1.– Índice

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1.– Índice...........................................................................................................................12.- Introducción.................................................................................................................13.- Especificaciones...........................................................................................................44.- Realización y simulaciones..........................................................................................65.-Esquemáticos y conclusiones......................................................................................146.-Análisis de los resultados obtenidos...........................................................................15

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2.- Introducción

El objetivo de esta práctica es el diseño de un doblador pasivo con un diodo schottky en tecnología microstrip. La razón de emplear este tipo de diodo reside en su buen funcionamiento a altas frecuencias, garantizando un comportamiento óptimo frente a un diodo convencional.

El doblador es un circuito que se comporta de la siguiente manera:

La señal de entrada al circuito es:

Señal de referencia fin = f0 (procedente de un OL): señal de bombeo para conseguir el funcionamiento no lineal del diodo.

La señal de salida es:

Señal 2f0 (doble) que corresponde al segundo armónico de la señal de entrada que se genera en el elemento no lineal.

Las características abajo explicadas que debe cumplir el circuito, han de mantenerse en un ancho de banda del 5% en torno a la frecuencia central de trabajo asignada (1GHz en nuestro caso): [0.975-1.025] GHz.

El funcionamiento es el siguiente:

Figura 1.- Doblador pasivo con un diodo Schottky

Este circuito deberá ser diseñado en base a unas especificaciones que hemos detallado a continuación. Además debemos comentar que nuestro principal requisito es conseguir trabajar con potencia mínima.

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Según se muestra en la siguiente figura, el circuito simplificado consta de:

Un resonador paralelo (o filtro) a la entrada a f0 que corresponde a un abierto a f0 y un corto a 2f0.

Un elemento no lineal (el diodo Schottky que ya hemos comentado). Un resonador paralelo (o filtro) a la salida a 2f0 , que corresponde a un

abierto a 2f0 y un corto a f0.

Los resonadores paralelo a fo y 2fo, pueden conseguirse de forma sencilla mediante dos stubs paralelo λ/4:

Terminados en corto a la entrada : para presentar un abierto a fo y un corto a 2fo

Terminado en abierto a la salida : para presentar un corto a fo y un abierto a 2fo

Aunque el diodo no se polariza externamente con una fuente de DC, el proceso no lineal genera una tensión y una corriente continuas, además de los correspondientes armónicos de la señal de entrada. Para que el circuito funcione correctamente es necesario proporcionar a dicha corriente DC un camino a masa. Esto se consigue con las dos bobinas de los resonadores paralelo. En caso de que estos resonadores se sustituyan por stubs u otro tipo de estructura filtrante, hay que asegurarse de que se proporciona dicho camino a masa a la corriente continua. Por último, mencionar que el circuito anterior funcionaría correctamente si los diodos presentaran 50 Ω en la banda de trabajo. Si esto no se cumpliese, sería necesario añadir una red de de adaptación previa al diodo.

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3.- Especificaciones

El objetivo fundamental de esa práctica es el diseño de un doblador pasivo con un diodo Schottky en tecnología microstrip. El funcionamiento de este circuito es, como ya explicamos en la introducción, el siguiente: a partir de una señal de entrada (“señal de referencia”) con una determinada frecuencia f0 (en nuestro caso 1GHz) obtendremos a la salida una señal de doble frecuencia que corresponde al segundo armónico de la señal de entrada que se genera en el elemento no lineal.

A continuación, vamos a comentar como fue el proceso diseño.

En primer lugar vamos a especificar las restricciones que debia cumplir el circuito que implementamos durante las distintas sesiones que tenia esta práctica:

Frecuencia de señal RF (entrada): fin=f0= 1 GHz Potencia de señal de entrada < 10 dBm Adaptación de la señal de entrada en una banda de 5%, RL< -15 dB Pérdidas de conversión en una banda del 5%: L>10 dB Aislamiento de la señal f0 a la salida, I>40 dB

Para llevar a cabo el diseño de nuestro doblador pasivo, empleamos los siguientes componentes:

Componentes concentrados ideales. Diodo Schottky de la familia HSMS-28XX. Los parámetros, que introdujimos

en el componente no lineal SDIODE con el que realizamos la simulación en la herramienta de diseño Microwave Office, son los que se presentan en la siguiente tabla:

Figura 3.- Parámetros del diodo

El esquema de nuestro circuito era similar a:

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Figura 4.- Esquema general del circuito

Como herramienta de ayuda utilizamos el programa Microwave Office, lo que nos permitió simular el comportamiento de nuestro circuito. Pero para ello, primero, tuvimos que determinar el sustrato a emplear, en esta práctica a diferencia de lo que ocurría en otras anteriores, el sustrato nos lo imponían así que solo tuvimos que seleccionarlo cuando comenzamos nuestro proyecto (Sustrato: Fibra de vidrio (FR4): h=0.5mm; r=4.6; tan =0.01). Una vez que teníamos definido el material a emplear, pasamos a importar de la librería especificada más arriba el diodo buscado y determinar los parámetros característicos del mismo, detalladas en la figura 3.

A partir de ahora lo que vamos a hacer es especificar los pasos seguidos para conseguir el sistema buscado (mezclador pasivo balanceado):

Diseñamos del doblador pasivo empleando líneas ideales (TLIN): en esta parte tuvimos que diseñar el esquema de nuestro circuito con líneas ideales para así tener un modelo de referencia a la hora de comprobar si nuestro circuito funcionaba correctamente con las líneas ideales. A partir de este circuito lo que tratamos fue de verificar parámetros como la adaptación a la entrada, pérdidas de conversión y el aislamiento.

Diseñamos del doblador pasivo empleando líneas reales (MLIN): una vez caracterizado nuestro sistema pasamos a diseñar nuestro circuito con líneas reales, definimos la longitud de las líneas, las impedancias de cada una de ellas (

), y la frecuencia a la que queríamos probarlo (en nuestro caso 1GHz). El esquema del sistema se muestra en las figuras expuestas en la parte de la simulación.

Diseñar una red de polarización para el diodo: la red que se implementó en esta parte era como la que se expone en el siguiente gráfico:

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Figura 5.- Red de polarización

Esta red fue implementada para mejorar las prestaciones del circuito, de esta forma lo que conseguíamos era situar al diodo en un punto de trabajo en continua distinto al que proporciona la auto polarización.

La conexión de esta nueva red al circuito anterior se realizó como se indica a continuación.

Figura 6 .- Esquema con la red de polarización

4.- Realización y simulaciones

En los siguientes apartados vamos a proceder a simular el sistema detallado con anterioridad. Un aspecto importante a tener en cuenta antes de comenzar con las simulaciones, es que este circuito funciona en régimen no lineal, lo que esto quiere decir es que , por ejemplo, la adaptación del circuito dependerá de la potencia que le introduzcas a la entrada, lo que nos permite concluir que para poder analizar nuestro sistema correctamente hemos de hacerlo en condiciones de “gran señal”. Para conseguir esto, lo que hicimos fue emplear un puerto del tipo “Balance Armónico” en el cual se nos permitia especificar la frecuencia y potencia de excitación del circuito. Los parámetros a analizar fueron:

Adaptación a la entrada: este aspecto será analizado con el parámetro LSS21(es decir realizaremos una medida de parámetros S no lineales). Lo que se

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pretende conseguir en este caso es que estas pérdidas se sitúen por debajo de -15 dB, restricción que ya se comento con anterioridad. Al hacer esto se conseguirá limitar la cantidad de potencia que se refleja a la entrada del sistema implementado. Pérdidas de conversión: se define como la relación existente entre la señal obtenida a la frecuencia 2F0 con la señal de frecuencia F0.

Con este parámetro lo que se quiere analizar es cuanto se ve degradada la amplitud de la señal en el proceso de conversión. En nuestro caso vamos a tratar de asegurar que la señal a la salida no caiga mas de un 10dB para el rango de frecuencias de trabajo. De esta manera garantizamos que nuestras pérdidas serán lo menor posible y nos llegará la cantidad de potencia necesaria sin producirse una degradación que consideraríamos excesiva.

Aislamiento: Cuando se diseña un sistema de este estilo, es necesario tener en cuenta que podemos encontrarnos componentes no deseadas a la salida del sistema procedentes de las señales introducidas al circuito. Estas componentes frecuenciales indeseadas se han de eliminar, en nuestro caso vamos a intentar conseguir que la señal de frecuencia f0 introducida a la entrada del sistema se vea atenuada como mínimo 40dB a la salida del mismo. De esta forma se tendrá controlado en todo momento que a la salida del sistema no nos encontremos componentes indeseadas a la frecuencia de entrada.

Simulación del circuito con líneas de transmisión ideales.

En primer lugar, como ya hemos dicho anteriormente, simulamos el cirucuito en con líneas ideales, para así poder tener una referencia en apartados posteriores acerca de cómo debe ser el comportamiento de nuestro circuito.

Figura 7.- Esquema TLIN

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A coninuación montamos el circuito representado en la figura 7, dandole a las líneas TLIN1 y TLIN2 una longitud aleatoria y una impedancia igual a 50 Ω. El problema fue, que como era de esperar, la simulación de este circuito no cumplía las especificaciones dadas en el enunciado, por lo tanto tuvimos que optimizar el sistema para la frecuencia de trabajo (1GHz) hasta obtener los valores deseados, como variables a optimizar consitderamos la longitud e impedancia de las líneas TLIN1 y TLIN2.

Hicimos el mismo procedimiento para distintos valores de la potencia de entrada, puesto que en el enunciado se nos pedía que las resultados que entregasemos se realizarán para la menor potencia posible. Seleccionamos como potencia óptima aquella potencia miníma que nos permitía cumplir con las especificaciones, a pesar de que existiesen valores de potencia mayor que satisfacían mejor las condiciones impuestas para nuestro circuito. La potencia mínima en nuestros caso fue 1dBm. Nos gustaría comentar que también sería posible simular nuestro circuito para 0dBm puesto que funcionaba muy bien para la frecuencia de trabajo, el problema de este caso fue que las restricciones en los extremos de las bandas de nuestro rango de frecuencias dejaban de cumplirse completamente por eso decidimos que era una mejor opción introducir una potencia igual a 1dBm.

En los siguientes cuadros, se muestran los resultados de la simulación.

Figura 8.- Simulación para la frecuencia de trabajo(f = 1GHz)

Como se puede comprobar las especificaciones del circuito se satisfacen perfectamente, ya que el aislamiento toma un valor de -145.1 dB muy inferior a la limitación impuesta (-40dB). Por otro lado también se puede comprobar que la restricción de las pérdidas de conversión (superiores a -10 dB) y la adaptacion a la

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entrada (inferior a -15dB) también se satisfacen puesto que en este caso toman un valor de -9.58 dB y -15.92 dB, respectivamente.

Una vez que comprobado que nuestro circuito funcionaba correctamente para la frecuencia de trabajo, comprobamos que las especificaciones también se cumpliesen para una banda de frecuencias del 5% ([0.975, 1.025]GHz). A pesar de que aproximadamente se cumplían las restricciones del circuito tratamos de optimizarlo para mejorar las pérdidas, la adaptación y el aislamiento obtenido, en la figura 10 se puede ver el resultado de la optimización de nuestro circuito.

Figura 9.- Simulación para la banda de [0-975, 1.025]GHz

Figura 10.- Optimización para la banda de [0-975, 1.025]GHz

Podemos comprobar que como resultado de la optimización nuestro funcionamiento mejora levemente ya que conseguimos un mayor aislamiento (-148 dB en este caso) y también conseguimos satisfacer en un margen mayor las restricciones tanto de las pérdidas de conversión (superiores a -10 dB) y la adaptacion a la entrada (inferiores a -15dB) ya que en este momento toman valores de -7.98 dB y -21.48 dB, respectivamente.

El esquema final del sistema fue:

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Figura 11.- Esquema general del circuito para líneas ideales

También para comprobar que nuestro circuito funcionaba correctamente simulamos el sistema de forma que también se pudiesen tener controlados el nivel del resto de los armónicos, y se pudiese analizar la forma de onda de las señales del puerto de salida y entrada, respectivamente, en el dominio del tiempo mediante una medida del tipo “osciloscopio”.

Figura12.- Armónicos Figura 13.- Dominio temporal

En el primer gráfico se puede observar como a la salida de nuestro circuito (frecuencia = 2GHz) nos encontramos con una señal a frecuencia 2f0, con una amplitud -6.987 dB (lo que es correcto puesto que equivale a la potencia de entrada menos las perdidas de conversión (-7.987 dB)). A la frecuencia de entrada nos aparece la señal que introducimos por el puerto 1 de nuestro circuito atenuada 148.8 dB, puesto que la señal de entrada, como ya hemos dicho anteriormente, tenia una potencia de 1dBm y las perdidas de aislamiento eran -148.8dB.

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En la segunda figura podemos observar que como cabía esperar distinguimos dos funciones sinusoidales, una de frecuencia f1 correspondiente al puerto de entrada y la segunda de 2fO que es nuestra señal de salida con la frecuencia deseada.

Simulación del circuito con líneas de transmisión reales.

En este caso las líneas TLIN serán sustituidas por MLIN, para ello se tuvo que determinar la anchura y longitud de cada una de las líneas MLIN equivalentes a los diferentes tramos TLIN con la herremienta “Txline” proporcionada por el programa Microwave. Los parámetros W y L se obtuvieron a partir de los datos dados en el enunciado de la práctica y teniendo en cuenta para cada uno de los tramos la longitud eléctrica e impedancia de la línea TLIN equivalente. Los resultados obtenidos fueron:

Longitud Eléctrica del

tramo TLIN equivalente (º)

Impedancia deltramo TLIN equivalente

T(μm)

W(μm)

L(μm)

MLIN1 76,5 68,83 35 1507,5 35001MLIN2 13,7 224,2(155) 35 75,78 6675,7MLIN3 90 50 35 2762,6 40138MLIN4 90 50 35 2762,6 40138

Simulamos el circuito para las longitudes anteriormente calculadas, pero los resultados obtenidos no cumplían las especificaciones para toda la banda; por lo tanto tuvimos que optimizar las longitudes anteriores para obtener el comportamiento deseado. En la siguiente gráfica presentamos los resultados obtenidos para nuestra frecuencia de trabajo (1GHz).

Figura 14.- Simulación para la frecuencia de trabajo 1 GHz

Figura 15.- Simulación para la banda de [0-975, 1.025]GHz

Si analizamos los gráficos anteriores podemos concluir que las especificaciones se cumplen para la frecuencia de trabajo perfectamente; es decir, el aislamiento esta por debajo de -40 dB, la adaptación toma un valor inferior a -15 dB y por último las pérdidas de conversión son superiores a -10 dB. Al simular para todo nuestro rango de frecuencias el único problema con el que nos encontramos es que el aislamiento no tiene

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un comportamiento adecuado para todo el rango de frecuencias necesario. Para resolver este problema decidimos optimizar las longitudes y anchos de las líneas hasta obtener los resultados deseados.

Figura 16.- Simulación para la banda [0-975, 1.025]GHz

En el gráfico anterior se puede observar como las pérdidas de conversión han disminuido y que las de adaptación también hemos conseguido reducirlas, el problema es que el aislamiento no verifica las condiciones impuestas. El motivo de que no hayamos conseguido que el parámetro LSS21 tenga un valor más próximo al deseado se debe a que si reduciamos este valor de forma que se cumpliese lo especificado la condición de la adaptación y de las pérdidas de conversión teníamos que relajarlas, puesto que no se encontraban en los límites especificados, por lo tanto decidimos que si teníamos que sacrificar alguna condición sería el aislamiento.

El esquema del circuito final fue :

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Figura 17.- Esquema del circuito con líneas de transmisión reales

A continuación, como hicimos para el caso anterior, presentamos el análisis de los armónicos y de las señales en el dominio temporarl:

Figura 18.- Armónicos Figura 19.- Dominio temporal

En la figura de la izquierda podemos comprobar como el segundo armónico (señal de salida de nuestro sistema) está atenuado -8,712 dB , lo que es correcto puesto que coincide con nuestras perdidas de conversión. Por otro lado, también es importane notar que la señal de entrada se ve atenuada -44dB, lo que coincide con las pérdidas de aislamiento de nuestro circuito. A partir de la figura anterior también se puede observar que el nivel de los otros ármonicos está por debajo de -30dB, lo que es bastante correcto.

De nuevo en la figura de la derecha podemos comprobar como obtenemos nuestras dos funciones sinusoidales, la de frecuencia f1 correspondiente al puerto de entrada y la segunda de 2fO que es nuestra señal de salida con la frecuencia deseada.

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Simulación del circuito con líneas de transmisión ideales e introduccion de la red de polarización.

Para mejorar las condiciones del circuito decidimos introducir una red de polarización que permita situar al diodo en un punto de trabajo en continua (IDC, VDC) distinto al que proporciona la autopolarización. Lo que se trató de hacer una vez implementado el circuito fue tratar de mejorar las condiciones del mismo intentando incluso reducir el nivel de potencia de la señal de entrada. Para ello probamos a modificar el valor de la fuente de alimentación entre 0 y 10 voltios, y así comprobar cual era el efecto de esta modificación. Lo que tratamos fue de conseguir mejorar los resultados anteiormente obtenidos variando la tensión de alimentación introducida a la red de polarización. A pesar de lo que se esperaba era que nuestro circuito mejorase las prestaciones (es decir conseguir que con para la misma potencia de entrada las especificaciones se cumpliesen mejor) esto no fue asi y el comportamiento del mismo continuaba siendo el mismo.

A continuación presentamos los resultados obtenidos, para esta simulación:

Figura 20.- Simulación para la frecuencia de trabajo 1 GHz

Figura 21.- Simulación para la banda de [0-975, 1.025]GHz

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Figura 22.- Armónicos Figura 23.- Dominio temporal

Como se puede ver en las gráficas anteriores, podemos comprobar como los requisitos especificados en el enunciado de la práctica se mejoran levemente, pero muy poco solamente unas décimas. En la siguiente figura ponemos el circuito simulado.

Figura 24.- Esquema del circuito con líneas de transmisión reales y la red de polarización

5.-Esquemáticos

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A continuación se recogen todos los esquemáticos realizados donde las simulaciones para llevar a cabo el diseño de nuestro circuito:

Figura 25.- Esquema del circuito con líneas de transmisión ideales

Figura 26.- Esquema del circuito con líneas de transmisión reales

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Figura 27.- Esquema del circuito con líneas de transmisión reales y la red de polarización

6.-Análisis de los resultados obtenidos y conclusiones

Durante esta práctica hemos estudiado el comportamiento de un doblador de frecuencia paso por paso, desde su construcción en líneas ideales hasta su implementación usando un circuito de polarización sobre líneas microstrip.

Los resultados obtenidos al tratar de disminuir las pérdidas de conversión para todos los casos se ajustan a los valores permitidos, siendo los valores muy satisfactorios, manteniéndose siempre dentro de los límites para la frecuencia central.

El aislamiento ha producido también como en lo comentado anteriormente resultados muy satisfactorios ya que hemos llegado a conseguir -148 dB mucho menor que la restricción impuesta (-40 dB) por lo que podemos considerar prácticamente un asilamiento perfecto que nos permite no tener problemas en este aspecto ya que no nos encontramos con componentes frecuenciales indeseadas.

En cuanto a la atenuación hemos logrado conseguir lo que pretendíamos, es decir, que estas pérdidas se sitúen por debajo de -15 dB , restricción que ya se comento con anterioridad. Al hacer esto hemos limitado lo suficiente la cantidad de potencia que se refleja a la entrada del sistema implementado.

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