Centrilift. Una División de Baker Hughes Copyright 1998 - 2004

Versión 1.3 Febrero 2004

TABLA DE CONTENIDO PREFACIO .......................................................................................................................................6 GUÍA DE DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS DEL ELECTROSPEED GCS....................................7

Funcionalidad de PCB ..................................................................................................................7 LEDs de Diagnóstico ....................................................................................................................7

Problemas de conversor ...........................................................................................................7 Problemas de Inversor/ Carga ..................................................................................................8

PROCEDIMIENTO GENERAL DE DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS...........................................8 Prueba de Funcionalidad..............................................................................................................9 Prueba sin Carga ..........................................................................................................................9 Prueba de Salida en Cortocircuito ..............................................................................................10 Prueba de IGBT ..........................................................................................................................10

DIAGRAMAS DE FLUJO GENERALES PARA DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS......................11 Figura 1: Definiciones de Símbolos de Diagramas de Flujo ......................................................11 Figura 2: Diagrama de Flujo General de Diagnóstico ................................................................12 Figura 3: Diagrama de Flujo de Problema de Despliegue .........................................................13 Figura 4: Diagrama de Flujo de Problema de Conversor...........................................................14 Figura 5: Diagrama de Flujo de Problemas de Arranque...........................................................15 Figura 6: Diagrama de Flujo de Problemas de Inversor.............................................................16

DIAGRAMA DE FALLA/ ALARMA ACTIVA ...................................................................................17 LÍMITES OPERATIVOS..............................................................................................................17

Falla/ Alarma Activa: Sobrevoltaje de Entrada .......................................................................17 Falla/ Alarma Activa: Bajo Voltaje de Entrada ........................................................................17 Falla/ Alarma Activa: Desequilibrio de Voltaje de Entrada......................................................18 Falla/ Alarma Activa: Interrupción por Baja Velocidad............................................................18 Falla/ Alarma Activa: Sobrecarga............................................................................................18 Falla/ Alarma Activa: Baja Carga ............................................................................................18

E/S INCORPORADA ..................................................................................................................18 Falla/ Alarma Activa: Límite Superior de Entrada Analógica ..................................................18 Falla/ Alarma Activa: Límite Inferior de Entrada Analógica.....................................................19 Falla/ Alarma Activa: Entrada Digital.......................................................................................19

E/S EXTERNA ............................................................................................................................19 Falla/ Alarma Activa: Límite Superior de Entrada Analógica Externa.....................................19 Falla/ Alarma Activa: Límite Inferior de Entrada Analógica Externa .......................................19 Falla/ Alarma Activa: Entrada Digital Externa .........................................................................19

FALLAS DE SOFTWARE ...........................................................................................................19 Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicaciones de CITIBus ..................................................20 Falla/ Alarma Activa: Falla de Conversor de PCM..................................................................20 Falla/ Alarma Activa: Falla de Inversor de PCM .....................................................................20 Falla/ Alarma Activa: Error de Sistema PCM ..........................................................................20 Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicación de Tarjeta de Conversión Remota..................20 Falla/ Alarma Activa: Error de Enumeración de Tarjeta de Control de Sistema.....................20 Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicaciones Seriadas ......................................................21

FALLAS DE HARDWARE...........................................................................................................21 Falla/ Alarma Activa: Alarma de Temperatura Ambiente........................................................21 Falla/ Alarma Activa: Alarma Auxiliar de Temperatura ...........................................................21 Falla/ Alarma Activa: Alarma de Temperatura de Inductor .....................................................22 Falla/ Alarma Activa: Alarma de Alta Temperatura de Disipador de Calor.............................22 Falla/ Alarma Activa: Interrupción Instantánea por Sobrecorriente (IOT) del Inversor...........22 Falla/ Alarma Activa: Interrupción Instantánea por Sobrecorriente (IOT) de Inversor de Tarjeta de Conversor Remoto.................................................................................................23 Falla/ Alarma Activa: Falla de Cruce de Cero de PCM...........................................................23 Falla/ Alarma Activa: Falla de Cruce de Cero de Controlador del Sistema............................23

OTRAS FALLAS/ ALARMAS......................................................................................................23 Falla/ Alarma Activa: Parada Central ......................................................................................23 Falla/ Alarma Activa: Impulsor Parado Manualmente.............................................................23 Falla/ Alarma Activa: HOA Externo en Detenido ....................................................................24 Falla/ Alarma Activa: Primer Arranque....................................................................................24 Falla/ Alarma Activa: Bloqueo .................................................................................................24 Falla/ Alarma Activa: Máximo de Arranques...........................................................................24 Falla/ Alarma Activa: Error de Sincronización de Estado de Motor ........................................24 Falla/ Alarma Activa: Voltios de Bus de Módulo Conversor de Energía (PCM) .....................24 Falla/ Alarma Activa: Reloj de Tiempo Real No Válido...........................................................25

FORMAS DE ONDAS TÍPICAS .....................................................................................................26 IMPULSORES GCS EN PARALELO .............................................................................................28

Conexión, Configuración y Operación de Impulsores Multigabinetes........................................28 APLICACIONES DE BOMBAS ELÉCTRICAS SUMERGIBLES....................................................32

Introducción ................................................................................................................................32 Fundamentos de ESP.................................................................................................................32 Ventajas del Controlador de Velocidad Variable (VSC) .............................................................33 Efectos del VSC Sobre las Bombas Centrífugas .......................................................................33 Efectos del VSC Sobre el Motor .................................................................................................34 Momento de Torsión de Arranque ..............................................................................................34 Caída de Voltaje en Cable..........................................................................................................35 Aumento de Voltaje de Sincronización en Arranque..................................................................35 Correspondencia de Medidas de Motor, Bomba y VSC.............................................................36 Límite de Potencia del Eje de la Bomba.....................................................................................36 Límite del Cerramiento de la Bomba ..........................................................................................36 Vibración y Desgaste ..................................................................................................................36

CONFIGURACIÓN BÁSICA DE VSC ............................................................................................37 Hoja de Trabajo para Arranque ..................................................................................................38 Registro de Instalación y Servicio...............................................................................................39 Configuración Básica de Parámetros .........................................................................................40 Formación de Capacitores..........................................................................................................42 Pruebas Sin Carga......................................................................................................................43

Prueba Sin Carga....................................................................................................................43 Prueba de Salida en Corto......................................................................................................43

DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS DE ARRANQUE DE MOTOR.................................................45 Optimización ...............................................................................................................................46 Factor de Potencia de Entrada ...................................................................................................46 Distorsión Armónica de la Línea de Energía de Entrada ...........................................................46 Operación ESP versus PWM......................................................................................................46 Corriente Mínima de Motor .........................................................................................................46 Operación con Límite de Corriente de Funcionamiento en Pozos con Gas ..............................47 Demoras de Arranque.................................................................................................................47

ARRANQUE DE MOTOR ESP.......................................................................................................48 INTRODUCCIÓN........................................................................................................................49 ARRANQUE DEL MOTOR .........................................................................................................49 ARRANQUE CON VOLTAJE REDUCIDO .................................................................................51

Inductor en Serie .....................................................................................................................51 Transformador de Alta Impedancia.........................................................................................52 Autotransformador...................................................................................................................52 Estado sólido...........................................................................................................................52

ARRANQUE CON FRECUENCIA VARIABLE ...........................................................................53 CONCLUSIÓN ............................................................................................................................54

Figura 7: Modelo de Impedancia para Arranque Directo En Línea ........................................56 Figura 8: Longitudes Máximas de Cable ................................................................................57 Figura 9: Momento de Torsión / Velocidad con Voltaje Constante.........................................58 Figura 10: Momento de Torsión / Velocidad con Caída de Voltaje ........................................58

Figura 11: Momento de Torsión de Velocidad Variable / Velocidad.......................................59 DATOS RELATIVOS AL USO DE IMPULSORES PWM SOBRE SISTEMAS ESP......................60

Figura 12: Espectro PWM, portadora de 3 kHz generando 50 Hz .........................................62 Figura 13: Espectro PWM portadora 2.97kHz generando potencia de 60 Hz........................63 Figura 14: Portadora de 3 kHz generando potencia a 50 Hz, Modelo de un único valor agrupado .................................................................................................................................64 Figura 15: Portadora de 3 kHz generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones ................................................................................................................................64 Figura 16: Portadora de 4875 Hz generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones ................................................................................................................................65 Figura 17: Portadora de 3675 Hz generando potencia a 50 hz, modelo de cable con 15 secciones ................................................................................................................................66 Figura 18: Seis pasos generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones .....66

IMPULSORES DE VELOCIDAD VARIABLE: DEFINICIONES, APLICACIONES Y COMPARACIONES........................................................................................................................67

Introducción ................................................................................................................................67 Definiciones ................................................................................................................................67

Componentes del VSD de CA.................................................................................................67 Conversores ....................................................................................................................... 67 Rectificador de Entrada (o Conversor)............................................................................... 67 Bus de CC .......................................................................................................................... 68 Inversor de Salida............................................................................................................... 68

Topologías Comunes de VSD de CA......................................................................................69 Rectificadores Trifásicos en Puente Completo .................................................................. 69 Rectificadores Conversores Multipulsos ............................................................................ 69 Inversores de Fuente de Corriente..................................................................................... 70 Inversores de Fuente de Voltaje......................................................................................... 70

Equipo Opcional ......................................................................................................................72 Reactores de Línea de Entrada.......................................................................................... 72 Supresores de Picos .......................................................................................................... 72 Filtros pasivos y Corrección de Factor de Potencia........................................................... 72 Filtros Activos ..................................................................................................................... 73

Aplicaciones................................................................................................................................74 Ventajas de VSD .....................................................................................................................74

Mejor Eficiencia del Sistema .............................................................................................. 74 Producción de Pozo Maximizada ....................................................................................... 74 Producción Equiparada al Proceso .................................................................................... 75 Equipo en Fondo de Pozo Aislado ..................................................................................... 75 Tensiones de Arranque Reducidas .................................................................................... 75

Interfase con Sistema de Suministro ......................................................................................76 Factor de Potencia de Entrada........................................................................................... 76 Distorsión de Corriente de Entrada .................................................................................... 77 Distorsión de Voltaje de Entrada ........................................................................................ 78

Interfase de ESP .....................................................................................................................78 Calentamiento de Motor/ Distorsión de Corriente .............................................................. 78 Desgaste Mecánico ............................................................................................................ 79 Tensiones de Voltaje .......................................................................................................... 79 Momento de Torsión/ Corriente.......................................................................................... 80

Comparaciones...........................................................................................................................81 Interfase con el Suministro Eléctrico.......................................................................................81

Rectificadores de Puente Completo de Seis Pulsos.......................................................... 81 Rectificadores de Doce Pulsos........................................................................................... 83

Interfase de ESP .....................................................................................................................85 Calentamiento de Motor/ Distorsión de Corriente .............................................................. 85 Tensiones de Voltaje .......................................................................................................... 87 Momento de Torsión/ Corriente.......................................................................................... 88

Conclusiones ..............................................................................................................................89 Glosario.......................................................................................................................................91

Referencias......................................................................................................................... 91 USO DE TARJETA DE PC ATA FLASH DISK CON PRODUCTOS DE CONTROL GCS............92

Introducción ................................................................................................................................92 Insertando la tarjeta de PC en el despliegue gráfico..................................................................93

Orientación ..............................................................................................................................93 Reconocimiento de la tarjeta de PC en el despliegue gráfico....................................................93 Uso de la Tarjeta de PC en la PC Windows 95/98.....................................................................93

Trabajo con archivos en Tarjeta de PC ..................................................................................95 Diagnóstico de Problemas de Tarjetas de PC............................................................................95

Problemas en el uso de la Tarjeta de PC con el Despliegue GCS.........................................95 Problemas en el uso de la Tarjeta de PC con una PC Windows............................................96

NUEVAS FUNCIONES DE LA TARJETA DE PC ......................................................................97 Soporte de VFAT / Nombre Largo de Archivos de Windows..................................................98 Identificación Única / Nombre del Sitio ...................................................................................98 Guardar / Cargar Configuraciones de GCS Usando la Tarjeta de PC ...................................99 Modificaciones a Grabaciones de Datos Históricos .............................................................102 Menú Directorio / Archivo......................................................................................................102 Menú Información Avanzada de Tarjeta de PC ....................................................................103 Mejoras al Registro de Datos................................................................................................103 Convenciones de Denominación de Archivos Cuando se Usa la Tarjeta de PC .................104

APÉNDICE A: DIMENSIONES DE CABLES ...............................................................................106 APÉNDICE B: CAÍDA DE VOLTAJE EN CABLE.........................................................................107 APÉNDICE C: CAPACIDAD DE MOMENTO DE TORSIÓN VARIABLE DEL VSC....................108 APÉNDICE D: REPUESTOS RECOMENDADOS.......................................................................109

Prefacio Este manual contiene información relativa al diagnóstico de problemas y aplicación de los impulsores de frecuencia variable (VSD en inglés) Electrospeed GCS. Aunque parte de la información a continuación es específica para Bombas Eléctricas Sumergibles (ESP en inglés) y las características únicas que presentan estas aplicaciones, gran parte de la información es aplicable para todo tipo de motores eléctricos. Toda persona responsable de la selección, aplicación y mantenimiento de impulsores de frecuencia variable puede obtener conocimientos valiosos a partir de la información que se presenta en este documento. La primera sección, DIAGNÓSTICO GENERAL DEL Electrospeed GCS, contiene procedimientos para diagnóstico y detección de problemas específicos para el Electrospeed GCS (Sistema de Control Gráfico). Las secciones subsiguientes proveen información sobre varios tópicos importantes incluyendo: FUNDAMENTOS DE ESP, Arranque de Motor ESP, Aplicación de impulsores de Modulación de Ancho de Pulso (PWM) a Bombas Eléctricas Sumergibles (ESP) y Comparaciones y Definiciones de VSD. Se incluye también en esta guía una sección que describe el uso de la función de registro de datos incorporada al Electrospeed. La sección final de esta guía contiene varios apéndices que cubren: Dimensiones de Cables, Caída de Voltaje en Cables, Capacidades de VSD de Momento de Torsión Variable y una Lista de Repuestos Recomendados.

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GUÍA DE DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS DEL Electrospeed GCS

Una de las características del impulsor GCS que facilita la localización de un problema en particular es que el hardware está compartimentado y agrupado en ubicaciones físicas lógicas. Además, la presencia de múltiples tarjetas impulsoras idénticas ayuda a localizar una tarjeta defectiva más rápidamente al permitir el intercambio directo de tarjetas. FUNCIONALIDAD DE PCB La función de todas las tarjetas es directa y lógica. La PCB de Generación de Suministro genera toda la energía interna usada por el impulsor y controla los ventiladores de refrigeración. La PCB de Control de Sistema es responsable de todas las funciones básicas del impulsor. Además, esta tarjeta es el maestro de todas las comunicaciones, tanto internas como externas al impulsor. La PCB de Despliegue Gráfico es sólo un teclado para ingreso y un despliegue. No afecta la operación del impulsor (la excepción es que realiza la función de registro de datos). Todos los parámetros operativos se guardan en la PCB de Control de Sistema y no en el despliegue. Las tarjetas impulsoras controlan cada uno de los dispositivos de energía, pero obtienen sus señales actuales desde la PCB de Control del Sistema. Los módulos de E/S externos son simplemente entradas digitales y analógicas adicionales. LEDS DE DIAGNÓSTICO La mayoría de los Diodos Emisores de Luz (LED) de Diagnóstico tienen una función obvia. Por ejemplo, todos los LED de suministro de energía indican que hay algún voltaje de suministro de energía nominal presente, y los LED de actividad del procesador indican que los procesadores están al menos despiertos y ejecutando instrucciones. Sin embargo, los LED de Interrupción por Sobrecarga Instantánea (IOT) son quizás los LED más malentendidos del impulsor. Un LED de IOT no indica automáticamente que la tarjeta impulsora es defectuosa, o que el transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) es defectuoso o que la PCB de Control de Sistema es defectuosa. Pueden indicar cualquiera, todas o ninguna de estas condiciones. Por supuesto, un IOT consistente en una ubicación física puede indicar una falla de hardware. Si éste es el caso, refiérase al Diagrama de Falla/Alarma Activa para indicaciones sobre diagnóstico de problemas. Por otra parte, si más de un LED de IOT está encendiéndose a la vez, es importante notar la disposición. Dos principios son importantes. Primero, puesto que toda la corriente producida por el impulsor tiene que salir de uno de los cables de salida y volver en otro, es lógico suponer que si hay un problema, se notará en al menos dos fases. Segundo, recuerde que toda la corriente que el inversor está procesando tiene que venir a través del conversor. Debido a esto, cuando usted comienza a tener problemas de IOT, lo primero que se debe notar es si los IOT aparecen en forma consistente en el mismo lugar. Si es así, entonces es probable que el problema esté en la carga o en el hardware del inversor. Si no, es más probable que el problema esté en el conversor o que esté relacionado con el sistema de energía.

Problemas de conversor Cualquier problema en el conversor (ya sea problema de hardware o condiciones transitorias del sistema de energía) ocasionará un cambio en el voltaje del bus de CC. Puesto que la frecuencia debe seguir al voltaje, esto significa que si el voltaje del bus de CC sube, habrá corriente adicional en la salida a medida que el impulsor trata de acelerar el motor. Ahora esto puede suceder en cualquier instante, y puesto que no hay correlación entre qué dispositivo de salida está encendido y el problema del conversor, cualquiera de los circuitos de IOT puede detectar un problema. En esta situación, verifique todo el hardware del conversor (Rectificadores Controlados por Silicio o SCRs, conectores de puertas, Tarjetas de Señal de Conversor, PCB de Control del Sistema) y

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repare según sea necesario. Además, como se notó anteriormente, sospeche de todo el sistema de energía incluyendo todas las conexiones que llevan al impulsor y al transformador de entrada.

Problemas de Inversor/ Carga Parecería obvio que si hay un problema con la carga conectada entre la fase A y la fase B en la salida del impulsor, siempre aparecería una IOT en estas fases en el impulsor. Desafortunadamente, no es siempre el caso. Esto es especialmente así con algunas fallas de arco eléctrico. Esto se debe a que hay un elemento de tiempo involucrado así como un elemento debido a la inductancia del cable y del transformador. A veces la falla real puede demorarse en el tiempo. Debido a esto, puede parecer que la falla se mueve de fase a fase. Sin embargo, si usted nota la disposición, normalmente tenderá a aparecer en una secuencia dominante (A-B, A-B, A-B, A-C, A-B, etc.). En estos casos puede ayudar rotar los cables de salida del impulsor (A se mueve a B, B se mueve a C, y C se mueve a A) para ver si el problema sigue a los cables. Recuerde que aun si la falla está de manera segura entre las fases A y B, podría aparecer en el ciclo positivo o negativo. Esto significa que cualquier par de cuatro LEDs podría encenderse para indicar sólo un problema.

PROCEDIMIENTO GENERAL DE DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS 1. Siempre comience con los LED de diagnóstico de las tarjetas. Con energía aplicada al impulsor debería haber dos LED visibles en la tarjeta de suministro de energía, uno en cada uno de las PCB de Señal de Inversor, dos LED encendidos fijos en el PCB de Control del Sistema y dos titilando. Además, el despliegue debería tener al menos un LED encendido (ya sea fijo o titilando) y la pantalla del menú principal debería desplegarse. Si hay módulos de E/S presentes, debería haber un LED encendido fijo visible desde el exterior, y un LED titilando visible a través de la abertura. La operación adecuada de estos LED indica una operación nominal de todos los suministros locales de energía, y actividad normal del procesador. 2. Una vez que se ha alcanzado este nivel de operación, el próximo paso es realizar una Prueba de Funcionalidad. Para hacer esto, desactive (el)los conversor(es) moviendo los saltos de activación de conversor en la PCB de Control del Sistema. Luego oprima el botón de arranque y verifique el estatus normal de las funciones de despliegue, y la actividad apropiada del LED de señal del inversor. Si el impulsor no arranca, vea la pantalla de estatus y siga los pasos apropiados relativos a cualquier Alarma Activa que aparezca. 3. Luego de parar el impulsor, reactive el(los) conversor(es) y realice una prueba sin carga. Verifique que el impulsor regule el voltaje de salida correctamente (mitad de voltaje a la mitad de frecuencia, etc.) y que llegue al voltaje máximo sin generar una falla. Es importante que esta prueba se realice sin nada conectado a las terminales de salida. Aún un transformador descargado puede agregar confusión. 4. Si el impulsor opera apropiadamente sin carga, la próxima prueba a realizar es la prueba de salida en cortocircuito. El propósito de esta prueba es verificar que tanto la sección de inversor como la de conversor producen la corriente de especificación. Mientras opera el impulsor con salida en cortocircuito, verifique que las tres corrientes de salida y las de entrada estén aproximadamente balanceadas y estables. Además, verifique que no haya un componente de CC significativo de las corrientes (esto es evidente por el hecho de que un circuito de bloqueo en el amperímetro parecerá “pegarse” en la posición cerrada). Cualquier CC excesiva indicaría un dispositivo que no se enciente. Por supuesto, cualquier IOT durante esta prueba indicará

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normalmente problemas de hardware (vea la sección anterior sobre LED de Diagnóstico, y la sección del Gráfico de Falla/ Alarma Activa relativa a IOT). PRUEBA DE FUNCIONALIDAD 1. Encienda. Verifique que el Despliegue Gráfico se inicialice apropiadamente y que los LED de

actividad del procesador estén normales. Verifique también todos los LED de suministro de energía.

2. Desactive el(los) conversor(es) moviendo los saltos de activación. 3. Configuración: Baja carga- no, Sobrecarga y Límite de Corriente de Funcionamiento-

Máximo. Interrupción de Baja Velocidad- No, Modo de Inversor- 6 Pasos 4. Oprima “Arrancar”. La pantalla de estatus debería mostrar “Funcionando xx Hz.” (“Running

xxHz”) (donde xx debería ser (Bloqueo de Baja Velocidad)- 5Hz.), el LED de Funcionamiento debería estar encendido, los ventiladores deberían arrancar, y los LED de señal de inversor deberían estar titilando a la frecuencia de operación (los LED de conversor no estarán encendidos con el(los) conversor(es) desactivados).

5. Verifique que el voltaje de salida y la corriente desplieguen cero. 6. Este es un buen momento para verificar que todos los sensores de temperatura interna leen

temperaturas cercanas a la temperatura ambiente. PRUEBA SIN CARGA 1. Desconecte todos los cables de la salida del impulsor (Una prueba en un transformador

descargado puede crear confusión en los resultados de la prueba si el transformador tiene problemas).

2. Active los conversores moviendo los saltos de activación.

3. Configuración: Baja carga- no, Sobrecarga y Límite de Corriente de Funcionamiento- Máximo, Voltios a 60 Hz.- 480, Bloqueo de Voltaje- 500, Aumento de Voltaje- 0, Frecuencia Establecida 30 Hz., Interrupción de Baja Velocidad- No, Modo de Inversor- 6 Pasos.

4. Oprima “Arrancar”. La pantalla de estatus y los LED de Funcionamiento deberían mostrar estado en funcionamiento, todos los LED de señal de inversor y conversor deberían estar encendidos. Verifique que la frecuencia y el voltaje de salida aumentan uniformemente desde el mínimo hasta 30hz y 240V (un salto repentino de voltaje y frecuencia luego del arranque seguido por un “golpe” del impulsor podrían indicar problemas en el conversor). La frecuencia y el voltaje deberían estar relativamente estables. NOTA: Puede haber una pequeña cantidad de “caza” u oscilación del voltaje y la frecuencia y esto no es un problema. Debería ser unas pocas décimas de Hz. hasta un máximo de un hertz.

5. Ajuste la Frecuencia Establecida a 60hz. La frecuencia y el voltaje deberían aumentar hasta 60hz y 480 voltios a la tasa establecida por el parámetro Tiempo de Aceleración. (NOTA: este parámetro define el tiempo de 0 a 60hz.).

6. Oprima “Parar” y verifique que el impulsor disminuye lentamente hasta parar y apagarse. Puesto que el impulsor está completamente sin carga, llevará algún tiempo hasta que esto suceda y este proceso no está afectado por el parámetro Tiempo de Desaceleración (a menos que el Tiempo de Desaceleración esté definido como un valor extremadamente grande).

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PRUEBA DE SALIDA EN CORTOCIRCUITO 1. Conecte los cables de cortocircuito a la salida del impulsor o el secundario del transformador

elevador.

2. Asegúrese de que el(los) conversor(es) esté(n) activos.

3. Configuración: Baja carga- no, Sobrecarga y Límite de Corriente de Funcionamiento- Máximo, Límite de Corriente de Sincronización- Máximo, Voltios a 60 Hz.- 480, Bloqueo de Voltaje- 500, Aumento de Voltaje- 0, Frecuencia Establecida 30hz. Interrupción de Baja Velocidad- No, Modo de Inversor- 6 pasos, Frecuencia de Sincronización 15 Hz., Demora de Sincronización- 6 seg.

4. Oprima “Arrancar”. El impulsor debería arrancar y la corriente de salida debería alcanzar el valor de Límite de Corriente de Sincronización durante el tiempo establecido en la Demora de Sincronización y luego bajar al valor de Límite de Corriente de Funcionamiento. Las corrientes de salida deberían estar balanceadas, estables, y sin CC.

5. Si el impulsor se interrumpe debido a IOT durante la Demora de Sincronización, reduzca el Límite de Corriente de Sincronización en un 10%. Bajo algunas condiciones de campo, la corriente pico se puede reducir un poco.

6. Se puede o bien permitir que el impulsor funcione continuamente en este modo, o se lo puede ciclar definiendo el Valor de Baja Carga un poco por encima del valor de Límite de Corriente de Funcionamiento y definiendo los arranques en “Infinito”.

PRUEBA DE IGBT Con un medidor de resistencia, de lo más que usted puede asegurarse al probar dispositivos de energía es que no estén cortocircuitados. Tenga cuidado al declarar que un dispositivo es “defectuoso” luego de haber medido 6 megaohm en lugar de 10 megaohm. La única prueba segura en el campo es “¿Funciona en el impulsor?”. Cuando pruebe un transistor bipolar de puerta aislada (IGBT), realice primero todas las mediciones de terminal a terminal usando la escala de “diodo” en el medidor. La mayoría de éstas deberían indicar un circuito abierto. La excepción es la medición desde el colector al emisor con la punta positiva en el emisor. Esta lectura debería ser la caída hacia delante del diodo paralelo interno o aproximadamente 0,3 a 0,4v. Luego cambie a la escala de ohms y verifique de puerta a emisor. Usted verá el efecto de la capacidad de la puerta si usted mira rápidamente cuando conecta las puntas. El despliegue debería mostrar un cambio rápido de baja a alta resistencia a medida que carga la capacidad interna de la puerta. Si usted invierte entonces las puntas, usted debería ver el mismo efecto.

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Diagramas de Flujo Generales para Diagnóstico de Problemas La sección a continuación provee varios diagramas de flujo para diagnósticos de problemas que asistirán al usuario en el diagnóstico de problemas con un impulsor GCS. La ilustración que sigue describe los símbolos usados en los diagramas y enumera las funciones asociadas.

FIGURA 1: DEFINICIONES DE SÍMBOLOS DE DIAGRAMAS DE FLUJO

START

Check PowerSupply LEDs

On ISBs

Check ISBs& IGBTs orGoTo Fault

Chart

Procedure or Function

Decision

Off Page connector or pointerto another Flow Chart section

Chart or test flow direction indicator

OK?YES NO

Start or End of Flow ChartSection

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START

Display? No DisplayYES

ActiveAlarms?

Fault / ActiveAlarm Chart

Drive willStart? Won't Start

BlowsFuses?

BadConverter

Fault?Fault / Active

Alarm Chart orBad Inverter

NormalOperation?

SetupProblems

END

NO

YES

YES

YES

YES

YES

NO

NO

NO

NO

NO

FIGURA 2: DIAGRAMA DE FLUJO GENERAL DE DIAGNÓSTICO

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NO DISPLAY

24V LEDOn System

ControlPCB On?

NOYES

24V LEDOn Power

SupplyPCB On?

NOYES

150V LEDOn Power

SupplyOn?

NOYESCheck

Fuses Or120V

Transformer

ReplacePower

Supply

ReplaceControl PCBPower

Wires

Replaceor Cable

FIGURA 3: DIAGRAMA DE FLUJO DE PROBLEMA DE DESPLIEGUE

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BadConverter

FusesOK?

Check AllSCRs for

Shorts

SCRsOK?

ReplaceBad Fuses

ReplaceBad SCRsand Fuses

DisableConverter(s)

Power On

MeasureBus Volts

BusVolts=0?

EnableConverter(s)

RecheckAll SCRs

PressStart

LEDsOn?

Replace CnvSig. PCB

Verify properBus Control

&Balanced

Input Current

LEDsOK?

OK?

Replace CnvSig. PCB

END

ReplaceSysCon

PCB

NOYES

NO YES

YES NO

NO YES

NO YES

YES NO

FIGURA 4: DIAGRAMA DE FLUJO DE PROBLEMA DE CONVERSOR

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Won't Start

Check ActivityLEDs on SysCon

PCB

Normal?

Replace Display Replace SysConPCB

END

NOYES

FIGURA 5: DIAGRAMA DE FLUJO DE PROBLEMAS DE ARRANQUE

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FIGURA 6: DIAGRAMA DE FLUJO DE PROBLEMAS DE INVERSOR

Bad Inverter

Check Power Supply LEDs

On ISBs

OK?

Replace Bad ISBs

Perform Functionality

Test

Signal LEDs OK?

Replace Bad ISBs

Perform No Load Test

Signal LEDs OK?

Check ISBs& IGBTs orGoTo Fault

Chart

ControlsBus

Volts?Bad

Converter

Perform ShortedOutput Test

IOTs?

Random? BalancedCurrents?

Check ISBs& IGBTs

Decrease ILimit Sync

END

YES NO

NO YES

YES NO

NO NOYES YES

YESNO

YES NO

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Diagrama de Falla/ Alarma Activa Una Alarma Activa es toda condición que pueda hacer que el impulsor pare por cualquier razón excepto una parada manual (oprimir el botón Parar). La mayoría de las condiciones de alarma pueden asociarse con un reloj para demorar la parada por algún período de tiempo. Cuando la unidad se detiene, la Alarma Activa se considera una Parada, y se la guarda como tal en la Historia de Paradas. Aunque los nombres “Falla” y “Alarma” implican problemas, una Alarma Activa puede no significar necesariamente que hay algo mal. Algunas pueden ser ocasionadas por condiciones normales del proceso externo que pueden ocasionar que el impulsor se detenga por algún período de tiempo. Otras son problemas reales detectados por el impulsor mismo. Mientras estén presentes las condiciones que causan cualquier Alarma Activa, la alarma será anunciada en la pantalla de estatus en el área denominada “Alarmas Activas” (“Active Alarms”). Luego de una parada, el área de la pantalla de estatus “Última Parada” (“Lst Shtdn”) indicará qué Alarma Activa ocasionó la última parada del impulsor. La mayoría de las Alarmas Activas tienen un reloj de Tiempo a Esperar que determina cuánto tiempo se ignorará una Alarma Activa luego de iniciar un Arranque, y un reloj de Demora de Parada que determina cuánto tiempo debe ser válida la Alarma Activa antes que ocurra una Parada. Además, la mayoría de las alarmas pueden ser desactivadas, o programadas para hacer que el impulsor se “bloquee” o pare permanentemente como resultado de la alarma. Unas pocas Alarmas, tales como las temperaturas de los Disipadores de Calor, pueden ser sólo monitoreadas pero no cambiadas ya que afectan la operación del impulsor. Las Fallas/ Alarmas Activas pueden ser agrupadas en general en seis categorías. Éstas son: Límites Operativos E/S Incorporada E/S Externa Fallas de Software Fallas de Hardware Otras Se describirá cada grupo en detalle en las secciones a continuación. LÍMITES OPERATIVOS Los Límites Operativos se refieren a un número de parámetros de tiempo real medidos o calculados. Muchos de éstos pueden ser programados para que causen una parada del impulsor si el valor del parámetro cruza un límite definido por el usuario. Algunos, tales como el voltaje de entrada, se monitorean porque pueden afectar la operación del impulsor si están por fuera de los valores nominales. Otros, tales como la corriente de salida, se usan para monitorear y proteger la carga. Falla/ Alarma Activa: Sobrevoltaje de Entrada Despliegue Típico: OvrVlt Descripción: El voltaje de entrada al impulsor es mayor que el Valor de Sobrevoltaje. Acción Correctora: Verificar la energía de entrada o ajustar el Valor de Sobrevoltaje. Falla/ Alarma Activa: Bajo Voltaje de Entrada Despliegue Típico: UndVlt Descripción: El voltaje de entrada al impulsor es menor que el Valor de Bajo Voltaje. Acción Correctora: Verificar la energía de entrada o ajustar el Valor de Bajo Voltaje. Además, puesto que el voltaje de entrada se monitorea a través de los conectores de puerta del

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rectificador controlado por silicio (SCR), este síntoma podría ser originado por conectores de puerta flojos o una Tarjeta de Señal de Conversor (CSB) dañada. Falla/ Alarma Activa: Desequilibrio de Voltaje de Entrada Despliegue Típico: Vunbal Descripción: Las magnitudes relativas (en porcentaje) de los tres voltajes de entrada ha excedido el Valor de Desequilibrio de Voltaje. Acción Correctora: Verifique la energía de entrada o ajuste el Valor de Desequilibrio de Voltaje. Al igual que con el Bajo Voltaje de Entrada, el hardware del conversor puede afectar estos valores. Falla/ Alarma Activa: Interrupción por Baja Velocidad Despliegue Típico: LST Sd Alm Descripción: La frecuencia de salida del impulsor ha caído por debajo del Valor del Bloqueo de Baja Velocidad durante un período mayor que la Demora de Parada. Acción Correctora: Puesto que la Frecuencia Establecida no puede definirse por debajo del Bloqueo de Baja Velocidad, y lo único que puede anular esto es el Límite de Corriente de Funcionamiento, esta falla indicará normalmente que la carga en el impulsor ha aumentado dramáticamente. A medida que crece la carga, la función de Límite de Corriente de Funcionamiento hará que el impulsor disminuya la velocidad intentando controlar la corriente de salida. Si este efecto es lo suficientemente severo, la frecuencia de salida caerá por debajo del valor de configuración, generando una Interrupción por Baja Velocidad. Verifique el motor y la carga para detectar problemas. Falla/ Alarma Activa: Sobrecarga Despliegue Típico: Ovld Descripción: La corriente de salida del impulsor ha excedido el Valor de Sobrecarga durante un período de tiempo mayor que la Demora de Parada. Acción Correctora: O bien disminuya la corriente de salida cambiando la frecuencia de operación, o aumente el Valor de Sobrecarga. Si el problema es una condición transitoria, el alargar la Demora de Parada puede ayudar. Falla/ Alarma Activa: Baja Carga Despliegue Típico: Undld Descripción: La corriente de salida del impulsor ha caído por debajo del Valor de Baja Carga durante un período de tiempo mayor que la Demora de Parada. Acción Correctora: O bien aumente la corriente de salida cambiando la frecuencia de operación, o disminuya el Valor de Baja Carga. Si el problema es una condición transitoria, el alargar la Demora de Parada puede ayudar. E/S INCORPORADA La PCB de Control del Sistema tiene E/S digital y analógica incorporada que puede usarse para arrancar, parar y controlar la frecuencia del impulsor. Cada entrada digital puede programarse para activar una parada en cualquier estado (alto activo o bajo activo). Cada entrada analógica tiene límites superior e inferior asociados que pueden ser programados para activar una parada. Falla/ Alarma Activa: Límite Superior de Entrada Analógica Despliegue Típico: AIx Hi (donde x designará la entrada y será 1 ó 2) Descripción: La entrada analógica designada ha excedido el Valor del Límite Superior. Acción Correctora: Determine la causa de la señal analógica excesiva o ajuste los parámetros de Límite Superior. Todo el hardware asociado con esta entrada está en la PCB de Control del Sistema de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas.

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Falla/ Alarma Activa: Límite Inferior de Entrada Analógica Despliegue Típico: AIx Lo (donde x designará la entrada y será 1 ó 2) Descripción: La entrada analógica designada ha caído por debajo del Valor del Límite Inferior. Acción Correctora: Determine la causa de la señal analógica demasiado baja o ajuste los parámetros de Límite Inferior. Todo el hardware asociado con esta entrada está en la PCB de Control del Sistema de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas. Falla/ Alarma Activa: Entrada Digital Despliegue Típico: DIx (donde x designará la entrada y será 1, 2 ó 3) Descripción: El estado de la entrada digital designada ha cambiado al Valor de Estado de Alarma Activa. Acción Correctora: Verifique la entrada digital o cambie los parámetros de configuración asociados para corregir la alarma. Todo el hardware asociado con esta entrada está en la PCB de Control del Sistema de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas. E/S EXTERNA Cada Módulo Externo de E/S tiene entradas digitales y analógicas que se usan de manera similar a la E/S Incorporada. La diferencia primaria está en la manera en que se despliegan las Alarmas Activas. Falla/ Alarma Activa: Límite Superior de Entrada Analógica Externa Despliegue Típico: EXm AIx Hi (donde x designará la entrada y será 1 ó 2, y m designará al Módulo de E/S Externo asociado con la entrada [EX1 a EX3]) Descripción: La entrada analógica designada ha excedido el Valor del Límite Superior. Acción Correctora: Determine la causa de la señal analógica excesiva o ajuste los parámetros de Límite Superior. Todo el hardware asociado con esta entrada está en el Módulo de E/S de Expansión de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas. Falla/ Alarma Activa: Límite Inferior de Entrada Analógica Externa Despliegue Típico: EXm AIx Lo (donde x designará la entrada y será 1 ó 2, y m designará al Módulo de E/S Externo asociado con la entrada [EX1 a EX3]) Descripción: La entrada analógica designada ha caído por debajo del Valor del Límite Inferior. Acción Correctora: Determine la causa de la señal analógica demasiado baja o ajuste los parámetros de Límite Inferior. Todo el hardware asociado con esta entrada está en el Módulo de E/S de Expansión de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas. Falla/ Alarma Activa: Entrada Digital Externa Despliegue Típico: EXm DIx (donde x designará la entrada y será 1, 2 ó 3, y m designará al Módulo de E/S Externo asociado con la entrada [EX1 a EX3]) Descripción: El estado de la entrada digital designada ha cambiado al Valor de Estado de Alarma Activa. Acción Correctora: Verifique la entrada digital o cambie los parámetros de configuración asociados para corregir la alarma. Todo el hardware asociado con esta entrada está en el Módulo de E/S de Expansión de manera que las fallas de esta tarjeta pueden causar lecturas erróneas. FALLAS DE SOFTWARE El impulsor GCS puede contener hasta 6 microprocesadores, los cuales están todos en comunicación constante y monitoreando y verificando la operación normal. Algunos errores internos tales como errores de sincronización o errores de comunicaciones seriadas causarán una parada y una Falla/ Alarma anunciada. La mayoría de estas fallas generarán una parada instantánea y no tendrán parámetros de configuración asociados.

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Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicaciones de CITIBus Despliegue Típico: xxx Com Error (donde xxx será PCM (Módulo de Conversión de Energía), Despliegue o E/S Externa) Descripción: Uno de los procesadores internos ha dejado de comunicarse en el bus serial interno. Acción Correctora: El parámetro xxx indicará el procesador que ha dejado de comunicarse. Puesto que no hay parámetros de configuración que puedan afectar esta situación, la única acción a tomar es identificar el hardware que está generando el error y reemplazarlo con un nuevo componente (es decir nuevo despliegue, módulo de E/S externo, PCB de Control del Sistema, etc.). Falla/ Alarma Activa: Falla de Conversor de PCM Despliegue Típico: Cnvtr Flt Descripción: El reloj interno de control del Módulo de Conversión de Energía (PCM) ha determinado que el módulo de software conversor ha dejado de operar. Acción Correctora: Esta falla “fatal” siempre ocasionará una parada ya que implica que el conversor ha dejado de funcionar. Aunque la rutina de parada intentará un arranque del módulo de software, una manera segura de solucionar esta falla es ciclar la energía de la unidad. Esto vuelve a inicializar todo el software y restaura la operación normal. Falla/ Alarma Activa: Falla de Inversor de PCM Despliegue Típico: Invtr Flt Descripción: El reloj interno de control del Módulo de Conversión de Energía (PCM) ha determinado que el módulo de software inversor ha dejado de operar. Acción Correctora: Similar a la Falla de Conversor. Si el impulsor no se recupera automáticamente, desconecte la energía y vuelva a conectarla. Falla/ Alarma Activa: Error de Sistema PCM Despliegue Típico: PCM Sys Err Descripción: Esta es una falla genérica relacionada con errores internos en el 68332. Este error incluye casos como división por cero y fallas en el bus de datos. Esta falla implica algún tipo de operación impropia del procesador. Acción Correctora: Esta falla debería observarse raramente. Si ocurre en forma repetida lo único que se puede hacer es reemplazar la PCB de Control del Sistema. Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicación de Tarjeta de Conversión Remota Despliegue Típico: RCB Com Err Descripción: Cuando se ha configurado un impulsor Electrospeed para utilizar más de una tarjeta de control de sistema, esta falla aparecerá si esa(s) tarjeta(s) adicional(es) falla(n) en comunicarse con la tarjeta maestra de control de sistema. Normalmente este anuncio de falla aparecerá brevemente, sólo hasta que la SCB maestra acusa recibo de la falla. La indicación de falla activa cambiará entonces a Error de Enumeración de SCB, que se describe en el párrafo siguiente. Acción Correctora: Este error de comunicación entre tarjetas de control de sistema es ocasionado usualmente por cables de comunicación con fallas o dañados. Verifique todas las conexiones de las tarjetas de conversión remotas (RCB) y reemplace los cables si es necesario. Si no se encuentran cables con fallas, el circuito de control de comunicaciones en una o varias de las tarjetas puede haber sido dañado. El único remedio es el reemplazo de la(s) SCB(s). Falla/ Alarma Activa: Error de Enumeración de Tarjeta de Control de Sistema Despliegue Típico: SCB Enum Err Descripción: Como se discutió en el párrafo anterior relativo a Error de Comunicación de RCB, cuando se ha configurado un impulsor Electrospeed para usar tarjetas de conversión remotas y una o más de esas tarjetas falla en comunicarse con la SCB maestra, se desplegará este error. Se desplegará primero el Error de Comunicación de RCB, y una vez que sea reconocido, se

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desplegará Error de Enumeración de SCB. Esto significa esencialmente que se le ha dicho a la SCB maestra que hay un cierto número de tarjetas remotas conectadas y que una cantidad menor a ese número ha sido detectada actualmente. Acción Correctora: Como se explicó en el párrafo de acción correctora de Error de Comunicación de RCB, estos errores son ocasionados normalmente por fallas en los cables de comunicaciones o fallas en las tarjetas de control del sistema. El menú “Configuración de RCB” ayudará a diagnosticar qué tarjeta(s) ha(n) ocasionado la falla. En el menú “Configuración de RCB” verifique el valor del parámetro denominado “Última Dirección de RCB”. El valor de ese parámetro indicará cuántas SCB se están comunicando. Por ejemplo, si un sistema tiene tres SCB y la última dirección es 2, entonces la falla residirá entre la segunda y la tercera tarjeta. De la misma manera, si un sistema tiene cuatro SCB y el valor de la Última Dirección de RCB es 2, entonces el problema reside entre la segunda y la tercera tarjeta. Una vez que el problema está resuelto, verifique el valor de Última Dirección de RCB otra vez para determinar si las cuatro SCB son detectadas, o si existe aún un problema entre la tercera y cuarta tarjeta. Si se puede descartar una falla en el cableado, entonces es probable que el problema se deba a hardware con fallas en la tarjeta de conversión remota. El problema debería remediarse reemplazando la RCB. Falla/ Alarma Activa: Error de Comunicaciones Seriadas Despliegue Típico: Serial Com Descripción: Ha habido un error no recuperable en las comunicaciones del RS-232. Acción Correctora: Este problema puede ser ocasionado por o bien una configuración inapropiada, o bien problemas reales de hardware. Verifique primero los valores de SCADA en el menú “SCADA, Seguridad y Sistemas”. Asegúrese de que son los mismos valores que los que hay en la computadora principal que está intentando comunicarse. Si eso no corrige el problema, pruebe con una tasa de baudios más lenta para ver si el problema está en la tasa de transferencia de datos. Para problemas de hardware, pruebe primero conectando directamente en la PCB de Control del Sistema en J22, y finalmente, pruebe con una PCB de Control de Sistema nueva. FALLAS DE HARDWARE Estas clases de fallas/ alarmas generalmente se refieren a alguna pieza interna de hardware dedicada que ha detectado operación inapropiada, o algún valor medido que está fuera de los límites. Además, estas fallas están concentradas en la operación apropiada y en la protección del hardware del impulsor en sí antes que en la carga o en el motor que está conectado al impulsor. Con la excepción de la Alarma Auxiliar de Temperatura, estas alarmas no tienen parámetros configurables por el cliente. Falla/ Alarma Activa: Alarma de Temperatura Ambiente Despliegue Típico: Amb tmp Alm Descripción: La temperatura ambiente interna ha excedido los 85 grados Centígrados.

Acción Correctora: Este sensor de temperatura está localizado en la PCB de Control del Sistema, por lo tanto mide la temperatura interna del impulsor. Primero, verifique el(los) pequeño(s) ventilador(es) que sopla(n) aire a través del intercambiador de calor aire a aire. Si no están operando, verifique primero los fusibles de la tarjeta de suministro de energía y luego los ventiladores mismos. Estos ventiladores se encienden y apagan con un relé en la tarjeta de suministro de energía, de manera que una falla en la tarjeta podría causar también este síntoma. Finalmente, la PCB de Control del Sistema en sí podría estar generando una lectura falsa si la tarjeta está dañada. Falla/ Alarma Activa: Alarma Auxiliar de Temperatura Despliegue Típico: Aux tmp Alm

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Descripción: La Entrada auxiliar de temperatura ha excedido su límite definido. Acción Correctora: Esta entrada es para uso del cliente. Sus parámetros operativos son completamente ajustables por el cliente. Debido a esto, esto no es tanto una falla sino un aviso. Una ocurrencia de esta alarma se puede corregir o bien cambiando la condición del equipo monitoreado, o bien cambiando los parámetros de configuración de esta entrada. Falla/ Alarma Activa: Alarma de Temperatura de Inductor Despliegue Típico: Ind tmp Alm Descripción: La temperatura del reactor de enlace (inductor) ha excedido el límite permitido. Acción Correctora: La alta temperatura del inductor puede deberse o bien por una refrigeración inadecuada, o por una operación inadecuada del impulsor. Primero, verifique que los ventiladores de refrigeración estén operando, y que la base del impulsor no esté bloqueada por materiales extraños. Además, asegure que la temperatura ambiente no esté por encima de la temperatura definida para el impulsor bajo las condiciones operativas actuales. Si estas condiciones están todas bien, entonces verifique una operación posiblemente inadecuada. La temperatura de los reactores de enlace es directamente proporcional (en algunos modos operativos) a la diferencia entre el voltaje de entrada y de salida del impulsor. Por lo tanto, es deseable operar al voltaje de salida más alto posible. Esto es especialmente verdadero si el impulsor tiene una carga pesada. Si es necesario, reajuste los valores de Voltios a 60 Hz. y de frecuencia de operación. Falla/ Alarma Activa: Alarma de Alta Temperatura de Disipador de Calor Despliegue Típico: HSx Alm (donde x designa un disipador de calor individual HS1-HS4) Descripción: La temperatura del disipador de calor designado ha excedido el valor predefinido. Acción Correctora: Dependiendo de la medida del impulsor, habrá de uno a cuatro sensores de temperatura de disipador de calor. Cada sensor monitorea aproximadamente la operación de un ventilador externo de refrigeración debido a la ubicación física de los sensores. Si sólo un sensor indica un exceso de temperatura, verifique primero el ventilador de refrigeración asociado con ese sensor. Además, al igual que con los demás problemas relacionados con refrigeración, verifique que el paso de aire no esté obstruido. Si los ventiladores de refrigeración parecen estar operando correctamente, verifique el sensor de temperatura y el cableado conectándolo en forma temporal a una entrada diferente. Si es necesario, reemplace la PCB de Control del Sistema. Falla/ Alarma Activa: Interrupción Instantánea por Sobrecorriente (IOT) del Inversor Despliegue Típico: Phase X Pos (Neg) IOT (X designa a la fase, A, B, o C) Descripción: Se ha detectado una condición de IOT en la fase designada. Pos o Neg indica si es el dispositivo conectado a la barra de bus positiva o negativa. Acción Correctora: El circuito de IOT monitorea cada semiconductor de energía en el inversor y controla una operación inadecuada. Es importante entender la función real del circuito de IOT para simplificar el diagnóstico del problema. Básicamente, se asume que para operación normal, cuando el dispositivo de energía se supone debe estar encendido, el mismo aparecerá como un interruptor, o tendrá una caída de voltaje muy baja. Si, por otra parte se requiere que el dispositivo maneje más corriente que la que es capaz de procesar, la caída de voltaje a través del mismo aumentará en forma dramática. El circuito de IOT, por lo tanto, monitorea el voltaje a través de cada dispositivo de energía. Cuando ese voltaje excede un límite predeterminado (aproximadamente 8V) el circuito de IOT apaga el dispositivo en menos de 1 microsegundo y envía una señal de inhibición a todas las otras señales de puerta de dispositivos de energía así también como un comando de parada al microprocesador. Debido a esto, aproximadamente 10-15 microsegundos luego de haber detectado un problema en un dispositivo de energía, el impulsor entero será detenido. NOTA: el circuito de IOT no le indica que ha habido una sobrecorriente (aunque esa será la razón más común para una IOT) o que el dispositivo está dañado. Simplemente le dice que ha habido demasiada caída de voltaje a través del dispositivo durante la operación. Eso podría ser ocasionado también por un empuje de puerta inadecuado. Si usted determina que tiene una IOT consistente en una ubicación, lo primero y más fácil a

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hacer es cambiar la Tarjeta de Señales de Inversor. Si esto no resuelve el problema, entonces verifique las conexiones de IGBT y puertas. Finalmente, si nada da resultado, reemplace el IGBT. Falla/ Alarma Activa: Interrupción Instantánea por Sobrecorriente (IOT) de Inversor de Tarjeta de Conversor Remoto Despliegue Típico: Phase X Pos (Neg) IOT RZ Ejemplo: Φ A Neg IOT R1 (X designa fase A, B, o C: Z designa cuál Tarjeta de Conversor Remoto) Descripción: Cuando se configura a un impulsor para usar tarjetas de conversor remoto, éste avisará las fallas de IOT que ocurran en esas tarjetas de esta manera. El mensaje de error indica la fase (A, B o C), la polaridad (positiva o negativa) y en qué SCB ocurrió (R1, R2, R3, o R4) Acción Correctora: El primer paso es identificar en qué SCB ocurrió el error. Luego, usando los mismos pasos de diagnóstico de problemas explicados para la falla anterior, IOT de Inversor, determine qué componente o componentes están produciendo los problemas y reemplácelos o repárelos. Falla/ Alarma Activa: Falla de Cruce de Cero de PCM Despliegue Típico: PCM 0-xing Descripción: El 68332 ha detectado un problema con el tiempo de la señal cruzando cero. Acción Correctora: Este circuito monitorea el período del voltaje A-B al impulsor y captura el tiempo de cada cruce de cero de la onda. Durante la operación normal, el período de cada ciclo debería ser casi constante, y cada cruce de cero debería suceder aproximadamente un período más tarde que el anterior. Si usted tiene esta falla sólo una vez, o en forma no frecuente, podría ser una indicación de problemas en el sistema de energía. Si una verificación de todas las conexiones al impulsor y al transformador reductor no revela nada, entonces puede ser necesario un analizador de transitorios del sistema de energía para identificar el problema. Para un problema frecuente o continuo, lo primero a verificar son las conexiones de puerta de SCR. Este circuito se conecta al sistema de energía a través de las conexiones de cátodo de SCR. Luego pasa a través de la Tarjeta de Señales de Conversor y a la PCB de Control del Sistema. Una falla en cualquiera de estos elementos de hardware puede causar un error falso de cruce de cero. Falla/ Alarma Activa: Falla de Cruce de Cero de Controlador del Sistema Despliegue Típico: 0-xing Descripción: El 68HC16 ha detectado un problema con la señal cruzando cero. Acción Correctora: Puesto que el 68HC16 necesita una señal de sincronización para referenciar las conversiones A/D, se usa el voltaje C-A como referencia. Esta señal sigue el mismo paso que la señal del 68332, por lo tanto las mismas partes del hardware son sospechosas de falla. OTRAS FALLAS/ ALARMAS Hay algunos otros mensajes que pueden aparecer en la pantalla de estatus que no son fallas o alarmas como tales, (aunque aparecen en el área de Alarma Activa de la Pantalla de Estatus) sino que son indicaciones de algún estatus particular que podrían afectar la operación del impulsor. Falla/ Alarma Activa: Parada Central Despliegue Típico: Cent Shtdn Descripción: Un computador remoto ha requerido un bloqueo de este impulsor. El impulsor no puede volver a arrancar hasta que el computador central haya liberado esta condición. Acción Correctora: Ninguna requerida. Falla/ Alarma Activa: Impulsor Parado Manualmente Despliegue Típico: Man Kpad Lk

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Descripción: El impulsor ha sido parado oprimiendo la tecla parar. Esto inhibe todos los arranques automáticos. El impulsor permanecerá parado hasta que reciba un comando de arranque desde el teclado, desde una entrada digital, o desde un computador remoto. Acción Correctora: Ninguna requerida. Falla/ Alarma Activa: HOA Externo en Detenido Despliegue Típico: Ext HOA in Off Descripción: Esto indica que se le ha indicado al impulsor (en el menú SCADA, Seguridad y Sistema) que hay un interruptor HOA externo conectado, y que el impulsor ha detectado que el interruptor está en la posición “Detenido” o “Parar”. Acción Correctora: Ninguna requerida. Falla/ Alarma Activa: Primer Arranque Despliegue Típico: First Start Descripción: Esto es simplemente una indicación de que el software de Control del Sistema ha sido actualizado desde el último arranque. Acción Correctora: Aunque no se requiere ninguna acción, éste es un recordatorio para verificar todos los parámetros de configuración para asegurar que no han cambiado durante la reprogramación. Falla/ Alarma Activa: Bloqueo Despliegue Típico: Lockout Descripción: Esto indica que alguna alarma ha sido programada para ocasionar una parada permanente si ocurre la condición de alarma. El impulsor no volverá a arrancar en forma automática. Acción Correctora: Para arrancar el impulsor será necesario eliminar la condición que haya causado la alarma, luego oprima el botón “Parar” (“Stop”). Esto eliminará el bloqueo y permitirá volver a arrancar. Puesto que esto ocasionará un Bloqueo Manual de Teclado, el impulsor no arrancará automáticamente aún si los arranques automáticos están habilitados. El primer arranque deberá ser hecho manualmente. Falla/ Alarma Activa: Máximo de Arranques Despliegue Típico: Max Starts Descripción: Cuando se habilitan los arranques automáticos, el parámetro “Máximo de Arranques Permitidos” determina el número de veces que se permitirá que el impulsor arranque luego de una falla. Cuando se alcance este número de arranques, el impulsor se detendrá con una condición de bloqueo “Máximo de Arranques”. Acción Correctora: Sólo se necesita oprimir el botón “Parar” (“Stop”) para inicializar el contador de arranques y comenzar el proceso de nuevo. Como con cualquier bloqueo, será necesario realizar el primer arranque en forma manual con el botón “Arrancar” (“Start”), una entrada digital, o un computador remoto. Falla/ Alarma Activa: Error de Sincronización de Estado de Motor Despliegue Típico: Motor State Sync Descripción: El Controlador del Sistema ha determinado que el estado del Módulo Conversor de Energía (PCM) es distinto que lo que se ha comandado (es decir operando luego de un comando de parada). Acción Correctora: Típicamente no se requiere ninguna. Ésta debería ser sólo una condición transitoria mientras el Controlador del Sistema y el PCM se comunican uno con el otro. Si la condición persiste, apague y encienda el impulsor para restaurar el software. Falla/ Alarma Activa: Voltios de Bus de Módulo Conversor de Energía (PCM) Despliegue Típico: PCM Bus Vlts Descripción: Esto indica que hay voltaje presente en el bus de CC. Durante una parada normal, el voltaje del bus cae a cero. Ciertas fallas y el modo e-parada pueden dejar en forma temporaria

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voltaje en el bus. En los modos de 6 pasos e inversor Híbrido, el voltaje en el bus inhibirá el arranque. Por lo tanto, esta indicación de estado informa al operador cuándo no se puede arrancar. Acción Correctora: Normalmente sólo es necesario esperar uno o dos minutos para que el voltaje del bus descargue hasta cero. Sin embargo, algunos tipos de protección catódica y ciertas fallas de conexión a tierra pueden inducir suficiente voltaje en el bus de CC como para inhibir los arranques. Si este estado persiste, desconecte primero las terminales de salida para ver si el problema desaparece. Si es así, verifique la carga y el cableado asociado. Si no es así, desconecte la energía del impulsor y verifique el circuito de alimentación para detectar cualquier pérdida a tierra. Los restos de desperdicios o agua en el impulsor pueden crear un paso de alta resistencia a tierra que puede ocasionar este síntoma. Además, esto puede ser ocasionado también por problemas en el sistema de energía. Revise la energía de entrada para verificar voltajes correctos y balanceados. Falla/ Alarma Activa: Reloj de Tiempo Real No Válido Despliegue Típico: RTClock Invld Descripción: El reloj de tiempo real tiene un tiempo no válido. Acción Correctora: Usualmente se ve este estatus luego de volver a cargar el software puesto que todos los datos internos se graban sobre los valores originales. Lo único que se necesita es ir al menú SCADA, Seguridad y Sistema y restaurar el reloj.

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Formas de Ondas Típicas TP6 y TP7 TP19 y TP20 TP9 y TP7 TP10 y TP20 TP1, 2, y 3 PWM/ HÍBRIDA TP11 ESP

TT

T

1 >

2 >1) Ch 1: 2 V 2 ms 2) Ch 2: 500 mV 2 ms

T

TT

1 >

2 >

1) Ch 1: 100 mV 10 ms 2) Ch 2: 100 mV 10 ms

T

TT

1 >

2 >

1) Ch 1: 100 mV 10 ms 2) Ch 2: 100 mV 10 ms

T

TT

1 >

2 >

1) Ch 1: 2 V 2 ms 2) Ch 2: 2 V 2 ms

T

1 >

1) Ch 1: 2 V 10 ms

T

1 >

1) Ch 1: 2 V 10 ms

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Tp1, 2, y 3 ESP TP11 HÍBRIDA TP11 PWM SALIDA PWM SALIDA HÍBRIDA SALIDA ESP

T1 >

1) Ch 1: 50 V 10 ms

T1 >

1) Ch 1: 50 V 10 ms

T

1 >

1) Ch 1: 2 V 10 ms

T1 >

1) Ch 1: 50 V 10 ms

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IMPULSORES GCS EN PARALELO CONEXIÓN, CONFIGURACIÓN Y OPERACIÓN DE IMPULSORES MULTIGABINETES Generalidades: Este documento describe la configuración y el uso de impulsores GCS que involucran múltiples gabinetes y por lo tanto, múltiples Tarjetas de Circuito Impreso (PCB) de Control de Sistema. Esta información no se aplica a impulsores arbitrarios conectados en paralelo, sino a los impulsores GCS de la serie 9000 diseñados para aplicaciones que requieren más de 1000KVA. Las capacidades específicas son: Modelo No. Configuración Capacidad KVA Capacidad Corriente

(Máxima Sobrecarga) 9311 3 X 390KVA serie 4000 1150 1383 9313 3 X 454KVA serie 4000 1350 1624 9315 3 X 518KVA serie 4000 1550 1864 9417 4 X 454KVA serie 4000 1750 2105 9420 4 X 518KVA serie 4000 2000 2405 Puesto que los convertidores en cada gabinete son independientes, se los puede conectar en paralelo para operación estándar de 6 pulsos o se los puede configurar para producir una operación de 12, 18 o 24 pulsos cuando se los suministre con la energía de entrada de fase apropiadamente desplazada. Aún cuando se ha asignado número de modelo a estos impulsores, éstos no son productos estándar y configurables sino especiales. Si usted tiene una aplicación que requiere una de estas capacidades comuníquese con Ingeniería de Controles (Controls Engineering) para más detalles. La configuración básica de un impulsor de la serie 9000 consiste de los siguientes pasos:

1. Conecte la energía apropiada a todas las entradas. 2. Interconecte el bus de CC positivo en todos los gabinetes. Interconecte el bus de CC

negativo en todos los gabinetes. 3. Conecte las salidas a la carga a través de los inductores apropiados. Si el impulsor va a

ser operado en modo Modulación de Ancho de Pulso (PWM), entonces cada gabinete tendrá un filtro PWM separado. Si el impulsor va a ser operado en modo ESP entonces se necesitará conectar las salidas a inductores compartidos o a primarios separados en el transformador elevador.

4. Usando los aisladores RS485 suministrados, interconecte el conector de Tarjeta de Conversor Remoto (RCB) de todas las Tarjetas de Control de Sistema de acuerdo al diagrama.

5. Instale las Tarjetas de Expansión de Señal de Inversor en lugar de las Tarjetas de Señal de Inversor (ISB) estándar.

6. Configure los dispositivos de salto (jumpers) de los ISEB de manera apropiada para operación Maestra o Remota.

7. Instale los cables de fibra óptica. 8. Instale el Módulo de Personalidad apropiadamente configurado en el gabinete del

impulsor Maestro. 9. Conecte temporalmente un despliegue a cada SCB y configure las comunicaciones de la

RCB. Cuando esto esté hecho, desconecte el despliegue de las SCB remotas. 10. Suministre energía y realice la configuración final en el impulsor Maestro.

El Diagrama número 902295 muestra los detalles de conexión.

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Conexión/ Hardware Nuevo: La operación básica de un impulsor GCS paralelo consiste de un SCB Maestro que se comunica con uno a tres SCB Remotos a través del bus de comunicaciones seriadas del RCB (Tarjeta de Conversor Remoto). Este enlace suministra datos suficientes para Arrancar y Parar y compartir corriente entre todos los conversores. Debido al ruido eléctrico local de cada una de las conexiones a tierra del gabinete, es necesario aislar eléctricamente las señales de RCB y las conexiones a tierra entre los gabinetes. Esto se logra con el aislador/ repetidores RS485 montados en el gabinete Maestro. Cada SCB remoto retiene el Módulo de Personalidad original y monitorea sus corrientes y hardware propios y locales y reporta fallas o problemas al SCB Maestro. Las señales de inversor del inversor Maestro están acopladas ópticamente a cada uno de los Remotos a través de la nueva Tarjeta de Expansión de Señales de Inversor (ISEB). Esto asegura que todos los dispositivos de salida se conecten al mismo tiempo. Esta tarjeta es esencialmente una Tarjeta de Señales de Inversor estándar con acopladores de fibra óptica agregados para transmitir y recibir múltiples señales de puertas e Interrupciones por Sobrecarga Instantánea (IOT). Tiene un salto de dos conectores que lo configura para operar en el gabinete Maestro o el Remoto. Debido a pequeñas diferencias de tiempo remanentes en los circuitos ópticos, es necesario colocar alguna impedancia entre las terminales de salida de cada gabinete y la carga común. Esto se puede suministrar por filtros PWM individuales para cada gabinete (si se va a operar el impulsor en modo PWM), bobinados primarios separados en los transformadores elevadores de cada gabinete (si esta es una aplicación sumergible) o compartiendo inductores en las conexiones de salida si esta es una aplicación de superficie. Finalmente, para asegurar que se comparta la corriente de régimen estable en las secciones individuales de inversor y conversor, es necesario interconectar los buses de CC de todos los gabinetes. Cambios al Sistema Operativo: Los cambios más significativos al sistema operativo son el menú de configuración de RCB, y un número de ítems nuevos que aparecerán en la ventana de Alarmas Activas, la Historia de Eventos, y la Historia de Paradas. En el menú de configuración de RCB, los SCB individuales se designan como Maestro o Remoto y se les asigna una dirección de RCB unívoca. Se despliegan también en esta pantalla las corrientes de salida de cada SCB individual. Las fallas se manejan aún de la misma manera. La diferencia más importante es que el anuncio de fallas incluirá ahora un sufijo que indica dónde se generó la falla. Por ejemplo, una Interrupción de Sobrecarga Instantánea de fase A negativa generada en el primer Remoto (Dirección de RCB 2) aparecerá como: Φ A Neg IOT R1 para indicar que se originó en el Remoto número 1. Una falla que se origine en el SCB Maestro aparecerá como de costumbre sin sufijo. Se ha agregado una nueva falla para indicar problemas de comunicaciones entre los distintos SCB. Esta falla es una Falla de Comunicaciones de RCB (RCB Com fault) y tendrá también un sufijo para indicar la fuente. En general, esta falla indica que el enlace de comunicaciones entre el Maestro y uno o más Remotos se ha interrumpido. Es importante notar que cada impulsor local está aún restringido por los límites normales operativos para su medida particular. Por lo tanto cada impulsor aún monitorea su propia corriente (y la compara a sus capacidades máximas) y puede generar una sobrecarga si las condiciones lo requieren. Si, por ejemplo, el Remoto 1 detecta una condición de sobrecarga pero la corriente combinada de todos los gabinetes no es la suficiente como para generar una

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sobrecarga en el Maestro, entonces el Remoto generará una parada por sobrecarga que se desplegará como “Sobrecarga R1” (“Overload R1”). Operación: Cuando se suministra energía al sistema por primera vez será necesario ir al menú de Configuración de RCB (“SCADA, Seguridad y Sistema”\”Sistema”\”Configuración de RCB”) y definir el Tipo de RCB en un SCB como “maestro” (“mstr”) y en todos los demás como “remoto” (“rmt”). Además, se debería definir la Dirección RCB del Maestro como 1 y todos los Remotos deberían definirse como direcciones unívocas consecutivas. Para hacer esto en los gabinetes Remotos, será necesario conectar temporalmente un despliegue al conector CITIBus del SCB. Una vez que hayan sido configurados, se deberán desconectar los despliegues de las unidades Remotas y se deberá ciclar la energía para volver a inicializar el software.

Luego de haber restaurado la alimentación, una de las primeras indicaciones visuales de una operación apropiada es que el diodo (LED) de Actividad 32 de todos los SCB comenzará a titilar, luego dejará de titilar durante 5 a 10 segundos antes de reanudar su actividad normal. Ésta es una indicación de que el SCB Maestro está buscando (y ha identificado) a los Remotos. Como confirmación adicional de esto, hay un nuevo agregado a la pantalla de Estatus. En el espacio horizontal justo bajo el estatus de Rotación y Modo, habrá una marca, “una barrita” vertical y corta para cada Remoto detectado. Estas marcas son indicaciones de comunicaciones válidas con los SCB Remotos.

En este momento, el impulsor puede ser configurado como en una instalación normal. Sin embargo, usted notará que si el Módulo de Personalidad ha sido configurado correctamente e

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instalado, los máximos para muchos de los valores relativos con la corriente (Límite de Funcionamiento, Sobrecarga, etc.) deberían aumentar para acomodarse a la medida del impulsor combinado. Además, la corriente desplegada en la pantalla de estatus será la corriente combinada de todos los gabinetes. Como herramienta de diagnóstico, se despliegan las corrientes de los gabinetes individuales en el menú de Configuración de RCB.

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Aplicaciones de Bombas Eléctricas Sumergibles INTRODUCCIÓN Esta guía brinda información específica relativa a la aplicación del controlador Electrospeed GCS para el control de sistemas de bombeo eléctricos sumergibles (ESP). Se brinda también información para guiar al usuario a través de la configuración de varios modos de control de operación y diagnóstico de problemas. Sin embargo, las aplicaciones inusuales pueden requerir un conocimiento más profundo del Electrospeed GCS que el que puede suministrarse en esta guía. En dichos casos, Centrilift ofrece cursos de adiestramiento en salón de clases que cubren en forma exhaustiva la operación, el mantenimiento y el diagnóstico de problemas del Controlador de Velocidad Variable (VSC) Electrospeed GCS. Siempre que sea posible, el usuario debería aprovechar el programa Autograph de Dimensionamiento de Bombas (Autograph Pump Sizing) de Centrilift para calcular y/o verificar la correcta selección del sistema ESP y configuración de parámetros. FUNDAMENTOS DE ESP El sistema de bombeo eléctrico sumergible (ESP) se considera un medio efectivo y económico para levantar grandes volúmenes de fluidos desde grandes profundidades bajo distintas condiciones de pozo. Sin embargo, la salida de la bomba eléctrica sumergible es inherentemente inflexible cuando se la opera a una velocidad fija. En esta situación, la unidad está limitada a un rango fijo de tasas de producción y a una salida fija de altura por etapa de bomba. Para minimizar las restricciones de un sistema de velocidad fija, se puede usar con éxito un controlador de frecuencia variable (VSC) para impulsar el motor de la bomba. La operación básica del VSC es convertir la CA trifásica de entrada, típicamente de 480 voltios, a un suministro único de energía de CC. Entonces, usando semiconductores de energía, el controlador invierte secuencialmente este suministro de CC para regenerar tres fases de salida de CA de energía en ondas pseudo sinusoidales en voltajes y frecuencias controlables. Puesto que el motor ESP es un motor de inducción sincrónico, al variar la frecuencia de la energía aplicada al motor cambia la velocidad rotacional del mismo (y la de la bomba directamente

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acoplada). Al variar la velocidad de la bomba, se pueden ajustar el caudal, la altura de succión de la bomba o ambos sin modificar la unidad en el fondo de pozo. VENTAJAS DEL CONTROLADOR DE VELOCIDAD VARIABLE (VSC) La razón principal para aplicar un VSC a una instalación de ESP es usualmente flexibilidad de bombeo, pero se obtienen también varias ventajas adicionales. De gran interés son aquéllas que ayudan a extender la vida útil del equipo en fondo de pozo; arranque suave, control de velocidad automático, supresión de transitorios de línea y eliminación de válvulas de estrangulación en la superficie. En el rango operativo común de frecuencias entre 30 y 90 Hertz, es conveniente considerar la velocidad de la bomba como directamente proporcional a la frecuencia de suministro de energía puesto que los errores introducidos son pequeños comparados con otras inexactitudes y efectos del sistema. Dado este principio, uno puede asumir que la velocidad de la bomba y por lo tanto las características de su salida hidráulica pueden ser controladas simplemente variando la frecuencia del suministro de energía. Esta flexibilidad no dañará la bomba ni el motor siempre que se respeten apropiadamente los límites de voltaje y de carga del motor. Además de la flexibilidad hidráulica provista, el VSC aísla también la carga de los transitorios de activación de suministro de energía y de descargas eléctricas, balancea el voltaje de salida para reducir el calentamiento del motor; compensa por caídas de voltaje; compensa la inestabilidad de frecuencia de suministros de energía por generador y minimiza las tensiones de arranque de motor. Además, dependiendo de la aplicación, el VSC puede mejorar la eficiencia global del sistema, reducir las dimensiones requeridas del generador y de la unidad en fondo de pozo, obviar la necesidad de una válvula de estrangulación y proveer funciones de control inteligentes y programables para maximizar la producción y minimizar la tensión de los equipos. Puesto que no se pueden obtener todos estos beneficios simultáneamente, el usuario o diseñador deben seleccionar la combinación relevante para cada aplicación. EFECTOS DEL VSC SOBRE LAS BOMBAS CENTRÍFUGAS El rendimiento de una bomba centrífuga se caracteriza por una curva para una altura de succión versus el gráfico de tasa de producción a una velocidad operativa especificada. Si la velocidad cambia, se genera una nueva curva de rendimiento, más grande si la velocidad aumenta, más pequeña si la velocidad disminuye. Para cualquier bomba específica, se pueden generar las curvas de rendimiento de 50 Hz y 60 Hz y luego se pueden diagramar ambas en el mismo gráfico para ilustrar las características para las dos frecuencias. Cuando se cambia la velocidad rotacional de una bomba centrífuga, las características de rendimiento de la carga también cambian. Afortunadamente, estos cambios de rendimiento son predecibles y están gobernados por las Leyes de Afinidad de Bomba Centrífuga. Estas leyes fueron deducidas a partir del análisis de dimensiones de las máquinas rotativas y muestran que para condiciones dinámicamente similares o relativamente comunes, algunos parámetros sin dimensión permanecen constantes. Estas leyes, que se han demostrado correctas en la experiencia, estipulan que cuando se cambia la velocidad, la capacidad es directamente

proporcional a la nueva velocidad, la altura es proporcional al cuadrado de la velocidad y la potencia (caballos de fuerza) es proporcional al cubo de la velocidad. Usando estas leyes, se pueden graficar curvas que predicen el rendimiento de la bomba a cualquier velocidad. Recuerde que estas Leyes de Afinidad no predicen la respuesta de rendimiento real de la bomba a los cambios de velocidad en un pozo real, sino que simplemente relacionan puntos comunes en gráficos de curvas de rendimiento de bomba para velocidades diferentes. Por lo tanto, las características

New Rate = New Hertz

60 Hertz* 60 Hertz Rate

New Hertz

60 Hertz* 60 Hertz Head

New Hertz

60 Hertz* 60 Hertz BHP

New Head =

New Brake =Horsepower

2

3

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Starting Torque Vs Frequency & Current

90

140

190

240

0 20000 40000 60000 80000I 2 /F

Ft*lbs 450A T300A T

de tanto la bomba como del pozo deben ser consideradas en conjunto para analizar o predecir el rendimiento global del sistema. Puesto que la curva de altura de succión versus tasa de una bomba se modifica cambiando la velocidad, cualquier punto de la curva de velocidad estándar se puede usar para calcular puntos equivalentes en la nueva curva de velocidad que tenga condiciones hidráulicas, régimen de caudal, balance de empuje y eficiencia de bombeo, casi idénticas. Se puede usar esta técnica para desarrollar una curva de rendimiento para cualquier frecuencia dentro de límites útiles y se basa en las ecuaciones de conversión derivadas que se muestran a la izquierda. Usando estas ecuaciones, se puede desarrollar un conjunto de gráficos para rangos de velocidad de 30 a 90 Hertz, produciendo una familia de curvas como se ve en la ilustración más abajo. La parte sombreada del gráfico de rendimiento para cada bomba indica una tasa de producción que está dentro de límites de carga aceptables. Asegure que el sistema ESP esté produciendo fluido a una tasa que caiga dentro de esos límites para maximizar la vida útil de la bomba.

EFECTOS DEL VSC SOBRE EL MOTOR Un motor de una medida de marco particular operando a una frecuencia fija tiene un momento de torsión (torque) de salida específico máximo, si se suministra el voltaje requerido a sus terminales. Se puede lograr este mismo momento de torsión a otras velocidades variando el

voltaje en proporción a la frecuencia. De esta manera, la corriente de magnetización y la densidad de flujo permanecerán constante, y de esa manera también permanecerá constante el momento de torsión disponible, a revoluciones de deslizamiento nominales. En consecuencia, la capacidad de salida de potencia será directamente proporcional a la velocidad puesto que la capacidad de potencia se obtiene multiplicando la capacidad de momento de torsión por la velocidad. Es importante darse cuenta que cambiar la capacidad de

los motores de esta manera aumenta la potencia disponible para ajustarse a cualquier medida de gabinete. MOMENTO DE TORSIÓN DE ARRANQUE Uno de los beneficios de aplicar un VSC a una ESP es la capacidad de “arranque suave” del motor a una frecuencia menor. Como se muestra en el gráfico a la izquierda, con un valor constante para la corriente, el momento de torsión del motor aumenta en forma lineal con la frecuencia hasta que el transformador de salida se satura. Luego de ese punto cualquier corriente adicional sólo circula en el primario del transformador y no produce momento de torsión en el motor. En una aplicación ESP, la impedancia adicional del transformador de salida y del cable se hace significativa cuando se la compara con la impedancia del rotor bloqueado. Por lo tanto, asegúrese de que el impulsor está configurado para suministrar corriente suficiente y por ende momento de torsión suficiente para arrancar el motor.

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CAÍDA DE VOLTAJE EN CABLE Como se muestra en el gráfico en la sección apéndice de esta guía, a medida que crece la corriente del motor, también aumenta la cantidad de caída de voltaje debido a pérdidas en los cables. Puesto que todos los motores de inducción exhiben un punto de eficiencia óptima al voltaje de terminal especificado en la placa, es importante, cuando se configura un sistema de VSD, compensar en forma adecuada por estas pérdidas. Use el gráfico para calcular la cantidad de caída de voltaje presente en el sistema y luego ajuste el selector de proporción (taps) del transformador de salida y los voltios por hertz del VSD para producir el voltaje de placa en las terminales del motor a la frecuencia operativa requerida. AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN EN ARRANQUE En algunas situaciones, tales como motores con arranques duros, puede ser necesario suministrar un voltaje a la frecuencia de arranque más alto que lo que está determinado por el valor de voltios por hertz. Este aumento de voltaje se usa para enviar más corriente al motor y por lo tanto aumentar el momento de torsión de arranque disponible. El impulsor Electrospeed GCS provee un parámetro AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN (VBOOST SYNC) que controla la cantidad de voltaje adicional producido durante el período de DEMORA DE SINCRONIZACIÓN (SYNC DELAY). Tenga cuidado cuando suma el AUMENTO DE VOLTAJE para no ocasionar una saturación del transformador de salida, puesto que esa condición produce corriente adicional en el primario del transformador y no en el motor. En general, el usuario debería intentar primero arrancar el motor sin ningún AUMENTO DE VOLTAJE.

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CORRESPONDENCIA DE MEDIDAS DE MOTOR, BOMBA Y VSC Durante los cálculos normales de dimensionamiento de equipos, se selecciona una bomba para generar una cierta salida hidráulica a una velocidad particular. Se selecciona luego un marco de motor cuya capacidad equipare los requerimientos de la bomba cuando opera a la velocidad seleccionada. Por encima de esa velocidad, el motor estará sobrecargado e inversamente,

tendrá baja carga cuando esté operando por debajo de esa velocidad debido a la relación cúbica entre caballos de fuerza y frecuencia. Esto se refleja en la corriente consumida por el motor puesto que el amperaje de placa sólo se puede consumir a la velocidad especificada. El gráfico de la izquierda ilustra la característica lineal de la potencia del motor intersecando la característica cúbica de la potencia de la bomba a la frecuencia máxima designada. Al calcular la capacidad requerida y

seleccionar un VSC, los requerimientos de KVA de superficie se calculan de la manera normal, incluyendo la pérdida resistiva del cable de energía, pero el cálculo se realiza a la frecuencia operativa máxima. Puesto que esta frecuencia máxima representa el requerimiento pico de potencia del sistema, se debería seleccionar un modelo de VSC cuya capacidad de KVA iguale o exceda este valor pico. Los principios explicados anteriormente ilustran las consideraciones teóricas, pero en la práctica, se deben considerar además varios detalles adicionales cuando se diseña o se aplica un sistema de VSC completo. LÍMITE DE POTENCIA DEL EJE DE LA BOMBA Puesto que la capacidad de caballos de fuerza del eje es proporcional a la velocidad y puesto que los caballos de fuerza requeridos por la bomba es una función cúbica de la velocidad; para cualquier bomba habrá una velocidad por encima de la cual se excederá la capacidad del eje. Los fabricantes normalmente especifican el límite del eje como una capacidad de caballos de fuerza a 60 Hertz. Se debería verificar entonces esta capacidad a la frecuencia operativa máxima para asegurar suficiente capacidad del eje de la bomba. LÍMITE DEL CERRAMIENTO DE LA BOMBA La fuerza del cerramiento se estipula normalmente como la presión diferencial limitante o máxima para las roscas del cerramiento a la descarga de la bomba. Si se opera por encima de este límite, las roscas podrían reventar. Cuando se opera a altas frecuencias, la presión de cierre o sin flujo generada por la bomba podría exceder este límite. Por lo tanto, es prudente tomar precauciones para evitar esta situación y puesto que la detección normal de baja carga es demasiado lenta, se debería utilizar un interruptor de parada de sobrepresión de superficie adecuadamente dimensionado. VIBRACIÓN Y DESGASTE La operación a velocidad más alta que la normal aumenta la vibración radial debido a desequilibrio en el ensamble rotativo. Éste no es normalmente un factor significativo en la determinación de la vida útil de la bomba como lo demuestra el hecho de que los fabricantes sólo siguen el primer paso de balancear dinámicamente los propulsores cuando construyen bombas de grandes diámetros. Sin embargo, si hay abrasivos presentes en el fluido bombeado, el desgaste de los equipos debido a amoladura y erosión por abrasivos a altas velocidades puede ser serio. En estas situaciones, se puede usar un VSC para operar la bomba a

Match Point@ Maximum Speed

Pump BHP

Motor HP Capability

Frequency

Motor HP vs Pump BHP

200

150

100

50

Horsepower

30 60 90

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velocidades menores para reducir el desgaste. Esto significa usualmente que para mantener una tasa de caudal requerido se requerirán una bomba y un motor de mayores dimensiones.

Configuración Básica de VSC Esta sección guiará al usuario a través de los pasos requeridos para la configuración y arranque iniciales del sistema ESP. Si se está instalando y comisionando el VSC por primera vez, deberán completarse todos los pasos a continuación en orden. Si la unidad está siendo reconfigurada y el lector tiene experiencia en aplicaciones de VSC, sólo deben seguirse los pasos pertinentes. Antes de realizar cualquier configuración, el usuario debería revisar la instalación del equipo y

asegurar que se entiendan y respeten todas las pautas de seguridad. Para más información, lea la sección titulada SEGURIDAD E INSTALACIÓN en el manual del operador provisto con este controlador Electrospeed GCS. El primer paso en la configuración de un controlador Electrospeed GCS requiere calcular algunos datos importantes. La hoja de trabajo de arranque en la página próxima provee al usuario un modelo que puede ser usado para calcular y registrar esta información.

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HOJA DE TRABAJO PARA ARRANQUE

Customer :

Well Number:

1: Motor Voltage:

2: Desired Operating Frequency

4: Secondary Voltage @ Maximum Hertz: =

6: Transformer Ratio: =

7: Secondary Voltage @ 60 Hertz:=

8: Drive Volts @ 60 Hertz: =

9: Required KVA @ Max. Hertz: =

10: Controller sizing: =

11: V-Clamp: =

Amps: Cable Size: Length:

Date:

Drive S/N:

5: Secondary Voltage Taps Selected:

3: Maximum Volts Available (Input)

Minimum: Maximum:

Motor Voltage X Max. Hz.

60 Hz.

Cable Drop+ =

Secondary Voltage Taps Selected

Transformer Primary (480)

=

Secondary Voltage @ Max. Hertz X 60

Maximum Hertz

=(from line 4)

Drive Volts @ 60 Hertz X Max Hz

60

=(from line 8)

Secondary Voltage @ 60 Hertz

Transformer Ratio

=(from line 7)

Surface Voltage X Motor Nameplate Amps X 1.73

1000

=

(Select a drive Model with a continuous current rating => than this calculation)(Refer to Appendix A: Specification and Sizes)

=Motor Nameplate Amps X Transformer Ratio

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REGISTRO DE INSTALACIÓN Y SERVICIO

Area ________________ District _______________Startup____ Service____ Restart____ Report

Customer ___________________ County / Province ________________ State / CountryFacility /Field ______________ Unit / Lease ______________ No____________ CityVSC S/N: _____________ Model _____________ Amps ________ KVA Software Rev.:Motor Mfg__________ Volts __________ Amps_________ Hp________ ServiceCable Size_________ Ft__________ Volts/Ft________ Temp Factor__________ CablePump Mfg__________ Model__________ Series__________ Stages________Intake(Rotary, Rev-Flow, Std) Min Hz_______ BPD_______ Max Hz_______ BPD_______Check Valve_________ Jap Setting ___Ft Bottom Hole Temp___________F. degXfrm S/N_________________ Voltage_________ Ratio__________ Taps 1______ 2______Delta WYE

Setup or Operating Parameters______Overload Amps ______Volts @60Hz ______Sync Delay ______Low Speed Clamp______Overload Time ______Start Frequency ______Hi Speed Clamp______VBoost______I Limit ______V Boost Sync ______Accel Time ______Reg.Gain%______I Limit Sync ______V Clamp ______Decel Time ______Slip Comp%______Fault Restarts ______Underload Amps ______Control Setpoint______Aux. Restart______Restart Delay ______Jog Frequency ______PHD Zero ______ PHD Span______Fault Reset ______Underload Restarts ______Frequency Avoid______Set Speed(Hz) ______UL Trip Delay ______Output Rotation______Run Speed(Hz) ______Mode ______Control Signal ______Analog 1 or 2______Bypass LSTrip Delay ______LSTrip Delay ______LSTrip Enable ______LSTrip Lockout______UL Bypass Delay ______UL Delay ______UL Enable ______UL Lockout______DI1 Bypass Delay ______DI1 Delay ______DI1 Enable ______DI1 Lockout______DI2 Bypass Delay ______DI2 Delay ______DI2 Enable ______DI2 Lockout______OL Bypass Delay ______OL Delay ______OL Enable ______ OL Lockout______Wait for Restart Delay

SYSCON______DISPLAY______

Comments / Observations :_____________________________________________________________________

__________________________________________________________________________________________

__________________________________________________________________________________________

__________________________________________________________________________________________

Job Started: Job Completed:

Drive Input Volts Unloadeda/b________ a/c________b/c_______

Drive Input Volts to Grounda________ b________ c________

Drive Input Volts Loadeda/b________ a/c________b/c________

Drive Input Amps@ Hz_____ a)______ b)______@ Hz_____ a)______ b)______

Drive Output Volts@ Hz_____ a/b______ a/c______@ Hz_____ a/b______ a/c______

Drive Output Amps@ Hz_____ a)______ b)______@ Hz_____ a)______ b)______Down Hole Motor Amps@ Hz_____ a)______ b)______@ Hz_____ a)______ b)______

Surface Voltage Phase to Grounda)______ b)______ c)_____

Motor & Cable Ohms Phase to Phasea/b________ a/c________ b/c________

Motor & Cable Ohms Phase to Grounda_________ b_________c__________

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CONFIGURACIÓN BÁSICA DE PARÁMETROS El siguiente procedimiento definirá la mayoría de los parámetros requeridos para el arranque actual del controlador GCS en condiciones normales operativas para bombas sumergibles. Realizar los pasos de “FORMACIÓN de CAPACITORES” sólo si la unidad no ha sido operada durante 6 meses o más. Por favor asegúrese de que se respeten las precauciones de seguridad. 1. Encienda el Interruptor Principal de Energía de

Entrada, luego oprima la tecla STOP en el teclado.

2. Defina la Frecuencia en 60 Hz. 3. Defina el Bloqueo de Alta Velocidad en los

hertz requeridos para la aplicación. 4. Defina el Bloqueo de Baja Velocidad en los

hertz requeridos para la aplicación. 5. Defina el Límite de Corriente de Operación en

el amperaje de placa del motor por proporción de transformador por 105%.

6. Defina el Límite de Corriente de Sincronización en el amperaje de placa del motor por proporción de transformador por 125%.

7. Defina el Voltaje a 60Hz en el valor calculado en la hoja de trabajo de ARRANQUE.

8. Defina el Bloqueo de Voltaje en el valor del voltaje de entrada, pero no mayor a 480 voltios.

9. Defina el Aumento de Voltaje en cero. 10. Defina Aumento de Voltaje de Sincronización

en cero. 11. Defina la Frecuencia de Sincronización en 10

Hz. 12. Defina la Demora de Sincronización en 2

segundos. 13. Defina el Tiempo de Aceleración en 10

segundos. 14. Defina el Tiempo de Desaceleración en 10

segundos. 15. Defina la Rotación del Inversor en HACIA

ADELANTE o “FWD”. 16. Defina la Ganancia del Regulador en 70 %. 17. Defina la Compensación de Deslizamiento en

cero. 18. Defina las frecuencias de Frecuencias a Evitar

en cero. 19. Defina el Modo de Control en Valor de

Frecuencia (FR SET). 20. Defina el Máximo de Arranques Permitidos en

5. 21. Defina la demora para Restaurar Contador de

Arranques en 30 minutos. 22. Defina la Demora de Arranque en 30 minutos.

GCS SETUP 1

High Speed ClampLow Speed ClampRun ILimitSync ILimitVoltage at 60 H

Set FrequencyMORE MORE

120.010.0100100230 Vlts

amps

VClampVBoostVBoost SyncSync Frequency

48000

10.0sec

60.0

Sync Delay 2

VltsVlts

Vlts

amps

hzhz

hz

hz

GCS SETUP 2

Decel TimeInverter ModeInverter RotConverter ModeRegulator Gain

Accel TimeMORE MORE

106-Step

FWD6 PLS

70 %

sec

Slip CompJog FreqRestart DelayPasswordScty Jmp Status

00

300

yes

hzmin

10 sec

Drive Mdl NumTorque Rating

1060CT

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23. Defina el valor de SOBRECARGA en el amperaje de placa del motor por proporción de transformador por 120%.

24. Defina la DEMORA DE PARADA DE SOBRECARGA en 5 segundos. 25. Defina el Valor de BAJA CARGA en CERO. 26. Defina la Demora DE PARADA DE BAJA CARGA en 30 segundos. 27. Verifique y/o cambie el RELOJ a la hora y fecha actuales.. 28. Si se requiere, realice los pasos en la sección siguiente para FORMAR LOS

CAPACITORES o prosiga con la CONFIGURACIÓN SIN CARGA.

PARA EL ARRANQUE O DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS INICIAL SE RECOMIENDA, DONDE SEA PRÁCTICO, QUE SE DESCONECTE LA CARGA, Y QUE SE OPERE EL CONTROLADOR DE VELOCIDAD VARIABLE SIN CARGA PARA VERIFICAR UNA OPERACIÓN CORRECTA.

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FORMACIÓN DE CAPACITORES Realice estos pasos sólo si la unidad no ha estado operando durante 6 meses. 1. Realice los pasos anteriores para

CONFIGURACIÓN BÁSICA de PARÁMETROS. 2. Desconecte la carga de las terminales de salida

del VSC. 3. Defina el Límite de Corriente de Operación en

el valor máximo. 4. Defina el Limite de Corriente de

Sincronización en el valor máximo. 5. Defina VOLTIOS A 60HZ en 230 voltios. 6. Defina el VALOR DE SOBRECARGA en la

capacidad máxima del controlador. 7. Oprima el botón de ARRANQUE (START) y

confirme que el controlador acelera hasta 60 Hz.

8. Verifique los voltios de salida, a 60 Hertz el impulsor debería tener 230 voltios de salida.

9. Aumente los VOLTIOS A 60 HZ. en incrementos de 50 voltios con pausas de cinco minutos entre cada aumento hasta alcanzar el voltaje de salida máximo.

10. Oprima PARAR (STOP) para detener el controlador.

STARTS

Strts CntrTtl StrtsMax Alowd StrtsStrts Cntr RstProg Rstrt Tm

Int Auto RstrtMORE MORE

005

300

min

Internal Automatic Restart Enable

minRstrt DlyTm Til RstrtWait Fr Rstrt TRstrt On Ovld

3000:00

nono

min

no

min

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PRUEBAS SIN CARGA Si el controlador GCS no ha sido arrancado o usado en esta aplicación antes, deberían seguirse los pasos en la CONFIGURACIÓN BÁSICA de PARÁMETROS antes de intentar estos pasos de

SIN CARGA o SALIDA EN CORTO. Prueba Sin Carga

1. Defina el Voltaje a 60Hz de acuerdo a la hoja de

trabajo de arranque. 2. Asegúrese de que el valor de SOBRECARGA sea

igual al amperaje de placa del motor por la proporción del transformador por 120%.

3. Asegúrese de que el Límite de Corriente de Operación sea igual al amperaje de placa del motor por la proporción del transformador por 105%.

4. Asegúrese de que el Límite de Corriente de Sincronización sea igual al amperaje de placa del motor por la proporción del transformador por 125%.

5. Apague el Interruptor Principal de Energía de Entrada y desconecte la carga de las terminales de salida del VSC.

6. Conecte un medidor de secuencia de fase a la salida del controlador al punto más cercano al cabezal de pozo para confirmar una rotación de fase apropiada.

7. Encienda el Interruptor Principal de Energía de Entrada.

8. Oprima el botón ARRANCAR (START) y confirme una secuencia de fase correcta, luego pare el controlador.

9. Apague el Interruptor Principal de Energía de Entrada y desconecte el medidor de secuencia de fase.

Prueba de Salida en Corto 1. Defina la Frecuencia de Sincronización en 15 Hz. 2. Asegúrese de que el valor de SOBRECARGA sea igual al amperaje de placa del motor por

la proporción del transformador por 120%. 3. Asegúrese de que el Límite de Corriente de Operación sea igual al amperaje de placa del

motor por la proporción del transformador por 105%. 4. Asegúrese de que el Límite de Corriente de Sincronización sea igual al amperaje de placa

del motor por la proporción del transformador por 125%. 5. Apague el Interruptor Principal de Energía de Entrada y desconecte la carga de las

terminales de salida del VSC. 6. Conecte cables de cortocircuito entre las tres terminales de salida. 7. Oprima el botón ARRANCAR (START) para arrancar el impulsor. 8. Asegure que la pantalla ESTATUS despliegue las tres corrientes de salida y que las mismas

sean de la magnitud correcta para la medida y modelo del impulsor. 9. Oprima PARAR (STOP) y permita que el impulsor desacelere y se detenga. 10. Desconecte los cables de cortocircuito y vuelva a conectar la carga a las terminales de

salida. .ARRANQUE DEL MOTOR

GCS SETUP 1

High Speed Clamp Low Speed Clamp Run ILimit Sync ILimit Voltage at 60 H

Set Frequency MORE MORE

120.0 10.0 100 100 230 Vlts

amps

VClamp VBoost VBoost Sync Sync Frequency

480 0 0

10.0 sec

60.0

Sync Delay 2

Vlts Vlts

Vlts

amps

hz hz

hz

hz

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Los pasos a continuación harán que el Electrospeed GCS arranque el motor/ bomba conectado a sus terminales de salida. Luego de estos pasos hay una sección denominada Diagnóstico de Problemas que debería ser leída y usada para identificar y corregir cualquier problema que pueda aparecer en el momento de arranque.

1. Conecte la carga a las terminales de salida

del VSC. 2. Desde el MENÚ PRINCIPAL, seleccione y

despliegue la pantalla de ESTATUS. 3. Oprima el botón ARRANCAR (START) y

confirme que la frecuencia de salida acelere hasta la velocidad definida o 60 Hz.

4. Confirme el voltaje de salida correcto Voltaje a 60Hz del controlador en la pantalla de ESTATUS.

5. Establezca la FRECUENCIA en la frecuencia máxima deseada de acuerdo a la hoja de trabajo de arranque.

6. Mida y calibre el amperaje y voltaje de salida del controlador de acuerdo a lo que se despliega en la pantalla de ESTATUS usando medidores de Valor Eficaz. Registre el amperaje y voltaje de entrada, salida y en fondo de pozo en la hoja de arranque.

7. Establezca la FRECUENCIA en la velocidad mínima de acuerdo a la hoja de arranque.

8. Defina el valor de BAJA CARGA en 10% menos que la fase de corriente de salida más baja mientras opera a frecuencia mínima. Registre en la hoja de arranque.

9. Establezca la FRECUENCIA en la velocidad de operación deseada.

NOTA: LOS PARÁMETROS DE SOBRECARGA Y BAJA CARGA pueden requerir ser restaurados después de que el pozo se haya estabilizado.

RUN 60.0 Hz

Volts Out:

Rot : FWD Mode : 1

480 11:47

Lst Shtdn

Analog Input #1Analog Input #2

1634947

PSIBPD

Current : IA IB IC(Amps) 51 52 49

1998 Feb 1523:17:12Underload

Active Alarms

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Diagnóstico de Problemas de Arranque de Motor Después de haber establecido todos los parámetros necesarios, oprima el botón de ARRANCAR. El controlador acelerará rápidamente a la FRECUENCIA DE ARRANQUE. El controlador permanecerá en la FRECUENCIA DE ARRANQUE durante el período de tiempo DEMORA DE SINCRONIZACIÓN. Luego de la DEMORA DE SINCRONIZACIÓN, el controlador acelerará el motor a la tasa establecida por el TIEMPO DE ACELERACIÓN si el controlador puede suministrar corriente suficiente. Si el controlador no puede suministrar corriente suficiente, el motor acelerará a una tasa menor determinada por la inercia de carga y la corriente disponible.

Si el controlador no puede arrancar el motor, verifique la corriente de carga durante un intento de arranque. Si es igual al LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN, aumente el LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN e intente otra vez. Continúe el proceso de aumentar el LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN y de volver a

intentar hasta que el motor arranque, o hasta que la corriente de carga no esté limitada por el LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN. Si el motor aún no arranca, aumente el AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN en incrementos de 5 voltios hasta el 33% de voltaje de arranque. Si la corriente de salid se hace igual al LÍMITE DE CORRIENTE DE FUNCIONAMIENTO o al LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN, aumentos posteriores del AUMENTO DE VOLTAJE no serán efectivos. Si el motor aún no arranca, cambie el AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN a cero y aumente la FRECUENCIA DE ARRANQUE. Tenga cuidado al aumentar el AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN. Si el voltaje de arranque es demasiado alto para la frecuencia de arranque, el motor o el transformador de salida, si se lo usa, se pueden saturar. Esto ocasiona que la corriente de excitación aumente en forma dramática. En esta situación, se puede llegar al LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN, pero una gran parte de la corriente puede ser corriente de excitación por el transformador o motor. Por esta razón es mejor en general intentar inicialmente arrancar sin AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN, y luego aumentarlo sólo según sea necesario. El problema de saturación del transformador es particularmente evidente en aplicaciones de bombas sumergibles donde se usan transformadores elevadores de salida. Las aplicaciones sumergibles incluyen en forma típica largas secciones de cable entre el transformador elevador y el motor. La caída de voltaje en el cable es generalmente alta, y puede requerir un poco de AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN para arrancar el motor. Los transformadores de salida para sumergibles se diseñan en general para permitir sobrevoltajes intermitentes de alrededor del 33% sin aumentos significativos en las corrientes de excitación. Aún con la capacidad de aumentar el voltaje de salida en un 33%, se pueden encontrar problemas de saturación de transformador. En algunos casos, aunque raramente, puede ser necesario aumentar la FRECUENCIA DE ARRANQUE para obtener la corriente máxima disponible sin saturar el transformador. Puesto que la proporción voltaje/ frecuencia permanecerá constante, desconsiderando el AUMENTO DE VOLTAJE DE SINCRONIZACIÓN, el voltaje de salida será mayor cuando sea mayor la FRECUENCIA DE ARRANQUE. La reactancia de la carga aumentará también, pero la resistencia de la carga permanecerá constante haciendo que el aumento en impedancia global de la carga sea menor que el aumento en el voltaje. Esto permitirá más corriente de arranque sin saturar el transformador. En algunas situaciones, las condiciones de pozo depositan materiales extraños en la bomba que pueden hacer que ésta se trabe. Si se sospecha esto, intente arrancar el motor con rotación en reversa primero para destrabarla, luego intente otro arranque en dirección normal.

NOTA: El controlador Electrospeed no arrancará si hay voltaje presente en el bus de CC. Habrá una demora de 30 a 60 segundos entre arranques para permitir que el bus se descargue.

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OPTIMIZACIÓN Luego de haber arrancado el ESP en forma exitosa, deberían verificarse varios parámetros operativos y, de ser necesario, deberían ser ajustados para asegurar una operación óptima del sistema. FACTOR DE POTENCIA DE ENTRADA Para asegurar el mejor factor de potencia de entrada posible, haga un ajuste fino de los voltios por hertz del VSD y de la proporción del transformador para permitir que los SCR de la sección del conversor operen con fase plena. Configure el VSD para producir el máximo de voltios por hertz a la frecuencia de operación deseada y seleccione la proporción correcta del transformador de salida para producir el voltaje requerido en las terminales del motor. DISTORSIÓN ARMÓNICA DE LA LÍNEA DE ENERGÍA DE ENTRADA Cuando la medida de la carga del sistema ESP se convierte en un porcentaje importante de la capacidad del suministro de energía de alimentación, el VSD puede reflejar grandes cantidades de distorsión en el sistema de alimentación. Cuando esta situación se convierte en un problema, se puede configurar al Electrospeed GCS para que opere en modo de entrada de doce pulsos. Para esta configuración, el usuario debe agregar tres tarjetas de control de conversor adicionales en las ranuras provistas en el panel del circuito principal. Se conecta un transformador adicional de desfasaje de 30o a la línea de energía de alimentación y su salida se conecta al impulsor. El módulo de personalidad del impulsor se debe cambiar también para informar al sistema operativo GCS sobre el nuevo modo de operación. El uso de este tipo de configuración puede resultar en reducciones significativas de la distorsión armónica de entrada total. Comuníquese con el grupo de soporte técnico Tecnología de Control de Centrilift (Centrilift’s Control Technology) para más información. OPERACIÓN ESP VERSUS PWM El impulsor Electrospeed GCS puede operar tanto en modo PWM (ancho de pulso modulado) como en modo ESP (voltaje variable, onda pseudo sinusoidal de seis pasos). Aunque la operación PWM puede disminuir la distorsión armónica total reflejada de vuelta en el sistema de suministro de energía, el usuario debe conocer algunos efectos potencialmente dañinos debido a este modo. Puesto que el PWM en general conmuta el voltaje máximo del bus de salida al motor a una frecuencia portadora alta, el sistema ESP, completo con el transformador de salida y el largo cable de alimentación pueden exhibir significativas oscilaciones de voltaje con poca amortiguación. Esta oscilación del voltaje de salida puede producir picos de voltaje de hasta dos veces el voltaje normal de operación. Estos picos transitorios de alto voltaje pueden degradar seriamente el aislamiento tanto del cable como del motor, y conducir a una falla prematura de los equipos. Si se debe utilizar una operación PWM en un sistema ESP, el usuario debería considerar la instalación de un circuito filtro adecuadamente dimensionado y configurado en la salida del impulsor. Un filtro de las dimensiones correctas puede minimizar los dañinos transitorios de voltaje enviados al sistema ESP, pero a un costo de mayor consumo total de energía eléctrica y mayor generación de calor. También se puede configurar al Electrospeed GCS para operar en modo de voltaje variable PWM que puede ayudar a minimizar los transitorios de voltaje cuando se opera sin un filtro de salida. Siempre que sea posible, Centrilift recomienda que se opere el impulsor GCS en modo ESP (seis pasos) para minimizar daños a los equipos y aumentar la vida útil. Se puede usar el modo PWM en forma segura en aplicaciones de motor de superficie donde no hay transformador de salida y donde se usan conexiones cortas de alimentación del motor. Comuníquese con el grupo de soporte técnico Tecnología de Control de Centrilift (Centrilift’s Control Technology) para más información. CORRIENTE MÍNIMA DE MOTOR Mientras la bomba está operando a la frecuencia deseada, ajuste el parámetro Voltios/por/Hertz para producir el valor mínimo de corriente de carga. Haga esto aumentando o disminuyendo el parámetro Voltios/por/Hertz unos pocos voltios a la vez y verificando el valor de la corriente del

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motor. Si el cambio ocasiona que la corriente del motor disminuya, repita el cambio de valor hasta que la corriente del motor comience a aumentar. En este punto, cambie el valor de voltios por hertz de vuelta al valor anterior que producía la menor corriente de carga. El motor operará ahora en su estado más eficiente y por lo tanto más económico. OPERACIÓN CON LÍMITE DE CORRIENTE DE FUNCIONAMIENTO EN POZOS CON GAS Cuando se opera en pozos que producen cantidades significativas de gas se puede usar el parámetro LÍMITE DE CORRIENTE DE FUNCIONAMIENTO para ayudar a compensar. En este tipo de situación, establezca el LÍMITE DE FRECUENCIA en la velocidad de operación permitida más alta. Establezca el parámetro LÍMITE DE CORRIENTE DE FUNCIONAMIENTO para hacer que la frecuencia de salida esté limitada al valor deseado óptimo. Entonces, cuando haya gas presente en la bomba, la carga del motor disminuirá y la frecuencia de salida aumentará hasta que se alcance el valor de los parámetros LÍMITE DE CORRIENTE DE FUNCIONAMIENTO o LÍMITE DE FRECUENCIA. El pequeño aumento en la frecuencia comprimirá más al gas y ayudará a sacarlo de la bomba. DEMORAS DE ARRANQUE Cuando el impulsor ha parado debido a una condición sin bloqueo, el sistema operativo GCS comienza a disminuir el reloj de demora de arranque. Si la alarma/ parada asociada está aún activa al final de la demora de arranque, el impulsor GCS esperará en la condición de parada hasta que la alarma se elimine. En este momento, si no hay más alarmas activas y el impulsor está configurado para arranques automáticos, el impulsor intentará arrancar el motor.

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ARRANQUE DE MOTOR ESP

Centrilift Una Compañía Baker Hughes

Presentado en: Taller de ESP 1996

SPE Sección Costa del Golfo 2 de Mayo, 1996

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INTRODUCCIÓN A medida que continuamos empujando los límites de las bombas eléctricas sumergibles (ESP) hacia capacidades de potencia cada vez más altas, y operando con cables de alimentación cada vez más largos, aumenta la necesidad de entender los requerimientos de arranque. En muchos casos el operador, la compañía de suministro eléctrico, y el fabricante de la ESP deben trabajar juntos, para asegurar que se satisfagan todos los requerimientos de arranque para una operación confiable de la ESP. Se han escrito varios trabajos sobre las características de arranque del motor sumergible, sin embargo continuamos viendo que se repiten los mismos errores. Parece que cada pocos años necesitamos rever los fundamentos del arranque de la ESP.

La longitud y la medida del cable tienen el impacto más dramático en las características del arranque del motor sumergible. Los motores sumergibles se operan con longitudes de cable que varían desde virtualmente cero hasta más de 20.000 pies. Las secciones de cable cortas dan como resultado mayor momento de torsión de arranque, y en casos extremos es posible una falla del eje. Las secciones de cable largas, por otra parte, pueden evitar que el motor desarrolle el momento de torsión suficiente para un arranque confiable. Se puede asegurar un arranque confiable de la ESP sin daños seleccionando adecuadamente el motor, el cable de alimentación y el método de arranque.

ARRANQUE DEL MOTOR La mayoría de los motores sumergibles se arrancan aplicando todo el voltaje disponible en la superficie. El arrancador que se usa se denomina arrancador de “voltaje pleno”, y el método de arranque es denominado “a través de la línea” o “directo en línea” (DOL en inglés). El término “voltaje pleno” es un poco contradictorio para las ESP puesto que la mayoría de los sistemas de ESP tienen una caída de voltaje significativa en el cable de alimentación, y, en efecto, proveen un arranque con voltaje reducido. El arranque DOL es de lejos el método más común usado para los motores de inducción incluyendo el motor sumergible. Es el más económico, y el más confiable, y por lo tanto, debería considerarse primero. Debería haber buenas razones para considerar otros métodos.

Para entender si el arranque DOL es viable para una aplicación particular, se usa un modelo eléctrico por fase. Un modelo típico de este tipo se muestra en la figura “7”. El sistema de energía se modela como una fuente de voltaje ideal con una impedancia en serie. El transformador reductor, el cable de alimentación, y el motor en el pozo se modelan cada uno con una resistencia e inductancia en serie. Los objetivos son asegurar que el momento de torsión de arranque desarrollado por el motor es suficiente para arrancar la ESP adecuadamente durante la vida útil aceptable de la instalación por una parte, y asegurar que el momento de torsión de arranque desarrollado no dañará a la ESP por la otra. La corriente de arranque del motor puede ser usada como un indicador del momento de torsión de arranque del motor. La relación entre corriente y momento de torsión se establece por prueba, y cada tipo de máquina tendrá sus características propias, tornando a las generalizaciones peligrosas.

La corriente de arranque del motor puede calcularse usando el modelo por fase que se muestra en la figura "7". La reactancia del rotor bloqueado de motor (Xm) es una función del voltaje de terminal de motor disponible bajo condiciones de rotor bloqueado. Desafortunadamente, se necesita Xm para calcular el voltaje de terminal del motor desde el modelo. Se puede usar un método iterativo para determinar el voltaje de terminal del motor. Para lograr esto, se asume un voltaje de terminal de motor. Se puede determinar entonces un valor para Xm a partir de datos de prueba de rotor bloqueado para ese motor particular. Se pueden calcular entonces la corriente de arranque y el voltaje de terminal de motor resultante. Si el voltaje de terminal de motor calculado no concuerda con el valor asumido, aumente o disminuya el valor asumido y repita el proceso hasta que el valor asumido y el calculado converjan. Este método puede

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requerir mucho tiempo si se lo hace manualmente, pero se lo puede adaptar fácilmente a software de planilla de cálculo o a una calculadora programable.

El Cálculo de la corriente de arranque del motor es una buena manera para entender los requerimientos de arranque de una instalación dada, pero el proceso requiere datos que frecuentemente no son fáciles de obtener. El uso de “reglas empíricas” puede resultar fácil, pero las similitudes con la instalación real pueden ser pura coincidencia. Algunos fabricantes publican datos indicando las longitudes máximas de cable recomendadas en base a la serie del motor, el voltaje del motor y la medida del cable. La figura “8” es un ejemplo. Estos datos son en general conservadores y su objetivo es evitarle problemas al usuario. Una indicación de que el sistema no arrancará debería ser usada como advertencia indicando que se necesita análisis adicional.

La relación entre momento de torsión del eje y la velocidad para los motores de inducción se despliega tradicionalmente como un gráfico del momento de torsión (eje y) versus velocidad del motor (eje x) y se la denomina curva momento de torsión – velocidad. La curva superior de la figura “9” es una relación típica momento de torsión – velocidad de un motor. Los valores de momento de torsión, en todas las velocidades, son al 100% de voltaje de placa del motor. Esto puede tener sentido para un motor de superficie donde el voltaje de terminal permanecerá relativamente constante durante el arranque, sin embargo, con el motor sumergible y la longitud de cable asociada, el voltaje de terminal del motor caerá en forma significativa durante el arranque. La relación momento de torsión – velocidad de motor cambia continuamente con el voltaje, y un voltaje de terminal de motor menor generará un momento de torsión menor. La figura “9” muestra el efecto de voltaje reducido en la relación momento de torsión – velocidad. La figura “9”, sin embargo, no describe adecuadamente la relación global entre momento de torsión y velocidad para el motor sumergible y el cable.

Cuando se aplica el voltaje por primera vez, la impedancia del motor tendrá su valor más bajo, y como resultado la corriente de arranque y la caída de voltaje en el cable estarán en su valor máximo. Cuando el motor comienza a girar, su impedancia aumentará, reduciendo tanto la corriente como la caída de voltaje del cable, aumentando el voltaje de terminal del motor. Cuando opera a máxima velocidad, el motor está con máxima impedancia y corriente más baja. Asumiendo que hemos compensado correctamente por la caída de cable en operación a carga máxima, el motor debería estar operando al voltaje de placa. La figura “10” representa más exactamente la relación momento de torsión – velocidad con cable. La curva superior de la figura “10” es la curva de momento de torsión – velocidad a voltaje máximo. A medida que el voltaje cae debido al aumento de impedancia del sistema y del cable, el momento de torsión cae dramáticamente a bajas velocidades, pero se recupera debido al aumento de impedancia del motor y la caída asociada en la corriente a medida que el motor aumenta de velocidad.

La carga del motor, una bomba centrífuga, tiene un requerimiento de momento de torsión que varía aproximadamente como el cuadrado de la velocidad. Una parte de la carga de la bomba es fricción que estará al máximo cuando la bomba está detenida. Una vez que el motor comienza a mover a la bomba, esta parte de la carga caerá. La figura “10” tiene una curva representando el requerimiento de momento de torsión de la bomba. La curva es un poco exagerada, pero esto es para ilustrar cómo el momento de torsión disponible del motor puede caer por debajo de lo que requiere la bomba. Cuando esto suceda, el motor se “colgará”, a la izquierda del punto de “momento de torsión de despegue” como se indica en la figura “10”, y no acelerará hasta velocidad máxima. La bomba estará operando, pero a baja velocidad. La operación de esta manera es inestable, y puede dañar seriamente al equipo sumergible debido a oscilaciones de torsión. Una ESP que arrancó inicialmente puede eventualmente exhibir este problema debido a los requerimientos de momento de torsión de arranque creciente para la bomba.

Cuando una ESP no arranca, se aumenta frecuentemente el tiempo de interrupción por sobrecarga para dar más tiempo a la ESP para arrancar. Cuanto más largo es el ciclo de arranque de la ESP, más grande es la chance de daño. No es raro romper una bomba, motor, o eje de cierre cuando se intenta hacer funcionar una unidad “difícil de arrancar”. Frecuentemente se piensa que esto es simplemente un caso de demasiado momento de torsión de arranque aplicado al eje, sin embargo, en muchos casos la falla del eje es el resultado de permitir que la

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ESP opere a la izquierda del punto de momento de torsión de despegue durante demasiado tiempo. Por esta razón, el tiempo de interrupción por sobrecarga debería mantenerse tan corto como sea posible, y típicamente no más de un segundo para corrientes de sobrecarga por encima del 200% del valor de placa.

ARRANQUE CON VOLTAJE REDUCIDO El arranque de voltaje reducido, denominado frecuentemente arranque suave, se refiere a cualquiera de los varios métodos empleados para reducir el voltaje aplicado al terminal del motor durante el arranque. Hace varios años, hubo un interés significativo en arranques con voltaje reducido como un medio para extender la vida útil de las ESP. La idea de que menos arranques implican tiempos de operación más largos es prácticamente aceptada en forma universal. El arranque con voltaje reducido se consideraba un medio para reducir el impacto del arranque, extendiendo los tiempos de operación de las ESP. De los varios problemas que se pueden asociar con el arranque, el único que se puede enfocar con un arranque con voltaje reducido es la falla del eje debido a excesivo momento de torsión de arranque. Ésta es la aplicación más común para el arranque de ESP con voltaje reducido, y es típicamente en instalaciones con secciones de cable cortas donde la bomba y/o eje de sello se operan cerca de su capacidad máxima.

Una segunda razón para considerar el arranque con voltaje reducido es reducir el impacto sobre el sistema de alimentación del motor en el momento de arranque. No es raro que las compañías de suministro eléctrico requieran el uso de arranque con voltaje reducido para evitar que un cliente interfiera con otros. Las compañías de servicio eléctrico están generalmente más familiarizadas con motores de superficie, los cuales pueden requerir varios segundos para llegar a velocidad máxima, dependiendo de la carga. Las ESP, por otra parte, arrancan mucho más rápidamente, de 0,1 a 0,2 segundos. Los efectos de arrancar una ESP son por lo tanto mucho menores, y las pautas tradicionales para el requerimiento de arranque con voltaje reducido de parte de las compañías eléctricas no es totalmente aplicable. En muchos casos, la compañía de electricidad eliminará este requerimiento una vez que entienden la ESP y sus características de arranque.

Si se usa un arrancador de voltaje reducido, es importante entender el arrancado, y el por qué de su uso, para asegurar que esté configurado adecuadamente. La reducción del voltaje de arranque puede tener efectos similares a los discutidos anteriormente en relación con la Figura “10”. Reducir el voltaje de superficie tiene el mismo efecto que aumentar la caída de voltaje en los terminales del motor. Si no se aplica y se configura adecuadamente, el arranque con voltaje reducido puede causar daños serios a la ESP. La idea de que, si un poco es bueno, entonces mucho debe ser mejor, no se aplica al arranque con voltaje reducido. El momento de torsión de arranque es proporcional al cuadrado del voltaje en terminal del motor. Una pequeña reducción en el voltaje tendrá un impacto mucho más significativo en el momento de torsión de arranque. Si el voltaje se reduce demasiado, el motor no arrancará. Para entender mejor los efectos de arrancadores de voltaje reducido, se discuten a continuación algunos de los distintos tipos usados con ESP.

Inductor en Serie Se coloca un inductor en serie en cada una de las tres fases para hacer caer el voltaje. La caída de voltaje será proporcional al flujo de corriente a través del inductor. Durante el arranque, la corriente a través del inductor será alta causando una caída de voltaje proporcionalmente alta. Una vez que el motor ha arrancado, la corriente caerá a la corriente de operación normal reduciendo la caída de voltaje del inductor. El inductor puede dejarse en el circuito, o puede ser salteado con un contactor. Si se lo deja en el circuito el voltaje del sistema debe compensar por la caída de voltaje durante la operación, y el inductor debe ser capaz de operar continuamente a

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la corriente de operación. Si se lo saltea, se exige al inductor que soporte corriente durante el corto ciclo de arranque, y por lo tanto puede ser físicamente mucho más pequeño y económico. Los inductores pueden ser suministrados con selectores de proporción para seleccionar la inductancia adecuada para la aplicación. La principal desventaja del arrancador con inductor es que la corriente de arranque debe ser conocida para determinar la caída de voltaje a través del inductor.

Una variación del arrancador con inductor emplea un inductor de núcleo saturable que autorregula la caída de voltaje. Una vez que el motor ha arrancado, se saltea el inductor con un contactor. La principal ventaja de esta disposición es que la caída de voltaje permanece constante sin importar la corriente. Por lo tanto, no es necesario conocer la corriente de arranque para determinar la caída de voltaje.

Transformador de Alta Impedancia Se substituye el transformador reductor estándar por un transformador especial de alta impedancia. La mayor impedancia actuará de manera muy parecida al arrancador con inductor descrito anteriormente, y generará una caída significativa del voltaje durante el arranque. Se debe seleccionar la proporción de voltaje adecuada para compensar por la caída de voltaje del transformador durante la operación. Como con el inductor, la corriente de arranque debe ser conocida para determinar la caída de voltaje. Es posible una impedancia máxima de aproximadamente 10-12%.

Autotransformador Se emplea un autotransformador reductor para suministrar un voltaje menor para el arranque. En efecto, esto provee dos, o más, fuentes separadas de voltaje para el motor. Los contactores pueden conectar el voltaje menor para el arranque, y luego conectar el voltaje pleno una vez que el arranque se ha completado. El autotransformador puede tener selectores de proporción para seleccionar el voltaje de arranque apropiado, y puede ser bastante pequeño debido al corto ciclo de operación. El voltaje de arranque será razonablemente constante durante el arranque debido a la baja impedancia del autotransformador, por lo tanto, no es necesario conocer la corriente de arranque para obtener una estimación razonable de la caída de voltaje.

Estado sólido El arrancador de voltaje reducido de estado sólido utiliza rectificadores controlados por silicio (SCR) para controlar el voltaje de salida. Esto se logra permitiendo que los SCR conduzcan sólo una parte del ciclo de voltaje; cuanto menor el tiempo de conducción, menor el voltaje. Este tipo de arrancador es el más elegante de los arrancadores de voltaje reducido, y brinda un control continuo del voltaje de salida desde virtualmente cero a voltaje máximo. El control de voltaje continuo brinda flexibilidad considerable y ha resultado en varias técnicas de arranque distintas usadas con las ESP. Algunas de éstas son:

1. Aumento de Voltaje

El voltaje tiene un aumento lineal con respecto al tiempo desde cero a voltaje máximo. El tiempo de aumento es ajustable. En algún punto durante el ciclo de arranque, el voltaje de terminal de motor será lo suficientemente alto como para que el motor arranque. Este método no provee mucho control, y el ciclo de arranque debe ser largo.

2. Corriente constante

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El arrancador regula la corriente de salida a un valor previamente definido que se sabe es suficiente para arrancar el motor. Este sistema funciona bien puesto que el arrancador acelera rápidamente hasta el voltaje que puede suministrar la corriente definida. Esto minimiza el tiempo con voltajes demasiado bajos para arrancar, sin embargo, si la corriente definida es demasiado baja, o si las condiciones cambian, quizás el motor no pueda arrancar.

3. Aumento de Corriente

El aumento de corriente opera en forma parecida a la corriente constante, puesto que la corriente de arranque se regula a un valor predefinido. La diferencia es que el aumento de corriente tiene dos valores de corriente definidos. Durante el ciclo de arranque, el arrancador acelerará rápidamente al voltaje que soportará la primera corriente predefinida y luego acelerará a una tasa ajustable a la segunda corriente predefinida. Este método minimiza también el tiempo con voltajes demasiado bajos para arrancar, y brinda protección adicional contra cambios posibles en las condiciones de arranque. La configuración adecuada sería definir la primera corriente en un valor que debería arrancar el motor, y la segunda a un valor mucho más alto, pero no tan alto como para romper un eje. El tiempo de aceleración debería ser muy corto, no más de 1,5 segundos.

ARRANQUE CON FRECUENCIA VARIABLE El uso de controladores de frecuencia variable (VSC en inglés) para operar ESP ha agregado otra dimensión al arranque. No sólo podemos variar el voltaje de arranque, sino que podemos también variar la frecuencia de arranque. El criterio usado comúnmente para arrancar una ESP es la corriente de arranque mínima, y se puede usar la siguiente relación para determinar la corriente requerida para momento de torsión (torque) equivalente en otras frecuencias de arranque.

Torque ∝ I2/f Estableciendo el momento de torsión a 60 Hz igual al momento de torsión de arranque en la frecuencia “f”, obtenemos:

I602/60 Hz. = If2/f

O _____

If = I60√ f/60 Por ejemplo:

Determine la corriente de arranque requerida para arrancar un motor a 10 Hz., que requiere el 300% de corriente de placa a 60 Hz.

_____ I10 = (300%)(√10/60) = 122%

Una corriente de arranque en el pozo del 122% del valor de placa del motor a 10 Hz. suministraría aproximadamente el mismo momento de torsión de arranque que el 300% del valor de placa del motor a 60 Hz.

Los VSC que se usan generalmente con ESP son de bajo voltaje (380V, 415V, y 480V), y se usa un transformador elevador para equiparar el controlador al voltaje de superficie requerido. Para

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operar a frecuencias distintas a 60 Hz. el voltaje de terminal del motor debe ser ajustado proporcionalmente. Esto es verdad también sobre el arranque. Un arranque de 10 Hz. requeriría 1/6 del voltaje de 60 Hz. A bajas frecuencias, sin embargo, la resistencia del cable es mucho más significativa cuando se la compara con la reactancia del motor, y puede ser necesario aumentar o “empujar” el voltaje de salida para establecer la corriente de arranque requerida. Durante el ciclo de arranque, el VSC acelera rápidamente hasta la frecuencia de arranque. La frecuencia se mantiene constante durante un período de tiempo llamado “DEMORA DE SINCRONIZACIÓN”. Durante este tiempo, la corriente de salida está limitada a un valor ajustable denominado “LÍMITE DE CORRIENTE DE SINCRONIZACIÓN”. El motor arrancará y operará a aproximadamente la velocidad sincrónica para la frecuencia de arranque (10Hz. = 600 RPM). Al final de la ‘DEMORA DE SINCRONIZACIÓN”, el VSC acelerará a una tasa ajustable para establecer la frecuencia de operación. La figura “11” indica el efecto del arranque de menor frecuencia sobre la curva momento de torsión – velocidad. La curva se desplaza a la izquierda. Se logra el arranque a bajas frecuencias lo cual minimiza el impacto de la carga de la bomba, y la carga es acelerada hasta la frecuencia de operación con el motor operando a la derecha del punto de momento de torsión de falla en la curva momento de torsión – velocidad.

Aunque en general no se justifica sólo para arrancar, el arranque de velocidad variable es el “mejor” método disponible para arrancar una ESP. Los problemas discutidos anteriormente con el motor “colgándose” debido a una gran caída de voltaje en los terminales del motor no existen con el arranque de velocidad variable. El VSC aísla a la ESP del sistema de alimentación eléctrica, y compensa por la caída de voltaje por cable en el pozo, permitiendo que el arranque de velocidad variable sea el mismo bajo virtualmente todas las condiciones.

La selección del VSC y el transformador puede afectar significativamente el momento de torsión de arranque disponible. ¿Cuánto momento de torsión de arranque es suficiente? Usted nunca sabe de manera segura hasta que no pueda arrancar, y entonces usted sabe que no tiene suficiente. El VSC debería tener una alta capacidad de corriente pico puesto que el momento de torsión es proporcional al cuadrado de la corriente. El VSC y el transformador deben ser capaces de suministrar una capacidad de aumento adecuada para obtener la corriente de arranque máxima. La capacidad para aumentar el voltaje de salida por encima del voltaje base para la frecuencia de arranque permite al motor sumergible de velocidad variable desarrollar momentos de torsión de arranque más altos que con el arranque DOL en los sistemas con largas secciones de cable. La cantidad de aumento puede ser limitada por el VSC o el transformador elevador. Si se diseña adecuadamente, el VSC puede suministrar aumento adecuado para virtualmente cualquier condición sin impacto sobre el costo. Sin embargo, la capacidad de aumento del transformador tiene un impacto significativo sobre el costo, ya que el aumento es, en efecto, un sobrevoltaje para el transformador a la frecuencia de arranque. El transformador debe ser capaz de soportar el sobrevoltaje sin un aumento significativo en la corriente de excitación. Para arrancar, la selección del VSC debería basarse en la capacidad de corriente de arranque pico y la del transformador elevador asociado en la capacidad de aumento. La selección adecuada del VSC y del transformador elevador asegurará arranques confiables durante la vida útil de la bomba. CONCLUSIÓN El arranque es un elemento crítico en la aplicación de una ESP. Las características de arranque de una bomba sumergible están afectadas por una miríada de parámetros relacionados con el sistema de alimentación, entorno del pozo, equipo de control de superficie, método de arranque, cable en el pozo, bomba y motor. Los diseños eléctricos de los motores sumergibles continúan cambiando haciendo que las “reglas empíricas” previas no sean exactas. No generalice. Las características del motor varían con el fabricante y la serie. Confíe en la información suministrada por el fabricante del motor para tomar decisiones relativas al arranque. Debería usarse el arranque DOL cuando sea práctico. Se debería considerar el arranque con voltaje reducido para aplicaciones donde los ejes están cargados cerca de sus capacidades máximas, y las secciones de cable son cortas. Asegure que se suministre al motor voltaje de arranque adecuado para evitar fallas. Una vez más, no generalice. Confíe en las pautas provistas por el

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fabricante específicas para las aplicaciones del caso. Los controladores de velocidad variable brindan el arranque más seguro para las ESP, porque controlan totalmente el entorno eléctrico del motor. Los requerimientos de energía de arranque con un VSC son generalmente más bajos que los requerimientos de operación a carga plena lo que hace al VSC ideal para operar a partir de generadores pequeños. Los ahorros en el generador frecuentemente compensarán más que el costo adicional del VSC.

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Figura 7: Modelo de Impedancia para Arranque Directo En Línea

SYSTEM VOLTAGE

Xs

Rs

SYSTEMIMPEDANCE

Xt

Rt

Xc

Rc

Xm

Rm

CABLEIMPEDANCE

MOTORIMPEDANCE

TRANSFORMERIMPEDANCE

ISSTART

CURRENT

MODEL FORDIRECTON LINESTART

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Figura 8: Longitudes Máximas de Cable

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0 20 40 60 80 100% SYNCHRONOUS

50

150

250

350

0

100

200

300

100% VOLTAGE

90%

80%

70%60%50%

TORQUE-SPEEDWITHCONSTANT

O GTo

rque

(%Fu

ll Lo

ad)

Figura 9: Momento de Torsión / Velocidad con Voltaje Constante

0 20 40 60 80 100% SYNCHRONOUS SPEED

50

150

250

350

0

100

200

300

TOR

QU

E (%

FU

LL L

OAD

)

10%

20%

30%

40%

50%

PUMP TORQUE

0% VOLTAGE DROP

TORQUE-SPEED WITHVOLTAGE DROP

PULLOUTTORQUE

Figura 10: Momento de Torsión / Velocidad con Caída de Voltaje

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0 20 40 60 80 100% SYNCHRONOUS SPEED

50

150

250

350

0

100

200

300

TOR

QU

E (%

FULL

LO

AD)

VARIABLE FREQUENCY TORQUE-SPEED

60 Hz.50 Hz.40 Hz.30 Hz.

Figura 11: Momento de Torsión de Velocidad Variable / Velocidad

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DATOS RELATIVOS AL USO DE IMPULSORES PWM SOBRE SISTEMAS ESP 1. Ocurrirán transiciones fase a fase de pico negativo a pico positivo si la frecuencia portadora no es la correcta para la frecuencia de potencia. Una consideración inicial que debe darse a una fuente trifásica PWM es la relación que debería existir entre la frecuencia de potencia fundamental a ser generada y la frecuencia portadora. Cada fase se genera con una frecuencia portadora que es modulada por ancho de pulso de acuerdo a una onda sinusoidal a la frecuencia de potencia. Puesto que el motor opera en el voltaje fase a fase es importante considerar lo que sucede de fase a fase. Específicamente, los pulsos en cada fase necesitan estar adecuadamente sincronizados para evitar transiciones de salida fase a fase que conmuten del pico negativo al pico positivo. Si esto sucede la transición de voltaje que entra al cable es el doble de amplitud que el producido en cualquiera de las fases, lo que duplica inmediatamente los problemas debido a desequilibrio de impedancia entre el cable y el motor en la bomba. El desequilibrio es severo y prácticamente duplica las transiciones de voltaje de rápido tiempo de alza en el extremo del cable. La regla a seguir que evitará esto es en realidad bastante simple, sólo use frecuencias portadoras que sean múltiplos de 1,5 veces la frecuencia de potencia que se está generando. Esto genera voltajes fase a fase que siempre alternan entre cero y el pico negativo o cero y el pico positivo y es la menor resolución de frecuencia portadora permitida que evitará el problema. El examen cuidadoso muestra que la frecuencia portadora se elimina de voltajes fase a fase cuando se sigue esta regla. 2. No se puede ajustar la frecuencia portadora para evitar altos picos de voltaje de motor con “Cancelación de Reflejo”. Un muy breve cálculo muestra que esto requeriría alternar frecuencias más allá de lo que es práctico con la tecnología actual aún si se pudiera lograr. En efecto en cualquier momento que en pulso de rápido tiempo de alza entra en el cable éste será prácticamente duplicado en el punto de desequilibrio de impedancia entre el cable y el motor. Considere una sección de cable con el extremo del motor abierto como ejemplo, (la inductancia del motor hace que el extremo del motor aparezca abierto a los pasos de rápido tiempo de alza). Si se introduce entonces un paso de voltaje en el extremo de la fuente, (permitiendo que el cable retarde la propagación a 0,4c, donde c es la velocidad de la luz), el paso atravesará un cable de 10000 pies y será reflejado de vuelta en 5,1 microsegundos. Esto significa que la fuente debe estar lista para conmutar en la dirección opuesta en 5,1 microsegundos, lo cual correspondería a medio ciclo, por lo tanto el período portador sería 10,2 microsegundos correspondiendo a una portadora de 9821 Hz. Esto por supuesto no resuelve el problema de ninguna manera, de hecho lo empeora. El pulso se duplicó en amplitud cuando llegó al extremo del cable correspondiente al motor y fue reflejado de vuelta. Si en el instante en que éste retorna la fuente conmuta al nivel opuesto para intentar cancelar el reflejo, otra onda se propaga por el cable. El extremo del cable correspondiente al motor fue dejado al doble de amplitud y el nuevo nivel que viene por el cable es cero, entonces cuando éste llegue se impresiona un paso de doble amplitud en el extremo abierto que es luego duplicado. El voltaje en el extremo abierto ahora va al cuádruplo de la amplitud en la dirección opuesta (el doble del nuevo paso). El proceso continuaría aumentando en voltaje si el cable no tuviera ninguna pérdida hasta que el aislamiento finalmente fallase. Las pérdidas en el cable hacen que el paso final no llegue a duplicarse por lo tanto se llega

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eventualmente a un límite. La frecuencia real resonante del cable de extremo abierto cae por debajo de 9821 Hz por las pérdidas del cable aún para un cable de extremo abierto. La pregunta ahora es, ¿hay alguna otra frecuencia que pueda cancelar los reflejos? No, sin embargo, podemos seleccionar frecuencias que disminuirán el efecto. Si elegimos una frecuencia que corresponda al tiempo de recorrido de una longitud de cable (el doble de la frecuencia anterior) lo que sucede es lo siguiente. En el momento en que el primer paso llega al extremo del cable la fuente conmuta estableciendo una onda que reduce a cero moviéndose en el cable. En el mismo momento, una onda de doble amplitud comienza a viajar de vuelta desde el extremo abierto. Éstas se encuentran obviamente en el centro y tienden a cancelarse mutuamente. El resultado es igual a 2*paso – paso = paso. Por lo tanto, el centro del cable va a amplitud 1*paso que se propaga a cada extremo. En el instante en que la nueva amplitud alcanza la fuente la misma estará lista para conmutar de vuelta a exactamente ese nivel, no fluye corriente y el voltaje es estable. En ese mismo momento, el nuevo nivel llega al extremo abierto el cual está a 2*paso e intenta mover de vuelta a 1*paso. El paso de voltaje se duplica por supuesto lo cual mueve el extremo abierto a cero. Este cero comienza a propagarse de vuelta a la fuente y llega exactamente en el momento en que la fuente conmuta de vuelta a cero. Una vez más, no fluye corriente y estamos de vuelta en el estado en que comenzamos, con ambos extremos en cero. Parece grandioso, pero recuerde que el extremo de la fuente está pulsando a una vez la amplitud del paso mientras que el extremo abierto está pulsando a dos veces la amplitud del paso. Por supuesto la frecuencia requerida para hacer esto es 19642 Hz para 10000 pies de cable. Si el cable es más corto, la frecuencia requerida aumenta. Otras frecuencias equipararán y no equipararán alternativamente la energía de propagación para sumar o restar a la misma y hacer que el voltaje en el extremo abierto aumente y disminuya con alguna frecuencia de pulso. La amplitud pico dependerá de cuántos reflejos suman constructivamente antes de que ocurra la fase destructiva, lo cual variará con la frecuencia portadora. Lo anterior es verdad para ondas cuadradas de ciclo de trabajo constante a la frecuencia portadora. En generación de energía real, el ciclo de trabajo está cambiando constantemente para producir la frecuencia de energía sinusoidal intrínseca. En consecuencia, no hay frecuencia que pueda proveer siempre aún el resultado óptimo de sólo el doble de voltaje en el extremo abierto. Otro enfoque para todo este argumento es usar frecuencia PWM lo suficientemente baja para permitir que los reflejos se propaguen en uno y otro sentido hasta que se disipen, antes de que entre otro pulso. Esto por supuesto introduce armónicas de la frecuencia de potencia debido al bajo número de pulsos por ciclo de la frecuencia de potencia. De hecho, si se usa este enfoque, tiene más sentido una forma de onda en pasos puesto que nunca se genera un paso igual a toda la amplitud. 3. Los altos picos de voltaje del motor no pueden evitarse ajustando la frecuencia portadora para evitar “resonancia del sistema”. En la práctica real el fenómeno de reflexión está eclipsado por la resonancia del sistema, (aunque aquél nunca desaparece). El sistema se comportará como un sistema resonante a una frecuencia menor que la resonancia de reflejo del cable. La frecuencia real es controlada primariamente por la inductancia y capacitancia total del cable y el %Z del transformador. De hecho, si toda la capacidad del cable se acumula como un capacitor y se calcula una inductancia equivalente en serie para todos los inductores del sistema, se puede calcular la frecuencia resonante. Es por cierto imperativo que no se impulse al sistema con energía próxima a la resonancia porque el sistema resonante es un sistema de Q alto. Un circuito resonante tendrá una ganancia de voltaje aproximadamente igual al Q a la frecuencia resonante, por lo tanto, con un Q de 20 y un voltaje de excitación de 1 kV, no sería raro tener 20 kV en el motor. Para evitar esto uno debe entender qué frecuencias se generan por una forma de onda PWM.

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Una forma de onda PWM trifásica produce grupos de frecuencias que están centrados alrededor de la frecuencia portadora y cada armónica de ésta. Estas frecuencias son iguales a la suma y diferencia entre la frecuencia portadora y de potencia que se están generando. Por ejemplo, si la portadora es 1000 Hz y se genera energía de 50 Hz, entonces habrá frecuencias a 950 Hz y 1050 Hz, 900 Hz y 1100 Hz y así sucesivamente. El tercer múltiplo de 50 estará ausente como lo estarán los otros triples y la más fuerte será la segunda (a menos que la regla anterior no sea seguida lo que hará que la portadora aparezca y sea la más fuerte). En el primer grupo, la amplitud de cada una decrecerá hasta que sean insignificantes a partir de aproximadamente la 12ª. Las frecuencias alrededor de 2 veces la portadora serán todas de menor amplitud pero no disminuirán de amplitud tan rápidamente creando un rango más ancho. Con cada armónica de la portadora, el rango se hará más pequeño pero más ancho hasta finalmente superponerse con el rango previo. Antes de que los rangos se superpongan, hay regiones de frecuencias entre las armónicas de la portadora donde no se genera energía. Para evitar excitación de resonancia del sistema se debe elegir una portadora de manera tal que la frecuencia resonante del sistema esté entre las armónicas de la portadora.

Esto significa que

fr fc fc fc=32

52

72

, , ,...

o resolviendo para fc,

fc fr fr fr=23

25

27

, , ,...

Donde fc = Frecuencia portadora fr = Frecuencia resonante del sistema.

En la práctica real, el punto medio no es el punto ideal puesto que cada rango se ensancha, en

lugar de 2/3, 2/5, 2/7 la mejor posición es 12

11 2

12 2

, , ,...+ +

Un ejemplo de todo esto es,

Fkmaxf

100.

carrier fresonant

kN dt.

0 2000 4000 6000 8000 1 104 1.2 104 1.4 104 1.6 104 1.8 104 2 1040.01

0.1

1

10

100

Figura 12: Espectro PWM, portadora de 3 kHz generando 50 Hz La Figura 12 es el espectro de un impulsor PWM generando 50 Hz con una frecuencia portadora de 3 kHz. Este es el múltiplo más cercano de 75 al 41,4% de la frecuencia resonante del sistema

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(7358 Hz). El sistema es un motor de 180 hp y 1580 voltios con un transformador de 500 KVA al 6,5% y 5000 pies de cable no.1. El cable es de 140 uH y 0,075 uf por 1000 pies. Asumiendo que la frecuencia resonante del sistema está determinada con exactitud, se puede seleccionar una frecuencia portadora óptima. Recuerde que la frecuencia portadora debe moverse en incrementos de 1,5 veces la frecuencia de potencia o transiciones de doble amplitud emanarán desde el impulsor, por lo tanto la frecuencia óptima no puede ser generada precisamente. En el ejemplo anterior, el valor óptimo era 3012,68 Hz, sin embargo, puesto que el valle entre el segundo y tercer rango es bastante ancho el pequeño desplazamiento es insignificante. Si se genera una frecuencia de potencia más alta la posición se hace más crítica como se puede ver en la figura 13 que es el mismo sistema pero con frecuencia generada de 60 Hz. El paso de frecuencia es ahora 90 hz haciendo más difícil optimizar la posición de la portadora.

100

.01

Fkmaxf

100.

endplot0

carrier fresonant

kN dt.

0 2000 4000 6000 8000 1 104 1.2 104 1.4 104 1.6 104 1.8 104 2 1040.01

0.1

1

10

100

Figura 13: Espectro PWM portadora 2.97kHz generando potencia de 60 Hz

Note en la figura 13 que el ancho de la región sin energía cerca de la frecuencia resonante del sistema (valle entre las armónicas 2 y 3 de la portadora) se ha estrechado. A medida que la frecuencia generada aumenta las energías del segundo y tercer rango se superpondrán y la resonancia del sistema será excitada. En muchos casos se usarán secciones de cable más cortas o una menor impedancia de transformador; ambos factores pueden resultar en una frecuencia resonante más alta. Cuando la frecuencia resonante llega a cierto punto, la frecuencia resonante debe ser ubicada entre el tercer y cuarto rango ya que no es práctica una portadora lo suficientemente alta como para mantenerla entre el segundo y tercer rango debido a las pérdidas por conmutación. La región de baja energía entre el rango tres y cuatro es muy estrecha y desafortunadamente, se superpone, en muchas aplicaciones, por lo tanto no se puede alcanzar un buen punto de operación.

Debería notarse que los picos de voltaje en el motor serán siempre más altos que a la salida del transformador. Esto se debe a los reflejos en los terminales del motor debido a desequilibrio de impedancia, (como se explicó anteriormente, los reflejos nunca desaparecen por completo) y es esencialmente independiente de la caída de voltaje en el cable a la frecuencia de potencia. A medida que se disminuye la impedancia del transformador, los picos de voltaje de salida del transformador disminuyen, pero los picos de voltaje del motor tienden a aumentar. Aún cuando se use una frecuencia portadora óptima, el voltaje pico del motor es siempre más alto que el voltaje pico de salida del transformador.

Se debe tener cuidado al modelar estos sistemas, puesto que el análisis de circuitos agrupados mostrará una diferencia entre los voltajes del extremo del transformador y del extremo del motor

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pero será siempre por debajo del real. Para analizar el sistema adecuadamente, se deben analizar las características del cable con al menos 10 secciones de valores agrupados, cuanto más secciones, más exacto será el resultado. Se muestra en la figura 14 un ejemplo de agrupar todos los parámetros de cables en una única sección RLC ‘T’.

sclo 5000stdev vto( ) 1919= max vto( ) 4522= stdev vm( ) 2021= max vm( ) 5044=

vtoj

j T.0 0.01 0.02 0.03 0.04

500045004000350030002500200015001000500

0500

100015002000250030003500400045005000

Transformer Output Voltage

vmj

j T.0 0.01 0.02 0.03 0.04

500045004000350030002500200015001000

5000

500100015002000250030003500400045005000

Motor Voltage

Figura 14: Portadora de 3 kHz generando potencia a 50 Hz, Modelo de un único valor agrupado Si se usa un modelo de cable con el cable dividido en 15 secciones el resultado es, o 5000 stdev vtopp( ) 1939= max vtopp( ) 4745= stdev vmpp( ) 2098= max vmpp( ) 5507=

vtoppk

k T.0 0.01 0.02 0.03

5000

3750

2500

1250

0

1250

2500

3750

5000Xfmr ouput voltage (Phase to Phase)

vmppkntd

k T.0 0.01 0.02 0.03

500045004000350030002500200015001000500

0500

100015002000250030003500400045005000

Load Voltage (Phase to Phase)

Figura 15: Portadora de 3 kHz generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones Note que el modelo con cable en 15 secciones muestra un voltaje de motor más alto, en casi 500 voltios.

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Si se coloca la frecuencia resonante entre el primer y segundo rango (y se la mueve un poco para encontrar el punto de voltaje mínimo), el mejor punto operativo es una portadora de 4875 Hz, sclo 5000 stdev vtopp( ) 1839= max vtopp( ) 4587= stdev vmpp( ) 1966= max vmpp( ) 5187=

vtoppk

k T.0 0.01 0.02 0.03

5000

3750

2500

1250

0

1250

2500

3750

5000Xfmr ouput voltage (Phase to Phase)

vmppkntd

k T.0 0.01 0.02 0.03

500045004000350030002500200015001000

5000

500100015002000250030003500400045005000

Load Voltage (Phase to Phase)

Figura 16: Portadora de 4875 Hz generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones En todo lo anterior, 1315 voltios eficaces a 50 Hz son generados y utilizados por el motor. La figura 15 representa lo mejor que se puede lograr con una portadora de alrededor de 3 kHz. La figura 16 muestra lo mejor que se puede lograr ubicando la frecuencia resonante entre el primer y el segundo rango. Como se puede ver sólo se logra un voltaje de motor unos pocos cientos de voltios más bajo. Para un impulsor sin un transformador la situación en realidad empeora debido a tiempos de alza más altos en el cable (no hay impedancia del transformador para frenarlo), lo cual aumenta el problema de reflexión y aumenta la frecuencia resonante a un valor muy cercano a la autoresonancia del cable. Si la portadora es ¼, ½, o ¾ de la frecuencia resonante una armónica de la portadora estará centrada en la frecuencia resonante con resultados desastrosos. Aquí hay un ejemplo de una frecuencia portadora igual a ½ de la frecuencia resonante, (la escala se deja sin cambios para ilustrar el cambio de magnitud). sclo 5000 stdev vtopp( ) 5195= max vtopp( ) 12946= stdev vmpp( ) 7086= max vmpp( ) 17159=

vtoppk

k T.0 0.01 0.02 0.03

5000

3750

2500

1250

0

1250

2500

3750

5000Xfmr ouput voltage (Phase to Phase)

vmppkntd

k T.0 0.01 0.02 0.03

500045004000350030002500200015001000

5000

500100015002000250030003500400045005000

Load Voltage (Phase to Phase)

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Figura 17: Portadora de 3675 Hz generando potencia a 50 hz, modelo de cable con 15 secciones

En breve, siempre se debería usar un filtro cuando se emplea generación de potencia PWM. Aún la mejor ubicación de la frecuencia portadora resultará en voltajes de motor que generarán tensiones excesivas del aislamiento y que causarán eventualmente una falla. Este estudio fue realizado para la generación de 1315 voltios eficaces fase a fase a 50 Hz. Muchas aplicaciones deben usar voltajes más altos que éste y producirán voltajes que excedan en mucho las capacidades de los aislamientos aún para la mejor ubicación de la frecuencia portadora. La selección pobre de la frecuencia portadora producirá voltajes que destruirán rápidamente el equipo.

Como punto de referencia, el mismo sistema impulsado por una onda de seis pasos resulta en, sclo 5000 stdev vtopp( ) 1356= max vtopp( ) 2528= stdev vmpp( ) 1310= max vmpp( ) 2782=

vtoppk

k T.0 0.01 0.02 0.03

5000

3750

2500

1250

0

1250

2500

3750

5000Xfmr ouput voltage (Phase to Phase)

vmppkntd

k T.0 0.01 0.02 0.03

500045004000350030002500200015001000

5000

500100015002000250030003500400045005000

Load Voltage (Phase to Phase)

Figura 18: Seis pasos generando potencia a 50 Hz, modelo de cable con 15 secciones Note los voltajes pico mucho más bajos.

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Impulsores de Velocidad Variable: Definiciones, Aplicaciones y Comparaciones INTRODUCCIÓN Durante los últimos veinte años, la industria de la bomba eléctrica sumergible (ESP) ha presenciado un marcado aumento en la aplicación de impulsores de velocidad variable (VSD). Durante ese mismo período, la complejidad y diversidad de los productos VSD ha aumentado también. Para aplicar los VSD apropiadamente en este entorno demandante, los usuarios necesitan un mayor conocimiento de las opciones disponibles. En muchos casos, los ingenieros involucrados en la selección de equipos para instalaciones de ESP pueden tener escaso conocimiento de topologías de VSD y de sus beneficios y dificultades asociados. Este documento describirá las funciones básicas de los bloques constitutivos del VSD, la manera en que se pueden combinar estos bloques para crear diferentes topologías de VSD, y las circunstancias en las que las diferentes topologías serán beneficiosas. Comenzamos con definiciones de los distintos bloques básicos. DEFINICIONES Componentes del VSD de CA Para entender las diversas consideraciones que surgen cuando se aplican VSD a ESP, es deseable primero tener conocimiento de los bloques fundamentales usados para construir esta tecnología. En este documento, nos concentraremos en VSD de corriente alterna (CA) usados para controlar motores de inducción de CA. Mientras que se han desarrollado muchos tipos de conversores, nuestra discusión estará limitada a tecnologías actualmente disponibles y aplicadas. Discutiremos cada uno de los bloques básicos de construcción del VSD en las secciones a continuación. Conversores Se llama conversor a cualquier equipo eléctrico que cambia energía eléctrica de una forma a otra. Un conversor puede cambiar las magnitudes de voltaje y corriente, cambiar de CA a CC o de CC a CA, y/o alterar la frecuencia. Un VSD de CA es por lo tanto un conversor de CA a CA. Por ejemplo, un VSD típico convertirá los 480 voltios a 60 Hertz aplicados a la entrada, a voltaje de 0 a 500 voltios, con frecuencia de 0 a 120 Hertz, en los terminales de salida. Los VSD usan generalmente dos conversores internos para lograr su funcionalidad general: un rectificador de entrada y un inversor de salida. Con frecuencia el término conversor se usa específicamente para referirse a la sección rectificadora de entrada de un VSD. El bus de CC conecta los dos conversores. El rectificador de entrada (conversor), el bus de CC y el inversor de salida serán detallados en las secciones a continuación. Rectificador de Entrada (o Conversor) A la entrada de un VSD hay un rectificador. El rectificador convierte corriente y voltaje bidireccionales o CA en corriente y voltaje unidireccional o CC. En este punto, la corriente y voltajes de CC todavía variarán en el tiempo, pero la corriente fluirá en una dirección y el voltaje nunca cambiará de polaridad. Estas fluctuaciones se minimizan en el bus de CC que se detalla más abajo. La figura 19 muestra una representación simple de un conversor trifásico.

Figura 19: Conversor

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Este tipo de representación enfatiza los bloques básicos de construcción de un VSD, más que la interconexión de múltiples componentes de estado sólido. En la práctica, el conversor rectificador de entrada de cualquier VSD contendrá probablemente muchos rectificadores controlados por silicio (SCR) o diodos o ambos tipos. Los rectificadores pueden ser controlados o no controlados. Un diodo puente es un ejemplo de rectificador no controlado. Su voltaje de salida es estrictamente dependiente del voltaje de entrada aplicado. Un SCR puente es un ejemplo de un rectificador controlado. Un rectificador controlado puede convertir cualquier parte de la CA de entrada en voltaje de CC permitiendo por lo tanto la selección de niveles de voltaje desde cero hasta un valor cercano a los valores pico línea a línea. Bus de CC El bus de CC del VSD está compuesto de dispositivos pasivos no controlados. Los elementos típicos incluyen inductores, capacitores y resistores. Estos dispositivos forman un filtro amortiguado pasa bajos para emparejar la corriente y voltaje de CC suministrados por el rectificador. Dependiendo de la topología del VSD, el bus de CC suministra una fuente de voltaje o corriente de CC al inversor. El bloque simplificado se muestra en la Figura 20. Una vez más, el énfasis aquí es en la topología general, no conexiones específicas a nivel de componente. En la mayoría de los casos en unidades VSD de capacidad media de caballos de fuerza, el bus de CC estará compuesto de múltiples inductores, capacitores y/o resistores para lograr las capacidades necesarias de voltaje y corriente. Algunas topologías incluirán sólo inductores, o sólo capacitores y resistores, mientras que otras requerirán los tres tipos de componentes. Las dimensiones de los componentes del bus, junto con el hecho de si los tres elementos están presentes, pueden afectar la distorsión de corriente de entrada del VSD, junto con el rendimiento global del impulsor. Inversor de Salida En la etapa final del VSD está el inversor. El inversor convierte la fuente de CC suministrada por el bus de CC del impulsor de vuelta en una fuente de CA de frecuencia variable para el motor de inducción. Mientras que un inversor podría ser de frecuencia fija, a los efectos de este documento, nos ocuparemos de los inversores de frecuencia variable. Algunos inversores controlan tanto los niveles de voltaje o corriente como la frecuencia, mientras que otros sólo controlan la frecuencia. Se explicará más sobre esto en la sección Topologías de VSD. Como se mencionó en la sección previa, el inversor podría ser un inversor de fuente de corriente o de voltaje. (En un inversor de fuente de voltaje, se controla la forma de onda del voltaje de salida, y la forma de onda de la corriente de salida se determina por la carga aplicada. Un inversor de fuente de corriente es justo lo opuesto ya que controla la forma de onda de la corriente de salida y la forma de onda del voltaje de salida se determina por la carga aplicada). La mayoría de las instalaciones de ESP emplean inversores de fuente de voltaje. Esto significa que el bus de CC incluirá un gran banco de capacitores para suministrar una fuente de voltaje al inversor. Se muestra en la Figura 21 el bloque simplificado para un inversor usando un interruptor de transistor. Se usan muchos dispositivos semiconductores distintos en

Figura 20: Bus de CC

Figura 21: Inversor

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los inversores de VSD, desde SCR a transistores bipolares de puerta aislada (IGBT) a tiristores apagados por puerta (GTO). Topologías Comunes de VSD de CA Ahora que se han detallado los bloques básicos de construcción del VSD, tomemos un vistazo más cercano a los detalles de estos sistemas. Cuando se intenta entender el rendimiento de un VSD particular, uno debe darse cuenta de que pueden combinarse distintos tipos de conversores para crear muchas topologías de VSD distintas. Debido a esta diversidad, se ha creado un poco de confusión recientemente. Los ingenieros han especificado un VSD particular para obtener niveles reducidos de corrientes armónicas, sólo para descubrir que la reducción en las armónicas de corriente no era del lado de la compañía eléctrica donde surgió la preocupación. En las secciones a continuación, se describirá cada uno de los bloques básicos de construcción. Recuerde que todo impulsor debe contener tres bloques: rectificador de entrada, bus de CC e inversor de salida. Estos bloques individuales pueden variar de manera algo independiente. Rectificadores Trifásicos en Puente Completo El rectificador más común en dispositivos electrónicos de alta potencia es el rectificador trifásico en puente completo. Usa seis dispositivos, en general diodos o rectificadores controlados por silicio (SCR), para formar el puente. Se conectan dos dispositivos a cada una de las tres fases de entrada. Un dispositivo de cada fase se conecta al bus de CC positivo, el otro al bus negativo. Cada uno de estos seis dispositivos conduce durante el semiciclo positivo o bien el negativo de su fase respectiva. Esto significa que tenemos dos pulsos en cada fase de entrada y de esa manera tenemos en total un conversor de seis pulsos. El conversor de seis pulsos tiene características que son casi invariantes, dependiendo de la manera en que se lo aplica. Son típicos los niveles de distorsión de corriente de entrada del 25% al 35%. Sin embargo, el nivel puede ser mucho más alto por medio de una aplicación no adecuada o de dimensiones no apropiadas del bus de CC. No deberían confundirse los conversores de seis pulsos con el inversor de seis pasos o de voltaje variable. Estos son dos conversores distintos, y un VSD específico puede incluir ninguno o ambos. Rectificadores Conversores Multipulsos Los rectificadores conversores multipulsos se usan para reducir armónicas de la corriente de entrada en equipos electrónicos de potencia. La mayoría de los sistemas multipulsos que se usan hoy en día son múltiples rectificadores trifásicos en puente conectados en paralelo por medio de fuentes de poder con desplazamiento de fase o tiempo. En sistemas multipulsos, se logran dos pulsos por fase, de manera que el número de pulsos es siempre el doble del número de fases de entrada. Se logra una fuente de potencia desfasada usando un transformador desfasador. El transformador se conecta a una fuente trifásica estándar y por medio de combinación vectorial de esas tres fases desarrolla el número requerido de fases de salida. Este transformador puede o no estar incluido como parte del hardware del VSD. Se debe tener cuidado en entender si un sistema VSD multipulso requiere o no requiere una fuente de potencia especial o estándar.

Figura 22: Sistema Conversor de 12P

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El sistema multipulsos más común es el puente de doce pulsos, que usa dos conversores de seis pulsos desfasados en 30 grados. En la Figura 22, se conectan dos conversores de seis pulsos a un secundario de bobinado doble delta / Y que provee el desfasaje necesario de 30 grados. En general, un conversor de doce pulsos puede reducir la distorsión armónica total (THD) de la corriente de entrada del valor promedio para seis pulsos de alrededor del 30% a aproximadamente 8%. Esta es una reducción significativa en THD. En casos donde la capacidad del sistema de cortocircuito es más de veinte veces mayor que la corriente de carga del VSD, el conversor de doce pulsos permitirá cumplimiento pleno con el estándar IEEE 519-1992, Prácticas Recomendadas y Requerimientos para Control de Armónicas en Sistemas de Energía Eléctrica (IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems).1 Se dirá más sobre este estándar en la sección Aplicaciones. Los conversores con mayor número de pulsos reducirán aún más los niveles de distorsión de la corriente de entrada. Por ejemplo, un conversor de dieciocho pulsos operará bastante fácilmente a menos de 3% de THD. En la Figura 23, tres conversores de seis pulsos son alimentados por un auto transformador desfasador para proveer una operación de dieciocho pulsos. Una vez más, se debe tener cuidado en entender si el transformador desfasador está incluido en el VSD o si se lo debe suministrar en forma separada. Se pueden implementar de manera económica conversores de veinticuatro y más pulsos en sistemas de mayor cantidad de caballos de fuerza. Los conversores multipulsos pueden ser apareados con los componentes apropiados de bus de CC y combinados con cualquiera de los inversores a continuación para hacer un VSD con todas las funciones correspondientes. Inversores de Fuente de Corriente Como se explicó anteriormente, el bus de CC en un VSD suministra una fuente de corriente o voltaje a un inversor. En un inversor de fuente de corriente, se usan grandes inductores para suministrar una fuente de corriente al inversor. La corriente suministrada al inversor es controlada normalmente por un SCR. Éste es un ejemplo del tipo de inversor de salida del VSD influyendo la selección del tipo de rectificador de entrada. El inversor de fuente de corriente controla sólo la frecuencia de salida del impulsor, mientras que la corriente y el voltaje son controlados por el conversor de entrada. El inversor puede operar en modo seis pasos o PWM, los cuales serán detallados en la siguiente sección. La tecnología de fuente de corriente es en general el método preferido en sistemas de potencia extremadamente alta, digamos por encima de 5.000 HP, debido a la disponibilidad de los dispositivos semiconductores de energía necesarios a esas capacidades de voltaje y corriente. Inversores de Fuente de Voltaje En un inversor de fuente de voltaje, grandes bancos de capacitores actúan como una fuente de voltaje de CC de baja impedancia para el inversor. El inversor cambia entonces este voltaje de CC en voltaje de CA mediante uno de entre varios métodos de conmutación. Estos métodos generalmente pertenecen a dos categorías: inversores de voltaje variable (VVI) o inversores de voltaje constante (CVI). Los VVI emplean en general un rectificador controlado, mencionado anteriormente, para controlar el voltaje del bus de CC y de esa manera el voltaje de salida del inversor. En un CVI el voltaje de salida se controla por el método de conmutación.

Figura 23: Sistema Conversor de 18P

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Inversores de Voltaje Variable Los impulsores VVI son generalmente inversores de seis pasos. La unidad consiste de seis conmutadores, cada uno encendiéndose y apagándose una vez durante cada ciclo de salida. El nombre viene del hecho que cada ciclo se divide en seis períodos de 60 grados. Durante cada período, hay una única combinación de dispositivos de energía activados. Esto resulta en una forma de onda de voltaje fase a fase que tiene seis “pasos” identificables para aproximar una onda sinusoidal. Se conoce a este dispositivo también como un inversor de “onda cuasi sinusoidal”. El inversor controla sólo la frecuencia de salida, y es una topología relativamente simple y fuerte. Debido a las características únicas de la forma de onda de seis pasos, las tensiones eléctricas sobre los dispositivos de energía están reducidas significativamente cuando se compara con otras topologías. Inversores de Ancho de Pulso Modulado Los inversores de ancho de pulso modulado (PWM) consisten también de seis conmutadores, pero éstos conmutan muchas veces por ciclo de salida para controlar tanto el voltaje como la frecuencia de salida. Por esta razón son generalmente alimentados por un rectificador puente diodo no controlado. En un inversor PWM, la forma de onda de voltaje está dividida en muchos períodos de tiempo pequeños. (El número de períodos puede variar de unos pocos cientos a varios miles). Durante cada período, el voltaje de salida instantáneo se aproxima por una onda cuadrada en algún ciclo de trabajo. Un ciclo de trabajo del 100% representaría voltaje máximo, y un ciclo de trabajo de 0% representaría voltaje cero. Para generar una onda sinusoidal, estos “pulsos” comenzarían en ancho cero y crecerían, en forma sinusoidal, hasta el ciclo de trabajo al 100% en el punto de 90 grados de la forma de onda. Luego comenzarían a disminuir en ancho en forma sinusoidal hasta cero otra vez en el punto de la forma de onda de 180 grados. Las conexiones al motor se revertirían entonces, y el proceso se repetiría para finalizar la forma de onda. El nivel de voltaje de salida es la integral de estos anchos de pulso de altura de voltaje del bus de CC sobre cualquier ciclo dado. La integración es realizada por la inductancia del motor, y la forma de onda de corriente resultante se hace más sinusoidal a medida que se usan más pulsos. Para variar el voltaje promedio, cada ancho de pulso se multiplica por un factor de escala. (Para obtener la mitad de voltaje de salida, cada pulso sería la mitad de su ancho original). Las tensiones eléctricas sobre los dispositivos de energía de un inversor PWM son significativamente más altas que en un inversor de seis pasos. Cada transición de conmutación genera altas pérdidas en los dispositivos de energía, ocurriendo cientos o miles de veces por ciclo. Debido a esto, se debe tener mucho cuidado para asegurar que las pérdidas y las tensiones de voltaje resultantes se manejan apropiadamente. Esto puede sumar a la complejidad y el costo de este tipo de inversor. Los inversores PWM se usan también en algunas topologías de fuentes de corriente. En esta configuración, el inversor PWM puede estar combinado con un SCR para regular la fuente de corriente. La Carga En cualquier discusión de inversores, es necesario considerar la carga. En la mayoría de las aplicaciones industriales de impulsores, el motor se ubica en general relativamente cerca del impulsor, y sus características eléctricas dominan la carga que el inversor “ve”. Con el motor y la bomba sumergibles, no es éste el caso. El motor puede estar a miles de pies del impulsor. Casi siempre habrá un transformador elevador entre éste y el impulsor para obtener el voltaje de terminal deseado. Los elementos parasíticos en todo este equipo pueden ser una parte significativa de la carga eléctrica del impulsor, y los efectos de la línea de transmisión comienzan a aparecer. En los peores casos, el

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sistema en el pozo puede convertirse en un circuito sintonizado con poca amortiguación. Estos efectos se describirán en más detalle más tarde.

Equipo Opcional Reactores de Línea de Entrada Los reactores de línea de entrada son inductores colocados en serie con la entrada del VSD (Figura 24). En general estos inductores han sido aplicados en casos donde un VSD con muy pequeña inductancia de bus de CC necesitaba la inductancia adicional para reducir los niveles pico de corriente de entrada. En ese caso, los reactores de línea de entrada se usan para reducir las armónicas de la corriente de entrada del VSD. Si el VSD tiene una inductancia de bus de CC de medida adecuada, el agregado de reactores de línea de entrada no mejorará en mucho los niveles de corrientes armónicas. Supresores de Picos Los supresores de picos se aplican a la entrada de un VSD para proveer protección contra transitorios de la línea. Mientras que el supresor más simple es el salto de chispa, la mayoría de supresores de picos de VSD son varistores de óxido de metal (MOV). Un MOV es simplemente un resistor cuya resistencia cae dramáticamente con aumento de voltaje. Cuando hay presente un voltaje peligrosamente alto, el MOV provee un paso de desvío para disipar la energía del pico. Algunas unidades combinan el MOV con un amortiguador capacitor resistor para supresión de transitorios de mayor frecuencia y menor energía. Una vez más, ha habido alguna confusión recientemente debido a la preocupación relativa a armónicas. Mientras que los supresores de picos pueden reaccionar y bloquear transitorios incluyendo armónicas, no se los debería considerar como eliminadores de armónicas en estado de régimen. La manera más fácil de entender esto es en términos de disipación de energía. Si un VSD produce corriente con 30% de THD, entonces un filtro para reducir dicha distorsión necesitaría ser capaz de manejar una gran parte del 30% del nivel de corriente eficaz de entrada en el estado de régimen. Claramente, la medida de los supresores de pico hace imposible este nivel de disipación de energía en estado de régimen. Filtros pasivos y Corrección de Factor de Potencia Se pueden aplicar filtros a la entrada o a la salida de un VSD. La mayoría de las topologías de filtro incluyen alguna combinación de los mismos componentes usados en la sección del bus de CC del VSD: inductores, capacitores y resistores. Los filtros cambian las características armónicas de una forma de onda de voltaje o corriente al bloquear corrientes armónicas o al proveer un paso alternativo en el cual se permite que fluyan las corrientes armónicas. Los filtros pasa altos, los filtros pasa bajos y los filtros sintonizados son ejemplos de distintos tipos de filtros. En la Figura 25, un conversor de entrada se alimenta desde el suministro eléctrico con un capacitor

Figura 24: Reactores de Línea de Entrada

Figura 25: Reactor y Capacitor de Desvío en Serie

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de desvío para corrección de factor de potencia (PFCC) y un reactor de línea en serie. Hay poca distinción entre filtros de armónicas de entrada y corrección de factor de potencia en VSD. Otra vez note en la Figura 25, el PFCC ciertamente mejora el factor de potencia, pero en concierto con el reactor en serie, los dos componentes se comportan como un filtro pasa bajo. Los filtros de armónicas de entrada son los más comunes, y se aplican para reducir las armónicas de corrientes inyectadas por el VSD en el sistema de suministro eléctrico. La mayoría de las veces, se colocan filtros sintonizados en paralelo (filtro de desvío) con la entrada del impulsor para proveer un paso para los componentes armónicos característicos del VSD. Se muestra un filtro sintonizado conectado en paralelo a la entrada del VSD en la Figura 26. Se dirá más sobre armónicas características de conversor en la sección Comparaciones. En cualquier momento que se introduzcan capacitores en un sistema de energía, existe la posibilidad de interacciones del sistema no deseadas. Esta interacción puede tomar muchas formas. Un ejemplo sería la absorción de corrientes armónicas generadas por otras cargas conectadas al sistema de potencia. Cuando esto ocurre, los capacitores pueden experimentar corriente más alta que la requerida por el diseño, llevando a una falla prematura. Además, los capacitores pueden crear una resonancia del sistema que resulte en altas corrientes armónicas en circulación. Estas corrientes producen entonces altos voltajes armónicos en otras partes del sistema. En cualquier momento que se introduzcan capacitores al sistema de potencia, sería recomendable un estudio de la interacción de esos capacitores con el sistema. Los filtros pasivos se están aplicando también en el lado de salida de los VSD para disminuir la cantidad de THD que se introduce a la ESP. Esto se hace esencial en la aplicación de impulsores PWM de alta frecuencia, puesto que los rápidos tiempos de conmutación tienden a excitar la resonancia de transformador, cable y resonancia del sistema del motor. La interacción de la frecuencia de conmutación del impulsor con el circuito sintonizado del sistema en fondo de pozo puede generar sobrevoltajes peligrosamente altos en los terminales del motor. Si se dejan sin controlar, estas tensiones de voltaje dañarán al aislamiento de la bobina del motor llevando a una falla prematura. Filtros Activos Los filtros activos son relativamente nuevos y, debido al costo y complejidad, sólo se ven en pequeños números. Esencialmente los filtros activos son conversores especializados, que monitorean una corriente, identifican los componentes armónicos existentes e inyectan corrientes armónicas, las cuales están desfasadas con los componentes armónicos existentes de manera de cancelarlos. Los filtros activos se combinan también con filtros pasivos de manera de reducir la cantidad de capacidad de manejo de potencia requerida por el dispositivo activo. De esta manera, se puede lograr una forma de onda deseada sin requerir grandes conversores auxiliares.

Figura 26: Filtro de Armónica

de Entrada

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APLICACIONES La aplicación de VSD a sistemas ESP es, en sí misma, una ciencia. Mientras surgen muchos de los mismos problemas de aplicar VSD a otros sistemas, también lo hacen consideraciones únicas. Las características del motor sumergible solo son bastante distintas que las de un motor de superficie típico. También exclusiva de las aplicaciones de ESP es la necesidad de un transformador elevador y las largas longitudes de cable. Estos tres componentes crean un circuito complejo y de fina sintonización. Hoy en día, la mayoría de los fabricantes de VSD de equipos de superficie están diseñando los VSD con un requerimiento mínimo de distancia de cable entre el VSD y el motor. Mientras que esto simplifica enormemente la aplicación, obviamente no es una opción para las ESP. Ventajas de VSD Las razones para aplicar VSD a ESP son numerosas y están bien documentadas. Se las detallará aquí en pos de completitud, y para enfatizar el hecho de que la tecnología de VSD se usa para obtener ventajas específicas sobre la operación con velocidad fija. Las decisiones relativas a la selección de una topología de VSD específica se dejarán para la sección Comparaciones. Mejor Eficiencia del Sistema Los índices de productividad de pozos contienen incertidumbres. Combinando este hecho con los pasos finitos de tasa de caudal en diseños de tazón de bomba, el proceso de equiparar una bomba particular a una velocidad predeterminada a un pozo dado es en el mejor de los casos difícil. En la práctica, es con frecuencia imposible. Cuando la productividad del pozo fluctúa por debajo del punto de diseño luego de haberse completado, la tasa óptima de bombeo también disminuye. En aplicaciones de velocidad fija, la única manera de controlar la tasa de caudal excesiva es a través de la aplicación de válvulas (el equipo se puede ciclar pero en ese caso se introducen también pérdidas y desgaste). En cualquier momento que se introduzca una válvula, la caída de presión a través de la válvula es proporcional a la energía disipada en esa válvula. Esto resulta en una menor eficiencia del sistema. Con un VSD, se puede optimizar el flujo de una bomba dada y para un índice de productividad dado de manera de maximizar la eficiencia global del sistema. Note en la Figura 27 la manera en que la capacidad de tasa de caudal de la bomba varía de aproximadamente 5.000 barriles por día a más de 13.000 sobre el rango de velocidad de 50-70 Hz sin dejar el rango operativo diseñado de la bomba. Producción de Pozo Maximizada Por otra parte, si el índice de productividad es más alto que el esperado, el productor debe optar por cambiar la medida de la tubería de la ESP de manera de aumentar la producción. Con un

Figura 27: Curva Tornado de Bomba de VSD

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VSD, la velocidad puede aumentarse hasta la potencia máxima disponible del motor de manera de maximizar la producción mientras que se mantiene la eficiencia del sistema. Una vez más, note en la Figura 27 la manera en que podría aumentarse la velocidad de la bomba por encima de 60 Hz. para ganar miles de barriles adicionales por día. Se puede aumentar la velocidad hasta el punto en que se alcanza la capacidad de caballos de fuerza del VSD o del motor. A medida que la bomba experimenta desgaste normal durante el curso de la operación, las propiedades de su altura-flujo cambian resultando en una menor producción. Cuando se usa un VSD, se puede aumentar la velocidad a medida que la bomba se desgasta para mantener producción máxima durante la vida útil más larga de la bomba. Producción Equiparada al Proceso Así como el fluido disponible de entrada a la bomba afecta la tasa de bombeo requerida, también puede afectar la capacidad del proceso de salida. En la práctica, muchos sistemas de ESP pueden alimentar un tanque, o una tubería de conducción. A medida que la productividad de los distintos pozos fluctúa, también fluctuará la producción total de todas las unidades ESP vistas como un sistema. En algunos casos, se necesitan combinar las tasas de producción fluctuantes de muchos pozos para crear un sistema de producción relativamente constante. Con los VSD, esto puede lograrse fácilmente. Cada VSD monitorea la producción de su propio pozo y recibe una cierta demanda del controlador del sistema. Cuando un pozo de ESP declina en productividad y debe desacelerarse, otro con una productividad más alta puede acelerarse para mantener un nivel de producción constante del sistema global. Cuando se logra esto, las tensiones en las tuberías de conducción se comportan bien y los controles de procesos no tienen que preocuparse por niveles de entrada fluctuantes. Equipo en Fondo de Pozo Aislado En cualquier instalación de ESP, una de las preocupaciones primarias es la larga vida del equipo debido al costo de extraer y volver a instalar un sistema, sin mencionar la pérdida en producción o el costo del equipo en sí. Por estas razones, se deben tomar las medidas necesarias para asegurar la vida útil más larga posible del sistema de ESP. Las fluctuaciones en el sistema de alimentación son una de las causas principales de fallas prematuras en motores de ESP en aplicaciones de velocidad fija. Esto resulta del hecho de que el motor está conectado a través del contactor directamente a la línea de suministro eléctrico siendo el único aislamiento la impedancia del transformador y del cable. De esa manera, grandes transitorios de voltaje pueden pasar a través del transformador y recorrer el cable para dañar el aislamiento del motor. Cuando se conecta un VSD en el circuito, ocurre un aislamiento automático. El conversor de entrada y el inversor de salida del VSD están efectivamente desacoplados por la filtración pasa bajo en el bus de CC. Además, los transitorios de alta energía abrirán fusibles o incluso destruirán dispositivos semiconductores de estado sólido pero sin salir nunca del gabinete del VSD. Mientras que lo último resulta en una falla del VSD, estas fallas se pueden reparar típicamente en una fracción del tiempo y a una fracción del costo cuando se la compara con una falla de tubería de ESP. Tensiones de Arranque Reducidas El arranque a través de la línea genera tensiones tanto eléctricas como mecánicas para los motores de ESP. Dependiendo de la combinación de las impedancias del sistema de entrada y del cable en el pozo, las avalanchas de corriente de magnetización (inrush) pueden ser de siete a diez veces la capacidad de corriente de entrada de carga máxima del motor. Siendo el momento de torsión del motor directamente proporcional a la corriente, los valores de momento de torsión instantáneos pueden ser muy altos. Esto resulta en fatiga mecánica, lo cual puede llevar posiblemente a falla del eje. Es también resultado de la alta avalancha de corriente de

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magnetización el calentamiento extra durante el arranque. Esto es particularmente problemático si se requieren intentos de arranque repetidos debido a condiciones de arranque difíciles. Finalmente, las grandes avalanchas de corriente durante el arranque pueden crear “caídas” o “retrasos” en el voltaje del sistema de suministro. Estas fluctuaciones en el sistema de voltaje pueden ocasionar problemas con otros usuarios. Con un VSD, se pueden controlar los niveles máximos de corriente durante el arranque. De esta manera, se puede desarrollar el momento de torsión de arranque mínimo requerido. El nivel reducido de corriente durante el arranque significa menos calor residual luego del arranque. Se puede esperar una mejor vida útil del sistema a partir de estas dos reducciones. Interfase con Sistema de Suministro Cuando se especifica un VSD, es deseable no introducir problemas en el sistema de suministro que pudiera interactuar con el resto de los usuarios en el sistema. Las interacciones no deseables son principalmente un pobre factor de potencia de entrada y una alta distorsión de corriente de entrada. Un factor de potencia pobre lleva a niveles de corriente de entrada innecesariamente altos reduciendo en consecuencia la capacidad global del sistema para servir a otras cargas. La distorsión de la corriente de entrada que se inyecta en el sistema de suministro puede reducir la vida útil de otros equipos conectados al sistema u ocasionar el malfuncionamiento de dispositivos electrónicos. Factor de Potencia de Entrada El factor de potencia de entrada de cualquier instalación eléctrica es por definición la proporción de potencia real entregada medida en kilovatios (kW) a la potencia aparente medida en kilovoltio-amperes (KVA). Se denomina a esto factor de potencia total (TPF). En el caso de cargas tradicionales de motor, esto se reduce al desplazamiento en tiempo o el ángulo de fase entre las formas de onda del voltaje y la corriente. El coseno del ángulo de desplazamiento es entonces el factor de potencia de desplazamiento (DPF). Si no hay armónicas presentes, el DPF multiplicado por la potencia aparente en KVA da la potencia real en kW. Cuando hay armónicas presentes, el tema del factor de potencia se hace un poco más complicado, y está compuesto de tres factores. Además del componente potencia real y del componente reactivo desplazamiento, medido en kilovoltio-amperes-reactivo (KVAR), las armónicas agregan el componente distorsión también medido en KVAR. En otras palabras, ahora tenemos tres componentes del factor de potencia: factor de potencia total, factor de potencia de desplazamiento y factor de potencia armónica (HPF). En la Figura 28, el diagrama tridimensional muestra la relación entre estos tres componentes y la potencia aparente total en KVA.2 Las compañías eléctricas se interesan por el factor de potencia total. Este número describe la relación entre la corriente que ellos deben entregar y la parte que ellos pueden en realidad cobrarle en términos de consumo de energía. Si el DPF, HPF o una combinación de ambos ocasionan que el TPF sea bajo, la capacidad del sistema de suministro es consumida por

DisplacementKVAR

Total KVA

KW

Distortion KVAR

Figura 28: Diagrama tridimensional de Factor de Potencia

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corriente reactiva que no entrega energía. Para compensar, la compañía eléctrica cobrará a veces un cargo por corrección de factor de potencia, e instalará capacitores de corrección de factor de potencia (PFCC) cerca de la carga con un factor de potencia pobre. Distorsión de Corriente de Entrada Uno de los temas de los que más se habla en la aplicación de VSD hoy en día es la distorsión de la corriente de entrada, y el cumplimiento con las especificaciones de armónicas. De estas especificaciones, ninguna se cita más frecuentemente que la IEEE519-1992. El estándar 519 da definiciones, prácticas sugeridas, y ejemplos. La filosofía del estándar es directa: cada consumidor individual de suministro eléctrico debe controlar su distorsión de corriente, y la compañía eléctrica podrá entonces suministrar voltaje adecuadamente libre de distorsión a todos sus usuarios. Para lograr este objetivo, el estándar recomienda niveles de distorsión de corriente para cada usuario en base a la medida relativa de la carga para la capacidad del sistema. Estos valores de distorsión de corriente se detallan en la tabla más citada del estándar que se muestra aquí en la Figura 29. En la parte izquierda de la tabla está la proporción de cortocircuito del sistema a corriente de carga. Esto determina la medida relativa del sistema a la carga. En la parte derecha de la tabla están los valores respectivos permitidos de distorsión de demanda total (TDD). En el medio están los límites de orden de armónicas individuales. Es fácil ver a partir de la tabla que cuanto más grande se hace la carga respecto del sistema, más estrictos se hacen los requerimientos. La TDD difiere de la distorsión armónica total (THD) de la siguiente manera: THD se refiere a un valor instantáneo con magnitudes armónicas comparadas al valor de corriente fundamental presente. TDD se refiere a valores armónicos comparados al valor de corriente de demanda. Esto es útil en el cumplimiento del estándar, puesto que una operación infrecuente a niveles de baja velocidad, generando más armónicas, será compensada por una operación a niveles de alta velocidad, generando menos armónicas. También es digno de notar el hecho de que los límites de armónicas individuales citados son para corrientes armónicas características. Los límites de corrientes armónicas no características son más estrictos. Las armónicas características de un conversor son aquéllas con órdenes armónicos definidos por el número de pulsos del conversor multiplicado por cualquier entero, y uno siendo luego sumado o restado a ese resultado. Es decir h = kq ± 1 donde h es el orden armónico, k es un entero cualquiera y q es el número de pulsos del conversor. A partir de esta ecuación, las armónicas características de un conversor de seis pulsos son entonces la quinta, séptima, undécima, decimotercera y así sucesivamente.

Current Distortion Limits for General Distribution Systems(120 V Through 69 000 V)

Maximum Harmonic Current Distortion in Percent of IL

Individual Harmonic Order (Odd Harmonics)

Isc/IL <11 11 17≤ <h 17 23≤ <h 23 35≤ <h 35≤h TDD

<20* 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.020<50 7.0 3.5 2.5 1.0 0.5 8.050<100 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0

100<1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0>1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

Figura 29: Tabla 10.3 de IEEE519-1992

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El estándar recomienda también el uso de conversores multipulsos haciendo los límites menos estrictos para sus corrientes armónicas características. Los valores en la Figura 29 se multiplican por la raíz cuadrada del número de pulsos del conversor dividido por seis o (q/6). En el caso de un conversor de doce pulsos, los límites permitidos para las corrientes armónicas características se elevan entonces por un factor de 1,414. Los límites de TDD permanecen iguales. De esta manera, es menos probable que los clientes tengan problemas de cumplimiento en base a niveles armónicos individuales. Distorsión de Voltaje de Entrada La distorsión de voltaje de entrada en aplicaciones de VSD es una función de tres factores: los niveles preexistentes de armónicas de voltaje, la impedancia del sistema de potencia en el punto de acople común (PCC), y el perfil de la corriente armónica que está siendo generada por el impulsor. El perfil de la armónica de corriente inyectada por el VSD es una función de la topología del conversor y de sus condiciones de carga. Las armónicas de corriente inyectadas por el VSD producen una distorsión de voltaje basada en la impedancia del sistema a través del cual aquéllas pasan. Cualquier armónica de voltaje preexistente se sumará por suma vectorial a la distorsión de voltaje creada por las armónicas de corriente del VSD. En breve, si la compañía eléctrica suministra inicialmente una fuente de voltaje limpio, y el VSD cumple con los límites de distorsión de corriente que se muestran en la Figura 29, los niveles de distorsión de voltaje cumplirán por diseño con el estándar. Interfase de ESP El objetivo primario de la aplicación de VSD a una ESP es lograr las ventajas de operación estipuladas anteriormente. Al mismo tiempo, deben minimizarse los efectos secundarios de manera de obtener una ganancia global de rendimiento. Las áreas claves a considerar son calentamiento excesivo del motor, mayores tensiones de voltaje, desgaste mecánico adicional y maximización del rendimiento de momento de torsión. Calentamiento de Motor/ Distorsión de Corriente El calentamiento excesivo del motor puede reducir ciertamente la vida útil de la ESP. El calentamiento adicional en el motor cuando aplicado con un VSD viene de dos factores principales: mayores pérdidas en bobinados debido a valores de corriente más altos y mayores pérdidas en núcleo debido a componentes de alta frecuencia. Puesto que todo VSD emplea un inversor para convertir el voltaje del bus de CC de vuelta en una forma de onda de CA, la forma de onda resultante nunca es una onda sinusoidal perfecta, sino una aproximación. Esto significa que hay otros componentes de frecuencia presentes, o en otras palabras, la onda presentada al motor está distorsionada. En consecuencia, los valores de corriente totales cuando se opera un motor con un VSD son más altos que los valores correspondientes a través de la línea. Este nivel de corriente mayor produce pérdidas resistivas más altas en los bobinados del motor. La investigación de motores de superficie aplicados con VSD ha demostrado que después de disminuir la capacidad de momento de torsión del motor del cinco al seis por ciento, hay aún un mayor calentamiento del motor. Un aumento de la temperatura del motor del 7,8% se ha notado con inversores PWM, mientras que se ha registrado un aumento del 9,4% usando un inversor de seis pasos.3 Los resultados de las pruebas de aumento de temperatura del aceite del motor de ESP usando dos tipos de inversores se discutirán en la sección Comparaciones. El aumento de pérdidas en núcleo resulta también en mayores temperaturas operativas del motor. A medida que el núcleo del motor experimenta cambios en el voltaje de terminal aplicado, los dipolos magnéticos deben realinearse al nuevo campo magnético presente. Cuando los VSD

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conmutan para cambiar estados, los cambios resultantes en el voltaje de terminal del motor pueden ser repentinos y de alta magnitud. El núcleo del motor intentará responder realineando sus dipolos magnéticos. Cada vez que esto sucede, la fricción de movimiento de los dipolos libera calor. Por esta razón, es importante minimizar las fluctuaciones de voltaje de subciclos en los terminales del motor. Desgaste Mecánico Se ha notado una menor vida útil de los cojinetes del motor en unidades que son operadas con suministros de inversor. Esto es el resultado de un mayor desgaste de los cojinetes debido a un proceso conocido como maquinado por descarga eléctrica o electroerosión (EDM). Los voltajes inducidos del eje al estator crean corrientes que quitan material del cojinete a medida que fluyen. El efecto es más pronunciado en máquinas largas axiales. El fenómeno se nota también en motores alimentados de una fuente de compañía eléctrica. Sin embargo, se ha demostrado que los motores de superficie alimentados por inversor PWM producen quince veces el potencial de voltaje de eje a estator comparado con un motor operado a través de la línea. Son estos voltajes los que producen corrientes en los cojinetes y ocasionan los efectos de erosión por descarga eléctrica.4 Tensiones de Voltaje Las demandas combinadas de alto voltaje y espacio limitado en el equipo sumergible promueve el tema de fallas relacionadas con voltaje al grado de preocupación significativa. Como se enunció anteriormente, un VSD puede actuar como un amortiguador entre el sistema de potencia y el equipo en el pozo y aislarlo de los transitorios al azar del sistema. Sin embargo, todos los inversores de potencia, cuando se aplican a un sistema sumergible tienen el potencial de generar voltajes picos más altos que cuando el sistema se opera desde una fuente de voltaje sinusoidal. Esto se debe al hecho de que los inversores son inherentemente digitales en naturaleza en lugar de análogos. (La salida sólo puede cambiar en pasos de voltaje discretos y la transición de paso a paso sucede bastante rápidamente). Cuando estas formas de onda “cuadradas” se aplican a la impedancia de complejo de los sistemas en el pozo, la respuesta natural es una onda sinusoidal amortiguada. El valor pico, la frecuencia resonante, y la tasa de caída de esta onda sinusoidal se determina por la impedancia de complejo de todos los equipos conectados a la salida del VSD. Aún cuando este “zumbido” es una respuesta normal del equipo en el pozo a la forma de onda de salida del VSD, puede convertirse en un problema bajo ciertas condiciones. En un impulsor de seis pasos, el zumbido tiene tiempo a decaer hasta cero entre cada borde vertical de la forma de onda. Sin embargo, en una forma de onda PWM el borde vertical de la forma de onda de salida del VSD puede ocurrir en el instante adecuado para sumar al zumbido del borde vertical anterior. En las peores condiciones, este efecto puede producir voltajes pico de más de dos veces el voltaje pico aplicado y puede ocurrir muchas veces por ciclo. Las dos consideraciones principales son la magnitud de las tensiones de voltaje y la frecuencia de repetición. El tiempo de alza de la tensión de voltaje afecta significativamente el potencial de zumbido. De hecho, “son las repeticiones, junto con el tiempo de alza, los que tienen el mayor potencial de daño al aislamiento".5

Este problema surgió en el mercado industrial hace un número de años donde se documentaron problemas hasta con sólo 100 pies de cable entre el impulsor y el motor. Los fabricantes han desarrollado desde entonces un número de métodos para resolver el zumbido. Cuando se aplican estos métodos, es importante entender sus limitaciones y problemas. El método más simple es agregar inductancia en serie entre el VSD y la carga. Esto puede demorar el tiempo de alza de la forma de onda de voltaje aplicada al equipo en el pozo, pero a menos que se usen inductores muy grandes, el efecto global puede ser mínimo debido a la impedancia del inductor relativa a la impedancia del sistema global. La mayoría de los demás métodos incluyen algún tipo de filtro aplicado al lado de alto voltaje del transformador elevador. Estos filtros consisten de combinaciones L-C, R-C, o R-L-C o sólo capacitancia. Por supuesto un filtro R-L-C suficientemente grande podría modificar la forma de onda en forma completa en una sinusoide

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perfecta. Sin embargo, dentro de las limitaciones de costo de la mayoría de las aplicaciones, el filtro sólo será lo suficientemente grande como para reducir los efectos de zumbido en cierto porcentaje. Momento de Torsión/ Corriente Aunque no está en el alcance de este documento discutir los algoritmos de control de VSD, es beneficioso entender la manera en que los distintos esquemas de control afectan el rendimiento global del sistema. La mayoría de los VSD tienen métodos de control que pueden ser agrupados de forma general en una de tres clasificaciones: 1) Control de Voltaje 2) Control de Corriente, y 3) Control de Flujo o Vectorial. Hay en general un ciclo de control “externo” que determina si el motor está operando a las revoluciones correctas y uno o más ciclos “internos” siendo el más interno el Tipo 1, 2 ó 3 como se enumeró antes. En los métodos 1 y 2, el proceso es exactamente lo que implica el nombre. El voltaje (o corriente) deseado de terminal de motor y la frecuencia se determinan por el(los) ciclo(s) externo(s) y luego son regulados hasta alguna tolerancia monitoreando las corrientes y/o voltajes reales del motor. El tiempo de respuesta de estos dos métodos está limitado en parte por la topología. Por ejemplo, en un inversor de voltaje variable, la tasa máxima de cambio del voltaje de salida está afectada por la elección de componentes del enlace de CC y en un inversor PWM, el tiempo de respuesta está limitado por la elección de frecuencia de conmutación. Sin embargo, en ambos casos, el último límite al tiempo de respuesta es el motor mismo. Un motor de inducción es por naturaleza muy oscilante en su respuesta a cambios de paso en voltaje o carga de terminal. Debido a esto, el tiempo requerido para estabilizar luego de un cambio en la carga puede ser bastante largo (particularmente para un motor de superficie de gran diámetro con alta inercia). Este tiempo de respuesta del motor mismo fue una de las razones para el desarrollo del control de Flujo. Con este método, el sistema de control contiene un modelo del motor e intenta compensar las características del motor en forma dinámica. Cuando se lo aplica apropiadamente, este esquema de control puede lograr respuesta casi instantánea del momento de torsión a los cambios en la carga o al momento de torsión comandado. Desafortunadamente, para trabajar apropiadamente es necesario tener parámetros del motor precisos, y cualquier cambio en estos parámetros (por ejemplo cambio debido a calentamiento) que no se tenga en consideración en forma apropiada degradará el rendimiento del sistema. También sería desfavorable para la operación correcta cualquier impedancia de complejo entre el VSD y el motor como es el caso en una instalación sumergible. El control de flujo es denominado a veces control de momento de torsión. En realidad, los tres esquemas de control controlan el momento de torsión controlando la corriente. La diferencia es que el control de Flujo es capaz de un control de momento de torsión un poco más preciso. Por supuesto, la aplicación es lo que determina la necesidad o falta de necesidad de una respuesta rápida. En cualquier aplicación de un VSD, el fin deseado es controlar las revoluciones del eje del motor bajo las distintas condiciones de carga que puedan existir para esa aplicación. El “alto rendimiento” (tiempo de respuesta rápido) típico se usaría en sistemas servo donde el motor se usa para ubicar o controlar en forma precisa un proceso industrial tal como la industria de pulpa y papel. Las aplicaciones de bomba y ventilador están en el otro extremo del espectro porque no es necesario un control preciso de velocidad o ubicación y la carga sólo cambia gradualmente. En condiciones de régimen, cualquiera de los tres sistemas puede lograr el mismo rendimiento operativo de parte del motor cuando se lo configura apropiadamente. Al evaluar un VSD y su capacidad para arrancar un motor con dificultades de arranque, necesitamos examinar las características de momento de torsión/ corriente. En la Figura 30, se muestra la característica

Figura 30: Curvas de Momento de

Torsión – Velocidad a V/Hz Constante

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típica de velocidad – momento de torsión de un motor de inducción. 6 Como se puede ver en la figura, el motor tiene la capacidad de entregar un gran porcentaje de su momento de torsión máximo en un amplio rango de velocidad. Es importante por lo tanto examinar la capacidad del VSD para entregar la corriente necesaria para obtener esos niveles de momento de torsión en el rango de velocidad del motor. COMPARACIONES Para entender mejor las complejidades de la aplicación de VSD a ESP, se han realizado pruebas para determinar las ventajas y desventajas de rendimiento de las diversas topologías de conversores e inversores. Todos los datos de pruebas fueron obtenidos de pruebas realizadas dentro de una instalación de pruebas controlada. Las topologías de conversor de entrada examinadas incluyeron rectificadores de seis y doce pulsos controlados y no controlados. Puesto que la mayoría de las ESP se aplican con inversores de fuente de voltaje, sólo se probaron inversores de voltaje variable de seis pasos e inversores PWM. Interfase con el Suministro Eléctrico Se probaron cuatro topologías de conversores para determinar el factor de potencia de entrada y las características de distorsión de corriente de entrada. Recuerde que en la sección Aplicaciones se explico que la distorsión de voltaje de entrada es en realidad una función de la distorsión de la corriente de entrada en lo que respecta al VSD. Se examinaron rectificadores de seis pulsos controlados y no controlados en la primera sección, seguidos por rectificadores de doce pulsos controlados y no controlados. Rectificadores de Puente Completo de Seis Pulsos Los rectificadores de puente completo de seis pulsos dominan el mercado debido a su bajo costo y simplicidad. Sin embargo, estos beneficios vienen con niveles mayores de distorsión armónica. Al comparar los tipos de rectificadores controlados y no controlados, el primer punto a estudiar es el más obvio: factor de potencia de desplazamiento (DPF). Puesto que un rectificador controlado regula el voltaje de salida de CC variando el tiempo de encendido de sus dispositivos de entrada, la forma de onda de corriente está desplazada en el tiempo respecto de la forma de onda de voltaje. Recuerde que se define al DPF como el coseno del ángulo de desplazamiento entre las formas de onda fundamentales de corriente y voltaje. Como resultado, el DPF de un rectificador controlado decae en forma aproximadamente lineal con voltaje de salida disminuido, mientras que el DPF de un rectificador no controlado permanece cerca de la unidad bajo todas las condiciones operativas. Es de interés sin embargo el TPF del sistema, que determina en realidad la demanda total de corriente reactiva. Como se explicó anteriormente, el DPF y el HPF se combinan por suma vectorial en el TPF. Tanto los conversores controlados como no controlados experimentan un aumento en distorsión armónica de corriente cuando sus voltajes de salida disminuyen. Como resultado, el TPF de un rectificador no controlado experimenta un poco de reducción. En la Figura 31, el factor de potencia del rectificador controlado disminuye linealmente con la velocidad, mientras que el de la unidad no controlada disminuye hasta aproximadamente el 80%

Six Pulse Controlled and Uncontrolled Converter Input Power Factor

00.20.40.60.8

1

25 45 65

VSD Output Frequency w/ESP at Full Load at 60 Hz

Pow

er F

acto

r

ControlledUncontrolled

Figura 31: Comparación de Factor de Potencia

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a mitad de velocidad. Un rectificador controlado operará a factores de potencia comparables al del rectificador no controlado con la configuración apropiada. Las unidades probadas estaban operando la bomba con las características mostradas (Figura 27), y en cada frecuencia estaban operando la bomba en su punto de eficiencia óptima (BEP). Todos los rectificadores de seis pulsos tienen las mismas armónicas características, y dentro de las limitaciones de buen diseño características armónicas bastante predecibles. Cuando el rectificador controlado demora el período de conducción de su corriente, se experimenta un voltaje de encendido más alto que resulta en distorsión más alta de corriente de entrada. Un rectificador no controlado experimenta un aumento en armónicas de corriente de entrada sólo debido a aumento de corriente residual (ripple) en el bus de CC bajo condición de carga reducida. En general, ningún conversor ofrece rendimiento excepcional de armónicas de corriente de entrada aún con carga máxima. Como se muestra en la Figura 32, el mejor caso de distorsión de corriente armónica para cualquiera de los conversores es aproximadamente 30% respecto de la corriente fundamental (THD-f). Para mejor referencia, se muestra una forma de onda de conversor de seis pulsos controlado con carga máxima en la Figura 33 (en realidad se podría usar aquí cualquiera de las formas de onda ya que los perfiles son tan similares). Note que la forma de onda tiene períodos de tiempo significativos en los que el valor es cero, seguido por bordes marcados de ascenso o de caída. Esto conduce al alto contenido de armónicas de la forma de onda.

Figura 33: Forma de Onda de Corriente de

Conversor Controlado de Seis Pulsos con Carga Máxima

Six Pulse Controlled & Uncontrolled Rectifier Input Current Distortion

0%10%20%30%40%50%60%70%80%

25 35 45 55 65VSD Output Frequency w/ESP

Uncontrolled

Controlled

Figura 32: Comparación de THD-f de Rectificadores

de Seis Pulsos Controlados y No Controlados

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Finalmente, la Figura 34 muestra el espectro de armónicas de corriente para la forma de onda de seis pulsos. Note que los órdenes característicos de armónicas presentes siguen los criterios discutidos anteriormente. Se deberían reforzar algunos puntos aquí. Primero, el conversor de seis pulsos nunca cumplirá con IEEE519 cuando se lo considere como sistema independiente. Es decir, sin importar la medida del sistema al cual se lo está conectando, los niveles de armónicas del conversor de seis pulsos nunca pueden cumplir con los límites establecidos en el estándar sin filtración (ver Figura 29). Sin embargo, en instancias donde se puede instalar un VSD como parte de una carga grande, la instalación como un todo podría cumplir con el estándar de armónicas. En estos casos, un rectificador de seis pulsos es aún la solución más económica. Rectificadores de Doce Pulsos En los casos donde se requieren bajas armónicas de corriente de entrada, la solución preferida para sistemas de ESP ha sido el conversor de doce pulsos. El sistema de doce pulsos puede ofrecer buen rendimiento armónico a un costo razonable, mientras mantiene una alta durabilidad y una simplicidad razonable. Cuando se compara el rendimiento armónico de los tipos de rectificadores de doce pulsos controlados y no controlados, es necesario entender el principio básico de reducción armónica por medio de multiplicación de fase. Esencialmente, cuando dos conversores de seis pulsos se conectan con un desfasaje de 30°, las formas de onda de corriente complejas de cada conversor se desfasan entonces 30° de la fundamental. En un sistema de 60 Hertz esto equivale a 1,38 mSeg. en términos de tiempo. A medida que las dos corrientes son inyectadas de vuelta a través del transformador desfasador, la fundamental junto con las corrientes armónicas características de doce pulsos se combinan aditivamente. Sin embargo, cuando las corrientes armónicas características del conversor de seis pulsos que no son características del de doce pulsos pasan a través del transformador, las mismas están desfasadas 180° y se eliminan. Examinemos por ejemplo la quinta armónica. La quinta armónica de un conversor está desfasada en 30° de la fundamental, o sea 5 x 30° = 150° de su propia base de tiempo. Siendo una armónica de secuencia negativa y yendo en dirección reversa a través del transformador desfasador, es entonces desfasada 30° más. Esto resulta en un desfasaje neto de 180° con respecto a la quinta corriente armónica del conversor opuesto. Una cancelación completa de la quinta armónica ocurrirá entonces en el transformador desfasador si ambos conversores producen magnitudes iguales de la quinta corriente armónica.

Harmonic

Amps

0

50

100

150

200

250

300

1 5 7 11 13 17 19 23 25 29 31

Figura 34: Espectro Armónico de Figura 33

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Esto nos conduce al punto central del tema al comparar topologías de conversores de doce pulsos controlados y no controlados: el conversor controlado tiene la capacidad de equiparar los dos niveles de corriente de entrada. El conversor no controlado debe depender de impedancia de entrada balanceada, impedancia del paso del bus de CC y así sucesivamente para obtener una buena separación de la corriente de entrada entre los dos conversores. Si no se emplean otros esquemas para balancear las corrientes de entrada de los dos conversores, mientras que el THD del conversor no controlado de doce pulsos puede ser razonablemente bajo, los niveles de sus corrientes armónicas no características pueden estar por encima de los límites especificados en IEEE519. En general, el comportamiento del conversor de doce pulsos difiere del de seis pulsos en que sus niveles de armónicas de corriente no aumentan abruptamente con una menor carga. Esto es bueno para el diseñador del sistema, ya que no se deben tomar precauciones para altos niveles de armónicas durante las épocas de baja carga. En general, los niveles de distorsión de corriente de entrada se ven en el rango del siete a doce por ciento en la vasta mayoría del rango operativo típico. Además, los niveles armónicos generalmente decrecen con una carga reducida. La Figura 35 muestra la forma de onda de corriente de entrada para un conversor controlado de doce pulsos con carga máxima. Una vez más, las diferencias entre los tipos controlados y no controlados son mínimas. La onda desplegada contiene 9,5% de THD. El espectro armónico completo de la onda se muestra en la Figura 36. Note la manera en que las corrientes armónicas características del conversor de seis pulsos, que no son armónicas características del conversor de doce pulsos, son casi eliminadas. Este es el resultado de un buen balance de impedancia de entrada y división apropiada de la corriente en los dos conversores en el sistema de doce pulsos.

mSec

Amps

0

500

1000

-500

-1000

. 4.17 8.34 12.51

2.08 6.25 10.42 14.59

Figura 35: Corriente de Conversor Controlado de Doce Pulsos con

Carga Máxima

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El conversor no controlado de doce pulsos fue operado bajo la misma condición de impedancia balanceada de entrada que el conversor controlado. Sin embargo, debido a su incapacidad para asegurar la división de corriente entre los conversores, su THD fue un poco más alto, en 10,78%. Esto no es tan problemático, sin embargo, como las razones específicas para la mayor distorsión de corriente de entrada. Los niveles armónicos característicos de los dos conversores fueron casi exactamente los mismos. Sin embargo, parte de las corrientes armónicas no características del conversor no controlado fueron casi el doble de los valores del conversor controlado. Por ejemplo, la quinta corriente armónica fue 2,3% en el conversor controlado, mientras que el conversor no controlado estaba generando una quinta componente del 4,2%. Esto podría ser una causa de preocupación en una aplicación muy estricta del estándar IEEE519, ya que los límites permitidos para las componentes de armónicas no características se establecen en un cuarto de los valores de la tabla (véase Figura 29). Si asumimos que un sistema conversor de doce pulsos está siendo considerado para una aplicación donde la proporción cortocircuito a corriente de carga está entre cincuenta y cien, el límite para la quinta componente armónica se establece entonces en 10/4 = 2,5%. Mientras que tanto los conversores de doce pulsos controlados como los no controlados cumplirían con el límite de TDD del 12%, sólo el conversor controlado cumpliría con el límite individual de la quinta corriente armónica. Si se debiera cumplir con el estándar en forma estricta, debería agregarse filtración adicional al conversor no controlado para hacerlo cumplir. Interfase de ESP Calentamiento de Motor/ Distorsión de Corriente Mucho se ha escrito sobre los efectos de las distintas topologías de inversores sobre los motores de superficie (ver referencias en la sección Aplicaciones). Existe poca documentación, sin embargo, sobre sus efectos sobre los motores de ESP. Para aclarar este tópico, se realizó una prueba usando un motor de la serie 562, un sello de la serie 513 y una bomba de la serie 675. Estos números de serie sólo definen el diámetro externo de la unidad. El sistema fue dimensionado para operar a 230 caballos de fuerza (HP) a 60 hertz. De esta manera, el efecto de calentamiento de motor de cada topología de inversor podía ser comparado a la operación del sistema conectado al suministro de la compañía eléctrica. Se pasaron tres pares térmicos a través del relleno del cabezal del motor y del tapón de purga. Uno fue terminado en el paso de retorno de aceite desde el cojinete de empuje. El segundo fue ubicado justo encima de las laminaciones del estator cerca de la salida principal del estator. El

Harmonic

Amps

0

100

200

300

400

1 5 7 11 13 17 19 23 25 29 31

Figura 36: Espectro Armónico de Figura 35

Tcouple 1

Tcouple EntryFill & Drain Plug

Tcouple 2Tcouple 3

Figura 37: Ubicación de Pares

Térmicos para la Prueba de Aumento de Temperatura

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tercer par térmico fue ubicado entre el estator del motor y el eje cerca del tope del estator. La ubicación de los pares térmicos dentro del motor se muestra en la Figura 37. Una comparación imparcial de las topologías de inversor con los valores a través de la línea requería asegurar que la ESP estaba operando a la misma velocidad en rotaciones por minuto (RPM), así como también la misma posición en su curva de bomba. La prueba a través de la línea fue realizada primero, midiendo y registrando RPM. Se ajusto una válvula de control de flujo en la salida de la bomba para establecer la operación de la bomba en su BEP. Con ambas topologías de inversor (de seis pasos y PWM), la frecuencia de salida de los inversores fue establecida en 60 hertz. Luego se ajusto el voltaje de salida para establecer el deslizamiento del motor y por lo tanto las RPM dentro del 1% del valor a través de la línea.

Los tres pares térmicos empleados controlaron uno a otro en cada una de las tres pruebas con menos de un cuarto de grado de variación entre ellos. Esto indicaría una buena circulación de aceite, y otorgaría confianza a la lectura de temperatura. Las tres lecturas de los pares térmicos fueron promediadas juntas para compensar cualquier efecto residual en la retroalimentación de temperatura.

Across the Line, Six Step & PWM Motor Oil Temperature Rise Compa

12.00

17.00

22.00

27.00

32.00

37.00

42.00

0.00 10.00 20.00 30.00 40.00 50.00 60.00 70.00 80.00

Minutes After Start

°C R

ise

Figura 38: Aumento de Temperatura de Motor

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Cada unidad fue operada durante dos horas, aún cuando se obtuvo estabilidad de temperatura mucho más rápido. Sorprendentemente, el aumento de temperatura del motor fue muy similar en los tres casos (Figura 38). Puesto que sólo se nota un grado de variación en cualquiera de las tres pruebas, uno debe concluir que la forma de onda de la corriente al motor no afecta significativamente su eficiencia global. Las formas de onda de corriente de los dos inversores son ciertamente diferentes y contienen distintas características armónicas. El inversor PWM ofrece una forma de onda de distorsión armónica más baja. La onda que se muestra en la Figura 39 contiene 14,39% THD. La forma de onda de corriente del inversor de seis pasos se muestra en la Figura 40. El THD en esa onda es 25,11%. El aumento de distorsión armónica del inversor de seis pasos no resultó en temperatura de motor más alta como se mostró en la Figura 20. También surgieron preocupaciones de calentamiento como resultado de la forma de onda de voltaje aplicada al motor. Mientras que el THD del voltaje del inversor de seis pasos es más alto, la forma de onda del PWM tiene más contenido de alta frecuencia lo cual puede conducir a mayores pérdidas en el núcleo. Las comparaciones de las formas de onda de voltaje se discuten en la próxima sección. Tensiones de Voltaje El zumbido ocasionado por una forma de onda de VSD es iniciado por cada borde vertical de la forma de onda. Como fue indicado anteriormente, usted puede ver a partir de la forma de onda de un VSD de seis pasos (Figura 41), que aún cuando el zumbido es severo, ya ha decaído a cero para cuando el próximo borde vertical ocurre. Debido a esto, el voltaje pico impreso sobre el motor de la ESP es muy predecible y repetible. En este caso, el valor pico es un muy consistente 4,2 KV. Sin embargo, en la forma de onda del PWM usted puede ver que el voltaje pico excede frecuentemente 6KV (Figura 42). Este efecto es una función de la longitud de cable, la frecuencia de conmutación del PWM, y parámetros del circuito como se explicó anteriormente.

6 >

Figura 39: Corriente Principal del Motor con Inversor PWM Filtrado

4 >

Figura 40: Corriente Principal Motor de Seis Pasos

7 >

Figura 41: Forma de Onda Seis Pasos HV 2000V/div 2mS/div

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Se agregaron filtros de salida para evaluar su efectividad sobre el zumbido no deseado. Se probaron tres combinaciones diferentes. Primero se agregó un inductor (L) entre la salida del VSD y el transformador elevador. Luego fue una red resistor-capacitor (RC) en el lado de alto voltaje del transformador. Finalmente fue una combinación de ambos, el inductor y la red RC. En la Figura 43, se muestran respectivamente las formas de onda resultantes de estas tres configuraciones (yendo de la parte superior a la inferior de la figura). El inductor solo tuvo efecto mínimo. Se reduce el zumbido significativamente usando sólo la red RC. Por supuesto, la mejor forma de onda es el resultado de usar el inductor y la red RC. Sin embardo, de los dos, la red RC tuvo el mayor efecto. En forma similar, se muestra la forma de onda del voltaje de salida del PWM usando el inductor de salida y la red RC de alto voltaje (Figura 44). Note que aún cuando se reduce el zumbido, los altos voltajes pico están aún presentes. Por supuesto, cualquier tipo de filtro o dispositivo de salida sobre el VSD agrega costo al sistema y debido al aumento de complejidad, representa un mayor potencial de falla. Puesto que se convierten en un componente crítico del sistema, es importante monitorear para una correcta operación. Además, las pérdidas en los componentes resistivos del filtro pueden sumar hasta ser una parte significativa de las pérdidas globales del sistema y así representar mayores expensas operativas. En esta prueba, la red RC estaba disipando 3 KW cuando se operaba a 60hz. Momento de Torsión/ Corriente No se hizo ningún intento para estudiar la respuesta dinámica de ninguna topología de inversor puesto que la carga de un sumergible cambia de manera relativamente lenta y la respuesta de régimen se convierte en la preocupación primaria. Cuando fue probada, fue el momento de torsión de arranque y la proporción de momento de torsión a corriente tanto para el VSD de seis pasos como para el PWM.

3 >

Figura 42: Forma de Onda de Voltaje de Salida de PWM HV 2000V/div 2mS/div

1 >

5 >

11 >

Figura 43: Efectos de Inductor de Salida y Filtro RC sobre la Forma de Onda de Voltaje

del Inversor de Seis Pasos

7 >

Figura 44: Forma de Onda de Voltaje de Salida de Inversor PWM Filtrado usando L y

RC

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En teoría, el momento de torsión de arranque de un motor de inducción es proporcional al cuadrado de la corriente dividida por la frecuencia aplicada. Esta relación puede verse en los gráficos de corriente constante de la Figura 45 que muestra el cambio en momento de torsión debido a la frecuencia para el VSD de seis pasos. El momento de torsión aumenta linealmente con la frecuencia hasta que el transformador elevador se satura. En una aplicación sumergible, la impedancia adicional del cable y el transformador son significativas comparadas con la impedancia de rotor bloqueado. Esto requiere que se aplique una gran cantidad de voltaje extra en la superficie para entregar la corriente de arranque necesaria al motor. Si se aumenta el voltaje lo suficiente, en algún punto se excede la proporción máxima del transformador de voltios por hertz y ocurre saturación. Toda corriente adicional desde el VSD circula entonces sólo por el primario del transformador y no produce momento de torsión en el motor. Esto limita el límite inferior de la frecuencia de arranque y afecta la proporción de momento de torsión por amperio en el arranque. Para el motor probado, con una longitud de cable en el pozo de 8000 pies, el momento de torsión de arranque máximo producido fue setenta por ciento del momento de torsión de operación con carga máxima cuando la corriente del motor estaba al 150% del valor de placa. Esto fue logrado con el impulsor de seis pasos configurado para alcanzar el punto de momento de torsión pico en la curva I2/F. El inversor PWM probado era del tipo de control vectorial, y el momento de torsión producido por éste era aproximadamente la mitad del producido por el impulsor de seis pasos a la misma corriente. Puesto que el momento de torsión de arranque es predominantemente una función de la corriente entregada y la frecuencia, la limitación en este impulsor era la incapacidad para saltear el control vectorial y controlar directamente las condiciones de arranque. Sin embargo, cuando los parámetros del VSD fueron cambiados para indicar un voltaje de terminal de motor mucho más alto que el de placa, el momento de torsión de arranque fue aumentado a valores comparables a los del inversor de seis pasos. Desafortunadamente esto indicaría la necesidad de una configuración especial para condiciones de arranque difíciles, y luego volver a valores normales luego de que el motor ha arrancado. Se esperaría entonces que un inversor PWM sin control vectorial debería desarrollar aproximadamente el mismo momento de torsión que un inversor de seis pasos a los mismos niveles de corriente y frecuencia. Bajo condiciones operativas normales, el momento de torsión desarrollado por ambos impulsores fue aproximadamente el mismo. Por supuesto es importante una configuración apropiada en cualquier caso para obtener un rendimiento óptimo. Esto fue un poco más difícil de lograr con el impulsor con control vectorial debido a la interacción con el transformador elevador y el cable. CONCLUSIONES Muchas consideraciones surgen en la aplicación de VSDs a ESPs. Algunas son las mismas que para aplicaciones que involucran motores de superficie, mientras que muchas son exclusivas. En la evaluación de las distintas topologías, se debe tener cuidado para asegurar que la topología elegida obtenga los beneficios de operación a velocidad variable al tiempo que minimice los efectos secundarios no deseados. Desde el punto de vista de interfase con la compañía de suministro eléctrico, se deben enfocar los temas de factor de potencia y distorsión de corriente de entrada. Si se debe obtener un alto

Starting Torque Vs Frequency & Current

90

140

190

240

0 20000 40000 60000 80000I2/F

Ft*lb

s

450A T300A T

Figura 45: Momento de Torsión Rotor de Bloqueado

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factor de potencia de entrada bajo todas las condiciones operativas, quizás se requiera corrección de factor de potencia, especialmente en la aplicación de un conversor controlado. Esto puede lograrse bastante económicamente en la mayoría de las situaciones. Cuando se deben seguir pautas de armónicas estrictas, un conversor de seis pulsos ya sea controlado o no controlado puede resultar inadecuado. Un conversor de doce pulsos reducirá las armónicas de la corriente de entrada a un nivel aceptable en la mayoría de las situaciones. Se puede emplear un número de pulsos más alto para reducir los niveles de armónicas aún más. Al comparar los tipos de conversores controlados y no controlados, quizás se requiera prestar atención especial a los niveles de armónicas no características en un conversor no controlado. Cuando se aplica cualquier conversor multipulsos, el ingeniero de aplicaciones debe determinar si el transformador desfasador será parte integral del VSD, o si debe ser suministrado en forma separada. Si es necesario, se puede introducir filtración armónica para reducir aún más la THD y/o órdenes armónicos individuales. Si se siguen los límites de armónicas de corriente de entrada especificados en IEEE519 el cumplimiento con los límites de armónicas de voltaje correspondientes estará casi garantizado. Cada vez que se introducen componentes opcionales a una instalación de VSD surgen preocupaciones especiales. Cuando se introducen filtros de armónicas de entrada, se debería realizar una evaluación de la interacción posible de estos filtros con el sistema de la compañía de suministro eléctrico. Los inductores de entrada sólo resultarán en una reducción significativa de las armónicas de corriente si el VSD tiene un inductor de bus de CC pequeño. Mientras que se recomiendan supresores de picos para la mayoría de las aplicaciones de VSD, los usuarios no deberían esperar que estos dispositivos actúen como filtros de armónicas. Si se usan filtros de salida en un VSD para reducir las tensiones de voltaje, se debería probar la efectividad de estos dispositivos. Además, si la operación segura del sistema requiere la operación apropiada de estos filtros, el sistema de filtro debería ser monitoreado para que la ESP esté protegida de tensiones de alto voltaje en el caso de falla del filtro. Cuando se evalúa el rendimiento de distintas topologías de inversores sobre una ESP, no deberían aceptarse los resultados de pruebas de motores de superficie. Las distintas formas de onda de inversores presentadas al motor no cambian significativamente la eficiencia del motor de la ESP. Sin embargo, estas formas de onda pueden diferir en la cantidad de tensión de voltaje aplicada sobre el aislamiento del bobinado del motor. Los límites de tensión de voltaje, de acuerdo a la definición del fabricante del motor, deberían ser respetados para asegurar la mayor esperanza de vida útil. Cualquier VSD aplicado a una ESP debería ser capaz de entregar el momento de torsión máximo de placa al motor bajo la condición de rotor bloqueado. Esto asegurará que el VSD pueda arrancar el motor bajo condiciones de arranque difíciles. Se requieren configuración y aplicación correctas haciendo caso omiso de la topología de inversor empleada para obtener una operación con el mayor momento de torsión por corriente. Algunos algoritmos de control requieren más cuidado en la configuración que otros. La aplicación apropiada de un inversor con control vectorial de flujo requiere conocimiento de los parámetros del motor tales como inductancia de pérdida, frecuencia de deslizamiento, resistencia del estator, etc. Todo VSD es un sofisticado equipo electrónico. Por medio de selección, aplicación y configuración apropiadas, los mismos pueden ofrecer muchos beneficios más que una operación de velocidad fija. Los usuarios deberían comparar siempre las ventajas de la aplicación de VSD con su costo y complejidad. El VSD más simple y económico para cualquier aplicación siempre obtendrá los mejores resultados.

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GLOSARIO BEP: Punto de eficiencia óptima de una bomba centrífuga. Conversor: cualquier equipo eléctrico que cambia energía eléctrica de una forma a otra, se

lo denomina también rectificador de entrada. CVI: inversores de voltaje constante. Bus de CC: esta unidad se compone de dispositivos pasivos no controlados. Los elementos

típicos del bus de CC incluyen inductores, capacitores y resistores. DPF: factor de potencia de desplazamiento. EDM: erosión por descarga eléctrica. ESP: bomba eléctrica sumergible. GTO: tiristor de apagado por puerta, similar a un SCR, pero puede ser apagado

controlando la puerta. HPF: factor de potencia armónico – la parte del factor de potencia derivado de la

presencia de armónicas. IGBT: transistor bipolar de puerta aislado. Factor de Potencia de Entrada: proporción de potencia real entregada medida en kilovatios (kW) a potencia

aparente entregada medida en kilovoltio-amperios (KVA). KVA: kilovoltio-amperios. Una medida de potencia eléctrica aparente. KVAR: kilovoltio-amperios-reactivos. Una medida de poder eléctrico reactivo. kW: kilovatios. Una medida de potencia eléctrica real. MOV: varistor de óxido de metal; un resistor cuya resistencia cae dramáticamente con

aumento de voltaje. PCC: punto de acople común. PFCC: capacitor de corrección de factor de potencia. PWM: ancho de pulso modulado SCR: rectificador controlado por silicio – similar a un diodo pero con una puerta para

controlar el tiempo de encendido. TDD: Distorsión de demanda total. THD: Distorsión armónica total. TPF: Factor de potencia total. Esto se refiere al factor de potencia de entrada o la

proporción de potencia real entregada medida en kilovatios (kW) a la potencia aparente entregada medida en kilovoltio-amperios (KVA).

VSD: impulsor de velocidad variable. Cualquier VSD debe contener tres bloques: el rectificador de entrada (conversor), el bus de CC y el inversor de salida.

VVI: inversores de voltaje variable. Referencias 1 IEEE Std. 519 - 1992, “IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems,” Abril 1993 2 R. Waggoner, “How Harmonics Affect Power Factor-Part 2,” EC&M, Febrero 1997 3 A. Boglietti, P. Ferraris, M. Lazzari, “Power Derating for Inverter Fed Induction Motors,” IEEE Transactions on Industry Applications 4 J. Erdman, R. Kerkman, D. Schlegel, & G. Skibinski, “Effect of PWM Inverters on AC Motor Bearing Currents and Shaft Voltages,” IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32 No. 2, Marzo/ Abril 1996 5 A. Bonnet, “Analysis of the Impact of Pulse-Width Modulated Inverter Voltage Waveforms on AC Induction Motors,” IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32 No. 2, Marzo/ Abril 1996 6 S. Chapman, Electric Machinery Fundamentals

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Uso de Tarjeta de PC ATA Flash Disk con Productos de Control GCS INTRODUCCIÓN La línea Sistema de Control Gráfico (Graphic Control System, o GCS) de productos de Control Centrilift provee al usuario capacidades avanzadas para el registro de datos históricos. Esta información histórica ayudará a diagnosticar problemas del equipo, extender la vida útil, y analizar información de producción. Hay varios tipos de información histórica a disposición:

Un registro de Historia de Eventos guarda todos los eventos del sistema tales como encendido, cambios de parámetros y alarmas. Estos eventos tienen fecha y hora, con un registro de los valores de los parámetros ‘antes’ y ‘después’. Un registro de Paradas Históricas guarda la causa y la fecha de las últimas 99 paradas. Un gráfico de amperaje digital incorporado, que muestrea el amperaje fase B cada 100 ms y guarda el mínimo, máximo y promedio cada 4 minutos, reemplaza el gráfico de amperaje de papel estándar y asegura que los últimos 7 días de datos estén siempre disponibles para ser desplegados. En el panel de control Centrilift Electrostart que opera una unidad de protección y control de motor GCS Vortex, una forma de onda de arranque que detalla las formas de onda del Voltaje y Corriente trifásicos durante un arranque a través de la línea. Los primeros dos segundos del último arranque se muestrean a 600 muestras por segundo, produciendo un conjunto informativo de formas de onda para análisis y diagnóstico de problemas. La funcionalidad incorporada de registro de datos permite registrar hasta 12 parámetros del sistema (voltaje, amperaje, E/S, frecuencia) hasta una vez por segundo con el uso de Tarjetas externas de PC ATA Flash Disk.

Para facilitar la transferencia y registro de esta información histórica, los productos GCS incorporan una ranura para tarjeta PCMCIA. La ranura PCMCIA acepta Tarjetas PC Card ATA Flash tipo I ó II. Actualmente se ha aprobado el uso de tarjetas PC ATA de 8, 16, 32 y 64 Megabytes de dos proveedores distintos, y se están probando tarjetas de otras medidas y fabricantes para determinar compatibilidad y confiabilidad. El número de pieza de Centrilift para la tarjeta PC Card ATA Flash de 32 MB aprobada, con especificaciones industriales (operando de -40 a +85) es: 902109. El número de pieza para la tarjeta ATA Flash de 64MB es: 902110. Estas tarjetas se encuentran en inventario en las oficinas centrales de Centrilift en Claremore, Oklahoma. El resto de este documento explicará la operación y aplicación de la Tarjeta de PC con Productos de Control GCS.

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INSERTANDO LA TARJETA DE PC EN EL DESPLIEGUE GRÁFICO

Orientación La ranura de Tarjeta de PC está ubicada en el lado superior derecho del Despliegue Gráfico de GCS (Véase abajo). La producción inicial de unidades de Despliegue Gráfico tenía una ranura que

requería que la Tarjeta de PC fuera insertada ‘al revés’ respecto al frente del despliegue. La mayoría de los modelos de producción de esta versión tendrán una etiqueta debajo de la ranura de la Tarjeta de PC que indica esto.

La última versión de producción de unidades de Despliegue Gráfico requieren que la Tarjeta de PC se inserte ‘al derecho’ en una orientación más natural. En cualquier caso, la ranura de Tarjeta de PC está moldeada especialmente, de tal manera que si la tarjeta se inserta en forma incorrecta, se deslizará sólo alrededor de ¾ de su longitud en la ranura. En la orientación apropiada, la tarjeta entrará en toda su longitud en la ranura y requerirá sólo una pequeña fuerza para completar la inserción eléctrica. NOTA: Se PODRÍA insertar la Tarjeta de PC en forma incorrecta en la ranura si se usa fuerza excesiva. La regla general es que si la tarjeta entra más de ¾ de su longitud en la ranura sin ninguna obstrucción mayor, está orientada correctamente.

RECONOCIMIENTO DE LA TARJETA DE PC EN EL DESPLIEGUE GRÁFICO

Una vez que se inserta la Tarjeta de PC en el Despliegue Gráfico, aparecerá un cuadro de diálogo indicando que se ha notado la inserción de la Tarjeta de PC, y el software probará la tarjeta para verificar compatibilidad y funcionalidad. Si la prueba de la Tarjeta de PC finaliza bien, se cerrará el diálogo. En este punto, la Tarjeta de PC está lista para ser usada, como se describe en las siguientes secciones de esta guía. Si el usuario ha ‘Habilitado’ la función de Registro de Datos, aparecerá un segundo diálogo indicando que el Registro de Datos está comenzando. Este diálogo se cerrará también automáticamente. Si existe cualquier problema con la tarjeta, se desplegará un mensaje de error. Consulte la sección denominada “Diagnóstico de Problemas” para obtener explicaciones de los mensajes de error.

USO DE LA TARJETA DE PC EN LA PC WINDOWS 95/98 La Tarjeta de PC Card ATA Flash Disk es soportada automáticamente por instalaciones estándar de Windows 95 y 98. Cuando se inserta la Tarjeta de PC en una PC con ranuras PCMCIA, el sistema reconoce el disco Flash como otro disco duro del sistema de 8 MB. Se eligió este formato de Tarjeta de PC para permitir que los sistemas de computadoras de mayor uso trabajasen en forma transparente con los datos de los Productos GCS.

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Inserte la Tarjeta de PC en una ranura PCMCIA de la computadora.

Cuando se inserta la Tarjeta de PC en la ranura PCMCIA de la computadora por primera vez, Windows detectará automáticamente la tarjeta y cargará el controlador (driver) apropiado a usar con el disco Flash. Dependiendo del fabricante de la Tarjeta de PC, aparecerá una pantalla similar a las pantallas que se muestran abajo mientras Windows prepara la tarjeta para ser usada por el sistema.

Siga las instrucciones de acuerdo a lo indicado por Windows para completar la instalación del controlador IDE de la Tarjeta de PC. (Quizás esto requiera que se vuelva a arrancar la computadora). Una vez que el proceso de carga del controlador ha finalizado, la Tarjeta de PC Flash Disk debería aparecer en la lista de dispositivos en la ventana del explorador Mi Computadora. (Ver abajo)

Abrir una ventana de Explorer para ver los Contenidos de la Tarjeta de PC En la mayoría de las computadoras Windows habrá un icono Mi Computadora en la esquina superior izquierda de la pantalla. Este icono permitirá el despliegue de los dispositivos de almacenamiento de datos que están disponibles en el sistema de la computadora.

Seleccionando este icono (normalmente con una acción de clic doble) se abrirá una ventana que aparece similar a la que se muestra abajo. En la lista de Discos Locales, debería haber un nuevo dispositivo de medida 7,57 MB (un disco duro de 8 MB formateado).

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Trabajo con archivos en Tarjeta de PC El nuevo dispositivo de Tarjeta de PC (en este caso dispositivo d:) puede ser accedido como cualquier otro disco duro o disquete. Se pueden copiar archivos al dispositivo o desde el mismo, o se pueden abrir los archivos directamente desde el dispositivo. Si el usuario abriese el dispositivo en una ventana de explorador nueva haciendo clic doble sobre el dispositivo, se desplegaría una ventana listando los archivos guardados en el disco desde el Dispositivo GCS. Los cinco tipos de archivos que pueden aparecer son:

1. log.csv – el archivo de salida del registro de datos 2. sdhist.csv – el archivo de salida de historia de paradas 3. ampchart.csv – el archivo de salida del gráfico de amperaje digital 4. events.csv – el archivo de salida de la historia de eventos 5. Trends.csv – el archivo de salida de tendencias de arranque de alta velocidad (sólo

en GCS Vortex). El formato CSV como se explicó anteriormente es muy versátil y como resultado, si la computadora tiene un programa de hoja de cálculo instalado (Excel, Lotus, Quatro, etc.) el usuario sólo necesita seleccionar uno de los archivos y la información tabular será importada en un formulario de planilla. Éstos son archivos de texto ASCII sencillos que pueden leerse y editados con la mayoría de los utilitarios editores de texto. DIAGNÓSTICO DE PROBLEMAS DE TARJETAS DE PC La guía de preguntas y respuestas a continuación debería ser usada como un primer paso en la resolución de problemas de Tarjetas de PC con el Despliegue GCS. Problemas en el uso de la Tarjeta de PC con el Despliegue GCS

Inserto la Tarjeta de PC en el Despliegue GCS y obtengo un mensaje que dice: “Error de Disco” (“Disk Error”) o “Error de Acceso a Archivo” (“File Access Error”):

El software de Tarjeta de PC de GCS está diseñado para operar a través de situaciones de apagones de energía. Existe, sin embargo, una pequeña chance de que pueda ocurrir corrupción de archivos de datos mientras se están grabando los datos en la Tarjeta de PC. En el caso que exista una fluctuación o pérdida de energía precisamente en el momento en que ocurre la grabación, la información de la medida del archivo de datos podría estar corrupta. En la mayoría de los casos quizás sólo las últimas pocas muestras de datos reales estén perdidas. Para corregir este problema, simplemente inserte la Tarjeta de PC en la computadora Windows 95/98 y corra el utilitario SCANDISK (que se encuentra en Start -> Programs -> Accessories -> System Tools). Este utilitario indicará probablemente algunos errores de medida de archivo. Si

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se deja que Windows corrija los errores la mayoría de las veces se corregirán los archivos corruptos. Si los pasos anteriores no corrigen el problema, el usuario puede intentar formatear el disco Flash desde Windows. Esto se logra seleccionando el disco de 8MB desde la ventana de explorador Mi Computadora y luego seleccionando el comando FORMAT desde el menú FILE. IMPORTANTE: Asegúrese de que el disco seleccionado para formateo es el disco Flash de 8MB, no ningún otro disco en el sistema – si se selecciona el dispositivo incorrecto, se podría borrar el disco duro primario de la computadora.

Inserto la Tarjeta de PC en el Despliegue GCS y obtengo un mensaje que dice “Tarjeta Inválida” (“Invalid Card”) o “Error de Disco” (“Disk Error”):

La ranura del GCS para Tarjeta de PC está diseñada y programada siguiendo el estándar para Tarjeta de PC ATA y como resultado debería ser compatible con todas las Tarjetas de PC estilo ATA. Sin embargo, pueden aún existir incompatibilidades con las tarjetas de algunos fabricantes. Nosotros estamos probando activamente Tarjetas de PC de varios fabricantes para determinar compatibilidad y confiabilidad. Si la Tarjeta de PC en uso muestra estos tipos de errores, puede haber un error de compatibilidad. Por favor informe el Fabricante, Tipo, Número de Pieza y Medida a Tecnologías de Control de Centrilift (Centrilift Control Technologies) para investigación. Alternativamente, la Tarjeta de PC en cuestión podría estar dañada o requerir ser formateada otra vez. Vea la respuesta anterior para los pasos a seguir para intentar volver a formatear la tarjeta. Problemas en el uso de la Tarjeta de PC con una PC Windows.

Cuando inserto mi Tarjeta de PC Flash Disk en la ranura de Tarjeta de PC, no aparece un dispositivo nuevo en la pantalla de explorador de Mi Computadora, ¿por qué?

Muchos sistemas de computadora nuevos tienen casi todas sus Líneas de Requerimiento de Interrupción (Interrupt Request Lines, o IRQ) usadas con hardware diverso tal como tarjetas de sonido, unidades de CD-ROM, Puertos Seriados, Puertos Paralelos, Puertos USB, etc. Cuando se inserta la Tarjeta de PC ATA Flash Disk, ésta requiere una IRQ libre para realizar transferencias de datos al procesador de la computadora. Hay sólo un número limitado de IRQs disponibles en un sistema de computadora, y si todos están en uso cuando se inserta la Tarjeta de PC, Windows no podrá agregar el nuevo dispositivo al sistema. En muchas computadoras portátiles con múltiples Tarjetas de PC, esto se puede solucionar sacando otra Tarjeta de PC que esté conectada, tales como módem o adaptadores para LAN. Consulte con su personal local de Servicios de Información para conocer otras maneras para liberar IRQs del sistema. Cuando intento abrir el archivo “log.csv”, mi software de hoja de cálculo me muestra un recuadro de diálogo que indica que no todo el archivo fue cargado. ¿Qué significa esto? La mayoría de los paquetes de hoja de cálculo tienen límites en el número máximo de filas que un archivo puede tener. Cuando el software de hoja de cálculo abre el archivo “log.csv”, éste puede contener 250.000 filas o más. En este caso el software de hoja de cálculo cargará tantas filas de datos del archivo como pueda manejar dentro de sus propias limitaciones, y luego mostrará algún diálogo automático indicando que no todas las filas del archivo pudieron cargarse. Microsoft Excel 95 tiene un límite de 16383 filas, y Excel 97 tiene un límite de 65535 filas. En los casos en que el archivo de registro tiene demasiadas filas a cargar, es necesario usar un editor de texto como Wordpad (parte de los accesorios de Windows 95/98) para copiar sólo las líneas del archivo de texto que se desea ver con el programa de hoja de cálculo.

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Cuando intento abrir uno de los archivos CSV en la Tarjeta de PC, obtengo un error que indica que el archivo no se pudo abrir debido a una condición de “sólo lectura” (“read only”).

Este error se encontró en algunas partidas iniciales de Tarjetas de PC de AVED Memory Products. La causa de esto era un formato DOS no válido en las tarjetas. Esto resultaba en una Tabla de Locación de Archivo (File Allocation Table, o FAT) corrupta. La solución es reformatear la Tarjeta de PC en Windows 95/98 lo cual corrige la estructura de archivo y el registro de inicialización. Esto se logra seleccionando el disco de 8MB en la pantalla de explorador de Mi Computadora y luego seleccionando el comando FORMAT del menú FILE. IMPORTANTE: Asegúrese de que el disco seleccionado para formateo es el disco Flash de 8MB, no ningún otro disco en el sistema – si se selecciona el dispositivo incorrecto, se podría borrar el disco duro primario de la computadora. NOTA: El formateo de la Tarjeta de PC resultará en la pérdida de todos los datos que se grabaron en la tarjeta. Si hay datos críticos en la tarjeta, se pueden recuperar con utilitarios de disco especiales. Por favor use la información que se detalla más abajo para contactar a nuestro personal de soporte.

Si estos pasos no brindan una solución, por favor comuníquese con el Grupo de Tecnologías de Control de Centrilift y tenga la siguiente información lista para facilitar la resolución del problema:

1. Las versiones de software cargadas en los Dispositivos GCS (ubicadas en el menú SCADA, Sistema y Seguridad, en el submenú Número de Revisión de Software).

2. El nombre del fabricante y el tipo de Tarjeta de PC, junto con el Número de Pieza y la medida.

3. Una lista de los síntomas o mensajes de error que se despliegan en la pantalla.

NUEVAS FUNCIONES DE LA TARJETA DE PC Se han implementado varias mejoras de importancia a la interfase y funcionalidad de Tarjeta de PC con las últimas versiones de software de GCS, SYS7v0 y GDI5v06. Los cambios fueron generados por los siguientes requerimientos:

• Usar una Tarjeta de PC para recuperar archivos de datos de varios controladores. • Utilizar la Tarjeta de PC para guardar y cargar configuraciones del sistema, datos de

calibración y funciones PLC. • Hacer a las operaciones de guardar/ cargar de Tarjeta de PC compatibles con nuestras

aplicaciones basadas en PC (por ejemplo utilitario de valores de configuración). Estos requerimientos fueron satisfechos implementando 3 funciones nuevas en el Despliegue Gráfico GCS:

a) Proveer soporte para los nombres de archivo largos de Windows (VFAT).

b) Implementar una manera para asignar una Identificación única a cada dispositivo, basado probablemente en información del Sitio del Pozo.

c) Suportar subdirectorios para organizar los varios archivos que pudieran ser guardados en la Tarjeta de PC.

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Estas funciones y más han sido implementadas en un menú nuevo de Tarjeta de PC que se muestra aquí. Soporte de VFAT / Nombre Largo de Archivos de Windows Versiones previas del sistema operativo DOS para PC permitía denominaciones de archivos con 8 caracteres para el nombre con un campo de 3 caracteres para el descriptor de tipo de archivo. Todas las letras debían ser mayúsculas. Esto es bastante restrictivo pero simple para implementar y compatible con versiones posteriores de los sistemas operativos, así que este fue el formato usado inicialmente en el despliegue GCS para la creación de archivos.

Con la publicación de Windows 95 y todos los sistemas operativos subsiguientes de Microsoft, se implementó un nuevo sistema VFAT para denominación de archivos. Este sistema especifica que los nombres de archivos (incluyendo los nombres de subdirectorios) pueden tener hasta 256 caracteres. Ellos pueden contener también letras minúsculas y varios caracteres especiales.

Los archivos serán ahora guardados en la Tarjeta de PC usando los formatos de nombres largos de archivos de Windows para compatibilidad y flexibilidad en la denominación de archivos. Los nombres de archivo tendrán un prefijo consistente en un código de 6 dígitos describiendo el día, hora y minuto del momento actual. Esto asegura que cada vez que se guarda un archivo en la tarjeta de PC (por ejemplo Historia de Paradas) el archivo tendrá un nombre único y no se grabará encima de una versión previa del archivo. Además, el

gráfico de amperaje digital tendrá un número ‘semana del año’ agregado al final del nombre del archivo para referencia rápida de las distintas semanas de datos guardados. Previamente, cuando el registro de datos estaba activo, el GDI verificaba si un archivo de registro (denominado log.csv) había sido creado previamente. Si así era, abría ese archivo y agregaba las nuevas muestras registradas al final del archivo hasta que se desactivaba el registro de datos O hasta que la Tarjeta de PC estaba llena de datos. A partir de la nueva versión de despliegue gráfico, éste agrega un prefijo a los nombres de archivo con un código de tiempo único; cada vez que se activa el registro de datos, se creará un archivo nuevo. Identificación Única / Nombre del Sitio Para asegurar que los archivos de cada sitio se puedan distinguir uno del otro, se agregó un menú Información de Sitio al sistema, que aparece entre los menús ‘Tarjeta de PC’ y ‘Gráficos’ en la cadena de menús de registro de datos e historia. Este menú se usa para definir un nombre o identificación únicos para cada impulsor en el campo. Hablando en general, este nombre puede usarse para reflejar la ubicación del impulsor, de manera que los datos guardados en cada ubicación puedan ser identificados una vez que la tarjeta se devuelva a una PC en la oficina para recuperación de datos. El nuevo menú aparece aquí con un nombre de sitio preestablecido. Una facilidad adicional en este menú son dos líneas de ‘notas’ que pueden usarse para ingresar otra información sobre el sitio, u otras alertas para los operadores. Cada línea puede ser de una longitud de hasta 21 caracteres.

Cuando un archivo nuevo se crea en el sistema, el sistema verificará para ver si se ha definido una Identificación única de sitio. Si NO se ha definido una Identificación única, el sistema creará un nombre de archivo simple en base al tipo de datos usando el código único de fecha y el descriptor del tipo de datos. Si se ha encontrado una Identificación única de Sitio, el sistema creará primero un subdirectorio con un nombre igual al nombre del sitio. Luego se guardará el archivo dentro del directorio que se acaba de crear, usando la Identificación del

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sitio junto con el código único de fecha y los sufijos de tipo de datos. El resultado debería ser un conjunto organizado de subdirectorios que contienen información específica de un sitio para cada sitio del campo al cual se ha asignado un nombre. Guardar / Cargar Configuraciones de GCS Usando la Tarjeta de PC

Con la última versión del software de GDI se ha implementado la capacidad para usar la Tarjeta de PC para guardar y cargar datos de configuración tales como datos de calibración, configuraciones de parámetros, nombres personalizados, funciones PLC, etc. Las funciones fueron diseñadas para que sean tan fáciles de usar como sea posible, requiriendo oprimir sólo unas pocas teclas. Usando el despliegue, se puede guardar y volver a cargar toda la lista de

valores de configuración en aproximadamente 1,5 minutos. Se accede a estas funciones por medio de la opción ‘guardar/cargar configuración del sistema’ que aparece en el menú ‘Estatus de Tarjeta de PC’. Cuando se selecciona esta opción, se presentará el siguiente menú. Para guardar los valores de configuración se requerirán los siguientes pasos:

1. Ingresar la Identificación del Sitio (opcional si no se desea, o si se la ingresó previamente).

2. Seleccionar ‘Guardar/cargar configuración del sistema’. 3. Seleccionar ‘Guardar configuración a Tarjeta de PC’. 4. Seleccionar los tipos de datos a guardar (opcional si se desea guardar todos los datos). 5. Esperar aproximadamente 90 segundos.

Para cargar los valores de configuración se requerirán estos pasos:

1. Seleccionar ‘Guardar/cargar configuración del sistema’. 2. Seleccionar opción ‘Cargar configuración desde Tarjeta

de PC’. 3. Usar el menú de directorios para seleccionar el archivo

de configuración a cargar. 4. Seleccionar las secciones del archivo de configuración a

cargar (opcional si se desea cargar todas las secciones). 5. Esperar aproximadamente 90 segundos.

Se debe tener en cuenta una restricción, la opción ‘Cargar Configuración desde Tarjeta de PC’ no estará disponible mientras el equipo está operando un motor por razones de protección. Un comentario sobre archivos de datos de configuración: Los archivos de valores de configuración guardados y cargados al GCS se componen de diversos tipos de información tales como configuración de registro de datos, valores de configuración, parámetros del sistema renombrados, configuración de RDCM, etc. Por defecto se guardarán y cargarán todas las secciones disponibles. Hay también una opción para que el usuario guarde o cargue sólo tipos seleccionados de datos de configuración. Los archivos de valores de configuración guardados y cargados desde la Tarjeta de PC son compatibles e intercambiables con los archivos de valores de configuración creados por la aplicación de Centrilift ‘utilitario de valores de configuración’ que ha sido diseñada para realizar las mismas operaciones de guardar y cargar usando una PC Windows y el puerto de comunicación seriada en el GCS.

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La única diferencia significativa entre guardar y cargar datos con el GDI / Tarjeta de PC versus la PC / puerto seriado es que los cambios realizados a los parámetros visibles en el menú de estatus y el menú personalizado del usuario no pueden ser guardados o cargados por medio del software basado en la PC. Nota: La información de Calibración de Fábrica SÓLO puede ser cargada a un sistema GCS si se habilita el valor de configuración Calibración de Fábrica. Guardar Configuraciones del Sistema Seleccionar la opción ‘guardar configuración a Tarjeta de PC’ desde el menú “Cargar/ Guardar Configuración”. Se desplegará el menú “Guardar Configuración”, que muestra información de archivo y directorio.

Note que en la ilustración a la izquierda no se ha definido la Identificación de sitio, por lo que el sistema ha seleccionado el directorio raíz como la ubicación en donde se guardará el archivo y ha asignado un nombre de archivo basado en la fecha y el tipo de dato.

En el ejemplo de la derecha, el haber definido una Identificación de sitio ‘1-3 Battery’ ocasionará que se cree un directorio denominado ‘1-3 Battery’, y se usará el nombre de archivo que se despliega (el nombre de archivo se corta).

En este punto, si el operador desea guardar toda la información de configuración en la Tarjeta de PC (lo más fácil y más completo), lo único que necesita hacer es oprimir la tecla ‘enter’ para comenzar la operación de grabación. Se desplegará una ventana de progreso (que se muestra abajo) hasta que la operación de grabación esté completa. Si el operador desea guardar sólo secciones específicas de la configuración, deberá oprimir la tecla con flecha derecha o izquierda para ir a un menú que le permite seleccionar las secciones individuales según se desee. Por ejemplo, si sólo fuese necesario guardar la información de ‘configuración de registro de datos’, el usuario podría seleccionar la opción ‘todas las secciones’, luego oprimir ‘enter’ para ‘deseleccionar’ todas las secciones. Luego resaltar la opción ‘Configuración de registro de datos’ y oprimir ‘enter’ otra vez para seleccionar sólo esta sección.

Una vez que la configuración de secciones está completa, si se oprime otra vez la tecla con flecha derecha o izquierda se volverá al menú de archivo y directorio donde se deberá oprimir la tecla ‘enter’ para comenzar a guardar los datos. Se mostrará la ventana de progreso de grabación mientras se graban los datos.

Nota: Si es necesario parar la operación de grabación mientras está funcionando, oprima cualquier tecla del teclado para abortar la operación de grabación. Cargar Configuraciones del Sistema

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Para cargar un archivo de configuración generado por una operación de guardar (descrita anteriormente), o desde un archivo generado por la aplicación de PC ‘Utilitario de valores de

configuración’, comience seleccionando ‘Guardar / Cargar Configuraciones del Sistema’ en el menú ‘Tarjeta de PC’. Luego, seleccione la opción ‘Cargar Configuración desde el menú ‘Tarjeta de PC’. Nota: Si el equipo GCS está operando un motor en el momento actual, la función ‘Cargar Configuración desde Tarjeta de PC’ no estará

disponible, y será reemplazada por el texto ‘Carga N/A Motor Operando’. El próximo menú que aparece será el menú ‘ver directorio’. Este menú permite al usuario ver qué archivos han sido guardados en la Tarjeta de PC, y seleccionar el archivo de valores de configuración a cargar. Es posible también buscar archivos dentro de subdirectorios que existan en la Tarjeta de PC. Simplemente resalte el archivo o subdirectorio que se desea y oprima la tecla ‘enter’ para seleccionar el archivo o subdirectorio. Si la opción seleccionada es un subdirectorio, se abrirá el menú ‘directorio’ y desplegará los contenidos del subdirectorio seleccionado. Una vez que el archivo que contiene la información de configuración a cargar ha sido seleccionado de acuerdo a lo que se describió anteriormente, se desplegará el menú ‘Cargar Archivo’, detallando el nombre del archivo y el directorio. Si el usuario desea cargar toda la información de configuración del archivo, sólo debe oprimir la tecla ‘enter’ para comenzar el proceso de carga. Como con la función ‘Guardar Configuración’, el usuario puede usar las teclas con flecha derecha o izquierda para acceder a la página ‘Secciones’ para la función ‘Cargar Archivo’. Este menú permitirá al usuario seleccionar sólo tipos específicos de información de configuración a ser cargados desde el archivo seleccionado. Una vez que se ha oprimido la tecla ‘enter’ desde el despliegue de archivo/ directorio, el sistema abrirá el archivo seleccionado y comenzará a cargar la información de configuración seleccionada desde el archivo. Las barras de progreso indicarán el progreso de la operación, y cuando la carga esté completa, se desplegará un mensaje de texto descriptivo.

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Modificaciones a Grabaciones de Datos Históricos Para asegurar que todos los archivos creados por el Despliegue Gráfico usan un formado de archivo y directorio consistente, se han realizado varios cambios adicionales a los menús de Tarjeta de PC. La opción en el menú ‘Estatus de Tarjeta de PC’ denominado previamente ‘Otras Funciones de Tarjeta de PC’ ha sido renombrado ‘Guardar Datos Históricos’. Los archivos históricos guardados utilizarán también el nombre de sitio y estructuras de directorio iguales a las funciones que permiten cargar y guardar configuraciones del sistema.

Seleccionando la opción ‘Guardar Datos Históricos’ del menú ‘Estatus de Tarjeta de PC’ se forzará el despliegue del menú ‘Datos Históricos’. Este menú tiene 3 ó 4 opciones dependiendo del dispositivo en el que está instalado (El Vortex GCS tiene una capacidad adicional de forma de onda de arranque). Los datos a ser guardados en la Tarjeta de PC se resaltan usando las teclas con flecha arriba y abajo. Si se oprime la tecla ‘enter’ se comenzarán a grabar los datos indicados por la barra de selección en la Tarjeta de PC.

Los indicadores de progreso mostrarán el estatus de la captura de datos del controlador del sistema, y luego el estatus de la operación de grabación en el disco. Además, el archivo del gráfico de amperaje guardado en la Tarjeta de PC ha sido modificado un poco para combinar los campos ‘fecha’ y ‘hora’. Esto permite que Excel pueda graficar los archivos de gráfico de amperaje fácilmente (Use la opción ‘X-Y Scatter plot’ para obtener mejores resultados). Nota: Previamente, cuando el usuario seleccionaba una de las opciones en el menú ‘Otras Funciones de Tarjeta de PC’, la operación de grabación no podía cancelarse. Con la última versión del software del despliegue, las operaciones de grabación pueden cancelarse oprimiendo la tecla ‘menu’. Esto hace que los datos que ya estaban grabados se borren y que se devuelva el control al teclado. Menú Directorio / Archivo

Una segunda opción disponible en el menú ‘Estatus de Tarjeta de PC’ es la opción ‘Funciones de Directorio / Archivo’. Si se selecciona esta opción se desplegará una lista de los contenidos de archivos de la Tarjeta de PC insertada. Se verán también los subdirectorios. Este menú aparece muy similar al menú que se usa para seleccionar un archivo cuando se usan las funciones de ‘Cargar Configuraciones del Sistema’.

El cursor se mueve usando las teclas con flecha arriba y abajo. A medida que se mueve el cursor, se actualiza en la parte inferior de la pantalla la información sobre la medida y la fecha de creación del archivo. Para ver los contenidos de un subdirectorio en la Tarjeta de PC, resalte el subdirectorio (indicado por un icono de carpeta de archivos a la izquierda del nombre) y oprima la tecla ‘enter’. El menú será actualizado con los archivos contenidos en el subdirectorio seleccionado.

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Para borrar el archivo seleccionado actualmente, oprima la tecla con flecha derecha, y luego de que se despliegue el mensaje “Borrar archivo Sí/No” al final del menú, oprima la tecla ‘enter’. NOTA: No se pueden borrar archivos mientras la función de registro de datos está activa. Menú Información Avanzada de Tarjeta de PC

La tercera opción nueva en el menú ‘Estatus de Tarjeta de PC’ es ‘Información Avanzada de Tarjeta de PC’. Si se selecciona esta opción se despliega una página de información detallada sobre la Tarjeta de PC que se ha insertado en la ranura de Tarjeta de PC.

Mejoras al Registro de Datos Se han agregado varias mejoras a las funciones de registro de datos del despliegue GCS. Estos cambios se han basado en la siguiente retroalimentación del campo:

1. Los archivos de datos eran de difícil lectura e interpretación. 2. Los archivos de datos acumulaban rápidamente grandes cantidades de registros y no se

podían cargar en Excel. 3. Una vez que los datos se cargaban en Excel no era fácil manipularlos y graficarlos. 4. No había banda inactiva disponible para limitar la medida del archivo cuando los datos

no estaban cambiando. 5. La denominación de los campos de datos era complicada y requería decodificación. 6. No se incluía en el archivo el formateo de unidades y del punto decimal.

Para resolver algunos de estos problemas, se han implementado los siguientes cambios: Nuevo formato de archivo de Registro de Datos: Para disminuir la medida del archivo en el disco y para mejorar la capacidad de ver y trabajar con archivos de datos en Excel, se ha rotado la orientación de los datos grabados en la tarjeta. Previamente los datos se guardaban usando una línea individual (es decir un registro Excel) por cada Identificación de punto de dato. (Por ejemplo: 3 parámetros configurados para registrarse una vez por segundo).

5 Pressure 6 Frequency 7 Current Phase A 5, 10/10/03 5:25:37, 272 6, 10/10/03 5:25:37, 104 7, 10/10/03 5:25:37, 12 5, 10/10/03 5:25:38, 272 6, 10/10/03 5:25:38, 103 7, 10/10/03 5:25:38, 12 5, 10/10/03 5:25:39, 271 6, 10/10/03 5:25:39, 104 7, 10/10/03 5:25:39, 13

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El mismo archivo de datos aparecería como se ve a continuación en el nuevo formato:

Date/Time, Pressure, Frequency, Current Phase A PSI Hz Amps 5 6 7 10/10/03 5:25:37, 272, 10.4, 12 10/10/03 5:25:38, 272, 10.3, 12 10/10/03 5:25:39, 271, 10.4, 13

El nuevo formato tiene las siguientes ventajas:

o Con un gran número de muestras, se ahorra el lugar usado para replicar la fecha y hora; esto puede resultar en una compresión de la medida del archivo de 2 a 7 veces.

o Los datos se presentan en un formato más legible. o Estos datos se graficarán fácilmente usando el ayudante (wizard) de gráficos de Excel. o Sólo se consumen 3 registros para estos datos vs. los 9 registros del ejemplo anterior.

Esto resulta en una compresión de 3 veces el número de registros en el archivo. o Las muestras para cada punto de datos están ya organizadas en una columna. o Se incluye la información de unidades y punto decimal.

Opción de Banda Inactiva Se ha agregado una opción adicional de configuración de registro de datos para ahorrar aún más espacio en el archivo. El agregado de una opción de configuración de banda inactiva hará que los datos para cada elemento que se está registrando se modifiquen SÓLO cuando el valor varía en una cantidad definida respecto al valor anterior. Esto reducirá aún más el espacio usado en el disco.

Configuración de Registro de Datos por medio del Menú de Utilitarios Se ha agregado una nueva opción al menú ‘Utilitarios’ (a la cual se accede oprimiendo las teclas con flecha ARRIBA y ABAJO al mismo tiempo). Esta opción de menú permite que cualquier parámetro que se pueda renombrar o mover al menú personalizado sea registrado, aún si el parámetro no aparece en la lista de parámetros para configuración en el menú de configuración de registro de datos. Configuración de Intervalo de Tiempo La configuración del Intervalo de Tiempo ha sido mejorada para permitir que se ingresen valores en el formato HH:MM en lugar de un número de segundos. Convenciones de Denominación de Archivos Cuando se Usa la Tarjeta de PC Todas las operaciones de denominación de archivos en la Tarjeta de PC usarán las funciones de nombre de sitio descritas anteriormente junto con un código de fecha y un nombre de archivo de base descriptiva para crear un nombre de archivo único. El archivo se crea como se define aquí:

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1. Se crea un código único de tiempo de 6 dígitos usando el día, hora y minutos actuales.

Por ejemplo, si la fecha y hora actual fuese 31 de octubre, 2003, 4:10 PM, el código de fecha sería: 311610. Este código de fecha sería único para el minuto específico para la hora específica del día específico del mes. Esto se hace para asegurar que los datos guardados desde el mismo lugar pero separados por al menos un minuto en el tiempo fuerzan a la creación de un nuevo archivo.

2. Se Agrega el nombre del sitio si fue ingresado por el usuario. Si el nombre del sitio no existe este paso es omitido.

3. Se agrega una secuencia de caracteres descriptiva de los datos específicos y un tipo de archivo:

a. Para datos de Paradas Históricas: History.csv b. Para datos del Gráfico de Amperaje Digital: Ampchart.csv c. Para Tendencias de Arranque a Alta Velocidad: Trend.csv d. Para archivos de registro de datos: log.csv

4. Si el dato a ser guardado es el Gráfico de Amperaje Digital, se agrega la semana del año al nombre de archivo, precediendo al tipo de archivo.

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APÉNDICE A: DIMENSIONES DE CABLES

Medida de

Fusible (Amps)

Medidas de Cable

Por Fase

Medida de Muñón por Fase de Entrada

Medida de Muñón por Fase

de Salida

100 # 2 AWG 1 c/u. 14-1/0 1c/u. 6-250 MCM 200 # 3/0 AWG 1 c/u. 4-300 MCM 1c/u. 6-250 MCM 300 2-2/0 AWG 1 c/u. 4-250 MCM y

1 c/u. 2/0-500 MCM 2c/u. 6-250 MCM

400 2-4/0 AWG 1 c/u. 4-250 MCM y 1 c/u. 2/0-500 MCM

2c/u. 6-250 MCM

500 2-300 MCM 3c/u. 250-500 MCM 3c/u. 3/0-400 MCM 600 2-400 MCM 3c/u. 250-500 MCM 3c/u. 3/0-400 MCM 700 3-350 MCM 3c/u. 250-500 MCM 3c/u. 3/0-400 MCM 800 3-400 MCM 3c/u. 250-500 MCM 3c/u. 3/0-400 MCM

2 - 500 4-300 MCM 6c/u. 250-600 MCM 6c/u. 250-600 MCM 2 - 600 4-400 MCM 6c/u. 250-600 MCM 6c/u. 250-600 MCM 2 - 700 6-350 MCM 6c/u. 250-600 MCM 6c/u. 250-600 MCM 2 - 800 6-400 MCM 6c/u. 250-600 MCM 6c/u. 250-600 MCM

Medidas Recomendadas de Cable de Alimentación

Fusible de Entrada por Fase (Amps)

Alambre de Cobre Medida No.

Alambre de Aluminio o Aluminio Forrado de

Cobre Medida No. 100 # 8 AWG # 6 AWG 200 # 6 AWG # 4 AWG 300 # 4 AWG # 2 AWG 400 # 3 AWG # 1 AWG 500 # 2 AWG # 1/0 AWG 600 # 1 AWG # 2/0 AWG 700 # 1/0 AWG # 3/0 AWG 800 # 1/0 AWG # 3/0 AWG

2 - 500 # 2/0 AWG # 4/0 AWG 2 - 600 # 3/0 AWG # 250 kcmil 2 - 700 # 4/0 AWG # 300 kcmil 2 - 800 # 4/0 AWG # 350 kcmil

Medida Mínima de Conductores de Conexión de Equipos a Tierra para Conectar a Tierra Conductos de Cables y Equipos según recomendación del Código Eléctrico Nacional de los EE.UU. Las medidas reales deben cumplir con códigos locales y otros códigos aplicables.

Medidas Recomendadas de Cable para Conexión a Tierra

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APÉNDICE B: CAÍDA DE VOLTAJE EN CABLE

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APÉNDICE C: CAPACIDAD DE MOMENTO DE TORSIÓN VARIABLE DEL VSC

Capacidades de Salida a 480VCA Cap. de Entrada Amps a 460 VCA

Modelo

KVA

Corriente Continua

Amp Eficaz

Corriente Sobrecarga

60 Seg.

Corriente Arranque

7 Seg.

Cap.

Fusible

Corriente Entrada

1060 o 2060-VT 66 79 95 119 100 83 1075 o 2075-VT 83 100 120 150 200 105 1100 o 2100-VT 111 133 160 200 200 140 1125 o 2125-VT 130 156 187 234 200 164

2150-VT 163 196 235 294 300 206 2200-VT 200 241 289 362 300 253 2250-VT 260 313 376 470 400 329 4300-VT 325 391 469 587 500 411 4350-VT 390 469 563 704 600 492 4400-VT 454 546 655 819 700 573 4500-VT 519 624 749 936 800 655 8600-VT 624 750 900 1125 500 788 8700-VT 748 900 1080 1350 600 945 8800-VT 873 1050 1260 1575 700 1103 8900-VT 1000 1203 1444 1805 800 1263

NOTA: Cuando se aplican controladores de velocidad variable a cargas de momento de torsión constante, se disminuyen en un 20% la corriente de salida continua y los KVA de salida. Las corrientes de Sobrecarga y Arranque permanecen constantes. Los números de modelo listados aquí no incluyen el identificador de gabinete. (es decir 2200-1VT o 2200-3VT)

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APÉNDICE D: REPUESTOS RECOMENDADOS LISTA DE REPUESTOS DE GCS RECOMENDADOS

NO. DE PIEZA CÓDIGO de

CANT. DESCRIPCIÓN SERIE DE VSC ICS

BASE/MES/AÑO PARTE

*Para calcular cantidades, vea instrucciones al final de la lista.

SEMICONDUCTORES 900545 B4/ M.2/ A.4 IGBT 600A 2250/ 4400/ 4500

900546 B4/ M.2/ A.4 IGBT 400A 2075/ 2100/ 2125/ 2150/ 2200/

4300/ 4350 900547 B1/ M.1/ A.2 IGBT 200A 2060 900111 B1/ M.1/ A.2 IGBT 150A doble 1060 900635 B1/ M.1/ A.2 IGBT 300A doble 1125

B1/ M.1/ A.2 88465 B1/ M.1/ A.2 SCR, 250A 1125/ 2000/ 4000/ 8000 X 51617 B1/ M.1/ A.2 SCR, 92A 1000/ 2000 X 89052 B1/ M.1/ A.2 DIODO,95A 1000/ 2000 X 88523 B1/ M.1/ A.2 DIODO,260A 4000/ 8000 X

TARJETAS DE CIRCUITO

902129 B3/ M.3/ A.6 (CSB) PCB SEÑAL DE CONVERSOR NRTL1 1000/ 2000/ 4000 902130 B6/ M.4/ A.8 (ISB) PCB SEÑAL DE INVERSOR NRTL 1000/ 2000/ 4000/ 8000 902110 B1/ M.1/ A.2 (SCB) PCB DE CONTROL DE SISTEMA NRTL 1000/ 2000/ 4000/ 8000

902131 B1/ M.1/ A.2 (SSB) PCB DE SUMINISTRO CONMUTADOR NRTL 1000/ 2000/ 4000/ 8000

902128 B6/ M.4/ A.8 (DCSB) PCB SEÑALES DUALES DE CONVERSOR NRTL 8000

57983 B2/ M.1/ A.2 (TSB) PCB SENSOR DE TEMPERATURA 1000/ 2000/ 4000/ 8000 900534 B1/ M.1/ A.2 1060 PCB AMORTIGUADOR 1060/ 1125 12P 901480 B3/ M.1/ A.1 PCB AMORTIGUADOR 1125/ 2000/ 4000/ 8000 902390 B1/ M.1/ A.2 DESPLIEGUE GRÁFICO CON CALENTADOR 1000/ 2000/ 4000/ 8000

MAGNÉTICOS

900154 B1/ M.05/ A.05 INDUCTOR, 50A, 3,0mH NEMA 1 SOLAMENTE 2060 12P/ 4300 12P

902249 B1/ M.05/ A.05 INDUCTOR, 50A, 3,0mH NEMA 3, 4 y SERIE 1000

1060 12P/ 2060 12P/ 4300 12P

900414 B1/ M.05/ A.05 INDUCTOR, 100A, 1,5mH NEMA 1 SOLAMENTE 2060 6P/ 2150 6P/ 2200 6P/ 4300 6P/ 4400 6P/ 2075 12P/ 2100 12P 2125 12P/ 4350 12P

902250 B1/M.05/A.05 INDUCTOR, 100A, 1,5mH NEMA 3, 4 y SERIE 1000 1060 6P/ 2060 6P/ 2150 6P/

2200 6P/ 4300 6P/ 4400 6P/

1125 12P/ 2075 12P/ 2100 12P

1 N. del T.: NRTL: (Nationally Recognized Test Laboratory) [avalado por] Laboratorio de Pruebas de Reconocimiento Nacional.

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900527 B1/ M.05/ A.05 INDUCTOR 200A 0,75mH NEMA 1 SOLAMENTE 2125 12P/ 4350 12P 2075 6P/ 2100 6P/ 2125 6P/ 2150 6P/ 2200 6P/ 2250 6P/ 2150 12P/ 2200 12P/ 2250 12P/ 4000

902251 B1/ M.05/ A.05 INDUCTOR 200A 0,75mH NEMA 3, 4 y SERIE 1000 2125 12P/ 4350 12P

1125 6P/2075 6P/ 2100 6P/ 2125 6P/ 2150 6P/ 2200 6P/ 2250 6P/ 2150 12P/ 2200 12P/ 2250 12P/ 4000 CAPACITORES

58904 B1/ M.1/ A.2 MÓDULO CAPACITOR DE BUS 1000/ 2000/ 4000/ 8000 900798 CAPACITOR, 1500MFD, 1000/ 2000/ 4000/ 8000

REPARACIÓN PARA MÓDULO 58904 900022 B1/ M.1/ A.1 CAPACITOR, 5MFD, BUS DE CC 2000/ 4000/ 8000 900112 B1/ M.1/ A.1 CAPACITOR, 1MFD, BUS DE CC 1060/ 1125 47556 B1/ M.1/ A.1 CAPACITOR, 7,5MFD 2000/ 4000/ 8000 X

ENSAMBLES DE CABLE

900225 B1/ M0/ A0 CABLE, CITIBUS, 5 pies 10 pulg. 1000 900345 B1/ M0/ A0 CABLE, CITIBUS, 6 pies 3 pulg. 2000 900626 B1/ M0/ A0 CABLE, CITIBUS, 8 pies-9 pulg. 4000 900627 B1/ M0/ A0 CABLE, RS-232, 8 pies -9 pulg. 4000 900343 B1/ M0/ A0 CABLE, RS-232, 6 pies3 pulg. 2000 900342 B1/ M0/ A0 CABLE, RS-232, 5 pies 10 pulg. 1000 901210 B1/ M0/ A0 CABLE, CITIBUS, 10 pies 8000 901211 B1/ M0/ A0 CABLE, RS-232, 10 pies 8000

TRANSFORMADORES

900024 B1/ M0/ A0 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE 250:1 1060/ 1125/ 2060/ 2075/ 2100/ 2125/ 2150/ 2200

900549 B1/ M0/ A0 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE 500:1 2250/ 4300/ 4350/ 4400 58946 B1/ M0/ A0 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE 1000:1 4500

901261 B1/ M0/ A0 TRANSFORMADOR DE CORRIENTE 2000:1 8000

900968 B1/ M.05/ A.05 POTENCIA CONTROL DE TRANSFORM. 350 VA 1000/ 2000/ 4000/ 8000

55533 B1/ M.05/ A.05 TRANSFORMADOR 240/480-120, 50/60 HZ OPCIÓN 115V INTERRUPTORES DESCONEXIÓN

58529 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 100A 1060/ 2060 X

900987 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 100A CON BOBINA INTERRUP. 1060/ 2060 CE CONFIG.

58528 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 250A 1125/ 2075/ 2100/ 2125 X

900988 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 250A CON BOBINA INTERRUP. 1125/ 2075/ 2100/ 2125 CE

58527 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 400A 2150/ 2200/ 2250 X

900985 B1/ M0/ A0 BOBINA INTERRUP. PARA INTERRUPTOR 400A

2150/ 2200/ 2250 CE CONFIG.

58526 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 600A 4300/ 4350 X 58525 B1/ M0/ A0 INTERRUPTOR, 800A 4400/ 4500/ 8000 X

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900984 B1/ M0/ A0 BOBINA INTERRUP. PARA INTERRUPTOR 600/800A 4000/ 8000 CE CONFIG.

VENTILADORES / MOTORES

902422 B1/ M.05/ A.1 MOTOR DE VENTILADOR NEMA 3, 4 2000/ 4000/ 8000 NEMA 3,4 SOLAMENTE X

51566 B1/ M0/ A0 DISIPADOR DE CALOR DE VENTILADOR 1000/ 2000/ 4000/ 8000 X 88424 B1/ M0/ A0 EXTRACTOR 1000/ 2000/4000/ 8000 X

901453 B1/ M0/ A0 MOTOR DE VENTILADOR NEMA 1 1000/ 2000/4000/ 8000 FUSIBLES POTENCIA DE ENTRADA

900754 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 50A 1060 12P/ 2060 12P 85572 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 100A 1060 6P/ 2060 6P/ 1125 12P/ X

2075 12P/ 2100 12P/ 2125 12P

86804 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 150A 2150 12P/ 2200 12P 88895 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 200A 1125 6P/ 2075 6P/ 2100 6P/ X

2125 6P/ 2250 12P 86805 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 250A 4300 12P 88896 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 300A 2150 6P/ 2200 6P/ 4350 12P X

900865 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 350A 4400 12P 88897 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 400A 2250 6P/ 4500 12P X 88898 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 500A 4300 6P/ 8600 X 86808 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 600A 4350 6P/ 8700 X 88899 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 700A 4400 6P/ 8800 X 86809 B3/ M.5/ A2 FUSIBLE, 800A 4500 6P/ 8900 X

PCB SUMINISTRO DE INTERRUPCIÓN

48106 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, 5A, 500V (SSB F1, F2) 1000/ 2000/ 4000/ 8000 X 901263 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, 1A, 500V (SSB F3) 1000/ 2000/ 4000/ 8000

901264 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, 1A, 250V, 5x20mm, LENTO (SSB F4, F7) 1000/ 2000/ 4000/ 8000

901265 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, 2A, 250V, 5x20mm, ACCIÓN RÁPIDA (SSB F5) 1000/ 2000/ 4000/ 8000

901266 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, 3,15A, 250V, 5x20mm, LENTO (SSB F8, F9) 1000/ 2000/ 4000/ 8000

OPCIÓN 115 VOLTIOS 55534 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, DEMORA, 3,0 A, 600 V 1000/ 2000/ 4000/ 8000 55535 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE, DEMORA, 4,0 A, 250 V 1000/ 2000/ 4000/ 8000

TRANSFORM. POTENCIA DE CONTROL 900967 B2/ M.4/ A1 FUSIBLE 2A 250 V DEMORA 1000/ 2000/ 4000/ 8000

MOV (VARISTORES DE ÓXIDO DE METAL)

900230 B1/M.05/A.05 SUP. PICO MOV NEMA 3 2 REQ. PARA 8000 1000/ 2000/ 4000/ 8000

901972 B1/M.05/A.05 PCB GCS DE MOV NRTL NEMA 4 2 REQ. PARA 8000 2000/ 4000/ 8000

BARRAS COLECTORAS PLANAS

901250 B1/ M0/ A0 BARRA COLECTORA PLANA, SERIE 2000 2000

901271 B1/ M0/ A0 BARRA COLECTORA PLANA, SERIES 4000/8000 4000/ 8000

HARDWARE

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900862 B2/ M0/ A0 STDF, M-F, M8X1.25, M4X.7-6H, HEX 2250/ 4400/ 4500/ 8800/ 8900 900557 B2/ M0/ A0 STDF, SNBR BD, M-F, 8MM HEX, LONG 2000/ 4000/ 8000 900556 B2/ M0/ A0 STDF, SNBR BD, M-F, 8MM HEX, SHORT 2000/ 4000/ 8000 900113 B2/ M0/ A0 STDF, HEX, M-F, M5X0.8X25MM, ZINC 1060/ 1125 900861 B2/ M0/ A0 STDF, M-F, M6X1.25, M4X.7-6H, HEX 2060/ 2075/ 2100/ 2125/ 2150/

OTROS

54162 B2/ M.1/ A.4 BULBO, LÁMPARA, TIPO 120MB OPCIONAL EN 1000/ 2000/ 4000/ 8000

902109 B2/ M.1/ A.4 TARJETA DE MEMORIA, 32 MEG OPCIONAL EN 1000/ 2000/ 902110 B2/ M.1/ A.4 TARJETA DE MEMORIA, 64 MEG OPCIONAL EN 1000/ 2000/

4000/ 8000 900717 B1/ M.05/ A.05 INTERFASE DE COMUNICACIONES VCI-142 OPCIONAL EN 1000/ 2000/

4000/ 8000 900899 B1/ M.05/ A.05 MÓDULO DE EXPANSIÓN DE E/S GCS OPCIONAL EN 1000/ 2000/

4000/ 8000 LISTA DE REPUESTOS RECOMENDADOS FILTRO PWM GCS

902059 B3/ M.1/ A.1 CAPACITOR 40MFD +/-3% 480VCC 0,47-2M OHM 2000/ 4000/ 8000

902047 B1/ M.01/ A.01 FILTRO CONTROLADOR PWM (PFC) 2000/ 4000/ 8000 902049 B1/ M.01/ A.01 CONTACTOR 75/94A 600V 3P 2000/ 4000/ 8000 900024 B1/ M.01/ A.01 TRANSFORMADOR T.C. 250:1 50-400HZ IT 2000/ 4000 86805 B1/ M.05/ A.05 FUSIBLE 250A 500V ACCIÓN RÁPIDA 4000 55535 B1/ M.05/ A.05 FUSIBLE DEMORA 4,0 AMP 250V 2000/ 4000/ 8000 55533 B1/ M.01/ A.01 TRANSFORM. 0,275KVA 480/415/380-120 VCA 2000/ 4000/ 8000 55534 B1/ M.05/ A.05 FUSIBLE DEMORA 3,0 AMP 600V 2000/ 4000/ 8000

902139 B1/ M.01/ A.01 INDUCTOR 80MH 600A EFICAZ 4N4 GCS CON FILTRO PWM 4000

900549 B1/ M.01/ A.01 TRANSFORMADOR T.C. 500:1 50-400HZ IT 8000 88898 B1/ M.05/ A.05 FUSIBLE 500A 500V ACCIÓN RÁPIDA 8000

902140 B1/ M.01/ A.01 INDUCTOR 40MH 1200A EFICAZ 8N4 GCS CON FILTRO PWM 8000

86804 B1/ M.05/ A.05 FUSIBLE 150A 500V ACCIÓN RÁPIDA 2000

902138 B1/ M.01/ A.01 INDUCTOR 160MH 300A EFICAZ 2N4 GCS CON FILTRO PWM 2000

RECUERDE QUE LAS PAUTAS A CONTINUACIÓN SON SÓLO UN PUNTO DE COMIENZO. DESPUÉS DE QUE LA INFORMACIÓN HISTÓRICA ESTÉ DISPONIBLE, DICHA INFORMACIÓN DEBERÍA USARSE PARA CALCULAR LAS CANTIDADES PARA REPOSICIÓN. La cantidad recomendada de repuestos para cada uno de los números de piezas listados anteriormente debería calcularse usando el código de cantidad y la serie de VSC listada para cada parte. La cantidad mínima para cada pieza es igual a la cantidad que sigue a la B (Base) en el código de cantidad. Por ejemplo, el número B4 indica que la cantidad mínima para esta pieza es 4. La cantidad recomendada para reposición mensual es la cantidad mínima más el número que sigue a la M en el código de cantidad multiplicado por el número total de impulsores que requieran esta pieza. La cantidad recomendada para reposición anual es la cantidad mínima más el número luego de la A en el código de cantidad multiplicado por el número total de impulsores que requieran esta pieza. Ejemplo: 20 c/u. 4500 series 15 c/u. 2250 series Para repuesto número 900531, Tarjeta de Control de Sistema Cantidad Base (B) =1 Nivel de reorden mensual a mantener = 1+(.1X35) = 4.5 (redondear a 5)

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Nivel de reorden anual a mantener = 1+(.2X35) = 8 Para repuesto número 88897, Fusible 400A Cantidad Base (B) =3 Nivel de reorden mensual a mantener = 3+(.5X15) = 10.5 (redondear a 11) Nivel de reorden anual a mantener = 3+(2X15) = 33