Colonel dr. inc. DUMITRU COJOC

Amplificatoarede frecvenţă foarte inaltâ

1

INTRODUCERE

Revoluţia tMmico-ştiinţifică contemporană influenţeazăpractic toate domeniile de activitate umană ^Creşte continuurolul ştiinţei în dezvoltarea economico-socială, înconducerea societăţii. St; manifestă lot mai puternicinterdependenţa între cercetare şi producţie, ceea ce cons-tituie o forţă motrică a dezvoltării societăţii moderne, unfactor de bază al creşterii în ritm susţinut şi moder nizăriicontinue a forţelor de producţie.

Programul-Directivă de cercetare ştiinţifică, dezvol taretehnologică şi de introducere a progresului tehnic înperioada 1981—1990 şi direcţiile principale pînă în anul2000, adoptat de cel de-al Xll-lea Congres al PartiduluiComunist Român stabileşte coordonatele dezvoltării înperspectivă a ştiinţei, tehnicii şi tehnologiei româneşti, punesarcini de mare răspundere în faţa cercetătorilor şispecialiştilor, chemaţi să lărgească şi mai mult aria ştiinţei şitehnicii româneşti, să contribuie la accelerarea progresuluimultilateral al patriei.

Electronicii, ca ramură de vîrf a ştiinţei, tehnicii şitehnologiei, datorită influenţei ce o exercită practic asupratuturor ramurilor economiei naţionale, asupra cercetăriiştiinţifice în celelalte domenii de activitate prin aparatura

2

de măsură şi control ce o pune la dispoziţie, prin aparaturade prelucrare şi transmitere a informaţiilor, îi revin sarcinidosebite.

Aşa se explica, atenţia deosebită de care ea se bucură din parteapartidului şi statului nostru, din partea tovarăşului Nicolae Ceauşescupersonal, care şi în Cuvîntul de salut la cel de-al XVI-lea Congres Internaţional de Fizică „Ampere" arăta:„Acordăm o deosebită atenţie cercetării îndomeniul ...electronicii, precum şi a aplicăriiîn pi'actică a rezultatelor sale, în scopulmodernizării continuo a întregii economiinaţionale"1 .

Lucrarea de faţă abordează un domeniu deosebit decomplex şi actual, amplificatoarele de radiofrecventăfolosite în aparatura de radiorecepţie din cele mai diversedomenii de activitate. Cartea este organizată pe S capitole.Capitolul I tratează sursele de zgomot, schemele echivalenteşi evaluarea lor cantitativă, punînd astfel la dispoziţiacititorului noţiunile de bază necesare înţe legerii analizeiAFFI, din punct de vedere al zgomotelor interne, analiză cese face în celelalte capitole.

1 Nicolao Ceauşescu, Cuvint de salut la cel de-al XVI-lea CongresInternaţional de Fizică „Ampere", în România pe drumul construiriisocietăţii socialiste multilateral dezvoltate, voi. 5, Editura politică,Bucureşti 1971, p. 78.

Amplificatoarele, de frecvenţă foarte înaltă sînt pre-zentate în următoarele şase capitole, pe tipuri şi game defrecvenţă, începînd cu gama undelor metrice şi tev- rninîndcu gama undelor centimelrice, milimetrice şi mai scurte, înordinea apariţiei şi utilizării lor în instalaţiile de recepţie.Metodica prezentării tuturor tipurilor de amplificatoare esteunică. Se prezintă mai întîi schemele de principiu,funcţionarea, fenomenele fizice specifice, după care pe bazaschemelor echivalente la semnal mic şi din punct de vedereal zgomotelor, se deduc relaţiile de calcul piniru prinzipaliiindici de calitate: funcţia de circuit, caracteristica defrecventă relativă banda de trecere, amplificarea în putere,coeficientul de zgomot.

Organizarea în acest mod a lucrării a permis ca înultimul capitol, să se facă o analiză comparativă a tulurcrtipurilor de amplif icatoare prezentate în capitolele pre -cedente, deosebit de utilă în activitatea de proiectare ainstalaţiilor de recepţie de înaltă sensibilitate, concomitentcu prezentarea unor realizări şi perspective în domeniulintegrării AFFI.

Apendicele matematic, cu care se încheie lucrarea vapermite cititorului, ca fără consultarea unui alt material, săpoată urmări, cu uşurinţă, toate relaţiile de calcul deduseprin metoda admitanţei nedefinite, metodă modernă deanaliză a circuitelor liniare, ce este folosită în de ducereafuncţiilor de circuit ale unor tipuri de AFFI.

C A P I T O L U L I

ZGOMOTE INTERNE. EVALUAREA ZGOMOTELOR AMPLIFICATOARELOR DE FRECVENŢA FOARTE ÎNALTĂ

1.1. DESTINAŢIA, CERINŢELE

2

ŞI CLASIFICAREA AMPLIFICATOARELOR DEFRECVENŢĂ FOARTE ÎNALTĂ (AFFI)

Amplificatorul de frecvenţă foarte înaltăconstituie o parte componentă a oricăreiinstalaţii de recepţie, fiind dispus întrecircuitul de intrare şi schimbătorul de frecvenţă,în figura 1.1 este prezentată schema-bloc a unuireceptor de radiolocaţie tip superheterodină încare se vede locul AFFI în instalaţia de recepţie.

Cerinţele impuse AFFI decurg în special dinlocul ce-l ocupă în cadrul receptorului.

Fiind dispus în faţa schimbătorului defrecvenţă (SF) amplificatorul de frecvenţă foarteînaltă are, în primul rînd funcţia de a amplificasemnalul recepţionat pe frecvenţa purtătoare (fs).Sarcina AFFI este un circuit sau un sistem decircuite oscilante acordate pe frecvenţapurtătoare fs, şi de aceea el, împreună cucircuitul de intrare (CI), asigură preselecţiasemnalului aplicat amestecătorului {Am), în scopuleliminării canalelor suplimentare de recepţie,caracteristice receptoarelor superheterodină şi,în special, recepţiei semnalului pe frecvenţa-imagine.

Deoarece frecvenţa intermediară /„ = | fs —/„|care constituie noua purtătoare a informaţiei dupăschimbarea de frecvenţă este fixă, chiar dacăreceptorul lucrează într-o gamă de frecvenţe,amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă îirevine şi sarcina asigurării acordului în gamă alinstalaţiei de recepţie. Din acest motiv,elementele circuitului de sarcină trebuie să fiereglabile, ceea ce, evident, va modifica indiciide calitate ai AFFI, dacă la proiectare nu se vorlua măsuri

3

speciale privind împărţirea gamei de lucru însubgame şi uniformitatea amplificării în gamă(v.cap. II. paragraful 2.1.1.).Alte cerinţe extrem de importante, care trebuie

satisfăcute de AFFI ce echipează instalaţiile derecepţie de înaltă sensibilitate, sînt legate deasigurarea unui nivel scăzut al zgomotelorproprii şi a unui coeficient de amplificare înputere cît mai mare.

Aşa cum se va arăta în paragraful 1.5,coeficientul de zgomot al unui receptor este datde relaţia:

= + (L1) Apt

unde FZg . Ap reprezintă coeficientul de zgomot şi,respectiv, de amplificare în putere, la adaptare,ale blocului de FFI; F2^ — coeficientul de zgomotal restului etajelor receptorului.

Din relaţia (1.1) se observă că, în situaţiileîn care sînt satisfăcute condiţiile amintite maisus, coeficientul de zgomot al receptorului va fimic şi aproximativ egal cu cel al blocului deFFI, adică:

Orice etaj amplificator de FFi conţine unelement activ, capabil să producă amplificareasemnalului aplicat la intrarea sa şi un sistemrezonant ce reprezintă sarcina etajului. Caelemente active, în funcţie de gama frecvenţelorde lucru şi cerinţele impuse amplificatorului, se

Fig. 1.1.

4

pot utiliza tuburile electronice, tranzistoarele,diodele parametrice, diodele-tunel.tuburile cu undă progresivă şi diverse substanţeexcitatc cu ajutorul cîmpurilor electromagnetice,care cedează cuantele de energie, undei cetrebuie amplificate (în amplificatoarelecuantice) etc.

Ca sisteme rezonante, în funcţie de frecvenţă,se pot utiliza circuite oscilante de diferitetipuri, cu constante concentrate, circuiteoscilante cu constante distribuite, de tipulliniilor bifilare sau coaxiale, cavităţirezonante etc.

AFFI poate conţine unul sau două etaje. Unnumăr mai mare de etaje, nu este recomandatdeoarece duce la creşterea complexităţiiconstructive şi a acordului. De asemenea,sporirea numărului de etaje pune în pericolstabilitatea amplificatorului.

Cerinţa funcţionării stabile este deosebit deimportantă pentru funcţionarea receptorului înansamblul său. deoarece intrarea în oscilaţieduce la întreruperea recepţiei, iar tendinţa deintrare în oscilaţie modifică brusc şi în limitelargi indicii de calitate ai amplificatorului.

în afara cerinţelor de mai sus, amplificatorulde frecvenţă foarte înaltă trebuie să răspundă lao serie de cerinţe constructive, impuse dedestinaţia şi condiţiile de exploatare aleinstalaţiei de recepţie în compunerea căreiaintră. Evident că, unele vor fi din acest punctde vedere, cerinţele impuse unui AFFI dintr-unreceptor ce lucrează pe o navă militară aerianăsau navală şi altele, cele solicitateamplificatorului ce echipează un receptorstaţionar pentru radiolegături civile.

Din cele prezentate rezultă o însemnatădiversitate de tipuri de AFFI, ca urmare , atît agamei mari de frecvenţe utilizate în liniile derad io legătură, cît şi a principiilor deamplificare folosite. Astfel, dacă în

5

amplificatoarele cu tuburi şi tranzistoare,amplificarea are la bază transferul de energic dela sarcini în mişcare la unda ce trebuieamplificată, la amplificatoarele parametrice şicu diodă-tunel, amplificarea se face princompensarea parţială a pierderilor din sistemelerezonante.

în amplificatoarele cuantice, principiul deamplificare este cu totul deosebit, constînd întransferul de energie de la microparticulelesubstanţei, neutre din punct de vedere electric,(atomi, molecule) la cîmpul ce trebuieamplificat.

Această diversitate se accentuează şi mai multdacă se are în vedere faptul că sistemeleoscilante diferă constructiv foarte mult odată cucreşterea frecvenţei de lucru.

Toate observaţiile de mai sus duc la concluziacă şi metodele de analiză vor fi diferite. îndorinţa ca materialul să fie uşor accesibil şisuficient de concentrat, autorul a căutat, ca înmăsura posibilului, să generalizeze metodele deanaliză, iar relaţiile obţinute pentru un tip deamplificator, în cazul cel mai general, să poatăfi folosite, prin anumite particularizări, şipentru alte tipuri.

Aşa de exemplu, pentru etajele cu tuburi şitranzistoare analiza se face pe cea mai complexăschemă cu tranzistoare, iar relaţiile obţinute potfi particularizate pentru oricare alt etajamplificator cu tranzistor sau tub electronic.

De asemenea, pentru amplificatoarele cu diodă-tunel, parametrice şi cuantice, se întocmescscheme echivalente asemănătoare, ceea ce permiteanaliza detaliată doar a unuia şi particularizăripentru celelalte.

AFFI pot fi clasificate din diverse puncte devedere şi anume:

— gama frecvenţelor de lucru;— tipul cuplajului dintre etaje;

6

— posibilităţile de acord;— modul de cuplare al elementului activ

la sistemul rezonant;— tipul sistemului rezonant;— lărgimea benzii de trecere etc.

De exemplu, din punctul de vedere al benzii detrecere, AFFI sînt cu bandă largă sau îngustă.

Un amplificator se consideră cu bandă largă,dacă raportul dintre banda sa şi frecvenţa deacord satisface inegalitatea:

f sîn caz contrar amplificatorul este de bandă

îngustă.Din punctul de vedere al acordului, AFFI pot fi

cu acord fix sau cu acord variabil. în lucrarea defaţă, AFFI vor fi prezentate în funcţie de tipulelementului activ folosit şi gama frecvenţelor delucru.

AFFI cu tuburi şi tranzistoare se folosesc pînăla 1 000 MHz, iar cu tub cu undă progresivă, pînăla 60—70 GHz. Amplificatoarele cu diodă-tunel şiparametrice dau satisfacţie pînă la 30-35 GHz, iarcele cuantice, începînd cu gama undelorcentimetrice, pînă în gama undelor luminoase.

Întrucît sensibilitatea unui receptor estedeterminată de coeficientul său de zgomot, iaracesta de nivelul zgomotelor şi amplificarea înputere a AFFI, în primul capitol al lucrării sevor trata sursele de zgomot şi modul lor deevaluare cantitativă.

în acest fel, cititorul va putea urmări şiînsuşi uşor, nu numai analiza di*n punctul devedere al semnalului, ci şi analiza din punctul devedere al zgomotelor, care stă la baza proiectăriiAFFI din receptoarele de înaltă sensibilitate.

1.2. SURSE DE ZGOMOT ÎN

7

INSTALAŢIILE DE RECEPŢIE1.2.1. NOŢIUNI GENERALE

Odată cu semnalul util, în antena de recepţie,se induc tensiuni electromotoare, produse dediferite alte surse de oscilaţii electromagnetice,cum ar fi: alte staţii de emisie, fenomeneelectrice ce au loc în atmosferă, instalaţiiindustriale etc.

Spectrul lor de amplitudini poate coincide,într-o măsură mai mare sau mai mică, cu cel alsemnalului util, purtător al informaţiei,prejudiciind astfel recepţia acestuia. în recep-toarele de radiodifuziune sau radiolegătură,recepţia de la aceste surse suplimentare semanifestă prin suprapunerea altor posturi pestecel util, prin apariţia unor pocnituri în difuzorsau cască, ceea ce evident, influenţează calitatearecepţiei sau o face imposibilă. Pe ecranulreceptoarelor de televiziune ele creează nişteduugi ce se deplasează haotic sau erupţii descurtă durată ale imaginii. în radiolocaţie potapărea în asemenea cazuri ţinte false sau pot fimascate semnalele reflectate de ţintele reale.

8

Toate accste semnale suplimentare se numescparaziţi radio şi în funcţie de natura lor pot ficlasificaţi astfel:

— paraziţi atmosferici produşi de fenomeneleelectrice ce au loc în atmosferă (furtuni,fulgere, fenomenul electrizării antenelorprovocat de radiaţia radioactivă a scoarţei te-restre şi de razele cosmice emise de soare, lună,stele etc.);

— paraziţi industriali generaţi de diferiteleinstalaţii electrice (generatoare şi motoareelectrice, redresoare cu vibraţii, aparaturătelegrafică, sonerii, întrerupătoare, aparaturăde sudură, cuptoare electrice cu arc voltaic,sisteme de aprindere ale motoarelor cu combustieinternă, cuptoare cu curenţi de inducţie deînaltă frecvenţă, aparatură medicală pentruelectroterapie etc.). Tot în această categoriepot fi incluşi şi paraziţii creaţi deinstalaţiile de recepţie apropiate, într-adevăr,dacă cuplajul heterodinei cu antena nu estesuficient de slab sau heterodina nu este bineecranată, oscilaţia sa este radiată în spaţiulînconjurător, constituind astfel un parazit radioimportant pentru toate receptoarele apropiate.

Din punct de vedere al formei paraziţii radiopot fi:

— paraziţi în impuls;— paraziţi de fluctuaţie.Paraziţii în impuls sînt acei paraziţi care,

avînd diferite forme, se repetă după un intervalconsiderabil (fig. 1.2 a). Paraziţii defluctuaţie reprezintă o oscilaţie aleatoare con-tinuă (fig. 1.2 b).

Paraziţii industriali sînt în general înimpuls, în timp ce paraziţii atmosferici pot fide ambele tipuri.

Spectrul energetic al paraziţilor radio esteconcentrat în domeniul frecvenţelor radio relativjoase (gama undelor

Fig. 1.2

9

10

11

lungi, medii şi, parţial, scurte). De aceearecepţia în gama undelor ultrascurte (frecvcnţefoarte înalte), mai ales în cazul folosiriiantenelor directive, practic nu este influenţatăde paraziţii radio.

Receptoarele de FFI (ce lucrează pe frecvenţemai mari ca 30 MHz), nefiind influenţate deparaziţi, au sensibilităţi ridicate. Tendinţa decreştere a sensibilităţii a făcut ca ea să fieinfluenţată de nivelul zgomotelor interne alereceptorului .

Pentru înţelegerea noţiunii de zgomot interntrebuie avut în vedere că, de fapt, prin paraziţise înţeleg tensiunile înregistrate la ieşireareceptorului datorită acţiunii unor factoriexterni enumeraţi mai sus. Zgomotele interne sînttensiunile înregistrate la ieşirea receptorului,cînd tensiunea la intrarea sa este nulă (intrareaeste în scurtcircuit). Cu alte cuvinte, zgomoteleinterne sînt produse de fenomene ce au loc înreceptor (în elementele sale componente).

Apariţia tensiunii de zgomot la ieşireareceptorului limitează, evident, sensibilitateasa, deoarece scăderea tensiunii de semnal, subvaloarea tensiunii de zgomot, face practicrecepţia imposibilă. Mărirea amplificăriireceptorului nu influenţează sensibilitatea,deoarece chiar în cazul unui receptor ideal(lipsit de zgomote interne), atît semnalul, cît şizgomotele aplicate la intrare vor fi amplificateîn aceeaşi măsură, iar raportul lor la ieşirerămînc neschimbat.

Zgomotele interne pot fi: de fond, induse şi defluctuaţie.

Zgomotele de fond reprezintă tensiunileînregistrata la ieşirea receptorului datorităalimentării sale de la reţeaua de curentalternativ sau de la surse de alimentare a cărortensiune nu este bine filtrată.

Zgomotele induse sînt tensiunile ce apar la

12

ieşirea receptorului datorită cuplajului electricsau magnetic al circuitelor sale cu alte circuitestrăine parcurse de curent alternativ.

Atît zgomotele de fond, cît şi cele induse, potfi reduse prin filtrare şi ecranare şi, practic,ele nu influenţează sensibilitatea receptoarelorde frecvenţă foarte înaltă.

Zgomotele de fluctuaţie reprezintă tensiunilece se înregistrează la ieşirea receptorului, caurmare a agitaţiei termice a electronilor înconductoare, rezistoare etc., emisiunii haotice acatodului, distribuţiei neuniforme a curentului de•emisie (emitor) între electrozii tubului(tranzistorului) şi trecerii aleatoare apurtătorilor prin joncţiunile dispozitivelorsemiconductoare.

Puterea zgomotelor de fluctuaţie, deşi mică(10~21-r- 10“20W) în cazul unei amplificări mari areceptorului, produce la ieşire tensiuni deordinul volţilor, ceea ce evident va influenţasensibilitatea, adică t.e.m. minimă din antenă sauputerea corespunzătoare, pentru care se obţine unanumit raport semnal/zgomot la ieşireareceptorului.

Rezultă, aşadar, că cea mai mare influenţăasupra sensibilităţii o au zgomotele interne aleprimelor etaje, care sînt cel mai multamplificate. De aceea obţinerea unei înaltesensibilităţi a instalaţiei de recepţie se reduceîn special la asigurarea unor AFFI cu zgomote cîtmai mici. Apare acum destul de clar necesitateaevaluării zgomotelor de fluctuaţie, care încontinuare vor fi numite zgomote interne sau pescurt zgomote, alegerii tipului de amplificator deFFI şi asigurării regimului său de funcţionare, încare zgomotele să fie minime.

1.2.2. ZGOMOTUL REZISTOARELOK

13

în conductoare şi în rezistoare existăelectroni liberi care se deplasează haotic prinreţeaua cristalină a metalului respectiv, caurmare a agitaţiei lor termice.

Deplasare^ electronilor liberi este echivalentăcu un curent aleator, care produce o diferenţă depotenţial aleatoare la borne. Altfel spus,datorită deplasării haotice a electronilor liberi,distribuţia sarcinilor în volumul conductoruluisau rezistorului se schimbă în mod aleator.

Dacă se consideră rezistorul din figura 1.3împărţit în două prin linia fictivă 1-1', la unmoment dat numărul de electroni din parteasuperioară I, poate fi mai mare ca cel din parteainferioară II. în această situaţie sarcina părţiisuperioare devine negativă în comparaţie cu cea apărţii inferioare şi între bornele rezistoruluiapare o diferenţă de potenţial.

14

IT

II

A

în momentul următor, datorită caracteruluialeatoral

agitaţieitermice, distribuţia electronilorîntre cele două jumătăţi variazăaleator şi deci variază şi diferenţade potenţial.

Dacă în circuitul rezistoruluise introduce un voltmetru ultrasensibil, fărăinerţie, care să măsoare valoarea instantanee atensiunii, atunci indicaţiile sale în timp, voravea aspectul unui proces aleator centrat (fig.1.4).

Cum la un proces aleator centrat, valoareamedie este nulă (momentul iniţial de ordinul I),nivelul zgomotelor termice trebuie evaluat printr-un moment de ordin superior. Momentul iniţial deordinul II, care este acelaşi cu cel centrat,deoarece valoarea medie este nulă, reprezintă defapt dispersia acestei tensiuni.Zgomotul termic este un zgomot alb, adică

reprezintă un proces aleator staţionar şi ergotic.

De aceea dispersia, ca şi celelalte momente pot fi

calculate nu neapărat pe mulţimea realizărilor uZg

(t), ci şi pe o singură realizare, cu relaţia :unde T este timpul de observare.

(1.2)ui

^fVFig. 1.4

(t)dt,K,

= lim ±. CT \

UzgltI

b

Fig. 1.3

15

Dispersia U%g reprezintă de fapt pătratul valorii eficace a tensiunii de zgomot şi poate fi măsuratăcu un voltmetru cu termocuplu sau determinată pe cale experimentală. în acest ultim caz, se oscilografiază tensiunea de zgomot uZg (t

16

)

(fig. 1.5 a) şi apoi se determină curba u2zg (t)

(fig. 1.5 b), după care se planimetrează curba înintervalul 0 laT. Rezultatul obţinut reprezintătocmai dispersia tensiunii de zgomot «f, (0-

Valoarea eficace a tensiunii de zgomot,determinată pe cale experimentală, caracterizeazăîn mod aproximativ nivelul zgomotelor termice,deoarece valoarea sa are un caracter particular,referindu-se la un rezistor concret într-un regimdat.

Zgomotele rezistoare lor sînt zgomote termice,ceca ce înseamnă că nivelul lor trebuie sădepindă de intensitatea agitaţiei termice, adicăde temperatură. De asemenea, nivelul zgomotelorva fi influenţat de banda de trecere a insta-laţiei de măsură sau a dispozitivului concrct dincare face parte rezistorul respectiv. Ca urmare,pentru evaluarea cantitativă a dispersieitensiunii de zgomot, se vor folosi o serie deconcluzii din fizica statistică privind mişcareatermică a microparticulelor.

Astfel, puterea medie a unui sistem demicroparticule

k rîn stare de agitaţie termică staţionară esteegală cu —j2-»unde k= 1,3810'23 j/K reprezintă constanta luiBoltzman, iar T0 — temperatura absolută în Kelvin.

La frecvenţe foarte înalte, orice rezistorpoate fi considerat ca o impedanţă Z = R -]- jX.Dacă se consideră că impedanţa Z are aspectul dinfigura 1.6 şi exprimă valoarea eficace atensiunii de zgomot produsă de agitaţia termică aelectronilor la bornele impedanţei Z, puterea dezgomot medie va fi:

p _ cu%2

17

Conform principiului conservării energiei,puterea medie a electronilor sub influenţaagitaţiei termice, trebuie să fie egală cuputerea de zgomot medie disipată pe impedanţa Zde curentul aleator de zgomot, adică:

18

cu% t 2 2

Tensiunea de zgomot UZg de labornelecircuitului

poate fi considerată cafiind produsă de un generator detensiune EZg, în serie cu rezistenţa R (fig. 1.7),care devine astfel „rece" (are temperatura zeroabsolut). Tensiunea EZg va reprezenta deci tocmaitensiunea de zgomot creată de rezis- torul derezistenţă R.

U Zg!t) •i 11l

|\j ' 'l ' 1 ' 1 Li : ; 1 1 : j Fig. 1.6

4s“î i i i I N! A '1 —?

'tT ,

4 - -6

Din figura 1.7 se deduce:E7„ i

U„ =1 /coC 1 +jb)RC

jaCde unde se obţine funcţia de transfer acircuitului:U2a O.K(ju)a + ja

de underezultă

kTa (1.3)

Ul =

(1.4)

Fig. 1.5 Fig. 1.7

19

în care:

Modulul funcţiei de circuit este:

| jg(7co)l = -—^ .(1.5)

f a2 + <o2

Din radio tehnica statistică se cunoaşte că momentul de ordinul II, al unui proces aleator staţionar şi ergotic, este egal cu funcţia de corelaţie &(T), pentru x = 0. în cazul de fată rezultă deci:

CC

- MI Z }

T=0

JG tes{o>)d<i>, (1.6)

7T

unde Gies (<o) == lim —,b — ■ ■ este densitateaspectralăr-foo T

de energie;-f- Ow

S{jco) =\ ugg{t)e~*ai dt ■—-spectrul de amplitudini;

S*(;co) = S(—jte)—spectrul de amplitudini com-plex conjugat al procesului aleator.

Avînd în vedere că Gies(co) --= Gintr (u>) • |/v(/m)|2, relaţia (1.6) se poate scrie sub forma:

oo

= \ G inlr(c»)\K(jo>)\2do>. (1.7)o

Cura zgomotul termic este un zgomot alb(timpul de corelaţie TCs), densitatea spectralăde energie a proce"sului de intrare G(ntr (to) = ct, iar relaţia (1.7)

RC

U% = k ie s(t)

G ies (co) cos<£>xd<i)

20

devine:oo

u% = J \k{j(*fdt*. (i.8

21

)Pentru schema analizată (fig. 1.6) se obţine:Oo

j j 2 = ( f M r H _ f 1-------------------=./iii3

la 0

0<0a

0sau

u*g = M., (L9)

Egalînd relaţiile (1.3) cu (1.9) rezultă:G intr^) = 2kT0R. (1.10)

Dacă între rezistorul producător de zgomot şiaparatul de măsură al tensiunii de zgomot existăun cuadripol cu funcţia de circuit K(jco), momentulde ordin II al acestei tensiuni, din relaţia(1.8), avînd în vedere relaţia (1.10), va fi:

Oo

IP |K(j4?do. (î.n)71 }

0Dar întrucît modulul funcţiei de transfer

relative (caracteristica de frecvenţă) acmadripolului este

, > |A;(yco)| ,,, K( f )y(co) = -!- sau v ( f ) — - -— >

AfK) K[h)relaţia (1.11) poate fi scrisă şi sub forma:

OO

K = -^Wo)32^ y2(MM)sau 0

CU1% = 4kT 0 R [K( f 0 ) ]* J y*( f )df = 4kT 0 RB [.K( f 0 ) ]*(1.12)

ţ j 2 _______ G i n t r (w) (" 1J Z Q \

77 I 0>o 1 + U

arctg

22

unde-o

B = J ys(fWo

indică banda energetică sau banda de zgomot acuadripolului format din elementele dispuse întrerezistor şi instrumentul ce măsoară tensiunea dezgomot U,g. Banda energetică reprezintă suprafaţacuprinsă între curba v2(/) şi abscisă şi esteegală cu baza unui dreptunghi, care are aceeaşisuprafaţă şi înălţimea y = 1 (fig- 1.8).

Banda de trecere exprimă ecartul de frecvenţăîn care intră componentele de semnal, a cărorputere este mai mare ca 0,5 PM, unde PM esteputerea componentei cu frecvenţa egală cufrecvenţa centrală (f0).

Banda energetică defineşte ecartul defrecvenţă, în care intră toate componentelezgomotului de la 0 laoc, indiferent deamplitudinea lor. Evident că,

ceea ce se observă şi din figura 1.8, carepermite o interpretare grafică a benziienergetice.

Astfel, dacă cuadripolul este format dintr-uncircuit singular acordat, se poate demonstra că B— 1,57 -Bj/j.

1,0Banda, energetică va tinde cu atît mai mult

către banda de trecere cu cît caracteristica defrecvenţă y(f) va fi mai apropiată de cea ideală,adică de cea dreptunghiulară. De aceea, în cazulcalculului tensiunilor de zgomot de la ieşireainstalaţiei de recepţic se consideră B= (j5j/—adică banda energetică este egală cu banda detrecere a receptorului.

Generatorul de tensiune echivalent cuzgomotele termice ale rezistorului R va avea

23

tensiunea electromotoare (v. relaţia 1. 12) egalăcu

E% = ■ v * - = 4kT0BR, (1.13)U<ifo)T

care reprezintă formula lui Nyquist.Din analiza de mai sus rezultă că relaţia

(1.13) este valabilă pentru evaluarea zgomotelorcelei mai simple surse de zgomot termicreprezentată de o impedanţă Z == R -j jX care poatefi un conductor, o bobină sau un rezistor.

Pentrutemperatura camerei T0 = 273 + 17° = 290K, produsulkT0= 4-IO-13 W/MHz. Această valoare caracterizeazăintensitatea agitaţiei termice a electronilor.Tensiunea de zgomot la bornele impedanţei Z estedirect proporţională cu intensitatea agitaţieitermice, adică cu temperatura T0.

Partea reactivă X aimpedanţei Z nu intră înrelaţia

(1.13). adică nu produce zgomotetermice, deoarece ea estecondiţionată de cîmpul electric sau magnetic, încare nu există o circulaţie de sarcini electrice.

Formula lui Nyquist, verificată experimental,dă suficientă precizie pentru calculul tensiuniide zgomot produsă de un rezistor cu rezistenţa R.

Relaţia (1.13) arată că un rezistor producătorde zgomot (fig.1.9.a), care se află la otemperatură diferită de zero absolut, esteechivalent din punct de vedere al zgomotelorinterne cu un generator de tensiune constantă(fig. 1.9 b), avînd t.e.m. egală cu EZg şi impedanţainternă egală cu rezistenţa R „rece" (lipsită dezgomot, aflată la temperatura zero absolut).

De asemenea, schema echivalentă din punct devedere al zgomotelor pentru un rezistor poate fiprezentată şi sub forma

p ' ---------------

24

unui generator de curent constant IZg = = p 4kT0BG,

cu conductanţa internă G = (fig. 1. 9 c).Puterea de zgomot debitată de un rezistor pe o

sarcină adaptată nu depinde de valoarearezistenţei R. într-adevăr din figura 1.10 arezultă că puterea de zgomot debitată degeneratorul EZg în sarcină, este :

Pzg = R. 1% = R,(lî+R„)2

iar la adaptare R = Rs şir*2

P^=if-= (1.14)

Folosind figura 1.10 b se obţine:P — ^z9 - Q

JR S (G + G,)« s’

iar la adaptare PZg = kT0B, identică cu relaţia(1.14).

25

Rezultă aşadar că puterea de zgomot debitată deun rezistor pe o sarcină adaptată nu depindedecît de intensitatea agitaţiei termice kT0 şi debanda energetică B.

în schemele concrete de AFFI rezistoarele potapare cuplate în serie sau în paralel. Evident,pentru întocmirea schemei echivalente amontajului, în primul caz se va folosi schemaechivalentă cu generator de tensiune iar în celde-al doilea, cea cu generator-echivalent decurent.

Două rezistoare cuplate în serie au, din punctde vedere al zgomotelor, schema echivalentă ca înfig. 1.11 a.

Avînd în vedere că dispersia sumei a douavariabile aleatoare independente este egală cusuma dispersiilor (se va justifica mai jos căsursele de zgomot Ezg şi EZg sînt independente)rezultă:

F2 = F2 -I- F2

iar schema echivalentă din figura 1.11 a, poate fisimplificată ca în figura 1.11 b, unde R = Rx + R2.

în mod asemănător, pentru două rezistoarecuplate în paralel (fig. 1.12 a), se poate folosi oschemă echivalentă simplificată (fig. 1. 12 6) încare:

Fig. 1.14

fig- 1-12 Fig. 1.13G = G1 -j- Go.

Pentru justificarea afirmaţiei căgeneratoarele de tensiune ■şi, respectiv,curent de zgomot caracterizează variabilealeatoare independente trebuie demonstrat că,

între două rezistoare legate în serie sauparalel, care se află la aceeaşi temperatură T0,na există nici un transfer de putere de zgomot.

Considerînd două rezistoare în paralel (fig.1.13) şi cal- culînd puterea de zgomot debitatăde un rezistor în celălalt rezultă

adică Pzg = Pztr , ceea ce înseamnă că între celedouă

R i Rtrezistoare, dacă se află la aceeaşi temperaturăT0, nu există transfer de putere de zgomot, decizgomotul lor este independent.

1.2.3. ZGOMOTUL CIRCUITELOR OSCILANTESchema echivalentă a imui circuit oscilant-

derivaţie arededuse în paragraful anterior rezultă că

singura sursă de zgomot este rezistenţa depierderi r; de aceea schema cchiva-

Tensiunea de zgomot ezg produsă de rezistenţa r ac-ţionează în seric în cir-26

p1

a b

Ezg lentă a circuituluioscilant din punct de vedereal zgomotelor se prezintă caîn 1 figura 1.14 b.

iar

ik T■ 0BIi l R2(R.'rR,)'-

4k

T0DR1R,(Ri+iîiY '

1

cuitul oscilant. La bornele circuitului, pefrecvenţa de rezonanţă, tensiunea de zgomot este :

E t t =Qe t t , (L.15)unde: Q = reprezintă factorul de calitate alcircuitului oscilant; eZg—]j-\kT0Br —tensiunea dezgomot a rezistenţei r.

Dispersia tensiunii de zgomot a circuitului

oscilant este: E% = Q% = AkT0Br = 4kT0BRe,

(1.16)r-

în care: R. = ——----rezistenţa la rezonanţă acircuitu-

rlui oscilant.

Din ultima relaţie rezultă că zgomotelecircuitelor oscilante paralel se pot calcula cuformula lui Nyquist, conside- rîndu-sc însăproducătoare de zgomot nu rezistenţa de pierderi acircuitului, ci rezistenţa sa la rezonanţă.

1.2.4. ZGOMOTELE ANTENEI DE RECEPŢIE

Antena produce zgomote ca toate impedanţele,avînd puterea nominală de zgomot Pzg —kTAB, unde TA

reprezintă temperatura efectivă a antenei.Zgomotele antenei, spre deosebire de cele ale

unei impe- danţe obişnuite, depind de schimbultermodinamic dintre antenă şi mediul înconjurător,de posibilitatea recepţionării de către antenă aunor oscilaţii electromagnetice exterioare (deexemplu cosmice), al căror spectru coincide cuspectrul zgomotelor termice. De aceea, formagenerală a dispersiei tensiunii de zgomot aantenei are aspectul:

2

E%A^4kTABRA, (1.17)

unde RA = R% Rv constituie rezistenţa totală aantenei, egală cu suma dintre rezistenţa deradiaţie (Rz) şi cea de pierderi (Rp).

Temperatura efectivă a antenei este diferită detemperatura reală (T0) datorită influenţelorsemnalate mai sus. în general TA este mai mare caT0, ceea ce înseamnă că antena produce zgomote maiputernice decît un rezistor obişnuit curezistenţa egală cu RA.

Raportul dintre temperatura efectivă de zgomota antenei şi temperatura camerei T0 = 290 K senumeşte temperatură relativă de zgomot a anteneitA.

Folosind noţiunea de temperatură relativă,relaţia (1.17) poate fi pusă sub forma:

E%a= AkT0BRjA, (1.18)de unde rezultă că tA arata de cîte ori putereazgomotelor antenei este mai mare decît putereazgomotelor sale echivalente (ale unui rezistor derezistenţă RA) la temperatura camerei T0.

Temperatura relativă de zgomot a antenei tA

depinde de frecvenţa de lucru a receptorului şide orientarea antenei. Astfel, în gama undelormetrice, pentru antene directive îndreptate cătrecele mai intense focare de radiaţii cosmice, lA

este de ordinul zecilor. în cazul frecvenţelorcuprinse între 30-120 MHz, pentru toatedirecţiile posibile de orientare ale antenei. tA

se calculează cu relaţia empirică aproximativă:

0-19)J »

unde / se exprimă în MHz.Pentru frecvenţe mai ridicate tA= 1, adică

antena creează zgomote la fel ca orice rezistenţăegală cu RA.

1.2.5. ZGOMOTELE TUBURILOR ELECTRONICE

3

Zgomotele produse de tuburile electronice setraduc prin variaţiile aleatoare ale curentuluianodic,. Una din cauzele fluctuaţiei curentuluianodic o constituie emisia haotică a catodului.

Dacă se compară cantităţile de electroni cetrec printr-o suprafaţă oarecare perpendicularăpe direcţia lor de depla- mm'c, în intervaleegale de timp, foarte scurte, se constată că cirnu sînt egale. Deosebirile vor fi cu atît maimari, cu cît aceste intervale dc timp vor fi maimici, deoarece, privind în ansamblu, curentulanodic în regim static, este constant. Cu altecuvinte, peste componenta continuă a curentuluianodic se suprapune o componentă aleatoare dezgomot produsă «ie emisia haotică a catodului.Pentru evaluarea cantitativă a acestor zgomoteeste comod să se considere tubul „rece", iarîntre anodul şi catodul său, un generator decurent IzSa.

în cazul triodei dispersia curentului dezgomot, rezultată din aplicarea formulei luiSchottky, are expresia:

J%a=2eIa.i*B, (1.20)s

unde y2 = 0,11 -— este un coeficient dependent depunctul de

^ fiofuncţionare al triodei (S fiind panta în punctulde funcţionare ce corespunde unei componentecontinue a curentului anodic egală cu Ia0).

Curentul de zgomot poate fi echivalat cu ungenerator de tensiune, ce acţionează în circuitulde grilă al tubului, a cărui t.e.m. este:

E.. = -Zs-

Dacă se consideră că acest zgomot este termicşi produs de o rezistenţă fictivă Rzg. dispersia sava avea expresia:

4

E% = -Şr=^T0BRZg. (1.21)

în felul acesta, rezistenţa de zgomot a tubuluiRzg este un parametru ce caracterizează tubulelectronic din punct de vedere al zgomotelor şieste egală cu:

/■?.R.g 4kT0BS2

Pentru triodă avînd în vedere relaţia (1.20)în care: c= 1,6 10-19 Cb—sarcinaelectronului; kTo = 4 10“15 W/MHz,

se obţine:

O-22)Din relaţia (1.22) rezultă că rezistenţa de

zgomot a triodei este cu atît mai mică, cu cîtpanta este mai mare.

Practic rezistenţa de zgomot se consideră cevamai mare şi anume:

^ = (1-23)La pentode mai apare o cauză suplimentară de

zgomot şi anume, distribuţia aleatoare acurentului de emisie între electrozii cupotenţial pozitiv (anodul şi ecranul).

Este ştiut că la o pentodă curentul de emisie Ikeste sumacurenţilor anodic /„ si grilei-ecran / . Prinurmare, va-

i a0 ’ S20loarea curentului anodic este determinată atît demărimea curentului de emisie, cît şi de modul săude distribuţie între anod şi grila-ecran. Chiardacă se consideră curentul emis de catod ca fiindriguros constant în timp, curentul anodic va fifluctuant, ca urmare a faptului că distribuţiaelectronilor între cei doi electrozi cu potenţialpozitiv va fi aleatoare.

5

Emisiunea haotică a catodului va mărifluctuaţiile curentului anodic, şi, de aceea,pcntoda va avea un nivel al zgomotelor internemai ridicat decît trioda.

Este, de asemenea, evident faptul că mărireanumărului de electrozi cu potenţial pozitiv vaavea ca rezultat creşterea nivelului zgomotelorinterne ale tubului.

Nivelul zgomotelor pentodei apare de 3-5 orimai ridicat decît cel al triodei şi se evalueazăcu ajutorul rezistenţei de zgomot. Pe baza unuiraţionament asemănător cu cel făcut la triodă seobţine pentru rezistenţa de zgomot a pentodeiexpresia:

p^+20-^J, (1.24)

de unde se observă că zgomotul pentodei este cuatît mai mic cu cît panta sa este mai mare şi cucît curentul grilei-ecran In20 reprezintă unprocent mai mic din curentul de emisie.Deasemenea, este de remarcat faptul că legareapentodei ca triodă duce la micşorarea rezistenţeisale de zgomot. Expresia sa se obţine din ultimarelaţie, în care se face lg20=0, obţinîndu-seexpresia (1.23).

Pentoda 6J1P are Rz, = 1880 Q, iar legată catriodă R,t = 380 £2.

Intrucît în regim de amestec panta tubuluiscade, zgomotul amestecătoarelor este mai mare cacel al AFFI, cu atît mai mare cu cît armonicatensiunii de heterodină pe care se face schimbareade frecvenţă este mai ridicată. Astfel, dacărezistenţa de zgomot a unui tub folosit caamestecător se măreşte de 4 ori în comparaţie cucea din regim de amplificare în cazul schimbăriipe fundamentală, la schimbarea pe armonica a 3-a,creşterea este mai mare de 10 ori. Aceastăconcluzie explică de ce în instalaţiile derecepţie de înaltă sensibilitate, amestecătorul nueste primul etaj, ci el este precedat de un AFFI.

Zgomotele cauzate de emisia haotică şi dedistribuţia neuniformă a sarcinilor se numesczgomote de „alice" sau fracţionare şi sîntindependente de frecvenţă.

In gama frecvenţelor foarte înalte, în afarazgomotelor fracţionare, apar aşa-numitele zgomoteinduse, ca urmare a faptului că timpul de tranzital electronilor prin tub devine comparabil cuperioada oscilaţiei amplificate. Datorită in-fluenţei timpului de tranzit, curentul indus încircuitul de grilă de electronii ce se deplaseazăde la catod la anod, nu este compensat de curentulindus de electronii ce se deplasează de la grilăla anod, ceea ce este echivalent cu apariţia uneiconductanţe de intrare , pe care apare o cădere detensiune de FFI. Fluctuaţiile fasciculului de

7

electroni vor induce în circuitul de grilă uncurent aleator. Pe conductanţa G_ va apare astfelşi o cădere de tensiune aleatoare, care fiindamplificată de tub, va crea fluctuaţii suplimen-tare curentului anodic.

Dispersia acestui zgomot indus echivalat cu unzgomot termic produs de conductanţa indusă G. estedata de relaţia:1%. = Akl\ BG T , (1.25

)

8

Pentru tuburile cucatod de oxid Tx = 5T0= 1500 K.

Din celeprezentate rezultă cădin punct de vedere al zgomotelor interne,tuburile electronice pot fi înlocuite cu o schemăechivalentă (fig. 1.15), în care tubul seconsideră „rece" iar în circuitul său de grilăacţionează doua generatoare de zgomot:

— generatorul de tensiune EZg = \j Ak'l\BRZg şiimpe- danţă internă nulă, echivalent cu zgomotelefracţionare ;

I /----— generatorul de curent Izg( = | ikl\BGz şi

conductanţă internă Gx, echivalent cu zgomoteleinduse.

1.2.6. ZGOMOTELE TRANZISTOARELOR

Sursele de zgomot ale tranzistoare lor sînt mainumeroase ca ale tuburilor. Principalele surse dezgomot ale tranzistoa- relor sînt:

— zgomotele fracţionare sau de discontinuitatea purtătorilor determinate de fluctuaţiilealeatoare ale curenţilor prin joncţiuni, caurmare a variaţiei aleatoare a vitezelorpurtătorilor de sarcină;

— zgomotele termice ale rezistenţelordistribuite ale bazei, colectorului şiemitorului;

—- zgomotul de distribuţie determinat dedistribuţia haotică a curentului de emitor între

-----C

Fig. 1.15

unde Gt = 6x/2este conductanţa„indusă" sau conductanţa deintrare produsă de timpul detranzit al electronilor; b T —un coeficient deproporţionalitate, funcţie detipul tubului; — temperaturaefectivă a conductanţeiinduse.

9

bază şi colector;—• zgomotul „anormal" sau de pîlpîire [1]

determinat, în special la tranzistorii actuali,de calitatea prelucrării suprafeţei cristaluluiîn vecinătatea joncţiunii.

Zgomotele fracţionare sînt produse defluctuaţiile haotice ale fluxului de purtătoriprin joncţiunile tranzistorului. Ele

10

sînt echivalente cu zgomotele fracţionareproduse de emisia haotică a catodului la tuburileelectronice şi sînt produse conform formulei luiSchottky de suma curenţilor cc trec prinjoncţiunea respectivă. Astfel, zgomotul produs detrecerea curenţilor prin joncţiunea emitor-bază,exprimat prin dispersia tensiunii de zgomot labornele joncţiunii este calculat cu relaţia:

U%c = 2e(IE + /*,) Br%, (1.26)

unde: IE reprezintă componenta continuă acurentului de emitor în punctul de funcţionare; IE0

— curentul invers prin joncţiunea emitor-bază; e —sarcina purtătorilor dc curent; rK — rezistenţajoncţiunii emitor-bază la joasă frecvenţă dată derelaţia:

YE = Kib (1 + Kib).

în care h(j — parametrii hibrizi ai tranzistoruluiîn montaj cu baza comună.

Intrucît joncţiunea emitor-bază se polarizeazădirect, /işŞ}>[E, ■ relaţia (1.26) devine:

U%e = 2eIEBr%. (1.27)

La trecerea purtătorilor din bază cătrecolector, caracterul aleator al distribuţiei lorîn fascicul nu se modifică: de aceea curentul decolector Ic nu introduce zgomote suplimentare, înjoncţiunea bază-colector apar zgomote fracţionarenumai datorită curcntuluiinvers de colector Ir

, care este un curentpropriu acesteijoncţiuni. Acest zgomotSe

evaluează prinrelaţia :

UŞ,e=2eI0Br*, (1.28)

unde este rezistenţa joncţiunii bază-

11

colector lajoasă frecvenţă.

Zgomotele fracţionare ale tranzistoarelor, aşacum arată relaţiile de mai sus, sînt zgomote albeîn limitele în care rezistenţele rE şi rc nu depindde frecvenţă.

Zgomotele termice sînt produse de rezistenţeledistribuite ale emitorului, bazei şi colectorului.Baza fiind sărac dopată, rezistenţa sa distribuităeste cea care determină în special zgomoteletermice. Cum această rezistenţă este aproximativegală cu rB, dispersia tensiunii de zgomot,aplicînd formula lui Nyquist. este:

U%b= 4kT0BrB. (1.29)

unde rB = —•

Zgomotul de distribuţie a curentului de emitorîntre bază şi colector se apreciază printr-ungenerator de curent cuplat la ieşire, a căruidispersie este:

I%D=2e*(l—a.)IEB (1.30)

sau cu un generator de tensiune:U%D = 2eYHEBrl (1.31)

unde: F2 3^ a ( l — a ) este un coeficient cecaracterizează distribuţia curentului de emitor; a—coeficientul de transfer în curent altranzistorului.

Zgomotul anormal fiind invers proporţional cufrecvenţa, deseori se mai numeşte şi zgomot detipul 1//. El nu se ia în considerare la FFi,deoarece spectrul său este concentrat în domeniulfrecvenţelor mai mici de 1 MHz.

Pe baza celor prezentate rezultă că schemaechivalentă a tranzistorului în montaj BC, dinpunct de vedere al zgomotelor interne va, aveaaspectul din figura 1.16. Din acest desen se poate

12

deduce schema echivalentă pentru oricare alt modde cuplare al tranzistorului. în cazultranzistorului în montaj EC, schema echivalentăeste prezentată în figurai. 17-O asemenea schemă este complicată şi ridicăgreutăţi în evaluarea zgomotelor etajelor AFFI.Mult mai comod este ca zgomotele tranzistorului săfie evaluate prin două generatoare :

13

unul cuplat în circuitul de intrare şi altul încircuitul de ieşire (fig. 1.18).

Avînd în vedere faptul că sursele de zgomot aletranzis- toarelor sînt independente, rezultă:

Schema echivalentă poate fi simplificată şi maimult, dacă se transferă Ezg. la intrare pe bazarelaţiei [15':

unde KG este impedanţa internă a generatorului desemnal ce se cuplează la intrare.

Cu aceste simplificări schema echivalentă atranzistorului va arăta ca în figura 1.19.

Evident, scheme asemănătoare se pot deduce şipentru alte moduri de cuplare a tranzistorului.

^zc

3,ntr.

cFig. 1.18

D

Fig. 1.16 Fig. 1.17

1 °—■©—0- r-

r~¥

■o- -

14

Ez,Qinirgenerator echivalent de curent constant 1*. -° zQ%ntr }iG

Schema echivalentă a tranzistorului, în acest ultim caz,:este prezentată în figura 1.20.

Zgomotele altor elemente active ca diode-tunel, parametriceetc. sînt produse de aceleaşi surse de zgomot, iar evaluarealor va fi făcută în capitolele următoare odată cu evaluareazgomotelor etajelor amplificatoare.

1.3. COEFICIENTUL DE ZGOMOT AL UNUI CUADRIPOL

Existenţa surselor de zgomot analizate în paragrafeleprecedente impune a considera fiecare etaj din receptor drepto sursă de semnal şi zgomot, pentru etajul următor,

/ P \ce poate fi caracterizată prin raportul —- . Cînd se cu-

' Pzg ! ieşplează două etaje în tandem, primul etaj va constitui sursa desemnal pentru cel de-al doilea etaj (fig. 1.21).

Sursă de Cuadnpol -----—o

Fig. 1.20se

trans-g-ene-

z9intrd)i.

-Z9intr.

Schema echivalentă atranzistorului poate fipusă şi sub forma schcmciechivalente a tubului (fig.1.15), dacă generatorul dezgomot feră la intrareîntr-un Ra + rB + r i: J J R0{*rc + rz)

“ i tr

se obţine direct din relaţia (1.33) dacă se transformăgeneratorul de tensiune constantă Uz nfr într-un

Fig. 1.19rator de curent f151 /* =1 J z9intrExpresia lui I*

A n

15

semnal producător dezgomot

/pzg>jntr

<fVPzg!,eş

Fig. 1.21

16

30

Dacă sc notează cu {FsIPZg).ntr raportul dintre puterea desemnal (iJ

s) şi cea de zgomot (PZg) dc la intrarea celui de-aldoilea etaj (de la ieşirea primului etaj), la ieşirea sa seva obţine un alt raport între ccle două puteri, evident maimic decît cel de la intrare. Explicaţia este foarte simplă.(VI de-al doilea etaj (cuadripolul producător de zgomot) vaamplifica în aceeaşi măsură atît puterea de semnal cît şi pecea de zgomot, în plus va adăuga zgomotul său propriu.

Sc defineşte coeficientul de zgomot al unui euadripolproducător de zgomot raportul:

{"F

' V z a l i n t r , , , , N

- o ({-^)ITH\ rZQ h

Coeficientul de zgomot arată, aşadar, de cîteori se modi-fică raportul puterilor de semnal şi zgomot de la ieşire încomparaţie cu cel de la intrare.

Relaţia (1.34) poate fi pusă şi sub forma:

^ *Vin(rPs-

unde Ap = —— reprezintă coeficientul de amplificare în^ sinlr

putere al cuadripolului.Produsul Ăpl*Zg exprimă puterea de zgomot de la

ieşirea cuadripolului ideal, fără zgomote proprii, care aramplifica atît semnalul, cît şi zgomotul, în aceeaşi măsură.

La ieşirea unui euadripol real, aşa cum arată relaţia(1.35), puterea de zgomot este mai mare şi anume:

(!-36)Cu alte cuvinte, coeficientul de zgomot arată de cîte ori

puterea de zgomot de la ieşirea unui euadripol este mai maredecît puterea ce s-ar obţine, dacă cuadripolul ar amplificazgomotele de la intrare, la fel ca si semnalul A„P?„^ ’ v *vinir

Coeficientul de zgomot FZg constituie deci un parametrufoarte comod pentru evaluarea zgomotelor interne produse deun etaj al receptorului şi de receptor în ansamblul său.

Dacă sursa de semnal este adaptată cu intrarea cuadripo-

30

lului PZgintr = kT0B (relaţia 1.14), iar relaţiile (1.35) şi(1.36) pot fi scrise sub forma:

j-, ^ zPics7.nZg AphTnB

şi respectiv

Pentru cuadripolii liniari, aplicînd principiul superpo-ziţiei. puterea zgomotelor la ieşire poate fi pusă sub formaPz„. , = Pza. , A + P , iar relaţia coeficientului de*0ies z9intr &

zgomot devine

F» =

sau, Jpr

Fzg = 1 + —rr • (1.37)S A p kT t B

Desigur că un euadripol ideal are puterea zgomotelorproprii PZf nulă şi coeficientul de zgomot Fzg — 1.

P A -4- P Winlr V ^ z&pr

P A P AZ 9 i n i r P z9intr *

1

Coeficientul de zgomot va fi deci cu atît mai mic, cu cîtputerea zgomotelor proprii va fi mai scăzută, iaramplificarea în putere a cuadripolului va fi mai mare.Această concluzie a stat şi va sta şi în continuare la bazatuturor cercetărilor legate de îmbunătăţirea sensibilităţiiinstalaţiilor dc recepţie de FFI. în lumina acesteiconcluzii vor fi analizate principiile ce stau la bazaamplificării FFI, a schemelor AFFI şi a regimurilor lor defuncţionare.Uneori pentru aprecierea zgomotelor unuieuadripol se loloseşte noţiunea de temperatură de zgomot,care are expresia

T Zq = T0(FZ 1)k BA,

si depinde liniar de coeficientul de zgomot.

1.4. LEGĂTURA ÎNTRE SENSIBILITATEARECEPTORULUI ŞI COEFICIENTUL SĂU DE ZGOMOT

Noţiunea de coeficient de zgomot poate fi definită nunumai pentru etajele liniare, ci şi pentru întreg traseul deradiofrecvenţă al receptorului de la antenă şi pînă ladetector.

Traseul respectiv cuprinde şi amestecătorul care este unetaj neliniar. Trebuie avut în vedere însă că amestecătorulmodifică puterile de semnal şi zgomot la fel ca orice etajliniar de amplificare, ceea ce permite aplicarea relaţiei(1.37). valabilă pentru cuadripolii liniari, întreguluitraseu de radiofrecvenţă al receptorului.

Odată cunoscut coeficientul de zgomot al receptorului scpoate defini sensibilitatea sa limită, care reprezintă pu-terea minimă din antenă (PA) sau tensiunea electromotoare(£.,) corespunzătoare acestei puteri, pentru care puterea desemnal de la ieşirea receptorului este egală cu puterea dezgomot.

în conformitate cu relaţiile din paragraful precedent,

puterea de zgomot de la ieşirea receptorului este sauna

dintre puterea nominală a zgomotelor antenei Pzg amplificată

de receptor şi puterea zgomotelor proprii receptorului,

adică:

(1.38)

z9pr1P,.

2

Din relaţia (1.37) rezultă expresia puterii zgomotelorpropriil>tgpr=AvkT0B(F"-l)

.

iar din relaţia (1.18) expresia puterii de zgomot aantenei:

P = kT0Bt t.‘g* inA 0 '*

înlocuind aceste relaţii în relaţia (1.38) seobţine puterea de zgomot de la ieşirea receptorului:

P"",= ApkT0B(F"+tA-l). (1.39)Puterea de semnal de la ieşirea receptorului

este:P,t„=PAAp. (1.40)

Conform definiţiei, sensibilitatea limită se vacalcula din egalarea ultimelor două relaţii şi va fiegală cu:

P, = PA = kT0B(F" + tA - 1), (1.41)unde: /.:T0 = 4 -10 15 W/MHz; B ^ {B^)R — banda ener-getică. egală aproximativ cu banda de trecere areceptorului (în MHz).

în instalaţiile de recepţie, pentru asigurareaunei probabilităţi a descoperirii juste cît maimari. nu se lucrează cu sensibilitatea-limită, ci cuaşa-numita sensibilitate reală. Aceasta reprezintăputerea minimă din antenă sau tensiuneaelectromotoare corespunzătoare acestei puteri,pentru care puterea de semnal de la ieşire depăşeştede un anumit număr de ori puterea de zgomot.

Decil\ = PrD= kT0B{Fzg + lA — 1)1), (1.42)

unde D este coeficientul de distingere al semnaluluipe fondul zgomotelor.

Coeficientul de distingere, depinde de regimul delucru al detectorului, de tipul receptorului şi aldispozitivului final, de calificarea operatorului,variind de la 1 10pentru receptoarele de radiolocaţie, la 50 IO3 pentru

4

receptoarele de televiziune [10].Sensibilitatea calculată cu relaţiile de mai sus

va fi exprimată în \Y, dacă banda energetică seintroduce în MHz.

Tensiunea electromotoare din antenăcorespunzătoare unei puteri PA se calculează în cazuladaptării antenei cu fiderul, din relaţia:

unde A^ = Zc constituie impedanţa antenei egală laadaptare cu impedanţa caracteristică a fiderului deantenă.

In felul acesta, t.e.m. corespunzătoaresensibilităţii reale va avea expresia:

Er='\/4kT0BRA(F" + tA-l)D (1.43)

şi va fi exprimată în volţi.Uneori, sensibilitatea se exprimă în unităţi kT0

şi se calculează cu relaţiile:

/>■,] = ^ = BD(FZg +tA- 1) (1.44)

R I 0şi. respectiv,

Er}kT.] = ^4Pr{kTa]RA = \ !4BDRA(FZg + tA — 1). (1.45)

Pentru receptoarele ce lucrează pe frecvenţe maimari de 120 MHz, temperatura relativă a antenei tA =1 şi relaţiile de mai sus se simplifică. De exemplurelaţia (1.44) devine:

B r[kr c[ = BDF zg. (1.46)

Cunoaşterea sensibilităţii permite determinareatensiunii la intrarea primului etaj al receptorului.

De exemplu,în cazul receptoarelor pe undemetrice,

la care fiderul de antenă este un cablucoaxial cu impedanţa

5

caracteristică Zc, schema echivalentă a circuituluide intrare se prezintă ca în figura 1.22.

U-y şi U. deci p <i 1, impedanţa circuitului de intraretrms- ferată la bornele 1 — 1' va fi:

Z ' i n t r = P2 R = ‘ ( 1 - 4 7 )

Schema echivalentă a circuitului din figura 1.22sc poate pune sub forma din figura 1.23.

Tensiunea U1 va fi egală cu :P~

EA —Ui = —^------- Z'™' =----• <1 -48)

'c 1 G

La rezonanţa circuitului de intrare, condiţia deadaptare este:

de unde

P., = W- (!- 4 9)

Dînd factor comun la numitorul relaţiei (1.48) peZc şi avînd în vedere relaţia (1.49), tensiunea întrebornele 1 — d e v i n e :

I-a rezonanţă impedanţa circuitului de intrareeste egală cu A’ - —-. Dacă priza p se defineşte

ca raportul dintre

6

iar tensiunea U de la intrarea primului etaj alreceptorului va ii dată de relaţia:

£ J LU=-± =-------&-■ (1.50)P

1+ -VPad

Cum la adaptare p = pai, din ultima, relaţie rezultă:

Ua(l = 4A~’ (1-51)2Pad

iar relaţia (1.50) devine:

U=Uad-^=Waa, -(1.52)1 + a-

'P v*unde: a =- - este raportul de dezadaptare ; c =- -Pad ! : «’

— coeficientul de dezadaptare.în cazul receptoarelor pe unde decimetrice,

centimetrice si mai scurte, relaţiile de mai sus potfi folosite pentru calculul tensiunii la intrareaprimului etaj amplificator de frecvenţăintermediară, determinînd în prealabil puterea laieşirea etajului de amestec:

r<".= Pr-APFFr (1.53)

unde reprezintăamplificareaîn putere atraseului del’FI. incîuzînd evident în acest traseu şiamestecătorul.

Schema echivalentă a circuitului de intrare înAFl este prezentată în figura 1.24, unde Ea

constituie t.e.m. a generatorului de _____________________________________^ie? 0 ţIntsiune echivalent cu ieşirea ame-.Urătorului, care produce la bornele -?'f)u-ţ-1- j

jp2/o

i♦

7

I 1/ puterea dată de relaţia ■ p(1.53). G—conductanţa la rezo- ^------— Şnanţă a circuitului de intrare în Fig.1.24

8

cătorului.Din

această schemă echivalentă rezultă:

Pn

Cum şi în acest caz, pad= | G R■ ieSa = ^ ultima

relaţie poate fi scrisă sub forma:

n ies„ (i+ <•*)*

de unde

La adaptare a = 1 şi se obţine : E„ . :Tensiunea la intrarea primului etaj AFI vafi dată de relaţia (1.50), în care seînlocuieşte (1.54), adică:

F-a a 1 / ^ ies a _ ‘ 1 '5)P aa 1 + a * ~ ] f Plfusa '

La adaptare $fiu,a = G, iar relaţia (1.55)

[devine: U = (1.56)Din relaţiile de mai sus rezultă că, sensibilitatea unui receptor de FFI este determinată de coeficientul său de zgomot. De aceea, dacă se impunerealizarea unui receptor, cu o anumită sensibilitatePr rezultată din probabilitatea des

E. ( 1.54)P,

AFI, iar KfG i ,

rezistenta de ieşire a ameste-

P2

p.I cs„

/ 4P.

U

iesn 1 f a-

9

coperirii juste a semnalului util, va trebui careceptorul să aibă un coeficient de zgomot mai mic saucel mult egal cu cel orientativ rezultat din relaţia(1.42), adică:

F < F = Pr ~ kT °DD [tA ~ z»jî ^ kT„nDkTaBD

Sarcina realizării inegalităţii (1.57) revine,aşa cum se va vedea în continuare, AFFI. De aceea,tipul de AFFI şi regimul său de funcţionare vor trebui săasigure receptorului un coeficient de zgomot FzgR < i7^.Respectarea acestei inegalităţi înseamnă asigurarea uneisensibilităţi receptorului* ogală sau mai bună ca ceaimpusă prin tema dc proiectare.

1.5. DEPENDENŢA COEFICIENTULUI DE ZGOMOT ALRECEPTORULUI DE PARAMETRII BLOCURILOR ŞIETAJELOR COMPONENTE

(1.57)

10

în paragraful precedent s-a arătat că noţiunea de coefi-cient de zgomot poate fi definită pentru întregul traseu deradiofrecvenţă al receptorului, care precede detectorul. Deasemenea s-a ajuns la concluzia că, un receptor este cu atît mai sensibil, cu cît coeficientul său de zgomot este mai apropiat de unitate. Pentru a analiza căile de reducerea coeficientului de zgomot este necesar să se stabilească mai întîi cum depinde el de parametrii diferitelor blocuri ce intra în compunerea receptorului. în acest scop în figura 1.25 se prezintă schema-bloc a unui receptor

superheterodină sub forma a doi cuadripoli legaţi în tandem. Primul euadripol

(I) format din elementele blocului de FFI estecaracterizat de parametrii :AP , Bx, Ftg^.

Al doilea euadripol (II), alcătuit din restul etajelorpînă la detector, este caracterizat de parametrii Fzg^, Ap , B2.Receptorul în ansamblul său, considerat şiel un euadripol este caracterizat de parametrii FZg,Ap, B.

Interesează să. se stabilească, care este influenţaparametrilor blocurilor ce compun receptorul, asupracoeficientului de zgomot FZg, deci asupra sensibilităţiireceptorului.

Legătura între amplificările în putere este simplă,(1.58)

şi arată că, coeficientul de amplificare în putere alreceptorului este direct proporţional cu coeficienţii deamplificare în putere- ai celor două blocuri componente.

Dacă caracteristica de frecvenţă a primului euadripolA if)este Vi(/) = — b a n d a sa energetică va avea expresia: A

1'!i

Fig. 1.25

r

11

Cum acest euadripol este format de blocul de FFI al recep-torului, caracteristica sa de frecvenţă _vt(/). deci şi

curba vor fi foarte largi (fig. 1.26 a). Banda energetică B±

va reprezenta suprafaţa cuprinsă între curba vf(/) şiabscisă, deci va fi mare.

Judecînd la fel, cel de-al doilea euadripol, fiindiormat din blocul de frecvenţă intermediară, va avea bandaener-

12

getică.

şi apoi se trasează graficcurba ,y2(f). după care secalculează:

/• Jy‘W-— Caj

Grafic,B reprezintă suprafaţa haşurată din figura 1.26 c. Cum Bx B2

rezultă B S2, adică banda energetică a receptorului esteegală cu banda energetică a blocului de

b

— COIII

mult mai mică (fig. 1.26 b).Pentru determinarea benzii energetice a receptorului, se

află mai întîi caracteristica sa de frecvenţă y(f)=Vi(/)>2(/)

v (f )'y2(f 1 f

13

14

frecvenţă intermediară. Amplificatorul de frecvenţă inter-mediară avînd multe circuite oscilante se poate consideracu suficientă precizie că banda sa energetică este egală•cu banda de trecere {B ,7r)n.

în concluzie rezultă deci:

B^B2sţ(BVT)B. (1.59)

Puterea zgomotelor de la ieşirea traseului deradiofrecvenţă al receptorului, conform celor prezentateîn paragraful 1.3, ■este:

P ^ S = P ^ A > . + P ^ - o - 60)

unde: = kTt BAP FZg^ reprezintă puterea zgomotelor la ieşirea cuadripolului /; Pzg = k'l'0 BAp^(F'Z}—1)— putereazgomotelor proprii cuadripolului II.

înexpresia puterii zgomotelor de la ieşirea primului•euadripol s-a introdus bandaenergetică a receptorului B şinu banda energetică Bv deoarece în final interesează numaiputerea zgomotelor ce trec prin întreg traseul deradiofrecvenţă.

Pe baza acestor observaţii relaţia (1.60) devine :

PttUt = kT0 BAPi FZgAVi + kT0 BAPt (Fzs- 1 ) = kT0BApFz,, de unde

rezultă:

F" = F" i + ^(1.61)

în care Ap reprezintă coeficientul de amplificare în putereal blocului de FFI, calculat la adaptarea ieşirii sale cuintrarea în blocul de frecvenţă intermediară. Dacă întreaceste blocuri nu există adaptare, în relaţia (1.61) se

16

introduce tot valoarea coeficientului de amplificare Ap

calculat la adaptare, iar de influenţa dezadaptării seţine seama la calculul coeficientului de zgomot FZIJ .

Relaţia (1.61) permite să se tragă următoareleconcluzii foarte importante :

1. Pentru realizarea unui receptor de FFI cu o înaltăsensibilitate este necesar ca blocul de FFI să aibăcoeficientul de zgomot JF mic şi coeficientul deamplificare Ap mare. Cînd sint satisfăcute aceste condiţii,influenţa zgomotelor blocului de frecvenţă intermediarăasupra sensibilităţii receptorului se poate neglija.

2. Dacă blocul de FFI are amplificarea în putere redusă,pentru mărirea sensibilităţii receptorului trebuie redusla minimum posibil Fzg . întrucît creşte influenţazgomotelor blocului de frecvenţă intermediară asuprasensibilităţii.

Evident că acest studiu poate fi extins asupra fiecăruibloc în parte. Cum însă influenţa hotărîtoare asuprasensibilităţii receptorului o are blocul de FFI. studiulse va extinde doar asupra sa.

Se consideră că blocul de FFI, la rîndul său. esteformat din doi cuadripoli legaţi în tandem, fiecarereprezentînd un etaj AFFI. Astfel, schema-bloc din figura1.25rămîne valabilă şi pentru blocul de FFI dacăparametrii Ap, B.;i Fzg vor caracteriza proprietăţileblocului, iar Av , BVF z„ ş i p , -B.2~ Fzg ş.a.m.d., vorcaracteriza proprietăţile fiecărui etaj din bloc. Esteevident că relaţia (1.61) va rămîne valabilă şi pentrublocul de FFI şi concluziile de mai sus pot fi definitemai concret şi anume:

1. Pentru realizarea unui receptor de înaltăsensibilitateeste necesar ca primul etaj AF'FI să aibă un coeficient dczgomot Fzgi cît mai mic şi un coeficient de amplificare înputere .4 , cît mai mare. în aceste condiţii zgomotelecelui de al doilea etaj AFFI au o influenţă neînsemnatăasupra sensibilităţii receptorului.

17

2. Dacă primul etaj AFFI are amplificarea în puteremică. influenţa zgomotelor celui de-al doilea etaj asuprasensibilităţii creşte şi trebuie luată în considerare.

18

3.Pentru reducerea influenţei celui de-al doilea etaj

trebuie luate măsuri dc reducere a coeficientului său dezgomot Frn .

Rezultă aşadar că AFFI din receptoarele de înaltăsensibilitate trebuie să aibă coeficientul de zgomot cîtmai redus şi amplificarea în putere cît mai mare. Numai înasemenea condiţii zgomotele celorlalte etaje nu vorinfluenţa sensibilitatea receptorului.

1.6. INFLUENŢA FIDERULUI DE ANTENĂ ASUPRASENSIBILITĂŢII RECEPTORULUI

Receptorul se dispune, în general, la o anumită distanţăde antenă. Legătura dintre antenă şi receptor este făcutăde un fider, care poate fi de tipul cablului coaxial sat\ghidului de unde. Un astfel de fider, consumă o parte dinputerea de semnal şi are zgomote proprii destul dcputernice, ceea ce evident influenţează nefavorabilsensibilitarea receptorului.

Pentru evaluarea cantitativă a influenţei fideruluiasupra sensibilităţii receptorului este necesar să sedetermine coeficientul de zgomot al instalaţiei derecepţie, în care se consideră primul euadripol producătorde zgomot format din fider, iar cel de-al doilea euadripol—receptorul propriu-zis (fig. 1.27).

în această schemă, RA reprezintă rezistenţa totală aantenei, egală în cazul adaptării antenei cu fiderul, cuimpedanţa caracteristică a fiderului.

Coeficientul de zgomot al fiderului, conform definiţiei(relaţia 1.35) este:

(1.62)zVies

P T\ z<?intr Pfunde Kp constituie coeficientul dc transferîn putere al fiderului.

Fig. 1.2 7

19

Puterea zgomotelor de intrare va fi egală cu putereazgomotelor antenei, care la adaptare este (relaţia 1.18):

P z a = kT 0 Bt A .z9inlr u A

Ieşirea fiderului este echivalentă cu o rezistenţăoarecare, pe care apare o putere de zgomot:

es = kl /B = kT 0BtAKp/F ^Coeficientul de zgomot al fiderului este deci:

= -------------------------— • l1-63)9 f T„ t A K V f

pentru frecvenţe cuprinse între 30-120 MHz şiFZ0 (1.64)

g/ T0KPf

pentru frecvenţe mai mari de 120 MHz (tA = 1).Coeficientul de zgomot al instalaţiei de recepţie,

conform relaţiei (1.61). este:y ____ p , lz 9Ti ~ 1 __ Tf , ~ 1

" J f Kp f ~T 0 t A K p / K V f_

î / + '\EZgR — 1) T0 tA

7 0 ̂A Jtf

iar pentru frecvenţe mai mari de 120 MHzdevine :

2 ! 4-(-FZBR~F

Evident temperatura rezistorului echivalent cu ieşireafiderului Tj=TQtA, de aceea pentru orice frecvenţă se obţine:

i1'66)Kpf

(1.65)

20

Relaţiile (1.65) şi respectiv (1.66) arată căsensibilitatea instalaţiei de recepţie va fi cu atît maimică cu cît fiderul de antenă este mai lung, adică cu cîtpierderile sale sînt mai mari. De aceea, cînd în practicăapare necesitatea amplasării receptorului la o distanţămare de antenă, se recomandă cuplarea etajelor ceinfluenţează sensibilitatea receptorului în imediataapropiere a antenei, şi apoi semnalul amplificat doar încîteva etaje AFI. să se transmită restului etajelor re-ceptorului, care se cuplează în apropierea dispozitivuluifinal (indicatorii staţiei de radiolocaţie).

1.7. FACTORUL DE ZGOMOT

Adesea în locul coeficientului de zgomot şicoeficientul de amplificare în putere, un euadripolproducător de zgomot poate fi caracterizat printemperatura relativă de zgomot sau factorul de zgomot.

Noţiunea de factor de zgomot se introduce în bazaurmătorului raţionament. Puterea nominală a zgomotelor dela ieşirea unui euadripol este:

l\,u=kT0BAvF ta. (1.67)Această putere se poate echivala cu puterea nominală dc

zgomot produsă de un rezistor oarecare, cu o temperaturăechivalentă adică:

( L 6 8>Din compararea celor două relaţii rezultă:

F 4e ■0 zg - x v ’

de unde se obţine expresia temperaturii relative de zgomotsau a factorului de zgomot al cuadripolului:

t = I±=FttAp . (1.69)1(1

Rezultă, aşadar, că factorul de zgomot alcuadripolului. reprezintă temperatura relativă de zgomot a

21

un rezistor echivalent, a cărui putere nominală de zgomoteste egală cu puterea zgomotelor de la ieşireacuadripolului dat. Valoarea rezistenţei echivalente nutrebuie precizată, deoarece puterea nominală se obţinecînd rezistenţa este adaptată, şi nu depinde de valoarearezistenţei.

22

Dacă zgomotele primului etaj din receptor sînt evaluateprin factorul de zgomot, relaţia coeficientului de zgomotal receptorului (relaţia 1.61) poate fi pusă sub forma:

(1.70)

Prin factorul de zgomot se evaluează. în general,zgomotele diodelor semiconductoare; de aceea relaţia (1-70) se foloseşte la calculul coeficientului de zgomot alreceptoarelor de FFI, avînd ca prim etaj fie amestecătorulcu dioda, fie AFFI parametric sau cu diodă-tunel.

( .8 METODE DE MĂSURAREA COEFICIENTULUI DE ZGOMOT

Măsurarea coeficientului de zgomot este posibilă prindouă metode: metoda cu generator de zgomot cu diodă şimetoda cu generator de semnal.

Pentru măsurarea coeficientului de zgomot prin primametodă se utilizează schema de măsură prezentată în figura1.28. Rezistenţa A'., reprezintă antena echivalentă şi deaceea trebuie asigurată egalitatea RA = Rinir. Rezultă deci căsarcina echivalentă a diodei generatoare de zgomot este:

f| Ger.ero'or ce zgomot

“I

Fig. 1.28

23

z3intr zg.P,

F,

E t a p a 2. Comutatorul K x se aşează în poziţia 2.în acest caz, la intrarea receptorului se aplicăsuplimentar, faţă de etapa precedentă, zgomoteleproduse dc diodă. Puterea zgomotelor la ieşireareceptorului va creşte în comparaţie cu P zg din primaetapă. Variind curentul de saturaţie I s aldiodei se m^cţie puterea zgomotelor la ieşire de D deori, corespunzător coeficientului de distingere, pentrucare se dă sensibilitatea reală a receptorului, faţă deputerea zgomotelor la ieşirea din prima etapă.

Indicaţia miliwattmetrului va corespunde acumputerii totale de zgzgomot, care va fi egală

cu:+ P,PD-P z9ie$

.Z 0D z 0i,

z9ics.

k T0 BAU r.

Din relaţia (1-72) rezultă că măsurareacoeficientului de zgomot se reduce la măsurarea puteriizgomotelor de la ieşirea receptorului P zg . şi aamplificării în putere A v .

pz9iesMetoda de măsurare araportului

cuprinde două

etape.E t a p a 1. Comutatorul K x se pune în poziţia 1.

Dioda fiind decuplată, miliwattmetrul de la ieşireareceptorului, va măsura puterea de zgomot produsă derezistorul R A , amplificată de A p ori, plus putereazgomotelor proprii receptorului, adică:

(1.73)A, 1/'

zgomot va fi dat de formula lui Schottkv:

(1.71)

2 el.-

i;

şi poate fi variat prin modificarea curentului desaturaţie I e , cu ajutorul rezistorului variabil R.Conform definiţiei (relaţia 1.35) coeficientul dezgomot va fi:

(1.72)

unde PZgD este puterea de zgomot produsă de diodă,la intrarea receptorului.

Din ultima relaţie rezultă:p,

(1. 74)

iar relaţia (1- 72) devine:

F =--------------. (1.75)9 k T0 B (D— l)

Se observă că măsurarea coeficientului dezgomot se reduce la măsurarea puterii zgomotelordiodei aplicate la intrare, care este egală cu:

Pza = I2. Re=2eIsBSA. ZVD ZSD e S 2

înlocuind Ptg în relaţia(1.75) se obţine:

Fz =----------^ Is. (1.76>5 kT 0 {D- \ )

Din relaţia (1.76) rezultă că pentru măsurareacoeficientului de zgomot, prin această metodă,trebuie ca rezistenţa RA să fie egală curezistenţa de intrare a receptorului, iar în ceade-a doua etapă să se măsoare curentul desaturaţie al diodei, careproduce o creştere aputerii de ieşire de un numărde ori (egal cu D) faţă de cea dinprima etapă (PtfUl )•

Rezultă, aşadar, că miliampermetrul dincircuitul anodic al diodei poate fi gradat înunităţi de coeficient de zgomot. Constantaaparatului de măsură va fi:

a = i5d [4-i].kT,

Măsurarea coeficientului de zgomot prin cea de-a doua metodă se face după o schemă asemănătoarecu cea din figura

Ppft P7e S f j e s __ Z 9 D A p ~ D-X

1.28, numai că în locul generatorului de zgomot,se cuplează un generator de semnale standard, acărui rezistenţă de ieşire trebuie să fieadaptată cu intrarea receptorului.

1.29,în prima etapă a măsurării, generatorul de

semnale se cuplează la intrarea receptorului, darsemnalul nu se aplică La intrarea receptorului seaplică deci zgomotele rezistenţei de ieşire ageneratorului iar puterea de zgomot măsurată demiliwattmetrul de la ieşire, va fi:

p = p p . î .77)*<’ies1

Z<JG P ' zSpr ’

în cea de-a doua etapă, peste zgomotelerezistenţei de ieşirea generatorului, se aplică la intrareareceptorului tensiunea de semnal de la generator.

Instrumentul de la ieşire va măsura putereatotală formată din puterea de zgomot, care esteidentică cu cea din prima etapă şi puterea dcsemnal amplificată de receptor. Variind putereade semnal aplicată la intrare sc stabileşte uncoeficient de distingere J), pentru care este datăsensibilitatea reală a receptorului, adică:

}’z„ = Dl*!,- = Pza- +J\ -~L.*9i€s,y Q\esj z9%e$y K P

unde Ps reprezintă puterea semnalului aplicat la intrareareceptorului.

Din ultima relaţie rezultă:

'-f'- "/iV U-78>- 1 p

iar expresia coeficientului de zgomot devine:f = ------^ --- • (1.79)

kT„B(D-\)Avînd în vedere că la adaptare

P, = — ■41ia

unde Ra este rezistenţa de ieşire a generatorului,

relaţia (î .79) poate fi scrisă şi sub formaRezultă deci că, pentru determinarea

coeficientului de zgomot. prin această metodă, semăsoară fie puterea de semnal, fie t.e.m. ageneratorului de semnale standard şi banda ener-getică a receptorului.

Puterea sau t.e.m. de semnal se citcsc peatenuatorul generatorului, iar banda energeticăse consideră egală cu banda de trecere areceptorului.

Avantajele metodei sînt legate, pe de o parte,de faptul că se exclude folosirea diodelor dezgomot care sînt tuburi speciale şi, pe de altăparte, se pot măsura cu o precizie mare şicoeficienţii de zgomot în cazul unor coeficienţimari de distingere.

Dezavantajele metodei sînt: slaba precizie demăsurare a coeficienţilor de zgomot mici,determinată de precizia insuficientă demăsurare a tensiunilor electromotoarescăzute şi necesitatea măsurării benzii detrecere a receptorului.CAPITOLUL II

AMPLIFICATOARE DE FRECVENŢA FOARTE ÎNALTĂ CU TUBURI ELECTRONICE ŞI TRANZISTOARE

2 .1. AFFI CU TUBURI ELECTRONICE ŞI TRANZISTOARE ÎN MONTAJ CU CATODUL ŞI, RESPECTIV, CU EMITORUL COMUN

2.1.1. SCHEME DE PRINCIPIU. RELAŢII DE CALCUL

Amplificatorul cu catodul comun îşi găseşteutilizarea în receptoarele din gama undelorlungi, medii, scurte, ca AIF şi în gama undelormetrice, ca AFFI.

Etajul amplificator poate fi realizat atîtdupă schema cu aliinentare-serie, cît şi dupăschema cu alimentare-paralel. în schema din

figura 2.1 se prezintă un AIF cu alimentare-serie realizat pe pentodă, în montaj cu catodulla masă. Schema este asemănătoare la prima vederecu cea a unui etaj AFI cu alimentare-serie.Deosebirea constă în faptul că, de data aceasta,circuitele oscilante au acordul variabil, pentrua asigura funcţionarea receptorului în gamă.

Sarcina este formată din bobina L, comutabilăpentru fiecare subgamă, şi condensatorul C0, careasigură acordul în gamă, fiind pe acelaşi ax cucondensatorul Cx al circuitului de intrare.

Condensatorul C şi rezistorul Rg formeazăcircuitul de trecere din anodul tubuluiamplificator pe grila tubului următor.

Filtrul RfCf este introdus pentru micşorareareacţiei prin sursa în scopul ridicăriistabilităţii amplificatorului.

Rezistorul Rk asigură negativarea automată agrilei fixînd punctul de funcţionare pe porţiunealiniară a caracteristicii de transfer a tubului.

Condensatorul Ck arc rolul de decuplare acatodului din punct de vedere al înalteifrecvenţe, pentru a evita apariţia reacţieinegative de curent, care ar micşora amplificareaetajului.

Rezistorul i? asigură alimentarea grilei-ecrancu tensiune continuă, iar condensatorul Cdecuplează ecranul pentru eliminarea reacţiei pefrecvenţa de semnal, prin capacitatea parazită C

dintre grila-ecran şi cea de comandă.Schema din figura 2.1 prezintă o serie de

dezavantaje, care au limitat utilizarea sa înschemele practice. în general, dezavantajele sîntlegate de faptul că circuitul oscilant, aflîndu-se în circuitul înaltei tensiuni, complicăcomutatorul de subgame.

De asemenea, rotorul condensatorului variabilC0, fiind la un potenţial ridicat, prezintăpericolul de electrocutare în procesul deexploatare şi trebuie luate măsuri de izolare aşasiului condensatorului variabil care, princonstrucţie, este legat cu rotorul.

Pentru eliminarea ultimului dezavantaj sefoloseşte schema din figura 2.2 a, în care rotorulcondensatorului

30

Fig. 2.12

variabil C0 este legat la masă. Condensatorul Cf

intră acum în serie în circuitul oscilant; deaceea pentru a nu influenţa acordul, el trebuiesă aibă o capacitate mult mai mare decîtcapacitatea totală a circuitului oscilant. Seimpune, de asemenea, ca acest condensator să aibăpierderi mici pentru a nu mări amortizareacircuitului oscilant.

La scurtcircuitarea plăcilor condensatorului C0apare însă pericolul distrugerii unuia dinelementele circuitului de alimentare. Pentrueliminarea acestui neajuns se foloseşte schemadin figura 2.2 b.

Condensatorul de cuplaj Cg se introduce înserie în circuitul oscilant şi de aceea trebuiesă satisfacă aceleaşi cerinţe, ca şicondensatorul Cf.

Toate schemele prezentate fiind cu alimentare-serie au următoarele dezavantaje:

— constanta de timp a circuitului de grilăeste mare, ceea ce poate duce la blocareareceptorului pe o durată relativ însemnată dupăacţiunea semnalelor puternice;

— bobina circuitului oscilant se află încircuitul înaltei tensiuni.

Pentru eliminarea acestor dezavantaje se indicăfolosirea schemei cu alimentare-derivaţieprezentată în figura 2.3.

Pînă la frecvenţele de 100 MHz se utilizează caelemente active pentodele şi tetrodele, deoarece,avînd capacităţile dintre electrozi mici, au unfactor de merit mai mare ca trio- clele şiasigură o bună stabilitate în funcţionaro.Tuburile folosite ti'ebuie să fie cu pantă variabilă în scopul de a permite reglarea amplificării sub influenţa tensiunii de reglare automată proporţională cu nivelul semnalului re

31

Fig. 2.12

-- triodele, avînd conductanţelc dc intrare şi ieşire mai mici şi zgomote proprii mai reduse, iaulocul pentodclor şi tetrodelor

în gama FFI. capacitatea C0

poate lipsi, iar acordulcircuitu-

inductanţei bobinei L. Peste frecvenţa de 100 MHz.

cepţionat.

32

,<leşi au capacităţile dintre electrozi şi capacitatea dereacţie Cga mai mari.

Triodele miniatură se folosesc ca elemente active înAFFI, în montaj cu catodul comun, iar circuitele oscilantecu constante concentrate, ca circuite de sarcină, pînă lafrecvenţe în jur de 350 MIlz.

Intrucît în gama frecvenţelor foarte înalte,sensibilitatea receptorului este determinată de zgomoteleinterne ale AFFI, nn asemenea amplificator se va deosebi deunul de frecvenţă înaltă nu numai prin lipsacondensatorului C0, ci şi prin regimul de funcţionare.Evident. AFFI va trebui să funcţioneze într-un regim încare zgomotele sale interne, evaluate prin coeficientul dezgomot, să fie minime. Asemenea cerinţă nu se are în vederela calculul AIF.

Amplificarea la rezonanţă este dată de relaţia [10]

A°= 7T - (2-')(J tot ^ t'intr ' c x i

unde S constituie panta tubului; G*es şi G*lltr^ — conduc-tanţele de ieşire şi. respectiv, de intrare ale tubului, lacare se adaugă conductanţa de şunt Gs, c.înd este cazul, Ge

= = to4CSe — conductanţa proprie a circuitului oscilant.Pentru schemele cu alimentare-serie conductanţa de sunt

va intra în expresia lui G*ulr . iar pentru schemele cualimen- tare-paralel. în expresia lui G*es .

Cum la AIF este satisfăcută inegalitatea:^itilr„Gc — co4. C ăc,

amplificarea la rezonanţă va fi o funcţic liniară defrecvenţă, adică:

J o = — = (2.2)

în timp cc amortizarea totală a circuitului devineaproximativ constantă:

S=-^-= 8,4- % + (2.3)Cis '

Considerînd că receptorul lucrează în trei subgame defrecvenţă, amplificarea AIF va varia ca în figura 2.4.Amplificarea este o funcţie liniară de frecvenţă în fiecaresubgamă, dar coeficientul unghiular se modifică de la osubgamă la alta, ca urmare a schimbării inductanţei L.

Pentru uniformizarea amplificării la rezonanţă înîntreaga gamă de frecvenţă de la fx la/4, fără a creştepericolul nesta- bilităţii, se recomandă reducereaamplificării din subgame leI şi II la nivelul celei din subgama III. în acest scop serecomandă folosirea cuplajului prin autotransformator (fig.2.5). Dacă priza fi, ce caractcrizează acest cuplaj sedefineşte ca raportul

tensiunea la bornele circuitului, care reprezintă tensiuneade a ieşirea etajului, va fi:

sugb

iaramplificarea la rezonanţă a AFFI va fi

egală cu :pS

P“Gieş i- Gc 4- Gintr

2

U =

u (2-4)

i 1 n i m i—H-----1- - -ţ

f2 f3 k Fig. 2.4 cfo

'li1

'

p

34

Pentru frecvcnţc înalte

Relaţia (2.5) arată căetajul Q din f igura 2.5permite unifor-mizarea amplificării în întreaga gamă, prin asigurareaunui coeficient unghiular constant şi aamplificării la nivelul subgamei III, cu ajutorulmodificării prizei p în fiecaresubgamă (fig. 2.6).

Folosirea cuplajului cuautotransformator esteindicată şi pentru micşorarea influenţeiconductanţelor de intrare şi ieşire asupraconductanţei la rezonanţă a circuitului desarcină în scopul obţinerii selectivităţii AlF,în special faţă de canalul imagine.

Autotransformatorul îşi găseşte utilizarea şiîn AFFI, pentru realizarea adaptării între etaje,asigurarea benzii de trecere şi micşorareacapacităţii circuitului Cm = p\ C(t, 4- ++ p\ Cintr , caurmarea a reducerii influenţei capacităţilor de intrare şi ieşire asupra circuituluioscilant.

Deoarece atît la tuburi, cît şi latranzistoare, conductanţa de intrare este maiînsemnată ca cea de ieşire, AFFI cu tuburi pot fitratate la fel ca cele cu tranzistoare, carefolosesc cuplajele prin autotransformator şi laînaltă frecvenţă unde aceste conductanţe sîntpentru unele tranzistoare mai mari ca la tuburi.

Cuplajul tranzistoarelor la circuitul oscilantpoate fi realizat prin unul din procedeeleprezentate în figura 2.7.

f1 f2 f3 Fig. 2.6

| 3 i ~ 2 | " |i i I I I II I I !

devine:

35

In figura 2.1a se prezintă schema cuautotransformator dublu. Prizele cecaracterizează cuplajele ieşirii tranzistoruluiamplificator şi intrării tranzistorului următorse definesc

unde \/\ şi M2 reprezintă inductanţele mutualeîntre înfăşurările bobinelor 7,1 şi, respectiv, Z2şi bobinei L a circuitului oscilant.

Cînd una din aceste prize este egală cuunitatea, cuplajul este de tipul cuautotransformator. I)e regulă, întrueît^inlr - ies pi IZa 1.

In figura 2.7 b este reprezentată schema cucuplaj prin transformator caracterizată prinprizele :

Relaţiile de calcul vor fi deduse pentruetajul cu tranzistor cu autotransformator dublu,care vor putea fi particularizate pentru oriceetaj cu tranzistor, în funcţie de valoarea şimodul de definire al prizelor şi pentru oriceetaj cu tuburi dacă se consideră p3 = = 1 şi se auîn vedere observaţiile făcuteîn legătură cu relaţia (2.1).

Amplificatorul lucrează în regim liniar. Deaceea tranzistorul poate fi definit de matriceaadmitanţă de scurtcircuit:>'nV21 722iar schema sa echivalentă va avea aspectul dinfigura 2.8 a [12 . asemănătoare cu a tubului laFFI (fig. 2.8 b).

La frecvenţe peste 100 MHz. folosindu-se

astfel:

a bFig. 2.7

37

Fig. 2.10

trioda ca element amplificator, atît în schemelecu tuburi, cît si în cele

38

Fig. 2.10

Fig. 2,8

cu

tranzistoare, pentru ridicarea stabilităţiitrebuie luate măsuri de neutrodinare a reacţieiinterne, în care caz, modelele matematice şischemele echivalente ale tubului şi tranzistoruluidevin identice (fig. 2.9—în paranteză se scriumărimile corespunzătoare pentru triodă).

Cu aceste observaţii care argumentează încă odată justeţea modului de tratare anunţat mai sus,de deducere a relaţiilor pentru etajul cutranzistor cu dublu autotransformator şi departicularizare a lor pentru orice etaj cutranzistor sau tub, schema echivalentă a acestuietaj va avea aspectul din figura 2.10.

Notînd:G = Pî Gîesx + P\ G'ntr, ■ c = pi ctefi -f C0

+ Cp -f- p\ Cin(rj ,

- . .. i '

II*.&o(Sta

|Gc = Co Cp |]^G^tr2= P^Cintr2

(2.6)

§ k. Ia a

Fig. 2.9

P3y21ube

"ka

39

Fig. 2.10

40

Fig. 2.10

schema echivalentă se simpli- fică, ca înfigura 2.11, iar am- p1plificarea etajului va fiegală,

cu:Fig. 2.11 Ă„ — Ui — MtVn

Ube G ( l + y « )

unde a = — (— ----—) ^ —- reprezintă dezacordul ge-S l coj U f , F

neralizat; fs —frecvenţa de acord a etajului; § —amortismentul echivalent al etajului.

Pentru etajele cu tranzistoare G*M = G22, iarG1nt egal fie cu Gu (dacă polarizarea bazei se faceca în fig. 2.7 b),fie cu Gn GBe , unde GBe = --------j ----(dacă polari-

e RB 2

zarea bazei se face ca în fig. 2.7 a).Dacă p3 — banda etajului se va asigura printr-o

rezistenţă de şunt, ce se va cupla în paralel pecircuitul oscilant şi în acest caz G*es^ = G22 Gş.

Modulul amplificării etajului are expresia:A' =\A'\= JîhhşL t (2.8)

G {^1 -fa.2

iar amplificarea maximă (pe frecvenţa derezonanţă):

^ _ P3 P41 y%i 1 0 ^29)

e G

Caracteristica de frecvenţă relativă (curba derezonanţă) a etajului este:

<T, = — £* ]/1 + oc2 . (2.10)Ae

Pentru ae = ]f2 , explicitînd dezacordulgeneralizat, rezultă banda de trecere:

L

41

%-=/-5=irc (2'u)Din relaţiile de mai sus seobservă că atît amplificareacît şi banda de trecere (amortismentul echivalent)sînt funcţie de prizele p3 şi p^ într-adevăr,avînd în vedere relaţia con- ductanţei larezonanţă (din relaţia 2.6), expresiileampifi- cării şi amortismentului devin:Ps ti I y*i I o

şi respectiv

Se observă că, o dată cu creştereaprizelor p3 şi pit amortismentul echivalent alcircuitului de sarcină va creşte, ca urmare amăririi acţiunii de şunt a coiiductanţelor deintrare şi ieşire ale elementului amplificator.

Pentru pz = ct, amplificarea la rezonanţă esteo funcţie de p^ şi va deveni maximă, pentru aceavaloare piy care reprezintă soluţia ecuaţiei:

dAoe

dpt

adică soluţia ecuaţiei

egală cu

(2.14)

Condiţia amplificării maxime coincide deci cucondiţia adaptării intrării tranzistorului următorcu etajul amplificator.

Amplificarea maximă va fi o funcţie de priză fi3

şi va avea expresia:

(2.15)

(2.12)

(2.13)

42

Fig. 2.12

P 31 y%i Ip

43

Fig. 2.12

44

Fig. 2.12

sau

( 2 , 1 6 )

Evident amortismentul § impusde banda de

trecere a etajului vafi asigurat de priza p3,dată de relaţia:

^3= (2-17)

Realizarea benzii de trecere cu ajutorul prizeiva f1 posibilă doar dacă sînt satisfăcuteinegalităţile

0 < p3 < 1,adică

2 80 <C < ? { S■ c -) -fj- (2.18)V oisC jDacă^>3>l, se alege pa = 1 iar banda de trecere

se asigură printr-un rezistor de şunt cuplat înparalel pe circuitul oscilant. în aceste condiţiiamortismentul circuitului de sarcină va fi dat derelaţia :

de unde rezultă expresia conductanţei de şunt:G,= -i-= o,C j^_ S cj_G < e S i

La AFFI, priza p:i> l; de aceea amplificarea vafi determinată de relaţia (2.15) în care p3= 1,adică:

iar amortismentul

45

Fig. 2.12

iar amortismentul va fi dat de relaţia (2.19),care poate fi scrisă şi sub forma:

(2.21)

Comparîndu-se relaţia (2.20) cu (2.12), în carese face p3= 1, se constată că amplificarea întensiune a etajului amplificator într-un regimdiferit de adaptare este de \ ori mai mică decîtîn regim de adaptare, adică:

ĂCe = H, A 0M (2.22)

este coeficientul de

dezadaptare;2a

unde: £ =1 + a‘‘

— raportul de dezadaptare.

Variaţia amplificării larezonanţă funcţie de valoarea prizei />4 seprezintă în figura 2.12.

Se observă că deviaţii relativ mari de laregimul de adaptare nu influenţează în modesenţial amplificarea în tensiune. Cu altecuvinte, regimul de adaptare nu este critic pentruamplificarea în tensiune.Pe acelaşi grafic cu linie întreruptă este trasatădependenţa amortismentului 8 funcţie de priza />4,

conform relaţiei:8 = 8'(1 + a2),

a =

(2.23)

46

Fig. 2.12

oM ^ ac!

47

G _r_ Q*unde 8' = c *eSl reprezintă amortismentulcircuitului de

. "sC

sarcină cînd intrarea etajului următor estedecuplată.

în regim de adaptare, sub influenţaconductanţei de intrare a etajului următor,amortismentul circuitului de sarcină se dublează(8aă = 25'). Dacă pentru a> 1 amplificarea nu esteinfluenţată în mod esenţial, proprietăţileselective ale circuitului de sarcină seînrăutăţesc rapid.

în analiza amplificatoarelor de înaltă şifoarte înaltă frecvenţă este important de studiatinfluenţa pe care o are funcţionarea lor într-ogamă de frecvenţă asupra amplificării şiselectivităţii.

Din relaţiile (2.20) şi (2.21) se observă cămicşorarea capacităţii C duce la creştereaamplificării şi înrăutăţirea selectivităţii(creşterea amortismentului).

Influenţa capacităţii C asupra acestor indicide calitate ai amplificatorului depinde decorelaţia dintre Gc şi G*es^, adică de frecvenţa derezonanţă a etajului. Se pot întîlni două cazuriextreme.

C a z u l 1. Conductanţa circuitului Gc >> G?cs ,ce corespunde AIF. Relaţiile (2.20) şi (2.21)devin:

b’sil^

0M." 2yG* inlrio>sC 8C

(2.24)Ka = 28c.

Se observă că variaţia capacităţii C pentruacordul în gamă va duce la variaţia amplificăriişi nu va influenţa practic selectivitatea.

C a z u l 2. Conductanţa circuitului Gc <<G*e3^, ce corespundeAFFI. în acest caz

«D

48

ii» : A2iGw

(2.25)c *

6ad = L

oisCva fi influenţată deci doar selectivitateaamplificatorului.

n'-J O M —

intr.,

49

Se observă însă că cele două cazuri extreme sîntdeterminate şi de valoarea capacităţii C, adică defrecvenţa de lucru a amplificatorului şi ele pot fiîntîlnite la funcţionarea amplificatorului într-o gamălargă de frecvenţe.

Pentru a micşora influenţa capacităţii C asupra ampli-ficării şi selectivităţii etajului, la funcţionarea îngamă, se preferă acoperirea sa prin mai multe subgame, caresă aibă un coeficient de acoperire fM/fm 2 -r- 3.

Selectivitatea blocului de înaltă sau foarte înaltăfrecvenţă este determinată de toate circuitele luioscilante. Dacă blocul are N circuite oscilante, curba sade rezonanţă este dată de relaţia:

(Ki + «2)n,

de unde explicitînd dezacordul generalizat oc, se obţinelărgimea curbei de rezonanţă la un nivel oarecare a:

(2.26)

Blocul de înaltă sau foarte înaltă frecvenţă trebuie săasigure selectivitatea faţă de canalul imagine. Aceasta în-seamnă că la un dezacord Bot = 4/0, (unde fQ este frecvenţaintermediară a receptorului) atenuarea canalului imagine săfie egală cu o valoare a( impusă.

Asigurarea atenuării at se face prin asigurarea uneiamortizări corespunzătoare fiecărui circuit egală cu:

(2-27)

Evident că amortizarea va asigura şi banda impusăblocului, care trebuie să fie de 5 la 10 ori mai mareca banda receptorului. Dacă atenuarea canalului imaginenu se asigură cu blocul de IE sau FFI calculat, trebuiefie mărită frecvenţa intermediară, fie făcută recepţiacu un receptor cu dublă schimbare de frecvenţă.

§<

50

2.1.2. COEFICIENTUL DE ZGOMOT AL ETAJULUI CU TUB ÎN MONTAJ CU CATODULCOMUN

Se consideră drept cuadripol producătorde zgomot tubul şi circuitul de la intrarea sa,ce realizează cuplajul cu sursa de semnal(antena sau ieşirea etajului precedent).Sub forma cea mai generală, un asemenea cuadripolcorespunzător AFFI cu tub în montaj cu catodul la masă seprezintă, din punct de vedere al frecvenţei înalte, ca înfigura 2.13 a. Zgomotele circuitului de sarcină vor fi luateîn considerare la calculul coeficientului de zgomot aletajului următor.Cuplajul sursei de semnal şi intrării tubului amplificator la circuitul oscilant se realizează prin autotransformator şi apreciat de prizele:

Pi = — < 1; Pz = — r l u r z u < 1 si p = — = — U, Pi

Neglijîndu-se reacţia prin admitanţa Y,„şi prininductanţa bornei de catcd, schema echivalentă din punct devedere al zgomotelor va avea aspectul din figura 2.13 b. Ease obţine prin înlocuirea tuturor surselor de zgomot aleschemei din figura 2.13 a, cu 'schemele lor echivalenteprezentate în capitolul precedent, transferate la bornelede intrare ale tubului.

Zgomotele sursei de semnal sînt evaluate prin generatorul/zgG = — IigG = y 4kl\BG'a cu conductanţa internă

PiGQ= p 2G a .

AFFI

Fig. 2.14

51

conductanţa internă G- ==Celelalte surse de zgomot sînt ale tubului şi

sînt evaluate prin relaţiile (1.21) şi, respectiv(1.25).

Schema echivalentă din figura 2.13 b estetotuşi incomodă pentru deducerea puterilor dezgomot ce definesc coeficientul de zgomot,deoarece conţine generatoare echivalentede tipuri diferite. De aceea, se va înlocuigeneratorul de tensiune Eze cu un generator de curentechivalent /zg = £zg2G, adică:

izg = K 4kT0BRzg (GQ + Ge + Gt),cu conductanţă internă zero, deoarece generatorul detensiune are impedanţa internă nulă.

în urma acestei transformări, schema echivalentădin figura 2.13 b se va prezenta ca în figura 2.14.

Tubul fiind „rece" raportul PJPzg de la ieşireacuadripolului, reprezentat în figura 2.13 a, va fiidentic cu raportul PJPzg calculat la ieşirea schemeiechivalente din figura 2.14.Puterea zgomotelor de la ieşire este deci puterea zgomotelor între grilă şi catod şi are expresia:

Puterea zgomotelor de intrare este egală cuputerea zgomotelor generatorului, adică:T '2

(2.29ZSG 4G

r

_Gc_Pl

cu

zgG

prin

= r

I * + IZg G z§c + 7zK + 1

z6jZg zg (2.28)

în ceea ce priveşte zgomotele circuitului oscilantacestea

h,de curent l’zg =

AkT 0 BG' c .

ZScPi

generatorulsînt evaluate

52

)y Pentru determinareaputerilor

de semnal dc la intrare şiieşire, IJg!< necesare calcululuicoeficicntului de zgomot, trebuie

întocmit?!i - -L _'““ 1 £ schema echivalentă din punct de

vedere al semnalului,pentru Fig, 2.15 cuadripolul studiat. Larezonanţă

această schemă echivalentăare aspectul din figura 2.15, de unde rezultăputerea semnalului de intrare PSjntr = PG

PG = —r (2-3°)

şi puterea semnalului de ieşire PSies = Pgk-Avînd în vedere puterile de semnal şi zgomot

deduse mai sus şi relaţia (1.34), coeficientul dezgomot al etajului AFFI cu catodul comun, va fidat de relaţia:

Cs + I% + Il7? — g — 1 _L .- L Z P - 1 l k )

I I --SG ySG

Dacă se înlocuiesc expresiile generatoarelor decurent de zgomot, relaţia coeficientului dezgomot devine :

pzg = 1 + gp + 5Gr + RzS(Gâ fGjţG* )2(2

J2)Ga

sau ţinînd seama că G'a = p2Ga:p ____ j +5GX -f Rzg (p2 GG -f Gc -f g-r)3

_____(2.33)Zg 1 'h-C-, ,

r ODin relaţia (2.33) se observă că, prin variaţia

53

cuplajului sursei de semnal cu intrarea tubului,coeficientul de zgomot poate fi modificat.

NotîndG = Gc -j- G.

54

condiţia de adaptare a sursei cu circuitul deintrare, se poate scrie astfel:

(2.35)

Se observă deci că, în cazul adaptării,coeficientul de zgomot nu poate fi mai mic ca 2.La FFI, unde G'c << Gx, coeficientul de zgomot vaavea expresia

(2.36)de unde se trage concluzia că la adaptare,coeficientul de zgomot este mai mare ca 6 şi deciregimul de adaptare nu asigură receptorului osensibilitate prea ridicată.

Coeficientul de zgomot se obţine minimum înaşa-numitul regim al sensibilităţii maxime,determinat de un cuplaj mai strîns al sursei desemnal cu circuitul de intrare. Acest cuplajreprezintă soluţia ecuaţiei

dpşi este dat de relaţia:

în regimul sensibilităţii maxime, coeficientulde zgomot al AFFI are expresia:

(2.38)

55

La FFI, avînd în vedere că G^Gr, relaţiile(2.37) şi (2.38) devin:

(2.39)

56

şi, respectiv*

Fzgm = 1 + 2Rzfx [ 1 + |/ 1 + ^-), (2.40)

de unde rezultă că la FFI, pm tinde către pM\ cuatît mai mult cu cît produsul RzgGT este mai mare.Dacă produsul Rzfiz este mic, coeficientul de zgomotminim se obţine pentru un cuplaj mult diferit decel de adaptare şi anume pentru o priză pm>pad.

Aspectul aproximativ al dependenţeicoeficientului de zgomot de valoarea prizei p,pentru p2 = ct, este prezentat în figura 2.16.

în general, pentru tuburile folosite la FFIprodusul 2?zgGx este mic, pm va fi mult diferit dep^d, deci regimul sensibilităţii maxime nu esteindicat.

Analizînd însă expresia (2.32) se observă căzgomotele etajului AFFI depind şi de priza p2.Apare astfel posibilitatea definirii unui regimoptim de funcţionare, în care prizapy să realizezeadaptarea, iar priza p2 să asigure minimizareacoeficientului de zgomot. Un asemenea regimeste evident optim.Condiţia de adaptare fiind

G'G— G'C +

coeficientul de zgomot la adaptare poate fiexprimat şi prinrelaţia:

Gc+ 5Gr+ 4Rzg(Gc + G~y

(2.41)

= 1 +F

+Gc +

(2.42)în care s-a pus în

evidenţă dependenţa sa de v 1i conductanţa la

rezonanţă" P9 *a circuitului, transfe

rată la borneletubului.

57

58

Coeficientul de zgomot Fzg va fi minim pentru valoareaconductantei G'c care satisface ecuaţia

dFza

y<id _ qdG’ c

adicăGc = Gr l—— — ll. (2.43)c°n {y R Z I J G T ) [1

înlocuind relaţia (2.43) în (2.42) se obţine valoareacoeficientului de zgomot în regimul sensibilităţiioptime :

^,= 2 + 8 ^ (2.44)Pentru realizarea acestui regim trebuie asigurată

valoarea conductanţei G'c = G'e şi adaptarea conformrelaţiei (2.41). Cum

' o)sCSc '-rC = —7?— ’

P\rezultă că asigurarea valorii optime a conductanţeicircuitului conform relaţiei (2.43) este posibilă fieprin capacitatea C, fie prin alegerea în modcorespunzător a prizei p2. Circuitul de intrare trebuiesă asigure însă şi o anumită bandă de trecere Byj şi deaceea este necesar ca elementele sale să satisfacăsimultan pe lîngă condiţiile cerute de regimulsensibilităţii optime:

fosC 8.G'c = (2.45)copt P\

i-J- G„ = G; + GT*2 G copt 1 T’* 22

şi condiţia de bandă:2tICB

- “' ''‘opt■Se recomandă ca satisfacerea simultană a sistemului de

ecuaţii (2.45) şi (2.46) să fie asigurată de capacitateatotală a circuitului şi prizele şi p%.

59

Rezolvînd sistemul de ecuaţii amintit în raport cuaces o necunoscute rezultă

(2.47)

(2.48)

(2.49)

Evident, aceste condiţii vorputea fi realizate practic, dacăprizele şi Pzcvt vor fi ma-i micica unitatea şi dacă Copt vaavea o valoare acceptabilă,încît să poată asiguraacordul cu o bobină L,practic, realizabilă(L Şs 0,05 [xH).

Dacă regimul sensibilităţii optime nu poate fi astfelasigurat, se consideră C = Cm şi se calculează prizeleşi ^2 ca soluţii ale sistemului de ecuaţii (2.45). Cîndse obţin valori acceptabile pentru şi şi verif ic îndu-se banda de trecere cu relaţia (2.46), se obţine o bandăegală sau mai mare ca cea impusă, se consideră calcululterminat şi regimul optim asigurat.

în caz contrar trebuie introdus un rezistor de şunt,care, evident, va mări coeficientul de zgomot, saufolosită o reacţie suplimentară. Introducerearezistorului de şunt în paralel cu circuitul oscilant numodifică cu nimic analiza de mai sus. De data aceasta,prin G'c trebuie înţeleasă în toate relaţiile suma G' -fGf. Influenţa reacţiei asupra coeficientului de zgomotva fi prezentată însă în cele ce urmează.

Considerînd zgomotele de intrare şi ieşire statisticindependente se poate considera că reacţia exercităaceeaşi influenţă atît asupra puterii de semnal, cît şiasupra puterii de zgomot dc la ieşirea schemei cureacţie.

Ca urmare, raportul acestor puteri rămîne constant şideci coeficientul de zgomot nu depinde de reacţie.

60

Relaţiile deduse mai sus, în ipoteza neglijăriireacţiilor din etajul cu catodul comun, sînt valabile şiîn cazul luării lor în considerare.

61

Este cunoscut însă că reacţia modifică admitanţeîe deintrare şi ieşire ale etajului, care depind de impedanţade sarcină şi, respectiv, de impedanţa generatorului desemnal. Întrucît reacţia nu influenţează coeficientul dezgomot, conductanţele suplimentare produse de ea trebuieconsiderate „reci".

Dacă în circuitul de reacţie se introduce un rezistorpentru a obţine o anumită rezistenţă de intrare, evidentel va produce zgomote suplimentare şi conductanţele deintrare şi ieşire nu mai pot fi considerate „reci".Temperatura echi\ra- lentă de zgomot a lor este însă micăşi coeficientul de zgomot va fi puţin influenţat.Reacţia, modificînd conductanţele de intrare şi ieşire,poate fi folosită în scopul realizării adaptării intrăriiamplificatorului cu sursa de semnal sau a ieşirii cusarcina, cu rezistenţe a căror temperatură de zgomot esterelativ mică, ceea ce prezintă un mare avantaj deoarecemodifică puţin coeficientul de zgomot.

Reacţia, poate fi folosită, de asemenea, pentruobţinerea benzii circuitului de intrare sau a regimuluisensibilităţii optime, cînd acestea nu pot fi realizateprin metodele prezentate mai sus.

în regimul sensibilităţii maxime, banda circuitului deintrare rezultă uneori mai mică decît cea necesară.

Pentru lărgirea sa apare necesitatea şuntăriisuplimentare a circuitului de intrare. O şuntaresuplimentare este necesară şi pentru adaptarea cu sursade semnal în regimul de adaptare sau al sensibilităţiioptime. Şuntarea circuitului, prin cuplarea unui rezistorîn paralel pe circuitul de intrare, înseamnă introducereaunei surse suplimentare de zgomot şi implicit mărireacoeficientului de zgomot.

Mult mai avantajos este să fie creată o reacţienegativă suplimentară, care, modificînd conductanţa deintrare, poate asigura obţinerea benzii de trecere doritea circuitului de intrare, fără modificarea însemnată acoeficientului de zgomot, deoarece temperatura saechivalentă de zgomot este foarte scăzută în comparaţiecu cea a unui rezistor cu rezistenţă identică.

Oasemenea reacţie se realizează prin introducereaîntre ieşirea şi mtrarea etajului a unui rezistorRr în serie cu unRr Ucondensator deseparare, C, de

I 1=3 ^ jlr valoare mare,care să împie

dice cuplarea din punct de ve- derecontinuu a ieşirii cu intrarea ^

(fig. 2.17). Rezistenţa Rr poatereprezenta, de asemenea, impe-

danţa la rezonanţă a circuitului <de neutrodinare acapacităţii Cga a tubului amplificator.

Curentul prin circuitul de reacţie este:ir = G^ÎJ, + U2) = G,( 1 + Â)UV (2.50)

■unde: Gr = —1— ; Ă — funcţia de transfer a amplificato- Rrrului căruia i sc aplică reacţia.

Admitanţa de intrare produsă de reacţie este:

AYtnlr = A. = Gr (1 + i).U t

Pe frecvenţa de rezonanţă şi în banda de trecere sepoate considera că reacţia produce o conductanţăsuplimentară de intrare, egală cu:

AGj„(r = Gr (1 + ^4 0), (2.51)

unde A0 constituie amplificarea la rezonanţă a etajuluifără reacţie.

Conductanţa suplimentară de intrare AGintr va putea fifolosită pentru obţinerea benzii de trecere acircuitului de intrare sau adaptării cu sursa de semnal,prin alegerea în mod corespunzător a conductanţei Gr. înplus, trebuie observat că într-o asemenea schemă,zgomotele din circuitul de intrare sînt produse nu deconductanţa AG(ntr, ci de conductanţa *Gr, care este de 1 +A0 ori mai mică ca prima. Cu alte cuvinte, conductanţasuplimentară AGlntr produce un curent de zgomot,

I% r = 4 kT 0BG r , (2.52)

fio

O--k~,ui*

Fig. 2.17

(2.56)

63

în timp ce un rezistor cu o conductanţa egală cuAG(Bfr produce un curent de zgomot :

rl ltnir = 4kT0B \G inlr = 4 kT,BGr. (2.53)unde Te = T0(l + A0), adică de 1 -f A0 ori mai mare.

Rezultă aşadar că zgomotele conductanţei produsă dereacţie AGintr, fiind date de relaţia (2.52) sînt maimici de 1 + A0 ori în comparaţie cu cele ale unuirezistor de conductanţă egală.

în felul acesta, conductanţa AGintr este aproape„rece" şi poate fi folosită pentru realizarearegimurilor de adaptare, sensibilităţii optime saupentru obţinerea benzii de trecere, fără o creşteresuplimentară a coeficientului de zgomot al AFFI. ce aravea loc cînd aceste condiţii ar fi asigurate princuplarea unui rezistor în paralel pe circuituloscilant. Evident că, în cazul folosirii reacţiei,este recomandabil să se micşoreze la minimum G', careeste o conductanţă producătoare de zgomot, princuplarea directă a intrării tubului la circuituloscilant (p2 — 1).

Coeficientul de zgomot va fi dat de relaţia (2.32)în care în locul lui G'c, care se consideră nul, seintroduce Gr, adică:

, , Gr + 5G X + Rzg (G'c, +G r + G#F" = 1 -------------- -- ----------- • (2.54)

GQ

Condiţia de adaptare în acest caz este:GG = Gt -|- Gr (1 + A0), (2.55)

iar coeficientul de zgomot la adaptare devine:77 ___ 1 _i_ 4~ + RZg (2 G T -f 2Gr 4~ GrA0)2ZSai l~ G r + G r ( l + A0)

Regimul sensibilităţii optime va fi asigurat deconductanţa Gr, care reprezintă soluţia ecuaţiei:

dF,,

Fig. 2.18

64

(2.57)

ce se realizează prin cuplarea sursei desemnal lacircuituloscilant deintrare cuajutorulautotransformatorului a cărui priză px este dată derelaţia:

(2.58)

Coeficientul de zgomot în regimul sensibilităţiioptime se obţine înlocuind în relaţia lui F, relaţia(2.56):

* > zgad 5 N- •'

(2.59)

Pentru deducerea celorlalte relaţii de calcul estenecesar să se considere în schema echivalentă a etajului,tubul reprezentat prin schema sa echivalentă completă(fig. 2.18).

Aplicînd legea întîia a lui Kirchlioff în nodurile 1şi 2 rezultă :

K = Yt*Utt + YU (Utt + Uak)şi respectiv:

sau ordonînd termenii se deduc ecuaţiile liniare aletubului definite de matricea admitanţă de scurtcircuit:

ig = (Ygk + y ;a)ijgk + Y;auak; (z.eo) Ia = (S~Y;a)Usk + [Yak

- Yta)Uak,

dGr

adică

Gr = Gînlocuind relaţia (2.56) în (2.55)rezultă:

z9ad q

65

66

67

la care adăugîndu-se ecuaţiile curentului Ia =—Y ’IIak dinsarcină şi curentului Ig = —^aUgic de la „intrare, seobţine sistemul de ecuaţii liniare ce definesc complet unasemenea etaj.

Din acest sistem de ecuaţii se determină admitanţelede intrare şi ieşire, care vor fi evident diferite decele ale etajului fără reacţie.

Restul relaţiilor deduse — în absenţa reacţiei — înparagraful 2.1.1. rămîn valabile.

2.1.3. COEFICIENTUL DE AMPLIFICARE ÎN PUTERE

Pentru evaluarea influenţei zgomotelor celui de-aldoilea etaj al receptorului va fi necesară, conformrelaţiei (1.61), evaluarea amplificării în putere aprimului etaj. în cazul în care primul etaj este AFFI cutub în montaj cu catodul la masă, drept cuadripolproducător de zgomot s-a considerat tubul şi circuituldin grila sa (fig. 2.13 a). De aceea coeficientul deamplificare în putere, pentru această schemă, estedefinit ca raportul dintre puterea semnalului obţinutăîntre anod şi catod (Plcs) şi puterea generatorului (Pintr),adică:

A - Pief - ^ G'° - S2U2 s* °'G

I'inlr Gale IG Ga* Jg

Din figura 2.15 rezultă tensiunea dintre grilă şicatod:ig

GQ -f- Gc -f- Gt

iar amplificarea în putere va avea expresia:AP= _______, S2G°, _____ (2.61)

Gak{GG + Gc + Gt)2

La adaptare p2GG — G' -f GT, iar amplificarea în puteredevine:

s2

Av ---------------. (2.62)(G'e + Gt)

U,* = —------r-r- >

68

Comparînd relaţiile (2.61) şi (2.62) rezultă că, într-un regim diferit de adaptare, amplificarea în putere sepoa te calcula cu relaţia:

A, - (2.6J>

unde £ = ——- -----coeficientul de dezadaptare; a= —l + a2 Pad

— raportul de dezadaptare.Rezultă deci că, dacă sursade semnalnu este

adaptatăcu intrarea,aşa cum se întîmplă în regimul sensibilităţiimaxime, creşte influenţa zgomotelor etajului următorasupra sensibilităţii receptorului.

Această concluzie confirmă încă o dată avantajeleregimului sensibilităţii optime în defavoarea regimuluisensibilităţii maxime, mai ales în cazul în care acestultim regim cere o dezadaptare însemnată.

2.1.4. COEFICIENTUL DE ZGOMOT AL ETAJULUI AFFICU TRANZISTOR ÎN MONTAJ CU EMITORUL COMUN

Se consideră drept euadripol producător de zgomot,tranzistorul şi circuitul de intrare. Din punct de vedereal radio - frecventei, schema cea mai generală esteprezentată în figura 2.19.

La terminalele 1—1' se cuplează sursa de semnal prinautotransformator a cărui poziţie este determinată depriza :

fPi = - jf - < 1 ?■

Cuplajul intrării tranzistorului la circuitul deintrare

este caracterizat de priza:

<9 * = - £ < > •

Notînd

^ G O=-^=4 g°+- T (2-64)

Fig. 2.19 RQ p% p‘işi avînd în vedere schema echivalentă a tranzistorului

în montaj EC(fig. 1.19), în figura 2.20 a se prezintăschema echivalentă a etajului amplificator din punct devedere al zgomotelor interne, iar în figura 2.20 b,schema echivalentă din punctul de vedere al semnalului,unde:

^Z<JG i 4-kT0BR'Q] p 2_ r/2 i 772 •

z f f i n i r — ' z9e ’

2^inlr-)2 (U? ec + Uf ge + U\ D )

(2.65)

Calculînd rapoartele (?slPz B ) intr ŞÎ (Psl P z e ) ies Pe baza aces-tor scheme echivalente, se obţine coeficientul dezgomot sub forma:

înlocuind în relaţia (2.66), expresiile (2.65) şiavînd în vedere expresiile tensiunilor de zgomotprezentate în paragraful 1.2.6 se deduce:

70

Avînd în vedere că [25 ]:kTa . kT

f-E = ~U7 Ş1 ^ = 1/7relaţia coeficientului de zgomot, devine:

*0 2Ro l arc +)/ rK r„X\ 2i?0 2i?Q 2Rqve )

Cum rE <C rc rezultă :rn ' rc . *e + r c ri „„

TM.—r.<—; ——<■——1 >2RQ 2 RQ 2RQ 2RQV E iar

coeficientul de zgomot va avea expresia:

£* 1 + -2- + + ■J?0 + 'B '+ reY - T2. (2.67)i?0 27?q 2JX.~ , RQ r£

Pentru un regim static dat al tranzistorului,coeficientul de zgomot depinde de valoarea transferată arezistenţei R'0. El va deveniminimpentru acea valoare , carereprezintă soluţia ecuaţiei:

= 0,adică

I (^+ TE) + (TB + rE)\ (2.68)

Asigurarea acestei valori a rezistenţei R’0m sepoate face prin priza p±, cînd priza p2 asigurăbanda circuitului de intrare. Cu alte cuvinte, prizeledin circuitul de intrare trebuie să satisfacă următorulsistem de ecuaţii:

R : =

71

Go,„ = £ G0 + G-L ; (2.69)

Gi = = Gc-j~p\G0+ plGu.

72

unde Cl reprezintă capacitatea totală a circuitului deintrare.

Din prima relaţie a sistemului (2.69) se observă căregimul sensibilităţii maxime diferă de cel de adaptare,care impune satisfacerea condiţiei:

+ (2-7°) Daca prizele px şi p2

reprezintă soluţiile sistemului de ecuaţii, format dinprima ecuaţie a sistemului (2.69) şi ecuaţia (2.70),adică:

px = .]/-£*. | 1 -f -vi--11— ); (2.71)( G0 1 G 0 m - G n )

2G„P2°r ‘ f

Circuitul de intrare va asigura regimul sensibilităţiioptime. Acest regim se poate asigura cînd G'0>n > Gn, pentruca pzo t să fie real.

De asemenea, avînd în vedere că p2 p\, regimul sen-sibilităţii optime se va putea realiza cînd:

P2< 1,adică:

Evident, după determinarea prizelor, conformrelaţiilor (2.71) trebuie verificată condiţia de bandă:

S > + ^optGa + Gn . (2.72)cosCj

în condiţiile în care inegalitatea (2.72) nu estesatisfăcută, prizele ^şi/^se vor determina din condiţiade adaptare şi bandă.

73

Relaţia coeficientului de zgomot dedusă mai sus estevalabilă pentru frecvenţa /<< de la care încep îndcoeficientul de zgomot creşte rapid, ca urmare adependenţei parametrilor tranzistorului de frecvenţă(fig. 2.21)

La frecvenţe joase, coeficientul de zgomot este mareca urmare a zgomotelor „anormale" despre care s-a vorbitîn paragraful 1.2.6.

2.2.AFFI CU TRIODE ÎN MONTAJ CU GRILA LA MASĂ ŞI TRANZISTOARE ÎN MONTAJ CU BAZA COMUNĂ

2.2.1. SCHEME DE PRINCIPIU. RELAŢII DE CALCUL

La frecvenţe mai mari de 100 MHz, în scopul reduceriizgomotelor proprii ale AFFI, se foloseşte trioda în loculpentodei. Schema cu triodă. în montaj cu catodul la masănu se recomandă datorită slabei stabilităţi, ca urmare avalorii mari a capacităţii de reacţie Cga. Ridicareastabilităţii impune neutrodinarea reacţiei, ceea cecomplică construcţia AFFI, mai ales în cazul funcţionăriisale într-o gamă largă de frecvenţe. Folosirea triodei înmontaj cu grila la masă elimină acest dezavantaj.

Vh2ieFig. 2.21

Fig. 2.22

74

în figura 2.22 se prezintă schema de principiu a unuiasemenea AFFI, de tip cu alimentare-derivaţie.Tensiuneade intrare U2 se aplică între catodul şi grila tubului.Circuitul oscilant de intrare este cuplat în catod,fiind în serie cu elementele circuitului de negativareautomată RkCk.

în circuitul anodic este cuplat circuitul de sarcinădin care se extrage tensiunea U4, amplificată.

Comparativ cu etajul cu catodul la masă, schemaprezentată are o serie de particularităţi ce vor fimenţionate în continuare.

în circuitul de intrare grila şi-a schimbat locul cucatodul, deci tensiunea de ieşire este în fază cu cea deintrare. Tensiunea de ieşire fiind Uag iar cea de intrareUkg, amplificarea etajului cu grila la masă este:

GM ---- r -- - U kg

Cum Uag = Uak + ÎJkg

rezultă

adică, pentru condiţii identice, coeficientul deamplificare în tensiune al etajului cu grila la masăeste mai mare cu o unitate ca cel al amplificatorului cucatodul la masă.

Grupul de negativare automată fixează punctulde funcţionare al tubului pe caracteristica de transfer,în porţiunea liniară, fără curenţi de grilă. în acestecondiţii

componenta de radiofrecvenţă a curentului din circuitulde ieşire, trecînd în totalitate prin circuitul de

75

intrare, în etajul cu grila la masă apare o reacţietotală de curent.

Aceasta fiind negativă asigură o înaltă stabilitateetajului amplificator. în plus, ea creează la intrareaamplificatorului o admitanţă mare de intrare, egală cupanta tubului în montaj cu grila la masă (S^).

într-adevăr, curentul de radiofrecvenţă prin tub areexpresia Ias = SAUtg, iar admitanţa de intrare este egalăcu:

V- ^os______c1 tnfr — — '- ’A

şi are un caracter predominant activ; de aceea încontinuare se va vorbi de conductanţa de intrare, Gintr =produsă de reacţia totală de curent. Apariţia acesteiconductanţe pozitive şi mari este un indice alstabilităţii etajului cu grila la masă.

Totuşi prezenţa sa la intrarea etajului, şunteazăputernic sursa de semnal, micşorînd mult tensiunea laintrarea amplificatorului. Din acest motiv, adaptareaîntre etaje capătă în cazul etajelor cu grila la masă oimportanţă deosebită. De asemenea, consumul mare deputere în rezistenţa de intrare micşorează coeficientulde amplificare în putere al etajului şi lărgeşte bandacircuitului de intrare influenţînd astfel selectivitateasa.

Partea reactivă a impedanţei de intrare exercită o in-fluenţă neglijabilă asupra acordului circuitului deintrare datorită benzii sale largi sub influenţaacţiunii de şunt a părţii active (conductanţa mare deintrare).

O altă reacţie în etajul cu grila la masă este reacţiaparalelă de tensiune ce apare prin admitanţa Yak. înfuncţie de caracterul inductiv sau capacitiv alcircuitului de sarcină pe frecvenţa de reacţie, reacţiaprin Yak poate fi negativă sau pozitivă. Pe frecvenţa deacord tensiunea de ieşire fiind în fază cu cea deintrare, reacţia este pozitivă şi maximă. Ea este micăîn comparaţie cu cea negativă de curent, în- trucîtcapacitatea de reacţie Cat este micşorată de prezenţa

76

grilei pusă la masă, care joacă rolul de ecran pentruaceastă capacitate. Sub influenţa reacţiei respectiveapare o conductanţă negativă de intrare, care micşoreazăconductanţa produsă de reacţia negativă de curent şi oface dependentă de sarcină.

Reacţia prin borna grilei devine neglijabilă, dcoareceetajul lucrează fără curenţi de grilă.

Amplificarea în curent a etajului este egală cuunitatea, ca urmare a reacţiei totale de curent. Deaceea amplificarea în putere se obţine numai pe bazaamplificării în tensiune şi este evident mai mică, ca aetajului cu catodul la masă.

Tranzistorul se foloseşte ca element activ pentruamplificarea FFI, în montaj cu baza comună pentrufrecvenţe /> 0, 1/21, unde /21 reprezintă frecvenţa lacare | v2,! scade cu 3 dB faţă de valoarea sa la joasăfrecvenţă.

Schema de principiu sub forma sa cea mai generală esteprezentată în figura 2.23.

Reacţia de curent în acest caz nu este totală,deoarece IB=!= 0. dar foarte aproape de cea totală,deoarece IB lc. Din acest motiv toate particularităţileetajului cu grila la masă, caracterizează şi etajul cubaza comună.

Fig.2.24

77

Pentru deducerea relaţiilor de calcul se poate procedaca şi la etajele cu catodul la masă sau emitorul comun,pe baza schemelor echivalente obţinute prin înlocuireatubului sau tranzistorului cu schemele echivalentecomplete (fig. 2.8), la care se cuplează sursa de semnalşi sarcina. Mult mai comod este însă să se aplice metodamatricei admitanţei nedefinite pentru determinareaadmitanţelor de scurtcircuit ale tubului sautranzistorului şi să se de ducă apoi relaţiile de calculpe baza sistemului de ecuaţii liniare definite de aceştiparametri, completat cu ecuaţiile ce definesc curenţiidin circuitele de sarcină şi cel al sursei de semnal.Vor fi deduse relaţiile de calcul pentru etajul cu BC.Ele pot fi uşor particularizate şi pentru etajul cugrila la masă, avînd în vedere legăturile întreadmitanţele de scurtcircuit ale tubului şitranzistorului ce se pot obţine din schemele lorechivalente din figura 2.8.

Matricea admitantă nedefinită a tranzistorului este[3,18]

:B c E

B yn 3/12 (3'n “t~ 3,ia)[Ynl=C >21 >22 (jV'21 + 3^22)

E _ - (jVll+3/2l) - -(j'21+3’22)

3’n”t“3’i2+3’2i'T_ y

Prin tăierea liniei şi coloanei corespunzătoare bazei(electrodului comun) se obţine matricea de scurtcircuita tranzistorului în montaj BC [v. apendice

matematic]:

f r yu :yi2 y21 + y22 c L (^21 “i- ^22)Schema echivalentă cuadripolară a etajului va avea as-

pectul din figura 2.24 şi va fi complet definităde următorul sistem de ecuaţii liniare:Ie — 3’116Ueb + J-126Ucti, îc = yzvfieb ~t“ >226 Uci, ,

Ie = —Y'G Ueb:

LVl2by22b

yHb2̂1b

[y*] =

(2.74)

ViUcbUebÎg (^T

(2.73)

78

Din sistemul de ecuaţii (2.74) pot fi dedusetoate funcţiile de circuit ale etajului cu bazacomună.

a. Admitanţa de intrare se defineşte caraportul dintre curentul şi tensiunea de intrare.Pentru aflarea expresiei sale se înlocuieştecurentul Ic din ultima ecuaţie a sistemului(2.74) în cea de a doua. de unde rezultă:

77 ___ _______77 .ucb — ~7y ueb+ys

D in prima ecuaţie se obţine:

ytn lr= -4*-= (2.75)Ueb ^226 + Ya

înlocuind expresiile admitanţelor descurtcircuit ale tranzistorului cu baza comunădin matricea [Y„], relaţia(2.75) devine:

y,mr = Vn + 3^ + ^ ±£4?a - , (2.76)

unde:yu -~ v12 este admitanţa dintre electrozii deintrare ai tranzistorului (v.fig. 2.8a); SA = y2l +y22 —admitanţa de intrare produsă de reacţiatotală de curent, egală cu panta tranzistoruluicu baza comună;(yx-3 yia)ŞA — componenta admitanţei de intrareprodusă de y-22 + y s reacţia pozitivă de tensiune.

Relaţia (2.76) poate fi pusă şi

sub forma: v - v + v 4- (*'

-x intr — Jll + 3 12 ^

y 22 + YS

79

sau avînd în vedere că amplificatorul fiind debandă largă Y» » _a’i2 şi yu ~$> y12 se deduce :

Y,«(r ^ yu + -A ~ ; = yn + s4, (2.77)y& + Ys

unde Sd = ———reprezintă panta dinamică atranzistoru- ^22 + Ye

lui, care evaluează influenţa ambelor reacţiiasupra admi- tanţei de intrare a etajuluiamplificator.

Din relaţia (2.77), avîndu-se în vedere că larezonanţă- jtaC2Z =—jB's, rezultă expresiileconductanţei şi capaci tăţii de intrare:

Gintr — ^11 ~r ~r—~— = ^ii + (2.78)G -f- G22

Şi5 A Cne,

C i n t r = C n ---------------;-------- ^ c u , (2.79)+ G22

S G*unde Sd = — A s - reprezintă partea activă a pantei

dina-G 22 +

G Smice.

b. Admitanţa de ieşire:V ______ .^ ieş

utb

Din sistemul de ecuaţii (2.74) se obţine:3'flib yizb

^ ies 3’ 22i> ‘ “Vil b + YG

sauA> SA^’13 II OA\Yus = >22 — —------------- (2-80)

Yg + yn + yu + SaDacă se adună şi se scade y12, relaţia (2.80)

devine:

80

Yttj = >12 (>22 +>12) ° + ^ + ----Vl'‘8

»YQ + yu + y 11 +

iar dacă se neglijează în cel de-al doilea termenal relaţiei >12 Pe lîngă yxl şi J22 rezultă în final:

= - >12 + >22 —-- + y n —• (2-8i)YQ + yn + SA

Cum la rezonanţa circuitului de intrare estesatisfăcută egalitatea

jo>Cn = —■jB'a,

din ultima relaţie se deduc conductanţa şicapacitatea de ieşire, care sînt egale cu:

Gtl, = ~G12 + G22 , G «± G V— ; (2.82)GG + GU + SA

C ieş = -C12+C22—^±^------------ (2.83)G + Gu +

Relaţiile obţinute sînt, evident, valabile şipentru etajul amplificator cu grila la masă, dacăse fac următoarele înlocuiri în expresiile exacteale admitanţelor cîe intrare şi ieşire deduse maisus:

J'll"^3’l2= Ygk > 3'l2== Yga > J’zi' 3'l2~ ^ Ş*3'22_f_3'l2~^ak sauyn = Yst; y12 = - Yga; y21 = 5; y22 = Yalc în relaţiileaproximative.

în concluzie, relaţiile de calcul pentru AFFIcu grila la masa şi baza comună vor fi aceleaşica la orice etaj rezonant liniar, cu menţiunea căadmitanţele de intrare şi ieşire vor aveaexpresiile menţionate mai sus. Astfel,amplificarea în tensiune are expresia cunoscutăşi anume:

 = -hP fA , (2.84)

81

unde Yn = Yu + Y' — admitanţa totală acircuituluide sarcină. Bandade trecere a circuitului de intrare este:

. <%). - iâr-< 2- 8 5>

unde : Gr = p\Ga-f- p\ (Gn + Sd) + Gc ■— conductanţa Ia

rezonanţă a circuitului de intrare;Cj ^ C01 -f-C + plCyy — capacitatea totală a circuitului deintrare;

p1 = <<1 şi P2,— <1 — prizele cecaracterizează cuplajul sursei de semnal şi, respectiv, alintrării tranzistorului la circuitul de intrare.

In mod analog banda circuitului de sarcină vafi:

Pri-'-ik- < 2 ' 8 6 )

Evident, în expresia lui Gu şi CJJ se vor folosipentru G■ te expresia (2.82), iar pentru CUţ expresia(2.83).

c. Coeficientul de amplificare în putere.Amplificarea în putere a semnalului, considerîndetajul AFFI în gol, necesară evaluării influenţeizgomotelor etajelor următoare -asuprasensibilităţii receptorului este egală cu:

Ap =

sauA — _______-^4 lg ______p

('GQ + Gin(r)a Gies IQ‘

care după înlocuirea relaţiilor (2.78) şi,respectiv (2.82), în care se consideră Sd = SA,devine:

A ^ ---------- (2.87)p G 22 (G£ + Gn) (G'a + Gn + SA)

Gg

la

2

83

Din relaţia (2.87) se vede că, amplificarea în putere depinde de GQ, adică de modul cumeste transferată conductanţa generatorului de semnal la intrarea elementului am-plificator. De aceea, amplificarea în putereva deveni maximă, pentru acea valoare GQ = G'a care satisface e- cuatia:GĂ* = j Gjj (Gn

+ SA)

şi are expresia

(2.89)

într-un astfel deregim, conductanţa şicapacitatea de ieşirese vor obţine dinrelaţiile (2.82) şirespectiv (2.83), încare G'a este egală cuG'G (relaţia 2.88).

Adaptarea surseide semnal cu intrareaetajului, care

(2.88)

A

84

reprezintă condiţiatransferului maxim deputere de la sursă laintrare, nu coincideînsă cu regimulamplificării maxime*care înseamnătransferul maxim deputere de la sursă laieşirea etajului.într-adevăr condiţiade adaptareGâad = ('n + Sa

diferă de condiţia(2.88)corespunzătoareamplificării maximeîn putere.De aceea, mai ales cînd un asemenea AFFI este primul etaj al receptorului, se recomandă folosirea regimului de adaptare,în dauna transferului maxim de putere de la sursă la ieşire. în regim de adaptare, amplificarea în putereeste determinată de relaţia:

(G„ + Sa)G22 (2Gu + Sa) (2Gn + Sd + SA)

(2.90)

(2.91)

A.

85

iar ieşirea va ficaracterizată deconductanţa de ieşireGieSad în paralel cucapacitatea CieSaă, acăror expresii seobţin din relaţia(2.82) şi respectiv(2.83), în care seintroduce condiţia deadaptare (2.90).

Adaptarea ieşiriietajului amplificatorcu sarcina serealizează în cazulde faţă, dacă

G,,==GSi

ie?ad S

86

iGs = Gt„ . !'2.92)

2“ 2G,j + 5, + S A '

înlocuind în relaţia (2.92) panta dinamicăc __ SAG, ---^

rezultă conductanţa de sarcină, care încondiţiile adaptării intrării cu sursa de semnal,realizează şi adaptarea la ieşirea etajului:

Ci., = ~^=r • (2-93)]/, , id.1 ^ Gn

în acest caz, Sa = Sllad şi are expresia

s,„ = -■ (2.94)

şi se asigură, dacă elementele circuitului desarcină satisfac condiţia (pentru schema din fig.2.23):

= + ( + G t n t r ( 2 9 5 ) P I P aCircuitul de sarcină va trebui însă să asigure

şi o anumită bandă de trecere impusă de spectrulsemnalului recepţionat,de aceea conductanţa la rezonanţă a circuitului de sarcinăeste necesar să satisfacă şi condiţia:

co5 C J J S = p\Gu?1 + w5C//5c -f- P\[GŞ + G intrJ, (2.96)

U XJp3 = —— -< 1 şi pi = —— <C 1 reprezintă prizeleceUn UJJ

caracterizează cuplajul ieşirii tranzistoruluiamplificator şi, respectiv, intrării etajului

87

următor la circuitul de sarcină; C'intr2 —conductanţa de intrare a etajuluiurmător.Satisfacerea simultană a condiţiilor(2.95) şi (2.96) este posibilă prin alegereacorespunzătoare a unui grup de două variabile,care să reprezinte soluţiile sistemului format deaceste două ecuaţii. Pentru început, considerîndGş = 0 se vor alege drept variabile ale acestuisistem, prizele p3 şi pi- Acest mod de rezolvare aproblemei este posibil dacă prizele p3 şi p4satisfac inegalităţile:

pz < 1 şi pi < 1.în caz contrar se aleg ca variabile una din

prize şi conductanţa de şunt sau capacitatea C}1

şi conductanţa Gy

După calculul circuitului de ieşire se trecela calculul circuitului de intrare, care, pelîngă adaptarea cu sursa de semnal (relaţia2.90), va trebui să asigure şi banda de trecereimpusă (2.85).

Evident, pentru oricare valoare a conductanţeide sarcină G', calculul trebuie condus în acelaşimod, în scopul satisfacerii cerinţelor impuseetajului amplificator.

2.2.2.STABILITATEA ETAJULUI AMPLIFICATOR CUGRILA LA MASĂ

în etajul cu grila la masă există, după cum s-a arătat, două reacţii. Reacţia negativă decurent, care creează o componentă activă aadmitanţei de intrare egală cu panta tubului S4,nu poate produce autoexcitaţia etajului ampli-ficator. Reacţia paralelă de tensiune are locprin admitanţa Yalc. Mărimea sa depinde de valoareaşi natura sarcinii etajului. Această reacţiegenerează o componentă negativă a conductanţei deintrare şi poate produce autoexcitaţia etajului

88

amplificator. în relaţiile de calcul deduse s-aţinut seama de prezenţa reacţiei prin componentaactivă Gak a admitanţei Yak, ceea ce a condus laapariţia componentei Să a conductanţei de intrare,aşa că pe frecvenţa de rezonanţă reacţia are locprin capacitatea Cak.

Se consideră că etajul funcţionează stabil,dacă amplificarea sa la rezonanţă satisfaceinegalitatea:

co Cofc

89

k1

------II-----

_ ... 3 .. 2.

O

” 1»Cgk

u

b

unde Cat reprezintă capacitatea anod-catod atubului in montaj cuerila la masă.Reacţia poate fimult micşorată prinfolosirea neutro-dinării de tipulfiltrului dop cuplatîntre anod şi grilăsau prinintroducereainductantei L îngrila tubului(fig.2.25a). în

acest ultim caz, inductanţa Lg împreună cucapacităţile parazite, formează un cuadripol caîn figura 2.25 b. Evident, inductanţa Lg trebuiededusă din condiţia ca admitanţa de reacţie aacestui cuadripol, să fie nulă.

Matricea admitantă nedefinită a schemei dinfigura 2.22 b.este:

Avînd în vedere că terminalul 4 este la masă,iar terminalul 3 este inaccesibil, admitanţa descurtcircuit a cuadri- polului de neutrodinare vaavea expresia:

sL„

S {Cgk + C ga) 1-s C „

Fig. 2.25

- s C .

S(Cglc 4“ C ak ) SCaj.'sCak s ( C g a + C a k ) - s C g a

001

si.,

1sL n

lU„] =

Cok

90

iiJ

[ Y. , [ Y 12] [ Y : A ] [ Y 2 i],

(2.98)I Y

91

unde î

înlocuind matricile [Y^] şi [Y2|] date mai sus înrelaţia matricială (2.98), rezultă

:deundeseobţine

}_ T s (C gk J rC ak )A —s 2 C‘f Jk —$C ak A s 2 C gk C ta "I 4 L -sC a]t A-

s*C ta C tk -~s>q a + s (c ek +c ea )Ay

}

cir j_r \ ___________

[Yaa] =s (C gk + C aa ) + -L

S2Lg (Cgk + Cga) + 1

92

admitanţa dereacţie acuadripolului deneutrodinare, caretrebuie săfienulă,adică:

ls2Lg(Cgk +C e a )+ l ] +s*CgkCea =0,SLg

deunde

pentrus = ja>

sededuce

:(2.99)

Dacă Lg sedetermină curelaţia(2.99),reacţia prin

93

capa-citatea Cak

esteneutrodinată. Eanu vamaiinfluenţacapa-cităţile deintrare şiieşire, careîncalcule seiauegalecucelestatice,dintreelectroziirespectivi.

2.2.3.COEFICIENTUL D

94

E ZGOMOT AL ETAJULUI AFFI CU GRILA LA MASĂ

95

Se consideră drept euadripol producător de zgomolti bulşi circuitul deintrare. Schemasa dinpunct de vedereal radiofrecvenţei este prezentată în figura2.26. Prizele ce

ce caracterizează cuplajul circuitului deintrare cu sursa de semnal şi cu intrarea tubuluisînt:

Pi = — <1 si pz = — <C 1. ri v , rzv ^

Schema echivalentă din punct de vedere alzgomotelor, pe frecvenţa de rezonanţă, a tubuluicu grila la masă(fig.2.27) se deosebeşte de cea a

tubului cu catodul la masă(fig. 2.14), doar prinprezenţa conductanţeisuplimentare de intrare,egală cu panta dinamică Sd.

Această conductanţă suplimentară fiind „rece" vainfluenţa în aceeaşi măsură atît puterea desemnal, cît şi puterea de zgomot de la ieşire(dintre catod şi grilă); de aceea coeficientul dezgomot va avea aceeaşi expresie (2.32), ca şi încazul AFFI cu catodul la masă. Aceasta înseamnăcă el este minim, cînd este satisfăcută condiţia(2.37) şi are în regimul sensibilităţii maximeexpresia (2.38).

Avînd în vedere că, în cazul de faţă, condiţiade adaptareeste:P2Ga = G + Sd

regimul sensibilităţii maxime (relaţia2.38) se obţine pentru o puternică dezadaptare laintrare care evident nu este indicată.

Coeficientul de zgomot la adaptare areexpresia:

Fig. 2.26

(2.100)

97

de unde, se observă că el poate fi minimizat,fie prin conductanţa G'c ce intră în expresia luiG, fie prin conductanţa „rece" Sa (adică prinsarcina G's).

Deoarece conductanţa G’c este producătoare dezgomot se recomandă reducerea ei la minimum (p2 =1) şi minimizarea coeficientului de zgomot prinpanta dinamică S„, care fiind „rece" poate aveaorice valoare.

Considerînd deci G'c = 0, relaţia (2.101)devine:

F = 1 + -?T + Rzg (2Gt - (2.102)JM sd

Regimul sensibilităţii optime se va obţinepentru acea valoare a pantei dinamice S l t 0 i t l , careva satisface ecuaţia:d F t „ad~dS'd

adică:Coeficientul de zgomot în acest caz are

expresia:

F = 1 + 2RZgGx + 2 , -Î/V../,; + , (2.104)

care este identică cu relaţia (2.38), pentru G=G T. Rezultă aşadar, că sensibilitatea optimă esteegală cu cea maximă. O asemenea concluzie era deaşteptat, deoarece realizînd regimulsensibilităţii optime printr-o conductanţa „rece"(Să), ea a luat acea valoare optimă (2.103) pentrucare zgomotele etajului sînt minime.Ori zgomotele minime sînt cele din regimul sensibilităţii maxime. Avantajul regimului sensibilităţii optime constă în faptul că simultan cu zgomotele minime, realizează şi adap-tarea, în timp ce regimul sensibilităţii maxime

(2.103)

i .

0,

Sal in

G x

98

asigura acelaşi coeficient de zgomot, dar în condiţiile unei deza- daptări puternice.

Pentru asigurarea acestui regim trebuie deci satisfăcută condiţia (2.103), care se asigură prin conductanţa de sarcină, conform relaţiei:

SAG A sovt

99

t

cu care să se rezolve sistemul de ecuaţii. Cavariabile se fixează mai întîi prizele şiconsiderînd G = 0 (în. schemă se introduce undrosel în locul rezistenţei de şunt cînd schemaeste cu alimentare-paralel). Dacă valoarea lorrezultă mai mică ca unitatea, problema seconsideră rezolvată. în caz contrar, se alege caset de variabile una din prize şi G§ saucapacitatea Cn şi conductanţa de şunt Gş.

După determinarea elementelor de sarcină secalculează circuitul de intrare, care trebuie săasigure adaptarea (relaţia 2.100) şi condiţia debandă.

2.2.4. COEFICIENTUL DE ZGOMOT AL ETAJULUI AFFICU BAZA COMUNĂ

Coeficientul de zgomot al etajului cutranzistor în montaj cu baza comună se deduce lafel ca şi în cazul etajului cu emitorul comun,avînd în vedere că în acest caz:

Cum rc rB se obţine şi pentru AFFI cu baza comunăaceeaşi expresie a coeficientului de zgomot, caşi pentru AFFI cu emitorul comun (relaţia 2.67).Regimul sensibilităţii maxime se va obţine dacărezistenţa R’0 va satisface relaţia (2.68) diferitămult de condiţia de adaptare, care este:GVad = GH + S*' (2.10

9)

100

Coeficientul de zgomot în regim de adaptare se obţine înlocuind în relaţia (2.67) condiţia (2.109), adică:

Şi în acest caz, regimulsensibilităţii optime

se va realiza prin conductanţa„rece" Sd care asigurăvaloarea minimă a relaţiei(2.110), adică:

r2 Gn. (2.111)(2rB + rE) + T 2 (rB + rE)"

Din relaţia (2.111) rezultă că regimulsensibilităţii optime poate fi realizat cînd termenul pozitiveste mai marc decît conductanţa de intrare Gn.

Asigurarea valorii optime a pantei dinamice Sd se face, ca laetajul cu grila la misă, prin intermediul sarcinii.

2.3.CASCODA2.3.1. CASCODA CU TUBURI

Din analiza AFFI cu grila la masă şi baza comună s-a -ajunsla concluzia că ele au o amplificare în tensiune suficient demare în condiţiile unei bune stabilităţi şi a unui nivel redusal zgomotelor interne.

Aceste amplificatoare au însă o serie de dezavantaje -esenţiale. Conductanţa de intrare fiind mare, şuntează puternicsursa de semnal, micşorînd transferul de putereşi .selectivitatea etajului anterior sau a circuitului deintrare. De asemenea, amplificarea lor în putere este mică, pede o parte ca urmare a consumului mare de putere în conductanţade intrare, iar pe de altă parte din cauza faptului că ea seobţine doar pe baza amplificării în tensiune. Ca atare, creşteinfluenţa zgomotelor etajelor următoare asupra sensibilităţiireceptorului.

Tendinţa de eliminare a dezavantajelor acestor etaje şi depăstrare a avantajelor lor a condus la elaborarea unei noischeme numită cascodă.

Schema de principiu a cascodei cu tuburi, sub

F. = 1 | r B + -y j(^ll + Sd)+

(2.110)

D + ( r l î + ?e) (G 11 + ■Sfi)] 2 p 2 2'j.-y / :

(Gu + Sd)

a0Pt

Cascoda este formată din două etaje: primul cu catodul(emitorul) la masă, iar al doilea cu grila (baza) la

masă. In cazul folosirii tuburilor ca elemente active,cascoda se realizează cu triode, care au zgomotele

interne mai reduse ca pentodele (produsul R2gGz mai mic).

101

forma sa cea mai generală, este reprezentată înfigura 2.28.

Primul etaj are sarcina un circuit singular,chiar în cazul funcţionării amplificatoruluiîntr-o gamă largă de frecvenţă. Fiind puternicşuntat de conductanţa de intrare a celui de-aldoilea etaj, bobina L1 nu se prevede cu miezreglabil, ci împreună cu capacităţile parazite înparalel pe ea, formează un circuit oscilant,rezonant aproximativ pe frecvenţa semnalului saupe mijlocul gamei frecvenţelor de semnal.

Intrarea etajului cu grila la masă se cupleazădirect la circuitul de sarcină al etajului cucatodul la masă, deoarece adaptarea între acesteetaje este practic imposibilă, datoritădiferenţei apreciabile ce există întreconductanţa de ieşire a primului şi cea deintrare a celui de-al doilea etaj.

O cuplare prin autotransformator a etajelorcascodei permite creşterea amplificării primuluietaj, dar reduce stabilitatea sa.

DroselulLdr serveşte pentru alimentarea anodicăa tubului Tv El poate fi înlocuit cu o rezistenţă,dar în acest caz cresc zgomotele etajului cugrila la masă.

Amplificarea la rezonanţă a primului etaj este:

unde:Gies = Gak reprezintă conductanţa de ieşire a tubului cu catodul

la masă; Ge = o>s C2Sc —conductanţa la rezonanţă proprie acircuitului de sarcină a primului etaj; Gintr2 — Ggk„ + ■—conductanţa de intrare a etajului cu grila la masă; — panta tubului T1.

Cum Ginlr" ^ S2 :§> GiCf -f Gc , amplificarea în tensiune aetajului cu catodul la masă devine:

GUf t + S + Gintr2Cs

102

iar în cazul folosirii tuburilor identice în cele două etaje alecascodei A0 ^ 1.

Obţinerea amplificării în tensiune mici a primului etajasigură o bună stabilitate etajului cu catodul la masă, deşieste realizat pe triodă, care are capacitatea de reacţie Cgo mare.

Amplificarea în tensiune, la rezonanţă, a etajului cu grila lamasă este:

în care G2 = G{e + G^ + fi\Gintr exprimă conductanţa la rezonanţă acircuitului de sarcină a etajului cu grila la masă.

Amplificarea la rezonanţă a cascodei, avînd în vedererelaţiile (2.112) şi (2.113), este:

Aoc= A0j A0]J = p2 —r~’ (2-114)2

iar amplificarea curentă, notînd cu Y2 admitanţa de sarcină atubului T2, va fi:

Âc = p 2 ^ ~ , (2.115)

de underezultă că din punct de vedere alamplificăriişial caracteristicii de frecvenţă, cascoda este echivalentă cuun etaj cu un singur element activ, care ar avea panta tubuluimontat cu catodul la masă şi sarcina etajului cu grila la masă.Din această observaţie se pot trage o serie de concluzii foarteimportante, ce vor fi prezentate în continuare.

Amplificarea în tensiune a cascodei este dată de etajul cugrila la masă. Prezenţa etajului cu catodul la masă asigurăcascodei o conductanţă de intrare mică, înlăturînd principaluldezavantaj al etajului cu grila la masă.

Primul etaj avînd amplificarea în tensiune mică asigurăo amplificare mare în putere, datorită diferenţei mari dintreconductanţele de ieşire şi intrare.

într-adevăr, amplificarea în putere a etajului, a

Ui e ş G l n l r , t Gg k + S4— - ------— =-------->* L T { n i r

G inlr t Ggk

va fi mare şi aproximativ egală cu raportul —— (care estede ordinul zecilor sau sutelor) înlăturîndu-se astfel un altdezavantaj al etajului cu grila la masă.

Selectivitatea cascodei este dată de circuitul de sarcină alcelui de-al doilea etaj, deoarece sarcina primului etaj esteputernic şuntată de conductanţa de intrare a etajului cu grila lamasă.

Uneori pentru ridicarea stabilităţii sau pentru asigurarearegimului sensibilităţii optime a etajului cu catodul la masă,reacţia prin capacitatea C g a se neutrodinează. Neutrodinarea sepoate face prin folosirea unui filtru-dop între grilă şi catod,

103

format dintr-o bobină L„ şi suma dintre capacitatea de reacţieC g a şi capacitatea parazită C p a bobinei, înseriat cu ocapacitate de separare C, (fig. 2.28).

Evident capacitatea condensatorului de separare C, trebuie săfie de valoare mare pentru a nu influenţa acordul circuitului deneutrodinare.Dezavantajul unui asemenea circuit de neutrodinare este legat de dependenţa de frecvenţă a elementelor sale. De aceea, la lucrul în gamă trebuie schimbată bobina L n , odată cu elementele circuitului de intrare şi ieşire ale cascodei, care asigură funcţionarea în gamă a amplificatorului. î

asemenea situaţii se recomandă folosirea cascodeicu circuitul de neutrodinare în punte (fig.2.29).

Intrarea tubului este cuplată pe o diagonală apunţii y iar ieşirea, pe cealaltă diagonală.Capacitatea de reacţie C g a formează una dinlaturile punţii (fig.2.30).

Pentru ca transferul să se facă numai printub, de la diagonala de intrare g — k 1 a punţiila cea de ieşire a — k? puntea trebuie să fie iaechilibru. în aceste condiţii, evident reacţiaeste neutrod:nată.

Condiţia de echilibru este:Yga Qlcy, “ y, ’

(le unde rezultă condiţiile de echilibru:G o ic

G„ C„din anularea părţii imaginare a relaţiei (2.116) şi

(2.118)

din egalitatea părţilor reale.Satisfacerea simultană a condiţiilor de

echilibru se realizează prin determinareacapacităţilor C 1 şi C 2 ca soluţii ale sistemuluide ecuaţii (2.117) şi (2.118).

De data aceasta elementele circuitului de

nFig. 2.29

neutrodinare*. nu depind de frecvenţă.Schema circuitului de intrare se poate pune şisub forma prezentată în figura 2.31, de unde se

deduce capacitatea sa

care, împreună cu inductanţa L x , asigură acordulsău pe frecvenţa semnalului recepţionat.Pentru calculul amortizării rezultante şi a coeficientului de transfer se definesc mai întîi prizele capacitive n şi n l ce caracterizează cuplajul intrării cascodei şi respectiv admitanţeiY 2 = G2 -f j toC2 la circuitul oscilant

:Conductanţa circuitului deintrare cînd antena este decuplatăare expresia:

G = GC i + + n%G 2G

şi determină amortismentul 8'=—•’ 01c

Sub influenţa antenei,amortismentul circuitului va creşte.Dacă antena este adaptată cu un fidercu impedanţa caracteristică Z r ,conductanţa totală a circuitului deintrare va fi:

Ge = G + n\g,unde: n A constituie coeficientul detransformare ce defineşte cuplajulprin transformator al antenei lacircuitul de intrare;p = — ----conductanta caracteristică afiderului de antenă.O y i

** cBobina de cuplaj L A , pentru a

asigura cuplajul minim în condiţiileadaptării intrării cu sistemul-antenă-fideri* trebuie să satisfacăcondiţia [10]:

Conductanţa totală la adaptare G t= 2G asigură amortismentul 8=28' ,pentru care coeficientul de cuplajeste minim k m = ^28' , iar coeficientulde transfer al circuitului de

Cga + Cj c.gk + C2

intrare, pînă la intrarea cascodei,este:

Kci = ~Ţ ~~~r • (2-121)

Tuburile cascodei analizate sîntdin punct de vedere continuu în serie; de aceeatensiunea sursei E a trebuie să " fie maimare ca dublul tensiunii anodicea unei jumătăţif de triodă.

Grila celei de-a doua triode, din punct devedere alînalteifrecvenţe este pusă la masă princapacitatea C3, iar dm punct devedere continuu se află la unpotenţial pozitiv mai mic cu cîţivavolţi faţă de potenţialul catodului(egal cu al anodului primei triode)cerut de negativarea grilei înpunctul de funcţionare ales.

Fig. 2.31

107

Sarcina etajului cu catodul la masă este de tipul cir-cuitului în TC , cu inductanţă-serie [12] pentru care se defi-nesc prizele p 3 şi p i ce caracterizează cuplajul ieşiriietajului cu catodul la masă şi respectiv al intrării etajuluicu grila la masă cu circuitul oscilant (f;g.2.30);

Cinlr„Ci ! Ci , C/_C i + C i

r

^'gk

U?

Ci + C2 Cg

u,v,

E LlTr

Pi

1

c .g k

^1 + -^3unde U a reprezintă tensiunea anodică a unei

triode.Cga Cgk

k

D*

- u ST jiCi =c2 Hg2

undeC\ C X C , CgaCq

lcla ieşirea etajului cu catodul la masă; C(„,f —capacitatea de intrare în etajul cu grila la masă.

Acest circuit, fiind şuntat de conductanţa deintrare în etajul cu grila la masă, are o bandă foartelargă şi poate funcţiona, fără un acord suplimentar,într-o gamă foarte largă. Funcţionarea cascodei în gamăse asigură deci prin acordul circuitelor sale deintrare şi de sarcină.

La dimensionarea elementelor circuitelor dealimentare trebuie să se ţină seama că cele două triodesînt legate în serie din punct de vedere continuu.

De aceea divizorul R v R a şi R t trebuie astfeldimensionat îneît tensiunea pe R s să fie mai mică decîtpotenţialul catodu- lui triodei din dreapta, cu mărimeaE g necesară asigurării punctului de funcţionare static,adică:

2 U a

+ C a k reprezintă capacitatea de

108

Schema echivalenta a cas- codei din punct devedere al radiofrecvenţei este prezentata înfigura 2.33.

Cele două tranzistoareformează un nou elementactiv.Dacă se dispune de matriceaadmitanţă de scurtcircuit a cuadripoluluiîncadrat prin dreptunghiul punctat, calcululcascodei se poate face la fel ^ ^ cu cel aletajelor AFFI prezentate pma acum. Cea maisimplă metodă de aflare a matricei admitanţeide scurtcircuit a cascodei este metoda matriceiadmitanţei nedefinite. Se notează terminalele

fiecărui tranzistor m ordineabază, colector, emitor,pentru a se putea folosi

în scrierea admitanţeinedeti-

Fig. 2.33

nite parametrii de tip y aitranzistoruluj în emitor comun,

franzistorii se considerăidentici. ,.. „ i•Matricea admitanţă nedefinita a cascodei va fi suma matricelor admitanţelor nedefinite ale celor două tranzistoare considerate ca avînd 6 terminale fiecare, adică

:

a 2_.r^-P P

'—>•O•

O) p 7) <“Kpc

O(D

>-»>3 „ _s<ţ OJ 3r+ O)fi.îi >c i—''>Tj^ Puhrj OO HH* *Sri-°S

pO-O«372P £

o>C/5nOO>nejHW>NC/JHO>aw

B(/)H>gppO £3 Pr-t~hrjOP S3CTi*“tt-i.O 3 f+M I pOCN-t 3(t>m nJţ1

O) O- g.£H-«™ ^p £•“i P c*“■* c,rD y(/!►— ^rt>*“ cl2o cn Sten2-a> . a

&

.■ p *4*o £:-> rc 3> S . ^ 3hr! Ohr-ţ2 o> p ^P r-t-*-Ha'r-'11

k- jL C3 ^^ ft fu <Ti N-< S“:« s t!::1 Sn5’°-P 2-^ (ţ o3'frc £ o $tfg £3rT n.d> n Pp1. in p^ o> c«

i." r’t“^>Hd Q Pg^grc s- mS-^ s.S o< O I-l305 w o3 CL o -rt-oid p< 0rt- r\ UM ’ PnT* ^3. p ^^1^ N ^ 52.CTQ §p § 9 3 Src 3 M

îrt * Or"t~ îr»P «-»• <-D Pf - i Q3 i—i V3pc T CD pc

rD

■(>11■

(>

21

A000

>12>22'

(>120 oo

>11>21

-(>11 +>2l) 0 oo

+ >22)[y.>

0 0 00 0 00 0 0>11 >12 M

I-l

—1<N*

3^21 >22(>n +>21)

- (>12 + >22) A

+ >12)+ >22)

+ >12)+ >22)

1T1 2 6 t2 5

12

<ro'S'î°<̂2

OOoBS32<-+•£L>-*■dP £

ocsh—opNp<

CO£-p^"lCi o

• e

prDn̂N )-*-ţcrq y.2°3MS £££■o4"M

3 d

V)Q_,rDt-Ip

3 H

p-S-Ppc'“l p<• ^O&* oct>>—

'J)

r*t- -g^d P3 ^r&oP>73

w>-i D•OO-o

D-O

C/)Ş<OO P

t/J OO O-

PoC

C Cr t>roţ3» -<■+-fhpc<T>P NP<

1

+NH

cti0)

<L><L>T3a)>

<Uo

o ?\4-<s

+ a w

+ + +

vo+(S

ţ /j -«o

NÎN

d<r-i<1)0)rt0)T>

>H

dfiajOOcj

+iH03

■+(MrH

+

IICD.fifi

jg3rtfi

fii-io

}M

fiot / i<DT3

ooVHctfO

•S

s>CJ

(n -*->-

IOTp+ +i NfOio

>3GC3

0)■4-*căUfi

rtO+->>rtfifio<c/î0)UOCJ

fici

rtoo

Oo•N

•firt

xs-S>ctfH

cjOOo

rOr-J

<SJ

aJ

fi £

+ +”

£

>rt

N2O

?N

tS1

+«i-5•HrHÎS

>rjNdoBU

OS-HvO

T3

fi<•-«>ctf

3

rt

oeONri

o

rtfi

ficj

<N

o

+CA

+oi c\*

£ §1 H.5a; 2

o

(N-h

_ +CIC3rHCJ -

?s

+rO

Oi.>4->Oa>O,

2

Din matricea (2.123) rezultă admitanţele descurtcircuit ;ile tranzistoarelor în montajcascod şi anume:

V = yn ̂22 + A) ~ y 12 y n _ y n A + Ay ^- Uc y»„z + A y22 + A

unde A_y = _yny 2 2 — y 1 2 yz 1 este determinantulmatricei ad- initanţei de scurtcircuit a unuitranzistor.

Cum admitanţa y 1 2 i este mică, y-^yn <§: y n y 22 şi&y = = 3’ii3'22 relaţia (2.124) devine:

J'nc = yu,ceea ce confirmă că admitanţa de intrare acascodei este dată practic de admitanţa deintrare a etajului Cu emitorul comun.

Admitanţa de reacţie a cascodei cînd intrarease află în, scurtcircuit este:

j ’ i 2 c - y ~^.±y^ < v]2, (2.125)c y22 + A

fapt ce explică marea stabilitate a cascodei.Admitanţa de transfer, cînd ieşirea se pune în

scurtcircuit estey^±lA , ( 2 A 2 6 }c y 2 2 +A

iar admitanţa de ieşire, cînd intrarea se află înscurtcircuit, are expresia

^22 (y22 + A) - (y12 + y22) (y21 + y22) ̂ ̂ J22. — ; - ---------- JX22-

C ^22 + AOdată determinaţi parametrii de scurtcircuit

ai cascodei se pot scrie ecuaţiile liniare cedescriu cascoda şi anume r:

-^î — yn e + yi2 c u 2 \

i2 = y%\ e Ui + y 22 o U 2; (2.128)

3

Â= -UiY 'a) h = -U&,Din figura 2.33 rezultă: )

JY G — - to C 1

de intrare, fără a se ţine seama de y llc; G x şi C,conductanţa şi respectiv capacitatea totală în paralelpe bobina L 1 a circuitului de intrare ;

i—admitanta circuitului

Y s = — + / (coC 2P 3 \

de sarcină, fără a ţine seama de _y22c,' G2 şi Ca —conductanţa şi respectiv capacitatea totală în paralelpe bobina L 2 a circuitului de sarcină.

Cum v12 < y12, reacţia se poate neglija şi ecuaţiile(2.128) se simplifică. Cu alte cuvinte şi în acest cazrelaţiile de calcul vor fi aceleaşi cu cele ale unuietaj liniar rezonant, în care admitanţele descurtcircuit ale elementului activ sînt yu e *3,2i(. ŞÎy 22c determinate mai sus.

Coeficientul de zgomot al cascodei este dat derelaţia

(2.129)

Dar întrucît A p este mare se poate considera căsensibilitatea cascodei este dată de coeficientul dezgomot al etajului cu emitorul comun F ! g .

— admitanţa circuitului

4

V

5

C A P I T O L U L I I I AMPLIFICATOR CU

TRIODE FAR

3.1. GENERALITĂŢI

Pe măsura creşterii frecvenţei de lucru,funcţionarea amplificatoarelor cu tuburielectronice obişnuite şi circuite cu constanteconcentrate, prezentate în capitolul precedent,se înrăutăţeşte datorită influenţei timpului detranzit al electronilor.

Influenţa timpului de tranzit are ca efectapariţia conduc- tanţei de intrare, dependentă depătratul frecvenţei, care fiind în paralel pecircuitele de sarcină reduce impedanţa lor larezonanţă, lărgindu-le benzile de trecere.

Practic amplificarea la rezonanţă a unorasemenea etaje, începînd de la o anumităfrecvenţă, poate fi considerată inversproporţională cu pătratul frecvenţei, adică:

Pentru o anumită frecvenţă, denumită frecvenţa-limită a tubului, amplificarea etajului devineegală cu unitatea. Depăşirea frecvenţei-limităface neraţională folosirea amplificatorului.

Frecvenţa-limită rezultă egală cu

(3.1)mA

în cazul în care panta S se introduce în , iar

6

b în jxS/MHf.

7

Relaţia (3.1) arată, de exemplu, că pentrupentode 6JIP, care are S — 5,2 mA/V şi b = 0,017ljxS/MH*, frecvenţa- limită este /, = 550 MHz.

Evident, folosirea amplificatorului va firaţională dacă frecvenţa sa de lucru este mult maimică decît frecvenţa-1 imită a tubului electronicutilizat ca element activ. Din acest motivpentcdele miniatură se recomandă a fi folositedoar pînă la frecvenţa de 100 MHz. Aceastălimitare este legată şi de faptul că, pe de oparte, peste frecvenţa amintită cresc multzgomotele (coeficientul de zgomot al etajului cutuburi, s-a văzut, este o funcţie de produsulR, g G.), iar pe de altă parte, începe să semanifeste influenţa inductanţei parazite a grilei-ecran (fig. 3.1), care nu mai permite decuplareaecranului.

într-adevăr, oricît de mare ar fi condensatorulde decuplare C g t odată cu creşterea frecvenţeireactanţa coZ- 2 creşte şi deci tensiunea de înaltăfrecvenţă a punctului A se va mări.

De aceea, peste frecvenţa de 100MHz folosireatriodei, care, deşi nu asigură o amplificare maimare a semnalului, este mai indicată, întrucît nuprezintă dezavantajele pen- todei.

Folosirea triodelor miniatură pînă la frecvenţede 300- 350 MHz asigură receptoarelor de FFI osensibilitate mai bună decît în cazul pentodelor.

La frecvenţe mai ridicate se folosesc tuburispeciale de FFI, la care s-au luat măsuri dereducere a influenţei timpului de tranzit(distanţe mici între electrozi) şi inductanţelorparazite, cum sînt tuburile subminiatură şi far.Primele acoperă ecartul superior de frecvenţe dingama undelor metrice 350-500 MHz, iar triodelefar, gama undelor deci- metrice de la 500 la 1 000MHz.

Pînă în gama undelor metrice este posibil şicliiar raţional să se utilizezecircuitele oscilante cuconstante concentrate, dreptcircuite de sarcină ale AFFI.

8

Pe măsura creşterii frecvenţei, impedanţa larezonanţă şi factorul de calitate al circuiteloroscilante scad, dato- Fig. 3.1 rită, pe de oparte, micşorării

9

valorilor elementelor reactive (după cecapacitatea C = Cm, creşterea frecvenţei de

rezonanţă se realizează prin micşorareainductanţei L) , iar, pe de altă parte, creşterii

pierderilor în special în conductanţa de intrare atubului

Rezistenţa de pierderi a circuitului de sarcinădevine, aşadar, egală cu

şi creşte aproximativ direct proporţional cupătratul frecvenţei. în felul acesta, la frecvenţesuperioare din gama undelor metrice, circuitul desarcină al AFFI este format dintr-o bobină cu 1—2spire şi capacitatea parazită C m = C a k -J- + C p +C g k . Un asemenea circuit îşi modifică uşor parame-trii la variaţiile de temperatură şi este greu derealizat sub forma unui circuit cu cuplaj prinautotransformator, cerut de asr’gurarea unuianumit regim de funcţionare al amplificatorului.

Inductanţa minimă ce poate fi realizată practicare valori în jur de 0,05aH. Sub această mărime eadevine comparabilă cu inductanţele parazite şifrecvenţa de rezonanţă nu mai poate fi practiccontrolată. Din aceste motive peste 300-350 MHzcircuitele oscilante sînt cu parametriidistribuiţi, de tipul liniilor bifilare saucoaxiale. Liniile bifilare îşi găsesc utilizareaîn gima 300-500 MHz cînd elementul amplificatoreste un tub subminiatură sau tranzistor. Ca urmarea creşterii pierderilor prin radiaţie, domeniullor de utilizare este limitat, iar locul acestoraeste luat de liniile coaxiale, care pot fi cuplatedirect la electrozii sub formă de disc ai tubuluifar.

Liniile coaxiale au un factor de calitate mairidicat decît cele bifilare, deoarece prezenţaconductorului exterior, cuplat la masă, elimină

10

pierderile prin radiaţie. în plus, circuiteleoscilante realizate sub această formă sîntecranate împotriva cîmpurilor exterioare ce arperturba recepţia semnalului util.

3.2. ECHIVALENŢA LINIILOR COAXIALE SCURTCIRCUITATE CU CIRCUITELE OSCILANTE CU CONSTANTE CONCENTRATE

Rezistenţa de pierderi, proprie liniilor cuconstante distribuite în general şi a liniilorcoaxiale în special, fiind foarte mică, liniilese pot considera ideale.

Admitanţa de intrare a unei linii idealescurtcircuitate, care are pe unitatea de lungimeinductanţa L s şi capacitatea C s este dată derelaţia:

J-ctg -ŞL, (3.2)Z. A

j h i . este impedanţa caracteristică a liniei;lungimea geometrică a liniei; X — lungimea de

undă. în funcţie de lungimea liniei l şi în raportcu lungimea de undă, admitanţa de intrare variază

după legea cotangentei.Astfel, dacă /= (2n + 1)-^-, n = 0,1,2...,

admitanţa deintrare Y; = 0, iar linia scurtcircuitată devineechivalentă •cu un circuit oscilant paralel, cu

constante concentrate.■Cînd 1= n — sau un număr par de X/4, admitanţa

de intrareY,—*■ oo, iar linia este echivalentă cu uncircuit oscilant serie, fără pierderi.

în AFFI se foloseşte, de obicei, rezonanţaparalel pe frecvenţa semnalului; de aceea seutilizează liniile scurtcircuitate de lungime (2n+ O astfel de linieeste deci

11

echivalentă cu un circuit-derivaţie fărăpierderi, cu constante concentrate, L şi C.Echivalenţa este valabilă însă pentru dezacordurimici, întrucît la dezacorduri mari linia poateajunge la următoarea rezonanţă-serie.

în AFFI, liniile coaxiale se cuplează laintrarea sau ieşirea tubului amplificator formîndcircuitul oscilant împre~ nnă cu admitanţa sa deintrare sau de ieşire.

unde: Z r —Pentru precizarea ideilor sepresupune că linia se cuplează la intrarea tubuluiamplificator, a cărui admitanţă este ^intr = Gintr+ j<x>C i n l r (fig. 3.2). Rezultă deci că, pentruobţinerea rezonanţei pe frecvenţa de semnal (cos),linia trebuie să aibă un caracter inductiv (Y t •<0), deci lungimea sa trebuie să fie mai mică decît(2n + 1) -ţ-*

Lungimea liniei se scoate din condiţia derezonanţă a schemei din figura 3.2, adică dincondiţia anulării părţii reactive a circuituluiformat din linie şi intrarea în tubulamplificator.

Deci pe frecvenţa de rezonanţă1 2 7Zl

j ~Z~ ” = j^s^intr’Z c A,j

de unde rezultă:1 = arctg —1—.

(3.3)Z/t L^s^intr^ c

Dacă se introduce fs în MHz, C{ntr în pF,ZC înohmi, iar as în cm, relaţia (3.3) devine:

7 ^ + 1'6' 105 til=^T arct8'T77— (3-4^

Z7r ^cJs^intr

şi lungimea liniei va rezulta mai mică ca—.Admitanţa totală a circuitului din figura 3.2

este:Y = Gintr + jtoCintrj -î- ctg — (3.5)

Ac

Avîndîn vedere că A=— = —— , relaţia (3.5) se/ 01

poate scrie şi sub forma:Y = Gintr + ;coCtntr — j ctg — . (3.6)

Zc c

Fig. 3.2 Fig. 3.3

Circuitulcu constante concentrate-echivalent vaarăta

ca în figura 3.3, avînd admitanţa:

Ye = Gintr +-±~. (3.7

3

(3-

Elementele sale trebuie să asigure, în primul rînd,rezonanţa pe frecvenţa cos, adică:

lLC =

Pentru ca circuitul din figura 3.3 să fie echivalentcu circuitul real (fig. 3.2) nu numai pe frecvenţa derezonanţă, ci şi pe frecvenţe apropiate, este necesarca variaţia cu frecvenţa a celor două admitanţe să fieidentică, adică: dY<dY

(ho (3.9)

doi o —coa

Considerînd G i n t r = ct., deoarece egalitatea (3. 8)trebuie asigurată, pentru co = cos rezultă:

dYdio

= J co ,1

sauj ( C i n t r + - -—-)» (3.10)

\ Zc<x>s S1T1tl'dY

dto

De la antenă

|Cinfr~r

Gjntr.

l<!2n +1 /-

1

Cel de-al doilea membru al ecuaţiei(3.9) este: dY.

= i (c + — •—\ L o>s

da

sau avînd în vedere relaţia (3.8):dY,= j2C.da

Egalînd relaţiile (3.10) şi (3.11) se

obţine capacitatea circuitului echivalent:Inductanţa circuitului echivalent trebuie să

satisfacă condiţia (3.8), cînd capacitatea Csatisface condiţia (3.12).

Amortismentul introdus de G l n t r în circuitulechivalent este:

8' =a.C

Daca se iau în considerare şi pierderileproprii ale liniei, amortizarea circuituluiechivalent va fi:

8' + 8(,unde

este amortismentul produs derezistenţa

de pierderi a liniei; — rezistenţa specifică aliniei [O/in]. Pentru liniile coaxiale dincupru:

r L = 8.3 IO'5

(3.11)

2 K Z C

0C C, (3.12)

2

unde : f s este frecvenţa de semnal în MHz; D şid — diametrul exterior şi, respectiv, interior al liniei coaxiale în cm; }\ — în Q'cm

3

.

Amortismentul propriu al liniei />, este minim pentru unraport D/d = 3,6, ceea ce corespunde unei linii cu im-pedanţa caracteristică:

Z c = 1381og3,6 ££ 770.Acest raport nu este însă critic şi deviaţii relativ

mici de la valoarea sa optimă nu modifică în mod esenţialamortismentul De obicei este de ordinul miimilor şi seneglijează pe lîngă amortismentul introdus de conductanţelede intrare şi ieşire ale tubului amplificator.

Cuplajul sursei de semnal sau al sarcinii, la un astfelde circuit, se poate face fie prin autotransformator (fig.3.4), fie prin transformator (fig. 3.5).

Tensiunea la o distanţă % de la capătulscurtcircuitat al liniei este:

U x = U n sin

unde U n reprezintă tensiunea în ventru.Dacă cuplajul prin autotransformator se face la odistanţă de capătul în scurtcircuit, tensiunea înacest punct este:

Cum tensiunea la ieşirea liniei de lungime l este egalăcu:

(3.13)

|G 4=C b

Fig. 3.4

4

uit °

Fig. 3.5

T T T T ■ 2 t z 1

U = U n sin >priza p = —- se calculează cu relaţia:

de unde rezultă lungimea l x , care stabileşte poziţia cuplajului l iderului la linia coaxială ce intră în compunerea circuitului oscilant pentru asigurarea prizei p:

. , ■ 2T Jarcsin p sm -' Â,

La cuplajul prin transformator, fiderul coaxial pentruextragerea sau introducerea semnalului din sau în circuituloscilant se termină cu o buclă (fig. 3.5), care se dispuneaproape de capătul în scurtcircuit, unde cîmpul magneticeste maxim.

Calculul coeficientului de transformare n, în funcţie dedimensiunile şi poziţia buclei, este complicat; de aceeacuplajul se stabileşte experimental.Acordul circuitelor cu constante distribuite se face prin deplasarea pistoanelor de scurtcircuit, ceea ce este echivalent cu variaţia inductanţei sau prin modificarea capacităţii cu ajutorul unor condensatoare variabile introduse în linie

-o-

-o

2*.2n

(3.14)

sin- - -—

Fig. 3.6

3.3. SCHEME ŞI RELAŢII DE CALCUL

.Construcţia triodci-far (fig. 3.6) permitecuplarea directă, fără fire de conexiuni, aliniilor coaxiale la intrarea şi ieşirea tubuluiamplificator.

Circuitele oscilante sînt linii coaxialescurtcircuitate în A/4 (pentru reducereadimensiunilor amplificatorului), formate dinconductoare cilindrice cuplate la bornele subformă de disc ale triodei (fig. 3.7a).

Linia anodică, formată din conductoarele A şiG, împreună cu admitanţa de ieşire, alcătuieştecircuitul de sarcină 6. Circuitul de intrare 5este format din conductoarele G şi C. ConductorulG cuplat în grilă aparţine atît circuitului deintrare, cît si circuitului de ieşire, deciamplificatorul este de tipul cu grilă comună.

Pentru simplificarea amplificatorului dinpunct de vedere constructiv, diametrul interioral conductorului montat în grila D g se alege egalcu diametrul bornei de grilă a triodei-far (20,6mm pentru trioda 6S5D prezentată în figura 3.6).Diametrul exterior al conductorului cuplat înanod, în scopul obţinerii unui factor de calitateridicat, se calculează dinrelaţia— = 3,6 adică d a ^ 6 mm. Se observă că d a

esteda

mai mic ca diametrul bornei anodului. Pentrufixarea sa se prevede un cuplaj elastic argintatca cel din figura 3.7 b.

Cons ider îndu-se gre simea

pereţilor conductoarelorcilindrice de 1-2 mm rezultădiametrul exterior alconductorului G, carereprezintă diametrulinterior al liniei ceformează circuitul deintrare:

20,5

Fig. 3.6

3.3. SCHEME ŞI RELAŢII DE CALCUL

Pentru tubul amintit:

1

Grosimea pereţilor se alege numai dinconsiderente de robusteţe mecanică, adîncimea depătrundere a curenţilor de FFI fiind mică.

Calculul diametrelor liniei ce formeazăcircuitul de intrare, din aceleaşi considerente,nu are sens deoarece el este puternic şuntat deconductanţa mare de intrare a etajului cu grilacomună. Pentru micşorarea gabaritului amplifica-torului, diametrul interior al conductorului dincatod se recomandă să fie cît mai mic. Laalegerea sa trebuie totuşi să se ţină seama calăţimea pistonului inelar de acord al circuituluide intrare (4), egală cu b = D ° â g , să fiesuficientde mare, pentru a putea fi realizată constructiv.Se consideră corespunzătoare alegerea diferenţei

d g = 20.6 +2.(1 -r- 2 mm) = = 22.6-r 24,6 mm.

Fig. 3.9

2

D c—d g = (12 h- -f- 14) mm, ceea ce înseamnă că încazul de faţă D c = (12 h- -r 14) mm + d g = 34,6 -r- 36,6 mm, valoare deci mai mare ca26,2 mm, care reprezintă diametrul borneicatodului. Pentru realizarea cuplajului întreconductorul C şi borna de catod se foloseşte uncuplaj elastic argintat ca cel din figura 3.7 c.

Lungimea liniilor coaxiale se calculează curelaţia (3.4), în care, evident, pentru linia ceformează primarul circuitului de sarcină seintroduce capacitatea de ieşire a tubului.Circuitul de intrare este cuplat cu etajulprecedent (antena) prin autotransformator (8) , iarcircuitul de sarcină, cu etajul următor, printransformator (9) . Conductorul cilindric din anodse cuplează cu anodul pr intr-un condensatorformat de garnitura dielectrică (11) dispusă întreacesta şi contactul elastic. Prezenţacondensatorului împiedică aplicarea înalteitensiuni în circuitul oscilant de ieşire.Tensiunea continuă pe anod se aplică prindroselul (10) . Negativarea grilei se formează perezistorul din catod. Capacitatea (7) , care esteîn paralel pe acest rezistor, se realizează prindispunerea unui inel de mică între borna deînaltă frecvenţă şi cea de curent continuu acatodului (3) , cuplată la soclul tubului. Valoareacapacităţii acestui condensator este în jur de 30pF.

Din cele prezentate rezultă că pentru calcululunui asemenea amplificator sînt juste relaţiilededuse pentru etajul cu grila la masă aplicateschemei echivalente. Trecerea de la circuitulechivalent cu constante concentrate la cel realse face conform indicaţiilor din paragraful 3.2.

Semnalul din circuitul de ieşire se extrage printr-o buclă, cu care se termină fiderul ce seintroduce prin pistonul de acord, echivalentă cucea întîlnită la cuplajul prin transformator.

Modificîndu-se poziţia sau dimensiunile bucleivariază cuplajul între circuitul de ieşire şicircuitul de intrare în etajul următor, ceea ceeste echivalent cu modificarea coeficientului de

Fig. 3.9

3

transformare n al transformatorului echivalent.în cazul în care etajul următor este montat tot

pe tub-far, cuplajul cu circuitul său de intrarese realizează, în general, prinautotransformator. Schemele de principiu şiechivalentă a două etaje AFFI cu triode-far sîntprezentate în figura 3.8, de unde se vede căsarcina completă a fiecărui etaj este un sistemde două circuite oscilante cuplate. Cuplajuldintre aceste circuite se face atît prin bucla decuplaj introdusă

Fig. 3.9

4

în circuitul de ieşire, cît şi prinautotransformatorul din circuitul de intrare aletajului următor.

Fig. 3.10

5

Rezultă, aşadar, că AFFI cu triode-far şicircuite oscilante sub forma liniilor coaxialescurtcircuitate este echivalent cu un etaj cugrila comună, avînd drept sarcină două circuiteoscilante cuplate. Schema sa echivalentă esteprezentată în figura 3.9.Trecîndpierderile circuitelor dinparalel în serie, conformrelaţiilor:

r §2

r2 = ~ G2 = w5 L2 ;(3.15)

C2 “ g2

r3 = ^ C3 = <o, L3 S3 = 3 ,^3 3

schema echivalentă se prezintă ca în figura 3.10a, iar după aplicarea teoremei generatorului detensiune constantă (teorema Thevenin) la stîngadreptei AA' , ca în figura 3.10 b.

Ecuaţiile pe bucle scrise pe ultima schemăechivalentă sînt:

A '1 = Z 2 î 2 + j u>M i3

J CoC- o

o = j toMi 2+Z 3 i 3 . (3.16

Substituind curentul î 2 din ultima ecuaţie înprima, se obţine:

? jSA(,iMV\13 — . .

(Z 2 ZOi-M~)

Tensiunea de la ieşire U 3 este:

u21c2=

1 ,

:L3 [fe= =c3 U

3

6

Io jS* uMU-tu3=~- = .—1-----•

y«C3 co2 C2C3 (Z2 Z3 +

7

Avînd în vedere că

z, - - r ‘ ( i

Z,-r, + i (

unde A: = — ---— reprezintă dezacordul relativ şi

notîndcu

co<j M

F Va K

parametrul de cuplaj al circuitelor, relaţiaamplificării în tensiune în care se consideră

devine:

u* .»'PAP = -r- - ~

înlocuind rz şi r3 cu ultima formă dinrelaţiile (3.15) şi ţinînd seame că G2 - waC2 S2,iar G3 = cosC3 ă3, relaţia am- pîifi»>&rii poate fiscrisă sub forma:

j _ Sa . .___________P

1 , 1

iar în modul.4, -= -Sjl £ - , (3.17)

IC2G3 (a)unde

8

•(A-) =Dependenţa amplificării de frecvenţăeste data de funcţia c*(x) . Punctele extremeale acestei funcţii vor avea

abscisele drept soluţii ale ecuaţiei:do ; (x) dx

adică:

0;

(3.23)

Pentru a e = rezultă banda de trecere a etajului:

( B yr)e = f*

(7

= 0,

1 + 4

(3.24)n

s.?2 — (3.19)±l 2 , 3

Din soluţiile (3.19) se observă că amplificarea aretrei puncte extreme distincte numai pentru:

1 / Sg,^3

2 8, 8,

(3.20)

Dezacordurile absolute faţă de frecvenţa de acord,pentru care amplificarea este maximă, sînt

1 ^ - T f c + i )

— (— + —) numit cuplai de tran- 2U3 St /zit, amplificarea are un singur maxim pe frecvenţa deacord şi este egală cu:

A2 (3.21

)Af -

Pentru [3 =fS(;

} r 2 S A Ml sls A plrA o = (3.22)! G->G3 (l + «o.Kc,c# A +S3)2

Ecuaţia caracteristicii de frecvenţă a etajului

este:

în condiţiile cuplajului de tranzit se obţine ceamai lai'gă curbă cu un singur maxim, de aceea el sefoloseşte cînd AFFI dcliitează pe amestecător.

Dacă etajul următor este tot un AFFI cu triodă-far, cir- • nitul secundar va fi puternic şuntat deconductanţa de intrare a acestuia şi calcululetajului AFFI se face pentru cuplajul critic, careasigură cea mai mare amplificare în cazul curbei dcrezonanţă cu un singur maxim.

Cuplajul critic se obţine pentru (3 = 1 şi esteegal cu = l'ăjă.,. Amplificarea în cazul de faţăva avea expresia:

A 0 t - i;ik_ , (3-25)2 (G2G3

iar banda de trecere rezultă suficient de largă şi,de obicei, se măsoară experimental.

în concluzie, relaţiile obţinute la AFFI cutriode în montaj cu grila la masă sînt valabile şipentru acest amplificator, cu observaţiile făcutemai sus, impuse de faptul că sarcina este de tipulfiltrului de bandă.

CAPITOLUL IV

AMPLIFICATOARE CU TUB CU UNDĂ PROGRESIVĂ

4.1. SCHEMA DE [CONSTRUCŢIE ŞI FUNCŢIONARE

Cauza principală a limitării funcţionăriituburilor electronice la frecvenţe foarte înalteeste, după cum s-a arătat, influenţa timpului detranzit. Efectul acestuia constă în apariţiaconductanţei de intrare proporţionale cu pătratul

10

frecvenţei, ce şuntează puternic sarcina etajuluiamplificator.

în tubul cu undă călătoare timpul de tranzitconstituie factorul util în obţinerea amplificăriioscilaţiilor de FFI, în sensul că unda esteîntîrziată în mod voit, pentru a inter- acţiona unanumit timp cu fasciculul de electroni.

Schema de construcţie şi principiul defuncţionare al AFFI cu tub cu undă progresivă pot fiurmărite pe figura 4.1.

Sursa de tensiune (7) alimentează filamentul (2),încălzind catodul (3) , care emite un fascicul deelectroni ca într-un tub electronic obişnuit.Electronii emişi de catod intră în cîmpulaccelerator al anodului (4) format dintr-un electrodde comandă şi doi anozi alimentaţi cu tensiunipozitive şi crescătoare, primind o mişcare uniformaccelerată pînă la ieşirea din tunul electronic altubului.

Apoi electronii sînt focalizaţi într-un fasciculîngust de cîmpul magnetic longitudinal creat desistemul de focalizare(6) , deplasîndu-se prin interiorul spiralei (7),către colectorul (8) cu o viteză constantă (spiralaşi colectorul sînt la acelaşi potenţial cu anodul deaccelerare).

11

(7)

Viteza medie a fasciculului este dată de relaţia :

Simultan cu deplasarea fasciculului de electroni,oscilaţiile electromagnetice recepţionate, ce seaplică prin ghidul de intrare (9) , induc în „antenade recepţie" (70) o t.e.m. sub influenţa căreia înlinia coaxială formată din spirala(8)şi armătura (11) apare o undă electromagneticăprogresivă. Aceasta se propagă de-a lungul spiraleicu viteza luminii (c ) , iar axial cu o viteză de fază(v f ) mai mică. Viteza de fază depinde, evident, depasul (a) şi de diametrul spiralei (d) conformrelaţiei:aVf C Txd '

Rezultă deci că unda este întîrziată untimp oarecare (ce depinde de v f ) , pentru ainteracţiona cu fasciculul, în scopul de a fiamplificată, după care excită „antena de emisie"(12) , ce radiază semnalul amplificat în ghidul deieşire (13) .

Linia spirală din tub acţionează, aşadar, ca unsistem de reţinere. Mărimea reţinerii se apreciazăprin coeficientul de întîrziere

(4.2)

Fig. 4.1

2eU„

12

(4.3

1

1 t T '//J/V1 / / / li ?/////

1' / / /

: î AV7V/V m >/

//

/ /i/ V/

care este cu atît mai mare cu cît viteza de fază vafi mai mică, deci cu cît diametrul spiralei este maimare iar pasul mai mic.

Datorită întîrzierii undei pe lungimea axială aliniei coaxiale spirale sînt cuprinse de K ( ori maimulte lungimi de undă decît într-o linie coaxialăobişnuită (cu conductorul interior rectiliniu) deaceeaşi lungime (deoarece unda electromagnetică sepropagă de-a lungul spiralei).

Conductorul interior sub formă de spirală alliniei de reţinere conduce la apariţia uneicomponente axiale E z a cîm- pului electric, în afaracelei radiale, care există în liniile coaxialeobişnuite (fig. 4.2).

Astfel, prin răsucirea conductorului interior alliniei coaxiale se rezolvă două probleme -—întîrzierea undei electro-

)

FiQ. 4.2

1

magnetice şi crearea unei componente longitudinale acîm- pului electric, capabilă în cazul de faţă săinteracţioneze cu. fasciculul de electroni.

Dacă lungimea de undă >,s a semnalului ce trebuieamplificat este egală cu lungimea a două spire,atunci componenta longitudinală a cîmpului electricare aspectul din figura 4.3. Această componentă estemaximă la suprafaţa spiralei şi scade spre axul său.Din figura 4.3 se observă că dacă X s este lungimeade undă, ce se propagă cu viteza luminii de-a lungulspiralei ( Xs = — = -^-1, atunci lungimea de undăcores-

l fs /punzătoare cîmpului electric longitudinal (undeilongitudinale) va fi:

. X, 2k c 2 TzVfA s——= - - - -- = - - - * (4.4)Aj 0i s Kţ co s

Relaţia (4.4) arată că, într-adevăr, undalongitudinală se propagă cu viteza de fază v f , deaceea constanta sa de fază, în analogie cu cea de lao linie coaxială obişnuită, avînd cadielectric aerul, j30 = — = — , se va defini caraportul

c x»dintre pulsaţia «s şi viteza de fază v f , adică:

[3 =*>/ As

şi va fi de K t ori mai mare.Componenta magnetică a cîmpului undei

electromagnetice influenţează în mică măsurăfasciculul electronic, şi de aceea nu se ia înconsiderare în analiza funcţionării tubului cu undă

v, =1 + 0,5 A

2

progresivă.Principala influenţă asupra fasciculului

electronic o are cîmpul electric şi anume componentasa longitudinală, care modulează în vitezăelectronii fasciculului. Cu cît intensitatea sa vafi mai mare, cu atît electronii vor fi modulaţi maiputernic, iar amplificarea tubului va fi mai mare.Intensitatea cîmpului electric E z depinde delungimea de undă (fig. 4.4). Această dependenţăpoate fi explicată şi pe figura 4.3, unde seprezintă variaţia cîmpului electric E z , cînd lungimeade undă K s este egală cu lungimea a două spire. Dacălungimea de undă va fi mai mare, de exemplu egală culungimea a patru spire, liniile de forţă alecîmpului electric longitudinal vor fi mai lungi, iardiferenţa de potenţial pe unitatea de lungime aliniei de forţă va fi mai mică (porţiunea OBA dinfig. 4.4). Pentru lungimi de undă mai scurte co >u> o p t , liniile de forţă ale cîmpului electric se vorînchide în cadrul aceleiaşi spire şi astfel pe axulspiralei, cîmpul E z va fi mic.

Se observă totuşi că există o bandă suficient delargă (în limitele căreia cîmpul nu scade mult subvaloarea maximă E m ) , în care tubul poate funcţiona cuo amplificare suficient de mare.

Unda electromagnetică fiind progresivă, cîmpulelectric longitudinal E z , într-o secţiune oarecare,se prezintă ca în figura 4.5. Electronii, care vorintra în această secţiune în semiperioada pozitivă acîmpului E z , se vor deplasa în sensul liniilor deforţă (deoarece în spira următoare se află semipe-rioada negativă); fiind frînaţi (7), vor ceda oparte din energia lor cinetică undeielectromagnetice.

Electronii care vor întîlni semiperioada negativă,vor fi acceleraţi (2) şi deci vor absorbi energie dela undă, atenu- înd-o.

Este evident acum că electronii vor suferi omodulaţie de viteză, care îi grupează,transformîndu-se apoi într-o modulaţie în densitate,pe măsură ce fasciculul se apropie de ieşireaspiralei. Grupurile de electroni se formează înlocurile în care cîmpul E z trece prin zero, de la ovaloare acceleratoare la alta de frînare (momentele70).

Dacă viteza medie a grupurilor de electroni v 0

v, =1 + 0,5 A

3

este egală, cu viteza de fază a undei, după grupareelectronii sc ver de-

v, =1 + 0,5 A

4

plasa sincron cu unda electromagnetică, care nu vamai exercita nici o influenţă asupra lor. Cînd însăv 0 > v f , grupurile de electroni — avînd o vitezărelativă Av - - v 0—v f >0 — se vor deplasa faţă de cîmpulE z şi intrînd într-o semiperioadă frînantâ a sa, vorceda o parte din energia lor cinetică, cîmpuluielectric, amplificîndu-1. în momentele de timp t vcîmpul electric, fiind maxim, va primi de lafasciculul de electroni energia maximă. Rezultă decică unda va fi amplificată doar dacă Av < A«M, pentrucare grupurile de electroni nu se vor deplasa petimpul trecerii fasciculului pe sub spirală,mai mult de ~ . în caz contrar, grupurile deelectroni vor intra din nou într-un cîmp acceleratorşi unda va fi atenuată.

Rezultă deci că viteza maximă relativă este:

unde t s p reprezintă timpul de tranzit al grupurilorde electroni prin spirală.

Întrucît grupurile de electroni au viteza mediei'0,

sp

iar

5

sau avîndu-se în vedere expresiile (4.1) şi(4.4):unde:

i R I

A = 1/ ■—£-2- este parametrul de amplificare alr 4tf„tubului;

R.=c

axiale spirale ;L şi C—reprezintă inductanţa şi respectiv

capacitatea distribuită a liniei coaxiale spirale.Pentru majoritatea tuburilor cu undă progresivă

JRC^60 h-1200, curentul fasciculului /„ = 200 400 mA,U 0 == 200 + 400 V, astfel că A 0,028.

Din relaţia (4.6) se observă că viteza de fază Vjva trebui să fie cu atît mai mică faţă de v 0 , cu cîtparametrul de amplificare al tubului este mai mare.

Analiza interacţiunii reciproce dintre undă şifasciculul electronic [24] arată că într-o liniecoaxială spirală cu fascicul electronic apar de faptpatru unde (deci încă trei pe lingă cea amplificată,care s-a analizat mai sus), în timp ce într-o linieobişnuită cu conductor interior rectiliniu, seevidenţiază, numai două (cea directă şi ceareflectată). Din aceste unde două se propagă însensul deplasării fasciculului: una este atenuată înmăsura în care este amplificată prima undă, avîndviteza de fază v f 2 > v 0 cu aceeaşi mărime cu care v fleste mai mică ca v 0 , iar cealaltă nu este niciamplificată Şi nici atenuată, avînd o viteză de fazăVf > v 0 , astfel încît cedează tot atîta energie, cîtabsoarbe de la fascicul.

Cea de-a treia undă suplimentară, se propagă însens invers fasciculului de electroni, nefiind nici

YU 0 ' , [cm/s.] (4.5)

Din relaţia (4.5) se observă că viteza relativămaximă admisă depinde de dimensiunile spiralei,lungimea de undă şi tensiunea de accelerare U 0 . Vitezade fază a undei, funcţie de viteza medie a fascicululuieste dată de relaţia [24]:

(4.6)

6

amplificată, nici atenuată. Ea constituie undainversă din tub, care nu depinde însă de calitateaadaptării liniei coaxiale spirale.

Gradul de dezadaptare poate modifica doaramplitudinea şi faza acestei unde. Dacă energiatransportată de această undă este mai mare capierderile ce apar la propagarea undei directe,amplificatorul va intra în oscilaţie. Pentruatenuarea sa, în tub se introduc garnituri şimateriale absorbante (ag- vadag) pe tijele de sticlăsau ceramice ce susţin spirala.

Din cele prezentate rezultă că rolul semnaluluide intrare constă în producerea şocului iniţial,care provoacă modulaţia în viteză a fascicululuielectronic. Amplificarea are loc pe seamatransferului energiei cinetice a grupurilor deelectroni l’rînaţi, cîmpului ce se propagă de-alungul spiralei. Energia cinetică a electronilordepinde evident de tensiunea de accelerare U 0 .

Pentru funcţionarea în regim de amplificare,tubului îi trebuie create condiţiile impuse de acestregim şi analizate mai sus. De aceea, el se monteazăîntr-o armătură, care conţine :

a sistemul de focalizai'e;b dispozitivul de susţinere şi centrare a tubului

în armătură ;c dispozitivele de adaptare cu sursa de semnal şi

sarcina.

a. Sistemul de focal izare creează cîmpul magneticlongitudinal necesar focalizării fasciculului deelectroni. Rezultatele cele mai bune le asigurăsistemul de focalizare electromagnetic realizat subforma unui solenoid (<?), bobinat pe armăturapropriu-zisă (11) a tubului, care constituie conduc-torul exterior al liniei coaxiale spirale, deşiprezintă în comparaţie cu alte sisteme de focalizare(electrostatic, periodic sau ionic) serioasedezavantaje legate de gabaritul şi greutatea mari şide consumul de putere ridicat (zeci şi sute dewaţi).

Focalizarea nu trebuie să fie prea puternică,deoarece amplificarea scade, ca urmare a scoateriifasciculului de electroni din cîmpul magneticlongitudinal şi concentrării sale pe axul z, unde E zare valoarea minimă. O focalizare prea slabă, duce

7

de asemenea la scăderea amplificării, ca urmare acreşterii curentului spiralei (creşteriipierderilor). în plus, in cazul focalizării slabe,creşte puterea disipată pe spirală, crea ce necesităo răcire mai severă a tubului amplificator.

Ghidurile de intrare şi ieşire se fixează tot decarcasa (11) a solenoidului. Locurile lor dedispunere sînt determinate de dimensiunile tubului(distanţa între antenele 10 şi 12) .

Carcasa solenoidului este construită dintr-unmaterial diamagnetic pentru a nu influenţa cîmpulmagnetic al solenoidului. Peste această carcasă seaşază un strat izolant, pe care se bobineazăsolenoidul. Porţiunea principală a solenoidului (ceadispusă între ghidurile 9 şi 13) , pentru o bunărăcire, se execută sub formă de secţiuni, separateprin plăcuţe radiatoare. Secţionarea solenoiduluipermite alegerea numărului corespunzător de spire pefiecare secţiune, astfel încît să se obţină un cîmpmagnetic longitudinal uniform pe toată porţiunea deinteracţiune a undei cu fasciculul electronic.

La montarea secţiunilor se procedează în aşa fel,încît fluxul lor magnetic să se adune. Pentrureducerea gabaritului solenoidului, bobinareasecţiunilor se face cu un coeficient de umplere cîtmai bun. Se folosesc în acest scop conductoare dealuminiu cu secţiune pătrată.

Pentru protecţia amplificatorului împotrivacîmpurilor magnetice exterioare şi a avariilor,întreaga construcţie este închisă într-o husăcilindrică din material magnetic.

b. Dispozit ivul de susţ inere şi centrare serveştepentru fixarea tubului la armătură şi centrarea saîn cîmpul magnetic longitudinal al solenoidului.

Fixarea se realizează prin intermediul unorexcentrici plasaţi la ambele capete pe o placă ce seînşurubează la dispozitivul de susţinere şi, careface corp comun cu armătura.

Prezenţa celor doi excentrici este necesară pentrucentrarea tubului în cîmpul magnetic longitudinal alsistemului de focalizare. în cazul unei centrăriincorecte, amplificarea scade, ca urmare a creşteriicurentului spiralei sau se poate distruge tubul din

8

cauza creşterii exagerate a puterii disipate despirală.

Schematic dispozitivul de centrare poate fiprezentat ca în figura 4.6.

Discul (2), excentric faţă de placa de susţinere(1) cu o excentricitate e x , are montat pe el soclultubului sau borna de colector, excentrice faţă decentrul 02, cu o excentricitate e z . Deci soclultubului şi borna de colector au excentricitatea faţăde placa de susţinere cu centrul în egală cu e x + e2

9

Astfel, axul tubului, cînd unul din capete este fix,la rotirea discului (2), se va deplasa pe un con cudiametrul cercului de bază (•/), egal cu e x + e2.Dacă se rotesc discurile (2) de la ambele capete aletubului, axul său va putea ocupa orice poziţie înlimitele unui cilindru cu diametrul egal cu e x + e 2 .în felul acesta se poate găsi o poziţie a tubului,pentru care axul său să fie paralel cu liniile deforţă ale cîmpului magnetic longitudinal, decipentru care tubul este centrat în acest cîmp.

c. Dispozit ivele de adaptare cu sursa de semnal ş isarcina. Funcţionarea corectă aamplificatorului cu tub cu undăprogresivă este influenţată înmare măsură şi de graduladaptării ghidurilor de intrare,şi respectiv ieşire, cu liniacoaxială spirală. Tubul introdusîn armătura sa poate ficonsiderat cao linie de transmisie omogenă, cuatenuare negativă în sens directşi pozitivă în sens invers, avînd obandă de trecere suficient de largă. La o asemenealinie semnalul se introduce si se extrage (dupăamplificare) prin ghiduri de undă sau linii coaxialeobişnuite. Se va trata în continuare doar cazulcuplajului cu ghiduri de unde.

Impedanţa caracteristică a liniei spirale depindede frecvenţă, de dimensiunile sale geometrice şi decurentul fasciculului de electroni. Ca ordin demărime impedanţa caracteristică R c = 60 h- 1200.Ghidul de undă are însă o impe- danţă caracteristică(de undă) mult mai mare (sute de ohmi), astfel că laasemenea îmbinări, apare necesitatea prezenţei unortransformatoare de adaptare, care să asigureintroducerea şi extragerea undei electromagneticeîn, şi din linia spirală, Iară reflexii în toatăgama de lucru a AFFI. Schematic o asemenea îmbinareeste prezentată în figura 4.7.

Fig. 4.6

10

Din teoria liniilor lungi este cunoscut căla variaţia im- pcdanţei caracteristice a liniei, apar reflexii ale undei electro. magnetice. Unda reflectată ia naştere la locul unor asemeneavariaţii ale impedanţei ca-racteristice şi schimbîndu-şi faza cu 180°, începe propa-garea în sens invers, su- prapunîndu-se peste unda directă.

Astfel, pesteunda di-rectă sesuprapune undareflectată şi înlmie sepropagăo undăstaţionară.

u

Mărimea undeistaţionare,

Introre

j | Antena de v/ recepţie

Î2

Fig. 4.7

11

care indicăîn cazul defaţă gradulde dezadap

tare între ghid şilinia coaxialăspirală, este dată decoeficientul de undăstaţionară:

unde UM şi Umreprezintăamplitudinile maximăşi minimă aletensiunii pe linie.

Dacă unda esteprogresivă U M = U m =U, iar coeficientul deundă staţionară k s = 1.

Pentru un regimmixt k s > 1, iar oparte din putereasemnalului transmis pelinie nu ajunge însarcină.

Apariţia undeireflectate înseamnădeci micşorarea am-plificării în putere aAFFI cu tub cu undăprogresivă.

Realizareaadaptării necesităsatisfacerea a douăcondiţii: a. ghidul deunde să prezinte înpunctele 1-2 oimpedanţă infinităpentru undaelectromagnetică; b.între punctele 2-3 şi

12

4-5 să se facă otrecere lină de laimpedanţa de undă aghidului, la impedanţacaracteristică aliniei coaxialespirale.Pentru satisfacerea primei condiţii s-a prevăzut transfor-matorul de adaptare (15) (fig. 4.1), care reprezintă un segment de ghid în -Ţ- > scurtcircuitat de pistonul (14) . Prezenţafasciculului de electroni în ghidul deundă (fasciculul traversează ghidul) duce la micşorarea într-o mare măsură a lungimii transformatorului de adaptare, pentru ca elsă prezinte în punctele 1-2 o impedanţă infinită. Din aces

13

tmotiv, pistonul (14) este mobil, chiar cînd

amplificatorul funcţionează pe o frecvenţă fixă.Realizarea acestei condiţii este pusă în

evidenţă de indicaţia maximă a instrumentului ceindică nivelul semnalului la ieşireareceptorului.

Satisfacerea celei de-a doua condiţii serealizează prin stabilirea unui anumit cuplajîntre linia coaxială spirală şi ghidul deintrare. Pentru o anumită adîncime de pătrunderea antenei de recepţie (10) , în ghidul (9) , careînseamnă un anumit cuplaj între linia coaxialăspirală şi ghid, impedanţa do undă a ghidului, pecare o simte linia la intrare, este egală cuimpedanţa sa caracteristică. în felul acesta seelimină reflexiile de la intrarea linieicoaxiale.

Poziţia tubului în armătura sa pentru care s-arealizat această condiţie este pusă în evidenţăde acelaşi instrument, care indică satisfacereaprimei condiţii.

Dacă gama frecvenţelor de lucru a AFFI nudepăşeşte 10% din frecvenţa centrală, adaptareaeste satisfăcătoare în întreaga gamă. în cazcontrar, adaptarea trebuie făcută ori de cîte orieste nevoie.

Uneori pentru variaţia impedanţei de intrare aghidului se folosesc pistoane capacitive (peperetele lat) sau inductive (pe peretele îngust).

Adaptarea ieşirii liniei spirale cu ghidul deieşire este şi mai importantă, întrucîtdezadaptarea cu sarcina micşorează amplificareaşi stabilitatea funcţionării amplificatorului.Pentru realizarea sa se procedează la fel ca şila intrare, numai că tubul nu se mai deplaseazălongitudinal, deoarece poziţia sa a fixatcuplajul intrării cu sursa de semnal.

Ghidurile de undă, de intrare şi de ieşire sîntde secţiune dreptunghiulară cu înălţimea mult mai

14

mică decît cea standardizată pentru gamarespectivă. Explicaţia constă în necesitateamăririi intensităţii cîmpului electric în scopulcreerii unor condiţii mai bune interacţiuniiundei electromagnetice cu fasciculul electronicla intrarea sistemului de întîrziere (unde aparemodulaţia iniţială în viteză). De asemenea, unastfel de ghid are o impedanţa de undă maiapropiată de cea a liniei coaxiale, uşurîndu-serealizarea adaptării lor.

4.2. AMPLIFICAREA ÎN PUTEREImpedanţa de intrare a sistemului de reţinere

fiind apropiată de cea de ieşire, coeficientul deamplificare al AFFI cu tub cu undă progresivă,exprimat în decibeli, este dat de relaţia:

^,= 20 log-f^, (4.7)-ki n t r

unde E i n t r şi E i e s reprezintă intensităţilecîmpurilor electrice ale undei electromagnetice laintrarea şi, respectiv la ieşireaamplificatorului.

După cum s-a arătat în paragraful precedent,unda electromagnetică de intrare se divide în treiunde directe. Numai una însă se amplifică.Amplitudinea sa este:

E intr=^lL. (4.8)1 J

Variaţia înfăşurătoarei componentei axiale aacestei unde, ca urmare a amplificării sale, areloc după legea:

E _£ ’ (4.9)^z — intr ^ “ !

unde: (3e = — reprezintă constanta de fază afasciculului electric definităprin analogie cuconstantele de fază ale undelor electromagnetice:

15

po - — într-o linie obişnuită, avînd cadielectric aerul si (3 = — într-o linie coaxialăspirală.

v fPentru z = l s p rezultă:

y 3 g M7? — p P ~ 2 ~ p e S P ;i e s , J - ' i n t r. e

sauEi„, r Pe^lsp

J7 _____ ^inlr g 2- ~T“

<le unde se obţine conform relaţiei (4.7):

A p = (—9,54 + 7,33 p. Al . p ) .

A p = (—9,54 + 47,3 AN) .Expresia (4.10) este dedusă în condiţiile în

care spirala se consideră fără pierderi, iarviteza medie a fasciculului v0 este apropiată deviteza de fază a undei în sistemul fără fasciculelectronic. Dacă se iau în considerare pierderiledin spirală şi faptul că v 0 este diferită deviteza de fază, relaţia amplificării estemult mai complexă [24],

Din relaţia (4.10) se observă căamplificarea în putere se măreşte cucreşterea lui A şi N. Valoarea lui N este deter-minată de lungimea sistemului de reţinere l s p ,care rezultă din considerentele analizate lafuncţionarea tubului în regim de amplificare, înparagraful precedent. Parametrul de amplificareal tubului A nu poate fi luat prea mare, din con-siderente de stabilitate. Practic, reacţia întubul cu undă progresivă este internă şi are locprin sistemul de reţinere cu fascicul electronic,atît datorită undei inverse, cît şi undei

(4.10)

reprezintă numărul de lungimi de undă, cuprins înlungimea spiralei, se obţine:

Întrucît [3e/,

16

reflectate produse de dezadaptarea ieşiriitubului cu sarcină. Astfel, de la ieşirea spreintrarea tubului se propagă o undă inversărezultantă, a cărei intensitate este egală cusuma vectorială a undelor reflectată şi inversă.

Deoarece lungimea spiralei

depinde de v 0 şi o>, lungimea electrică a liniei coaxiale spirale variază cu variaţia tensiunii de colector U 0 şi lungimii de undă a semnalului. Pentru anumite valori ale acestor parametrii, undainversă rezultantă poate fi în fază cu cea directă. Dacă amplificarea este suficient de mare,amplificatorul se autoexcită; de aceea unda inversă rezultantă trebuie atenuată cu atît mai mult cu cît amplificarea tubului este mai

2KN 2nNvn

17

mare. Unda inversă se atenuează prin măsurileconstructive ce se au în vedere la fabricareatubului, aşa cum deja s-a specificat mai sus.Prin urmare la montarea tubului în ar- mătura satrebuie atenuată unda reflectată şi create condi-ţiile ca ea să fie în antifază cu unda inversă,pentru a se atenua reciproc.

Ambele cerinţe depind de adaptarea ieşiriitubului amplificator cu sarcina. O adaptareperfectă. într-o bandă largă de frecvenţe nu esteposibilă. Astfel, dacă pe frecvenţa medie abenzii, coeficientul de undă staţionară k s = 1,6,cca, 5% din puterea de ieşire va fi reflectată.Cînd sistemul de reţinere nu are o atenuaresuficient de mare, atunci la o amplificare denumai 13 dB, unda reflectată produce la ieşire oputere egală cu cea care a generat-o.

Evident, că în acest caz A p = 13 dB esteamplificarea maximă în putere, ce poate fiobţinută de la amplificator, pentru a funcţionastabil. O asemenea amplificare este însă mică (înjur de 20): de aceea unda reflectată trebuie ate-nuată suplimentar. Dacă atenuarea suplimentarăeste egală cu k decibeli, unda reflectată va fiatenuată cu k decibeli k *iar unda directă cu—decibeli. în felul acesta,prin creştereacurentului fasciculului (creşterea parametruluide amplificare A) amplificarea A v poate fi mărităpînă la (13+&) dB. Aşa se explică amplificareamare, în jur de (25—40) dB, a AFFI actuale, cutuburi cu undă progresivă.

4.3 . ZGOMOTELE INTERNESensibilitatea unui receptor de FFI cu

amplificator cu tub cu undă progresivă este dată,în special, de nivelul zgomotelor interne aletubului. Contribuţia celorlalte etaje la

18

coeficientul de zgomot al receptorului esteneînsemnată datorită amplificării în putereA„ mari a amplificatorului de FFI.

Zgomotele tuburilor cu undă progresivă sîntînsă destul de mari datorită numărului însemnatal surselor de zgomot intern şi anume:

—■ emisiunea haotică a catodului;— deplasarea haotică a fasciculului de

electroni în spaţiul tunului electronic;— deplasarea haotică a electronilor pe sub

spirală;— distribuţia haotică a electronilor între

electrozii cu potenţial pozitiv;— fluctuaţiile produse de deplasarea

transversală a elec-I romilor, ca urmare a interacţiunii cusarcinile spaţiale ale fasciculului.

Toate aceste surse se datoresc faptului că şiîn tubul cu undă progresivă, ca şi în celelaltetuburi amplificatoare, amplificarea are loc printransferul de energie de la particule încărcate(electroni) la unda electromagnetică.

Sursele de zgomot creează în amplificator oundă electromagnetică de zgomot, ce esteamplificată la fel ca şi semnalul recepţionat.Nivelul zgomotelor interne se apreciază şi încazul de faţă prin coeficientul de zgomot, careîn condiţiile v 0 — v f şi neglijării sarciniispaţiale din traseul anod-spirală este [24]:

Fz?= 1 + 0,1075^1 • -L > (-4.H)o A

unde T c este temperatura catodului în Kelvin;T 0 —■ temperatura absolută a mediului (290 K).Pentru tuburile cu catod de oxid T e = 1020K şi

pentru un tub cu A = 0,028 rezultă:

1(P0 1F Z Q = 1 + 0,1075 ----- -- 14,5 ,9 290 0,028

destul de mare.

19

Reducerea coeficientului de zgomot se poateface prin îmbunătăţirea focalizării şi micşorareadensităţii fasciculului în scopul micşorăriicurentului spiralei şi, de asemenea, prinreducerea curenţilor din circuitele electrozilortunului electronic.

Nivelul zgomotelor este influenţat şi de emisiasecundară a electronilor ce lovesc colectorul.Pentru micşorarea acestui zgomot colectorul seface sub formă de pahar.

Tuburile cu undă progresivă actuale aucoeficientul de zgomot pînă la 3 dB în gama de 10cm şi pînă la 10 dB în gama de 1 cm.

Pe lîngă nivelul zgomotelor destul de ridicat,AFFI cu tub cu undă progresivă prezintă şi altedezavantaje ca: gabarit şi greutate mare datorităsistemului de focalizare electromagnetic şiconsum însemnat de putere; de aceea el se folo-seşte în receptoarele terestre unde acestedezavantaje nu sînt esenţiale.

20

înlocuirea focalizării electromagnetice cu cea electrostatică aredus greutatea amplificatoarelor la 400-500 g şi consumul, elaborîndu-se tipuri noi de tuburi cu undă progresivă ca spiratronul, estiatronuletc. [9].CAPITOLUL V

AMPLIFICATOARE CU DIODĂ-TUNEL

5.1. PRINCIPALELE CARACTERISTICI ALE DIODEI-TUNEL

Dioda-tunel este o joncţiune p-n cu structură obişnuită, darputernic dopată cu impurităţi (IO19 atomi impurităţi pe cm3 faţă de IO15

în diodele obişnuite). Din acest motiv, dioda- tunel are oconductibilitate mare în sens invers, grosimea regiunii de trecerefoarte îngustă (de ordinul 100 Â), iar în conducţie directă dispune de ozonă cu rezistenţă negativă (fig. 5.1).

Apariţia porţiunii de rezistenţă negativă se datoreşte efec- tului-tunel. Prin efect-tunel se înţelege fenomenul prin care un electron ceposedă o energie mai mică decît înălţimea ba- rierii de potenţial U Ereuşeşte să o depăşească nu însă peste barieră (ca la diodeleobişnuite), ci prin aceasta, ca pr intr-un tunel [25].Particularitatea respectivă asigurădio- dei-tunel proprietăţile deelement activ, fă- cînd-o aptă pentruamplificarea şi generareaoscilaţiilor de frecvenţe foarteînalte.

Fig. 5.2

21

Avantajele diodelor- tunel sînt determinate de: posibilităţile defuncţionare la frecvenţe foarte înalte (zeci şi sute de GHz), limitelargi de variaţie ale temperaturii (—260° la + + 440°C), nivelulscăzut al zgomotelor proprii, dimensiuni mici, slaba sensibilitate laradiaţii nucleare, consumul de energie redus, robusteţea mecanică şi

durata marede func-ţionare [2].

Parametriiprincipalice

caracterizează caracteristica sta- tică a diodei-tunel sînt: curentulmaxim I M , curentul minim tensiunile corespunzătoare U M l şi Um , şitensiunea pentru care se obţine i— I M pe porţiunea caracteristicii datăde conducţia în sens direct, ca într-o diodă obişnuită.

Pentru majoritatea diodelor-tunel, tensiunea U M l şi Um sînt cuprinseîn limitele 40-100 mV şi, respectiv 250-600 raV. Raportul I M j I moscilează de la 5, pentru diodele-tunel cu siliciu, pînă la 60 pentrucele cu antimoniură de galiu (GaSb).

Amplificarea în etajele cu diodă-tunel are la bază compensareaparţială a pierderilor din circuitul în care se montează de cătrerezistenţa sa negativă. Rezultă, aşadar că, punctul static defuncţionare trebuie stabilit pe porţiunea 1-2. în general, el sefixează în punctul de inflexiune (/l) al caracteristicii statice,definit de coordonatele ( I A , U A ). Tensiunea de polarizare este deordinul fracţiunilor de volt şi foarte bine stabilizată.

Diodele-tunel pot fi construite sub formă de cartuş sau tabletă.Forma de tabletă (fig. 5.2) este optimă din punct de vedere algabaritului şi al valorilor elementelor parazite.

în figura 5.2 a s-au notat: 1 —cristalul semiconductor de tip p sau

22

n\ 2 — joncţiunea p-n sau n-p; 3 — electrodul

23

24

(le legătură; 4 —corpul diodei din material izolator; 5 şi 6 bornelesuflate cu aur; 7 — capacul aurit; 8 —picătura de lip n sau p. careeste sudată de cristalul 1.

5.2. SCHEMA ECHIVALENTĂ LA SEMNALE MICI

Parametrii statici ai diodei-tunel sînt determinaţi de ca-racteristica statică, iar parametrii dinamici de schema echivalenta.Pentru semnale mici schema echivalentă este prezentată în figura 5.2 b.Rezistenţa de pierderi r p variază în limite largi şi depinde defrecvenţă, ca urmare a efectului pelicular. conform relaţiei:

rv = ro + A\Jco ,

unde A : este un coeficient constant, ce depinde de construcţiadiodei, materialele utilizate etc.; r 0 —rezistenţa de pierderi încurent continuu.

De obicei r p = 1 -=- 50 şi este aproximativ constantă în limiteleporţiunii de lucru ale caracteristicii statice. Capacitatea joncţiuniiC a va fi determinată de capacitatea de barieră şi de cea de difuzie.Totuşi, deoarece concentraţia de impurităţi în cristalele n şi p estemare, timpul de viaţă al purtătorilor va fi foarte mic şi deci mică vafi şi capacitatea de difuzie, iar capacitatea C A a diodei-tunel va fidată practic doar de capacitatea de barieră:

unde: C b reprezintă capacitatea de barieră la echilibru termic ;

25

U B — potenţialul barierei (pentru diode cu germaniuLrB= = IV).

Rezistenţa diferenţială negativă r„ = 1/ — este deter-

dî(

Pentru U M = 0,05 V şi U m = 0,6 V, variaţia relativă aCele mai bune diode-

tunel au capacitatea C a = 0,2 -h 2 pF.

minată de panta caracteristicii statice în punctul defuncţionare, avînd valoarea minimă în punctul deinflexiune A (fig. 5.1). Ea nu depinde de frecvenţă, cide tipul diodei.Dependenţa tipică a conductanţei negative g„ = — şicapa-

rftcitaţii C a de tensiunea de polarizare a diodei-tunel afost reprezentată în figura 5.3.

Se observă că conductanţa g n devine maximă pentru u= = U A . Rezistenţa negativă a diodelor-tunel de FFIeste de ordinul zecilor şi sutelor de ohmi.

Inductanţa bornelor L d constituie un parametru purconstructiv şi este determinat de forma geometrică abornelor. Diodele-tunel actuale au bornele cu secţiunedreptunghiulară,

26

cure asigura o inductanţa L a -C (0,02 -f-0,2)10~9H; de aceea în schema echivalentă, L& sepoate neglija.

Impedanţa schemei echivalente în acest cazeste:

7 v nZ d Vp j - !i -;coGd r n

care după raţionalizarea numitorului şi separareapărţilor activă şi reactivă devine:

V I ■ rP( 1 + Cd rl) ~ ■ l0rlC<l/,! = r,x+ )xd = —- - -2-2---- ;- - -2-----.3.2

1 + aca r* J 1 + W 2

C'2 y2a n d n

Uneori este comod ca schema echivalentă adiodei-tunel să fie reprezentată sub forma uneirezistenţe negative — R e , în paralel cu ocapacitate C. (fig. 5.4). Impedanţa acesteischeme este:

Z. ~ **

1 — j’coCe Re sau

^ R to Ceze = Rd-\- Xd =--------------------tll---------j-----------. (5.3)

■ î -f to- ca \ + o3

ma • '

Cele două scheme vor fi echivalente, dacă | Ze

| = jZd | , adică: