Circuitos_Comando igbt

8/3/2019 Circuitos_Comando igbt

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O Interruptor IGBT_____________________________________________________________________________

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INEP - Instituto de Eletrnica de Potncia - EEL - CTC - UFSC

1

CAPTULO 7

CIRCUITOS DE COMANDO PARA IGBTs

7.1 - INTRODUO

Como foi explicado anteriormente, o interruptor IGBT umdispositivo que apresenta caracterstica de entrada semelhante aoMOSFET e caracterstica de sada semelhante ao transistor bipolar. Pelofato de apresentar uma impedncia de entrada elevada, o dispositivo controlado por sinal de tenso adequado aplicado entre gate e emissor(VGE), requerendo baixa potncia da fonte de tenso do circuito decomando de gate. Uma vantagem do IGBT em relao ao MOSFET, parauma mesma capacidade de corrente nominal, a baixa capacitncia deentrada determinando um baixo consumo de potncia [47].

O circuito de comando de gate deve permitir uma operaoadequada do interruptor IGBT nos estados de comutao, conduo ebloqueio, proporcionando tambm o isolamento entre o circuito decontrole e o circuito de potncia, evitando sua possvel destruio devido

aos diferentes potenciais de tenso de emissor e coletor. Um circuito bemprojetado deve produzir as mnimas perdas de conduo e comutaocom moderados esforos de tenso e corrente, protegendo o dispositivoda destruio.

7.2 - PERDAS E ESFOROS EM RELAO AO CIRCUITO DECOMANDO

a ) - Comutao na Entrada em Conduo

Para analisar as perdas e esforos e relacionar ao circuito decomando, considerado o circuito de potncia em meia ponte (half-bridge) com carga indutiva, como mostrado na Fig. 54. Este circuitoapresenta dois interruptores no brao operando complementarmente comcomutao dissipativa. Neste tipo de configurao os dispositivossuportam os maiores esforos de sobretenso e sobrecorrente, cujosfenmenos sero explicados a seguir.


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Aplicando um pulso positivo de tenso entre os terminais gate-emissor (VGE) de valor acima do limiar (5V), o IGBT entra emconduo. Para minimizar a perda de comutao na entrada em conduo(turn-on) o tempo de subida (rise time) da corrente de coletor ( iC ) deveser o menor possvel. Para alcanar esta caracterstica, o tempo de subidada tenso entre os terminais gate-emissor (VGE) deve ser tambm omenor possvel, j que este tempo reflete-se no tempo de subida dacorrente de coletor. Isto pode ser conseguido carregando-se rapidamentea capacitncia de entrada Coes do dispositivo (que constitu-se dascapacitncias gate-emissor (CGE) e gate-coletor (CGC),oucapacitncia deMiller) atravs de uma fonte de tenso de baixa impedncia durante aaplicao do pulso. Uma elevada tenso de gate ajuda a transferir

rapidamente a carga necessria vencendo os efeitos das resistncias eindutncias parasitas do circuito de comando de gate.

Por outro lado, diminuindo-se o tempo de subida da corrente decoletor provoca-se um crescimento abrupto da mesma, incrementando amagnitude da corrente de recuperao reversa do diodo em anti-paralelocom o IGBT complementar e, alm disso, provocando elevadasinterferncias de rdio freqncia (RFI) e eletromagnticas (EMI), bemcomo a sobretenso no interruptor complementar devido presena deindutncias parasitas (LS1 eLS2) introduzidas pelo circuito de potncia, oque poderia ser melhorado atravs de um layoutapropriado (v=Ls.dic/dt).

Aconselha-se portanto, a colocao de uma resistncia RG(on) debaixo valor em srie com o gate do dispositivo, como mostrado na Fig.54. Deste modo possvel controlar o tempo de subida da corrente decoletor do IGBT e o valor de diC/dt.


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E2

E1

Ls1

Ls2

D1

D2

IGBT1

IGBT2 Carga Indutiva

brao

RG(on)

RG(off)

RG(off)

RG(on)

VG1

VG2

0

0tmtm = tempo morto

Fig. 54 - Circuito em Meia Ponte para a Anlise de Perdas e Esforos.

Observa-se que deve existir um compromisso de otimizao deperdas e esforos de sobretenso, pois ambas grandezas se relacionam.Em caso de persistir a sobretenso, pode-se limita-la num valor dentro darea RBSOA, com a utilizao de um circuito externo (circuito snubber,circuito grampeador, etc.). A resistncia de gate, portanto, apresentaimportncia fundamental no rendimento e custo do conversor.

Para o caso de cargas resistivas, quando o sinal de tenso gate-emissor sobe rapidamente na entrada em conduo, a tenso coletor-

emissor (VCE) desce rapidamente. Esta descida rpida provoca umadvCE /dt que injeta correntes dentro do circuito de comando atravs dacapacitncia coletor-gate (CCG). Estas derivadas de tenso podem causaroscilaes de tenso de gate, permitindo o aumento de perdas na entradaem conduo. A pequena resistncia RG(on) indicada anteriormente emsrie com o gate do dispositivo, tambm permite reduzir estas derivadasde tenso, embora as indutncias parasitas do circuito de comandopossam ser minimizadas colocando o circuito de comando o mais

prximo possvel do dispositivo.Quando a comutao finaliza, a tenso sobre o dispositivo, tenso

coletor-emissor, encontra-se num valor muito baixo (tenso de saturao)dependendo da tenso gate-emissor VGE.

b ) - Em Estado de Conduo

O valor da tenso de saturao coletor-emissor VCEsat deve ser omenor possvel, minimizando as perdas, sendo portanto conveniente


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aplicar uma tenso gate-emissor elevada (na faixa de 12V a 15V). Naprtica, muitos dos fabricantes de IGBTs recomendam aplicar-se umatenso de 15V e uma resistncia RG(on) em srie com o gate menor que50 [48]. O valor da resistncia em srie com o gate normalmente dimensionada conforme as correntes mximas que podem suportar osdispositivos do circuito de comando (transistores de sinal, portas lgicas,etc.) e analisando os efeitos de diC/dt e dvCE/dt.

c ) - Comutao no Bloqueio

Durante a comutao de bloqueio, os IGBTs no apresentamtempos de retardo (no apresentam tempos de estocagem comonormalmente acontece com os transistores bipolares). No IGBT no necessrio um sinal de tenso negativo entre os terminais gate-emissor(VGE), sua aplicao depender do tipo de topologia e dos efeitos queprovoca (diC /dt , dvCE /dt) sobre os dispositivos. Uma resistncia debloqueio RG(off),de baixo valor, entre gate-emissor suficiente paraproporcionar um caminho de descarga da capacitncia gate-emissor,permitindo o bloqueio do IGBT.

O tempo de descida da corrente de coletor do IGBT compem-se

basicamente pelo tempo de descida da corrente de base do transistorbipolar pnp (circuito equivalente da Fig. 3, corrente que flui pelo canalMOS), controlada por meio do gate e pelo tempo de descida da correntede cauda (devido parcela de corrente de coletor do mesmo transistor). Acorrente de cauda provocada pela recombinao de portadoresminoritrios no transistor pnp do circuito equivalente, no podendo serreduzida por meios externos (atravs do circuito de comando).

As perdas de comutao de bloqueio em um IGBT com comutao

dissipativa no mudam significativamente atravs do circuito decomando de gate variando a resistncia RG(off) , j que a maior perda depotncia devido parcela de corrente de cauda que no pode serreduzida.

Para operar o IGBT em alta freqncia (acima de 10kHz) numbrao (half-bridge), um pulso negativo de tenso gate-emissor (VGE) importante durante o bloqueio para reduzir os efeitos de dvCE /dt queinjetam correntes atravs do capacitor gate-coletor (CGC) no capacitor


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gate-emissor (CGE) provocando picos de tenso gate-emissor acima dovalor de limiar. Este picos de tenso podem provocar uma conduoindevida do dispositivo complementar.

Com relao ao tempo de subida (rise time) da tenso coletor-emissor VCE durante o bloqueio, quanto maior seu valor, maiores seroos valores de dvCE /dt entre os terminais coletor-emissor do dispositivo.Uma das maneiras de reduzir os efeitos devido a elevadas derivadas detenso, dimensionando adequadamente a resistncia RG(off) em sriecom o gate. Um outro problema que pode provocar um elevado dvCE/dtno bloqueio o fenmeno de latch-up - entrada em conduo do tiristorparasita devido ao fluxo de corrente capacitivo interno [47].

d ) Em Estado Bloqueado

Durante a comutao de bloqueio e estado bloqueado suficientemanter conectado o terminal de gate ao terminal de emissor atravs deuma resistncia de bloqueio RG(off) de baixo valor. Porm, importanteaplicar uma tenso negativa durante todo o intervalo de tempo que sequer manter o IGBT bloqueado, para evitar que esprios de tensopositiva provoquem a entrada em conduo indevida. No caso de um

conversor em meia ponte (Fig. 54) os esprios de tenso gate-emissor(ver aquisies obtidas com os circuitos das Figs. 70 e 72) podemprovocar um curto-circuito de brao, destruindo os IGBTs.

Para obter caractersticas de operao favorveis, possvelaplicar-se uma tenso negativa na faixa de 5V a 15V. Segundo [47] recomendado aplicar-se uma tenso negativa de 5V e uma resistnciaRG(off) srie de gate de bloqueio menor que 47. O valor do pulsonegativo pode ser maior que 5V, sem restries quanto aos nveis da

tenso e potncia do conversor. Em algumas aplicaes, normalmentecostuma-se utilizar uma resistncia nica para ambos os estados deoperao do dispositivo. Tambm existem critrios de utilizao deresistncias com valores diferentes, sendo um para cada estado deoperao, ou combinao em paralelo de ambas utilizando diodos desinal em srie. Toda escolha depende do critrio do projetista do circuitode comando.


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Convm lembrar que durante a operao do dispositivo, podemacontecer transitrios destrutivos de tenso entre os terminais gate-emissor. Para proteger o dispositivo de tais condies indesejveis,devem ser utilizados diodos zeners diretamente conectados entre osterminais gate-emissor, tanto para o pulso positivo como para o pulsonegativo.

7.3 - REQUERIMENTO DE CIRCUITOS DE COMANDO DEGATE ISOLADOS

Em circuitos de potncia em ponte, os IGBTs inferiores tm osemissores conectados a um ponto comum considerado normalmentecomo n de referncia, onde o potencial de tenso relativo nulo,portanto, para estes interruptores pode no ser necessrio utilizarcircuitos de comando de gate isolados. Quando no utilizadoisolamento existe o perigo de destruio do circuito de controle devido aopotencial de tenso de coletor do IGBT por destruio de algumdispositivo do circuito de comando conectado ao coletor do IGBT (casode circuitos com proteo de curto-circuito por deteco dedessaturao). Por este motivo em conversores com circuitos de controlecomplexos e circuitos de proteo, recomenda-se utilizar circuitos de

comando de gate isolados para todos os interruptores de potncia.

Os IGBTs superiores, porm, tm seus emissores conectados adiferentes potenciais de tenso em relao ao potencial de referncia, oque torna necessrio utilizar circuitos de comando de gate isolados.

Para realizar o isolamento podem ser utilizados transformadores depulso, optoacopladores e circuitos de comando de gate integradosdedicados. O projeto do circuito de comando de gate isolado deve levar

em considerao o custo, imunidade a rudos, complexidade, rapidez deresposta etc.

a ) - Transformadores de Pulso

O transformador de pulso um dispositivo magntico do circuitode comando de gate que opera em alta freqncia e que proporcionaisolamento eltrico entre os circuitos de potncia e controle, atravs dosenrolamentos primrio e secundrio. Este dispositivo pode transmitir


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pulsos de tenso do primrio para o secundrio sem distoro e comatrasos quase desprezveis. Quando aplicado um transformador depulso em um circuito de comando, no se faz necessrio utilizar umafonte de tenso isolada no lado do secundrio, podendo, ainda, operarfavoravelmente em freqncias de comutao elevadas (acima de100kHz). Outra vantagem de sua aplicao, a imunidade ainterferncias por rudo, no apresentando tambm, problemas porelevados valores de dvCE/dt.

Para que o transformador apresente um desempenho adequado nocircuito de comando, devem ser levados em considerao os seguintestpicos:

* Tenso de isolamento do transformador ( > que 4kV );

* Mnima indutncia de disperso;

* Freqncia de operao;

* Dimensionamento adequado do ncleo e nmero de espiras doprimrio e secundrio;

* Capacidade de transferncia de energia para dispensar o uso de

fonte auxiliar no lado secundrio;

* Limitao da variao da razo cclica prevenindo asaturao do ncleo (desmagnetizao do ncleo).

Normalmente quando aplicado o mtodo comum de transmissode pulsos, ao primrio no devem ser aplicados pulsos com razo cclicaacima de 50% por motivo de saturao do ncleo. Neste mtodo, a razocclica dos pulsos podem variar desde valores prximos a zero at 0,5.

Para conseguir a transmisso de pulsos com razo cclica acima de50%, tcnicas convenientes de desmagnetizao do ncleo devem serutilizadas, onde a razo cclica dos pulsos podem variar de 0 a 100%.Os mtodos de transmisso de pulsos normalmente utilizados eminversores com modulao PWM senoidal so mostrados adiante nasFigs. 62, 64, 66, 68, 70 e 72.

b ) - Optoacopladores


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Os optoacopladores so dispositivos do circuito de comando degate que proporcionam isolamento eltrico entre os circuitos de controlee potncia. Possuem a vantagem de transmitir pulsos com freqnciavarivel e com qualquer razo cclica, sem apresentar problemas desaturao como no caso do transformador de pulso Porm apresentamdesvantagens quando comparados a estes: necessitam uma fonte auxiliarisolada na sua sada, circuitos para amplificar a capacidade de corrente desada (que da ordem de 20mA), apresentam pouca imunidade ainterferncias por rudos, bem como problemas devido elevados dvCE/dt(estes problemas esto sendo superados com as ultimas geraes deoptoacopladores). Relativo freqncia de operao, os mesmoslimitam-se em no mximo 100 kHz.

Alguns detalhes devem ser observados para otimizar o uso deoptoacopladores:

* Devem apresentar imunidades a rudos e derivadas de tenso;

* Os sensores de sinal devem ser fotodiodos ( os fototransistoresso lentos );

* As capacitncias entre a entrada e a sada devem ser pequenas;

* Aplicar aproximadamente a corrente nominal na entrada para apolarizao do fotodiodo;

* Optar por dispositivos com elevada tenso de isolamentoentre a entrada-sada (>que 4kV);

* Levar em considerao possveis recomendaes adicionais dofabricante indicadas no catlogo, como por exemplo: capacitores dedesacoplamento, distncia das trilhas de circuito impresso, etc.

c ) - Circuitos de Comando de Gate Integrados Dedicados

Atualmente muitos fabricantes de IGBTs tem desenvolvidocircuitos de comando de gate integrados dedicados para seusdispositivos. Existem circuitos com isolamento e sem isolamento. Todosestes circuitos necessitam de uma fonte de tenso isolada na sada. Oscircuitos com isolamento utilizam fotosensores de sinal para transmitir os

pulsos da entrada para a sada e os circuitos sem isolamento utilizam a


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tcnica do Bootstrap (circuitos da International Rectifier) quenormalmente so utilizados em conversores de baixa potncia ( < que 2kW ) e baixa tenso(< que 600V). Alguns circuitos ainda podem apresentar proteo contracurto-circuito. Mais adiante sero mostrados alguns deles.

7.4 - EXEMPLOS DE CIRCUITOS DE COMANDO DE GATEISOLADOS

O circuito de potncia (chopper) mostrado na Fig. 55 foi utilizadopara testar os circuitos de comando das Figs. 58, 60, 62, 64, 66 e 68. Otiristor neste circuito utilizado para simular um curto-circuito na carga.Por outro lado, o circuito de potncia em meia ponte mostrado na Fig. 56foi utilizado para testar os circuitos de comando integrados das Figs. 70 e72. Os valores e especificaes dos dispositivos dos circuitos so dados

junto s figuras.

E2

C

E1

R3

G

E

D1R1

IGBT1

D2R2

C1

C2

C3

C1 :1uF;250V

C2 : 2200uF; 350V

C3 : 22nF; 250V

D1 :MUR840

D2 :MUR440

E1 : 100VE2 : 15V

IGBT1 : IRGPC40F

R1 : 10 (Carga)

R2 : 1,2k ; 5W

R3 :820 ; 1/4W

SCR

SCR : TIC126D

Tiristor para simularcurto-circuito

Fig. 55 - Circuito a IGBT para Teste dos

Circuitos de Comando de Gate.


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10

C2

C1

MDULO

R1

C1

G1

E1

C2

G2

E2

E1

R2

C3

D1

C1 : 2200uF; 350V

C2 : 2200uF; 350V

C3 : 1uF; 250V

D1 : MUR440

E1 : 100V

MDULO : CM15TF - 12ER1 : 10 (Carga)

R2 : 120 ; 5W

Fig. 56 - Circuito em Meia Ponte para Teste dos Circuitos de Comando de Gate.

Um circuito de comando de gate (isolado ou no) consideradoadequado para acionar um IGBT, quando tm as seguintescaractersticas: mantm aproximadamente igual a razo cclica do pulsoda tenso de entrada ao circuito (Vcon) no pulso da tenso positiva nasada do circuito VGE; o pulso da tenso de sada no sofre distoro emrelao ao pulso da tenso de entrada; capaz de aplicar nveisadequados de tenso gate-emissor e corrente de gate. Os pulsos detenso podem apresentar atrasos na subida e na descida como

mostrado na Fig. 57, porm, as magnitudes de tais atrasos devem seraproximadamente iguais {td(on) td(off) }, para manter quase inalterado ovalor da razo cclica.

td(on) td(off)

t

t

vcon

vGE

50%

50%50%

50%

50%

0

0

Fig. 57 - Pulsos de Tenso de Entrada e Sada do Circuito de Comando.

A seguir so mostrados alguns circuitos de comando de gateisolados utilizando transformadores de pulso, optoacopladores e circuitos

de comando integrados. Todos eles foram testados em laboratrio.


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A ) - CIRCUITOS DE COMANDO ISOLADOS PORTRANSFORMADORES DE PULSO

Nas Figs. 58, 60, 62 e 64 so apresentados os circuitos de comando

isolados por transformadores de pulso para acionar interruptores IGBTs.Estes circuitos so capazes de aplicar pulsos de tenso gate-emissorpositivos de 15V e negativos de 5V. Outro detalhe a salientar : oscircuitos das Figs. 58 e 62 no realizam proteo de curto-circuito doIGBT e os circuitos das Figs. 60 e 64 realizam proteo de curto-circuitodo IGBT por deteco de dessaturao atravs da tenso coletor-emissor(VCE). Todos os dispositivos dos circuitos so dimensionados segundo osrequerimentos de potncia para entrada em conduo e bloqueio do

IGBT. CIRCUITO A1 :

Vcc1

Z5

R6

R5

Q2R7

D1

Z2

Tr

R2

Q1

R3

C1R4

Z3 C2 Z4E

R1Z1

vcon

vcon

t

15V

V

IGpk

GE

D2

D3

G

Fig. 58 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Transformador de Pulso e sem

Proteo de Curto-circuito para 0 < D 0,5.A seguir dada uma metodologia para determinar algumas

grandezas importantes para o dimensionamento do circuito de comando,

como ser: corrente de pico de gate para entrada em conduo do IGBT,energia necessria para garantir a polarizao do IGBT, etc [49].

A corrente de pico ( Igpk ) fornecida pelo circuito de comando paracarregar a capacitncia de entrada (Coes) do IGBT durante a entrada emconduo, que limitada pela resistncia de gate, pode ser calculada demaneira aproximada utilizando-se a seguinte equao:


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IV V

RGpkGE on GE off

G

( ) ( ) (44)

Onde:

VGE(on) : tenso positiva gate-emissor;

VGE(off) : tenso negativa gate-emissor;

RG : resistncia de gate.

No circuito de comando da Fig. 58, a resistncia R6 a resistnciade gate (RG).

Tomando os seguintes valores de tenses de gate-emissor e aresistncia de gate:

VGE(on) = 15V

VGE(off) = -5V

RG = R6 = 27

e substituindo na equao (44), temos o valor da corrente de pico.

IGpk

=15 5

270

( ),74A

A energia absorvida pelo IGBT do circuito de comando para aentrada em conduo, pode ser determinada atravs da seguinte equao:

E Q VIGBT on( ) = (45)

Onde:Q : Variao de carga da capacitncia de entrada [C];

V : Variao da tenso gate-emissor [V].

Estas grandezas podem ser obtidas a partir da caracterstica decarga de gate mostrada no catlogo do dispositivo (IGBT). Para termaiores detalhes ver a literatura [49].


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No circuito da Fig. 55 utilizou-se o IGBT da International Rectifier( IRGPC40F ) como dispositivo de teste. Da caracterstica de carga degate mostrada no catlogo foram obtidos os seguintes dados.

Q [50 - (-10)] = 60 nCV [15-(-5)] = 20 V

importante esclarecer que na figura de caracterstica de carga degate deste dispositivo, no mostrada a curva de carga para a tensonegativa gate-emissor que necessria para o clculo da energia. Parasolucionar esta situao foi realizada uma interpolao aproximada edeterminada a carga para tenso negativa.

Substituindo os valores obtidos da curva em (45), a energia iguala:

EIGBT(on) = 1,2 J

A potncia absorvida pelo IGBT da fonte de tenso do circuito decomando durante a entrada em conduo, que dissipada no resistor degate (R6), pode ser determinada com a seguinte equao:

P E fIGBT on IGBT on S( ) ( )= (46)

Onde:

fS : Freqncia de comutao do IGBT

Para as freqncias de comutao de 10kHz e 50kHz as potnciasso iguais a 12mW e 60mW.

A energia necessria para bloquear o IGBT (energia paradescarregar a capacitncia de entrada) igual energia necessria para aentrada em conduo (energia para carregar a capacitncia de entrada).Portanto, EIGBT(on) = EIGBT(off).

Em um perodo de comutao, a potncia fornecida pela fonte detenso (VCC1) do circuito de comando ao IGBT, potncia que dissipadano resistor de gate sem considerar as perdas devido aos outroscomponentes do circuito de comando, determinada pela seguinte

equao:


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P E fVcc IGBT on S1 2= ( ) (47)

As perdas provocadas pelos outros componentes do circuito decomando, podem ser determinadas com simplicidade. Por exemplo, nosresistores so conhecidos o valor da resistncia e a tenso sobre eles enos zeners a corrente de polarizao e a tenso de operao indicadas nocatlogo.

A seguir so explicados alguns detalhes para dimensionar oscomponentes do circuito da Fig. 58. Toda a formulao dada pode seraplicada a outros circuitos de comando.

Capacitor C1 : um capacitor cermico que permite uma rpidaentrada em conduo e bloqueio do transistor Q1, que opera na regio desaturao. O valor de sua capacitncia pode ser escolhida entre 3,3nFpara uma freqncia de comutao de 10kHz a 680pF para umafreqncia de comutao de 50kHz. Este capacitor no deve provocaruma distoro do sinal de comando gerado pelo circuito de controle,portanto, conforme este critrio deve ser escolhido o valor.

Capacitor C2: um capacitor eletroltico que armazena energia

durante a transmisso do pulso de tenso atravs do transformador depulso. A tenso sobre ele grampeada no valor da tenso de operao dozener Z3. Sua energia deve ser suficiente para garantir a descarga dacapacitncia de entrada do IGBT. Este capacitor comporta-se como umafonte de tenso negativa durante todo o bloqueio do dispositivo (IGBT).O valor de sua capacitncia pode ser determinada utilizando-se a seguinteequao:

C

E

V

IGBT on

Z2 32

2

>

( ) (48)

Para evitar sua descarga pela presena de outros dispositivos nocircuito de comando e garantir o bloqueio do IGBT, deve ser escolhidoum capacitor com capacitncia maior a 10F / 25V.

Diodo D1: um diodo de sinal utilizado simplesmente parapolarizar o transistor de sinal Q2. A operao do transistor como segue:


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quando o diodo conduz o transistor bloqueado e quando o diodo bloqueado o transistor conduz.

Diodos D2 e D3 : so diodos de sinal colocados em srie com as

resistncias R5 e R7 para evitar perdas e descarga da energia do capacitorC2 durante o estado bloqueado do IGBT.

Resistor R1: utilizado para limitar a corrente de curto-circuitoda fonte de tenso VCC1 no caso de eventual destruio do transistor Q1.O valor no deve ser elevado, pois, pode provocar limitao do pulso decorrente de gate durante a entrada em conduo do IGBT. Na prticarecomenda-se escolher entre 10 a 27 .

Resistor R2 : utilizado para desmagnetizar o ncleo dotransformador de pulso e amortecer oscilaes. O valor pode serescolhido de 1 k a 2 k.

Resitor R3: limita a corrente de base do transistor de sinal Q1. Eledeve ser dimensionado para permitir a operao do transistor na regio desaturao. O valor de sua resistncia pode ser determinada com oconhecimento da corrente de pico ( IGpk ) que circula atravs daresistncia de gate (R6), que aproximadamente a mesma corrente quecircula atravs do coletor do transistor Q1 quando a relao detransformao do trafo de pulso unitria.

RV

Icon

Gpk3 0 03

,

(49)

Resistor R4 : limita a corrente de base do transistor de sinal Q2. Ovalor pode ser escolhido entre 1k a 2k.

Resistor R5 : o valor de sua resistncia pode ser determinada como conhecimento da corrente de polarizao do zener Z3 e a energia nocapacitor C2 .

Resistor R6 : o resistor de gate (RG) que utilizado paracontrolar dic/dt e dvCE/dt sobre o IGBT. Por outro lado, limita a correnteatravs dos dispositivos do circuito de comando de gate. O valor de suaresistncia deve ser escolhido analisando os esforos de tenso e corrente

sobre o IGBT. Para o circuito da Fig. 55 foi escolhido uma resistncia de


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gate de 27 para o estado de conduo, que a mesma utilizada para oestado de bloqueio [RG(on) = RG(off)].

Resistor R7 : permite a descarga da capacitncia gate-emissor

(CGE) do IGBT quando na ausncia do sinal de comando e/ou destruiodo transistor Q2, aplicada abruptamente uma tenso entre coletor-emissor (VCE). O sbito crescimento da tenso provoca uma derivada queinduz corrente na capacitncia gate-emissor (CGE) atravs da capacitnciacoletor-gate e, como conseqncia a tenso gate-emissor pode superar ovalor de limiar permitindo a entrada em conduo do IGBT. Por estemotivo, seu aplicao recomendada principalmente em um brao, paraevitar problemas de curto-circuito. O zener conectado de gate a emissor,

somente protege tenses gate-emissor acima de seu valor de operao. Ovalor desta resistncia pode ser escolhida de 470 a 2k.

Transistores Q1 e Q2 : devem ser dimensionados com o prvioconhecimento da corrente de pico de coletor e mxima tenso coletor-emissor.

Transformador de pulso Tr : o transformador pode serprojetado utilizando-se as equaes dadas a seguir [50]:

i ID

ef Gpk max3

[A] (50)

A AV D i

K K J B f e wcc ef

p w s

1410max

[cm4] (51)

ND V

A B fpcc

e s

max 1410

[espiras] (52)

Si

Jfef [cm

2] (53)

Onde:

Ae : rea da seo transversal do ncleo [cm2];

Aw : rea da janela do ncleo [cm2

];


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B : Excurso do fluxo magntico [T];

Dmax : Razo cclica mxima;

fs : Freqncia de comutao [Hz];ief : Corrente eficaz no primrio do trafo [A];

J : Densidade de corrente [A/cm2];

Kp : Fator de utilizao do primrio;

Kw : Fator de utilizao da janela;

NP : Nmero de espiras do primrio;

Sf : Seo do fio [cm2].

Nota: estas equaes so vlidas para um ncleo de ferrite do tipoEE.

Zeners Z1 e Z2 : so utilizados para desmagnetizar otransformador de pulso. O zener Z1 limita a tenso coletor-emissorreversa do transistor Q1 em seu valor de operao (quando a relao de

transformao unitria). Este zener pode ser dimensionado com umatenso de operao de 1,5 vezes a tenso no secundrio do transformaode pulso. Quanto maior a tenso de operao de Z1, maior poder ser arazo cclica do pulso de tenso. Por outro lado, o zener Z2 pode serdimensionado com valor de tenso igual tenso do secundrio dotransformador de pulso. O zener Z2, tambm pode ser substitudo por umdiodo de sinal rpido.

Zeners Z4 e Z5 : so utilizados para evitar a destruio do IGBT

pela presena de sobretenses entre gate e emissor, tanto para pulsos detenso positivos e negativos. Os valores de tenso de operao devem sermenores tenso de destruio gate-emissor recomendadas pelosfabricantes ( 20V).

Os circuitos das Figs. 58, 60, 62 e 64 foram dimensionados paraoperar em uma freqncia de comutao (fs ) de 10kHz. Para operar ocircuito em freqncias superiores acima de 10kHz, devem ser reduzidos:o valor da capacitncia do capacitor C1, nmero de espiras do primrio e


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18

secundrio do transformador de pulso e o ncleo do transformador depulso.

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 59

foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, cujo interruptor IGBT foiacionado com o circuito de comando de gate da Fig. 58. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.

A seguir so dados os valores e especificaes dos componentespara o circuito da Fig. 58.

Tabela de Valores para o Circuito da Fig. 58

No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1,5 nF2 C2 cap. eletroltico 22 F /25V3 D1 diodo de sinal 1N41484 Q1 trans. de sinal BC6375 Q2 trans. de sinal 2N29076 R1 resistor 15 ; 2W

7 R2 resistor 1,5 k ; 1/4W8 R3 resistor 680 ; 1/8W9 R4 resistor 1,8k ; 1/4W10 R5 resistor 2,2k ; 1/8W11 R6 resistor 27 ; 1/4W12 R7 resistor 1,5k ; 1/4W13 Tr transf. de pulso EE-30/7;

=26AWGNp=Ns=125esp.;

14 Vcc1 fonte de tenso 24V-CC15 Z1 zener 32V; 1W16 Z2 zener 24V; 1W17 Z3 zener 5V; 1W18 Z4 zener 15V; 1W19 Z5 zener 10V; 1W


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19

V

VGE

con

VGE

conV

(a) Vcon e VGE [5V/div.; 5 s/div.] (b) Vcon e VGE [5V/div.; 5s/div.]

IG

VGE

V ICE C

(c) VGE [10V/div.; 5 s/div.] (d) VCE [20V/div.; 5s/div.]

iG [200mA/div.; 5 s/div.] IC[2A/div.; 5s/div.]V

I

CE

C

VI CEC

(e) VCE [20V/div.; 250ns/div.] (f) VCE [20V/div.; 250ns/div.]

IC [2A/div.; 250ns/div.] IC [2A/div.; 250ns/div.] Fig. 59 - Formas deOnda Obtidas dos Circuitos das Figs. 55 e 58.

Nas aquisies das Figs. 59.(a) e (b) so mostradas as formas deonda dos sinais da tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,5 e 0,1.

Em relao ao sinal de entrada (Vcon), na Fig. 59.(a) o sinal de sada


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20

(VGE) apresenta um atraso na subida de 100ns e um atraso na descida de200ns. Por outro lado, na Fig. 59.(b) o sinal de sada (VGE) tem um atrasona subida de 100ns e um atraso na descida de 400ns. Os atrasos nadescida so maiores em relao subida e aumentam com a diminuioda razo cclica, por causa da demora no bloqueio do transistor bipolarQ1 do circuito da (Fig. 58). Este problema pode ser superado utilizando-se um transistor FET de sinal.

Na aquisio da Fig. 59.(c) so mostradas as formas de onda dospulsos da tenso gate-emissor (VGE) e da corrente de gate (IG), durante acarga e a descarga da capacitncia de entrada do IGBT.

Na Fig. 59.(d) so mostradas as formas de onda da tenso coletor-

emissor (VCE) e da corrente de coletor (IC). Os testes do circuito decomando foram realizadas com estes nveis de tenso e de corrente.

As formas de onda das Figs. 59.(e) e (f), mostram os detalhes dacomutao do interruptor do conversor da Fig. 55. Como pode-seperseber, o IGBT entra em conduo sob condies de corrente nuladevido s caractersticas indutivas da carga e bloqueia sob condies detenso e corrente no nulas. Observando a ultima figura, a derivada dacorrente de coletor provoca uma sobretenso sobre o IGBT devido presena de indutncias parasitas no circuito de potncia. Por estemotivo, recomendado desenvolver o circuito de potncia com um timolayout.

CIRCUITO A2 :

O circuito da Fig. 60 possui uma proteo de sobrecorrente, devido sobrecarga ou curto-circuito, baseado na observao da tenso entre

coletor e emissor. Sabe-se que, para uma determinada tenso de gate, seocorrer um aumento da corrente de coletor, aumenta tambm a tensoVCE . Deste modo, observando-se VCE pode-se detectar a existncia desobrecorrente, devido a sobrecargas ou curto-circuito. A seguir sodescritos os componentes que foram introduzidas para a proteo desobrecorrente.


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21

Vcc1R5 D2 R6 D3

G

C

Z5

R8

R7

Q3

D1

Z2

Q2

C3

Tr

R1

Q1

R3

C1R4 Z3

C2Z4

E

R9

R2

Z1

Z6

VGE

vcon

vcon

t

15V

D5D4

Fig. 60 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Transformador de Pulso e com

Proteo de Curto-circuito para 0 < D 0,5. Capacitor C3 : permite a polarizao do transistor bipolar Q2

para que o sinal de comando transmitido pelo transformador de pulsochegue ao gate do IGBT. O IGBT, que inicialmente encontra-se comtenso coletor-emissor (VCE) igual ou maior ao valor da fonte de tensodo circuito de potncia, deve alcanar a tenso coletor-emissor desaturao (VCEsat) antes que a tenso sobre o capacitor C3 alcance o valorde VGE(on) . O valor de C3 determinado considerando a corrente decoletor do transistor Q2 igual corrente de pico de gate (IGpk) e de valorconstante durante a comutao. Para este nvel de corrente, observando acurva de caracterstica de sada de transistor Q2 (catlogo) determinada

a corrente de base ( IBQ2), que tambm aproximadamente constante.Portanto, com estas consideraes, o capacitor C3 carrega-se comcorrente aproximadamente constante. O circuito equivalente mostradona Fig. 60.a.

R6

C3IBQ2 C3v

Fig. 60.a - Circuito Equivalente Durante a Carga do Capacitor C3

que Ocorre na Entrada em Conduo do IGBT.

A tenso inicial sobre o capacitor C3 antes da entrada em conduodo IGBT igual a:

v V VC Z D3 6 30)( = + (54)


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22

Onde:

VZ6 = 6,8 V : Tenso de operao do zener Z6;

VD3 = 0,7 V : Queda de tenso sobre o diodo D3 durante aconduo.

A variao linear de tenso sobre o capacitor dada pela seguinteequao:

v t vC

I tC C BQ3 3 20)1

3( ) ( ( )= + (55)

Considerando a tenso final sobre o capacitor C3 de 0,8VGE(on) para

um tempo de durao do pulso de corrente de gate (tcom) de 400ns esubstituindo na equao (55), obtm-se o valor da capacitncia C3. Comesta considerao, a tenso coletor-emissor (VCE) deve cair do valorelevado ao valor de saturao VCEsat antes do trmino da carga de C3.Quando no chega a tenso coletor-emissor ao valor de saturao duranteeste tempo previsto, o sinal de comando inibido e como conseqncia oIGBT bloqueado novamente. No caso da ocorrncia desta situao ovalor da capacitncia deve ser incrementada experimentalmente.

Utilizando a equao (56), obtida a partir de equao (55), pode serdeterminado o valor de C3:

CI t

V vBQ com

GE on C3

2

30 8 0)

[ , ] (( )(56)

Das curvas de caracterstica de sada do transistor Q2 (2N2907)para a corrente de coletor ICQ2 = Igpk , a corrente de base

aproximadamente igual a : IBQ2 = 20 mA.

Substituindo valores na equao (56), o valor da capacitncia igual a:

C3 1,8 nF

Quando ocorre o curto-circuito de carga em estado de conduo doIGBT, a tenso coletor emissor (VCE) cresce e o diodo D3 bloqueado. A

tenso sobre o capacitor C3 comea a crescer desde o valor inicial


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23

(VC3(0)) devido corrente de base do transistor Q2 . Quando a tensosobre ele atinge o valor do potencial da base do transistor Q2, estetransistor bloqueado inibindo o sinal de comando de gate. A corrente debase que carrega o capacitor C3 depende da corrente de coletor. Portanto,para diminuir o tempo de bloqueio ajustado o resistor R9 com um baixovalor entre gate-emissor. A corrente de base determinada a partir dascurvas de caracterstica de sada do transistor Q2 (catlogo) como umafuno da corrente de coletor no instante do curto-circuito.

O tempo que demora para atuar a proteo pode ser estimado com aseguinte equao:

[ ]tC V v

IbloGE on CBQ curto

=

3 32

0)( )

( )

((57)

A corrente de coletor (ICQ2) durante o curto-circuito igual corrente que flu pelos resistores R4, R7 e R9, (IGpk 0), e seu valor igual a ICQ2 = 100 mA. Uma vez conhecida a corrente de coletor, dascurvas de caracterstica de sada do transistor Q2 (2N2907) a corrente debase aproximadamente igual a : IBQ2(curto) = 2,5 mA.

Logo, substituindo valores na equao (57), o tempo de bloqueio,aps ocorrido o curto-circuito, aproximadamente igual a:

tblo 5,4 s

Ou seja, o IGBT poder suportar correntes superiores a 6 vezes acorrente nominal at atuar a proteo, pois este tempo ser inferior a10s.

Diodo D3 : detecta a dessaturao da tenso coletor-emissor doIGBT. Este diodo deve ser ultra-rpido e com tenso reversa de operaomaior que a mxima tenso coletor-emissor do IGBT. Sua corrente mdia muito pequena, menor que 100mA.

Zener Z6: Permite detectar o curto-circuito com baixos valoresda tenso coletor-emissor (VCE). Tambm evita a descarga do capacitorC3 .


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24

A seguir so dados os valores e especificaes dos componentes docircuito da Fig. 60:


No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1,5nF2 C2 cap. eletroltico 22F ; 25V3 C3 cap. cermico 1,8nF4 D1 diodo de sinal 1N41485 D2 diodo de sinal 1N4148

6 D3 diodo ultra-rpido 11DF

7 D4 diodo de sinal 1N41488 D5 diodo de sinal 1N41489 Q1 trans. de sinal BC63710 Q2 trans. de sinal 2N290711 Q3 trans. de sinal 2N290712 R1 resistor 15 ; 2W

13 R2 resistor 1,5k ; 1/4W14 R3 resistor 680 ; 1/8W15 R4 resistor 1,8k ; 1/4W16 R5 resistor 680 ; 1/8W17 R6 resistor 330 ; 1/4W18 R7 resistor 2,2k ; 1/8W19 R8 resistor 27 ; 1/4W20 R9 resistor

820 ; 1/4W21 Tr transf. de pulso EE-30/7; Np=125esp.;Ns=135esp.; =26AWG

22 Vcc1 fonte de tenso 24V-CC23 Z1 zener 32V; 1W24 Z2 zener 24V; 1W25 Z3 zener 5V; 1W26 Z4 zener 15V; 1W

27 Z5 zener 10V; 0,5W


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25

28 Z6 zener 6,8V; 1W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 61foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, cujo interruptor IGBT foi

acionado com o circuito de comando de gate da Fig. 60. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.

V

VGE

con

V

VGE

con

(a) Vcon e VGE [5Vdiv.; 5 s/div.] (b) Vcon e VGE [5Vdiv.; 5s/div.]

VGE

IC

(c) VGE [10V/div.; 10s/div.]; IC[100A/div.; 10s/div.]

Fig. 61 - Formas de Onda Obtidas dos Circuitos das Figs. 55 e 60.

Nas aquisies das Figs. 61.(a) e (b) so mostradas as formas deonda dos sinais da tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e datenso de sada, gate-emissor (VGE), para as razes cclicas de 0,5 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada Vcon, na Fig. 61.(a) o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 125ns e um atraso na descida de 225ns.Por outro lado, na Fig. 61.(b), o sinal de sada (VGE) tem um atraso nasubida de 125ns e um atraso na descida de 430ns. Do mesmo modo que


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26

no caso anterior, os atrasos na descida so maiores em relao subida eaumentam com a diminuio da razo cclica e isto ocorre por causa dademora do bloqueio do transistor bipolar Q1.

Na aquisio da Fig. 61.(c) so mostradas as formas de onda datenso gate-emissor (VGE) e da corrente de coletor durante o teste decurto-circuito do IGBT. Observando a figura, o circuito de comandogarante a proteo em aproximadamente 8s aps detectado a falha. Otempo de durao do curto-circuito est abaixo do valor permitido, que de 10s. Como o IGBT sob teste de tecnologia PT, a corrente de curto-circuito de aproximadamente 10 vezes o valor nominal (27A).

CIRCUITO A3 :

Os circuitos das Figs. 62 e 64 permitem operar os interruptores depotncia com razo cclica e freqncias variveis, dentro de uma faixano muito elevada. Estes circuitos normalmente so aplicados emconversores com modulao PWM senoidal [51].

Vcc1

C3

D1

Tr

Q3

vconQ4

Q5

R1 R2

Q1

C5

Q2

C2

R3

C1

GZ3

R6

R5

D2

R4Z1

R7

C4

Z2E

VGE

vcon

t

15V

D3D4

Fig. 62 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Transformador de Pulso e sem

Proteo de Curto-circuito para 0 < D < 1

Capacitores C2 e C3 : permitem uma corrente mdia nula nosenrolamentos primrio e secundrio para evitar a saturao dotransformador de pulso. Os valores das capacitncias podem ser obtidasrealizando a medio da indutncia magnetizante do transformador econsiderando a freqncia de ressonncia ( fr ) igual a 1/10 da freqnciade comutao ( fs ). A seguir so dadas as equaes para determinar os

valores de suas capacitncias:


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27

CL fm s

2

21 10

2

(58)

CN

NC3

1

2

2

2=

(59)

Onde:

Lm : Indutncia magnetizante do primrio do transformador;

fs : Freqncia de comutao do IGBT;

N1 : Nmero de espiras do primrio do transformador;

N2 : Nmero de espiras do secundrio do transformador.

Capacitor C5 : permite um rpido bloqueio do transistor de sinalQ2 evitando o atraso na subida do sinal de comando. Seu valor deve sermaior ou igual a 5,6nF.

Transformador de Pulso Tr : deve ser projetado de maneira

similar ao do circuito da Fig. 58.Dispositivos R1 , R2 , C5 , Q1 e Q2 : so utilizados para polarizar

os transistores de sinal Q3 e Q4. Se o nvel de tenso dos pulsos docircuito de controle (vcon) for maior ou igual ao valor de VCC1 , estesdispositivos no so necessrios.

A seguir so dados os valores e especificaes dos dispositivospara o circuito da Fig. 62.


No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1nF2 C2 cap. eletroltico 10 F; 25V3 C3 cap. eletroltico 10F; 25V4 C4 cap. eletroltico

22

F; 25V


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28

5 C5 cap. cermico 8,2nF6 D1 diodo de sinal 11DF7 D2 diodo rpido 1N4148

8 D3 diodo de sinal 1N41489 D4 diodo de sinal 1N414810 Q1 trans. de sinal BC54611 Q2 trans. de sinal BC54612 Q3 trans. de sinal BC33713 Q4 trans. de sinal BC32714 Q5 trans. de sinal 2N290715 R1 resistor 6,8k; 1/8W

16 R2 resistor 820; 1/4W17 R3 resistor 12k; 1/8W18 R4 resistor 1,8k; 1/4W19 R5 resistor 2,2k; 1/8W20 R6 resistor 27; 1/4W21 R7 resistor 1,5k; 1/4W22 Tr transf. de pulso EE-30/7; =26AWG

NP=NS=125esp.;

23 Vcc1 fonte de tenso 24V-CC24 Z1 zener 5V; 1W25 Z2 zener 15V; 1W26 Z3 zener 10V; 0,5W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 63foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, onde o interruptor IGBT

foi acionado com o circuito de comando de gate da Fig. 62. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.


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29

GEV

conV

GEV

conV


Fig. 63 - Formas de Onda Obtidas dos Circuitos das Figs. 55 e

62.Nas aquisies das Figs. 63.(a) e (b) so mostradas as formas de

onda dos sinais da tenso de entrada ao circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,9 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada Vcon, na Fig. 63.(a) o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 350ns e um atraso na descida de 170ns.Por outro lado, na Fig. 63.(b) o sinal de sada (VGE) tem um atraso nasubida de 80ns e um atraso na descida de 150ns. O sinal de sada gate-

emissor tem um atraso na subida maior, em comparao com o atraso nadescida, por causa do bloqueio lento do transistor bipolar Q2 do circuitoda Fig. 62. O capacitor C5 que cumpre a funo de permitir um bloqueiorpido deste transistor tem menor energia quando aumenta a razocclica. Portanto, o atraso na subida diminu quando diminu a razocclica devido a uma maior saturao do transistor Q4. Esta concluso confirmada com os resultados dos valores dos atrasos para a razo cclicade 0,1. Estes atrasos podem ser alterados modificando as correntes de

base de Q3 e Q4 ou adicionando-se circuitos de anti-saturao.CIRCUITO A4

O circuito da Fig. 64 possui caracterstica de proteo desobrecorrente, alm das caractersticas do circuito anteriormenteapresentado na Fig. 62.


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30

Vcc1

C3

C2R2

Q4

Q5

R1

C5

Q1

Q2

Q3

Tr

R3

C1

R5 D3 R7 D4

G

C

Z2

R8

R6C6 R9

D2

D1

Q6

R4 Z1

Z4

C4

Z3

Evcon

VGE

vcon

t

15V

D5

D6

Fig. 64 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Transformador de Pulso e com

Proteo de Curto-circuito para 0 < D < 1.

Os dispositivos deste circuito podem ser dimensionados segundo os

critrios indicados para os circuitos de comando das Figs 58, 60 e 62.Com tais critrios, obteve-se os valores e especificaes dos dispositivos,listados na tabela a seguir.


No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1nF2 C2 cap. eletroltico 10F; 25V3 C3 cap. eletroltico

10F; 25V4 C4 cap. eletroltico 22F; 25V5 C5 cap. cermico 8,2nF6 C6 cap. cermico 1,8nF7 D1 diodo rpido 11DF8 D2 diodo de sinal 1N41489 D3 diodo de sinal 1N414810 D4 diodo ultra-rpido 11DF

11 D5 diodo de sinal 1N414812 D6 diodo de sinal 1N414813 Q1 trans. de sinal BC54614 Q2 trans. de sinal BC54615 Q3 trans. de sinal BC33716 Q4 trans. de sinal BC32717 Q5 trans. de sinal 2N290718 Q6 trans. de sinal 2N2907

19 R1 resistor 6,8k; 1/8W


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31

20 R2 resistor 820; 1/4W21 R3 resistor 12k; 1/8W22 R4 resistor 1,8k; 1/4W

23 R5 resistor 680; 1/8W24 R6 resistor 2,2k; 1/8W25 R7 resistor 330; 1/4W26 R8 resistor 27; 1/4W27 R9 resistor 820; 1/4W28 Tr transf. de pulso EE-30/7, =26AWG

NP=NS=125esp.;29 Vcc1 fonte de tenso 24V-CC

30 Z1 zener 5V; 1W31 Z2 zener 15V; 1W32 Z3 zener 10V; 0,5W33 Z4 zener 6,8V; 1W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 65foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, onde o interruptor IGBTfoi acionado com o circuito de comando de gate da Fig. 64. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.

GEV

conV

GEV

conV



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32

VGE

IC

VCE

IC

(c) VGE [10V/div.; 10 s/div.] (d) VCE [10V/div.; 10s/div.]

IC [100A/div.; 10 s/div.] IC [100A/div.; 10s/div.]

Fig. 65 - Formas de onda Obtidas dos Circuitos das Figs. 55 e 64.Nas aquisies das Figs. 65.(a) e (b) so mostradas as formas de

onda dos sinais da tenso de entrada ao circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,9 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada, na Fig. 65.(a), o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 380ns e um atraso na descida de 180ns.Por outro lado, na Fig. 65.(b), o sinal de sada (VGE) tem um atraso nasubida de 80ns e um atraso na descida de 170ns. Neste circuito, as

diferenas dos tempos de atrasos ocorrem da mesma maneira que nocircuito da Fig. 62.

Na aquisio da Fig. 65.(c) so mostradas as formas de onda datenso gate-emissor (VGE) e da corrente de coletor durante o teste decurto-circuito do IGBT. Observando a figura, o circuito de comando degate garante a proteo do IGBT em aproximadamente 5,5s apsdetectada a falha. O tempo de durao do curto-circuito menor que ovalor permitido, que normalmente de 10s no mximo.

Na aquisio da Fig. 65.(d) so mostradas as formas de onda datenso coletor-emissor (VCE) e da corrente de coletor durante aocorrncia do curto-circuito do IGBT. Observando a figura, verifica-seque a rpida descida da corrente de curto-circuito provoca umasobretenso entre o coletor e o emissor do IGBT. Esta sobretenso emalguns casos pode provocar a destruio do dispositivo. Esta derivada decorrente de coletor pode ser diminuida aumentando o valor da resistnciade gate. Em caso de no ser aumentado o valor da resistncia de gate, a


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33

sobretenso pode ser limitada colocando-se um grampeador de tensoentre coletor e emissor projetado segundo a rea de operao segura debloqueio (RBSOA). Observa-se que a sobretenso tem como origem asindutncias parasitas na malha formada por C2, D1 e IGBT1 da Fig. 55.

B ) - CIRCUITOS DE COMANDO ISOLADOS POROPTOACOPLADOR

Nas Figs. 66 e 68 so apresentados os circuitos de comandoisolados por optoacoplador para acionar interruptores IGBTs. Estescircuitos permitem aplicar pulsos de tenso gate-emissor positivos de15V e negativos de 7,5V. A diferena entre os dois circuitos a seguinte: o circuito da Fig. 66 no realiza proteo de curto-circuito e o circuitoda Fig. 68 realiza proteo de curto-circuito por deteco de saturao datenso coletor-emissor do IGBT. Todos os dispositivos destes circuitosso dimensionados de acordo com as limitaes de tenso e corrente dooptoacoplador daHewlett Packard(HCPL 2200) e exigncias de correntede gate para entrada em conduo e bloqueio do IGBT.

CIRCUITO B1: Vcc2

R3

C4

Q5Z3

R6R7

G

Q4

R8Q2

R5

Q3R4

8

R2

1Vcc1

2

3

4 5

6

7Z2

C3

E

Z1

C5

C2

CI1

Q1

R2

C1

vcon

VGE

vcon

t

15V

D1

HCPL2200

Fig. 66 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Optoacoplador

e sem Proteo de Curto-circuito.




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No Dispositivo Descrio valor1 C1 cap. cermico 1nF

2 C2 cap. eletroltico 33F; 25V3 C3 cap. cermico 680pF4 C4 cap. cermico 120pF5 C5 cap. cermico 47pF6 CI1 optoacoplador HCPL22007 D1 diodo de sinal 1N41488 Q1 trans. de sinal BC5469 Q2 trans. de sinal BC546

10 Q3 trans. de sinal BC54611 Q4 trans. de sinal BC33712 Q5 trans. de sinal BC32713 R1 resistor 1k; 1/4W14 R2 resistor 10k; 1/8W15 R3 resistor 2,2k; 1/8W16 R4 resistor 5,6k; 1/8W17 R5 resistor 6,8k; 1/8W18 R6 resistor 820; 1/4W19 R7 resistor 27; 1/4W20 R8 resistor 1,5k; 1/8W21 Vcc1 fonte de tenso 15V-CC22 Vcc2 fonte de tenso 24V-CC23 Z1 zener 7,5V; 1W24 Z2 zener 15V; 1W

25 Z3 zener 10V; 0,5W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 67foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, onde o interruptor IGBTfoi acionado com o circuito de comando de gate da Fig. 66. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.


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_____________________________________________________________________________


35

GEV

conV

GEV

conV



Nas aquisies das Figs. 67.(a) e (b) so mostradas a formas deondas dos sinais da tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,9 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada, na Fig. 67.(a), o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 450ns e um atraso na descida de 400nsPor outro lado, na Fig. 67.(b) o sinal de sada (VGE) tem um atraso nasubida de 425ns e um atraso na descida de 400ns. Neste circuito ostempos de atraso na subida e na descida e em toda a faixa de variao darazo cclica so aproximadamente iguais. Observa-se que com este

circuito possvel se obter uma ampla faixa de variao de freqnciasdos pulsos de comando que s limitada nas altas freqncias por estesatrasos acima citados. Estes atrasos ainda poderiam ser diminuidosmelhorando-se os tempos de bloqueio dos transistores Q2 a Q5.

CIRCUITO B2:


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36

Vcc2

R3

R5

Q5

Q4R6

R7

Q6

Z4

R8

D2 D3

C

Z3

R9

G

D1 C6Q2

Q3

C4

R4

8

R1

1

Vcc1

2

3

4

CI1

5

6

7

C5

C3

Z2E

C2Z1

Q1

R2

C1

vcon

VGE

vcon

t

15V

R10

D4

HCPL2200

Fig. 68 - Circuito de Comando de Gate Isolado com Optoacopladore com Proteo de Curto-circuito.



No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. carmico 1nF

2 C2 cap. eletroltico 33F; 25V3 C3 cap. cermico 680pF4 C4 cap. cermico 120pF5 C5 cap. cermico 47pF6 C6 cap. cermico 1,8nF7 CI1 optoacoplador HCPL22008 D1 diodo de sinal 1N41489 D2 diodo de sinal 1N414810 D3 diodo ulta-rpido 11DF11 D4 diodo de sinal 1N414812 Q1 trans. de sinal BC54613 Q2 trans. de sinal BC54614 Q3 trans. de sinal BC54615 Q4 trans. de sinal BC33716 Q5 trans. de sinal BC32717 Q6 trans. de sinal 2N2907


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_____________________________________________________________________________


37

18 R1 resistor 1k; 1/4W19 R2 resistor 15k; 1/8W20 R3 resistor 2,2k; 1/8W

21 R4 resistor 5,6k; 1/8W22 R5 resistor 6,8k; 1/8W23 R6 resistor 820k; 1/4W24 R7 resistor 680; 1/8W25 R8 resistor 27; 1/4W26 R9 resistor 330; 1/4W27 R10 resistor 820; 1/4W28 Vcc1 fonte de tenso 15V-CC

29 Vcc2 fonte de tenso 24V-CC30 Z1 zener 7,5V; 1W31 Z2 zener 15V; 1W32 Z3 zener 10V; 0,5W33 Z4 zener 6,8V; 1W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 69

foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 55, onde o interruptor IGBTfoi acionado com o circuito de comando de gate da Fig. 68. Todas asaquisies foram obtidas para uma freqncia de operao do interruptorde 25kHz.

conV

GEV

VGEVcon



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38

VGE

IC

VCE

IC

(c) VGE [10V/div.; 10 s/div.] (d) VCE [50V/div.; 10s/div.]IC[100A/div.; 10 s/div.] IC[100A/div.; 10s/div.]


Nas aquisies das Figs. 69.(a) e (b) so mostradas as formas deonda dos sinais de tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,9 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada, na Fig. 69.(a), o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 500ns e um atraso na descida de 450ns,por outro lado, na Fig. 69.(b) o sinal de sada (VGE) tem um atraso na

subida de 450ns e um atraso na descida de 425ns. Neste circuito asdiferenas dos tempos de atrasos na subida e na descida do sinal datenso de sada, para toda a faixa de variao de razo cclica, soaproximadamente iguais.

Na aquisio da Fig. 69.(c) so mostradas as formas de onda datenso gate-emissor (VGE) e da corrente de coletor durante o teste decurto-circuito do IGBT. Observando a figura, observa-se que o circuitode comando de gate garante a proteo do IGBT em aproximadamente

5,5s aps detectada a falha.Na aquisio da Fig. 69.(d) so mostradas as formas de onda da

tenso coletor-emissor (VCE) e da corrente de coletor durante aocorrncia de curto-circuito do IGBT. Nesta aquisio mostrado odetalhe do efeito da descida da corrente de curto-circuito que provocauma sobretenso entre coletor e emissor devido s indutncias parasitasdo circuito de potncia, sendo que em muitos casos, esta sobretensopode ser destrutiva para o dispositivo.


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C ) - CIRCUITOS DE COMANDO INTEGRADOS

Nas Figs. 70 e 72 so mostrados os circuitos de comandointegrados com isolamento para acionar interruptores IGBTs. Estes

circuitos permitem aplicar pulsos de tenso gate-emissor positivos de15V e negativos de 7,5V.

CIRCUITO C1 :

6

Vcc1

C1

Q1

1

2

8

5

7

1216

R1

C1

Q1

11

18

15

17

26

CI1

R1

22

21 28

25

27

C1

Q1

R1

R2C2

Vcc2

R3

Z3

Z2

R4

G1

E1C3Z1

R2C2

Vcc2

R3

z3

Z2

R4

G2

E2C3Z1

R2C2

Vcc2

R3

Z3

Z4

R4

G3

E3C3Z1

vcon2VGE2

vcon1

15V

vcon1

vcon2

t

15V

VGE1t

M57919L

Fig. 70 - Trs circuitos de Comando de Gate Isolados independentes

sem Proteo de Curto-circuito.

O circuito integrado (CI1) da Fig. 70 um circuito daPowerex/Mitsubishi que contm internamente trs circuitos de comandoisolados por optoacopladores, independentes, capazes de acionar trsIGBTs com diferentes nveis de potencial de emissor. importantemencionar que os circuitos no realizam nenhuma proteo de curto-


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circuito do IGBT. Na aplicao do integrado no acionamento de IGBTscom diferentes potenciais de emissor, cada circuito de comando devepossuir uma fonte de tenso isolada na sada. Agora, no caso de ter-seIGBTs com seus emissores conectados a um n comum, necessriosomente uma fonte de tenso na sada para todos os circuitos de comandoque acionam estes dispositivos. Para transmitir os pulsos de tenso daentrada para a sada, os circuitos requerem uma fonte de tenso naentrada com valor no maior que 5V (VCC1) como mostra a figura. Umaoutra caracterstica do circuito a seguinte: para limitar as correntes depolarizao de entrada, drenadas da fonte de 5V, no so necessriosresistores externos, pois possuem internamente seus resistores.

A seguir so dados os valores e especificaes para oscomponentes do circuito da Fig. 70.


No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1,5nF2 C2 cap. eletroltico 47F; 25V3 C3 cap. eletroltico 47F; 25V4 CI1 circuito de

comando integradoM57919L( daPowerex/Mitsubishi)

5 Q1 trans. de sinal BC5466 R1 resistor 15k; 1/8W7 R2 resistor 2,7k; 1/4W8 R3 resistor 27; 1/4W

9 R4 resistor 1,5k; 1/4W10 Vcc1 fonte de tenso 5V-CC11 Vcc2 fonte de tenso 24V-CC12 Z1 zener 7,5V; 1W13 Z2 zener 15V; 1W14 Z3 zener 10V; 0,5W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 71foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 56, onde os interruptores

IGBTs foram acionados com os circuitos de comando de gate da Fig. 70.


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Todas as aquisies foram obtidas para uma freqncia de operao dointerruptor de 25kHz.

VGE

Vcon

conV

GEV

(a) Vcon e VGE [5V/div.; 5 s/div.] (b) Vcon e VGE [5V/div.; 5s/div.]Fig. 71 - Formas de Onda Obtidas dos Circuitos das Figs. 56 e 70.

Nas aquisies das Figs. 71.(a) e (b) so mostradas as formas deonda dos sinais da tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e datenso de sada gate-emissor (VGE) para as razes cclicas de 0,9 e 0,1.Em relao ao sinal de entrada, na Fig. 71.(a), o sinal de sada (VGE)apresenta um atraso na subida de 650ns e um atraso na descida de550ns Por outro lado, na Fig. 71.(b) o sinal de sada (VGE) tem um atraso

na subida de 600ns e um atraso na descida de 550ns. Neste circuito asdiferenas dos tempos de atrasos na subida e na descida so pequenos(esta afirmao vlida para freqncias menores que 40 kHz) e estodentro das especificaes dadas no catlogo do componente (M57919L).

CIRCUITO C2


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42

:

1

2

8

7

6

R6

R7

Q3

Vcc3

Vcc3

Q2

R8

R5

C43

4

5

CI2

18

D1

C1

Z4

Z3

G1R3

C3

5

4C1

Vcc114

13

P1PinoShutdown

SCR1

R10

C5

R9

R1

Q1

C2

6

CI1

Z2

R2

Z1Vcc2

E1

R4

1

2

8

7

6

R8R9

Q3

Vcc3

Q2

R10

R7C4 3

4

5

CI4

18

5

4C1

Vcc114

R1

Q1

13 C2

C3

6

CI3

Z1

D1

C1

Z4

Z3

G2R3

Z2

R2

Vcc2

E2

R4

R5

R11

vcon1

VGE1

vcon1

t

15V

vcon2

vcon2

t

15V

VGE2

R12

R6

6N136

M57962L

M57962L

6N136

Fig. 72 - Circuito de Comando para Brao Utilizando dois CircuitosIntegrados (CI1 eCI3) Isolados com Proteo de Curto-circuito.

O circuito da Fig. 72 foi desenvolvido para acionar dois IGBTs emuma configurao meia ponte. Neste circuito, os circuitos de comandoesto dados pelos circuitos integrados CI1 e CI3 da Powerex/Mitsibishi,

ambos isolados por optoacoplador. O circuito de comando da figurafunciona da seguinte maneira: o circuito integrado CI1 aciona ointerruptor superior e o circuito integrado CI3 aciona o interruptorinferior. Estes circuitos integrados no realizam ajuste do tempo mortodos sinais de comando - o que previne curto-circuito de brao. Portanto,o tempo morto deve ser ajustado no circuito de controle. Na ocorrnciade curto-circuito em qualquer interruptor do brao, os circuitosintegrados CI1 e CI3 detectam atravs da dessaturao da tenso coletor-emissor (VCE) por meio do diodo conectado ao coletor (D1) e inibem o


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sinal de comando de gate em aproximadamente 6,5s. Este valor detempo menor do que o tempo permitido para no destruir o IGBT. Osintegrados tambm so capazes de gerar sinais de ocorrncia de curto-circuito que podem ser transmitidos ao circuito de controle atravs deoptoacopladores. No circuito da Fig. 72, o sinal de ocorrncia de curtocircuito transmitido para o circuito de controle por meio dosoptoacopladores CI2 e CI4. Neste circuito, o sinal de ocorrncia permitea entrada em conduo ao tiristor de sinal SCR1 e coloca o pino 10 ( pinoshutdown ) do circuito integrado CI-3524 (que no exemplo utilizadopara gerar os pulso de comando) no potencial de tenso de VCC3, destamaneira inibindo completamente os sinais de sada do circuito integrado.No caso de no serem inibidos os sinais gerados pelo CI-3524, os

circuitos integrados CI1 e CI3 inibem os sinais de comando de gate por1,2ms aps detectada a falha e, logo aps este intervalo de tempo,liberam novamente o sinal de comando de gate e assim sucessivamente.Por apresentar o tempo de reset os integrados CI1 e CI3, osoptoacopladores CI2 e CI4 podem ser lentos. A seguir so dados osvalores e especificaes dos componentes para o circuito da Fig. 72.


No Dispositivo Descrio Valor1 C1 cap. cermico 1,5nF2 C2 cap. eletriltico 47F; 25V3 C3 cap. eletroltico 47F; 25V4 C4 cap. cermico 100nF5 C5 cap. cermico 22nF6 CI1 circuito de comando

integradoM57962L(daMitsubishi)

7 CI2 optoacoplador 6N1368 CI3 circuito de comandointegrado

M57962L(daMitsubishi)

9 CI4 optoacoplador 6N13610 D1 diodo ultra- rpido 11DF11 P1 potencimetro de

preciso10k

12 Q1 trans. de sinal BC546

13 Q2 trans. de sinal BC546


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44

14 Q3 trans. de sinal BC54615 R1 resistor 15k; 1/8W16 R2 resistor 2,7k; 1/4W

17 R3 resistor 27; 1/4W18 R4 resistor 1,5k. 1/8W19 R5 resistor 1,8k; 1/4W20 R6 resistor 330; 1/8W21 R7 resistor 82k; 1/8W22 R8 resistor 8.2k; 1/8W23 R9 resistor 2,2k; 1/8W24 R10 resistor 3,3k; 1/8W25 R11 resistor 1,5k; 1/8W26 R12 resistor 2,2k; 1/4W27 SCR1 tiristor de sinal 2N506428 Vcc1 fonte de tenso 5V-CC29 Vcc2 fonte de tenso 24V-CC30 Vcc3 fonte de tenso 15V-CC31 Z1 zener 7,5V; 1W32 Z2 zener 20V; 1W33 Z3 zener 15V; 1W34 Z4 zener 10V; 0,5W

Para obter as aquisies das formas de onda mostradas na Fig. 73foi utilizado o circuito de potncia da Fig. 56, onde os interruptoresIGBTs foram acionados com o circuito de comando para brao da Fig.72. Todas as aquisies foram obtidas para uma freqncia de operaodo interruptor de 25kHz.


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45

Vcon

VGE

V

VGE

con


GEV

conV

VGE

IC

(c) Vcon e VGE [5V/div.; 5 s/div.] (d) VGE [10V/div.; 10s/div.]

IC[100A/div.; 10s/div.]Fig. 73 - Formas de Onda Obtidos dos Circuitos das Figs. 56 e 72.

Na aquisio da Fig. 73.(a), so mostradas as formas de onda dossinais da tenso de entrada (Vcon) e da tenso gate-emissor (VGE). Estafigura foi adquirida para explicar o ajuste da desigualdade dos tempos deatraso do sinal de tenso gate-emissor (VGE) em relao ao sinal de

tenso de entrada (Vcon) na subida e na descida. Neste caso, o tempo deatraso na subida de 650ns e na descida de 1,2s. Esta desigualdade foisolucionada colocando-se um resistor de 270 em srie com o fotodiodona entrada do CI1 e CI2 (resistor R6 do circuito da Fig. 72). O excesso decorrente no fotodiodo faz com que o fototransistor fique excessivamentesaturado aumentando o seu tempo de estocagem no bloqueio.

Nas aquisies das Figs. 73.(b) e (c) so mostradas as formas de

onda dos sinais da tenso de entrada do circuito de comando (Vcon) e da


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tenso de sada gate-emissor (VGE) com os ajustes necessrios, para asrazes cclicas de 0,9 e 0,1. Em relao ao sinal de entrada, na Fig.73.(b), o sinal de sada (VGE) apresenta um atraso na subida de 700ns eum atraso na descida de 700ns. Por outro lado, na Fig. 73.(c) o sinal desada (VGE) tem um atraso na subida de 650ns e um atraso na descida de700ns. Com a modificao introduzida, neste circuito, as diferenas dostempos de atrasos na subida e na descida para toda a faixa de variao derazo cclica esto dentro das especificaes indicadas no catlogo docomponente (M57962L).

Na aquisio da Fig. 73.(d) so mostradas as formas de onda datenso gate-emissor (VGE) e da corrente de coletor durante o teste de

curto-circuito do IGBT. Observando a figura, o primeiro curto-circuitoocorre quase ao finalizar o sinal de tenso positiva gate-emissor. Esteprimeiro curto-circuito no foi detectado pelo circuito de comando.Posteriormente, o IGBT entra em conduo curto-circuitado e ocorre osegundo curto-circuito sucessivo que agora detectado pelo circuito decomando de gate. Este caso a situao mas crtica para o dispositivo.

Concluso

Os transformadores de pulso dos circuitos de comando de gate dasFigs. 58, 60, 62 e 64 foram projetados para operar em uma freqncia decomutao de 10kHz. Eles projetados para esta freqncia, funcionamsem problema at freqncias de aproximadamente 40kHz. Porm,quanto maior a freqncia mas difcil de desmagnetizar o ncleo devidoao excesso de espiras (maior corrente magnetizante), aumentando osatrasos entre os pulsos de entrada ao circuito de comando e os de gate.Por este motivo, recomenda-se projetar os transformadores de pulso,exatamente para a freqncia de operao do conversor utilizando-se asequaes sugeridas anteriormente.

Em quase todos os circuitos de comando de gate projetados, osdispositivos que provocam um maior atraso so os transistores bipolaresde sinal. Pois, o tempo de bloqueio destes transistores bastante lento.Eles, para serem rpidos, necessitam da aplicao de uma corrente debase negativa (transistores npn). Por este motivo, para poder diminuir ostempos de atraso na subida e na descida dos circuitos de comando de

gate, recomenda-se, se for possvel, a utilizao de FETs de sinal.


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Os circuitos de comando de gate apresentados neste trabalho, foramtestados com uma tenso de barramento de 100V e uma resistncia decarga de 10. Mantendo fixos estes valores foi variada a razo cclica D.

Na prtica todos os circuitos de coamando de gate testados podemser utilizados, pois eles apresentam boas caractersticas de operao econfiabilidade. A escolha depender do critrio do projetista doconversor, pois ele deve analisar o custo dos componentes, volume epeso. As caractersticas de custos e confiabilidade no foram analisadasneste trabalho.

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