Inversor Medio Puente Con IGBT

19 de diciembre de 2012 [INVERSOR MEDIO PUENTE IGBT]

Sistemas Electrónicos Página 1

I. Introducción.

Dentro de la gama de circuitos existentes en la

actualidad se encuentra los inversores u

osciladores, cuyo fin es el de obtener de una señal

DC alguna señal AC con características deseadas.

El diseño se realiza sobre un inversor de medio

puente, es decir, el funcionamiento del circuito

esta sujeto a la conmutación que opera en un

IGBT dado que esto asignará si se obtendrá señal

en ciclo positivo o negativo.

II. Desarrollo de Contenidos.

A continuación se presenta la configuración sobre

la cual se realizará el diseño, su comprensión se

puede dividir en dos partes, la primera hace

referencia al circuito inversor con su respectiva

modulación, y la segunda presenta el filtro pasa

bajo utilizado.

Fig.1: Inversor medio puente.

Otro tema a considerar es la conmutación

realizada por los IGBT. Para ello se utilizará un

PIC (Programmable Interface Controller) cuya

programación realizará una modulación SPWM

con ciertas características que serán mencionadas

más adelante.

III. Obtención de parámetros de

diseño.

Como se aprecia en la figura 1 se tienen dos

condensadores en la entrada llamados C1 y C2, su

fin es suministrar voltaje a los IGBT de tal forma

que estos no presenten caídas abruptas de tensión.

Su diseño se realizo basándose en el análisis de

tiempo de descarga del condensador cuya fórmula

es la siguiente:

𝑉𝐶 = 𝑉0 ∗ 𝑒−𝑡𝑅𝐶 → 𝐶 =

−𝑡

𝑅 ∗ ln(𝑉𝐶𝑉0)

Fig.2: Curva descarga condensador.

Al tener los IGBT modulados con SPWM, se debe

comprender el funcionamiento de esto, el cual

dice que tenemos dos condiciones extremas en las

cuales el condensador tendrá que suplir el voltaje.

Esto se obtiene del duty cicle que entrega el

SPWM, estos valores son el porcentaje de tiempo

que este pasa encendido en un periodo.

𝑇𝑝𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑜 =1

3000[𝐻𝑧]= 333.3[𝑢𝑠]

𝑇𝑚𝑖𝑛 0.05*𝑇𝑝𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑜 16.7 [us]

𝑇𝑚𝑎𝑥 0.95*𝑇𝑝𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑜 316.7[us]

Inversor medio puente con IGBT

Abstract. En el siguiente informe se diseñará y analizará un inversor medio puente con IGBT cuya función es

generar a partir de alguna señal DC una AC. Para ello se comprendió el funcionamiento tanto del circuito como

de la conmutación escogida. Todo esto se presentará a continuación junto con en análisis de forma de ondas

contrastadas para apreciar si se logró el objetivo de diseño.



El peor caso es cuando el condensador tiene que

suplir el voltaje por mayor tiempo, además se

escoge la caída máxima de voltaje permitido, con

todo esto se realizan los cálculos, obteniendo así

el siguiente valor de condensador.

Variable Valor

R 12 [Ω]

Vc 12 [V]

Vo 11 [V]

t 316.7 [us]

𝐶 =−𝑡

𝑅 ∗ ln(𝑉𝐶𝑉0)= 303.3[𝑢𝐹]

Esto implicaría que este condensador es capaz de

suplir un riso de 1 V en ese tiempo.

Cabe destacar que el voltaje máximo a los que

están sometidos estos condensadores es la mitad

del voltaje de entrada, esto se puede deducir

realizando un LVK en la entrada.

𝑉𝐶 =𝑉𝐼𝑁2

= 6[𝑉]

Además se analizara el comportamiento de la

resistencia, esto se obtiene realizando un LVK

considerando la conmutación del IGBT, el circuito

que se presenta de la siguiente forma para apreciar

la conmutación:

Fig.3: Conmutación ciclo positivo.

De este circuito se desprende la corriente máxima

que soportará la carga y por ende el inductor.

𝑉𝐼𝑁 = 𝑉𝑅 + 𝑉𝐿 + 𝑉𝐶𝑜𝑢𝑡 → 12 = 𝑉𝑅 + 0 + 6

𝑉𝑅 = 6[𝑉] → 𝐼𝑅 =𝑉𝑅𝑅= 500[𝑚𝐴]

Otra situación se presenta en la salida, aquí se

diseña un filtro pasa bajo, su fin es limpiar la señal

de salida, debido a que la conmutación de los

IGBT aumenta el contenido armónico de la salida,

el diseño se realiza de la siguiente forma:

Fig.4: Circuito filtro de salida.

Del circuito de la Fig.3 se obtiene la función de

transferencia que lo caracteriza realizando un

divisor de voltaje:

𝑉𝑂𝑈𝑇𝑉𝐼𝑁

=

1𝐿 ∙ 𝐶

𝑠2 +1

𝑅 ∙ 𝐶𝑠 +

1𝐿 ∙ 𝐶

De esta función de transferencia se deduce las

ecuaciones para el diseño:

𝜔0 = √1

𝐿 ∙ 𝐶

𝑄 = 𝑅 ∙ 𝐶 ∙ 𝜔0 = 𝑅 ∙ 𝐶 ∙ √1

𝐿 ∙ 𝐶

Al momento de obtener los valores de los

componentes del filtro se tuvo que considerar las

características que debe presentar el condensador

de salida, este es un condensador de película o

film el cual trabaja en voltaje alternos, no

presentan polaridad y debido a su composición

este presenta poca distorsión y poca perdidas en el

dieléctrico. Por lo limitado del acceso a este tipo

de condensadores se utilizo su valor como valor

de diseño.

Luego se dan algunos valores de diseño y junto

con las formulas obtenidas se puede conformar el

filtro:

𝜔0 = 1000,𝑄 = 0.707,𝐶𝑂𝑈𝑇 = 20[𝑢𝐹]

Luego se obtiene:

𝑅𝑂𝑈𝑇 = 6[Ω],𝐿 = 1.3[𝑚𝐻]

IV Simulaciones.

Una vez diseñado el circuito debemos contrastar

los valores obtenidos con los presentes en el

mercado, es así como se escogen los siguientes



valores de componentes con los que

posteriormente se realizarán las simulaciones y

análisis.

Componente Valor de

Diseño

Valor

Comercial

𝐶1 303.3 [uF] 470 [uF]

𝐶2 303.3 [uF] 470 [uF]

𝐶𝑜𝑢𝑡 20 [uF] 20 [uF]

L 1.3 [mH] 1 [mH]

𝑅𝐿𝑜𝑎𝑑 12 [Ω] 12 [Ω]

Además se investigó la existencia de componentes

más cercanas a las utilizadas:

Inductor 1000 [uH] 0.8 [A]

http://cl.rsdelivers.com/product/wurth-

elektronik/744222/common-mode-choke-we-sl2-

2x1000uh-08a/3675001.aspx

Capacitor aluminio 470 [uF] 25 [V]

http://cl.rsdelivers.com/product/rubycon/25pk470

mefc8x115/condensador-serie-pk-25v-470uf-

8x11-5/7639425.aspx

Capacitor de película 20 [uF] 450 [Vac]

http://cl.rsdelivers.com/product/ducati-

energia/416261964/condensador-416261964-

20uf/3887888.aspx

Luego se presenta el siguiente circuito:

Fig.5: Circuito simulado.

La diferencia en los valores de los componentes

afectará el ripple de la señal de salida. Por lo que

al momento de contrastar con la señal obtenida se

debe tener en consideración.

Además se debe tener en cuenta el punto de

operación del IGBT los cuales son:

𝑉𝑐𝑒 =600 [V], 𝐼𝐶 = 27[𝐴] ,𝑉𝐺𝐸 = 15[𝑉]

La carga conectada es de 12 [Ω] y 12 [W].

A continuación se presentan las simulaciones

obtenidas y serán contrastadas con las señales

extraídas de osciloscopio.

Voltaje y corriente de salida:

Fig.6. Voltaje y corriente de salida simulado.

Fig.7: Voltaje salida obtenidos osciloscopio.

FFT Voltaje de salida:

http://cl.rsdelivers.com/product/wurth-elektronik/744222/common-mode-choke-we-sl2-2x1000uh-08a/3675001.aspx



http://cl.rsdelivers.com/product/rubycon/25pk470mefc8x115/condensador-serie-pk-25v-470uf-8x11-5/7639425.aspx



http://cl.rsdelivers.com/product/ducati-energia/416261964/condensador-416261964-20uf/3887888.aspx





Fig.8: FFT Voltaje y corriente de salida

respectivamente.

Voltaje C-E IGBT:

Fig.9: Parte de conmutación de IGBT simulada.

Fig.10: Salida del PIC .

Tiempo muerto conmutación:

Fig.11: Tiempo muerto conmutación PIC.

Al observar las simulaciones y contrastarlas se

observa que son similares, presentan pequeñas

oscilaciones al conmutar debido al

comportamiento real de los dispositivos, pero

estas e estabiliza, en este caso no presentan mayor

problema.

V. Señal moduladora SPWM

con PIC18F4550

Para el sistema se utiliza una señal moduladora

SPWM, la cual realiza una comparación entre una

señal de referencia (señal sinusoidal) que posea la

frecuencia que se quiere obtener a la salida y una

señal portadora que da la frecuencia de

conmutación de los dispositivos (señal diente de

sierra). La comparación consiste en que si la

portadora es mayor que la referencia, a la salida

debe haber un pulso en bajo y si es menor debe

haber un pulso en alto. Entonces,

𝑆𝑖𝑉𝑟𝑒𝑓 > 𝑉𝑑𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒 ⟹ 𝑉0𝑒𝑛𝑎𝑙𝑡𝑜

𝑆𝑖𝑉𝑟𝑒𝑓 < 𝑉𝑑𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒 ⟹ 𝑉0𝑒𝑛𝑏𝑎𝑗𝑜

Fig.12: Modulación SPWM

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1

-0.5

0

0.5

1

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02

0

0.5

1



La modulación SPWM se define un índice de

modulación de frecuencia (mf) como la relación

entre la frecuencia de las señales portadora y de

referencia,

𝑚𝑓 =𝑓𝑝𝑜𝑟𝑡

𝑓𝑟𝑒𝑓=

𝑓𝑡𝑟𝑖𝑓𝑠𝑒𝑛𝑜

=3000

50= 60

Al analizar la serie de Fourier de la salida con

SPWM, se tiene que su frecuencia fundamental es

la misma que la de referencia y los armónicos

existentes están alrededor de los múltiplos de la

frecuencia de conmutación, los cuales son fácil de

eliminar con un filtro pasabajo.

Además se define un índice de modulación de

amplitud (ma) como la relación entre las

amplitudes de las señales de referencia y

portadora,

𝑚𝑎 =𝑉𝑚,𝑟𝑒𝑓

𝑉𝑚,𝑝𝑜𝑟𝑡

=𝑉𝑚,𝑠𝑒𝑛𝑜

𝑉𝑚,𝑡𝑟𝑖

=0.9

1= 0.9

Este índice de modulación debe ser menor o igual

a 1, sino la señal quedará sobre modulada y no se

obtendrá la salida que se desea. La amplitud de la

frecuencia fundamental es proporcional a (ma). Es

decir,

𝑉𝑜𝑢𝑡 = 𝑚𝑎 ∙ 𝑉𝑐𝑐

Para programar este proceso en el PIC se pensó en

2 soluciones, la primera era programar la señal de

referencia y la señal portadora dentro del PIC,

para luego compararlas y obtener los pulsos en

alto o bajo, esta posibilidad se descarto por el

hecho de que había que realizar varias operaciones

y podría influir en los tiempos de retardo del PIC.

Debido a que la frecuencia de la portadora es

múltiplo de la frecuencia de referencia, la señal

que se le debe entregar al IGBT por periodo es la

misma, entonces se observa en la Fig.13.

Fig.13: Comportamiento del SPWM

En un periodo de la señal habrá un duty cicle para

cada diente de sierra, entonces si se obtienen todos

los duty cycle para cada uno de los diente de

sierra que ocurre en un periodo de la señal

sinusoidal, después basta con repetir el proceso.

Es decir para cada periodo de la señal portadora se

tendrá un duty cycle el cual se puede usar con el

modulo de PWM del PIC, además configurar la

señal inversa para el otro IGBT y la banda muerta

que debe existir para no cortocircuitar la fuente.

Para realizar todo lo necesario los módulos a

utilizar en el PIC son:

- Modulo Timer0

- Modulo Tmer2

- Modulo PWM mejorado

Modulo Timer0: Se utiliza como contador, cada

vez que ocurre un periodo de la portadora, es decir

un diente de sierra, el contador se reinicia y

produce una interrupción para cambiar el duty

cycle que se necesite en ese momento, los cálculos

necesarios para este modulo son el valor a los

registros TMR0H y TMR0L, para que empiece a

contar, entonces:

𝑇𝑀𝑅0𝐻: 𝑇𝑀𝑅0𝐿 = 𝐶𝑜𝑛𝑡16 −𝐹𝐶𝑌

𝑃𝑟𝑒𝑠0 ∙ 𝐹𝑃𝑊𝑀

Con 𝑃𝑟𝑒𝑠0 = 2,𝐹𝑃𝑊𝑀 = 3𝑘[𝐻𝑧],𝐹𝐶𝑌 = 12𝑀[𝐻𝑧] y el contador de 16 bits.

𝑇𝑀𝑅0𝐻: 𝑇𝑀𝑅0𝐿 = 63536

Modulo Timer2: Es el timer predefinido para

utilizar el modulo PWM, entonces en este caso

solo se debe configurar el prescalador, que se le

asigna el valor 16 para obtener numero entero en

la frecuencia.

Modulo PWM mejorado: Este modulo agrega

funciones especiales para circuitos que trabajen en

medio puente o puente completo, es decir

configurando un duty cycle este da las salidas

negadas según corresponda para cada uno de los

dispositivos a controlar. En el caso de medio

puente entrega la salida en el pin RC2 y su negada

en RD5. Además de incluir esta función posee un

registro con el cual asigna un tiempo de delay

entre la salida y su negada, con el objetivo de

evitar un posible cortocircuito, para saber cual es

el tiempo de delay necesario se revisa el tiempo

que se demora el IGBT en cambiar de estado

td(ON)=13[ns] y td(OFF)=70[ns], en nuestro caso

se utilizo para un por ciento del periodo de la

señal PWM.

𝐷𝑒𝑙𝑎𝑦 =1

𝐹𝑃𝑊𝑀

∙ 0.01 = 3.33𝑢[𝑠]

0 1 2 3 4 5 6

x 10-3

-1

-0.5

0

0.5

1

0 1 2 3 4 5 6

x 10-3

0

0.5

1



Con lo cual se asegura que no existirá un

cortocircuito de la fuente, el valor del registro

ECCP1DEL esta dado por,

𝐸𝐶𝐶𝑃1𝐷𝐸𝐿 =𝐹𝑂𝑆𝐶 ∙ 𝐷𝑒𝑙𝑎𝑦

4=48 ∙ 106

4 ∙ 3000∙ 0.01

𝐸𝐶𝐶𝑃1𝐷𝐸𝐿 = 40

Fig.14: Banda muerta realizada por el PIC.

En la Fig.14 se observa el funcionamiento del

tiempo muerto que se aplica en los cantos de

subida y bajada. Ahora se necesita calcular el

valor del registro PR2, que entregará la frecuencia

de la señal PWM y el registro CCPR1L que

efectuará el duty cycle.

𝑃𝑊𝑀𝑃𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑜 = [𝑃𝑅2 + 1] ∙ 𝐹𝑐𝑦 ∙ (𝑇𝑀𝑅2𝑝𝑟𝑒𝑠)

𝑃𝑊𝑀𝐷𝐶 = 𝐶𝐶𝑃𝑅1𝐿 ∙ 𝐹𝑐𝑦 ∙ (𝑇𝑀𝑅2𝑝𝑟𝑒𝑠)

Entonces modificando las ecuaciones para

trabajarlas con frecuencias se tiene que:

𝑃𝑅2 =𝐹𝑐𝑦

𝑃𝑊𝑀𝑓𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 ∙ (𝑇𝑀𝑅2𝑝𝑟𝑒𝑠)− 1

𝐶𝐶𝑃𝑅1𝐿 =𝐹𝑐𝑦

𝑃𝑊𝑀𝐷𝐶𝑓𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 ∙ (𝑇𝑀𝑅2𝑝𝑟𝑒𝑠)

Para una frecuencia de 3000[Hz], con el pre

escalador en 16 y Fcy es 12[MHz] se tiene:

𝑃𝑅2 =12𝑀𝐻𝑧

3𝐾𝐻𝑧 ∙ 16− 1 = 249

Los valores de duty cycle se calcularon con un

algoritmo en matlab, el cual resulto de 60

elementos (los cuales aparecen en el código que se

presentará luego). Finalmente en la interrupción se

agrega una condición para cuando el vector llegue

al elemento 60 de duty cycle, este empiece desde

el primero nuevamente.

El código implementado en el PIC es el siguiente.

#include <p18f4550.h>

#include "bootloader_def.h"

/* --- Código para interrupciones --- */

#define TMR0_INIT_VALUE 63536

#define LOWBYTE(int_16) ((unsigned char)

(int_16))

#define HIGHBYTE(int_16) ((unsigned char)

(((unsigned int) (int_16)) >> 8))

unsigned char const duty_pwm[60]=

131,144,156,168,179,189,199,208,215,223,

228,233,235,238,238,238,235,233,229,224,

218,210,203,194,184,174,164,153,141,131,

119,109,98,86,76,66,56,48,40,33,

26,21,18,15,13,13,13,15,18,23,

28,35,43,51,61,71,83,94,106,120,

; //vector de 60 elementos

unsigned char cont;

#pragma interruptlow LowPriorityISRCode

void LowPriorityISRCode()

#pragma interrupt HighPriorityISRCode

void HighPriorityISRCode()

// Revisar por interrupcion de TIMER0

if( INTCONbits.TMR0IF == 0b1 )

INTCONbits.TMR0IF = 0b0; //

reiniciar contador

TMR0H = HIGHBYTE(

TMR0_INIT_VALUE); // valor inicial

TMR0L = LOWBYTE(

TMR0_INIT_VALUE); // valor inicial

CCPR1L = duty_pwm[cont]; // Asigna

valores para los duty variable

++cont;

if (cont == 60) //reinicia el duty

despues de 50hz

cont = 0;

/* --- Código principal --- */

void main( void )

// Definir direccion de los puertos

TRISCbits.RC2 = 0; // Salida (PWM)

TRISDbits.RD5 = 0; // Salida (PWM)



// Dar valor inicial para puertos definidos

como salida

//LATDbits.LATD3 = 0b1;

///////// Configuracion de los Timers /////////

// TIMER2

// Post-escalador (1:1)

T2CONbits.T2OUTPS3 = 0b0; // Post-

escalador [3]


escalador [2]


escalador [1]


escalador [0]

// Pre-escalador en 16

T2CONbits.T2CKPS1 = 0b1; // Pre-escalador

[1]

T2CONbits.T2CKPS0 = 0b1; // Pre-escalador

[0]

// TIMER0

T0CONbits.T08BIT = 0b0; // Contador

de 16 bits

T0CONbits.T0CS = 0b0; // Reloj de

instrucciones interno Fcy 12 Mhz

T0CONbits.PSA = 0b0; // Activa el uso

de prescalador

// Pre-escalador en 2

T0CONbits.T0PS2 = 0b0; // Prescalador [2]



// Valor inicial de la cuenta

TMR0H=HIGHBYTE( TMR0_INIT_VALUE);

TMR0L= LOWBYTE( TMR0_INIT_VALUE);

// --- Configurar el módulo ECCP (PWM

mejorado) ---

// trabajar con 8 bits el duty, los LSbs = 00

CCP1CONbits.DC1B1 = 0b0;

CCP1CONbits.DC1B0 = 0b0;

// Modo de operación (PWM = 1100), activen

en alto

CCP1CONbits.CCP1M3 = 0b1;




// Config. de la salida, modo medio-puente

CCP1CONbits.P1M1 = 0b1;

CCP1CONbits.P1M0 = 0b0;

// Configuración de la banda muerta retardo

ECCP1DELbits.PDC6 = 0b0;







PR2 = 249; // Periodo del PWM:

CCPR1L = 131; // Duty cicle inicial

// Encendido Timers

T0CONbits.TMR0ON = 0b1; // Encender

el timer 0 (contador)

T2CONbits.TMR2ON = 0b1; // Encender el

Timer 2 PWM

// --- Configurar interrupciones ---

// Habilitar interrupcion del timer0

INTCONbits.TMR0IE = 0b1;

// Habilitar interrupciones

INTCONbits.GIE = 0b1;

// Entrar en ciclo infinito

while( 1 );

VI. Implementación Driver

HPCL3120

Debido a que el IGBT utilizado es de alta potencia

y las señales que genera el PIC son de

5[V]/25[mA] como máximo, con estas señales el

PIC no es capaz de excitar el transistor para que

conmute, además que si se conectara directamente

el PIC y el IGBT, este podría quemar el PIC. Por

lo ya mencionado es necesario un circuito que sea

capaz de conmutar el semiconductor y a la vez

aísle el PIC del circuito de potencia. El driver a

utilizar es el HPCL3120, cuyo circuito se muestra

a continuación:

Fig.15: Esquema Driver.



Como se observa en la Fig.15, el circuito se

compone de diodos de luz que realizan la

comunicación entre el lado de potencia y el

digital, en la siguiente tabla se muestra la

conexión de los pines.

PIN Conexión

1 No se conecta

2 Entrada PWM PIC

3 Tierra PWM (digital)

4 No se conecta

5 Vss, Entrada Source

6 Conexión PIN 7, Entrada GATE

7 Conexión PIN 6, Entrada GATE

8 Vcc, Alimentación Driver

A continuación se presenta la conexión típica del

driver recomendada por el fabricante, para lo cual

se necesita una resistencia de 270[Ω] para limitar

la corriente entrada al diodo de luz de los pines 2

y 3, un capacitor de 0.1[µF] conectada a la

alimentación del driver y una resistencia Rg

conectada entre la salida de los pines 7,6 y la

entrada al gate del IGBT la cual se calcula como:

𝑅𝑔 ≥(𝑉𝐶𝐶−𝑉𝐸𝐸−𝑉𝑂𝐿)

𝐼𝑂𝐿𝑃𝐸𝐴𝐾=

(𝑉𝐶𝐶−𝑉𝐸𝐸−2𝑉)

2.5𝐴=

15−2

2.5= 5.2

Entonces Rg como mínimo puede ser de 5.2[Ω],

para el prototipo se utilizará una de 39[Ω], esta

resistencia es importante, ya que al trabajar a altas

frecuencias el condensador parasito Cgs del

mosfet actúa como una impedancia muy baja entre

el gate y el source, provocando que la fuente que

alimenta al driver prácticamente se cortocircuite

pudiendo sobrepasar la corriente que puede

soportar el HPCL3120, entonces Rg asegura que

no se exceda la corriente que puede soportar el

driver.

Fig.15: Circuito acondicionador driver.

Las características del driver son voltaje de

alimentación de 15-30[V] y corriente peak de

salida como máximo de 2.5[A] para subida y

bajada.

Referencias

Daniel W. Hart - Electronica De Potencia

Datasheet PIC18F4550

Datasheet IRG4PC50W:

http://www.irf.com/product-

info/datasheets/data/irg4pc50w.pdf

Datasheet HCPL-3120:

http://www.datasheetcatalog.org/datashee

t/hp/HCPL-3120.pdf

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/hp/HCPL-3120.pdf

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/hp/HCPL-3120.pdf

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