dsPIC DSC PSFB - dianyuan.com

AN1335使用 dsPIC® DSC 的相移全桥（PSFB）四分之一砖

直流 / 直流转换器参考设计

摘要

本应用笔记介绍如何采用相移全桥（Phase-Shifted Full-Bridge， PSFB）拓扑以数字方式实现 200W 四分之一砖直流 / 直流转换器，该转换器可将电信输入36 VDC-76 VDC 转换为输出 12 VDC。此拓扑结合了脉宽调制（Pulse-Width Modulation， PWM）控制和谐振转换的优点。

Microchip Technology Inc. 推出的 dsPIC33F “GS” 系列数字信号控制器（Digital Signal Controller， DSC）用于对开关电源转换器进行数字控制。 dsPIC33F “GS”系列器件的架构结合了专用数字信号处理器（SignalProcessor， DSP）和单片机。这些器件支持当今电源行业所使用的所有功率转换高新技术。

除此之外， dsPIC33F “GS” 系列器件还能控制闭环反馈、电路保护、故障管理和报告、软启动以及输出电压排序。基于 DSC 的开关电源（Switched Mode PowerSupply，SMPS）设计可减少元件数量，并且所具备的高可靠性和灵活性能让模块化构造重复使用设计。选择适合的 PWM 模块、模数转换器（Analog-to-DigitalConverter，ADC）、模拟比较器、振荡器和通信端口等外设对于设计优质电源而言十分关键。本文还将基于MATLAB® 的模拟结果与实际测试结果相比较，并在随后章节展开讨论。

简介

近来，中间总线转换器（Intermediate Bus Converter，IBC）在电信电源行业中日趋流行。大多数电信和数据通信系统都包含 ASIC、FPGA 和集成式高端处理器。这些系统在多个低输出电压下需要大电流并具有严格的负载调整度。传统上，大功率电源会带来不同的负载电压。在传统的分布式电源架构（Distributed Power Architecture，DPA）中，前端交流 / 直流电源产生 24V/48V 电压，独立的隔离砖转换器支持所需的低系统电压。在需要极低电压的场合，这些系统变得效率低下且成本高昂。在中间总线架构（Intermediate Bus Architecture，IBA）中，IBC产生12V/5V电压。此外，用负载点（Point of Load，PoL）将这些电压逐步降低至所需的负载电压。

在 IBA 中，高密度功率转换器、IBC 和 PoL 都处于负载点附近，这可以改善性能，进而带来可观的经济利益。由于这些转换器都接近负载点，因而 PCB 的设计会变得简单，损耗也会降低。

电磁干扰（Electromagnetic Interference， EMI）也会显著减小，这是因为大电流线路的走线长度已被大程度缩短。由于这些转换器的位置合理，瞬态响应将会十分理想，系统性能也会得以改善。现代系统需要电压排序、转换器之间负载共享、外部通信和数据记录功能。

传统的开关电源设计利用模拟 PWM 控制实现所需的稳压输出，而额外的单片机则执行数据通信和负载排序。要充分发挥 IBC 的优势，所设计的转换器必须具有更少的元件数、更高的效率和密度，并且成本更低。通过将PWM 控制器、通信和负载共享集成到单个智能控制器中，便可满足这些需求。dsPIC33F “GS” 系列 DSC 在单个芯片中结合了这些设计特点，适用于总线转换器。

本应用笔记中讨论的主题包括：

• 直流 / 直流功率模块的基本结构

• 四分之一砖直流 / 直流转换器的拓扑选择

• DSC 配置选择和控制模式

• 隔离式 PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器的硬件设计

• 平面磁件设计

• 数字 PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器设计

• 数字控制系统设计

• 数字控制式负载共享

• MATLAB 建模

• 非线性数字控制技术

• 电路原理图和实验室测试结果

• 测试演示

作者： Ramesh KankanalaMicrochip Technology Inc.

2010 Microchip Technology Inc. DS01335A_CN 第 1 页

AN1335

图 1：分布式电源架构（DPA）

图 2：中间总线架构（IBA）

交流 / 直流

直流 / 直流砖

转换器

直流 / 直流砖

转换器

直流 / 直流砖

转换器

负载

负载

负载

负载

负载

3.3 VDC

2.5 VDC

1.8 VDC

负载

隔离层

24V/48V 总线

电源

隔离层

中间总线转换器

（IBC）

PoL

PoL

PoL

PoL

PoL

PoL

PoL = 负载点

交流 / 直流 24V/48V 总线

1.3 VDC

1.8 VDC

1.5 VDC

1.2 VDC

1.0 VDC

0.8 VDC

负载

负载

负载

负载

负载

负载

12V/5V 总线

电源

DS01335A_CN 第 2 页 2010 Microchip Technology Inc.

AN1335

四分之一砖转换器

分布式电源开放标准联盟（Distributed-Power OpenStandards Alliance，DOSA）制定了单输出引脚四分之一砖直流 / 直流转换器的规范。这些规范适用于输出电流高为 50A 的所有四分之一砖转换器（未稳压、半稳压和全稳压）。

IBA 中的交流 / 直流转换器输出为 48V。用隔离式 IBC 将此电压进一步降低至 12V 的中间电压。使用 PoL 将此电压进一步降低至所需的低电压。

DOSA 四分之一砖直流 / 直流转换器仅以直插式封装配置提供。

四分之一砖转换器的优点包括：

• 增强的动态响应

• 高封装密度

• 增强的转换器效率

• 提供负载端附近的隔离

• 输出电压纹波低于所需限制

直流 / 直流功率模块的基本构造

在讨论四分之一砖转换器的设计方向之前，应该先了解以下要求：

• 输入电容

• 输出电容

• 远程开 / 关控制

• 纹波和噪声

• 远程检测

• 强制风冷

• 过压

• 过流

输入电容

对于具有严格输出调整要求的直流 / 直流转换器，建议在四分之一砖转换器的输入端使用一个 1 µF/W 输出功率的电解电容。在四分之一砖转换器设计中，这些电容位于转换器的外部。

输出电容

为达到负载端的动态电流要求和输出电压调整，必须添加额外的电解电容。作为一项设计准则，在四分之一砖转换器设计中，可以加上 100 µF/A 至 200 µF/A 的输出电容，并且可使用多个电容并联来获得较低的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance， ESR）。

远程开 / 关控制

远程开 / 关控制用于通过外部控制信号启用或禁用直流 /直流转换器。常见的方式是从初级侧（输入侧）启用或禁用转换器。由于控制器存在于隔离势垒的次级侧，所以必须使用隔离电路将信号从初级侧传送至次级侧。可使用光电耦合隔离器达到此效果，如图 3 中所示。

图 3：远程开 / 关

纹波和噪声

整流器的输出由直流分量和交流分量组成。交流分量也称为纹波，是不需要的分量，会导致整流器输出产生脉动。纹波是功率转换器开关和滤波动作的产物，其频率为功率转换器工作开关频率的整数倍。

会在功率转换器开关频率的整数倍处产生噪声，这是小寄生电容在功率转换器运行期间快速充电和放电所引起的。噪声振幅很大程度上依赖于负载阻抗、滤波元件和测量技术。

远程检测

在采用长走线 / 电线连接负载时，远程检测可用于补偿设置电压中的压降。在无需远程检测的应用中，可将检测引脚连接至对应的输出引脚。

1

GND

U

远程开 / 关—（I/P）

+3.3V ANA

发信号至 DSC

C

DIG_GND

远程开 / 关C

R

R


AN1335

强制风冷

为了排除高密度电路板贴装电源中的热量，使用风扇进行强制风冷。

强制风冷使得所需的 PCB 尺寸和散热片大幅减小。但是，安装风扇会消耗额外的功率，产生噪音，而且维护要求也很高。

在强制风冷 SMPS 应用中，转换器的可靠性主要依赖于风扇。温度检测电路用于监视温度，并在四分之一砖转换器的温度超过大工作温度时关闭转换器。

过压

为了保护负载电路免受因转换器内部电路工作失常而导致的过大额定电压，需要采用过压保护机制。可通过闩锁模式或逐周期模式实现该保护。在闩锁模式中，电路会在发生过压故障时处于 OFF 状态，直至重新接入输入电压为止。在逐周期模式中，系统会自动恢复。如果系统中仍然存在故障，系统会切换为 OFF（关闭）并重复此循环。

过流

过流保护可防止转换器受到短路或过载情况的损害。在间断模式中，如果发生过流或短路，则转换器会关闭并在指定的时长后恢复。如果故障仍然存在，转换器将再次关闭并重复此循环。在闩锁模式中，只有在重新提供输入功率后才会恢复电路。

拓扑选择

总线转换器的规范已经标准化，并用作或作为终系统中的一个元件。用户必须考虑末端系统的特性，如可靠性、效率、尺寸和成本。总线转换器没有通用的拓扑。不过，下文将介绍直流 / 直流转换器应用经常采用的一些拓扑及其各自的优缺点。

PWM 开关拓扑总体分为硬开关拓扑和软开关 / 谐振拓扑两类。一般而言，高频开关的功率转换器通过采用小型磁件和滤波器来减小转换器的尺寸和重量。这又会增大转换器的功率密度。然而，高频率的开关动作会在开关打开或关闭时产生较高的开关损耗，从而导致转换器效率降低。

软开关技术通过控制功率器件的开 / 关来降低 PWM 转换器的开关损耗。可使用零电压开关（Zero Voltage Switching， ZVS）和零电流开关（Zero Current Switching， ZCS）技术来实现软开关。这些软开关技术的设计有一定的复杂度，但在高功率水平下可以产生较高的效率。

非隔离正激模式降压转换器

如果所需的输出电压总是低于规定的输入电压，则可从降压、升压和降压 / 升压三种基本拓扑中选择降压转换器。

降压拓扑有隔离和非隔离两种实现方式。按照总线转换器的规范要求，为此应用选择了隔离转换器设计。在正激模式降压转换器中，当初级侧开关打开时，能量从初级侧传递到次级侧。可根据输入电压和负载电流来改变占空比，从而控制输出电压。可利用来自输出的反馈环实现此目的，此反馈环控制转换器的占空比以保持稳压输出。

图 4：非隔离正激模式降压转换器

隔离正激转换器

在正激转换器中，当开关 Q1 打开时，能量从输入端传递到输出端。在此期间，二极管 D1 正向偏置，二极管 D2反向偏置。功率从 D1 和 L1 流向输出端。在开关 Q1 关闭期间，变压器（T1）的初级电压的极性会因初级电流的变化而反转。这还会强制 T1 的次级电压极性反转。现在，次级二极管 D2 正向偏置，并将 Q1 打开期间在电感中存储的能量续流。这种简易的拓扑可用于 100W 的功率级别。正激转换器拓扑的常用变型有主动复位正激转换器、双晶体管正激或双端正激转换器。

Q1

C1

L1

D1

VOUT+

VOUT-

VIN+

VIN -


AN1335

图 5：隔离正激转换器

推挽转换器

推挽转换器属于双晶体管拓扑，其在转换器的变压器T1上使用分接式初级。开关 Q1和Q2 按照各自的占空比导通，并且初级的电流方向发生变化，从而产生双极性的次级电流波形。此转换器更适用于低输入电压的应用，因为所采用的分接式初级变压器导致电压极限值是输入电压的两倍。

图 6：推挽转换器

半桥转换器

半桥转换器也称为双开关转换器。输入电压值的一半由两个输入电容 C1 和 C2 产生。变压器的初级在 VIN+ 和输入返回 VIN- 之间交替切换，使得变压器的初级只承受一半的输入电压（VIN/2）。输入开关 Q3 和 Q4 测量大输入电压 VIN，将其与推挽转换器的 2 * VIN 进行比较。这样可使半桥转换器使用较高的功率等级。

图 7：半桥转换器

全桥转换器

全桥转换器的构造中使用了四个开关：Q1、Q2、Q3 和Q4。呈对角的开关 Q1 和 Q4 或 Q2 和 Q3 同时导通。这样就在变压器的初级绕组上提供了完整的输入电压（VIN）。在转换器每半个周期中，对角的开关 Q1 和 Q4或 Q2 和 Q3 导通，并且变压器的极性会在每半个周期中反转。在全桥转换器中，给定功率下的开关电流和初级电流与半桥转换器相比将减半。这使得全桥转换器适用于高功率等级。

图 8：全桥转换器

但是，对角的开关采用硬开关，当其导通和关断时会导致较高的开关损耗。这些损耗随着频率的增大而增大，这又会限制工作频率。为了尽量避免这些损耗，推出了PSFB 转换器。在此拓扑中，开关在放电后才导通。这就消除了导通时的开关损耗。

D2

L1

C1

T1

Q1

D1VIN+

VIN -

VOUT+

VOUT-

VIN- +

Q2

D1

D2

L1

C1

Q1

VOUT+

VOUT -

T1

Q3

Q4

T1

D1 L1

C1

D2

VIN+

VIN -

VOUT+

VOUT-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

D1 L1

C1

D2

VIN+

VIN -

VOUT+

VOUT-


AN1335

图 9：零电压开关（ZVS）

同步整流

在同步整流中，次级二极管D1和D2替换为MOSFET。这样会产生较低的整流损耗，因为 MOSFET 与肖特基整流二极管相比，直流损耗较低。肖特基整流二极管的正向直流损耗将是正向压降乘以正向电流。导通MOSFET的功耗将是RDS(ON)乘以正向电流的平方。当电流相当大（> 15A）并且输出电压较低时，这一损耗对比将会十分明显。

图 10：带同步整流的全桥转换器

此配置需要栅极驱动电路来控制同步MOSFET，因此具有一定的复杂度和相对高的成本。可通过设计复杂的栅极驱动信号来进一步提高此配置的效率， “ 数字非线性实现 ” 中将对此进行说明。

可在多种可用拓扑中选择适合的一种，具体取决于给定的功率等级、转换器的效率、输入电压变化、输出电压等级、元件的可用性、成本、设计的可靠性和良好的性能特性。

结合上文讨论的各种拓扑的优点以及效率因素，这里为本四分之一砖直流 /直流转换器设计选用了PSFB拓扑。此拓扑的工作、设计和性能将在下文进行讨论。

表 1：拓扑比较

PWM

ID

VDS

t

t

ID(t)

VDS(t)

ZVS

PWML

Q2

PWMH

PWML

Q3

Q4

PWMH

PWMH

PWML

Q1

TX

Q5

Q6

TX

VP

RI

拓扑初级的开关数量初级开关的极限值功率等级（典型值）

正激转换器 2 VIN 100W

推挽转换器 2 2 * VIN 150W

半桥转换器 2 VIN 200W

全桥转换器 4 VIN ~ 200W

PSFB 转换器 4 VIN ~ 200W


AN1335

初级侧控制与次级侧控制

在根据给定应用的特性选择拓扑后，设计者面临的下一个挑战是考虑将控制器放置在初级侧还是次级侧。出于安全考虑，功率转换器要求在初级侧（输入）和次级侧（输出负载）之间提供电气隔离。初级侧和次级侧之间不应存在任何直接的导电通路。

当信号从初级侧传递至次级侧时需要进行隔离，反之亦然。功率通路隔离将由高频率变压器提供。栅极驱动信号可先通过光电耦合器或栅极驱动变压器进行隔离，再施加到 MOSFET。

在初级侧控制器中，使用光电耦合器将输出反馈信号从次级侧传送到初级侧。这些器件的带宽有限，精度不高，且容易随着时间和温度的变化而降低性能。

再次强调，将信号从初级侧传递到次级侧或从次级侧传递到初级侧取决于应用所需的特性。图 11、图 12 和表 2显示了初级侧控制器和次级侧控制器之间的对比。本应用中选择了次级侧控制器。

图 11：次级侧控制

12V/17APSFB MOSFET

同步整流器

dsPIC®

电流 TX

驱动 TX 驱动器

驱动器

驱动器

通信

36V-76V

OPTO

辅助 TX3.8V

12V 至驱动器的 VCC

3.3V 稳压

NCP 1031

VINUVVINOV

驱动 TX

远程控制

200W

VIN -

VIN+ VOUT+

VOUT-

DSC


AN1335

表 2：初级侧控制与次级侧控制

图 12：初级侧控制

初级侧 dsPIC® DSC 控制次级侧 dsPIC DSC 控制

需要使用隔离反馈来将输出稳压。可使用线性光电耦合器来实现稳压，但光电耦合器要求在次级增加辅助电源和放大器。

由于控制器位于次级，因此不需要隔离反馈。

无需远程开 / 关信号隔离。需要远程开 / 关信号隔离。

需要隔离通信信号。不需要隔离通信信号。

负载共享信号从次级传递到初级。由于控制器位于次级，因此不需要负载共享隔离。

过压保护信号从次级传递到初级。由于控制器位于次级，因此不需要过压隔离。

频率同步信号从次级传递到初级。由于控制器位于次级，因此不需要频率同步隔离。

不用隔离即可测量输入欠压和过压。需要隔离。不过在本应用中，由 NCP 1031 辅助转换器控制器提供输入欠压或过压保护。

初级侧开关的栅极驱动设计简单。通过使用驱动变压器或光电隔离器将栅极驱动信号从次级传送至初级。

200W

12V/17APSFB MOSFET

同步整流器

OPTO线性

通信

VIN+

36V-76V

远程开 / 关

VIN-

3.3V 稳压

I/P UV

驱动器 3

电流 TX

驱动 TX驱动 TX

驱动器 2驱动器 1

dsPIC®LM358

3.8V

辅助

TXNCP1031

VIN+

VIN-

O/P OV

驱动器 3 的隔离 12V

VOUT+

VOUT -

+12V

至驱

动器的

IC

DSC

OPTO

驱动 TX


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电压模式控制（VMC）与电流模式控制（CMC）

采用VMC还是CMC作为反馈控制方法取决于应用的具体要求。在 VMC 中，负载电流的变化将在反馈环作出反应并执行占空比校正之前对输出电压产生影响。在CMC 中，直接检测负载电流的变化，并且此变化会在外部电压控制环作出反应前校正控制环。

对于高度变化的负载瞬态情况，VMC中的这种触发再反应的过程的响应要慢于 CMC。

VMC 和 CMC 间的根本区别在于 CMC 要求高精度和高级别的电流检测。在 VMC 中，输出电压调整与负载电流无关。因此，相对较低级别的电流检测就足以实现过载保护。这可以明显降低电路复杂度和功率损耗。

表 3： VMC 和 CMC 的不同之处

图 13：电压模式控制器（VMC）

图 14：电流模式控制器（CMC）

隔离式四分之一砖直流 / 直流转换器的硬件设计

为此设计选择了带次级侧控制器的平均电流模式控制PSFB 拓扑。数字四分之一砖直流 / 直流转换器的设计将在下文进行讨论。

相移全桥（PSFB）转换器设计

初级侧晶体管上的高开关频率和高电压极限值会产生开关损耗。 PSFB 变压器隔离降压转换器能够实现零电压转换（ZVT），而不会增加MOSFET的峰值电压极限值。

图 15 中示出了变压器的 MOSFET （Q1-Q4）、内部二极管（D1-D4）和输出电容（COSS1-COSS4）漏电感。漏电感会导致全桥开关网络驱动有效感性负载，并导致初级侧开关器件上出现 ZVT。

通过两个半桥间的相移来控制输出电压。桥式开关网络的两个半桥均以50%的占空比工作，并且半桥开关网络间的相位差是受控的。大为50%的占空比确保栅极驱动变压器和栅极驱动电路设计得以简化。

ZVT 与负载有关，并且在某个低负载点，ZVT 会失效。可通过控制桥式配置中左右两桥臂间的相移来实现线性输出电压控制。

在 ZVT 中，开关会在其检测到的电压为零时导通，这使开关的导通损耗为零。全桥转换器的相移控制可提供初级侧的 ZVT，从而降低初级侧的开关损耗和 EMI 损耗。

VMC CMC

单反馈环。双反馈环。

提供良好的噪声容限。抗扰性较差。

无需对反馈进行电流测量。需要测量电流。

无需斜率补偿。需要斜坡补偿，占空比大于 50% 时不稳定。

动态响应能力低下。良好的动态响应。

参考

比较器

斜坡发生器

EA+

-

PWM1H

L

IL

D

ID

C

IS

S

+

-

IO

参考

比较器EA

+

-

PWM1H

L

IL

D

ID

C

IS

S

IO

+

-


AN1335

图 15 中示出了 PSFB 转换器的工作情况以及初级侧在不同时间间隔下的细节波形。

图 15：带全波同步整流的 PSFB 转换器及其工作波形

Q1

Q2

Q3

Q4

VPRI

IPRI

t

Q1

Q2

Q3

Q4

IPRIVPRI

LL

TX Q6

L0

C0 V0

Q5

t0 t1 t2 t3 t4


AN1335

• 初始条件 t0： Q1 = ON ； Q4 = ON ； Q2 = OFF ；Q3 = OFF

PSFB 转换器的工作描述为：通过导通对角开关 Q1 和Q4，将功率从初级侧传输到次级侧。初级侧电流（IPRI）通过开关 Q4 和 Q1 传导，但在此期间，变压器 TX 的初级侧两端电压为全输入电压 VIN，变压器的次级侧两端电压为 VIN/N。电流的斜率由 VIN、磁化电感和输出电感确定。

• 时间间隔 t0 至 t1： Q1 = ON ； Q4 = OFF ；Q2 = OFF ； Q3 = OFF

开关 Q4 关断，开关 Q1 保持导通，初级电流继续通过Q4 开关的输出电容 C4 流出。这会将电容 C4 从 0V 充电至 VIN，与此同时，开关 Q3 的电容 C3 由于其源电压升高至输入电压 VIN 而放电。只有在 Q3 导通之后此转换才会在 Q3 上施加漏极到源极电压，这时可以观察到ZVS。因此，不会出现导通时的开关损耗。在此转换期间，变压器的初级电压从 VIN 降至零，初级不再向输出供电。同时，输出电感中存储的能量开始提供逐渐衰减的初级功率。

• 时间间隔 t1 至 t2：Q1 = ON ； Q3 = ON ；Q4 = OFF ； Q2 = OFF ； D3 = ON

在 Q3 输出电容充电至全输入电压 VIN 后，初级电流通过开关 Q1 和开关 Q3 的内部二极管 D3 续流。电流保持恒定，直到下次转换发生。可在 t1之后的任意时间导通Q3，这时电流流经内部二极管 D3 和开关 Q3 组成的通道。

• 时间间隔 t2 至 t3： Q3 = ON ； Q1 = OFF ；Q4 = OFF ； Q2 = OFF

在 t2 时刻，Q1 关断，初级电流继续流经开关 Q1 的内部二极管 D1。电流流向使得开关 Q1 的源极到漏极电压增加，而开关 Q2 上的电压从高电压降至较低电压。在此转换期间，初级电流衰减至零。左桥臂中开关的 ZVS 取决于谐振电感中存储的能量、初级开关的导通损耗和变压器绕组的损耗。由于左桥臂的转换取决于变压器中存储的泄漏能量，所以如果存储的泄漏能量不足以实现ZVS 时将需要外部串联电感。随后在下一个间隔中导通Q2 时，会使电压 VIN 反向施加于初级。

• 时间间隔 t3 至 t4： Q3 = ON ； Q2 = ON ；Q1 = OFF ； Q4 = OFF

在此时间间隔中，两个对角开关 Q3 和 Q2 均打开，输入电压 VIN 施加于变压器的初级。电流升高的斜率由输入电压 VIN、磁化电感和输出电感确定。但是，电流为对应的负值。现在，流经初级开关的电流为磁化电流以及流入初级的反射次级电流。

输入电压、变压器匝数比和输出电压决定了对角开关的实际导通时间。在对角开关的导通期间之后，Q3 于 t4时刻关断。当开关 Q3 关断且到开关 Q4 的谐振转换开始时，一个开关周期便已完成。

在 PSFB 转换器中，左桥臂完成换流所需的时间比右桥臂完成换流的时间长。当负载电流小而输入电压大时，左桥臂的换流时间长；当负载电流大而输入电压小时，右桥臂的换流时间短。

要实现所有开关的 ZVT，泄漏电感必须存储足够的能量以便在分配的时间内对开关的输出电容进行充电和放电。电感中存储的能量必须大于换流所需的电容能量。

硬件设计和元件的选择

为四分之一砖转换器设计选择合适的元件对于实现高效率和高密度至关重要。

规范

• 输入电压：VIN = 36 VDC 至 76 VDC

• 输出电压：VO = 12V

• 额定输出电流：IORATED = 17A

• 大输出电流：IO= 20A

• 输出功率：PO = 200W

• 预计效率：95%

• 转换器的开关频率：FSW = 150 kHz

• 转换器的开关周期：TP = 1/150 kHz = 6.66 µs

• 选定的占空比：D = 43.4%

• 大占空比：DMAX = 2 * 43.4% = 86.8%

• 引脚输入功率 = 214.75W


AN1335

公式 1：导通时间

选择 PSFB 的 MOSFET

公式 2：

由于大输入电压为 76 VDC，因此选择在 36 VDC 时电压额定值高于 76V 并且电流额定值高于 IMAX 的 MOSFET。

所选器件为 Renesas 的 HAT2173 （LFPAK），其 VDS = 100V， ID = 25A， RDS(ON) = 0.015E。

可根据数据手册中提供的图表或使用公式 3 中所示的经验公式计算出 RDS(ON) HOT。

公式 3： RDS(ON) 经验公式

公式 4：

公式 5： MOSFET 的开关损耗

在 ZVT 期间， MOSFET 仅存在关断时的开关损耗。

公式 6： MOSFET 栅极充电损耗

同步 MOSFET 选择

MOSFET 沟道的反向导通电流的能力使其能使用采用了快速二极管或肖特基二极管的 MOSFET。在快速二极管中，结接触电势限制了二极管的正向压降。与快速二极管相比，肖特基二极管的结接触电势较小。在MOSFET中，导通损耗将为 RDS(ON) * I2

RMS。可通过并联 MOSFET 来减小导通电阻；这会使损耗进一步显著降低。

导通时间 6.66s43.4100---------- 2.89s= =

IAVE

PIN

VINMIN------------------ 5.96A= =

IMAX

IAVE

DMAX-------------- 5.96

0.868------------- 6.87A= = =

36V 时的大线路电流

36V 时的输入线路电流

IRMS IMAX D 6.40A= =

36V 时的线路 RMS 电流

36V 时的开关 RMS 电流

ISRMS IMAXD2---- 4.53A= =

RDS(ON) HOT = RDS(ON) @ 25 * [1+0.0075*(TMAX-TAMB)]

RDS(ON) HOT = 0.02625E

其中：

RDS(ON) 在 25 时 = 0.015E

大结温 TMAX = 125oC

环境温度 TAMB = 25oC

MOSFET 在 48V 时的导通损耗：

其中：

ISRMS = 开关 RMS 电流

所有四个 PSFB MOSFET 的导通损耗 = 0.687W

PCOND I2

SRMS RDS ON HOT 0.171W= =

PSW12--- VIN ISRMS TF FSW 0.05W= =

其中：

TF = MOSFET 的下降时间 = 5.7ns

所有四个 PSFB MOSFET 的开关损耗 = 0.21W

MOSFET栅极充电损耗 QG FSW VDD=

0.126W=

其中：

所有四个 PSFB MOSFET = 0.504W

栅极驱动的偏压， VDD = 12V

MOSFET 总栅极电荷 QG = 70 nC


AN1335

当变压器次级侧使用全波中心分接式绕组时，MOSFET的电压极限值是输出电压的两倍，如公式 7 中所示。

公式 7： MOSFET 电压极限值

这是当较低输入电压为36V时MOSFET上的小电压极限值。对于大输入电压 76V，极限值如公式 8 中所示。

公式 8：

所选器件为 Renesas HAT2173 （LFPAK）。

变压器设计

谐振回路元件的设计注意事项

要实现ZVT，谐振回路的设计至关重要。谐振电容（CR）和谐振电感（LR）组成了谐振回路。对 MOSFET 输出电容（COSS）乘以系数 4/3 以适应电容随电压的增加，另外还要乘以系数 2，因为每次谐振转换中会并联两个输出电容（COSS）。

公式 9：

要获得 ZVT，长转换时间不能超出四分之一个谐振周期。

公式 10： TTRANSMAX

完成转换所需的电容能量 ECR 如公式 11 中所示。

公式 11：

谐振电感 LR 中存储的能量必须大于在长转换时间内对 MOSFET 的 COSS 和桥臂转换中的变压器电容 CTX

进行充电和放电所需的能量。

谐振电感（LR）中存储的能量如公式 12 中所示。

公式 12：谐振电感（LR）中存储的能量

转换过程中初级电流的斜率如公式 13 中所示。

公式 13：

MOSFET电压极限值 2 VO VFET VDROP+ + =

2 12 0.6 0.2+ + =

25.6V=其中：

次级 MOSFET 压降 VFET = 0.6V

总走线压降 VDROP = 0.2V

MOSFET电压极限值 @ 76V 7625.636

---------- 54.04V= =

总谐振电容 CR43--- 2 COSS CTX+=

83--- COSS CTX+=

其中：

COSS = MOSFET 的输出电容= 5.20E-10F

CTX = 变压器电容（已忽略）

谐振回路频率 FR1

2 LR CR-------------------------------=

其中：

LR = 变压器泄漏电感 + 附加泄漏电感

1.387nF=

长转换时间 TTRANSMAX

2--- LR CR =

ECR12--- CR VINMAX 2=

其中：

VIN MAX = 大输入电压

ELR12--- LR I

2PRI=

VP

LR------

IPRI

TTRANS------------------=

大初级电流 IPRI

NS

NP------- IO=

其中：

IO = 输出电流

NP = TX 初级匝数 = 5

NS = TX 次级匝数 = 2

VP = 输入电压 = 32.5V

FSW = 转换器开关频率

TP = 开关时长 = 1/FSW

估计的谐振转换时长 TTRANS = 0.15 * TP

6.8A=


AN1335

公式 14： TTRANS

公式 15： LR

电感中存储的能量ELR必须大于在分配的转换时间内发生转换所必需的电容能量 ECR。

公式 16：

磁件设计

磁件设计同样在获取高效率和高密度方面有着重要的影响。在本四分之一砖直流 / 直流转换器设计中，使用平面磁件来获得高效率和高密度。

平面磁件的设计

在绕组高度就是 PCB 厚度的高密度电源设计中，平面磁件正日趋被广泛采用。可将平面磁件设计构造成独立的堆叠层设计，或将其构造成小型多层 PCB，或者也可集成到电源的多层电路板中。

平面磁件的优点有：

• 泄漏电感小

• 外形非常小巧

• 优异的性能再现

• 经济的封装

• 机械集成

• 卓越的散热特性

平面 E 磁芯提供极好的热阻。在正常工作条件下，其热阻比具有相同有效磁芯体积 VE 的传统绕线式磁件小50%。这是因为表面积与体积之比提高所致。这使其具备更佳的冷却性能并可处理更高的功率密度，而温度却在可接受的范围之内。

磁件的横截面积必须较大，以尽可能减少给定应用所需的线圈匝数。确保磁芯覆盖 PCB 板上放置的绕组。这种设计类型降低了 EMI 和散热，并允许使用高度很小的磁芯。选择圆形的中柱磁芯可减少线圈长度，因而可以降低铜箔损耗。

平面磁件的设计过程与绕线式磁件的设计相同：

1. 选择佳的磁芯横截面。

2. 选择佳的磁芯窗口高度。

3. 迭代匝数与占空比。

4. 迭代磁芯损耗。

5. 迭代铜损耗（Cu）。

6. 评估散热方式。

7. 估算温度升高量。

8. 成本权衡与层数。

9. 机械设计是否适合封装和焊盘布局？

10. 在磁芯窗口高度以内。

11. 尺寸是否足够大以便支持功率损耗和热解决方案？

全桥平面变压器设计

次级整流器可采用两种构型：全波中心分接式（Full WaveCenter Tapped， FWCT）整流器配置和全波倍流整流器配置。据观察，使用 FWCT 整流器可达到充分利用电路板空间和效率的目标。初步测试已证实此推测正确。

进一步的优化目标是提供从 125 kHz 到 200 kHz 的工作频率，以提供宽范围的数据供客户优化效率。

输入电压范围为 36 VDC 至 76 VDC（标称值），扩展的VINMIN 为 32.5 VDC。

可通过如下的给定输入参数开始分析变压器设计：

• VIN = 36V

• 频率 = 150 kHz• TP = 6.667 x 10-6

目标输出电压旨在为分布式电源应用提供典型的总线电压和输出电压。 VO = 12.00V，大输出负载电流IO = 25A。

要评估具体的磁芯尺寸、匝数以及磁芯与铜箔损耗，必须进行足够的计算，没有其他替代方法。对每个设计都必须重复这些计算。设计中的一个考虑因素是使占空比大化，但整数匝数所提供的分辨率限制很快将匝数比

确定为 NP = 5 和 NS = 2。

TTRANS 2 IPRILR

VP------=

每个周期有两次转换。因此，要乘以 2。

LR

TTRANS

2------------------

VP

IPRI----------=

LR 2.3H=

ELR ECR 12--- LR IPRIMIN

2 12--- CR V

2INMAX=

IPRIMIN CR

VIN 2

LR---------------- 0.88A=


AN1335

在磁件设计中，用户必须选择小匝数。为磁件结构设计符合实际的匝数会带来负面影响，如电阻、压降和功率损耗。因此，尽可能使用少的整数匝数。

在此之后，可对匝数比、占空比、峰值磁通密度和磁芯损耗进行合理的评估，直到设计者获得满意的数据。

可产生所需输出的占空比（大于每个半周期）如下：

• TON = 2.89 µs

• D = TON/TP = 0.434

在整个周期内， VIN 为 36 VDC 时，占空比为 86.8%。

在本设计中，使用以下调整压降：

• 次级 MOSFET 压降 VFET SEC = 0.1V

• 总导线压降 VDROP = 0.2V

• 初级 MOSFET 压降 VFET PRI = 0.6V

公式 17：

随后再次使用迭代方法从可用磁芯中选择合适的磁芯尺寸。

选定的磁芯具有以下磁性参数：

• AC = 0.45 cm2

• LE = 3.09 cm

• VE = 1.57 cm3

图 16：平面变压器

此磁芯的形状为经加工后的磁芯，可购自 Champs Technologies。一般而言，必须考虑所关注频率范围内的功率材料。建议选择以下材料：Nicera™的2M和3H，TDK™的PC95，或Ferroxcube™的3C96和 3C95。此磁芯产生的峰 - 峰磁通密度和 RMS 磁通密度如公式 18中所示。

公式 18：

VO VIN VFETPRI– NSNP------- VFETSEC– VDROP– 2D=

12.03V= 9.8

0 m

m（

0.3

9”）

16.90”

5.9

0 m

m（

0.2

3”）

21.00 mm

（0.83”）

Champs Technologies

MCHP-045-V31-1

14.

90 m

m

（0.

59”）

（0.67 mm）

BPKPK

VIN tON 108

NP AC-------------------------------------------=

BPKPK 4.624 103 高斯=

BRMS2

TP------

VIN tON 108

2 NP AC-------------------------------------------

2

Td

O

tON

=

BRMS 2.153 103 高斯=


AN1335

使用表 4 中所示的参数计算功率损耗密度。

表 4：计算功率损耗密度的相关参数

磁芯损耗密度可通过公式 19 中所示公示近似算出。磁芯常量由 Ferroxcube™ 提供。在本设计中：

• 温度 = 50oC

• 频率 = 150000 Hz

• B = BRMS * 10-4 = 0.2153 特斯拉

• x =1.72

• y = 2.80

• Ct2 = 1.83 * 10-4

• Ct1 = 3.66 * 10-2

• Ct0 = 2.83

• Cm = 8.27 * 10-2

公式 19：磁芯损耗密度

使用平面结构的优点之一是可以灵活利用 2 oz.、 3 oz.和 4 oz. 的铜重量，从而使铜箔非常薄。这样做的效果是，与使用绕线式磁件结构相比，趋肤深度和邻近损耗因数通常会显著减小。使用直流电阻（DC Resistance，DCR）计算铜箔损耗。

中心分接式绕组每半部分中的次级RMS电流如公式20中所示。

公式 20：次级 RMS 电流

初级 RMS 电流的计算如公式 21 中所示：

公式 21：初级 RMS 电流

DCR 值根据 CAD 绘图计算得到：

• 次级 DCR：SecDCR = 0.0023E

• 初级 DCR：PriDCR = 0.025E

由于采用中心分接式绕组，所以次级铜箔损耗应乘以 2。

公式 22：

材料 f （kHz） Cm x y Ct2 Ct1 Ct0

3C92 20-100 26.500 1.19 2.65 2.68E-04 5.43E-02 3.75

100-200 0.349 1.59 2.67 1.51E-04 3.05E-02 2.55

200-400 1.19E-04 2.24 2.66 2.08E-04 4.37E-02 3.29

3C96 20-100 5.120 1.34 2.66 5.48E-04 1.10E-01 6.56

100-200 8.27E-02 1.72 2.80 1.83E-04 3.66E-02 2.83

200-400 9.17E-05 2.22 2.46 2.33E-04 4.72E-02 3.39

3F35 400-1000 1.23E-08 2.95 2.94 1.38E-04 2.41E-02 2.03

注：来源 —— New ER Cores for Planar Converters， Ferroxcube™ 出版物 939828800911， 2002 年 9 月

Cm Freqx B

y Ct0 Ct1– Temp Ct2 Temp2

+

1000--------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------=

磁芯损耗 P VE 103–=

P 1.307 103=

磁芯损耗 2.052W=

磁芯损耗密度 Pcore

mW/Cm3

ISEC IO D=

ISEC 16.47A=

IPRI IO 2DNS

NP-------=

IPRI 9.317A=

Sec_Loss = 2 * I2SEC * Sec_DCR = 1.248W

Pri_Loss = I2PRI* Pri_DCR = 2.17W

Total_Loss = Sec_Loss + Pri_Loss + 磁芯损耗

Total_Loss = 5.466W


AN1335

主变压器各层的堆叠构造如表 5 中所示。

表 5：平面变压器的堆叠层

平面输出电感设计

输出电感提供以下功能：

• 在关断期间存储能量以保持输出电流持续流向负载。

• 对输出电压纹波进行平滑和平均处理，使其保持在可接受的水平。

图 17：带中心分接式全波同步整流器的全桥转换器

层绕组铜箔重量（Oz.）

初级次级 1 次级 2

层 1 次级 2 2

层 2 2

层 3 次级 1 2

层 4 2

层 5 初级 4

层 6 4

层 7 次级 1 2

层 8 2

层 9 初级 2

层 10 3

层 11 次级 2 3

层 12 2

层 13 初级 4

层 14 4

层 15 次级 1 2

层 16 2

层 17 次级 2 2

层 18 2

匝数 5 2 2

Q1

Q2

Q3

Q4

IPRIVPRI

LL

TX Q6

L0

C0 V0

Q5

VPK2


AN1335

可产生所需输出的占空比（大于每个半周期）如下：

• 开关导通时间 TON = 2.89 s

• 总开关时长 TP = 6.667s

• 占空比 D = TON/TP = 0.434

在整个周期内，VINMIN 为 36 VDC 时，占空比为 86.8%。

公式 23：

如果采用输出电感，则要考虑长关断时间时电感值的选择。长关断时间发生在经 PWM 稳压的直流 - 直流转换器处于大输入电压 VIN MAX = 76V 时，并且反馈环会相应调整开关的导通时间。

TONMIN = 1.415 µs

占空比为：

D_MIN = TONMIN/TP = 1.3689 µs

变压器次级的峰值电压如公式 24 中所示。

公式 24：

大输出负载电流 IO = 25A。在本设计中，认为纹波电流占总输出电流的 25%。

公式 25：

公式 26：输出电感（LOMIN）

在本设计中，由于还嵌入了电感的绕组 / 线圈，因此将评估磁芯的窗口高度及其对 18 层 PCB 叠层的适应性。

图 18：平面输出电感

此磁芯也是主变压器 TX1 的已加工磁芯。它是购自Champs Technologies 的 PN MCHP1825-V31-1。推荐的可选材料还有 Nicera™ 的 7H、 TDK™ 的 PC95 或Ferroxcube™ 的 3C94 和 3C92。

• 磁芯横截面 AC = 0.4 cm2

• 磁芯通路长度 LCORE = 3.09 cm• 额定输出电流：IORATED = 17A• 规定的饱和电流：ISAT = 20A

电感设计的过程包括迭代可能的匝数和求出磁芯气隙。对气隙进行检查，以便在额定电流和饱和电流值下，磁芯材料的磁通量低于大额定磁通量。

在本设计中，如果可使用 18 层，则可将这些层分离成均衡的整数匝数。这是一种很实用的方法，并且匝数Nt = 6。

在本设计中，假设边缘通量系数为 15%，即 FFF = 1.15。

通过计算气隙公式开始迭代过程。使用公式 27计算气隙。

公式 27：

VO VIN VFETPRI– NSNP------- VFETSEC– VDROP– 2D=

VO 12.03V=

VPK2 VINMAX VFETPRI– NS

NP------- VFETSEC– VDROP–=

VPK2 28.26V=

IMIN IO 0.25 6.5A= =

LOMIN

VPK2 VO– TONMINIMIN

--------------------------------------------------------- 3.54H= =

18.35 mm

（0.72”）

Champs Technologies

MCHP1825-V31-1

12

.00

mm

（0

.47

”）

9.8

0 m

m（

0.3

9”）

15.0 mm

5.4

0 m

m（

0.21

”）

（0.59”）

LGAP

0.4 Nt2

AC 108–

LOMIN--------------------------------------------------------------

FFF=

0.058cm=

LGAPIN

LGAP

2.54------------- 0.023inch= =


AN1335

公式 28：定义的饱和电流时的工作磁通密度

公式 29：额定电流时的工作磁通密度

将 BDC 和 BRATED 值与商用额定器件进行保守比较。100ºC 时典型的 BMAX 值为 3000 高斯。

根据公式 30 计算所需的 AL 值。

公式 30： AL 值

这有助于指导磁芯制造商制定气隙说明。使用 CAD 软件包设计电感布线，并将其集成到 PCB 布线软件包中。利用 CAD 软件包计算每层的布线电阻。计算出的 DCR值 DCRRATED = 3.5 * 10-3E。

计算额定直流值和饱和规定电流值下的铜箔损耗，如公式 31 中所示。

公式 31：

公式 32：

设计目标之一是使其可通用于其他功率更高或更低的数字转换器实现，并保持较高的整体效率。它的体积完全匹配 PCB。但是，我们认为实现更小的磁芯和体积优化并非难事。

平面驱动变压器设计

要驱动栅极的每个桥臂（上桥臂和下桥臂），需要上桥臂 / 下桥臂驱动器，或带隔离驱动变压器的下桥臂驱动器。驱动变压器的上桥臂到下桥臂绕组需要采用至少500 VDC 的隔离。由于栅极驱动源自次级侧控制器，所以需要有 2500 VDC 的初级到次级隔离。

在设计栅极驱动变压器时，必须控制以下关键参数：

• 泄漏电感

• 绕组电容

较高的泄漏电感和电容会在次级引起不利的栅极信号，如相移、时序错误、过冲和噪声。如果设计有较高的匝数，则会产生绕组电容。如果匝数分布不均，则会产生泄漏电感。因为本应用采用了平面磁件，所以这些参数不会导致问题。因为所需的绝对匝数较小，所以初级和次级侧的上桥臂 / 下桥臂驱动绕组可交错，以便在不增大总电容的情况下尽可能减小泄漏电感。

典型的栅极驱动变压器均设计有铁氧体磁芯以降低成本并使其在高频率下工作。铁氧体是一种具有高电阻率的特殊材料，可迅速磁化且迟滞损耗很小。由于其高电阻特性，高频率下的涡电流也很小。

选择磁芯材料和磁芯

磁芯材料的选择取决于工作频率。Ferroxcube™ 的 3F3是工作频率低于 500 kHz 时的佳选择。栅极驱动变压器的功率损耗级别通常不会构成问题，因此选择Ferroxcube RM4/ILP。 Ferroxcube RM4/ILP 的磁性参数如下：

• AC = 0.113 cm2

• Lm = 1.73 cm

• AL =1200 nH

• µEFF = 1140

本设计的一个主要目标是将所有磁件嵌入作为主功率级的整个 PCB 设计的组成部分。选择尺寸较小的磁芯，其具有足够大的窗口高度以容纳整个 PCB 厚度，并且还提供了合理的窗口宽度以容纳线圈形成的 PCB 布线宽度。这样就获得了 RM4/ILP 所需的可接受的 “ 尺寸 ” 或磁芯形状。

BDC

0.4 Nt ISATLGAP

----------------------------------------------=

BDC 2.598 103 高斯=

BRATED

0.4 Nt IRATEDLGAP

-----------------------------------------------------=

BRATED 2.208 103 高斯=

AL

LOMIN 109

Nt2

------------------------------- 98.32mH= =

CuLossSAT ISAT 2 DCRRATED=

CuLossSAT 1.4W=

CuLossRATED IRATED 2 DCRRATED=

CuLossRATED 1.012W=


AN1335

我们将使用公式 33 中的公式迭代初级匝数，以获得合适的峰值磁通密度和磁化电流。

公式 33：

在本应用中，根据偏置电源设定 VIN = 12V。主功率处理的工作频率选定为 150 kHz。结果是栅极驱动变压器工作于相同的频率。

占空比同样由功率级决定。基本输入参数 TP 和 TON 已设置。

对初级匝数 NP = 10 进行迭代。

可根据公式 34 求得峰 - 峰磁通密度：

公式 34：峰 - 峰磁通密度

峰值磁通密度如公式 35 所示，其产生的电压 - 时间额定值为（VIN * TON） = 37.7。这远低于 3F3 材料在 85ºC工作环境温度下 3000 高斯的典型饱和曲线。但是，电势饱和并非设计要考虑的因素。

公式 35：峰值磁通密度

可根据公式 36 计算 RMS 磁通密度。

公式 36： RMS 磁通密度

峰值磁通密度和 RMS 磁通密度可进一步提高。但是，已经获得了值相当低的磁化电流，使得驱动器不会有太多负载。

公式 37：计算磁化电感

因此，此磁化电流适于本应用，如公式 38 中所示：

公式 38：

假设坏的情况，分布式电容为：

变压器引起的栅极驱动波形的任何振荡均会具有2.3 MHz的频率。

公式 39：

NP

VIN TON 108

BPKPK AC---------------------------------------------=

BPKPK

VIN TON 108

NP AC---------------------------------------------=

BPKPK 3.069 103 高斯=

BPK

VIN TON 108

2 NP AC---------------------------------------------=

BPK 1.534 103 高斯=

BRMS2

TP------

VIN TON 108

2 NP AC---------------------------------------------

2

DT

O

TON

=

导致磁芯损耗，单位为 mW。

BRMS 1.363 103 高斯=

LAL NP2

AL 109–=

LAL 1.2 104– 亨=

或，

LM

0.4 EFF NP 2 AC 108–

Lm---------------------------------------------------------------------------------------=

LM 9.57 105– 亨=

相反，小电感将为 ~70 µH。

LMIN 0.75LM亨=

LMIN 6.699 105– 亨=

diVIN TON

LM-------------------------=

di =

CD 50 1012– 法拉=

FR1

2 LM CD -------------------------------------------------=

FR 2.3MHz=


AN1335

在本设计中，磁道宽度或导线宽度的选择相当保守。假定 RM4/ILP 磁芯窗口的宽度为 2.03 mm（80 mil），此磁芯允许容纳的 PCB 宽度为 1.63 mm （64 mils），进一步保守估计导线间空隙为 0.3 mm（12 mil），我们可以放置宽度为 0.39 mm （15 mil）的 2T/ 层或宽度为0.18 mm（7 mil）的 3T/ 层。如果每层使用 4 oz. 的铜箔，则 0.18mm 的导线宽度将导致制造中出现过多 “ 蚀刻不足 ”。功率级拥有约 14 个专用层，并且形成的 3.5至 3.8 mm 的 PCB 厚度可被轻松容纳在 RM4/ILP 磁芯窗口高度内。因此，选择 2T/ 层会较轻松。此选择同样允许三种可能性，使得在初级和每个次级驱动绕组间发生交错。选择3T/层可能导致失衡，且交错的可能性较小。

电流检测变压器设计

选择的电流检测变压器是传统的独立式磁性器件。之前已决定采用 1:100 的电流变换比。因此，很难将此器件作为嵌入式结构实现。

我们会重复利用 TX1 主变压器设计的某些方面，如开关频率。

公式 40：

变压比 NC = NS/NP = 100

大标称电流 IMAX = 10A

因此，次级 RMS 电流的计算如公式 41 中所示：

公式 41：次级 RMS 电流

公式 42：

此部分使用的磁芯为 E5.3/2.7/2-3C96

此磁芯具有如下参数：

• LM = 1.25 cm

• AC = 0.0263 cm2

• VE = 0.0333 cm3

标称电流检测端接电阻值： RB = 10.0E。

公式 43：

因此，标称值为 0.1 V/A。

公式 44：

我们认为此峰值磁通密度非常低且符合要求。通常，在多数开关模式转换器中，电流到电压增益都会这么低。多数模拟控制器在电流检测（Current Sense，CS）输入处的电流斜坡信号 <1V，因此应该始终选择值较小的端接电阻。在本例中，会先利用差分运放来调节电压增益，然后将其发送至 dsPIC® DSC 的输入 ADC。

只需选择值较高的端接电阻就可实现较高的电流到电压增益，了解这一点将很有帮助。唯一的限制是铁氧体磁芯的饱和所施加的上限。

Champs Technologies的CH-1005材料的电压 -时间额定值为 58V-µs。在本设计中，如果选择 100的端接阻抗，则可获得 10V 的信号振幅。电流互感器重现电流波形直到其不饱和，也就是说只要它作为变压器运行就会一直重现电流波形。在本设计中，可以允许 5.8 µs 的长导通时间。

FSW 150 103 HZ=

Tp1

FSW----------=

TP 6.667 106– 秒=

IRMSSECY

IRMSPRIM

NC------------------------=

IRMSSECY 0.093A=

TON 2.89 106– 秒=

TOFF

TP

2------ TON–=

TOFF 4.433 107– 秒=

VPKSECY

IMAX

NS------------ RB=

VPKSECY 1V=

BPK

VPKSECY TON 108

NS AC-----------------------------------------------------------=

BPK 109.886高斯=


AN1335

额定大磁通量如公式 45 中所示。

公式 45：

BPK在100ºC工作单极偏移下的额定值为2200高斯峰。RMS 磁通密度可通过公式 46 计算。

公式 46： RMS 磁通密度

公式 47：

BRATED58 10

6– 108

NS AC-------------------------------------------=

BRATED 2.205 103 高斯=

BRMS2

TP------

VPKSECY TON 108

2 NS AC-----------------------------------------------------------

2

Tpd

O

tON

=

BRMS 51.159高斯=

其中设置如下磁芯损耗系数：

Cm = 8.27 * 10-2

x = 1.72

y = 2.80

Temp = 30

Ct1 = 3.66 * 10-2

Ct2 = 1.83 *10-4

Ct0 = 2.83

F = 1.5 * 105

磁芯损耗 P VE 103–=

P 0.048=

磁芯损耗 1.592 106– W=

磁芯损耗密度 PCm F

xBRMS y Ct0 Ct1– Temp Ct2 Temp

2+

1000------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------=

mW/cm3

磁芯损耗约为零或可忽略。

次级 SecDCR = 6.6E。


AN1335

公式 48：

此器件在大额定数值时的总损耗小于 1/4W。

计算选定的 3C96 材料的电感值。

公式 49：

公式 50：

有效端接阻抗如公式 51 中所示：

公式 51：

与理想值的偏差 < 0.1%。

图 19：电流互感器

平面辅助电源变压器设计

本数字直流 / 直流转换器需要辅助电源。dsPIC DSC 需要 3.3V，而栅极驱动器需要 12V。

dsPIC DSC 必须有接入电源，才可让功率转换器启动。获得此效果的方案是，利用模拟转换器来启动并将其用于连续操作。这可避免在非正常工作或非预期瞬态条件下发生可能的尖峰或不受控的运行事件。模拟控制器在完成软启动后需要自举升压电源。

Secloss IRMSSECY 2 SecDCR=

Priloss IRMSPRIM 2 PriDCR=

总损耗 Secloss Priloss 磁芯损耗+ +=

0.057W=

0.173W=

0.23W=

其中：

Secloss = 次级铜箔损耗

Priloss = 初级铜箔损耗

PriDCR = 0.002E

SecDCR = 6.6E

LAL NS 2 AL 109–=

LAL 3 103–= ~ 3mH

其中：

Ns = 100

AL = 300 nH

LMIN LAL 0.75=

XL 2 f LMIN=

2.25mH=

2.12 103 E=

小次级电感 = 2.25 mH。

XEFF

XL RbXL Rb+-------------------=

XEFF 9.953E=

7.80 mm

4.9

mm

（0

.19

''） 0.25 mm

（0.010''）

0.006

6.8 mm

0.15

5.3 mm

7 +

3.70 mm（0.146''）

8

1.85 mm（0.073''）8

100T7

1T

3

1

5.3

mm

（0.

21'

'）

（0.31''）

（0.27''）

（0.21''）


AN1335

dsPIC DSC 需要 3.3V。在 3.3V 之前插入线性稳压器，使得一个输出端所需的动态范围上限为 4V。 3.3V 输出电压在稳压器之前为 V01 = 4V。

• 负载电流 I3.3V = 0.3A

• 稳压器之前的 12V 输出电压 V02 = 12V

• 负载电流 I12V = 0.4A

• 总输出功率 = 6W

• 考虑总效率为 80%

• 输入功率 = 7.5W

考虑小输入电压 VINMIN = 32V。将此转换器设计为工作于大占空比 D = 40%。 IC 的标称工作频率 FSW 为250 kHz。

公式 52：

整个周期 TP = 4 µs

导通时长 TON = 1.6 µs

公式 53：

不间断模式反激转换器的峰值电流 IPPK 如公式 54 中所示。

公式 54：

初级 RMS 电流 IRMSPRIM 如公式 55 中所示：

公式 55：

公式 56：

公式 57：

12V 和 3.3V 输出的匝数比如公式 58 中所示。

公式 58：

快速对比可用的标准磁芯结构后发现，明显可以使用标准尺寸的 RM-4 磁芯。

本设计中此磁芯的重要特性为，它包括标称值4.3 mm的磁芯窗口，因此无需使用 4.0 mm 的 PCB 厚度。此磁芯的总高度为7.8 mm，因此它小于直流 /直流转换器10 mm的机械高度。

RM-4 磁芯的参数为：

• AE = 0.145 cm2

• ICORE = 1.73 cm

• µ = 2000

• VE = 0.25 cm3

FSW 250 103Hz=

平均电流 IAVE输入功率小输入电压

------------------------------------=

7.5W32V------------= 0.234A=

IPPK 2IAVE

D----------- 1.17A= =

IRMSPRI IPPK

TON

3 TP--------------- 0.427A= =

初级电感 LP

VINMIN DFSW IPPK-----------------------------=

32 0.4250000 1.17----------------------------------= 43.6H=

峰值次级电流 ISCPK

2 ISCDCDS

------------------------=

2 0.10.6

---------------- 3.33A=

次级 RMS电流 ISRMS

DS

3------ ISCPK=

1.489A=

其中：

短路电流：ISCDC = 1A次级占空比：DS = 0.6

NP

NS-------

VIN IPPK RDS ON – DVOUT VFD1+ 0.8 D–

--------------------------------------------------------------------------

NP

NS12----------- 2.60=

NP

NS3.3-------------- 7.828=

其中：

二极管上的压降 VFD1 = 0.7VRDS(ON) = 4E


AN1335

图 20：辅助平面变压器

此器件的尺寸（长度 x 宽度）不大于独立式磁性器件的尺寸。以上所示的尺寸已在终实现中进一步减小，并且整个偏置转换器已实现为嵌入式设计的一部分。

公式 59：

基于公式 60 中所示的公式计算所需的中心柱气隙：

公式 60：

计算 AL 值，如公式 61 中所示。

公式 61：

计算磁通密度，如公式 62 所示。

公式 62：

BPK 小于 85ºC 时 3000 高斯的 BSAT 限制。考虑到效率因素，DCM运行所需的大输出功率如公式63中所示。

公式 63：

计算峰值交流磁通密度，如公式 64 中所示。

公式 64：

计算 RMS 磁通密度，如公式 65 中所示。

公式 65：

磁芯损耗公式参数用于温升为 40ºC 的Ferroxcube“3C92” 材料。

15.51 mm

11.51 m

m

内层顶点

1 2

3

4

56

7

8

1* *

* *

16T

6T

6T

2T

2

3

4

5

6

7

8

（0.61''）

（0

.45

''）

NPRI

VINMIN TON 108

BMAX AE-------------------------------------------------- 16T= =

其中：

BMAX = 2200 高斯

LGAP

0.4 NPRI 2 AE 108–

LP------------------------------------------------------------------------- FFF=

LGAPIN

LGAP

2.54-------------=

LGAP 0.012cm=

LGAPIN 4.591 103– in=

AL

LP 109

NPRI 2---------------------=

AL 164.063nH=

BPK

0.4 NPRI IPPKLGAP

-----------------------------------------------------=

BPK 1.959 103 高斯=

PO12--- LP IPPK 2 FSW=

PO 7.46W=

BPKAC

VIN TON 108

NPRI AE---------------------------------------------=

BPKAC 2.48 103 高斯=

BRMS1

TP------

VIN TON 108

2 NPRI AE---------------------------------------------

2

Tpd

O

TON

=

BRMS 771.454高斯=


AN1335

公式 66：

工作系数为：

CM = 9.17 x 10-5

公式 67：磁芯损耗密度公式

计算出的 76 mW 磁芯损耗值是可接受的，并且可据此使用铁氧体磁芯材料。

采用 CAD 软件包进行 PCB 布线设计，以便计算初级和次级直流电阻的导线 DCR。

• DCRSEC = 0.023E

• DCRPRI = 0.088E

公式 68：

总损耗如公式 69 中所示。

公式 69：

使用数字控制器时，唯一的效率损失是偏置电源转换效率为 80%。每个转换器上承担的 FET 驱动器损耗大致相等。

另一个受损因素是转换器本身的可用外封装内偏置电源占用的尺寸或空间。开头所讨论的主要优点为控制器是“ 始终开启的 ”，也就是说，它以受控的方式提供电源，并可以经受可能至少需要模拟控制器间断式启动的异常和瞬态情况。

BBRMS

10000---------------=

f 1TP------=

f 2.5 105Hz=

Temp 40C=

其中：

Ct2 = 2.33 * 10-4

Ct1 = 4.72 * 10-2

Ct0 = 3.39

x = 2.22

y = 2.46

磁芯损耗 P VOL 103–=

P CM fx B

yCt0 Ct1– Temp Ct2+ Temp

21000

-------------------------------------------------------------------------------------=

P 303.063=


mW/cm3

磁芯损耗 IRMSPRI2

DCRPRI IRMSSEC

2DCRSEC

+=


总损耗 CuLoss CoreLoss+=

总损耗 0.142=


AN1335

设计数字四分之一砖转换器

使用dsPIC33FJ16GS502设计本四分之一砖直流 /直流转换器。以下章节中将分析本设计。

什么是数字控制电源？

数字电源的功能可大致分成功率控制和电源管理两种。功率控制与电源管理相比，是相对较新的趋势。

电源管理包括数据通信、监控、数据记录、电源保护以及输出排序。这并不是实时的，因为转换器的开关频率要比电源管理功能的频率高。

功率控制被定义为功率在转换器内的流动，其控制方式是从一个 PWM 周期到另一个 PWM 周期。利用 DSC 和模拟控制器来执行功率控制，设计上不会有太大变化。

DSC 的优点

在现代 SMPS 应用中，功率转换只是整个系统解决方案的一部分。除此之外，还有许多其他要求和特性，以使系统更加可靠。可使用 DSC 来实现以下特性：

• 改善到其他转换器拓扑的可移植性

• 自适应和预测式控制机制，可获得较高效率并改善动态响应

• 软件方式实现保护，减少了元件数量

• 增强的可扩展性

• 在并联系统中实现主动负载平衡

• 提高整体系统可靠性和稳定性

• 系统性能监控功能

• 用于调整功率转换器的实时算法

• 参数不易受到热效应和老化的影响

图 21：实际信号链：数字电源

数字相移全桥（PSFB）设计

在本数字电源设计中，功率传输电路与模拟功率转换器设计相同。区别在于它在数字域中的受控方式。使用ADC将电压和电流等模拟信号数字化，然后馈送至 DSC。通过数字补偿器处理这些反馈信号，然后对 PWM 栅极驱动进行调制以获得对输出的所需控制。

以下列出了数字电源中采用的一些关键外设：

• PWM 发生器

• ADC

• 模拟比较器

PWM 发生器

PWM 发生器必须能够产生具有良好分辨率的高工作频率，能够动态控制占空比、周期和相位等 PWM 参数，并同步控制所有 PWM，还具有故障处理功能以及 CPU负载交错以执行多个控制环。

PWM的分辨率决定了PWM时基上要执行的小校正。

公式 70：

公式 71：

传感

元件换算滤波器

负载功率转换器

ADC

CMP DSC 内核

PWM

模拟硬件数字信号控制器（DSC）

PWM分辨率 PWM时钟频率目标PWM频率---------------------------------------=

位分辨率 2PWM时钟频率目标PWM频率--------------------------------------- log=


AN1335

例 1：

例 2：

10 位的分辨率表明用户可拥有从零到转换器总功率的2048 个不同档。与 7 位分辨率（其中只有 128 档可用于控制）相比，这可以使用更微小的间隔来控制占空比。

模数转换器（ADC）

所有现实的反馈信号都是连续信号，必须进行数字化才可在 DSC 中处理。此过程由内置 ADC 执行。 ADC 要

求将电压信号作为输入提供。将输入信号降低至ADC参

考电压。这些电压通常为 3.3V 和 5V。

图 22：模数转换器（ADC）

在数字 SMPS 应用中，较高的位分辨率和较高的速率这

两个特性决定了对 ADC 的选择。

ADC 分辨率表明它在模拟值范围内能产生的离散值的

数量，因此分辨率以位表示。

公式 72：

例 3：计算 ADC 分辨率

要考虑的另一个参数是采样和转换时间（ADC 对模拟信号进行采样并传送等同数字值所需的时间）。通常以百万采样每秒（Million samples per second， Msps）来表示转换时间。例如，如果指定采样时间为 2 Msps，则 ADC 可在一秒内转换两百万个采样。因此，采样和转换时间为 0.5 µs。

转换速率在复制采样信号方面起着重要作用。按照Nyquist定律，采样频率必须大于输入信号带宽（Nyquist频率）的两倍。作为 SMPS 应用中的指导规则，要维持保真性，必须以高于信号带宽 10 倍的频率对模拟信号进行采样。

模拟比较器

多数DSC中都包括作为内置外设的模拟比较器用于增强SMPS应用的性能。模拟比较器可用于逐周期控制方法，以此改善转换器的响应时间，也可用于故障保护应用。

SMPS 应用中的 ADC 和 PWM 分辨率

通常，模拟控制器提供精确分辨率来定位输出电压。输

出电压可调整为任意值，并且仅受到控制环增益和噪声水平的限制。但是，由于量化元件、ADC 和 PWM 发生

器存在于数字控制环中，因此 DSC 包含有限个离散级别。因而，ADC 和 PWM 发生器的量化对于开关电源的

静态和动态性能非常重要。

PWM 时钟频率 = 60 MHz

所需 PWM 频率 = 500 kHz

PWM 分辨率 = 120 = 一个器件为 120

位分辨率 = log2 (120) ~ 7 位

PWM 时钟频率 = 1000 MHz

所需 PWM 频率 = 500 kHz

PWM 分辨率 = 2000 = 一个器件为 2000

位分辨率 = log2 (2000) ~ 10 位

采样和保持电路

SAR核心

数据格式

ADC结果

缓冲区输入

MUX

AN1

ANx

ADC分辨率满量程电压

2n

------------------------------=

其中：

n = ADC 的位数

示例 A：

ADC 满量程电压 = 3.3V

ADC 的位数 = 10

因此， ADC分辨率 = 3.22mV


AN1335

ADC分辨率必须小于允许的输出电压变化，才能实现规定的输出电压调整度。所需的 ADC 分辨率如公式 73 中

所示。

公式 73：

例 4： ADC 分辨率

数字 PWM 产生整数占空比（它会产生一系列离散的输出电压值）。如果所需的输出值不属于这些离散值中的

任何一个，则反馈控制器会在两个或更多个占空比离散值之间切换。在数字控制系统中，这称为极限环，不符

合要求。

可通过选择输出电压的变化（由占空比中的一个 LSB变化导致）来避免极限环，而且此变化必须小于 ADC的

LSB 的模拟对等值。对于降压型正激稳压器，NPWM 如公式 74 中所示。

公式 74：

表 6：转换器的开关频率

VMAX A/D = 本应用的 ADC 满量程电压

其中：

VREF = 参考电压

NA D Int 2VMAXA D

VREF-----------------------

Vo

Vo----------

log=

NA/D = ADC 的位数

VO = 要测量的信号（输出电压）

VO = 允许的输出电压变化

Int [ ] = 表示取舍入后较大的整数

VMAX A/D = 3.3V

VO = 12V

VO = 12V 的 1% = 120 mV

VREF = 2.6V，即 ADC满量程电压的80%

NA/D = 7，（因此，可使用 7 位 ADC）

ADC 分辨率也可以表示为：

ADC LSB << (VREF/VO) * VO

注：要获得不存在极限环的稳定输出，ADC 的下游量化器必须具有更高的分辨率。

NPWM > = NA/D + log2 Vref VMAX A/D * D

其中：

NPWM = PWM 控制器的位数

D = 占空比

总而言之， NPWM 必须至少比 NA /D 多一位。

信号名称说明信号类型 dsPIC DSC 资源工作频率

PWM1H,PWM1L 左桥臂栅极驱动 PWM 输出 PWM1H,PWM1L 150 kHz

PWM2H,PWM2L 右桥臂栅极驱动 PWM 输出 PWM2H,PWM2L 150 kHz

PWM3H,PWM3L 同步整流器栅极驱动 PWM 输出 PWM3H,PWM3L 150 kHz

— 控制环频率 — — 75 kHz


AN1335

表 7：映射到 PSFB 转换器的 DSC 外设

引脚外设说明

1 AN2 负载共享

2 AN3 温度

3 CMP2C 输出过压

4 RP10 TX 次级电压

5 VSS 接地

6 CMP4A TX 过流

7 RP2 EXT SYNCI1

8 PGD2 编程

9 PGC2 编程

10 VDD 偏置电源 +ve

11 RB8 COM1

12 RB15 COM2

13 RB5 远程开 / 关

14 SCL1 COM4

15 SDA1 COM3

16 VSS 接地

17 VDDcore 内核 VDD

18 PWM3H 同步栅极驱动

19 PWM3L 同步栅极驱动

20 PWM2H PSFB 栅极驱动

21 PWM2L PSFB 栅极驱动

22 PWM1H PSFB 栅极驱动

23 PWM1L PSFB 栅极驱动

24 AVSS 接地

25 AVDD 偏置电源 +ve

26 MCLR 主复位

27 AN0 TX 电流

28 AN1 12V 输出


AN1335

图 23：四分之一砖转换器的 dsPIC® DSC 资源

驱动 TX驱动 IC

驱动 TX驱动 IC

光电

驱动 IC

全桥转换器

CT

外部通信

dsPIC33FJ16GS502

PWM1 PWM2 AN1 PWM3 AN0

RB5

RB8 RB15 SCL1 SDA1 RP2 AN3 AN2

36 V

DC

–76

VD

C

远程开 / 关

外部同步

过温负载共享

同步整流器输出电压

12

VD

C/1

7A

+

+

- -

隔离器


AN1335

数字控制系统设计

数字控制系统设计是为控制器选择差分等式或 Z 域传递函数以获得良好闭环响应的过程。必须考虑稳定时间、输出过冲、上升时间、控制环频率和带宽等参数，以获得可接受的性能。

传递函数的分母多项式提供了等式的根。这些根是传递函数的极点。此等式称为特征方程。

特征方程的根的本质提供了时间响应的表现方式。可通过求得特征方程的根及其位置来确定系统稳定性。如果特征方程的根位于 “S” 平面的左半部分，则认为系统稳定。这会使有界输入产生的输出响应随时间接近无穷大而减小为零。

在本四分之一砖转换器设计中，在连续时间域中设计控制器，然后转换至对等的数字控制器。这种方法称作数字重设计方法或仿真式数字设计。

数字平均电流模式控制技术

数字电流模式控制是改善高频率开关模式 PWM 转换器动态性能的新方法，本设计中采用了这一方法。在此方法中，DSC 用软件执行整个控制策略。电流模式控制（CMC）策略中包括两个控制环。内层电流控制环从电流参考中减去换算后的电感电流。通过 PID 或 PI 补偿器进一步处理电流误差，将结果相应地转换为占空比或相位。输出负载电流的任何动态变化都会直接修改转换器的占空比或相位。外层环从参考中减去换算后的输出电压，并且利用 PID 或 PI 补偿器来处理误差。电压控制环补偿器的输出提供了内层环的电流参考。电流和电压补偿器允许调节内层环和外层环，以确保转换器的稳定性并获得所需的瞬态响应。

图 24：平均电流模式控制

VO IL

-+

+

电压控制环补偿

P 控制PI 控制相位 / 执行器

传感器

传感器

VO 去耦合补偿

ADC

ADC

DCR 补偿

IL+ VO

ITX

*

-

+VO

*

电流控制环补偿

数字信号控制器（DSC）

VERROR

占空比


AR

矩形

AN1335

推导电流模式控制（CMC）的特征方程

让我们使用简单的降压转换器来推导特征方程。

图 25：降压转换器

根据图 25 并应用基尔霍夫定律，得到如公式 75 中所示的表达式和公式。

公式 75：

电流补偿器比例增益表示为 RA，它具有电阻量纲。可根据系统特征方程确定 RA 的值。较大的 RA 值表示较高的电流控制环带宽。利用电流模式控制，可获得电压PID 的 “D” 项性能。

公式 76：

使用外层电压控制环产生电流参考（IL*）。

[IL* = (VO* - VO) * G]（由于电流控制环执行电压控制环中的差分增益功能，所以外层电压控制环将只具有比例和积分增益）。

根据物理电容系统，有 IC = IL - IO。在此公式中， IO 为常数，且分析了VO与VO*间的关系。因此，有IL = SCVO。

公式 77：

整理公式 77 以求出 VO*/VO，结果如公式 78 中所示。

公式 78：

ESR

C

IC

VO 负载

IO

VIN

LM DCR

VL

IL

降压电感

输出电容

D * VIN

VX

IC IL IO–=

VO D VIN VL–=

IL

VL

XL------

VL

2fL------------

VL

JL----------

VL

sL------= = = =

VO IC XcIc

2fC-------------

IC

JC-----------

IC

sC------= = = =

(A)

(B)

(C)

(D)

VX VO VL+=

VX VO sLIL+ RA IL IL– VX sLIL– += =

IL

RA IL

RA sL+------------------------------=(E)

IL VO VO– KP

KI

s-----+

=

ILRa sL+

Ra------------------------ VO

VO– KP

KI

s----- +=

(F)

VO

VO----------

KP RAKI

S----- +

s2LC sC RA KP RA

KI

s----- RA+ + +

----------------------------------------------------------------------------------------------------------=


AN1335

分母 [s2LC + sCRa + KPRa + (KI/s)Ra] 表示特征方程。分母应该有三个根，称为控制器的三个极点或三个带宽，f1 > f2 > f3（单位为 Hz）。这些根分别对应于电流控制环带宽（f1）、比例电压控制环带宽（f2）和积分电压控制环带宽（f3）。必须根据系统规范对这些根进行选择，f1、f2 和 f3 之间的比例不得低于 3。这可确保由制造公差或电感饱和引起的任何参数变化（L 和 C）不会影响系统的稳定性。

f3 决定稳定时间（TS），即对于负载的阶跃变化，转换器的输出电压稳定在 98% VO* 内所花费的时间。选择的Ts 必须小于规定的稳定时间。

TS = 4/2f3

f2 决定了控制器跟踪 VO* 的变化的能力。如果 VO* 发生变化， VO 可跟踪高频率为 f2 Hz 的 VO* 变化。

f1 的存在只是为了使系统不振荡或在频率大于 f2 时不共振。

一旦选定 f1、f2 和 f3，就可确定增益 KP、KI 和 RA。特征方程为：

s3LC + s2CRa + s KP Ra + KI Ra = 0 为三次方程。

由于 “s” 为 -2f1(1)、-2f2 (2) 和 -2f3 (3)，它们是特征方程的根，在代入 “s” 后应使得此方程等于零。通过求解公式 79 中所示的三个方程可得到三个未知系数KP、 KI 和 RA：

公式 79：

可使用公式 80 中所示的矩阵方法进行求解。

公式 80：

为简单起见，公式 80 中所示的矩阵等同于 A * Y = B。

公式 81：

求出增益

将 PSFB 转换器使用的实际设计参数代入，即可求出KP、 KI 和 RA 增益。

• 变压器匝数比 = 5:2

• 初级输入电压 VIN = 76V

• 标称初级输入电压 VNOM = 48V

选择的大初级输入电流为 9.75A，并且由于控制器位于隔离层的次级侧，此输入电流将被反射到次级。

电流的基值 INBASE 为 24.38A，电压的基值 VNBASE 为14.2V。所有电压和电流量均以基值 INBASE 和 VNBASE

作为参考。

变压器的次级电压为：

• VINS = VIN/ 匝数比 = 30.4V• 输出电感 L = 3.4e-6 亨• 考虑电感和导线的直流电阻为 DCR = 0.05E• 输出电容 C = 4576e-6F （转换器外部的 4400 µF）• 电容的等效串联电阻 ESR = 0.0012E

• 转换器的开关频率 FSW = 150000 Hz

• 控制环频率 TS 是 FSW 的一半，即：

• 积分电压带宽（BW）， f3 = -1000 * 2 *• 比例电压 BW， f2 = -2000 * 2 * • 比例电流控制环 BW， f1 = -4000 * 2 *

使用以上三个带宽可解出特征方程。

• RA = 0.1495

• KP = 57.5037

• KI = 2.0646e + 005

12CRA 1KPRA KIRA+ + 1

3LC–=


3LC–=


3LC–=

12 1 1

22 2 1

32 3 1

CRa

KPRA

KIRA

13LC–

23LC–

33LC–

=

YY1

Y2

Y3

A1–

B= =

Y1 = C RA 且 RA = Y1/C

Y2 = KP RA 且 KP = Y2/RA

Y3 = KI RA 且 KI = Y3/RA

TS1

FSW 2-----------------=


AN1335

图 26：控制环补偿器设计框图

换算

以上计算得到的增益基于实际单位（伏特和安培等）。dsPIC DSC 由定点处理器构成，处理器中的值与它们所代表的实际物理量之间为线性关系。

计算得到的增益采用实际单位，无法直接应用于这些换算值（物理量的表示）。因此，为了确保一致性，必须对这些增益进行换算。

换算的一般概念包括换算反馈部分和预换算部分。

换算的基本理念是：要进行加或减运算的量必须具有相同量级。换算不会影响控制系统框图的结构。换算只会影响软件中使用的各种量的软件表示。

换算反馈

要对 PID 增益进行适当的换算，必须要了解反馈增益计算。反馈可由多种格式表示。小数格式（Q15）是一种非常方便的表示。

小数格式允许将代码从一个设计轻松移植到具有不同额定值的另一个设计，其中大多数变化仅存在于系数，可在头文件中定义。

要使用处理器提供的16位数据，则Q15格式为方便，因为它允许有符号运算并且可以充分利用可用的位（大分辨率）。也可以使用其他格式，但处理过程中会损失分辨率。 Q15 允许有效地使用 dsPIC DSC 的小数乘法 MAC和 MPY运算。

反馈信号（通常为电压或电流）通常来自 10 位 ADC。根据反馈电路中的潜在分压器或放大器，可对实际的电压和电流进行换算。

一般而言， 10 位的反馈值（0 - 1023）乘以 32 后会变为 ±32767 的范围，该格式也称为 Q15 格式：Q15(m)，其中 -1<m<1，且定义为 (int) (m * 32767)。

这些公式将包含一定的误差，因为要求的是215 = 32768，但由于 15 位的有限分辨率，只用了 ±32767。从控制方面来看，这在大部分系统中几乎都不会产生任何明显错误。在此格式中， +32767 对应于 +3.3V， 0 对应于 0V。

预换算

由于多数物理量均以Q15格式表示以便于与增益相乘，所以增益必须也以小数格式表示。如果增益值（G * VNBASE/INBASE）介于 -1 和 +1 之间，则可用小数格式轻松表示。

随后可使用如 MAC 的小数乘法函数，或使用builtin_mul 函数和移位执行相应的乘法。例如，z = (__builtin_mulss(x,y) >> 15) 会产生z = Q15(fx,fy)，其中所有的 x、 y 和 z 均采用 Q15 格式（fx 和 fy 分别为 x 和 y 表示的小数）。

在许多情况下，增益项大于单位 1。由于 16 位定点计算的限制，所以可使用预换算来使增益项处于 ± 范围内。

在本应用中，电压控制环比例增益 KP 值大于 1。因此，使用规定的电流、电压基值和预换算因子 32 将此增益归一化。为简化计算，同样也用 32 对电压积分增益（KI）进行换算，即如果对控制块的 P 项进行了预换算，则还必须对此控制块的 “I” 和 “D” 项进行预换算，因为所有的项会相加。

为避免数值溢出，必须对 PID 输出和 “I” 输出进行饱和处理，使其等于 ±32767。

考虑到预换算， PID 输出的饱和限制必须设置为原始±32767 的 1/32。因此，饱和限制必须设置为 ±1023。后，饱和之后，必须对输出应用后换算因子 5 以得到合适的换算增益。

（IL*）

VO

补偿器补偿器

IL-

VL

+

+

外层电压控制环补偿器

VO*

+

-

+

VO

+

相位 / 占空比

VX

IL * DCR内层电流控制环补偿器

VERROR IERRORIREF


AN1335

增益换算

电压补偿器输入为电压量纲，输出为电流量纲，所以电压控制环系数的量纲将为姆欧（西门子）。

归一化和换算后的新值电压控制环比例增益 KP 将为(KP * VNBASE)/(INBASE * prescalar)，等于 1.04。

归一化和换算后的新值电压控制环积分增益 KI 将为KI * TS * VNBASE/(INBASE * prescalar) = 0.0501。

电流补偿器输入为电流量纲，输出为电压量纲，所以电流控制环系数的量纲将为。

归一化后的新值电流控制环积分增益 RA 为[(RA/VINS) * INBASE] = 0.1495。

相位 /占空比控制的其他有用因素为电压去耦项和DCR补偿项。下面对它们进行介绍。

由于处于稳态（VL = 0），所以开关操作的平均输出将等于 VO。 VO 的作用可施加于 VX （变压器初级的目标电压）。

可在软件中获取 VO 的信息，因此可轻松计算出电压去耦项。这将改善动态性能并简化控制系统的设计。PI 输出仅执行少量更改以对负载和线路变化进行校正，而且相位 / 占空比的大多数变化都是由 VO 导致。

换算后的电压去耦项将为 VNBASE/VINS。

需要解决的其他参数为导线的电阻降和磁件绕组的电阻降，它们可能导致电流控制环的功能达不到理想状态。电流控制环增益的量纲为欧姆。物理电阻可能会干扰控制动作。如果已知此电阻并在设计阶段对其进行了测量，则可用软件补偿电阻降。

换算后的直流电阻补偿项将为 (DCR/VINS) * INBASE。

输入量应该采用小数格式（必须在代码中确保这一点）。然后，输出电流量将自动变为正确的小数量。这基本上达到了换算的目标。同一逻辑适用于任何控制块。

通过考虑要在软件中实现的每个块的输入和输出单位及范围，可获得正确的换算值。

负载共享

在传统的模拟控制器中，控制器的调节通过简单的PWM 控制器实现，控制器的负载共享由额外的负载共享控制器 / 等效放大器电路实现。近来，高端系统要求记录转换器参数，这需要单片机与外部世界进行通信。因此，每个转换器都需要 PWM 控制器、负载共享控制器和单片机才能满足目标规范。

近，DSC 的成本已大幅降低，非常吸引电源设计人员将其用于他们的应用中。数字控制器不受元件变化的影响，而且能够执行复杂的非线性控制算法，这对于模拟控制的电源系统而言并不常见或尚未明确。

DSC不仅能够以数字方式闭合控制环，还可执行故障管理并与外部应用通信，这一点在服务器应用中变得日益重要。数字控制的电源系统还具备极高的精度、灵活性和智能性等优点。

要实现转换器的过流保护或短路保护功能，需测量负载电流或负载等效电流并将测量值用于转换器间的负载共享。因此，与其对应的模拟控制电源相比，数字控制电源的负载共享并不需要额外电路 / 额外控制器。元件数量变少了，而且通过在独立转换器设计中添加少量代码便可更为轻松地实现，因而也就降低了整体成本。

实现数字负载共享

模拟和数字负载共享概念的基本操作相同；但是，实现方式则完全不同。在数字实现方式中， ADC 对输出电压和输出电流连续信号进行采样。用户可配置输出电压和输出电流信号的采样频率。中断服务程序（Interrupt ServiceRoutine，ISR）执行 PID 补偿器设计的计算，然后根据控制环频率更新这些计算。


AN1335

在双负载共享实现方式中，对于额外的电流，将添加误差信息，并将此组合数据提供给 PWM 模块以产生相应的相位 / 占空比。 PID 补偿器设计与独立的单独转换器相同。负载共享补偿器依赖于预期的动态性能，而动态性能则取决于电流反馈的带宽。电流控制环补偿器将单独转换器电流 IL1、IL2 和平均电流（IAVE）间的稳态误差（IL）强制变为零。

一般而言，温度是元件参数极限值的关键决定因素，结温带宽约为 5 ms（约为 30 Hz）。因此，使用 ~500 Hz带宽的电流数据已足够，而且电流共享环的带宽可为~100 Hz。这里，可通过设计电压 / 电流控制环补偿器让 DSC 进行输出电压调节，通过设计负载电流控制环补偿器实现负载电流共享。利用单个控制器可以同时实现高效的输出电压调节和负载共享，从而可以使用更少的元件、降低复杂度并提高可靠性。本设计的一个缺点是抗扰性较差。

负载共享环的比例增益 IKP 将为 2fL = 0.0021。

负载共享环的积分增益 IKI 将为 2f5 IKI = 0.3356，其中f5 （25 Hz）是 PI 的零点。

归一化和换算后的新值电压控制环比例增益IKI如下所示：

IKP * INBASE/VNBASE * prescaler2 * 1.25 = 0.0734

归一化和换算后的新值电压控制环比例增益IKI如下所示：

IKI * INBASE/VNBASE * prescaler2 * TSLOADSHARE = 0.0092

在本应用中，选择的负载共享采样时间（TS LOADSHARE）为 1 kHz。

图 27：单线负载共享补偿器设计框图

VO

补偿器补偿器

IL1-

VL

++

外层电压控制环补偿器

VO*

+

-

+ IERROR

VO

+相位 /

VX

(IL * DCR)内层电流控制环补偿器

补偿器

IL1

负载共享环补偿器

负载共享

(IL1 + IL2)/2

IAVEBLOCK

补偿器

IL2

负载共享环补偿器

(IL * DCR)

+

VL

VO+

补偿器相位 /+

IL2

IERROR+补偿器

IREF(IL*)VERROR

VO *

+

外层电压控制环补偿器内层电流控制环补偿器

转换器 1

转换器 2

IL

IL

-Vx

VO

VERROR

IREF(IL*)

-

负载共享

+

+

占空比

占空比


AN1335

MATLAB 建模

.m文件用于产生MATLAB模型（.mdl）中使用的系数。此文件还产生要在软件中使用的换算值。产生的值采用小数格式。在软件中，系数必须以 Q15(x) 表示，其中“x” 是小数值。

有关更详细的计算，请参见 PSFB_MATLAB 文件中的MATLAB（.m）文件。对于 MATLAB Simulink 框图，请参见 MATLAB （.mdl）文件。

以下波特图（图 29 至图 31）生成自 MATLAB（.m）文件。各图用于描述系统的行为。

干扰抑制图被定义为：I(S)/VO(S)。

传递函数 IO(S)/VO(S)（ VO*(S) = 0）称为动态稳定度或干扰抑制度。此图表明了 VO 的单位幅度失真，即，作为频率函数的负载量需求。系统需要尽可能稳健，以便输出不会因负载而变化。

此品质因数的绝对值越高，则电源的输出越稳定（越好）。本应用中的小值为 35 db，表示在大约 1300 Hz负载时 56A （20logI = 35 dB）电流会对输出电压造成1.0V 的纹波。

图 28： PSFB 转换器的 MATLAB® 数字实现（根据 MATLAB 文件）

Phifactor

VIN_PHIFACTOR

VO2

12

13.6

IL1VO*

VIN

VO

IL

VO*VIN

Phifactor

VIN

LC 电压 1

VO1控制系统

ZVT 调制

L1

IL1

iLoad

C

脉冲发生器

示波器 1

零阶保持器 1

零阶保持器 2量化器 2

量化器 1


AN1335

图 29：干扰抑制图


AN1335

图30中示出的环增益电压图用于计算相位和增益裕度。在图中，相位裕度（180º 与增益曲线和 0 db 相交处的相位角之差）为 50º。为避免系统发生条件不稳定，当相位达到 180º 时增益曲线必须降至 0 db 以下。

蓝色曲线为模拟实现，绿色曲线为数字实现。

一般建议相位裕度至少为 40º，以允许参数变化。增益裕度是增益曲线在 0 db 处的值与相位曲线与 180º 的交点所对应的增益值之差。增益裕度（相位图中的绿色线达到 180º 时）为 -20 db。

图 30：环增益图


AN1335

图 31 表示了闭环波特图。增益与 -3 db 或 -45º 相位相交的点通常表示为带宽。在本系统中，电压控制环的带宽约为 2700 Hz （17000 弧度 / 秒），这与波特图十分匹配。

图 31：闭环图


AN1335

软件实现

使用dsPIC33FJ16GS502器件控制本四分之一砖直流 /直流转换器。此器件可以控制转换器中的功率流，故障保护、软启动、远程开 / 关功能、外部通信、用于同步MOSFET 的自适应控制以及单线负载共享。

软件功能块说明

源文件和头文件描述了软件中使用的函数。

源文件

Main_CMC.c

此文件中提供的函数：

main()

配置器件的工作频率。

配置附属时钟模块。

调用用于配置GPIO、ADC和PWM模块的函数。

检查故障状态。

ADCP1Interrupt()

读取电流值和电压值。

检查是否存在故障状况。

如果没有故障，则执行控制环。

如果存在故障，则禁止 PWM 输出。

INT1Interrupt()

远程开 / 关功能。

T1Interrupt()

对 PID 输出进行平均值计算。

过流限制选择。

过温故障。

Init_CMC.c

此文件中提供的函数：

init_PSFBDrive ()

配置初级 MOSFET 的 PWM 模块。

init_SYNCRECTDrive ()

配置同步 MOSFET 的 PWM 模块。

init_ADC()

配置 ADC 模块。

InitRemoteON_OFF()

配置远程开 / 关功能的系统状态。

init_Timer1()

配置 Timer1。

Variables_CMC.c

声明和初始化所有全局变量。

Compensator_CMC.c

DigitalCompensator(void)

执行电压 PI 补偿器和电流 P 补偿器的函数。

LoadshareCompensator(void)

执行负载共享 PI 补偿器的函数。

delay.s

_Delay用于获取 ms 延迟。

_Delay_Us用于获取 µs 延迟。

注：有关此器件的更多信息，请参见《dsPIC33FJ06GS101/X02 和dsPIC33FJ16GSX02/X04 数据手册》（DS70318B_CN）。有关外设的更多信息，请参见《dsPIC33F/PIC24H 系列参考手册》中的第 43 章 “ 高速PWM” （DS70323）、第 44 章 “ 高速 10 位模数转换器（ADC） ” （DS70321），以及第45 章 “ 高速模拟比较器 ” （DS70296）。可从 Microchip 网站（www.microchip.com）获取这些文档。


http://www.microchip.com


AN1335

头文件

Define_CMC.h

此文件提供所有全局函数原型定义和全局参数定义。

在此文件中，必须根据硬件元件要求、功率级别、控制环带宽和其他参数来执行所有修改。以下内容供参考。

Variables_CMC.h

Variables_CMC.c 的支持文件，包含所有外部全局定义。

dsp.h

所有 DSP 相关操作的标准库文件。

delay.h

可表达的延迟定义，单位为 ms 和 µs。

图 32：带负载共享的软件流控制 CMC

电压 PI补偿器

电流 P补偿器

相位

负载共享PI

补偿器相位

相位 +相位

复位

初始化

等待 A/D中断

软启动

PWM

VO

ISHARE IPSFB

IPSFB

IREF


AN1335

数字非线性实现

DSC 允许实现自定义的配置以改善 SMPS 的性能。

自适应控制以提高效率

在电源设计中达到超高效率规范需要特别的 PWM 配置。可通过使用外部硬件或数字控制器中的软件达到这一目的。在本 PSFB 转换器中，软件用于在较高的指定输入电压下获得效率优势。

多数直流 / 直流转换器（部分交流 / 直流转换器 / 砖直流 / 直流转换器）均被设计为使用隔离变压器，以此保证用户安全，同时这也是监管机构的要求。这些电源的初级被设计为推挽、半桥、全桥和 PSFB，而次级则设计有同步 MOSFET 配置以达到高效率。

为避免跨导，将定义一个死区，在此期间不会执行任何同步 MOSFET 导通，因此电流将流经 MOSFET 内部二极管的路径。与MOSFET的RDS(ON)相比，这些MOSFET 内部二极管具有高正向压降，即 VF * I >> IRMS2 * RDS(ON)。因此，损耗会较高但效率较低。


AN1335

图 33：带传统同步 MOSFET 栅极驱动的全桥转换器

Q1

LO

Q2

Q3

Q4

TX

Q6

Q5

TXVPRI

CO

Q1/Q5

Q2/Q6

Q3

Q4

VPRI

在此期间，初级侧的 MOSFET 中将存在环流。

这些环流在较高输入电压下比较明显。

t


AN1335

可通过对同步 MOSFET 的 PWM 栅极驱动进行特别配置来解决这些问题。

要通过变化的输入电压来控制转换器的输出电压，需要控制占空比 / 相位。在高输入电压时，从初级侧传递到次级侧的能量将是整个周期的一小部分（将存在零状态）。由于转换器的次级侧存在电感，电流会通过 MOSFET 的通道或通过 MOSFET 内部二极管持续流经变压器线圈。由于电流会从次级反射到初级，所以在初级的零状态将存在环流，与输入电压范围的标称输入电压相比，此电流在较高的输入电压下尤其明显。

通过叠加同步 MOSFET 的 PWM 栅极驱动，可避免在变压器初级侧的零状态期间发生损耗。此方法解决了导致变压器零状态期间发生损耗的问题。


AN1335

图 34：带同步 MOSFET 栅极驱动叠加的全桥转换器

Q1

Q2

Q3

Q4

L

TX

Q6

Q5

TXVPRI

LO

CO

Q1

Q2

Q3

Q4

VPRI

t

Q5

Q6

零状态


AN1335

变压器初级侧的 MOSFET 内部二极管导通已停止，因此不会有来自次级侧的反射电流。次级侧线圈的导通方式为：初级侧没有环流，从而有效地消除了电流。如果变压器的次级侧使用了中央分接式配置，则两个线圈会消除磁通，且由于消除了电流，不会有磁通链接到初级侧。如果次级侧采用 “ 同步倍流器配置 ”，则两个同步MOSFET 均会导通，电流不会传入变压器的次级侧线圈，因此转换器的初级侧不会有反射电流。这显著降低了初级侧 MOSFET 的内部二极管中的环流损耗。

• 如果采用中心分接式变压器次级配置，而不是一个同步 MOSFET 和一个中心分接式变压器线圈，则两个同步 MOSFETS 和两个变压器线圈会同步导通。因此，次级电流将只有一半的有效电阻，与只有一个同步 MOSFET 导通的情况相比，损耗会降低一半。

• 在传统的开关方法中，在两个同步 MOSFETS 之间引入了有意的死区，其通常为设计中开关周期的10%。在此死区期间，上桥臂次级电流流经高位正向压降体 MOSFET 并引起损耗。通过配置同步MOSFET 的 PWM 栅极驱动的叠加，上桥臂次级电流将流经 MOSFET 的通道。在本示例中，只有RDS(ON) 损耗，其与死区中 MOSFET 内部二极管导致的损耗相比非常小。

实现过流保护

电流互感器位于转换器的初级侧，因此其输出也会随着线路条件而变化。要对线路电压施加特定的电流限制，需计算补偿器的终输出在 10ms 期间的平均值。补偿器的终输出提供线路电压变化的数据。此数据用作更改电流限制设置的修改依据。

印刷电路板（PCB）

在本四分之一砖直流 / 直流转换器设计中，使用了 18 层PCB 以获得标准的四分之一砖尺寸。PCB 布线是本四分之一砖转换器设计中的一项艰巨任务。PCB各层如表 8中所述。

表 8： PCB 层堆叠

PCB 层 PCB 层说明

1 顶层走线、磁性绕组和元件组装。

2 模拟地、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。3

4

5

6 模拟地、 +3.3V、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。

7 模拟地、栅极驱动走线、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。

8 模拟地、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。9

10

11 模拟地、数字地、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。

12 模拟地、数字地、栅极驱动导线、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。


14 模拟地、数字地、栅极驱动导线、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。



17 数字地与栅极驱动走线、磁件和初级与次级侧铜箔浇铸。

18 底层走线、磁性绕组和元件组装。


AN1335

实验室测试结果和电路原理图

实验室测试结果概述了四分之一砖PSFB的电气规范，以及初始测试结果中的示波器图。测试结果如图35到图65中所示。

图 35：输出电压纹波：75V/8.5A

图 36：输出电压纹波：75V/17A


AN1335




AN1335




AN1335




AN1335

图 43：输出电压瞬变：48V/4.25A 和 12.75A

图 44：输出电压瞬变：75V/4.25A 和 12.75A


AN1335

图 45：输出电压瞬变：36V/4.25A 和 12.75A

图 46：启动时间：53V/8.5A


AN1335

图 47：输出电压上升时间：53V/17A



AN1335

图 49：输出电压过冲：53V/8.5A

图 50：远程开 / 关，输出电压上升时间：53V/17A


AN1335

图 51：远程开 / 关，输出电压下降时间：53V/17A

图 52：远程开 / 关，输出电压下降时间：53V/0A


AN1335

图 53：初级 TX 和同步 FET 栅极波形：48V/8.5A

图 54：初级 TX 和同步 FET 栅极波形：48V/17A


AN1335




AN1335




AN1335




AN1335


图 62：同步 MOSFET 栅极和漏极波形：48V/17A


AN1335

图 63：同步 MOSFET 栅极和漏极波形：76V/17A

图 64：初级 MOSFET 栅极和漏极波形：48V/17A


AN1335

图 65：初级 MOSFET 栅极和漏极波形：76V/17A


AN1335

图 66：环增益图：36V 和 12V/9A

相位裕度：61.430

增益裕度：-7.53 dB

交叉频率：2.17 kHz


AN1335


相位裕度：59.800




AN1335


相位裕度：53.080




AN1335

结论

本应用笔记介绍了使用 Microchip dsPIC “GS” 系列数字信号控制器（DSC）设计平均电流模式控制的 PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器。本设计中采用的各种非线性技术充分发挥了在开关电源转换器应用中采用DSC的优点。

Microchip提供了各种各样的资源来帮助用户开发本集成应用。有关使用 dsPIC DSC 进行 PSFB 四分之一砖直流 /直流转换器参考设计的更多信息，请与当地的Microchip 销售办事处联系。

参考资料

可从 Microchip Technology Inc. 获取以下资料，它们介绍了 dsPIC DSC 器件在功率转换应用中的用途：

• 《dsPIC33FJ06GS101/X02 和 dsPIC33FJ16GSX02/X04 数据手册》（DS70318B_CN）

• 专用的开关电源（SMPS）网站：http://www.microchip.com/SMPS

此外，本应用笔记的撰写过程中参考了以下资料：

“Design and Implementation of a Digital PWM Controller for a High-Frequency Switching DC-DC Power Converter”。 Aleksandar Prodic， Dragan Maksimovic 和 Robert W. Erickson


http://www.microchip.com/SMPS

AN1335

附录 A：源代码

本应用笔记中提及的所有软件都以单个 WinZip 归档文件的形式提供。可从 Microchip 公司网站下载此文件：

www.microchip.com

软件许可协议

Microchip Technology Incorporated （以下简称 “ 本公司 ”）在此提供的软件旨在向本公司客户提供专门用于本公司生产的产品的软件。

本软件为本公司和／或其供应商所有，并受到适用的版权法保护。版权所有。使用时违反前述约束的用户可能会依法受到刑事制裁，并可能由于违背本许可的条款和条件而承担民事责任。

本软件是按 “ 现状 ” 提供的。不附有任何形式的保证，无论是明示的、暗示的或法定的，包括（但不限于）有关适销性和特定用途的

暗示保证。对于在任何情况下，因任何原因造成的特殊的、偶然的或间接的损害，本公司概不负责。



AN

1335

DS

01335A_C

N第

70页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

。

（U9）

VIN -ve

远程开 / 关

VIN +ve

DT2

DT1

Q2

附录 B： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板布线和原理图

图 B-1： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板布线（底视图）

注：本视图中列出了关键元件。请参见图 B-2 中的底层丝印图，其中列出了所有电路板元件

辅助变压器（TX3）辅助控制器

VO -ve

VO +ve

主变压器（TX1）输出电感（L2）

U5

Q5

3.3V 稳压器（U8）

U7Q6

dsPIC33FJ16GS502（U1）

2010

Microchip T

echnology Inc.D

S01

335A_C

N第

71页

AN

1335

图

DT2

61

54 R55

C32

R58

C36

C37

R59

Q2

R2

D2

R6

R62

C1D1

R1R5

1

DT1

B-2： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板布线（底层丝印）

R35

R41

R33

C47

C10

C11

C9

C7Q5

Q6

L2

TX1

TX3

C28

R48

C3

C29

R73

C13

C19

C39

L3

C26

U8

C40

C24 R47 C25 D15

C41C27

C23

R40

R43

C2

0

C46

R81

C21

R46

R44 R80

C48

C14

C22

R74

U5

R76

R77

U1L4

C30D

18

D16R

S7

U7

C35

R60 R

U9

C3

1

R

Q

AN

1335

DS

01335A_C

N第

72页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

L2

J4

U4

U6

J1

3

图 B-3： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板布线（顶视图）

注：本视图中列出了关键元件。请参见图 B-4 中的顶层丝印图，其中列出了所有电路板元件。

DT1Q3 TX1

U2U3TX3DT2

TX2

Q4

Q14 Q1

2010

Microchip T

echnology Inc.D

S01

335A_C

N第

73页

AN

1335

图

U4

U6

C4

C5

C6

C8

R11

R10

39

R66 C38 R63 R68

R65

R64

R69

C43R79R7821

15

22

R20

C18

R52

R5

0

R49

R51

J4

J1

146 7

15

B-4： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板布线（顶层丝印）

L2M

TX3

D14

C45

U3 U2

Q14Q13

R12 R

R13

C12

R23

R28

R7

5

C17

C42

C44

D7

D8

C34

R53D17

C33

R56

DT2

TX2R4R8

D4

C2

DT1

Q3Q3

Q4 R7

D3 R3

R15

R16

R14

R18

R

C

R

C16

R1

7

R1

9

TX1

AN

1335

DS

01335A_C

N第

74页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

+

图 B-5： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器电路板尺寸

VIN+

开 / 关

VIN-VO-

VO

2010

Microchip T

echnology Inc.D

S01

335A_C

N第

75页

AN

1335

图

+12V

+3.3V_ANA

ANA_GND

ANA_GND

栅极 3

S3

栅极 4

离。

C172.2 µFC17

C192.2 µFC19

DT2DT2

1

4

5

67

8

9700-SC709700-SC70

T

NC15

VDD4

1404-SO81404-SO8

NC18

OUT/A7

VDD6

OUT/B5

C44.1 µF

C44

R2810R2810

B-6： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器原理图（第 1 页，共 4 页）

+12V

+12V

ANA_GND

ANA_GND

ANA_GND

PWM1H

PWM1L

栅极 1

S1

栅极 2

PWM2H

PWM2L

PWM3H

PWM3L

温度栅极 5

栅极 6

SECY 侧元件。要求 2250 VDC 隔离。 SECY 侧元件。要求 2250 VDC 隔

R7710KR7710K

U2

MCP1404-SO8

U2

MCP1404-SO8

NC1

IN/A2

GND3

IN/B4

NC18

OUT/A7

VDD6

OUT/B5

C42

.1 µF

C42

C182.2 µFC18

R7610KR7610K

R7910KR7910K

U5

MCP

U5

MCP

NC1

VSS2

VOU3

R231010

R7510KR7510K

U3

MCP

U3

MCP

NC1

IN/A2

GND3

IN/B4

R7810KR7810K

C162.2 µFC16

U4

MCP1404-SO8

U4

MCP1404-SO8

NC1

IN/A2

GND3

IN/B4

NC18

OUT/A7

VDD6

OUT/B5

DT1

1

4

5

67

8

R3910R3910

R7410KR7410K

AN

1335

DS

01335A_C

N第

76页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

+3.3V_ANA

DIG_GND

ANA_GND

ANA_GND

ANA_GND

NA_GND

D

DIG_GND

ANA_GND

TX 电流

TX 过流

VO-

Vo+

栅极 6

栅极 5

VSecy

VAux

CT

引脚 5

引脚 4

C9

22 µF

C9

R11

10K

R11

10K

Q13

HAT2173H

Q13

HAT2173H

4

512

C7

22 µF

C7

R81 4.99KR81

R730.0R730.0

R13

10K

R13

10KR12 4.7R12 4.7

U6AP6022-TSSOPU6AP6022-TSSOP

1

HH

C5

22 5F

C5 C6

22 µF

C6 C10

22 µF

C10

C14

.1 µF

C14

R22

4.7K

R22

4.7K

C15470 pFC15

R20 47R20 47

R21

4.7K

R21

4.7K

C46 470 pFC46

C11

22 µF

C11C8

22 µF

C8

R10 4.7R10 4.7

C4547 µFC45

R80 150KR80 150K

图 B-7： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器原理图（第 2 页，共 4 页）

+3.3V_ANA

ANA_GNDANA_GND

ANA_GNDANA_GND

ANA_GND

ANA_GND

ANA_GND

A

ANA_GN

输入电压 +

输入电压 -

栅极 1 栅极 3

S1

栅极 2 栅极 4

负载共享

远程开 / 关 -I/P

S3

CT

引脚 1

引脚 3

引脚 2

R510KR510K

D18 eSMPD18 eSMP

R710KR710K

R2 4.7R2 4.7

+

-

U6BMCP6022-TSSOP

+

-

U6BMCP6022-TSSOP 5

67

8

4

3

2

D8BAS40D8BAS40

3

C38470 pFC38

R682KR682K

R8

10K

R8

10K

L2a 3.5 µHL2a

R63 620R63 620

D1

BAT54-XV

D1

BAT54-XV

12

R66

100

R66

100

R65

620

R65

620

C2

2.2 µF

C2

Q3HAT2173H

Q3HAT2173H

4

51 2 3

D3

BAT54-XV

D3

BAT54-XV

12

Q4

HAT2173H

Q4

HAT2173H

4

51 2 3

+

-

MC

+

-

MC3

2

8

4

Q14HAT2173

Q14HAT2173

4

5123

C4

22 µF

C4

R16 620R16 620

R17 620R17 620

C43.1 µF

C43C12470 pFC12

R14

5.6

R14

5.6

R64

2K

R64

2K R19 2KR19 2K

R182KR182K

R69

47

R69

47

L2bL2b

R1 4.7R1 4.7

R610KR610K

C1

2.2 µF

C1

Q1HAT2173H

Q1HAT2173H

4

51 2 3

R15 100R15 100

D4 BAT54-XVD4 BAT54-XV12

Q2

HAT2173H

Q2

HAT2173H

4

51 2 3

D2 BAT54-XZD2 BAT54-XZ12

L1L1

R3 4.7R3 4.7

R4 4.7R4 4.7

3

21

D7BAS40

21

D7BAS40

TX1TX1

11

9

7

5

1

Q5

HAT2173H

Q5

HAT2173H

4

5123

Q6

HAT2173H

Q6

HAT2173H

4

5123

C13

2.2 µF

C13

TX2TX2

18

37

1

2010

Microchip T

echnology Inc.D

S01

335A_C

N第

77页

AN

1335

图

DIG_GND

COM1 COM2

PGD2

PGC2

MCLR

XTSYNCI1

负载共享

远程 + 远程 -

R48 4.7KR48 4.7K

MCLR

VDD

VSS

PGD

PGC

N/C

J1

ICSP_6_HDR

PGD

PGC

N/C

J1

ICSP_6_HDR

1

2

3

4

5

6

J4.1J4.1

14

12

10

8

6 7

9

11

13

15

B-8： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器原理图（第 3 页，共 4 页）

DIG_GND

+3.3V_ANA

DIG_GND

DIG_GND

DIG_GND

+3.3V_DIG

+3.3V_ANA

DIG_GND

DIG_GND

+3.3V_DIG

+3.3V_DIG

DIG_GND

ANA_GND

VO-

输出反馈

远程 +

远程 -

Vo+

Vo+

输出过压

PWM1LPWM1H

MCLRTX 电流输出反馈

负载共享VSecy输出过压

温度

EXTSYNCI1TX 过流

PWM2LPWM2HPWM3LPWM3H

COM3COM4远程开 / 关COM2COM1

远程开 / 关 -I/P

远程开 / 关

COM4

COM3

PGD2PGC2

E

PRI 侧元件。

要求 2250 VDC 隔离。

C22 2.2uFC22 2.2 R445.23KR445.23K

R43

1K

R43

1K

R62

1.6K

R62

1.6K

C232.2 µFC23

R41

7.5K

R41

7.5K

C242.2 µFC24

C26.1 µFC26

U1

dsPIC33FJ16GS502-QFN28

U1

AN21

AN32

CMP2C3

RP104

VSS5

CMP4a6

RP27

PG

D2

8

PG

C2

9

Vdd

10

RB

81

1

RB

151

2

RB

51

3

SC

L11

4

GN

D2

9

SDA115VSS16VDDCORE17PWM3H18PWM3L19PWM2H20PWM2L21

PW

M1

H2

2P

WM

1L

23

AV

ss2

4A

Vdd

25

MC

LR2

6A

N0

27

AN

12

8

R461.5KR461.5K

C20

470pF

C20

470pF

R35 10R35 10

R49

4.99K

R49

4.99K

R51 220R51 220

R50

4.99K

R50

4.99K

R52 220R52 220

C212200pFC212200

C25470 pFC25

U72801U72801

12

43

R33 10R33 10

R47

6.8K

R47

6.8K

AN

1335

DS

01335A_C

N第

78页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

+3.3V_ANA

+12V

+3.3V_DIG +3.3V_ANA

DIG_GND

ANA_GND

ANA_GND

ANA_GND

00

C27

2.2uF

C27

2.2uF

L3

XPL2010

L3

XPL2010

C39 15 µFC39

U8

LP3961-LLP6

U8

LP3961-LLP6

VINVOUT-SEN

3

VEN

VOUT1

BYPASS5

GN

D4

GN

D1

7

L4

2010

L4

2010 C30

47 µF

C30

C28

15 µF

C28C40

10000 pF

C40 C29

15uF

C29

15uF

图 B-9： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器原理图（第 4 页，共 4 页）

DIG_GND

输入电压 +

输入电压 -

VAux

R59 4.7KR59 4.7KR58 10R58 10

C332200 pFC33

R55

34K

R55

34K

C32

10000 pF

C32

R54

45.3K

R54

45.3K

C31

10000 pF

C31

TX3TX32

4

31

5

67

8

R40 0.R40 0.U9

NCP1031-SO8

U9

NCP1031-SO8

VSS1

CT2

FB3

COMP4

VDRAIN8

VCC7

UV6

OV5

D14

eSMP

D14

eSMP

D16

BAT54-XV

D16

BAT54-XV

12

R53R53

1 MB

D17MURA110D17MURA110

12

R561KR561K

R57 47R57 47

C34

2.2 µF

C34R61

10K

R61

10K

C36 680pFC36 680pF

2

6

XPLXPLC41

47 µF

C41

C37

10000 pF

C37

C35

680 pF

C35

C3

15uF

C3

15uF

R60 1.6KR60 1.6K

D15

eSMP

D15

eSMP

AN1335

表 B-1： PSFB 四分之一砖直流 / 直流转换器引脚详细信息

引脚编号引脚标识功能

1 VIN+ 输入电压正

2 远程开 / 关远程开 / 关

3 VIN- 输入电压负

4 V0- 输出电压负

5 V0+ 输出电压正

J4-6 远程 + 远程检测正

J4-7 远程 - 远程检测负

J4-8 负载共享单线负载共享

J4-9 NC 未连接

J4-10 COM 4 串行时钟输入 / 输出

J4-11 COM 3 串行数据输入 / 输出

J4-12 EXTSYNCI 1 外部同步信号

J4-13 DIG_GND 数字地

J4-14 COM 1 PORTB - 8

J4-15 COM 2 PORTB - 15

J1-1 MCLR 主复位

J1-2 +3.3V 电源

J1-3 DIG_GND 数字地

J1-4 PGD2 用于编程 / 调试的数据 I/O 引脚

J1-5 PGC2 用于编程 / 调试的时钟输入引脚


AN

1335

DS

01335A_C

N第

80页

2010 M

icrochip Technolo

gy Inc.

2 53

1

4

P1

5

2

1

3

4

6

J5

PMBUS

TP8

白

C13

22 µF2

1

J2

风扇插针

100 µFC12 C14

22 µF

TP9

白

F

附录 C：基板原理图和布线

图 C-1：基板原理图

D13.3V

L1

220 µH

15 µFC16

2

1

J1

2

1

J7

C4C3 C7C6

TP2

白

4

1

2

3

J6

辅助风扇输入

风扇电路

风扇的输入电源选择

1MR3

C17

0.1 µF

TP3

黑

TP4红

D250SQ100

TP7

黑

TP6红

C2180 µF/100V

C1

2 53

1

4

P2

13

42

S1

R4139K

68 µFC15

橙

TP5C5

TP1

白

2200 µFC8

2200 µFC9

4PGD

1MCLR

2VDD

3VSS

5PGC

6N.C.

J3

RJ-11

4

1

2

3

J4

3S

GN

D

7VIN

6G

ND 2

VD

4FB

8LX

1BST

5开 / 关

U2

MAX5035C18

0.1 µF

2.2 µF/100V C2–C7

47 µC11

7P

GD

9+

3.3

V

11

CO

M1

13

CO

M3

15

EX

TS

YN

CI1

12

CO

M2

14

CO

M4

8G

ND

6P

GC

19

GN

D20

N/C

18

RE

MO

TE

-10

MC

LR

3VI-

2开 / 关

1VI+

5VO-

17

RE

MO

TE

+

4Vo+

16

LO

AD

SH

AR

E

DC-DC

U1

2010

Microchip T

echnology Inc.D

S01

335A_C

N第

81页

AN

1335

图

C12 C14

R5

C-2：基板布线（顶视图）

R1

C2C3C4C5C8C7 D1 C10

D3 C18

C17

C19

U5

R4R3

D5

AN

1335

DS

01335A_C

N第

82页

2010 M

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gy Inc.

图 C-3：基板布线（底视图）

AN1335

C.1 效率改善建议

为提高转换器效率，我们提出如下建议。

1. 改善 MOSFET 的上升时间和下降时间。

2. 研究在全桥参考设计中使用单栅极驱动变压器的可行性。

3. 研究使用上桥臂驱动器和下桥臂驱动器的可行性。

4. 在次级整流中使用 3+3 同步 MOSFET。

5. 研究在主变压器中使用小数匝数的可行性。

在本设计中，某些层使用 2 oz. 铜箔制造。作为改进，可使用 4 oz. 铜箔来制造这些层。


AN1335

附录 D： PSFB 四分之一砖直流 /直流参考设计演示

本附录指导用户利用评估过程来测试四分之一砖直流/直流转换器。

本相移全桥四分之一砖直流 / 直流转换器参考设计是36V-76V 直流输入的 200W 输出隔离转换器，产生 12V直流输出电压。

D.1 对四分之一砖直流 / 直流转换器执行的测试

• 输入特性

- 输入欠压 / 过压

- 无负载功率

- 激活远程开 / 关时的输入功率

• 输出特性

- 线路调整度

- 负载调整度

- 输出电压上升时间

- 启动时间

- 远程开 / 关启动时间

- 远程开 / 关关断下降时间

- 输出过流阈值

- 输出电压纹波和噪声

- 负载瞬态响应

• 转换器效率

D.2 需要的测试设备

• 直流源 30 VDC-100 VDC @ 8A （可编程直流电源， Chroma 的 62012P-600-8 或同等设备）

• 直流电子负载（Chroma 的直流电子负载6314/63103 或同等设备）

• 数字万用表（六位半数字万用表， Agilent 的34401A 或同等设备）

• 示波器（混合信号示波器，Agilent 的 MSO7054A或同等设备）

• 差分探头（高压差分探头，Tektronix 的 P5200 或同等设备）

D.3 测试设置说明

在基板上安装四分之一砖直流 /直流转换器以待评估。四分之一砖直流/直流转换器的位置及用于测试的关联元件如图 D-1 中所示。

图 D-1：连接到参考设计外壳中基板的四分之一砖直流 / 直流转换器

四分之一砖直流 / 直流转换器


AN1335

图 D-2：四分之一砖直流 / 直流转换器参考设计的前视图

采用以下步骤来连接直流负载和直流源。

1. 将直流源的 +ve 端子和 -ve 端子连接到连接器的+ 和 – 输入端子（INPUT 36-76V），如图 D-3 中所示。

图 D-3：四分之一砖直流 / 直流转换器参考设计的左视图

2. 将直流负载的 +ve 端子和 -ve 端子连接到转换器的 + 和 – 输出端子（OUTPUT 12V），如图 D-4中所示。

图 D-4：四分之一砖直流 / 直流转换器参考设计的右视图

注：外壳正面的勾号标记标识出参考设计的型号。

FB = 全桥四分之一砖直流 / 直流转换器（在后续应用说明中介绍）PSFB = 相移全桥直流 / 直流转换器

注： PROGRAM/DEBUG插口用于用软件对转换器编程。


AN1335

采用以下步骤来准备此参考设计以待测试。

1. 将数字万用表（DMM）的 +ve 端子和 –ve 端子连接到输入电流测量电阻的+ve端子和–ve端子，如图 D-5 中所示。用于测量输入电流的电流测量电阻为 10 mE。例如，如果测得此电阻两端的电压为 60 mV，则输入电流将为 6A。

图 D-5：测量输入电流

2. 将 DMM 的 +ve 端子和 –ve 端子连接到输出电流测量电阻的 +ve 端子和 –ve 端子，如图 D-6 中所示。用于测量输出电流的电流测量电阻为 5 mE。例如，如果测得此电阻两端的电压为 85 mV，则输出电流将为 17A。

图 D-6：测量输出电流


AN1335

3. 如图 D-7 中所示连接 DMM 以测量输入电压。

图 D-7：测量输入电压

4. 如图 D-8 中所示连接 DMM 以测量输出电压。

图 D-8：测量输出电压


AN1335

5. 如图D-9 中所示连接示波器探头以测量输出电压（直流耦合）以及纹波和噪声（交流耦合）。

图 D-9：测量输出电压

6. 如图 D-10 中所示连接示波器探头以测试远程开 / 关。

图 D-10：连接示波器探头以测试远程开 / 关

远程开 / 关引脚

注：必须使用差分探头来监测远程开 / 关信号。


AN1335

7. 如图 D-11 中所示连接示波器探头以测量启动时间。

图 D-11：连接示波器探头以测量启动时间

连接两个四分之一砖转换器进行并联工作的说明

1. 对于 N+1 系统操作，将转换器 1 的 COMM2-3（负载共享）连接到转换器 2 的 COMM2-3 （负载共享）。

2. 如图 D-3 中所示将通用直流源连接到转换器 1 和转换器 2 的输入端子。

3. 如图D-4 中所示将通用直流电子负载连接到转换器 1 和转换器 2 的输出端子。

注：必须使用差分探头监测输入电压。


AN1335

D.4 强制风冷

四分之一砖直流 / 直流转换器设计为使用风扇进行强制风冷，如图 D-2 中所示。确保在连接器的 + 和 - 输入端子（INPUT 36-76V）提供直流输入电源后，风扇将空气吹入机箱进行循环，如图 D-3 中所示。

D.5 给四分之一砖直流 / 直流转换器上电

在给转换器上电之前，确保已按照 “ 测试设置说明 ”一节中的指导正确连接了输入源和直流负载的极性。

采用以下步骤来给本参考设计上电。

1. 开启直流源，然后如图 D-7 中所示用 DMM 测量输入电压。此电压应在 36 VDC-76 VDC 范围内。检查风扇是否将空气吹入机箱进行循环。

2. 确保连接的直流负载范围为 0A-17A。在用 DMM如图 D-6 中所示进行测量时，输出负载电流测量电阻提供范围为 0 mV-85 mV 的值。

3. 确保 DMM 的输出电压读数（见图 D-8）的范围为 11.88 VDC 至 12.12 VDC。

D.6 测试步骤

以下两节提供每次测试的详细步骤。

D.6.1 输入特性

1. 输入欠压 / 过压。

四分之一砖直流 / 直流转换器设定为在36 VDC-76 VDC 的输入电压范围下稳压工作。本转换器具有输入欠压和过压保护功能。此功能直到输入电压超过导通电压阈值时才会启动转换器，并且当输入电压超出过压阈值的情况下会关闭转换器。

a) 将直流负载设定为 8.5A，并将输入电压从33 VDC （如图 D-7 中所示用 DMM 读取输入电压）逐步升高至使输出电压处于11.88 VDC 至 12.12 VDC 的稳压范围内。如图 D-8 中所示用 DMM 读取输出电压。

b) 开始逐渐降低输入电压，观察转换器关闭时的输入电压。此输入电压值就是输入欠压阈值。

c) 从 76 VDC 开始逐渐增大输入电压，观察转换器关闭时的输入电压。此输入电压值就是输入过压阈值。

通常，本转换器在大约35 VDC时进入稳压范围，在大约 33.5 VDC 时进入欠压锁定，并在大约 81 VDC 时进入过压锁定。

2. 空载功率。

a) 将输入电压设置为53 VDC，然后将负载与转换器断开连接或关闭，并记录输入功率。

此值将是如图 D-5 和图 D-7 中所示用 DMM测量的输入电压和输入电流的乘积。

3. 激活远程开 / 关时的输入功率。

远程开 /关用于通过如图D-10中所示在此引脚上施加 3.3 VDC 信号来关闭转换器。高电平信号（3.3 VDC）将关闭转换器，并且不会产生输出。当 dsPIC DSC 检测到高电平信号时，所有 PWM发生器都将关闭。当 dsPIC DSC 检测到低电平远程开 / 关信号时，将开启转换器。

a) 在 53 VDC 的输入电压和 8.5A 的输出负载下打开转换器。如图 D-10 中所示连接示波器电压探头以测量输出电压，并连接差分电压探头以测量外部 3.3 VDC 电源。

b) 打开外部 3.3 VDC 电源，本系统将关闭（转换器的输出电压为零）。记录输入电压和输入电流以计算输入功率。


AN1335

D.6.2 输出特性

1. 线路调整度。

将转换器的输入直流电压从36 VDC变为76 VDC，以并记录输出电压。输出电压必须在11.88 VDC至12.12 VDC 的范围内变化。

2. 负载调整度。

在 36 VDC 至 76 VDC 范围内的多个输入电压处，将输出负载从 0A 变为 17A，并记录输出电压的变化。输出电压必须在 11.88 VDC 至 12.12 VDC 的范围内变化。

3. 输出电压上升时间。

用36 VDC至76 VDC范围内的指定输入电压打开转换器，然后观察直流输出电压的上升时间。上升时间是输出电压从额定输出电压的 10% 达到 90%所经过的时间。可如图 D-9 中所示连接示波器的电压探头来测量上升时间。

4. 启动时间。

这是当输出电压达到标称 12V 输出电压的 90%时，输入电压（36 VDC-76 VDC 范围）施加到转换器的时长。如图 D-11 中所示，将输入电压差分探头连接到输入电压端子，并将电压探头连接到示波器的输出端。

5. 远程开 / 关启动时间。

远程开 / 关将用于通过在远程开 / 关引脚上施加或移除 3.3 VDC 信号来禁止 / 使能转换器，如图D-10 中所示。在远程开 / 关引脚上施加 3.3 VDC

将关断转换器。远程开 / 关启动时间是从禁止远程开 / 关时到输出电压上升至额定输出电压的90% 时的时长。

6. 远程开 / 关关断下降时间。

在远程开 /关引脚上移除 3.3 VDC 将开启转换器。远程开 /关下降时间是从使能远程开 /关信号时到输出电压下降至额定输出电压的 10% 时的时长。

7. 输出过流阈值。

输出过流限制将保护本设备免受超过额定负载电流的负载。将输出负载逐渐增大至额定的 17A 以上，转换器将进入间断模式并持续几毫秒。如果过流持续存在，则转换器将进入闩锁模式。

将输入电压设定为指定范围 36 VDC 到 76 VDC 中的多个值，并逐渐增大输出端负载。如图 D-9 中所示连接电压探头以监测输出电压。

8. 负载瞬态响应。

在输出负载从额定输出负载 17A的25%增大至75% 期间，观察直流输出电压的变化。要测量的参数为峰 -峰输出电压变化和负载瞬态恢复时间。将示波器配置为交流耦合模式，然后如图 D-9 中所示连接示波器输出电压探头，以测量峰 -峰输出电压变化和负载瞬态恢复时间。

9. 输出电压纹波和噪声。

通过如图 D-9 中所示连接示波器输出电压探头来测量转换器输出电压的交流分量。将示波器配置为交流耦合模式，然后读取输出电压。根据峰 - 峰电压来测量输出纹波。

D.7 四分之一砖直流 / 直流转换器的效率

效率为输出功率与输入功率之比：

效率（%） = 输出功率 / 输入功率 * 100

= [( 输出电压 * 输出电流 ) / ( 输入电压 * 输入电流 )] * 100

采用以下步骤来测量转换器的效率。

1. 将 DMM 的 +ve 端子和 –ve 端子连接到输入电流测量电阻的 +ve 和 –ve，如图 D-5 中所示。

2. 将 DMM 的 +ve 端子和 –ve 端子连接到输出电流测量电阻的 +ve 和 –ve，如图 D-6 中所示。

3. 如图 D-7 中所示连接 DMM 以测量输入电压。

4. 如图 D-8 中所示连接 DMM 以测量输出电压。


AN1335

D.8 COMM 1 和 COMM 2 连接

COMM 1和COMM 2信号连接器、引脚端和功能如表D-1中所述。引脚序列如图 D-12 中所示。

表 D-1：引脚、外设和功能表

图 D-12：COMM 1 和 COMM 2 信号连接器

引脚外设功能

COMM 1 - 1 RB8 可重映射的 I/O

COMM 1 - 2 — 无连接

COMM 1 - 3 VSS DIG_GND

COMM 1 - 4 SDA1 用于 I2C1 的同步串行数据输入 / 输出

COMM 1 - 5 SCL1 用于 I2C1 的同步串行时钟输入 / 输出

COMM 1 - 6 RB15 可重映射的 I/O

COMM 2 - 1 — 远程检测 -ve

COMM 2 - 2 — 远程检测 +ve

COMM 2 - 3 AN2 负载共享

COMM 2 - 4 RP2/SYNCI1 连至 PWM 主时基的外部同步信号

引脚 6 引脚 1 引脚 4 引脚 1

注 1：对于 N+1 系统操作，将转换器 1 的COMM2-3 （负载共享）连接到转换器 2 的COMM2-3 （负载共享）。

2：如图D-3中所示将通用直流源连接到转换器1和转换器 2 的输入端子。

3：如图 D-4 中所示将通用直流电子负载连接到转换器 1 和转换器 2 的输出端子。


请注意以下有关 Microchip 器件代码保护功能的要点：

• Microchip 的产品均达到 Microchip 数据手册中所述的技术指标。

• Microchip 确信：在正常使用的情况下， Microchip 系列产品是当今市场上同类产品中安全的产品之一。

• 目前，仍存在着恶意、甚至是非法破坏代码保护功能的行为。就我们所知，所有这些行为都不是以 Microchip 数据手册中规定的

操作规范来使用 Microchip 产品的。这样做的人极可能侵犯了知识产权。

• Microchip 愿与那些注重代码完整性的客户合作。

• Microchip 或任何其他半导体厂商均无法保证其代码的安全性。代码保护并不意味着我们保证产品是 “牢不可破 ” 的。

代码保护功能处于持续发展中。 Microchip 承诺将不断改进产品的代码保护功能。任何试图破坏 Microchip 代码保护功能的行为均可视

为违反了《数字器件千年版权法案（Digital Millennium Copyright Act）》。如果这种行为导致他人在未经授权的情况下，能访问您的

软件或其他受版权保护的成果，您有权依据该法案提起诉讼，从而制止这种行为。

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利，它们可能由更新之信息所替代。确保应用符合技术规范，是您自身应负的责任。Microchip 对这些信息不作任何明示或

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KEELOQ、 KEELOQ 徽标、 MPLAB、 PIC、 PICmicro、PICSTART、 PIC32 徽标、 rfPIC 和 UNI/O 均为 Microchip Technology Inc. 在美国和其他国家或地区的注册商标。

FilterLab、 Hampshire、 HI-TECH C、 Linear Active Thermistor、MXDEV、MXLAB、SEEVAL 和 The Embedded Control Solutions Company 均为 Microchip Technology Inc.在美国的注册商标。

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在此提及的所有其他商标均为各持有公司所有。

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ISBN：978-1-60932-788-0

DS01335A_CN 第 93 页

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MCU 与 dsPIC® DSC、KEELOQ® 跳码器件、串行 EEPROM、单片机外设、非易失性存储器和模拟产品方面的质量体系流程均符合 ISO/TS-16949:2002。此外， Microchip 在开发系统的设计和生产方面的质量体系也已通过了 ISO 9001:2000 认证。


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