Predloga za pisanje diplomske nalogeLjubljana, 2016
iii
Zahvala
Zahvaljujem se mentorju, prof. dr. Dejanu Kriaju, ki mi je tekom raziskovanja
in izdelave naprave pomagal, me usmerjal, mi svetoval z mnogimi nasveti in mi
omogoil, da sem imel v Laboratoriju za bioelektromagnetiko vso potrebno opremo,
brez katere se ne bi mogel natanneje poglobiti v problem elektromagnetnih pojavov,
ki so bistvenega pomena pri konstrukciji naprave, predstavljene v tem delu. Zahvala
gre tudi Dragu Tacarju s svojimi dragocenimi izkušnjami, ki mi je bil v pomo pri
nartovanju vezja. Na koncu bi se rad zahvalil vsem kolegom, ki so mi bili v pomo
tekom mojega raziskovalnega dela.
2.2 Uporaba ultrazvoka .............................................................................. 8
3 Ultrazvona sonda 11
3.1 Piezoelektrini efekt ........................................................................... 11
3.3 Impedanna in fazna karakteristika ultrazvone sonde ...................... 18
3.4 Impedanno prilagajanje .................................................................... 19
3.5 Vzbujalni signal .................................................................................. 24
4 Ultrazvoni sprejemnik 25
5.1 Mone zasnove ojaevalnika .............................................................. 27
5.2 Shema izbranega ojaevalnika ........................................................... 31
5.3 Izbira operacijskega ojaevalnika ...................................................... 35
5.4 Simulacija vezja ................................................................................. 36
5.4.1 Tranzientna analiza .................................................................. 37
5.4.2 Frekvenna analiza .................................................................. 39
6 Napajalnik 41
7 Nartovanje v okolju Altium Designer 43
7.1 Nartovanje sheme in tiskanine .......................................................... 43
8 Izdelava RF transformatorja 45
8.1 Karakteristike transformatorja ............................................................ 45
8.1.1 Navitje transformatorja ............................................................ 45
8.1.3 Faktor sklopa ............................................................................ 54
9.1 Generiranje pulzov z multifunkcijsko kartico Red Pitaya .................. 57
9.2 Spremljanje temperature hladilnega telesa ......................................... 58
9.3 Izhodna upornost ojaevalnika .......................................................... 61
9.4 Napetostni odziv ................................................................................. 62
9.6 Odziv mehansko obutljivih kanalov celic na ultrazvono vzbujanje 68
10 Zakljuek 73
V priujoi magistrski nalogi so uporabljene naslednje veliine in simboli:
Veliina / oznaka Enota
mehanska obremenitev T - N/m2
sila F newton N
hitrost zvoka c - m/s
induktivnost L henry H
kapacitivnost C farad F
impedanca Z ohm Ω
krona frekvenca ω - s-1
temperatura T stopinje celzija
tlak p bar kPa
Tabela 0.1: Veliine in simboli.
Natannejši pomen simbolov in njihovih indeksov je razviden iz ustreznih slik
ali pa je pojasnjen v spremljajoem besedilu, kjer je simbol uporabljen.
viii Seznam uporabljenih simbolov
Magistrsko delo opisuje izdelavo ojaevalnika elektrinih signalov sinusne
oblike v ultrazvonem spektru frekvenc do 1 MHz za namene vzbujanja ultrazvone
sonde. Delo zajema analizo visokofrekvennih pojavov in karakteristik sistema
oddajnika ultrazvonih valov, ki jih moramo upoštevati pri konstrukciji naprave z
namenom maksimalne oddane moi ultrazvonega oddajnika.
Zasnova elektrinega vezja monostnega ojaevalnika je bila sprva preverjena s
simulatorjem LT Spice in kasneje nadgrajena z doloenimi izboljšavami in popravki.
Za generiranje signalov smo uporabili venamensko kartico Red Pitaya, ki nam je
sluila tudi pri zajemu signala iz hidrofona. Z Red Pitayo upravljamo preko aplikacije,
ki je bila spisana s pomojo programskih jezikov JavaScript, HTML, C in API-ukazov.
Za testiranje temperaturnega obnašanja izhodne monostne stopnje ojaevalnika smo
uporabili okolje Matlab v katerem smo preko SCPI-ukazov generirali vzbujalne
signale z Red Pitaye in hkrati prikazovali potek temperature z uporabo temperaturnega
senzorja. Za analizo impedannih in faznih karakteristik ultrazvonih oddajnikov,
sprejemnikov in navitij transformatorjev smo uporabili LCR-meter Quadtech 1920.
Signale smo med testiranjem opazovali na osciloskopu MSO7104B. Po simulacijah in
podrobnih analizah vezja smo nartali vezje v programskem paketu Altium ter izdelali
tiskanino ob upoštevanju nartovalskih pravil z namenom zmanjšanja motenj in
stabilnega delovanja. Za eksperimente smo za razline konfiguracije potrebovali razne
nastavke, ki smo jih tiskali na Vellemanovem 3D-tiskalniku K8400.
Ojaevalnik je dizajniran in testiran za vzbujanje ultrazvonega oddajnika V318-
SU v frekvennem podroju od 300 kHz do 500 kHz. Oddajnik najintenzivneje deluje
pri frekvencah okoli 320 kHz, saj je tu blizu resonanna frekvenca prilagoditvenega
vezja, ki smo ga dodali na izhodne sponke ojaevalnika, z namenom maksimalnega
2 Povzetek
prenosa moi iz ojaevalnika na ultrazvoni oddajnik. Prenesena mo na ultrazvoni
oddajnik je okoli 90W, pri emer ultrazvoni oddajnik proizvede tlak 7 barov in
intenziteto oddanega valovanja 33 W/cm2. Celoten sistem je bil uporabljen za in vitro
eksperimente, kjer smo vzbujali HEK 293 in HEK 293T celice v kombinaciji z
mikromehurki in opazovali odzive na laserskem mikroskopu Leica TCS SP5.
Kljune besede: ultrazvok, piezoelektrini oddajnik, hidrofon, piezoelektrini
efekt, resonanna frekvenca, impedanno prilagajanje, kavitacija, mikromehurki,
sonoporacija
3
Abstract
The thesis presents the construction of a power amplifier used for excitation of
ultrasonic transducers with a nominal frequency up to 1 MHz. Scope of this document
also covers analyses of high frequency phenomenons and characteristics of ultrasonic
transducers which must be taken into account to transmit maximal power to the
transducer.
Design of electrical circuit was firstly tested with simulation tool LT Spice and
improved step by step during the research. Signal which was amplified, was generated
with a multifunctional card Red Pitaya. Simultaneously we can measure signals for
instance a signal from a hydrophone, which detects pressure transmitted from the
ultrasonic transducer. Red Pitaya card is controlled using a web browser based
application built with basic programming languages such as JavaScript, HTML, C and
API routines. For the purpose of temperature analysis of output amplifier stage we
used a Matlab interface to control the Red Pitaya using SCPI commands. Impedance
and phase characteristics of ultrasonic transmitter, receiver and windings of
transformers were obtained by a LCR-meter Quadtech 1920. Signals were measured
with osciloscope MSO710. After the final circuit was defined, we constructed a PCB
with Altium Designer software considering most vital designer rules to minimize the
interferences. For experimental work we constructed 3D models and printed with
Velleman 3D-printer K8400.
The amplifier was designed and tested for use with an ultrasonic transducer
V318-SU for frequencies from 300 kHz to 500 kHz. Ultrasonic transducer most
intensively transmits power at frequency of 320 kHz, which is a resonance frequency
of the matching circuit. The amplifier is capable of providing 90 W for a used
transducer, which is equal to 7 bars of pressure and intensity of transmitted wave 33
4 Abstract
W/cm2. The designed system was successfully used in practice in experiment in vitro
with HEK 293 and HEK 293T cells in combination with micro bubbles. Images of
cells responses were obtained with microscope Leica TCS SP5.
Key words: ultrasound, piezoelectric transducer, hydrophone, piezoelectric
effect, resonance frequency, impedance matching, cavitation, microbubbles,
sonoporation
5
Ultrazvono valovanje in njegove pojave se dandanes izkoriša v številnih
aplikacijah širokega obsega. Sprva se je najintenzivneje uporabljal za vojaške namene
lociranja podmornic. Z razvojem tehnologije in znanosti so kmalu odkrili uporabnost
na številnih drugih podrojih. Danes ima ultrazvok najvejo uporabnost v medicini,
kemiji, geodeziji, preciznem merjenju, sterilizaciji kirurških pripomokov in številnih
drugih aplikacijah. V zadnjem asu so se pojavile nove ideje neinvazivnega zdravljenja
obolelega tkiva z ultrazvokom in s tem številne raziskave. Svoj dele k raziskovalnemu
delu v sklopu projekta iGEM prispeva tudi to magistrsko delo, saj ta predstavlja
izdelavo ultrazvonega ojaevalnika uporabljenega na omenjenem projektu. Del
projekta je obsegal manipulacijo celine membrane z ultrazvonim valovanjem, ki
smo ga generirali s pomojo ultrazvone sonde. Mehanizmi prepustnosti celine
membrane ob ultrazvonem vzbujanju so še nepojasnjeni, zato bo potrebna še vrsta
raziskav. Tovrstni sistemi se e uporabljajo [1], vendar je prednost celotnega sistema
ojaevalnika v uporabi nizkocenovne kartice Red Pitaya, ki nam zagotavlja hkratno
generiranje kot tudi prikazovanje signala. S tem se izognemo uporabi ve loenih
inštrumentov, ki bi bistveno poveali konno ceno izdelka. Za dosego dovolj visokih
frekvenc ultrazvonega valovanja smo izkoristili piezoelektrini efekt pod vplivom
elektrinega polja, ki ima prednost pred magnetostrikcijo, ki se jo tudi izkoriša za
ultrazvone oddajnike, vendar se pojavi problem histereznih izgub in vrtinnih tokov.
Za pravilno delovanje ultrazvone sonde moramo zagotoviti primeren signal, ki ga
generiramo z ultrazvonim ojaevalnikom. Za prenos zadostne moi na sondo moramo
pravilno zasnovati ojaevalno stopnjo, poznati moramo karakteristike oddajnika in
temu primerno dizajnirati celoten sistem. Ojaevalnik mora biti sposoben zagotavljati
primeren signal do frekvenc 500kHz za dano sondo. Preveriti je potrebno delovanje z
6 1 Uvod
drugimi sondami z višjimi nominalnimi frekvencami, saj se v raziskavah stimuliranja
celic uporabljajo tudi frekvence okoli 1 MHz [2]. S primerno umerjeno merilno
opremo moramo biti sposobni izmeriti tlak na danem mestu, oddaljenem od
ultrazvone sonde. Sistem mora zagotoviti tlak do 600 kPa, saj v veini tovrstnih
raziskavah tlak ne presega te vrednosti [2]. Zagotoviti moramo intenziteto oddanega
valovanja vsaj 2 W/cm2.
2.1 Splošno o ultrazvoku
Ultrazvok je mehansko valovanje s frekvencami, ki so višje od teoretino
slišanega zvoka pri loveku, ki znaša 20 kHz. Zvok nijih frekvenc od loveku slišnega
podroja pod 20 Hz pa se imenujejo infrazvok. Ultrazvok predstavlja longitudialno
valovanje, zato nastajajo vzporedno vzdol širjenja valov zgošine in razredine snovi.
Ultrazvono valovanje se torej lahko širi le preko medija, ki je stisljiv. Ta pojav se
izkoriša predvsem v industriji, kemiji in medicini. Najvišje ultrazvone frekvence so
omejene s tehnino zmogljivostjo proizvajanja hitrih mehanskih nihanj, ki segajo v
podroje do 250 MHz.
Za proizvajanje ultrazvonega valovanja uporabljamo pišali ali Hartmannov
generator, s katerim ustvarjamo tlani val zraka ali drugega plina in dosegamo
frekvenco nihanja v zraku do 127 kHz, v heliju pa do 500 kHz. Za generiranje
višjefrekvennega valovanja se posluujemo piezoelektrinega efekta. Hitrost
ultrazvonega valovanja je odvisna od medija preko katerega se zvok širi, in sicer veja
kot je gostota medija, veja je hitrost ultrazvoka, kot jo prikazuje tabela 2.1. Na hitrost
zvoka v snovi vpliva tudi temperatura, saj se z višjo temperaturo povea povprena
energija terminega gibanja molekul.
Zrak (0 ) 343 m/s
8 2 Ultrazvok
Na širjenje ultrazvoka bistveno vpliva absorpcija v snovi, ki povzroi segrevanje. Na
absorpcijo ultrazvoka v snovi pa vplivajo viskoznost, odvajanje toplote in trenje med
delci, ki z nihanjem prenašajo valovanje. Zaradi navedenega se ultrazvok bistveno
bolje širi preko tekoine kot pa preko plina. Zmonost ultrazvonega valovanja v
tekoinah se zmanjša z lomi in odboji na nehomogenih podrojih spremembe
temperature in okoli mehurkov. Pri visokofrekvennem ultrazvonem valovanju se
prenaša energija, katere izvor sta kinetina in potencialna energija. Energija je
relativno velika, saj se gostota energijskega toka (2.3), ki podaja mnoino energije v
asovni enoti preko površine kvadratino vea s frekvenco valovanja.
= 0
2 (2.3)
0 je amplituda odmika, p0 maksimalna tlana razlika, c fazna hitrost
valovanja, gostota snovi in ω krona frekvenca valovanja.
2.2 Uporaba ultrazvoka
Ultrazvono valovanje in njegovi uinki se dandanes uporabljajo na številnih
podrojih, saj imajo vejo prodornost kot slišni zvok, hkrati pa se z ultrazvokom
dosega bistveno veje tlane razlike in s tem veje pospeške. Druga prednost
ultrazvoka pred slišnim zvokom je v majhni valovni dolini. Slišni zvok s frekvenco
1500 Hz ima v vodi hitrost 1500 m/s. Ob upoštevanju enabe (2.4) dobimo valovno
dolino 1 m. Za razliko dobimo pri ultrazvonem zvoku 150 kHz valovno dolino 0,01
m, s imer lahko spremljamo odboje ultrazvoka na veliko manjših strukturah. Nizko
valovno dolino lahko izkorišamo tudi v oblikovanju izvora ultrazvoka tako, da je
oddana energija skoncentrirana v ozkem usmerjenem curku brez razpršitve valovanja.
2.2 Uporaba ultrazvoka 9
navigacijo v oinah, rudarske, petrokemine raziskave itd.
= (2.4)
Ena izmed najbolj razširjenih metod uporabe ultrazvoka je v medicinske
namene, saj je pristop z ultrazvokom neinvazivna tehnika. Poznamo dva naina
uporabe, in sicer diagnostini nain, ki izkoriša pulzno vzbujanje, in terapijsko
metodo, ki izkoriša kontinuirano vzbujanje. V medicini se ultrazvok veinoma
uporablja za diagnostiko mehkega tkiva med nosenostjo, z uporabo monejših
ultrazvonih signalov pa se izvajajo fizikalno terapijo s segrevanjem bioloških tkiv kot
so npr. tumorji. Zaradi spremembe prepustnosti celine membrane blagodejno vpliva
na tkivo z masao, cirkulacijo in poveano oksidacijo. Za medicinske namene se
uporabljajo predvsem frekvence ultrazvoka od 500 kHz do 10 MHz. Frekvence
ultrazvoka od 20 kHz do 40 kHz se uporabljajo za namene ultrazvonega išenja, ki
temelji na sprostitvi energije ob sesedanju milijonov majhnih kavitacij v tekoini.
Piezoelektrina keramika na osnovi kovinskih oksidov in drugih umetnih
materialov omogoa uporabo piezoelektrinega uinka in seveda tudi obratnega
piezoelektrinega pojava v številnih aplikacijah. Ti materiali so na splošno gledano
fizino zelo obstojni, njihova izdelava pa je relativno poceni. Sestavo, obliko in
dimenzije piezoelektrinega keraminega elementa je mogoe prilagoditi, s imer z
lahkoto izpolnjujemo tudi kakšne posebne zahteve. Številne uporabnosti tako najdemo
tudi v tehniki, od preizkušanja homogenosti snovi (preverjanje zlatih palic), debeline
snovi, ultrazvonega varjenja, uplinjevanja raztopljenih kovin, mikrofonov, v
metalurgiji in še na številnih drugih podrojih.
10 2 Ultrazvok
3 Ultrazvona sonda
3.1 Piezoelektrini efekt
Direkten piezoelektrini efekt je znan e od leta 1880, ko sta Jacques in Pierre
Curie odkrila, da se nekateri kristali elektrino polarizirajo ob delovanju zunanjih
mehanskih sil. Hkrati sta opazila inverzen piezoelektrini uinek, pri katerem se
kristal deformira sorazmerno elektrinemu polju v katerem se mineral nahaja.
Piezoelektrini pojav si lahko razlagamo na sledei nain: kristalna mrea
piezoelektrinega materiala je sestavljena iz enakega števila pozitivnega kot
negativnega naboja. Naboj v ravnovesju je enakomerno porazdeljen po kristalni
strukturi tako, da neobremenjen material navzven izkazuje ravnovesno stanje, saj je
središe pozitivnega in negativnega naboja poravnano v skupnem središu in se
medsebojno izniuje. Dipolni moment in dielektrina polarizacija sta tako enaka ni.
V primeru delovanja zunanje sile (torzije, upogiba ali tlaka na ploskev) pa se središi
pozitivnega in negativnega naboja izmakneta iz ravnovesne lege. Komponente sile,
pravokotno orientirane na ploskve materiala, lahko predstavimo z vektorjem sile (3.1),
kjer indeks i poteka od 1 do 3.
= () (3.1)
Pri tem nastane mehanska obremenitev, ki jo opišemo z napetostnim tenzorjem
T, ki je bodisi pozitiven pri nategu, oziroma negativen pri stisku. Kadar obremenitve
niso prevelike, velja med mehansko obremenitvijo in posledinim specifinim
raztezkom, predstavljenim s spodnjo zakonitostjo (3.2), linearna zveza (3.3) po
Hookovem zakonu, kjer je s [m2/N] koeficient elastinosti.
12 3 Ultrazvona sonda
= (3.3)
Ob deformaciji se spremeni elektrini dipolni moment in s tem polarizacija
kristala . Zveza med mehansko napetostjo in polarizacijo je v splošnem linearna in
doloena s tenzorjem 3. reda, imenovanega tudi piezoelektrini modul [µm/V], iz
katerega razberemo prirastek napetosti za deformacijo 1 µm.
Slika 3.1: Na ploskvah kristala se ob delovanju zunanje sile pojavi preseek naboja.
V piezoelektrinem materialu se istoasno s spremenjeno polarizacijo v kristalu
pojavi elektrino polje E in posledino napetost, sorazmerna razdalji l (3.4). Ta
napetost bo ostala toliko asa, dokler se nakopien naboj spet ne nevtralizira preko
tokokroga. Ta lastnost je v mnogih primerih ena izmed redkih slabosti
piezoelektrinega pojava, ki uinkuje dinamino, in ne statino.
= (3.4)
Kot e omenjeno, obstaja tudi inverzni pojav, kjer se za majhna vzbujanja
piezoelektrini element deformira sorazmerno elektrinemu polju, saj deluje na naboje v snovi
sila (3.5).
elementa v odvisnosti od prikljuene napetosti na piezoelektrinem materialu. V
primeru negativne napetosti bi dobili potek sil, ki bi bile negativnega predznaka oz.
sila bi delovala v nasprotno smer.
Slika 3.2: Linearna odvisnost napetosti in sile, ki deluje na piezoelektrini material.
K deformaciji kristala pa poleg omenjene sile prispeva tudi mehanska napetost
(3.3). Tako je celoten prispevek deformacije izraen v enabi (3.6), kjer d predstavlja
e znani piezoelektrini modul, E elektrino polje, s koeficient elastinosti, T pa
mehansko obremenitev.
Inverzni piezoelektrini pojav se e vrsto let izkoriša na podroju ultrazvonih
oddajnikov. Najveji izkoristek takšnih oddajnikov dobimo ob vzbujanju kristala z
izmeninim izvorom napetosti, katerega frekvenca mora biti v resonanci nihanja
kristala. Tako moramo za dani oddajnik poznati frekvenno karakteristiko impedance
in faznega kota, s katere razberemo, v katerem frekvennem podroju bo oddajnik
najbolj uinkovit. Za te namene moramo torej poznati ekvivalentno vezje oz.
nadomestno vezje piezoelektrinega oddajnika. V nadaljevanju je podrobneje
predstavljeno modeliranje teh oddajnikov.
14 3 Ultrazvona sonda
Modeliranje ultrazvonih oddajnikov temelji predvsem na teoretinih modelih,
kot so Mason, Retwood, KLM, Sherrit, Guan [3], Easy model in drugi. Da doseemo
dobro karakterizacijo elektromehanskega sistema, moramo za dani model dobro
poznati lastnosti materiala in dimenzije oddajnika, kar pa je mnogokrat problematino.
Blizu resonanne frekvence si lahko olajšamo delo z uporabo mnogo enostavnejšega
ekvivalentnega modela, imenovanega BVD (Butterworth-Van Dyke [4] prikazanega
na sliki 3.3.
Slika 3.3: BVD model ultrazvonega oddajnika.
Mehanski del kristala je predstavljen s serijsko kombinacijo Rs, Ls, Cs. Ls
predstavlja premikajoo maso, medtem ko Rs in Cs predstavljata histerezne izgube
piezoelektrinega materiala in izgube kot posledica trenje piezoelektrinega elementa
s kovino na robu kristala. BVD model dobro opisuje impedanno karakteristiko
piezoelektrinega pretvornika in je dober ekvivalent realnemu oddajniku. S preprosto
analizo nadomestnega modela na sliki 3.3 dobimo vhodno impedanco (3.7) oz.
admitanco (3.8).
= 0 + −(2−1)
()2+(2−1)2 (3.8)
Pokae se, da ima nadomestno BVD vezje dve resonanni frekvenci, pri katerih
absolutna vrednost impedance dosee ekstrema. Iz zgornje zakonitosti (3.8) se vidi, da
bo impedanca nadomestnega vezja dosegla minimalno vrednost pri lastni oz.
3.2 Nadomestno vezje ultrazvonega oddajnika 15
nizkoimpedanni serijski resonanni frekvenci (3.9), kjer imamo maksimalen prenos
energije na ultrazvoni oddajnik in s tem najintenzivnejše nihanje kristala.
= 1
(3.9)
= 1
√ 0
+0
(3.10)
V veini primerov sta obe resonanni frekvenci relativno blizu skupaj, ωs pa je
manjša od ωp. Za namene simulacije modela, uporabljene sonde V318-SU, smo
elemente nadomestnega vezja doloili po sledeih formulah [5]. Zωs predstavlja
impedanco pri serijski, Zωp pa pri vzporedni resonanni frekvenci.
0 = √ ()2(
elemente BVD-modela.
499 718 344 1215
16 3 Ultrazvona sonda
Slika 3.4: Impedanni in fazni potek BVD modela simuliranega v Matlab okolju.
Iz faznega poteka se vidi, da ultrazvoni oddajnik izkazuje predvsem kapacitivni
znaaj, saj je faza blizu –90° preko celotnega frekvennega obmoja. Do bistvene
spremembe pride le okoli resonannega podroja, kjer lahko izkazuje tudi induktivni
znaaj. V podroju resonanne frekvence se imaginarna dela Cs in Ls izniita in
nadomestno vezje predstavljeno z BVD-modelom se poenostavi v paralelno vezavo
C0 in Rs predstavljeno na spodnji sliki:
Rs
C0
Serijska resonanna frekvenca je le pribliek realne resonanne frekvence
kristala ω', saj je elektrostatina kapacitivnost C0 odvisna od prikljunih elektrod,
kristalografskega reza in debeline kristala (3.15). Za višje frekvence se tako
3.2 Nadomestno vezje ultrazvonega oddajnika 17
uporabljajo tanjši kristali. Tipine vrednosti elektrostatine kapacitivnosti se gibljejo
v podroju pF.
=
(3.15)
Iz navedenega sledi prava resonanna frekvenca ′, ki je dober pribliek
resonanne frekvence, ki izhaja iz BVD-modela. Konstanta c je doloena
eksperimentalno.
Napisano velja za neobremenjen piezoelektrini material, medtem ko se razmere
spremenijo, ko piezoelektrini kristal pritrdimo v mehanino ohišje. V tem primeru
moramo upoštevati robne elektromehanine pogoje [6], katerih posledica je nastanek
ve lokalnih resonannih frekvenc preko širšega frekvennega podroja okoli glavne
resonanne frekvence. Uinek teh lokalnih resonannih frekvenc, ki se lahko pojavijo
tudi zaradi neidealnosti v strukturi piezoelektrinega materiala, v splošnem ni tako
izrazit. Vsaka vzporedna veja, ki vsebuje serijsko vezan upor, tuljavo in kondenzator,
povzroi svojo resonanno frekvenco. Zavedati pa se moramo, da se maksimalna
energija pretvori v ultrazvono valovanje le pri glavni resonanni frekvenci, pri kateri
je najveja admitanca modela. Obremenjen piezoelektrini kristal je predstavljen na
dopolnjenem BVD-modelu na spodnji sliki.
LSRs Cs
18 3 Ultrazvona sonda
Analizirali smo ultrazvone sonde, kot so KS-20-1M, MCUSD11A40CB11RS
in V318-SU, a smo zaradi boljših karakteristik podrobneje analizirali zadnjo.
Ultrazvona sonda V318-SU podjetja Olympus ima prikladno ohišje, primerno
potopitvi v tekoino, kar je bila tudi zaetna zahteva za izvajanje eksperimentov na
bioloških organizmih. Impedanno in fazno karakteristiko smo analizirali s pomojo
LCR-metra podjetja QuadTech serije 1920 . Hkrati se moramo zavedati, da se pri teh
vrstah meritve pojavijo doloene napake, saj LCR-meter ne generira dovolj monega
signala, da bi piezoelektrini material v ultrazvonem oddajniku nihal z dovolj veliko
intenziteto in s tem vplival na mehanino sklopitev, ki vpliva na konno nadomestno
vezje. Hkrati smo analizirali isti ultrazvoni oddajnik še z meritvijo toka, napetosti in
faznega kota med njima ter primerjali meritve z rezultati dobljenimi z LCR-metrom.
Slika 3.7: Uporabljena ultrazvona sonda V318-SU.
Slika 3.8: Fazna karakteristika ultrazvonega oddajnika.
-100
-80
-60
-40
-20
0
Fa za
3.4 Impedanno prilagajanje 19
Negativna faza izkazuje kapacitivni znaaj ultrazvone sonde. Blizu
resonannega podroja ta sicer zaniha, a ostane ves as negativna. Izmerjene
karakteristike faze in impedance se dobro ujemajo z rezultati simulacij modela s
karakteristikami uporabljene sonde.
Slika 3.9: Impedanna karakteristika ultrazvonega oddajnika.
LCR-meter v osnovi predstavlja napetostni vir, ki hkrati meri tok, ki tee preko
merjene impedance. S takšno analizo dobimo prenosno funkcijo merjenca, zato bi
lahko resonanne pojave analizirali tudi s pomojo Fourierove transformacije.
Prenosno funkcijo bi dobili kot rezultat Fourierove transformacije odziva impedance
na kratek pulz, ki bi moral biti v idealnem primeru neskonno kratek impulz.
3.4 Impedanno prilagajanje
V splošnem se uporabljata dva pristopa za impedanno prilagajanje [4]:
LC vezava
RF transformator
Im p
ed an
ca [Ω
Impedanca merjena z LCR metrom
20 3 Ultrazvona sonda
ultrazvonega oddajnika oz. transformira impedanco z namenom zmanjšanja
obremenitve ojaevalne stopnje, saj imaginarni del impedance ne pripomore k veji
akustini moi. Hkrati RLC vezava predstavlja selekcijsko vezje, saj dobimo
maksimalen odziv le v bliini serijske resonanne frekvence v obmoju, doloenem s
pasovno širino. Serijska resonanna frekvenca se pojavi tam, kjer sta reaktanci tuljave
XL in kondenzatorja XC enako veliki. Kot je bilo e omenjeno, je nadomestno vezje
ultrazvonega oddajnika v resonanci predstavljeno le s paralelno vezavo upora in
kondenzatorja. To je le groba poenostavitev, saj sonda v resnici ni enostavno
zaporedno ali vzporedno RLC vezje in bo imela kompenzacija uinek le pri izbrani
frekvenci, in ne v celotnem frekvennem obmoju. Za odstranitev kapacitivne
reaktance moramo dodati serijsko vezano dušilko primerne induktivnosti:
= 1
20
RLC resonanno vezje ima najvejo obutljivost, ko deluje blizu mehanine
resonance v ozkem frekvennem obmoju. Problem lahko nastopi s spreminjanjem
mehanine resonance s staranjem, segrevanjem in obremenitvijo, zato mora biti
resonanno obmoje dovolj široko.
Slika 3.11: Kompenzacije imaginarnega dela ultrazvonega oddajnika s serijsko vezano tuljavo Ls.
LS smo izbrali glede na kapacitivnost ultrazvonega oddajnika in frekvenco pri
kateri smo eleli imeti maksimalno napetost na ultrazvonem oddajniku oziroma tam,
kjer se nahaja serijska resonanna frekvenca [7]. Z impedannim analizatorjem smo
izmerili kapacitivnost ultrazvonega oddajnika, ki je pri frekvenci 320 kHz znašala
486 pF. LS je znašala 500 µH in smo jo realizirali z 20 ovoji vodnika okoli feritnega
jedra RM8 N97 podjetja Epcos. Tako smo dobili serijsko resonanno frekvenco 320
kHz. Dejanska frekvenca je med obremenitvijo ojaevalnika odstopala od teoretine,
saj smo pri izraunu kompenzacijske induktivnosti upoštevali kapacitivnost modela,
3.4 Impedanno prilagajanje 21
ki smo jo izmerili pri malosignalni analizi impedannega analizatorja. Tekom
vzbujanja ultrazvone sonde pa ta izkazuje drugano kapacitivnost, saj jo vzbujamo z
veliko vejimi signali, ki poskrbijo za mehanino sklopitev, in lastnosti modela
oddajnika se spremenijo.
Slika 3.12: Impedanna karakteristika ultrazvone sonde s kompenzacijo in brez.
Pri serijskem resonannem vezju pri nizkih frekvencah prevladuje reaktanca
kapacitivnega znaaja, ki je obratno-sorazmerna frekvenci izkazuje hiperbolino
upadanje reaktance s frekvenco [7]. Pri višjih frekvencah pa prevladuje reaktanca
induktivnega znaaja, ki je proporcionalna frekvenci signala. V vmesnem podroju se
nahaja resonanna frekvenca, kjer se imaginarna dela kompleksorja impedance
izniita in preostane le realni del impedance R.
Slika 3.13: Impedanna karakteristika idealne RLC vezave [8].
2
4
6
8
10
12
14
16
Im p
ed an
22 3 Ultrazvona sonda
Pri resonanni frekvenci tee v breme maksimalen tok in na posameznih
reaktivnih komponentah je napetost, ki je višja od napetosti na zunanjih sponkah RLC
vezave, ker se napetosti kondenzatorja in tuljave odštejeta zaradi fazne razlike 180°.
V resonanci se na breme prenaša najve moi (v enabi je uporabljena efektivna
vrednost toka):
Slika 3.14: Fazna karakteristika ultrazvone sonde s kompenzacijo in brez.
Z dodano serijsko kompenzacijo smo dosegli veji prenos moi na izhodno
breme. Poveala se je navidezna mo, katere imaginarni del predstavlja jalovo mo.
Ta predstavlja mo, ki se pretaka le v sistemu, tega pa sestavljata kompenzacijsko
vezje (tuljava) in ultrazvoni oddajnik. Jalova mo, shranjena v prvi polovici periode,
se porabi v naslednji polovici periode, s imer se zmanjša obremenitev ojaevalnika.
Delovna mo, ki se je prav tako poveala, pa se porablja za vibracijo piezoelektrinega
materiala ter za mehanske in elektrine izgube. Mo smo izraunali posredno z
merjenjem toka, napetosti in fazne razlike med tema dvema veliinama s pomojo
ultrazvone sonde. Tok smo merili s tokovnim transformatorjem CST2010-200L
podjetja Coilcraft s prestavnim razmerjem 1 : 200.
-100
-50
0
50
100
150
Fa za
3.4 Impedanno prilagajanje 23
Slika 3.15: Primerjava navidezne moi pred in po kompenzaciji.
Slika 3.16: Primerjava delovne moi pred in po kompenzaciji okoli resonanne frekvence 320 kHz.
Drugi nain impedannega prilagajanja je uporaba RF transformatorja z
namenom transformacije visoke ohmske upornosti oddajnika na nizko ohmsko
upornost ojaevalnika, medtem ko moramo kapacitivni znaaj oddajnika posebej
kompenzirati z dodatnim LC vezjem (Lm je lahko realizirana e z navitjem
transformatorja). Magnetilna induktivnost transformatorja Lm definira najnijo
frekvenco. Lm je izbrana tako, da je reaktanca pri mehanski resonanci desetkratnik
izhodne upornosti vira – RG [4].
= 10
(3.19)
ultrazvonega oddajnika
= √
(3.20)
S[ V
0
20
40
60
80
100
P [
W ]
24 3 Ultrazvona sonda
Piezoelektrine materiale moramo vzbujati z dovolj veliko napetostjo, da
doseemo zadostne sile za premik kristala. Hkrati se le del energije pretvori v
mehansko delo, preostalo energijo pa moramo im uinkoviteje uporabiti, da
poveamo uinkovitost vzbujalnega sistema. Maksimalna napetost je odvisna od
debeline kristala, to pa doloa nominalna frekvenca sonde in s tem valovna dolina
oddanih valov pri tej frekvenci.
=
(3.21)
Za nominalno frekvenco sonde 500 kHz je valovna dolina v vodi:
= 1500
500000 = 3 mm (3.22)
V splošnem velja [9], da mora biti debelina kristala priblino polovica valovne doline
λ. Debelina kristala je v konkretnem primeru 1,5 mm. Po navodilih proizvajalca lahko
vzbujamo ultrazvono sondo z napetostjo 50 V pri debelini kristala 25,4 µm. Pri
debelini 1,5 mm lahko torej sondo vzbujamo z napetostjo 3000 V. Za vzbujanje
preteno kapacitivnega bremena s takšno napetostjo moramo uporabiti primerno
dizajniran ojaevalnik. Hkrati ni priporoljivo uporabiti mejnih vrednosti napetosti, saj
bi lahko prebili piezoelektrini material. Ultrazvone sonde vzbujamo z monostnim
signalom primernega delovnega cikla, saj ne smemo pretiravati s preveliko mojo. S
konstantnim vzbujanjem se sonda segreje in lahko bistveno spremeni piezoelektrine
lastnosti kristala [10].
4 Ultrazvoni sprejemnik
Meritve ultrazvonega pritiska smo izvedli s hidrofonom RP 31l podjetja RP
acoustics. Senzor ima na konici premera 3 mm folijo iz polimera PVDF (angl.
polyvinylidenfluorid), ki izkazuje piezoelektrine lastnosti: ob mehanskem pritisku se
polarizira in ustvari naboj. Napetost hidrofona je proporcionalna mehanini sili na
površini senzorja pri doloenem pritisku.
Slika 4.1: Hidrofon RP 31l.
Hidrofon v osnovi predstavlja visokoprepustni filter, katerega mejna frekvenca
fL je doloena z vhodno upornostjo osciloskopa (1 MΩ) in kapacitivnostjo hidrofona
(50 pF), kabla (156 pF) in osciloskopa (15 pF), na katerem opazujemo signal.
= 1
Upornost osciloskopa omejuje tok hidrofona, ki tee kot posledica generacije
naboja na kapacitivnem senzorju. RP 31l ima pasovno širino od 1 kHz do 3 MHz.
Obutljivost senzorja je ±0.7 kPa. Ob meritvi tlaka moramo upoštevati obutljivost
senzorja, ki je frekvenno odvisna (slika 4.2), hkrati moramo za višje frekvence
usmeriti hidrofon vzporedno z normalo ravnine, preko katere se širijo ultrazvoni
valovi. Pri merjenju signala nijih frekvenc ta kot ni tako pomemben, saj se
obutljivost senzorja ne zmanjša bistveno (slika 4.3).
26 4 Ultrazvoni sprejemnik
Slika 4.3: Obutljivost hidrofona glede na naklon.
0
20
40
60
80
100
R el
at iv
n a
o b
u tl
jiv o
0
10
20
30
40
50
60
5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
Kot je bilo e omenjeno, potrebujemo za vzbujanje ultrazvone sonde primeren
ojaevalnik, ki zagotavlja ob veliki spremembi napetosti dovolj toka na preteno
kapacitivnem bremenu (sondi). Ker smo uporabili vodoodporno ultrazvono sondo,
moramo za primerno jakost oddanega valovanja zagotoviti še vejo napetost, kot e bi
uporabili sondo, ki ni namenjena potopitvi v tekoino. Hkrati so takšne sonde bolj
uinkovite, saj se oddani ultrazvoni valovi v tekoini manj oslabijo. Ojaevalnik je
zasnovan z veliko vhodno upornostjo in majhno izhodno upornostjo. Velika vhodna
upornost nam omogoa uporabo šibkega izvora signala, medtem ko nam majhna
izhodna upornost omogoa prenos zadostne moi na izbrano breme.
5.1 Mone zasnove ojaevalnika
Ena od zasnov ojaevalnika je kaskada vezav H-mosta (angl. H-bridge),
prikazanega na sliki 5.1, kjer z doloeno sekvenco krmilimo tranzistorje in ustvarimo
signal stopniaste oblike. Slabost te vezave je uporaba ve stopenj in s tem veliko
tranzistorjev za dosego signala, ki bi bil im bolj podoben sinusu [11]. Za dosego m
nivojev v signalu potrebujemo (m-1)/2 neodvisnih napetostnih virov. Problem te
zasnove je tudi v višjih harmonikih, ki povzroajo dodatno segrevanje ojaevalnika,
elektromagnetne motnje in višji tok v kapacitivno breme. Zaradi navedenega bi morali
uporabiti dodaten filter, ki bi lahko vplival na karakteristiko ultrazvonega oddajnika
in potencialno odstranil resonanno frekvenco.
28 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
Slika 5.1: Zasnova H-mosta in izhodna napetost.
Ena izmed monih izvedb ojaevalnika je tudi ojaevalnik, katerega osnova je
ojaevalnik razreda A in je prikazan na sliki 5.2. Ta zasnova se uporablja, kjer so
potrebna ojaenja signalov, katerih frekvenca je še bistveno višja, kot jih uporabljamo
za vzbujanje ultrazvonih oddajnikov. Linearnost je druga lepa lastnost ojaevalnikov
razreda A. Slabost ojaevalnika razreda A je pri nizkoimpedannih bremenih,
prikljuenih na takšen tip ojaevalnika, kjer se porablja mo tudi v primeru, ko na
vhodu ni signala. Glavna pomanjkljivost ojaevalnika razreda A je torej v
uinkovitosti, ki ne presee 25 %.
Slika 5.2: Ojaevalnik razreda A.
Pomanjkljivost izkoristka odpravlja ojaevalnik razreda B z izhodno stopnjo
realizirano v konfiguraciji z dvema komplementarnima bipolarnima tranzistorjema
vezanima kot emitorska sledilnika. Takšna zasnova je primerna za izhodno stopnjo,
5.1 Mone zasnove ojaevalnika 29
saj se amplituda napetosti priblino ohranja, tok pa se ojaa. Prednost vezave push-
pull v razredu B je v uporabi komplementarnih tranzistorjev, ki prevajajo v protifazah,
zato ne potrebujemo dodatnega vezja za prilagajanje faze (angl. phase splitter). Lepa
lastnost zasnove te izhodne stopnje je tudi nizka izhodna upornost. A tudi ta zasnova
ni idealna zaradi mrtvega obmoja napetosti bazno-emitorskega spoja, preden zane
bipolarni tranzistor prevajati. Zaradi navedenega se pojavijo popaenja in višji
harmoniki v izhodnem signalu.
Slika 5.3: Ojaevalnik razreda B.
Ojaevalnik razreda B lahko izvedemo tudi z MOS FET-tranzistorji. Spodaj je
prikazana vezava z dodanim prilagoditvenim transformatorjem s srednjim odcepom
[12]. V vsakem polciklu vhodnega signala se uporabi ena polovica navitja. Prednost
te zasnove je v dvakratni napajalni napetosti, ki se pojavi na izhodu. Prednost je tudi
v uporabi MOS tranzistorjev enakega tipa kanala in posledino simetrinega prenosa
moi na breme [4]. MOS tranzistorji imajo hkrati zanemarljiv vhodni tok v vrata (gate)
in veliko prevodnost kanala. Slabost te zasnove je v velikem popaenju signala na
izhodu, saj potrebujemo za prevajanje MOS tranzistorjev bistveno višje napetostne
nivoje kot pri bipolarnih tranzistorjih. Prednost bipolarnih tranzistorjev je njihova
uporaba pri višji frekvencah.
30 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
Slika 5.4: Push-pull v B razredu s transformatorjem s srednjim odsekom.
R1 in R2 sta 10 Ω upora, ki sluita loitvi vzbujalnega vezja in vrat MOS
tranzistorjev za zmanjšanje nihanj napetosti na vratih tranzistorjev, do katerih lahko
pride pri vzbujanju neprilagojenega ultrazvonega oddajnika, ki ima kapacitivni
znaaj. C1 in C2 pa odstranjujeta enosmerno vrednost napetosti.
Ojaevalna stopnja, ki smo jo podrobneje analizirali in dopolnili, temelji na
ojaevalniku razreda AB, ki je v osnovi ojaevalnik razreda B z dodanim vezjem za
odpravljanje mrtvega podroja, s imer smo se izognili nielnemu popaenju (angl.
crossover distortion).
5.2 Shema izbranega ojaevalnika
Izbrani ojaevalnik temelji na ojaevalniku razreda AB. Na zaetku prve
ojaevalne stopnje se nahaja operacijski ojaevalnik v neinvertirajoi konfiguraciji.
Vhodno stopnjo smo realizirali z operacijskim ojaevalnikom z napetostnim
ojaenjem z namenom zmanjšanja bremenitve izvora signala in zmanjšanja potrebe po
velikem napetostnem ojaenju v naslednji stopnji, ki je frekvenno odvisno zaradi
Millerjevega efekta bipolarnega tranzistorja. Ob upoštevanju velikega odprtozannega
ojaenja lahko napetostno ojaenje poenostavimo:
1 = 0(1+2)
kondenzator z namenom zmanjšanja oscilacij. Izhod operacijskega ojaevalnika je
preko kondenzatorja za odstranitev enosmernega napetostnega nivoja vezan na
napetostno ojaevalno stopnjo, katere izhod je napetostni signal vejih amplitud, kot
jih je zmoen operacijski ojaevalnik. To stopnjo lahko realiziramo na ve nainov,
kot je prikazano na sliki 5.6. Prva vezava (A) je najmanj uporabna, saj je zelo
nestabilna s stališa temperaturne odvisnosti. Takšno vezje potrebuje povratno vezavo,
da se zagotovi stabilna delovna toka. Negativno tokovno povratno vezavo zagotavlja
vezava B, kjer del kolektorskega toka tee preko upora Rb v bazo. Ta lastnost stabilizira
vezje za enosmerne signale, a se pojavi problem pri izmeninih signalih. Tu je vhodna
impedanca zelo majhna, hkrati pa se zmanjša ojaenje vezave ob vzbujanju z virom
nizke izhodne impedance. Rešitev je v zadnji zasnovi, kjer se z uporovnim delilnikom
doloi fiksno referenno delovno toko. Re slui zmanjšanju ojaenja in predstavlja
negativno povratno vezavo, s imer se dosee tudi vejo linearnost. Za veja ojaenja
izmeninih signalov se vzporedno emitorskemu uporu dodaja tudi kondenzator, s
imer se zmanjša efektivna upornost upora Re [13].
32 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
C2
Slika 5.6: Metode definiranja delovne toke.
Izbrana je bila zadnja zasnova (C), saj nam prinaša številne prednosti. Za
pravilno postavitev delovne toke na bazi tranzistorja je pred to stopnjo potreben
kondenzator C1. Da bi izhodni signal vseboval im manj popaenj, mora bipolarni
tranzistor delovati v linearnem reimu. Delovno toko baze tranzistorja doloa
napetostni delilnik:
1+1 (5.2)
V primeru spremembe napajalne napetosti VDD se hkrati spremeni napetost na
bazi tranzistorja, zato je priporoljivo stabilizirati to napetost z uporabo emitorskega
upora Re. Upornost Re mora biti dovolj velika, da doseemo stabilizacijo, a hkrati
bistveno manjša od upornosti RC, da doseemo primerno napetostno ojaan signal na
kolektorju tranzistorja. RC ne sme biti prevelik zaradi popaenja signala. Napetostno
ojaenje je doloeno:
Kondenzator Ce ne vpliva na enosmerno postavitev delovne toke tranzistorja.
Vrednost Ce je doloena z reaktanco, ki je enaka 1/10 upornosti Re pri spodnji
frekvenni meji, od katere elimo napetostno ojaati signal.
= 1
(5.4)
Za velike frekvence predstavlja Ce kratek stik in s tem veliko ojaenje in posledino
rezanje signala. Temu smo se izognili z dvema emitorskima uporoma, od katerih je le
5.2 Shema izbranega ojaevalnika 33
upor, vezan na negativno napajanje, premošen s kondenzatorjem. Tako dobimo boljšo
kontrolo ojaenja preko širšega frekvennega podroja, saj je minimalna upornost
doloena z uporom, ki ni premošen s kondenzatorjem.
Vhodna upornost stopnje s skupnim emitorjem je majhna in je doloena z vzporedno
vezavo uporov Rb1, Rb2 ter zmnoka Re in tokovnega ojaenja tranzistorja β. Izhodna
upornost je doloena s kolektorskim uporom RC. Zaradi im manjše obremenitve te
stopnje in posledinega popaenja signala smo morali zagotoviti zadosten tok preko
tranzistorja in s tem uporabo monostnih uporov. Obremenitev stopnje za napetostno
ojaenje smo omejili tudi s primerno izbiro uporov za doloitev delovnega baznega
toka izhodne stopnje, ki skrbi za tokovno ojaenje. Hkrati smo obremenitev zmanjšali
z uporabo tako imenovanih diskretnih tranzistorjev Darlington. Za zmanjšanje
nielnega popaenja (angl. crossover distortion) smo dodali diode 1N4148, saj sta oba
komplementarna tranzistorja zaprta, e je vrednost napetosti signala manjša od
pragovne napetosti. Pri tem je pomembno, da so izhodni tranzistorji in diode, ki skrbijo
za pravilno delovno toko izhodnega tranzistorja, v temperaturnem stiku oz. na istem
hladilnem telesu, da se segrevajo in ohlajajo v priblino istem temperaturnem
obmoju. To je pomembno, saj se tako izognemo temperaturnemu pobegu in
popaenju izhodnega signala, saj je pragovna napetost izhodnih tranzistorjev odvisna
od temperature. S pritrditvijo diode na isto hladilno telo se pragovna napetost pn-spoja
diode in izhodnega tranzistorja podobno spreminja in vpliv segrevanja izhodnih
monostnih tranzistorjev na popaenje se zmanjša. Slaba lastnost monostnih
tranzistorjev je majhno tokovno ojaenje β, zato smo pred izhodni tranzistor dodali
dodatnega, ki skrbi za dovolj velik bazni tok izhodnega tranzistorja. Brez dodanega
tranzistorja bi namre preve bremenili predhodno stopnjo, ki predstavlja napetostni
vir, in s tem signalu dodali popaenje. Ker ima spoj med bazo in emitorjem tranzistorja
parazitno kapacitivnost, smo za hitrejše preklope dodali elemente za hitrejše
praznjenje naboja iz teh kapacitivnosti. Hitrejše preklope doseemo z manjšimi
upornostmi (R10, R12, R11, R13, R14), a hkrati ne smemo pretiravati s premajhno
upornostjo dodanih uporov, saj bi potem prevelik dele toka, namenjenega v bazo
tranzistorja odtekal preko omenjenega upora. Shema vezave push-pull z dodanimi
elementi, ki izboljšajo frekvenni spekter izhodnega signala, je predstavljena na
spodnji sliki.
Slika 5.7: Zasnova vezave push-pull.
V emitorski veji tranzistorjev s skupnim kolektorjem sta dodana upora R15 in R16
vrednosti 0,125 Ω, ki prepreuje kratek stik med emitorjema komplementarnih
tranzistorjev. S tem se izognemo velikim tokom, ki bi tekli preko tranzistorjev v
primeru prevelikega odstopanja karakteristik tranzistorjev (angl. mismatch). Zaradi
neujemanja karakteristik monostnih komplementarnih tranzistorjev smo opustili
idejo vzporedno vezanih izhodnih tranzistorjev, s imer bi dosegli manjše segrevanje
tranzistorjev. Pri zasnovi z ve vzporednimi tranzistorji se moramo zavedati, da ti niso
idealni in ima vsak malo drugano pragovno napetost in s tem drugane plazee
tokove, ki so eksponentno odvisni od temperature (5.5). predstavlja reverzni tok
nasienja, napetost bazno emitorskega spoja, nF faktor diode, Vt termino napetost
in VAF Earlyjevo napetost. S temperaturo se pragovna napetost bazno emitorskega
spoja zmanjšuje s priblino –2,1 mV/K. V primeru pregrevanja bo odpovedal
najšibkejši tranzistor zaradi terminega pobega.
=
(1 +
) (5.5)
Zaradi velikih tokovnih špic, ki se generirajo pri vzbujanju bremena, smo med
ozemljeno sponko primarnega navitja transformatorja in napajanje dodali elektrolitska
kondenzatorja in s tem stabilizirali napajalno napetost. Brez teh kondenzatorjev se
napajalna napetost sesede in posledino se na izhodu napetostne ojaevalne stopnje
5.3 Izbira operacijskega ojaevalnika 35
pojavi popaen signal. Vezje smo dodatno stabilizirali z dodanim kondenzatorjem C3
med bazo in kolektorjem tranzistorja v napetostni ojaevalni stopnji, kot je prikazano
na sliki 5.8. S tem smo odpravili iznihavanje na koncu pulzirajoega signala. Na raun
stabilnosti smo z dodano kapacitivnostjo zmanjšali napetostno ojaenje.
5.3 Izbira operacijskega ojaevalnika
Posebno pozornost smo namenili izbiri operacijskega ojaevalnika, ki mora
izpolnjevati kar nekaj zahtev za generiranje signala s im manj popaenji. Ena glavnih
lastnosti, na katero smo morali biti pozorni zaradi generiranja visokofrekvennih
signalov, je odziv izhoda operacijskega ojaevalnika, ki se meri v V/s. Izbrali smo
ojaevalnik z zadostnim naklonom spremembe izhodne napetosti SR (angl. slew rate).
Maksimalen naklon je definiran na sledei nain:
= max (|
|) (5.6)
Ta lastnost definira sposobnost ojaevalnika, da sledi vhodni napetosti. Do te
omejitve pride zaradi omejene tokovne zmogljivosti tranzistorjev v operacijskem
ojaevalniku, ki pri višjih frekvencah ne morejo dovolj hitro napolniti kapacitivnosti
v vezju. V tem primeru se pri vhodnem sinusnem signalu na izhodu pojavi trikoten
signal. Hkrati ne smemo pretiravati s prevelikim SR-faktorjem, saj operacijski
ojaevalniki z vejim SR v splošnem porabijo ve toka. Glavna slabost operacijskih
ojaevalnikov z velikim SR pa je poslabšanje stabilnostnih razmer v vezju. Ojaevalnik
lahko ob prevelikem SR ojaa tudi majhne sunkovite napetostne konice. Splošno
pravilo za doloitev SR izhaja iz odvoda signala na izhodu pri nielnem napetostnem
nivoju. Ker uporabljamo signal sinusne oblike, upoštevamo:
(∗sin (2))
Ob upoštevanju frekvence signala f = 1 MHz, amplitude napetosti izhoda
ojaevalnika 2 V izraunamo SR = 12,6 V/µs. Zaradi navedenega izberemo cenen
operacijski ojaevalnik, kot je LM318N, ki še zadostuje našim potrebam.
36 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
5.4 Simulacija vezja
Tekom nartovanja vezja smo uporabili simulator, ki je nepogrešljiv pripomoek
pri dizajniranju vezi. Z njim smo karakterizirali posamezne podsklope konnega vezja.
Za razumevanje vezja smo analizirali vezje s asovno analizo, kjer smo opazovali
tranzientne prehode napetosti in toka. Za analizo frekvenno karakterizacijo smo
izvedli AC-analizo. Nad signali smo izvedli FFT analizo (angl fast fourier transform).
Za maksimalen prenos moi in pravilno izbiro elementov na konnem vezju smo
izvedli tudi temperaturno analizo, ki nam prikae trošenje moi na posameznih
elementih. Poleg tega smo se posluili še nekaterih drugih pristopov, ki nam jih
omogoa simulator. Hkrati se moramo zavedati, da se ne smemo popolnoma zanašati
na rezultate simulacije, saj so v realnosti doloene parazitne lastnosti komponent, za
katere ne vemo tonih vrednosti in jih teko opišemo z modeli v simulacijskem okolju.
Zaradi navedenega je prišlo do doloenega odstopanja med simulacijskimi rezultati in
merjenimi veliinami na konno izdelanem vezju. Simulirali smo s prosto dostopnim
simulacijskim orodjem LT Spice, ki je enostaven za uporabo, a hkrati zmogljiv. Tekom
raziskovanja se je najbolj obnesla shema, predstavljena na sliki 5.8.
Slika 5.8: Simulacijska shema.
5.4 Simulacija vezja 37
Vhod v operacijski ojaevalnik vzbujamo s signalom sinusne oblike vršne
vrednosti 1 V, predstavljenim na sliki 5.9 z modrim potekom. Signal gre preko
operacijskega ojaevalnika na stopnjo za napetostno ojaenje, saj operacijski
ojaevalnik ne more generirati dovolj visoke napetosti. Izhod te stopnje, predstavljen
z rdeim potekom, je invertiran glede na vhodni signal in predstavlja vhodni signal v
stopnjo push-pull. Vhodna vršna napetost 40 V se zaradi padca napetosti preko bazno-
emitorskega spoja tranzistorja in padca preko zašitnega upora (R15 oziroma R16)
zmanjša na izhodu vezave push-pull na 36 V vršne vrednosti napetosti. Ta napetost je
hkrati vzbujalna napetost primarnega navitja visokofrekvennega transformatorja.
Slika 5.9: Simulacija napetostnega odziva.
Na sliki 5.10 se vidi osnovna ideja delovanja stopnje push-pull, kjer v enem polciklu
periode signala prevaja en v drugi pa drug bipolarni tranzistor. Tako ob pozitivni
vzbujalni napetosti na bazi tranzistorja prevaja NPN tip tranzistorja in tako dovaja tok
v breme. Ob negativni vzbujalni napetosti pa prevaja PNP tip tranzistorja in tako
odvaja tok bremena proti negativni sponki napajanja.
-25
-15
-5
5
15
25
35
45
N ap
et o
Napetost na primarnem navitju
38 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
Slika 5.10: Emitorska toka NPN in PNP tranzistorjev v odvisnosti od vzbujalne napetosti baze.
Na sliki 5.11 pa je prikazan potek napetosti in toka preko ultrazvone sonde,
predstavljene z elementi, ki smo jih izraunali v poglavju za modeliranje oddajnika.
Slika 5.11: Potek napetosti in toka preko ultrazvone sonde.
-15
-10
-5
0
5
10
15
-25
-20
-15
-10
-5
0
5
10
15
20
25
To k
-0,50
-0,40
-0,30
-0,20
-0,10
0,00
0,10
0,20
0,30
0,40
0,50
-500
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400
500
To k
5.4 Simulacija vezja 39
na zaetku poglavja, smo analizirali izboljšavo uporabe ojaevalnika razreda AB
napram razredu B. Vezje smo vzbujali s signalom sinusne oblike frekvence 500 kHz.
Nad izhodnim signalom smo naredili FFT analizo, pri emer smo uporabili Hann-
Poissonovo oknenje. Iz spodnjega rdeega poteka, ki predstavlja stopnjo razreda AB,
se vidijo zadušene komponente, ki ne predstavljajo osnovne frekvence (500 kHz). Pri
modrem poteku (razred B) pa se zaradi popaenja nielnega prehoda signala pojavijo
višji harmoniki, ki poskrbijo za vejo izgubo energije kot pri ojaevalnem razredu AB.
Slika 5.12: Primerjava vsebnosti frekvennih komponent signala na izhodu vezave push-pull
ojaevalnih razredov B (modra) in AB (rdea).
40 5 Elektrina shema ultrazvonega ojaevalnika
5.4.3 Mo na ultrazvoni sondi
Ker nas zanima predvsem oddana ultrazvona mo, ki je sorazmerna delovni
moi, ki se troši na realni upornosti BVD-modela, smo analizirali potek trenutne moi
na uporovnem delu modela. Zaradi produkta napetosti in toka je frekvenca poteka
trenutne moi dvakrat veja od toka in napetosti.
Slika 5.13: Potek delovne moi na ultrazvoni sondi.
Zanima nas povprena mo P100% na bremenu. Iz simulacijskih podatkov, ki so
prikazani na sliki 5.13, smo na osnovi spodnje enabe (5.8) dobili delovno mo, enako
92 W, ki se priblino ujema z izmerjeno mojo v realnosti. Integracijski meji T1 in T2
predstavljata zaetni in konni as intervala, na katerem merimo mo.
100% = 1
1 (5.8)
Ultrazvono sondo v splošnem ne vzbujamo s 100 % delovnim ciklom signala,
zato je lahko povprena mo Pskupna na sondi manjša in sorazmerna delovnemu ciklu
DC:
5.4.4 Izhodna upornost stopnje push-pull
Izhodno upornost smo dobili s simulacijo vezja ob spreminjajoem se bremenu.
Izhodna upornost je enaka bremenu na katerega se prenese maksimalna mo. To se je
zgodilo v podroju od 0.8 Ω do 0.9 Ω.
-0,60
-0,40
-0,20
0,00
0,20
0,40
0,60
0
50
100
150
200
To k
41
Za napajanje dizajniranega ojaevalnika je potrebno zagotoviti dovolj mono
napajalno vezje, saj vzbujamo breme kapacitivnega znaaja z visokofrekvennimi
sinusnimi signali. Hkrati pa moramo za pravilno delovanje ultrazvone sonde na njenih
sponkah zagotoviti dovolj veliko napetost. Ker je tok preko kapacitivnega bremena
sorazmeren odvodu napetosti, lahko ti tokovi dosegajo velike vrednosti.
6.1 Izvedba napajalnega vira
Sprva smo za napajanje uporabili vezje, zasnovano na principu mostinega
polnovalnega usmernika [11]. Uporabili smo omreni toroid transformator 230V/2x15
120VA, usmerniške diode, vezane v Greatzov mosti in gladilne elektrolitske
kondenzatorje vrednosti 10 mF.
Slika 6.1: Mostini polnovalni usmernik.
Ta zasnova je omejena s pravo izbiro transformatorja, ki mora biti dovolj zmogljiv. To
slabost smo opazili, ko smo poveali delovni cikel oziroma poveali frekvenco
ponovitev signala. V tem primeru prešibak transformator ni zmogel zagotavljati dovolj
energije v vezje in za posledico se je zmanjšala amplituda napetosti in toka na
42 6 Napajalnik
bremenu, saj se je sesedlo simetrino napajanje vezja, kot je prikazano na sliki 6.2.
Napajalna napetost je nihala v ritmu polnjenja in praznjenja kondenzatorjev (angl.
ripple) in tako vplivala na nepravilno ojaenje signala ojaevalni stopnji s skupnim
emitorjem.
Slika 6.2: Sesedanje napajalne napetosti vezja zaradi preobremenitve transformatorja.
Zaradi navedenega bi morali biti s takšno zasnovo prisiljeni uporabiti bistveno
monejši transformator, ki pa ima dve pomanjkljivosti. S svojimi dimenzijami je
namre bistveno prevelik in preteak za praktino uporabo v napravi, hkrati pa
cenovno to ni najugodnejša rešitev. Rešitev za napajanje +24 V in –24 V je bila
uporaba dveh monejših stikalnih napajalnikov (angl. switcher).
Slika 6.3: Stikalni napajalnik.
N ap
et o
st n
a so
n d
i [ V
43
7 Nartovanje v okolju Altium Designer
Tiskano vezje je bilo realizirano v programskem okolju Altium Designer. Orodje
nam s številnimi funkcijami omogoa razvoj in nartovanje kompleksnih vezij. Tekom
nartovanja smo upoštevali nartovalska pravila za zmanjšanje elektromagnetnih
motenj vezja na sistem in okolico.
7.1 Nartovanje sheme in tiskanine
Sprva smo zrisali shemo projekta, pri tem je bilo potrebno nartati številne nove
knjinice, saj v e obstojeih knjinicah manjkajo številni elementi. V shemo smo
poleg ojaevalnika vkljuili še nekatere dodatne komponente, kot je na primer vezava,
ki skrbi za odklop napajanja ojaevalnika v primeru pregretja tranzistorjev v vezavi
push-pull.
Ko je bila shema dokonana je sledila preslikava v tiskanino. Za zmanjšanje
interferennih signalov je bila kljuna pravilna razporeditev komponent po tiskanini.
Na razporeditev je vplivala tudi postavitev tiskanine v konno ohišje ojaevalnika.
Previdni smo morali biti predvsem na interference preklopnih napajalnikov in
visokofrekvennega izhodnega signala na vhodni signal, ki ga ojaujemo.
Zaradi velikih tokov in zmanjšanja šuma smo za napajalne linije vezave push-
pull primerno poveali presek linij in jih loeno od ostalega napajanja posebej vezali
na izhodne tranzistorje in tako zmanjšali monost pozitivne povratne vezave in
oscilacij, ki bi se lahko pojavile zaradi nihanja napajanja na predhodni napetostni
ojaevalni stopnji. Iznihavanja na koncu posameznega pulza zmanjšamo z uporabo
kondenzatorja med bazo in kolektorjem tranzistorja, vezanega s skupnim emitorjem v
napetostni ojaevalni stopnji. Nihanje napajanja smo zmanjšali tudi z uporabo
44 7 Nartovanje v okolju Altium Designer
elektrolitskih kondenzatorjev med napajanjem in linijo primarnega navitja, ki
predstavlja maso. Kljub temu da je ta linija masa, smo jo loili od ostale mase, ki je
razporejena preko celotne površine vezja. Zaradi visokih napetosti na izhodu morajo
biti linije dovolj narazen, da se izognemo presluhu in preboju.
Ko je bilo celotno vezje povezano, smo spodnjo in zgornjo plast tiskanine
prekrili z maso in se izognili zankam ter zmanjšali upornost in induktivnost linij, ki
predstavljajo maso. Zalita površina z maso je bila v izvedbi mree, s imer smo se
izognili pokanju bakrene plasti v primeru mehanskih sil in temperaturnega raztezanja.
Loili smo analogno maso ojaevalnika od digitalne mase Red Pitayje. Na kritinih
predelih smo izvedli zareze v bakreni površini mase. Vsi ti ukrepi prispevajo k
zmanjšanju elektromagnetnih motenj.
Zavedati se moramo, da se izhodni tranzistorji lahko segrejejo do visokih
temperatur, zato moramo za hiter prenos toplotne energije uporabiti hladilna telesa z
dovolj veliko površino v kombinaciji s toplotno pasto.
Slika 7.1: Izdelana tiskanina v programskem okolju Altium.
45
zato je izhodna napetost vezave push-pull poveana s primerno zasnovanim
visokofrekvennim transformatorjem. Frekvenna odvisnost izhodnega signala na
sekundarnem navitju transformatorja je odvisna od izvedbe primarnega in
sekundarnega navitja kot tudi od lastnosti in preseka jedra, brez katerega bi bila
induktivnost navitij manjša. Manjši bi bili tudi kvaliteta in temperaturna stabilnost ter
veje parazitne kapacitivnosti in induktivnosti.
8.1.1 Navitje transformatorja
Zavedati se moramo, da navitje, ki predstavlja tuljavo, ne predstavlja le elementa
z induktivnim znaajem, ampak ima poleg induktivnega še znaaj upornosti, ki izvira
iz upornosti navitja, segrevanja navitja, konega pojava, efekta bliine ter dielektrinih
in magnetnih izgub. Te vplive izrazimo s t.i. izgubnim kotom δ (8.1), zaradi katerega
je fazni kot α manjši kot π/2 (idealno), kot prikazuje slika 8.1. Za im vejo kvaliteto
tuljave mora biti torej efektivna upornost im manjša.
=
(8.1)
I
jωLI
δ
R*I
Pri nizkih frekvencah sta induktivnost in efektivna upornost priblino konstantni, pri
višjih frekvencah pa se izgubna upornost bistveno povea predvsem zaradi konega
pojava (angl. skin effect). Vpliv konega pojava se poveuje s korensko odvisnostjo
frekvence. Sprememba upornosti R raste linearno s polmerom r1 vodnika (8.2).
= ( .)
2 (8.2)
Pri konem pojavu tee tok po površinskem sloju vodnika debeline λ, imenovane
vdorna globina, notranjost vodnika pa izkazuje veliko upornost. Meja med tema
podrojema ni ostra, saj se upornost poveuje proti notranjosti z eksponentno
odvisnostjo od globine. Vdorno globino lahko poenostavimo (8.3). Pri tem ρ
predstavlja specifino upornost, pa permeabilnost kovine.
= √ 2
2µ (8.3)
Konemu pojavu smo se izognili z uporabo pletenice, navitjem, ki je sestavljeno iz
vejega števila tankih ic (angl. litz wire).
8.1 Karakteristike transformatorja 47
r1 r2
Slika 8.2: Efektivni presek (sivo obarvan površina) po katerem tee tok ob konem pojavu.
Ker predstavlja visokofrekvenni transformator dokaj kompleksno kombinacijo
jedra in navitja smo, za namene analize impedance navitja, vodnik navili na plastien
model podobne oblike, kot je realno feritno jedro. S tem smo se izognili vplivom jedra,
ki znatno spremeni fazne in impedanne lastnosti navitja. Testirali smo tri razline
vodnike razlinih debelin in izolacije. Rezultati so predstavljeni na sliki 8.3.
Slika 8.3: Upornost razlinih navitij v odvisnosti od frekvence.
Iz zgornje slike se vidi, da se upornost pri višjih frekvencah zaradi konega
pojava povea, iz spodnje tabele pa, da se upornost najbolj povea pri najdebelejšem
vodniku, kjer ima koni pojav najveji vpliv.
R1 [Ω] R2 [Ω] R2/R1
vodnik | frekvenca 1 kHz 1 MHz
0,5 mm/0,9 mm 0,012 0,169 14,1
0,19 mm/0,22 mm 0,139 0,532 3,8
0,08 mm/0,11 mm 0,536 0,884 1,6
Tabela 8.1: Frekvenna odvisnost upornosti kot posledica konega pojava.
0
200
400
600
800
1000
U p
o rn
o st
48 8 Izdelava RF transformatorja
Slika 8.4: Induktivnost navitij z majhnim (polna rta) in velikim (rtkana rta) razmikom med ovoji.
Iz meritev se vidi, da se pri razmaknjenih ovojih induktivnost vselej zmanjša v
primerjavi z ovoji, ki so sicer relativno skupaj. Pri najdebelejši ici z najdebelejšo
izolacijo je induktivnost najmanjša, saj se zaradi najveje dielektrinosti izolacije
povea kapacitivnost med ovoji in zmanjša faktor sklopitve. Pletenica je tudi v tem
primeru boljša izbira, saj je dielektrinost vlaken okoli vodnika okoli 2 in je trikrat
manjša kot pri najdebelejšem vodniku s premerom 0,5mm. Pri tanjšem vodniku imajo
ovoji manjši premer in s tem vejo induktivnost.
Efekt bliine (angl. proximity effect) povzroi poveanje upornosti tuljave
zaradi vpliva magnetnih polj blinjih vodnikov. Dielektrine izgube pa so posledica
dielektrinih materialov, kot so tuljavniki in izolacija.
Zaradi navedenega ima vsaka tuljava neko optimalno frekvenno obmoje, ki je
zelo odvisno od navitja.
0
50
100
150
200
250
300
Skupaj ovoji, 0,5mm/0,9mm
Razmaknjeni ovoji, 0,5mm/0,9mm
Skupaj ovoji, 0,19mm/0,22mm
Razmaknjeni ovoji, 0,19mm/0,22mm
Skupaj ovoji, 0,08mm/0,11mm
Razmaknjeni ovoji, 0,08mm/0,11mm
8.1 Karakteristike transformatorja 49
Ker so med ovoji sekundarnega navitja relativno velike potencialne razlike in je
med njimi dielektrina izolacija, predstavlja problem tudi parazitna kapacitivnost.
Parazitno kapacitivnost med ovoji lahko zmanjšamo z razmaknjenimi ovoji na dovolj
velikem jedru. Po analizah razlinih jeder smo prišli do priakovanega zakljuka, da
ima najboljše visokofrekvenne lastnosti toroidno jedro, ki nam zagotavlja
maksimalen razmik med posameznimi ovoji primarnega in sekundarnega navitja.
Najbolj optimalne rezultate smo dosegli z izbiro prestavnega razmerja 10 ter tako
tudi prilagodili breme na izhodno upornost ojaevalne stopnje. Na primarnem navitju
smo uporabili 4, na sekundarnem pa 40 ovojev. Za primarno navitje smo uporabili
vzporedno ve ic premera 0,19 mm in tako ohranili tokovno gostoto, ki ne sme presei
4 A/mm2. Za sekundarno navitje pa smo uporabili pletenico. S prestavnim razmerjem
ne smemo pretiravati, saj se pri tem zmanjša paralelna resonanna frekvenca celotnega
transformatorja, kot prikazuje slika 8.6, hkrati pa ne smemo pretiravati s prevelikim
številom ovojev, saj se tudi v tem primeru zmanjša paralelna resonanna frekvenca, ki
je doloena s parazitno kapacitivnostjo in induktivnostjo navitja.
Slika 8.6: Prenosni karakteristiki merjeni z Red Pitayo pri razlinem prestavnem razmerju.
0
10
20
30
40
50
60
Se ku
n d
ar /p
ri m
8.1.2 Izbira primernega jedra
Poleg navitja so pomembne tudi snovne lastnosti feritnega materiala jedra
transformatorja, ki sestoji iz Fe2O2 v kombinaciji z magnezijem, cinkom, nikljem,
kobaltom, bakrom, elezom ali magnezijem. Najpogosteje se ga uporablja v
kombinaciji NiZn in MnZn. NiZn feriti imajo relativno veliko DC upornost kristalne
strukture (do 30 Ωm) in so primerni za aplikacije nad 1 MHz. Nasprotno pa MnZn
materiali izkazujejo majhno upornost (10-3 Ωm) in višjo permeailnost (µi) kot NiZn
materiali. Veja permeabilnost pa v splošnem pomeni veje izgube v jedru. Za višje
frekvence in manjše izgube se uporabljajo jedra z manjšo permeabilnostjo. Glavna
lastnost feritnega materiala, ki vpliva na navitje, je kompleksna permeabilnost [15], ki
je podana z µ' (predstavlja induktivost) in µ'' (predstavlja upornost). Kompleksna
permeabilnost se spreminja s frekvenco, temperaturo in gostoto magnetnega pretoka.
Pri izbiri jedra smo morali biti pozorni, da je µ' konstantno veja od µ'' v im vejem
frekvennem podroju, saj se tako ohranja induktivnost navitij, ki je potrebna za
pravilno delovanje transformatorja.
Sprva smo uporabili jedri RM8 N97 in toroid N30 podjetja Epcos. Nato smo testirali
feritna jedra materiala 75G podjetja Kolektor v E in toroidni izvedbi. Testirali smo tudi
toroide podjetja MAGNETICS, in sicer jedri KS130060A in 122089 77071A7.
Jedro RM8 N97 je zasnovano na osnovi MnZn, zato ima relativno visoko
permeabilnost 2300 in je primerno do frekvenc 500 kHz. Prednost tega jedra je v
prilagajanju zrane ree in s tem kontrole nasienja jedra in linearizacije B(H) krivulje.
Tipine relativne izgube v jedru podaja spodnja tabela.
Tabela 8.2: Izgube jedra N97.
f [kHz] B [mT] T[°C ] Pizg [kW/m3]
100 200 100 300
300 100 100 340
500 50 100 205
8.1 Karakteristike transformatorja 51
Slika 8.7: Frekvenna odvisnost kompleksne permeabilnosti materiala N97.
Toroid N30 MnZn s permeabilnostjo 4300 je še manj primeren za višje frekvence in
se ga uporablja v frekvennem podroju od 10 kHz do 400 kHz [16]. To jedro je bilo
tudi dimenzijsko premajhno za optimalno razporeditev ovojev.
Slika 8.8: Frekvenna odvisnost kompleksne permeabilnosti materiala N30.
1
10
100
1000
10000
52 8 Izdelava RF transformatorja
Jedri 77071A7 in KS130060A imata zelo nizko permeabilnost, in sicer 60. Ker
je reluktanca jedra obratno sorazmerna s permeabilnostjo (8.4), je takšno jedro teje
magnetiti. V spodnji enabi l predstavlja magnetno pot, A pa presek jedra. Izgube v
jedru 77071A7 so 1000 kW/m3 (100 kHz, 100 mT), v jedru KS130060A pa 500 kW/m3
pri 50 kHz.
=
µ (8.4)
Kot najboljša izbira se je izkazal ferit 75G. Meritve smo izvedli tako z jedrom E
kot tudi s toroidom. V konni izvedbi ojaevalnika smo uporabili toroidno jedro, saj
smo z njim precej zmanjšali parazitno kapacitivnost navitja. Jedro 75G ima
permeabilnost 1300±20% in izkazuje majhne izgube jedra (<120 kW/m3, 400 kHz, 50
mT, 100 °C). Uporablja se ga do frekvence 1,5 MHz. Iz poteka kompleksne
permeabilnosti se vidi, da jedro izkazuje induktivni znaaj do višjih frekvenc kot ostali
testirani feritni materiali.
Slika 8.9: Frekvenna odvisnost kompleksne permeabilnosti materiala 75G.
0,1
1
10
100
1000
10000
300 100 100 320
500 50 100 140
8.1 Karakteristike transformatorja 53
Slika 8.10: Frekvenna odvisnost prestavnega razmerja razlinih feritnih jeder.
Na sliki 8.10 so povzeti zgoraj opisani pojavi. Prestavno razmerje se ohranja
preko širšega frekvennega podroja pri jedrih, kjer je dele parazitne kapacitivnosti
zaradi navitja zanemarljiv. Pri jedru E materiala 75G zane razmerje hitreje padati kot
pa pri istem materialu v toroidni izvedbi. To je posledica dejstva, da je navitje na jedru
E teje razmakniti. Prestavno razmerje jedra RM8 materiala N97 se najhitreje znia,
saj je to jedro najmanjše in posledino ne moremo optimalno razporediti navitja. Na
zgornjem poteku karakteristika ne zane padati, saj je navitje izvedeno z manjšim
številom ovojev in manjšim prestavnim razmerjem. Še lepši potek, kjer transformator
še izkazuje induktivni znaaj, prikazuje spodnja slika, kjer se fazni kot za induktivni
element giblje okoli 90°. Glede na prenosno karakteristiko in fazo se je najbolje izkazal
toroid 75G.
Se ku
n d
ar /p
ri m
122089 77071A7 toroid prim/sek:4/40 KS130060A prim/sek:4/40
54 8 Izdelava RF transformatorja
Slika 8.11: Frekvenna odvisnost fazne karakteristike razlinih feritnih jeder.
8.1.3 Faktor sklopa
Faktor sklopa opisuje kolikšen del magnetnega pretoka, induciranega na
primarnem navitju, tee tudi skozi sekundarno navitje. Iz tega faktorja lahko dobimo
stresano induktivnost transformatorja. Za idealni transformator brez stresane
induktivnosti velja, da je faktor sklopa 1, a realni transformatorji imajo vedno nekaj
izgub in s tem je faktor sklopa manjši od 1. Faktor sklopa izraunamo po sledei
formuli:
=
√12 (8.5)
Pri tem L1 predstavlja induktivnost primarnega navitja, L2 sekundarnega, M pa
medsebojno induktivnost obeh navitij. Ker medsebojne induktivnosti ne moremo
neposredno meriti jo izrazimo preko sledeih formul:
U1 = j (L1I1 + MI2) (8.6)
U2 = j (L2I2 + MI1) (8.7)
-100
-50
0
50
100
150
Se ku
n d
ar /p
ri m
122089 77071A7 toroid prim/sek:4/40 KS130060A prim/sek:4/40
8.1 Karakteristike transformatorja 55
U1 predstavlja primarno, U2 sekundarno napetost, I1 primarni tok I2 pa
sekundarni tok. Ob sklenitvi sekundarnega navitja je U2 enaka 0 V.
Slika 8.12: Sekundarno navitje je sklenjeno.
Pri tem lahko zapišemo:
U2 = j(L2 I2 + M I1) → I2 = – (M I1)/L2 (8.8)
Izraeni tok vpeljemo v enabo, ki opisuje primarno napetost.
U1 = j (L1 I1 – (M2 I1)/L2) → U1 = j I1 (L1 – M2/L2) (8.9)
Zapisano lahko poenostavimo z novo spremenljivko Ls:
U1 = j I1Ls → Ls = L1 – M2/L2 → M2 = L2(L1 – Ls) (8.10)
predstavlja induktivnost, merjeno na primarni strani transformatorja, medtem
ko je sekundarna stran kratko sklenjena. L1 pa izmerimo na primarni strani
transformatorja, medtem ko so sekundarne sponke odprte. Dobljeno izpeljavo
uporabimo v formuli za faktor sklopa:
= √ 2(1−)
= √1 −
1 = 0.89 (8.12)
57
9.1 Generiranje pulzov z multifunkcijsko kartico Red Pitaya
Red Pitaya je multifunkcijski instrument na osnovi platforme Linux, ki jo
uporabljamo za generiranje pulzirajoega signala (angl. burst) sinusne oblike. Kartica
nam hkrati omogoa generiranje in zajem signalov preko 14 bitnih hitrih analognih
izhodov oziroma vhodov z vzorenjem 125 MS/s. Poleg teh imamo poasnejše 100
kS/s 12 bitne analogne vhode in vrsto digitalnih pinov.
Slika 9.1: Red Pitaya.
Red Pitayo lahko upravljamo preko e vnaprej pripravljenih aplikacij, ali pa se
poveemo preko programskega okolja Matlab, kjer upravljamo kartico s pomojo
SCPI-ukazov. Povezavo med kartico in raunalnikom lahko vzpostavimo z IP
naslovom brezino z wifi kljukom ali preko povezave ethernet. Pulzirajoi signal,
sestavljen iz visokofrekvennega sinusnega signala, smo generirali na kartici Red
Pitaya s pomojo SCPI-ukazov.
58 9 Meritve in rezultati
9.2 Spremljanje temperature hladilnega telesa
Izhodna stopnja ojaevalnika, realizirana v AB push-pull razredu skrbi za dovolj
velik tok, ki tee v primarno navitje visokofrekvennega transformatorja. Tej stopnji
moramo nameniti posebno pozornost. Pri izbiri tranzistorjev in njihovega krmiljenja
moramo biti pozorni predvsem na dve stvari. Najprej se moramo zavedati vpliva
pojava preboj drugega reda (angl. second breakdown), ki se mu izognemo z izbiro
tranzistorja s primernim SOAR diagramom (angl. safe operating area). Pri preboju
drugega reda se zaradi lokalnega pregrevanja v bazno-emitorskem spoju
nenadzorovano povea tok preko kolektorja in emitorja bipolarnega tranzistorja.
SOAR diagram nam poleg tokovno-napetostne karakteristike kolektorsko-
emitorskega spoja podajajo tudi povpreno temperaturo spoja (angl. junction
temperature) v odvisnosti od reima delovanja (pulzno ali stalno vzbujanje).
Povprena temperatura spoja je druga lastnost, na katero moramo biti pozorni pri
krmiljenju tranzistorjev, saj je od nje odvisna ivljenjska doba tranzistorjev.
Da bi se izognili pregrevanju bipolarnih tranzistorjev, smo izvedli temperaturno
analizo segrevanja hladilnega telesa, ki je v stiku z bipolarnim tranzistorjem. Za
spremljanje temperature smo uporabili PTC temperaturni senzor TD5A, katerega
nominalna upornost pri sobni temperaturi 20 znaša 2 kΩ in ima koeficient 8 Ω/.
IP= '192.168.128.1'; port = 5000; tcpipObj=tcpip(IP, port); tcpipObj.InputBufferSize = 16384*32; tcpipObj.OutputBufferSize = 16384*32; fopen(tcpipObj); tcpipObj.Terminator = 'CR/LF'; flushinput(tcpipObj) flushoutput(tcpipObj)
%generiranje signala s pomojo SCPI ukazov fprintf(tcpipObj,'SOUR1:FUNC SINE'); % oblika signala fprintf(tcpipObj,'SOUR1:FREQ:FIX 500000'); % frekvenca signala
fprintf(tcpipObj,'SOUR1:VOLT 1'); % amplituda [V] fprintf(tcpipObj,'SOUR1:BURS:NCYC 75'); % število period sinusa
fprintf(tcpipObj,'SOUR1:BURS:PER 2000'); % frekvenca ponovitev fprintf(tcpipObj,'SOUR1:BURS:NOR 10000'); % št. ponovitev
9.2 Spremljanje temperature hladilnega telesa 59
Senzor smo vezali v uporovni delilnik z uporom 2 kΩ in spremljali napetost na
analognem vhodu multifunkcijske kartice Redpitaya. Oditano napetost smo preko
napetostnega delilnika in enabe (9.1) iz podatkovnega lista senzorja v okolju Matlab
preraunali temperaturo v enotah . Pri tem so upornost senzorja pri temepraturi
T, 0 upornost senzorja pri temperaturi 0 in temperatura v .
= 0 + (3.84 × 10−30) + (4.94 × 10−602) (9.1)
V splošnem sta oddana mo in segrevanje proporcionalna delovnemu ciklu prevajanja
tranzistorja in kvadratino odvisna od napetosti preko kolektorja in emitorja (9.2).
= 2
(9.2)
Sprva smo spreminjali število period signala N sinusne oblike znotraj ene
ponovitve, ki je dolga TP. S tem smo doloali delovni cikel (9.3) vzbujalnega signala
na bazi tranzistorja, hkrati pa smo ohranjali konstantno amplitudo signala. Frekvenca
signala sinusne oblike fsin je bila konstantna 500 kHz, TP pa 0,5 ms. N smo spreminjali
od 15 do 120 in s tem spreminjali delovni cikel od 6 % do 48%.
=
(9.3)
Slika 9.2: Temperaturni potek na hladilnem telesu tranzistorja v odvisnosti od delovnega cikla signala.
60 9 Meritve in rezultati
Na sliki 9.2 je predstavljen potek temperature na hladilnem telesu v asu
segrevanja in ohlajanja. Sprva temperatura eksponentno naraša, nato sledi linearni
del, kjer se temperatura linearno vea, nato pa sledi še ohlajanje. Lepo se vidi, da
temperatura naraša najhitreje v primeru najvejega delovnega cikla. Hkrati se vidi,
da se to narašanje ustavi e pri 80 , kar je posledica odklopa ETI C1 odklopnika,
katerega nominalni tok je 1 A. Pri delovnem ciklu 12 % je koeficient narašanja
temperature enak:
48,69−22,15
98,79−20,45 = 0,33 /s (9.5)
Razmerje teh dveh koeficientov je enako 2.6, kar je dober pribliek teoretinemu
izraunu:
24%
12% =2 (9.6)
Naslednje meritve temperature smo izvedli ob konstantnem delovnem ciklu 40 % in
spreminjali amplitudo napetosti vzbujalnega signala. V legendi na sliki 9.3 so zapisane
vršne napetosti na bremenu in so proporcionalne napetosti preko tranzistorja.
Slika 9.3: Temperaturni potek na hladilnem telesu tranzistorja v odvisnosti od amplitude napetosti
vzbujalnega signala.
9.3 Izhodna upornost ojaevalnika 61
Iz zgornje slike se vidi, da se hladilno telo segreva najhitreje pri najveji
napetosti na bremenu in posledino na tranzistorju. Pri najniji temperaturi je
koeficient narašanja temperature enak:
81.17-37.1
79.15-34.44 =0.99 /s (9.8)
Razmerje teh dveh koeficientov je enako 3.96, kar je dober pribliek
teoretinemu izraunu:
Z namenom maksimalnega prenosa moi na breme smo analizirali izhodno
upornost ojaevalnika. Ker vemo, da se prenese najve moi iz ojaevalne stopnje na
breme ravno ob izenaitvi izhodne upornosti ojaevalnika in bremena, smo posredno
preko toka in napetosti merili mo na bremenu. Izbrana upornost bremena, pri kateri
imamo na bremenu najvejo mo, predstavlja izhodno upornost ojaevalnika, ki se
giblje med 1 Ω in 6 Ω. S simulacijo smo doloili vrednost od 0,8 Ω do 0,9 Ω. Tako
nizka upornost nam ustreza, saj se impedanca ultrazvone sonde transformira s
kvadratom razmerja ovojev transformatorja na primarno stran.
62 9 Meritve in rezultati
9.4 Napetostni odziv
Technologies z maksimalno vzorno frekvenco 4 GSa/s. Zajeti signal smo analizirali
na osciloskopu s pomojo e vgrajenih matematinih funkcij (povpreenje, odvod,…).
Pogosto pa smo zajete signale izvozili v CSV datoteko in jo nadalje obdelali na
raunalniku.
Vzbujalna napetost na primarnem navitju je priblino 40 VPP. V primeru oscilacij
in nihanja napajalne napetosti se napetost signala na primarnem navitju povea ter tako
ogrozi ivljenjsko dobo tranzistorjev zaradi e omenjenega preboja drugega reda.
Slika 9.4: Potek napetosti na primarni (rdea) strani transformatorja in napetost na sondi (modra).
Bolj podrobna analiza pokae, da se na izhodu vezave push-pull v signalu
pojavijo doloena popaenja, ki so posledica vzbujanja kompleksnega bremena z
visoko napetostjo in posledino z relativno velikimi tokovi. Motnje iz izhoda se lahko
prenašajo na vhodno stopnjo ojaevalnika preko nepravilno nartovane mase. Na
sekundarni strani transformatorja pa se popaenja v precejšnji meri zmanjšalo.
-700
-500
-300
-100
100
300
500
700
N ap
et o
9.4 Napetostni odziv 63
Slika 9.5: Potek napetosti na izhodu stopnje push-pull in na ultrazvoni sondi.
Slika 9.6: Frekvenni spekter napetosti na izhodu push-pull in na ultrazvoni sondi.
Frekvenni potek je priakovan, saj je pri vzbujalni napetosti 300 kHz amplituda
ojaenja A izhoda stopnje push-pull okoli 25 dB, na sondi pa 54 dB (9.10).
= 20log () [dB] (9.10)
Na sliki FFT-poteka (slika 9.6) se lepo vidi, da se motilne komponente pri
signalu na sondi mono zmanjšajo glede na osnovno nosilno komponento signala pri
300 kHz v primerjavi s signalom na izhodu stopnje push-pull.
-600
-400
-200
0
200
400
600
-25
-20
-15
-10
-5
0
5
10
15
20
25
N ap
et o
st n
a so
n d
i [ V
64 9 Meritve in rezultati
9.5 Meritve pritiska s hidrofonom
Ultrazvoni oddajnik in sprejemnik predstavljata elektromehanski sistem, zato
potrebujeta za zaznavo pravega pritiska doloen as, da se masa piezoelektrinega
materiala pomakne. Enako velja na koncu vzbujalnega signala, ko oddajnik še nekaj
asa odzvanja v okolico, kljub temu da ga ne vzbujamo s signalom. To odzvanjanje je
torej posledica mehansko-resonannega obnašanja pretvornika. Na spodnji sliki se
lepo vidi, da se ob zaetku krmilnega signala napetost na izhodu hidrofonskega izhoda,
ki je proporcionalna zaznanemu pritisku, poveuje postopoma, hkrati pa ne pade
hipoma, ko prenehamo z vzbujanjem. Za merodajne podatke smo morali torej
generirati vsaj 10 period signala sinusne oblike, od tu naprej pa smo merili vršno
vrednost pritiska pri vzbujanju.
Slika 9.7: Napetost vzbujanja in na izhodu hidrofona.
Velikost zaznanega pritiska je odvisna od snovi, skozi katero potuje ultrazvoni
val. Lastnost snovi, ki bistveno vpliva na valovanje, opisuje akustina impedanca
(9.11), ki je veja pri višji gostoti snovi. V spodnji enabi Z predstavlja akustino
impedanco, c hitrost zvoka, pa gostoto materiala.
= (9.11)
N ap
et o
st n
a h
id ro
fo n
9.5 Meritve pritiska s hidrofonom 65
Snov Gostota [kg/m^3]
Akustina impedanca igra pomembno vlogo pri prehodu in odboju
ultrazvonega valovanja preko dveh snovi z razlinima akustinima impedancama. Pri
pravokotnem vpadnem kotu valovanja se na meji dveh medijev izgubi dele energije
valovanj (9.12). Z1 in Z2 predstavljata akustini impedanci prvega in drugega materiala.
= 10log10 (412/(1 + 2)2) (9.12)
Izgubi pa se energija tudi zaradi odboja (9.13).
= 10log10((1 − 2)2/(1 + 2)2) (9.13)
Poleg teh izgub pa se ultrazvoni signal oslabi tudi zaradi uklona, absorbcije in
sipanja. Zaradi navedenega elimo dosei im manjše razlike akustinih impedanc
materialov, preko katerih potuje ultrazvono valovanje. V praksi se najvekrat
ultrazvono obseva mehko tkivo, zato kot prevodnik med ultrazvono sondo in tkivom
uporabljamo vodo ali ultrazvoni gel s podobno akustino impedanco.
Intenziteta ultrazvonega valovanja se z oddaljevanjem od ultrazvonega
pretvornika spreminja v znailnih dveh obmojih pred ultrazvono sondo. Sprva
imamo blinjo regijo, kjer se izmenjujejo lokalni minimumi in maksimumi, katerih
lastnosti so odvisne od frekvence f, premera sonde D in hitrosti zvoka c v doloeni
snovi. Na razdalji naravnega fokusa sonde N imamo globalni maksimum, kjer je
najveja intenziteta oddanega valovanja. Za izbran pretvornik je pri frekvenci 500 kHz
naravni fokus:
= 2
66 9 Meritve in rezultati
Slika 9.8: Spreminjanje amplitude ultrazvonega valovanja v dveh regijah pred ultrazvono sondo
[17].
Slika 9.9: Izmerjeni lokalni minimumi in maksimumi pritiska.
Najveji tlak p, ki ga izraunamo iz izmerjene napetosti u in obutljivosti senzorja S,
je pri vzbujalni napetosti 1100 V na sondi V318-SU dosegel 7 kPa.
=
50 / = 7 bar (9.15)
Zavedati se moramo, da se nadtlak 7 barov pojavi na majhni oddaljenosti d od
podtlaka, ki je prav tako enak 7 barov.
d= 1440/
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
4
P ri
ti sk
Razlika tako velikega visokofrekvennega tlaka na tako majhni razdalji povzroi v
tekoini eksplozije in koagulacijo, ki se na primer uporablja za odstranjevanje finih
delcev kot so aerosoli. Pri koagulaciji gre za zbiranje majhnih delkov v veje, ki se
nato izloijo pod vplivom sile tenosti.
Intenziteto i smo izraunali iz tlaka, gostote snovi in hitrosti zvoka v njej:
= 2
Vpliv ultrazvonega valovanja v tekoini smo zaznali posredno tudi preko
pojavov, ki smo jih opazili med testiranja sistema. Med oddajanjem ultrazvonih valov
so se v tekoini pojavili mehurki. Mehurki plina oziroma pare so nastali kot
posledica kavitacije. Ker voda vsebuje raztopljene pline, se ti ob segrevanju, ko se
zmanjšajo privlane sile, spremenijo v mehurke. Ti mehurki nihajo v ravnovesni
legi, vse dokler se ultrazvono valovanje ne preneha, ko se dvignejo na gladino. Za
pojav kavitacije je potrebna jakost valovanja okoli 0,3 W/cm2. Poleg mehurkov smo
opazili hladno izparevanje oziroma meglico nad gladino tekoine. Izparevanje smo
dosegli le pri doloenih parametrih (vzbujalna napetost: 600 Vpp, fsin = 100 kHz, Nsin
= 50, frep = 200 Hz in 100 ponovitev).
68 9 Meritve in rezultati
9.6 Odziv mehansko obutljivih kanalov celic na ultrazvono
vzbujanje
Uinke ultrazvoka smo opazovali pri manipulaciji prepustnosti celine
membrane. Opazovali smo zvišanje kalcija (Ca2+) znotraj celice, ki prodre v celico
preko ionskih kanalkov ob vzbujanju celice z ultrazvonimi pulzi. Vdor Ca2+ v celico
in njene odzive smo opazovali z mikroskopom LEICA TCS SP5 preko pojava
fluorescence.
Slika 9.10: Mikroskop LEICA TCS SP5.
V eksperimentih smo uporabili loveške ledvine celice HEK 293 (angl. Human
Embryonic Kidney), ki jih moramo pred vzbujanjem primerno pripraviti. Priprava
celic poteka 3 dni. Najprej celice nacepimo v plošo s 6 luknjami. V vsako luknjo
nacepimo 6*10^5 celic. Celice se namnoijo v inkubatorju pod kontroliranimi pogoji
pri temperaturi 37 in 5% CO2. Drugi dan poteka transfekcija, kjer dodamo plazmide,
ki predstavljajo delce DNK, ki s specifinimi geni doloajo nadaljnje izraanje
lastnosti celice. V tem delu priprave celice je odvisno, kakšni kanalki bodo
uporabljeni za pretok kalcija Ca2+. Do naslednjega dneva celice ponovno prestavimo
v inkubator. Tretji dan sledi 30-minutno barvanje celic (500 µl barvila) v inkubatorju
z namenom zaznav odzivov celic na mikroskopu. Uporabili smo barvili Flou-4 in Fura
2TH. Barvili v celici spremenita intenziteto oddane svetlobe ob vezavi kalcijevih
9.6 Odziv mehansko obutljivih kanalov celic na ultrazvono vzbujanje 69
ionov. Po barvanju smo barvilo odstranili s pipeto in sprali petrijevko z 2 ml PBS
(angl. Phosphate-buffered saline), ki je v splošnem netoksien celicam. Celicam smo
nato dodali 3830 µl gojiša DMEM, kateremu dodamo proteine v obliki 10% FBS
(angl. fetal bovine serum). DNEM in FBS predstavljata aminokisline, ki ponazarjajo
naravno okolje celice in omogoajo daljše preivetje celic. Na koncu dodamo še 170
µl 50mM kalijevega klorida CaCl2. Konna koncentracija kalcija v goji&scaron