Технически университет София Филиал Пловдив

Факултет електроника и автоматикакатедра електроника

Д И П Л О М Н А Р А Б О Т АТЕМА: Проектиране на автономен модул за въвеждане на биологични

сигнали от механо-миотонометрични измервания в персонален компютър

Дипломант Ръководител Христо Илиев доц. Галидия ПетроваФак. №331266

Пловдив, 2006

ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ – СОФИЯФИЛИАЛ – ПЛОВДИВ

Факултет: ФЕА Катедра: ЕлектроникаДата на задаване: 03.2006 год. Утвърждавам,Дата на предаване: 06.2006 год. Декан: ……………..................

(доц.д-р. К.Илиев)

З А Д А Н И ЕЗА ДИПЛОМНА РАБОТА

на студента: Христо Георгиев Илиев фак. Nо 331266специалност: Електроника спецализация МЕА, ОКС - бакалавър

1. Тема : Проектиране на автономен модул за въвеждане на биологични сигнали от механо-миотонометрични измервания в персонален компютър

2. Заявител на темата: катедра Електроника на ТУ – филиал Пловдив и катедра Физиология на МУ - Пловдив

3. Изходни данни: Входни сигнали в диапазона от -10mV до +10mV; 3 входни канала – основен сигнал, първа и втора производна; Проектиране на усилвателни канали с режекторни филтри с честота 50Hz; Дискретизиране на сигналите с честота 1000Hz/канал; Период на измерване – 10 секунди; Запускане – по външен сигнал от електронно чукче; Изходен интерфейс към PC – RS 232; Данните да се записват във файл с ASCII формат.

4. Съдържание4.1. Обяснителна записка:

- Увод

- Особености на механо-миотонометричните сигнали

- Технически изисквания и особености на модула за усилване и дискретизиране на входните сигнали

- Проектиране на блокова схема на модула

- Проектиране и оразмеряване на принципните схеми на отделните звена на модула

- Алгоритъм на работа на програмното осигуряване на модула

- Експериментални резултати

- Изводи

- Заключение

- Използвана литература4.2.Графична част:

- Принципна електрическа схема

Консултант:.................... Ръководител:........................(проф. дмн Рашков) (доц. Галидия Петрова)

Ръководител катедра:……………(доц.д-р Св.Иванов)

2

Съдържание:

1. Увод..................................................................................................................................... 42. Особености на механо-миотонометричните сигнали..................................................... 43. Технически изисквания и особености на модула за усилване и дискретизиране на

механо-миотонометрични сигнали...................................................................................4. Блокова схема.....................................................................................................................

4.1. Захранващ блок............................................................................................................4.2. Блок входен усилвател................................................................................................

4.2.1. Основни параметри на ОУ.................................................................................4.2.2. Инвертиращ усилвател......................................................................................4.2.3. Неинвертиращ усилвател...................................................................................

4.3. Блок режекторен филтър............................................................................................4.4. Блок усилвател с повдигане на нивото......................................................................4.5. Блок микроконтролер..................................................................................................

4.5.1. Дискретизация на сигнали.................................................................................4.5.2. Типове АЦП........................................................................................................4.5.3. Основни параметри на АЦП..............................................................................4.5.4. ASCII кодиране...................................................................................................

4.6. Електронно чукче........................................................................................................4.7. Сериен интерфейсен преобразовател........................................................................

5. Проектиране и оразмеряване на принципните схеми на отделните звена на модула .5.1. Захранващ блок............................................................................................................

5.1.1. Мрежов трансформатор.....................................................................................5.1.2. Токоизправител...................................................................................................5.1.3. Филтър.................................................................................................................5.1.4. Стабилизатор.......................................................................................................

5.2. Входен усилвател........................................................................................................5.3. Режекторен филтър.....................................................................................................5.4. Усилвател с повдигане на нивото..............................................................................5.5. Микреоконтролер........................................................................................................

5.5.1. Аналогово-цифров преобразовател .................................................................5.5.2. Вход за електронно чукче..................................................................................5.5.3. Сериен интерфейс ..............................................................................................

5.6. Сериен интерфейсен преобразовател........................................................................5.7. Приемане на данните от персонален компютър.......................................................

6. Алгоритъм на работа на програмното осигуряване на модула......................................6.1. Основна програма........................................................................................................

6.1.1. Блокова схема.....................................................................................................6.1.2. Начална инициализация.....................................................................................6.1.3. Основен цикъл....................................................................................................

6.2. Обслужване на таймерно прекъсване на 1ms...........................................................6.2.1. Блокова схема.....................................................................................................6.2.2. Описание на подпрограмата..............................................................................

7. Експериментални резултати..............................................................................................8. Заключение..........................................................................................................................9. Библиография......................................................................................................................

3

1.Увод

Миотонометрията е неинванзивен метод за определяне тонуса на биологичните тъкани. Той записва и анализира биомеханичните реакции на тъканта в отговор на краткотрайни механични въздействия. За изследването се използва тонометричен уред, който механически въздейства на кожата и едновременно записва сигналите, които протичат по мускулите. Миотонометричните сигнали характеризират състоянието на тъканите и мускулите на хора и животни. Чрез тях могат да се определят влиянието на физически натоварвания и как тъканите реагират на натоварвания и удари.

До скоро миотонографите изписваха своите резултати на хартия или на екрани на катодно-лъчеви тръби, без възможност за запаметяване. С навлизането на компютрите във всички сфери на ежедневието и възможностите на цифровата обработка на сигнали, става необходимо миотономичните сигнали да бъдат цифровизирани. Това ще доведе до по-детайлно разглеждане на получените резултати, по-пълна обработка и по-добра диагноза. Целта на тази работа е да се дискретизират сигналите получени от миотонометър и да се предадат към персонален компютър за последваща обработка.

2. Особености на механо-миотонометричните сигнали

Механо-митонометричните сигнали са аналогови сигнали с форма близка до синусоидалната с ниска честота ( < 10 Hz) и малка амплитуда. Нормалната крива е с намаляващи трептения (фиг.1)

фиг.1. - характеристика на отместването (s), скоростта (v) и ускорението (a)

4

Честотата (f) на намаляващата трептяща крива характеризира тъканната скованост.

f = 1T

където T е периода на трептението в секунди

Сковаността е свойство на тъканта да се противопоставя на сили, променящи нейната форма. Сковаността C се определя и по формулата :

C=m⋅amax

l[N /m ]

където m е теглото на тестовия край на миотонометъра, amax e максималната амплитуда на осцилациите, и Δl е дълбочината на отклонението на тестовия край.

Логаритъм от намаляването на амплитудата характеризира еластичността на тъканта.

=ln a 3

a 5

Функцията е обратнопропорционална на еластичността. Еластичността е свойство на тъканите да възстановяват своята първоначална форма, след прекратяване на въздействието върху тях.

5

3. Технически изисквания и особености на модула за усилване и дискретизиране на механо-миотонометрични сигнали

Механо-митонометричните сигнали са аналогови сигнали с форма близка до синусоидалната с ниска честота ( < 10 Hz) и малка амплитуда. За измерването им са необходими усилвателни стъпала с високо входно съпротивление и с минимални шумове и дрейфове. Необходим е и голям коефициент на усилване с минимално изкривяване. Усилвателите трябва да работят при двуполярно захранване и да могат да усилват до нива, близки до захранващото напрежение.

По задание има изискване за потискане на шумовете с честота 50Hz, идващи от мрежовото захранване. Необходимо е да се подбере схема за режекторен филтър с голяма стръмност на амплитудно-честотната характеристика и много тясна лента на подтискане.

За аналогово-цифровото преобразуване е необходим бърз многоканален преобразовател. За целта ще се използва вграден в микроконтролер, за по-бърза обработка на сигналите и минимална загуба на информация от входните данни.

За връзка с персонален компютър и предаване на дискретизираните сигнали чрез ASCII символи, ще се използва сериен интерфейс RS-232. Предаването ще бъде асинхронно.

6

4.Блокова схема

7

Вход 1

Вхо

де

н

уси

лва

тел

Ре

же

кто

ре

н

фи

лтъ

р з

а 5

0H

z

Уси

лва

тел

с

по

вди

ган

е н

а

ни

вото

Ми

кро

кон

тро

ле

р

Се

ри

ен

и

нте

рф

ей

сен

п

ре

об

ра

зова

тел

За

хра

нва

щ б

ло

к за

+/-

5V

Вход 2

Вхо

де

н

уси

лва

тел

Ре

же

кто

ре

н

фи

лтъ

р з

а 5

0H

z

Уси

лва

тел

с

по

вди

ган

е н

а

ни

вото

Вход 3

Вхо

де

н

уси

лва

тел

Ре

же

кто

ре

н

фи

лтъ

р з

а 5

0H

z

Уси

лва

тел

с

по

вди

ган

е н

а

ни

вото

Ел

ект

ро

нн

о ч

укче

Вр

ъзк

а с

п

ер

сон

ал

ен

ко

мп

ютъ

р

4.1. Захранващ блок

За да функционира една електронна апаратура, нейните възли и елементи трябва да се захранват с електроенергия с точно определени параметри – напрежение, ток, мощност, хармоничен състав на напрежението и т.н. Тази задача се изпълнява от токозахранващия блок.

Най-достъпния и удобен вид енергия в съвременното индустриално общество е енергията на променливия ток. Едновременно с това обаче почти всички вериги в електронните устройства се нуждаят от захранване с постоянно напрежение или постоянен ток, което налага преобразуване на променливия ток в постоянен.

Фиг. 4.1 – блокова схема на токоизправител

На фиг. 4.1 е показана блокова схема на токоизправител. Трансформаторът служи за съгласуване на напреженията на променливотоковата и постояннотоковата верига, а при необходимост и за преобразуване на броя на фазите на захранващата мрежа. Освен това той разделя електрически двете вериги, което често е задължително изискване за безопасност.

Вентилните групи преобразуват променливия ток в постоянен. Съставени са от електрически вентили. Електрическите вентили са елементи, които се отличават с ясно изразена еднопосочна проводимост. Посоката, в която вентила пропуска ток, се нарича права, а посоката, в която не пропуска ток – обратна. Вентилите могат да бъдат неуправляеми и управляеми. При управляемите може да се изменя съпротивлението им в права посока или момента на включване в права посока. Всички вентили имат следните основни параметри при включване в права посока:

1. Допустима средна стойност на тока в права посока I0max – ограничава се от допустимата мощност на загубите, която вентилът може да издържи, без да прегрее и повреди.

2. Допустима амплитуда на тока в права посока IFmax – ограничава се от вида и конструкцията на вентила.

3. Вътрешно съпротивление ri (или пад на напрежение във вентила UF) в права посока. От това съпротивление зависи к.п.д. на преобразователя.

В обратна посока вентилът има следните основни параметри:

1. Максимално допустима амплитуда на периодично повтарящото се обратно напрежение URRmax – напрежението в обратна посока, което вентилът може да издържа непрекъснато през целия срок на работа.

2. Максимално допустима амплитуда на неповтарящо се обратно напрежение URmax – при превишаване на това напрежение във вентила настъпва електрически пробив и най-често той се поврежда поради окончателна загуба на вентилните си свойства.

3. Обратен ток на вентила IR

Третия съставен елемент на електронния преобразовател – филтърът – служи за отделяне и подаване към товара на напрежение с определена форма. Обикновено след вентилната група напрежението има твърде богат хармоничен спектър и не е подходящо за директно захранване на повечето от товарите. Филтъра пропуска необходимите съставки и задържа ненужните. В токоизправителите филтъра задържа всички хармоници и пропуска само

8

Трансфор-матор

Вентилнагрупа Филтър Товар~ Мрежа

постоянната съставка, затова се нарича изглаждащ филтър.

В повечето практически схеми параметрите на електрическия сигнал след филтъра не са с достатъчна стабилност за директно подаване към товара. За подържане на стабилни параметри се използват стабилизатори. Стабилизаторите на напрежение и стабилизаторите на ток са предназначени да поддържат неизменни (стабилни) стойностите на захранващото напрежение или ток при изменение на следните външни фактори, наречени още дестабилизиращи:

а) напрежение на захранващата мрежа ;

б) честота на захранващата мрежа ;

в) съпротивление на товара ;

г) параметри на околната среда – температура, влажност и др.

Тези фактори често се изменят едновременно и влияят върху стабилизаторите на напрежение или ток. Обаче основните причини за нестабилност са изменението на входното напрежение и на съпротивлението на товара.

Входното напрежение и товарното съпротивление могат да се изменят не само бавно (в продължение на часове), но и бързо (за части от секундата). Затова стабилизаторът трябва да действа бързо, непрекъснато и автоматично.

За качеството на даден стабилизатор се съди по коефициента на стабилизация. В най-общ случай той е равен на отношението между относителното изменение на дестабилизиращата величина към относителното изменение на стабилизираната величина:

k=

xx y

y

= x y⋅y

x

Тук с x е означена променливата величина, а с y – стабилизираната. Понеже дестабилизиращите фактори са различни, за един и същи стабилизатор съществуват няколко коефициента на стабилизация.

При стабилизация на напрежение частните коефициенти на стабилизация са:

1. Коефициент на стабилизация при изменение на входното напрежението

KU=U i

U 0

⋅U 0

U i

,

където ΔUi и ΔU0 са измененията съответно на входното и изходното напрежение на стабилизатора при неизменен ток на консуматора, а Ui и U0 – номиналните стойности на същите напрежения.

2. Коефициент на стабилизация при изменение на товара

KUI= I 0

U 0

⋅U 0

I 0

Тук с ΔI0 и I0 са означение съответно изменението на товарния ток и неговата номинална стойност.

Вместо този коефициент често се употребява вътрешното съпротивление на стабилизатора:

9

Ri=U 0

I 0

3. Коефициент на стабилизация при изменение на мрежовата честота fМР

KUf= f МР

U 0

⋅U 0

f МР

4. Температурен коефициент на стабилизатора

KUt o=U

to ,

където Δtº е изменението на температурата на околната среда.

Всички частни коефициенти оценяват качествата на стабилизаторите по отношение само на един параметър при постоянство на останалите. За съвместно отразяване на влиянието на всички дестабилизиращи фактори се използва т.нар. пълен коефициент на стабилизация KΣ , за който е валидно равенството:

1K

= 1K 1

1K 2

... 1K n

Тук с K1, K2, ... , Kn са означение съответните частни коефициенти на стабилизация.

Освен коефициентите на стабилизация за качествата на даден стабилизатор се съди и от обхвата на стабилизация, от к.п.д. и от инертността на стабилизация.

Обхват на стабилизация се наричат границите, в които изменението на променливата величина не създава по-големи от допустимите изменения на стабилизираната величина, т.е. коефициентът на стабилизация е над минимално допустимия.

Инертността на стабилизатора се определя от времето, след изтичането на което завършва преходния процес в стабилизатора при подаване на единичен смущаващ импулс.

Стабилизаторите могат да се класифицират по различни признаци. В зависимост от вида на тока те се делят на две основни групи:

а) стабилизатори на постоянен ток

б) стабилизатори на променлив ток

Според действието си биват:

а) параметрични

б) компесационни

В параметричните стабилизатори се използват нелинейни елементи и стабилизацията на напрежението или тока се получава поради нелинейната волт-амперна характеристика на нелинейния елемент.

Компесационните стабилизатори представляват затворена система за автоматично регулиране с отрицателна обратна връзка. Стабилизацията се постига чрез изменение на параметрите на управляем елемент, който се нарича регулиращ елемент, при въздействие върху него на сигнал от отрицателната обратна връзка.

10

Регулиращия елемент може да работи или в непрекъснат режим, или в ключов режим. Затова стабилизаторите биват:

а) с непрекъснато регулиране ;

б) с ключово регулиране.

Според свързването на регулиращия елемент във веригата на товара стабилизаторите са:

а) последователни ;

б) паралелни.

От казаното до тук се вижда, че не е възможно да се направи единна и пълна класификация на стабилизаторите поради голямото многообразие на признаците, по които се извършва класифицирането. Затова за точното характеризиране на дадено схемно решение на стабилизатор се използват определения по две, три или повече класификации.

4.2. Блок входен усилвател

Понастоящем най-разпространените линейни интегрални схеми са операционните усилватели (ОУ). В дискретната схемотехника те бяха използвани в аналоговите ЕИМ за изпълнение на редица операции (събиране, изваждане, умножение, деление, диференциране, интегриране и др.), откъдето е дошло и името им. В интегрално изпълнение обаче се оказва, че ОУ е универсален маломощен (50 – 800mW) линеен усилвател с извънредно широко приложение. Това е схема с много голям коефициент на усилване, с голямо входно и малко изходно съпротивление и с широка честотна лента , започваща от f=0Hz. В днешно време ОУ се използва не само в аналоговите ЕИМ, но и в редица други устройства и стъпала като предусилватели, постояннотокови усилватели, стабилизатори, автогенератори, електронни филтри, измерителни устройства, импулсни схеми, в автоматиката и други.

4.2.1. Основни параметри на ОУ

За пълното характеризиране на ОУ съществуват на 100 параметъра, затова тук ще направим преглед на някои от най-важните.

Номинално захранващо напрежение ±Ecc (+E1 и -E2, +ECC и EEE). Това е оптималното захранващо напрежение, което се препоръчва от завода-производител и при което се измерват основните параметри на ОУ. Обикновено захранването на ОУ е симетрично, като най-често ECC = ±15V. В справочниците често се посочва минималното ECCmin и максималното ECCmax напрежение. Напр. ECC = ±(4 – 18 V). При еднополярно захранване на ОУ захранващото напрежение се означава и с UCC.

Номинален ток на консумацията ICC.Това е средната стойност на токовете, консумирани от двата тоикоизточника в режим на покой. Най-често неговата стопйност е 1 – 5mA. При някои прецизни ОУ този ток може да е твърде малък – напр. 0,2mA, а при някои комбинирани ОУ, съдържащи и мощни НГУ, той може да достигне 1A.

Номинална консумирана мощност PC (PCC). Това е мощността, което ОУ консумира от двата токоизточника в режим на покой при номинално захранващо напрежение. Обикновено всички ОУ са маломощни интегрални схеми, като най-често PC = 100 – 800 mW

Максимално допустима разсейвана мощност Pd (PCmax – Pразс max). Това е най-голямата мощност, която ОУ може да разсее във вид на топлина. Тя зависи от корпуса, околната температура, условията за охлаждане и др., като най-често Pd = 100 – 800 mW.

11

Коефициент на усилване по напрежение (без ООВ) на диференциални входни сигнали A (Ad, Ad(ω), KU, Kuдиф). Отнася се за съвсем ниски честоти и се дефинира с отношението

A=U изх

U ВХдиф

При ниски честоти този коефициент има стойност 104 – 106 (80 – 120 dB) и колкото е по-голям, толкова ОУ е по-добър. Идеалния ОУ има A → ∞.

Коефициент на усилване по напрежение (без ООВ) на синфазни входни сигнали ACM

(Aсинф, KUсинф). Колкото този коефициент е по-малък, толкова ОУ е по-добър. При съвременните ОУ най-често ACM = 10-4 – 10-2 . В идеалния случай той трябва да е нула.

Входно диференциално съпротивление Ri (RВХ, RВХдиф). Това е променливотоковото съпротивление между двата входа на ОУ. При съвременните ОУ най-често Ri = 104 – 107 Ω. Колкото Ri е по-голямо, толкова ОУ е по-добър. При идеалния ОУ Ri → ∞. При употреба на полеви транзистори входното диференциално съпротивление на ОУ при звукови честоти може да достигне 1010 – 1012 Ω.

Изходно съпротивление Ro (RИЗХ). Това е променливотоковото изходно съпротивление на ОУ. Най-често неговата стойност е 50 – 200 Ω. Колкото това съпротивление по-малко, толкова ОУ е по-добър.

Коефициент на потискане на входните синфазни сигнали CMRR (CMR-фактор, OOCC). Този кеофициент се определя по формулата

CMRR=KUдифр

KUсинф

или

CMRR=20lgKUдифр

K Uсинф

[dB ]

Колкото CMR-факторът е по-голям, толкова ОУ е по-добър. При събременните ОУ най-често CMRR = 103 – 106 (60 – 120 dB).

Широчина на пропусканата лента BW (ΔfA=1). Тя се простира от нула до граничната честота f0,7 = fВ, при която коефициентът на усилване без ООВ спада с 3dB спрямо стойността си A при съвсем ниски честоти. Съвременните стандартни ОУ (без ООВ) имат сравнително тясна честотна лента – напр. BW = 102 – 104 Hz

Входно напрежение на несиметрия Uio (остатъчно входно напрежение U0, напрежение на разбалансиране e0). Колкото Uio е по-малко, толквоа ОУ е по-добър. При съвременните ОУ най-често Uio = 0 – 10 mV.

Максимално допустимо входно диференциално напрежение Uimax (Uidmax, Uвх диф max). Това е най-голямото входно диференциално напрежение, което не поврежда ОУ. При съвременните ОУ неговата големина е най-често ±(5 – 30) V.

Максимално допустимо входно синфазно напрежение Ui CM max (UВХ синф max). Това е най-голямото входно синфазно напрежение, което не поврежда ОУ. При съвременните ОУ неговата големина е най-често ±(10 – 15) V.

Максимално изходно напрежение U0 max (UИЗХ max). Това е най-голямата амплитуда на изходното напрежение при оптимален режим. Тя зависи от големината на захранващото напрежение, като Обикновено U0 max ≈ 0,8│ECC│.

Максимален размах на изходното напрежение Uopp max (UPP). Това е най-големия размах

12

(от връх до връх) на изходното напрежение при оптимален режим. Той зависи от големината на захранващото напрежение, като обикновено Uopp max = 1,6│ECC│.

Изходно напрежение на несиметрия Uoo (Uизх нес). Това е постоянното напрежение на изхода, когато двата входа са свързани директно на шаси. Колкото това напрежение е по-малко, толкова ОУ е по-симетричен. В идеалния случай това напрежение трябва да е нула.

Входен ток на несиметрия Iio (остатъчен входен ток). Той е дефиниран по формулата

I io= I ВХ1−I ВХ2

където IВХ1 и IВХ2 са двата входни тока на двата входа на ОУ, при нулиран изход. Колкото Iio е по-малък, толкова ОУ е по-добър. При съвременните ОУ най-често Iio = 1 – 100 nA (При ОУ с полеви транзистори, той е 100 – 1000 пъти по-малък).

Входен поляризиращ ток IiB (входен ток на покой Iвп). Това е базовия ток на покой на входните транзистори, за който винаги трябва да се осигурява верига към шаси. Колкото този ток е по-малък, толкова входното съпротивление на ОУ е по-голямо. При събременните ОУ най-често IiB = 0,01 – 10 μA. (При ОУ с полеви транзистори, той е още по-малък). Малката стойност на IiB е много важно предимство, тъй като позволява включването на високоомни съпротивления във входа – напр. Високоомна ООВ, високоомни генератори, интегратори с голяма времеконстанта и други.

Максимален изходен ток Io max (IИЗХ max). Това е най-големия ток, който ОУ може да осигури през товара си продължително време, без да настъпи повреда. При съвременните ОУ най-често той има големина 10 – 20 mA.

Скорост на нарастване на изходния сигнал SR (ρ, du0/dt , Δuизх/tr). Това е скоростта на нарастване на изходния сигнал, ако входното напрежение се измени със скок. Отнася се за случая, когато ОУ е свързан като неинвертиращ повторител. Характеризира бързодействието на ОУ. При съвременните стандартни ОУ най-често SR = 0,1 – 1 V/μs.

4.2.2. Инвертиращ усилвател

В реалните схеми и устройства ОУ е обхванат почти винаги от дълбока ООВ. Последната се реализира чрез външни елементи, включени между изхода и инвертиращия вход. Като се променя характера и стойността на тези елементи, се получават различни електронни схеми с твърде ценни свойства. Ето защо без преувеличение може да се каже, че универсалното приложение на ОУ се обуславя от веригата за ООВ.

Тъй като има два входа, ОУ може да се включи по две основни схеми: инвертиращ и неинвертиращ усилвател. На фиг. 4.2 а е показана принципна схема на инвертиращо усилвателно стъпало.

13

Фиг. 4.2 - Схема на свързване на ОУ като инвертиращ усилвател на сигнали

Входния сигнал се подава на инвертиращия вход посредством резистора R1, а неинвертиращия вход е заземен. Резистора R2 свързва изхода с инвертиращия вход, с което се реализира паралелна ООВ по напрежение. Тази ООВ е честотно независима, т.е. действа както при бавни, така и при бързи изменения на напрежението. Коефициента на усилване на инвертиращия усилвател може да се напише:

KU=U изх

U вх

=−R2

R1

Минусът означава, че изходния сигнал е дефазиран на 180º спрямо входния. Формулата е извънредно проста и е една от най-важните в теорията на ОУ. Тя показва, че коефициента на усилване на инвертиращия усилвател, се определя само от външно включените резистори R1

и R2 и е равен на тяхното отношение. Например, ако R1 = 2 kΩ и R2 = 100 kΩ, за коефициента на усилване се получава KU = 50. Тази особеност е много важна за практиката, тъй като с прости средства може да се реализира стъпало с желания коефициент на усилване.

При инвертиращия усилвател коефициентът на ООВ има големина

ОВ=R1

R1R2

и за дълбочината на ООВ може да се напише

F=1ОВ A=1R1 A

R1R2

В практиката обикновено A » (R1 + R2)/R1, което означава, че инвертиращия усилвател е обхванат от дълбока ООВ.

Входното променливотоково съпротивление на инвертиращия усилвател (отнася се за цялото стъпало, а не за ОУ) може да се намери, като се използва фиг. Х.ХХ б. Тъй като точката а има нулев потенциал, за входното съпротивление може да се напише

RВХинв=R1

Този резултат показва, че входното съпротивление на стъпалото може да се подбира в определени граници чрез подходящ избор на големината на резистора R1.

Изходното променливотоково съпротивление на инвертиращия усилвател е извънредно малко – напр. под 1 Ω. Причината за това е наличието на дълбока ООВ. Големината на изходното съпротивление на стъпалото може да се намери от израза

14

RИЗХ инв=Rизх

F=

Rизх

1R1 A

R1R2

,

където RИЗХ е изходното съпротивление на ОУ.

4.2.3. Неинвертиращ усилвател

На фиг. 4.3 а е показана принципна схема на неинвертиращо усилвателно стъпало. Тук входния сигнал се подава на неинвертиращия вход, а инвертиращия е включен към шаси посредством резистора R1.

Фиг. 4.3 - Схема на свързване на ОУ като неинвертиращ усилвател на сигнали

Стъпалото е обхванато от паралелна ООВ по напрежение, тъй като посредством делителя R1 – R2 част от изходния сигнал се подава с обратна фаза на входа. Коефициента на усилване на неинвертиращото стъпало се определя по формулата

KU=U изх

U вх

=1R2

R1

В тази формула липсва знакът минус, понеже изходния сигнал не е дефазиран спрямо входния. Вижда се, че при едни и същи стойности на резисторите коефициентът на неинвертиращия усилвател е с единица по-голям от този на инвертиращия.

При неинвертиращия усилвател коефициентът βОВ и дълбочината F на обратната връзка имат същата стойност както при инвертиращия и могат да се определят по същите формули.

Изходното съпротивление на неинвертиращия усилвател е извънредно малко. То има същата големина като на инвертиращия.

Входното съпротивление на неинвертиращия усилвател е извънредно голямо и това е много важно предимство. То може да бъде определено от израза

RВХ неинв=FRВХ=1 R1 A

R1R2 RВХ

и на практика стойността му е примерно 107 – 108 Ω. Като има пред вид твърде малкото му изходно съпротивление (напр. 0,1 Ω ), може да се каже, че по своите параметри неинвертиращия усилвател се доближава до „идеалния“ усилвател на напрежение.

15

За проектирана схема е необходим операционен усилвател с двуполярно захранване, голям коефициент на усилване с минимални изкривявания.

4.3. Блок режекторен филтър

Във веригите на радиоелектронните устройства обикновено протичат едновременно токове с различни честоти (ниски и високи), а също така и постоянен ток (f = 0). Най-често за постигане на известен резултат са необходими само токове с определена честота или в определена честотна лента. Поради това се налага отделяне на токовете с различни честоти, като необходимите се пропускат към съответните вериги, а нежеланите се отстраняват или нивото им силно се намалява. Това се осъществява със специални устройства, наречени електрически филтри.

Електрическите филтри представляват четириполюсник, включен между източник на сигнали с вътрешно съпротивление Rr и товар RT. Те имат честотна избираемост, т.е. пропускат токове в определен обхват и не пропускат токове с честоти извън него.

Четириполюсниците имат различно съпротивление за токовете с различни честоти. За пропусканата честотна лента четириполюсника трябва да има нищожно съспротивление, а за непропусканата честотна лента – много голямо.

Предаването на сигналите от входа към изхода на филтъра се оценява с коефициент на затихване а, който се определя като отношение на мощността P1, която източникът на сигнала би отдал при непосредственото му включване към товара и мощността P2, която се получава от изхода на филтъра. Този коефициент се изразява в децибели:

a=10 lgP1

P2

,dB

На практика често се използва друга величина – коефициент на предаване на филтъра, който представлява отношение на изходната към входната мощност. При съгласуване на филтъра с източника на сигнали и с товара коефициента на предаване може да се изрази като отношение на изходното и входното напрежение:

K=U 2

U 1

Една от най-важните характеристики на електрическите филтри е амплитудно-честотната характеристика (АЧХ), което представлява зависимост на затихването от честотата или на коефициента на предаване от честотата.

Идеалния филтър има коефициент на затихване за пропусканите сигнали a = 0, коефициент на предаване за същите сигнали K = 1. За сигналите, които трябва да спре – a = ∞, K = 0. Така се оформя лента на пропускане и лента на непропускане, разделени от гранична честота fср на филтъра (нарича се още честота на срязване).

Избирателните свойства на реалните филтри се определя от стръмността на АЧХ около граничната честота, т.е. от това, колко бързо нараства затихването при отдалечаване от граничната честота.

Електрическите филтри се класифицират по няколко показатели. Според съставните им елементи биват:

● резонаторни филтри. Основен елемент при тях са различни видове резонатори: кварцови, керамични, магнитострикционни и др.

● реактивни или LC-филтри. Основните им съставни елементи са бобини и кондензатори.

16

● безиндуктивни или RC-филтри. Те съдържат резистори и кондензатори.

Според честотите на сигналите, които филтрите пропускат, те се разделят на следните видове:

● нискочестотни филтри (НЧФ) – Лентата им на пропускане е от 0Hz (постоянен ток) до граничната честота fСР, а лентата на непропускане – от fСР до безкрайно високи честоти.

● високочестотни филтри (ВЧФ) – лентата им на пропускане от fСР до безкрайно високи честоти, а лентата на непропускане – от 0 до fСР.

● Лентови филтри (ЛФ) – те пропускат сигнали в определена честотна лента между

две гранични честоти fСР1 и fСР2. Когато отношението f СР2

f СР1

2 , филтъра е

теснолентов, а при f СР2

f СР1

2 – широколентов. Лентите на непропускане са две – от 0

до fСР1 и от fСР2 до безкрайно високи честоти.

● Режекторни (заграждащи) филтри (РФ) – те пропускат две честотни ленти – от 0 до fСР1 и от fСР2 до безкрайно високи честоти. Лентата им на непропускане е между двете гранични честоти fСР1 и от fСР2. Най-често РФ се използват за потискане на сигнали с точно определени честоти.

Според схемите на свързване на елементите се различават три основни вида филтри: Г-образен (Г-звено), П-образен (П-звено) и Т-образен (Т-звено). Т- и П-звената се получават от съединяването на две Г-звена.

За увеличаване на стръмността на АЧХ на реалните филтри се изпозлват верижни филтри, които представляват последователни Т- или П-звена.

Режектоен филтър се получава при паралелно свързване на нискочестотен и високочестотен филтър (фиг 4.4). За да се получи лента на непропускане между две гранични честоти fср1 и fср2, необходимо е е НЧФ да има гранична честота fср1, по-ниска от гранична честота fср2 на ВЧФ.

фиг. 4.4 – паралелно свързване на НЧФ и ВЧФ

За висока стръмност на срязващата честота се използват последователни и паралелни трептящи кръгове, който имат една и съща резонансна честота, равна на средната честота на

непропускане f∞, за която затихването на филтъра клони към безкрайност.

f ∞=1

2 L1C 1

= 1

2 L2C 2

17

фиг. 4.5 – АЧХ на режекторен филтър

4.4. Блок усилвател с повдигане на нивото

Освен за усилване на сигнали, операционните усилватели могат да се използват и за много други предназначения в комбинация с различни външни елементи . В тази точка ще бъдат разгледани накратко някой от най-важните приложения на ОУ. От схемотехническа гледна точка те се характеризират с това, че във веригата на ООВ се включват по различен начин резистори, диоди, кондензатори и т.н. Следователно може да се каже, че разнообразните свойства на тези схеми се обуславя предимно от особеностите на веригата за обратна връзка.

- повторител

Схемата е подобна на неинвертиращ ОУ, но във веригата на обратната връзка липсва резистора, с което се осугурява 100% ООВ, т.е. целия изходен сигнал се връща на входа.

фиг. 4.6 - повтител

В този случай коефициента на усилване на усилватлното стъпало е единица

KU=1

В тази схема се използва голямото входно и малкото изходно съпротивление на ОУ. Схемата има практическа стойност на „идеален“ буферен елемент.

- диференциатор

Това е схема, при която изходното напрежение е пропорционално или равно на диференциала (производната) на входното напрежение. На фиг. 4.7 е показана проста схема на диференциатор.

фиг 4.7 – диференциатор

Тук в инвертиращия вход вместо резистор е включен кондензатор. Като се вземат под внимание свойствата на групата R – C , доказва се, че в този случай изходното напрежение зависи от входното съгласно израза

18

U изх=−RC1

dU вх

dt

Тук τ = RC1 е времеконстантата на веригата за обратна връзка. Очевидно чрез подбор на τ може да се влияе върху размаха на изходното напрежение.

От формулата за изходното напрежение следва, че UИЗХ е пропорционално на производната на UВХ. Ако R и C1 се подберат така, че RC1=1, тогава UИЗХ ще е точно равно на производната на UВХ.

Кондензатора C2 е за честотна компенсация и за предпазване от самовъзбуждане на схемата. Групата R – C2 осигурява на честотната характеристика спад 20 dB/dec в областа на високите честоти.

- интегратор

Това е схема, при която изходното напрежение е пропорционално или равно на интеграла на входното напрежение. Подобни схеми са необходими например при решаване на диференциални уравнения . На фиг. 4.8 е показана проста схема на интегратор.

фиг. 4.8 - интегратор

Тя прилича на диференциатора, но тук местата на реситора и кондензатора са разменени (действието интегриране е обратно на диференцирането). Доказва се, че при тази схема изходното напрежение зависи от входното съгласно израза:

U изх=−1

RC∫0

T

U вх dt

Формулата е в сила при условие, че в момента на започване на интегрирането кондензатора не е бил предварително зареден. От тази формула следва, че изходното напрежение е пропорционално на интеграла на входното. И тук размахът на изходното напрежение може да се променя чрез подходящ подбор на времеконстантата τ = RC.

- компаратор

Компараторите (от лат. Comparo – сравнявам) са схеми за сравняване на две напрежения, при което изходното им напрежение може да има две нива – ниско и високо. Те се използват най-често като междинни стъпала за преобразуване на аналогова информация в импулсна или цифрова.

фиг. 4.9 - компаратор

Копаратора има два входа (инвертиращ и неинвертиращ) и един изход. Компараторите работят без обратна връзка. Изходното напрежение на компараторите винаги е близо до

19

положителното или отрицателното захранващо напрежение, в зависимост от входните сигнали.

U изх={1 при U 2U 1

−1 при U 2U 1}

Ако напрежението на неинвертиращия вход е по-голямо от това на инвертиращия, изходното напрежение е близко до максимално положителното напрежение, или логическа „1“. Обратно ако входното напрежение на инвертиращия вход е по-голямо от това на неинвертиращия – изходния сигнал е логическа „0“.

- суматор

На фиг. ХХ.ХХ е показана схема на прост суматор. В конкретния случай той има два входа и може да събира (и изважда) две напрежения. Чрез добавяне на допълнителни входове, броят на напреженията може да бъде и повече.

Фиг. 4.10 – инвертиращ суматор

Основното свойство на суматора е, че изходното му напрежение е пропорционално (или равно) на алгебричната сума от входните напрежения. В конкретния случай се изразява зависимостта:

U изх=−U 1U 2

Разгледания суматор се нарича още инвертиращ, тъй като знакът на изходното напрежение е обратен на знака на входните напрежения. Ако входните напрежения се подават на неинвертиращия вход, ще се получи неинвертиращ суматор, при който изходното напрежение ще има същия знак като входните. Тази схема обаче се използва по-рядко, тъй като тук входните напрежения си влияят помежду си.

4.5. Блок микроконтролер

Микроконтролера изпълнява едновременно аналогово-цифрово преобразуване и преобразуване на резултатите във вид удобен за приемане и обработка от персонален компютър. Необходимо е да съдържа бърз и многоканален аналогово-цифров преобразовател и хардуерен сериен интерфейс за бърза серийна комуникация.

4.5.1. Дискретизация на сигнали

За да може един непрекъснат във времето сигнал да се обработи с цифров метод е необходимо първо той да бъде дискретизиран. Дискретните сигнали и системи получиха широко приложение в различни области, особено при пренасянето и обработката на информация, а без това е невъзможно управлението на обекти и процеси на дейности в човешкото общество, Благоприятно обстоятелство е бързото развитие на компютрите. Извънредно много са приложенията на дискретните сигнали.

Дискретизирането на сигналите е първата и много важна операция при обработката на непрекъснати сигнали. Голяма част от процесите в природата и технологиите са

20

непрекъснати. За тяхното протичане могат чрез преобразователи да се получат съответни сигнали. Например измененията на температура, налягане, плавното въртене или преместване на тела и механизми в техническите системи и пр. Се преобразуват в електрически сигнали. Тяхната обработка чрез цифрови устройства, включително микропроцесори и компютри, изисква дискретизиране и преобразуване в двоичен или друг код.

Дискретизирането се извършва главно по две съображения, а именно:

а) да се представи непрекъснатия сигнал чрез съвкупност от дискретни стойности, отчетени през определени интервали от времето;

б) да се възстанови непрекъснатия сигнал, зададен (получен) под формата на дискретни стойности, наречени за краткост дискрети или отчети (в смисъл на отчетени, установени величини).

Дискретизирането се извършва на базата на теоремата за дискретите. В литературните източници , тя се свързва в една или друга степен с имената на Уиттекер, Найкуист, Котелников, Шенон, Хартли и други.

Теоремата за дискретите гласи следното: един непрекъснат сигнал s(t), в спектъра на който не се съдържат честоти, по-високи от fm , напълно се определя от редицата на своите моментни стойности, отчетени през интервали от време, които са по-малки или равни на ½ fm .

t= 12 F max

Непрекъснатия сигнал може да се представи с реда

s t =∑k=−∞

∞

s kt sinm t−k t m t−kt

където Δt ≤ 1/2fm и ωm = 2πfm .

След знака на сумата се открояват двойки множители, които заслужават внимание. Първия множител във всяка от тях съответства на дискретната стойност с номер k и е s(kΔt). Съответния му множител [sin ωm(t-kΔt)}/ ωm (t- kΔt ) съответства на функцията (sin x)/x , която се означава със sinc(x). Нейната графика е дадена на фиг. 4.11. Отместването във времето означава отместване на цялата графика. Ето защомаксимумът на sinc(t- kΔt) ще съответства на t- kΔt . По този начин около всяка стойност на непрекъснатия сигнал s( kΔt ) ще се описва една функция sinc(t - kΔt), както е показано на фиг 4.11. Колкото по-малки са стойностите на Δt и по-голям е броят на членовете на реда, толкова по-вярно ще бъде възстановен непрекъснатия сигнал.

21

фиг. 4.11

Спектъра на един сигнал е ограничен, ако той е неограничен по продължителност. При такова твърдение теоремата за дискретите губи практическо значение, тъй като реалните сигнали са ограничени по отношение на времето. Без да разглеждаме грешките при дискретизирането и възстановяването ще отбележим, че те могат да се пренебрегнат, ако честотата на дискретизация се приеме (2,2 – 2,5) fm.

Ако продължителността на сигнала е Tc, а времето на дискретизация T = Δt ≤ 1/(2,2 – 2,5)fm, броят на дискретите е N=Tc/T. Тогава редът е с граници k=0 и k=N-1, т.е.

s t ≈∑k=0

N−1

S kT sinm t−kT m t−kT

Например честотната лента на телефонен канал е от 300 до 3400 Hz. Следователно горната гранична честота е fm = 3400Hz. Честотата на дискретизация в цифровата телефония е 8000Hz. При този запас спрямо 2fm = 2.3400=6800Hz, изкривяванията са пренебрежимо малки.

Честотата на дискретизация често се означава с fN и се нарича честота на Найкуист (fN = 2fm). Среща се и названието честота на Шенон. В много книги на руски език теоремата за дискретизирането се нарича теорема на Котелников. Запознаването с тези названия спомага за избягването на някои недоразумения.

4.5.2 Типове АЦП

● АЦП с директно преобразуване (или паралелен АЦП) – съдържа по един компаратор за

● АЦП с поразрядно преобразуване

● АЦП с диференциално кодиране (delta-encoded ADC)

● АЦП с интегриране

●

4.5.3. Основни параметри на АЦП

Основните параметри, които характеризират аналогово-цифровите преобразователи са

● разредност

● бързодействие

● точност

● шумоустойчивост

Разредността на АЦП определядинамичния обхват на измерваната аналогова величина. Например ако се работи с 8-битов АЦП и UВХmax=10V, то най-малката стойност, която ще се регистрира е 10/256 V. Освен това разредността влияе и върху точността на преобразуването

– измереното аналогово напрежение ще бъде с грешка от дискретизация ±12

от най-

22

младшия бит, т.е. ± 10256⋅2

V, а това в проценти е 0,19%. Използването на АЦП с повече

разряди води до повишаване на точността и динамичния обхват. Но това става за сметка на увеличаване на времето за преобразуване.

Бързодействието на АЦП зависи от типа на използваното преобразуване. За АЦП с интегриране времето за преобразуване е от 100ms до 1ms. При АЦП с поразрядно кодиране времето за преобразуване е от няколко десетки μs до няколко μs. За по-кратки времена на преобразуване се използват АЦП с паралелно преобразуване. Разредността на АЦП е също съществен фактор за бързодействието му. Обикновено повишаването на бързодействието се постига за сметка на усложняване на схемата и съответно стойността на АЦП. Така че във всички случаи трябва внимателно да се анализира конкретните условия и да се избира АЦП с максимално време за преобразуване, удовлетворяващо конкретните изисквания.

Точността на преобразуване зависи от няколко фактора. Разредността на АЦП влияе върху точността с грешката от дискретизация. Освен от нея точността се определя също и от линейността на преобразователната функция N=f(UВХ), където N е изходната цифрова величина на АЦП. Теоретически тя трябва да бъде идеално линейна (по-точно със стъпка от един дискрет), но на практика не е така. Освен това има и динамични грешки при преобразуването.

Шумоустойчивостта също е много важен параметър и трябва да се отчита при избора на АЦП. По принцип АЦП с интегриране са по-шумоустойчиви от другите типове АЦП.

4.5.4. ASCII кодиране

Микропроцесорния блок също така трябва да преобразува цифровите дискрети на всяко измерване в ASCII кодове. ASCII е абревиатура на American Standard Code for Information Interchange (Американски стандартен код за обмяна на информация) и представлява 7-битово кодиране на 128 знака (95 от тях са изобразими и 33 неизобразими).

Фиг. 4.12 – ASCII таблица

ASCII определя еднозначно съответствие между двоични кодове и писмени знаци (глифи), правейки възможно обмяната на текстова информация между отделни цифрови устройства,

23

както и нейното съхраняване в тези устройства. Важно е да се отбележи, че ASCII определя съответствие между кода и семантичната стойност на глифа, а не негова конкретна реализация. Компютърните шрифтове са тези които определят реализациите на глифите. Да вземем за пример главната латинска буква A - нейният двоичен код е 0100 0001 или 65 в десетичен код. В един обикновен текстов файл в ASCII код тя ще бъде представена именно с този код - 65. Но за да се изобрази на екрана е нужен шрифт който от своя страна съпоставя на този код някакво изображение. Това изображение е различно при отделните шрифтове, но смисълът който то предава остава същия - главна латинска буква A.

За да извърша бързо прекодирането, е необходимо микроконтролера да разполага с математически операции, които да се извършват възможно най-бързо.

Други предимства при избор на микроконтролер са улесненията за развой – софтуерни (компилатори, дебъгери ...) и хардуерни (развойни среди, примерни схеми...).

Като заключение изискванията към микроконтролера са следните:

● да притежава триканален бърз аналогово-цифров преобразовател

● да притежава универсален сериен интерфейс

● да е високопроизводителен

● да разполага с лесни средства за развой и програмиране

4.6. Електронно чукче

Електронното чукче е външно устройство, което стартира аналогово-цифрово преобразуване. Свързано е към порт на микроконтролера, който следи за команда „начало“. Измерването и преобразуването трябва да започне веднага след получаване на сигнал от чукчето и да продължи 10 секунди.

4.7. Сериен интерфейсен преобразовател

По задание дискретизираните данни от устройството се предават към компютър посредством стандартен интерфейс RS-232. RS-232 официално е дефиниран като „интерфейс между терминал за данни и комуникационно оборудване, използващи серийна цифрова обмяна на информация“. Серийна комуникация означава предаване на информация по един бит във времето върху една комуникационна линия. Електрическите спецификации на RS-232 са:

● двоична нула (при предаване) : +5 до +15V DC

● двоична единица (при предаване) : -5 до -15 V DC

● двоична нула (при приемане) : +3 до +13 V DC

● двоична единица (при приемане) : -3 до -13 V DC

● стартов бит : двоична нула

● информационни битове : 5, 6, 7 или 8

24

● проверка : без, по четност, по нечетност (най-често не се използва при 8 бита)

● стоп бит : двоична единица (един или два бита)

RS-232 кабелите се предлагат обикновено в три разновидности – с 25, 9 или 4 проводника. 25 проводните конектори свързват всички пинове, в 9 проводните са изключени някои от рядко използващите се сигнали, а 4 проводните кабели включват абсолютния минимум сигнали за комуникация.

За текущата задача е необходим преобразовател, който преобразува TTL сигналите от микроконтролера в RS-232 нива.

25

5. Проектиране и оразмеряване на принципните схеми на отделните звена на модула

5.1. Захранващ блок

В текущата схема няма големи изисквания за мощност, защото захранваните схеми са маломощни, но трябва захранващото напрежение да бъде двуполярно (± 5V) с минимални пулсации, за да не се внасят шумове във входните малки сигнали. Напрежението трябва да бъде стабилно, защото цифровите схеми и микроконтролери не издържат на предоварване. Микропроцесорите и TTL схемите обикновено дефектират при напрежения 5,5 – 6V.

За текущото приложение токозахрнаващия блок включва

● мрежов трансформатор

● двупътен мостов токоизправители

● филтър на пулсации

● линеен интегрален стабилизатори

фиг. 5.1 – принципна схема на захранващи блок

5.1.1. Мрежов трансформатор

Използван е мрежов трансформатор със средна точка, с номинално напрежение 2x8,5V и номинален ток 50mA. Средната точка на вторичната намотка е свързана към виртуалната нула.

5.1.2. Токоизправител

Използва се двупътен изправител тип Грец. Схемата представлява мост, в рамената на който са включени четири вентила. В единия диагонал на моста е свързана вторичната намотка на трансформатора, а в другия – товарът на токоизправителя RT (фиг. 5.2). Вентилите са включени така, че през всеки полупериод работят едновременно два от тях – вентилът с най-положителен анод (D1 или D2) и вентилът с най-отрицателен катод (съответно D3 или D4).

26

Фиг. 5.2 – еднофазен мостов токоизправител а - принципна схема; б-г – диаграми на токовете и напреженията

Посоките на токовете през нечетните вентили D1 и D3 и четните D2 и D4 са показани съответно с плътни и прекъснати стрелки. Действието на схемата е илюстрирано с диаграмите на фиг. 5.2 б, в и г, на които са изобразени вторичното напрежение на трансформатора, токът през вентилите и изправените напрежения и токове.

Постоянните съставки на изправеното напрежение, изправения ток и средната стойност на тока през един вентил са:

E0=1∫0

E2m sind =2

E2m

E2eff=E2m

2=2 2

E0=1,11 E0

I0=1∫0

I 2msind =2

I2m

I 2m=1,57 I 0

I ср=12

I 0

Обратното напрежение на вентилите в тази схема се определя от амплитудата на фазовото напрежение, понеже вентилът, който през дадения полупериод е запушен, чрез работещия вентил от същата група е свързан паралелно на вторичната намотка на трансформатора. Поради това

U Rmax=E 2m=2

E 0=1,57 E0

Вторичния ток е синусоидален (фиг. 5.2 б) и неговата ефективна стойност е

I 2eff=I 2m

2=1,11 I0

Формата на първичния ток в дадения случай съвпада с формата на вторичния ток, затова ефективната стойност на първичния ток е

I1eff=1

kТР

I 2eff=1

k ТР

1,11 I 0

Изчислителната мощност на вторичната намотка на трансформатора е

27

P2И=E2eff I 2eff=1,11 E 0 1,11 I0=1,23 P0

а изчислителната мощност на първичната намотка

P1И=E1eff I1eff=k ТР E2eff1

kТР

I 2eff=1,23 P0

Следователно

PИ=P1И=P 2И=1,23 P0

Вижда се, че при еднофазната мостова схема се получава добро използване на трансформатора.

Схемата има много добри показатели и е най-често използваната еднофазна токоизправителна схема и се предпочита във всички случаи, когато няма някаква пречка за нейното приложение.

5.1.3. Филтър

Използван е капацитивен филтър, който се състои само от един кондензатор, включен паралелно към изводите на токоизправителя и товара.

Фиг. 5.3 – капацитивен филтър

При зададен коефициент на пулсации kn'' и при известно вътрешно съпротивление на токоизправителя за капацитета на кондензатора се получава изразът

CФ=1

kn 1' ' r

H , [F ] ,

където r е вътрешното съпротивление на една фаза от токоизправителя.

Параметъра H зависи от броя на фазите и от ъгъла на отсечката на тока на вентилите.

Капацитивния филтър е ефективен при едно- и двуфазни токоизправители. При увеличаване на броя на фазите коефициента на изглаждане намалява.

За маломощни схеми практически стойноста на капацитивния филтър е в границите от 100 до няколко хиляди микрофарада.

5.1.4. Стабилизатор

За стабилизиране на напрежението се използват специализираните линейни интегрални стабилизатори тип 78l05 и 78l09, съответно за положително и отрицателно напрежение.

Тези схеми напълно отговарят на изискванията за изходен ток, стабилност на напрежението и минимални пулсации. Някои от основните им параметри са:

● фиксирано изходно напрежение

28

Токоизпра-вител

Cф

RT

● защита от късо съединение

● температурна защита от прегряване

● максимален изходен ток – 100 mA

● толеранс на изходното напрежение ±5%

● максимално входно напрежение – 30V

● малък корпус

● без необходими външни елементи

фиг. 5.4 – принципна схема на вътрешната структура на стабилизатор от типа 78XX

Изходното напрежение на стабилизаторите е фиксирано и не е необходимо допълнителна настройка чрез външни елементи. Стабилизаторите от тази серия се свързват между източника на постоянно напрежение и консуматора като четириполюстник с Т-образна схема. Използва се най-простия вариант на свързване, чрез който се получават номиналното напрежение и номиналния ток на схемата. Тази схема е удобна от технологична гледна точка и се препоръчва да се използва.

Поставят се само филтриращи електролитни кондензатори със стойност 100μF. Освен за филтрация, изходните кондензатори затварят веригата на променливите токове, генерирани от товара.

5.2. Входен усилвател

Входните миотонометрични сигнали не прекалено слаби, за да бъдат директно измерени и дискретизирани. Необходимо е първо да бъдат усилени. Входния усилвател има две основни цели:

● да осигури голямо входно съпротивление на устройството

● първоначално усилване на входните сигнали

Използвани и популярни съвременни операционни усилватели са от серията MCP на Microchip и серията TL на Texas Instruments. Първите не са пригодени за двуполярно

29

захранване, за това избирам за текущия проект операционни усилватели тип TL084 (четворен) и TL082 (двоен). Някои от основните им характеристики са:

● ниска консумация – 1,4mA (на усилвател)

● нисък ток на несиметрия и дреиф на нулата

● висок входен импеданс – 1012 Ώ

● защита от късо съединение на изхода

● висока скорост на нарастване - 13V/μs

● подтискане на синфазните сигнали - 0,003%

фиг. 5.5 – принципна схема на входния усилвател

За текущата схема операционния усилвател е свързан по схема инвертиращ усилвател с коефициент на усилване 40.

KU=R9R10

R14=10.10 3390.10 3

10.103=40

Стойността на изходното напрежение е

U изх=−KU U вх

5.3. Режекторен филтър

30

фиг. 5.6 – принципна схема на двоен T режекторен филтър

За режекторен филтър е използвана схемата двоен Т филтър, който дава много добри практически резултати. Амплитудно-честотната характеристика е показана на фиг. ХХХ.Х

фиг. 5.7 – АЧХ на двоен Т режекторен филтър

Честотата на сряз се определя по формулата

f = 14RC

където R=R3//R4 (така R1=R2=2R) и C=C1=C2=C3=C4 . В случая R=340kΩ и C=4,7nF, така:

f = 14R C

= 1

4∗3,141592653∗390∗103∗4,7∗10−6=49,798~50 [Hz ]

31

Схемно е създадена възможност за включване и изключване на режекторния филтър чрез поставяне на джъмпери в съответни позиции. В бъдеще е възможна филтрацията на сигналите да става по цифров път в персоналния компютър.

5.4. Усилвател с повдигане на нивото

За да се измерят и дискретизират двуполярните входни миотонометрични сигнали сигнали е необходимо те да бъдат изместени спрямо нулевата точка. Необходим е аналогов суматор, който да сумира променливия сигнал с едно постоянно напрежение, което ще бъде условно нулева стойност.

фиг. 5.8 – принципна схема на инвертиращ усилвател с повдигане на нивото

Схемно е реализиран инвертиращ операционен усилвател с коефициент на усилване 5 и изместване на нулевата точка с 2,5V. Допълнителния операционен усилвател на делителя е необходим за буфериране (повтаряне) на напрежението на средната точка на делителя.

Изходното напрежение от блока, който се подава към аналогово-цифровия преобразовател е равно на:

U изх=−R13

R17

UвхR13

R12

U оп=−5∗U вх1∗−2,5

Това се явява повторно инвертиране на входните за устройството миотонометрични сигнали, което означава, че те отново са с първоначалната си фаза. Тук те се усилват още петкратно и едновременно се събират с постоянната стойност 2,5V.

Общото усилване на входните сигнали на входа на модула, до подаването им в АЦП на микроконтролера става общо 200 (40 * 5). По задание, максималната амплитуда на сигналите е ±10mV, или като абсолютна стойност – 20 mV. При постъпване на входа на сигнал с максимална амплитуда, то микроконтролера ще измери сигнал с амплитуда 4 V , което е в рамките на възможното от ATmega8 и дава голяма точност на измерването.

32

Uвх

Uоп = -2,5V

5.5. Микроконтролер

При избора на микроконтролер са взети под внимание изискванията за него, посочени в точка 4.5, както и практическия ми опит с различни серии микроконтролери. Избрания микроконтролер е ATMega8 на фирмата Atmel. ATmega8 е CMOS 8-битов микроконтролер с ниска консумация базиран на AVR подобрена RISC архитектура. Има възможност да изпълнява сложни операции само на един такт на управляващата честота, и така достига ефективност почти 1MIPS на Mhz. Ядрото AVR богатия набор от инструкции с 32 регистъра за обща употреба, свързани директно към аритметично-логическото устройство (АЛУ), позволявайки няколко различни регистъра да бъдат достъпни при една инструкция на един такт. Като резултат тази архитектура е много по-ефективна, спрямо обикновените CISC микроконтролери. Основните му характеристики са:

● високоефективен, нискоконсумиращ 8-битов микроконтролер

● подобрена RISC архитектура

– 130 инструкции, повечето от които се изпълняват за един такт

– 32 8-битови работни регистри

– тактова честота до 16 Mhz

● енергонезависима програмна памет и памет за данни

– програмна памет – 8Кbytes флаш памет с 10 000 цикъла на запис/изтриване

– EEPROM – 512 байта с 100 000 цикъла на запис/изтриване

– 1Kbytes вътрешена SRAM памет

● 6 канален, 10-битов АЦП (в PDIP корпус)

● два 8-битови брояча/таймери

● един 16-битов брояч/таймер

● програмируем универсален сериен интерфейс (USART)

● три ШИМ канала

● SPI сериен интерфейс (slave и master режими)

● вграден аналогово компаратор

● вътрешно калибриран RC осцилатор

● външни и вътрешни прекъсвания

Допълнителни удобства при разработка с AVR микроконтролери, са достъпните софтуерни и хардуерни среди за разработка. Написани са и C компилатори за тази архитектура, което позволява писането на програми на високо ниво.

Допълнително улеснение е възможността за препрограмиране на микроконтролера директно върху устройството, без да се налага да се изважда и поставя в специален програматор.

Електрическото свързване на микроконтролера е показано на фигура 5.9

33

фиг. 5.9 – електрическо свързване на микроконтролера

Тактовата честота на микроконтролера се задава от външен кварцов резонатор на 11,0592 Mhz.

5.5.1. Аналогово-цифров преобразовател

ATMega8 съдържа в себе си 10-битов АЦП с поразрядно кодиране, свързан към 8-канален аналогов мултиплексор, който позволява измерване на 8 аналогови напрежения, свързани към PORTC на микроконтролера. Основните характеристики на вградения в ATMega8 АЦП са:

● 10-битова прецизност

● 0,5 LSB цялостна нелинейност

● ±2 LSB абсолютна точност

● 13 – 260 μs време за преобразуване

● 6 мултиплексирани входни канала

● 0 – Vcc размах на измерването

● избираемо вътрешно 2,56V опорно напрежение

● прекъсване при завършване на преобразуване

● непрекъснато и единични измервания

● схема за задържане (Sample/Hold)

Към трите входа на АЦП (PC0, PC1 и PC2) са свързани директно изходите на операционните усилватели с повдигане на нивото. Това е възможно поради изискването на вградения АЦП, за изходно съпротивление на аналоговия сигнал < 10kΩ. Опорното напрежение е зададено външно на входа Aref, като то е идентично със захранващото Avcc, така АЦП измерва сигнали с амплитуда 0 – 5V.

Режима на АЦП е единични измервания с 10-битова точност, като софтуерно се превключват каналите и се стартира преобразуването.

По задание честотата на дискретизация е 1000Hz на канал, което прави 3000 измервания (преобразувания) в секунда. Това прави 100 пъти по-висока честота на дискретизация от максимално очакваната от миотономтричните сигнали – 10Hz. Това позволява изходния

34

сигнал да бъде максимално възстановен по форма с минимални изкривявания и грешки от дискретизация. Допълнителна интерполация може практически да пресъздаде входните сигнали.

5.5.2. Вход за електронно чукче

Използва се цифров вход на микроконтролера. Всички портове на AVR микроконтролерите има пълната функционалност на четене-промяна-запис (Read-Modify-Write), когато се използват за цифрови входно-изходни портове с общо предназначение. Това означава, че посоката на всеки отделен пин може да бъде променена, без това да се отрази на останалите пинове, чрез инструкциите SBI и CBI. Същото се отнася и когато трябва да се смени стойността (ако е конфигуриран като изход) или включване/изключване на повдигащия резистор (ако е конфигуриран като вход). Всеки пин (като изход) има достатъчна товароспособност да захрани директно светодиод. Всични входно-изходни пинове имат защитни диоди към захранване и към маса (фиг. 510).

Фиг. 5.10 – еквивалентна схема на цифров вход/изход на AVR микроконтролер

Всеки пин от порт, се конфигурира и е свързан чрез съответните битове в три регистъра – DDxn, PORTxn, и PINxn („x“ е буква на съответния порт, а „n“ е номера на пина и съответно на бита в регистъра). Битът DDxn в регистъра DDRx посочва посоката на този пин. Ако в DDxn е записана логическа единица, то Pxn е конфигуриран като изходен пин. Ако в DDxn е записана логическа, Pxn е конфигуриран като входен пин.

Ако PORTxn е записана логическа единица, когато пинът е конфигуриран като вход, се активира съответния повдигащ резистор (pull-up). За да се изключи повдигащия резистор, в PORTxn трябва да се запише логическа нула, или пинът да се конфигурира като изход. Поровите пинове са във високоимпедансно при състояние на reset, дори когато няма тактова честота.

Ако PORTxn е записана логическа единица, когато пинът е конфигуриран като изход, изходното състояние (напрежението) на пина е високо (единица). Ако PORTxn е записана логическа нула, при конфигуриран изходен пин, състоянието (напрежението) на пина е ниско (нула).

Различните варианти за конфигуриране на пинкато цифров вход/изход с общо предначначение са показни в табл. 5.1.

35

DDxn PORTxnPUD

(в SFIOR) Вход/Изход Pull-up Коментар

0 0 Х вход не Висок импеданс (Hi-Z)

0 1 0 вход даPxn ще е източник, ако външния потенциал е нисък

0 1 1 вход не Висок импеданс (Hi-Z)

1 0 Х изход не Изходна логическа нула

1 1 Х изход не Изходна логическа единица

Табл. 5.1 – конфигурация на цифрови входно-изходни пинове при AVR

Активен сигнал от електронното чукче за начало на миотонометричното измерване е логическа нула на този вход. Пинът на микроконтролера (PORTD2) софтуерно е конфигуриран като вход с включен вътрешно pull-up резистор.

5.5.3. Сериен интерфейс

За серийна комуникация с персонален компютър се използва вградения в ATMega8 USART контролер. Основните му характеристики са:

● пълна двупосочна комуникация (едновременно предаване и приемане на информация)

● синхронен и асинхронен режим

● висока скорост на предаване

● подържа пакети по 5, 6, 7, 8 и 9 бита с 1 или 2 стоп бита

● проверка по четност и нечетност

● проверка за грешки

● три отделни прекъсвания – завършено изпращане, регистъра за изпращане и празен, получаването е завършено

Двата извода (RXD и TXD) на USART интерфейса са свързани към единия канал на TTL-RS232 преобразователя MAX232.

Софтуерно серийния интерфейс е настроен на скорост на предаване 57600kbs, с формат на данните – 8 информационни и 1 стопов битове, без проверка по четност. Предаването става асинхронно.

Конфигурирането на скоростта на предаване, става чрез записване на число в реgистъра UBRR. Стойността зависи от входната тактова честота и се пресмята по формулата

UBRR=f OSC

16 BAUD−1=11059200

16⋅57600−1=11

Честотата на предаване е кратна на тактовата честота, което означава, че грешката при предаване теоретично е 0%.

36

5.6. Сериен интерфейсен преобразовател

За преобразуване на TTL в RS-232 логически нива се използва интегралната схема MAX232. Тя включва в себе си два канала, като за текущата схема се използва само единия. Електрическото свързване е по препоръка на производителя.

Фиг. 5.11 – принципна схема на свързване на MAX232

5.7. Приемане на данните от персонален компютър

За предаването на данните към персонален компютър се използват се само сигналите TXD и RXD. За да се приемат данните в компютъра е необходимо само терминална програма като например HyperTerminal за Windows, Minicom за Linux или произволна друга. Необходимо е да се настрои скоростта на предаване (57600 kbs) и формата на данните (8-1-N). За визуализиране и обработка на данните е необходимо терминалната програма да бъде включена в режим на записване (Save Log). Изходния файл е обикновен текстов файл, който може да бъде зареден в различни програми за обработка на данни (например MatLab или някой офис пакет с електронна таблица). В бъдеще е възможно да се напише специализирана програма, която да взима данните от модула и да извършва всички необходими цифрови обработки и визуализация на сигналите.

37

6. Алгоритъм на работа на програмното осигуряване на модула

Програмното осигуряване на устройството основно е разделено на две части.

● Основна програма – нейните задачи са

начална инициализация на хардуера

следене на стартов сигнал от електронно чукче

измерване на трите входни сигнала на входовете на вградения си АЦП

преобразуване на данните в ASCII код

предаването им по сериен интерфейс

● Таймерно прекъсване :

хардуерно осигурява честотата на дискретизация 1000 Hz

софтуерно установяване на флаг за начало на ново измерване

броене на цялостното време на измерване – 10 секунди.

Избрания микроконтролер ATMega8, позволява програмното осигуряване да бъде написано на език от високо ниво – C. Това улеснява разработката и скъсява времето на програмиране и откриване на грешки.

38

6.1. Основна програма

6.1.1. Блокова схема

39

Начало

Начална инициализация

Има ли сигнал от електронното чукче

Стартиране на аналогово-цифровите преобразователи и изчакване да завърши

преобразуването

Преобразуване на данните в ASCII символи

Предаване по сериен интерфейс RS-232

Получен ли е флаг за изминал период на

дискретизация

Изчистване на флага за изминал период на дискретизация

Изминали ли са 10 секунди от началото

на измерването

Нулиране на брояча за 10 секунди

Не

Да

Не

Да

ДаНе

6.1.2. Начална инициализация

Започва при първоначално подаване на захранващо напрежение на микроконтролера. Извършва инициализация на микроконтролера:

● Конфигурират се портовете на микроконтролера, като входове или изходи, в зависимост от предназначението им в устройството.

● Инициализира се Timer1, като му се разрешава прекъсване при препълване. Задава се начална стойност, подбрана така че препълването да стане след 1ms.

● Инициализация на USART – включен трансмитер, формат на данните: 8 информационни бита и един стопов, скорост: 57600kbs

● Инициализация на АЦП – единично преобразуване, 10-битова точност, външен опорен източник

6.1.3. Основен цикъл

Основния цикъл на програмата започва веднага след инициализацията. Първия етап е изчакване на стартов сигнал от електронно чукче. След получаване на стартиращ сигнал, започва 10-секундно измерване на трите входни сигнала на АЦП. Основния цикъл ичзчаква флаг за изминал период на дискретизация, който се получава от таймерното прекъсване на всяка милисекунда. Така се реализира зададената честота на дискретизация – 1000Hz. На всеки период на дискретизация, се измерват стойностите на трите входа, след това данните се преобразуват в ASCII символи и се изпращат по серийния интерфейс, разделени със знака „НОВ РЕД“ (Carriage return (CR), ASCII код - 0x0d).

6.2. Обслужване на таймерно прекъсване на 1 ms

6.2.1. Блокова схема

6.2.2. Описание на подпрограмата

40

Начало

Конфигуриране на ново прекъсване след 1 ms (честота на дискретизация 1000Hz)

Установяване на флаг за изминал период на дискретизация

Увеличаване на брояча за 10 секунди

Изход от прекъсване

Микроконтролера влиза автоматично в прекъсването при препълване на брояча на timer1. Задачите, които изпълнява програмата за обслужване на прекъсването са:

● преинициализация на timer1за ново прекъсване след 1ms чрез записване на стойност в регистъра TCNT1

● установява флаг за изминал период на дискретизация, чрез установяване на глобална променлива

● увеличава брояча, който отброява 10-те секунди на измерване с 1ms. Използват се две променливи – брояч на милисекундите и брояч на секундите. Когато брояч1а на милисекундите достигне 1000, той се нулира а брояча на секундите се увеличава с едно.

41

7. Експериментални резултати

За проверка работоспособността на модула бяха извършени редица експерименти с подаване на различни входни сигнали – синусоидални, триъгълни, правоъгълни и симулирани биологични сигнали. Резултатите във всички случаи бяха повече от задоволителни. Изобразената на монитора картина, съвпадаше напълно с формата на подадения сигнал.

42

Заключение

Имайки в предвид извършената работа и получените практически резултати, може да се каже че целта поставена в заданието е постигната. Разработения модул измерва входните миотонометрични сигнали и ги преобразува в ASCII символи, които визуализирани на екрана на персонален компютър максимално се доближават до аналоговия входен сигнал. Изпълнени са основните изисквания в заданието:

● три измервани сигнали

● честота на дискретизация – 1000 Hz/ канал

● стартиране от външен сигнал (електронно чукче)

● измерване, преобразуване и серийно предаване към персонален компютър в реално време

43

Библиография

1. Ненов, Г., С.Н. Захариева, „Основи на радиоелектрониката“, С., Техника, 1997

2. Ненов, Г. Д., „Сигнали и системи“, С., ТУ-София, 1995

3. Стефанов, Н., „Токозахранващи устройства“, С., Техника, 1999

4. Шишков, А. , „Полупроводникова техника. Част 2 – усилватели и интегрални схеми“, С., Техника, 1994

5. Златаров, В., Р. Иванов, Г. Михов, „Приложение на микропроцесорни системи в електронни устройства“, С., Техника, 1984

6. „ASCII“, http://en.wikipedia.org/wiki/ASCII

44