Technische Information

(CI R U 11 D I CO

AMU -E ITSC H R I FT FUR ELEKTRONIK, RADIO-, FERNSEH- UND TONBANDTECHNIK

InhaltsübersichtHeft 1 74

21. Jahrgang

HIFI-STEREO-TECHNIKStereo-Rundfunk-TunerverstarkerRTV 1020 243

Gesamtschaltplan nach Seite 254

FOR DEN JUNGEN TECHNIKERLogische Schaltungen mit integriertenSchaltkreisen 256

FERNSEHGERATE-TECHNIKNeue Chassis und Technikfur Schwarzwei0-Empfanger

VIDEORECORDER-TECHNIKFernbedieneinsatz fur professionelleVideorecordermit Zahlerstandsspeicher

258

267

Blockschaltbilder vor Seite 267

TONBAND-TECHNIKNeues Zubehor fur Tonbandgerate 271

DIGITAL-TECHNIKDieGRUNDIG Datensichtgerate-Familie 272

GRUNDIGTECHNISCHE

INFORMATIONENZeitschrift fur Electronic,

Radio-, Fernseh- und Tonband-Technik

Herausgeber: GRUNDIG AGZentralbereich

Technik und ProduktionTechnisches Schrifttum TS 5

8510 Furth, Kurgartenstrafie 37

Redaktion: G. PfafflinFernruf: (0911) 70 37 82 (Bezieherkartei)

(09 11) 70 35 92 (Redaktion)

GRUNDIGTECHNISCHE INFORMATIONEN

erscheinen in zwaigloser Folge und wer-den auf Anforderung kostenlos en Each-geachafte und Fachwerkstatten sowie diein diesen Betrieben tatigen Werkstatt-leiter und Service-Techniker abgegebenAllen ubrigen Interessenten ist der Bezuggegen eine SchiitzgebUhr von 6.-DM proJahr (einschliel3lich Versandkosten) m09-Ilch, zahlbar auf Postscheckkonto NUrn-berg 36874. GRUNDIG AG, 8510 Furth(Die Bestellung erfolgt em einfechstenauf Zahlkartenabschrutt.) Die Schutzge-

bahr fur Einzelherte betregt 1.50 DM.

Herausgabedatum Februar 1974

Druck: Karl Muller. 8542 Roth

Unveranderter Nachdruck von Beitragenaus GRUNDIG TECHNISCHE INFORMA-TIONEN let bel eusfOhrllcher Quellen-engabe und Zusendung von Belegexem-plaren ohne weltere Genehmlgung ge-

stattet.

Anderungen vorbehaltenI

Neues Zubehor fur TonbandgerateGRUNDIG bietet nunmehr zwei besonders hochwertige Mikrofone an. Das Mono-mikrofon GCM 319 sowie das Stereomikrofon GCMS 332. Beide arbeiten nach demKondensator-Prinzip und erhalten ihre Vorspannung uber einen Mittelkontakt in derMikrofonbuchse des Tonbandgerates.Nachfolgend eine Aufstellung der gemeinsamen Daten bzw. der Unterschiede beiderMikrofone.

GCM 319 GCMS 332

Charakteristik:Niere, das heif3t der Schell, der von vorn auf das Niere, das heif3t der Schell, der von vorn auf dasMikrofon trifft, wird bevorzugt aufgenommen Einzelmikrofon trifft, wird bevorzugt aufge-

nommen.

Anwendungsgebiet:Sprache und Musik; auch in akustisch nicht Sprache und Musik in Stereo; auch in akustischausgebauten Raumen. Bei paarweiser Verwen- nicht ausgebauten Raumen.dung auch fur Stereo geeignet.

Frequenzgang nach Sollkurve:± 3 dB ± 3 dB

Akustische Arbeitsweise:Druckgradientenempfanger Druckgradientenempfanger

Feld-Leerlauf-Obertragungsfaktor bei 1000 Hz (bei 20 V Versorgungsspannung):> 0,95 mV / !tbar > 0,95 mV / gbar

Inopedanz:1000 52 1000 SI pro Kanal

Pegeldifferenz:- < 2 dB

Stromaufnahme (bei 20 V Versorgungsspannung):max. 0,7 mA max. 1,4 mA

Ausloschung bei 180°:> 15 dB > 15 dB

Sonstiges:Zum Verlangern der Mikrofonleitungen dientdas Verlangerungskabel 391.Mit Hilfe des Adapterkabels 278a kOnnen zweiGCM 319 fiir Stereo-Aufnahmen verbundenwerden.

90M

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Das Schaltbild zeigt GCM 319. Bei GCMS 332entspricht dieses ungefahr der Schaltung desEinzelsystems. Unterschiedlich ist nur die Be-schaltung des Steckers, linkes Mikrofon liegtauf 1, rechtes Mikrofon liegt auf 4 des Steckers,Die Versorgungsspannung vom Steckerpunkt8erhalten beide zugeffihrt.

Zum Verlangern der Mikrofonleitungen dientdas Verlangerungskabel 391.Die Kanalzuordnunq des Einzelmikrofons ist amBoden zu ersehen. Dabei bedeutet: rote Kappe(R) rechter Kenai, gelbe Kappe (L) - linkerKenai.Die Vorderseite des Mikrofons, d. h. die Stelle,bei der das Mikrofon die grOBte Empfindlichkeitaufweist, befindet sich uber dem GRUNDIG-Emblem.Die Mikrofone k6nnen aufeinandergesteckt undgegeneinander verdreht werden. Wegen derRichtwirkung der Mikrofone ergibt sich dadurchbereits ein guter Stereo-Effekt. Far diese Artvon Aufnahme dient der beigefugte Tischfuf3Einen ausgepragten Stereo-Effekt erhalt man,wenn die Mikrofone getrennt voneinander auf-gestellt werden. Durch das Stativgewinde (3/8")im Boden des Mikrofons ist es moglich, zumAufstellen ein Fotostativ zu benutzen.

(Fortsetzung Seite 271)

K. TRAUBG. BENECKE

Mit dem RTV 1020 wurde ein HiFi-Receiver der Spitzenklasse geschaf-fen, der in seiner Konzeption Er-fahrung und modernste Schaltungs-technik vereint. Das flache Gehausein Pultform mit ubersichtlich ange-ordneten Flachbahnreglern gibt demGerat ein der professionellen Tech-nik und der Leistung entsprechen-des studiogemal3es Aussehen. DieMOglichkeit der Beschallung von 2getrennten Raumen, sowohl separatwie gemeinsam, mit sehr hohen Lei-stungen - 2 x 50/70 Watt bzw. 4 x30/60 Watt Nenn/Musik -, die wahl-weise auf die Halfte reduziert wer-den kOnnen, sowie die Anschlu13-mOglichkeit fur 4 D-Quadrophoniegewahrleisten eine universelle An-wendbarkeit.

Mannigfaltige Bedienungs- und Ab-stimmhilfen erleichtern den Ge-brauch des Gerates und machen esdem technischen Laien vielfach erstmoglich, die hohe Qualitat des Ge-rates voll auszunutzen. Neben derautomatischen Scharfabstimmung,

RTV 1020 Hi Finach DIN 45500

Stereo2-Raum-Stereo

D -Stereo

UKW-Rauschunterdruckung, FM-Feldstarkeanzeige, Mono-Stereo-Umschaltautomatik, Kurzschluf3auto-matik usw. sind insbesondere dieTunoscope-Anzeige fur optimaleSenderabstimmung, der Preomat mit7 UKW-Feststationen, die lediglichdurch Antippen von Beruhrungsta-sten abgerufen werden, die Super-tunoscopeschaltung zum bequemenUbertragen ausgewahlter Sendervon der Hauptskala auf den Preo-maten und die NF-Ausgangspegel-anzeige zu nennen.Bei der volligen Neuentwicklung so-wohl des HF-, ZF- wie des NF-Teilesin kommerzieller Schaltungstechnikwurde bewuf3t auf den Einsatz vonintegrierten Schaltungen verzichtet,die zwangslaufig eine Standardisie-rung der Schaltungsauslegung mitsich bringt.

Bevor der Schaltungsaufbau und de-ren Wirkungsweise ausfuhrlich be-schrieben wird, werden im Folgen-den zunochst einige Besonderheitenkurz aufgefuhrt.

im FM -Tell wird durch eine spezielleDimensionierung der HF-Vorstufeeine hohe Ubersteuerungsfestigkeitund die Vermeidung bzw. Reduzie-rung unerwunschter Mischprodukteerreicht. AuBerdem verhindern be-sondere Malinahmen Frequenzver-werfungen des Oszillators auch beisehr grol3en Eingangsspannungen.Das mittels Kapazitatsdioden ab-stimmbare Mischteil wird Ober UKW-BerUhrungstasten mit hoher Wieder-kehrgenauigkeit in einer neuartigenthermisch sich gegenseitig kompen-sierenden Schaltungsanordnung ce-steuert.

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2 hochselektive 4-Kreisfilter am Ea, -gang des FM-ZF-Verstarkers nitgrof3em linearen Phasenbereich undgeringer Verstimmung bei Anderungder Ubertragungspegel bis hin zuden grOfiten auftretenden HF-Ampli-tuden und die Auslegung der Be-grenzer-Verstarkerstufen auf besteAM-Unterdruckung unter besonde-rer Berucksichtigung der bei Stereoauftretenden Bedurfnisse sowie der

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74

Ratio-Detektor mit hoher und breit-bandiger AM-Unterdruckung und ge-ringem Klirrfaktor und geringer In-termodulation gewahrleisten hoheTrennscharfe und ausgezeichneteUbertragungsgUte.

Das Tunoscope-Abstimmtableau furgenaue Mittenabstimmung wird durcheinen pegelabhangigen Anzeigever-starker in symmetrischer Schaltunggesteuert, der gleichzeitig fur dieAnzeige der Sender0bertragung vonder Hauptskala auf den Preomatenin einer neu entwickelten Super-tunoscopeschaltung mit Hilfs-NF-Oszillator und Verhaltnisdemodula-tor dient. Mit dem Tunoscope-Ab-stimmtableau gekoppelt ist eineschaltbare automatische UKW-Still-abstimmung (Muting).Die neue Mono-Stereo-Umschaltau-tomatik besitzt durch einen Differen-tialeingang fur die Pegelsteuerungeine hohe Temperaturstabilitat.

Im AM-Teil erfolgt die Antennenspan-nungszuf0hrung bei MW und LWOber Induktivitaten zur ErhOhung derSpiegelfrequenzsicherheit und zurVerminderung der Oszillatorstor-strahlung. Eine neuartige Regelungder Mischstufe mittels elektronischgeregelter Emittergegenkopplunggestattet die verzerrungsfreie Verar-beitung hoher Antenneneingangs-spannungen bei geringer Inter- undKreuzmodulation. Der abwartsge-regelte Transistor der 1. ZF-Stufearbeitet gleichzeitig als Regelver-starker fur die Mischstufe. Das Ab-stimmanzeigeinstrument arbeitet beiFM als Feldstarkeanzeige.

Der NF-Verstarker besitzt Anschlu6-mOglichkeiten fur 6 Lautsprecher:Raum 1 Stereo, Raum 1 4 D-Quadro,Raum 2 Stereo. Bei 4 D-Quadrobe-trieb kann die Schallintensitat derhinteren Lautsprecher unabhangigvon den vorderen mit einem Schie-beregler variiert werden, der beiRaum 2-Betrieb gleichzeitig als Laut-starkeregler wirkt. Die beidenEcht" - Komplementar - Doppelend-stufen in Emitterbasisschaltung zurErhOhung der Storfestigkeit gegenvon den Lautsprecherleitungen auf-genommene Storspannungen wer-den durch eine bei beiden Halbwel-len verzogerungsfrei wirksameKurzschluBautomatik sicher ge-schutzt. Eine dreifache thermischeAbsicherung durch zwei Thermo-schalter an der Endstufen-Kuhlschie-ne und einen im Netztransforrratorbieten Schutz gegen Uberhitzungjeglicher Art.Durch eine thermisch stabilisierteLogarithmierschaltung werden diePegel der Lautsprecherausgange inlinearer Teilung zwischen 0 und -40dB angezeigt.

Schaltungsaufbau (siehe Schaltbilddes RTV 1020 nach Seite 254).

UKW-MischteilBesonderer Wert wurde bei der Neu-entwicklung des UKW-Mischteils aufein gutes GroBsignalverhalten undeine moglichst geringe Beeinflus-sung der Oszillatorfrequenz durchden HF-Eingangspegel gelegt.Mangelndes GroBsignalverhaltenwird in erster Linie durch Kreuzmo-

Bild 2 Blink in den ge6ffneten RTV 1020 von oben (Instruments wurden entfernt)

dulation und Intermodulation zweieroder mehrerer Signale an nichtline-aren Transistorkennlinien hervorge-rufen.

Wahrend die Kreuzmodulation, dieeine Amplitudenmodulation darstellt,durch nachfolgende Begrenzer weit-gehend beseitigt werden kann, ent-stehen bei der Intermodulation durchSummen- und Differenzbildung un-erwunschte Mischprodukte, die eineFrequenzmodulation aufweisen undin den ZF-Bereich fallen. Abhilfekann hier nur geschaffen werden, in-dem die Entstehung der unerwUnsch-ten Mischprodukte selbst verhindertwird. Dies geschieht in dem neuenMischteil durch eine dreifache Se-lektion des Eingangssignals mit ab-gestimmtem Vorkreis G und einemabgestimmten Bandfilter (E und C)zwischen Vorstufe (T 301) und Mi-scher (T 303) sowie durch den Ein-satz eines speziellen Vorstufentran-sistors mit langgestreckter Eingangs-kennlinie in Basis-Basis-Schaltung,bei dem der Vorkreis stromgekop-pelt im Emitterzweig liegt. Von gro-Ber Bedeutung fur das GroBsignal-verhalten sowie fur die AM-Unter-drUckung des Gerates ist eine mog-lichst groBe Unabhangigkeit der Os-zillatorfrequenz von der Eingangs-spannungsamplitude, um zu verhin-dern, da6 neben Frequenzverwer-fungen amplitudenmodulierte Star-signale bzw. Nutzsignale eine Fre-quenzmodulation der Oszillatorfre-quenz und damit der ZF hervorrufen,die wie eine Nutzmodulation welterverarbeitet wird.

244 1,74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

Die Ursache der eingangsspan-nungsabhangigen Beeinflussung derOszillatorfrequenz liegt in der HF-spannungsabhangigen dynamischenAnderung der Eingangskapazitat desMischers, die auf den Oszillator-kreis A wirkt. In derselben Weise,wie es bereits bei ZF-Stufen ublichist und in Heft 3/1969 der TI auf denSeiten 408-409 ausfuhrlich beschrie-ben ist, wird hier durch den Wider -stand R 310 die dynamische Kapa-zitatsanderung kompensiert.

Die Abstimmung des Vorkreises,des Bandfilters und des Oszillatorserfolgt durch spannungsgesteuerteKapazitatsdioden. Die Zufuhrung derAbstimmspannung erfolgt entwederOber eines der sieben Abstimmpo-tentiometer des Preomaten fur Fest-stationen oder Ober das Abstimm-potentiometer R 51 fur die Haupt-skala.

BeriihrungselektronikDie UKW-Abstimmpotentiometerwerden Ober eine BerOhrungselek-tronik geschaltet. Hierfur befindensich an der Frontseite des Gerates8 Beruhrungsfelder mit Mittelelek-trode. Von Sonderfallen abgesehengenugt ein einfaches Antippen derBeruhrungsfelder, um den ge-wrinschten Sender einzuschalten, d.h. man braucht nicht durch gezieltesBeruhren mit dem Finger die Mittel-elektrode mit dem umgebenden Be-ruhrungsfeld zu verbinden. BeimAntippen der Beruhrungstasten lauftfolgender Vorgang ab: Bei erdbe-zogenen Stromversorgungsnetzensteht zwischen einem nicht geerde-tem Chassis, das Ober die beidenNetzabblockkondensatoren C 55 undC 56 hochohmig mit dem Netz ver-bunden ist, und Erde ein Wechsel-spannungspotential. Wird jetzt beimBeruhren der Taste eine galvanischeoder bei isoliertem Stand eine kapa-zitive Verbindung nach Erde herge-stellt, flief3t Ober die Basis von T 4ein Strom in den auf Chassispoten-tial liegenden Emitter, wodurch derTransistor T 4 geoffnet wird. Beinicht erdbezogenen Netzen oder beigeerdetem Chassis (Anschlu6mOg-lichkeit fur Schutzerde) wird durchgleichzeitiges Beruhren der Mittel-elektrode und des BeruhrungsfeldesOber den mit der Mittelelektrode ver-bundenen Widerstand R 50 eineVerbindung zur 20,5 V Sekundar-wechselspannung des Netztrafoshergestellt, die ebenfalls den Tran-sistor T 4 Offnet. Uber den Kollektor-strom von T 4 wird T 5 durchgescha!-tet, wobei das im Kollektorzweigvon T 5 liegende Lampchen ( L 1 ...L 8) Ober R 3 an die 15 V-Betriebs-spannung gelegt wird und aufleuch-tet.

Der beim Durchschalten von T 5 amKollektor auftretende Spannungsan-stieg gelangt Ober C 4 und die Dio-

de D 3 als Ruckkopplungsspannungan die Basis von T 4, wodurch derSchaltvorgang schlagartig ablauft.Uber den Widerstand R 13 wird derBasis von T 4 eine Haltespannungzugefuhrt, so daf3 auch beim Loslas-sen der Beruhrungstaste der Schalt-zustand erhalten bleibt. Uber denKollektor von T 5 wird gleichzeitigauch der Transistor T 6 geOffnet,der wiederum die beiden Transisto-ren T 7 und T 8 durchschaltet, wo-durch das Abstimmpotentiometer andie stabilisierte 30 V-Spannung desFM-Netzteils gelegt wird und die amPotentiometer eingestellte Abstimm-spannung an die Kapazitatsdiodendes UKW-Mischteils gelangt. Da so-wohl der heifie wie auch der kalteAnschluf3 des Abstimmpotentiome-ters Ober die Transistoren T 7 bzw.T 8 geschaltet wird, hebt sich dieohnehin auf3erst geringe Warmeab-hangigkeit des Durchschaltwider-standes der beiden Schalttransisto-ren in bezug auf die Abstimmspan-nung weitgehend auf, so daf3 dieAbstimmung thermisch stabil bleibt.

Wird von einer Feststation auf dieandere umgeschaltet, beispielsweisevon U 1 auf U 7, so lauft beim Be-ruhren der Taste U 7 fur die Schal-tung mit den Idizes ... /7 der Schalt-vorgang in der bisher beschriebenenWeise ab. U 1 wird jetzt dadurch ge-lOscht, daf3 infolge des geringenKaltwicerstandes des Lampchens L7 beim Umschalten zunachst OberR 3 ein so hoher Strom flief3t, daf3durch den kurzzeitig hohen Span-nungsabfall an R 3 die Haltespan-nung Ober R 13/1 nicht mehr aus-reicht, den bisher bestehendenSchaltzustand fur U 1 aufrecht zuerhalten.

Wahrend des Umschaltvorgangeswird das Gerat stummgeschaltet, urnzu verhindern, daf3 bei der Abstimm-spannungsanderung nicht erwOnsch-te Sender kurzzeitig hOrbar werden.HierfOr wird ebenfalls der bereitsbeschriebene, beim Umschalten an R3 auftretende Spannungssta aus-genutzt.

Uberschreitet der Spannungsabfallan R 3 eine bestimmte GrOf3e, diedurch den Brennstrom eines Lamp-chens (L 1 L 8) gegeben ist, wirddie Zenerdiode D 2 leitend und so-mit der Transistor T 1 geoffnet, derwiederum die beiden TransistorenT 2 und T 3 durchschaltet. Damitwerden Ober die beiden niederohmi-gen Widerstande R 24 bzw. R 23 dieBasisvorspannungszufuhrungen furdie beiden ZF-Transistoren T 1005und T 1 (im ZF-Verstarker 59300-005.00) Ober die SchalttransistorenT 3 und T 2 an Masse gelegt unddie ZF-Transistoren T 1005 und T 1gesperrt. Die Zeitkonstanten mit denKondensatoren C 1 im Kollektor-zweig von T 1 (Beruhrungselektro-

nik) sowie C 1016 und C 1042 imZF-Teil sind so aufeinander abge-stimmt, daft das Stummschaltinter-vall moglichst kurz, die Stummschal-tung schlagartig einsetzt, anderer-seits iedoch knackfrei erfolgt.

Um beim Einschalten des Geratesdie 3eruhrungselektronik in einendefinierten Betriebszustand zu zwin-gen, wird der Einschaltspannungs-anstieg der 15 V-BetriebsspannungOber den Kondensator C 2 und dieDiode D 1 der Basis von T 4/1 zuge-fOhrt. wodurch U 1 eingeschatetwird, mit dessen Abstimmpotentio-meter zweckma6igerweise der me st-gehorte Sender eingestellt ist.

Das stabilisierte Netzteil fur die 30V-Abstimmspannung ist in bekannterWeise geschaltet mit der an der Ze-nerdiode D 1001 gewonnenen Ver-gleichsspannung und dem Wider-standsteiler R 1009, R 1012 unc R1014 als Stellglied. Die am Emitterdes Transistors T 1001 abgenomrne-ne 30 V-Oberspannung ist in hOch-stem Mark unabhangig von Be-triebsspannungsschwankungen undLastanderungen und ist thermischauf3er st stabil.

Die abschaltbare und in ihrem Span-nungshub durch die antiparallel ge-scha:teten Dioden D 1002 und D1003 begrenzte Scharfabstimmspan-nung wird Ober den Transistor T1003dem Stellglied der 30 V-Stabilisie-rungsschaltung zugefuhrt.Scharfabstimmspannung steuert so-mit die 30 V-Oberspannung, wo-durcn ein Ober dem gesamten Ab-stimmungsbereich annahernd kon-stanter Nachstimmhub erreicht wird.

Der FM-ZF-VerstarkerDie Kriterien Trennscharfe, geringeVerzerrungen, geringe Intermodula-ton, hohe Gleichkanalselektion (cap-ture ratio), Grenzempfindlichkeit undgrofk AM-Unterdruckung sind inhohem Mark von dem gewahltenSchaltungsprinzip und Dimensionie-rungsgrundsatzen des ZF-Verstar-kers abhangig. Um den gesteigertenTrennscharfeanforderungen, die beider heutigen Vielzahl von empfargs-wOrd g einfallenden Sendern, z T.

bei einem Kanalabstand von 200kHz, gerecht zu werden, muf3te dieBandbreite des ZF-Verstarkers mOg-lichst klein gewahlt werden (140

Zur Erzielung mOglichst opti-maler Werte hinsichtlich der ande-ren oben angefuhrten Kriterien istjedoch eine kleine ZF-Bandbreiteschadlich. Durch spezielle Mafirah-men konnte jedoch dieser schadlicheEinffuf3 weitgehend vermieden wer-den.

Die auf das Mischteil folgenden bei-den Vierkreisfilter besitzen Kreise,die durch ein giinstiges LC-Verhalt-nis n ihrer GOte optimiert wurden.

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 245

lhre Kopplungen wurden sehr sorg-faltig auf hohe Flankensteilheit undeinen uber einen weiten Frequenz-bereich linearen Phasengang einge-stel It.

Die Gruppenlaufzeitdifferenz betragt< 1 Itsec innerhalb eines Ubertra-gungsbereichs von ca. 250 kHz. DerKollektor des ersten ZF-Transistorsliegt nicht am Hochpunkt, sondernam 0,5fachen Anzapf des Kollektor-kreises. Hierdurch kann der Kollek-torstrom und damit die Steilheit sogrof3 gewahlt werden, da13 sich mitder am Kollektorkreis sich ergeben-den Aufwartstransformation einemOglichst hohe Verstarkung und ei-ne geringere Bedampfung des Kol-lektorkreises ergibt. Auf3erdem wirdeine Verstimmung der Kreise beiunterschiedlichen Antennenspan-nungen, die insbesondere bei in Be-grenzung arbeitendem Transistordurch Anderung der Ausgangskapa-zitat auftritt, verringert. Bei denschmalbandigen Filtern ware eineVerstimmung aul3erst schadlich fureine klirrfaktor- und intermodula-tionsarme Ubertragung.

Zur optimalen Unterdruckung vonStorgerauschen und der synchronmit der FM im ZF-Verstarker auf-tretenden Eigen-AM besitzen dieBegrenzerstufen moglichst hochoh-mige Emitter- und Basiswiderstandemit kleinen wirksamen Parallelkapa-zitaten zur Erreichung hoher Grenz-frequenzen. Der Sieb- und Kompen-sationswiderstand im Kollektorkreiswurde dabei klein gehalten. Mit die-ser Schaltungsauslegung wird be-reits eingangsseitig im Basis-Emit-ter-Kreis eine sehr wirksame Dio-denbegrenzung mit schnell ein-setzender Spitzengleichrichtung er-zielt und eine Steuerung des Kol-lektorstromes durch die bei der Dio-dengleichrichtung auftretende NFsehr klein gehalten, da diese starknegativ weit uber den Kennlinien-knick der Eingangsdiode hinaus ver-schoben wird, bzw. im Ubergangs-gebiet bei noch nicht voll wirksamerBegrenzung durch den Emitterwider-stand gegengekoppelt wird. DerTransistor wird nur durch die posi-tiven und infolge der Diodenbegren-zung weitgehend amplitudenkon-stanten Halbwellen geOffnet, wo-durch im Zusammenwirken mit derKollektorbegrenzung eine sehr guteAM-UnterdrUckung erreicht wird.Eine durch die NF- und HF-Aus-steuerung hervorgerufene dynami-sche Kapazitatsanderung des Tran-sistors, welche uber den Kollektor-kreis eine Phasenmodulation zurFolge hatte, wird durch R-C-Gliederam Kollektor kompensiert, wobei derKondensator gleichzeitig zur Verrin-gerung der bei der Begrenzung er-zeugten Oberwellen, insbesondereder in den Empfangsbereich fallen -den 9. und 10. dient.

Mit vier ZF-Stufen ist die Verstar-kung des ZF-Verstarkers bei hoherStabilitat extrem grof3 und wird einesehr fruh einsetzende Begrenzung- der -1 dB -Wert liegt bei ca. 1,2jtV an 240 t2 - und breite AM-Un-terdruckung erzielt, was fur dieGleichwellenselektion und einen stO-rungsfreien Empfang auch bei gro-Ben FM-HUben auf3erordentlich wich-tig ist. Da jede ZF-Stufe uber Se-lektionskreise verfugt, werden au-Berhalb des Durchlaf3bereichs vor-handene Rausch- und Storfrequen-zen abgesenkt und konnen bei dernotwendigerweise breitbandigen De-modulation im Ratio keine in denHOrbereich transponierten Rausch-und Storsignale erzeugen, die dasSignal-Rauschverhaltnis verschlech-tern wurden.Auch der Ratio-Detektor tragt ithohem Mahe zur Erfullung der obengenannten Kriterien bei. Fur eineverzerrungsfreie Demodulation dur-fen die Phasen- und Amplitudenver-haltnisse der FM-Seitenbandfre-quenzen in keiner Weise verfalschtwerden. Der im RTV 1020 verwen-dete Breitband-Ratio besitzt, dembreiten Modulationsband bei derStereoubertragung angepaf3t, einein einem weiten Frequenzbereich ab-solut lineare Wendekennlinie mitgrof3em Kuppenabstand, wodurchauch die bei der Abstimmung stO-renden NF-Seiten-Maxima unter-druckt werden. Eine hohe und breieAM-UnterdrUckung des Ratios istbesonders wichtig beim Empfangsehr kleiner HF-Signale, bei denendie ZF-Stufen ihre guten Begrenzer-eigenschaften noch nicht voll errei-chen. Welch grof3e Bedeutung ei-ne intermodulationsverzerrungsfreieUbertragung insbesondere beimStereoempfang hat, sei an einemBeispiel gezeigt. Hierbei werden zurbesseren Ubersichtlichkeit die NF-Frequenzen des Stereo-Multiplexsi-gnals verwendet.Die Uberlegung gilt jedoch analogfur die entsprechenden diskretenFM-Seitenfrequenzen des HF- bzw.ZF-Signals. Besteht das Stereosi-gnal nur aus einem L- bzw. R -Signalmit f = 1 kHz, so enthalt das codier-te Multiplexsignal ohne Berucksich-tigung des Pilottons im Summensi-gnal die Frequenz 1 kHz und imamplitudenmodulierten Differenzsi-gnal auf3er dem unterdruckten Tragervon 38 kHz die Seitenfrequenzen37 und 39 kHz. Bei einer Intermodu-lation des 1 kHz Summensignals mitden 37 und 39 kHz Seitenfrequenzenentstehen durch Summen- und Diffe-renzbildung u. a. die Frequenzen 36kHz und 40 kHz, die bei der Deco-dierung wie zum Differenzsignal ge-hOrende Seitenfrequenzen demodu-liert werden und als 2 kHz Signalbzw. als K 2 des ursprunglichen I

kHz Signals am Decoderausgangerscheinen.

ElektronischeUKW-EinschaltverzogerungUm zu verhindern, daf3 beim Ein-schalten des UKW-Bereichs wah-rend des Hochlaufens der Abstimm-spannung fur das UKW-MischteilunerwOnschte Sender der Reihenach hOrbar werden, bleibt der ZF-Verstarker nach dem Einschaltenkurze Zeit gesperrt.

Hierzu wird die Betriebsspannungfur die beiden ZF-Transistoren T1005 und T 3 Ober eine Verzoge-rungsschaltung mit dem TransistorT 1004 gefuhrt. Beim Einschalten bil-det der Kondensator C 1017 zu-nachst einen Kurzschluf3, wodurch T1004 gesperrt ist. Erst wenn die Auf-ladung Ober R 1022 und R 1023 dieBasis - Emitter - SchleusenspannungOberschreitet, schaltet der Transistordurch und legt die Betriebsspannungan die beiden bis dahin gesperrtenZF-Stufen. Die VerzOgerung verhin-dert auf3erdem, daf3 kurz vor Errei-chen der vollen Abstimmspannungdurch die eingeschaltete Scharfab-stimmung ein nicht gewunschterSender eingefangen und gehaltenwird.

U KW-FeldstarkeanzeigeDas AM-Abstimmanzeigeinstrumentdient bei UKW-Empfang zur Feld-starkeanzeige, die auch hohe Anten-nenspannungen abzulesen gestattet.Da durch die frUhzeitig einsetzendeBegrenzung die Ratio-Richtspan-nung schon bei kleinen Antennen-spannungen konstant bleibt, wird furdie Anzeige der h6heren Eingangs-spannungen eine von der ZF-Span-nung am Kollektor von T 1 abgeleite-te und durch die Diode D 1 gleichge-richtete Spannung der Ratio-Richt-spannung aufgestockt und gemein-sam mit ihr der Basis des TransistorsT 1009 zugefuhrt. An dessen Emitterliegt Ober den Einstellwiderstand R1065 zur Eichung des Endausschlagsdas Anzeigeinstrument, dessen ande-rer Pol an den Schleifer des ReglersR 1063 fuhrt, der zur Einstellung desAnfangsausschlages dient. Durch dieBegrenzungscharakteristik des ZF-Verstarkers bedingt, ahnelt der Ver-lauf des Anzeigestroms einer loge-rithmischen Funktion, so daft sowohlkleinste wie grof3e Antennenspan-nungen gut ablesbar angezeigt wer-den.

Mit Hilfe der Feldstarkeanzeige kannder Preomat sehr einfach mit den amstarksten einfallenden Sendern pro-grammiert werden oder auch einedrehbare Antenne optimal ausge-richtet werden.

Tunoscope mit StillabstimmungFur eine optimale EmpfangsgUte isteine genaue Abstimmung des Emp-fangers auf den Sender von gro6erWichtigkeit. Hierfur wurde eine neueelektronische Tunoscope-Schaltung

2461/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

mit den Transistoren T 205... T 212entwicke It, die die exakte Abstimmungauf den Trager uber ein Abstimm-tableau mit drei Leuchtfeldern op-tisch anzeigt. Bei richtiger Sender-einstellung leuchtet das mittlere wei-13e, bei einer Fehlabstimmung nachlinks oder nach rechts das linke rotebzw. das rechte rote Feld. Es wirdalso auch die Einstellrichtung fureine genaue Abstimmung angezeigt.

Fur die Steuerung der Tunoscope-schaltung wird die Ratio-Differenz-spannung herangezogen, die beiAbstimmung auf Tragermitte 0 V be-tragt, unterhalb bzw. oberhalb desTragers positiv bzw. negativ wird.

Diese Differenzspannung wird vonPkt. 12 des ZF-Verstarkers (59300-005.00) uber R 1020 (Leitungszug 14)und die Schaltkontakte V 1-V 2 demVerbindungspunkt der WiderstandeR 233 und R 234 zugefOhrt. Die Be-triebsspannung fur die Tunoscope-Schaltung liegt mit +7,5 V und -7,5V symmetrisch zur Masse. Bei ne-gativer Steuerspannung wird derpnp-Transistor T 209 geoffnet undder Transistor T 211 durchgeschaltet,es flief3t uber R 253, R 254, dasLampchen L 14 (mit L 11), T 211 undR 247 ein Strom, die rote Anzeige-lampe L 14 leuchtet. Die Ober denTransistor T 212 gesteuerte weif3eAnzeigelampe bleibt dunkel, da T212 mit seiner Basis Ober den TeilerR 248/R 249 an der geringen Rest-spannung des durchgeschaltetenTransistors T 211 liegt und damit ge-sperrt ist. Bei positiver Steuerspan-nung wird der Transistor T 210 uberT 208 durchgeschaltet und die roteAnzeigelampe L 12 (mit L 10) liegtOber die Widerstande R 246, R 252und R 251 an der Betriebsspannung.

(Die Funktion der Lampchen L 10und L 11 wird bei der Stillabstim-mung erlautert). Durch den Span-nungsabfall an R 251 liegt der Emit-ter von T 212 htiher als die Basisund T 212 ist gesperrt, d. h. die wei-13e Anzeigelampe brennt auch jetztnicht. Bei genauer Abstimmung undRatio-Differenzspannung 0 V sinddie beiden Transistoren T 208 und T209 und damit auch T 210 und T 211gesperrt und die roten Anzeigelam-pen bleiben dunkel. Jetzt flief3t uberR 253, R 254, die Lampchen L 11, L14 und R 248 ein Strom in die Basisvon T 212, der Transistor schaltetdurch und die weif3e Anzeigelampeleuchtet. Uber die Widerstande R243 bzw. R 244 wird den Basen vonT 208 bzw. T 209 eine Ruckkopp-lungsspannung zur Beschleurigungdes Umschaltvorganges zugefuhrt.

Auf3erdem bewirkt dies eine Hyste-rese der Schaltung, d. h. der vor-handene Schaltzustand bleibt auchbei einer Steuerspannungsanderungin einem gewissen Bereich erhalten.

In der Praxis bedeutet dies, daf3man zunachst sehr genau abstimmenmuf3, um vom Rotbereich in denWeif3bereich zu kommen. Die Schal-tung ist so ausgelegt, dal3 Verstim-mungen innerhalb des Weif3be-reichs noch keine Verminderung derUbertragungsqualitat verursachen.

Da ohne Empfangssignal die Ratio-Differenzspannung ebenfalls 0 V be-tragt und dadurch eine Senderan-zeige vorgetauscht wurde, wird dieAnzeigeschaltung uber die Transi-storen T 205, T 206 und T 207 feld-starkeabhangig gesteuert. Die imZF-Verstarker an R 23 des Basis-spannungsteilers fur T 3 der letztenZF-Stufe stehende Gleichspannungist ohne Empfangssignal so gro3,daf3 uber R 25, R 1071 und R 227 derTransistor T 205 geoffnet wird unddie Transistoren T 206 und T 207durchschalten. Dann liegt die Basisvon T 207 infolge der gleichgroBenWiderstande R 229 und R 230 aufhalber Betriebsspannung, d. h. mit

7,5 V auf ca. 0 V. Da auch die Wi-derstande im Kollektorzweig undEmitterzweig des Transistors T 207gleiche GrOfie besitzen, werden uberR 231 und R 232 die TransistorenT 210 und T 211 gleichzeitig durch-gescha tet und T 212 gesperrt. Dieweif3e Lampe L 13 bleibt dunkel, dieroten Lampen L 12 und L 14 bren-nen.

Mit wachsendem HF-Eingangssignaltritt an R 23 durch die Begrenzer-wirkung der letzten ZF-Stufe einenegative Richtspannung auf, wo-durch jetzt T 205 und damit auch T206 und 207 gesperrt werden unddie Pegelsteuerung die Anzeige-schaltung nicht mehr beeinfluf3t. Mitder mittels des Reglers R 222 ein-stellbaren dem Emitter von T 205 zu-gefOhrten Unterlegspannung kannder Wirkungsbereich der Pegel-steuerung variiert werden. Der Ruck-kopplungswiderstand R 228 bewirktebenfa Is eine Umschaltversteile-rung und eine Hysterese, so daf3kleine Feldstarkeschwankungennicht auf die Pegelsteuerung einge-hen.

UKW-StillabstimmungDie den roten Anzeigelampen pa-rallelgeschalteten Lampchen L 10und L 11 steuern Ober einen inihrem Leuchtfeld liegenden Fotowi-derstand R 256, der sich im Gegen-kopplungszweig vom Kollektor aufdie Basis des Transistors T 1011 be-findet, die automatische Stillabstim-mung. Die NF-Ausgangsspannungdes Ratios gelangt Ober die hoch-ohmigen Widerstande R 1050 und R1034 an die Basis des TransistorsT 1011, dessen Eingangswiderstandbei ausgeschalteter Stillabstimmungoder unbeleuchtetem Fotowider-stand (Dunkelwiderstand ca. 10 Mu)

durch die SpannungsgegenkopplungOber R 1077 ca. 1 betragt. Diedadurch hervorgerufene Teilung derNF-Eingangsspannung wird durchdie Verstarkung des Transistorswieder ausgeglichen, so daf3 dieDurchgangsverstarkung ca. 1 be-tragt. Bei eingeschalteter Stillab-stimmung und Beleuchtung des Fo-towiderstandes durch L 10 und L 11entsp-echend der Funktion der Ab-stimrnanzeigeschaltung wird durchden niedrigen Hellwiderstand von R256 (ca. 300 u) der GegenKopplungs-grad so stark erhOht, daf3 die Durph-gangsverstarkung um ca. 50-60 dBherabgesetzt wird. Ohne Empfangs-signal wird somit die Ratio-NF-Span-nung nicht weitergeleitet.

SupertunoscopeUm die Programmierung des Preo-maten mit den gewOnschten Fest-stationen zu erleichtern, wurde ineiner neuen Zusatzschaltung mit denTransistoren T 201 . . . T 204 dasTunoscope zum Supertunoscope er-weitert, mit dem ein auf der Haupt-skala eingestellter Sender mit Hilfedes Tunoscope-Abstimmtableaus aufden Preomat Obertragen werdenkann. 1st am Preomat der gleicheSender wie auf der Hauptskala ein-geste11t, leuchtet das mittlere weif3eAnzefgefeld. Bei unterschiedlic-ierEinstellung gibt das Aufleuchten deslinken bzw. rechten roten Anzeige-feldes die Drehrichtung der Preo-mat-Abstimmung fur Ubereinstim-mung von Hauptskala- und Preomat-Einstellung an.

Die Funktion basiert auf einemSpannungsvergleich der am Ab-stimmpotentiometer fur die Haupt-skala und am jeweiligen Preomat-Abstimmpotentiometer abgegriffe-nen Abstimmspannungen. Urn dieAbstimmpotentiometer nicht zu be-lasten - einige Millivolt Span-nungsanderung verursachen bereitsmehrere Kilohertz Freguenzabwei-chung - besitzt die Vergleichs-schaltung am Eingang eine praktischbelastungsfreie Chopperstufe, dieeine phasenabhangige Umwandlungeiner Gleichspannung in eine Wech-selspannung bewirkt, wobei einerentgegengesetzten Polaritat derGleicnspannung einer urn 180° ge-drehten Phasenlage der Wechsel-spannung entspricht. Die verstarkteWechselspannung wird einer Pha-senvergleichsstufe in Brackenschal-tung zugefOhrt, die eine der Phasen-lege entsprechende positive odernegative Diagonalspannung liefert,welche dem bereits besprochenenTunoscope-Anzeigeverstarker zuge-fuhrt wird.

Bei gedrOckter Ubertragungstaste(Taste TUN) liegt der Schleifer desHaupt-Abstimmpotentiometers R 51,das hierbei mittels einer Ober die

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 247

Kontakte W 2-W 3 der Basis von T6/8 zugefUhrten Spannung einge-schaltet ist, uber die Kontakte V 5-V 6 und R 201 am Emitter, derSchleifer des eingeschalteten Preo-mat-Abstimmpotentiometers uber R202 am Kollektor des Choppertran-sistors T 201. Dieser Transistor istmit seinem Emitter uber C 202 nurwechselspannungsmaBig auf Massebezogen, stellt also fur die Abstimm-Gleichspannung keine Belastung dar.

Die von einem Hilfsoszillator mit demTransistor T 204 erzeugte Wech-selspannung, deren Frequenz ca. 2kHz betragt, gelangt uber R 215 undC 206 auf die Basis des Chopper -transistors T 201, wobei die positi-ven Halbwellen durch die Basis -Emitter -Diode, die negativen durchdie Diode D 201 begrenzt werden.

1st der Kollektor gegentiber demEmitter positiv, arbeitet der Tran-sistor in gewohnter Weise, d. h. dieEingangsspannung erscheint am Kol-lektor urn 180° phasengedreht. 1stder Kollektor dagegen negativ, ge-langt die Eingangsspannung Ober diejetzt in Durchlal3richtung arbeitendeBasis-Kollektor-Diode ohne Phasen-drehung auf den Ausgang. Sind dieSpannungen am Kollektor und Emit-ter gleich groI3, tritt keine Wechsel-spannung am Ausgang auf. Nach ei-ner phasenlinearen Verstarkung ineiner gleichstromgekoppelten Ver-starkerstufe mit den Transistoren T202 und T 203 gelangt die Chopper-Wechselspannung in einer Phasen-vergleichsschaltung an den Mitten-abgriff eines mit der Oszillatorspuleinduktiv gekoppelten Kreises. DerPhasenvergleich erfolgt in einersymmetrischen BrUckenschaltung mitden Gleichrichterdioden D 202, D203, den Richtwiderstanden R 212,R 218, R 219, den Ladekondensato-ren C 211, C 212 und dem in derBruckendiagonalen zwischen Masseund Kreismitte liegenden Wider -stand R 216. Ohne Chopper-Wech-selspannung sind die durch Gleich-richtung der induzierten Oszillator-spannung an den Richtwiderstandenabfallenden Gleichspannungen ge-gen Masse bezogen gleich grof3, sodal3 die Diagonalspannung 0 ist. Mitder zugefuhrten Chopper-Wechsel-spannung entstehen je nach Phasen-lage durch Addition bzw. Subtrak-tion mit der induzierten Oszillator-spannung unterschiedliche Richt-spannungen, was jetzt eine positivebzw. negative Diagonalspannung zurFolge hat. Die Diagonalspannungwird Ober die Kontakte V 3-V 2 demTunoscope-Anzeigeverstarker zuge-fuhrt, der in der bereits beschriebe-nen Weise eine der Steuerspannungentsprechende Leuchtanzeige liefert.

Hierbei ist Ober die Kontakte W 5-W 6 die Stillabstimmung standig inBetrieb. Nur beim Leuchten des

wei6en mittleren Abstimmfeldes, d.h. bei Ubereinstimmung der zu ver-gleichenden Abstimmspannungenwird das Empfangssignal von derStillabstimmstufe weitergeleitet. Diefeldstarkeabhangige Steuerung desAnzeigeverstarkers wird mittels ei-ner uber die Kontakte W 2-W 3 unddie Diode D 200 dem Emitter vonT 205 zugefuhrten Spannung wah-rend des Ubertragungsvorgangs ge-sperrt.

Decoder mit feldstarkeabhangigerMono-Stereo-UmschaltautomatikDer in Modultechnik aufgebaute De-coder arbeitet in der bekannten undbewahrten Weise nach dem Matrix-Verfahren mit der getrennten Ver-arbeitung des Summen- und des Dif-ferenzsignals und der rauschvermin-dernden hochfrequenten" Deem-phasis im Seitenbandkanal. Optima-ler Fremdspannungsabstand, guteKanaltrennung und auBerst kleineVerzerrungen und Intermodulationsind die herausragenden Merkmaledieses Decoders. Die Mono-Stereo-Umschaltung erfolgt automatisch inAbhangigkeit vom 19 kHz-Pilottonund gleichzeitig von der HF-Feld-starke, urn ein Ansprechen der Au-tomatik bei sehr schwachen Sen-dern oder auch ohne Empfangssi-gnal durch Rausch- und Storfrequen-zen, die in den 19 kHz-Bereich fal-len, zu verhindern. Die feldstarkeab-hangige Richtspannung an R 23 derletzten ZF-Begrenzerstufe wird derBasis des Transistors T 11 zuge-fuhrt, der mit T 12 als Differential-stufe geschaltet ist. Solange dieSpannung an der Basis von T 11hailer ist als die mit R 14 eingestell-te Basisspannung von T 12, ist T 11gesperrt und T 12 durchgeschaltet.

Uber den Kollektor von T 12 und R22 schaltet auch T 14 durch, dessenKollektor somit fast auf Massepo-tential liegt. Die uber R 25 dem De-coder zugefiihrte Schaltspannungsperrt den Seitenbandkanal unddamit nur monofonen Empfang zu.

Die vom 19 kHz-Pilotton abgeleiteteSchaltspannung, die vom Kollektordes als Richtverstarker arbeitendenTransistors T 13 uber den verhalt-nismal3ig hochohmigen WiderstandR 21 und R 22 ebenfalls der Basisvon T 14 zugefuhrt wird, bleibt un-wirksam, da bei geoffnetem Tran-sistor T 12 der Transistor T 13 stetsdurchgeschaltet bleibt. Erst wennmit wachsender HF-Eingangsspan-nung durch die negative Richtspan-nung an R 23 (ZF-Verstarker) dieBasisspannung an T 11 so geringwird, dal3 T 11 offnet und T 12 sperrt,kann die Steuerung durch den Pilot -ton wirksam werden. Bei vorhan-denem Pilotton wird die negativeRichtspannung an R 18 so grol3, daaT 14 sperrt. Dadurch steigt die Mo-no-Stereo-Schaltspannung auf ca.

7 V an und schaltet den Decoder aufStereobetrieb. Gleichzeitig wird derTransistor T 15 geOffnet und dieStereo-Anzeigelampe L 15 zum Auf-leuchten gebracht. Durch den ge-meinsamen Emitterwiderstand R 26und den RuckkopplungswiderstandR 16 erfolgt sowohl die pilot- wieauch die feldstarkegesteuerte Urn-schaltung schlagartig. Aul3erdem istinfolge der damit bewirkten Hyste-rese die Schaltung unabhangig vonkleineren Pilot- oder Feldstarke-schwankungen.

Mit dem Regler R 14 wird die Stereo-Umschaltwelle eingestellt, die durchdie Differentialschaltung mit T 11und T 12 in hohem Mark warmeun-abhangig ist, da warmebedingte An-derungen der Basis-Emitter-Streckesich auf beide Transistoren in glei-chem Mahe auswirken und somitkompensiert werden.

AM-HF-ZF-TeilFur den AM-Teil wurde eine volligneuartige Mischschaltung entwickelt,die kompromiBlos alle Forderungendie an eine Mischstufe gestellt wer-den, wie hohe Mischverstarkung beikleinen Signalen, kleiner Klirrfaktorbei groBen Eingangsspannungen,geringe Inter- und Kreuzmodulationund gutes Signal-Rauschverhaltnismit ausgezeichneten Werten erfullt.Durch eine elektronische Gegenkopp-lungsregelung des Mischers werden

hohe Antennenspannungensehr verzerrungsarm verarbeitet miteinem Fremdspannungsabstand, der70 dB erreicht.

Bei Mittel- und Langwelle gelangtdas Antennensignal Ober Induktivi-taten auf die abgestimmten Ein-gangskreise. Hierdurch werden ei-nerseits die heher schwingendenSpiegelfrequenzsignale abgesenkt,andererseits gelangt die Oszillator-frequenz nur stark abgeschwacht andie Antennenbuchsen. Das Ein-gangssignal wird zusammen mit dervon einem separaten Oszillator mitT 1008 erzeugten Oszillatorspan-nung auf die Basis des Mischers T1007 gefuhrt. Der abwartsgeregelteZF-Transistor T 1 arbeitet gleichzei-tig als Gleichstrom-Regelverstarkerfur die Regelung der Mischstufe.

Vom Emitter von T 1 gelangt dieRegelspannung Ober R 1041 sowohlauf die Basis des Mischers T 1007.der hierdurch schwach abwarts ge-regelt wird, wie auch auf die Basisdes Transistors T 1006. Durch denzwischen Kollektor und Basis liegen-den Kondensator C 1039 ist dieserTransistor wechselspannungsmal3igstark spannungsgegengekoppeltundsein elektronischer Eingangswider-stand umgekehrt proportional dervom Arbeitspunkt des Transistorsabhangigen Steilheit. Der damit inAbhangigkeit von der Regelspan-

2481/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

dB

81111111EmMIMINENIMMISOIN1111118MEIMONIMMOINIIMMMEME1111111MMEIMIE1111111IMINIMINIMM11121IIIMMEBERNIMINS1111111MW811111===111MIIIINOW11111=11111101MINMINIEMMINIOMMMIMEINM1111111111iMM11111Mill11011111=1111111111MIONINOMIllMENNEMME1111111MMISIIIIIIIMUM111=MMIII1111118111==MOM

Leistungsbandbrelte

ranKlirrfaktor bei verschiedenen Frequenzen

delZS

ZS ---

-20

I-.11 1. Wilier

11 ROVIChiiii01eMleingang TB

20 50 100 SOO CCO 7000 5000 10 000 20000r[Hz]

Frequenzgang Linear" und Verlauf des besonders steil abschneidendenRauschfilters

N IIIMINENIMEMMEENNEW11111-11...11

10111111111111MIENE

EMMEN=MOW111 Illnomu!!!!IIIIMIIIIIINIMMUMMEMMIIIIMIIIIIMMENIIIIIMMEMMEME

0

Ausgangslelstung bei verschiedenen AbschluBwiderstanden

.IS I i II 'l

MO \MEM'MBELINNMENNINIMIMaasMk\ iifs

1=INII MNMIIMI --um.-

111 MN -NNM

NONto ommsEmmen m

INNINMNINNIIIIM11111MEMMINNO11= lillikma'

-IS ANIMNIIIIMIMMIIIIIIIIMI MENEMAMINIMNIMMNINIIIIIMINSIININ MN

ANINONIMIIIIIINNIMONSI MIII20 AIIIII II IIIII

411=MINNIIIIIMMMIN =MO MNNI re

50 100 700 500 1000 2000 10000 515.

dB

0

-2,5

10

13

30

Wirkungebereich der Klangregler

Melleingang TA Magnet abetSehneidkennlinennazabildunf

20 50 100 200 500 1000 2000 5000 10000 1500Cr(r.vi

Frequenzgang TA -magnet nit steilem Abfall der Frequenzen unterhalb25 Hz (Rumpelfrequeizen)

148eingang TB ,

20 11 " 1100 200 20000r [Hr1

Verlauf der gahorr chtigen LautstarkereEelung (Cor tour)

nn.. 1C0.10, en 040 A

T r.0:

SSO IWO 2400 20.00

FM -Signal- und Fremdspannungsverlaufin Abhingigkeit von der Antennerspannung(an MO gemessen vom Antenneieingangbis zum Lautsprecherausgang).

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 249

nung steuerbare elektronische Ein-gangswiderstand liegt uber C 1045am Emitter des Mischers T 1007 undbeeinfluf3t die Emittergegenkopplungdes Mischers.

Mit wachsender HF-Eingangsspan-nung sinkt die Regelspannung, dieSteilheit des Transistors T 1006wird kleiner, sein elektronischer Ein-gangswiderstand grOBer und der Mi-scher wird starker gegengekoppelt.Dadurch sinkt die Verstarkung desMischers ab, wobei die Mischver-starkung auf3erdem infolge der Li-nearisierung der Transistorkennlinieverringert wird. Durch die Gegen-kopplung ist die Mischstufe in derLage, auch hohe Antennenspannun-gen sehr verzerrungsarm bei auf3er-ordentlich grof3er Inter- und Kreuz-modulationsfestigkeit zu verarbeiten.

Da von der Regelung sowohl die HF-Eingangs- wie auch die Oszillator-spannung erfaf3t werden, ist der Re-gelhub auf3erordentlich grof3. Mit Hil-fe der Diode D 1004 wird die Regel-spannung bei kleinen Antennen-spannungen begrenzt, so dal3 dieMischregelung verzogert einsetzt.

Der ZF-Transistor T 1 wird unver-zOgert abwartsgeregelt, die AM-ZF-Stufen sind durch 2 Bandfilter ge-koppelt. Von AM -Demodulator imKollektorkreis des Transistors T 2wird die NF uber ein kombiniertesLC- und RC-Netzwerk geleitet, dasden Frequenzgang den besonderenErfordernissen beim AM-Empfanganpal3t.

Mit dem als .71-Kreis geschaltetenBandpal3 mit den Kondensatoren C1066, C 1068 und der Kreisspule09227-053.21, die zur Erhohung derFlankensteilheit mit dem Kondensa-tor C 1067 Uberbruckt ist, werdenalle Frequenzen oberhalb 3 kHz sehrstark abgesenkt, urn das durch diestarke Belegung der AM-Wellenbe-reiche entstehende Uberlagerungs-pfeifen zu unterdrUcken. Zur Errei-chung eines abgewogenen AM-Klangbildes, das schon vom Senderher verhaltnismaf3ig wenig Hahenbesitzt, werden durch eine RC-Kom-bination mit R 1068, C 1065 und R1067 die Frequenzen unterhalb 600Hz mit etwa 3 dB pro Oktave abge-senkt. Das NF -Signal gelangt dannuber den bei AM im Mono-Betriebarbeitenden Decoder zum NF-Ver-starker.

Der NF-VerstarkerBei der Schaltungsauslegung undDimensionierung des NF-Verstar-kers wurde grof3er Wert darauf ge-legt, die Forderungen hinsichtlich sl-ier qualitatsbestimmenden Merkma-le wie extrem niedrige Verzerrun-gen, hohe Leistungsbandbreite, gro-13e exakte Frequenz-gange, hohe Betriebssicherheit, ohnejede Einschrankung optimal zu er-

fullen. Die Verzerrungen sind im ge-samten Harbereich von 20 Hz -20 kHz 5: 0,1 % und damit nichtmehr wahrnehmbar. Die voile Aus-gangsleistung steht praktisch eben-falls im gesamten HOrbereich zurVerfOgung. Dieser Punkt ist beson-ders kir tiefe Frequenzen wichtig, dadie Basse in der Musik einen hohenEnergieanteil aufweisen. Durch einegunstige Aufteilung der Verstarkungvor und nach dem Lautstarkereglerbei Verwendung extrem rauscharmerTransistoren des modernsten TypsBC 414 bzw. BC 416 in speziellerSchaltungsdimensionierung konnteder sehr gute 50 mW-Fremdspan-nungsabstand von uber 63 dB(Spitzenmessung) bei grof3er Uber-steuerungsreserve am Eingang (26dB) erreicht werden.

Eine elektronische Absicherung derEndstufe sowie Thermoschalter ander Kuhlschiene und im Netztrafosorgen fur absolute Betriebssicher-heit auch unter ungunstigsten Urn-standen.

Die stabilisierte 56 V-Versorgungs-spannung baut sich durch die Zeit-konstante des RC-Gliedes R 761/C 764 (Netzteil) langsam auf, urnsteilflankige Einschaltgerausche zuvermeiden. Umschaltgerausche wer-den durch einen wahrend des Urn-schaltvorgangs wirksamen Kurz-schluf3schalter und eine spezielleSchaltungsauslegung unterdrOckt.

Schaltungsaufbau:Auf den separaten dreistufigen TA-Entzerrerverstarker folgt ein drei-stufiger Vorverstarker mit einemschaltbaren steilflankigen Rausch-filter. Nach dem Lautstarkeregler miteiner abschaltbaren gehOrrichtigenLautstarkeregelung folgt der zwei-stufige Klangregelverstarker mit derBalanceregelung in der Gegen-kopplung. Der Endverstarker wirdOber einen Emitterfolger niederoh-mig angesteuert, an den Ausgangensind Ober Logarithmierverstarkerzwei NF-Pegel-Anzeigeinstrumenteangeschlossen.

Alle Verstarkergruppen sind in sichgleichstromgekoppelt. Dadurch wirdeine extrem hohe Arbeitspunkt- undWarmestabilisierung erreicht.

Zur Vereinfachung wird im Folgen-den nur der mit dem rechten iden-tische linke Kanal beschrieben.

Der TA-EntzerrerverstarkerDer Eingang ist umschaltbar fur TA -magnet und TA-Kristall bzw. -Kera-mik. Bei Kristallsystemen wird dieder Auslenkungs-Amplitude propor-tionate Ausgangsspannung mit derRC-Kombination R 505, R 506 undC 504 dem Entzerrerfrequenzgangso angepaf3t, dal3 sie nach demDurchlaufen des Entzerrerverstar-kers wieder frequenzlinear ist.

Der Eingangswiderstand fur TA -magnet wird durch die Widerstandedes Basisspannungsteilers R 1089,R 1091 und den Widerstand R 501bestimmt, er ist damit reell und be-tragt .normgerecht 50 ki2. Die dreiStufen des .Verstarkers mit denTransistoren T 1012, T 1014, T 1016sind gleichstromgekoppelt, im Zu-sammenwirken mit der starkenGleichstrom-Gegenkopplung vomAusgang Ober R 1114 auf den Emit-ter des Eingangstransistors wird da-durch eine sehr hohe Warmestabili-tat erreicht. Die normgerechte Ent-zerrung nach RIAA erfolgt Ober dieWechselstromgegenkopplung mitden RC-Gliedern R 1105, R 1112, C1095, C 1097 und R 1116. Durch einespezielle Dimensionierung der Ge-genkopplung unter Einbeziehung derKondensatoren C 1093 und C 1099werden alle Frequenzen unterhalb25 Hz steil abgesenkt, so daf3 tief-frequentes Rumpeln wirksam unter-drOckt wird. Auf3erdem werden Ver-zerrungen durch Ubersteuerung undIntermodulation vermieden, die beimAbspielen von nicht planen Platteninfolge der dabei auftretenden ho -hen Storspannungen entstehen kOn-nen. Der Einsatz der Absenkung er-folgt sehr scharf, so da13 die Nutz-frequenzen von 25 Hz aufwarts nichtbeeinfluBt werden.

Der Eingang des folgenden Vorver-starkers ist umschaltbar auf den Ent-zerrerausgang, den Rundfunkaus-gang oder die TB-Eingangsbuchse.Die nicht benutzten Eingangewerdennach Masse kurzgeschlossen, urnein Ubersprechen der verschiedenenTonquellen mit Sicherheit zu ver-meiden. Der ebenfalls gleichstrom-gekoppelte dreistufige Verstarkerist vom Emitter der letzten Stufe aufden Emitter der ersten Stufe sowohlgleichstrom- wie wechselstromma-13ig gegengekoppelt. Zur Anpassungan die unterschiedlichen Spannungs-quellen wird die Wechselstromge-genkopplung Ober die Schaltkontak-te c 7 - c 8 umgeschaltet. Die Ver-starkung ist bei Rundfunk und TAetwa doppelt so grof3 wie bei TB.

Mit der Gegenkopplungsumschal-tung wird auch die Zeitkonstantedes aus R 1137 bzw. R 1142 und C1108 bestehenden RC-Gliedes ver-andert. C 1108 wurde so gewahlt,dal3 bei TB der Frequenzgang nichtbeeinfluf3t wird, bei TA und Rund-funk jedoch unterhalb 30 Hz ein Ab-fall auftritt. Damit werden einmal dieTA-Rumpelfrequenzen noch starker,beim Rundfunkempfang die beim Ab-stimmen auftretenden Spannungs-stof3e unterdrOckt.

Da in erster Linie die Eingangsstufeden Fremdspannungsabstand beiVollaussteuerung bestimmt, wurdedie Schaltung auf auf3erste Rausch-armut ausgelegt. Der Kollektorstrom

250 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

des Eingangstransistors betragt nur20 irA, der hierfur gewahlte sehrrauscharme Typ BC 414 B besitztauch bei derart niedrigen Kollektor-strOmen noch eine gute Stromver-starkung. Daher konnte der Basis-Spannungsteiler R 1128/R 1129so hochohmig ausgefuhrt werden,dal3 ohne Spezialschaltung (boots-trap) der Eingangswiderstand norm-gerecht uber 500 kEI liegt.

Der Ausgangstransistor T 1023 ar-beitet in Emitter-Basis-Schaltung.Damit kann der Massebezug desEingangskreises (Basis -Emitter) vomAusgangskreis (Kollektor-C 1113)getrennt werden. Die Eingangsmas-se ist mit allen davor liegenden Mas-sen auf die Eingangsbuchse, dieAusgangsmasse mit allen dahinterliegenden Massen auf die Endver-starkermasse bezogen. Dadurchwird eine durch das ganze Geratfijhrende Masseschleife verhindert,die zu BrummstOrungen fuhren kann.

Rauschfilter, Lautstarke- undKlangregelungZwischen dem Vorverstarker unddem Lautstarkeregler befindet sichein umschaltbarer Tiefpal3, der als.71-Kreis geschaltet beim Rundfunk-empfang mit einer Grenzfrequenzvon 17 kHz die im Stereosignal ent-haltenen Seitenbandfrequenzen (23-53 kHz) stark absenkt. Diese Fre-quenzen sind zwar unhOrbar, kon-nen aber durch Uberlagerung mit derNF-Nutzfrequenz Verzerrungen ver-ursachen bzw. die abgebbare Aus-gangsleistung begrenzen. BeimDrucken der Rauschtaste wird dieGrenzfrequenz des Filters auf 7 kHzgeschaltet. Bei eingehenden Horver-suchen wurde diese Grenzfrequenzals gunstigster Kompromil3 ermittelt.Einerseits wird das Nutzfrequenz-band noch nicht zu sehr beschnittenandererseits werden Rausch- undStorfrequenzen bereits deutlich un-terdruckt, wenn der Abfall genagendsteil erfolgt. Das Rauschfilter mitdem Versteilerungskondensator C1124 besitzt eine Flankensteilheitvon uber 40 dB pro Oktave.

Die Spannung fur die Tonbandauf-nahme wird nach dem Rauschfilterabgenommen und uber die Wider-stande R 507 bzw. R 508 der Ton-bandbuchse zugefuhrt. Damit kanndas Rauschfilter auch bei der Ton-bandaufnahme benutzt werden.

Der Lautsthrkeregler besitzt eine ab-schaltbare gehorrichtige Lautstarke-regelung, die bei Herunterregelungder Lautsthrke eine BO- und Hohen-anhebung in Abhangigkeit von derSchleiferstellung besorgt. Hierdurchwird der lautstarkeabhangige Fre-quenzganq des Ohres ausgeglichenund auch bei kleiner Lautstarke einausgewogenes Klangbild erzeugt.

Fur die Auslegung der physiologi-schen HOrkurven wurden die neue-ren Untersuchungen von Feldtkellersowie Robinson und Padson heran-gezogen. Da die notwendige Hahen-anhebung in starkem Maf3e vomAlter des Wirers abhangig ist, wur-de ein Lebensalter von 30-40 Jahrenzugrunde gelegt.

Das Klangregelnetzwerk mit den Po-tentiometern R 825 (Basse) und R833 (Hahen) erlaubt eine Anhebungder Basse und Hahen um 15 dB (bei40 Hz bzw. 16 kHz) und eine Ab-senkung um jeweils 17,5 dB. DieMittenfrequenz von 1 kHz bleibt beider Regelung unbeeinfluf3t. Der vondem Netzwerk verursachte Pegelver-lust wird durch den vorhergehendenzweistufigen Verstarker mit denTransistoren T 801 und T 803 aus-geglichen, der mit seinem durch dieGegenkopplung sehr kleinen dyna-mischen Ausgangswiderstand auchdie notwendige niederohmige An-steuerung des Klangregelteils be-sorgt. In der Gegenkopplung befin-den sich die beiden BalancereglerR 803 und R 804, die in bezug aufdie beiden Kanale gegenlaufig ar-beiten, d. h. bei Absenkung des lin-ken Kanals wird der rechte angeho-ben und umgekehrt und zwar in derWeise. daft die Gesamtleistung imRaum konstant bleibt. Wird zum Bei-spiel der eine Kanal um 6 dB abge-senkt, muf3 der andere Kanal urn 2.5dB angehoben werden. Dadurchbleibt auch das von der gehorrichti-gen Lautstarkeregelung eingestelltephysiologische Klangbild erhalten.

Der EndverstarkerDer Endverstarker wird durch denEmitterfolger T 805 niederohmig an-gesteuert, urn kleinste Rauschwerteund Klirrfaktoren zu erhalten. DieEingangsstufe des Endverstarkers istals Differenzverstarker mit den Tran-sistoren T 1025 und T 1029 ausge-fuhrt. Gleichstrommaf3ig liegt die vol-le Ausgangsspannung uber R 1193an der Basis von T 1029 und wirddurch die Differentialschaltung mitder Basisspannung von T 1025 ver-glichen, die uber R 1177, R 1176 undR 1175 auf Massepotential liegt. Da-mit wird auch die Mittenspannungam Ausgang auf die dem Massepo-tential entsprechende Spannung (0V) mit auf3erordentlich hoher Kon-stanz gehalten. Abweichungen derMittensoannung wurden bei Voll-aussteuerung zu einem ungleichma-l3igen Kappen der positiven und ne-gativen Halbwellen durch die Be-triebsspannung fuhren und damit dienutzbare Ausgangsleistung herab-setzen.

Unsymmetrien der beiden Differen-tialtransistoren, die zu einer Ver-schiebung der Mittenspannung fuh-ren kornen, werden durch Verwen-dung von Transistoren des gleichen

Typs, wodurch auch thermische An-derungen sich nahezu voll kompen-sieren, sehr klein gehalten. Aul3er-dem wird der durch Unsymmetrienam Eingang auftretende Spannungs-unterschied infolge der hohen Ge-genkopplung nur mit der Gleich-spannungsverstarkung 1 an denAusgang weitergeleitet. Da die Ba-sis von T 1025 auf Masse bezogenist, wirken sich auch Anderungen derzur Masse symmetrischen Betriebs-sparnung auf die Mittenspannungnicht aus.

Wechselspannungsmaf3ig wird nurein Teil der Ausgangswechselspan-nung zur Gegenkopplung auf die Ba-sis von T 1029 gefiihrt, um die not-wendige Verstarkung zu erhalten. Siewird wegen der auch hier noch gro-lien Gegenkopplung fast ausschlief3-lich durch das Teilerverhaltnis vonR 1193 und R 1175 bestimmt und istmit 15 K + 0,56 K

= ca. 28 fach.0,56 K

Die am Widerstand R 1175 abfallen-de Gegenkopplungsspannung ist inden Basiskreis von T 1025 einbezo-gen und erhOht den Eingangswicer-stand, so daf3 der Emitterwiderstandvon T 805 wechselspannungsmal3ignicht belastet wird.

Um ein verzerrungsfreies Arbeitender Differentialstufe zu gewahrlei-sten, mull im dynamischen Betriebdie augenblickliche Summe der bei-den Kollektorstrome konstant sein.Dies ist urn so mehr der Fall, jegrof3er der gemeinsame Emitterwi-derst and der Differentialschaltungist. Hier ist jedoch bald eine Gren-ze gesetzt, da bei gegebener Be-triebsspannung mit grOf3er werden-dem Emitterwiderstand die Kollek-torstrOme immer kleiner werden. Ei-ne Konstantstromquelle mit demTransistor T 1027 im Emitter derDifferentialtransistoren vermeidetdiesen Nachteil. Durch die Zener-diode D 1008 wird die Spannung amEmitterwiderstand R 1186 konstantgehalten und dauert auch unabhan-gig von der Kollektor-Emitterspan-nung der Emitter- bzw. Kollektor-strom, der jetzt die Summe der Kol-lektorstrOme der Differentialstufebestimmt und konstant halt. Derdurch die Konstantstromquelle ge-bildete aquivalente Widerstand be-sitzt einen Wert von mehrerenwobei jedoch der Konstantstrorn be-liebig eingestellt werden kann.

Auf die Differentialstufe folgen mitT 1032 der erste Vortreiber und derals Emitterfolger arbeitende zweiteVortreiber T 1034. Durch die Ein-fugung des zweiten Vortreibers wirddie Belastung des ersten Vortreiberswesentlich geringer und die Stabili-tat des Endverstarkers erhOht. ImEmitter des Transistors T 1034 be-findet sich eine Spannungsstabili-

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 251

sierungsschaltung mit dem Transi-stor T 53, dessen stabilisierte Kol-lektor-Emitterspannung die Basis-Vorspannungen der Treiber T 54 undT 55 und damit den Ruhestrom derEndstufe bestimmen. Laf3t man zu-nachst die Funktion des Widerstan-des R 1223 auf3er Betracht und be-handelt ihn als Kurzschluf3, so liegtdem aus R 1214, R 1213, R 1221 undR 1212 gebildeten Spannungsteilerdie Kollektor-Emitter-Strecke und da-mit der Innenwiderstand des Transi-stors T 53 parallel. Mit absinkenderBetriebsspannung wurde bei konstantbleibendem Innenwiderstand die zwi-schen Kollektor und Emitter von T53 stehende Spannung und damitder Ruhestrom ebenfalls kleinerwerden. Da jedoch gleichzeitig dieBasis-Emitter-Spannung von T 53absinkt, zieht T 53 weniger Kollek-torstrom, wodurch mit ansteigendemInnenwiderstand die Spannung na-hezu konstant bleibt. Doch auch beikonstanter Basisvorspannung an-dert sich, bedingt durch die Aus-gangskennlinien der Endtransisto-ren, der Ruhestrom. Diese Anderungsowie der verbleibende Restfehlerder Stabilisierungsschaltung werdendurch den Widerstand R 1223 kom-pensiert.

Die mit der Kollektorstromanderungdes Stabilisierungstransistors T 53einhergehende Anderung des Span-nungsabfalls an R 1223 bewirkt einezusatzliche Anderung der Basisvor-spannung, so da13 der Ruhestromauch bei green Betriebsspannungs-anderungen in den zugelassenenGrenzen bleibt. Der Stabilisierungs-transistor ist auf der KOhlschiene be-festigt und damit warmemaffig mitdem Treiber und den Endtransisto-ren gekoppelt. Bei Erwarmung wirdder Innenwiderstand von T 53 klei-ner und kompensiert den warmebe-dingten Anstieg des Ruhestroms.

Die Echt-Komplementar-Endstufe be-sitzt mit 4 Endtransistoren pro Ka-nal eine hohe Leistungsreserve, wo-durch auch der bei L 1 L 2 auf-tretende Lastwiderstand von 2 Qohne leistungsbegrenzenden undinnenwiderstandvergrOf3ernden Vor-widerstand angeschlossen werdenkann. Die Endtransistoren arbeitenin Emitter-Basis-Schaltung. Dadurchwird eine hohe Storfestigkeit gegenHF-Einstrahlungen uber die Laut-sprecherleitungen gewahrleistet.

Treiber und Endtransistoren sind inder sog. Lin-Schaltung gekoppelt,die im Gegensatz zur Darlington-Schaltung mit komplementaren Tran-sistoren (pnp-Treiber mit npn-End-transistor und umgekehrt) arbeitetund eine hOhere Aussteuerbarkeiterlaubt, da nicht beide Basis-Emitter-Offnungsspannungen fur die Aus-steuerung verloren gehen. Die bei-

den Bootstrap-Kondensatoren erhO-hen ebenfalls die Aussteuerbarkeitund verringern die Verlustleistungder Endtransistoren, da ohne diesebeiden Kondensatoren zur Errei-chung der gleichen maximalen Aus-gangsleistung die BetriebsspannunghOher gewahlt werden m013te.

Kurzschlul3automatikZum Schutz der Endstufe gegenKurzschlul3 am Lautsprecheraus-gang, zu hohe Belastung auch beiinduktivem oder kapazitivem Ab-schluf3 besitzt das Gerat eine aufbeide Halbwellen verzOgerungsfreiwirkende Kurzschlu6automatik. An -hand des Prinzip-Schaltbildes Bild 3sei die Wirkungsweise erlautert.

Bild 3 Prinzipscheltbild der KurzschluBautomatik

Es handelt sich um eine von T 56(und T 54) gespeiste Bruckenschal-tung mit den Bruckenzweigen R 53- RL und R 909 - R 905 mit de-Basis-Emitterstrecke des TransistorsT 901 in der Bruckendiagonale. So-lange die Brucke im Gleichgewichtist, flief3t in der Diagonale MeinStrom. Unterschreitet der Lastwider-stand RL einen bestimmten Wert, sowird durch den jetzt fliel3enden Dia-gonalstrom uber die Basis-Emitter-Strecke T 901 geoffnet. Uber dieDiode D 902 wird die Basis-Emitter-spannung des Treibers T 54 verrin-gert und der Strom durch den End -transistor T 56 begrenzt. Bei Kurz-schluf3 (RL = 0) genugt ein verhalt-nismaBig geringer Strom durch T 56und R 53, um den Transistor T 901durchgeschaltet zu halten. Im Gegen-satz zu einer reinen Strombegren-zungsschaltung, in der der Stromgunstigstenfalls nur auf den fur dieVollaussteuerung benOtigten Wertbegrenzt werden kann, het in derhier verwendeten Schaltung beiKurzschluf3 ein wesentlich geringererStrom als bei Vollaussteuerung an4 2.

Auch bei zu hoher induktiver oderkapazitiver Belastung wird durch diein BrOckenschaltung arbeitende

Kurzschluf3automatik die Endstufegeschutzt, da jetzt infolge der Pha-sendrehung an der induktiven oderkapazitiven Last das BrOckengleich-gewicht ebenfalls gestort wird unddie Kurzschluf3automatik anspricht.

AussteuerungsanzeigeDurch zwei Instrumente mit einerdurch eine Logarithmierschaltunglinearen dB-Teilung von 0 bis -40dB werden die NF-Ausgangspegelangezeigt. Da 40 dB einem Lei-stungsverhaltnis von 1 : 10000 ent-spricht, mussen bezogen auf 50 WattAusgangsleistung ( 0 dB) bei -40dB 5 mW Ausgangsleistung nochangezeigt werden kOnnen.

In einer Spannungsverdopplungs-schaltung mit den Dioden D 907 undD 908 wird die NF-Ausgangsspan-nung gleichgerichtet. Um den Wir-kungsgrad bei kleinen Spannungenzu erhohen, sind die Dioden uberR 917 leicht vorgespannt, R 918dient zur Temperaturkompensation.

Die am Ladeelko C 911 gewonneneGleichspannung gelangt uber R 920an die Basis des Transistors T 903,in dessen Kollektor die ZenerdiodeD 909, deren Kennlinie im Anfangs-bereich sehr gut logarithmisch ver-lauft. Da die Zenerdiode vom Kol-lektor stromgesteuert wird, habenUnterschiede der Zenerspannungkeinen Einfluf3 auf die Logarithmie-rung. Die logarithmierte Spannungsteuert die Basis des Impedanz-wandlers T 904. Im Emitterkreis liegtmit R 924 in Serie das Anzeigein-strument, dessen Pluspol mit demSchleifer des Reglers R 927 verbun-den ist, mit dem der Anfangsstromdes Instruments eingestellt wird. Mitdem Vorwiderstand R 924 wird derEndausschlag eingestellt. Der Kol-lektorstrom von T 904 flier -it uber R925 und verursacht dort einen zu-satzlichen Spannungsabfall, der denAnzeigehub vergreert.

Die Aufladezeit des Ladekondensa-tors C 911 ist durch die niederohmi-ge Zufuhrung sehr klein, wahrenddie Entladezeit bei gesperrter DiodeD 908 Ober R 922 und der parallelliegenden Reihenschaltung von R920 mit dem Eingangswiderstand vonT 903 grol3 ist. Der lnstrumentenzei-ger lauft also sehr schnell hoch undfallt langsam ab. Da die einer e-Funktion folgenden Entladung uberdie Logarithmierdiode weitgehendlinearisiert wird, erfolgt der Zeiger-abfall nahezu mit gleichmaBiger Ge-schwindigkeit. Die Abfallzeit ist derbeim Rundfunk gultigen Norm furAussteuerungsinstrumente ange-balk

Am Ausgang k6nnen Ober 6 Laut-sprecherbuchsen, 3 Lautsprecher-paare angeschlossen werden:

252 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

1. Stereo in Raum 12. Stereo in Raum 23. Stereo in Raum 1 und Raum 24. 4 D-Raumklang in Raum 1.

Die Funktionen ktinnen uber d e bei-den Tasten L 1 und L 2 sowie dieVorwahltaste 4 D geschaltet wer-den.

Uber 2 Kopfhorerbuchsen kOnnenzwei StereokopfhOrer angeschlossenwerden.

Urn Lautsprecherboxen geringererLeistung vor Zerstorung zu schutzen,kann die Ausgangsleistung auf hal-be Leistung" geschaltet werden.Hierzu befindet sich an der Gerate-unterseite ein Schalter, mit dem dieBetriebsspannung fur den Endver-starker auf den ca. 0,7fachen Wertheruntergeschaltet wird, wodurch diemaximal erreichbare Ausgangslei-stung auf den 0,5fachen Wert be-grenzt wird.

4 D-RaumklangDas Gerat ist mit einer 4 D-Raum-klang-Einrichtung ausgerustet, zu de-ren Betrieb zwei Zusatzlautsprecherbenotigt werden, die hinter demHirer oder auch zu beiden Seitendes Horers aufgestellt werden. MitHilfe einer einfachen Matrix-Schal-tung, in die die lmpedanzen der bei-den Lautsprecher mit einbezogensind, wird bei der Wiedergabe vonStereoaufnahmen, die einen gewis-sen Anteil von Reflexionssignalenenthalten, ein verbli.iffend guterRaumeindruck vermittelt. Bei qua-drofonischen Aufnahmen, die nachdem Matrix-Verfahren hergestelltworden sind, kommt die Wiedergabesogar der vierkanaligen WiedergabeOber einen Matrix -Decoder rechtnahe.

Anhand der Prinzipschaltung nachBild 4 sei die Wirkungsweise mitHilfe von einigen einfachen Glei-chungen dargestellt.

An den Lautsprecherausgangen LKund RK mit den elektromotorischenKraften EL und ER liegen wie ublichdie beiden Stereo-Lautsprecher, hiermit LV (links vorne) und RV (rechtsvorne) bezeichnet. Zwischen denbeiden Ausgangen liegen in Seriegeschaltet die beiden hinteren Laut-sprecher LH und RH. Die Impedan-zen eller Lautsprecher seien gleichund werden zur Vereinfachung alsohm'sche Widerstande mit dem Wi-derstandswert R behandelt. Der Ver-bindungspunkt der beiden hinterenLautsprecher liegt uber einen Wi-derstand Rm nach Masse, wobei Rm= 3/2 R sei. In Bezug auf die hin-teren Lautsprecher stellt die Schal-tung ein zweimaschiges System mit

Innenwiderstande

RLV RRV RLHRm IR

2

LH

Bei der Wiedergabe von Stereoauf-nehmen arbeiten die beiden vorde-ren Lautsprecher wie bisher, da derInnenwiderstand der Ausgange Eehrklein gegenOber den Belastungswi-derstanden ist. Der Strom durch diebeiden Stereolautsprecher ist:

E1-kV bzw. JRVER

R

Betrachten wir zunachst die direktenMorosignale, die auch bei Stereo-

RH aufnahmen den grol3ten Arteil aus-machen, so ergeben sich mit EL =ER = EM fur die Strome durch diehinteren Lautsprecher nach (Ia) und(11a)

JLH JRH

Em

4R

d. h., der Pegel der hinteren Laut-sprecher liegt 12 dB unter dem der

der Lautsprecher: vorderen Lautsprecher.

RRH R

Bild 4 Prinzip der 4-D-Schaltung

zwei Stromquellen dar, auf das dieKirchhoffschen Regeln und das Su-perpositionsprinzip angewandt wer-den kOnnen. Fur die Strome durchdie hinteren Lautsprecher ergebensich die folgenden Gleichungen:

(I)

(RRH + Rm) EL -Rm ER

JLH RLH RRH i1- (RLH + D.

(RLH + Rm) ER - Am EL.1121-1 1:1

RRH)pt. i1)4

RLH RRH (RLH m

Mit RLH - RpH - R und = 3/2 R

Vereinfachen sich die Gleichungenzu:

(I a)

5/2 R EL - 3/2R ER 5 EL - 3 ERILH = R2 + 3 R2 8R

JRH

(11a)

5/2 R ER - 3/2 EL 5 ER - 3 ELR2 + 3 R2 8 R

Dies andert sich jedoch grundle-gend, wenn man die naturgemar3nicht koharenten, d. h. ohne Pha-senbezug auftretenden indirektenReflexionssignale des Raumes be-trachtet. Im folgenden sollen zu-nachst die Raumsignale berOckEich-tigt werden, die auf die beidenStereo-Aufnahmemikrofone mit glei-cher Amplitude aber unte-schiedli-cher Phase, hier speziell mit 180'Phasendrehung auftreffen, wobei be-merkt sei, dal3 bei manchen Ste-eo-aufnahmen der Raumhall auch kunst-lich mit 180° Phasenunterschied denbeiden Stereokanalen zugefOhrtwird

Dann folgt aus (la) und (11a)

mit EL EH und ER EH

8 E1-1 EHJLH 8R R

JRH

8 EH EH

8R R

(IV a)

(IV b)

Die hier behandelten Raumsignalewerden also von den hinteren Laut-sprechern mit einer 16mal grOBerenLeistung (+ 12 dB) abgestrahlt alsdas oben beschriebene direkte Mo-nosignal (111).

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 253

Wie die Vorzeichen von (IVa) und(IVb) zeigen, sind die Phasen von1LN und JRH entgegengesetzt. Dies be-deutet, da13 die Rauminformationnicht lokalisierbar aus dem gesam-ten Wiedergaberaum zu kommenscheint. Dieser Effekt kann leichtmit dem Phasentestteil einer Stereo-testplatte zur Uberprlifung der rich-tigen Lautsprecherpolung gezeigtwerden. Hierbei werden den beidenStereolautsprechern Gerauschspan-nungen zugefuhrt, deren Phasenkor-relation kontinuierlich von 0° auf180° geandert wird. Zunachst ist dasGerausch zwischen den beiden Laut-sprechern punktfOrmig lokalisierbar.Mit fortschreitender Phasenande-rung scheint das Gerausch immermehr aus dem gesamten Raum zukommen.

Fur Reflexionen von links, die nurim linken Stereokanal enthaltensind, ergeben sich fur die beidenhinteren Lautsprecher aus (la) und(Ha).

5 ELJLH = and JRH

- 3 EL8R

(V)

Das starkere Signal wird in richti-ger Weise vom linken hinteren Laut-sprecher abgestrahlt, wobei das Re-flexionssignal durch die entgegenge-setzten Phasen von 1LN und 1RN auchhier raumlich erscheint. Fur Refle-xionen von rechts gilt entsprechend:

(VI)

5 ER - 3 ERund -JRH 8 R

Die Gleichungen (V) und (VI) geltenauch fur direkte Stereosignale L(links) oder R (rechts) die von denvorderen Lautsprechern exakt loka-lisierbar, von den hinteren Laut-sprechern aber als nicht genau lo-kalisierbare Raumsignale wiederge-geben werden, wodurch der Raum-eindruck verstarkt wird.

Die bei der Wiedergabe von Qua-dro-Matrix-Aufnahmen Uber die 4D-Schaltung auftretenden Verhalt-nisse werden hier fur das SQ-Ma-trix-System gezeigt.

Die Gleichungen fur die SQ-codier-ten Signale lauten:

1

= LF RS -

1

RT RF LB -I-

7LB

V2

7

RB

LT bzw. Rr werden dem linken bzw.rechten Verstarkerkanal zugeleitet.

Fur die 4 Aufnahmekanale werdenzur Unterscheidung die gebrauchii-chen englischen Bezeichnungen ge-wah It.

Hierbei bedeuten:

LF = links vorne, LB = links hintenRF = rechts vorne, R3 = rechts hin-ten.

Zur Berechnung der Strome fur diehinteren Lautsprecher werden in denGleichungen (la) und (11a) die Wertefur LT und RT eingesetzt. Von denvorderen Lautsprechern werden dieLT- bzw. RT-Signale genau wie beimSQ-Matrix-Decoder unbeeinflufitwiedergegeben. Im Folgenden wer-den einige charakteristische Fall°behandelt. In den Ergebnissen wer-den nur die Betrage der Lautspre-cherstrome berticksichtigt, da eineInterpretation der etwas unOber-sichtlichen Phasenbeziehungen denhier gebotenen Rahmen sprengenMir -de. Bei der Berechnung wurdeangenommen, cla6 der Herplatz, wiees zumeist der Fall sein wird, sichetwas naher bei den hinteren Laut-sprechern befindet und zwar so, da6der Pegel der hinteren Lautsprecherurn den Faktor 1 2 gre@er erscheint.

1. Aufnahme: Mittensignal vorne"LF - 1 ; RF - 1; LB - 0; RB - 0;

Wiedergabe:

Lv = 1; Rv - 1; LH = - 0,35;RH - 0,25;

2. Aufnahme: Mittensignal hinten"LF - 0; RF - 0; LB= 1; RB - 1 ,

Wiedergabe:

Lv = 1; Rv -: 1; LH = 1,4;RH = 1,4;

3. Aufnahme: Mittensignal links"LF - 1; RF 0; LB - 1; RB - 0;

Wiedergabe:

- 1,23; Rv = 0,7; LH 1,4;RH = 1,2;

4. Aufnahme: Mittensignal rechts"LF 0; RF - 1 ; LB - 0; RB -- 1;

Wiedergabe:

Lv = 0,7; Rv = 1,2; LH n= 0,4;RH = 0,8;

5. Aufnahme: Signal links vorne"LF = 1; RF 0; LB = 0; RB = 0;

Wiedergabe:

Lv - 1; Rv = 0; LH = 0,87;RH - 0,5;

Fur das Aufnahmesignal rechtsvorne" gilt die entsprechendeVertauschung.

6. Aufnahme: Signal links hinten"LF- 0; RF - 0; LB= 1 ; RB - 0;

Wiedergabe:

Lv = 0,7; Rv - 0,7; LH = 0,75;RH = 0,75;

Mit entsprechender Vertauschungauch fur rechts hinten"

Mit Ausnahme der nicht eindeutigenVerhaltnisse im letzten Fall, der je-doch abgesehen von Trickaufnah-men, in der Praxis fur sich allein ge-sehen nur selten vorkommt, entspre-chen bei der Wiedergabe die Signa-le mit den grOf3ten Amplituden denAufnahmesignalen, wodurch die Auf-nahmerichtung in richtiger Weisewiedergegeben wird. Vergleicht mandie hier errechneten Werte mit denvon einem SQ-Decoder geliefertenSignalen, so zeigt sich eine gewisseUbereinstimmung. Naturgema6 kannauch ein SQ-Decoder aus den zweiangebotenen codierten Signalennicht vier voneinander unabhangigeSignale

Durch einen 4 D-Schiebeschalter mitden Widerstandsketten R 951 bzw.R 952, die in Reihe mit den hinterenLautsprechern liegen, kann die In-tensitat der 4 D-Lautsprecher den je-wei ligen Erfordernissen angepai3twerden.

Hierbei wird auch der vom Verbin-dungspunkt der beiden Lautsprechernach Masse fuhrende Widerstandumgeschaltet (R 953/R 954).

Der Schiebeschalter ist bei L 2-Be-trieb auch fur die Raum 2-Lautspre-cher mit einem Regelumfang von ca.15 dB wirksam, deren Lautstarkedamit unabhangig von Raum 1 ge-regelt werden kann.

(GRUI1DIG)

254 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

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CALIBRATION IF FM FIEL1 STREIGTN:WIINIII AERIAL SICIAL IN FM ADJUST 11163 12 KINN ) TO SO SCALE DIVISI1NS.

WITH AI AERIAL INPUT IF 21 ml ACROSS 250 INN ADJUST 11165 'MINN) T19.5 SCALE DIVISIONS. MEAT IF NECESSAIY.

15. . 25.26 (TALMAGE DUMESIIMII 1E CHAMP FM:

El P1511111 FM, SANS SIINAL 0'111E15E, POSITIONNER L' A1611110 PAR 11063 (21)

5111 LE REPEIE U.S" "ET PM IIE IENSION 0 1NTENNE BE 21 PO 1 SU. MU.L'AMENEI PAR 11165 1511) AV REVERE -91" EVENTIMMENTREPEIER (ES 1111001S

1087 1 07003 R,M 7

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TARATURA 01110 INTENSITA 01 CAMPO IN FM :

II 10511101E FM. SENZA SEGNALF II ANTENNA IEOELAIE AGE101 SO 1 1163 12 1 I

SUL VALOR( 01 1,5, E COI SEGNALE IN ANTENNA DI 20 mV 1241 INN),

11FARE EVENTIALMENIE LA IEGILAZIONE WINO SU 11165 1511

SUE VALOR( 01 15 ISUODIVISIINE SCALA)

C755 . 1156-125.11OP 7,5 . 9554-14.31

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6 -7,5 6111 01 DEVIAZ IONE, NDOULAID I

SEUIL OE DE(1E1E014E11 DO 1UNISEOPI : POUR UNE 10151111 1 MENNE 1E lio1 5012611, 1E/TER 1722 11011 HIM' A LE SEUIl DE 1.11111d1S11( 11 VDU KARI

VALISE DI SIGLIA DEL TUNISEOPE CON TENSIONE DI ANTENNA 01 4 MICR/8111 SUM A. EfFETTUARE

LA MILAZIONE SU 1 222 111101) MODE CHE Li LAMPADA BIANCA DEL 101011 1301111 0111111

AVEC 1111 SIGNAL IIIIIIEUR DE lmV. ION MODULE, REGLEI PAR 11019 LE RATER/PAH AUTIMATIIIIE

DE FMK A 11111(11111. PIO 1' AFC EN SERVICE.UN PASSAGE PAR ZERO" 011 DETRTEU1 DE

APPON T, COMME I EST LE CAS EN AFC SUPPIIMf !AVEC UN ECM PARFAIT SUN 1 EMETTEUN I

1(001.611E IL POIlt DI SINION1A SELEIIIVA EON 01019 IN MO CAE IN RIFFIIMETTO Al

CAE -ESCLUSI E CON REGOLAZ IONE DEL GENENATINIE SU CIIISA I(110 DEL NAPPONIE S/D

CH CAE INCLUSI PREDOMiNi UGUALMENIE LA CORSA ZERO I GENEIATONE 1 mV

NON MOOUL All

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Spannungen and Gtunilig Ae AremelImiter IAie 10 N.IL I,talls nicht antlersoiliest ben, gegen Miss, pimentoMellwerie gelten bu 77111., Nettsptinnung and im mcbterwarwiten l ustondcal In 51611:1117nE ohne Signal and '.1F111 girlie; mit 1,0 Slerasignal 11911115

6-1.5 60 Nub) an der Antes,. 126111 hi iPC liwnlemprrotur andtugegrehtem Ls utsta rrrr egler Samtliche Sp Len abet Ire N ni detstand110018 I messen

VOLTAGES ARE MEASURED TI CNASSIS WITS 0011310 VALVE VOLTMETER

I INPUT RESISTANCE 11 MINN) UNLESS 11011 INFIRMAIIINS ARE GIVEN.TEST VALVES REFER 11 A MAINS VOLTAGE IF 22I8 AC WI1N THE 111111 NIT

WARMED UP ON MW aM MIND WITHOUT SIGNAL AN ;-,F1411111TIC

W1111 A SIFIE1 SIGNAL IF lmV 119 11111.0EVIATIIN 6-7,56X1 I FED WI INC2600X1 AERIAL INPUI WI1N AN AMBIENT TEMPERATURE OF 201C A110

VOLUME CONTROL SET TN MINIMUM. ALL VILIAGES S1101110 BE

MEASURED 1111111111 A FILTER RESISTIR IF IIIIINN

SAUF 11111CATION [IMAM IENSIIIS MESUREES PAN RAPPORT A LA

MASSE, A UAW D'Ul YILTMEIRE A LAMPE GAMIC I 11.11 111 ITES VALEURS OE MEM' S 'FITMENT POUR UNE TENSION 0ECIE81 DE

2200, El 111 IL A LA TEMPERATURE A MBIA NT E 211C. ENE L- Milli' SANS SIGNAL El EN CFI4 31(111) AVEC VI SIGNAL SIEREIDE lmV ITS 4X1, EXCURSION 6 A 7,5 AN: I AT TITIENNE 126111.41 REGLAGE OEPUISSANCE EIANI A MO THIES LES TENSIONS MI HUMES ATRAVERS USE 0E51516 NCE DE SEPARATION OE III ft

DiALIRA NON DIVERSAMENLE INOICA10. HiSuRA SERE TENSIINI EIN

VOLIME111 111111111100 GRUNDIG I INPEIENZA 01 (111616 .11 MINN1161191 31!.11111A11 'FALCONS PEI TENSION( 01 RETE DI 221 VOLT

ALIE10AT1, FIN POS121111E FREODA, SU air MINE SEM SMILE.E clETICC CON SGIALE SIENEO 01 ImV 119 ANT, 6-7,5 k Nz DI

DEVIAZIOVE 1 SW:ANTENNA DA 261 ONM, AD NIA 1EMPEIAIVIA 0'

AMBIEN1E 01 2112 E CON REGOLAIIRE 01 VOLUME 1010 CHUM . 11111E LE

IENSIONF YAM MISUAATE AIIRAV(RSO NSA IRSISTENZA 01

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Technische DatenEmpfangsteil (HF)EmpfangsbereicheUKW: 87,5-108 MHz. Dazu 8 Impula-felder zur vollelektronischen Programm-wahl. 7 davon mit zugehOrigen, beleuch-teten Skalenbandern zur Vorwahl von 7UKW-Sendern. Mit dem 8. Impulsfeldwird auf Handabstimmung und Haupt-skala umgeschaltet auf der nochmalseinUKW-Programm gewahlt werden kann.Langwelle 145... 350 kHzMittelwelle 510... 1620 kHzKurzwelle 5,4 ... 16,2 MHzEmpfindlichkeitenFM: 1,4 jtV an 240 U entspricht 0,7 jtVan 60 SI far 15 kHz Hub und 26 dBRauschabstandAM: Mittelwelle 4-12 jtV

Langwelle 11-25 jtVKurzwelle 5-6,5 jAVR + S

-- 6 dB (m 30 °/o)

Antennen-AnschliisseFM: UKW-Dipol 240 S2AM: Aul3enantenne und ErdeKreiseFM: 17, davon 4 abstimmbarAM: 7 + 1, davon 2 abstimmbarZwischenfrequenzenFM: 10,7 MHz; AM: 460 kHzFM-BegrenzungBegrenzungs-Einsatz (-1/-3 dB) <1,4/0,7 jtV an 240 UBandbreite FM - ZF: ca. 140 kHz

AM - ZF: 4,2 kHzFM-ratio-detektor: 950 kHz

ZF-Festigkeit FM: > 82 dBAM: > 50 dB

AM-Unterdriickung> 60 dB bei 1 kHz, gemessen bei 22,5kHz Hub, 30 % Modulation und 1 mVan 240 Q.Spiegelselektion FM: > 64 dBAM: Mittelwelle 50-60 dB

Langwelle 49-66 dBKurzwelle 19-21 dB

Automatische UKW-Scharfabstimmung(AFC) Abschaltbar,Halte-/Fangbereich ± 250, 200 kHzCapture ratio (Gleichwellen-Selektion)< 1,5 dB fiir -30 dB Storung bei 1 mVund 40 kHz Hub.FM-Gerauschspannungsabstandbei 50 Watt Nennleistung/bei 50 mWAusgangsleistung (nach DIN 45 500,Entw. Dez. 1972) > 72/63 dB bei Mono,> 61/58 dB bei StereoFM-Fremdspannungsabstandbei 50 Watt Nennleistung/bei 50 mWAusgangsleistung (nach DIN 45500,Entw. Dez. 1972) > 70/63 dB bei Mono.> 63.59 dB bei StereoNF-Ubertragungsbereich (UKW)Besser als DIN 45 500, von Antenne bisLautsprecher-Ausgang.

40... 50 Hz < 1 dB50 . . . 6 300 Hz < ± 1 dB

6300 . . . 15 000 Hz < ± 2 dBPilotton-Unterdriickung

40 dB bei 19 kHz> 65 dB bei 38 kHzStereo-BalancereglerRegelumfang -12 bis +2,7 dB. DieGesamtlautstarke bleibt dadurch imweiten Bereich konstant.4 D-Stereo-BalancereglerMit ihm lassen sich bei 4 D-Stereo-Raumklangwiedergabe die Zusatzlaut-sprecher im gewanschten Lautstarke-

Verhaltnis zu den Basislautsprecherneinstellen. Bei 2-Raum-Stereo bietet der4 D-Balanceregler die Moglichkeit dergesonderten Lautstarkeregelung des 2.Lautsprecherpaares.UberlastungsschutzDie elektronische Automatik schaltet inalien Fallen von Uberlastungen, alsonicht nur bei KurzschlUssen, den jeweilsgestorten Kenai ab. Auch kapazitiveoder induktive Uberlast wird von derAutomatik sicher erkannt". Die End-transistoren sind damit sicher vor Zer-starung geschtitzt. Zusatzlich sind 3Ubertemperaturschalter, 2 an der Kiihl-schiene und 1 im Netztransformatoreingebaut, die bei Erreichen einer be-stimmten Grenztemperatur das Geratausschalten. In beiden Fallen wird nachBeendigung der auslasenden Starungselbsttatig wieder eingeschaltet.StromversorgungFur Netze von 110, 220, 240 Volt50/60 Hz.Leistungsaufnahme max. ca. 360 Watt.Leerlauf ca. 40 Watt.Obersprechdampfung> 50 dB im Bereich 20...20 000 Hz

60 dB bei 1000 HzEingange und Empfindlichkeitenbezogen auf 50 Watt Nennleistung.Tonabnehmer: Magnettonabnehmer, 2,4mV an 47 ki/. Der Phonoeingang ist miteinem Entzerrer-Vorverstarker ausge-rastet. Entzerrung nach Norm mit denZeitkonstanten 3180 - 318 - 75 asec.Tonband: 230 mV an 470 W.

Maximale EingangsspannungenBei Magnettonabnehmer 45 mV, bei Ton -band 4,3 Volt.Ausgangea) Far jeden Kanal sind 3 Lautsprecher-

Buchsen nach DIN 41 529 vorhanden.(Nennabschluf3widerstand 4 U. min.3 U).

Dadurch werden 4 D-Stereo-Raumklangbzw. Stereofonie in zwei getrennten%amen moglich. Es kannen auch Laut-sprecher mit grOf3erer Impedanz (4 bis16 U) bei entsprechend geringerer Aus-gangsleistung angeschlossen werden.Die Lautsprecher-Ausgange sind durchautomatische Kurzschlubsicherungen ge-schatzt. Mindestwert bei dem die elek-tronischen Sicherungen ansprechenkOnnen: 1,4 U. Die abgebildete Kurvezeigt die Ausgangsleistung In Abhangig-keit vom Abschlul3widerstand.b) 2 Buchsen nach DIN 45 327 zum An-

schluf3 von Stereo-Kopfharern. An-schliebbar sind Kopfharer mit Impe-danzen von 5 bis 2000 U.

DampfungsfaktorInfolge des sehr kleinen Innenwider-standes von 0,14 U ergibt sich bei 4 SIBelastungswiderstand ein Dampfungs-faktor von 28, was 29 dB entspricht. Da-mit ist eine sehr hohe elektrische Be-dampfung des Lautsprechers gegen un-erwUnschte Ausklingvorgange sicherge-stellt.132 Silizium-Transistoren, davon 8 End-transistoren, 66 Dioden, 7 GleichrichterAnzeigeinstrumenteBeleuchtetes Abstimmanzeige-Instru-ment far AM, bei FM als Feldstarke-Anzeige, 2 beleuchtete, in dB (0 ...-40)geeichte NF-Ausgangspegel-Instrumentefar rechten und linken Kanal. 2 Leucht-felder ftir Stereosignal und 4 D-Stereo-Anzeige.

LautsitirkereglerGleichlaufabweichungen nicht graer als2 dB im Frequenzbereich 20 ... 20 300Hz. Durch die physiologische LaJtstar-keregelung wird der Frequenzgang demHarempfinden der jeweils eingestelltenLautstarke angepabt.HohenreglerRege bereich von -16 dB Absenkungbis +15 dB Anhebung bei 16 kHz. Un-abhangig von der Stellung des Laut-starkereglers.BafireglerRegelbereich von -17,5 dB Absenkungbis zu +15 dB Anhebung bei 40 Hz.Unabhangig von der Stellung des Laut-starkereglers.KlirrfaktorMono: < 0,2 %, Stereo: < 0,3 % bei1 kHz und 40 kHz Hub, gemessoi nachDIN 45 500.Stereo -DecoderInteg,iert mit automatischer, pegelge-steuerter Mono/Stereo-Umschaltung(Pegel ca. 20 ftV an 240 SI) und Leucht-anze ge bei Stereo-Programmen.Stereo-Dbersprechdampfung1 mV Antennenspannung, 47,5 kHz Ge-samthub 1 kHz 35 dB

40 . . . 6 300 Hz > 23 dB6300 . . . 10 000 Hz '2-> 20 dB

selektiv gemessenSt8rstrahlungssicherheitNach alien europaischen Normen undIEC-Empfehlungen stOrstrahlungssicher.FTZ-Nr. U 101Deemphasis 50 asec. nach Norm.

Verstarkerteil (NF)Ausgangsleistungengemessen nach DIN 45500, an 4 SI Ab-schlubwiderstand bei jeweils gleichzei-tiger Aussteuerung aller Kanale.Voile Ausgangsleistungbei Stereo in Raum 1 + 2240 Watt Musikleistung = 4 x 60 Watt120 Watt Nennleistung (Sinus)= 4 x 30 Watt bei Stereo in Raum 1oder 2140 Watt Musikleistung = 2 x 70 Watt100 Watt Nennleistung (Sinus)= 2 x 50 WattHalbe Ausgangsleistungbei Stereo in Raum 1 + 2100 Watt Musikleistung = 4 x 25 Watt60 Watt Nennleistung (Sinus)= 4 x 15 Wattbei Stereo in Raum 1 oder 260 Watt Musikleistung = 2 x 30 Watt50 Watt Nennleistung (Sinus)= 2 x 25 WattKlirrfaktor

0,1 % im Frequenzbereich von20 20 003 Hz und 2 x 45 WattDen typischen Verlauf des Klirrfaktorsbei verschiedenen Frequenzen zeigendie Klirrfaktorkurven.Ubertragungsbereich20 _ . . 20 000 Hz ± 1 dB bei TB,

2 dB bei TA -Magnet.Leistungsbandbreite5 . . 80 000 Hz bei 1 0/0 Klirrfaktor(nach DIN 45 500).Intermodulation< 0,15 % bei Vollaussteuerung, ge-messen mit einem Frequenzgemischvor 250 und 8000 Hz im Verhaltnis von4:1 (nach DIN 45403).Fremdspannungsabstandbei 50 Watt Nennleistung/bel 50 mWAusgangsleistung (nach DIN 45 500)bei Eingang TA > 63/60 dBbei Eingang TB > 86/63 dB

GRUNDIG IECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 255

W. BONISCHR. BEUTER

Die Verwirklichung von Geratefunk-tionen mit Schaltungen der Digital-technik erfaf3t standig neue Anwen-dungsgebiete nicht zuletzt dadurch,da13 durch eine Vielzahl von handels-ublichen Schaltkreisen die Realisie-rung auch komplexer logischer Ver-knOpfungen sehr einfach und preis-gOnstig geworden ist.

Der Umgang mit digitalen integrier-ten Schaltkreisen gehort damit mehrund mehr zum Aufgabenbereich ei-nes Technikers, das genauere Ver-standnis der Wirkungsweise und derEinsatzmoglichkeiten setzt jedochgewilk Grundkenntnisse von denEigenschaften derartiger Schaltele-mente voraus.

Die hier folgende Artikelserie stelltdie Grundlagen logischer Schaltun-gen am Beispiel serienmal3igerSchaltkreise einer bestimmten Lo-gikfamilie dar. Dabei soil insbeson-dere auf AnwendungsmOglichkeitenhingewiesen werden, die sich nichtunmittelbar aus der Bezeichnung desBauelementes ableiten lessen, bzw.auf die Unterschiede, die etwa zwi-schen einem .1-K und einem R -S -Flip -Flop bestehen.

Grundlage der Betrachtungen sinddie TTL-Schaltkreisfamilien 74 ... N49 ... N, wobei die fehlenden Zahlenin dieser Bezeichnung die laufendeNummer der Schaltkreistype darstel-len. Die entsprechende Pro Elec-tron"-Bezeichnung besteht aus dreiBuchstaben und drei Ziffern (FLH101 z. B.), die ersten beiden Buch-staben bezeichnen die Schaltkreis-familie, der dritte die Funktion, diebeiden ersten Ziffern dienen der lau-fenden Kennzeichnung und die letzteder Angabe des zulassigen Umge-bungstemperaturbereiches.

Schaltungen einer Schaltkreisfamiliehaben aufeinander abgestimmte Da -ten und sind fur den Zusammenbauzu grOf3eren Gruppen vorgesehen.TTL, in der amerikanischen Literaturauch als T2L bezeichnet, steht furTransistor-Transistor-Logik, d. h. allelogischen Verknupfungen innerhalbder Schaltkreise werden durch Tran-sistoren vorgenommen, die auf3er-dem vorhandenen Widerstande undDioden dienen der Arbeitspunktein-

c17t:ir clew ji.owyew ret4wi&er

Logische Schaltungenmit integrierten Schaltkreisen

stellung, zur Pegelanpassung oderals Arbeitswiderstande etc. AndereSchaltkreisfamilien, bei denen dielogischen VerknOpfungen durch Wi-derstande und Transistoren (RTL)oder Dioden und Transistoren (DTL)erfolgen, haben eine erheblich ge-ringere Bedeutung erlangt, fur Ein-satze bei hohen Starpegeln werdenLSL-Schaltkreise (langsame Storsi-chere-Logik) verwendet, die durchZenerdioden und entsprechend ae-schaltete Kapazitaten besondere Si-cherheit bieten.

Allgemeine Daten der Schaltkreis-familien 74 ... N und 49 ... N.

Das nachgestellte N gibt die Ge-hauseform an, ein Plastik-Steckge-hause oder Dual in line-Gehause,uber die Zahl der Anschlusse ist da-bei nichts ausgesagt.

Viele Schaltkreise dieser Familie ha -ben eine einheitliche Lage der An-schluf3punkte fur Speisespannungund Masse nach Bild 1, die Zahl-weise der AnschlOsse bezieht sichdabei auf die Lage der Markierungs-kerbe.

Fur das einfache Zusammenschaltensind zwei Angaben wesentlich, derEingangslastfaktor (fan in) und derAusgangslastfaktor (fan out). DerEingangslastfaktor gibt die Bela -stung an, die ein Eingang einesSchaltkreises fur die vorausgehendeAusgangsstufe eines anderen Schalt-kreises darstellt, der Ausgangslast-faktor ist ein Mari fur die Zahl derEingangslastfaktoren, die der Aus-gang innerhalb des vollen Arbeits-temperaturbereiches betreiben kann.Diese Faktoren vereinfachen das Ar-beiten mit integrierten Schaltkreisenerheblich, da in beiden Signalzustan-

.5 V14

BIld 1

B

7

5 V16

den Strome unterschiedlicher Gra-fienordnung flieBen, die in die Rech-nung einbezogen werden m013ten.

Der niedrigste Eingangslastfaktor ist1, dies entspricht einem Eingang ei-ner Gatterschaltung, der gebrauch-lichste Ausgangslastfaktor 10, d. h.ein solcher Ausgang kann zehn Gat-tereingange sicher betreiben.

Bei den Gatterschaltungen kannennichtverwendete Eingange zur Er-hohung der StOrsicherheit auf festesPotential gelegt, oder einem ver-wendeten Eingang parallel geschal-tet werden, naturlich unter BerOck-sichtigung des dadurch hoheren Ein-gangslastfaktors.

Die mit TTL-Schaltkreisen verarbei-teten digitalen Signale sind binar, d.h. sie kannen zwei Zustande anneh-men, die mit L (Low) und H (High)bezeichnet werden (DIN 41785). Da-mit ist gegenOber der fruheren Be-zeichnung mit log 1 und log 0 oderL und 0 auch ohne die Angabe posi-tive oder negative Logik eine ein-deutige Zuordnung der elektrischenWerte zu den Eingangs- bzw. Aus-gangsvariablen einer Schaltung ge-geben.

Low bedeutet dabei generell denWert naher - cc, High den Wertnaher oc, in dem Falle der TTL-Familie mit + 5 V Speisespannungist Low naher bei 0 V und Highnaher bei + 5 V. (Siehe technischeDaten).

Die Schaltkreise arbeiten im allge -meinen ruckwirkungsfrei, d. h. dieEingangskenngri5I3en sind unab-hangig von der Ausgangsbelastung.Fur die maximal erreichbare Arbeits-geschwindigkeit einer Schaltung aus

51/24

9

B

13

12

256 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

mehreren Schaltkreisen sind die Si-gnaldurchlaufzeiten sowie Anstiegs-und Abfallzeiten von besonderer Be-deutung, Kapazitive Belastung derAusgangsstufen (z. B. langere Lei-tungen) erhOhen die Schaltzeiten,senken die Arbeitsgeschwindigkeitund erhOhen die StOranfalligkeit. Zubeachten ist, dal3 die Signallaufzeitauf3er vom Typ des Schaltkreisesauch davon abhangt, ob der Aus-gang von Low nach High oder umge-kehrt schaltet. Dazu kommt nochein Einfluf3 der Umgebungstempera-tur, sowie der Ausnutzung des Aus-gangslastfaktors, da jeder Eingangs-lastfaktor mit ca. 2 pF angerechnetwerden muB. In diesem Zusammen-hang sind einige Uberlegungen zurStOrsicherheit anzustellen. Auch sieist temperaturabhangig und wird vonder Ausnutzung der Ausgangsstufenbeeinfluf3t. Weiterhin ist zwischenstatischer und dynamischer Stiirsi-cherheit zu unterscheiden. Statischgilt, da13 im ungunstigsten FaIle(Worst case) in beiden Schaltzustan-den eine Storspannung von ca. 0,4 Vzwischen einem Ausgang und demfolgenden Eingang auftreten darf,ohne den logischen Zustand desSchaltkreises zu gefahrden. Fur diedynamische StOrsicherheit kommt esvor allem auf die eingestreute Star-energie an, dabei ist die StOrsicher-heit um so grol3er, je kiirzer derStorimpuls gegenliber der Signal-laufzeit ist, sind beide annaherndgleich, ist die dynamische StOrsi-cherheit gleich der statischen (Tief-paf3charakter).

Die Empfindlichkeit eines Schaltkrei-ses gegen Storspannungen hangtauf3erdem von den logischen Zu-standen der Eingange ab. Ein aufHigh -Potential liegender Eingangkann nur von negativen Impulsen,ein auf Low -Potential liegender nurdurch positive Impulse gestort wer-den, wobei der Innenwiderstand derAusgangsstufe des vorhergehendenSchaltkreises bei High ca. 70-100 Lund bei Low ca. 15-20 u aufweist, sodaft sich mit dem meist nicht unend-lich kleinen Innenwiderstand derStOrquelle eine Spannungsteilungergibt. Besondere Beachtung verdie-nen jedoch die Storimpulse, diedurch das Schalten der Ausgangs-stufen und durch das Umladen dersystemeigenen Kapazitaten auf denMasse- bzw. Versorgungsspan-nungsleitungen entstehen und dieunerlaubte Spannungseinbrtiche zurFolge haben kOnnen.

Durch sorgfaltige Fiihrung der Mas-se- und Betriebsspannungsleitungenin nicht zu schmalen, gitterartig ver-maschten Leitungen (induktionsarm)auf der gedruckten Schaltung, sowiegesonderte Abblockung der Be-triebsspannung alle 2-4 Schaltkreiselassen sich diese Einflusse unter-drticken.

Bevor auf einzelne Schaltungen undderen Besonderheiten hingewiesenwird, soil noch kurz die Gliederungeiner grof3en Schaltkreisfamilie auf-gezeigt werden.

le nach Zahl der in einem Schalt-kreis zusammengefaf3ten Gatterfunk-tionen unterscheidet man:

SSI = Small scale Integration= niedriger Integradionsgrad bis 12Gatterfunktionen (Gatter, Flip -Flop).

MSI = Middle scale Integration= mittlerer Integrationsgrad > 12bis 100 Gatterfunktionen (Zahldeka-den).

LSI = Large scale Integration= grof3er Integrationsgrad. Schalt-kreise mit Ober 100 Gatterfunktionen.Die meisten Schaltkreise der hierbesprochenen Familien liegen in denersten beiden Gruppen.

(wird fortgesetzt)

Allgemeine technische Daten

Speisespannung, fiir welche die technischenDaten gelten:Maximal zulassige Speisespannungohne Zerstarung der Schaltkreise:Maximal zulassige Eingangsspannung:Maximal zulassige Differenzspannungzwischen zwei Eingangen*:Maximale negative Eingangsspannungbei 0-25° C:Maximale negative Eingangsspannungbei 25-70° C**:Zulassiger Eingangsspannungsbereich fur HighZulassiger Eingangsspannungsbereich fiir Low.Minimale Ausgangsspannung fur High:Typische Ausgangsspannung fiir High:Maximale Ausgangsspannung fiir Low:Typische Ausgangsspannung fiir Low:Maximal flief3ender Eingangsstrom bei High(pro Eingang, Ansteuerung mit TTL undEingangslastfaktor = 1):Maximal flief3ender Eingangsstrom bei Low(pro Eingang, Ansteuerung mit TTL undEingangslastfaktor = 1):Maximaler Ausgangsstrom bei High(pro Ausgang und Ausgangslastfaktor = 10):Maximaler Ausgangsstrom bei Low(pro Ausgang und Ausgangslastfaktor = 10):Zulassige Anstiegs- und Abfallzeitender Eingangssignale fur Schaltglieder (Gatter):Minimale Impulsbreite der Eingangssignale:Statischer Storabstand minimal:Statischer Storabstand typisch:Schaltzeiten fur das Standard-Gatter bei einerKapazitiven Last von 15 pF und einem Eingangs-lastfaktor von 10 der nachfolgenden Schaltung:Ausschaltverzagerung (Ausgang schaltetvon High nach Low)maximal:typisch:EinschaltverzOgerung (Ausgang schaltetvon Low nach High)maximal:typisch:

+ 5 V It %

+ 7 V+ 5,5 V

+ 5,5 V

- 1,5 V

- 0,5 V+ 2 ± + 5,5 V- 0,5± + 0,8 V+ 2,4 V+ 3,3 V+ 0,4 V

0,22 V

40 A

- 1,6 mA

400 A

- 16 mA

< 1> 30 ns0,4 V1,0 V

15 ns7 ns

22 ns11 ns

Wenn nicht sichergestellt ist, daB diese Bedingungeneingehalten werden, ist der Eingangsstrom auf 1 raA zubegrenzen.

Bei negativen Eingangsspannungen steigt der Eingangsstromstark an, urn die zulassige Gesamtverlustleistung desSchaltkreises nicht zu Oberschreiten,sollten Eingangsspannungen - Ue < 0,5 V vermieden werden.

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 257

J. BAUMGARTNER Neue Chassis und Technikfur Schwarzweif3-Empfanger

Auch auf dem Sektor der Schwarzweif3-Empfanger gibt es eine standigeWeiterentwicklung, die zwar nicht so sturmisch wie bei den Farbgeratenverlauft, aber dennoch von Zeit zu Zeit eine grof3ere Abanderung einzelnerEmpfangerstufen beziehungsweise auch die Neukonzeption der Chassis-ausfuhrung notwendig macht.

Der nachfolgende Beitrag stellt die schaltungstechnischen Besonderheitenvon zwei neuentwickelten Chassistypen vor, die bereits in verschiedenenneuen Schwarzweil3-Empfangern verwendet werden. Der erste Teil des Artikelsbezieht sich auf ein Chassis fur Portablegerate, das in Verbindung mit 110'-Bildreihren eingesetzt wird und behandelt die gegenuber der 90°-Technikabgeanderte Dimensionierung der beiden Ablenkstufen. Im zweiten Teil wirdvor allem die Schaltungstechnik des Netzteils und der Zeilenablenkung einesvolltransistorisierten Empfangerchassis beschrieben, das eine Hochspannungvon 18 kV abgibt und daher fur den Betrieb mit gro6en Bildreihren geeignet ist.

Ein Chassis fur Portable-gerate mit 110 BildrohrenMit einem modernen volltransistori-sierten SchwarzweiI3-Chassis (Bild 1),das in 12-, 14- und 17-Zoll-Gerate ein-gebaut wird, hat GRUNDIG vor kur-zer Zeit das Programm der SuperElectronic"-Serie in Richtung leichttransportabler Empfanger mit kleine-ren Bildformaten erweitert. Die Schal-tung entspricht dabei bis auf die Ab-lenkstufen - die fur den Anschluf3von 110°-Bildrahren dimensioniertsind - weitgehend der des Portable-gerates 1210 (Fernseh-Boy). Die Be -

Ski 1Ansicht des 14-Zoll-Portable-

gerates Triumph 1415mit herausgeklapptem Chassis

stuckung besteht aus 17 Transistoren,7 bzw. 9 (Type 1715) IC, 1 Thyristorund 33 Halbleiterdioden.

Samtliche Empfanger mit dem neuenChassis weisen einen fur diese Ge-rateklasse auBerordentlich hohenBedienungskomfort auf und sind curProgrammwahl mit Impulselektronikausgestattet. Dieses moderne Bed e-nungssystem erlaubt die leichte Urn-schaltung zwischen 7 (14- und 17-Zoll-Gerate) beziehungsweise 4 Program -

men (12- und 14-Zoll-Gerate). DasBedienungsfeld befindet sich dabeientweder auf der Frontseite oder aufder Gehauseoberseite.

Die Chassis sind in elegant gestal-teten Kunststoffgehausen unterge-bracht und jedes Modell ist fur denleichten Transport mit einer Griff-schale versehen. Die Gerate zeich-nen sich durch kleines Gewicht und- zufolge der 110°-Bildreihre -suchdurch eine geringe Bautiefe aus. Furden Betrieb im Freien stehen vor-setzbare Filterscheiben mit einer Ab-sorption von etwa 600/o zur Erzielungkontrastreicher Bilder zur Verfugung.Alle Empfangertypen sind unabhan-gig vom Stromnetz und kOnnen auchmit einer 12 V-Akkubatterie betriebenwerden (Leistungsaufnahme 20 W).

Das senkrecht angeordnete Chassis- das bis auf Netztrafo, Kanalwahlerund Elektronicplatte alle Bauteiletragt - ist kleiner als das Chassisdes Fernseh-Boy und erlaubt auchbei 12-Zoll-BildrOhren ein niedrigesGehause, bei dem keine Bedienungs-organe auf der Frontseite des Gera-tes vorhanden sind.

Das HorizontalablenkteilDie Zeilenablenkschaltungmit einem IC und drei Transistoren- Emitterfolger, Treiberstufe undAblenkstufe - aufgebaut und ent-spricht bis auf eine einfache Schutz-schaltung fur den Treibertransistorder bereits fruher ausfuhrlich be-schriebenen Schaltung des GeratesTriumph 1210. (GRUNDIG TechnischeInformationen 2/72.)

Vom Punkt 2 der integrierten Schal-tung TBA 920 wird eine zeilenfre-quente Rechteckspannung mit einerImpulsbreite von 22 ps (Tastverhalt-nis 1:3) abgenommen. Die Emitter-folgerstufe BC 238 ermOglicht einesehr niederohmige Ansteuerung derfolgenden Treiberstufe und verhin-dert RUckwirkungen der Horizontal-endstufe auf den Zeilenoszillator.

In der Treiberstufe BD 137 wird dieseSchaltspannung auf einen Wert vonetwa 22 Vss gebracht. Ein Kopplungs-transformator im Kollektorkreis sorgtdurch Abwartstransformation (Uber-setzungsverhaltnis 4,5 zu 1) fur denzum verlustlosen Durchschalten despnp-Germaniumtransistors AU 113notwendigen hohen Sattigungsstroman der Basis (Bild 2). Dieser wird be-sonders beim maximalen Kollektor-spitzenstrom 1cm - 3,5 A am Endedes Hinlaufs benOtigt.

Die Zeilenendstufe, die ebenfalls wie-der als Paralleldiodenschaltung auf-gebaut ist, weist durch die um 300/0

2581/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

6

Slid 2 Oszillogremme verseMertener Stromein der Zeilenablenkstufe

a Basisstrom des Endstufentransistors

Kollektorstrom des Endstufen-transistors

Strom durch die Paralleldiode

BIld 4 VereInfachtes Schaltbild desZeIlenablenktells

E 127V)

60 Vss

R414 V R419

C416 Di 419

5

A

R 532

BC 238Tr 531

hOhere Ablenkleistung fur 110°-Bild-rOhren einige Anderungen gegenuberder 90°-Ablenkschaltung auf. Die be-nOtigte Ablenkleistung wird dabeinicht durch einen grO6eren Ablenk-strom erreicht, sondern durch einehOhere Impulsspannung am End -transistor (180 V gegenuber 85 Vss)in Verbindung mit einer grO6eren In-duktivitat (250 11H) der horizontalenAblenkspulen. Die Maximal amplitudedes Sagezahnstroms fur voile Aus-lenkung liegt dadurch mit U 5,2Asogar um etwa 1 A niedriger als beider 90°-Ablenkung.

Die hOhere Impulsspannung kommtdurch eine Boosterschaltung im Zei-lenablenkkreis zustande. Das Schal-tungsprinzip der SpannungserhOhungzeigt Bild 3. Die Betriebsspannung

180 V

AU 113Tr 541

Zedentrato

no Vss

AY 102Di 543

+ A'(11V)

+E127V1

Bad 3 Seriendlodenschaltung zur Erzeugung&nor hoheren Speisespannung

fiir die Zeilenendstufe ist dabei nichtwie Ublich am Fuf3punkt des Zeilen-trafos angeschlossen, sondern liegtuber die Diode Di 543 (AY 102) aneiner Anzapfung. Die Diode verhin-dert dabei wahrend des ZeilenrOck-schlags einen Ruckfluf3 der gespei-cherten Energie des Trafos in dasStromversorgungsteil. Der Stromflief3t daher in den Boosterkonden-sator C 545 und erhOht die am Kon-densator liegende Grundspannung(11 V) auf etwa 27 V. Die HOhe derAufladung wird dabei durch die Lageder Anzapfung bestimmt und ent-spricht dem Verhaltnis von Gesamt-

IA 111V1

BO 137Tr 535

Bi Ida blink stuf

E R464

windungszahl w zur Teilwindungs-zahl w1.

Eine uberschlagige Ermittlung der zuerwartenden Gleichspannung kanndabei ebensogut mit der an den Punk -ten .1 und E vorhandenen ImpulshOheder ZeilenrUckschlagspannung erfol-gen, da diese Spannungen der Win-dungszahl proportional sind. Beieiner Amplitude von 180 V an E und110 Vss an .1 ergibt sich ein Faktor vonetwa 2,5. um den sich die 11 V-Ver-sorgungsspannung nach der DiodevergroBert.

Der Zeilenablenkkreis mit Lineari-tatsspule ZL, Ablenkspule und S-Kor-rekturkondensator C 562 wird vonder Endstufe wieder direkt ange-steuert (Bild 4). Die Aufgabe des Zei-lentrafos, der parallel zum Ablenk-kreis liegt, besteht damit auch beidiesem Gerat nur in der Erzeugungder Hochspannung und einiger Im-pulsspannungen, nicht aber in einerAnpassung des Ablenkkreises an dieZeilenendstufe. Zwei Impulsspan-nungen werden gleichgerichtet unddie gewonnenen Spannungen zurVersorgung von Stufen mit hoheremSpannungsbedarf verwendet.

Die Videoendstufe benOtigt eine lei-stungsfahige Spannung von 90 V( + C). Diese kann wegen des grOf3e-ren StromfluBwinkels nur durch Hin-weggleichrichtung gewonnen werdenund erfordert eine negative Ruck-schlagspannung mit einer Amplitudevon 700 Vss. Fur die Schirmgitterver-sorgung wird eine wenig belastete320 V-Spannung durch Gleichrichtungvon positiven Zeilenruckschiagimpul-sen (360 V55) erzeugt. Diese Span-nung client auch fur die beleuchteteProgrammanzeige der Beruhrtastenund gelangt Ober einen 150 kit-Vor-widerstand (R 788 bzw. R 211) an dieeinzelnen Glimmlampen.

Die bereits erwahnte Schutzschal-tung fur den Treibertransistor Tr 535(BD 137), die ebenfalls aus Bild 4 er-sichtlich ist, verhindert eire thermi-sche Jberlastung der Sperrschicht

AY 102 1464Di 548

.8 Zeitentrato

TV 15Di 551

BA 157Di 552

13 kV

Glimln-

R 788 lampsV1.11122111

350V

IC 563

60 Vss

6 Vss

O250 Vss

C(90 V

TC556

GRUNDIG TECHNISCHE 'NFORMATIONEN 1/74 259

bei einem Ausfall der Zeilenablenk-stufe. Im StOrungsfall gelangen keineVergleichsimpulse mehr vom Zeilen-trafo uber R 414 an Punkt 5 der inte-grierten Schaltung und als Folge da-von verlangert sich die Breite despositiven Impulsanteils der an Punkt 2liegenden Rechteckspannung. Fur denTreibertransistor bedeutet dieses ge-anderte Tastverhaltnis eine unzulas-sige Erhohung des Kollektorstroms,die nach einiger Zeit zu seiner Zer-stOrung fuhrt.Zur Verkurzung der Impulsbreitewerden Ausgangsimpulse der inte-grierten Schaltung vom Punkt 2 uberdie Diode Di 419 an Punkt 5 gelegt.Die Diode arbeitet dabei als ge-steuerter Schalter. Im normalen Be-

triebsfall ist die Diode durch die uberR 419 angelegte E-Spannung (27 V)gesperrt. Bei einem Ausfall im Zei-lenablenkkreis sinkt diese Spannungauf den Wert der Betriebsspannungvon 11 V. Durch den SpannungsteilerR 414 - R 419 liegt dann nur eineGleichspannung von 5 Van der Diode,die zum Sperren der hOheren Recht-eckspannung (Uss = 9 V) nicht mehrausreicht. Es gelangen damit wiederImpulse an Punkt 5, die mit der Vor-derflanke zur VerkUrzung der abge-gebenen Impulse fuhren.

Die VertikalendstufeMit der durch den Elko C 464 (1000uF) gut gesiebten Gleichspannung

E (27 V) aus dem Zeilenablenkteil

(Bild 4) wird auch die Komplementar-endstufe der Vertikalablenkung ver-sorgt. Die hOhere Betriebsspannunghat eine bedeutend langere Aus-steuerkennlinie zur Folge - die dennachteiligen Einfluf3 der Kniespan-nung beider Transistoren viel gerin-ger in Erscheinung treten Wit - undermOglicht dadurch die Abgabe einermehr als doppelt so graen Bildab-lenkspannung.Damit wird auch bei der Vertikal-schaltung die fur 110°-Ablenkungbenotigte hOhere Leistung durch eineErhohung von Ablenkspannung undAblenkinduktivitat, aber mit einemetwa gleich grof3en Ablenkstrom(ca. 0,7 Ass) wie bei 90'-Techniksichergestellt.

Ein neues Halbleiterchassisfur Schwarzweif3-Empfangermit grol3er Bildrohre

Zu einer der letzten Stufen des Fern-sehgerates die auf Halbleiterbestuk-kung umgestellt werden, gehort dieZeilenendstufe des Schwarzweifi-Empfangers fur BildrOhren mit einerHochspannung von 18 kV. Obwohldie technischen Probleme der Zeilen-ablenkung mit Halbleitern bei denweit hOheren Ablenkleistungen derFarbfernsehgerate mit Thyristorenund auch Transistoren schon seit Ian -

gem gelost sind, haben bisher wirt-schaftliche Uberlegungen eine Um-stellung der rohrenbestOckten End-stufe verzOgert.

Beide vorstehend angefuhrten Halb-leitertypen liefern in der Zeilenab-lenkstufe praktisch gleich gute Ergeb-nisse, doch bietet die Bestuckung mitTransistoren hinsichtlich des Aufwan-des noch die gunstigeren Voraus-setzungen. Das transistorisierte Zei-lenablenkteil zeichnet sich auf3erdemdurch einen sehr einfachen und uber-sichtlichen Schaltungsaufbau aus.Die hohe Zuverlassigkeit gegenubereiner Uberlastung des Endstufen-transistors wird durch mehrere ein-fache Schutzmenahmen sicherge-stellt.

Bei derTransistor-Zeilenablenkschal-tung dart allerdings nicht 0bersehenwerden, da13 durch die zum Betriebnotwendige stabilisierte 150 V-Ver-sorgungsspannung an die Netzver-sorgung weit hOhere Anforderungengestellt werden, wie bei einer Be-stuckung mit Rdihre oder Thyristor,die beide mit einer unstabilisiertenund einfach herzustellenden Gleich-spannung von etwa 270 V auskom-men.

Der etwas ungewOhnliche Span-nungswert von 150 V ergibt sichzwangslaufig aus den Kenndaten desEndstufentransistors. Leistungstran-sistoren werden ganz allgemein ausKostengrOnden nicht unnatig uber-dimensioniert, sondern den gestelltenAnforderungen mit dem entsprechen-den Sicherheitsabstand angepaBt.Fur den Betrieb in der Zeilenablenk-stufe haben sich aus diesem Grundebisher Endstufentransistoren miteinem USE = 1,5 kV und .10,A 2 - 3 AeingefOhrt. Diese Werte sind fur dennormalen Betriebsfall vollig ausrei-chend, verlangen jedoch eine wesent-lich herabgesetzte Betriebsspannungam Transistor.

Bild 1Das neue Halbleiterchassis weist

die gleichen mechanischenAbmessungen wie das bisherige

Hybridchassisfar groBe Bildrohren auf

Weiterhin entstehen bei der Bild-stabilisierung von transistorbestOck-ten Ablenkteilen Probleme, da eineahnlich elegante Schaltung, wie dieVDR-Regelung bei Rtihrengeraten, inder Endstufe nicht realisierbar ist.Als einfachste Moglichkeit der Bild-stabilisierung erweist sich noch dasKonstanthalten der zugefuhrten Be-triebsspannung und das wiederumsetzt ein geregeltes Netzteil voraus.Auch fur das Netzversorgungsteilbieten sich wieder Thyristoren oderTransistoren an. Die Forderung nacheiner gut stabilisierten, leistungs-fahigen und leicht einstellbaren Ver-sorgungsspannung von etwa 150 Vwird von beiden Netzteiltypen

260 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

Bei der hohen Spannungsdifferenzzwischen der vom Gleichrichter ange-botenen und der tatsachlich benotig-ten Gleichspannung, arbeitet jedochein Transistornetzteil durch die ent-stehende hohe Verlustleistung imLengsregelglied recht unwirtschaft-lich. Dem anschnittgesteuerten Thy-ristornetzteil mit seiner weitgehendverlustfreien Spannungsreduzierungwurde deshalb der Vorzug gegeben.

Mit dieser kurzen Darstellung derverschiedenen Moglichkeiten einerSchaltungsauslegung ist die Grund-konzeption des neuen Schwarzweif3-Chassis, das erstmals im GRUNDIGTriumph 2015 UE eingebaut wird, inden wesentlichen Punkten umrissen.Das sauber aufgebaute Schwenk -chassis (Bild 1), dessen besondererVorzug die reine Halbleiterbestuk-kung ist, stellt aus den bereits ange-deuteten Grunden vorerst nur eineErganzung zum bewahrten und seitlangem gefertigten Hybridchassis dar.

Das ThyristornetzteilJedes Halbleitergerat fur hohe Ab-lenkleistungen benOtigt - unter derVoraussetzung eines trafolosen Netz-teils - zwei leistungsfahige Versor-gungsspannungen, und zwar eineHochvoltspannung fur die Video-,Treiber- und Zeilenablenkstufe undeine Niedervoltspannung fur alleiibrigen Stufen. Die Hochvoltspan-nung wird bei dieser Schaltung durchPhasenanschnittsteuerung der Netz-wechselspannung gewonnen, wah-rend zur Herstellung der Niedervolt-spannung eine Hinweggleichrichtungvon negativen Zeilenimpulsen nochdie gunstigste LOsung darstellt.

B St CO246 KTy 641

A9903201634

Al"k

Steurteil

.R(197V)

C643

Mid 2 Grundschaltung des Thyristornetztells

In Bild 2 ist das Prinzip des Thyristor-netzteils wiedergegeben. Uber denVorwiderstand R 621 wird der soge-nannte Zundkondensator C 634 vonder Netzwechselspannung abwech-selnd positiv und negativaufgeladen.Erreicht die positive Kondensator-spannung die HOhe der Kippspan-nung der anschlief3enden Trigger-stufe (Di 634), dann schaltet diesedurch und es kommt zu einer impuls-formigen Entladung des Zundkon-densators in die Steuerelektrode desGleichrichters (Ty 641). Der Thyristorzundet nun ebenfalls und gibt die ge-

sperrte Gleichrichterstrecke bis zumAbschalten - also bei erreichterSpannungsgleichheit zwischen Anodeund Katode - frei.Der genaue Zundzeitpunkt ist dem-nach durch die Zeitkonstante desandkreises (R 621 -C 634) festge-legt und die Leistungsfahigkeit desZundimpulses zum sicheren Durch-schalten des Thyristors (5 mA) durchdie Kapazi:at des Kondensators be-stimmt. Durch Verschieben des and-zeitpunktes auf der abfallendenFlanke der positiven Netzhalbwelle1613t sich der Wert der benOtigtenGleichsparnung genau einstellen.Wehrend dazu bei ungeregeltenNetzteilen in einfacher Weise dieGref3e des Vorwiderstandes R 621zu C 634 verandert wird, erweist sichbei geregelten Netzteilen eine Steue-rung parallel zum Zundkondensatorals vorteilhafter. Das Steuerteil kanndabei als elektronisch regelbarerParallelwiderstand angesehen wer-den, mit dem die Aufladezeit desKondensators durch den jeweils vor-handenen Nebenschluf3 entsprechendbeeinfluf3t wird.

Die Stabilisierung der abgegebenerSpannung gegenuber Netzspan-nungs- und Belastungsschwankungererfolgt ebenfalls uber das Steuerteil.Dazu werden dem Steuerkreis Ver-gleichswerte von der Netzwechsel-spannung und der abgegebenenGleichspannung zugefuhrt.

Die Schaltungstechnik der Steuer-stufe ist Bild 3 zu entnehmen. Als

Ty 641 .R(197 VI

S euerstufe

Bild 3 Aufbau der Steuerstufe

Steuerelement dient der verander-liche Durchlaf3widerstand des npn-Transistors BC 237. Die Funktion derRegelung ist auf3erordentlich einfach.Eine Vergraerung der positiven Ba-sisvorspannung bewirkt einen hohe-ren Kollektorstrom im Transistor unddieser wieder verzOgert die Auf-ladung des andkondensators. Diegeringere Anstiegsgeschwindigkeitder Kondensatorspannung fiihrt zueiner zeitlich spater eintretendenTriggerung und der dadurch entste-hende kleinere Zundwinkel im Pha-senanschnitt der positiven Halbwelle

hat eine geringere Spannung amLadekondensator C 643 zur Folge.

Der vorstehend angefuhrte Regel-verlauf liegt dann vor, wenn z. B. durcheine geringere Strahlstrombelastungdie Spannung am Ladeelko steigt.Die BezLgsspannung fur den Basis-kreis wird Ober den Widerstand R 617zugefuhrt. Bei steigender Netzspan-nung erfolgt die Aufsteuerung desTransistors in gleicher Weise. DieBezugsspannung wird dabei voneinem zwischen beiden Netzpolenliegenden Spannungsteiler gewon-nen.

Als Referenzelement wirkt die imBasiskreis eingeschaltete Zener-diode D' 623 (7,5 V), die gleichzeitigauch zu einer Vergraerung der Re-gelsteilheit beitragt. Die Grundein-stellung fur die HOhe der abgegebe-nen Gleichspannung erfolgt durchVerandern des Basisspannungstei-lers mit dem Regler R 612. Zur ther-mischen Stabilisierung der Versor-gungsspannung befindet sich im Fuf3-pun kt der Teilerkette der NTC-Wider-stand R 618. Die genaue Anpassungdes Heif3leiters an das Temperatur-verhalten des Triggerzeitpunktes er-folgt durch einen Serien- und einer.Parallerwiderstand (R 619 bzw. R 611)Der Temperaturgang wird hauptsach-lich durch die im Regelkreis liegen-den Halbleiterbauteile verursacht(positiver Temperaturgang der Zener-diode und der Triggerdiode, sowiesteigender Kollektorstrom desSteuertransistors bei Erwarmung).Die parallel zur Basis-Emitterstreckeliegende Diode Di 626 verhindert dieBildung einer zu hohen negativenBasisvorspannung.

Zur Ansteuerung des Thyristors mitZundimpulsen werden spezielle Halb-leiterdioden verwendet, die im Zu-sammenwirken mit der Entladungeines Kondensators die notwendigenImpulse liefern. Diese Triggerele-mente k6nnen pnp-Dreisch:chtdiodenmit zwei in Serie liegenden entge-gengesetzt gepolten Gleichrichter-Obergengen sein, oder auch - wieim vorliegenden Fall - Kristallanord-nungen mit zwei antiparallel geschal-teten Vierschichtdioden (Diac). Dabeide Halbleiterbauelemente bidirek-tionale Schwellwertschalter mit sehr

30

- u

20 10

0 10 20 30 U

Bild 4 Kennlinie einer Triggerdiodea) Schaltsymbol far eine Triggerdiodeb) Schaltsymbol fiir eine Diac

(Diode alternating current switch)

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74261

ahnlicher symmetrischer Kennliniedarstellen, ist fur beide die Bezeich-nung Triggerdiode" gebrauchlich.Ublicherweise geht aus dem imSchaltbild verwendeten Schaltsymbolder innere Aufbau des Halbleiterele-ments hervor. Die Kennlinie einerTriggerdiode ist in Bild 4 wiederge-geben.

Unterhalb des Zundpunktes weist dieDiode einen hohen Sperrwiderstand(ca. 200 kt2.) auf und ist damit prak-tisch nichtleitend. Beim Erreichen derKippspannung (ca. 30 V) geht derSperrwiderstand in einen Durchle-widerstand mit negativem Kenn-linienast Ober. Das bedeutet, daf3 indiesem Arbeitsbereich die Durchlaf3-spannung mit steigendem DurchlaI3-strom abnimmt. Es kommt dabei zueiner plotzlichen Teilentladung desZundkondensators, die in Form eineskurzen Triggerimpulses Ober denGleichspannungs -TrennkondensatorC 641 dem Gate des Netzthyristorszugefuhrt wird. Bei einer Spannungvon etwa 22 V am Zundkondensatorsperrt die Triggerdiode wieder, sodaf3 die weitere Entladung und spa-tere Umladung des Zundkonden-sators nur Ober den Widerstand R 621und Ober das angeschlossene Steuer-teil erfolgen kann.

Die Ladekurve des Zundkonden-sators im Vergleich zur Netzwechsel-spannung zeigt Bild 5. Eine Zundungder Triggerdiode bei der negativenNetzhalbwelle wird durch den Invers-betrieb des Steuertransistors Tr 626vermieden. Die leitende Basis-Kollek-tordiode verhindert dabei eine hOhereAufladung als -6 V am Zundkon-densator.

Eine Stabilisierung der abgegebenenSpannung kann nur dann erfolgen,wenn die Triggerung des Thyristorsim abfallenden Teil der positivenNetzhalbwelle vorgenommen wird.(Ein Durchschalten im ansteigendenTeil fuhrt immer zur Maximalspan-nung oder zu einem Wert in der Nahederselben). Die Zeitverzogerung des

L1VI

300VNetz

uC634

0

300 V

-u

ILID

Zundzeit punk t

Bild 5 Ladekurve des Ziindkondensatorsbezogen auf die Phase der Netzwechsel-spannung.Die hohere Kondensatorspannung nachdem Ziindzeitpunkt fart durch dieGegenspannung am anderen Ende derDiode nicht mehr zu einer Zundung.Die Spannung an der Diode UDist gestrichelt eingezeichnet.

C601

HI

S1601

220 V-.-

R6I7

R 616

Di622

R614

R613

R612

R619

R616

0

R622

Dr

C 633

Ty 64101631

01624 Di 632 R632

1

C623

R6Il

reBC 237Tr 626

C 631

Di 626

.21

T624 R626

Bild 6 Gesamtschaltbild des Thyristornetzteils

Triggerimpulses kommt durch diePhasenverschiebung bei der Auf-ladung des Zundkondensators C 634und damit durch die Grof3e des Vor-widerstandes R 621 zustande. DasNacheilen der Kondensatorspannunggegenuber der Netzphase ist eben-falls aus Bild 5 ersichtlich. Durch dieZundung im abfallenden Teil derKennlinie ergibt sich gegentiber einergewohnlichen Halbleiterdiode einkleinerer Stromflul3winkel, der beigleicher abgegebener Leistung ho-here Stromimpulse zum LadeelkoC 643 zur Folge hat.

Auch fur den Netzthyristor gelten dievorhin Ober Leistungstransistoren an-gefuhrten Bemerkungen. Wird derThyristor gut ausgenutzt und dennormalen Betriebsbedingungen mitausreichendem Sicherheitsabstandangepal3t, dann bedarf es noch immerzusatzlicher Schutzmaf3nahmen ge-genOber kurzzeitigen Uberlastungen.Das betrifft sowohl die zulassigeSperrspannung, wie auch den maxi-malen Durchlal3strom.

Die Sperrspannung des ThyristorsBSt C 0246 k liegt mit 800V urn 400Vunter der von Silizium-Netzdioden.Aus diesem Grunde ist dem Thyristoreine ubliche Netzdiode (Di 631) vor-geschaltet. Der maximal zulassigeDurchlaf3strom von 70 A wird durchden geringen Netzteilinnenwider-stand beim Einschalten des Geratesnahezu erreicht. Eine Einschaltstrom-begrenzung in irgendeiner Form istdaher notwendig.

Auf die einfache Mitiglichkeit derStrombegrenzung mit einem Vor-widerstand im Lastkreis wurde we-gen der dabei entstehenden hohenVerlustleistung verzichtet. Ein NTC-Widerstand vermeidet zwar diesenNachteil, bietet aber zufolge der Ian-gen AbkOhlzeit keinen ausreichendenSchutz gegenuber einer raschen Ein-und Ausschaltfolge des Gerates.

R 642

R646

0661 C64.,

R621 TR636

01634

C634LR 627

R 647 Si 647 A[.03

(MI/1R

I197VI

R 643

LR 641

17647

Die vorgesehene elektronische Ein-schaltstrombegrenzung wirkt eben-falls auf den Steuertransistor undverschiebt den andzeitpunkt beimEinschalten an das auf3erste Endeder positiven Halbwellenspannung,also in einen Bereich mit niedererMomentanamplitude der Netzwech-selspannung. Dieses Schaltungsteilkann dem Gesamtschaltbild des Netz-teils (Bild 6) entnommen werden.

Nach dem Einschalten gelangt dieerste positive Halbwelle Ober dieBauteile R 616, Di 622, R 622 undC 623 direkt an die Basis des Steuer-transistors (Tr 626) und treibt denKollektorstrom bis in die Sattigung.Der niederohmige Nebenschluf3 zumZundkondensator verhindert damitvorerst uberhaupt eine Triggerungdes Netzthyristors. Mit zunehmenderpositiver Aufladung des Kondensa-tors C 623 bei den folgenden Netz-halbwellen gelangen immer kleinerepositive Impulse an die Basis desSteuertransistors, so daf3 ein Trigger-impuls entsteht, der auf der abfallen-den Flanke der positiven Netzhalb-welle immer weiter nach oben ruckt.

MMENEIIMMENI111111MMEMIIMMII

1111111111111111111111111H1111111

111111111111111111111111111111

MIIMIIIM111111 11111 UM111111111111111111111 11E1MINEMPI11111111111111111111

Bild 7 Oszillografische Darstellung der Hakeder Ladestromimpulse nach demEinschalten des Gerates.Horizontal:ZeitmaBstab 0.1 sek KastchenbreiteVertikal:Impulse 5 A'Kastchenhohe

262 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

-.1

Im normalen Betriebsfall ist C 623auf eine Spannung von etwa 45V auf-geladen und die angeschlossene Be-grenzungsschaltung hat keinen Ein-fluf3 mehr auf die Steuerung des Re-geltransistors. Wie auch aus Bild 7hervorgeht, erreicht der Einschalt-strom durch diese Verzogerungs-schaltung erst nach etwa 0,7 sek. denMaximalwert (30 A).

Auch diese Anordnung ist wegen dergrof3en Zeitkonstante von R 623(5,6 MS?) -C 623 gegenOber einerraschen Schaltfolge der Netzversor-gungsspannung wirkungslos, wennnicht dafur Sorge getragen wird, dabsich der Strombegrenzungskonden-sator C 623 schneller entladen kann,als der Ladekondensator C 643. Zudiesem Zweck wird unmittelbar nachdem Abschalten die Diode Di 624leitend, wodurch der Entladestromauch uber R 624 (39 nach Masseflief3en kann. Dieser Stromkreisschlief3t sich uber R 627 - Di 626bzw. R 626 wieder zuruck zur Basis.

Die Diode Di 624 arbeitet daher alsSchaltdiode, die unmittelbar demSchaltvorgang der Netztaste folgt.Die Sperrung der Diode Di 624 er-folgt durch positive Aufladung vonC 624 (220 V) uber Di 632 und R 632.

Die Kapazitat von C 624 ist nur sogrof3 bemessen, daft der untere Wertder Brummspannung (Us, = 80V) mitSicherheit uber der positiven Span-nung an C 623 liegt.

Die Diode Di 632 hat keine Gleich-richterfunktion, sondern wirkt nur alsSperrdiode kurz nach dem Einschal-ten. Ohne diese Diode wurde die La -dung von C 624 bei jedem Offnen desThyristors sofort wieder in den Lade-elko C 643 abflief3en. Durch diedauernd eingeschaltete Einschalt-strombegrenzung keinnte sich dannnur eine geringe positive Spannungam Ladeelko aufbauen. Fur den even-tuellen Storungsfall ist die Kenntnisdieser Zusammenhange wesentlich.

Im Gegensatz zur Netzdiode erfolgtbeim gesteuerten Thyristor das Ein-schalten bei hohen Spannungsdiffe-renzen zwischen Anode und Katode.Im Interesse einer kleinen Verlust-leistung des Thyristors soil dieseDurchschaltzeit (ca. 2 usek.) mog-lichst kurz sein. Die dabei entstehen-den sehr steilen Einschaltflanken er-zeugen ein breites Oberwellenspek-trum, dessen Abstrahlung uber dasNetz aus Storspannungsgrunden zuvermeiden ist. Zur Absiebung gegen-Ober der Netzleitung benOtigenthyristorgesteuerte Netzteile dahereinen sehr wirkungsvollen Tiefpar3vor der Schaltstrecke des Thyristors.

Das LC-Netzwerk besteht aus dermit 7 mH sehr grof3 bemessenenDrossel Dr und dem auch bei an-deren Netzteilen vorhandenen Durch-schleifkondensator C 601 (Bild 6).

Die hohe Serieninduktivitat der Vor-schaltdrossel dient dabei nicht nurzur Absiebung von Sterfrequenzen,sondern verringert auch die Strom-anstiegsgeschwindigkeit di / dt imLastkreis und tragt so durch eine klei-nere Flankensteilheit der Ladeim-pulse zu einer Verringerung derOberwellenbildung bei.

Der Widerstand R 643 (120 k) sorgtfur eine rasche Entladung des Lade-elkos C 643 fur den Fall, da13 das Ge-rat bei defekter AnodensicherungSi 647 abgeschaltet wird und hat da-her nur fur den Servicefall Bedeu-tung. (An der + R Spannung liegtuber einem Vorwiderstand nurjeweilseine Glimmlampe der beleuchtetenProgrammanzeige.)

Die guten Stabilisierungswerte desNetzteils ( +- A Spannung) gehen ausden nachfolgenden Zahlen hervor.

Netzspannung:- 1 V bei ± 100/o Anderung (greSterWert bei 220 V).

Strahlstrom:0,5 V bei max. Strahlstrom.

Temperatur:± 0,5 V nach einer Betriebsstunde.

Mit dem Regler R 612 erfolgt die Ein-stellung auf eine + A Spannung von155 V bei Strahlstrom Null und einerNetzspannung von 220 V. Durch denhohen Spitzenstrom verringert sichdiese Spannung bei Verwendur.geines Trenntrafos von 750 VA (z. B.GRUNDIG RegeltrenntransformatorRT 5) auf 154 V. Der vorgeseheneSpannungswert soli unbedingt miteiner Toleranz von ± 2 V eingehal-ten werden. Im Sterungsfall empfiehltsich daher zuerst eine Kontrolle der+ A Spannung. Grobe Fehleinstel-lungen dieser Spannung (die am Bild-schirm nicht erkennbar sind) konnenzu einer dauernden Uberlastung ver-schiedener Bauteile fiihren, da dannnicht nur die Hochspannung, sondernalle Niedervoltspannungen und auchdie Heizspannung der BildrOhre tal-sche Werte aufweisen.

Bild 9 Gesamtschaltbild der Konstantstrom-quelle zum ruckwirkungstreien AnschluBdes Klasse B - Niederfrequenzteils

Si 542

280Vss

A

Di 542

C 5521

32V

R 5 47

I155V1

R 655

-r Di 655 Di 656-zum

04 14Zeilen - I C -.C

Di 657

T

(14.6V1

R 552

Die NiederspannungsversorgungDie Erzeugung der Niedervoltspan-nung erfolgt durch Hinlaufgleichrich-tung von negativen 280 V-Impulsenaus dem Zeilentrafo, wobei nach derGleichrichterdiode Di 542 eine posi-tive Spannung von 32 V entsteht. Zurgegenseitigen Entkopplung der ein-zelnen Empfangerstufen wird eineAufteilung der Stromversorgung inmehrere Gruppen vorgenommen. Be-sondere Aufmerksamkeit erfordertdabei der Niederfrequenzverstarkerdurch seine aussteuerungsabhangigeStromaufnahme. Zur Vermeidung vonRuckwirkungen auf die Bildwieder-gabe wird die unterschiedliche Be-lastung der Niedervoltversorgungdurch den AnschluB des Niederfre-quenzteils Ober eine Konstantstrom-quelle ausgeglichen. Bei dieser Ober-nimmt ein Leistungstransistor imParalleizweig zum Verbraucher denvon der Tonendstufe nicht benetigtenStromanteil. Die maximale Strom-schwankung innerhalb des Aus-steuerbereichs der Endstufe betragtdadurch fur die Stromquelle nur 5 mA,das ist weniger als 1 0/0 der gesamtenStrombelastung (550 mA) der Nieder-voltversorgung.

Das Pr:nzip der Konstantstromquelleist in Bild 8 dargestellt. Der pnp-Lei-

32V

vom Wedrsnannungs.qleich rich,

ter1D$ 5421

Prinzipielle Wirkungswelse derKonstantstromquelle Kir denruckwirkungsfreien AnschluB des Tonteils

stungstransistor Tr 551 ist an der Ba-sis Ober die Zenerdiode Di 552 undam Emitter Ober den WiderstandR 551 mit der positiven Spannungverbunden. Am Widerstand liegt da-durch eine Spannung, die um die Ba-sis-Emitterspannung des Transistorskleirer ist, als die weitgehend stabileZenerspannung der Diode. DemWiderstand wird daher entsprechendseiner GreBe ein fast konstarterDurchlafistrom eingepragt. Dieser

TC553

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 263

Strom (Jges) teilt sich am Emitter inden Transistorstrom (1c) und in denLaststrom (h) durch das NF-Teil, wo-bei die jeweilige Aufteilung dieserbeiden Strome nur einen sehr gerin-gen Einfluf3 auf den uber R 551 flie-f3enden Gesamtstrom ausubt.

Der Querstrom durch den Basisspan-nungsteiler wird durch R 552 be-stimmt. Dieser Widerstand ist mitseinem Fuf3punkt nicht wie Oblich mitMasse verbunden, sondern an eineweitere Zenerdiode (Di 657) ange-schlossen, deren Arbeitspunkt durchden bereits vorhandenen Basisteiler-strom nun ebenfalls festgehaltenwird. Diese Zenerdiode ist auf3erdemnoch doppelt ausgenutzt und dientnicht nur zur Stabilisierung der + CSpannung, sondern - wie spaternoch gezeigt wird - auch zum Kon-stanthalten der Betriebsspannung furden Zeilenoszillator.

Das Gesamtschaltbild der Konstant-stromquelle zeigt Bild 9. Die vor derBasis eingeschaltete Diode (Di 553)wirkt als Gleichrichterstrecke fur denBrummanteil am Ladeelko C 552, deruber die Zenerdiode Di 552 in vollerHOhe Obertragen wird. Die Brumm-spannung ruhrt von der noch vor-handenen Restspannung der Bild-ablenkstufe her, die ebenfalls an der32 V-Spannung angeschlossen ist.Der Kondensator C 553 sorgt fur dieGlattung der an der Basis liegendenSteuergleichspannung. Eine Gegen-kopplung uber C 554 vom Kollektorauf die Basis filtert noch vorhandeneZeilenreste aus. Die Diode Di 556verhindert ein zu rasches Absinkender + H Spannung beim Ausschaltendes Gerates und vermeidet damitsonst fallweise vom Niederfrequenz-IC verursachte Abschaltgerauscheim Lautsprecher.

Das NF-Teil besitzt eine Ausgangs-leistung von N - 1,5 W (K 100/0).Die Stromaufnahme des NF-Bau-steins schwankt dabei je nach Aus-steuerung zwisc'nen 15 und 130 mA.Den Stromverlauf durch den Lei-stungstransistor Tr 551 in Abhangig-keit von der Tonausgangsleistungzeigt Bild 10.

160

140

120

100

60

60

40

20

52 0,4 0,6 0,5 1 1,2 1.4 1,6 1,5 2 5: WI

Eild 10 Kollektorstrom desLeistungstransistors BD 136, bezogenauf die Stromaufnahme des NF-Teils

Bei einer aus dem Zeilentrafo ge-wonnenen Niedervoltversorgung istublicherweise eine Anlaufschaltungfur den Zeilenoszillator notwendig.Bei diesem Gerat wurde jedochdurch den niedrigen Wert der Hoch-voltspannung auf eine derartige An-laufschaltung verzichtet und dieSpeisespannung fur den Zeilen-ICTBA 920 in einfacher Weise durcheinen Vorwiderstand von 2,2 kJ?(R 655) direkt von der + A Spannunggewonnen. Eine Stabilisierung dieserSpannung auf etwa 13 V erfolgt Oberdie Trenndiode Di 655 durch Klem-mung auf die Zenerspannung, derbereits vorstehend angefuhrtenDiode Di 657. Dieses Schaltungsteilist ebenfalls aus Bild 9 ersichtlich.

Die TransistorzeilenendstufeDie Zeilenablenkschaltung ist bei die-sem Gerat nur mit zwei Transistor-stufen, dem Treiber und der eigent-lichen Zeilenendstufe, bestOckt.Durchdie Verwendung einer Hochvolttrei-berstufe kann der Ansteuerstrom furdie Basis so klein gehalten warden,daf3 eine eigene Anpassungsstufezum Zeilen-IC TBA 920 nicht mehrnotwendig ist. Die Versorgung beiderTransistoren von der Betriebsspan-nung (155 V) gewahrleistet auf3er-dem, deli jede Stufe nach dem Ein-schalten annahernd zur gleichen Zeitfunktionsbereit ist, wodurch einethermische Uberlastung des Endstu-fen- oder aber auch des Treiber -transistors vermieden wird.Die richtige Anpassung des Treibersan den Basiskreis des Endstufen-transistors besorgt ein Kopplungs-transformator. In Serie mit der Pri-marwicklung liegt der WiderstandR 513 (Bild 11), der nicht nur die Kol-

A1155V1

zur BildrohreL 5 14 650V

C 516T C514

R429

C513

A

TR 512

130115Tr 51

7 C523

L521 R521

Eild 11 Teilschaltbild der Zeilenendstufe

lektorspannung auf 100V herabsetzt,sondern auch den Transformator beieinem Schluf3 des Treibertransistorsausreichend schutzt. Eine alsaufgebaute Siebkette (C 514, L 514,C 516) in der positiven Stromversor-

gung verhindert das Eindringen vonResten der Zeilenspannung in dasNetzteil. Die Anschaltung des RC-Gliedes R 512 -C 512 parallel zurPrimarwicklung vermeidet die Bil-dung einer hohen Spannungsspitze,die sonst beim raschen Abschaltendes Kollektorkreises infolge der gro-Ben Stromanderung in der Induktivi-tat des Anpassungstrafos entsteht.Durch diese Maf3nahme wird einehohere Spannungsbeanspruchunqvom Kollektor des Transistors BD 115ferngehalten.

Die prinzipielle Arbeitsweise dertransistorisierten Zeilenablenkschal-tung wurde bereits in einem fruherenHeft dieser Zeitschrift (GRUNDIGTechnische Informationen 2 72) anHand des Portablegerates Triumph1210 ausfuhrlich beschrieben. DieseDarstellung hat auch beim Betriebder Endstufe an einer weit hoherenBetriebsspannung Gultigkeit, so daf3auf die Funktion des Zeilenablenk-teils nachfolgend nur kurz an Handeiniger Oszillogramme eingegangenwird.

Vom Zeilen-IC (TBA 920) gelangt einpositiv gerichteter annahernd recht-eckiger Steuerimpuls mit einer Im-pulsbreite von 27 Rsek. an die Basisdes Treibertransistors Tr 511 und Off -net und sperrt diesen abwechselndim Rhythmus des Tastverhaltnisses.Durch Abwartstransformation der amKollektor vorhandenen verstarkten

ausreichend grof3er Basisstrom furdie Zeilenendstufe zur Verfugung.Der Basisstrom darf dabei einen Min-destwert nicht unterschreiten um einsicheres Durchschalten des Ablenk-transistors zu gewahrleisten, ande-

0,524

R532 R531 Z Tr

C576C526

600 Vss

AblenkSp

Zeilenbr cite

1

rerseits soli dieser Strom aber auchnicht zu hoch sein, damit beim Um-schalten des Transistors in die Sperr-phase die Raumung der Basiszonevon Ladungstragern nicht zu lengeZeit in Anspruch nimmt. In beiden

234 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

a

Kollektor-Emitterspannungdes Treibers BD 115MaBstab: 50 V/cm

13.1,1s Ernitterspannunq der Endstufe2U 205Mdf3stab 2 V cm

Negativer Rucklaufimpulsam Emitter BU 205MaBstab: 100 V/em

b

d

Basisstrom der Endstufe BU 205MaBstab. 0,5 A/cm

Posltiver Riicklaufimpulsam Kollektor BU 205Malistab: 100 V cm

Ruckschlagspannung zwischenEmitter und Kollektor BU 205MaBstab: 200 V/cm

Kollelmtorstrom der Endstufe BU 205MaBstab: 0,5 A/cm

Bild 12 Oszillogramme der Transistor-Zeilenablenkschaitung

Fallen entstehen zusatzliche Verluste- bei zu kleinem Strom sind esDurchlaf3verluste und bei zu grof3emStrom Schaltverluste - die sich ineiner starkeren Erwarmung desTransistors bemerithar machen.

Der Treiber arbeitet als Sperrtreiberauf die Endstufe, das bedeutet, da1.3bei leitendem Treiber die Endstufegesperrt ist und umgekehrt bei leiten-der Endstufe der Treiber. Eine solchePolung des Treibertrafos gewahrlei-stet einen besseren Schutz des End-stufentransistors im Falle von Uber-lastungen. In der Basiszuleitung liegtnoch der Widerstand R 521, der dieunterschiedlichen Basis-Emitterspan-

nungen innerhalb des Streubereichesder einzelnen Transistoren weit-gehend ausgleicht, und in Serie dazudie Spule L 521, die in Verbindungmit den Spulen L 522 und L 523 dengewiinschten Kurvenverlauf des Ba-sisstroms (Bild 12 b) gewahrleistet.Die Basis-Emitter-Spannung des End-stufentransistors zeigt Bild 12c.

Die Ankopplung der Endstufe an denZeilenablenktrafo erfolgt aus Star-spannungsgrunden symmetrisch.Diese Schaltungstechnik verringertdie zeilenfrequente Abstrahlung Oberdas Ablenksystem und weist aufier-dem den Vorteil auf, dal3 zwischenKollektor und Masse (Kuhlblech) des

Endstufentransistors nur eine Impuls-spannung von etwa der halben Ge-samthOhe liegt (Bild 12 d). Die nega-tive Ruckschlagspannung am Emitter,ebenfalls gegen Masse gemessen,zeigt Bild 12 e. Zwischen der Kollek-tor-Emitterstrecke des Hochvolt-transistors liegt dann die voile Ruck-schlagspannung von etwa 1100 VMid 12 f), die der Summe der beidenTeilspannungen entspricht.

Das Gerat arbeitet wie ublich inParalleidiodenschaltung. Die Funk-tion der als eigenes Bauteil nichtvorhandenen Ruckgewinnungsdiodcwird pier von der Basis-Kollektor-strecke des Endstufentransistorsubernommen. Man spricht bei dieserAnwendung von einem Inversbetriebdes Transistors. Fur eine solche Be-triebsweise muf3 sowohl der Tran-sistor. wie auch die auf3ere Beschal-tung des Transistors geeignet sein.Vom Transistor wird im Inversbetriebfur Basis-Kollektorstrecke eineDurchlaf3charakteristik verlangt, dieeiner Diodenkennlinie mit geringemAnlaufgebiet entspricht und auf3er-dem noch der Durchschaltcharakte-ristik des Leistungstransistors ange-paf3t ist. Schaltungstechnisch muf3fOreinen niederohmigen BasiskreisSorge getragen werden. Sind dieseVoraussetzungen gegeben, dann er-fullt der Endstufentransistor die dop-pelte Aufgabe als Zeilenschalter undals Ruckstromdiode, wobei der Kol-lektorstrom (Bild 12g) wahrend desersten Hinlaufdrittels von der Kollek-tor-Basisdiode ubernommen wird undim weiteren Verlauf wie ublich vonder leitenden Kollektor-Emitter-strecke des Transistors.

In der Stromversorgung des Kollek-torkreises liegt ein unOberbruckterWiderstand (bestehend aus R 531 undR 532) von 54 Q. Dieser WiderstandermOglicht eine sehr wirkungsvolleStrombegrenzung des Endstufen-transistors im StOrungsfall. Auf3er-dem wirkt der hOhere Spannungs-abfall an diesem Widerstand beigref3er werdendem Strahlstrom durcheine verringerte Kollektorspannungder entstehenden Bildverbreiterungentgegen. In Verbindung mit derBetriebsspannungsstabilisierung desNetzteils kann durch einen bestimm-ten Wert des Widerstandes eine opti-male Bildstabilisierung erreicht wer-den.

Durch Gleichrichtung der am Kollek-tor der Zeilenendstufe liegendenRtickschlagspannung mit der DiodeDi 524 bietet sich eine einfache Mag-I ichkeit zur Erzeugung der benotigtenhohen Betriebsspannung (650 V) furdie Schirmgitterversorgung der Bild-rOhre. Der zur Glattung eingesetzteLadekondensator C 523 wirkt gleich-zeitig auch als Pufferkondensatorgegenuber kurzzeitig auftretendenSpannungsspitzen am Kollektor des

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 265

vomZellent rata

R505 C 501

12V

R5C1

C506

BC 238Tr 501

M onof lop

R 504

BC 238Tr 506

Bild 13 Schutzschaltung der Zeilenendstufe durch einen Monoflop

Ablenktransistors und begrenzt dieseauf das Spannungsniveau des Kon-densators.

Zum Schutz des Zeilentransistorssind daher zwei Begrenzungsschal-tungen vorhanden, die eine Strom-bzw. Spannungsuberlastung verhin-dern. Damit ist fur den normalen Be-triebsfall, zu dem auch die gefOrch-teten HochspannungsOberschlage inder Bildrohre gezahlt werden mOs-sen, eine ausreichende Sicherheit furdas Halbleiterelement gegeben.Wenn der Zeilenablenktransistorviel-fach trotzdem noch immer als einauf3erst empfindliches Bauelementangesehen wird, dann kommt dieseMeinung offenbar dadurch zustande,daft transistorisierte Zeilenablenk-schaltungen bei weitem keinen sorobusten PrOfmethoden zuganglichsind, wie etwa elektrisch gleichwer-tige Rohrenschaltungen. Bereits Un-terbrechungen wahrend des Betrie-bes oder unbeabsichtigte Kurz-schlOsse im Zeilenablenkteil keinnensehr leicht den Ausfall des Halbleiter-bauelements herbeifiihren.

Urn auch derartigen Fallen moglichstweitgehend vorzubeugen, ist im neuentwickelten Halbleiterchassis nocheine weitere, sehr wirksame Schutz-schaltung vorhanden, die im Sto-rungsfall die Ansteuerung der Zeilen-endstufe unmittelbar unterbricht unddamit den Ablenktransistor sperrt.

Die entsprechende Schaltung (Bild13) ist mit zwei Transistoren alsMonoflop aufgebaut und besitzt eineUmschaltdauer von 3 sek. Die Steuer-spannung fur- die erste KippstufeTr 501 wird vom Kollektorkreis derZeilenendstufe und zwar nachden StrombegrenzungswiderstandenR 531 und R 532 (Zeilentrafo Punkt h)abgenommen. An diesem Anschlul3-punkt entsteht bei einer plOtzlich auf-tretenden hOheren Strombelastungein kurzer Spannungseinbruch in derBetriebsspannung, der in der Grii-Benordnung von 50 V liegt. DieseSpannungsanderung wird in Formeines negativen Sperrimpulses derBasis von Tr 501 zugefuhrt. Der Im-puls wird dazu zuerst Ober den Span-nungsteiler R 508 -R 509 auf etwa1 V heruntergeteilt, durch C 508 ge-siebt und gelangt dann Ober R 505und C 501 an die Basis.

R507

vom Zeilen -oszil I ator

V

R4291;

VR511

0,8 Vss

BD 115Tr 511

C510

Treibe rstute

Im Normalfall ist dieser npn-Transi-stor durch die Ober R 501 zugefartepositive Spannung geoffnet und derzweite Transistor des Monoflops(Tr 506) durch den hohen Spannungs-abfall am Kollektorwiderstand R 502gesperrt. Durch den negativen Sperr-impuls an der Basis des ersten Tran-sistors erfolgt ein Umkippen beiderStufen. Der durchgeschaltete zweiteTransistor Tr 506 sorgt dann mit sei-nem Emitterstrom, der Ober die Basis-Emitterstrecke des TreibertransistorsTr 511 und den BasisteilerwiderstandR 511 geht, dafur, dal3 auch der Trekbertransistor durchschaltet und be-wirkt damit gleichzeitig ein Sperrender Endstufe. Das schlagartig verrin-gerte Kollektorpotential des Transi-stors Tr 506 fLihrt Ober den ROck-kopplungszweig des Monoflops -dem Elko C 506 - auf3erdem nochdazu, daf3 die negative Basisvorspan-nung an Tr 501 auch noch Ober dieDauer des negativen AuslOseimpul-ses erhalten bleibt. Fur- das ZurOck-kippen in den Ausgangszustand istdie Zeitkonstante R 501 - C 506mal3gebend, die - wie bereits er-wahnt - auf 3 sek. festgelegt wurde.

Das Ansprechen der Sicherung hateine sofortige Abschaltung der Zei-lenablenkung und Hochspannungs-erzeugung zur Folge. Nach der ange-gebenen Zeit kippt der Monoflop wie-der zurOck und die Endstufe arbeitetin gewohnter Weise. Die Diode Di 506im Kollektorkreis von Tr 506 verhin-dert eine rasche Entladung von C 506beim Ausschalten und damit ein un-gewolltes Ansprechen der automati-schen Sicherung.

30 Vss

Bildablenks pann u n g

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Video

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Phasenumkehr-stufe

FAR363

140 Vss

Kat odeBildrOhre

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R 362

C 362

V,deostufe

Bild 14 Schaltung zur Bildriicklaufaustastung

Bildriicklaufaustastung undLeuchtfleckunterdriickungFur- eine wirkungsvolle BildrOcklauf-austastung sind Sperrimpulse vonmindestens 100 V am Wehneltzylin-der der Bildrohre erforderlich. Durchdie Niedervoltversorgung (29 V) desVertikalbausteins stehen in der gan-zen Vertikalablenkschaltung keine sohohen Impulse zur VerfOgung. Eineoft angewendete Methode zur Erzie-lung der benOtigten ImpulshOhe be-steht in der Verstarkung der Impulsedurch die Videoendstufe. Bei dieserSchaltung (Bild 14) wird von der Bild-endstufe eine Ablenkspannung mitnegativen Bildaustastimpulsen abge-nommen, die Amplitude durch denTeller R 366 -R 367 auf 1 V herab-gesetzt und die Impulsspannung einerPhasenumkehrstufe (Tr 366) zuge-fuhrt. Im Kollektorkreis stehen dannrechteckige Austastimpulse mit einerGri513e von 11 Vss zur VerfOgung, diein den Emitterkreis der Videoend-stufe eingekoppelt und damit demVideosignal zugesetzt werden.

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TC473Bild 15 Leuchtfleckunterdruckung

Die LeuchtfleckunterdrOckung Bild 15erfolgt durch rasches Auftasten derBildrOhre im Moment des Abschal-tens des Gerates. Da'aei wird dievorhandene Hochspannungsenergienoch weitgehend innerhalb der Zeitabgebaut, in der noch Ablenkspan-nungen von den beiden Ablenkgene-ratoren vorhanden sind. Die Wir-kungsweise ist kurz folgende: Zwi-schen + A und einer Ober die DiodeDi 474 aus ROckschlagimpulsen er-zeugten negativen Spannung von- 360 V liegt ein Spannungsteiler,der aus dem Widerstand R 473, demHelligkeitsregler R 472 und dem nied-rigen Widerstandswert der gezOnde-ten Glimmlampe GI 7 besteht.

Nach dem Abschalten verringert sichdie negative Spannung durch diekleinere Zeitkonstante des Entlade-kreises von C 473 (1,2 nF)viel schnel-ler als die + A Spannung abnimmt,so daf3 am Schleifer des Helligkeits-reglers die Spannung positiver wird.Im weiteren Verlauf verhindert dasLOschen der Glimmlampe eine zuschnelle Entladung des KondensatorsC 474, wodurch die Spannung amWehneltzylinder starker absinkt unddie Bildrohre wieder gesperrt wird.

266 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

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W. KORNHAAS

Dieser Fernbedieneinsatz stellt einezusatzliche Bedienungsvariante furdie Videorecorder BK 204 und BK401 dar. Er ist so konzipiert, ermOglichst universell einsetzbar ist,da alle Bedienungsorgane an derFrontseite angeordnet sind. Als Ein-baumitiglichkeiten kOnnen graereBedienungspulte, Regietische oderGestellschranke in Frage kommen.

In seiner elektrischen Bedienmog-lichkeit unterscheidet er sich von derbisher gebrauchlichen FB 400 durcheinen zusatzlichen Suchlaufregler,mit welchem man wie beim Recorderdie Suchlaufgeschwindigkeit konti-nuierlich variieren und die Richtungwechseln kann.

Da der FB-Einsatz mit einem elek-tronischen Zahler ausgestattet ist,wurde beim Ausschalten der Anlageder Zahler seine Information verlie-ren. Das bedeutet jedoch, daft beimerneuten Einschalten der Anlage einAuffinden einer bestimmten Band-stelle nur dann moglich ware, wenndas Band vorher v011ig zuruckge-spult, der Zahler auf Null" gestelltund anschlief3end im Vorlauf zur ge-wunschten Bandstelle gefahren wird.Dieses Verfahren ist jedoch sehrzeitraubend und etwas ungenau.Deshalb werden in diesem Gerat dieInformationen des Zahlers nach demAbstoppen des Bandes in einemRelaisspeicher gespeichert.

AuBerdem ist der nachtragliche Ein-bau eines Repetierzahlers vorge-sehen. Mit diesem kann man ohneeine zusatzliche Kontrollspur au:zu-sprechen, eine Schleife zwischenzwei beliebig wahlbaren Punktenlesen, d. h. von Punkt P 1 lauft dasBand auf Wiedergabe" zum PunktP 2. Erreicht es P 2, schaltet die Ma-schine automatisch auf schnellenROcklauf" bis P 1. Anschlie6endwird, ebenfalls selbsttatig, Start"eingegeben, und die Schleife wieder-holt sich solange, bis die Repetier-funktion aufgehoben ist. Die Schlei-fenlange P 1 -P 2 ist jedoch auf 99Sekunden begrenzt.

Mechanischer AufbauDer gesamte Aufbau ist selbsttra-gend auf der Frontplatte konzipiert.Da bis auf die Funktionseingabe-platte alle Platten steckbar sind (Mo-dultechnik), ist das Gerat servicege-recht aufgebaut (Bild 1).

Der Service wird zusatzlich durchden K -Adapter erleichtert, da mit ihmdie Funktionen des Zahlers ohne

Fernbedieneinsatzfur professionelle Videorecordermit Zahlerstandsspeicher

Speicherplatte uberprutt werdenkonnen.

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® 7-Segment-AnzeigenC) Anzeigeplatte RYD-Platte® Zahlerplatte RYB-Platte® Anschluriplatte RYE -PlatteC) Funktionseingabe RYA -Platte Speicherplatte RYC-PlatteC) Frontplatte® Raum fur Repetierzahler

RYF-Platte

Der Hauptkabelbaum gelangt voneinem 34-poligen AMP-Stecker aufdie Funktionseingabeplatte. DiesePlatte wird Ober vier Bolzen auf dieFrontplatte montiert. In einem Aus-schnitt dieser Frontplatte ist eine rot-gefarbte Plexiglasplatte eingepark,welche durch die Anzeigeplatte ge-halten wird. Auf den beiden Langs-seiten dieser Platte sind Buchsen-leisten angebracht, in welche dieZahlerplatte und der Repetierzahlergesteckt werden. Rechtwinklig aufder oberen Seite der Zahlerplattebefindet sich die Anschluf3platte. Andiese werden alle notwendigen Im-puls- und Stromversorgungsleitun-gen der RYB- und RYF-Platte aufge-lititet. Senkrecht auf die LOtseite desZahlers wird die Speicherplatte ge-

C34

3

steckt und uber einen Distanzbolzenauf der RYA -Platte befestigt.

Zur Vermeidung von Brummschleifenin der Masseleitung ist cie Front-platte von der Schaltungsmasse iso-liert.

Sch a ltung s be sch re i bun gRYA-Platte-FunktionseingabeDie Transistoren T 31 und T 32 stel-len eine verriegelbare Schaltstufefur die Betriebsspannung der Ein-gabetasten dar. Uber AnschluI3 28gelangt eine feste Spannung von+ 24 V vom Recorder auf den Schal-ter S 31 der Ubernahmetaste. Wirddiese Taste geschlossen, gelangendie + 24 V auf den Emitter desTransistors T 32. 1st die Stopptasteim Recorder gedrUckt, wird die Span-nung nach dem Widerstand R 31 Oberdie Diode D 31 und die auf der RCA -Platte (vgl. Technische Information2/71) des Recorders befindlicheDiode D 17 und den Transistor T 18nach Masse gezogen. Dadurch istT 31 gesperrt; die Spannung amEmitter des T 32 entspricht seinerBasisspannung, T 32 ist gesperrt.Die Funktionseingabetasten erhaltenkeine Betriebsspannung, die Fernbe-dienurg ist verriegelt (Bild 2).

Lost man am Recorder die Stopp-taste, so sperrt auf der RCA -Platte,nachdem der Kondensator C 2 ent-laden ist, der Transistor T 18. In derFernbedienung gelangt die Betriebs-spannung Ober R 31 -R 32 auf dieBasis von T 31. Dieser schaltet durchund Offnet den pnp-Transistor T 32.Die Funktionstasten im Fernbedien-einsatz erhalten ihre Betriebsspan-nung. Ja T 31 geoffnet ist, liegt OberD 2 im Recorder auf der RCA -Plattedie Basis des Transistors T 17 aufMasse. Somit erhalt das Bedienfelddes Recorders keine Betriebsspan-nung; es ist verriegelt.

Bild 2

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 267

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Im Gegensatz zu der Stopptaste imRecorder, welcher rastbar und elek-tromagnetisch lOsbar ist, befindetsich im FB-Einsatz eine einfache Tip -Taste. Die Speicherung erfolgt ineiner bistabilen Kippstufe, einem so-genannten Flip -Flop. Betatigt man dieStopptaste, so schaltet T 33 nachMasse. Die Kontroll-Lampe leuchtetauf. Wahrend des Druckens derTaste wird von D 33 die Spannunggenommen, wodurch die Verriege-lungsgatter auf der RCA -Platte imRecorder gesperrt und alle Funktio-nen ausgespeichert werden.Gibt man eine Funktion ein, so ge-langt die Schaltspannung, z. B. beider Funktion Video-Aufnahme, OberS 33 und D 34 in den Recorder. UberR 42 wird der Stopp-Flip-Flop zu-ruckgesetzt, und die Stopplampe er-I ischt.

Die Verriegelung der einzelnen Funk-tionen gegeneinander erfolgt nachfolgendem Schema:

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Fur den Suchlaufregler benOtigt maneine Frequenz, welche analog der je-weiligen Bandtransportgeschwindig-keit ist. Diese Frequenz wird von derZahnscheibe am Bandantriebsmotorabgeleitet und gelangt Ober An-schluf3 13 der RYA -Platte, dem Wi-derstand R 52 auf die Basis desTransistors T 38, welcher die Ver-luste auf der Leitung ausgleicht unddas Signal dem TTL-Pegel angleicht(Bild 3). Die negativen Impulse amKollektor triggern einen monostabi-len Multivibrator IC 31, dessen Eigen-zeit kontinuierlich Ober den Such-laufregler einstellbar ist. Die Aus-gangsimpulse des Multivibrators ge-langen Ober R 61, R 62 auf die Basisdes Transistors T 39. Uber Anschluf318 gelangen die Impulse in den Re-corder und greifen direkt in die Mo-torendstufe des Bandtransportmoto-res ein. D 61 verhindert, daft derSuchlauf in Betrieb genommen wer-den kann, wenn die Bedienung vonder Maschine aus erfolgt. Betatigtman wahrend des Suchlaufs dieStandbildtaste, so wird Ober den An-schlufipunkt 16 der unterteilte Basis-vorwiderstand nach Masse geschal-tet, wodurch T 39 sperrt und derBandtransport zum Stillstand kommt.Die Anwahl der Suchlaufrichtung ge-schieht, wie im Recorder, durch einehalbseitig isolierte Rolle auf der

Potentiometerachse (s. auch Techni-sche Information 1/73).

IC 31

In Vorwartsrichtung ist D 54 ge-sperrt, in Ruckwartsrichtung liegtAnschluf3 20 Ober D 54, den nieder-ohmigen Widerstand R 64 und demSchleifkontakt an Masse (Bild 4).

Isolation053 R66

Bild 420

Zwei weitere Tasten sind fur die Ein-zelbildfortschaltung vorgesehen. Essind die Tasten S 41 und S 42. DieWeiterschaltimpulse, welche auchgleichzeitig die Transportrichtung be-stimmen, gelangen Ober D 43 undAnschluf3 11 bzw. D 46 und Anschlu612 in den Recorder und setzen aufder RIA-Platte ein Drehrichtungs-speicher entsprechend der gedruck-ten Taste. Die Anzeige der jeweili-gen Transportrichtung erfolgt OberL 41 und L 42. Zur Anzeigenspeiche-rung dient ein Setzt-Rucksetzt-Flip-Flop, bestehend aus den Transisto-ren T 36 und T 37. Die Transistoren

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T 41 und T 42 verhindern ein Auf-leuchten der Anzeigelampen, wenndie Funktion Standbild" nicht einge-speichert ist. Fehlt am Anschluf3 26die Schaltspannung +Standbild",so sperrt T 41 und T 42 ist nachMasse geschaltet .Dadurch werdenOber D 56 und D 57 die TransistorenT 36 und T 37 gesperrt. 1st die Schalt-spannung vorhanden, schaltet T 41nach Masse, T 42 sperrt und der R -S -Flip -Flop kann entsprechend derWeiterschaltrichtung gesetzt werden.Eine weitere Anzeigenverriegelungtritt dann in Kraft, wenn der Such-laufregler aus seiner Mittelstellunggedreht wird. Uber den Mikroschal-ter erhalt T 46 keine Basisspannung,cr wird gesperrt. Somit liegen dieBasen der Transistoren T 44 und T 43Ober ihre Basisspannungsteiler anPlus. T 44 und T 43 sind durchge-schaltet und sperren den Richtungs-anzeige-Flip-Flop (Bild 5).

RYB-Platte - Zahler(Siehe Schaltplan vor Seite 267)Die Zahlimpulse werden Ober eineLichtschranke, welche an einer Band-umlenkrolle im Recorder angebrachtist, erzeugt. Auf der RHA-Platte wer-den diese Impulse verstarkt und soverarbeitet, da13 am Ausgang dieserPlatte beim normalen SpielbetriebImpulse im Rhythmus von einer Se-kunde stehen. Sie gelangen in denFernbedieneinsatz auf die Anschluf3-platte (RYE -Platte) Anschluf3 5 undOber die Steckverbindung M 4 aufdie Zahlerplatte. Die Zenerdiode

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Wohr netts tobel1 e eines J -K - Flip -Flop

268 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

11111111, UN I .-11110.

D 11 und der Kondensator C 18 die-nen der StOrunterdriickung. T 12 pef3tden Taktimpuls dem TTL-Pegel(+ 5 V) an. Vom Kollektor T 12 ge-langen die Impulse auf die GatterG 9 und G 10 und auf den Taktein-gang des J -K -Flip -Flop IC 27. Uberdie Spannungsteiler R 21, R 22 undR 23, R 24 wird die Bandtransport-richtungsinformation auf die J- undK-Eingange vom IC 27 gegeben.Seine Ausgange Q und Q sind mitden Gattern G 9 und G 10 verbun-den. Liegt Q auf H -Potential, ist G 9gesperrt; der Ausgang liegt auf H -Potential, und die Taktimpulse gelan-gen uber Gatter 10 auf den Zahler-eingang. Urn zu vermeiden, daf3 beimUmpolen der Bandtransportrichtungein Impuls an den Zahlereingang ge-langt, ist der IC 27 eingefugt (Bild 6).Aus dieser laf3t sich ersehen, daf3 dieAusgange erst dann ihre Polaritatwechseln, wenn nach der Pegel-anderung an den 1- und K-Eingangender nachste Taktimpuls erscheint.Die nachfolgende Beschreibung giltnur fur die Zahlrichtung Vorwarts".Die Ausgange der Gatter 9 und 10sind mit den Zahlereingangen desersten integrierten, dekadischen Zah-lersverbunden. Dieser Finer-Sekun-den-Zahler" zahlt. bis 9 Sekundenund Obertragt, beim nachsten Takt-impuls, seine Information in denZehner-Sekunden-Zahler". Da diesebeiden Zahler die Sekunden zahlen,muf3 nach der 59. Sekunde eintrag auf den ersten Minutenzahlererfolgen. Gleichzeitig werden Oberdie Gatter G 2, G 3, G 4 und G 5 diebeiden Sekundenstellen Null" ge-stellt. Am Ausgang des Gatters 4wird der Ubertragsimpuls fur den er-sten Minutenzahler abgegriffen. DaIC 21 ein 4-Bit-Binar-Zahler ist undder Ubertrag schon bei 60 Sekundenerfolgen muf3, wird der Zahlerstandindirekt Ober den logischen Zustandseiner 4-Parallel-Ausgange Q A, Q B,Q C und Q D gewonnen. Die nach-folgende Tabelle zeigt den Ausgangdes Zellers in Abhangigkeit desZ,...,lerstandes. Die zweite Spaltestellt den logischen Zustand der Ein-

gOnge des Gatters 4 dar. Die Clat-ter 2 und 3 sind als Inverter geschal-tet.Am Ausgang des Nand-Gatters G 4erhalt man nur dann L -Signal, wennalle Eingange auf H -Potential liegen.Dies ist der Fall, wenn der Zahlerdie sechste Stelle erreicht. DieserImpuls wird in den Minutenzahlerubertragen, im Gatter 5 invertiertund legt den Ruckstelleingang desIC 21 auf H-Pegel, wodurch der Zah-ler auf Null" gestellt wird.Alle drei Minutenzahler sind syn-chrone, dekadische Vor/Ruckwarts-zahler und zahlen ihre Kapazitat volldurch, so daf3 maximal 999 Minuten59 Sekunden angezeigt werden kon-nen.

Fur den Rucklauf muf3 der IC 21 an-ders gesetzt werden. Dies ist leichtzu verstehen, wenn man den Uber-tragsvorgang stufenweise betrach-tet:Ausgangsposition 5 min 01 sec1. Takt 5 min 00 sec2. Takt 4 min 59 sec

Daraus erkennt man, dal3 der Zahlernicht auf 99, sondern auf 59 gestelltwerden mull Dies geschieht wieder-urn uber Nand-Gatter, G 4 ist ge-sperrt, da IC 27 in seine andere Lagegekippt ist und am Eingang 5 -L -Potential liegt. Dafur liegt nun derEingang 12 von G 6 auf H. Uber G 6wird, ahnlich der Vorlaufrichtung, derAusgangszustand des Zahlers abge-griffen. Will nun der Zahler die Zahl99 anzeigen, so entsteht am Aus-gang des Gatters ein Impuls, welcherden Setzteingang fur die Parallelein-gabe des IC 21 freigibt. Die Informa-tion an diesen Eingangen (IC 21 An-schlUsse 15, 10, 9 und 1) wird an denAusgangen des Zahlers Ubertragen.Uber die Speicherplatte sind dieseEingange so codiert, daf3 auf der An-zeige die Zahl 5 sichtbar wird. DieNullstellung der Zahler erfolgt nurvom Recorder aus. Dabei gelangteine 20-V-Schaltspannung Ober Kon-takt L 1 an den Spannungsteiler R 12und R 11 auf die Basis T 11, der wie-derum als Pegelanpasser arbeitet.

ZahlerstelleQA QB Qc QD

Gattere1 1 2

ngange3

0 L L L L H H L L H

1 H L L L L H L L H2 L H L L H H L H H

3 H H L L L H L H H

4 L L H L H H H L H

5 9 L H L L H H L H

6 L H H L H H H H H

7 H H 14 L L H H H H

8 L L L H H L L L H

9 H L L H L L L L H10 L H L H H L L H H11 H H L H L L L H H12 L L H H H L H L H13 H L H H L L H L H14 L H H H H L H H H

15 H H H H L L H H H

16 L L L L H H L L H

Bild 7

Aus Grunden der StOrsicherheit wur-den alle Impuls- und Schaltspannun-gen zwiscnen Recorder und Fernbe-dienung in Hochvolt (+ 20 V) Pegelausgefuhrt. G 1 invertiert den Null-stellimpuls und legt die Ruckstellein-gange der IC's 17, 18, 19 und 22 aufH. Durch die Sonderstellung desIC 21 mu13 dieser separat durch Gat -ter 5 zuruckgestellt werden.Da mit den binarcodierten Ausgan-gen der Zahler IC's eine 7-Segment-Anzeige nicht direkt angesteuert wer-den kann, ist eine zusatzliche Urn-codierung notwendig. Aus diesemGrunde ist jedem Zahler-IC ein BCD-zu-7-Segment-Decoder/Treiber mitlog L an den aktivierten Ausgangenzugeordnet. Dieser hat die Aufgabe,den Binar-Code so umzuformen, daf3fur jede Zahlerstellung die richtigeZahl angezeigt wird. Die Tabellezeigt der Zusammenhang zwischenZahlerausgang und den aufleuchten-den Segmenten der Anzeige.

1597 - Segment - Anz e ge

o

ib iea b d 9

Decoder / TrIber

A B

vom tinter - Ausgang

a

L age der Segment en der Ante le

Bild 8

Die Kondensatoren C 1, 12, 13, 14und 16 sind Stutzkondensatoren derBetriebsspannung und erhohen dieStersicherheit. Der Transistor T 13dient ebenfalls zur Verbesserung derStorsicherheit. 1st der Recorder ein-geschaltet, so liegt an einem der Ein-gange M 1 oder M 2 immer Span-nung, wodurch der Emitter des pnp-Transistors T 13 an Plus liegt. D 12ist gesperrt, und die Taktimpulsekonnen den Zahler weiterschalten.Schaltet man den Recorder ab, bleibtdie Beiriebsspannung der IC's (+5 V) erhalten, und eventuelle Storim-pulse auf der Zuleitung konnen denZahlerstand verfalschen. In diesemFall erhalt T 13 Ober das Oder-GatterD 13 urd D 17 keine Basisspannung,wodurch der Takteingang nach R 13Ober D 12 und D 13 an Masse gelegtwird.

Fur den Service an der Zahlerplatteerleichtert die K -Adapter -Platte(RYG-Platte) die Fehlersuche erheb-

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 269

Typesche A neeoge

T re 1 ber / Decoder W ahrheits !Gaelic

BCD - Eingang Ant Inge Engang oder

Decoder A use angA BC D A ngeee$gte

ab c d e t 9Zahl

LL L L IL I LL L H

HIL L HI L H H H H r

L H L L L LHIL H L 2

H H L L ILL L H H L 3

L L HL !ILL HHIL L.!

HI HL LHIL /ILL 5

I H H L Hill L ILL h

H H H L IL L H H H H

L LLB LILL ILL 9FILL H IL I H H LI c'

BIld 9

lich. Sie wird anstelle der Speicher-platte eingesetzt. Mit ihr ist derFernbedieneinsatz voll verwendbar,lediglich die Zahlerspeicherung istaufgehoben.

RYD-Platte - AnzeigeDie Anzeigeplatte dient als Tragerder Anzeigeeinheiten. Auf ihr befin-den sich die funf 7-Segment-Anzei-gen fur den Zahler und die beidenfur den Repetierzahler.Die Anzeigeeinheit selbst bestehtaus 7 GIUhfoden, welche in Formeiner eckigen Acht angeordnet sindund vom Decoder so angesteuertwerden, da13 alle Zahlen von 1 bis 10darstellbar sind. Gespeist werdendie Anzeigen mit + 5 V, sind somitTTL-kompatibel.

RYC-Platte - Speicher(Siehe Schaltplan vor Seite 267)Die Speicherung erfolgt Ober Kipp-stufen und gepolte Reed-Relais. Da-bei ist jedem Ausgang des Zahlers,also jedem Bit, eine Kippstufe samtRelais zugeordnet. Da die maximaleSpieldauer eines Bandes 110 Minu-ten betragt, ist es nicht notwendig,mehr als 199 Minuten zu speichern.Es ist daher ein 16 -Bit -Speicher aus-reichend.Die Einspeicherung erfolgt zu demZeitpunkt, wenn nach dem Druckender Stopptaste das Band zum Still -stand kommt. Dabei schaltet derDrehrichtungsschalter um, und derKontakt F 2 erhalt im Umschalt-moment keine Spannung. Im IC 101befinden sich 2 monostabile Kipp-stufen, von denen eine auf positive,die andere aber auf negative Impulsetriggert. Anschluf3 9 des IC 101spricht auf negative Impulse an, wo-durch am Ausgang Q (Anschluf3 5)ein schmaler positiver Impuls ent-steht. T 144 und T 146 schalten durch.

Standen

s103

5000

Alle Speicherstufen erhalten ihre Be-triebsspannung. Die Information amAusgang der Zahler wird im zuge-ordneten Relais gespeichert.Beispiel: Hat der Ausgang Q A desZahlers IC 22 H -Potential, so liegtam Kontakt G 7 der Speicherplatteebenfalls H-Pegel. Der Speicher furdiesen Bit besteht aus den Transisto-ren T 131 und T 132. Erhalt nun dieseStufe ihre Betriebsspannung, soschaltet T 131 nach Masse, und dasReed-Relais N behalt seine Ruhelagebei. Wurde am Eingang G 7 L -Poten-tial liegen, sperrt T 131, and T 132 istdurchgeschaltet. Das N-Relais schal-tet urn und legt den Anschluf3 G 2Ober den Relaiskontakt an Masse;also auf log L. Ebenso arbeiten alleanderen Speicher.Aus der nachfolgenden Aufstellungersieht man die Zuordnung der Spei-cher zu den betreffenden Zahleraus-gLingen.

Speicher-relais

A

CDE

F

KLMN

B

P

Bit Zahler IC aufder RYB-Platte

1 C171 C182 C183 C184 C181 C192 C193 C194 C191 C212 C213 C 211 C 222 C 223 C 224 C 22

Schaltet man nun den Recorder oderdie gesamte Anlage ab, bleibt die In -

Led enserwartung and lieucht dichteder Anrloen m Relallon cur ange-Iegtn Betr,easspannuna

Ar belt s berelch

5,00 5,50 6,0V 6,00 7,001100 'hi 1110'/./ 1120%) 1130%) It 40./. I

V11 BIld 10

formation in den gepolten Relais ge-speichert. Es ist aber wichtig, daftzuerst die Stoppfunktion eingegebenwird und das Band steht, bevor dieAnlage abgeschaltet wird.

Das Wiedereinschalten der Anlagekann in jeder beliebigen Reihenfolgeerfolgen, es ist also fur den Spei-cherzustand egal, ob zuerst der Re-corder oder die + 5 V, fur den FB-Einsatz, eingeschaltet wird. Auf jedenFall erscheint die Anzeige erst dann,wenn die + 5 V eingeschaltet sind.Im Einschaltmoment bleibt der Tran-sistor T 141 solange durchgeschaltet,bis der Kondensator C 101 aufge-laden ist. Wahrend dieser Zeitdauerwerden Ober Kontakt F 3 die Setz-eingange der Zahler IC's (auf derZahlerplatte) freigegeben. Die Infor-mationen an den Paralleleingangen,also die jeweilige Lage der Relais-eingange, werden in den Zahlerubertragen. Wahrend dieser Zeitwerden Ober Clear-Eingange (An-schluf3 3 und 11) des IC 101 die bei-den monostabilen Kippstufen ver-riegelt. Ebenso werden die Transisto-ren T 143 und T 144 Ober die DiodenD 104 und D 108 gesperrt und somitein ungewolltes Einspeichern einerInformation verhindert. 1st der Kon-densator C 101 auf die Betriebsspan-nung aufgeladen, sperrt der Transi-stor T 141, und die Setzeingange desZahlers werden blockiert, so da5 vonden Paralleleingangen keine Infor-mation ubernommen werden kann.Sperrt T 141, so werden die Clear-Eingange des IC 101 freigegeben.Dabei entsteht am Ausgang 13 einpositiver Impuls, welcher Ober dieTransistoren T 144 und T 146 einenSchaltimpuls erzeugt. Dieser Impulssetzt die Speicher mit den Relais K,L und M in eine definierte Lage.

270 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

Diese zusatzliche Setzung der Spei-cher ist notwendig, da, wie aus derTabelle ersichtlich sie dem 60-Sekunden-Zahler zugeordnet sind,damit bei der Nullstellung der Zah-ler diese Anzeige auch tatsachlichdie Zahl Null anzeigt.

Der Vorteil dieser elektronischenBandlangenzahlung gegenuber derbisher verwendeten elektro-mecha-nischen Zahler liegt bei der hOherenZahlgeschwindigkeit und bei dergrOBeren Betriebssicherheit. Dieelektro-mechanischen Impulszahlerhaben eine maximale Zahlfrequenzvon 40 Hz, wodurch die Umspulge-schwindigkeit gedrosselt werdenmu6te. In Zukunft werden auch dieZahler in den Recordern ebenfallsdurch elektronische ersetzt. DieSpeicherung der Information erfolgthierbei nicht durch gepolte Relais.Die Zeiler werden in C-MOS-Tech-nik aufgebaut sein, wodurch dieStromaufnahme im ESA-Bereich liegt.Beim Abschalten des Recorders wirddie Betriebsspannung dieser Zahler-bausteine durch einen kleinen Nickel-Cadmium-Akku aufrechterhalten. DieSpeicherzeit betragt hierbei etwa400 bis 500 Stunden. Wahrend derBetriebsdauer des BK's wird derAkku im Pufferbetrieb wieder ge-laden.

Technische Daten fUr den Fernbedieneinsatz

Allgemeines

Verfahren:

Mechanische Daten

Abmessung der Frontplatte

Einbautiefe unter dem Anzeigefeld

Einbautiefe unter dem Bedienfeld

Gewicht

Hohe der Leuchtziffern

Elektrische Daten

Nennspannung der Schaltimpulse

Betriebsspannung des externen Netzteils

Strombelastung des externen Netzteils

mindest Eingangsimpulse fur den Zahlermindest Impulsdauer

Regelbereich des Suchlaufes

Lange der VerbindungskabelRecorder - FB-Zusatz

Funktionswahl Uber Schalt-impulse mit Ruckmeldung

218 mm x 117 mm (L x B)

108 mm

76 mm

ca. 1 kg

15,88 mm

20 V

5V ± 0,25 Vmax. 1,4 A

12 Vs,

> 3 msec.von der 0,5-fachen bis zurSpielgeschwindigkeit

300 m 40 Adern x 0,24 mm2

Fortsetzung von 2. Umschlagseite

Neues Zubehor fiir Tonbandgerate

Adapterkabel 278a

0.2m0,2 m

Geeignet zum Anschlu6 von zweiGRUNDIG Mono - Kondensator-Mikrofonen an Stereo-Tonbandgeratemit 5 poliger Mikro-Eingangsbuchseund zusatzlicher Soannungsversor-gung Ober Kontakt 8. Auch als Ersatzfur Adapterkabel 278.Kabellange: ca. 20 cm2 Buchsen 6polig (ahnlich DIN 41524mit zusatzlichem Mittelkontakt)1 Stecker 6polig (ahnlich DIN 41524mit zusatzlichem Mittelkontakt)

Stereo-Verlangerungskabel 391

0 m

Fur GRUNDIG Kondensator-Mikro-fone (Mono- und Stereo-AusfUhrung)und auch zur Verlangerung desAdapters 278 a.Kabellange: 10 mStecker und Buchse ahnlich DIN41524 mit durchgefUhrter Spannungan den Mittelkontakten.

Verbindungskabel 237 Mono"

Wenn ein Mono-Tonbandgerat mitverschiedenen Stereogeraten (Rund-funkgerat, Tonbandgerat oder Ver-starker) zusammengeschaltet wird,so kann mit den herkommlichen Ka-beln 237 oder 242 ein Kanal verloren-gehen. Um nicht mit verschiedenenZwischensteckern arbeiten zu mus-sen, wurde das neue Kabel 237Mono" entwickelt. Es unterscheidetsich von der bisherigen AusfUhrung237 durch funfpolige Stecker aufbeiden Seiten, au6erdem werden jeein schwarzer und grauer Steckerverwendet.

Die Anwendung ist denkbar einfachwie folgt:

g Aufnahme saner Stereo-Rundfunksendung auf emit Mono-Tonbandgerat

Stereo-RJfk. =100. Mono TB

2 5 m -c=1.11:3

T

Kopieren &tier Stereo-Bandaufzeldmung auf ein Mono-Tonbandgerat

Stereo TB

2 5 ri

17'

Mono TB

0

Wiedergabe &tier Mono-BandaufzelchnungJ iiber einen Stereo-Verstarker

Sterec Verst.

CM=3- 2 5 rr

0.0

Mono TB

Y

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 271

R. BEUTER

Die GRUNDIGDatensichtgerate-Familie

EinleitungDieser Artikel ist als Beginn einerArtikelreihe gedacht, in welcher dieeinzelnen Typen der bis jetzt ent-wickelten Datensichtgerate nahervorgestellt werden.

Datensichtgerate lessen sich, jenach Geratekonfiguration, fur dieverschiedensten Aufgaben der In-formationsverteilung und -verarbei-tung einsetzen. Die Palette der An-wendungen reicht von der einfachenVideoverteilanlage, die aus einerkleinen Video-Kreuzschiene undeinem Datensichtgerat mit mehrerenSpeichern besteht, in welche dieDaten per Hand uber die Tastatureingegeben werden, bis zum corn-putergesteuerten Informations -system mit mehreren -zig Daten-sichtgeraten als Computer -Terminalsund Datenubertragung uber vieleKilometer.

Datensichtgerate ersetzen in zuneh-mendem Mafie die herkammlichenFernschreiber als Ein- und Ausgaba-gerate fur Computer, da sie gegen-uber diesen praktisch gerauschlosarbeiten und in vielen Fallen einehardcopy-Ausgabe der Daten nichterforderlich ist. Auch vom Preis herwerden die Datensichtgerate durchdie moderne Schaltkreistechnikimmer konkurrenzfahiger. Ein weite-rer Vorteil besteht darin, da13 die aufdem eingebauten Bildschirm dar-gestellte Information Uber den ein-gebauten Video-Ausgang in eineVideoanlage eingespeist werdenkann und somit an beliebig vielenStellen gleichzeitig zur Verftigungsteht.

Die verschiedenen Geratetypender GRUNDIGDatensichtgerate-FamilieDie GRUNDIG Datensichtgerate-Familie besteht bis jetzt aus denGeratetypen DS 7110, DS 7120,

7151. Sie alle ge-hbren zum System DR 7100, in wel-chem es zu den einzelnen Geratennoch verschiedene Zusatzbausteinegibt.

Das Grundgerat des Systems ist dasGerat DS 7110. Das Gerat besitzt eineTastatur-Schnittstelle Uber welchedie Daten in das Gerat eingegebenwerden kannen. An Stelle der -I asta-tur kann auch ein EingabebausteinDEA 7100 angeschlossen werden,der in einem 19"-Einschub unter-gebracht ist. Dieser Baustein ermog-licht die wahlweise Eingabe derDaten Uber die Tastatur oder Ubereinen, am Eingabebaustein ange-schlossenen, Lochstreifenleser. DasGerat enthalt in der GrundausfUh-rung einen Speicher, den sogenann-ten Arbeitsspeicher, dessen Inhaitauf dem eingebauten Monitor dar-gestellt wird. Es ist maglich, dasGerat wahlweise mit bis zu funfZusatzspeichern auszurbsten, wobeijeder Speicher einen eigenen Video-Ausgang besitzt, so da13 die ins-gesamt sechs verschiedenen Spei-cherinhalte gleichzeitig auf sechsoder mehr Monitoren dargestelltwerden {carmen.

Uber einen einzubauenden RustsatzE" ist es moglich, Glrei 19"-Daten-speichereinschtibe DSE 7100 an dasGerat anzuschl ief3en, wobei jeder Ein-schub weitere 10 Zusatzspeicher ent-

halten kann. Damit kann man auf ein-fache Weise einen Digital -Video -Con-verter mit maximal 36 Kanalen auf-bauen. Als weiteres Zusatzgerat gibtes den Ausgabebaustein, der im glei-chen Einschub untergebracht ist wieder Eingabebaustein, dieser ermog-licht wahlweise den Anschluf3 eineshermodruckers oder einer Loch-

streifenstanze. Auf dem Thermo-drucker kann jeder der maximal 36Speicherinhalte ausgedruckt werdenbzw. mit der Lochstreifenstanze istes mOglich, Lochstreifen mit d .nSpeicherinhalten zu erstellen. DieseLochstreifen kOnnen mit dem Ein-gabebaustein wieder in das Gerateingelesen werden. Auf3erdem be-sitzt das Gerat DS 7110 zwei Ein-gange fur Videosignale von Fernseh-kameras, welche den ZusatzspeichernNr. 1 und 2 zugeordnet sind. DieKameras werden dabei Ober die H-und V-Ausgange des Sichtgeresextern synchronisiert. Durch eineeinfache Modifikation kann eines derKamerabilder auch dem Arbeits-speicher unterlegt werden.

Soll Text in ein Fernsehbild einge-blendet werden, das von einerSignalquelle kommt, die sich nichtextern synchronisieren laf3t, z. B. vomVideorecorder oder einem Sender,so mul3 das Gerat mit dem ROstsatzS" ausgerUstet werden. DieserRUstsatz ermoglicht es, das Daten-sichtgerat DS 7110 von auf3en auf einbeliebiges Videosignal zu synchroni-sieren. Weiterhin gibt es noch denRUstsatz N" als Netzausfallschutz.Dieser RUstsatz enthalt gasdichteNickel-Kadmium-Akkus, die es er-moglichen, Netzausfallzeiten bis zu

272 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

10 s zu uberbrucken, ohne daft ge-speicherte Daten verlorengehen.

Das Gerat DS 7120 ist ein reinesDatenausgabegerat fur einen Com-puter mit einer Parallel-Schnittstelleund ohne Tastatur-Anschluf3. Es ent-halt nur einen Speicher, dessenInhalt auf dem eingebauten oderzusatzlichen Monitoren dargestelltwird. Zusatzbausteine gibt es furdieses Gerat nicht.

Das Gerat DS 7150 ist ein echtesComputer -Terminal mit Tastatur-anschluf3 und zwei seriellen Schnitt-stellen fur den Datenaustausch miteinem Computer. Da bei diesemGerat besonderer Wert auf =r-kennung von Ubertragungsfehlerngelegt wurde, konnen damit DatenOber grof3e Entfernungen Obertragenwerden. Das Gerat enthalt einenSpeicher, dessen Inhalt auf dem ein-gebauten und beliebig vielen Zusatz-monitoren dargestellt werden kann.Das Gerat DS 7151 besteht aus demGerat DS 7150 mit einem zusatzlicheingebauten Speicher und ist aufier-dem fur die nachtragliche Bestuckungmit 3 weiteren Zusatzspeichern vor-bereitet. Die vier Zusatzspeicher sindvom Rechner direkt adressierbar undkonnen von diesem mit Daten gefulltwerden, ohne, daf3 der Rechner dieqleichzeitige Dateneingabe Ober dieTastatur in den Arbeitsspeicher stOrt.Auf Wunsch konnen die GerateDS 7150 und 7151 mit einem Kamera-mischer ausgerustet werden, der esermoglicht, Videobilder mit demComputer zu beschriften.

Die Grundbausteineeines DatensichtgeratesFur die Schrifterzeugung auf Bild-schirmen gibt es grundsatzlich zweiverschiedene Prinzipien:

Die Darstellung mit Vektorschrift,d. h., das Gerat erzeugt zwei analogeAusgangsspannungen Ux und Uy,welche auf ein Bildschirmgerat ge-geben werden konnen, das wie einx-y-Oszilloskop arbeitet. Die zweiteMoglichkeit besteht darin, ein kunst-liches Videosignal zu erzeugen, wel-ches die Schriftdarstellung auf jedemnormalen Fernsehmonitor ermOglicht(Prinzip der Rasterschrift). AlleGRUNDIG Datensichtgerate arbeitennach dem Prinzip der Rasterschrift,wodurch ein problemloser Obergangauf die Gerate der Videotechnik mOg-lich ist, wie z. B. Fernsehmonitore,Videokreuzschienen und Video -recorder.Solange es keine LSI-Schaltkreise(Grof3integrations-Schaltkreise) gab,war die Vektorschrift mit wenigerAufwand zu erzeugen als die Raster-schrift, bedingt durch die hochinte-grierten Halbleiterspeicher trifft dieseTatsache heute nicht mehr zu.

Ein Datensichtgerat, _._ mit Raster-schrift arbeitet, besteht, je nach Aus-

Fir nseh -

Monitor

Video -

modulator

2 sichen -generator(ROM)

a

0

Bildwied hol-spoicher

Inter face -

Baugruppen

l+1 itExterns Daten E in und Ausgange z. B. vonder Tastatur, vom Lochst if en loser, yamund zum Computer, zu den Speicherein -schliben @cr..

BIld 2 Stark vereinfachtes Blockschaltbild einesDatensichtgerates mit Rasterschrift.

Bild 3 Code-Tabelle

baustufe und Verwendungszweck,aus verschiedenen Baugruppen. Zujedem Gerat gehiirt ein Monitor, einDigital-Videoconverter mit Bild-wiederholspeicher, ein oder mehrereInterface-Bausteine und meistenseine Eingabetastatur. Auf den Moni-tor braucht hier nicht naher eingegan-gen zu werden. Die Interface-Bau-gruppen stellen die Verbindung zwi-schen dem Bildwiederholspeicherund den Eingabeschnittstellen desGerates her. Dazu gehoren der An-schlu5 fur die Eingabetastatur unddie Anschlusse fur een Computerund periphere Gerate, wie z. B. Loch-streifenleser und -Stanzer (Bild 2).Da bei jedem Gerat, unabhangig vonder Geratekonfiguration, fur dieDatenubertragung dar gleiche Codeverwendet wird und jedes G:rateinen Digital-Videoconverter enthalt,soil an dieser Stelle auf die Codie-rung der Daten und auf das Prinzipder Umsetzung digital codierterDaten in ein Videosignal naher ein-gegangen werden.

Die digitate Codierung der DatenAn den Eingangen (Schnittstellen)der Datensichtgerate werden die aufdem Bildschirm darzustellendenDaten dem Gerat entweder zeichen-seriell und bitparallel oder zeichen-seriell und bitseriell angeboten. Dieinterne Aufbereitung der Daten er-foigt in jedem Falle zelchenseriellund bitparallel. Werden die DatenOber die Schnittstelle bitseriell an-geiiefert, so werden sie im Gerat miteinem Serien-Parallel-Umsetzer indie bitparallele Form gebracht. Ent-sprechend werden die aus demGerat abgehenden Daten Ober einen

ev 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1

1

0 1 0 1 0 1 0 1

I

b7 b6 b5 b4 b3 b2 b1 :isPi.,.......g. 0 I 2 3 4 5 6 7

0 0 0 0 0 NUL CLE SP 0 @ P p

0 0 0 1 I SOH DC1 I I A a a a

0 0 1 0 2 STX DC2 II 2 BR br0 0 1 1 3 ETX DC3 # 3 C S c s

0 I 0 0 4 EOT X4 1 4 D T d t

0 I 0 I 5 ENO NAK /. 5 E U u

0 1 I 0 6 ACK SYN & 6 F V I v

0 I I 1 7 BEL ETB ' 7 0 w g w

1 0 0 0 8 BS CAN I 6k1 x h s

1 0 0 1 9 HT EM ) 9 I Y 1 Y

1 0 1 0 10 LF SUB * : J z 1 :

1 0 1 1 11 VT ESC -I- ; K ( k (1 1 0 0 12 FF FS ' < L \ 1 I

1 1 0 1 13 CR OS - = N ] m I1 I I 0 IA SO RS > N 14%1 n 0,4

I 1 1 1 15 SI US / ? 0 a DEL

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74 273

Parallel-Serien-Umsetzer gegeben.Codiert werden die Daten nach demASCII -Code, einem 7 -Bit -Code, wel-cher weitgehend dem ISO 7 -Bit -Codebzw. dem internationalen Fern-schreibalphabet Nr. 5 und der D;N-Norm 6603 entspricht. Die Bezeich-flung ASCII kommt vom AmericanStandard Code for Information Inter-change, welcher der amerikanischeNormcode fur Nachrichtenaustauschist. In Bild 3 ist die Code-Tabelle desASCII -Codes dargestellt. Die dickumrandeten Felder enthalten jeneZeichen, die bei den GRUNDIGDatensichtgeraten verwendet wer-den. Gegenuber dem ASCII -Codebesteht eine Abweichung auf demZeichenplatz 5'14 (Spalte/Zeile), an-stelle des dort vorgesehenen Zei-chens Zirkumflex wird bei denGRUNDIG Datensichtgeraten dasZeichen Senkrechter Strich" qe-setzt, welches im ASCII -Code nichtvorgesehen ist. Das Zeichen SP aufPlatz 2/0 ist die AbkOrzung fur Spaceund bedeutet Zeichenzwischenraum(Leertaste). Da sich mit 7 Bit 128 ver-schiedene Codeworter bilden lassen(27 = 128) enthalt der ASCII -Code128 verschiedene Zeichen, die indrei Gruppen eingeteilt werden kon-nen: 32 Steuerzeichen (Spaltcn 0und 1), 64 GroBbuchstaben mit Zif-fern und Sonderzeichen (Spalten 2,3, 4 und 5) und 32 Kleinbuchstabenmit Sonderzeichen (Spalten 6 und 7).

Die Steuerzeichen aus den Spalten0 und 1 werden nicht bildlich dar-qestellt, denn sie haben nur denZweck, den Datenaustausch, z. B.zwischen einem Datensichtgerat unddem Computer, zu steuern. Auf dieBedeutung dieser Steuerzeichenwird bei der Beschreibung der ein-zelnen Geratetypen naher eingegan-gen. Auf dem Bildschirm dargestelltwerden nur die Gro6buchstaben,Ziffern und Sonderzeichen in demstark umrandeten Feld aus denSpalten 2, 3, 4 und 5. Da dies nur64 Zeichen sind, genugt es, wennder Digital-Videoconverter mit 6 Bit(26 64) plus einem Bit fur denUnterstreichstrich arbeitet. DerUnterstreichstrich wird nicht Ober

Zellenadresse22 21 212

0 0 0o 01 0000ios ip000g0000loc000n ooouoooon0000.140 1 0 tp0000ls000 w000to 4ittboo ooo 00000 00002101

1 0 1 000003800000 0000* 0000 00000 00000 0000.421 1 0 0W04300000 00000 00000 1100410 00000 0000048

den Zeichengenerator erzeugt, son-dern durch eine zusatzliche Sour imUmlaufspeicher, welche den Video -modulator direkt ansteuert. Bei denweiteren Betrachtungen soli derUnterstreichstrich unberucksichtigtbleiben. Die Datenubertragung nachauf3en erfolgt jedoch mit sieben Bit,da fur die Steuerung der Daten-ubertragung auch die Steuerzeichenbenotigt werden.

Der Digital-VideoconverterDie Codierung der Zeichen fur dieDarstellung auf dem Bildschirm hatmit der Zeichencodierung be, derDatenubertragung nichts mehr ge-meinsam. Fur die Darstellung aufdem Bildschirm miissen die Code-worter des ASCII -Codes so rn-geformt werden, daft sich mit demElektronenstrahl eines Monitors daszu diesem Codewort gehorendeZeichen in ausreichender Qualitatauf dem Bildschirm erzeugenUrn dies zu erreichen, werden samt-liche Zeichen aus einer Punktmatrixaus 7 5 35 einzelnen Bildpunkten(Bits) zusammengesetzt (Bild 4).

7 Punkte

E le ktronenstrahlhell

0000 000 0 0 0 ID.. 000 000 0000

5 Punkte

lE E i n hint - Bit - Wort imZeichengenerator.

Bild 4 Zeichenaufbau aus der 7 5-Punkte-Matrix(Hier Darstellung des Zeichens H).

Wahrend fur die Ubertragung derZeichen nur 7 Bits benotigt werden,braucht man fur die Darstellung aufdem Bildschirm 35 Bits. Wollte man

Nummerrerung der Relhentolge in welcher dieS - Bit - Worts aus dem Zeichengenerator chai-r ufn w er den. Elektronenstrahl

Z Z Z r. z

1 I 000002200000 0000* 0000 00000 00000 00000780 0 00480290000 00000 0000 0000 0000 0011138

Bit 1

2

3

L

5

Eht 6

0

0

0

worn ASCII - Code

0

0

0

0

0

0

0

00

00

000

00

00

0

0

0

Bild 5 Aufbau einer Textzeile aus den 5-Bit-Worten aus dem Zeilengenerator.(Der Einfachheit wegen ist angenommen, dal3 die Textzeile nur sieben Zeilen lang ist).

die Zeichen mit der 35-Bit-Cod.e-rung auf die Ubertragungsleitunqgeben (was theoretisch mOglichware), so ware das sehr unwirt-schaftlich, denn von den 35 Bitswaren 35-7 = 28 redundant undbei gegebener Ubertragungsge-schwindigkeit wurde dabei 5 mal so-viel Zeit benotigt wie bei der Codie-rung im ASCII -Code.

Da der Elektronenstrahl bei derRasterschrift nicht jeweils ein Zei-chen fertigschreibt, und Bann dasnachste beginnt, wie es bei derVektorschrift der Fall ist, sondernkontinuierlich von links nach rechtsi_iber den Bildschirm lauft, mussendie 35 Bits der einzelnen Zeichen in7 Werter zu je 5 Bits zerlegt wer-den (gilder 4 und 5).

Die Punktmatrix aus den 35 Punktenist fur jedes der 64 darstellbarenZeichen in einem statischen Fest-wertspeicher, einem ROM (siehe TINr. 4'73) abgespeichert, dessenKapazitat 64 x 35 - 2240 Bit betragt.Dieser Festwertspeicher wird alsZeichengenerator bezeichnet. Orqa-nisiert ist der Zeichengenerator in64 x 7 - 448 Worten zu je 5 Bit. DerZeichengenerator hat 5 paralleleAusgange, die jeweils einem Bit zu-geordnet sind. Auf diesen 5 Leitun-gen erscheinen die 5 Bits einesWortes gleichzeitig parallel undwerden durch ein Schieberegister,das als Parallel-Serienumsetzerarbeitet, in Serie umgesetzt (Bild 6).Der Parallel-Serienumsetzer hat 5 1-2parallel Eingange, die zwei zusatz-lichen Eingange sind fest auf Masse(Log. 0) gelegt, wodurch zwischenden Zeichen ein Abstand von zweiBildpunkten entsteht.

Urn die im Zeichengenerator ge-speicherten 5-Bit-Worte einzeln ab-rufen zu konnen, hat dieser neunAdrel3eingange, davon bestimmensechs, welches Zeichen geschriebenwird. und drei, welche Zeile desZeichens auszugeben ist (Bild 6).Die einzelnen 5-Bit-Worte werdennun in der Reihenfolge aus demZeichengenerator abgerufen, da(3sich auf dem Bildschirm die ge-wunschten Zeichen ergeben (Bild 5).Wie aus Bild 5 ersichtlich, bleibtwahrend einer Rasterzeile die Zei-lenadresse konstant, wahrend sichdie Zeichenadressen bei jedem Zei-chen andern, sich aber in lederRasterzeile in der qleichen Reihen-folge wiederholen. Daraus folgt, dal3zum Erzeugen einer ganzen Text-zeile ein Wiederholspeicher erfor-derlich ist, in welchem die Zeichen-adressen in der Reihenfolge derZeichen stehen, und der wahrendjeder Rasterzeile (alle 64 us) einenvollen Umlauf macht. Auf3erdem wirdein Zahler benotigt, welcher dieSpeicherumlaufe bzw. die Raster-zeilen zahlt und nach jedem Umlauf

274 1/74 GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN

die Zeilenadresse fur den Zeichen-generator urn eine Stelle welterschaltet (Bild 6).

Als Wiederholspeicher sind Schie-beregister gut geeignet, es ist nurder Ausgang mit dem Eingang zuverbinden und die Information zir-kuliert in der gewunschten Weise.Bei alien GRUNDIG Datensicht-geraten werden Schieberegister alsWiederholspeicher eingesetzt.

Da auf dem Bildschirm nicht nureine Textzeile, sondern 22 Text-zeilen gleichzeitig dargestellt wer-den, reicht der Wiederholspeicherfur eine Textzeile zum Abspeicherndes gesamten Bildschirminhaltesnicht aus. Es ist ein zusatzlicherSpeicher erforderlich, welcher dieTextzeilen enthalt, die nicht geradevom Elektronenstrahl geschriebenwerden.

Der Wiederholspeicher ist deshalbin zwei Teile aufgeteilt, den Zeilen-speicher und den Bildspeicher. ImZeilenspeicher befindet sich immerdie Textzeile, welche gerade ge-schrieben wird, wahrend die ObrigenZeilen sich im Bildspeicher inWartestellung befinden (Bild 6). EineTextzeile besteht, einschlief3lichZwischenraum, aus 11 Rasterzeilen,sieben fur die Zeichen und vier furden Abstand zwischen den Zeilen.Die 11 Rasterzeilen sind dabei soaufgeteilt, dal3 sich eine dunkleRasterzeile Ober den Zeichen unddrei unter den Zeichen befinden. Inder Dunkelzeile uber dem Text er-folgt der Austausch der Daten zwi-schen dem Zeilen- und Bildspeicher,d. h., die Textzeile, welche als nach-ste geschrieben werden soil, wirdaus der Warteschlange im Bildspei-cher herausgeholt und in den Zeilen-speicher geschoben. Gleichzeitigwird die gerade zu Ende geschrie-bene Textzeile aus dem Zeilen-speicher in die Warteschlange imBildspeicher eingeftigt. Der ganzeVorgang wiederholt sich, entspre-chend der Bildwiederholfrequenzvon 50 Hz alle 20 ms. Urn am Bild-

oaten int ASCII - rCode von denInterface- Boo.9r.PPen

Bit I

Is 2 5 -

Bit 6

Oi z B Text zeile I

1.15, rI , :-, I

L_ ------1 1- -,-L 1._f..._11._-_71

-s, r-1.-% L -I I ,--.

o

... z B Text :elle I

speicher

Textzeilen;

I

22,21r - 3 :2--.BotDaten pm ASCII-

:Codefzuea cluen,: Infer_

Zeilenspeicher

Bei ..H"zirkuliert d eTe tze ledie gerade geschrieben wird. imZeilenspeicher

erfolgt der Datenaus tousch zwischen Zeilen- undBildspeicher

Bei..11' zirkul wren die OatenBei ..V werden neue Damen in denBildw wderholspei cher erngegeben

Bild 6 SchaltungsprInzip des Digital-Videoconverters.

schirm ein flimmerfreies Bild zu er-halten, wird bei der Textdarstellungmit einem Videosignal ohne Zeilen-sprung gearbeitet, d. h., von den625 Fernsehzeilen eines Vollbildeswerden nur 624 benutzt, und die312 Zeilen jedes Halbbildes werdendirekt Obereirander geschrieben, soda13 sich eine echte Bildwiederhol-frequenz von 50 Hz ergibt. Schrift-darstellung mit Zeilensprung wirdnur bei Einblendung in ein Fernseh-bild angewendet. Die Datensicht-gerate DS 7110, DS 7150 und DS7151 besitzen auf der Taktgeber-platte einen Schalter, mit dem sichdie Gerate auf Betrieb mit Zeilen-sprung umschalten lassen.

Bemerkungen:Unter der hardcopy-Ausgabe einesBildschirminhaltes wird das Aus-drucken oder Abkopieren diesesInhaltes auf Papier verstanden.

- - 4 j- -1- --14.138112

22..1r ,6131211

806it .11Bildspeicher 1

Zeichenadrsse ire ASCII -Code

H = + 5 V log. 1L= 0 V g log. 0

Als redundant werden diejenigenBits einer digitalen Nachricht be-zeichnet, welche bei minimalerCodierung gar nicht erforderlichwaren. Z. B. werden fur die mini -male Codierung der 128 verschiede-nen Zeichen des ASCII -Codes7 Bits benditigt (27 = 128), wurdeman die 128 Zeichen mit der 35-Bit-Codierung fur die Bildschirm-darstellung Ubertragen, mlifiten beijedem Zeichen zusatzlich 28 Bitsiibertragen werden, welche bei mini-maler Codierung nicht erforderlichsind. Diese nicht erforderlichen28 Bits werden daher, zur Unter-scheidung gegenuber den tatsach-lich notwendigen 7 lnformationsbits,als Redundanz bezeichnet.

In der nachsten Ausgabe der Tech-nischen Informationen erscheint einArtikel Ober das DatensichtgeratDS 7110.

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Au tGRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/74

851 Furth/BayernWijrzburger StraBe 150Telefon 0911 / 73 30 -1

Telex 6-23435

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