dłuzszym czasie,

dlatego sa w stanie wytrzymac przyłaczanie i odłaczanie urzadzenia do sieci oraz wystepujace w niej

krótkie zaburzenia. Dodatkowo bezpiecznik zwłoczny w przypadku niewielkiego przekroczenia warto-

sci maksymalnej (przeciazenia) zareaguje szybciej niz zwykły bezpiecznik (szybki). W obwodach sie-

ciowych powinno stosowac sie bezpieczniki zwłoczne, własnie ze wzgledu na wystepowanie wspomi-

nanych zaburzen. Wartosc 400 mA odpowiada zapotrzebowaniu urzadzenia na prad. Poprzednia wartosc

6,3 A była silnie przewymiarowana ze wzgledu na niezrozumienie tego, ze wolniejsza reakcja elementu

jest w tym przypadku zaleta [9].

Bezpieczniki zostały zastosowane symetrycznie w liniach L i N, poniewaz silny prad moze przepły-

nac zarówno z linii L do PE jak i N do PE.

4.1.3. Rezystor upływowy

Rezystor widoczny na schemacie 4.1 jako R1 oraz połaczone rezystory R2 i R13 na schemacie 4.2

pełnia funkcje rezystora upływowego. Zadaniem rezystora upływowego jest rozładowanie ładunku elek-

trycznego, który jest magazynowany w kondensatorze po odłaczeniu urzadzenia od sieci zasilajacej. Jego

obecnosc eliminuje mozliwosc wystapienia zagrozenia, w wyniku którego uzytkownik chcacy sprawdzic

cos wewnatrz przedmiotu mógłby ulec porazeniu.

Wartosc rezystancji rezystora upływowego jest kompromisem pomiedzy czasem rozładowania a stra-

tami wprowadzanymi w czasie normalnej pracy. Przy duzej wartosci rezystancji straty sa szczatkowe,

natomiast czas rozładowania jest dosyc długi i moze osiagac kilkanascie minut. Przy mniejszej wartosci

rezystancji rozładowanie nastepuje szybciej, natomiast wprowadzane straty sa wieksze.

4.1.4. Rezystory szeregowe

Widoczne na schemacie 4.2 rezystory R1, R17, R19 i R20 tworza z dalszymi elementami filtru

dzielnik impedancyjny, na którym podczas zaburzenia wytraca sie czesc mocy. Rozwiazanie to zostało

zastosowane ze wzgledu na niemoznosc wykorzystania elementów typu warystor lub transil, które nie

sprawdzały sie w warunkach rzeczywistej pracy urzadzenia. Wada tego rozwiazania jest fakt, ze podczas

normalnej pracy na rezystorach R1, R17, R19 i R20, których wypadkowa rezystancja na liniach L i N

wynosi 33 Ω, wydziela sie moc siegajaca w szczycie prawie 1 W. Mozemy sobie pozwolic na wytracenie

takiej mocy, gdyz pobór pradu przez urzadzenie podczas pracy jest stosunkowo mały (nie wiekszy niz

400 mA). Taka moc nie powoduje zagrozenia w postaci przegrzania sie elementu i nie obniza w zaden

sposób sprawnosci urzadzenia.


4.2. Płytka obwodu drukowanego 39

Podobnie jak w przypadku bezpieczników, rezystory zostały zastosowane symetrycznie w liniach

L i N, poniewaz zaburzenie moze wystapic zarówno z linii L do PE jak i N do PE.

4.2. Płytka obwodu drukowanego

Projektujac płytke obwodu drukowanego przyjeto, ze bedzie ona miała dwie warstwy. Rozmiar płytki

był dyktowany rozmiarem obudowy urzadzenia - ma ona wymiar 14,5 cm x 6 cm.

Rysunek 4.5 pokazuje górny fragment nowej płytki zawierajacy filtr. Brazowe walce po prawej to

bezpieczniki, niebieskie i szare elementy to kondensatory. Czerwony prostopadłoscian to dławik sie-

ciowy. Czarnoszare walce po lewej to indukcyjnosci, natomiast pomiedzy złaczem i kondensatorem

znajduja sie cztery rezystory. Jak widac elementy, ze wzgledu na swoje gabaryty, zajmuja dosc duza

powierzchnie płytki.

Rysunek 4.5: Widok płytki od góry. Rysunek 4.6: Widok płytki od dołu.

Rysunek 4.6 pokazuje dolny fragment nowej płytki zawierajacy filtr. Obecne sa tam rezystory smd:

po prawej znajduja sie rezystory o wypadkowej rezystancji 1,36 MΩ, natomiast po lewej rezystory rów-

noległe do dławików 1 mH o wartosci 5,8 kΩ.

W celu lepszego zobrazowania faktycznego układu elementów na płytce został zamieszczony rysu-

nek 4.7, bedacy zrzutem ekranu z programu Altium.

Widzimy na nim jednoczesnie obie warstwy i obrys elementów. Na dolnej warstwie (niebieskiej)

dookoła płytki poprowadzone jest pole PE. Ma ono kształt litery U. Ze wzgledu na ograniczone miejsce

na płytce nie udało sie ze soba połaczyc dwóch konców pola (kształt O), co dałoby krótsza sciezke

powrotu dla niektórych sygnałów. Dodatkowo pole mogłoby wówczas samo ekranowac płytke, przez co

byłaby szansa na mniejsza emisja zakłócen w.cz.

Autor podczas projektowania płytki starał sie zachowac maksymalne odstepy pomiedzy sciezkami

róznych sygnałów (minimalna odległosc wynosi 1,5 mm). Wazny był tez odstep pomiedzy sygnałami

i polem PE, aby nie doszło do sprzezenia, które mogłoby negatywnie wpłynac na tłumiennosc filtru


40 4.2. Płytka obwodu drukowanego

Rysunek 4.7: Widok płytki w programie Altium.

(minimalna odległosc wynosi 3 mm). Nie udało sie niestety w pełni wyeliminowac tego sprzezenia, co

zostanie szerzej omówione w rozdziale 5.2.

Odstep ten jest takze wazny ze wzgledu na odpornosc urzadzenia - przy niezachowanych odpowied-

nich odległosciach zaburzenia mogłyby dostac sie do urzadzenia powodujac przy tym znaczne uszko-

dzenia. W przypadku naszego urzadzenia sytuacja taka nie wystapiła - urzadzenia wytrzymało narazenia

aplikowane podczas badan.

Bardzo wazny był tez dobór odpowiedniej grubosci sciezek, aby była mozliwosc przepływu pradu

o duzych natezeniach. Prad ten wystepuje podczas zaburzenia typu udar. W wiekszosci przypadków

sciezki w filtrze maja grubosci 60 mils (1,5 mm), co według tabeli 2.1 pozwala podczas normalnej pracy

na przepływ pradu o wartosciach rzedu 3 A. Sciezki te sa w stanie wytrzymac chwilowy duzy prad

pojawiajacy sie podczas udaru, co zostało udowodnione na badaniach.

Autor starał sie odpowiednio poukładac elementy, aby zminimalizowac długosci sciezek. Ze wzgledu

na topologie płytki i ograniczone miejsce nie udało sie tego celu osiagnac całkowicie. Czesc sciezek jest

zbyt długa, co znaczaco wpływa na impedancje sciezki (zwieksza sie jej indukcyjnosc). Te elementy

pasozytnicze zostały potem uwzglednione w modelu symulacyjnym.


5. Emisja i symulacje

Kluczowa czescia niniejszej pracy jest ten rozdział, opisujacy przeprojektowanie filtru sieciowego

oraz szereg czynnosci z tym zwiazanych. Rozdział ten został podzielony na trzy czesci. Pierwsza czesc

skupi sie na wstepnych badaniach, które sa konieczne do okreslenia jaka topologie filtru powinno sie

obrac. Druga czesc nastawiona jest na badania filtru w rzeczywistym układzie oraz symulacjach, które

na podstawie tych badan zostały wykonane. Ostatnia czesc bedzie niejako podsumowaniem poprzednich

rozdziałów - zostana w niej pokazane rezultaty wczesniej wykonanych prac i wpływy róznych czynni-

ków na prace filtru w rzeczywistym układzie.

Autor skupił sie w tym rozdziale na emisji przewodzonej, poniewaz projekt filtru sieciowego ma na

nia kluczowy wpływ. W przypadku emisji promieniowanej dodatkowo znaczacy wpływ maja inne płytki

połaczone z płytka zasilacza oraz zastosowana obudowa. Te elementy wykraczaja juz poza zagadnienia

tej pracy.

Aby nie było w temacie emisji promieniowanej niedomówien: poprzednia wersja urzadzenia speł-

niała wymogi tego badania dla obiektu klasy B. Biezaca wersja filtru nie wprowadziła do charakterystyki

zadnych znaczacych zmian.

5.1. Wstepne badania EMC

Wszystkie badania, zarówno te dotyczace emisji jak i odpornosci, zostały wykonane w instytucie

technik innowacyjnych EMAG w Katowicach. Instytut udostepnił sprzet, który pozwolił na wykonanie

badan sygnałów wystepujacych w szerokim zakresie czestotliwosci i duzej dynamice. Badania emisji

były wykonywane pomiedzy liniami N i PE oraz L i PE. Charakterystyki emisyjne były na tyle podobne,

ze autor z kazdego badania zamiescił tylko jedna z nich (pomiedzy N i PE).

W Katowicach badane były zakłócenia typu CM. Autor zwrócił wczesniej uwage na duza dynamike,

poniewaz na sprzecie wykonywano takie badania, które miały niewielkie poziomy oraz takie, które sie-

gały granicy skali na wykresie. Problem jaki z tego wynikł zostanie rozwiniety w dalszej czesci rozdziału.

Badaniem, jakie zostało wykonane na poczatku, było sprawdzenie poziomów emisji przewodzonej

bez zamontowanego filtru na płytce z poprzedniej wersji. Wynik tego badania przestawia rysunek 5.1.

Badanie to pozwala na okreslenie kilku waznych rzeczy.

41

42 5.1. Wstepne badania EMC

Pierwsza kwestia, jest charakter czestotliwosciowy zakłócenia. Widzimy, ze w całym spektrum za-

kłócenie utrzymuje sie na wzglednie stałym poziomie. Wskazuje to na potrzebe zaprojektowania filtru

maksymalnie szerokopasmowego.

Rysunek 5.1: Emisja przewodzona bez filtru w ze stata wersja filtru.

Druga kwestia dotyczy poziomu zakłócen. Rysunek 5.1 wskazuje na obecnosc zakłócen w całym

pasmie badania na poziomie 70 - 80 dBuV. Tu niestety wystapił z badaniem pewien niezdiagnozowany

problem, poniewaz jak wynikło z badan z oscyloskopem (rysunek 5.2), zakłócenie emitowane z prze-

twornicy do sieci jest na poziomie 400 mV, co po przełozeniu na dBuV daje ok. 110 dBuV. Jest to

róznica rzedu 30 - 40 dB. Byc moze niepoprawnie został zestawiony tor pomiarowy, poniewaz nie wy-

daje sie byc prawdopodobnym, zeby przetwornica emitowała zakłócenia na tak niskim poziomie jak 10

mV (80 dBuV).

Rysunek 5.2: Poziom zaburzen widoczny na oscyloskopie.


5.2. Badania filtrów i symulacje 43

Na podstawie tego oszacowania stwierdzamy, ze potrzebujemy filtru o tłumiennosci ok. 60 dB. Jest

to duze wymaganie, dlatego filtr musi byc bardziej złozony.

Ostatnia rzecza jaka sie dowiedzielismy, jest rozkład „prazków” emitowanych do sieci. Kazdy ko-

lejny szczyt jest oddalony o 130 kHz. Odpowiada to czestotliwosci pracy przetwornicy. Sygnał z prze-

twornicy jest sygnałem prostokatnym o wypełnieniu ok. 60 %, czego odzwierciedleniem w widmie jest

rozkład prazków podobny do funkcji sinc. Najwieksze zakłócenia znajduja sie w zakresie czestotliwosci

150 - 800 kHz, wazne jest wiec, aby tam wypadało maksimum tłumienia.

5.2. Badania filtrów i symulacje

5.2.1. Badania starego filtru

Przed rozpoczeciem kolejnego etapu, czyli własciwego projektowania filtru w srodowisku LTSpice,

dobra praktyka byłoby poznanie charakterystyki wczesniejszego filtru i odniesienie sie do symulacji.

Zaleta tego rozwiazania jest mozliwosc oszacowania wpływu elementów pasozytniczych znajdujacych

sie na płytce na działanie filtru.

Tłumiennosc filtru została wyznaczona za pomoca analizatora Bode 100, który pozwolił na jej okre-

slenie w zakresie 10 kHz do 30 MHz, co w pełni pokrywa zakres czestotliwosci, w jakim sprawdzane

jest urzadzenie podczas badan EMC. Podczas badania sprawdzano sam filtr - został wylutowany mo-

stek prowadzacy do przetwornicy i dalszych czesci układu. Zamiast tego, w programie zostało wybrane

obciazenie rezystancyjne 50 Ω. Filtr został wiec zbadany w układzie 50Ω/50Ω.

Rysunek 5.3: Stary filtr - tłumienie CM.

Rysunek 5.3 przedstawia tłumiennosc filtru dla zaburzen typu CM. Zachowanie filtru dla zaburzen


44 5.2. Badania filtrów i symulacje

typu CM jest w kontekscie tej pracy najbardziej interesujace, poniewaz zakłócenia generowane przez

przetwornice maja głównie ten charakter. Zostało to takze sprawdzone eksperymentalnie - podczas ba-

dania emisji przewodzonej bez filtru na wszystkie linie razem załozono koralik ferrytowy i sciagnieto

charakterystyke. Poziom zakłócen obnizył sie wówczas o 3 dB, co było potwierdzeniem, ze dobrze

okreslono typ zakłócen.

Przejdzmy krótko do omówienia charakterystyk. W przypadku zaburzen typu CM charakterystyka

w zakresie 100 kHz do 1 Mhz opada jednostajnie (rysunek 5.3). Filtr ma stromosc 30 dB na dekade. Zała-

manie wystepuje na 1 MHz i do 10 Mhz tłumiennosc jest w miare stała. Maksimum tłumiennosci wypada

dopiero na 10 MHz i wynosi 60 dB. Potem nastepuje znaczacy spadek tłumiennosci. Na spadek tłumien-

nosci wpływ moze miec długosc sciezek łaczacych ze soba kolejne elementy. Dodatkowo mozliwe jest

sprzezenie pojemnosciowe pomiedzy wejsciem a wyjsciem, co tłumaczyłoby płaskosc charakterystyki

w zakresie 1 - 10 MHz. Zostanie to uwzglednione w modelu symulacyjnym.

Rysunek 5.4: Stary filtr - tłumienie DM.

Rysunek 5.4 przedstawia tłumiennosc starego filtru dla zaburzen typu DM. Filtr wchodzi w zakres

tłumienia dopiero na 200 kHz. W pasmie tłumienia ma stromosc 60 dB na dekade. Filtr ma bardzo

duza tłumiennosc w stosunkowo waskim zakresie czestotliwosci, po czym gwałtownie jego tłumien-

nosc spada. Jednym z powodów tego spadku jest długosc wyprowadzen, do których zostały podpiete

sondy analizatora Bode 100. Ich sumaryczna długosc wynosiła 10 cm. Dla sygnałów DM taka długosc

przekłada sie na stosunkowo duza indukcyjnosc, która nabiera znaczacego wpływu juz od kilku MHz.

Uwzgledniajac ten fakt mozna przyjac, ze filtr tłumi w szerszym pasmie. Wpływ na tłumienie moze miec

równiez niewielkie sprzezenie pojemnosciowe lub indukcyjnosc wynikajaca z długosci sciezek.



5.2.2. Badania nowego filtru

Biorac pod uwage wnioski z analiz charakterystyk z poprzedniego podrozdziału, rozpoczeto mody-

fikacje filtru, aby osiagnac trzy cele:

– Obnizyc czestotliwosc odciecia filtru, tak aby na czestotliwosci 200 kHz zagwarantowac wieksze

tłumienie,

– Zwiekszyc stromosc filtru, co takze pozwoli na osiagniecie wyzszej tłumiennosci na nizszych

czestotliwosciach,

– Zwiekszyc zakres czestotliwosci, w którym filtr ma duza tłumiennosc.

Po przyjeciu tych załozen rozpoczeto własciwe prace. Miały one charakter eksperymentalno - na-

ukowy. Najpierw wykonywane były symulacje. Po róznych modyfikacjach w symulacjach wybierano

sie do laboratorium, gdzie weryfikowano symulacje z rzeczywistoscia. Nastepnie nanoszono kolejne

korekty w symulacji i starano sie wprowadzic zmiany, które pozwola na spełnienie wymagan normy.

Łacznie odbyły sie cztery takie wizyty. Dopiero podczas czwartych badan odniesiono sukces.

W pracy tej nie beda omawiane po kolei wszystkie próby. Autor skupi sie głównie na wynikach

ostatniej z nich i w rozdziałach 5.2.4 i 5.2.5 wytłumaczy finalny kształt filtru w odniesieniu do wniosków,

które zostały zebrane podczas kolejnych pomiarów.

Rysunek 5.5: Nowy filtr - tłumienie CM.

Rysunek 5.5 przedstawia charakterystyke tłumienia nowego filtru dla zaburzen typu CM. Filtr za-

czyna tłumic juz od 10 kHz, znaczacy wzrost tłumiennosci zaczyna sie od 70 kHz. Stromosc charaktery-

styki wynosi prawie 50 dB na dekade. Duze tłumienie jest widoczne w dosc szerokim pasmie (200 kHz

do 20 MHz) i miesci sie ono w zakresie 60 - 70 dB.



Rysunek 5.6: Nowy filtr - tłumienie DM.

Rysunek 5.6 przedstawia tłumienie zaburzen typu DM. Podobnie jak w przypadku tłumienia CM,

filtr zaczyna juz tłumic w pasmie, które nie podlega badaniu w normie, natomiast znaczacy wzrost tłu-

miennosci rozpoczyna sie przy czestotliwosci 70 kHz. Stromosc charakterystyki wynosi 50 - 60 dB na

dekade. Filtr charakteryzuje sie duza tłumiennoscia w zakresie 100 kHz - 5 Mhz. Widoczne na charak-

terystyce -80 dB stanowi rzeczywista granice czułosci urzadzenia - byc moze filtr charakteryzuje sie

troche wieksza tłumiennoscia niz przestawia to rysunek. Przy czestotliwosci 5 MHz nastepuje gwał-

towny spadek tłumienia. Spadek ten, podobnie jak w starym filtrze, zwiazany jest czesciowo z długimi

wyprowadzeniami do których zostały dołaczone sondy analizatora Bode100. Obecnosc sond zostanie

uwzgledniona w modelu symulacyjnym.

Porównujac charakterystyki tłumiennosci starego filtru z charakterystykami nowego widzimy, ze

udało sie osiagnac wszystkie trzy załozenia. Trzeba jednak miec swiadomosc, ze uzyskana tłumiennosc

nie przełozy sie 1:1 na prace w rzeczywistym urzadzeniu. Wynika to m. in ze zmiennej impedancji

sieci, która bardzo czesto odbiega od wartosci 50 Ω. Podobnie ma sie sie sprawa z urzadzeniem, które

stanowi dla filtru silnie nieliniowa impedancje. Skutki tego niedopasowania beda najlepiej widoczne

w rozdziale 5.3.

5.2.3. Modele Referencyjne

Aby nie rozmieniac sie na drobne autor pracy zdecydował, ze zarówno projekt filtru jak i poprawki

nanoszone na model symulacyjny gotowego juz filtru zostana omówione w jednej sekcji. W celu zacho-

wania pewnego ciagu logicznego, w poprzednim podrozdziale autor pokazał tłumiennosc zakonczonego

juz filtru, aby łatwiej dało sie ja porównac z tłumiennoscia filtru poczatkowego. Podobnie aby ułatwic



czytelnikowi kontakt z praca, juz w rozdziale 4.1 zostały umieszczone schematy nowego i starego filtru.

Zanim rozpocznie sie własciwe omówienie, jest jeszcze potrzeba wprowadzenia układów odnie-

sienia, w stosunku do których badana była tłumiennosc filtru. Jako ze filtry były badane w układzie

50Ω/50Ω, to w takim układzie zostały tez wykonane symulacje. Wszystkie charakterystyki tłumiennosci

wykonane w programie LTSpice sa ilorazem napiecia na rezystorze wyjsciowym (rezystancja sieci) do

napiecia referencyjnego. Rysunek 5.7 przedstawia wzorcowe odniesienie dla zaburzen typu DM, gdzie

zródłem zaburzen jest zródło napieciowe. Szeregowa do niego rezystancja 50 Ω jest niejako rezystan-

cja zródła zaburzen. Rezystancja 100 Ω pochodzi z szeregowego połaczenia dwóch rezystancji 50 Ω,

wynikajacych z symetrii rezystancji pomiedzy liniami L i PE oraz N i PE.

Rysunek 5.7: Referencja dla DM. Rysunek 5.8: Referencja dla CM.

Rysunek 5.8 przedstawia wzorcowe odniesienie dla zaburzen typu CM, gdzie zródłem zaburzen jest

zródło pradowe o natezeniu 200 mA. Wartosc zródła wynika z przekształcenia zródła napiecia z sze-

regowym rezystorem na zródło pradowe z rezystorem równoległym. Rezystor 25 Ω jest wypadkowym

rezystorem wynikajacym z połaczenia równoległego dwóch rezystancji o wartosci 50 Ω, za jakie w przy-

padku tych zaburzen przyjmuje sie siec.

5.2.4. Symulacje i badania CM

W zwiazku z zaburzeniami typu CM zostało wprowadzonych szereg zmian, które miały na celu po-

prawienie ich tłumiennosci. Pierwsza z nich była wymiana dławika zaburzen wspólnych z 2x47 uH na

2x18 mH. Poprzedni dławik, ze wzgledu na swoja mała indukcyjnosc, charakteryzował sie duza tłumien-

noscia dopiero przy czestotliwosci 2 MHz. Nowy dławik maksimum tłumienia dla zakłócen CM ma na

czestotliwosci 0,3 MHz. Dobór dławika na te czestotliwosc jest dobry, poniewaz własnie w tej okolicy

wystepuja najsilniejsze harmoniczne przetwornicy.

Kolejna modyfikacja była wymiana dławika zaburzen wspólnych 2x1 mH na dwa osobne dławiki

o wartosci 1 mH. Wynikało to głównie z przyczyn praktycznych - ze wzgledu na gabaryty nie było

mozliwosci zmieszczenia tego elementu. Ponadto przy obecnosci dławika 2x18 mH, zostawienie dławika

2x1 mH nie wpłynełoby znaczaco na poprawe charakterystyki.

Do kazdego z dławików 1mH dodano równolegle rezystor 5,6 kΩ. Umieszczenie ich zwiazane jest

z wystapieniem silnego rezonansu na czestotliwosci 2 MHz, który w znaczacym stopniu zmniejszał



tłumiennosc filtru, przez co urzadzenie nie przechodziło badan. Po dodaniu rezystorów rezonans zanikł.

Zastosowanie odpowiednio wysokiej rezystancji nie pogorszyło charakterystyki tłumienia filtru.

Zmieniono wartosc rezystora szeregowego z 47 Ω na dwa rezystory równoległe o wypadkowej re-

zystancji 34 Ω. W celu zachowania pełnej symetrii dodano rezystory takze na linii L. Zmniejszenie

wartosci rezystancji powoduje co prawda przepływ wiekszego pradu (wieksze straty), ale w mniejszym

stopniu wpływa na spadek tłumiennosci filtru na czestotliwosciach powyzej 1 MHz. W ramach przypo-

mnienia: rezystancje szeregowe zostały dodane ze wzgledu na odpornosc urzadzenia, a nie na emisje.

W kontekscie odpornosci dodanie szeregowych rezystancji pomaga, w kontekscie emisji pogarsza cha-

rakterystyke.

Rysunek 5.9: Schemat nowego filtru dla tłumienia zaburzen CM.

Ostatnia zmiana, która znaczaco wpłyneła na tłumienie CM, była modyfikacja wartosci kondensato-

rów Cy z 4,7 nF na 10 nF, oraz dodanie dodatkowej pary tychze kondensatorów. Dzieki temu zabiegowi

czestotliwosc odciecia przesuneła sie w dół, przez co filtr szybciej zaczyna tłumic.

Rysunek 5.9 przedstawia finalny schemat filtru dla zaburzen typu CM. W prostokatach znajduja sie

elementy pasywne oraz ich odpowiednie elementy pasozytnicze, które wpływaja na kształt charaktery-

styki. Omawiajac schemat od lewej widzimy: indukcyjnosc 0,5 mH, bedaca wypadkowa indukcyjnoscia

z dwóch o wartosci 1 mH. Równolegle znajduje sie wypadkowa pojemnosc pasozytnicza. Równolegle

do indukcyjnosci dołaczony jest wypadkowy rezystor 2,8 kΩ bedacy równoległym połaczeniem dwóch

rezystorów o wartosciach 5,6 kΩ. Kolejno do masy podłaczone sa wypadkowe pojemnosci 20 nF z ich

wypadkowymi szeregowymi indukcyjnosciami 9 nH. Sa one podpiete zarówno przed jak i za dławikiem

zaburzen wspólnych.

Do pojemnosci Cy dołaczone sa dodatkowo pasozytnicze indukcyjnosci o wartosciach 141 nH oraz

241 nH. Indukcyjnosci te sa skutkiem długiej sciezki powrotu dla sygnału. Sciezka jest tak długa ze



wzgledu na rozmieszczenie PE (kształt litery U). Indukcyjnosc ta w znaczacy sposób wpływa na czesto-

tliwosc, przy której filtr zaczyna tracic swoja tłumiennosc [22].

Pomiedzy kondensatorami Cy znajduje sie dławik zaburzen wspólnych. Został on zamodelowany

jako dwie szeregowo połaczone indukcyjnosci ze swoimi równoległymi pojemnosciami pasozytniczymi.

Wartosci te zostały dobrane eksperymentalnie na podstawie modeli zagwarantowanych przez firme

Wurth Elektronik. Tymi czterema elementami udało sie uzyskac prawie pełne pokrycie charakterystyki.

Po prawej obok rezystancji obciazenia znajduje sie wypadkowa rezystancja 17 Ω, pochodzaca z rów-

noległego połaczenia dwóch rezystancji o wartosciach 34 Ω.

Jednym z najwazniejszych elementów na tym schemacie jest pasozytnicza pojemnosc o wartosci

0,5 pF, dołaczona pomiedzy wejscie i wyjscie. Reprezentuje ona sprzezenie pojemnosciowe pomiedzy

wejsciem a wyjsciem. Sprzezenie to moze byc skutkiem małej odległosci płaszczyzny PE od sciezek

sygnałowych. Nawet tak niewielka pojemnosc ma znaczacy wpływ na charakterystyke - ogranicza ona

maksymalne tłumienie, jakie wprowadza filtr.

Dodatkowy wpływ na kształt charakterystyki maja sprzezenia indukcyjne pomiedzy dławikami oraz

sprzezenia pojemnosciowe pomiedzy wyprowadzeniami dławików [7]. Niestety ich dodanie znaczaco

wpływa na skomplikowanie modelu, dlatego zostały one pominiete.

Rysunek 5.10: Porównanie pomiaru z symulacja dla tłumienia CM.

Rysunek 5.10 jest porównaniem charakterystyki filtru zdjetej podczas badan z charakterystyka otrzy-

mana w srodowisku LTSpice. Wystepuje co prawda pewne przesuniecie momentu w którym filtr zaczyna

intensywnie tłumic, ale poza tym w miare dokładnie udało sie odzwierciedlic charakterystyczne zakresy.

Płaskosc charakterystyki zdjetej podczas badan moze wynikac z granicy rozdzielczosci przyrzadu - tłu-

miennosc filtru moze wzrastac jeszcze do 90 dB, tak jak to przedstawia symulacja. Spadek tłumiennosci

obserwujemy od 5 MHz. Na charakterystyce z badania na czestotliwosciach 6 MHz, 10 MHz i 20 MHz



obecne sa piki wynikajace z czestotliwosci rezonansowych kondensatorów i indukcyjnosci. W symulacji

dwa pierwsze piki zanikły po dodaniu pojemnosci pasozytniczej pomiedzy wejsciem a wyjsciem. Po-

został ostatni pik wynikajacy z czestotliwosci rezonansowej dławika zaburzen wspólnych. Niestety nie

udało sie zamodelowac go tak, aby miał podobna wartosc. Jest to skutkiem nieobecnosci na schemacie

szeregowych i równoległych pasozytniczych rezystancji. Dodanie tych elementów w znaczacy sposób

skomplikowałoby model symulacyjny, dlatego zostały pominiete.

5.2.5. Symulacje i badania DM

W przypadku tłumienia zaburzen DM, bezposredni lub posredni wpływ miały praktycznie wszystkie

wprowadzone zmiany dla zaburzen typu CM, dlatego nie beda one tutaj kolejny raz omawiane. Zmiana

niezalezna od tych wprowadzonych wczesniej było dodanie dodatkowej pojemnosci 100 nF na wyjsciu

filtru. Pozwoliła ona na zwiekszenie stromosci tłumienia.

Rysunek 5.11: Schemat nowego filtru dla tłumienia zaburzen DM.

Rysunek 5.11 przedstawia schemat filtru dla zaburzen typu DM. Podobnie jak na poprzednim sche-

macie, prostokaty zawieraja w sobie odpowiednie elementy pasywne i ich elementy pasozytnicze. Model

dla zaburzen DM jest bardziej rozbudowany, poniewaz w przypadku tych zaburzen wszystkie elementy

biora udział w filtracji zakłócen. W przypadku zaburzen CM czesc elementów w symulacji była nie-

obecna, poniewaz zostały one zastapione zwarciem.

Od lewej, równolegle do zródła napiecia zaburzen znajduja sie wszystkie pojemnosci filtrujace (Cx

i wypadkowe pojemnosci dla Cy) wraz z ich indukcyjnosciami pasozytniczymi. Pomiedzy pojemno-

sciami widoczna jest indukcyjnosc 2 mH, bedaca wypadkowa indukcyjnoscia dla dwóch szeregowo po-

łaczonych dławików 1 mH oraz ich wypadkowa pojemnosc pasozytnicza. Równolegle do indukcyjnosci

dołaczona jest rezystancja 11,2 kΩ, bedaca wypadkowa rezystancja dwóch szeregowo połaczonych re-

zystorów 5,6 kΩ. Obok indukcyjnosci obecny jest dławik zaburzen wspólnych, który takze w przypadku

zaburzen typu DM ma swój wpływ, tyle ze jest on mniejszy i ujawnia sie dopiero w zakresie wyzszych

czestotliwosci.


5.3. Koncowe badania EMC 51

Na schemacie wystepuja dwa elementy pasozytnicze majace znaczacy wpływ na charakterystyke.

Pierwszym z nich jest indukcyjnosc 360 nH, wynikajaca z długosci sciezek i wyprowadzen, do których

były dołaczone sondy urzadzenia Bode100. Obecnosc tak długich wyprowadzen podczas badania była

błedem, jednak uwidaczniaja on fakt, ze nawet dodatkowych kilka cm linii ma kolosalne znaczenie.

Prawdopodobnie wykonany pomiar ma duzy sens w kontekscie normalnej pracy urzadzenia, poniewaz

podobnej długosci sciezki prowadza od filtru do przetwornicy.

Dodatkowa pojemnosc pasozytnicza o wartosci 4 pF podobnie jak w przypadku zaburzen CM, obra-

zuje sprzezenie pojemnosciowe pomiedzy wejsciem a wyjsciem. Wejscie z wyjsciem moga sie sprzegac

przez linie PE, która jest odległa od sciezek sygnałowych o 4 mm. Niestety nie udało sie zachowac

wiekszych odległosci ze wzgledu na niewielki rozmiar płytki.

Rysunek 5.12: Porównanie pomiaru z symulacja dla tłumienia DM.

Rysunek 5.12 przedstawia porównanie tłumienia filtru sciagnietego przez analizator Bode100 z tłu-

mieniem zasymulowanym w programie LTSpice. W przypadku zaburzen DM udało sie uzyskac bardziej

precyzyjne pokrycie charakterystyk. W podobnych momentach rozpoczyna sie tłumienie i przyjmuje ono

podobne wartosci. Spadek tłumiennosci rozpoczyna sie przy czestotliwosci 1 MHz i ustawicznie maleje

z podobnym nachyleniem dla obu charakterystyk. Tak samo jak w przypadku zaburzen CM, rezonanse

elementów pasywnych ukryły sie w momencie dołaczenia dodatkowej pojemnosci pasozytniczej pomie-

dzy wejscie a wyjscie.

5.3. Koncowe badania EMC

Po zakonczeniu prac nad filtrem i jego symulacjami odbyły sie finalne badania majace na celu zwe-

ryfikowanie działania filtru dołaczonego do urzadzenia. Rezultat tych badan przedstawia rysunek 5.13.


52 5.3. Koncowe badania EMC

Rysunek 5.13: Emisja przewodzona nowego filtru z rzeczywistym obciazeniem.

Urzadzenie miesci sie w wymaganiach emisji przewodzonej - zarówno charakterystyka dla wartosci

sredniej (zielona) jak i Quasi peak (niebieska) sa ponizej odpowiednich krzywych. Porównujac wartosc

zaburzen oszacowanych z oscyloskopem (bierzemy korekte na czesciowa niepoprawnosc pomiaru bez

filtru) z zaburzeniami na rysunku 5.13 widac, ze filtr wprowadza tłumienie rzedu 60 dB dla zaburzen CM

w pasmie 150 kHz do 10 MHz, co pokrywa sie z badaniami filtru i symulacja. Udało sie osiagnac mar-

gines ponad 3 dB do linii wyznaczonej przez norme. Zostało to sprawdzone na kilku róznych płytkach.

Rysunek 5.14: Tłumienie nowego filtru dla róznych wartosci rezystancji wejsciowych.

Jednym z powodów, przez które filtr nie osiagnał tłumiennosci zmierzonej podczas badan, jest praw-

dopodobnie nieliniowosc impedancji od strony zródła zaburzen. Impedancje te stanowi całosc urzadze-

nia, które w zaleznosci od obciazenia pomiarami i trybu pracy moze przyjmowac rózne wartosci. Dotyka

do bezposrednio tematyki normy CISPR17 omówionej w rozdziale 3.4. Ze wzgledu na ograniczony czas


5.3. Koncowe badania EMC 53

nie udało sie niestety przeprowadzic badan opisanych w CISPR17, jednak zaleznosc zmian tłumienia od

zmian impedancji została wstepnie zweryfikowana w modelu symulacyjnym.

Na rysunku 5.14 przedstawione sa charakterystyki tłumienia dla trzech róznych wartosci rezystancji

wejsciowych: 50 Ω, 100 Ω, 1 kΩ. Krzywa z najwiekszym tłumieniem odpowiada rezystancji 50 Ω, a ta

z najmniejszym 1 kΩ. Róznica pomiedzy tymi krzywymi wynosi w niektórych miejscach prawie 30 dB.

Symulacja ta potwierdza znaczacy wpływ impedancji wejsciowej na tłumienie.

Rysunek 5.15: Emisja przewodzona nowego filtru obciazonego rezystancja 50 Ω.

Rysunek 5.15 pokazuje emisje zaburzen do sieci, gdy płytka zasilacza obciazona jest rezystancja

50 Ω. Widzimy znaczacy spadek poziomu zaburzen. Zwiazane jest to ze stała w tym momencie impe-

dancja zródła. Dodatkowo znikneła czesc zaburzen, które wczesniej mogły sprzegac sie indukcyjnie lub

pojemnosciowo z innej płytki [24]. Jesli chciałoby sie zrobic naprawde kompleksowy model zaburzen,

koniecznym byłoby uwzglednienie otoczenia płytki i innych zródeł, które moga wprowadzac dodatkowe

efekty.

Warta zauwazenia jest jeszcze jedna rzecz: element przy generatorze ma charakter impedancyjny

a nie tylko rezystancjny. Mozna to zaobserwowac na rysunku 5.15 jako przesuniecie prazków pochodza-

cych od przetwornicy w dziedzinie czestotliwosci. Jesli projektantowi zalezy na wiarygodnosci, to jest

rzecza kluczowa, aby testy przeprowadzic przy róznym obciazeniu.


54 5.3. Koncowe badania EMC


6. Podsumowanie

Niniejsza praca poruszyła szereg zagadnien z dziedziny elektroniki. Autor starał sie jak najprosciej

przyblizyc projektowanie filtrów sieciowych w oparciu o wymagania norm dotyczacych emisji i od-

pornosci. Autor miał takze na celu przyblizenie podstawowych wymagan dotyczacych płytek obwodów

drukowanych w kontekscie tychze norm. Duzy nacisk został połozony na jak najlepsze odwzorowanie

rzeczywistego zachowania elementów, a co za tym idzie całego systemu, w szerokim zakresie czestotli-

wosci.

Dla osoby, która chciałaby zagłebic sie w zagadnienia zwiazane z szeroko pojeta kompatybilno-

scia elektromagnetyczna praca moze byc co najwyzej ogólnym zarysem zagadnien. Autor zdaje sobie

sprawe, ze do poprawnego projektowania filtrów sieciowych i płytek obwodów drukowanych potrzeba

wielu lat praktyki inzynierskiej, podczas której wyrobi sie poprawna intuicja co do interpretacji wyko-

nywanych badan. Z braku doswiadczenia praca autora czesto miała charakter eksperymentalny, jednak

bardzo wiele z tych eksperymentów przynosiło konkretne wnioski na podstawie których mozliwy był

ustawiczny postep w projekcie.

Bardzo rozwijajace okazały sie wizyty w Instytucie Technik Innowacyjnych EMAG w Katowicach

i badania filtrów zrealizowane w Akademii Górniczo-Hutniczej im. Stanisława Staszica w Krakowie. Bez

udostepnienia odpowiedniego sprzetu i wsparcie merytorycznego wszystkich osób podczas kolejnych

etapów projektu praca na pewno straciłaby duzo na swej wartosci.

Efekty wykonanej pracy sa zarówno dla autora jak i jego kierownictwa satysfakcjonujace. Udało sie

spełnic podwyzszone przez klienta wymagania, nie zwiekszajac przy tym znaczaco budzetu jaki został

ustalony na produkcje płytki zasilacza.

Dodatkowo zdobyta podczas badan i symulacji wiedza na temat zagadnien zwiazanych z kompaty-

bilnoscia elektromagnetyczna stanowi duza wartosc dla autora. Autor ma nadzieje, ze sposób przedsta-

wienia przez niego zagadnien był dla czytelnika jasny oraz ze wzbogacił jego wiedze w tej dziedzinie.

55

56


Bibliografia

[1] Anti-surge wire-wound fixed resistors. http://datasheet.octopart.com/

KNPA1WJ0181A10-Royal-Ohm-datasheet-17592162.pdf. Dostep z dnia 14.06.2016.

[2] Emi/rfi suppression capacitors. http://www.illinoiscapacitor.com/pdf/Papers/

EMI_RFI_suppression_capacitors_film.pdf. Dostep z dnia 14.06.2016.

[3] Resistor capacitance. http://www.resistorguide.com/resistor-capacitance/.

Dostep z dnia 14.06.2016.

[4] Metal oxide varistor. http://www.circuitstoday.com/

metal-oxide-varistor-mov, 2011. Dostep z dnia 14.06.2016.

[5] Safety standard certified ceramic capacitors/ high voltage ceramic capacitors. http://www.

tme.eu/pl/Document/194a572e09e60fc6c08349dc2bfb8b45/MURATA.pdf,

2014. Product specification. Dostep z dnia 14.06.2016.

[6] Dławik 7446121018. http://katalog.we-online.com/pbs/datasheet/

7446121018.pdf, 2015. Product specification. Dostep z dnia 14.06.2016.

[7] J. G. Jiang D. H. Liu. High frequency characteristic analysis of em1 filter in switch mode power

supply (smps). pages 2039 – 2043, 2002.

[8] Yan-Pei Wu Yie-Tone Chen Fu-Yuan Shih, Dan Y. Chen. A procedure for designing em1 filters for

ac line applications. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, 11(1):170 – 181, 1996.

[9] Piotr Górecki. Bezpieczniki - niedoceniane elementy elektroniczne. http://www.edw.com.

pl/pdf/k01/62_099.pdf, 2011. Dostep z dnia 14.06.2016.

[10] Steve Guinta. Ask the applications engineer - 21: Capacitance and capacitors. http://

www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/21.html. Dostep z

dnia 14.06.2016.

[11] Ryan Hurley. Design considerations for esd/emi filters: I. http://www.onsemi.com/pub_

link/Collateral/AND8200-D.PDF. Dostep z dnia 14.06.2016.

57

http://datasheet.octopart.com/KNPA1WJ0181A10-Royal-Ohm-datasheet-17592162.pdf

http://datasheet.octopart.com/KNPA1WJ0181A10-Royal-Ohm-datasheet-17592162.pdf

http://www.illinoiscapacitor.com/pdf/Papers/EMI_RFI_suppression_capacitors_film.pdf

http://www.illinoiscapacitor.com/pdf/Papers/EMI_RFI_suppression_capacitors_film.pdf

http://www.resistorguide.com/resistor-capacitance/

http://www.circuitstoday.com/metal-oxide-varistor-mov

http://www.circuitstoday.com/metal-oxide-varistor-mov

http://www.tme.eu/pl/Document/194a572e09e60fc6c08349dc2bfb8b45/MURATA.pdf

http://www.tme.eu/pl/Document/194a572e09e60fc6c08349dc2bfb8b45/MURATA.pdf

http://katalog.we-online.com/pbs/datasheet/7446121018.pdf

http://katalog.we-online.com/pbs/datasheet/7446121018.pdf

http://www.edw.com.pl/pdf/k01/62_099.pdf

http://www.edw.com.pl/pdf/k01/62_099.pdf

http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/21.html

http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/21.html

http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AND8200-D.PDF

http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AND8200-D.PDF

58 BIBLIOGRAFIA

[12] David L. Jones. Pcb design tutorial. http://alternatezone.com/electronics/

files/PCBDesignTutorialRevA.pdf, 2004. Dostep z dnia 14.06.2016.

[13] PKN. Kompatybilnosc elektromagnetyczna – metody pomiaru charakterystyk tłumiennosci bier-

nych filtrów i elementów przeciwzakłóceniowych. (PN-CISPR 17:2000), 2000.

[14] PKN. Normalizacja i dziedziny zwiazane – terminologia ogólna. (PN-EN 45020:2009), 2009.

[15] PKN. Kompatybilnosc elektromagnetyczna (emc) – czesc 4-5: Metody badan i pomiarów – badanie

odpornosci na udary. (PN-EN 61000-4-5:2010), 2010.

[16] PKN. Kompatybilnosc elektromagnetyczna (emc) – czesc 4-2: Metody badan i pomiarów – badanie

odpornosci na wyładowania elektrostatyczne. (PN-EN 61000-4-2:2011), 2011.

[17] PKN. Urzadzenia przemysłowe, naukowe i medyczne – charakterystyki zaburzen o czestotliwosci

radiowej - poziomy dopuszczalne i metody pomiaru. (PN-EN 55011:2012), 2012.

[18] PKN. Wyposazenie elektryczne do pomiarów, sterowania i uzytku w laboratoriach – wymagania

dotyczace kompatybilnosci elektromagnetycznej (emc) – czesc 1: Wymagania ogólne. (PN-EN

61326-1:2013-06), 2013.

[19] PKN. Kompatybilnosc elektromagnetyczna (emc) – czesc 4-6: Metody badan i pomiarów – od-

pornosc na zaburzenia przewodzone, indukowane przez pola o czestotliwosci radiowej. (PN-EN

61000-4-6:2014-04), 2014.

[20] Rafał Widórek Sławomir Ligenza, Cezary Worek. Filtracja zaburzen przewodzonych w rezonanso-

wym konwerterze do zasilania lamp z diodami led duzej mocy. Przeglad Elektrotechniczny, (7):195

– 198, 2014.

[21] Tomasz Schweitzer. Normalizacja i dziedziny zwiazane – terminologia

ogólna. https://wiedza.pkn.pl/web/wiedza-normalizacyjna/

stanowisko-pkn-w-sprawie-dobrowolnosci-pn. Dostep z dnia 14.06.2016.

[22] Dan. Y. Chen Willem Gerhardus Odendaal Shuo Wang, Fred. C. Lee. Effects of parasitic parameters

on emi filter performance. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, 19(3):869 – 877,

2004.

[23] Craig Taylor. Magnetic energy storage and switching power supplies. http://techlib.com/

area_50/Readers/Craig/switching.htm. Dostep z dnia 14.06.2016.

[24] Dirk Schaefer Tom Page, Paul Baguley. Maintaining electromagnetic compatibility through design

for fabrication and assembly of printed circuit boards (pcbs). ECAD/ECAE2004, pages 101 – 105,

2004.


http://alternatezone.com/electronics/files/PCBDesignTutorialRevA.pdf

http://alternatezone.com/electronics/files/PCBDesignTutorialRevA.pdf

https://wiedza.pkn.pl/web/wiedza-normalizacyjna/stanowisko-pkn-w-sprawie-dobrowolnosci-pn

https://wiedza.pkn.pl/web/wiedza-normalizacyjna/stanowisko-pkn-w-sprawie-dobrowolnosci-pn

http://techlib.com/area_50/Readers/Craig/switching.htm

http://techlib.com/area_50/Readers/Craig/switching.htm

BIBLIOGRAFIA 59

[25] Damian Wilczynski. Jak zaprojektowac dobre pcb? http://www.kne.agh.edu.pl/

sites/default/files/Jak%20zaprojektowa%C4%87%20dobre%20PCB.pdf,

2011. Dostep z dnia 14.06.2016.

[26] Tomasz Swiontek. Projektowanie płytek (3): Prowadzenie masy, zasilania, montaz obwodu w obu-

dowie. http://ep.com.pl/files/2626.pdf, 2009. Dostep z dnia 14.06.2016.

[27] Kenneth Wyatt. Resistors aren’t resistors. http://www.edn.com/design/

components-and-packaging/4423492/Resistors-aren-t-resistors, 2013.

Dostep z dnia 14.06.2016.


http://www.kne.agh.edu.pl/sites/default/files/Jak%20zaprojektowa%C4%87%20dobre%20PCB.pdf

http://www.kne.agh.edu.pl/sites/default/files/Jak%20zaprojektowa%C4%87%20dobre%20PCB.pdf

http://ep.com.pl/files/2626.pdf

http://www.edn.com/design/components-and-packaging/4423492/Resistors-aren-t-resistors

http://www.edn.com/design/components-and-packaging/4423492/Resistors-aren-t-resistors

Documents

Praca dyplomowa magisterskadydaktyka:mateusz_zaborski_mgr.pdf · Praca dyplomowa magisterska Dopasowanie i analiza charakterystyk ﬁltru napiecia˛ sieciowego do zastosowan przemysłowych´