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Universidad de Pinar del Río
“Hermanos Saíz Montes de Oca”.
Facultad de Ciencias Técnicas.
“Centro de Estudios de Energía y Tecnologías
Sostenibles”
“Diseño de un generador sinusoidal monofásico a est ado
sólido para aerogeneradores de baja potencia”.
(Tesis presentada en opción al Título de Master en Eficiencia Energética).
Autor: Ing. Alina M. Pimienta Dueñas.
Pinar del Río. 2012
Universidad de Pinar del Río
“Hermanos Saíz Montes de Oca”.
Facultad de Ciencias Técnicas.
“Centro de Estudios de Energía y Tecnologías
Sostenibles”
“Diseño de un generador sinusoidal monofásico a est ado
sólido para aerogeneradores de baja potencia”.
(Tesis presentada en opción al Título de Master en Eficiencia Energética).
Autor: Ing. Alina M. Pimienta Dueñas.
Tutor: MSc. Raydel Lagar Pérez.
Pinar del Río. 2012
Resumen
4
Resumen.
El presente trabajo de investigación consiste en el diseño y simulación de un generador
sinusoidal monofásico, a estado sólido, utilizando Modulación por Ancho de Pulsos
(Pulse Width Modulation (PWM)), para su implementación en sistemas de generación
eólica de baja potencia, que cumpla con los requisitos de alta eficiencia y bajo costo de
manufactura.
De esta forma, utilizando las técnicas de control PWM, es posible obtener en la carga
una onda sinusoidal monofásica de baja distorsión, y que cumple con los requisitos del
Sistema electro-energético cubano para la alimentación de viviendas y similares. Este
inversor a su vez, se propone como alternativa para la eliminación de las etapas
mecánicas de multiplicación y control de velocidad de los aerogeneradores mecánicos,
y así elevar al máximo la eficiencia en la transformación de la energía del viento.
Abstract.
5
Abstract.
This work consists on the design and simulation of a single-phase sine wave inverter,
using Pulse Width Modulation (PWM), for implementation in low power systems wind
turbines that meets the requirements of high efficiency and low manufacturing cost.
Thus, using the PWM control techniques, can be obtained in the loading phase of a sine
wave low distortion, and meets the requirements of the electro-energy system for
feeding Cuban homes and the like. The inverter in turn, is proposed as an alternative to
replacement of the mechanical steps of multiplication and speed control of the
mechanical turbine, thus increasing efficiency in transforming wind energy.
6
ÍNDICE
Pág.
RESUMEN. 4
SUMMARY 5
INTRODUCCIÓN. 8
CAPÍTULO I. REVISIÓN BILBIOGRÁFICA. 12
1.1 Estudio del potencial eólico en el país. 12
1.1.1 Potencial eólico en Pinar del Río. 13
1.2 Clasificación de los emplazamientos eólicos según la potencia
entregada.
15
1.3 Caracterización estructural de los aerogeneradores. 16
1.4 Los sistemas de velocidad variable frente a los sistemas de
velocidad fija.
20
1.5 Problemática referida al uso de la caja multiplicadora. 23
1.6 Estado actual del desarrollo tecnológico de aerogeneradores de
baja potencia en Cuba.
25
1.7 Experiencia cubana en aerogeneradores de baja potencia. 26
1.8 Introducción al uso de inversores en la electrónica de potencia. 27
1.9 Evolución de los inversores monofásicos. 28
1.10 Clasificación de los inversores. 31
CAPÍTULO II. LA MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSOS. 33
2.1 Introducción a la Modulación por Ancho de Pulsos (PWM). 33
2.1.1 Recomendaciones para los valores ma y mf. 39
7
2.2 Inversor en medio puente. 40
2.3 Inversor en puente completo. 43
2.4 Control PWM unipolar. 44
2.5 El MOSFET como interruptor y drivers de MOSFET. 47
2.6 Distorsión Armónica Total. 50
2.7 Filtrado. 51
CAPÍTULO III. DISEÑO DEL INVERSOR. DISCUSIÓN DE LOS
RESULTADOS.
53
3.1 Diagrama en bloques del diseño del inversor. 53
3.2 Generador de onda sinusoidal. 54
3.2.1 Resultados del diseño del oscilador sinusoidal. 58
3.3 Generación de la onda portadora. 59
3.4 Obtención de la señal PWM. 62
3.5 Diseño del medio puente H y de los drivers de MOSFET. 64
3.6 Diseño del filtro LC. 67
3.6.1 Análisis de la distorsión armónica de la señal de salida. 70
3.7 Valoración económica del proyecto. 71
CONCLUSIONES. 74
RECOMENDACIONES. 75
BIBLIOGRAFÍA. 76
ANEXOS. 83
Introducción
8
Introducción.
Desde la aparición del primer dispositivo semiconductor, la evolución de la electrónica
se ha convertido en una realidad incuestionable. El impacto de esta evolución en la
actividad humana, tanto en el ámbito industrial como en el comercial y en el particular o
doméstico, es enorme. Es una evidencia que el desarrollo de los equipos electrónicos
ha cambiado de forma significativa los hábitos de conducta de las personas y ha
mejorado sustancialmente la calidad y las prestaciones de los equipos, en todos los
ámbitos de aplicación.
En particular, dentro de la electrónica en general, en los últimos años, la electrónica de
potencia se ha convertido en una de las áreas más activas y de evolución más rápida.
Ello ha venido originado por diversas razones. En primer lugar, la disminución de los
costes de fabricación y un precio más asequible han contribuido a incrementar el
empleo de equipos electrónicos. El aumento del número de dispositivos electrónicos
conectados a la red propicia una peor calidad de la tensión de red, a causa de la
polución armónica inyectada por la electrónica. Un campo muy activo de estudio es
aquel cuya finalidad es conseguir que los equipos electrónicos introduzcan el mínimo
contenido armónico en la red.
Por otro lado, la creciente preocupación social por el uso de combustibles fósiles, por la
eficiencia en el empleo de los recursos y por el medio ambiente ha propiciado que todos
los países y especialmente los desarrollados, trabajen para lograr a corto y mediano
plazo un uso más eficiente de la energía y alargar así las disponibilidades, sobre todo,
de los combustibles convencionales, mientras paralelamente, además de buscar
nuevas fuentes que incrementen las reservas actuales principalmente de petróleo, se
trabaje en el desarrollo de fuentes renovables y nuevas de energía. Por lo tanto existe
un mayor interés en que los sistemas de generación de electricidad incrementen su
rendimiento y en el empleo de energías renovables.
Introducción
9
En consecuencia, otro campo de trabajo de la electrónica de potencia se halla en la
conexión eficiente de energías renovables a la red eléctrica, y en la optimización de los
sistemas aislados o independientes de la red.
A su vez, los inversores o convertidores se ubican en la electrónica de potencia en el
campo de la conversión energética, en concreto en la conversión continua – alterna
(CD/CA). La evolución que han experimentado los semiconductores, en términos de
frecuencia de conmutación, pérdidas en conducción y facilidad de gobierno ha
contribuido en gran medida a la popularización de este tipo de convertidores y de su
evolución. En este tipo de equipos, de mediana / alta potencia, la tendencia es disminuir
los costes y aumentar la eficiencia, objetivo que pasa por la optimización de los
dispositivos semiconductores empleados; por otro lado, el auge experimentado en el
campo de la electrónica digital, ha permitido que los procesadores estén al alcance de
los diseñadores a muy bajo coste y con potentes herramientas de depuración y
desarrollo. De esta manera, se pueden plantear estrategias de control complejas sin
aumento apreciable en los costes finales del equipo.
De manera general, los convertidores se han visto fuertemente impulsados en su
desarrollo gracias a su aplicación en los más modernos sistemas de control de los
procesos industriales. De hecho, los inversores han venido a sustituir los tradicionales
reductores mecánicos en el campo del control de motores de inducción, con indudables
ventajas con respecto a estos: mejor rendimiento, ausencia de elementos mecánicos de
desgaste, vibraciones, mayor versatilidad en el control etc.
Así mismo, han tenido gran aplicación en los sistemas de generación eléctrica
utilizando energía renovable, y en particular los sistemas de generación eólica. Ya que
la tendencia actual en fabricación de aerogeneradores de baja potencia se caracteriza
por la eliminación de las etapas mecánicas de multiplicación y regulación de la
velocidad, desarrollándose un prototipo en el cual el generador está directamente
acoplado a las aspas, y donde se utiliza la electrónica de potencia con el propósito de
entregar a la carga, una onda sinusoidal con baja distorsión y que cumpla con los
requerimientos del sistema electroenergético.
Introducción
10
En concordancia con la situación mundial referente a la energía, Cuba cree firmemente
que el desarrollo y la aplicación de la potencia eólica, así como otras fuentes
renovables de energía, son la clave para el futuro, no solo para nosotros, sino para todo
el mundo. Una revisión de las oportunidades del uso de la potencia eólica en nuestro
país, muestra que las principales oportunidades están en los sitios donde no hay red
eléctrica, fenómeno común en áreas rurales de los países en desarrollo. Miles de
sistemas aislados para el bombeo de agua operan en Cuba, pero el uso de pequeños
sistemas aislados de energía eólica es limitado y prácticamente no existen. Estos
sistemas aislados, comúnmente llamados de baja potencia, resultan tremendamente
útiles en casas, granjas, campings, sistemas de comunicación, comunidad de vecinos, y
otras aplicaciones para el autoconsumo, pero son muy pocos los usuarios con equipos
conectados a red.
Como es sabido, algunas instituciones y centros de estudio cubanos incursionaron en el
diseño y construcción de sistemas eólicos, aunque sin llegar a un grado de madurez
tecnológico aceptable para acceder a su producción industrial. Además, los sistemas
emplazados en los parques eólicos, así como la única experiencia cubana en la
construcción de estos sistemas (el Tornado T7-10 kW), responden a tecnologías
antiguas, que actualmente no están disponibles en el mercado internacional.
Teniendo en cuenta además, que no existe referencia acerca de proyectos ejecutados o
en ejecución sobre el desarrollo de la electrónica, y en particular de la electrónica de
potencia aplicada a la energía eólica, para la optimización de los sistemas de
generación de baja potencia, y que resulten en tecnologías que puedan construirse en
el territorio nacional, que abaraten los costos y permitan la sustitución de importaciones,
es que surge esta investigación.
Por tanto, el presente trabajo está encaminado al diseño de un generador sinusoidal a
estado sólido, de alta eficiencia, con tecnologías de modulación de ancho de pulsos
(PWM), que permite elevar la eficiencia en la conversión de la energía del viento, y
cumple las condiciones de: elevada eficiencia y bajo costo de manufactura, siendo
económicamente viable su construcción e implementación en Cuba.
Introducción
11
Problema: ¿Cómo desarrollar un dispositivo, que utilizando la electrónica de potencia,
permita eliminar las pérdidas en los sistemas aerogeneradores de baja potencia,
producto de las etapas mecánicas de multiplicación y control de velocidad, y que sea
económicamente viable su construcción e implementación en Cuba a escala industrial?
Objetivo general: Diseñar un generador sinusoidal monofásico a estado sólido, que
eleve la eficiencia en la conversión de la energía del viento, en la medida que permita la
eliminación de gran parte de las pérdidas mecánicas en los aerogeneradores de baja
potencia, y sea económicamente viable su construcción e implementación a escala
industrial.
Objetivos específicos:
1. Determinar los elementos que permitan mostrar el estado actual de las tecnologías
en la construcción de sistemas aerogeneradores, en el mundo y en Cuba, así como
de los sistemas emplazados en Cuba y en Pinar del Río.
2. Realizar un estudio que permita profundizar acerca de las técnicas de Modulación
por Ancho de Pulsos Sinusoidal (SPWM).
3. Diseñar y simular el comportamiento del prototipo del generador sinusoidal
monofásico.
4. Valorar económicamente el diseño y compararlo con los estándares comerciales.
Objeto: Sistemas eólicos de generación de energía de baja potencia.
Campo de acción: Etapa de conversión de energía de corriente directa (CD) en
corriente alterna (CA).
Hipótesis: Si se diseña un generador sinusoidal monofásico a estado sólido, con
control PWM, de alta eficiencia, se dispondrá de un prototipo económicamente viable
para su construcción e implementación en Cuba, y que permitirá la sustitución de las
etapas mecánicas que introducen considerables pérdidas en los sistemas
aerogeneradores de baja potencia.
Capítulo 1.
12
Capítulo 1. Revisión bibliográfica.
1.1- Estudio del potencial eólico en el país.
En la Revolución Energética que se desarrolla en el país, el uso de las energías
renovables ocupa un lugar preponderante, destacándose entre ellas, en estos
momentos, la energía eólica. Por tal motivo ha sido prioritaria la evaluación del recurso
eólico en el país para conocer su potencial en este recurso, así como los posibles sitios
en los cuales es factible el emplazamiento de parques eólicos a mediana y gran escala
que puedan tributar al Servicio Electro-energético Nacional (SEN). Por lo tanto,
reconocidas entidades como: el Instituto de Meteorología (INSMET), el Centro de
Gerencia de Programas y Proyectos Priorizados (GEPROP), el Centro de Estudio de
Tecnologías Energéticas Renovables (CETER, ISPJAE), el Sistema Nacional de Áreas
Protegidas (SNAP), los Joven Club de Computación y el Centro de Investigaciones de
Energía Solar (CIES), participaron y llegaron a la confección del mapa eólico cubano
[1].
El Mapa del Potencial Eólico de Cuba permite identificar 26 zonas geográficas, que
revelan potenciales eólicos acordes con las clases: Moderado, Bueno, Excelente y
Excepcional, con potencias que van desde 500 y 600 W/m2, velocidades entre 6,2-6,8
m/s y más de 1 000 W/m2 (> 8,2 m/s) (Excepcional), confirmándose así las áreas
obtenidas en mapas de versiones anteriores. Así mismo, permitió identificar nuevas
áreas de interés desde el punto de vista del recurso, principalmente en la costa sur,
donde hasta el momento no se tenía ninguna información.
En línea general puede decirse que los potenciales altos (entre Moderado y Excelente)
se hallan desplazados hacia las áreas costeras, con puntos muy notables en zonas
montañosas. Estos resultados se corresponden con el carácter insular (isla larga y
estrecha) de Cuba, donde la circulación local de brisas en las costas norte y sur,
desempeñan un importante rol, junto a los patrones de gran escala, en la definición del
clima del recurso eólico del país. A partir de la determinación de la extensión en
kilómetros cuadrados de las áreas consideradas entre moderadas y excelentes se
Capítulo 1.
13
determinó el potencial eólico de Cuba, el que está entre 5 000 y 14 000 MW. La figura 1
muestra los resultados para cada provincia del país.
Figura 1: Potencial eólico instalable en cuba. Fuente [6].
1.1.1- Potencial eólico en Pinar del Río.
El mapa del potencial eólico cubano, a su vez, hace un estudio detallado por provincias,
de aquí, que se haya analizado como un caso específico la provincia de Pinar del Rió,
para detallar las zonas con mayores posibilidades. La siguiente figura muestra que el
mayor potencial se encuentra en las zonas costeras y montañosas de la provincia.
Capítulo 1.
14
Figura 2: Potencial eólico en la provincia de Pinar del Río.
Figura 3: Zonas geográficas de Pinar del Río con potencial eólico.
Puede concluirse mediante inspección de las figuras anteriores, que en las franjas
costeras y en algunas áreas montañosas a lo largo de la cordillera de Guaniguanico, el
potencial se considera de moderado a bueno, condición esta muy favorable para la
instalación de sistemas eólicos autónomos o aislados para la electrificación de
Capítulo 1.
15
comunidades rurales, u otras instalaciones en lugares donde se hace difícil llevar el
servicio eléctrico de la red nacional.
1.2- Clasificación de los emplazamientos eólicos según la potencia entregada.
A partir de la potencia entregada, los emplazamientos eólicos pueden clasificarse como
sigue:
Tabla # 1: Clasificación de aerogeneradores para producción eléctrica en función de su
potencia. Fuente [2].
Existen evidentes diferencias entre los pequeños aerogeneradores instalados como
sistemas aislados y los de mediano y gran tamaño conectados a la red. Ambos
presentan una problemática muy diferente: [2]
En el caso de las instalaciones conectadas a la red, la instalación entrega
energía de acuerdo con la velocidad del viento. En el caso de las instalaciones
aisladas, éstas tienen que cubrir las necesidades de la demanda, por lo que son
necesarios sistemas de acumulación y regulación de la cantidad de energía
generada.
En los sistemas aislados, el emplazamiento y el consumo normalmente viene
dado por la localización. El aerogenerador pequeño se ubica en el lugar donde
existe la demanda o muy cercano a ella para evitar pérdidas por transmisión de
Capítulo 1.
16
electricidad. En el caso de los sistemas conectados a la red se selecciona el
emplazamiento y no hay limitación de la energía generada.
Desde el punto de vista técnico, en los aerogeneradores conectados a la red, es
la propia red, a través de la frecuencia constante (60 Hz), la que mantiene la
velocidad de rotación constante, pero en cambio, en los sistemas aislados hay
que controlar a través de subsistemas específicamente diseñados al efecto.
Para instalar aerogeneradores pequeños no se necesitan estudios de viento,
pero resultan imprescindibles en el caso de los aerogeneradores conectados a la
red. Exploraciones in situ, análisis de evidencias ecológicas y extrapolaciones
desde estaciones meteorológicas cercanas son suficientes para la instalación de
pequeñas máquinas. Los estudios que se necesitan para la instalación de
parques eólicos son mucho más costosos que los que se realizan para los
pequeños sistemas.
1.3- Caracterización estructural de los aerogeneradores.
Técnicamente las turbinas de bajo potencial eólico tienen una estructura similar a las
grandes, solo que su diseño es más simple. Como en general, el aerogenerador más
empleado es el de eje horizontal, a continuación se hace una descripción de los
componentes principales que constituyen ese tipo de aerogenerador (Figura 4) [2].
Capítulo 1.
17
Figura 4: Principales componentes de un aerogenerador.
1. Rotor.
Se encuentra unido al eje principal para la transmisión del giro, y se puede dividir en 3
partes diferenciadas:
Nariz: Es un elemento aerodinámico que se sitúa en frente de la dirección de viento
sobresaliendo de la zona de unión entre las palas y el buje. Su misión consiste en re-
direccionar el viento de la parte frontal del rotor a los respiraderos de la góndola y a la
vez evitar turbulencias en la parte frontal del rotor.
Buje: Es la pieza de unión entre las palas y el eje principal, y por lo tanto el transmisor
de la fuerza del viento al interior de la góndola. La unión al eje debe ser de forma rígida,
pero con las palas pueden darse dos caso [2].
Palas: Las palas suelen ser fabricadas con materiales con gran resistencia estructural y
a la fatiga, para su correcto funcionamiento a lo largo de los 25 años de vida media que
se supone tengan los aerogeneradores, teniendo en cuenta que estarán afectados de
Capítulo 1.
18
inclemencias climáticas, fuertes vientos y en los casos de aerogeneradores offshore a
la salinidad [2].
2. Generador.
El generador convierte la energía mecánica producida por el rotor en energía eléctrica.
Existen tres tipos de generadores:
a) Asíncrono (jaula de ardilla).
- Más sencillo de fabricación.
- Necesita una sincronización suave a red (tiristores).
- No regula el factor de potencia, necesita etapas de condensadores.
b) Asíncrono con rotor bobinado.
- Permite inyectar y extraer energía del rotor.
- Al inyectar diferentes frecuencias al rotor se consigue poder generar a
velocidades muy diferentes de la de sincronismo.
- Generador de velocidad variable (de 900 a 1500 r.p.m.).
- Al permitir la extracción de energía del rotor, se consigue generar hasta un 10%
de la energía producida.
- Requiere sincronización a red antes de generar.
c) Síncrono (multi-polo).
- Control optimizado.
- No usa multiplicadora.
- Bajo deslizamiento.
- Reducción de tensión.
3. Sistema de giro y angulación.
Capítulo 1.
19
Los sistemas de control en un aerogenerador tienen dos importantes cometidos, el
primero es el aprovechamiento máximo de la fuerza del viento mediante la orientación
del rotor, el segundo es la protección del aerogenerador ante velocidades de viento que
podrían dañar la instalación.
En los casos que el viento ha superado la velocidad nominal de trabajo, en la que se
alcanza la máxima potencia producida por el equipo, y llega a la velocidad de parada,
existen métodos de control, para evitar que puedan producirse daños.
4. Torre.
La torre es la estructura que soporta a una determinada altura al mecanismo productor
de electricidad del aerogenerador. Al elevar los componentes se consigue un
aprovechamiento mayor de la fuerza del viento, pues a una mayor altura sobre el nivel
del suelo mayor será su velocidad, y por lo tanto, también la velocidad de rotación de
las palas.
5. Multiplicadora.
La multiplicadora es el elemento del aerogenerador que multiplica las revoluciones de
giro del conjunto buje-aspas y divide en la misma proporción la fuerza de dicho eje.
Funciones:
- Transmitir la potencia de giro del rotor al generador para producir energía.
- Convierte el par de fuerza del rotor en aumento de las revoluciones.
- Multiplica las revoluciones dependiendo del diámetro de rotor. Mayor diámetro de
rotor igual a mayor relación de transformación.
- Adaptación evolutiva a la demanda [2].
Según el número de palas, existen en la actualidad aerogeneradores de una, dos o tres
palas, el usar una o dos palas tiene el inconveniente de que tienen peor estabilidad
pero se reduce el material utilizado frente al uso de tres palas que tiene la ventaja de
Capítulo 1.
20
reducir las oscilaciones debido a la simetría polar que poseen, pero por el contrario,
lleva más material para la misma potencia generada.
La posición del rotor se divide en rotor a “barlovento” y rotor a “sotavento”. En el caso
del rotor a barlovento se sitúan las palas y el buje aguas arriba de la torre, de esta
forma se minimiza el efecto de la sombra de la torre y se producen menores cargas de
fatiga y se disminuye la emisión de ruidos. En el caso del rotor a sotavento se sitúan las
palas y el buje aguas abajo de la torre y se dota de conicidad a las palas, así se
consigue que la góndola sea auto-orientable.
En función de su capacidad para variar la velocidad de giro se dividen en:
Generador eólico de velocidad constante: El generador eléctrico está conectado
directamente a la red eléctrica. La palas y el generador eléctrico están acopladas
mecánicamente mediante la caja multiplicadora, por lo que las palas giran a una
velocidad constante submúltiplo (o cerca de un submúltiplo) de la frecuencia de
red aprovechando su gran inercia. Suelen emplearse generadores síncronos,
aunque también se pueden usar generadores asíncronos. En el caso de estos
últimos, la velocidad de giro variará ligeramente (en torno del 1%) en función del
par que se impone en el eje, por lo que no se consideran generadores de
velocidad variable.
Generador eólico de velocidad variable: Los generadores eléctricos empleados
pueden ser síncronos o asíncronos. Utilizan electrónica de potencia para permitir
que el generador eléctrico gire a velocidad variable.
1.4- Los sistemas de velocidad variable frente a los sistemas de velocidad fija.
Los primeros sistemas eólicos fueron sistemas de velocidad fija. En este tipo de
sistemas el generador está directamente acoplado a la red, por lo que la velocidad del
rotor es fija (o variable entre límites muy estrechos) cualquiera que sea la velocidad del
viento incidente [3].
La gran dependencia que tienen la potencia y el par mecánico con la velocidad del
viento incidente hace que en aerogeneradores rígidamente unidos a la red eléctrica,
Capítulo 1.
21
donde la velocidad de giro viene impuesta por la frecuencia, las oscilaciones del viento
producen perturbaciones de la potencia inyectada a la red y de tensión en el punto de
conexión del aerogenerador; además, los pares pulsantes producen fatiga en el eje, en
las palas y elementos de la transmisión.
Esto conduce a un necesario sobredimensionado de los elementos mecánicos, así
como una peor calidad de suministro de la energía entregada a la red eléctrica.
El generador asíncrono, al permitir un ligero deslizamiento de su velocidad de giro,
suaviza las variaciones de potencia activa inyectadas a la red en caso de ráfagas y
reduce la fatiga en el eje por lo que fundamentalmente es el empleado en sistemas
eólicos de velocidad fija.
Existen aerogeneradores de dos velocidades de giro distintas, que permiten aprovechar
de forma aceptable vientos de velocidades reducidas y de velocidad elevada. En este
tipo de aerogeneradores se utilizan generadores asíncronos con dos devanados en el
estator.
Los sistemas eólicos de velocidad variable son más eficientes que los de velocidad
constante, en emplazamientos con velocidades medias del viento reducidas. La
principal desventaja de los sistemas de velocidad variable respecto de los de velocidad
fija reside en el incremento de las pérdidas asociadas al convertidor de frecuencia y al
generador cuando la velocidad del viento supera un determinado valor (en torno al 0,7
p.u. respecto a la velocidad del viento mínima a la que se alcanza la potencia nominal).
Las principales ventajas derivadas del empleo de sistemas de velocidad variable en
generación eólica son [3]:
Permite que la turbina trabaje en el entorno del punto óptimo de la curva de
potencia en un rango determinado de velocidades del viento, lo que se traduce
en un incremento de la energía capturada (hasta un 10% más, dependiendo del
tipo de palas y emplazamiento).
Permite que el rotor acelere durante las ráfagas de viento y decelere una vez
pasadas éstas. Con ello se almacena en forma de energía cinética parte de la
Capítulo 1.
22
energía del viento y se entrega la energía almacenada a la red cuando el viento
amaina.
Al estar desacoplado el aerogenerador de la frecuencia de red mediante los
convertidores electrónicos, se consigue un control rápido y eficaz sobre el par
electromagnético de tal modo que el exceso o defecto de energía aportado por
las fluctuaciones del viento turbulento se transfieren a la masa inercial formada
por el conjunto giratorio turbina-generador, y así la calidad de tensión no se ve
afectada.
Permite que los pares pulsantes debidos a la turbulencia produzcan una ligera
fluctuación de la velocidad en lugar de una deformación del eje. Esto conlleva
una reducción de la fatiga del eje.
Mejor capacidad de regulación de potencia activa y posibilidad de regulación de
potencia reactiva.
El convertidor electrónico elimina el acoplamiento directo entre generador y red
de manera que, en caso necesario, se puede mantener al sistema conectado a la
red generando potencia en caso de fallo en la red sin que se vea afectado el
generador.
Los requisitos de seguridad y fiabilidad requeridos por el Operador del Sistema
de la red pueden quedar satisfechos con la utilización de aerogeneradores de
velocidad variable.
Las secuencias de arranque y parada son más eficientes gracias a la flexibilidad
que proporciona el sistema de control.
Es posible adecuar mejor la operación de la turbina al emplazamiento.
A bajas velocidades del viento, la velocidad de la turbina es menor, reduciéndose
el nivel de ruido emitido.
Capítulo 1.
23
1.5- Problemática referida al uso de la caja multiplicadora.
La característica fundamental que diferencia los emplazamientos de velocidad
constante y los de velocidad variable, es la utilización en los primeros, de la etapa de
multiplicación de velocidad, que es la encargada de multiplicar las revoluciones de giro
del conjunto eje-aspas. Esta velocidad de giro del conjunto, suele oscilar entre las 15 y
las 25 rpm en función del viento y de la forma constructiva del aerogenerador. Pero
debido a las frecuencias eléctricas de las redes, esta velocidad de giro es insuficiente
teniendo que elevarse a un régimen de giro de en torno a las1200 - 1800 rpm en
función del tipo de generador y frecuencia.
Es en este elemento donde se sitúa la mayor pérdida de rendimiento del
aerogenerador. Para minimizar lo máximo posible todo ello, los engranajes suelen ir
sumergidos en aceite lubricante y este mismo aceite se hace circular por un circuito que
lo filtra, lo enfría y lo reparte por todos los elementos móviles. Este sistema de
circulación consta de distintos elementos: un grupo motobomba que lo hace circular por
el circuito y que lo eleva hasta un intercooler que lo refrigera y que posteriormente lo
pasa por un filtro con un sensor que alerta ante una alta cantidad de impurezas
depositadas en él. Una serie de sensores miden las velocidades en distintos elementos,
temperaturas, posiciones, etc…
El uso de la caja de multiplicación de velocidad surge debido a que las palas de los
aerogeneradores giran generalmente a baja velocidad, por la propia conversión de la
energía cinética del viento en energía cinética de rotación, incluso cuando la longitud de
las palas es de cierta proporción, es necesario limitar en un margen más estrecho la
velocidad de giro del eje de las paletas, pues en el extremo de las mismas la velocidad
lineal se acerca rápidamente a la velocidad del sonido (en proporción al radio),
haciendo que el rendimiento de la conversión de ellas decaiga rápidamente por efectos
aerodinámicos. Pero los alternadores necesitan una cierta frecuencia de rotación para
obtener el valor de frecuencia de la red de corriente alterna que es inversamente
proporcional al número de polos del mismo, que por los estándares es varias veces
superior a la frecuencia de rotación de las palas del aerogenerador, haciendo
Capítulo 1.
24
obligatorio el uso de la caja multiplicadora de velocidad de giro. Como es sabido, el
sistema electro-energético exige una determinada estabilidad en la frecuencia de la
tensión que se entrega, como la velocidad del viento es totalmente aleatoria, la
velocidad de giro del eje lo será en mayor medida por el hecho de la caja multiplicadora,
obligando esta situación al uso de la caja de control de velocidad.
Ambos artefactos (caja multiplicadora y caja de control) son, como se explicó
anteriormente, elementos mecánicos que poseen las siguientes características:
Elevadas pérdidas por fricción y torsión haciendo que su rendimiento sea
relativamente bajo.
Difíciles de construir, pues necesitan de disímiles intervenciones para su
fabricación (fundición, maquinado, templado, etc.) y todas estas operaciones
requieren maquinaria especializada para su ejecución.
Los alternadores que las utilizan para generar señales de alta calidad (reducida
cantidad de armónicos), requieren de un tallado especial de sus caras polares, lo
que los hace más caros que los alternadores donde esta característica no es
necesaria.
Son caros de producir.
Elevado costo de montaje por el izado que requiere grúas especializadas y torres
de soporte más pesadas y por lo tanto más caras, así como de bases más
grandes, más caras también.
Por ser sistemas mecánicos requieren de mantenimientos más frecuentes y más
caros, pues necesitan aceites, grasas y piezas de recambio por el desgaste,
elevando también los costos medioambientales.
Actualmente, las empresas punteras en el sector de los aerogeneradores están
desarrollando distintas tecnologías (el generador multipolo es la más fuerte de ellas)
para prescindir de este elemento y así obtener un mayor rendimiento, minimizar
averías, reducir el peso (este elemento suele pesar en torno de 15 toneladas en función
de la potencia nominal del aerogenerador) y así rentabilizar antes el aerogenerador.
Capítulo 1.
25
En la multiplicadora las principales averías que se pueden dar son las relacionas con la
degradación y rotura de las ruedas dentadas y los piñones, con los rodamientos por
falta de lubricación principalmente o por que se han introducido objetos extraños que
han provocados daños, averías o desgaste, también pueden ser provocadas por fatiga
por flexión, por fatiga por contacto, y por deformación plástica.
1.6- Estado actual del desarrollo tecnológico de aerogeneradores de baja
potencia en Cuba.
Como se señala en la bibliografía consultada [4], el desarrollo experimentado en el
aprovechamiento de la energía eólica en los últimos años ha situado esta fuente
renovable de energía en posición competitiva respecto a los sistemas convencionales
de producción de energía. Esto ha sido posible gracias a la aplicación de programas
nacionales y supranacionales de investigación y desarrollo. Como resultado del impulso
realizado en la investigación a raíz de la crisis energética de 1973, a finales de la
década de los setenta y principios de los ochenta, aparecen los primeros
aerogeneradores comerciales de lo que se denomina nueva generación de sistemas de
conversión eólica.
Actualmente se puede afirmar que la tecnología de aerogeneradores de media potencia
(menos de 1 000 kW) es una tecnología madura. Los de gran potencia o megaturbinas
(más de 1 000 kW) se encuentran en fase de consolidación.
A pesar de este rápido desarrollo de los medianos y grandes aerogeneradores
conectados a la red que está teniendo lugar, los sistemas eólicos para generación de
electricidad en áreas sin red eléctrica, no han experimentado un desarrollo con la
misma celeridad; por lo que, la madurez tecnológica de los medianos y grandes
aerogeneradores está más avanzada que los pequeños [5].
Existen varias razones:
1. Mercados menos atractivos.
2. Mayor complejidad técnica.
Capítulo 1.
26
3. Son producidos por pequeñas empresas sin acceso a herramientas de diseño de
última generación.
4. Insuficientes programas de investigación y desarrollo.
En los últimos años se ha trabajado en busca de disminuir los costos y aumentar la
fiabilidad, lo que los ha convertido en máquinas insustituibles en aquellos sitios donde la
red no alcanza y los vientos son sencillamente evidentes.
En el pasado, el talón de Aquiles era la fiabilidad de estos pequeños aerogeneradores.
Estas máquinas en los años setenta se ganaron la mala fama de ser poco fiables,
expuestos a fallas frecuentes. En el presente, han avanzado técnicamente de forma tal
que si se comparan con aquellos modelos, estos son mucho más fiables. La práctica ha
demostrado que la mayoría de las turbinas comerciales actuales pueden operar durante
tres años o más, en sitios de ambiente agresivo, sin necesidad de mantenimiento ni
inspección. La fiabilidad y los costos de operación y mantenimiento de estas máquinas
son igual al de las instalaciones fotovoltaicas.
1.7- Experiencia cubana en aerogeneradores de baja potencia.
Se conoce que después del auge alcanzado por los aerogeneradores tipo Wind-
chargers, fundamentalmente en los Estados Unidos, algunos equipos fueron instalados
en Cuba en fincas y residencias. No obstante, no han quedado huellas de esas
instalaciones [5].
A partir de los años noventa, algunas instituciones, como el Centro de Investigación de
Energía Solar (CIES) y el Centro de Estudio de Tecnologías Energéticas Renovables
(CETER), incursionaron en el diseño y construcción de sistemas eólicos, aunque sin
llegar a un grado de madurez tecnológico aceptable para acceder a su producción
industrial.
También la Comisión Nacional de Energía en esos años importó más de diez pequeños
aerogeneradores chinos, que fueron distribuidos por diferentes organismos, pero
dejaron de operar por diversas razones. A esto se añade la producción informal de
estas máquinas por parte de algunas entidades y personas interesadas en el tema.
Capítulo 1.
27
A partir de 1996 la empresa EcoSol Solar, División de Copextel S.A., comienza un
programa más coherente de instalación de sistemas eólicos e híbridos, que en la
actualidad ya cuenta con una potencia instalada de 28,9 kW, en dieciséis instalaciones,
con veintitrés aerogeneradores de diferentes marcas y procedencias.
Tabla # 2: Resumen de las instalaciones eólicas, fotovoltaicas e híbridas en Cuba.
Fuente [5].
1.8- Introducción al uso de inversores en la electrónica de potencia.
La electrónica de potencia ha evolucionado de manera acelerada en los últimos 20
años. El desarrollo de elementos semiconductores de potencia ha propiciado que se
puedan realizar conversiones de energía de manera eficiente y a niveles altos de
potencia. Todo esto ha ayudado a satisfacer las necesidades crecientes de las
aplicaciones industriales [6], [7].
Los inversores (convertidores CD-CA) son circuitos de potencia que permiten la
conversión de corriente directa en corriente alterna. Idealmente un inversor debe tener
una fuente de alimentación de CD y proveer a su salida un voltaje sinusoidal puro a la
frecuencia y magnitud deseada.
Estos convertidores basan su funcionamiento en la conmutación sincronizada de
interruptores unidireccionales (BJT’s, MOSFET’s o IGBT’s). Las aplicaciones prácticas
de los inversores son muy variadas, entre ellas se tiene el control de motores de
inducción, sistemas de alimentación provenientes de fuentes renovables de
energía y las fuentes de potencia de respaldo (UPS).
Capítulo 1.
28
Buscando proporcionar voltajes de salida que disminuyan el contenido armónico, se
han desarrollado diferentes estrategias de conmutación en inversores monofásicos:
modulación uniforme de ancho de pulso (UPWM), modulación trapezoidal, modulación
por inyección de armónicas, modulación sinusoidal de ancho de pulso (SPWM), etc. Sin
embargo, la técnica más utilizada es SPWM. En un inversor monofásico se debe
conmutar de manera adecuada 4 interruptores controlables con el fin de generar una
onda sinusoidal a la salida de magnitud y frecuencia ajustables. El patrón de
conmutación se obtiene a partir de la comparación de una señal triangular de frecuencia
y amplitud fija (portadora) con una señal sinusoidal de frecuencia y amplitud variables
(moduladora).
1.9- Evolución de los inversores monofásicos.
La mayoría de los inversores monofásicos que existen en el mercado producen
corriente alterna (CA) 120Vrms a partir de 12V o 24V de corriente continua (CC).
Esto implica que el voltaje debe elevarse y alternarse en dos etapas respectivamente.
Cada una de estas etapas está en serie con la otra por lo que cada una debe manejar
la potencia completa. Antes del desarrollo de los convertidores CC-CC estos inversores
utilizaban transformadores de 60Hz para elevar el voltaje (figura 5). Estos
transformadores eran voluminosos y pesados.
La alternación se obtenía a bajo voltaje en una etapa anterior lo que implicaba un
manejo de corriente muy alta necesitando el uso de componentes de potencia grandes
y costosos. Es importante destacar aquí que el tamaño y costo de los componentes de
potencia dependen más de la corriente que del voltaje que maneja por lo que resulta
más económico producir la alternación a alto voltaje [8].
Capítulo 1.
29
Figura 5: Esquemático del inversor.
Con la introducción de los convertidores CC-CC es posible elevar el voltaje sin
necesidad de utilizar transformadores grandes y realizándose la alternación a alto
voltaje. Este factor ha impactado el mercado de los inversores en esta última década
reduciendo dramáticamente su costo, volumen y peso por watt producido. La etapa de
elevación se realiza ahora primero y la alternación después como lo muestra la figura 6.
Con el uso de fuentes de energía renovable se hace necesario inversores de mayor
capacidad donde el voltaje de entrada de CC debe y puede elevarse colocando paneles
y baterías en serie. Si el voltaje de entrada llega al mismo rango que el voltaje de salida
alterno entonces la etapa elevadora se puede eliminar pudiendo construir inversores
aún más económicos y eficientes. El voltaje necesario para eliminar la etapa elevadora
depende de la calidad de la onda alterna deseada.
Para producir una onda cuadrada es suficiente obtener un voltaje CC de 120V (figura
7). Para producir un voltaje de salida semi-sinusoidal se necesita un voltaje de entrada
de 140VCC (figura 8). Finalmente si se quiere producir un voltaje sinusoidal utilizando la
técnica de PWM es necesario en la entrada un voltaje de 170VCC (figura 9). Es
importante señalar aquí que además de la técnica PWM existe otro método de producir
voltaje alterno con calidad que se conoce como multinivel.
Capítulo 1.
30
Figura 6: Esquemático inversor-elevador.
Debido a la complejidad de este método que va en sentido contrario a la simplificación
que se está buscando no van a ser consideradas en este proyecto.
Figura 7: Distorsión armónica total (THD) en un inversor ondas cuadradas.
Figura 8: Distorsión armónica total (THD) en un inversor ondas semi-sinusoidales.
Figura 9: Distorsión armónica total (THD) en un inversor ondas sinusoidales.
Las figuras 7, 8 y 9 muestran la ventaja que presenta la producción de onda sinusoidal
pura en comparación con las ondas cuadradas, y semi-sinusoidales, en cuanto a la
Capítulo 1.
31
Distorsión Armónica Total (THD) de la onda de salida, viéndose claramente que la onda
sinusoidal pura, tiene menos del 5 % de THD.
1.10- Clasificación de los inversores.
Son muchos los puntos de vista desde los cuales se pueden clasificar los circuitos
inversores; este documento se centrará en los inversores realizados con dispositivos
semiconductores, dejando de lado los realizados por medio de elementos vibradores
electromecánicos [9].
En este sentido, una posible clasificación que se puede realizar de los inversores según
con que semiconductor se implementen los interruptores: tiristores o transistores. Los
primeros se pueden subdividir a su vez en inversores de bloqueo natural o forzado (con
fuente inversa de tensión o de corriente); los segundos es posible a su vez subdividirlos
en auto-excitados o con excitación independiente.
Es posible establecer otra clasificación en función de las características de salida:
configuraciones en medio puente, puente completo monofásico y puente completo
trifásico, o en sus características de entrada: inversor alimentado en tensión o en
corriente, según de que tipo sea la fuente primaria de entrada. La inclusión o no de un
transformador de aislamiento introduce una característica más a la hora de clasificar
este tipo de convertidores.
Para el caso de los inversores con transistores, se puede establecer otra clasificación
basándose en el método de excitación de la base de los transistores que configuran la
topología de potencia: de esta forma tenemos los inversores de onda cuadrada, PWM
de alta frecuencia, con control de desplazamiento de fase, etc.
Este documento se centra en los inversores con transistores, monofásicos, con y sin
transformador de aislamiento, alimentados en tensión y tipo de control PWM.
En el esquema siguiente, se puede observar un resumen de algunas de las posibles
clasificaciones citadas anteriormente [9]:
Capítulo 1.
32
Figura 10: Clasificación de los inversores. Fuente [9].
Capítulo 2.
33
Capítulo 2. La Modulación por Ancho de Pulsos.
2.1- Introducción a la Modulación por Ancho de Pulsos (PWM).
En la electrónica de potencia, la PWM es extensamente utilizada, como un medio de
obtener corriente alterna a partir de una fuente de corriente directa. Mediante la
variación de ciclo útil de la señal PWM, se proveerá de un voltaje directo a través de la
carga, en un patrón específico, y aparecerá en la carga como un voltaje de alterna. El
patrón en el cual el ciclo útil de la señal PWM varía, puede ser creado a través de
simples componentes analógicos, micro-controladores digitales, o circuitos PWM
específicos [10], [9].
El control PWM analógico requiere la generación de las señales de referencia y
portadora, las cuales pasarán a un comparador el cual crea la señal de salida basada
en las diferencias entre las señales. La señal de referencia es una sinusoide a la
frecuencia que se desea la salida, mientras que la portadora puede ser una onda
triangular o un diente de sierra a una frecuencia significativamente mayor que la de la
onda de referencia. Cuando la portadora excede a la referencia, la señal de salida del
comparador estaría en un estado, y cuando la referencia está a un voltaje mayor, la
salida estaría en un segundo estado.
La figura 11 muestra el proceso anterior, donde puede verse, la referencia en azul, la
portadora en rojo, y debajo la salida modulada y una no modulada a manera de
comparación.
Capítulo 2.
34
Figura 11: Aspecto de una señal modulada en PWM con referencia sinusoidal.
Por tanto, para obtener la señal PWM basta con aplicar la forma de onda resultante de
la comparación de una onda triangular con una senoidal y filtrar adecuadamente. Para
el caso de los inversores de potencia, se aprovecha la señal resultante de dicha
comparación para excitar los transistores que forman la topología de puente (figura 12),
de forma que en los instantes en que la señal resultante de la comparación está en
estado alto, el interruptor T+ está cerrado, y cuando esta es negativa, es T- el que está
saturado.
Capítulo 2.
35
Figura 12: Rama de un inversor (medio puente).
De esta forma, se obtiene una tensión con el aspecto indicado en las figuras anteriores
a partir de la tensión continua de entrada:
Como se puede observar, los interruptores nunca están simultáneamente en estado
saturado. Con el objeto de realizar un estudio de la manera más global posible, se
normalizarán los valores de las frecuencias y de las amplitudes de las señales que
intervienen; así, se define la modulación de amplitud como la relación de amplitudes
de la señal senoidal y de la triangular (moduladora y portadora):
Además, se define la modulación de frecuencia como la relación entre las frecuencias
de la señal triangular y la señal senoidal:
Con estos parámetros, se pueden establecer algunas reglas acerca de la tensión de
salida, sus armónicos, etc.
1.- La amplitud del armónico fundamental de la tensión de salida es ma veces la tensión
de entrada mitad; este hecho se puede explicar con ayuda de la figura 10.
Capítulo 2.
36
Figura 13: Detalle de la tensión modulada en un ciclo.
Si se supone que la frecuencia de la señal triangular es lo suficientemente mayor que la
frecuencia de la senoidal (mf es elevado), se puede considerar sin error apreciable que
la tensión de salida modulada es constante en cada ciclo, siendo su valor en estado alto
Ve/2 y cuando está en estado bajo Ve/2; en estas condiciones, se puede establecer el
valor medio de la tensión de salida:
y se demuestra, para un ciclo, que:
Por lo tanto, si se asume que la amplitud de la onda portadora es constante e inferior a
la amplitud de la onda referencia (es decir ma < 1), el único término variable de un ciclo
a otro es la amplitud de la onda moduladora, la cual sigue una ley senoidal, con lo que
se puede reescribir la fórmula inicial de manera que el valor del primer armónico de la
tensión de salida toma como valor:
Capítulo 2.
37
Siendo ω la pulsación de la onda senoidal de referencia, con lo cual se puede decir que
la amplitud del primer armónico de salida es ma veces la amplitud mitad de la tensión
de entrada.
2.- Los armónicos de la tensión de salida aparecen como bandas laterales de la
frecuencia de conmutación y sus múltiplos; este aspecto es válido para valores de mf >
9, lo cual se puede tomar como cierto siempre, salvo en casos excepcionales de muy
elevada potencia. Para el caso general, puede decirse que la amplitud de los distintos
armónicos es prácticamente independiente del parámetro mf, y éste sólo define la
frecuencia a la que aparecen, de manera que puede expresarse la frecuencia de los
distintos armónicos por la siguiente expresión:
siendo fs la frecuencia del armónico de orden s correspondiente a la banda lateral k
para j veces el índice de modulación. Para valores impares de j, sólo existen armónicos
para valores pares del parámetro k; para valores pares de j, sólo existen armónicos
para valores impares de k.
Capítulo 2.
38
Tabla # 3: Valores normalizados de los armónicos.
En la tabla 3 se recogen las amplitudes normalizadas de los distintos armónicos
(Vs)h/(Ve/2), en función del índice de modulación mf. Sólo están representados
aquellos que tienen un valor significativo hasta j=4.
3.- El parámetro mf debe de ser un entero impar: de esta manera, se obtiene una
simetría impar además de una simetría de media onda; por tanto, en la tensión de
salida sólo existirán armónicos de orden impar y desaparecen los armónicos de orden
par. En el desarrollo en serie de Fourier, sólo existirán los términos en seno.
Capítulo 2.
39
2.1.1- Recomendaciones para los valores ma y mf
Este apartado se centrará en los criterios para seleccionar el valor de los parámetros
normalizados ma y mf, tomando en cuenta los criterios expuestos anteriormente. Así,
atendiendo a la etapa de filtrado que es necesario añadir, interesa trabajar con valores
de mf lo más altos posible, ya que los armónicos aparecerán a frecuencias elevadas, lo
cual facilita el filtrado de las mismas; sin embargo, no se debe dejar de lado que las
pérdidas en conmutación aumentan al elevar la frecuencia; si se tiene en cuenta que es
preciso funcionar fuera del rango audible, la frecuencia suele elegirse o bien por encima
de 20 KHz o por debajo de 6KHz (para casos de muy elevada potencia), con el objeto
de evitar las frecuencias en dicho margen. Como se puede observar, existe un
compromiso en la elección de este parámetro; la mayoría de los autores fijan el valor de
21 como frontera para que el valor de este parámetro pueda considerarse elevado o
bajo.
Se pueden suministrar recomendaciones según el valor de este parámetro (asumiendo
ma<1), tomando el criterio anterior:
mf<21
1.- Las señales senoidal y triangular deben de estar sincronizadas, lo cual requiere
obligatoriamente que mf sea un valor entero. La razón hay que buscarla en que para el
caso de trabajar con ambas señales desincronizadas, la señal de salida tendría
subarmónicos, lo cual es claramente indeseable. Por tanto, si la tensión de salida debe
de modificar su frecuencia, la señal triangular debe también de cambiar.
2.- Debe de ser un valor impar, tal y como se comentó en el apartado anterior, con el
objeto de aprovechar la simetría de la forma de onda.
3.- Las pendientes de las señales Vsin y Vtri deben de tener polaridades opuestas y
coincidentes en su paso por cero. Este aspecto es particularmente importante para el
caso de valores bajos de mf.
mf>21
Capítulo 2.
40
Las amplitudes de los subarmónicos que pueden generarse al emplear PWM asíncrono
son despreciables. Por tanto, si el valor de mf es elevado, se puede fijar la frecuencia
de la señal triangular y variar la frecuencia de la señal senoidal. Sin embargo, si la
carga a manejar es un motor, no debe de emplearse el modo asíncrono, ya que aunque
los armónicos de baja frecuencia son de baja amplitud, pueden generarse corrientes de
elevado valor y claramente indeseables.
ma>1
Para el parámetro ma, se ha considerado que es siempre menor que la unidad; si este
parámetro es mayor que la unidad, estaremos en la situación denominada
sobremodulación. En esta situación, si bien la amplitud del armónico fundamental se
puede incrementar, se incrementan el número de armónicos en la salida y aparecen a
frecuencias menores. Para este régimen de funcionamiento, se recomienda trabajar de
forma síncrona. Esta situación se debe de evitar en los sistemas de alimentación
ininterrumpida, para evitar al máximo posible la distorsión en la tensión de salida. Sin
embargo, es habitual utilizar sobremodulación. El valor de ma queda limitado de la
siguiente forma:
Para valores mayores de este parámetro, se pierde el concepto de PWM y se degenera
en un esquema de onda cuadrada.
2.2- Inversor en medio puente.
Como se ha comentado con anterioridad, esta será la topología base que será utilizada
para la deducción del funcionamiento de los demás convertidores modulados. La figura
14 muestra un inversor en medio puente con modulación “PWM”. Para obtener una
alimentación con un punto medio se han utilizado dos fuentes de tensión continua. Sin
embargo, en la mayor parte de las aplicaciones se utilizarán dos capacitores iguales. El
Capítulo 2.
41
tamaño de estos capacitores deberá ser lo suficientemente grande para que la tensión
a través de ellos pueda considerarse constante.
La tensión obtenida en los terminales VA0 variará entre VD/2 y – VD/2 con una
secuencia que dependerá de la señal de control y la señal triangular. Los resultados
mostrados en la figura 14 han sido obtenidos con un índice de modulación en amplitud
de “0,8” y un índice de modulación en frecuencia “15”. Como puede comprobarse en
esa misma figura, los armónicos de VA0 aparecen en las cercanías de la frecuencia de
la señal triangular. Además dada la simetría de la tensión solo tiene armónicos impares.
Si la frecuencia de corte del filtro ha sido seleccionada adecuadamente, la tensión
aplicada a la carga será muy similar a la fundamental mostrada en la figura 11.
Los interruptores utilizados en el medio puente soportan una tensión igual a VD y una
corriente de pico igual a la que circula por el filtro y la carga.
Figura 14: Funcionamiento de un medio puente.
Capítulo 2.
42
Los resultados mostrados en los párrafos anteriores son correctos siempre y cuando
ma<1. En caso contrario no se cumple la proporcionalidad entre la señal de control y la
tensión de salida y se produce “sobremodulación”.
Figura 15: (a) Tensión VA0 sobremodulada y su generación a partir de la modulación
senoidal-triangular. (b) Contenido armónico de la señal sobremodulada.
La figura 15 (a) muestra en su parte superior las señales utilizadas en la modulación.
Como puede comprobarse ma>1 por lo que en los valores donde la tensión de la
senoidal es máxima (o mínima) no se producen conmutaciones (parte inferior). El efecto
de la sobremodulación es doble. Por una parte aumenta el valor de la fundamental de la
tensión de salida por encima de VD/2 y por otra ocasiona la aparición de armónicos de
baja frecuencia “difíciles de filtrar” (Figura 15 (b)).
Un caso extremo de sobremodulación será el inversor de tensión cuadrada, en este
caso el valor de la amplitud de la fundamental vendrá expresado por la siguiente
ecuación.
Capítulo 2.
43
Figura 16: Valor de pico (normalizado) de la fundamental en función de ma para mf=15.
La figura 16 muestra de forma resumida la dependencia del valor de la fundamental con
respecto al índice de modulación en amplitud (ma). Como puede observarse, se han
realizado tres divisiones: lineal, sobremodulación y señal cuadrada. Aunque en las dos
primeras puede controlarse la tensión mediante la variación del valor de la señal de
control, siempre será más sencillo trabajar en la zona lineal.
2.3- Inversor en puente completo.
Un convertidor a puente H o puente completo es una configuración de switcheo en una
disposición que recuerda a una H. En él, controlando los diferentes interruptores o
transistores, se establecen en la carga, 3 niveles: voltaje positivo, negativo y potencial
cero.
Capítulo 2.
44
Figura 17: Configuración en puente H utilizando MOSFET.
Un puente completo está formado por dos medios puentes y será utilizado para rangos
de potencias superiores (figura 17). Con la misma tensión de entrada que en el medio
puente, la tensión máxima a la salida del inversor será el doble. En función del método
de control seleccionado, los inversores modulados monofásicos podrán clasificarse en
inversores con conmutación bipolar e inversores con conmutación unipolar.
2.4- Control PWM unipolar.
En este caso, los interruptores de las ramas no conmutan en el mismo instante de
tiempo como en el caso anterior. La forma de controlar ambas ramas es independiente,
realizando para el control dos comparaciones distintas: por un lado, para controlar una
de las ramas se sigue la misma filosofía anterior:
Y además (referido a la figura 9):
V sen > Vtri : TA + ON; VAN =Ve
V sen < Vtri : TA − ON; VAN = 0
Para la otra rama, emplearemos la siguiente comparación:
−V sen > Vtri :TB + ON; VBN =Ve
Y para el interruptor TB- obtenemos:
−V sen < Vtri :TB − ON; VBN = 0
Capítulo 2.
45
En la figura 15 se puede observar la forma de onda de la tensión entre los puntos A y N
y entre los puntos B y N; la tensión de salida, se puede obtener fácilmente mediante la
diferencia de ambas; para este esquema utilizaremos un valor de mf par.
VAB =VAN −VBN
Debido a la presencia de los diodos en antiparalelo con los interruptores, las tensiones
deducidas en las ecuaciones anteriores son independientes del sentido de la corriente.
Figura 18: Tensión en la carga (superior) y tensiones entre los puntos A y masa y B y
masa.
Las combinaciones anteriormente establecidas nos suministran la siguiente secuencia
para los interruptores:
Capítulo 2.
46
Una de las ventajas que supone la utilización del esquema unipolar es que la frecuencia
de los armónicos es doble con respecto al caso bipolar; además, la excursión de la
tensión en la carga se reduce a la mitad, como se deduce de las fórmulas presentadas
previamente.
Figura 19: Contenido armónico para señal obtenidas con modulación bipolar (arriba) y
con modulación unipolar (abajo).
La figura 19 muestra una comparación entre el contenido armónico de dos señales
obtenidas con iguales índices de modulación pero con diferentes estrategias de
conmutación. Como puede comprobarse, el contenido armónico de la tensión obtenida
Capítulo 2.
47
mediante modulación unipolar es mucho menor que el de la señal obtenida con
modulación bipolar. Además de ser menor está más alejado en la frecuencia por lo que
su filtrado será más sencillo. Al utilizar modulación unipolar con desfase entre las
señales de control de 180º se anulan los armónicos en las cercanías de la frecuencia de
la triangular y sus múltiplos impares (mf, 3xmf, etc).
2.5- El MOSFET como interruptor y drivers de MOSFETs.
Cuando se decide implementar un puente H, los interruptores utilizados pueden ser de
construcción mecánica o pueden utilizarse transistores a estado sólido.
En la actualidad, en la electrónica de potencia, los convertidores más eficientes son
aquellos que se basan en la utilización de interruptores electrónicos de potencia
(transistores bipolares, IGBTs, y fundamentalmente, debido a sus importantes ventajas:
MOSFETs), los cuales funcionan en modo conmutación, de forma que las pérdidas
propias debidas al convertidor son muy pequeñas.
Este tipo de convertidores utilizan interruptores electrónicos de potencia que trabajan
exclusivamente en modo conmutación, es decir que funcionan en modo corte y en
modo saturación. El estado on se caracteriza porque la caída de tensión en el
interruptor de potencia es muy baja aunque la corriente a su través sea alta.
El estado on, puede darse aún en el caso de que la corriente que circula por el
transistor sea nula. Si estando en el estado on circula corriente por el transistor, se
habla además de un estado de conducción, estando el interruptor en saturación. El
estado off se caracteriza porque, aunque la tensión en sus bornes sea alta, la corriente
que circula a su través es muy baja (de microamperios o inferior), estando el interruptor
en corte. De esta forma, en ambos casos la potencia disipada en dichos interruptores
es muy baja (la debida al estado de conducción y la debida a la conmutación), lo que
los hace especialmente interesantes en este tipo de aplicaciones donde se ponen en
juego grandes potencias.
Cuando se utiliza un MOSFET de canal N para switchear un voltaje de CD a través de
la carga, el terminal de drenador del transistor del lado alto del puente está
frecuentemente conectado al mayor voltaje en el sistema.
Capítulo 2.
48
Esto crea una dificultad, ya que el terminal de compuerta debe estar aproximadamente
10V por encima del terminal de drenador, para que el MOSFET conduzca.
Generalmente, los circuitos integrados conocido como drivers de MOSFETs son
utilizados para resolver esa diferencia, a través de técnicas de bootstrapping. Estos
chips son capaces de cargar rápidamente el capacitor de entrada del MOSFET antes
de que se alcance esa diferencia, permitiendo que el voltaje compuerta-fuente sea el
mayor del sistema permitiéndole al transistor conducir.
Figura 20: MOSFET de canal-N.
Generalmente los circuitos integrados conocidos como drivers de MOSFETs son
utilizados para superar esa diferencia a través de técnicas de bootstrapping o de
bombeo de carga.
Figura 21: Diagrama en bloques del funcionamiento del IR2101.
Capítulo 2.
49
Estos chips son capaces de cargar rápidamente el capacitor de entrada del MOS, antes
de alcanzar esa diferencia de potencial, logrando que el voltaje compuerta-fuente sea el
voltaje mayor adicionándole el voltaje del capacitor, permitiéndole conducir. Existen
diversos drivers de MOSFETS disponibles para MOS de canal N permitiéndole trasladar
señales de control de bajo voltaje en voltajes capaces de suministrar el voltaje de
compuerta.
Para lograr la traslación de los niveles de voltaje de la señal PWM a los voltajes
requeridos para polarizar los MOSFETS de canal N, se seleccionó para este proyecto el
circuito integrado driver IR2101, en lugar del IR2110, que no aparece en los
componentes del simulador Proteus.
Figura 22: Conexión típica de un IR2101.
El driver de MOSFET IR2101 seleccionado para este proyecto tiene las siguientes
prestaciones:
Canal flotante diseñado para la operación de bootstrap, operando a +500V
o a +600V.
Rango de voltaje suministrado a compuertas entre 10 y 20V.
Bloqueo de sobrevoltaje para ambos canales.
Compatible con 3.3V lógico. Suministro de voltaje lógico por separado
desde 3.3 a 20V.
Capítulo 2.
50
Entradas CMOS con Schmitt-Trigger.
Salidas en fase con la entradas, etc.
La operación del IR2101 es controlada por la señal PWM generada, esta señal es
introducida por los pines HIN y LIN simultáneamente. Si la lógica interna detecta un
nivel alto lógico, luego el pin HO conducirá, y si detecta un nivel bajo lógico, conducirá
el pin LO. El pin SD controla el apagado del dispositivo, este no será utilizado y será
conectado a tierra. Los pines adicionales que requieren conexiones externas son Vss,
el cual será conectado a tierra, mientras que el pin Vcc se conectará a 12 V. Los
valores de los capacitores de bootstrapping y el resto de los componentes se calculan
en el siguiente capítulo.
2.6- Distorsión Armónica Total.
Un parámetro muy importante que se ha tomado en cuenta en este proyecto es la
reducción de armónicas en el voltaje y la corriente de salida en la carga, por las
implicaciones que tendría un alto contenido armónico para los consumidores de esta
energía.
Las distorsiones armónicas son deformaciones de la forma de onda de la corriente y el
voltaje con respecto a la forma de onda sinodal que se considera ideal. Estas
distorsiones pueden ocurrir por fenómenos transitorios o por condiciones permanentes.
Cuando estas distorsiones son bajas no ocasionan problemas significativos a los
equipos eléctricos.
La distorsión armónica total (THD, por sus siglas en inglés), es la relación entre el
contenido armónico de la señal y la primera armónica o fundamental. La fórmula para
calcular el THD es la siguiente:
Para el caso de la Corriente:
Para el caso del Voltaje:
Capítulo 2.
51
2.7- Filtrado.
En función de elevar la eficiencia en la salida sinusoidal, y tratar de reducir el contenido
armónico es utilizada la etapa de filtrado.
Según se ha mencionado en los puntos iniciales de esta sección, y se desprende del
desarrollo de la misma, para cumplir el objetivo final de obtener una señal senoidal lo
más perfecta posible, se hace preciso la inclusión de un filtro, para eliminar las
componentes armónicas no deseadas; es decir, se trata de intercalar una impedancia
de valor elevado de cara a las frecuencias que deseamos eliminar.
En la elección y cálculo del mismo se han de tener en cuenta aspectos como: carga a
alimentar, frecuencias que se desean eliminar, tipo de control que se realiza del
inversor, y tamaño del mismo. En algunos casos, puede emplearse la propia carga
como filtro; es el caso por ejemplo en el que la carga sea un motor. De todas las
posibles configuraciones de filtros, las más habituales para los generadores en cuestión
son las configuraciones en L, cuyo esquema general se muestra en la figura 23, en la
cual, el filtro está compuesto por la impedancias genéricas serie (ZS) y paralelo (ZP). La
impedancia ZC representa la carga a la que alimenta el generador.
Capítulo 2.
52
Figura 23: Esquema general de un inversor con filtro y armónicos a eliminar por el
mismo.
La forma de calcular el filtro consiste en establecer la atenuación que deseamos
obtener para una determinada componente armónica, de la siguiente forma:
En la que se ha denominado Zp’ a la impedancia paralelo formada por Zc y Zp.
Capítulo 3.
53
Capítulo 3. Diseño del inversor propuesto. Discusión de resultados.
3.1- Diagrama en bloques del diseño del inversor.
La construcción del inversor de onda sinusoidal pura propuesto en este proyecto de
tesis, puede resultar complejo visto como un todo, pero, dividido en bloques
fundamentales según su objetivo de funcionamiento, se convierte en un proyecto
sencillo de comprender. Este capítulo, y sus correspondientes epígrafes, detallarán
cada bloque en específico, así como ha sido construida cada sección y como interactúa
con el resto de los bloques para resultar en la producción de la onda sinusoidal pura
mediante control PWM, a partir de una fuente de corriente directa (CD). En este caso
específico, a partir de la energía producida por una fuente de energía renovable, la
eólica.
Como se había mencionado anteriormente, este proyecto surge como propuesta para la
sustitución de las etapas mecánicas de multiplicación y control de velocidad del
aerogenerador de baja potencia, siendo este diseño capaz de proveer la onda
sinusoidal, con las características que satisfagan los requerimientos del sistema
eléctrico cubano: 120 V RMS y 60 Hz [11].
En este proyecto para la generación de la onda sinusoidal pura a través de la carga,
solo se utilizó circuitería analógica, así como componentes discretos, circuitos
integrados drivers de MOSFET y un filtro paso bajo. El diagrama en bloques del
proyecto es mostrado en la figura 24, en la cual pueden distinguirse las diferentes
secciones del circuito que serán adicionadas.
Capítulo 3.
54
Figura 24: Diagrama en bloques del proyecto (también en Anexo1).
El circuito de control comprende dos bloques básicos, la generación de la onda
sinusoidal de referencia, y la de la onda triangular.
Cuando estos bloques se implementan con comparadores y otros circuitos
analógicos pequeños controlan la señal PWM que los dos drivers de MOSFET
enviarán al puente H.
A partir de aquí, la señal que se obtiene del puente H de MOSFETs, será
enviada a través de un filtro LC paso bajo, por lo que la señal entregada a la
carga será una onda sinusoidal pura.
Los detalles de la construcción, operación, y ondas de salida de cada bloque serán
analizados de manera independiente en las siguientes secciones.
3.2- Generador de onda sinusoidal.
El oscilador seleccionado para la generación de la onda sinusoidal de referencia fue un
oscilador por puente de Wien.
A frecuencias relativamente bajas, el oscilador con puente de Wien constituye una
buena fuente de señales senoidales de pequeña distorsión. En la figura 25 se
representa la estructura básica de un oscilador con puente de Wien implementado con
amplificadores operacionales.
Capítulo 3.
55
Figura 25: Esquemático de un oscilador por puente de Wien.
La idea principal en la que se basa el funcionamiento de este oscilador es la de obtener
un amplificador realimentado positivamente y ajustar el valor de la ganancia de lazo AB
de forma que se obtenga en la salida una oscilación senoidal de una determinada
frecuencia. Con esta finalidad se utiliza un amplificador no inversor de ganancia A
determinada por la expresión:
realimentado positivamente mediante una red RC selectiva en frecuencia que
introducirá un desfase de 0º a la frecuencia de oscilación deseada, y cuya característica
de transferencia está determinada por la expresión:
de forma que, como la impedancia de entrada del amplificador operacional es
prácticamente ∞, la ganancia de lazo AB será:
Capítulo 3.
56
En consecuencia, según el criterio de Barkhausen, la frecuencia wo de las oscilaciones
generadas a la salida del circuito será aquella para la que la fase de la ganancia de lazo
AB sea nula, es decir, aquella frecuencia para la que se verifique que:
de forma que (sRC)2+1=0, con lo que:
mientras que, para que a la salida se mantengan las oscilaciones a esta frecuencia wo,
la magnitud de la ganancia de lazo AB debe ser 1, de forma que
para lo que será necesario que:
con lo que en el amplificador no inversor deberá cumplirse que R2/R1=2. Sin embargo,
para asegurar que comiencen las oscilaciones será necesario establecer que la relación
R2/R1 sea ligeramente mayor que el valor que verifica esta condición.
La distorsión de la señal obtenida en la salida del oscilador con puente de Wien
será baja siempre que la amplitud de las oscilaciones permanezca dentro de la región
lineal de funcionamiento del amplificador, por lo que, para obtener una señal senoidal
de pequeña distorsión será necesario establecer algún método de control que haga que
la ganancia de lazo AB sea 1 cuando la amplitud de la señal de salida del oscilador sea
la deseada.
Uno de los métodos más simples de implementar este mecanismo de control no lineal
de la ganancia del amplificador consiste en utilizar un elemento cuya resistencia esté
controlada por la amplitud de la señal senoidal de salida. Así, introduciendo este
elemento en el circuito de realimentación negativa del amplificador con el fin de que
Capítulo 3.
57
determine su ganancia A, podría modificarse el diseño del oscilador de forma que la
ganancia de lazo AB sea 1 para una determinada amplitud de salida. En la figura 26 se
representa la estructura de un oscilador con puente de Wien en el que se implementa
este control de amplitud utilizando diodos como elementos de resistencia controlada.
Figura 26: Oscilador por puente de Wien con control de amplitud.
Así, si la amplitud Vo que se desea obtener en la salida del oscilador es lo
suficientemente elevada como para que los diodos estén polarizados en directa y pueda
considerarse que su funcionamiento es prácticamente ideal, es posible obtener de
forma simple una expresión que determine la amplitud de las oscilaciones, puesto que
en esta situación:
de donde se obtiene que:
Capítulo 3.
58
por lo que el valor de esta amplitud de salida VO puede establecerse fácilmente sin más
que modificar el valor de la resistencia R2, debiendo asegurar en todo momento que R2
< 2R1.
3.2.1- Resultados del diseño del oscilador sinusoidal.
A partir de los criterios anteriores para el diseño del oscilador sinusoidal por puente de
Wien, se llega al diseño final del oscilador que provee una señal de salida de amplitud 2
V y frecuencia de 60Hz. El circuito queda como sigue:
Figura 24: Oscilador sinusoidal por puente de Wien.
Este oscilador fue simulado a su vez en el Electronic Workbench y en Proteus, la onda
sinusoidal de salida del mismo se muestra en la siguiente figura:
Capítulo 3.
59
Figura 28: Resultado de la simulación del oscilador sinusoidal.
La figura muestra mediante el osciloscopio del Electronic Workbench, la sinusoide de
salida de amplitud 2 V y 60Hz de frecuencia, que será utilizada para la obtención de la
señal PWM.
3.3- Generación de la onda portadora.
Es sabido de antemano, que para la generación de la onda sinusoidal a 60 Hz de
frecuencia, es necesaria la generación de la onda seno de referencia, así como la
generación de la onda portadora. La onda portadora puede ser un diente de sierra o
una onda triangular, en este caso, será utilizada la onda triangular, a la frecuencia de
1.2 kHz.
El siguiente circuito es un generador de onda triangular, está formado por una etapa
(A1) donde hay un amplificador con realimentación positiva y una segunda etapa (A2)
donde se tiene un circuito integrador, como muestra la figura 29:
Capítulo 3.
60
Figura 29: Generador de onda triangular.
El voltaje de salida para el circuito integrador está dado por:
En el primer amplificador se presenta una doble realimentación Vo1 a través de R2 y
Vo2 a través de R3. Como se puede ver en el circuito la corriente que pasa por las
resistencias R2 y R3 es la misma, entonces:
De donde:
Para hacer un análisis es necesario suponer que la salida del primer amplificador A1
está a Vo1 =+Vcc. (Voltaje de saturación). Como se puede observar en el circuito
integrador Vo2 es una señal variable en el tiempo (recta de pendiente positiva), que
para un determinado instante de tiempo t, hace que la señal que Vp2 sea nula,
quedando el voltaje Vp1 dado por:
Capítulo 3.
61
Siendo K la pendiente de la recta. Esto ocasiona un cambio en la salida del primer
amplificador a -Vcc (Vo1=-Vcc) que al ser integrado produce una señal lineal de
pendiente negativa. Este hecho se repite cada vez que Vp1 pasa por cero. El período
de la señal triangular es dos veces el tiempo necesario para producir una conmutación
del primer amplificador, esto es:
Según los criterios de diseño anteriores, se llega al diseño final del generador de onda
triangular de amplitud 4 V y frecuencia 1.2 KHz, utilizando como amplificador
operacional el µA741, el cual se muestra en la siguiente figura:
Figura 30: Diseño del generador de onda triangular.
El circuito oscilador se simuló con Proteus, y las ondas de salida, cuadrada y triangular
se muestran a continuación, donde puede verse, la señal triangular de 4V de amplitud y
1.2KHz de frecuencia:
Capítulo 3.
62
Figura 31: Ondas de salida cuadrada y triangular del oscilador.
3.4- Obtención de la señal PWM.
El control PWM analógico requiere la generación de señales de referencia y portadora,
las cuales alimentan un comparador, el cual crea la señal de salida, basada en las
diferencias de las señales. La señal de referencia es sinusoidal y a la frecuencia de la
señal de salida deseada, mientras que la señal portadora generalmente es un diente de
sierra o una señal triangular a una frecuencia significativamente mayor que la de
referencia. Cuando la portadora excede a la referencia, la señal de salida del
comparador estaría en un estado, y cuando la referencia está a un voltaje mayor, la
salida estaría en un segundo estado.
Estas señales se pueden generar con elementos discretos y circuitos integrados, más
los comparadores como se implementaron los primeros controles PWM, pero esto ha
sido totalmente superado con los PIC más los periféricos integrados “dedicados” para
esta aplicación; y actualmente con los DSP para las aplicaciones de mayor precisión.
Sin embargo, el objetivo de este proyecto es lograr el diseño del inversor o generador
sinusoidal, con componentes discretos, lo que haría el diseño con la simplicidad que
implicaría un menor costo de manufactura, debido al costo de los componentes
Capítulo 3.
63
empleados, aunque, sin apartarse del propósito de ser altamente eficiente en la
conversión de energía.
Luego, siguiendo las recomendaciones para los valores de ma y mf (índices de
modulación de amplitud y de frecuencia respectivamente), para lograr la señal PWM, se
tomaron los siguientes valores:
Vseno=2V, Vtriang=4V, fseno=60Hz, ftriang=1.2KHz, luego se tiene que:
ma= 0.5 y mf= 20.
En función del valor ma el convertidor trabaja en las siguientes zonas para
mf > 15:
0 < ma<1 modulación lineal. En esta zona el valor de pico del armónico
fundamental de la tensión de salida toma el valor :
1< ma < 3.24 sobremodulación.
ma > onda cuadrada En esta zona el valor de pico del armónico fundamental de
la tensión de salida toma el valor:
Por lo que al simular la salida del comparador con Proteus se obtuvo la señal PWM,
que se muestra en la figura 30:
Capítulo 3.
64
Figura 32: Señal PWM (salida del comparador).
3.5- Diseño del medio puente H y de los drivers de MOSFET.
Como se vio en el capítulo 2, para la implementación del puente H completo o medio
puente con MOSFETs como interruptores, encargado de recibir la señal PWM, para
entregar la onda de salida sinusoidal a la carga, se hacía necesaria la utilización de los
drivers de MOSFETs tratados anteriormente.
Un driver de la serie IR2101 (entre otros) para aplicaciones PWM monofásicas está
preparado para soportar hasta 600V de la tensión Vdd (en este proyecto 170 V) que
alimenta al inversor monofásico, mediante una etapa de aislación galvánica interna.
Esto se refiere a los 2 transistores superiores del puente, ya que cuando conduce uno
de ellos, la salida correspondiente del driver queda a potencial Vdd.
Además posee un control inhibidor de pulsos para no superponer la conducción de los
dos transistores de una misma rama del puente. Puede recibir distintas
realimentaciones, entre ellas por cortocircuito o sobrecorriente, inhibiendo los pulsos de
salida.
Capítulo 3.
65
Está preparado para conducir pulsos de excitación más potentes mediante la conexión
de un bootstrap. Un circuito bootstrap a diodo-condensador para asegurar la
conducción de los transistores de potencia.
La carga del condensador es tomada por el propio driver y conducida a través del
mismo hasta la compuerta del transistor a encender, esto se repite en cada pulso de
excitación para los 2 transistores superiores.
Este epígrafe mostrará los cálculos correspondientes de los capacitores de bootstrap y
de los diodos del circuito, los cuales fueron obtenidos a partir de la Application Note AN-
978 de la International Rectifier [12].
Figura 33: Conexión circuital del driver IR2101.
La fórmula para el mínimo valor del capacitor de botstrapp es la siguiente:
Capítulo 3.
66
Se obtiene a partir de aquí, que el valor mínimo para el capacitor es 51nF para los
drivers IR2101 que manejarán las señales del puente. Los elementos de la ecuación
anterior fueron determinados a través del datasheet del IR2101 y de la bibliografía [12]
como sigue:
Qg = Carga de compuerta del FET de la derecha superior = 110nC.
Iqbs = Corriente estática del driver de la derecha superior = 55uA.
Qls = Carga de desplazamiento de nivel requerida por ciclo= 5nC (dada en [12]).
Icbs (leak)= Corriente de fuga del capacitor de bootstrap = 250uA.
f = Frecuencia = 60Hz.
Vcc = Voltaje de alimentación = 12V.
Vf = Voltaje de directa a través del diodo de bootstrap= 1.3V.
Vls = Voltaje a través del FET inferior = 1.5V.
Por lo tanto, de acuerdo con los cálculos anteriores, se seleccionó un capacitor de valor
100nF.
El resto de los componentes se seleccionó como sigue:
El diodo utilizado es un International Rectifier 8ETu04-ND 8 Amp. 400V Ultrafast
Rectifier.
MOSFETs utilizados: 4 transistores Hexfet Power MOSFET IRFB20N50KPbF,
500V a 20 A con Rds=0,21Ω.
Los drivers de MOSFET del puente permitirán los niveles de tensión de +170, -170, y 0
V a través de la carga.
Capítulo 3.
67
Después de implementado en el Proteus, el puente H completo, se obtuvo el resultado
esperado, o sea, la salida en la carga a través del filtro, comportándose como una
sinusoide de 120 V y frecuencia de 60 Hz, la cual se muestra en la siguiente figura:
Figura 34: Señales en las compuertas de los MOSFET (azul y amarillo), y salida en la
carga con la etapa de filtrado (rosado).
3.6- Diseño del filtro LC.
Como se mencionó en el capítulo 2, se seleccionó para la etapa de filtrado de este
proyecto, un filtro pasivo paso bajo, de segundo orden, según la figura:
Capítulo 3.
68
Figura 35: Estructura del filtro paso bajo utilizado.
Este filtro es el más sencillo y uno de los más utilizados. Consiste en una inductancia
serie y un condensador paralelo. Este filtro tiene el inconveniente de que si se sitúa muy
cerca de la fundamental puede llegar a atenuarla (como fue comentado al inicio del
tema). Sin embargo, este problema no tiene por qué aparecer en los inversores
modulados. Incluir una impedancia compleja como carga, en un estudio general de un
determinado filtro “oscurecería” la explicación. Por tanto se ha considerado una carga
resistiva “R”. Así el valor de Zp’ puede ser calculado mediante la expresión
Estas expresiones pueden representarse en función de los siguientes parámetros:
Sustituyendo los valores mostrados en las expresiones anteriores en la ecuación se
obtiene la expresión de la atenuación. En la figura 36 se ha representado el módulo de
esta expresión para diferentes valores de “Q”.
Capítulo 3.
69
Figura 36: Atenuación de un filtro LC en función de “Q”.
De la bibliografía [13] se calculó el filtro de segundo orden por la aproximante de
Butterworth, y se simuló en Electronic Workbench para comprobar su respuesta de
frecuencia, a partir de esto se obtuvo el siguiente resultado:
Figura 37: Resultado del diseño del filtro LC.
En la siguiente figura se representa la respuesta de frecuencia del filtro diseñado para
el proyecto, donde puede verse la frecuencia de corte aproximadamente en 60 Hz, no
Capítulo 3.
70
dejando pasar las armónicas de orden superior, por lo que proveerá una onda
sinusoidal con baja distorsión.
Figura 38: Respuesta en frecuencia del filtro diseñado.
3.6.1- Análisis de la distorsión armónica de la señal de salida.
Como se había explicado anteriormente, uno de los objetivos de este proyecto fue la
obtención de la señal de salida sinusoidal con baja distorsión, o sea con el menor THD
posible. Durante la simulación se realizó el gráfico en frecuencia de la señal de salida,
el resultado se muestra en la figura 39. Puede verse como son atenuados los
armónicos de orden superior, gracias a la etapa de filtrado diseñada anteriormente.
Solo se tiene el inconveniente de no haberse realizado el cálculo de la distorsión
armónica total (THD).
Capítulo 3.
71
Figura 39: Análisis de Fourier de la señal de salida.
3.7- Valoración económica del proyecto.
En el mercado de los inversores de potencia, existen muchas opciones a tener en
cuenta, las cuales varían desde las muy caras hasta las muy baratas, con diferentes
grados de calidad y eficiencia. Los de alta calidad y eficiencia existen, aunque solo
están disponibles a un costo elevado.
Los generadores con salida sinusoidal pura, tienden a incorporar componentes digitales
de alta potencia, caros en su adquisición, sin embargo los de onda sinusoidal
modificada, pueden ser eficientes, en la medida en que no utilizan altos grados de
procesamiento, pero esto se devuelve en una salida con alta distorsión armónica, lo
cual afecta sensiblemente algunos equipos electrónicos.
Desde el comienzo de este proyecto, se trazó el objetivo de crear un dispositivo que
sea capaz de crear una onda sinusoidal pura, cumpliendo con las exigencias del
sistema eléctrico cubano, por lo que debe cumplir con el requisito de alta calidad en la
salida que brindara, y que además pueda ser construido en Cuba, por lo que debe ser
barato en su manufactura.
En los epígrafes anteriores, al graficar la onda de salida del dispositivo, se comprobó
que la condición de alta eficiencia está cumplida, solo queda verificar si es
Capítulo 3.
72
económicamente viable su construcción en Cuba. Esto se puede comprobar por
inspección al comparar los precios en el mercado de algunos dispositivos de mayor
comercialización. En la figura siguiente pueden verse los ejemplos de la firma Xantrex:
Figura 40: Inversor de la firma Xantrex de onda sinusoidal modificada.
Figura 41: Inversor Xantrex de onda sinusoidal pura.
Luego, puede verse, que un generador de onda sinusoidal modificada está alrededor de
los 1115 Euros, y uno de onda sinusoidal pura alrededor de los 3707 Euros. Podría ser
óptima la realización de una lista de los componentes utilizados en este proyecto para
la construcción del inversor, para hacer comparaciones de precios respecto al mercado,
pero por cuestiones de tiempo no llegó a realizarse. Sin embargo, por la bibliografía
consultada [9], puede concluirse, mediante el análisis de proyectos similares, que un
proyecto como este, utilizando componentes analógicos discretos, no supera los $100
USD. Lo que implica una sustancial diferencia entre el costo mediante su construcción y
Capítulo 3.
73
el costo por concepto de compra, lo que demuestra que es económicamente viable su
construcción en Cuba.
Conclusiones.
74
Conclusiones.
Con la realización de este proyecto pudo concluirse lo siguiente:
El generador sinusoidal a estado sólido, obtenido mediante circuitería analógica
discreta en su mayor parte, es capaz de convertir un voltaje de corriente directa,
(el cual se obtiene en este caso de un sistema aerogenerador de baja potencia),
en una señal de corriente alterna que cumple los requerimientos del sistema
electro-energético cubano, mediante Modulación por Ancho de Pulsos,
cumpliéndose de esta manera el objetivo planteado al comienzo de la
investigación.
La utilización de la electrónica de potencia, contribuiría en gran medida a eliminar
las pérdidas de energía, producto de las etapas mecánicas de multiplicación y
regulación de la velocidad, ya que podría construirse un emplazamiento de baja
potencia, de velocidad variable más eficiente en la conversión de la energía del
viento, al utilizarse los generadores a estado sólido y eliminando del
emplazamiento, estas etapas mecánicas.
El costo aproximado de la ejecución del proyecto, no sobrepasa los 100 USD, y
habiendo realizado una comparación con el costo del producto a través de su
compra en el extranjero, se arriba a la conclusión de que el costo de manufactura
representa aproximadamente el 3 % del costo por concepto de compra, lo que
demuestra la factibilidad de este proyecto.
Recomendaciones.
75
Recomendaciones.
Se recomienda en relación con este proyecto lo siguiente:
Intentar su implementación de manera real, cuestión que quedó como
insatisfacción al concluir el proyecto.
Continuar el estudio de la electrónica de potencia aplicada a la energía
renovable, para aportar tecnología que pueda construirse en Cuba y contribuir
aún más al proyecto cubano del uso de este tipo de energía.
Bibliografía.
76
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Bibliografía.
82
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Junio 2005. 690 páginas. Revisado por Walt Patterson.
Anexos
Anexo 1: Diagrama en bloques del inversor propuesto.
Anexos
Anexo 2: Circuito completo del inversor en medio puente.
Anexos
Anexo 3: Circuito del inversor en puente completo.
