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ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS
INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACIÓN
UNIVERSIDAD DE CANTABRIA
Proyecto Fin de Carrera
Diseño de un mezclador subarmónico en banda W para aplicaciones de Radiometría
(W-Band subharmonic mixer design for
radiometry applications)
Para acceder al Titulo de
INGENIERO DE TELECOMUNICACIÓN
Autor: Elena González Mariscal
Julio - 2015
E.T.S. DE INGENIEROS INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACION
INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN
CALIFICACIÓN DEL PROYECTO FIN DE CARRERA
Realizado por: Elena González Mariscal
Director del PFC: Mª Luisa de La Fuente Rodríguez
Enrique Villa Benito
Título: “Diseño de un mezclador subarmónico en banda W para
aplicaciones de Radiometría”
Title: “W-band subharmonic mixer design for radiometry
applications“
Presentado a examen el día: 22 de Julio de 2015
para acceder al Título de
INGENIERO DE TELECOMUNICACIÓN
Composición del Tribunal:
Presidente (Apellidos, Nombre): Artal Latorre, Eduardo
Secretario (Apellidos, Nombre): de La Fuente Rodríguez, Mª Luisa
Vocal (Apellidos, Nombre): Fernández Ibáñez, Tomás
Este Tribunal ha resuelto otorgar la calificación de: ......................................
Fdo.: El Presidente Fdo.: El Secretario
Fdo.: El Vocal Fdo.: El Director del PFC
(sólo si es distinto del Secretario)
Vº Bº del Subdirector Proyecto Fin de Carrera Nº
(a asignar por Secretaría)
Agradecimientos
v
Agradecimientos
En primer lugar me gustaría dar las gracias a mis directores de proyecto Mª
Luisa de La Fuente Rodríguez y Enrique Villa Benito por su paciencia, buenos
consejos y la inmensa ayuda que me han proporcionado para finalizar este proyecto.
A Eduardo Artal Latorre por darme la oportunidad de entrar al Departamento de
Ingeniería de Comunicaciones y formar parte de su equipo de investigación. También
agradecer al resto de del grupo de investigación por su acogida y hacerme sentir una
más.
Un sincero agradecimiento a mi familia, en especial a mi padre por confiar en mí,
cuyo apoyo ha sido fundamental para finalizar este largo camino.
Y por último, a mis amigas por su paciencia y compresión durante estos años de
carrera.
vi
Índice
vii
Índice
Agradecimientos ............................................................................................................ v
Índice ............................................................................................................................. vii
Capítulo 1 ......................................................................................................................... 1
1.1 Introducción ....................................................................................................... 1
1.2 Aplicación .......................................................................................................... 1
1.3 Especificaciones ................................................................................................. 2
1.4 Topología ........................................................................................................... 2
1.5 Estructura de la memoria del proyecto .............................................................. 2
Capítulo 2 ......................................................................................................................... 5
2.1 Introducción ....................................................................................................... 5
2.2 Teoría de mezcladores ....................................................................................... 5
2.2.1 Mezclador a diodo ...................................................................................... 6
2.2.2 Mezcladores subarmónicos......................................................................... 8
2.3 Tecnología utilizada ......................................................................................... 12
2.3.1 Técnica del Resonador para el cálculo de la constante dieléctrica ........... 13
2.3.2 Modelado de los diodos anti-paralelos .................................................... 17
Capítulo 3 ....................................................................................................................... 21
3.1 Introducción ..................................................................................................... 21
3.2 Diplexor ........................................................................................................... 21
3.2.1 Filtro Paso Banda ..................................................................................... 23
3.2.2 Filtro Paso Bajo ........................................................................................ 28
3.2.3 Unión Filtros RF e IF ............................................................................... 33
3.3 Filtro LO .......................................................................................................... 40
3.3.1 Diseño, optimización y simulación .......................................................... 40
Capítulo 4 ....................................................................................................................... 45
4.1 Introducción ..................................................................................................... 45
4.2 Fabricación de los circuitos a medir ................................................................ 45
4.3 Métodos de medida .......................................................................................... 47
Índice
viii
4.3.1 Caracterización parámetros de Scattering en la banda de frecuencias 1-
50 GHz.. .................................................................................................................. 47
4.3.2 Caracterización parámetros de Scattering en la banda de frecuencias 75-
110 GHz .................................................................................................................. 48
4.3.3 Medida en conversión de frecuencia ........................................................ 50
4.4 Resultados experimentales ............................................................................... 52
4.4.1 Pérdidas cables de medida ........................................................................ 54
4.4.2 Parámetros que definen el mezclador ....................................................... 56
Capítulo 5 ....................................................................................................................... 61
5.1 Conclusiones .................................................................................................... 61
5.2 Lineras futuras ................................................................................................. 62
Bibliografía .................................................................................................................. 63
Capítulo1: Introducción
1
Capítulo 1
Introducción
1.1 Introducción
Este proyecto fin de carrera se ha realizado en el Departamento de Ingeniería de
Comunicaciones (DICOM), enmarcado dentro del proyecto RADOM, y cuyo objetivo es
el desarrollo, construcción y medidas experimentales de un receptor de polarización
para la banda de 90 GHz. El desarrollo del proyecto se centra en el diseño, fabricación
y medida de un mezclador subarmónico en la banda de 81-99 GHz.
1.2 Aplicación
Comienza a existir un extenso crecimiento en el desarrollo de tecnologías en el
rango de frecuencias de los gigahercios para el desarrollo de receptores,
especialmente la banda W (75-110 GHz), que permite abrir un amplio abanico de
oportunidades en muchos aspectos si lo comparamos a las tecnologías de microondas
que hubo años atrás. La banda de 90 GHz es de gran interés para la observación y
explotación de datos del Fondo Cósmico de Microondas (FCM), para caracterizar su
polarización y también para la de otras emisiones galácticas y extra-galácticas.
De esta manera nace el proyecto RADOM, cuyo principal objetivo tecnológico es
el desarrollo, construcción y realización de medidas experimentales de un receptor de
polarización para la banda de 90 GHz con un 20% de ancho de banda fraccional,
basado en conmutadores de fase, siguiendo un esquema similar al que ya se emplea
en los proyectos QUIJOTE (de 26 a 36 GHz) y EPI (35 a 47 GHz) en los que el
Departamento de Ingeniería de Comunicaciones participa a través del grupo de
investigación de Radiofrecuencia y Microondas en su sección de Receptores.
Capítulo1: Introducción
2
El demostrador estará basado en amplificadores de bajo ruido, mezcladores sub-
armónicos, conmutadores de fase y detección de la frecuencia intermedia tras la
mezcla de señales.
La aplicación principal para la cual están pensados los circuitos que se
desarrollan en este proyecto de investigación es la radioastronomía, aunque podrían
ser utilizados en otros campos de investigación así como en aplicaciones industriales.
1.3 Especificaciones
El mezclador que se ha diseñado debe trabajar en las siguientes bandas de
frecuencia:
La señal de radiofrecuencia o frecuencia de RF (81-99 GHz).
La señal de frecuencia intermedia o frecuencia de IF (3-21 GHz).
La señal de oscilador local LO o frecuencia de LO, a frecuencia fija en 39
GHz.
Los objetivos fijados para su diseño son obtener unas pérdidas de conversión
razonables y buenos aislamientos entre los accesos.
1.4 Topología
El diseño se basa en un mezclador subarmónico compuesto por un par de
diodos en configuración antiparalela los cuales permiten realizar la mezcla, un “stub”
radial que evita que la señal de LO se acople a los accesos de IF y RF y un filtro en
cada acceso para evitar la transmisión de señal en bandas de frecuencia no deseadas.
En el acceso de RF se propone un filtro paso banda cuya topología se basa en líneas
acopladas. En el acceso de LO, un filtro paso banda, aunque en este caso se realizará
con “stubs” terminados en cortocircuito a través de un paso a masa (que además es
empleado como retorno de DC para los diodos) y, por último, el filtro de IF que se trata
de un paso bajo con líneas de alta y baja impedancia.
1.5 Estructura de la memoria del proyecto
El proyecto fin de carrera está dividido en varias secciones, que se detallan a
continuación:
1. Introducción
2. Conocimientos previos
3. Diseño y optimización
4. Caracterización experimental del mezclador en banda W
5. Conclusiones y futuras líneas de investigación
Capítulo1: Introducción
3
En el primer capítulo se incluye una breve introducción sobre la aplicación del
sistema completo, incluyendo la topología que se va a emplear en los siguientes
apartados.
En el capítulo 2 recoge la teoría necesaria para el diseño en tecnología híbrida
de un mezclador, concretamente un mezclador subarmónico de orden 2, compuesto
por unos diodos antiparalelos que originan la mezcla, donde se incluye el modelo de
los diodos. Además se detalla la técnica basada en resonadores en línea microstrip,
que se emplea para estimar la modificación que puede sufrir, en términos de constante
dieléctrica, el sustrato dieléctrico cuando se utiliza a frecuencias de operación más
elevadas que los datos indicados por el fabricante.
Una vez mostrado en el capítulo 2 la tecnología empleada, se detalla a
continuación, en el capítulo 3, el diseño y la optimización de los filtros por separado
que formarán el mezclador. En cada caso, se incluyen las simulaciones en circuito
eléctrico y la simulación electromagnética en Momentum para asegurar su correcto
funcionamiento.
Una vez obtenidos resultados aceptables de los filtros por separado, se realiza la
unión de los mismos dando lugar al mezclador completo. En el capítulo 4, se muestran
las fotografías de los circuitos fabricados, los métodos de medida empleados para
extraer los parámetros de Scattering de los filtros por separado, así como, el método
de medida para extraer los parámetros que caracterizan al mezclador completo.
Además, se realiza una comparación de los resultados del simulador con las medidas
realizadas.
Finalmente, en el capítulo 5, se exponen una serie de conclusiones generales
sobre el propio diseño y sobre futuras líneas de investigación.
Capítulo1: Introducción
4
Capítulo 2: Conocimientos previos
5
Capítulo 2
Conocimientos previos
2.1 Introducción
En este capítulo se recopila la teoría necesaria para realizar el diseño de un
mezclador subarmónico en banda W. En primer lugar se introduce al lector en la teoría
de mezcladores, basada en el caso del mezclador a diodo simple, para posteriormente
aplicar dicha teoría a los mezcladores subarmónicos. A continuación, se especifica la
tecnología empleada, donde aparecen las características del dispositivo de mezcla
que se va a utilizar.
2.2 Teoría de mezcladores
Los mezcladores son dispositivos no lineales, cuya característica fundamental es
su comportamiento como multiplicador de señales. Independientemente de cómo se
caracteriza el proceso de mezcla, la matemática básica en la cual se basan es siempre
la misma.
Figura 2. 1 Esquema mezclador
Capítulo 2: Conocimientos previos
6
Si se introducen dos señales sinusoidales vs(t) y vo(t) a diferentes frecuencias ws
y wo , con amplitudes Vs y Vo respectivamente, y desfasadas grados, expresadas
como
(t))tcos(ω(t)v S ss V
)cos((t)v tV Ooo (2.1)
a la salida del circuito se obtiene una nueva señal vi(t), que contiene el producto de
estas dos señales sinusoidales, y que puede ser descrita como
t])cos(t)[cos(2
(t)v(t)v(t)i
vsoo
Aso s
(2.2)
donde A es la amplitud resultante del producto de las amplitudes de las señales de
entrada. Esta nueva señal está compuesta por las frecuencias wo+ws y wo-ws que
corresponden, respectivamente, con la suma y la diferencia de las frecuencias de
ambas entradas.
2.2.1 Mezclador a diodo
En los mezcladores a diodo o mezcladores resistivos, la mezcla es originada por
la resistencia variable con el tiempo que presenta el diodo (a través de la resistencia
de la unión), o también llamada conductancia. A continuación, se define la
conductancia variable con el tiempo g(t) cuando se le aplica una señal de LO como
)cos()( 10 tGGtg o (2.3)
A partir de la ecuación (2.3), el valor del término constante G0 debe ser mayor
que el valor de la constante G1, para evitar que la forma de onda sinusoidal de la
conductancia tome valores negativos en determinados ciclos. El término wo hace
referencia a la frecuencia de oscilador local o frecuencia de LO.
A continuación, se aplica una señal de pequeña amplitud vs(t) a la conductancia,
ver ecuación (2.1). Operando ambas señales, se obtiene el valor de la intensidad i(t)
que circula por el diodo de la siguiente manera
ttVG
tVGtvtgti ososs
sss coscos2
)cos()()()( 10
(2.4)
Analizando la ecuación (2.4), se obtiene la corriente de diodo compuesta por las
frecuencias wo+ws y wo-ws.
Capítulo 2: Conocimientos previos
7
Aunque en la práctica, esta operación no es tan sencilla debido a que la forma
de onda de la conductancia no es una sinusoide perfecta. En los mezcladores a diodo,
la conductancia g(t), se representa como un tren de pulsos que contiene un gran
número de armónicos, como se muestra en la siguiente ecuación
...3cos2coscos)( 3210 tGtGtGGtg SSS (2.5)
De tal manera, conseguimos la mezcla de productos entre las frecuencias RF y
todos los armónicos de wo o frecuencia del oscilador local, dando como resultado las
frecuencias de mezcla wn, para n= 0, ±1, ± 2,...definidas como,
osn n (2.6)
definiendo el valor de wn como la frecuencia intermedia, que se expresa como |ws-wo|
en el caso genérico donde la señal de RF es mayor que la señal de LO, y con el índice
n se definen todos los productos de la mezcla, cuyo espectro se muestra en la
siguiente Figura 2. 2,
Figura 2. 2 Espectro salida del mezclador
Al derivar en la ecuación (2.4) la corriente i(t) respecto a la tensión vs(t), y
asumiendo que el voltaje a través del diodo tiene una única componente de RF (ws),
se puede observar que, tras el paso por el diodo, se poseen componentes tanto de
tensión como de corriente en todas las frecuencias de la mezcla.
Esto nos lleva a una propiedad fundamental del diodo: el rendimiento de un
mezclador resistivo está totalmente determinado por la forma de onda de la
conductancia y por las impedancias de terminación del diodo en todas las frecuencias
de mezcla [1].
Capítulo 2: Conocimientos previos
8
2.2.1.1 Obtención de la conductancia g(t)
A continuación se muestra el circuito equivalente del diodo que vamos a analizar.
Para simplificar cálculos, se eliminarán los elementos parásitos del circuito equivalente
quedando de la siguiente manera, ver Figura 2. 3
Figura 2. 3 Circuito equivalente del diodo.
La resistencia de unión o conductancia de un diodo Schottky se obtiene
mediante la curva característica I/V. La corriente que circula por el diodo se expresa de
la siguiente manera
1exp1exp)(
KT
qVI
KT
RIVqIVI
j
SSDD
Sjj
(2.7)
donde ‘q’ es la carga del electrón, K es la constante de Boltzmann, T es la temperatura
absoluta (K), η es el factor de idealidad y, por último, IS es la corriente inversa de
saturación. Al derivar esta corriente respecto a la tensión de la unión, se obtiene la
conductancia del diodo
jj
jjS
j
j
j VIKT
qV
KT
qV
KT
qI
V
IVg
exp)( (2.8)
Por tanto, si se conoce la tensión de unión del diodo Vj, se podrá obtener el valor
de la conductancia g(t) sustituyendo en la ecuación (2.8). Es importante recordar que
la señal de LO que bombea al diodo hace posible que el diodo se comporte como una
conductancia variable en el tiempo. Esta variación en el tiempo proporciona la mezcla
de frecuencias.
2.2.2 Mezcladores subarmónicos
En gran número de aplicaciones donde se utilizan mezcladores, se desea
emplear una mezcla con un armónico del oscilador local, en lugar de la mezcla con el
fundamental. Tales mezcladores reciben el nombre de mezcladores subarmónicos
(SHM). Estos mezcladores presentan una serie de ventajas, tales como que son más
Capítulo 2: Conocimientos previos
9
inmunes al offset de tensión continua a su salida y a la frecuencia de intermodulación
(IM) de segundo orden que los mezcladores fundamentales. Sin embargo, las pérdidas
de conversión son mayores.
Así mismo, los SHM son muy útiles a frecuencias superiores a 100 GHz y en los
terahercios (THz), incluso en el ámbito de la radioastronomía, donde las fuentes de LO
son demasiado costosas o no se dispone de ellas.
La mayoría de las aplicaciones de los SHM emplean el segundo armónico de LO
en lugar de armónicos más altos, ya que al aumentar el orden del armónico, aumentan
las pérdidas de conversión. Sin embargo, existen diversas situaciones en las cuales,
este aumento de pérdidas es aceptable, permitiendo así el uso de armónicos altos;
ejemplos notables los encontramos en analizadores de espectro, lazos de enganche
en fase,…
Un mezclador subarmónico de orden 2 es el utilizado para llevar a cabo este
diseño, por lo tanto, es el que se va a analizar en los siguientes apartados. En este
caso, la salida de frecuencia intermedia será
fIF=(fRF-2fLO) con fLO fIF/2 y fIF<<<fRF
(2.9)
Los SHM suelen utilizar los mismos dispositivos para la mezcla que los
mezcladores fundamentales. Además, la teoría se desarrolla de la misma manera que
los mezcladores fundamentales, excepto que las pérdidas de conversión en los SHM
son mayores y que son más sensibles a la potencia de LO.
La configuración más popular, que se empleará en el diseño del SHM, es aquella
compuesta por dos diodos en configuración antiparalela.
2.2.2.1 Comportamiento de los diodos antiparalelos
El empleo de los diodos antiparalelos se realiza para eliminar determinados
armónicos que se generan dentro del lazo, ver Figura 2. 4. De esta manera, se
consigue eliminar el armónico de primer orden, y utilizar el armónico doble para
realizar la mezcla.
Figura 2. 4 Diodos anti-paralelo.
Capítulo 2: Conocimientos previos
10
Cuando se aplica un voltaje v(t), ecuación (2.10), al par de diodos, las corrientes
que circulan, se muestran en la Figura 2. 5. En la Figura 2. 5 (a) y en la Figura 2. 5
(b) se muestran las forman de onda de cada diodo, y en la Figura 2. 5 (c) se muestra
la forma de onda total.
La tensión aplicada a los diodos se muestra en la ec. (2.10) como,
tsenVtsenVtV SSLOLO )( (2.10)
Onda diodo en directa D1 Onda diodo en inversa D2 Tensión total
(a)
(b)
(c)
Figura 2. 5 Tensiones y corrientes de un diodo en directa (a), diodo en inversa (b), y diodos anti-paralelo (c).
La corriente total i que circula por el par de diodos se puede expresar como
)(21
VV
S eeIiii (2.11)
Analizando la ecuación (2.7), en el caso ideal donde RS=0, la tensión vs se aplica
completamente sobre la unión. En cambio para RS≠0, la energía se pierde en la
Capítulo 2: Conocimientos previos
11
resistencia serie inherente del diodo. Dicha pérdida es insignificante respecto a la
señal de oscilador local, aunque normalmente se puede subsanar aplicando una
mayor señal de LO.
Conocidos los voltajes y corrientes que atraviesan los diodos, la conductancia de
ambos se definen de la siguiente forma
V
S eIdV
dig 1
1 V
S eIdV
dig 2
2 (2.12)
A partir de la ecuaciones (2.12), se define la conductancia total como la suma de
ambas
)cosh(221 VIggg S (2.13)
Asumiendo que el valor de VS es suficientemente pequeño, sustituyendo en la
ecuación (2.10), podemos decir que la conductancia de la unión g de un par de diodos
anti-paralelos está modulada, a diferencia del caso de un sólo diodo, únicamente por
la señal de LO
tVV LOLO cos (2.14)
Sustituyendo la ecuación (2.14) en la ecuación (2.13) se obtiene la conductancia
total como,
)coscosh(221 tVIggg LOLOS (2.15)
Desarrollando la ecuación (2.15) se consigue,
...]2cos)(2)([2 20 tVIVIig LOLOLO (2.16)
donde las corrientes In son las funciones de Bessel modificadas de segunda especie,
para n=0, 1, 2…
Finalmente la ecuación (2.17) expresa la corriente total del par de diodos:
...4cos2cos
2cos5cos
3coscoscos
)coscos(
tGtF
tEtD
tCtBtA
tVtVggVi
SLOSLO
SLOLO
LOSLO
SSLOLO
(2.17)
Los coeficientes A, B, C… se pueden calcular en caso de ser necesario [2].
Capítulo 2: Conocimientos previos
12
La corriente total i que circula por la unión posee algunas características
destacables:
No existe corriente de DC. En el caso ideal donde los diodos son
idénticos, no fluye corriente de DC ni fuera ni dentro del bucle.
La corriente contiene las frecuencias de LO y RF. Era de esperar, ya que
estas frecuencias son fundamentalmente necesarias para realizar la
mezcla.
La corriente está compuesta sólo por productos de mezcla con las
frecuencias mfLO±nfS; es decir, que sólo contiene productos de mezcla
con m+n entero impar, sin incluir el fundamental.
La corriente iC que circula solamente en el interior del bucle es producida de las
expansiones de Fourier de las corrientes individuales i1 e i2. Ambas corrientes,
contienen ciertos términos con fase opuesta y, por tanto, no salen del bucle
cancelándose. Estas corrientes del bucle se pueden expresar como
]1[cosh
2
12
Viii
i SC (2.18)
La corriente iC que circula en el interior del bucle posee las siguientes
propiedades:
Existe un término DC, que específica en que punto de la curva I-V está
polarizado el diodo.
Contiene productos de mezcla a la frecuencia de mf0±nfS; donde nm
es un número entero par, es decir, sólo incluye productos de mezcla de
orden par.
En conclusión, la configuración de los diodos anti-paralelo permite suprimir no
sólo productos de mezcla de armónicos impares, incluido el fundamental FRF-FLO, sino
que también elimina los armónicos pares de la señal LO, aunque no el fundamental
FLO, el cual es muy dañino y será necesario cancelarle con las redes que formen el
mezclador. La eliminación de los productos de mezcla fundamentales hace que
aumente la eficiencia de la conversión.
2.3 Tecnología utilizada
Para el diseño del mezclador se ha optado por emplear tecnología híbrida,
compuesta por líneas microstrip y como único componente discreto un par de diodos
anti-paralelos fabricados por la empresa Virgina Diodes Inc.[3].
Teniendo en cuenta la frecuencia de trabajo (81-99 GHz) se ha buscado un
sustrato que tenga bajas pérdidas y con un grosor adecuado para evitar propagación
Capítulo 2: Conocimientos previos
13
de modos de superficie. El sustrato escogido es de alúmina 32OA con las siguientes
características:
9.9r
mt 3
7101.4 cond
0001.0tan
milsH 5 (127 m )
Es importante destacar que los valores proporcionados por el fabricante son para
frecuencias en torno a 1 GHz; es decir, que al trabajar en frecuencias más elevadas
esos valores pueden diferir. Es fundamental conocer el valor exacto de ɛr para estas
frecuencias, dado que una mínima variación de este parámetro provocaría un
desplazamiento en frecuencia importante. Existen varias técnicas para caracterizar los
parámetros de un sustrato dieléctrico, en este caso se aplicará la técnica basada en
resonadores [4].
2.3.1 Técnica del Resonador para el cálculo de la constante dieléctrica
Los resonadores de microondas se utilizan en gran variedad de aplicaciones,
incluyendo filtros, osciladores…en este apartado se realizará un resonador en
frecuencias de microondas con líneas de transmisión, basándonos en un circuito
resonante RLC (serie o paralelo) para su implementación.
Como ya se ha comentado, el circuito resonante se puede modelar con
elementos en serie, ver Figura 2. 6 (a) o en paralelo, ver Figura 2. 6 (b), el uso de uno
u otro depende de la respuesta que se quiera obtener.
(a)
Capítulo 2: Conocimientos previos
14
(b)
Figura 2. 6 Circuito resonador RLC y su respuesta. (a) Circuito RLC serie. (b) Circuito RLC paralelo.
En primer lugar, la impedancia de entrada para el circuito en configuración serie
se define de la siguiente manera
0
2
RQjRZ in
(2.19)
En segundo lugar, la impedancia de entrada para el circuito en configuración
paralelo se muestra a continuación
0/21
jQ
RZ in
(2.20)
2.3.1.1 Resonador microstrip λ/2
El diseño del resonador es una tarea sencilla, basta con colocar una línea
microstrip de determinada longitud terminada en circuito abierto y acoplada débilmente
en sus accesos a una línea de entrada [5]. Esa línea se comportará como un circuito
resonante paralelo cuando su longitud sea λ/2, o múltiplos enteros de λ/2. La
impedancia de entrada de un circuito abierto con longitud se muestra a continuación
tantanh
tanhtan1)coth( 00
j
jZjZZ in
(2.21)
Por ello, asumiendo que = λ/2 en 0 , para 0 . Se calcula
de la siguiente manera
Capítulo 2: Conocimientos previos
15
0
(2.22)
Por tanto,
00
tantan
(2.23)
Suponiendo la aproximación: tan . y empleando la ecuación (2.21),
obtenemos la impedancia de entrada como
)( 0
0
j
ZZ in
(2.24)
Comparando con la impedancia de entrada del circuito paralelo resonante, dada
por la ecuación (2.20), se puede deducir que los valores de los elementos del circuito
equivalente RLC son los siguientes
0Z
R , 002 Z
C
,
CL
2
0
1
(2.25)
Otro parámetro importante de un circuito resonante paralelo es Q , o factor de
calidad, cuya definición viene dada como
RCL
RQ 0
0
(2.26)
Aplicando las ecuaciones (2.25) en la ecuación (2.26) obtenemos,
220
RCQ (2.27)
donde en la frecuencia de resonancia.
2.3.1.2 Diseño y caracterización
Para comenzar con el diseño del resonador se debe calcular la línea de longitud
eléctrica λ/2 para la frecuencia central de nuestra banda, es decir, 90 GHz. Como
punto de partida en el ajuste de la constante dieléctrica ɛr, se utilizará el parámetro
proporcionado por el fabricante (ɛr=9.9), y posteriormente se realizará un ajuste.
Capítulo 2: Conocimientos previos
16
Una vez simulado el circuito, se realiza la fabricación y medida del mismo, ver
Figura 2.7 y Figura 2.8. Los valores de longitudes de línea, anchura y gap diseñados
para el resonador son los siguientes:
L=515 µm y W=130 µm
Gap=191 µm
Figura 2. 7 Layout del resonador.
El valor de los “gap” se ha fijado con una anchura determinada con el objetivo de
conseguir un acoplamiento débil con las líneas de entrada. Su valor no puede ser muy
elevado, pues en ese caso, el efecto del resonador no será apreciable. Por otro lado,
si el valor es demasiado estrecho, el efecto de acoplamiento será demasiado alto, y
con ello, se verá influenciado por las cargas externas. Un valor típico para el diseño
del acoplo del resonador a la frecuencia de resonancia se recomienda que sea en
torno a -20 dB en su respuesta en transmisión [4].
Figura 2. 8 Parámetro S21 en dB del resonador.
La Figura 2. 8 muestra los resultados de la simulación en Momentum y, además,
la medida del resonador. A partir de esta última, se realiza el cálculo de la constante
dieléctrica efectiva ɛeff. El valor de la constante dieléctrica relativa ɛr se extrae a partir
de la ɛeff, mediante la aproximación dada por la siguiente ecuación,
80 85 90 95 100 10575 110
-40
-30
-20
-50
-10
freq, GHz
dB(S(2,1))
m1
Medida
MOM
M1=95,5 GHz, S11=-25,045 dB
Capítulo 2: Conocimientos previos
17
W
h
W
heff
r
121
11
121
112
(2.28)
donde h es la altura del sustrato y W la anchura de la línea microstrip.
Por tanto, los valores calculados y mostrados en la Tabla 1, se emplearán
durante todo el diseño del mezclador. Es importante destacar, que a pesar de
modificar el sustrato, los resultados en altas frecuencias se muestran más sensibles
que en bajas frecuencias, pues con una mínima variación, el sistema se ve perturbado
en gran medida. Esto se produce, como se comentó antes, porque los parámetros que
proporciona el fabricante no son para tan altas frecuencias.
Tabla 1 Valores definitivos.
Temperatura (K)
Freq (GHz)
fr ɛeff ɛr
Diseño
300 90 95.6 9.282 9.4
En la Figura 2. 9, se muestran los resultados de la simulación de esquemático
con los nuevos valores junto con la medida del resonador.
Figura 2. 9 Parámetro S21 en dB con los valores definitivos.
2.3.2 Modelado de los diodos anti-paralelos
En este capítulo se presenta el modelo de los diodos antiparalelos Schottky que
serán empleados para realizar la mezcla. El modelo utilizado ha sido desarrollado a lo
80 85 90 95 100 10575 110
-50
-40
-30
-20
-60
-15
freq, GHz
dB(S(2,1))
m1
ESQ
Medida
M1=94,8 GHz, S11=-19,917 dB
Capítulo 2: Conocimientos previos
18
largo de un trabajo de Tesis doctoral realizada en el Departamento de Ingeniería de
Comunicaciones presentada durante el año 2013 [6].
En primer lugar, se dará una explicación de las ventajas de utilizar un diodo
Schottky. Se trata de dispositivos de estado sólido que pueden llegar a trabajar hasta
las frecuencias de varios THz. Puede ser empleado en diversas aplicaciones por sus
diversas cualidades, frente a las uniones p-n convencionales, como son:
Presentan una tensión umbral (para polarizaciones en directa) muy bajas.
Son capaces de mantener corrientes muy elevadas con voltajes
relativamente bajos, inferiores a los que aguanta un diodo de unión p-n.
Se pueden emplear en frecuencias mayores ya que apenas poseen
capacidad de difusión.
Las velocidades de conmutación del diodo Schottky son muy elevadas.
La elección de un par de diodos anti-paralelos en lugar de un diodo single, como
se comentó antes, se hace ya que esta configuración elimina algunos armónicos
generados, incluido el armónico fundamental; además, es difícil encontrar fuentes de
LO estables y de suficiente potencia para estas frecuencias.
Las dimensiones del diodo anti-paralelo que se va a utilizar en este diseño son
las que se muestran en la Tabla 2, mas detalles en la hoja de características [3].
Tabla 2 Dimensiones físicas del diodo anti-paralelo.
Valor mínimo (µm)
Valor máximo (µm)
Longitud del Chip 580 630 Anchura del Chip 230 280
Una fotografía del dispositivo se muestra en la Figura 2. 10 (a), es importante
comentar que su colocación dentro del circuito se realiza en modo “flip-chip”, dicho
montaje consiste en posicionar el dispositivo boca abajo (volteado), cuyos pad se
conectan a las líneas microstrip a través de una pasta conductora EPO-TEK H20E,
evitando así añadir hilos de bonding para conectar el diodo a las líneas microstrip. En
la Figura 2. 10 (b) se muestra una fotografía del montaje.
Capítulo 2: Conocimientos previos
19
(a) (b)
Figura 2. 10 Imágenes del par de diodos antiparalelos. (a) Vista superior (Dimensiones: 630µmx280µm). (b) Fotografía del montaje en “flip-chip” en el
mezclador.
A continuación, en la Figura 2. 11 presentamos el esquema eléctrico del modelo
implementado en el simulador ADS para el conjunto de diodos antiparalelos, más
detalles de los esquemas en la tesis doctoral [6], mientras que en la Figura 2. 12 se
muestra el circuito eléctrico equivalente que se utiliza para el diodo individual
Figura 2. 11 Esquema del modelo completo de los diodos en configuración
antiparalela.
Capítulo 2: Conocimientos previos
20
Figura 2. 12 Esquema del diodo.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
21
Capítulo 3
Diseño y Optimización
3.1 Introducción
A partir de la topología escogida en el capítulo 2, ver Figura 2. 1, se optó por
dividir el diseño en pequeñas partes, para facilitar la tarea encomendada. A
continuación se muestra paso por paso todos los subcircuitos que constituyen el
mezclador en banda W, empezando por el diplexor entre las frecuencias de IF y RF,
incluyendo posteriormente la señal de LO y los diodos que permiten realizar la mezcla
deseada.
Se incluye una breve explicación del simulador electromagnético cuasi-3D que
se ha empleado para las simulaciones. Además, se muestra el diseño de las
transiciones que permiten realizar las medidas en la estación de sondas coplanar.
Y por último, se plantean los circuitos prototipos de los filtros para
posteriormente, ayudados por la herramienta de simulación ADS, ir optimizando los
resultados a valores asequibles de fabricar y que cumplen las características
necesarias, además de añadir algún elemento que permite conectar cada parte para
formar el circuito final.
3.2 Diplexor
La primera etapa de nuestro mezclador la constituye un diplexor, que es un
circuito de 3 accesos que está constituido por dos filtros para separar dos bandas de
frecuencias diferentes y que tiene en cuenta la interacción mutua de los dos. En
nuestro caso, se accede con las señales de RF (81-99 GHz) e IF (3-21 GHz), donde
cada acceso está compuesto por, un filtro paso banda y un filtro paso bajo,
respectivamente. A continuación, se detalla el proceso de optimización para cada filtro
por separado, además de explicar la posterior unión entre ambos diseños.
Para diseñar ambos filtros, se emplea la herramienta del programa ADS para el
diseño de filtros paso banda y paso bajo. Según los datos que aportemos al dispositivo
de ADS, éste nos facilitará la respuesta del filtro que corresponde, por tanto podremos
Capítulo 3: Diseño y Optimización
22
variar la respuesta según nuestras necesidades. En todas las simulaciones, debemos
incluir las características del sustrato que se va a emplear en la fabricación.
A modo de ejemplo, los parámetros característicos de la herramienta de ADS
para un filtro paso banda son la impedancia característica Z0, las frecuencias de la
banda de paso Fp1 y Fp2, la atenuación en la banda de paso ∆S, las frecuencias de la
banda de corte Fs1 y Fs2 y ∆P es la atenuación en dicha banda. Los parámetros para el
caso del filtro paso banda quedaron definidos como se muestra en la siguiente Tabla
3:
Tabla 3 Parámetros del filtro paso banda
ZO (Ω)
FS1
(GHz) FS2
(GHz) FP1
(GHz) FP2 (GHz)
∆S
(dB) ∆p
(dB)
50 75 105 81 99 3 20
Esta herramienta tan útil, además de simular la respuesta del filtro con las
características predefinidas, nos aporta el circuito equivalente con líneas acopladas
terminadas en circuito abierto.
Es importante comentar que en ambos diseños, los valores que suministra la
herramienta de ADS son los valores de punto de partida del diseño; es decir, que se
verán ligeramente modificados durante el proceso de optimización. Los valores a los
cuales se llega serán los adecuados para que el filtro realice sus funciones
correctamente, presenta los parámetros adecuados y, además, sean valores
físicamente realizables.
El objetivo de este apartado es realizar una optimización de cada filtro por
separado para posteriormente unirlos y realizar una nueva optimización, con ello
buscamos una mejor respuesta para el diplexor.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
23
3.2.1 Filtro Paso Banda
Comenzamos diseñando el circuito mediante la ayuda de ADS para obtener los
valores de partida del filtro, dando como resultado el siguiente esquemático, ver
Figura 3. 1.
Figura 3. 1 Filtro de líneas acopladas.
Los resultados del filtro paso banda proporcionados por esta herramienta son los
que se muestran en la Figura 3. 2, en la cual se puede apreciar como cubre la banda
deseada de frecuencias, de 81- 99 GHz.
Figura 3. 2 Respuesta del filtro líneas acopladas.
Antes de unirlo al filtro paso bajo, es necesario optimizar el circuito sólo y así
mejorar las prestaciones, además de añadir los elementos de conexión necesarios.
Dichos elementos serán líneas de pequeña longitud que facilitarán la unión.
Una vez diseñado el circuito, se realiza una optimización de los valores del
circuito. El simulador se encarga de optimizar las variables dentro de unos límites
marcados: las líneas que forman el circuito no pueden tener una anchura inferior a
30 µm, pues son irrealizables con la instrumentación que se posee en el laboratorio de
tecnología; de la misma manera, esas líneas tampoco pueden tener una anchura muy
Capítulo 3: Diseño y Optimización
24
grande, ya que los modelos eléctricos dejarían de ser válidos y además se podrían
generar modos de superficie.
Por tanto, nuestro circuito debe tener buena respuesta en el intervalo de
frecuencias deseado (81-99 GHz), y cumplir los requisitos de tamaño para poder
fabricarlo. A continuación, se ilustra el resultado obtenido en la Figura 3. 3 para el
coeficiente de reflexión de entrada S11 que muestra el nivel de adaptación a la entrada.
Figura 3. 3 Parámetro S11 en dB del filtro paso banda.
A pesar de que la banda de interés está comprendida entre 81-99 GHz, el filtro
paso banda se ha diseñado para cubrir un ancho de banda algo más amplio, por si se
produce un desplazamiento frecuencial debido a las tolerancias de fabricación.
A continuación, se muestra en la Figura 3. 4 las pérdidas de inserción que tiene
el filtro en la simulación.
20 40 60 80 1000 120
-60
-50
-40
-30
-20
-10
-70
0
freq, GHz
dB(S(1,1))
m1 m2
M1=81 GHz, S11=-16,699 dB
M2=99 GHz, S11=-14,842 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
25
Figura 3. 4 Parámetro S21 en dB del filtro paso banda.
Debido a que los efectos de acoplo que puedan haber entre estructuras
próximas no se pueden ver de manera precisa en el simulador de circuito eléctrico por
las limitaciones de los modelos y que los resultados no son del todo fiables en estas
bandas por la misma razón, se realiza un estudio en Momentum, que es el simulador
electromagnético de ADS en estructura planar cuasi-3D más utilizado para el
modelado y análisis de circuitos pasivos.
Simulación en MOMENTUM
Este simulador acepta geometrías de diseño arbitrarias (incluyendo estructuras
multi-capa) y utiliza el método de los momentos para simular con precisión los efectos
electromagnéticos (EM) complejos, incluyendo acoplamientos y efectos parásitos. De
esta forma, nos permite predecir mejor el funcionamiento del diseño y aumentar la
confianza de que el producto final se ajuste mejor a las medidas. Estas son algunas
de sus características más destacables [7]:
Acoplamiento de la pared lateral que emula el entorno físico.
Permite el uso de puertos internos en la estructura para el modelado de
circuitos complejos.
Frecuencia de muestreo adaptativo que permite barridos de frecuencia más
rápidos.
Capacidad de simular efectos EM complejos, incluido el efecto skin, efecto
sustrato, metales gruesos y múltiples dieléctricos.
80 90 100 11070 120
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
-40
0
freq, GHz
dB
(S(2
,1))
m1 m2
M1=81GHz, S21=-0,715 dB
M2=99GHz, S21=-0,782 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
26
Si deseamos utilizar Momentum en primer lugar debemos hacer el layout o
máscara del circuito (véase Figura 3. 5); es importante introducir, los puertos con
impedancia 50 que sustituirán a los puertos del esquemático, que se han marcado
con un círculo rojo en la figura.
Figura 3. 5 Layout del filtro paso banda.
En la Figura 3. 6 y Figura 3. 7 se muestran las simulaciones del circuito en
esquemático, (con variaciones respecto a lo anterior debido a modificaciones) junto
con la simulación de Momentum. Se puede apreciar que ambas simulaciones
presentan un parecido razonable. Lo que se busca en este tipo de comparativas es
que no haya grandes diferencias entre esquemático y Momentum, salvo que haya una
razón clara para esa diferencia. De esta manera, se busca aumentar el nivel de
confianza en la simulación.
Figura 3. 6 Parámetro S11 en dB del filtro paso banda.
20 40 60 80 1000 110
-20
-15
-10
-5
-25
0
freq, GHz
dB(S(1,1))
ESQUEMÁTICO
MOMENTUM
Capítulo 3: Diseño y Optimización
27
Figura 3. 7 Parámetro S21 en dB del filtro paso banda.
Cabe destacar las diferencias entre esquemático y Momentum de la Figura 3. 7,
para frecuencias menores de 60 GHz. Esto podría ser ocasionado por la naturaleza
más ideal del simulador de esquemático. De todos modos, los valores de rechazo
mostrados en el simulador de esquema eléctrico se consideran más ideales que los
obtenidos con la simulación de Momentum.
Puerto Single Mode
En las primeras simulaciones sobre línea microstrip se utilizaron los puertos
predeterminados por el programa, llamados puertos “single”, los cuales se deben
conectar al borde del elemento que deseamos analizar. El puerto se somete a un
proceso de calibración que elimina cualquier efecto reactivo no deseado. Esto se
realiza mediante la extensión de los límites del puerto de calibración con una línea
adicional de las mismas características físicas que la línea donde va conectado el
puerto. La línea de calibración se calcula durante el proceso de mallado [8].
Figura 3. 8 Esquema de calibración para puerto single.
El límite del puerto se puede mover respecto de la geometría mediante la
especificación de un desplazamiento u “offset” de referencia. Esta técnica surge por la
20 40 60 80 1000 110
-120
-100
-80
-60
-40
-20
-140
0
freq, GHz
dB(S(2,1))
ESQUEMÁTICO
MOMENTUM
Capítulo 3: Diseño y Optimización
28
necesidad de eliminar los efectos no deseados de Momentum. Para que se realice
correctamente, es necesario que la distancia entre el límite del puerto y la primera
discontinuidad sea suficientemente grande, es decir, que exista una línea de
alimentación lo suficientemente larga para proporcionar esa distancia. Los efectos que
añade la línea adicional son eliminados matemáticamente en la solución de los
parámetros S.
3.2.2 Filtro Paso Bajo
Procedemos al diseño del filtro paso bajo, en este caso, el circuito no se
implementará con líneas acopladas, sino con líneas de alta y baja impedancia. La
herramienta de ADS, mostrada en la Figura 3. 9, también se encargará del diseño de
este filtro.
Figura 3. 9 Herramienta de diseño para el filtro paso bajo.
Para diseñar el circuito es necesario añadir una serie de parámetros, entre los
cuales hay que destacar los siguientes:
N Número de secciones del filtro
0Z La impedancia deseada de entrada/salida
LZ Impedancia característica de secciones de baja impedancia
HZ Impedancia característica de secciones de alta impedancia
El diseño de los filtros empieza con la determinación de un filtro paso bajo
prototipo para una especificación dada [9]. Por tanto, las longitudes eléctricas de baja
y alta impedancia son calculadas de acuerdo a la siguiente ecuación:
Para líneas de baja impedancia:
Capítulo 3: Diseño y Optimización
29
o
L
kZ
Zg K=1, 3,5… (3.1)
Para líneas de alta impedancia, ver ecuación (3.2),
H
o
kZ
Zg K=2, 4,6… (3.2)
donde kg es el valor de los componentes del filtro paso bajo prototipo. En el proceso,
ZH y ZL son determinados por el diseñador y depende de los límites físicos de
fabricación de las líneas.
Para obtener una mejor respuesta del circuito aumentamos el número de etapas
hasta N=7. Como se hizo antes, se analizan sus parámetros S para ver su adaptación
y pérdidas de inserción.
En la Figura 3. 10 se muestra el esquemático final, que también se optimizará
para sacar la mejor respuesta del filtro.
Figura 3. 10 Esquemático del filtro paso bajo.
Se desea tener una buena adaptación; de esa manera, habrá poco rizado en la
transmisión, con lo cual, no se perderá potencia de RF por reflexión.
A continuación, se realiza la optimización de los valores, teniendo en cuenta las
restricciones que comentamos en el anterior filtro. El resultado obtenido para el filtro
paso bajo se muestra en la Figura 3. 11 y en la Figura 3. 12.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
30
Figura 3. 11 Parámetro S21 en dB del filtro paso bajo.
Figura 3. 12 Parámetro S11 en dB del filtro paso bajo.
Simulación en MOMENTUM
A la hora de simular este circuito en Momentum, se realizaron varios cambios en
el diseño ya que los “steps”, que son elementos de simulación que tienen en cuenta
los cambios en anchura de las líneas microstrip, no funcionaban correctamente, por
tener cambios demasiado bruscos en las anchuras de las líneas y Momentum
20 40 60 80 1000 120
-200
-150
-100
-50
-250
0
freq, GHz
dB(S(2,1))
m1
20 40 60 80 1000 120
-40
-30
-20
-10
-50
0
freq, GHz
dB(S(1,1))
M1=39 GHz, S21=-23,951 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
31
mostraba discrepancias demasiado grandes con respecto a la simulación del
esquemático.
Tras varios estudios, llegamos a la conclusión de que el error procedía de los
“steps” que separan las líneas de baja y alta impedancia, ya que el simulador no los
simula correctamente. Posiblemente este problema sea debido a que cuando el
cambio en anchura es muy grande, en proporción con la altura del substrato, el
modelo no funcione correctamente. Se modifica el circuito substituyendo este
elemento por un elemento “cross”, que es un cruce de caminos con 4 accesos con
líneas tipo “stub” terminada en abierto en dos de sus extremos, ver Figura 3. 13,
Figura 3. 13 Esquemático filtro paso bajo mejorado.
Al mismo tiempo, en ambos lados del circuito hemos incluido una línea de
pequeña longitud, para facilitar más adelante la conexión entre los filtros. Las líneas de
baja impedancia se han implementado con una “cross” y dos líneas terminadas en
circuito abierto, para evitar problemas con el modelo debido a una anchura excesiva.
De esta manera, el filtro consta de 7 secciones de alta y baja impedancia como
habíamos diseñado inicialmente. Al introducir el “cross” de 4 accesos simplemente
hemos mejorado la simulación, puesto que la comparativa entre esquemático y
Momentum se asemeja más con este cambio. A continuación mostramos el layout del
filtro paso bajo con líneas de alta y baja impedancia, Figura 3. 14 y su correspondiente
simulación en Figura 3. 15 .
Capítulo 3: Diseño y Optimización
32
Figura 3. 14 Layout del filtro paso bajo.
Figura 3. 15 Comparación del parámetro S21, en dB, del filtro paso bajo.
Se puede concluir que el diseño de este filtro es aceptable, pues presenta buena
adaptación en bajas frecuencias, y un buen rechazo en la banda de RF. Las posibles
diferencias encontradas entre esquemático y Momentum se deben, como se comentó
anteriormente, a la naturaleza más ideal del simulador de esquemático.
freq, GHz
dB(S(2,1))
m2
10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000 110
-150
-100
-50
-200
0
m1
ESQUEMÁTICO
MOMENTUM
M1=90 GHz, S21=-37,065 dB
M2=90 GHz, S21=-83,543 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
33
3.2.3 Unión Filtros RF e IF
En este apartado, se lleva a cabo la unión de los filtros paso banda (RF) y paso
bajo (IF) para formar el diplexor. Una vez hecha la fusión de ambos filtros, se repetirá
el proceso de simulación y optimización del circuito final, de esta manera obtendremos
unos resultados mejores, ya que en cada paso dado, se ha realizado una verificación
de su correcto funcionamiento, es decir que los valores del filtro diplexor no serán
exactamente los valores de los filtros por separado.
Figura 3. 16 Esquemático diplexor.
El diplexor mostrado en la Figura 3. 16, está compuesto por los filtros diseñados
tras realizar una optimización del circuito completo. Además se ha colocado, en el otro
extremo, una línea de pequeñas dimensiones, junto con un “stub” radial de valor λ/4 a
la frecuencia de LO (39 GHz), cuya misión es proporcionar un cortocircuito virtual a la
frecuencia de LO y que de esta forma se maximice la excursión de la señal de LO
entre los terminales de los diodos. Por otro lado también ayuda a mitigar el nivel de
esta señal de LO, y así evitar que llegue a los terminales de RF e IF.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
34
Transiciones coplanar-microstrip
Para realizar la caracterización de los circuitos, es necesario introducir las
transiciones coplanar a microstrip, a través de las cuales se llevan a cabo las medidas
en la estación de sondas coplanares, con lo que en las simulaciones de Momentum se
han introducido. Dichas transiciones se implementan en el propio circuito.
La transición se compone de tres puertos en la parte del acceso coplanar, que
simula la posición de la sonda coplanar y, por el lado opuesto, en extremo de la línea
microstrip, se coloca un puerto single. El puerto central de la línea coplanar, ver Figura
3. 17, se trata de un “puerto interno” mientras que los dos puertos de los planos
laterales son del tipo ‘Ground Reference’ y referenciados al puerto central. El motivo
por el que se añade este puerto es que con el “puerto interno”, no se realiza una
extensión del puerto, evitando introducir errores debido al acoplo entre líneas.
Por tanto, es necesario que en la transición de la Figura 3. 17 se realice una
optimización para conseguir la mejor respuesta posible, minimizando las pérdidas y
mejorando las adaptaciones en los accesos.
Figura 3. 17 Layout transición.
Los parámetros S11 y S21 de la transición se representan a continuación en la
Figura 3. 18.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
35
Figura 3. 18 Parámetros S en dB de las transiciones.
Si se quiere descontar el efecto de las transiciones de las medidas realizadas en
un proceso de calibración, se debe tener un modelo preciso de dichas transiciones. En
nuestro caso, sólo será necesario comprobar que la introducción de las mismas
apenas hace variar el comportamiento del circuito. Por lo tanto, se incluirán en el
circuito y no se descontarán.
Éste será el aspecto del circuito diplexor en Momentum cuando le añadimos
dichas transiciones, ver Figura 3. 19.
20 40 60 80 1000 120
-50
-40
-30
-20
-60
-10
Frequency
Ma
g. [d
B]
S11
20 40 60 80 1000 120
-1.5
-1.0
-0.5
-2.0
0.0
Frequency
Ma
g. [d
B]
S21
Capítulo 3: Diseño y Optimización
36
Figura 3. 19 Layout diplexor.
Las posibles variaciones entre la simulación de Momentum con y sin transiciones
deberían ser mínimas, ya que son necesarias para realizar las medidas en la estación
de sondas coplanares, y por ello, deben influir lo menos posible en el funcionamiento
del circuito. En las siguientes gráficas, se muestran 3 tipos de simulaciones:
esquemático, Momentum y Momentum con transiciones.
A continuación se muestran los parámetros S del diplexor, donde el puerto 1
corresponde al puerto cargado con 50 Ω donde se conectará la red de LO, el puerto 2
con el puerto de RF y el puerto 3 con el de IF.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
37
Figura 3. 20 Parámetro S21 en dB del diplexor.
m1
freq, GHz
dB(S(2,1))m2 m3 m4
20 40 60 80 1000 120
-120
-100
-80
-60
-40
-20
-140
0
ESQ
MOM
TRAN
freq, GHz
dB(S(2,1))
m2 m3m4
75 80 85 90 95 100 105 110 11570 120
-50
-40
-30
-20
-10
-60
0
ESQ
MOM
TRAN
M2=81GHz, S21=-2,91 dB
M3=90 GHz, S21=-2,54 dB
M4=99 GHz, S21=-4,83 dB
M1=39 GHz, S21=-46,90 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
38
Figura 3. 21 Parámetro S11 en dB del diplexor.
Figura 3. 22 Parámetro S22 en dB del diplexor.
20 40 60 80 1000 120
-15
-10
-5
-20
0
freq, GHz
dB(S(1,1))
ESQ
MOM
TRAN
20 40 60 80 1000 120
-15
-10
-5
-20
0
freq, GHz
dB(S(2,2))
ESQ
MOM
TRAN
Capítulo 3: Diseño y Optimización
39
Figura 3. 23 Parámetro S33 en dB del diplexor.
Figura 3. 24 Parámetro S23 en dB del diplexor.
m1
20 40 60 80 1000 120
-20
-15
-10
-5
-25
0
freq, GHz
dB(S(3,3))
ESQ
MOM
TRAN
20 40 60 80 1000 120
-150
-100
-50
-200
0
freq, GHz
dB(S(2,3))
ESQ
MOM
TRAN
M1=21 GHz, S21=-2.679 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
40
Figura 3. 25 Parámetro S13 en dB del diplexor.
3.3 Filtro LO
Tras el diseño del diplexor, que une los puertos de RF e IF, se procede al diseño
del filtro del puerto de LO. Este filtro debe presentar un buen rechazo en la banda de
RF así como en la banda de IF. Es importante que este circuito contenga pasos a
tierra para el posible retorno de DC de la corriente inducida en los diodos.
En primer lugar se realiza el diseño del circuito aislado, consecutivamente se
optimizará para mejorar las prestaciones del mismo y por último, se realizará una
simulación en Momentum para comprobar que la simulación con esquemático funciona
correctamente.
3.3.1 Diseño, optimización y simulación
El diseño del filtro paso banda del puerto de LO se hará de la misma manera
que se realizaron los otros dos circuitos. Con la ayuda de ADS se obtiene el primer
prototipo, el cual se modificará hasta conseguir un circuito realizable, con las
prestaciones que requerimos. El esquemático se muestra la Figura 3. 26.
20 40 60 80 1000 120
-150
-100
-50
-200
0
freq, GHz
dB(S(1,3))
ESQ
MOM
TRAN
Capítulo 3: Diseño y Optimización
41
Figura 3. 26 Esquemático para el prototipo del filtro LO.
Las líneas acabadas en cortocircuito mostradas en la Figura 3. 26, serán
sustituidas por líneas de igual longitud, con un “step” para cambiar de anchura entre la
línea y el paso a tierra “VIAS”, cuyo agujero tendrá un diámetro de 100 µm. En la
Figura 3. 27, se ha añadido una línea de pequeña longitud, en ambos extremos del
filtro para facilitar la unión entre los diferentes filtros que conforman el mezclador.
El filtro de LO debe eliminar la posible señal que provenga del puerto de RF, a
través de los pasos a tierra, y debe presentar una buena adaptación para la propia
señal de LO, con el fin de evitar pérdidas de potencia.
Figura 3. 27 Esquemático final filtro de LO.
En la Figura 3. 28 se muestra el layout del circuito.
Capítulo 3: Diseño y Optimización
42
Figura 3. 28 Layout del filtro LO.
Se puede comprobar en la Figura 3. 29 que la comparación entre la simulación
de Momentum y esquemático presenta diferencias sobre todo a frecuencias altas.
Vemos como el ancho de banda se ha visto recortado en la zona de la banda. En
cambio para frecuencias bajas, la concordancia es muy buena. También se puede ver
que las simulación entre Momentum con o sin las transiciones apenas varían.
Figura 3. 29 Parámetro S21 en dB del filtro de LO.
Los parámetros S del filtro de LO mostrados en la Figura 3. 30, concuerdan
tanto en las simulaciones como en el esquemático. La causa por la cual, los
parámetros S11 y S22 no son iguales es que el circuito no es simétrico.
m2m3
m4
freq, GHz
dB(S(2,1))
m1
20 40 60 80 1000 120
-80
-60
-40
-20
-100
0
ESQ
MOM
TRAN
M1=3 GHz, S21=-39,283 dB
M2=21 GHz, S21=-14,999 dB
M3=81 GHz, S21=-18,739 dB
M4=99 GHz, S21=-3.654 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
43
(a)
(b)
Figura 3. 30 Parámetro S11 en dB del filtro LO (a). Parámetro S22 en dB del filtro
LO (b).
En conclusión, el principal objetivo que se busca es conseguir unos filtros que
cumplan las especificaciones y sean realizables, posteriormente se optimizarán
cuando formen parte del mezclador junto con el par de diodos.
20 40 60 80 1000 120
-30
-20
-10
-40
0
freq, GHz
dB(S(1,1))
m1
ESQ
MOM
TRAN
20 40 60 80 1000 120
-25
-20
-15
-10
-5
-30
0
freq, GHz
dB(S(2,2))
ESQ
MOM
TRAN
M1=39 GHz, S11=-7,342 dB
Capítulo 3: Diseño y Optimización
44
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
45
Capítulo 4
Caracterización experimental del
mezclador en banda W
4.1 Introducción
En este capítulo en primer lugar se muestran los distintos circuitos fabricados. A
continuación se describe el procedimiento de medida de las distintas etapas que
forman el mezclador, así como las medidas realizadas. La caracterización de los
dispositivos se efectúa en dos bandas de frecuencias diferentes: 1-50 GHz y 75-110
GHz, debido a que las medidas no se pueden efectuar con un mismo equipo de
manera continua en todo el rango de frecuencias de interés.
Se detallan los equipos de medida necesarios para la extracción de los
parámetros de Scattering en cada una de las bandas antes mencionadas, mostrando
los “setups” de medida utilizados en el laboratorio, y especificando el tipo de
calibración que se emplea para intentar minimizar los errores sistemáticos de las
medidas. Además se presenta el procedimiento para caracterizar el mezclador
completo en términos de conversión en frecuencia y aislamientos.
Por último, para cada caso se llevará a cabo la comparación de los valores
obtenidos en simulación con las medidas realizadas para validar el correcto
funcionamiento del dispositivo. Todas las medidas que se muestran en este capítulo
se han realizado en el Laboratorio de Microondas del Departamento de Ingeniería de
Comunicaciones.
4.2 Fabricación de los circuitos a medir
En este apartado, se muestra la fabricación de los circuitos, que posteriormente
serán medidos. Además del circuito que compone el mezclador completo, se realizan
dos circuitos adicionales para su caracterización individual: el circuito formado por el
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
46
diplexor, mostrado en la Figura 4. 1, y el circuito formado por el filtro de LO, en la
Figura 4. 2. De esa manera se verifica el funcionamiento de cada filtro por separado,
comparando medidas y simulación de parámetros de Scattering, antes de fabricar el
mezclador completo, mostrado de la Figura 4. 3 con el par de diodos ya montados.
Figura 4. 1 Fotografía del diplexor (Dimensiones: 3.242x3.022 mm2).
Figura 4. 2 Fotografía del filtro de LO (Dimensiones: 3.835x2.203 mm2).
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
47
Figura 4. 3 Fotografía del mezclador completo (Dimensiones:
(7.125x6.425 mm2).
4.3 Métodos de medida
4.3.1 Caracterización parámetros de Scattering en la banda de
frecuencias 1-50 GHz
Para realizar la medida de los parámetros de Scattering se ha empleado un
analizador de redes vectorial (modelo PNA 8364A), accediendo al montaje mediante la
estación de sondas coplanares, a través de cables estables en fase de la marca
W.L.GORE con conectores de 2.4 mm en los dos accesos y sondas coplanares de
PicoProbe modelo GSG-67A. Como sólo se dispone de un analizador de dos puertos,
se coloca en el tercer acceso del circuito una carga de 50 Ω conectada a la tercera
sonda coplanar, ver Figura 4. 4. Como se indicó antes, el diseño consta de las
transiciones de línea coplanar a línea microstrip, que posibilitan alcanzar los tres
accesos con las sondas coplanares.
En el analizador de redes vectorial (PNA 8364A) no es necesario realizar una
calibración en potencia, pues el propio equipo es capaz de dar una potencia constante
para todas las frecuencias de la banda. En cambio sí debemos realizar una calibración
en frecuencia, permitiendo de esa manera colocar los planos de referencia en los
terminales coplanares de las sondas justo en el acceso de nuestros circuitos. Con esta
calibración conseguimos medir únicamente el dispositivo (DUT).
Para realizar la calibración en frecuencia habitualmente se recurre a una técnica
LRM (LINE, REFLECT, MATCH), empleando el kit de calibración comercial modelo
CS-5 de PicoProbe para sondas de 125 µm de distancia entre los contactos cuando
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
48
las dos entradas estén enfrentadas. Posteriormente se utilizó una técnica SOLT
(Short-Open-Load-Thru) con el mismo kit comercial CS-5 pero empleando un setup
modificado en el que se utilizan los estándares de calibración formando un ángulo de
90º.
Tanto para el diplexor como para el mezclador completo (sin diodos), se
realizarán las medidas de los parámetros S de la misma manera, conectando los
cables a las sondas e insertando el DUT en distintas posiciones para su completa
caracterización. Debemos tener en cuenta que habrá que modificar el tipo de
calibración, y así, medir todas las combinaciones de accesos posibles. A continuación
en la Figura 4. 4, donde el acceso 3 se carga con 50 Ω, se muestran el setup de
medida, y los resultados se muestran más adelante en la sección 4.
Figura 4. 4 Esquema de medida.
4.3.2 Caracterización parámetros de Scattering en la banda de
frecuencias 75-110 GHz
Para llevar a cabo la medida en esta banda utilizamos dos módulos conversores:
VNA-extensions [10] que realizan la conversión a alta frecuencia. En nuestro caso, se
emplean dos módulos transmisión-reflexión (T-R) que trabajan en la banda de
frecuencias de 75-110 GHz, conectadas a un analizador de redes modelo PNA-X
N5242A de Agilent Technologies, cuya frecuencia máxima es 26.5 GHz.
En la Figura 4. 5 se muestran los módulos conversores disponibles para medir
en estas frecuencias. Cada una de ellas es un conversor transmisor/receptor, que
permite tanto enviar señal al DUT en banda W, como recibir la señal reflejada por él
mismo, en la misma banda W.
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
49
Figura 4. 5 Cabeza extensora empleada.
El analizador vectorial PNA-X permite realizar medidas desde 10 MHz hasta 26.5
GHz, sin embargo añadiendo las cabezas antes mencionadas conseguimos medir a
frecuencias en banda milimétrica, y por tanto, alcanzamos la banda de frecuencias
deseada (75-110 GHz). Ambas cabezas son módulos con salida en guía de onda
rectangular estándar en esta banda de frecuencias, WR-10. El esquema de medida lo
constituyen las cabezas extensoras conectadas a las transiciones en guía de onda a
coaxial 1 mm con cables coaxiales 1 mm, modelo TCF119XX250 de Totoku, que
permiten medir en toda la banda W (75-110 GHz). Por último, se conectan las sondas
coplanares modelo GSG-110H de PicoProbe, que permiten medir en oblea, ver Figura
4. 6.
Figura 4. 6 Sistema de medida para la banda de 75-110 GHz.
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
50
En este equipo es necesario realizar una calibración en potencia, permitiendo
obtener una potencia en la salida de la cabeza con respuesta plana para todas las
frecuencias; y, además, la calibración en frecuencia, que se realiza de la misma
manera que se comentó en el caso anterior, y así compensar los errores sistemáticos
introducidos por el equipo y las cabezas conversoras, los cables, las sondas..., de tal
manera que obtengamos unas medidas fiables que se correspondan exclusivamente
al dispositivo a medir.
4.3.3 Medida en conversión de frecuencia
Con el objetivo de obtener una caracterización más precisa del mezclador, es
necesario realizar el estudio de las potencias de entrada y salida que llegan al mismo,
y con ello, obtener la ganancia de conversión del mezclador. Para lo cual, las medidas
deben realizarse con los diodos insertados en el mezclador, que se montarán en
configuración flip-chip como se explica en el Capítulo 2.
Para realizar la medida se han utilizados los siguientes equipos:
Generador sintetizado de frecuencia para el puerto de LO a frecuencia
fija de 39 GHz (83650B de Agilent Technologies).
PNA-X con cabezas extensoras empleado como generador de RF.
Analizador de espectros modelo E4446A de Agilent Technologies para
visualizar el espectro de la salida en el acceso de IF del mezclador.
La potencia que proporciona el generador de LO a su salida no es lo
suficientemente alta para conseguir una buena eficiencia en la mezcla. Por este
motivo, se añadió a la salida del generador un amplificador modelo QLW-24403520-JO
de Quinstar, disponible en el laboratorio, con el fin de conseguir una potencia del
orden de 11 dBm.
Se realizaron las medidas de las pérdidas de los cables que conectan cada
módulo hasta las sondas para, posteriormente, realizar el cálculo correcto de las
potencias que llegan exactamente al DUT y así, calcular la ganancia de conversión. A
continuación mostramos en la Figura 4. 7 el esquema de medida realizado.
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
51
Figura 4. 7 Esquema de medida
Tanto para el cable de salida de IF como el de entrada de RF es necesario
caracterizar las pérdidas con la frecuencia, y, posteriormente, descontarlas de las
potencias medidas, y así realizar una comparación más realista con los datos
obtenidos en simulación, ya que no incluyen estos cables de medida. En el tercer
acceso se empleó un cable modelo EKD010480 de Gore-tex con conectores 3.5 mm
que opera hasta 26.5 GHz.
Comentar que a la entrada del espectro de salida se coloca una TEE-
polarización para bloquear la continua DC-BLOCK y evitar dañar el equipo. A
continuación se muestra, en la Figura 4. 8 dos fotografías del “setup” de medida del
mezclador completo.
(a)
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
52
(b)
Figura 4. 8 Fotografías del montaje de medida para el mezclador (a), con más
detalle en la fotografía (b).
4.4 Resultados experimentales
A continuación, se muestran las medidas del diplexor en ambas bandas de
frecuencia, ver la Figura 4. 9, comparando con la simulación de Momentum con
transiciones. El puerto 1 corresponde con el terminal cargado con 50 Ω, el puerto 2
con el terminal de RF y, por último, el puerto 3 corresponde con la señal de IF.
20 40 60 80 1000 120
-20
-15
-10
-5
-25
0
freq, GHz
S(1,1)
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-80
-60
-40
-20
-100
0
freq, GHz
S(1,3)
SIMULACIONMEDIDA
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
53
Figura 4. 9 Medidas de parámetros S en dB del diplexor.
Por último, se muestran en la Figura 4. 10 los resultados de la medida
del filtro de LO comparada con la simulación en Momentum.
20 40 60 80 1000 120
-15
-10
-5
-20
0
freq, GHz
S(2,2)
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-100
-80
-60
-40
-20
-120
0
freq, GHz
S(2,1)
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-20
-15
-10
-5
-25
0
freq, GHz
S(3,3))
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-90
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-100
-20
freq, GHz
S(3,2)
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-25
-20
-15
-10
-5
-30
0
freq, GHz
dB
(rechazoP
RU
EB
A_T
RA
N_m
om
..S
(1,1
))dB
(ME
DID
A2_R
EC
HA
ZO
..S
(1,1
))dB
(ME
DID
A_50..S
(1,1
))
S(1,1)
SIMULACIONMEDIDA
S(1,2))
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-50
-40
-30
-20
-10
-60
0
freq, GHz
dB
(rechazoP
RU
EB
A_T
RA
N_m
om
..S
(1,2
))dB
(ME
DID
A_50..S
(1,2
))dB
(ME
DID
A2_R
EC
HA
ZO
..S
(2,1
))
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
54
Figura 4. 10 Medidas de parámetros S en dB del filtro de LO.
4.4.1 Pérdidas cables de medida
Es importante caracterizar las pérdidas de ambos cables utilizados, para obtener
el valor exacto de potencia a la entrada y salida del mezclador. En el caso de la
entrada, las pérdidas se miden sobre el siguiente montaje: dos cabezas extensoras
acabadas en guía, conectadas a las sondas a través de las transiciones de guía a
coaxial y los cables modelo TCF-119XX250 de la marca Totoku, ver esquema en la
Figura 4. 11. Se realiza una calibración en guía de onda para medir el conjunto
transición WR10-coaxial 1mm + cable 1mm + sonda coplanar. Se coloca el estándar
‘thru’ del kit de calibración CS-5 entre los extremos de las sondas (ya que presentan
unas pérdidas despreciables y nos permite unir el circuito en transmisión) para realizar
la medida de las pérdidas totales de ambos cables, sondas y transiciones. En nuestro
caso, y asumiendo que las sondas y los cables son iguales, se utilizó la mitad de estas
pérdidas calculadas, pues sólo tenemos la mitad del sistema de medida a la entrada
del acceso de RF.
Figura 4. 11 Esquema completo de las pérdidas del cable de entrada.
SIMULACIONMEDIDA
20 40 60 80 1000 120
-20
-15
-10
-5
-25
0
freq, GHz
dB
(rechazoP
RU
EB
A_T
RA
N_m
om
..S
(2,2
))dB
(ME
DID
A_50..S
(2,2
))dB
(ME
DID
A2_R
EC
HA
ZO
..S
(2,2
))
S(2,2)
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
55
De esta manera, resulta más sencillo calcular la potencia que hay a la entrada de
nuestro DUT, ya que descontamos todas las pérdidas acumuladas hasta el acceso en
coplanar de las sondas. En la Figura 4. 12 vemos las pérdidas de la línea de acceso
de RF en función de la frecuencia en GHz.
Figura 4. 12 Pérdidas del acceso de entrada de RF.
Y por último, se calculan las pérdidas del cable de salida de IF, que del mismo
modo, nos permitirá obtener el valor de potencia a la salida del mezclador. La medida
de estas pérdidas se realiza con el PNA E8364A en toda la banda de frecuencias 1-50
GHz, aunque la banda de interés sea 3-21 GHz. Se incluye en la medida de las
pérdidas el cable coaxial modelo 65474 de W.L. GORE y la TEE-polarización, de esa
forma se añade menos incertidumbre en la medida final.
A continuación, en la Figura 4. 13, se muestran las pérdidas de la línea de
acceso de salida de IF, frente a la frecuencia en GHz.
11
11,2
11,4
11,6
11,8
12
12,2
12,4
12,6
12,8
13
80 85 90 95 100
dB
Freq GHz
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
56
Figura 4. 13 Pérdidas del cable Gore y TEE-polarización.
4.4.2 Parámetros que definen el mezclador
4.4.2.1 Ganancia de conversión y Aislamientos
Definida la potencia disponible de entrada como Pe y la potencia entregada a la
carga como PS, se puede expresar la ganancia de conversión en decibelios como
)(
)(log10
mWP
mWPG
e
Sc (4.1)
Es decir, el resultado de la ganancia de conversión se calcula como la resta de
ambas potencias medidas en dBm:
dBmedBmSc RFPIFPG )()( (4.2)
De forma que, descontando las pérdidas de los módulos y los cables de
conexión, se obtiene la potencia de entrada y la potencia de salida al mezclador, que
permiten calcular el valor de la ganancia de conversión del mezclador.
El aislamiento que presenta el sistema, en el simulador de ADS, entre los
accesos LOIF está en torno a los 75 dB.
Siguiendo el esquema de medida expuesto en la Figura 4. 7, y seleccionando el
modo barrido ‘Continuos Wave’ en el PNA-X, se han realizado diversas medidas para
caracterizar el comportamiento del mezclador en la banda de frecuencias de entrada
de RF.
2
2,5
3
3,5
4
4,5
5
5,5
6
6,5
2 7 12 17 22
dB
Freq GHz
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
57
En la primera medida se fijan los valores de potencia de entrada de LO a 11.5
dBm y de RF a -21 dBm, y se realiza un barrido en frecuencia. A continuación, en la
Figura 4. 14 aparecen representados los valores de ganancia de conversión que toma
el mezclador para las diferentes frecuencias de RF.
Figura 4. 14 Ganancia de conversión medida.
A continuación se realiza una medida para caracterizar la compresión del
mezclador.
Esta segunda medida se realiza para tres valores de frecuencia de RF
diferentes: frecuencia inicial de la banda, frecuencia central y frecuencia en la que
menos pérdidas de conversión se midieron en el paso anterior. Se lleva a cabo fijando
tanto la potencia de LO a 11.5 dBm como la frecuencia de RF en cada caso (81, 90 y
92 GHz), modificando únicamente el valor de la potencia de RF. En la Figura 4. 15, se
muestran las tres gráficas.
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
80 85 90 95 100
Gc
dB
Freq GHz
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
58
Figura 4. 15 Ganancia de conversión para diferentes frecuencias de RF con barrido en
potencia de RF y potencia de LO fija.
La tercera medida se obtiene la ganancia de conversión variando la potencia de
LO para una frecuencia de RF fija. Con esta medida se trata de obtener el valor de
potencia de LO para minimizar las pérdidas de conversión. La medida se realiza
fijando la frecuencia de RF a un valor fijo de 81GHz, con una potencia de RF a la
entrada del mezclador de -16 dBm, y variando la potencia del generador de LO. Los
resultados se muestran en la Figura 4. 16.
Figura 4. 16 Ganancia frente a la potencia de LO, con frecuencia de RF de 81 GHz.
-45
-35
-25
-15
-5
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0
Gc
dB
Pin RF en dBm
Gc 81 GHz Gc 90 GHz Gc 92 GHz
-31
-29
-27
-25
-23
-21
-19
-17
-6 -3 0 3 6 9
Gc
dB
Pin (LO) en dBm
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
59
Se aprecia, en la Figura 4. 16 que, a partir de una potencia mínima en la que el
mezclador comienza a funcionar de manera correcta, al aumentar la potencia de
entrada LO, la ganancia se mantiene constante, no llega a saturarse con las potencias
de las que disponemos.
Para acabar, se realiza una comparación de las ganancias de conversión
simuladas con los datos medidos para una potencia de RF de entrada de -21 dBm y
una potencia de LO de 11.5 dBm.
Figura 4. 17 Comparativa entre la ganancia de conversión en simulación y medidas.
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
80 85 90 95 100
Gc
dB
Freq GHz
Gc Medida ADS
Capítulo 4: Caracterización experimental del mezclador en banda W
60
Capítulo 5: Conclusiones y Futuras líneas de Investigación
61
Capítulo 5
Conclusiones y Futuras líneas de
Investigación
5.1 Conclusiones
En este apartado se realizará una breve descripción de los aspectos más
relevantes conseguidos con la realización de este proyecto. Además se expondrán los
objetivos conseguidos, las ventajas de los métodos empleados y las posibles
alternativas que podrán mejorar el diseño del mezclador.
Debido a que el sistema tiene dimensiones reducidas, al operar en frecuencias
tan altas (100 GHz), se han encontrado diversos problemas a la hora de construir
correctamente el circuito.
Por otro lado, el modelo utilizado de los diodos antiparalelo, se ha supuesto
correcto para nuestro diseño, a pesar de que no estaba diseñado para ser colocado en
“flip-chip”. Esto, en principio, no debería dar resultados muy diferentes, aunque en
estas frecuencias se aprecia una gran sensibilidad del sistema al realizar variaciones
mínimas en los montajes, longitudes de los hilos de soldadura…
Como se expuso en capítulos anteriores, los resultados de la ganancia de
conversión no son tan buenos como se esperaban. Esto puede ser debido, sobre todo
porque en ese momento buscamos mejores resultados en los aislamientos, y esto
obligó a realizar filtros más complejos, con mayores pérdidas, con lo que ocasionó
mayores pérdidas de conversión. En la parte alta de la banda, para frecuencias
mayores de 94 GHz, la discrepancia entre medida y simulación es más alta. Es posible
que el modelado de los diodos se ajuste peor en esta parte de la banda, ya que como
se comentó anteriormente, el modelado se ha realizado a partir de un montaje con
hilos de bonding y aquí se ha montado en forma de “flip-chip”. Los aislamientos en
cambio han salido razonables.
Capítulo 5: Conclusiones y Futuras líneas de Investigación
62
Por otro lado, las simulaciones de los circuitos pasivos, aunque se han cotejado
con las medidas, se ha encontrado alguna discrepancia que pudiera influir de manera
importante en el comportamiento conjunto del mezclador.
5.2 Lineras futuras
Para concluir, se exponen algunas mejoras que se pueden introducir para
obtener los resultados deseados:
Redefinir los parámetros de los diodos antiparalelo para la configuración
en “flip-chip”.
Reducir el tamaño de los filtros, puesto que introducen demasiadas
perdidas en el sistema completo.
Diseñar el mezclador descontando las transiciones que introducimos
para realizar la medida.
Añadir en el propio circuito un amplificador de LO, de esa manera
conseguimos más potencia sin necesidad de añadir un LNA externo.
Y por supuesto, rediseñar el circuito completo para conseguir una
ganancia de conversión menor.
Por ello, se deja el diseño abierto, para mejorar las prestaciones del mezclador,
tanto en simulación como en su posterior medida.
Bibliografía
63
Bibliografía
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1998.
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Stellenbosch Stellenbosch, 7600, South Africa.
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[5] Pozar, David M., Microwave engineering, Hoboken, New Jersey : Wiley, cop. 2005.
[6] Kaoutar Zeljami, Caracterización y Modelado de Dispositivos Semiconductores para
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[10] http://www.omlinc.com/images/pdf/VxxVNA2/OML-V10VNA2_Datasheet.html
