Evolution der akustischen Oberflächenwellen-Bauelemente

originalarbeiten

Evolution der akustischen Oberfl ichenwellen. Bauelemente F. SEIFERT OVE, IEEE, G. RIHA IEEE

Der Artikel gibt einen ausgew~ihlten 0berblick/~ber die Entwicklung der akustischen Oberfl~ichenwellen (OFW)-Bauelemente seit den siebziger Jahren bis heute. Das Hauptgewicht liegt auf den an der Technischen Universit~it Wien in Kooperation mit dem Forschungslabor von Siemens (heute EPCOS) in M~inchen geieisteten Arbeiten. Zuk~inftige M6glichkeiten der OFW-Technik werden diskutiert. SchKisselw~rter: akustische Oberfl~ichenwellen-Filter; signalangepasste Filter; Korrelatoren; hybride Bauelemente

Evolution of sur face acoust ic wave devices. A selective survey is given on the development of surface acoustic wave (SAW) devices since the 1970"s. Emphasis is put on research and development delivered by the University o f Technology Vienna, Austria, in cooperation with the corporate research of Siemens (now EPCOS) Munich, Germany. Future trends of SAW-technology are discussed. Keywords: surface acoustic wave filters; signal matched filters; correlators; hybrid devices

1. Einleitung Im Jahr 1966 wurde von White und Voltmer der Interdigital- wandler (interdigitaltransducer- IDT) (Matthews, 1977) zur akustoelektrischen Anregung und Detektion von akustischen Oberfl&chenwellen (OFW) auf ebenen piezoelektrischen Sub- straten vorgestellt. Damit war ein einfach herstellbares, alte- rungsstabiles, leichtes und kleines Bauelement zur Verz6ge- rung elektrischer Signate bis zu einigen zehn Mikrosekunden erstmals in der Elektrotechnik verf0gbar. Die Position und L&nge (d. h. Gewichtung) der einzelnen Finger der Kammstruk- tur von Eingangs- und Ausgangs-IDT legt die Ubertragungs- funktion des akustischen OFW-Filters und der Abstand der IDT auf dem Substrat die Signallaufzeit zwischen diesen fest.

In die erste Dekade der OFW-Evolution f&llt die Pionierar- belt: Entwurf der Struktur als Abbildung der Impulsantwort des IDT, die aus der erw0nschten 0bertragungsfunktion durch in- verse Fouriertransformation gewonnen wird. Mitte der siebziger Jahre standen beeindruckende Erfolge der OFW-Technik, besonders for milit&rische Anwendungen in dispersiven Filtern mit grol3er Laufzeit und Bandbreite den Entt&uschungen und Miss- erfolgen bei den OFW-Bandfiltern gegen(iber, die durch groi3e Einf0gungsd&mpfung, groPJe Laufzeitschwankungen im Durch- lassbereich, geringe Unterdr~ckung des Sperrbereichs und Ab- weichungen der 0bertragungsfunktion (insbesonders der D&mpfungspole) vom Entwurfsmodell bedingt waren, das Fin- ger als Diracimpulse der OFW-Anregung annahm. Dennoch wurden eber empirischen Entwurf von Hazeltine und Siemens auf Lithiumniobat (LiNbO3)-Substraten erfolgreich OFW-Fern- seh-Zwischenfrequenzfilter schon vor 1980 hergestellt und ver- kauft.

Die zweite Dekade der OFW-Evolution ist durch intensive Erforschung der zugrunde liegenden Physik mit Modellierung und Simulation der OFW-Filter und gleichzeitig durch stetige Verbesserung der technologischen Herstellungsverfahren der Bauelemente charakterisiert. Nur durch Steigerung der Pr&zision der IDT-Strukturen konnten die verfeinerten Entwurfsmo- delle verifiziert und Frequenzen bis in den Mikrowellenbereich mit OFW-Signalverarbeitung erreicht werden. In diesen Ab-

schnitt fallen auch die bedeutenden Fortschdtte in der Entwick- lung von OFW-Resonatoren hoher G0te, die in genauen Fre- quenzquellen ab mehreren 10 MHz die akustischen Volumen- schwinger-Quarze tangsam ersetzten.

Ab 1983 wurde die Forschung und Lehre der Abteilung f0r Angewandte Etektronik am Institut for Physikalische Elektronik (Prof. Hans P6tzl) der TU Wien auf dem OFW-Gebiet durch Re- fundierung yon Vertragsassistenten vom Siemens Forschungs- labor (FL) MGnchen gef6rdert. Im Laufe der Zeit wurde durch Fusion aus der Physikalischen Elektronik mit der Industriellen Elektronik (Prof. Hartwig Thim), der AIIgemeinen Elektrotechnik (Prof. Fritz Paschke) und sp&ter mit den Materialwissenschaften (Prof. Gerhard Fasching) letztendlich das Institut fOr Industrielle Elektronik und Materialwissenschaften. Bis 2001 wechselten die OFW-Mitarbeiter des Siemens Forschungslabors in den Ge- sch~ftsbereich for Bauelemente bzw. in die 1999 an die B6rse gebrachte Firma EPCOS.

Zu Beginn der dritten Dekade stand schon ein umfangrei- cher Software-Werkzeugsatz for OFW-Bauelemente zur VerfG- gung, der bis heute verbessert und erweitert wird. Seine Anwen- dung auf spezielle, auch resonante, IDT-Strukturen ermGglichte schmalbandige OFW-Filter geringer EinfGgungsd&mpfung (1 dB) im Frequenzbereich bis 2,5 GHz. Der Boom des kleinen und leichten Mobiltelefons in jGngster Zeit h&tte ohne OFW- Empfangs- bzw. Sendefilter und sehr selektive Zwischenfre- quenzfilter konstanter Gruppenlaufzeit so nicht stattgefunden. Parallel zur Jahresproduktion hunderter Millionen von OFW und Mobilfunkfittern in den neunziger Jahren, an der EPCOS global den gr613ten Anteil hat, wurden spezielle OFW-Anwendungen f~r drahtlose Identifikation (ID tags) und verschiedene drahtlos auslesbare Sensoren entwickelt und erforscht.

SEIFERT, Franz, Univ.-Prof. i. R. Dipl.-Ing. Dr. techn., Institut for Industrielle Elektronik und Materialwissenschaften, Technische Universit&t Wien, GuP~hausstral3e 29, A-1040 Wien. (E-Mail: [email protected]); RIHA, Gerd, Dipl.-Ing. Dr. techn., EPCOS, SAW, Leitung Research und Development, Anzinger- stral3e 13, D-81671 MLinchen. (E-Mail: [email protected])

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F. SEIFERT, G. RIHA Evolution der akust ischen OberfPichenwel len-Bauelemente

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Die vorliegende Arbeit soil einen kurzen 0berblick haupt- s&chlich Qber die in Wien und MOnchen gemeinsam geleisteten Forschungs- und Entwicklungsbeitr~.ge auf dem OFW-Gebiet bieten. Viele wichtige erste Ergebnisse sind in etwa 20 Disserta- tionen, vier Habilitationen und vielen Diplomarbeiten der TU Wien sowie zahlreichen Publikationen festgehalten. Ein erkleck- licher Teil der Wiener Absolventen hat interessante Anstellun- gen in der OFW-Forschung, Entwicklung und Produktion bei Siemens Menchen und Wien bzw. bei EPCOS gefunden.

Der Abschluss der Arbeit gibt einen Ausblick auf m5gliche Weiterentwicklungen der Sensoren und Korrelatoren durch Kombination der OFW-Laufzeitleitungen mit anwendungsspezi- fischen Siliziumschaltungen (ASIC).

2. Das Impulsmodell for OFW-Filter In Abb. la ist ein OFW-Filter skizziert: Auf dem Geh&useboden ist in tier Mitte das OFW-Substrat aufgeklebt, das an seiner Oberseite die beiden Kammstrukturen, den Eingangs- und Aus- gangs-IDT tr&gt. Diese werden aus einer aufgedampften oder gesputterten Aluminiurnschicht durch ein photolithographisches Belichtungs- und Entwicklungsverfahren gleichzeitig for viele OFW-Chips auf einem Einkristall-Wafer (bis einige Tausend) hergestellt. Erm6glicht durch die Verfeinerung der Photolitho- graphie for Siliziumschaltungen, hat sich in der Evolution der OFW-Bauelemente die Pr&zision der IDT-Herstellung erh6ht. Waren in den siebziger Jahren Fingerbreiten gr6Ber als einige Mikrometer gerade noch herstellbar, so werden heute Millionen OFW-Filter mit Fingern von wenigen hundert Nanometern Breite hergestellt. Die Lage, Form und 0berlappung der Finger wird von einem Reticle optisch abgenommen oder auch direkt auf die Photolackschicht projiziert. In der Abbildung sind so genannte Split-Finger-IDT gezeichnet, deren geometrische Grund- periode aus vier Fingern besteht, von denen jeweils zwei ne- beneinander liegende an einer Zuf0hrungselektrode for das elektrische Signal (so genannte Busbar) liegen. Diese Split-Fin- ger-Geometrie verlangt zwar gegen0ber der einfachen Wand- lerstruktur mit zwei Fingern pro Periode eine h6here Herstel- lungsgenauigkeit, ergibt jedoch eine effizientere Funktion des

Interdigitalwandler t - ~ - . . ~ Akustisehe Absorber gewichtet ungewlchtet _ . , , , ~

E

Abb. la. Skizzen eines OFW-Bandfilters mit gewichtetem Eingangs- IDT vorne und ungewichtetem Ausgangs-IDT

Abb. lb. Impulsmodell f0r ein OFW-Bandfilter (siehe Abb. la)

OFW-Filters durch geringere akustische Wellenreflexion an den Fingern und Vermeidung unerwenschter Oberwellen in der 0bertragungsfunktion. Bei diesem konventionellen Filteraufbau sind die Kontaktfl&chen der Busbars durch d~nne Bonding- dr&htchen (aus Gold oder Aluminium) mit den Kontaktdr&hten des Bauelements verbunden. Ein groBer Teil der Herstellungs- kosten f&llt hier auf den Bondingvorgang und das Geh&use, das aus dem Geh&useboden und f0r spezielle Anwendungen aus einem metallischen, hermetisch dichten Deckel besteht. FL~r kostenkritische Anwendungen k6nnen OFVV-Filter im Plastikge- h&use verwendet werden.

Zur Demonstration des Impulsmodells wird nun eine stark vereinfachte physikalische Darstellung der akustoelektrischen OFW-Wechselwirkung durch die IDT gew&hlt: Zwischen zwei auf verschiedenen elektrischen Potenzialen (d. h. Busbars) liegenden Fingern entsteht ein elektrisches Feld, dessen Wirkung durch die hohe Dielektrizit&tskonstante ~ des Substrates (typisch ~r = 36 for LiNbO3) in diesem unter den Fingern entlang ihrer 0berlappung konzentriert ist. Durch die piezoelektrische Wir- kung wird das Substrat in diesen R&umen, der an das Filter an- gelegten elektrischen Spannung folgend, gerichtet mechanisch deformiert.

In Abb. la werden die Lage der Finger, d. h. Zentren der piezoelektrischen Wechselwirkung mit Xm bzw. Yn in OFW-Aus- breitungsrichtung und die 0berlappungsl&nge dort mit an, bzw. bn f0r Eingangs-(m) und Ausgangs-(n)-IDT bezeichnet. Da der piezoelektrische Effekt reziprok ist, liegen die Anregungszentren f0r die OFW durch die Eingangsspannung am m-IDT genauso wie die Anregungszentren fer die Ausgangsspannung durch die vom m-IDT zum n-IDT wandernde OFW unter den jeweiligen Fingern.

Die akustische OFW selbst wurde 1885 yon Lord Rayleigh als Ausbreitung von Erdbebenwelien analytisch als elliptische Deformation der Oberfl&che beschrieben und bildet die Basis der Seismik. FQr unseren Fall werden ihre Eigenschaften durch den Elastizit~.tstensor und die spezifische Masse des Substrats bestimmt. FOr die meist verwendeten OFW-Substrate (LiNbO3, LiTaO3, Quarz, Langasit usw.) liegt die Ausbreitungsgeschwin- digkeit v der OFW etwa bei 3 km/s und damit um einen Faktor 10 s unter der Lichtgeschwindigkeit f0r elektromagnetische Wel- len. So bietet die OFW-Technik auf kurzen Substraten (~ 3 ram/ p.s) brauchbare Verz5gerungen bzw. lange StoBantworten fL~r IDT, die scharfe Bandselektion ermOglichen. Aus der Geschwin- digkeit v und der L&nge einer Fingerperiode (beim Splitfinger- wandler sind das vier Finger) ergibt sich die Mittenfrequenz fm der OFW-Wechselwirkung. In der Skizze hier ist sie

Xr,-X,,+, fro-- V (1)

Bei fm passt genau eine OFW-Wellenl&nge in die Fingerperi- ode.

In Abb. lb ist die Wechselwirkungsamplitude am bzw. b n ge- m&B der jeweiligen 0berlappung am Ort des Fingers xm bzw. Yn for Eingangs-(m) bzw. Ausgangs-(n)-IDT gezeichnet. Das Bild schematisiert also ein OFW-Filter mit einem gewichteten Ein- gangs-IDT (m) und einem ungewichteten Ausgangs-(n)-IDT. Zur Bestimmung der 0bertragungsfunktion des Filters sei seine Ant- wort auf einem elektrischen Diracimpuls am Eingang betrachtet. Im Eingangs-IDT entsteht die gezeichnete Impulsstruktur (a,~) und I&uft mit OFW-Geschwindigkeit v nach rechts und links. Die Spannung am Ausgangs-IDT (b,) entsteht aus der Faltung der nach rechts laufenden Welle (am) mit seinen b~-Impulsen. Die StoBantwort des OFW-Filters ist also die Faltung der Wandler- strukturen. Nach den Regeln der Fouriertransformation bedeu- tet Faltung im Zeitbereich Multiplikation im Frequenzbereich, womit sich f0r die 0bertragungsfunktion H (f) ergibt:

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F. SEIFERT, G. mHA Evolution der akusUschen Oberflichenwellen.Bauelemente

M N

H( f) = Hm( f) . Hn( f) = ~, am" e 2=jfx~. ~, bn e- 2"J~'/v m - 1 n = l

M N - - ' m - _ m~=l n~=l ambne2=jf(x yn)/v (2)

Hier ist u. a. die Grundd&mpfung von 1/4 (6 dB) des Filters nicht berLicksichtigt, die durch die Bidirektionalit&t der beiden IDT entsteht. Das Impulsmodell GI. (2) wurde erstmalig von Clinton Hartmann ( Hartmann, Bell, Rosenfetd, 1973) angegeben.

In den ersten Jahren der OFW-Forschung wurde blau&ugig die GI. (2) allein fL}r den Filterentwurf verwendet und ff}hrte zu den eingangs erw&hnten Misserfolgen und Entt&uschungen. Ei- nige hundert Mannjahre an Forschungs- und Entwicklungsarbeit waren notwendig, um den Entwurf und die Herstellung z. B. der Mobilfunkfilter zu beherrschen.

Allerdings gelang es uns schon um 1975, in Dissertationen funktionierende OFW-Filter zu entwerfen und im Wiener Tech- nologielabor zu bauen, das von Wolfgang Fallmann und Fehti Olczaytug aufgebaut wurde. Die Arbeit von Hans Reichard (Rei- chard, 1979) hatte einen eindirektionalen OFW-Wandler bei fro= 30 MHz zum Ziel, der aus mehreren hintereinander angeordneten kurzen IDT bestand, die gem&B ihrer geometrischen Abst&nde von einer synchron verz6gerten elektrischen Laufzeit- kette angesteuert wurden und der OFW-lmpulse groi3er Ampli- tude lieferte.

Zwei weitere Dissertationen ergaben teilweise heute noch im Einsatz befindliche linear frequenzmodulierte (Chirp) OFW- Filter. Ein MaB fiJr die RauschunterdrOckung solcher Filter zur Impulskompression ist ihr Zeitbandbreiteprodukt TB. Es konnte TB - 100 erzielt werden. Gerd Riha (Riha, 1979) entwickelte auf Wismutgermaniumoxid sein Chirpfilter bei f,n = 8 MHz fiJr ein So- nar-Dopplersystem zur Messung der Str6mungsgeschwindig- keit des Blutes, z. B. in der Halsschlagader (Carotis), und Hel- mut Stocker (Stocker, 1979) entwickelte sein OFW-Filter auf LiNbO 3 und Quarz bei fm= 55 MHz f0r str6mungs- und abh6rre- sistente Ubertragungen. Beide Filter waren gewichtet und liefer- ten scharfe Kompressionsspitzen.

3. F i l te rentwur f mi t Ber ( icks icht igung der Sekund~iref fekte

Das oben beschriebene einfache Impulsmodell fLihrte nur Liber experimentell schrittweise korrigierte EntwLirfe zu halbwegs brauchbaren OFW-Filtern. Die Abweichungen der gemessenen 0bertragungsfunktion von diesem Modell sind durch die in der Physik der OFW-Anregung und Ausbreitung liegenden Sekun- d&reffekte bedingt, die in der Folge beschrieben werden. Ziel der Arbeiten aller OFW-Forscher war ein Software-Werkzeug- satz ffJr die Rechnersimulation der 0bertragungsfunktion des OFW-Filters, die wenige Promille Abweichungen von der gemessenen nicht 0berschritt. Damit kann ohne weitere Messun- gen ein rigoros vorgegebenes OFW-Filter am Rechner in einem iterativen Prozess entworfen und sofort in einem pr&zisen, mo- dularen Herstellungsvorgang gebaut werden.

3.1 Die P-Matrix FOr die rechnerische Beschreibung aller Arten von OFW-Bau- elementen hat Gerald Tobolka (Tobolka, 1979) die von ihm P- Matrix genannte akustoelektrische Wechselwirkungsmatrix an der TU Wien neben seiner Dissertation Liber akustischen La- dungstransport im Galliumarsenid erarbeitet. Die 3 x 3 P-Matrix beschreibt in Analogie zur S-Matrix der Mikrowellentechnik in den zwei ersten Zeilen bzw. Spalten die beiden akustischen Tore f~r die zwei auf einen IDT-Finger oder auch einen (Teil eines) IDT einfallenden OFW und in der dritten Zeile bzw. Spalte die elektrische Wechselwirkung des Fingers bzw. IDT. Somit stehen in der Hauptdiagonale der P-Matrix die zwei akustischen

Reflexionsfaktoren (fOr symmetrische IDT gleich) und die elektrische Admittanz. In die P-Matrix k6nnen alle Sekund&reffekte eingeschlossen werden. Sie ist fer die Filtersimulation sehr brauchbar und wird bis heute angewendet.

3.2 Die Beugung der OFW So wie f(Jr elektromagnetische Wellen (das Licht) am optischen Spalt entsteht auch f0r die OFW an der endlichen Finger~Jber- lappung bzw. am elektrisch leitenden Einzelfinger Beugung. Das entstehende Wellenbild wird nach dem Huygens-Fresnel- Prinzip aus der Summation der Kugelwellen gewonnen, die gleichphasig von jedem Punkt einer Wellenfront ausgehen. Analytisch kann die gebeugte Welle durch L6sung des Kirch- hoff-lntegrals gewonnen werden. Schon Riha (Riha, 1979) und Stocker (Stocker, 1979) haben Beugung und elektrischen Fin- gerwiderstand in ihren Chirp-Wandler-Entw0rfen berLicksichtigt. Das wurde dadurch erleichtert, dass nur Wellen einer bestimmten Frequenz fm von dem entsprechenden Abschnitt des dispersiven Wandlers ausgehen und der nicht dispersive kurz, d. h. breitbandig ist.

Abbildung 2a und Abb. 2b zeigen die OFW-Abstrahlung von einem gewichteten IDT bei Mittenfrequenz. In Abb.2a ist das gebeugte Wellenfeld durch ein stroboskopisch getastetes Rasterelektronenmikroskop als elektrisches Augenblickspoten- zial in einer bestimmten Phasenlage der anregenden elektrischen Schwingung dargestellt. Dieses Bildaufnahmeverfahren wurde im Forschungslabor M0nchen von Feuerbaum (Eberhar- ter, Feuerbaum, 1980) entwickelt. In Abb. 2b sind die entsprechenden Ergebnisse der Simulation als Wellenamplituden gezeichnet. Diese Wellenbilder &ndern sich drastisch, wenn die Messfrequenz eber die Arbeitsbandbreite und im Sperrbereich des IDT ge&ndert wird. Dies soil zeigen, welche Schwierigkeiten bei der rechnerischen Erfassung der Faltung der gebeugten OFW des Sende-IDT mit der Struktur des Empfangs-IDT iJber den ganzen Durchlassbereich und auch eber den kritischen Sperrbereich des Filters auftreten. Zur 0berraschung der Fach-

Abb. 2a. Von einem gewichteten IDT abgestrahlte gebeugte OFW, Messung mit Rasterelektronenmikroskop

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Abb. 2b. Rechnung und Simulation zu Abb. 2a

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F. SEIFERT, G. RIHA Evolution der akust ischen Oberf l~chenwel len-Bauelemente

kollegen auf dem IEEE Ultrasonics Symposium 1982 konnte Wolfgang Mader (Mader, 1982) die Beugungseffekte in Quarz- OFW-Filtern for DatenimpulsQbertragungen 0ber Richtfunkstre- cken so gut simulieren und kompensieren, dass im Durchlass- bereich eine Schwankung der Gruppenlaufzeit kleiner als 2 ns (d. h. lineare Phase) und eine Sperrd&mpfung gr68er als 50 dB erreicht wurde. Da vorher solche Filter aus neun Spulen und zehn temperaturkompensierten Kapazit&ten bestanden hatten, war damit erstmals das kleine, leichte, zeit- und temperaturstabile OFW-Filter als Schl0sselbauelement in nachrichtentechni- schen Anwendungen akzeptiert. Die Pr~zision seiner Herstel- lung wurde in Menchen nun so sehr verbessert, dass Simulatio- nen hSchster numerischer AuflSsung OberprOft werden konnten.

Mit der zunehmenden Miniaturisierung und Massenproduk- tion wurde Ende der achtziger Jahre eine weitere umfassendere Simulation der Beugungseffekte in OFW-Wandlerstrukturen notwendig. Giuliano Visintini (Visintini, 1989) baut seine Arbeit auf der im Folgenden behandelten Berechnung der Ladungsvertei- lung (d. h. akustoelektrischen Wechselwirkung) unter metalli-" schen Fl~chen durch Baghai (Baghai, 1994) auf. Aus der mit Hilfe der Green-Funktion und des Spannungsabfalls durch den ohmschen Widerstand bestimmten Ladungsverteilung wird die abgestrahlte OFW im Wellenvektorraum (das Angular Spectrum of Waves) abgeleitet. Durch Faltung kann die elektrische Ober- tragung bzw. Reflexion vom Eingangs-IDT sowohl auf den Aus- gangs-IDT als auch auf nicht angeschlossene (floating) Metalli- sierungen berechnet werden, ohne auf die von Mader (Mader, 1982) aus Gr0nden der Berechenbarkeit getroffenen N&herun- gen zur0ckgreifen zu m0ssen.

3.3 Die elektrische Ladungsverteilung unter einem Finger In erster N~herung wurde zun&chst allgemein die elektrische Ladung als Quelle der akustoelektrischen Wechselwirkung als Linientadung in der Mitte des IDT-Fingers angenommen. Eine zweite N&herung waren zwei Linienladungen in der N&he der Fingerkanten (Hartmann, Bell, Rosenfeld, 1973).

Einen ingenieurm&Sigen Ansatz zur rechnerischen Erfas- sung der Ladungsverteiiung verwendete Oswald M~.nner (Man- ner, 1987): Der Widerstand der IDT-Finger wird in einer Knoten- admittanzmatrtix fQr den IDT beschrieben, die for 0berlappungs- gewichtete IDT iterativ berechnet wird. In diese kann auch die Massenbelastung des Substrats durch die Finger aufgenom- men werden. Mit einem Einphasen-Unidirektionalwandler aus verschieden breiten, entsprechend angeordneten Fingern wird der Erfolg dieser Methode demonstriert. Ein OFW-Filter mit klei- nerer Einf~gungsd&mpfung und kleinerem Triple Transit Signal, ats es bei bidireldionalen IDT unvermeidbar ist, wird entworfen und gebaut.

Den mathematisch-wissenschaftlichen Weg zur Berech- nung der Ladungsverteilung beschritt All Baghai (BaghaL 1994) in seiner Dissertation und Habilitation. Er verwendete die Greensche Funktion, Fourier-Transformation und die Methode der Momente, um die elektrostatische Ladungsverteilung unter dem in finite Elemente zerlegten Finger zu berechnen. Sie wird als LSsung einer inversen Kapazit&tsmatrix in geschlossener Form dargestellt. Auf diese Weise sind Finger mit beliebigern Potenzial, auch nirgends angeschlossene (floating) und mit be- liebiger Geometrie, analytisch berechenbar. Es ergibt sich eine ausgezeichnete 0bereinstimmung von Simulation und Mes- sung. Beispielsweise konnte erstmals die Frequenz des DAmp- fungspols beim Nachbarkanal Bildtr&ger for das Fernseh-Zwi- schenfrequenzfilter richtig simuliert werden.

3.4 Ein optimiertes Entwurfsverfahren Die wachsende Komplexit&t der Modelle und Simulationen f0hrte zu groSem Platzbedarf in Speicher und CPU des Rech-

ners. Um den Entwurfsvorgang zu optimieren, hat Clemens Ruppel (Ruppel, 1986) in seiner Dissertation bei Prof. Sachs an der Universit&t und im Siemens-Forschungslabor M(Jnchen ein Entwurfsverfahren erarbeitet, mit dem aus der vorgegebenen 0bertragungsfunktion H(f) in GI. (2) zwei mSglichst kurze IDT- Geometrien berechenbar sind, die beide an gegebene elektrische Impedanzen der Signalquelle bzw. an den Filterausgang angepasst sind. Anstelle der bisher L~blichen gef0hlsm&13igen Aufteilung der Impulsantwort auf Ein- und Ausgangswandler tritt ein revidierter Simplexalgorithmus, der ausgehend von kurzen IDTs so lange erweitert wird, bis H(f) mit den k0rzest m6glichen IDTs realsiert ist. Sodann werden die in 3.1 bis 3.3 beschriebenen Sekund&reffekte in die Simulation eingebracht (aus der P- Matrix in 3.1 ergibt sich die elektrische Anpassung) und iterativ der optimierte Filterentwurf berechnet.

4. KristallqualiUit und Technologie von OFW-Resonatoren

Alle bisher geschilderten Simulationen und ausgefeilten Modelle von OFW-Filtern kSnnen nur dann durch Messungen verifiziert werden, wenn viele mit groSer Pr&zision hergestellte Messob- jekte und mit ebensolcher Pr&zision durchgef0hrte Messungen vorliegen. Nur wenn die Streuung der Messergebnisse wesentlich geringer als der jeweils simulierte Sekund&reffekt ist, sind relevante Aussagen ~ber das verwendete Rechenmodell m6g- lich.

Die Photolithograhie von OFW-Bauelementen wird analog zur Siliziumtechnik auf Einkristallscheiben (Wafer) so durchge- fiJhrt, dass sich heute bis zu mehreren hundert bis einigen tausend OFW-Strukturen auf einem Bl&ttchen (Chip) auf einem Zwei- bis Vier-Zoll-Wafer befinden. Testmessungen erfassen mehrere Chips von einigen Wafern. Deshalb sind der homo- gene Aufbau des ganzen Substrat-Einkristalls und eine pr&zise reproduzierbare Herstellungstechnologie der OFW-Strukturen Vorbedingung f0r jede Weiterentwicklung der rechnergest0tzten Entwurfsverfahren.

In der Pionierzeit der ersten Dekade der OFW-Entwicklung konnte die HomogenitAt der Substrat-Einkristalle durch ein im Wesentlichen von Erfahrung und Gef0hl des Bedieners gesteu- ertes Kristallziehverfahren nicht erreicht werden. Auch die Pr&- zision der Herstellung war durch mangelhafte Reinraumqualit&t und Sauberkeit der Photoentwickler, der chemischen Reini- gungs- und ,~tzmittel sowie die Reproduzierbarkeit der Auf- dampfprozesse und Maskenherstellung schwankend. Beispiels- weise lieferte der Hersteller mit dem LiNbO3-Monopol in den siebziger Jahren Chips, die aufgrund der grol3en pyroelektri- schen Koeffizienten dieses Kristalls durch elektrische Aufladung bei der Herstellung von OFW-Strukturen zersprangen. Von Crystal Technology in Palo Alto/California 1980 hergestellte Substrate for Fernseh-Zwischenfrequenzfilter ergaben aufgrund der Wachstumsversetzungen im Einkristall eine verwendbare Ausbeute kleiner als 80 %. Noch schlechter wirkten Kristallfeh- ler in grol3en LiNbO3-Substraten for Chirp-Filter: Nur vier von einem ganzen Wafer waren verwendbar.

Diese und &hnliche Schwierigkeiten in der Substratbeschaf- fung sowie die nach der gelungenen Simulation der Beugungs- effekte durch Mader (Mader, 1982) erfolgte innerbetriebliche Er- hebung der OFW-Filter zu Schl0sselbauelementen f0hrte 1982 zur 0bernahme des Herstellers Crystal Technology durch Sie- mens. Betreiber dieses for die Evolution der OFW-Technik ent- scheidenden Schrittes war bei Siemens M. Guntersdorfer. Die weitere Entwicklung von Crystal Technology vom handwerklich fundierten Hersteller von Einkristallen, Substraten und Filtern zum groSindustriellen Produzenten u.a. yon homogenen gro- Sen Einkristallen aus LiNb03 wurde durch G. Eberharter und E. Bulst in Palo Alto erarbeitet.

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Abb. 3. Skizze der Fingerstruktur eines OFW-Resonators (voll gezeichnet) und Erweiterung zu einem Zweitor-Resonanzfilter (gestrichelt)

Am einfachen Beispiel des OFW-Resonators auf einem Quarz-Substrat sei nun die Entwicklung der Technologie der Herstellung von Substrat und Chip erl&utert: Anfang der achtziger Jahre erkannte man die groBe 0berlegenheit des OFW-Re- sonators im Rauschverhalten, in der Kurzzeitstabilit&t und im Schaltungsaufwand gegen0ber dem altbew&hrten Volumen- schwingerquarz mit Frequenzvervielfacher, auch wenn die en- gen Toleranzen der Schwingfrequenzen der Volumen-Quarze von den OFW-Quarzen nicht ganz erreicht werden konnten.

Abbildung 3 skizziert den Aufbau eines OFW-Resonators: Ein IDT mit wenigen Fingerpaaren und den Busbar-Anschluss- fl&chen ist zwischen zwei OFW-Reflektoren eingeschlossen. Diese Reflektoren bestehen jeweils aus bis zu einigen hundert Fingern im Abstand der halben Resonanzwellenl&nge. Jeder Finger reflektiert einen kleinen Bruchteil der einfallenden OFW, womit sich durch konstruktive Interferenz im Resonator bei Re- sonanzfrequenz eine stehende OFW ausbildet, die an seinen &uBeren Enden abgeklungen ist. Im Gegensatz zum OFW-Filter mit zwei bidirektionalen IDT und mindestens 6 dB Abstrahlungs- verlusten bleibt im OFVV-Resonator die gesamte akustische Energie eingeschlossen, und an seinen Anschlussklemmen wird wie bei einem ParalleI-Resonanzkreis in Resonanz eine grol3e Impedanz gemessen. Entsprechend der nahezu verlust- Iosen Energiespeicherung im OFW-Resonator, ist die Sch&rfe der Resonanzspitze sehr groB und reicht an die Resonanz- sch&rfe der Volumenquarze bei tiefen Frequenzen heran. FOr so tiefe Frequenzen sind OFW-Resonatoren unpraktikabel, da sie zu groBe Substrate for die hunderte von Reflektorfinger brauchen (bei 100 MHz sind for v= 3 km/s 100 Wellenl&ngen 3 mm lang).

Der zweipolige OFW-Resonator ist in Abb. 3 voll gezeichnet. Seine Erweiterung zu einem vierpoligen Filter ist gestrichelt bei- gef0gt. Auch in diesem Resonatorfilter mit zwei elektrischen To- ren bleibt die akustische Energie eingeschlossen. Dementspre- chend gering ist seine Einf0gungsd&mpfung und schmal seine Bandfilterkurve. Viele derzeit eingesetzte d&mpfungsarme Mo-

bilfunkfilter sind aus Resonatorstrukturen zusammengesetzt, vergleichbar mit konventionellen Bandfiltern aus Spule- und Kondensator-Resonanzkreisen.

In der industriellen Produktion von OFW-Resonatoren bei typischen Frequenzen zwischen 300 und 700 MHz wurden von W. E. Bulst (Bulst, Willibald, 1982) um die tausend Strukturen im step and repeat-Belichtungsverfahren auf einem Quarzwafer gleichzeitig hergestellt und untersucht. Obwohl die Reproduzier- barkeit der Resonatorgeometrie eber den ganzen Wafer ausge- zeichnet war, ergab die Messung eine so groBe Streuung der Resonanzfrequenzen, dass nur ein Bruchteil der Chips eines Wafers innerhalb der geforderten Toleranzgrenze lag. Das und die oben erw&hnten Schwierigkeiten mit Filtersubstraten aus LiNbO 3 machten eine umfassende Untersuchung der Kristallei- genschaften der Einkristalle und entsprechende Korrekturen bei ihrer Herstellung notwendig: In ihrer Dissertation bei Prof. Born an der Universit&t M0nchen hat Evelyn Riha (Willibald) (Willi- bald, 1982) Kristallversetzungen und Zwillingsbildungen als Ur- sache der Streuung der elektrischen Spezifikationen der Pro- duktionsserien festgestellt und Hinweise zur Verbesserung der Herstellungsverfahren der EJnkristalle gegeben. Mit fehlerfreien Kristallen war danach eine weitere, noch bessere Modellierung und Simulation der OFW-Filter sinnvoll und zur Erf011ung der strengeren Spezifikationen in der letzten Dekade der OFW-Evo- lution auch notwendig.

5. Filter f@r Mikrowellenfrequenzen Heute werden OFW-Filter bis 2,5 GHz (fOr Mobilfunk und das ISM-(industrial scientific medical-)Band geliefert, und Anwen- dungen bis 5,7 GHz werden erwogen. Das entspricht OFW- Wellenl&ngen von etwa 1,4 bzw. 0,7 pm. Ein Normalfinger-IDT mit zwei Fingern pro Wellenl&nge braucht also Fingerbreiten unter 0,35 bzw. 0,18 Fm. Um den ohmschen Widerstand der Fin- ger klein zu halten, wird die aufgedampfte Aluminiumschicht, aus der die Fingerstruktur photolithographisch erstellt wird, wenn mSglich 0,4 pm dick, jedoch nicht donner als 0,15 pm, ge- macht. Der Mikrowellen-IDT hat also Finger mit nahezu quadra- tischern Querschnitt. Es kommt hier zu den oben besprochenen Sekund&reffekten noch die Massenbelastung durch den IDT und eine Wechselwirkung der OFW mit Volumenwellen dazu. Rayleigh hat 1885 seine OFW (Erdbebenwellen) mit einer Ein- dringtiefe yon etwa der Wellenl&nge for ebene Oberfl&chen und nicht for viele fest auf der Obeffl&che sitzende BIScke von etwa der H6he einer Wellenl&nge berechnet.

5.1 Modellierung und Simulation Die Anregung und Auswirkung von zus&tzlichen Volumenwellen in OFW-Filtern hat Karl Wagner in seiner Dissertation (Wagner, 1990) eingehend behandelt. Von den drei im ungest6rten Kris- tallvolumen mSglichen Ausbreitungsmoden st6rt besonders die Iongitudinale Kompressionswelle, die etwa um 50% schneller als die OFW ist, d. h. eine vorauseilende StoBantwort bewirkt. In vorbildlicher Weise berechnet Wagner das dreidimensionale Wellenfeld im Substrat, aus dessen Elastizit&tstensor mit Hilfe der von Baghai (Baghai, 1994) erarbeiteten Darstellung der La- dungsverteilung aus der Green-Funktion.

Alle f(]r OFW-Simulation angewendeten Modelle vergleicht G0nter Kovacs (Kovacs, 1990) kritisch bez0glich ihres physikalischen Hintergrunds und nStigen Rechneraufwands. In einem zweidimensionalen effizienten Modell erfasst er zusammen OFW-Anregung und Beugung auf einem anisotropen Substrat. Die praxisnahe Berechnung eines groBen IDT mit bis zu tausend Fingern baut Bachl (Bachl, 1994) modular auf: Aus der zweidimensionalen Ladungsberechnung ergibt sich die genaue Wirkung einer 0berlappung und auch ein den transversalen Fin- gerabstand, auch einer Gruppe, beschreibender ,,gap"-Faktor.

e & i heft 3 M~_rz 2003 / 120. Jahrgang 8 3

IF, SEIFERT, G, RIHA Evolution der akustischen Oberfl~chenwellen-Bauelemente

Aus diesen Modulen wird die Wirkung eines groBen IDT mit ver- tretbarem Rechenaufwand zusammengesetzt.

Eine physikalische wohlfundierte, dreidimensionale Analyse aller akustischen Wellen in einer tats&chlich vorliegenden IDT- Struktur wird von Herbert Zidek (Zidek, 1995) durchgef~Jhrt: Ausgehend vonder Abstrahlung vonder Ladungsverteilung unter der genauen Elektrodenform werden Beugung, Streuung und Umwandlung von OFW und Volumenwellen berechnet. Die i. AIIg. den IDT bildenden einfach- und doppelt-periodischen Strukturen werden mit Green-Funktion und Doppelreihen analysiert und ihre Wirkung anschaulich dargestellt.

Heinz Reichinger behandelte in seiner Dissertation (Rei- chinger, 1995) die Wirkung der Masse und des Querschnitts von IDT-Fingern in der GrSPJenordnung der Wellenl&nge der OFW, d. h. for Mikrowellenanwendungen mit mSglichst kleinen Einf0gungsd~mpfungen. Durch Erfassung der mechanisch und akustoelektrisch bewirkten eindirektionalen OFW-Reflexionen an den Fingerkanten und an der gesamten IDT-Struktur kann ein unidirektionaler IDT (single phase unidirectional transducer-" SPUDT) entworfen werden, der die in einem OFW-Filter mit zwei bidirektionalen IDT unvermeidbaren Grundverluste von 6 dB 0berwindet. Zusammen mit A. Baghai hat Reichinger in einem zweidimensionalen Modell zu diesem Zweck eine originelle Berechnungsmethode entwickelt, die eine Kombination der Fi- nite-Elemente-Methode f0r die Fingerfl&chen mit der Randele- mentmethode mit angepassten Greenfunktionen for die freien Kristalloberfl~chen ist. So k~nnen in Ausbreitungsrichtung un- symmetrische Finger(-anordnungen) zu einem SPUDT zusam- mengebaut werden.

Mit den Dissertationen von Zidek und Reichinger wurde die Modellierung und Simulation von OFW-Filtern an der TU Wien beendet. Sie ist in einer gemeinsamen Publikation (Seifert et aL, 1993) zusammengefasst und ging mit den Anstellungen der letztgenannten vier Dissertanten (Wagner, Kovacs, Zidek, Rei- chinger) bei EPCOS bis heute welter. In Wien wurden noch bis 2001 Entwicklungen von OFW-Sensorsystemen und der dazu- gehSrige Sensorentwurf durchgef0hrt, die im Folgenden Kapitel beschrieben sind.

5.2 Aufbau und ProdukUon der aktuellen Filter Mit dem Vorliegen der zuverl&ssigen Simulations- und Entwurfs- werkzeuge in der letzten Dekade k6nnen OFW-Filter und Reso- natoren bis zu Frequenzen von 2,5 GHz in groSer St0ckzahl und mit groSer Ausbeute so hergestellt werden, dass for eine gew0nschte Spezifikation ein einziger iterativer Entwurfsvor- gang fL~r eine passende Simulation bzw. ein passendes Messer- gebnis ausreicht.

Das Substrat wird unter folgenden Einkristallen ausgew&hlt: Lithiumniobat (Li), Lithiumtantalat (Ta), Langasit (La), Quarz (Qu), Berlinit (Be) usw. Diese Materialien sind etwa gereiht nach der Gr6i3e des.verwendeten piezoelektrischen Kopplungsfak-

Abb. 4. Chip-Layout eines mehrspurigen SPUDT-Filters

tors und des temperaturbedingten Ausdehnungskoeffizienten. FOr temperaturstabile Resonatoren und Filter kommen deshalb nur bestimmte Schnitte der letztgenannten Kristalle in Frage.

In Tabelle 1 sind Beispiele der derzeit von EPCOS herge- stellten OFW-Filter und Resonatoren for die Informationstechnik aufgelistet. FOr die d&mpfungsarmen Mobilfunkfilter kommen spezielle Anordnungen in Anwendung, wie das ladder-type-Fil- ter, das als Netzwerk von 1 tor-Resonatoren betrachtet werden kann. Nur durch Vermeidung der bidirektionalen Abstrahlungs- verluste der IDT lassen sich minimale Einf0gungsd&mpfungen um 1 dB erzielen. Dementsprechend verlustmindernd hat sich die Einf0hrung des elektrisch m6glichst angepassten Unidirek- tional-IDT (single phase uni directional transducer - SPUDT, siehe Abb. 4) in allen betroffenen ZF-Filtern ausgewirkt. Nur kleine Einf~gungsd~.mpfungen A o erlauben den Einsatz von OFW-Bauteilen in der Eingangsstufe der (Mobil)-Funkempf&n- ger, denn Ao geht ja additiv in die Rauschzahl ein.

Im Wettbewerb aller OFW-Produzenten nimmt EPCOS den ersten Platz ein. Dieser konnte einerseits nur durch die Erarbei- tung und die weitere Pflege des Rechnerentwurfs und anderer- seits durch Erarbeitung neuer Herstellungstechnologien errun- gen werden, die in der Massenproduktion Kosten sparen und die Ausbeute steigem. Ein wesentlicher Kostenfaktor ist das Geh&use. Besonders grol3e (dispersive) Filter werden durch hermetisch dichte MetallbSden und Deckel sehr teuer. Analog zur Siliziumtechnologie wurden deshalb zun~chst, wo m5glich, Plastikgeh&use eingefehrt. Aber auch in diesem Aufbau konnte das Bonding der Zuf0hrungsdr&hte zwischen Busbars und Au- 8enkontakten (siehe Abb. 1), das eine Quelle von StSrungen und Kosten ist, nicht umgangen werden. Eine ProblemlSsung konnte von EPCOS durch die Erarbeitung einer flip-chip-Tech- nologie for OFW-Bauteile gefunden werden: Abb. 5 stellt einen Schnitt durch ein OFW-Bauelement in CSSP-Technik (Chip Size SAW Package) dar. Die elektrischen Kontakte zwischen Bus- bars und Aul3enkontakten stellen hier Weichlot-Quetschk0gel- chen (Bumps) her, die in einem Arbeitsgang zwischen Tr&ger- platte und OFW-Substrat eingequetscht werden. Ein gleichwer- tiger Ersatz for den teuren Metallgeh&usedeckel ist die aul3en aufgebrachte Metallschicht, die Substrat und Zwischenschich- ten abschirmt. Besonders die Entwicklung der Serienproduktion der PROTEC-Schicht, die den Luftraum in Form eines Mikro- spaltes for die OFW 0ber dem Substrat sicherstellt, forderte Er-

Tabelle 1. 0bersicht 0ber typische, heute erzeugte OFW-Filter (mit GrSPJe sind die horizontalen Geh~useabmessungen, aber nicht die des Sub- strats gemeint)

Geh&use- Einf0ge- Bezeichnung fm: Mittenfrequenz Material G rOl3e technologie d&mpfung Sperrd~mpfung

PCN-HF-Filter for Frontend-Modul in Handys 1 842,5 MHz LiTaO 3 2 x 1,4 mm 2 Keramik CSSP 2,2 dB > 30 dB 2/1 GHz 2inl-Filter f0r Dual-band GSM/PCN'-Handys 881,5/1 960 MHz LiTaO 3 3 x 2,5 mm 2 Keramik SMD 2,5/2,7 dB > 30/> 25 dB AMPS Duplexer for USA-Handys 836,5/881,5 MHz LiTaO3 5 x 5 mm 2 Keramik CSSP 2/2,5 dB > 50 dB ZF-Filter for GSM-Handys 183,6 MHz Quarz 9 x 5 mm 2 Kunststoff SMD 7 dB 40 dB Resonator for Remote ControI-Anwendungen 433,92 MHz Quarz 5 x 3,5 mm 2 Keramik SMD 1,2 dB - Schaltbares Fernseh-ZF-Filter 38,9/45,75 MHz LiNbO3 13,7 x 4,8 mm 2 Duroplast 12/15 dB > 45 dB Paralellton-Fernseh-ZF-Filter 38,9/45,75 MHz LiNbO 3 18,5 x 12,7 mm 2 Thermoplast 12/15 dB > 45 dB

84 e&i elektrotechnik und Jnformationstechnik

F. SEIFERT, G. RIHA Evolution der akustischen Oberfl~ichenwellen-Bauelemente

Abb. 5. Schnitt durch ein OFW-Filter in Flip-chip-Aufbau Abb. 6a. Schema des drahtlos abfrgbaren ID tags bzw. Sensors

findungsgeist und Ausdauer. Eigenschaften, die auch for zu- k0nftige Entwicklungen der OFW-Bauelemente n0tig sind.

6. OFW. ldent i f i ka t ionsmarken und Sensoren

6.1 Drahtlos abfragbare Sensoren In den neunziger Jahren ergab sich in Industrie und AIItag ein zunehmender Bedarf an Identifizierung und Fernbet&tigung 0ber Funksysteme. Offnen und Sperren der TOre eines moder- hen Autos erfolgt beispielsweise Ober codierten Funk yon einem Schl0ssel, dessen Sendefrequenz durch einen OFW-Resonator bestimmt ist. Sie liegt in einem der ISM-B&nder, die weltweit for solche Zwecke freigegeben sind. Ein schmalbandiges OFW- Empfangsfilter auf Quarz erh6ht die St~rsicherheit. Auch das Road Pricing in Norwegen erfolgt z. T. durch die drahtlose Ab- frage von OFW-ldentifikationsmarken (ID-tags), die hinter der Windschutzscheibe angebracht sind. Die Skizzen in Abb. 6a und Abb. 6b erl~_utern das Prinzip der OFW-Funkabfrage. Der Sender der Auswertstation schickt nur einen kurzen Abfrageim- puls mit der Mittenfrequenz fm des IDT zur Antenne des ID-tag, der umgewandelt als OFW auf dem Substrat I&uft und von jedem der kleinen Wandler teilweise reflektiert wird. Diese kleinen reflektierten OFW-Impulse laufen hintereinander zum IDT zu- rock und werden als elektromagnetische Schwingung von dessen Antenne gegen0ber dem Abfrageimpuls um einige Mikrose- kunden OFW-Laufzeit verzSgert, an den Empf&nger der Aus- wertstation zurOckgestrahlt. Diese erkennt an ihrer Zahl und Lage die Identit&t des ID-tags. Im norwegischen Road pricing- System werden 32 als IDT ausgebildete Reflektoren auf dem ID-tag in einem Raster angebracht oder weggelassen. Da ers- tes und letztes Bit des 32-Bit-Antwortsignals zur Synchronisa- tion immer gesetzt sein mflssen, k6nnen 23o-= 10 ~ verschiedene ID-tags hergestellt werden. (Da viel weniger als eine Milliarde Fahrzeuge identifiziert werden m0ssen, kann fehlerkorrigierend redundant codiert werden.) Aus dieser Skizze erkennt man die Vor- und Nachteile dieses Systems: Das ID-tag braucht keine Batterie, ist billig und stabil, aber es hat eine groBe Einf0gungs- d&mpfung ( -50 dB-60 dB). Deshalb muss der Sender groBe Leistung (t W) haben und nahe sein {hier 10m 0ber der StraBe).

Die OFW-Funksensorik beruht auf der Verwendung des ID- tags als Sensor for Temperatur und mechanische Verformung sowie - mit weiteren Sensor-Bauelementen gekoppelt - for elektrische Spannung und Magnetfeld. Obwohl auBer der oben beschriebenen Anwendung derzeit noch keine weiteren Anwen- dungen auf diesem Gebiet bekannt sind, wird dennoch von erfolgreichen Arbeiten auf diesem Gebiet in den Jahren bis 2001 an der TU Wien kurz berichtet. Damit soil sich der (Zukunfts-) Horizont des Lesers 0ber das enge Gebiet der OFW-Filter und Resonatoren hinaus erweitern.

m -30 .-o. --~ -4o

-50 U~ r" o -60 Q.. o '-- -70 o u~ "5 -80 o.. E

0

Abb. 6b.

4 6 8 10

Delay time ~ [ps]

Typische Impulsantwort eines drahtlos abfragbaren ID tags

Der L6wenanteil an Forschungsarbeit und Erfolgen wurde durch den Entwurf und die Anwendung von OFW-Sensorsyste- men durch Alfred Pohl ab 1992 erbracht. Diese sind in seiner Dissertation, Habilitation (Pohl, 2000) und zahlreichen VerSf- fentlichungen und Patenten dokumentiert. Das erste Beispiel eines OFW-Sensorsystems war die Temperaturmessung der Bremsscheiben des Eisenbahnwaggons des 6sterreichischen Bundespr&sidenten, der freundlicherweise fOr unsere Messun- gen vonder OBB nach einer I&ngeren Periode der Nichtben0t- zung zur Verf0gung gestellt wurde. Ein LiNbO3-Sensor gem&13 Abb. 6 wurde mit seiner Antenne aul3en an der Bremsscheibe angebracht und die Antenne der Auswerteeinheit 0ber der Rad- achse am Waggonboden. Die Erw&rmung des OFW-Substrats bewirkt seine Ausdehnung und die entsprechende Verl&nge- rung der OFW-Laufzeit, d. h. Verz6gerung des Antwortimpulses. Mit einer Genauigkeit von wenigen Kelvin konnte die Tempera- tur der Bremsscheibe gemessen werden, nachdem beim ersten Bremsvorgang der Rost der Scheibe unter starken Schwingun- gen abgeschliffen war.

Das zweite Beispiet ist die Messung des Gasdrucks in einem Fahrzeugreifen: Das Messingventil wird als Sensorantenne verwendet, und das OFW-Substrat wird durch einen Mem- brandruckaufnehmer mechanisch verformt, was eine ,&nderung der OFW-lmpulslaufzeit bewirkt. Die Abfrageeinheit und An- tenne ist an der Plastikspitzwand des Radkastens im Fahrzeug- innenraum angebracht. Das Reifendruckmesssystem arbeitete zuverl&ssig bei allen erreichten Geschwindigkeiten und Reifen- drucken.

Die Arbeit von Gerald Ostermayer (Ostermayer, 1998) hatte die gleichzeitige Auslese eines Systems mit mehreren Senso- ren vom Typ des ID-tags mit 30 bit mSglicher Codel&nge des

es , i heft 3 M&rz 2003 / 120. Jahrgang 8 5

R SEIFERT, G. tuNA Evolution der akustischen Oberfliichenwellen-Bauelemente

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Antwortimpulses zum Ziel. FOr vier verschiedene Temperatur- sensoren wurden vier teilweise orthogonale Codes mit bis zu neun gesetzten bits d. h. Reflektoren gew&hlt. Vier in einem vorgegebenen Intervall temperaturbedingt zeitverschobene Codes wurden mit einem Bandspreizsignal abgefragt und in Auswerte- ger&ten korrelativ analysiert. FOr die vier gleichzeitig abgefragten Sensoren wurde eine Genauigkeit von etwa + 1 K festgestellt, was nur eine kleine Verschlechterung der Genauigkeit von etwa + 0,3 K bei Abfrage eines einzelnen Sensors darstellte.

Reinhard Steindl hat gemeinsam mit A. Pohl phasenemp- findliche Abfragesysteme grol3en AuflSsungsvermSgens gebaut, und diese wurden von ihnen in Sensoren for den mechani- schen Verschleil3 von Kolbenringen groSer Erdgaspumpen und von OFW-Sensoren for die Verformung und den Abrieb von Au- toreifen eingesetzt. Eine tiefer gehende Erl~tuterung dieser Sen- sorsysteme w0rde zu welt fi3hren, es sei nur auf die von R. Steindl in seiner Dissertation (Steindl, 2001) erarbeitete Schaltung zur Steuerung des OFW-Reflektor-IDT durch andere Sensoren mit elektrischer oder magnetischer AusgangsgrSt3e eingegangen: Aus der P-Matrix des Reflektor-IDT findet man die Beeinflussung des akustischen Tores durch eine variable Impedanz zwischen den elektrischen Klemmen. Der akustische Reflexionsfaktor P~I I&sst sich durch eine variable Kapazit&t oder Induktivit&t in einem weiten Bereich in Betrag und Phase ver&ndern. Die variable Kapazit&t wurde von Steindl sowohl mechanisch als Distanzsensor als auch mit einer spannungsge- steuerten Diode (Varicap) realisiert, die z. B. von Piezogebern gesteuert die Deformation von Autoreifen in einen Spannungs- bereich bis zu einigen Volt umsetzen. So konnte schon vor kritischen Situationen die abnehmende Bodenhaftung (Rollreibung) der Reifen festgestellt werden. FOr zuk0nftige Anwendungen kann in einem flip-chip-Geh&use ein auf einem anwendungs- spezifischen Siliziumschaltkreis (ASIC) hergestellter Sensor mit dem OFW-Substrat in der von Steindl untersuchten Schaltung aufgebaut werden. Die Betriebsspannung des ASIC kann der Abfrageimpuls liefern.

6.2 Autarke Funksensoren Die funkauslesbaren OFW-ID-tags und Sensoren erwiesen sich for gewisse Anwendungen als ungeeignet und das Auswertege- r&t als unSkonomisch teuer. Obwohl Ostermayer (Ostermayer, 1998) die gleichzeitige Abfrage mehrerer ID-tags mit einem Ab- fragesignal prinzipiell gezeigt hatte, ist das in der Praxis nicht durchf0hrbar. Wegen der Abstandsabh&ngigkeit r -4 der 0ber- tragungsd&mpfung 0berdeckt das Antwortsignal eines ID-tag die anderen stark, so dass ein Codemultiplexsystem hier unrea- lisierbar ist. Auch ist for Geb&ude0berwachungen die Reich- weite zu klein.

Im Siemens OFW-Forschungslabor, geleitet von W. E. Bulst, entstand vor wenigen Jahren die Idee und der Prototyp des autarken OFW-Funksensors (Bulst, 2000): Viele Vorg&nge in Technik und AIItagsleben sind mit ,&nderungen der mechani- schen Energie verbunden. Etwa der mechanische Impuls bei Bet&tigung eines Schalters kann 0ber ein H&mmerchen einem Piezokristall mitgeteilt werden, das einen Hochspannungsim- puls und an einer Funkenstrecke einen sehr kurzen Entladungs- vorgang erzeugt, in dessen Spektrum gen0gend Energie in tier Bandbreite des OFW-ID-tags steckt. Es wird die Hochfrequenz- energie des Funkens dem OFW-Bauteil zugef(Jhrt, welcher der akustischen Welle den Identcode und auch einen der oben besprochenen Messwerte for die Sensorgr613e aufpr&gt. Dieses autark von einem Ausl6sevorgang erzeugte Signal wird (wie in Abb. 6) 0ber einen IDT einer Antenne zugef0hrt und von einem entfernten Auswerteempf&nger empfangen. Da es sich nicht wie in Abschnitt 6.1 um ein Sekund&rradar handelt, klingt hier das Empfangssignal mit r -2 ab, d. h. der Unterschied zwischen

den Antworten verschieden positionierter ID-tags ist wesentlich kleiner als bei den mit einem Funkimpuls abgefragten.

~,hnlich wie den beschriebenen piezoelektrischen Funken- geber for mechanische Vorg&nge kann man for thermisch durch Temperaturver~nderung auszul6sende Signale den pyroelektri- schen Effekt nutzen. Die Dauer der Antwortsignale wird durch die OFW-Laufzeit bestimmt, liegt also i. AIIg. unter 10 Mikrose- kunden, so dass eine St6rung durch zeitliche 0berdeckung auch bei zahlreichen in einem Raum arbeitenden Sensoren nicht zu beferchten ist.

Diese Sensoren brauchen weder Batterie noch Energiever- sorgungskabel, sind flexibel einsetzbar und wartungsfrei. Mit solchen OFW-Sensoren sind also Ereignisse zuordenbar fest- stellbar und mechanische, elektrische, physikalische Aktivit&ten bzw. Messgr58en ohne Drahtverbindung erfassbar.

Die erfolgreiche Entwicklung von autarken Funksensoren hat 2001 zur Grendung der Firma Enocean in M0nchen gefShrt, die modulare OFW-Funksensoren im ISM-Band bei 868 MHz mit Reichweiten bis zu 300 mund Empf&ngermodule dem Sys- tementwickler anbietet. Diese autarken ID-tags und Sensoren kSnnen Anwendung in der Geb&udetechnik, im Schiffbau, in der Fertigungs- und Prozessautomatisierung in Elektro- und Ma- schinenindustrie finden.

7. O F W - B a u e l e m e n t e f i ir d ie k o r r e l a t i v e S i g n a l v e r a r b e i t u n g

Viele Wahrnehmungen durch Sinnesorgane von Mensch und Tier beruhen auf einem integrierenden Vergleich mit Bekann- tem: Nur ein streifender Blick auf eine Person von hinten oder der Rhythmus ihrer Schritte I~sst uns diese erkennen. Das Ge- h6r der Fledermaus erkennt mitten in einer Herde von schreien- den Jagdgef&hrten aus dem Echo des eigenen Schreis durch Korrelation Flugzustand und Position des Beuteinsekts millime- tergenau. In der Informations- und Radartechnik wird die Korre- lationsfunktion

T c(T) = ~,sl(t) s l ( t - T)dt (3)

0

zur Detektion eines im Rauschen n(t) im Empfangssignal s 2 (t) versteckten Nutzsignals s / ( t ) herangezogen, das zur s~(f) pro- portional oder damit zumindest &hnlich ist.

s2(t) = n(t) + s,' (t), (4)

T T c(~) = ~,n( t )s , ( t - ~)dt+ ~,s, ' ( t )s,( t- ~)dt,

0 0

c(~) = KKF([) + AKF(T). (5)

Wenn in der St6rung n(t) keine Komponenten von s~(t) ent- halten sind und sie normal verteilt mit dem Mittelwert 0 ist, dann verschwindet ihre Kreuzkorrelation KKF mit zunehmender Inte- grationszeit T. Abh&ngig vonder Signalform hat die Autokorrela- tionsfunktion AKF Nebenmaxima und eine Spitze bei ~ = 0 d. h. for Synchronit&t yon s/ ( t ) mit s~(t). Die AKF-Spitze w&chst umso mehr aus dem Rauschen und dem Nebenmaxima he- raus, je gr68er das Zeit-Bandbreiteprodukt TB, der Prozessge- winn G des signalangepassten (matched) Filter MF ist, das die Korrelationsfunktion c(T) bildet.

Der multiplizierende und integrierende Korrelator (MIK) ist aus einem Multiplizierer (meist eine Transistor-Gilbertzelle) und einem nachgeschalteten Integrator (meist ein Tief- oder Band- pass) aufgebaut. AIs Bandspreizsignal s~(t) wird meistens ein mit einer Pseudozufallsfolge (PN) mit Chips der Dauer T c bin&r phasencodierter (BPSK) modulierter Hochfrequenztr&ger verwendet. Seine Bandbreite B ist daher etwa T~ -~. Besteht der PN-Code aus n-Chips wird der Prozessgewinn G= T.B= nT~. T~-' = n.

e&| elektrotechnik und informationstechnik

F. SEIFERT, G. RIHA Evolution der akustischen Oberff i ichenwellen.Bauelemente

Im MIK bilden s2(t) bzw. s((t-T) mit s~(t) synchronisiert die Multiplikatoreing~nge, sein Ausgang fOhrt zum Integrator. Der MIK wird heute weitgehend verwendet (z. B. im GPS-System), er ist einfacher und billiger als das OFW MF, benStigt aber Syn- chronisation und Nachlauf (tracking), ist also fer kurz und schnell wechselnde Radar- und 0bertragungsimpulse ungeeignet.

7.10FW-Chirpfilter Das dispersive OFW-lmpulskompressionsfilter (MF im engeren Sinne) f(Jhrt die Korrelation zwischen einem dispersiven Emp- fangssignal sl"(t) (meist einem linear frequenzmodulierten Chirp) und der IDT-Fingerstruktur (die sl(t/v) fL~r Schallge- schwindigkeit v entspricht) im Zeitbereich aus. Die AKF-Spitze entsteht ohne Synchronisation bei r= 0, wenn die OFW s((t/v) in die Geometrie s~(t/v) hineinpasst.

Wie eingangs berichtet, gingen die OFW-Forschungen in Wien teilweise von Entwurf und Aufbau von OFW-Chirpfilter durch Stocker (Stocker, 1979) und Riha (Riha, 1979) und teilweise von Realisierungsversuchen fDr den akustischen La- dungstransport ACT (Seifert, 1974) durch Bau eines OFW- Wandlers mit grol3em Wirkungsgrad durch Reichard (Reichard, 1979) aus. ACT-Bauelemente wurden weder in Wien noch Men- chen erforscht, in USA fLihrten sie zur GrLindung der Firrna EDI fer ACT-MF, die aber nach Einstellung der Space Defense Initia- tive (SDI) wegen des Preises des ACT-MF von etwa 500 US$ 1991 in Konkurs ging. Hingegen erm6glichte die Verf0gbarkeit von OFW-Chirpfiltern in Wien den Beginn einer erfolgreichen Forschung und Entwicklung yon st6r- und abh~rresistenten 0bertragungssystemen. Sehr wesentliche Beitr&ge zur quanti- tativen Erfassung von Chirp~ibertragungssystemen mit gewichteten OFW-MF hat Max Kowatsch in seiner Dissertation, international bis heute sehr beachteten Publikationen und in seiner Habilitation (Kowatsch, 1985) erarbeitet. Der Aufbau der Chirp- 0bertragungssysteme war die Arbeit von Hans Lafferl, der experimentell und rechnerisch die 0bertragung mit Dberlappenden Chirps untersuchte, was u. a. zu einem 0bertragungssystem mit positionsmodulierten Chirps fLihrte (Lafferl, 1982). In dieser Gruppe wurden noch Spread Spectrum Systeme mit PN-Folgen durch Bernd Eichinger (Eichinger, 1987) und Manfred Sust (Sust, 1990) erstmals in C)sterreich bis zum Demonstrator entwickelt. Damit konnten Vergleiche der Systeme mit synchroni- sierten MIK mit den OFW-Chirpsystemen durchgef0hrt werden. Dem Bundesministerium fDr Landesverteidigung dankt ein Autor (F. Seifert) f~ir die Liber ein Jahrzehnt w~hrende Refundierung von Vertragsassistenten und Technikern. Ein originelles Band- spreiz-0bertragungssystem mit OFW-Bauelementen wurde in Flugzeugen nach einigen TestflDgen implementiert. Es hat sich 1991 in der Jugoslawien/Slowenien-Krise bew&hrt. Sein oben genanntes Entwicklungsteam ist nach Studienabschluss zur Firma Schrack L~bergewechselt, das System wurde industriell hergestellt und in Betrieb genommen. Nach EigentL~merwechsel heil3t diese Abteilung heute Austrian Aerospace und wird tech- nisch von den oben genannten Absolventen (Lafferl, Eichinger, Sust, Reichinger, Sindic, 1993) mit M. Kowatsch an der Spitze gef~hrt. So hat sich, wenn auch viel weniger spektakul&r als fer Deutschland, die OFW-Produktion, fDr C)sterreich eine Umweg- rentabilit&t der OFW-Forschung, ergeben.

In M0nchen wurden 1992 anspruchsvolle Chirpfilter mit sehr groBem TB-Produkt von Gilles Sindic (Sindic, 1993) entworfen und auf LiNbO3 gebaut. Die Bandbreite von 500 MHz war fer einen Chirp-Echtzeit-Fouriertransformator notwendig. Allerdings war die Simulation und Modellierung in diesem Spezialfall noch nicht so welt entwickelt, dass Einbr6iche in der 0bertragungs- funktion behoben werden konnten.

Speziell f~r breitbandige Chirpfilter hat sich die nQtzliche An- schaulichkeit der Darstellung des OFW-Wellenfelds in der Ar- belt von Kappacher (Kappacher, 1992) in Form einer dreidimen- sionalen Wignerverteilung erwiesen. In aufeinanderfolgenden Zeitpunkten wird das Amplituden-Wellenspektrum auf dem ganzen Substrat aus 0bertragungsmessungen errechnet. So kSn- nen f0r kritische Frequenzen 0berlappungen des dispersiven IDT korrigiert werden.

Zur L6sung des Problems der sicheren Daten0bertragung in einer elektromagnetisch stark gestSrten Umgebung (z. B. auf BahnhSfen) hat Martin Brandl (Brandl, 2001) j0ngst wieder zuverl&ssige Chirp-0bertragungssysteme entwickelt, die im 2,4 GHz ISM-Band arbeiten: eines mit Chirps entgegengesetzter Dispersion (up and down) f(~r Null und Eins, das zweite mit Puls-Positionsmodulation und das dritte Frequenzband codiert mittels angezapften OFW-Chirpfiltern. Diese Systeme wurden in verschiedenen St6rszenarien verglichen. Sie zeigen die M&ngel der Bluetooth-drahtlosen Netze nicht, sind aber zu teuer.

7.2 Korrelative FunkkanaI-Messsysteme Durch die Verf6gbarkeit der yon Siemens gebauten OFW-Chirp- filter und Convolver konnten in den letzten Jahren an der TU Wien Messsysteme (channel sounder) for den VHF-Funkkanal im Gebirge und den in grol3en, elektromagnetisch stark ver- seuchten Fabrikshallen entwickelt und eingesetzt werden.

Das Ger&t f~r die Messungen im Gebirge (Ennstal) wurde von Gerald Berger und Helmut Safer (Berger, 2000) mit einem Hamming-gewichteten OFW-Chirpfilter gebaut. Dieses erwies sich bez(~glich Impulskompression, Zeitaufl6sung, Nebenmaxi- maverh&ltnis und gemessenem Prozessgewinn einem zeitinver- sen Digitalfilter mit gleichem Tund B (3berlegen. Die Messungen wurden mit einem Sender und Empf~nger durchgefL~hrt, die je auf einem Gel&ndewagen montiert und eber GPS-Empf&nger zur Bestimmbarkeit der tats&chlichen Signallaufzeit synchronisiert waren. Durch Winkel-(Fourier)Analyse der r&umlich ver- setzten Messungen konnten die reflektierenden Streuer (W&I- der, Felsw~nde) identifiziert und so die Geometrie des Funkka- nals festgestellt werden. Ergebnis der Messungen war, dass im Gebirge Frequenzsprung(Jbertragungsverfahren im 30 MHz bis 80 MHz VHF-Band nur mit Hop-Raten kleiner als etwa 1 kHz mSglich sind.

Zur Messung des stark gest6rten Funkkanals in einer Fa- brikshalle der VOEST in Linz verwendete Werner Pietsch (Pietsch, 1993) eine 1023 Chip lange PN-Folge mit einer Chip- rate von nahezu T~ -1 = 50 MHz. AIs adaptives signalangepasstes Filter diente der elastische Convolver, der im n&chsten Ab- schnitt behandelt wird. AIs Ergebnis der Messungen wird eine unerwartet starke zeitliche Echoverbreitung und serene Ampli- tudenstatistik des Funkkanals in dieser Stahlhalle gefunden. Auch hier zeigt sich die 0berlegenheit der unmittelbaren Ables- barkeit aller Echos am Convolverausgang Liber einen digitalen Rake-Empf&nger mit MIK-Korrelatoren, der im GPS zur Syn- chronisation drei Arme braucht, aber hier viel mehr Arme ben6- tigte. Allerdings kann der Convolver nicht so klein und leicht wie der GPS-Empf~.nger ASIC gebaut werden.

7.3 Der elastische OFW-Convolver FLir die korrelative Signalverarbeitung ist ein MF mit hohem TB wertvoll, dessen Referenzfunktion sl (t) elektrisch vorgegeben werden kann, und das so ein adaptives signalangepasstes Filter MF ist. Da im OFW-Bauelement Verz6gerungszeiten von z. B. 10 Mikrosekunden mit weniger als 4 cm OFW-Laufstrecke auf LiNbO3-Substrat herstellbar sind, wurden in USA ACT-MF mit 128 elektrisch einstellbaren Anzapfungen und weltweit OFW- Convolver intensiv erforscht und entwickelt. Der im Forschungs- labor M0nchen zusammen mit der TU Wien von Hans P. Gral31

e & i heft 3 M,~rz2003/120. Jahrgang 8 7

SeIFeRT, e. mHA Evolution der akust ischen Oberf l i ichenwellen.Bauelemente

Ausgang _ Fokussierende _ _ Chirp-Wandler S i g ~ ~ ~e r enz

akustischer Wellenleiter LiNbO3- Substrat Abb. 7a. Skizze eines Zweispur-Convolvers mit Selbstfaltungs-Kom- pensation

Abb. 7b. Foto eines Convolvers auf Grundplatte mit Eingangs- AnpassungsinduktMt&ten und Laufzeit-nivellierendem Ausgangsnetz- werk (intern)

(GraBI, 1984) entwickelte und yon Leonhard Reindl (Reindl, 1997) vervollkommnete elastische Convolver liegt weltweit an der Spitze der bis heute gebauten adaptiven ME Leider wurde er noch nicht in grorSen Systemen, sondern nur in Experimenten eingesetzt.

Abbildung 7a zeigt die Skizze eines Convolvers, und in Abb. 7b ist eine AusffJhrung mit acht Anzapfungen der Integrati- onselektrode, die durch entsprechende Leitungsf0hrung gleiche Laufzeit am Ausgang haben, zu sehen. Auf der polierten Ober- fl&che eines LiNbO3-Substrats strahlen zwei gegen0berliegende IDT auf die beiden Enden der schmalen Integrationselektroden. Unter ihnen ist mit einer Breite von typisch zwei Wellenl&ngen durch den Wellenleitereffekt (unter metallisierten Fl~tchen ist v kleiner als auf der freien Oberfl&che) die OFW konzentriert ge- f0hrt. An die IDT wird das Empfangssignal s2(t) und das zeitinverse Referenzsignal sl (- t) gelegt. Durch die nichtlinearen pie- zoelastischen Elemente im Wechselwirkungstensor des LiNbO3 kommt es zu einer Multiplikation der beiden gegenl~iufigen OFW mit grol3er Amplitude unter der Integrationselektrode und damit zur Faltung von Referenzsignal sl (- t) und s2(t), d. h. ihrer Kor- relation nach GI. (3), in dernur s~ (t+ 3) wegen der doppelten Geschwindigkeit der gegenl&ufigen Wellen durch s l (2 t - r ) zu ersetzen ist. In M0nchen hat der Physiker Leonhard Reindl neben der liebevollen Herstellung von OFW-Bauteilen und Anre- gungen for unsere Sensorarbeiten den Entwurf des elastischen Convolvers bis zur industriellen Produktionsreife gef0hrt. In seiner umfangreichen Dissertation (Reindl, 1997) behandelt er eingehend (a) den akustischen Wellenleiter unter der Integrations-

elektrode, (b) den Entwurf des auf die kleine Eingangsapertur des Wellenleiters fokussierten, gekr0mmten dispersiven IDT (auch unter Verwendung der Beugungsrechnungen), (c) die Mo- dellierung und Simulation der Verz6gerungsleitung und des gesamten Bauelements anhand fast aller oben geschilderter Si- mulationen for OFW-Filter. Damit konnten bisher unerreichte elastische Convolver mit konstanter Gruppenlaufzeit und Ampli- tude Liber ein breites Frequenzband gebaut werden.

7.4 Hybride adapt ive Korrelatoren Die raumsparende CSSP-Technik f0r OFW-Filter (Abb. 5) legt die Vereinigung der OFW-Struktur mit einer integrierten Silizi- umschaltung (ASIC) auf einer Grundplatte mit Kontakten (etwa im SMD-Raster) und mehreren Weichlot-Quetschk~gelchen als elektrische Verbindungen zwischen OFW-Struktur, ASIC und Grundplatte nahe. Ein solches hybrides Bauelement kfnnte die Nachteile des Convolvers: hohe Einf0gungsd&mpfung (etwa 60dB) und dementsprechend beschr~mkter Dynamikbereich (etwa 30 dB) vermindern.

Das wird dadurch erreicht, dass die zeitliche Ausdehnung T der Integration in GI. (3) von einer angezapften OFW-Laufzeit- strecke und die Multiplikation in GI. (3) von Multiplikatorschal- tungen auf dem ASIC 0bernommen wird. Solche Multiplikator- schaltungen werden in Silizium und Silizium-Germanium-Tech- nik in der Struktur einer Gilbertzelle, d. h. als stromgesteuerter Differenzverst&rker mit zwei Eing&ngen und einem Produktaus- gang hergestellt, an dem Differenz und Summe der zwei Ein- gangsfrequenzen auftritt. Sie sind bis etwa 50GHz erprobt (Hackl et aL, 2002), aber haben ihren besten Wirkungsbereich bezfiglich Verst&rkung und Verlustleistung im Frequenzgebiet der OFW-Bauteile bis 5 GHz. Auch viele andere Funktionen kSnnen zusammen in einem Arbeitsgang auf dem ASIC hergestellt werden, beispielsweise "lqefp&sse, RC-Filter oder Bandfil- ter ffJr die Integration irn Basisband oder bei Zwischenfrequenz, Sensorschaltungen mit Impedanzschaltungen (Dioden) und di- gitale Schaltungen for ID-tags und impedanzgesteuerte OFW- Sensoren gem&8 Abschnitt 6.

AIs Beispiel wird ein adaptives Korrelatorbauelement vorge- schlagen (Seifert, Ruppel, 2002), das in Abb. 8 skizziert ist: Der ASlC beinhaltet eine Matrix Mij von Gilbertzellen, deren zwei

- \ E I

Abb. 8. Skizze der Schaltung eines adaptiven signalangepassten Fil- ters, das aus zwei angezapffen OFW-Laufzeitstrecken und einer Multi- plikatormatrix auf einem Silizium-ASIC zusammengesetzt ist

88 e&i elektrotechnik und informationstechnik

F. SEtFERT, O. mHA Evolution der akustischen OberflAchenweUen-Bauelemente

Eing&nge (i) reihen- bzw. (j) spaltenweise parallel geschattet an die Anzapfungen der zwei OFW-Laufzeitleitungen (LL) ange- schlossen sind. An der einen LL liegt das Empfangssignal s2(t) an der anderen LL das Referenzsignal sl(t). FOr einen bestimmten zeitlichen Versatz T zwischen dem in s2 (t) gem&B GI. (4) enthaltenen Datensignal sl"(t) und der Referenzfunktion sl(t) liegen diese beiden Signale 0ber ihre ganze L&nge gleichzeitig an einer Diagonalen der Matrix Mij, erzeugen also durch Multi- plikation und Integration an den parallel geschalteten Ausg&n- gen dieser Diagonalen die AKF-Spitze von s~ (t. Auch die anderen Diagonalen sind parallel geschaltet und Ober "lqef- oder Bandp&sse am ASIC an die anderen Ausgangsklemmen in der Bodenplatte der Hypridschaltung gef0hrt. Das hybride Bauele- ment ist also aus Diagonalen synchronisiert zeitversetzter MIK zusammengesetzt, deren Ausg&nge parallel geschaltet sind und so die Funktion eines adaptiven MF mit mehreren, in ihrem Zeitversatz ~ gestuften AusgAngen bilden.

Auch eine zum Convolver &hnliche Hybridschaltung kann durch eine einzige Diagonale der Matrix M~ mit i - j = n, einer in entgegengesetzter Reihenfolge an die Anzapfungen der LL an- geschlossenen Spalte und eine zu s/(t) zeitinverse Referenz- funktion s 1 ( - t ) am Eingang IDT dieser LL gebaut werden.

8. Z u s a m m e n f a s s u n g Es wurde versucht, einen gerafften 0berblick 0ber die Evolution in den letzten 25Jahren der OFW-Bauelemente vom exoti- schen Impulskompressionsfilter for erste Bandspreizsysteme und dem Fernsehzwischenfrequenzfilter bis zum millionenfach erzeugten kleinen S-Filter im Mobilfunk und sorgf&ltig erforsch- ten und auf bis zu 8 cm langen Substraten aufgebauten elastischen Convolvern mit Prozessgewinnen bis 2000 zu geben. Be- sonders berQcksichtigt wurden die Beitr&ge zu dieser Entwick- lung, welche aus der Abteilung for Angewandte Elektronik der Technischen Universit&t Wien in Zusammenarbeit mit dem For- schungslabor der Firma Siemens in M0nchen stammen.

AuBer mit Patriotismus k6nnen wir diese einseitige Auswahl in den meisten F&llen dadurch rechtfertigen, dass die Simula- tion bestimmter Sekund&reffekte (z. B. OFW-Wellenbeugung, IDT-Ladungsverteilung, ohmscher Fingerwiderstand, Massen- belastung, Volumenwellenbildung, beim Convolver Wellenleiter- effekt, fokussierender IDT, Ausgleich der Laufzeiten elektro- magnetischer Wellen usw.) zuerst in Wien bzw. mit Wiener Pro- grammen am Rechner durchgef0hrt und in M0nchen mit hoch pr&zisen Strukturen experimentell verifiziert wurde. Andere La- bors nahmen i. AIIg. diese Effekte erst sp&ter oder noch nicht in ihr OFW-Entwurfsprogramm auf.

Wir hoffen, den Eindruck vermittelt zu haben, dass auf dem Gebiet der OFW-Bauelemente die gemeinsame Anstrengung der Industrie und der Universit&t zu der heutigen Spitzenposi- tion der Firma EPCOS in M0nchen mit ihren Werken in Singa- pur, Wuxi und Palo Alto auf diesem Sektor f0hrten. An der TU Wien w&re die Modellierung und Simulation sowie der Aufbau korrelativer 0bertragungs- und Messsysteme und von Sekun- d&rradarsystemen for OFW-Sensoren ohne die ausdauernde Unterst0tzung durch das FL M0nchen mit Refundierung von Vertragsassistenten, Spenden von EDV- und Messger&ten, die sorgf&ltige Herstellung von vorgeschlagenen OFW-Teststruktu- ren und die h~.ufigen Arbeitsgespr&che und -aufenthalte in M0n- chen nicht m6glich gewesen.

Umgekehrt w&re in M0nchen u. a. der Aufbau einer umfas- senden OFW-Entwurfswerkzeugsbibliothek ohne die Ergeb- nisse der physikalischen Grundlagenforschung und die weitere Wartung dieser Software durch die Wiener Absolventen er- schwert worden.

Danksagung

F0r ihre Aufgeschlossenheit und wirksame F6rderung der OFW- Arbeiten danken wir Prof. Hans P6tzl, Dr. Max Guntersdorfer, Prof. Werner Heywang, Dr. Klaus Weyrich, Dr. Richard Veith, Wolf E. Bulst, Prof. Wolfgang Fallmann und allen unseren Mitar- beitern und Freunden, die zu diesem Ergebnis beigetragen haben. Herrn Dipl.-Ing. Christian Hausleitner sowie Frau Helga Sogl und Yvonne Hinterwirth ist f0r die sorgf&ltige Ersteliung der Abbildungen und des Manuskripts zu danken. Die ersten OFW- Arbeiten (1972-82) wurden vom C)sterr. Fonds z. F6rderung d. wissensch. Forschung, Projekt $22/11 erm6glicht.

Literatur

Es wird jene Arbeit zitiert, in der die ausf~hrlichste Darstellung des Bei- trags vorliegt. I. AIIg. ist das die Dissertation, die nur mit ,,Diss. TU Wien", Jahreszahl, zitiert wird. Weitere Publikationen, insbesonders die in Proc. unter International Sonics and Ultrasonics Symposium und Trans. UFFC sind Qber das Internet, IEEE SU Soc. mit dem Namen ermittelbar.

Bachl, H. (1994): Effiziente Modellierung der Quellenverteilung in Oberfl&chenwellenbauelementen. Diss. TU Wien.

Baghai Wadji, A. (1994): A unified approach for construction of Green's Functions. Habil. TU Wien.

Berger, G. (2000): Measurements of the VHF radio-channel and its effect to frequency hopping systems. Diss. TU Wien.

Brandl, M (2001): Datenl3bertragungssysteme mit Chirpmodulation. Diss. TU Wien.

Bulst, W.E. (2000): http://www.deutscher Zukunftspreis.de, http:// www.enocean.de.

Bulst, W. E., Willibald, E. (1982): Ultrareproducible SAW resonator pro- duction. Proc. 36 th Frequency Control Symposium: 442-447.

Eberharter, G., Feuerbaum, H.P. (1980): Scanning electronmicros- cope observation of propagating acoustic waves in SAW devices. Appl. Phys. Lett., 37 (8): 698ff.

Eichinger, B. (1987): Analyse und Realisierung eines Spread-Spect- rum-Mikrowellen-Richtfunksystems. Diss. TU Wien.

GraBI, H. (1984): Entwurf und Analyse von akustischen Oberfl&chenwellen-Convolvern. Diss. TU Wien.

Hackl, S., B6ck, J., Ritzberger, G., Wurzer, M., Knapp, H., Treitinger, L., Scholtz, A.L. (2002): 45 GHz SiGe active frequency multiplier. IEREE Proc. of the ISSCC: 82-83.

Hartmann, C. S., Bell, D.T., Rosenfeld, R. C. (1973): Impulse model design of acoustic surface wave filters IEEE Trans. M-IF 21: 162- 175.

Kappacher, Ch. (1992): Analysis of SAW-filters with time-frequency distributions. Diss. TU Wien.

Kovacs, G. (1990): Anregung, Ausbreitung und Beugung akustischer Obeffl&chenwellen auf anisotropen piezoelektrischen Substraten. Diss. TU Wien.

Kowatsch, M. (1985): Einsatz von SAW-Bauelementen in Spread Spectrum-0bertragungssystemen. Habil. TU Wien.

Lafferl, H. (1982): Analoges 0bertragungssystem mit positionsmodulierten Chirps. Diss. TU Wien.

Mader, W. (1982): Model~ierung und rechnerunterst~tzte Kompensa- tion von Sekund&reffekten in akustischen Oberfl~=ichenwellenfilter. Diss. TU Wien.

Manner, O. (1987): Knotenvariablen-Analyse von Oberfl&chenwellenfiltern. Diss. TU Wien.

Matthews, H. (ed.) (1977): Surface Wave Filters. Ostermayer, G. (1998): Mehrfachzugriffsverfahren in OFW-Sensorsys-

temen. Diss. TU Wien. Pietsch, W. (1993): A convolver based spread spectrum system. Diss.

TU Wien. Pohl, A. (2000): Passive radio sensor systems. Habil. TU Wien. Reichard, H. (1979): Akustoelektrischer Oberfl~.chenwellen-lmpuls-

wandler. Diss. TU Wien. Reichinger, H. (1995): Mass-loading effects in surface acoustic wave

devices. Diss. TU Wien. Reindl, L. (1997): Entwurf von Oberfl&chenwellen-Convolvern. Diss.

TU Wien. Riha, G. (1979): Pulskompression bei der UltraschalI-Doppler-Blutge-

schwindigkeitsmessung. Diss. TU Wien.

e & i hef t 3 M&rz 2003 / 120. Jahrgang 8 9

F. SEIFERT, G. RIHA Evolut ion der a k u s t i s c h e n Ober f l~ ichenwel len -Baue lemente

Ruppel, C. (1986): Entwurf von Oberfl&chenwellenfiltern. Diss. TU Wien.

Seifert, F. (1974): Piezoelectric semiconductor devices in which sound energy increases the breakdown voltage and power of capabilities. US Patent 3, 792, 321, Febr. 12. 1974.

Seifert, E, Ruppel, C. (2002): SAW signal processing: extendable by Si-ASICs. Paper 4C-1 (Invited), IEEE International Ultrasonics Symposium, Oct. 8.-11. Munich.

Seifert, F., Zidek, H. P., Bachl, H., Reichinger, H. P., Kappacher, Ch. (1993): Numerical calculations of SAW transducers and gratings. Proc. Int. Symp. on SAW Devices for Mobile Communication. Sen- dai, Japan, 1992. Berlin, New York: Springer: 84-95.

Sindic, G. (1993): Modellierung und Entwurf dispersiver OFW-VerzS- gerungsleitungen mit sehr groBem Zeit-Bandbreite Produkt. Diss. TU Wien.

Steindl, R. (2001): Impedanzgesteuerte Oberfl~chenwetlen-Transpon- der for die Sensorik. Diss. TU Wien.

Stocker, H. (1979): Dispersive Akustische Oberfl&chenwellenfilter. Diss. TU Wien.

Sust, A. (1990): Einsatz digitaler Matched-Filter geringer Komplexit~.t in Direct-Sequence-Spread-Spectrum-0bertragungssystemen. Diss. TU Wien.

Tobolka, G. (1979): Mixed matrix representation of SAW Transducers. IEEE Trans. Sonics UItrason., Vol. 26, No. 6: 426-428.

Visintini, G. (1989): Modellierung von Obeffl&chenwellenfiltern im Wel- lenvektorraum. Diss. TU Wien.

Wagner, K. (1990): Simulation von Volumenwelleneffekten in SAW- Bauelementen. Diss. TU Wien.

Willibald, E. (1983): Auswirkung von Kristalldefekten in den Piezoelek- trika Li NbO3 und Quarz auf die Ausbreitung von akustischen Oberfl&chenwellen. Diss. TU M0nchen.

Zidek, H. (1995): Modeling and analysis of surface acoustic wave finite-aperture transducers. Diss. TU Wien. •

90 e&i elektrotechnik und informationstechnik

Documents

Evolution der akustischen Oberflächenwellen-Bauelemente