Upload
others
View
0
Download
0
Embed Size (px)
Citation preview
SVEUČILIŠTE U RIJECI
TEHNIČKI FAKULTET
Sveučilišni diplomski studij elektrotehnike
Diplomski rad
RAČUNALNI MODEL ZA ANALIZU BEŽIČNOG PRIJENOSA
SNAGE
Rijeka, ožujak 2015. Boris Štih
0069046392
SVEUČILIŠTE U RIJECI
TEHNIČKI FAKULTET
Sveučilišni diplomski studij elektrotehnike
Diplomski rad
RAČUNALNI MODEL ZA ANALIZU BEŽIČNOG PRIJENOSA
SNAGE
Mentor: Izv. prof. dr. sc. Miroslav Joler, dipl. ing.
Rijeka, ožujak 2015. Boris Štih
0069046392
SVEUČILIŠTE U RIJECI
TEHNIČKI FAKULTET
Sveučilišni diplomski studij elektrotehnike
I Z J A V A
U skladu s člankom 9. Pravilnika o diplomskom radu, diplomskom ispitu i završetku
diplomskih studija na diplomskim sveučilišnim studijima Tehničkog fakulteta u Rijeci,
izjavljujem da sam samostalno izradio diplomski rad prema zadatku br. 602-04/14-07/47 od
17.03.2014.
Rijeka, ožujak 2015. _______________________
Boris Štih
Zahvaljujem se mentoru izv. prof. dr. sc. Miroslavu Joleru na pruženoj prilici za izradu ovog
diplomskog rada te na konstruktivnim savjetima i usmjeravanju pri izradi istoga. Zahvaljujem
se kolegama, prijateljima i posebno svojim roditeljima na pomoći i potpori tijekom studija.
SADRŽAJ
1. Uvod ................................................................................................................................... 1
1.1 Nikola Tesla – pionir bežičnog prijenosa električne snage ......................................... 1
1.2 Bežični prijenos električne snage danas ...................................................................... 2
2. Osnovni pojmovi ................................................................................................................ 3
2.1 Elektromagnetsko polje ............................................................................................... 3
2.1.1 Električni tok ........................................................................................................ 3
2.1.2 Magnetski tok ....................................................................................................... 3
2.2 Maxwellove jednadžbe ................................................................................................ 4
2.2.1 Gaussov zakon za električno polje ....................................................................... 5
2.2.2 Gaussov zakon za magnetsko polje ...................................................................... 5
2.2.3 Faradeyev zakon ................................................................................................... 5
2.2.4 Poopćeni Amperov zakon .................................................................................... 6
2.3 Energija i snaga ........................................................................................................... 8
2.4 Raspršni parametri ....................................................................................................... 8
2.5 Relevantni parametri antena ...................................................................................... 11
2.5.1 Električna veličina antene i zone zračenja ......................................................... 11
2.5.2 Otpor zračenja i otpor gubitaka antene............................................................... 14
2.6 Međuindukcija i samoindukcija ................................................................................. 15
2.7 Rezonancija i sprezanje ............................................................................................. 18
2.8 Koeficijent magnetske sprege .................................................................................... 19
2.9 Samorezonancija ........................................................................................................ 20
2.10 Q-faktor (faktor kvalitete) ...................................................................................... 21
2.11 Teorija spregnutih modova (Coupled Mode Theory) ............................................ 23
2.12 Razdvajanje frekvencije ......................................................................................... 25
2.13 Kritično sprezanje .................................................................................................. 25
2.14 Prilagođavanje impedancije ................................................................................... 25
2.15 Računanje induktiviteta spiralne i helikoidalne zavojnice ..................................... 26
3. Različite metode bežičnog prijenosa energije .................................................................. 29
3.1 Bežični prijenos energije korištenjem mikrovalova .................................................. 29
3.2 Bežični prijenos energije korištenjem lasera ............................................................. 29
3.3 Bežični prijenos energije korištenjem radiovalova u dalekom polju ........................ 29
3.4 Bežični prijenos energije magnetskom indukcijom ................................................... 29
3.5 Bežični prijenos energije korištenjem magnetske rezonancije u bliskom reaktivnom
polju ……….……………………………………………………………………………...31
4. Analize pomoću računalnih programa ............................................................................. 35
4.1 Rezonantno spregnute spiralne zavojnice .................................................................. 37
4.1.1 Analiza prijenosne funkcije sustava ................................................................... 37
4.1.2 Veličina sustava .................................................................................................. 38
4.1.3 Vrsta vodiča ........................................................................................................ 41
4.1.4 Pojave pri malim udaljenostima rezonatora ....................................................... 41
4.1.5 Promjena kapaciteta ........................................................................................... 42
4.1.6 Promjena vanjskog promjera rezonatora ............................................................ 44
4.1.7 Promjena udaljenosti petlji i rezonatora ............................................................. 47
4.1.8 Promjena promjera petlje izvora i trošila ........................................................... 48
4.1.9 Promjena broja zavoja rezonatora i promjena debljine korištene žice ............... 49
4.1.10 Različiti odašiljač i prijemnik ............................................................................ 51
4.1.11 Različite rezonantne frekvencije rezonatora ...................................................... 53
4.2 Rezonantno spregnute helikoidalne zavojnice .......................................................... 53
4.2.1 Promjena broja zavoja ........................................................................................ 55
4.2.2 Promjena visine zavojnice .................................................................................. 55
4.2.3 Promjena promjera petlji izvora i trošila ............................................................ 56
4.3 Usporedba različitih sustava bežičnog prijenosa snage ............................................. 57
5. Zaključak .......................................................................................................................... 62
Literatura .................................................................................................................................. 64
Popis slika i tablica ................................................................................................................... 69
Popis slika ..................................................................................................................... 69
Popis tablica .................................................................................................................. 71
Prilozi ....................................................................................................................................... 72
1
1. UVOD
Bežični prijenos električne energije je postupak prenošenja energije između dvaju električnih
krugova koji nisu povezani vodičem nego se između njih nalazi zrak ili neki drugi dielektrik.
Moguće ga je postići bez pretvorbe oblika energije, no u tom slučaju dolazi do stvaranja
električne iskre kojom struja teče kroz zrak. Za realizaciju ovakvog prijenosa potrebno je
korištenje vrlo velikih snaga, zbog čega je ovakva metoda opasna i nepraktična. Stoga se za
prijenos električne snage električna energija pretvara u neki drugi oblik, poput
elektromagnetskog zračenja. Do ideje za realizaciju ovakvog sustava prvi je došao Nikola Tesla
[1] još početkom prošlog stoljeća.
1.1 Nikola Tesla – pionir bežičnog prijenosa električne snage
Jedno od prvih otkrića Nikole Tesle na području elektromagnetizma je dokaz kako Zemljina
kora električki oscilira. Do toga je došao korištenjem vrlo snažnog transformatora i preciznih
mjernih uređaja. Korištenjem tih uređaja zapazio je i kako katkad udar groma na većim
udaljenostima uzrokuje jači signal na površini Zemlje nego udar jednake jačine na manjim
udaljenostima, iz čega je zaključio kako je elektromagnetski val prouzročen udarom groma širi
Zemljinom korom kao stojni val. Ovo otkriće navelo je Teslu da svoja istraživanja u mjestu
Colorado Springs u Sjedinjenim Američkim Državama usmjeri prema projektiranju sustava za
bežični prijenos električne energije, koji je kasnije i patentirao. Ideja mu je bila izgraditi visoki
toranj sa snažnim transformatorom temeljenim na njegovom prijašnjem izumu, Teslinoj
zavojnici [2] s visokom samoindukcijom i malim otporom, koji bi elektrizirao i povećao
vodljivost ionosfere [3]. Za realizaciju bila bi potrebna vrlo velika snaga, odnosno visok napon
i struja, te visoka frekvencija. Osim toga, toranj je trebao biti uzemljen, čime bi se Zemljina
površina dovela u stanje električnog osciliranja [4] što bi omogućilo prijemnom tornju koji ima
jednaku rezonantnu frekvenciju da uđe u rezonanciju s odašiljačkim tornjem. Sustav se u
rezonanciji ponaša kao veliko njihalo, izmjenjuje energiju, pa je stoga zračenje zanemarivo, a
gubici minimalni. Iako je ovakav toranj izgrađen (toranj Wardenclyffe), projekt nikada nije
dovršen, primarno zbog pomanjkanja novaca, ali i zbog straha javnosti od mogućih negativnih
posljedica. Toranj je srušen 1917. godine.
2
1.2 Bežični prijenos električne snage danas
Tesla je radio na prijenosu električne energije na velike udaljenosti, dok danas, kada je veći dio
svijeta opskrbljen žičanom električnom mrežom, mnogo je veća potreba za bežičnim
prijenosom energije na manje udaljenosti, od utičnice do potrošačkog uređaja. Posljednjih
nekoliko godina ovo postaje sve popularnija tema zbog povećanja broja mobilnih elektroničkih
uređaja koje koristimo u svakodnevnici i čije je baterije potrebno puniti. Takvi uređaji su npr.
mobilni telefoni, prijenosna računala, medicinski implantati, kućanski elektronički uređaji,
električna prijevozna sredstva, pa i cijeli industrijski pogoni.
U ovom radu opisani su osnovni principi bežičnog prijenose električne snage, kao i neka od
dosadašnjih postignuća na ovom području. Provedene su računalne analize različitih sustava
bežičnog prijenosa energije i uspoređen je utjecaj ključnih parametara na učinkovitost
prijenosa, kako bi se utvrdila praktičnost i primjenjivost bežičnog prijenosa električne energije
u poboljšanju svakodnevnog života.
3
2. OSNOVNI POJMOVI
Tema ovog rada temelji se na znanjima iz različitih područja elektrotehnike, pa su stoga u ovom
poglavlju, radi lakšeg razumijevanja principa koji stoje iza bežičnog prijenosa električne snage,
pojašnjeni neki od bitnih pojmova.
2.1 Elektromagnetsko polje
Električno polje je pojava koja nastaje u blizini električki nabijenih čestica ili objekata, a na
svoj okoliš ima magnetski, toplinski i kemijski učinak. Kretanje ili ubrzavanje električnog
naboja stvara magnetsko polje koje ima električki i mehanički učinak. Međusobna interakcija
ova dva polja stvara elektromagnetsko polje, i može se reći da je ono svojstvo prostora u kojem
se kreće električni naboj [5]. Elektromagnetsko polje se može širiti poput vala, teoretski do
beskonačnosti, neovisno od izvornih struja ili naboja.
2.1.1 Električni tok
Električni tok predstavlja brzinu prolaza električnog polja kroz neku površinu, a računa se kao
površinski integral jakosti električnog polja po nekoj površini [6]:
∅𝐸 = ∬�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
[𝑉𝑚] (2.1)
gdje je:
�⃗� − 𝑗𝑎𝑘𝑜𝑠𝑡 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [𝑉
𝑚]
𝐴 − 𝑢𝑠𝑚𝑗𝑒𝑟𝑒𝑛𝑎 𝑝𝑜𝑣𝑟š𝑖𝑛𝑎 𝑘𝑟𝑜𝑧 𝑘𝑜𝑗𝑢 𝑝𝑟𝑜𝑙𝑎𝑧𝑖 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑒 [𝑚2]
Jedinica za električni tok je volt metar.
2.1.2 Magnetski tok
Magnetski tok odnosi se na brzinu prolaza magnetskog polja kroz neku površinu i može se reći
da je proporcionalan broju magnetskih silnica kroz tu površinu. Računa se kao površinski
integral gustoće magnetskog polja po površini [7]:
4
∅𝑀 = ∬�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
[𝑊𝑏 = 𝑉𝑠] (2.2)
gdje je:
�⃗� − 𝑔𝑢𝑠𝑡𝑜ć𝑎 𝑚𝑎𝑔𝑛𝑒𝑡𝑠𝑘𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [𝑇 =𝑊𝑏
𝑚2]
Jedinica za električni tok je Weber. Na slici 2.1 prikazane su silnice magnetskog toka kroz
strujnu petlju.
Slika 2.1 Silnice magnetskog polja kroz strujnu petlju
2.2 Maxwellove jednadžbe
Maxwellove jednadžbe čine četiri fundamentalne jednadžbe koje opisuju elektromagnetizam,
odnosno opisuju kako magnetska i električna polja nastaju, kako se šire, u kakvom su
međusobnom odnosu i kako na njih utječe okolina [8]. James Clerk Maxwell je upotpunio i
ujedinio u 19. stoljeću već poznate zakone fizike, Faradeyev, Amperov i Gaussov zakon. Na
Maxwellovim jednadžbama temelji se većina numeričkih proračuna i simulacija u
elektromagnetizmu, pa je stoga u nastavku ukratko opisana svaka jednadžba zasebno.
5
2.2.1 Gaussov zakon za električno polje
Gaussov zakon za električno polje odnosi se na električni tok kroz Gaussovu zatvorenu plohu,
a govori kako je električni tok kroz tu plohu proporcionalan ukupnom broju naboja unutar
plohe. Dan je izrazom [9]:
∯�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
= ∑ 𝑞
𝜀 (2.3)
gdje je:
�⃗� − 𝑗𝑎𝑘𝑜𝑠𝑡 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [𝑉
𝑚]
∑𝑞 − 𝑢𝑘𝑢𝑝𝑎𝑛, 𝑛𝑒𝑡𝑜 𝑛𝑎𝑏𝑜𝑗 𝑢𝑛𝑢𝑡𝑎𝑟 𝑧𝑎𝑡𝑣𝑜𝑟𝑒𝑛𝑒 𝑝𝑙𝑜ℎ𝑒 [𝐶]
𝜀 = −𝑝𝑒𝑟𝑚𝑖𝑡𝑖𝑣𝑛𝑜𝑠𝑡 𝑚𝑒𝑑𝑖𝑗𝑎
𝜀0 = 8.85419 × 10−12 − 𝑑𝑖𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑎 𝑘𝑜𝑛𝑠𝑡𝑎𝑛𝑡𝑎 𝑣𝑎𝑘𝑢𝑢𝑚𝑎 [𝐹
𝑚=
𝐴𝑠
𝑉𝑚]
2.2.2 Gaussov zakon za magnetsko polje
Ovaj zakon govori kako magnetski tok kroz zatvorenu površinu je uvijek jednak nuli zbog
činjenice da ne postoje magnetski naboji, odnosno sav tok koji izađe iz zatvorene površine i
zatvara se unutar iste površine, pa stoga vrijedi izraz [10]:
∯�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
= 0 (2.4)
gdje je:
�⃗� − 𝑔𝑢𝑠𝑡𝑜ć𝑎 𝑚𝑎𝑔𝑛𝑒𝑡𝑠𝑘𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [𝑇 =𝑊𝑏
𝑚2]
2.2.3 Faradeyev zakon
Faradeyev zakon opisuje kruženje električnog polja po zatvorenoj konturi [10]:
6
∮ �⃗� 𝑑𝑙 = −𝑑
𝑑𝑡∬�⃗� 𝑑𝐴
𝑆𝐶
(2.5)
gdje je
𝑙 − 𝑧𝑎𝑡𝑣𝑜𝑟𝑒𝑛𝑎 𝑘𝑟𝑖𝑣𝑢𝑙𝑗𝑎 𝑝𝑜 𝑘𝑜𝑗𝑜𝑗 𝑘𝑟𝑢ž𝑖 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑒 [𝑚]
𝐴 − 𝑢𝑠𝑚𝑗𝑒𝑟𝑒𝑛𝑎 𝑝𝑜𝑣𝑟š𝑖𝑛𝑎 𝑘𝑟𝑜𝑧 𝑘𝑜𝑗𝑢 𝑝𝑟𝑜𝑙𝑎𝑧𝑖 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑒 [𝑚2]
Budući da je magnetski tok jednak (2.2), vrijedi:
∮ �⃗� 𝑑𝑙 = −𝑑∅𝑀
𝑑𝑡 (2.6)
što znači da promjena magnetskog toka uzrokuje kruženje električnog polja po zatvorenoj
krivulji, odnosno, u slučaju zavojnice, indukciju napona u zavojnici. Drugim riječima,
Faradeyev zakon govori da ukoliko postoji električno polje mora postojati i magnetsko polje
koje se mijenja u vremenu, a i obrnuto [8].
2.2.4 Poopćeni Amperov zakon
Originalnom Amperovom zakonu, koji je povezivao magnetsko polje koje prolazi kroz
zatvorenu petlju sa strujom koja protječe tom petljom, Maxwell je pridodao pomačnu struju te
time upotpunio ovaj zakon i za slučaj električnog polja u vakuumu [10].
Maxwell je došao do zaključka kako bi Amperov zakon trebao vrijediti i onda kada električna
energija prolazi kroz kondenzator, iako njime ne teče kondukcijska struja nego dolazi do
promjene gustoće električnog polja [8]. Derivacijom Gaussovog zakona za električno polje
(2.3) po vremenu može se izvesti izraz za promjenu količine naboja u nekom polju :
𝜀0
𝑑
𝑑𝑡∬�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
=𝑑
𝑑𝑡∑𝑞 (2.7)
gdje je:
𝑑
𝑑𝑡∑𝑞 = 𝐼 − 𝑝𝑟𝑜𝑚𝑗𝑒𝑛𝑎 𝑢𝑘𝑢𝑝𝑛𝑒 𝑘𝑜𝑙𝑖č𝑖𝑛𝑒 𝑛𝑎𝑏𝑜𝑗𝑎, 𝑜𝑑𝑛𝑜𝑠𝑛𝑜 𝑡𝑜𝑘 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑒
7
𝑠𝑡𝑟𝑢𝑗𝑒 [𝐴]
Dakle, električna struja koja ulazi u kondenzator, proporcionalna je promjeni električnog toka
unutar kondenzatora (ili bilo kojeg prostora gdje nema kondukcijske struje), odnosno pomačnoj
struji. Budući da vrijedi �⃗⃗� = 𝜀�⃗� pomačna struja može se zapisati kao u (2.8).
𝜀0
𝑑
𝑑𝑡∬�⃗� 𝑑𝐴
𝑆
=𝜕
𝜕𝑡∬ �⃗⃗� 𝑑𝐴
𝑆
(2.8)
gdje je:
�⃗⃗� − 𝑔𝑢𝑠𝑡𝑜ć𝑎 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [𝐶
𝑚2]
Sada se može zapisati izraz za Amperov zakon s dodanom pomačnom strujom, koja je istaknuta
plavom bojom [10]:
∮ �⃗⃗� 𝑑𝑙 = ∬𝐽 𝑑𝐴
𝑆
+𝜕
𝜕𝑡𝐶
∬�⃗⃗� 𝑑𝐴
𝑆
(2.9)
gdje je:
�⃗⃗� =𝐵
𝜇0− 𝑗𝑎𝑘𝑜𝑠𝑡 𝑚𝑎𝑔𝑛𝑒𝑡𝑠𝑘𝑜𝑔 𝑝𝑜𝑙𝑗𝑎 [
𝐴
𝑚]
𝐽 − 𝑔𝑢𝑡𝑜ć𝑎 𝑒𝑙𝑒𝑘𝑡𝑟𝑖č𝑛𝑒 𝑠𝑡𝑟𝑢𝑗𝑒 [𝐴
𝑚2]
𝜕
𝜕𝑡∬ �⃗⃗� 𝑑𝐴
𝑆− 𝑔𝑢𝑠𝑡𝑜ć𝑎 𝑝𝑜𝑚𝑎č𝑛𝑒 𝑠𝑡𝑟𝑢𝑗𝑒 [
𝐴
𝑚2]
Integral gustoće električne struje kroz neku površinu (iz (2.9)) zapravo predstavlja
kondukcijsku struju 𝐼𝑐, odnosno [8]:
𝐼𝑐 = ∬𝐽 𝑑𝐴
𝑆
[𝐴] (2.10)
8
Površinski integral gustoće električnog polja (2.8) proporcionalan je električnom toku prema
(2.1).
Iz navedenog se može zaključiti kako je cirkulacija magnetnog polja jednaka zbroju
kondukcijske i pomačne struje:
∮ �⃗⃗� 𝑑𝑙 = 𝐼𝑐 + 𝜀0
𝜕∅𝐸
𝜕𝑡𝐶
(2.11)
Pojednostavljeno, ovaj zakon govori kako ukoliko postoji zatvorena petlja po kojoj kruži
magnetsko polje, onda mora postojati i električna struja koja prolazi kroz tu petlju.
2.3 Energija i snaga
Energija koja se utroši za izvršavanje nekog zadatka predstavlja rad, neovisno o tome koliko je
vremena za to potrebno. Snaga je brzina kojom se izvršava rad, odnosno kada govorimo o
električnoj snazi to je brzina kojom se energija prenosi električnim krugom, tj. može se reći da
je snaga utrošena energija u vremenu (2.12).
𝑃 =𝑑𝐸
𝑑𝑡 [𝑊] (2.12)
gdje je:
𝐸 − 𝑒𝑛𝑒𝑟𝑔𝑖𝑗𝑎 [𝐽]
𝑡 − 𝑣𝑟𝑖𝑗𝑒𝑚𝑒 [𝑠]
U kontekstu teme ovog rada se često koriste obje veličine, jer je cilj prenijeti određenu količinu
energije, ali je bitno i hoće li se ta energija prenijeti odgovarajućom brzinom, odnosno osigurati
snagu koja je potrebna potrošaču.
2.4 Raspršni parametri
Na visokim frekvencijama teško je mjeriti impedancije sustava, budući da se one uobičajeno
određuju pomoću pokusa kratkog spoja i praznog hoda, što je u mikrovalnom i
9
radiofrekvencijskom području nemoguće savršeno realizirati zbog pojave utjecaja impedancije
slobodnog prostora [11]. Osim toga, mjerni uređaji uglavnom ne mogu mjeriti napone i struje
s tako visokim frekvencijama. Iz tog razloga, za opis visokofrekventnih sustava koriste se
raspršni parametri (eng. scattering parameters - S-parametri). To su bezdimenzijski parametri
koji matematički opisuju raspršivanje energije unutar linearnih električkih struktura s više
priključaka i time omogućuju predstavljanje ponašanja i svojstava kompleksnih sustava u
obliku raspršne matrice [12].
Upadni val ili signal se u nekom sustavu na visokim frekvencijama raspršuje na način da se
jedan dio energije reflektira na ulaznoj priključnici, a ostatak ovisno o sustavu izlazi kroz neki
od preostalih priključnica [12]. Svaki S-parametar označava se s dva indeksa, brojem izlazne i
brojem ulazne priključnice. Pri određivanju pojedinog parametra neutraliziraju se signali na
svim priključnicama osim onih na koje se promatrani S-parametar odnosi. Vrijednosti S-
parametara su kompleksne što znači da sustav utječe i na magnitudu i na fazu vala, a ovisne su
o impedanciji sustava i frekvenciji upadnog vala. S-parametar može se definirati izrazom:
𝑆𝑖𝑗 =𝑉𝑖
−
𝑉𝑗+|
𝑉𝑘+=0
, 𝑧𝑎 𝑘 ≠ 𝑗 (2.13)
gdje je:
𝑆𝑖𝑗 − 𝑟𝑎𝑠𝑝𝑟š𝑛𝑖 𝑝𝑎𝑟𝑎𝑚𝑒𝑡𝑎𝑟 𝑧𝑎 𝑢𝑙𝑎𝑧 𝑛𝑎 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑘𝑢 𝑗 𝑎 𝑖𝑧𝑙𝑎𝑧 𝑛𝑎 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑘𝑢 𝑖
𝑉𝑖− − 𝑛𝑎𝑝𝑜𝑛 𝑟𝑒𝑓𝑙𝑒𝑘𝑡𝑖𝑟𝑎𝑛𝑜𝑔 𝑣𝑎𝑙𝑎 𝑛𝑎 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑘𝑢 𝑖 [𝑉]
𝑉𝑗+ − 𝑛𝑎𝑝𝑜𝑛 𝑢𝑝𝑎𝑑𝑛𝑜𝑔 𝑣𝑎𝑙𝑎 𝑛𝑎 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑘𝑢 𝑗 [𝑉]
𝑉𝑘+ = 0 − 𝑢𝑙𝑎𝑧𝑖 𝑛𝑎 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑐𝑖𝑚𝑎 𝑜𝑠𝑖𝑚 𝑝𝑟𝑖𝑘𝑙𝑗𝑢č𝑘𝑎 𝑗 𝑠𝑢 𝑗𝑒𝑑𝑛𝑎𝑘𝑖 𝑛𝑢𝑙𝑖 [𝑉]
Raspršna matrica uključuje sve S-parametre, odnosno N2 članova za sustav s N priključaka, a
ima sljedeći oblik [13]:
[
𝑉1−
𝑉2−
⋮𝑉𝑁
−
] = [
𝑆11
𝑆21⋯
𝑆1𝑁
𝑆2𝑁
⋮ ⋱ ⋮𝑆𝑁1 ⋯ 𝑆𝑁𝑁
] [
𝑉1+
𝑉2+
⋮𝑉𝑁
+
] (2.14)
10
Na slici 2.2 je prikazan primjer sustava s dva priključka opisan raspršnom matricom. Svaki
priključak ima pripadajući upadni i reflektirani val.
Slika 2.2 Sustav opisan raspršnom matricom
Za postizanje vrijednosti nula na ulazima potrebno je isključiti izvore na tim priključcima i
prilagoditi impedanciju. Kada su ti uvjeti zadovoljeni, S-parametri s istoimenim indeksima
(npr. S11, S22) predstavljaju koeficijente refleksije na priključcima koje označava indeks, a S-
parametri s različitim indeksima predstavljaju spregu između navedenih priključnica [11].
Budući da se impedancija sustava mijenja s frekvencijom, mijenjaju se i raspršni parametri [12].
Raspršni parametri sustava s jednim ili dva priključka se mogu relativno lako mjeriti
korištenjem analizatora mreže, a potom se po potrebi mogu preračunati u ostale matrične
parametre sustava, poput impedancijskih, admintancijskih ili hibridnih parametara [13].
Prikazane formule vrijede za slučaj kada su karakteristične impedancije svih priključaka
jednake, obično Z0 = 50 Ω [13]. Pojam karakteristične impedancije odnosi se na impedanciju
koju ima sustav gledajući s njegovog i-tog priključka, a definira se kao:
𝑍0𝑖 =𝑉𝑖
+
𝐼𝑖+ =
𝑉𝑖−
𝐼𝑖− [Ω] (2.15)
U slučaju kada karakteristične impedancije svih priključaka nisu jednake koriste se
generalizirani S-parametri, koji su definirani kao:
𝑆𝑖𝑗 =𝑉𝑖
−√𝑍0𝑗
𝑉𝑗+√𝑍0𝑖
(2.16)
11
što ponovno vrijedi za slučaj da su naponi na svim preostalim priključcima jednaki nuli,
odnosno 𝑉𝑘+ = 0, 𝑘 ≠ 𝑗.
Parametar S21 od posebnog je značaja budući da predstavlja naponsko pojačanje sustava, a u
slučajevima kada je 𝑍01 = 𝑍02 predstavlja i korijen pojačanja snage, odnosno korijen omjera
iskorištene snage i snage unesene u sustav. Iz tog razloga u analizama provedenim u poglavlju
4 ovaj parametar je najčešće korišten za prikaz efikasnosti sustava.
2.5 Relevantni parametri antena
U ovom radu proučen je fenomen bežičnog prijenosa električne energije koji se uglavnom
odvija između dviju antena koje su u većini slučajeva izvedene u obliku spiralnih ili
helikoidalnih zavojnica. U ovoj sekciji opisani su neki parametri koji se odnose na antene u
širem smislu.
2.5.1 Električna veličina antene i zone zračenja
Električna veličina antene se odnosi na dimenzije antene u odnosu na valnu duljinu signala za
koji je namijenjena. Poznato je da za učinkovito zračenje antena mora biti reda veličine pola
valne duljine, 𝐿~𝜆
2 [10]. Električki mala antena prema najčešće korištenoj definiciji je ona čiji
je promjer (ili najveća linearna dimenzija) manji od 1
2𝜋𝜆 (𝜆 je valna duljina zračenja kojeg
odašilje) [14]. U suprotnom radi se o električki velikoj anteni. S druge strane, zavojnica se može
smatrati električki malom ukoliko ukupna duljina vodiča kojeg sadrži ne prelazi desetinu valne
duljine na radnoj frekvenciji [15]. Dodavanjem kapacitivne ili induktivne reaktancije anteni,
može joj se virtualno promijeniti električna veličina [16].
Zračenje svake antene može se podijeliti u tri zone – reaktivna i radijacijska zona koje spadaju
u blisko poje te Fraunhoferova zona odnosno daleko polje (slika 2.3). U svakom polju zračenje
ima različita svojstva, pa se svako polje na drugačiji način iskorištava kod bežičnog prijenosa
snage.
12
Slika 2.3 Zone zračenja antene ( [17] s prevedenim nazivima )
a) Blisko reaktivno polje
U bliskom polju apsorpcija radijacije utječe na opterećenje izvora i moguća je pojava refleksije.
Osim toga električno i magnetsko polje mogu postojati nezavisno. U bliskom reaktivnom polju,
koje se nalazi u neposrednoj blizini antene, ne postoji zračenje nego postoji reaktivno područje
u kojem su električno i magnetsko polje pomaknuti za 90° u fazi. U ovom području energija
titra između polja i antene, ukoliko je ne pokupi prijemnik koji se nađe u polju. Tada se, gledano
od izvora, impedancija antene mijenja. Energija koja je predana prijemniku ne vraća se u
antenu. U ovom polju moguće je prenijeti velike snage do udaljenosti koja je ograničena
dosegom ovog polja, a iznosi:
𝑅1 = 0.62√𝐷3
𝜆 [𝑚] (2.17)
gdje je:
𝐷 − 𝑝𝑟𝑜𝑚𝑗𝑒𝑟 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑒 𝑖𝑙𝑖 𝑚𝑎𝑘𝑠𝑖𝑚𝑎𝑙𝑛𝑎 𝑙𝑖𝑛𝑒𝑎𝑟𝑛𝑎 𝑑𝑖𝑚𝑒𝑛𝑧𝑖𝑗𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑒 [𝑚]
𝜆 − 𝑣𝑎𝑙𝑛𝑎 𝑑𝑢𝑙𝑗𝑖𝑛𝑎 [𝑚]
13
b) Blisko radijacijsko polje
U ovom području dominira radijacijsko nad reaktivnim poljem. Kutna raspodjela zračenja ovisi
o udaljenosti od antene i zato je odnos električnog i magnetskog polja kompleksan. Granica ove
zone i dalekog polja dana je s (2.18) [10].
𝑅2 = 2𝐷2
𝜆 [𝑚] (2.18)
Osim toga u bliskom radijacijskom polju vrijedi i [18]:
𝑅2 ≫ 𝐷 𝑖 𝑅2 ≫ 𝜆 (2.19)
c) Daleko polje
Kod dalekog polja kutna raspodjela zračenja ne ovisi o udaljenosti od antene jer se valovi šire
kao ravni val, a amplituda polja opada proporcionalno porastu udaljenosti. Ovo polje je
najvažnije kod tradicionalnih antena koje služe za prijenos signala radi velikih udaljenosti koje
doseže.
Navedena razmatranja vrijede za električki velike antene. Za električki male antene uglavnom
je dovoljna aproksimacija granica ovih zona na osnovi valne duljine (slika 2.4), a sama fizička
veličina antene nije relevantna [18]. Za ovakve antene ne mora postojati blisko radijacijsko
polje (ukoliko je promjer antene mnogo manji od valne duljine - što se može i zaključiti
usporedbom (2.18) i (2.19)) i u tom slučaju antene imaju prijelazno područje na udaljenosti od
antene od otprilike λ - 2λ.
14
Slika 2.4 Zone zračenja električki male antene ( [18] s prevedenim nazivima )
2.5.2 Otpor zračenja i otpor gubitaka antene
Otpor zračenja (RR) i otpor gubitaka (RL) su svojstva svake antene odnosno objekta koji zrači
neki oblik energije, a zajedno čine otpor antene, 𝑅𝐴 = 𝑅𝑅 + 𝑅𝐿. Otpor zračenja posljedica je
fizičke strukture antene i zračenja koje proizvodi, odnosno gubitka energije koja iz električne
struje prijeđe u energiju elektromagnetskog zračenja [19]. Za helikoidalnu zavojnicu dan je
izrazom [20]:
𝑅𝑅 = 20 (2𝜋𝑓
𝑐)4
(𝜋𝑟2𝑁)2 [Ω] (2.20)
gdje je:
𝑓 − 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎 𝑠𝑖𝑔𝑛𝑎𝑙𝑎 𝑢𝑛𝑢𝑡𝑎𝑟 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 [𝐻𝑧]
𝑐 = 3 × 108 − 𝑏𝑟𝑧𝑖𝑛𝑎 𝑠𝑣𝑗𝑒𝑡𝑙𝑜𝑠𝑡𝑖 𝑢 𝑣𝑎𝑘𝑢𝑢𝑚𝑢 [𝑚
𝑠]
𝑟 − 𝑝𝑜𝑙𝑢𝑚𝑗𝑒𝑟 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 [𝑚]
𝑁 − 𝑏𝑟𝑜𝑗 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑎 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒
Otpor gubitaka je zapravo unutarnji ohmski otpor antene (ovisi o dimenzijama i materijalu), a
uzrokuje prelazak električne energije u toplinu.
15
2.6 Međuindukcija i samoindukcija
Ukoliko se dvije zavojnice nalaze dovoljno blizu, tako da dio magnetskog toka jedne zavojnice
zahvaća drugu, tada dolazi do pojave međuindukcije. Prema Faradeyevom zakonu, iz (2.5),
može se zaključiti da promjena magnetskog toka uzrokuje kruženje električnog polja po
zatvorenoj krivulji, odnosno, u slučaju zavojnice, indukciju napona u zavojnici. Na slici 2.5
prikazana su dva svitka, gdje je svitak 1 protjecan strujom koja stvara magnetski tok.
Slika 2.5 Prostorni raspored magnetskih silnica dvaju magnetski povezanih svitaka ( [21] s
prevedenim nazivima)
Vidljivo je kako većina toka koji stvara prvi svitak prolazi kroz drugi svitak, što je tok
međuindukcije i označen je s ∅12 jer povezuje svitak 1 i 2. Manji dio toka ne zatvara se kroz
susjedni svitak i taj tok se naziva rasipni tok (∅1𝜎). Ukupni magnetski tok koji stvara prvi svitak
izražen je sljedećom formulom
∅11 = ∅12 + ∅1𝜎 [𝑊𝑏]
(2.21)
Ulančani tok koji predstavlja tok cijele zavojnice s N1 zavoja izražen je kao umnožak toka kroz
jedan svitak i broja zavoja:
16
Ψ11 = ∅11𝑁1 [𝑊𝑏] (2.22)
Ulančani tok međuindukcije Ψ12 proporcionalan je struji kroz zavojnicu:
Ψ12 = 𝑀12𝑖1 [𝑊𝑏] (2.23)
gdje je M12 koeficijent međuindukcije ili međuinduktivitet i ima mjernu jedinicu henri [H].
Međuinduktivitet ovisi o dimenzijama zavojnica, njihovom međusobnom položaju i
frekvenciji.
Ukoliko je struja i1 promjenjiva u vremenu, zbog promjenjivog magnetskog toka koji stvara,
inducirat će se napon samoindukcije na prvoj zavojnici i napon međuindukcije na drugoj
zavojnici. Samoindukcija je svojstvo vodiča ili zavojnice kojim se inducira magnetsko polje
takvog smjera da se protivi promjeni struje kroz nju i time se stvara napon samoindukcije i to
suprotnog polariteta od narinutog napona. Matematički, napon samoindukcije kroz zavojnicu
ovisi o magnetskom toku kroz zavojnicu [21]:
e𝐿 = −𝑁𝑑∅𝑀,𝑛𝑎𝑣𝑜𝑗
𝑑𝑡= −𝐿
𝑑𝑖
𝑑𝑡 (2.24)
gdje je:
𝑁 − 𝑏𝑟𝑜𝑗 𝑛𝑎𝑣𝑜𝑗𝑎 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒
∅𝑀,𝑛𝑎𝑣𝑜𝑗 − 𝑚𝑎𝑔𝑛𝑒𝑡𝑠𝑘𝑖 𝑡𝑜𝑘 𝑗𝑒𝑑𝑛𝑜𝑔 𝑛𝑎𝑣𝑜𝑗𝑎 [𝑊𝑏]
𝑖 − 𝑠𝑡𝑟𝑢𝑗𝑎 𝑘𝑟𝑜𝑧 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑢 [𝐴]
𝐿 − 𝑠𝑎𝑚𝑜𝑖𝑛𝑑𝑢𝑘𝑡𝑖𝑣𝑖𝑡𝑒𝑡 [𝐻]
Iz ovog izraza može se zaključiti kako je samoinduktivitet omjer između magnetskog toka kroz
zavojnicu i struje koja protječe zavojnicom, odnosno predstavlja svojevrstan otpor zavojnice
promjeni struje. Kada promjenjiva struja protječe zavojnicom stvara se magnetsko polje. To
promjenjivo magnetsko polje dovodi do induciranja električnog polja i samoindukcijskog
napona na zavojnici. S druge strane, razlika potencijala na zavojnici uzrokuje stvaranje
17
električnog polja suprotnog smjera, pa je zato električno polje oko zavojnice zanemarivog
iznosa [21].
Polaritet napona međuindukcije ovisi i o smjeru namatanja zavoja, što određuje smjer
magnetskog toka. Koeficijenti međuindukcije između dvije zavojnice, M12 i M21, uvijek su
međusobno jednaki i iznose:
𝑀 = 𝑀12 = 𝑀21 = 𝑘√𝐿1𝐿2 [𝐻] (2.25)
gdje je:
𝐿1, 𝐿2 − 𝑖𝑛𝑑𝑢𝑘𝑡𝑖𝑣𝑖𝑡𝑒𝑡𝑖 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑎 [𝐻]
𝑘 − 𝑘𝑜𝑒𝑓𝑖𝑐𝑖𝑗𝑒𝑛𝑡 𝑚𝑎𝑔𝑛𝑒𝑡𝑠𝑘𝑒 𝑠𝑝𝑟𝑒𝑔𝑒 (𝑣𝑖š𝑒 𝑢 𝑠𝑒𝑘𝑐𝑖𝑗𝑖 2.8)
Ukupni inducirani napon na krajevima svitka 2 jednak je umnošku broja zavoja svitka 2 i
promjeni međuinduktivnog magnetskog toka, a zato što je promjena magnetskog toka
proporcionalna promjeni struje vrijedi [21]:
e12 = −𝑁2
𝑑∅12
𝑑𝑡= −𝑀12
𝑑𝑖1𝑑𝑡
(2.26)
Iz ovog izraza je moguće zaključiti kako je međuinduktivitet zapravo omjer induciranog napona
na sekundaru i promjene struje primara. Sada se može izvesti i drugi izraz za međuinduktivitet
koji se odnosi na konfiguraciju zavojnica prikazanih na slici 2.5:
𝑀12 =𝑁2∅12
𝐼1 [𝐻] (2.27)
U [22] je izveden izraz za međuinduktivitet M između dvije helikoidalne zavojnice, polumjera
r1 i r2, s N1 odnosno N2 zavoja, na udaljenosti l:
𝑀12 =𝜇𝜋𝑁1𝑁2𝑟1
2𝑟22
√(𝑟1 + 𝑟2)2 + 𝑙2 [(𝑟1 − 𝑟2)2 + 𝑙2] (2.28)
18
2.7 Rezonancija i sprezanje
Rezonancija je pojava do koje dolazi kada vanjska pobudna sila djeluje na sustav frekvencijom
koja odgovara vlastitoj (prirodnoj) frekvenciji sustava. Vlastita frekvencija sustava je
frekvencija kojom sustav titra bez utjecaja okoline, a kod idealnog električnog titrajnog (L-C)
kruga iznosi:
𝜔0 =1
√𝐿𝐶 [𝑟𝑎𝑑] (2.29)
To je frekvencija na kojoj se kapacitivna reaktancija (𝑋𝐶 =1
𝑗𝜔𝐶) i induktivna reaktancija (𝑋𝐿 =
𝑗𝜔𝐿) izjednače, a ukupna impedancija sustava postaje čisto rezistivna. U ovim uvjetima kod
idealnog sustava, koji nema prigušenja, amplituda titranja bi linearno rasla u beskonačnost s
vremenom, ali u praksi svaki sustav u rezonanciji posjeduje neki otpor koji stabilizira sustav.
U rezonanciji obično dolazi do naizmjenične promjene oblika energije, npr. iz električne u
magnetsku energiju između kapaciteta i induktiviteta. Rezonanciju kao fenomen, osim
navedenog, pronalazimo u različitim drugim fizičkim sustavima poput rezonancije titranja mase
na opruzi, rezonancije u akustici ili rezonancije koja se pojavljuje kod građevina i može imati
razoran učinak. Jednadžba koja opisuje ovu pojavu je diferencijalna jednadžba drugog reda
[23]. Rezonantna frekvencija ovisi o karakteristikama sustava, poput strukture, materijala i
rubnih uvjeta, a svaki sustav može imati više rezonantnih frekvencija.
Za bežični prijenos električne energije zanimljiva je interakcija između dvaju rezonatora koja
se analitički opisuje sprezanjem modova1 (eng. coupling of modes). Mod u kojem se nalazi
sustav u rezonanciji naziva se normalni mod. U tom modu cijeli sustav titra istom frekvencijom.
Općenito gibanje sustava se sastoji od superpozicije normalnih modova. Kada se dvije
rezonirajuće strukture nalaze dovoljno blizu dolazi do sprezanja i izmjene energije između
njihovih modova. Spregnute strukture čine novi sustav koji ima nova dva normalna moda
oscilacija – parni i neparni [24]. Kod parnog moda vektori polja su u svakom trenutku identični
oko oba rezonatora, pa kažemo da su usklađeni, a kod neparnog moda vektori polja su
pomaknuti za 180° (slika 2.6). Rezonantne frekvencije ovog sustava nalaze se iznad i ispod
1 Elektromagnetski mod je dio elektromagnetske energije koji je donekle neovisan o drugim modovima (npr.
različito polarizirani valovi, različiti redovi rezonancije, različite frekvencije ili oblici titranja i sl.) [39]
19
rezonantne frekvencije pojedinog rezonatora. Umnožak razlike između više i niže rezonantne
frekvencije s koeficijentom magnetske sprege naziva se pojas sprezanja.
Slika 2.6 Parni i neparni mod spregnutih oscilatora ( [24] s prevedenim nazivima )
2.8 Koeficijent magnetske sprege
Ovo je bezdimenzionalna veličina koja zajedno s faktorom kvalitete i rezonantnom
frekvencijom čini osnovne parametre rezonantne strukture. Općeniti izraz za koeficijent
magnetske sprege glasi [25]:
𝑘 =𝑓𝑛
2 − 𝑓𝑝2
𝑓𝑛2 + 𝑓𝑝2 (2.30)
gdje je:
𝑓𝑛 − 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎 𝑛𝑒𝑝𝑎𝑟𝑛𝑖ℎ 𝑠𝑝𝑟𝑒𝑔𝑛𝑢𝑡𝑖ℎ 𝑜𝑠𝑐𝑖𝑙𝑎𝑐𝑖𝑗𝑎 [𝐻𝑧]
𝑓𝑝 − 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎 𝑝𝑎𝑟𝑛𝑖ℎ 𝑠𝑝𝑟𝑒𝑔𝑛𝑢𝑡𝑖ℎ 𝑜𝑠𝑐𝑖𝑙𝑎𝑐𝑖𝑗𝑎 [𝐻𝑧]
Može se zaključiti da, ovisno o odnosu ove dvije frekvencije, koeficijent magnetske sprege
može biti pozitivna ili negativna veličina. Sprezanje rezonantnih struktura magnetskim poljem
opisano je koeficijentom induktivnog sprezanja (kL), a sprezanje električnim poljem opisano je
koeficijentom kapacitivnog sprezanja (kC). Vrijednosti ovih koeficijenata opadaju s
udaljenošću rezonatora [25].
20
Koeficijent magnetske sprege ovisi o međusobnom položaju dvije zavojnice i njihovoj veličini.
Ukoliko se radi o dva različita rezonatora, s različitim rezonantnim frekvencijama, potrebno je
razmatrati koeficijent magnetske sprege kao funkciju frekvencija (2.30), a ne kao vrijednost u
točkama rezonancije. U [26] dan je izraz za frekvencijsku ovisnost koeficijenta induktivnog
sprezanja između dva različita rezonatora, koji predstavlja poopćenje (2.25):
𝑘𝐿(𝑓) =𝑀12
√𝐿1𝐿2
2
√(1 + 𝑓1−2𝑓2)(1 + 𝑓2
−2𝑓2) (2.31)
gdje je:
𝑓1, 𝑓2 − 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑡𝑛𝑒 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑒 𝑝𝑜𝑗𝑒𝑑𝑖𝑛𝑖ℎ 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑡𝑜𝑟𝑎 [𝐻𝑧]
𝑓 − 𝑝𝑟𝑜𝑚𝑎𝑡𝑟𝑎𝑛𝑎 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎
2.9 Samorezonancija
Samorezonancija je pojava svojstvena svakoj realnoj zavojnici, do koje dolazi na visokim
frekvencijama zbog povećanja utjecaja parazitnog kapaciteta. Realna zavojnica zbog svojih
dimenzija, fizičke konstrukcije i ne-idealnog materijala od kojeg je izrađena posjeduje određeni
parazitni kapacitet i parazitni otpor. Parazitni kapacitet nastaje kao posljedica razmaka između
zavoja, a parazitni otpor je posljedica otpora žice i skin efekta koji ima sve veći utjecaj s
porastom frekvencije [27]. Na slici 2.7 je prikazan osnovni model realne helikoidalne zavojnice.
Ovaj model je star preko 90 godina i dobro opisuje zavojnicu na frekvencijama nižim od
samorezonantne frekvencije. U [28] su predloženi precizniji modeli zavojnice, ali za potrebe
ovog rada i prikazani model je dostatan. Potrebno je jedino uzeti u obzir kako prikazani
kondenzator, otpornik i zavojnica nisu idealni elementi nego se mijenjaju s frekvencijom.
Slika 2.7 Osnovni model realne zavojnice
21
Vrijednosti parazitnih elemenata su obično vrlo male, za kapacitet reda veličine pikofarada, pa
je stoga, prema (2.29), rezonantna frekvencija vrlo visoka. Na slici 2.8 je vidljivo kako u
rezonanciji većina energije ostaje unutar sustava jer je parametar S21 vrlo nizak iz razloga što
se energija izmjenjuje između kapaciteta i induktiviteta, a samo mali dio energije dolazi do
drugog priključka [29].
Slika 2.8 Primjer S21-parametra zavojnice u samorezonanciji
2.10 Q-faktor (faktor kvalitete)
Faktor kvalitete je parametar koji opisuje kvalitetu zavojnice (antene), a njegovim povećanjem
raste učinkovitost prijenosa energije u reaktivnom bliskom polju [30]. On predstavlja omjer
energije pohranjene u zavojnici i energije koja se izgubi u jednom periodu, odnosno predstavlja
prigušivanje zavojnice. Što je Q-faktor veći, veći dio energije ostaje pohranjen u zavojnici, a
manji dio se izgubi na otporu zračenja i omskom otporu zavojnice [31]. Kod samorezonantnih
zavojnica faktor kvalitete je obično malen [32].
Q-faktor utječe na jačinu rezonancije, odnosno koliko dugo će sustav doveden u stanje
rezonancije nastaviti oscilirati. To se na frekvencijskoj karakteristici sustava očituje kao oštrina
rezonantnog vrha (slika 2.9).
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
0 20 40 60 80 100
S21
[dB
]
f [MHz]
22
Slika 2.9 Snaga u rezonanciji ( [33]s prevedenim nazivima )
Zavojnice s većim Q-faktorom imaju viši i uži frekvencijski odziv u rezonanciji. Najkvalitetnije
zavojnice imaju Q-faktor reda veličine nekoliko tisuća.
𝑄 =𝜔0𝐿
𝑅𝑃=
1
𝑅𝑃
√𝐿
𝐶 (2.32)
gdje je:
𝜔0 − 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑡𝑛𝑎 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎 𝑠𝑢𝑠𝑡𝑎𝑣𝑎 [rad]
𝑅𝑃 − 𝑝𝑎𝑟𝑎𝑧𝑖𝑡𝑛𝑖 𝑜𝑡𝑝𝑜𝑟 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 [Ω]
𝐿, 𝐶 − 𝑣𝑙𝑎𝑠𝑡𝑖𝑡𝑖 𝑖𝑛𝑑𝑢𝑘𝑡𝑖𝑣𝑖𝑡𝑒𝑡 𝑖 𝑘𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑡𝑒𝑡 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 [𝐻, 𝐹]
Iz (2.32) se može uočiti kako teoretski Q-faktor raste linearno s rezonantnom frekvencijom, ali
u praksi to nije slučaj zbog frekvencijske ovisnosti induktiviteta [32]. Iz tog razloga na
frekvencijama višim od samorezonancije parazitni kapacitet realne zavojnice počne
23
prevladavati nad induktivitetom. Za zavojnice koje imaju visok Q faktor često se koristi i
sljedeća aproksimacija [31]:
𝑄 ≈𝑓0∆𝑓
(2.33)
gdje je:
𝑓0 − 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑡𝑛𝑎 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑎 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 [𝐻𝑧]
∆𝑓 =𝐿
2𝜋𝑅− š𝑖𝑟𝑖𝑛𝑎 𝑝𝑜𝑗𝑎𝑠𝑎 𝑜𝑘𝑜 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑡𝑛𝑒 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑒 𝑢 𝑘𝑜𝑗𝑒𝑚 𝑗𝑒 𝑠𝑚𝑎𝑛𝑗𝑒𝑛𝑗𝑒
𝑠𝑛𝑎𝑔𝑒 𝑚𝑎𝑛𝑗𝑒 𝑜𝑑 3 𝑑𝐵 𝑢 𝑜𝑑𝑛𝑜𝑠𝑢 𝑛𝑎 𝑖𝑧𝑛𝑜𝑠 𝑢 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑐𝑖𝑗𝑖 [𝐻𝑧]
Širina frekvencijskog pojasa može se uočiti i na slici 2.9, a jednaka je omjeru induktiviteta i
otpora zavojnice, pa se faktor kvalitete može izraziti i sljedećim izrazom [33]:
𝑄 =𝜔0𝐿
𝑅𝑃 (2.34)
2.11 Teorija spregnutih modova (Coupled Mode Theory)
Teorija spregnutih modova je perturbacijski 2 pristup analitičkom opisu sprezanja rezonirajuće
strukture u prostoru i vremenu [34, 35]. Pogodna je za analizu rezonantnih elektromagnetskih
struktura jer upola smanjuje red diferencijalnih jednadžbi u odnosu na teoriju električnih
krugova [36]. Temelji se na razvijanju rješenja elektromagnetskog problema u modove. Ovom
teorijom dokazano je kako je izmjena energije između modova približno jednako u oba smjera,
odnosno koeficijenti magnetske sprege su jednaki:
𝑘12 ≅ 𝑘21 (2.35)
2 Teorija perturbacije bavi se ocjenom koliko se najviše promijeni rješenje nekog sustava (x) ako se promijene
(perturbiraju) elementi tog sustava (A i/ili b), npr. Ax=b [54]. Drugim riječima ovo je metoda traženja približnog
rješenja nekog sustava, počevši od poznatog rješenja sličnog sustava.
24
Ova jednakost vrijedi uz uvjet da su propagacijske konstante vezane za oba moda jednake i uz
pretpostavku da modovi oscilacija dvaju objekata ne utječu jedan na drugi, što vrijedi ako
udaljenost nije jako mala [37]. Uz navedene pretpostavke koriste se pojednostavljene jednadžbe
spregnutih modova [23, 38]:
𝑑𝐴
𝑑𝑧= −𝑗𝑘𝐵(𝑧)𝑒−𝑗(𝛽2−𝛽1)𝑧 (2.36)
𝑑𝐵
𝑑𝑧= −𝑗𝑘𝐴(𝑧)𝑒+𝑗(𝛽2−𝛽1)𝑧 (2.37)
gdje je:
𝐴 − amplituda prvog moda u 𝑧 − smjeru
𝐵 − amplituda drugog moda u 𝑧 − smjeru
𝛽1,2 − 𝑓𝑎𝑧𝑛𝑒 𝑘𝑜𝑛𝑠𝑡𝑎𝑛𝑡𝑒 𝑝𝑜𝑗𝑒𝑑𝑖𝑛𝑖ℎ 𝑚𝑜𝑑𝑎𝑙𝑖𝑡𝑒𝑡𝑎
Iz ovih jednadžbi vidljivo je kako promjena amplitude jednog moda ovisi o amplitudi drugog
moda s kojim je u sprezi. Osim prostorne raspodjele modova, važna je i vremenska raspodjela
[37, 39]:
𝑑𝐴
𝑑𝑡= −(𝑗𝜔1 − Γ1)𝐴 + 𝑗𝑘𝐵 (2.38)
𝑑𝐵
𝑑𝑡= −(𝑗𝜔2 − Γ2)𝐴 + 𝑗𝑘𝐴 (2.39)
gdje je:
𝜔1, 𝜔2 − 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑡𝑛𝑒 𝑓𝑟𝑒𝑘𝑣𝑒𝑛𝑐𝑖𝑗𝑒 𝑚𝑜𝑑𝑎𝑙𝑖𝑡𝑒𝑡𝑎 [𝑟𝑎𝑑]
Γ1, Γ2 −
š𝑖𝑟𝑖𝑛𝑒 𝑟𝑒𝑧𝑜𝑛𝑎𝑛𝑐𝑖𝑗𝑒, 𝑢𝑛𝑢𝑡𝑎𝑟𝑛𝑗𝑖 𝑔𝑢𝑏𝑖𝑐𝑖 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑒, 𝑎𝑝𝑠𝑜𝑟𝑝𝑐𝑖𝑗𝑒 𝑖 𝑟𝑎𝑑𝑖𝑗𝑎𝑐𝑖𝑗𝑒 [𝑟𝑎𝑑]
𝑘 − 𝑘𝑜𝑒𝑓𝑖𝑐𝑖𝑗𝑒𝑛𝑡 𝑚𝑒đ𝑢𝑠𝑜𝑏𝑛𝑒 𝑠𝑝𝑟𝑒𝑔𝑒
25
2.12 Razdvajanje frekvencije
Kada se rezonantni sustav sastoji od 2 identična rezonantna kruga u sprezi tada posjeduje dvije
rezonantne frekvencije. Razmak između te dvije frekvencije ovisi o međuindukciji, a do nje
dolazi zbog zrcaljenja impedancije sekundara na primar [38]. Na frekvencijama nižim od
rezonantne frekvencije primara, reflektirana impedancija je induktivnog karaktera, pa primar
rezonira na nižoj frekvenciji. Analogno tome, kako frekvencija raste, zrcalna impedancija je
kapacitivna, a kako u zavojnici iznad rezonantne frekvencije prevladava induktivna
komponenta, dolazi do pojave rezonancije u točki kada se izjednače induktivna komponenta sa
zbrojem kapacitivne komponente primara i reflektirane kapacitivne komponente. Ovakav
sustav dviju spregnutih zavojnica može se analogno usporediti s njihalima međusobno
povezanim oprugom [30]: takva dva njihala mogu se njihati na 2 načina: ili višom ili nižom
frekvencijom od njihove pojedinačne temeljne frekvencije, a energija će oscilirati između dvaju
njihala. Frekvencija kojom će se njihati njihala odnosno rezonantna frekvencija rezonatora će
se mijenjati kao funkcija međuindukcije odnosno sprezanja (koje ovisi o udaljenosti zavojnica
ili o koeficijentu elastičnosti opruge). Dakle, promjenom udaljenosti između zavojnica
mijenjaju se iznosi dvaju rezonantnih frekvencija sustava. Ukoliko želimo sustav održati u
rezonanciji nakon promjene udaljenosti zavojnica, potrebno je prilagoditi frekvenciju sustava
[30].
2.13 Kritično sprezanje
Kritično sprezanje predstavlja vrijednost koeficijenta magnetske sprege na udaljenosti između
zavojnica na kojoj više nije moguće postići maksimalnu učinkovitost prijenosa energije
prilagodbom frekvencije [30]. Koeficijent sprezanja za dvije zavojnice u rezonanciji s faktorima
kvalitete 𝑄1 i 𝑄2 dan je izrazom [38]:
𝑘𝑘𝑟𝑖𝑡𝑖č𝑛𝑜 =1
√𝑄1𝑄2
(2.40)
2.14 Prilagođavanje impedancije
Impedancija je kompleksna vrijednosti i sastoji se od rezistivne (R) komponente, koja čini realni
dio impedancije, i reaktivne komponente (X) koja čini imaginarni dio impedancije (𝑍 = 𝑅 +
𝑗𝑋). Prilagođavanje impedancije se vrši kako bi se neželjena refleksija na priključcima sustava
26
svela na minimum i povećao prijenos snage. To se postiže kada je impedancija trošila jednaka
impedanciji sustava, odnosno izvora. U slučaju da impedancija sustava ima reaktivnu
komponentu tada je za postizanje maksimalnog prijenosa snage potrebno za impedanciju trošila
izabrati kompleksno konjugiranju vrijednost impedancije sustava. Danas se najčešće koriste
sustavi i kabeli standardizirani na impedancije od 50 Ω ili 75 Ω. Za primjer jednostavnog
sustava na slici 2.10, prikazana je promjena snage na trošilu s promjenom otpora trošila.
Vidljivo je kako je maksimalna snaga postignuta u točki kada je 𝑅 = 𝑅𝑖 = 50 Ω.
Slika 2.10 Ovisnost snage o prilagođenosti impedancije
gdje je:
𝑅𝑖 = 50 Ω − unutarnji otpor izvora
𝑈𝑖 = 5 𝑉 − 𝑛𝑎𝑝𝑜𝑛 𝑖𝑧𝑣𝑜𝑟𝑎
𝑅 − otpor trošila
2.15 Računanje induktiviteta spiralne i helikoidalne zavojnice
Kako je već navedeno u sekciji 2.5, najčešće korišteni oblici antena za bežični prijenos
električne snage su helikoidalne i spiralne zavojnice. U simulacijama provedenim u 4. poglavlju
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000
0.02
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
0.14
X: 50
Y: 0.125
Promjena snage na trošilu s promjenom otpora trošila
R [ ]
P [
W]
27
korištene su Wheelerove aproksimacijske formule za računanje njihovog vlastitog induktiviteta
[40] koje su se pokazale dovoljno preciznim za potrebne proračune.
Wheelerova aproksimacijska foruma za induktivitet spiralne zavojnice glasi:
𝐿 = 0.03937𝑟2𝑁2
8 𝑟 + 11 𝑤 [𝜇𝐻]
(2.41)
gdje je:
𝑟 − 𝑟𝑎𝑑𝑖𝑗𝑢𝑠 𝑑𝑜 𝑠𝑟𝑒𝑑𝑖𝑛𝑒 𝑛𝑎𝑣𝑜𝑗𝑎 𝑠𝑝𝑖𝑟𝑎𝑙𝑒 (𝑠𝑙𝑖𝑘𝑎 2.11) [𝑚𝑚]
𝑁 − 𝑏𝑟𝑜𝑗 𝑛𝑎𝑚𝑜𝑡𝑎𝑗𝑎
𝑤 − š𝑖𝑟𝑖𝑛𝑎 𝑗𝑒𝑑𝑛𝑒 𝑠𝑡𝑟𝑎𝑛𝑒 𝑛𝑎𝑚𝑜𝑡𝑎𝑗𝑎 (𝑠𝑙𝑖𝑘𝑎 2.11)[𝑚𝑚]
Slika 2.11 Spiralna zavojnica s naznačenim veličinama za Wheelerovu aproksimacijsku
formulu
Induktivitet helikoidalne zavojnice izračunat je prema izrazu:
𝐿 = 0.03937𝑟2𝑁2
9 𝑟 + 10ℎ [𝜇𝐻]
(2.42)
gdje je:
28
𝑟 − 𝑟𝑎𝑑𝑖𝑗𝑢𝑠 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 (𝑠𝑙𝑖𝑘𝑎 2.12) [𝑚𝑚]
𝑁 − 𝑏𝑟𝑜𝑗 𝑛𝑎𝑚𝑜𝑡𝑎𝑗𝑎
ℎ − 𝑣𝑖𝑠𝑖𝑛𝑎 ℎ𝑒𝑙𝑖𝑘𝑜𝑖𝑑𝑎𝑙𝑛𝑒 𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 (𝑠𝑙𝑖𝑘𝑎 2.12)[𝑚𝑚]
Slika 2.12 Helikoidalna zavojnica s naznačenim veličinama za Wheelerovu aproksimacijsku
formulu
29
3. RAZLIČITE METODE BEŽIČNOG PRIJENOSA ENERGIJE
U referencama [27, 30, 35, 41] dan je pregled različitih metoda bežičnog prijenosa energije, a
neke od njih su opisane u nastavku ovog poglavlja.
3.1 Bežični prijenos energije korištenjem mikrovalova
Mikrovalovi predstavljaju zračenja s valnim duljinama od oko 1 mm do 1 m [42]. Korištenjem
snažnih mikrovalnih generatora mogu se postići prijenosi velikih snaga na vrlo velike
udaljenosti i stoga se ova metoda koristi za prijenos energije iz zemljine orbite. Razlog vrlo
uske primjene ove metode je potreba kontinuiranog praćenja i održavanja usmjerenosti i
vidljivosti između antena, a i prirode zračenja koje je opasno za žive organizme koji se nađu na
putu.
3.2 Bežični prijenos energije korištenjem lasera
Slično kao i kod mikrovalova, i za prijenos energije laserom potrebno je održavanje vidljivosti
i moguće je prenijeti velike snage na velike udaljenosti te se zato također koristi za prijenos
energije u orbitu i iz orbite.
3.3 Bežični prijenos energije korištenjem radiovalova u dalekom polju
Ovom metodom se najčešće prenose signali (malih snaga) na velike udaljenosti, sa širokom
laticom zračenja. Kod takvog širokokutnog prijenosa, snaga prijenosa opada najmanje s
kvadratom udaljenosti. Prenesena snaga proporcionalna je promjeru antene [35]. Moguće je
prenijeti i veće snage, ali je za to potrebno ponovno koristiti usmjerene antene s visokim
dobitkom i kompleksne sustave regulacije za održavanje usmjerenosti i vidljivosti između
antena. Za prijenos većih snaga na veće udaljenosti koriste se tzv. rektene, usmjerene
ispravljačke antene koje pojačavaju zračenje i pretvaraju ga u istosmjernu struju [43].
3.4 Bežični prijenos energije magnetskom indukcijom
Ovaj tip prijenosa energije u bliskom polju danas je popularan zbog široke primjene u RFID-u
(radio-frekvencijska identifikacija, eng. radio frequency identification), gdje nema potrebe za
30
prenošenjem velikih snaga [44]. Efikasnost opada s trećom potencijom udaljenosti [30], pa je
na malim udaljenostima moguće postići visoku efikasnost i prenijeti velike snage. Razlog tome
je što se princip prijenosa energije temelji na indukciji napona u sekundarnoj zavojnici
prouzročenoj silnicama magnetskog polja koje stvara primar kroz koji protječe struja. Ovo je
princip koji se kvalitetno primjenjuje kod transformatora, ali kako za provođenje magnetskih
silnica u slučaju bežičnog prijenosa električne energije nije praktično koristiti željeznu jezgru,
nego se silnice prenose zrakom, efikasnost brzo opada s udaljenošću. Osim kod RFID-a, ovaj
princip prijenosa energije koristi se za napajanje bežičnih telefona, četkica za zube, brijača te
kod podloge za punjenje mobilnih uređaja [30]. Svaka od ovih primjena ne zahtijeva udaljenost
veću od 1 cm te stoga ova metoda ima zadovoljavajuću učinkovitost, a nudi napajanje bez
galvanskog kontakta kao prednost nad konvencionalnim konektorima. Princip rada najlakše je
predočiti slikom 3.1. Struja koja protječe kroz antenu, odnosno zavojnicu čitača, stvara
magnetsko polje koje inducira napon u beskontaktnoj kartici. Uz odašiljačku zavojnicu se često
dodaje i kondenzator koji dovodi sustav u rezonanciju na 13.56 MHz. Rezonancija pojačava
snagu polja oko zavojnice i omogućuje povećanje dosega čitača. Kada se prijemnik, odnosno
RFID kartica nađe unutar magnetskog polja, inducirani napon napaja sklop koji mijenja otpor
tereta na prijemnoj zavojnici, što se na RFID čitaču očituje kao promjena otpora zračenja
antene. Ovaj način prijenosa podataka zove se modulacija tereta [44] .
Slika 3.1 Prijenos električne energije magnetskom indukcijom kod RFID čitača ( [44] s
prevedenim nazivima )
31
3.5 Bežični prijenos energije korištenjem magnetske rezonancije u bliskom reaktivnom
polju
Ova metoda se temelji na korištenju dvaju jakih rezonatora koji rezoniraju na istoj frekvenciji
i međusobno izmjenjuju energiju u bliskom reaktivnom polju [45, 46]. Pokazala se
najučinkovitijom za prijenos energije na srednjim udaljenostima (do nekoliko puta većim od
antene) i zato je najpraktičnija za primjenu u bežičnom napajanju uređaja u kućanstvu ili npr. u
industrijskom pogonu.
Za učinkovit prijenos energije, osim rezonantne frekvencije, potrebna je jaka međusobna sprega
rezonatora te visok faktor kvalitete. To je moguće postići korištenjem samorezonantnih
zavojnica odvojenih od ostatka električnog kruga. Za pozicioniranje rezonantne frekvencije u
višem radiofrekvencijskom i nižem mikrovalnom području ili se koriste zavojnice
dimenzionirane za visok parazitni kapacitet (izrađene od debele bakrene žice [27]) ili se u seriju
zavojnici dodaje diskretni kondenzator čiji je kapacitet jednostavno ugoditi [20]. Osim
ugađanja frekvencije, dodavanje kondenzatora omogućava i korištenje odašiljačkih i prijemnih
zavojnica različitih dimenzija, što je u praksi vrlo pogodno jer omogućuje korištenje malih
prijemnika u mobilnim uređajima. Jedna od prednosti ove metode je i to što se reaktivno polje
u rezonanciji širi u svim smjerovima, a ima vrlo mali utjecaj na okolne objekte koji ne rezoniraju
istom frekvencijom.
Na slici 3.2 prikazana je realizacija sustava korištenjem spiralnih zavojnica kao rezonatora. Na
izvor snage spojena je zavojnica sa samo jednim zavojem, tzv. pogonska petlja. Kroz nju prolazi
struja frekvencijom koja odgovara rezonantnoj frekvenciji rezonatora s kojim je magnetski
spregnuta. U seriju s odašiljačkom zavojnicom je spojen kondenzator. Jednaka konfiguracija je
i na prijemnoj strani, koja se sastoji od prijemnog rezonatora i jedne petlje spojene na teret.
Dimenzije antene u odnosu na rezonantnu frekvenciju moraju biti tako odabrane da antena bude
električki mala.
32
Slika 3.2 Sustav dvaju spiralnih rezonatora za bežični prijenos snage
Prijenos energije ostvaruje se magnetskim poljem jer je većina električne energije koncentrirana
u kondenzatoru. Sprezanje je ovisno o udaljenosti između rezonatora i o frekvenciji [41], pa je
ovaj sustav moguće držati u stanju optimalne učinkovitosti podešavanjem frekvencije sve do
točke kritičnog sprezanja. Izraz za kritično sprezanje ovakvog sustava također je izveden [30]:
𝑘𝑘𝑟𝑖𝑡𝑖č𝑛𝑜 =1
𝑄𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒+ 𝑘12
2 𝑄𝑝𝑒𝑡𝑙𝑗𝑒 (3.1)
gdje se 𝑄𝑧𝑎𝑣𝑜𝑗𝑛𝑖𝑐𝑒 i 𝑄𝑝𝑒𝑡𝑙𝑗𝑒 računaju prema (2.32), a 𝑘12 je koeficijent magnetske sprege
između zavojnice i petlje te ovisi o njihovom međusobnom položaju.
Koeficijent sprezanja opada s udaljenošću između rezonatora, a sve do točke kritičnog
sprezanja moguće je ostvariti maksimalnu učinkovitost prijenosa. Stoga iznos koeficijenta u
točki kritičnog sprezanja treba biti što niži kako bi sustav na većoj udaljenosti mogao raditi u
uvjetima optimalnog prijenosa. Iz (3.1) vidljivo je da to možemo postići povećanjem Q-faktora
zavojnica ili smanjenjem Q-faktora petlji. Na kritično sprezanje najviše utječe sprezanje između
petlje i zavojnice zahvaljujući kvadratnoj ovisnosti. S druge strane, smanjenje sprezanja
smanjuje i učinkovitost prijenosa, pa je potrebno pronaći optimalni odnos ova dva faktora.
33
Za svaki teret postoji minimalna potrebna količina sprezanja za osiguravanje optimalne
efikasnosti sustava, što se može usporediti s potrebnom elastičnosti opruge kako bi se gibanjem
jednog njihala omogućilo gibanje drugog koje je spojeno na prigušnicu (analogija teretu).
Važno je napomenuti kako koeficijent sprezanja između odašiljačke i prijemne zavojnice opada
s trećom potencijom udaljenosti [30].
U [30] ostvaren je prijenos električne energije sa 70% učinkovitosti korištenjem ovakvog
sustava na udaljenostima od 0 do 70 cm, nezavisno od orijentacije antena. Pri mjerenju korišten
je vektorski analizator mreže kako bi se izmjerile vrijednosti S21 parametra. U [30] je dana i
nadomjesna shema ovakvog sustava (slika 3.3). Vidljivo je kako su kapaciteti i induktiviteti
kod svih petlji spojeni serijski, tako da se radi o serijskoj rezonanciji pri kojoj je impedancija
sustava minimalna. Petlje napajanja i tereta predstavljene su serijskim spojem induktiviteta (𝐿1
i 𝐿4) i parazitnog otpora (𝑅𝑝1 i 𝑅𝑝4), a u seriju su dodani i kondenzatori (𝐶1 i 𝐶4) kako bi se
postigla rezonancija na željenoj frekvenciji (8 – 12 MHz). Što se tiče odašiljačke i prijemne
antene odnosno spiralne zavojnice, njihova fizička struktura određuje parazitne otpore (𝑅𝑝2 i
𝑅𝑝3), parazitne kapacitete (𝐶2 i 𝐶3) i vlastite induktivitete (𝐿2 i 𝐿3). Udaljenosti između izvora
i odašiljačke antene te prijemne antene i tereta se obično drže fiksnima, pa su i k12 te k34 fiksni.
Pokazano je kako prijenosna funkcija ovisi o koeficijentu magnetske sprege k23 između
zavojnica, vrijednostima induktiviteta, kapaciteta i otpora u sustavu te frekvenciji. Iz ove
nadomjesne sheme može se dobiti prijenosna funkcija sustava. Iz prijenosne funkcije izračunat
je raspršni parametar S21 (3.2) koji govori o učinkovitosti prijenosa energije, a pogodan je jer
ga je moguće eksperimentalno izmjeriti analizatorom mreže.
Slika 3.3 Nadomjesna shema sustava dvaju rezonatora za bežični prijenos energije ( [30] s
prevedenim nazivima)
34
𝑆21 = 2𝑉𝑇𝑒𝑟𝑒𝑡
𝑉𝐼𝑧𝑣𝑜𝑟√
𝑅𝐼𝑧𝑣𝑜𝑟
𝑅𝑇𝑒𝑟𝑒𝑡 (3.2)
U [20] je prikazano magnetsko rezonantno sprezanje između helikoidalnih zavojnica različitih
dimenzija (slika 3.4). Uočeno je razdvajanje rezonantnih frekvencija uzrokovano korištenjem
dvaju odvojenih prijemnika. Postignut je prijenos snage na 2 prijemnika s preko 50%
učinkovitosti. Korištene su prijemne zavojnice koje su mnogo manje od odašiljačkih. Kreiran
je nadomjesni model ovakvog sustava koji uzima u obzir sprezanje između svih zavojnica u
sustavu. Pokazano je kako je visoki Q faktor najvažnije svojstvo sustava za postizanje visoke
učinkovitosti. Shema ovakvog sustava odgovara onoj sa slike 3.3. Ugađanje rezonantne
frekvencije od 8.3 MHz je postignuto podešavanjem pojedinih kondenzatora, budući da su
korištene zavojnice različitog promjera i s različitim brojem zavoja. Time je postignuta jednaka
rezonantna frekvencija svih rezonatora (2.29), premda su induktiviteti zavojnica različiti.
Slika 3.4 Sustav helikoidalnih rezonatora za bežični prijenos snage
35
4. ANALIZE POMOĆU RAČUNALNIH PROGRAMA
Prema razmatranjima iz prethodnih poglavlja, u ovom radu su provedene simulacije i analize
pomoću različitih računalnih programa. Za proračune vezane za prijenosne funkcije korišten je
programski paket MATLAB [47].
Glavni dio analiza su elektromagnetske simulacije koje su izvedene uporabom CST Microwave
Studio softvera [48] (CST MWS) u kojem je konstruiran trodimenzionalni model sustava
bežičnog prijenosa energije. CST MWS omogućuje modeliranje, simulaciju i analizu
elektromagnetskog polja oko 3D strukture. Za rješavanje kompleksnih problema ima ugrađene
različite rješavače, od kojih je u radu korišten rješavač u vremenskoj domeni budući da je
najpogodniji za najširi spektar primjena. Ovaj rješavač daje širokopojasni prikaz S-parametara
u jednom izračunu korištenjem diskretne Fourierove transformacije na vremenskom signalu.
Stoga prilikom sužavanja frekvencijskog raspona dolazi do porasta vremena potrebnog za
provođenje simulacije jer se sužavanjem frekvencijskog prozora povećava prozor u vremenu.
Objekti su u prostoru podijeljeni u domene korištenjem heksahedralne ili tetrahedralne mreže.
U simulacijama je korištenja heksahedralna mreža jer se pokazala pogodnijom.
Korištenjem rješavača u vremenskoj domeni za simuliranje visoko-rezonantnih struktura dolazi
do pojave valovitosti u rezultatima. Ova pojava dokumentirana je u pomoćnoj literaturi CST
Microwave Studia, a prouzročena je zadržavanjem energije unutar sustava u rezonanciji [49].
Zbog toga se pri računanju S-parametara korištenjem Fourierove transformacije izračun prekida
prije nego sva energija napusti sustav, a to uzrokuje valovitost kao što je vidljivo na slici 4.1.
Moguća rješenja su korištenje nekog drugog od ponuđenih rješavača ili korištenje auto-
regresijskog filtra, koji zahtjeva provedbu zasebnog automatskog ugađanja za svaki sustav koji
se simulira. U [49] je također navedeno kako su točke ekstrema, odnosno rezonancije, točno
pozicionirane u frekvenciji, dok su moguće blage oscilacije u iznosu S-parametara. Budući da
je rješavač u vremenskoj domeni najpogodniji za analize provođene u ovom radu, ukoliko se
pokazala potreba korišten je auto-regresijski filtar. Na slici 4.1 prikazana je usporedba rezultata
simulacije s i bez korištenja AR filtra.
36
Slika 4.1 Primjer utjecaja auto-regresijskog filtra na rezultat simulacije
Simulacije su uglavnom provođene u frekvencijskom području reda veličine 10 MHz, što se
često pokazalo vrlo pogodnim zahvaljujući valnoj duljini koja prema (4.1) na ovoj frekvenciji
iznosi 30 m.
𝜆 =𝑐
𝑓 [𝑚] (4.1)
gdje je:
𝑐 = 3 × 108 𝑚
𝑠− 𝑏𝑟𝑧𝑖𝑛𝑎 𝑠𝑣𝑗𝑒𝑡𝑙𝑜𝑠𝑡𝑖 𝑢 𝑣𝑎𝑘𝑢𝑢𝑚𝑢
Kao što je i u [20] navedeno, jedna od glavnih prednosti korištenja frekvencija u nižem
megahertznom području nad korištenjem viših frekvencija je što su valne duljine dovoljno
velike da ne utječu i ne ulaze u interakciju s okolnim predmetima i preprekama. Osim toga,
gotovo svaka praktična antena bit će električki mala (𝐷 <1
2𝜋𝜆 ≈ 4.8 𝑚), što za frekvenciju od
npr. 1 GHz (𝜆 = 30 𝑐𝑚 ) nije slučaj. Električki male antene su pogodne zato što raspon
reaktivnog bliskog polja ovisi isključivo o valnoj duljini (slika 2.4) i radi se o kvazi-statičkom
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
10
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
S21
[dB
]
f [MHz]
AR filtar uključen Bez AR filtra
37
režimu rada u kojem je blisko polje uglavnom pokriveno magnetskim zračenjem, a većina
električne energije je koncentrirana u kondenzatoru. Potonja karakteristika je vrlo značajna jer
većina predmeta u svakodnevnici nema interakciju s magnetskim poljem, a ljudsko tijelo može
podnijeti viske razine magnetskog zračenja bez rizika [37].
U ovom poglavlju izneseni su rezultati simulacija različitih rezonantnih sustava bežičnog
prijenosa snage u bliskom reaktivnom polju. U sekcijama 4.1 i 4.2 dan je prikaz utjecaja
promjene različitih fizičkih parametara rezonantnih sustava na vrijednost S21 parametra i
učinkovitost prijenosa snage. Sekcija 4.1 se bavi sustavom sa spiralnim rezonatorima, a sekcija
4.2 sustavom s helikoidalnim rezonatorima. U sekciji 4.3 dana usporedba ovih dvaju sustava s
optimiziranim parametrima te trećeg sustava bežičnog prijenosa snage temeljenog na
magnetskoj indukciji.
4.1 Rezonantno spregnute spiralne zavojnice
Spiralne zavojnice koriste se u nekim verzijama Teslinih zavojnica, u RFID-u i kod detektora
blizine. Mogu pronaći vrlo širok spektar primjene budući da se spirale mogu jednostavno
izraditi u planarnoj tehnologiji na tiskanim pločicama [50]. Model ovog sustava izrađen u
programu CST MWS prikazan je na slici 3.2. Struktura je parametrizirana, odnosno moguće je
mijenjati različite parametre poput broja zavoja, promjera zavojnice ili udaljenosti među njima.
4.1.1 Analiza prijenosne funkcije sustava
Kako je već navedeno u sekciji 3.5, u [30] je izvedena prijenosna funkcija ovakvog sustava. Tu
prijenosnu funkciju smo unijeli u MATLAB skriptu (prilog 1) kako bi se mogao proučiti utjecaj
parametara na sprezanje, učinkovitost prijenosa i rezonantnu frekvenciju.
Na slici 4.2 prikazan je parametar S21, s parametrima sustava iz [30], a u ovisnosti o frekvenciji
(f) i koeficijentu magnetske sprege (k). Vidljivo je kako porastom koeficijenta magnetske
sprege raste vrijednost S21 parametra sve do točke kritičnog sprezanja (𝑓 ≈ 10 MHz, 𝑘 ≈ 10−2)
kada doseže maksimalnu vrijednost. Daljnjim porastom koeficijenta magnetske sprege dolazi
do razdvajanja frekvencije, zbog čega S21 parametar opada pri frekvenciji od 10 MHz, a postaje
visok pri dvije novonastale razdvojene rezonantne frekvencije (više u sekcijama 2.12 i 2.13).
38
Slika 4.2 S21 parametar u ovisnosti o frekvenciji i koeficijentu sprezanja
4.1.2 Veličina sustava
Prvi parametar koji je razmotren u CST MWS je fizička veličina sustava. Ovo je važna značajka
sustava budući da je poželjno imati što manje antene koje stanu u mobilne uređaje. S druge
strane simulacija malih struktura zahtjeva mnogo duže vrijeme izračuna jer je potrebno koristiti
mnogo gušću mrežu s malim prostornim korakom. Stoga je provedena usporedba dvaju
proporcionalnih sustava različitih dimenzija. Izabrana je rezonantna frekvencija od 10 MHz.
Parazitni kapacitet rezonatora je zanemaren, kapaciteti kondenzatora su podešeni prema (2.29),
a induktivitet je izračunat prema (2.41). Izvor i trošilo modelirani su u softveru u vidu
priključnica impedancije 50 Ω.
Na slici 4.3 prikazane su fizičke veličine koje opisuju dimenzije rezonatora i petlje, a u tablici
4.1 dan je pregled parametara manjeg i većeg sustava. Veliki sustav je dimenzioniran
proporcionalno da bude trostruko veći od malog sustava.
39
Slika 4.3 Dimenzije sustava
Tablica 4.1 Parametri sustava
Mali
sustav
Veliki
sustav
Promjer pogonske petlje i petlje trošila (D1 = D4 = D) 4 cm 12 cm
Unutarnji promjer spiralnih zavojnica (DU2 = DU3 = DU) 2 cm 6 cm
Vanjski promjer spiralnih zavojnica (DV2 = DV3 = DV) 6 cm 18 cm
Promjer žice (DŽ) 0.066 cm 0.2 cm
Broj zavoja zavojnica (N1 = N2 = N) 5 5
Razmak između petlje i zavojnice (d1 = d2 = d) 0.25 cm 0.75 cm
Izabrana rezonantna frekvencija (f0) 10 MHz 10 MHz
Izračunati induktivitet zavojnice (L) 1.0361 µH 3.1082 µH
Izračunati kapacitet kondenzatora (C) 0.2445 nF 81.495 pF
40
Na slici 4.4 prikazani su rezultati simulacija ovih dvaju sustava za različite udaljenosti između
rezonatora. Vidljivo je da se rezonancija ne pojavljuje točno na proračunatoj frekvenciji, no ovi
rezultati su zadovoljavajući, a odstupanje se može pripisati činjenicama da je zanemaren
parazitni kapacitet, da se radi o širokopojasnoj simulaciji te da je korištena aproksimacijska
formula za induktivitet (2.41). Udaljenost između antena (l) izražena je u odnosu na vanjski
promjer zavojnica (DV). Iz rezultata se može zaključiti kako se sustav koji je proporcionalno
veći (crvene krivulje) ponaša približno jednako manjem sustavu (plave krivulje). Uočava se
bolji prijenos kod sustava s manjim dimenzijama, što se može pripisati manjoj apsolutnoj
udaljenosti između rezonatora. Pri promjeni udaljenosti rezonatora efikasnost prijenosa opada
skoro jednakom brzinom kod oba sustava.
Ovakvi rezultati dozvoljavaju da se daljnje simulacije provode na sustavu većih dimenzija kao
referentnom, a zaključci koji će biti izvučeni primjenjivi su i na proporcionalno manje sustave.
Slika 4.4 Vrijednosti parametra S21 sustava s malim spiralama u rezonanciji
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S2
1[d
B]
f [MHz]
Mali sustav, l = Dv Mali sustav, l = 2 Dv Veliki sustav, l = Dv Veliki sustav, l = 2 Dv
41
4.1.3 Vrsta vodiča
CST MWS posjeduje veliku bazu materijala, a karakteristike poput vodljivosti je moguće i
proizvoljno definirati. Na slici 4.5 prikazani su usporedni rezultati simulacije sustava s istim
parametrima, ali različitim materijalima vodiča - idealni vodič i aluminij. Rezultati pokazuju
kako je utjecaj materijala zanemariv. Iz tog razloga, kao i radi smanjenja vremena simulacije,
sve simulacije su provedene korištenjem savršenog vodiča (PEC – eng. Perfect Electric
Conductor) kao materijala od kojeg je izrađena zavojnica.
Slika 4.5 Usporedba karakteristike idealnog vodiča i aluminija
4.1.4 Pojave pri malim udaljenostima rezonatora
Pri malim udaljenostima između rezonatora (mali l) koeficijent magnetske sprege je većeg
iznosa od kritičnog, pa stoga dolazi do razdvajanja rezonantne frekvencije. Zbog ove pojave se
u sustavima podešenim za rad na konstantnoj frekvenciji zapaža pad efikasnosti prijenosa
prilikom približavanja rezonatora. Na slici 4.6 prikazani su rezultati simulacija za udaljenosti
od 0.1 DV do 0.5 DV. Može se uočiti nelinearnost razdvajanja frekvencija pri vrlo malim
udaljenostima, odnosno kako se viša frekvencija brže udaljava od ishodišne.
-20
-18
-16
-14
-12
-10
-8
-6
-4
-2
0
11 11.5 12 12.5 13 13.5 14
S2
1[d
B]
f [MHz]
Al PEC
42
Budući da ne postoji jednostavan analitički izraz koji povezuje koeficijent magnetske sprege s
udaljenošću, direktna usporedba rezultata dobivenih 3D elektromagnetskom simulacijom i
teorijske prijenosne funkcije nije moguća. Ipak, moguća je usporedba karakteristika na slici 4.2
s rezultatima sa slike 4.6. U teorijskom modelu uočava se nelinearnost pri visokom koeficijentu
sprezanja, što odgovara pojavama na malim udaljenostima u simulacijama. Zanimljivo je
primijetiti kako teoretski model pokazuje da je učinkovitost prijenosa vrlo mala u
frekvencijskom području između razdvojenih frekvencija pri velikom sprezanju, što nije toliko
izraženo kod rezultata 3D simulacija.
Slika 4.6 Učinkovitost prijenosa pri malim udaljenostima rezonatora
4.1.5 Promjena kapaciteta
Provedena je analiza utjecaja promjene vrijednosti diskretnog kapaciteta C na učinkovitost
prijenosa energije, a rezultantne karakteristike su prikazane na slici 4.7. Očito je kako
povećanjem kapaciteta u sustavu, odnosno smanjenjem rezonantne frekvencije f0 (prema
(2.29)), dolazi do povećanja učinkovitosti prijenosa energije. Zanimljiv je položaj rezonantnih
vrhova – kod najvećeg kapaciteta rezonancija se pojavljuje skoro točno na proračunatih 5 MHz
jer parazitni kapacitet nema prevelikog utjecaja. Smanjenjem vrijednosti diskretnog kapaciteta
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5 7 9 11 13 15 17
S2
1[d
B]
f [MHz]
l = 0.1 Dv l = 0.2 Dv l = 0.3 Dv l = 0.4 Dv l = 0.5 Dv
43
dolazi do porasta utjecaja parazitnog kapaciteta. Iz poznatog induktiviteta zavojnice i
rezonantne frekvencije sustava bez spojenog diskretnog kapaciteta proračunata je vrijednost
parazitnog kapaciteta: 𝐶𝑃 = 2.426 𝑝𝐹. U tablici 4.2 su prikazane izračunate vrijednosti
ukupnog kapaciteta i očekivane rezonantne frekvencije sa i bez uzimanja u obzir utjecaja
parazitnog kapaciteta. Ove vrijednosti odgovaraju rezultatima analize.
Slika 4.7 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni diskretnog kapaciteta
Tablica 4.2 Utjecaj parazitnog kapaciteta na rezonantnu frekvenciju
C [pF] C+CP [pF] f0 (s CP / bez CP)
[MHz]
325.6 328.03 5 / 4.98
81.495 83.92 10 / 9.85
36.22 38.65 15 / 14.52
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
0 5 10 15 20 25
S21
[dB
]
f [MHz]
C = 36.22 pF C = 81.495 pF C = 325.6 pF
44
4.1.6 Promjena vanjskog promjera rezonatora
Vanjski promjer rezonatora (DV) vrlo je bitan parametar budući da definira veličinu samog
sustava bežičnog prijenosa snage. Primjena vanjskog promjera izvršena je na dva načina. Prvi
je promjenom omjera unutarnjeg i vanjskog promjera zavojnice. Ovo je veličina koju je u CST
MWS jednostavno modelirati, a uz vanjski promjer spirale mijenja i zračni razmak između žica
unutar spirale, dok unutarnji promjer (6 cm), debljina žice i broj zavoja ostaju jednaki. Na slici
4.8 prikazane su dvije spiralne zavojnice različitih vanjskih promjera, a radi jednostavnosti
prikaza naznačen je polumjer umjesto promjera (R = D/2).
Slika 4.8 Omjer unutarnjeg i vanjskog polumjera spiralne zavojnice
Iz rezultata simulacije prikazanih na slici 4.9 može se zaključiti kako povećanjem ovog omjera
raste S21 parametar, ali i koeficijent magnetske sprege. Pri korištenju omjera RV/RU = 6 sustav
dolazi u točku kritičnog sprezanja, a daljnjim povećanjem omjera dolazi do razdvajanja
frekvencije.
45
Slika 4.9 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni omjera polumjera rezonatora
Osim toga može se uočiti i smanjenje rezonantne frekvencije s porastom omjera RV/RU. Do toga
dolazi jer prema (2.41) induktivitet spirale raste s porastom ovog omjera, odnosno porastom
dimenzija zavojnice, kao što je prikazano u tablici 4.3. Može se uočiti kako iznosi rezonantnih
frekvencija f0 sa slike 4.9 odstupaju od izračunatih vrijednosti, a odstupanje se povećava s
veličinom zavojnice. Odstupanje je negativnog predznaka, a razlog tome je zanemarivanje
parazitnog kapaciteta. Može se zaključiti kako se s povećanjem spiralne zavojnice njegov iznos
povećava jer izračunate vrijednosti rezonantne frekvencije sve više odstupaju.
Tablica 4.3 Vrijednosti induktiviteta i rezonantne frekvencije
RV/RU L [µH] f0 [MHz]
4 3.482 9.448
6 4.358 8.445
8 5.291 7.664
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13
S21
[dB
]
f [MHz]
Rv/Ru = 4 Rv/Ru = 6 Rv/Ru = 8
46
Drugi način promjene vanjskog promjera rezonatora je povećanjem unutarnjeg promjera
spiralne zavojnice uz zadržavanje konstantnog omjera vanjskog i unutarnjeg promjera. Pri tome
se mijenja razmak između zavoja, a broj zavoja i debljina žice ostaju isti. Rezultati su prikazani
na slici 4.10. Ponovno se uočava povećanje sprezanja pri povećanju promjera, kao i promjena
rezonantne frekvencije koja se pripisuje promjeni induktiviteta i zanemarenom parazitnom
kapacitetu. U tablici 4.4 prikane su izračunate vrijednosti induktiviteta prema (2.41) i
rezonantne frekvencije. Zanemaren je utjecaj parazitnog kapaciteta što je ponovno razlog ne
podudaranja izračunatih vrijednosti rezonantnih frekvencija s rezultatima simulacije. Može se
zaključiti da povećanje vanjskog promjera zavojnice na oba načina daje podjednake rezultate.
Slika 4.10 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni unutarnjeg promjera spirale
Tablica 4.4 Vrijednosti induktiviteta i rezonantne frekvencije
DU [cm] L [µH] f [MHz]
6 3.108 10
8 4.144 8.66
10 5.18 7.75
12 6.22 7.07
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13
S2
1[d
B]
f [MHz]
Du = 6 cm Du = 8 cm Du = 10 cm Du = 12 cm
47
4.1.7 Promjena udaljenosti petlji i rezonatora
Promjenom udaljenosti rezonatora i petlji (d) možemo odrediti količinu njihovog međusobnog
sprezanja. Rezultati simulacija za različite udaljenosti prikazani na slici 4.11 pokazuju kako se
učinkovitost ukupnog prijenosa energije između priključka 1 i priključka 2 povećava s
udaljavanjem petlji od zavojnica, sve do određene udaljenosti (d = 5 cm) kada efikasnost
prijenosa energije počinje opadati.
Slika 4.11 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni razmaka petlji i rezonatora
Ovakav rezultat nije intuitivno očekivan budući da efikasnost prijenosa opada s udaljenošću,
pa je za pojašnjenje ove pojave na slici 4.12 dan prikaz magnetskih silnica u slučaju kada su
petlja i zavojnica blizu (lijevo) i kada su daleko (desno) iz kojih je moguće vidjeti uzrok
ovakvim rezultatima. Pri većem razmaku silnice magnetskog polja petlje izvora slobodno
prolaze kroz petlju te dolaze do spiralne zavojnice. Pri malom razmaku jače magnetsko polje
rezonirajuće spiralne zavojnice prigušuje magnetsko polje petlje izvora te ono gubi na utjecaju.
Iz tog razloga povećanjem udaljenosti do određene točke pospješujemo ukupnu efikasnost
prijenosa snage.
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
8.5 9 9.5 10 10.5 11
S2
1[d
B]
f [MHz]
d = 2 cm d = 3 cm d = 5 cm d = 7 cm d = 9 cm
48
Slika 4.12 Prikaz magnetskih silnica između spiralne zavojnice i petlje izvora: (a) mali
razmak petlje i rezonatora; (b) velik razmak petlje i rezonatora
4.1.8 Promjena promjera petlje izvora i trošila
Promjenom promjera petlji izvora i trošila (D) utječemo na induktivno sprezanje između petlji
i pripadajućih rezonatora, a time i na učinkovitost prijenosa sustava. Iz rezultata na slici 4.13 je
vidljivo kako se povećanjem petlje smanjuje ukupna učinkovitost prijenosa i opada koeficijent
magnetske sprege između rezonatora. Ovakav rezultat nas dovodi do zaključka kako se
induktivna sprega između petlje i spiralne zavojnice pospješuje pri smanjenju dimenzija petlje.
Kao i kod prethodne simulacije, može se pretpostaviti da je ova pojava posljedica negativnog
utjecaja jačeg magnetskog polja rezonatora na magnetsko polje petlje. Također dolazimo do
zaključka kako kvaliteta induktivne sprege između petlji i zavojnice direktno utječe na
koeficijent magnetske sprege između rezonatora.
49
Slika 4.13 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni polumjera petlji
4.1.9 Promjena broja zavoja rezonatora i promjena debljine korištene žice
Iz rezultata analize utjecaja broja zavoja rezonatora prikazanih na slici 4.14 može se zaključiti
kako se smanjenjem broja zavoja neznatno smanjuje sprezanje, a raste rezonantna frekvencija.
Porast frekvencije može se pripisati padu parazitnog kapaciteta koji je uzrokovan povećanjem
razmaka između žica (može se pronaći analogija s pločastim kondenzatorom - poznato je da je
kapacitet kondenzatora obrnuto proporcionalan razmaku između ploča kondenzatora [51]).
Zahvaljujući poznatoj činjenici kako povećanjem broja zavoja helikoidalne zavojnice raste
induktivitet, istu pretpostavku možemo primijeniti i na spiralnu zavojnicu.
Mijenjanje debljine žice bez promjene unutarnjeg i vanjskog polumjera rezonatora ne utječe na
induktivitet izračunat po aproksimacijskoj formuli (2.41). Iz rezultata simulacije na slici 4.15
vidljivo je kako povećanje debljine žice dovodi do blagog povećanja rezonantne frekvencije i
neznatne promjene učinkovitosti prijenosa.
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
9 9.2 9.4 9.6 9.8 10 10.2 10.4 10.6 10.8
S21
[dB
]
f [MHz]
D = 6 cm D = 8 cm D =10 cm D = 12 cm
50
Slika 4.14 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja rezonatora
Slika 4.15 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni debljine žice
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
5 7 9 11 13 15
S21
[dB
]
f [MHz]
N = 4 N = 5 N = 6
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
8.5 9 9.5 10 10.5 11
S2
1[d
B]
f [MHz]
Dž = 0.1 cm Dž = 0.2 cm Dž = 0.3 cm
51
4.1.10 Različiti odašiljač i prijemnik
U dosadašnjim simulacijama korišten je simetričan sustav, s jednakom odašiljačkom i
prijemnom stranom. Kod korištenja bežičnog prijenosa snage u svakodnevnici najčešće će
prijemna antena biti mnogo manja od odašiljačke. Npr. odašiljačka bi mogla biti ugrađena u
strop ili površinu stola, a prijemna bi morala stati u neki od kućanskih ili mobilnih uređaja. Iz
tog razloga provedena je analiza sustava s velikim odašiljačem i malim prijemnikom. U tablici
4.5 dani su početni parametri prijemne i odašiljačke strane.
Tablica 4.5 Parametri nesimetričnog sustava
Odašiljač Prijemnik
Promjer pogonske petlje i petlje trošila (D1 = D4 = D) 8 cm 1 cm
Unutarnji promjer spiralnih zavojnica (DU2 = DU3 = DU) 6 cm 1.5 cm
Vanjski promjer spiralnih zavojnica (DV2 = DV3 = DV) 18 cm 4.5 cm
Promjer žice (DŽ) 0.2 cm 0.2 cm
Broj zavoja zavojnica (N1 = N2 = N) 5 5
Razmak između petlje i zavojnice (d1 = d2 = d) 1 cm 0.5 cm
Izabrana rezonantna frekvencija (f0) 10 MHz 10 MHz
Induktivitet zavojnice (L) 3.1082 µH 0.777 µH
Kapacitet kondenzatora (C) 81.495 pF 32.598 nF
Prvo je analiziran utjecaj promjene broja zavoja prijemnog rezonatora N2 (slika 4.16).
Povećanje broja zavoja dovodi do neznatnog smanjenja učinkovitosti prijenosa. Na slici 4.17
može se uočiti velik porast parametra S21 prilikom smanjivanja udaljenosti između rezonatora
(l), što je i očekivano budući da je sustav dimenzioniran prema većem rezonatoru, a polumjer
rezonatora na strani trošila je mnogo manji.
Iz provedenih simulacija može se zaključiti kako učinkovitost prijenosa uvelike ovisi i o veličini
prijemnog rezonatora budući da mali rezonator ne može pohraniti dovoljno energije i
ravnopravno izmjenjivati energiju s odašiljačem. Iz tog razloga pri korištenju malog prijemnika
moguće je postići dobru učinkovitost prijenosa samo pri malim udaljenostima, reda veličine
malog rezonatora.
52
Slika 4.16 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja malog rezonatora
Slika 4.17 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni udaljenosti između rezonatora
-100
-95
-90
-85
-80
-75
-70
-65
-60
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S21
[dB
]
f [MHz]
N₂ = 4 N₂ = 5 N₂ = 6
-100
-90
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S2
1[d
B]
f [MHz]
l = 0.5 Dv₁ l = 1.25 Dv₁ l = 2 Dv₁
53
4.1.11 Različite rezonantne frekvencije rezonatora
U svim dosadašnjim analizama korištene su prijemne i odašiljačke strane s istom rezonantnom
frekvencijom. U ovoj sekciji je razmotren slučaj kada je rezonantna frekvencija odašiljačkog
rezonatora različita od prijemnog. Frekvencija je podešena korištenjem različitih vrijednosti
kapaciteta kondenzatora na odašiljačkoj i prijemnoj strani. Odašiljački rezonator je ostao
podešen na 10 MHz, dok je prijemni rezonator podešen za različite frekvencije (5, 10 i 15 MHz).
Na slici 4.18 su prikazani rezultati. Vidljivo je da su obje rezonantne frekvencije zastupljene,
no učinkovitost prijenosa je slaba jer nije došlo do snažnog sprezanja na zajedničkoj
rezonantnoj frekvenciji.
Slika 4.18 Vrijednosti parametra S21 kod sustava s 2 različite rezonantne frekvencije
4.2 Rezonantno spregnute helikoidalne zavojnice
Helikoidalne zavojnice su najčešće korišten oblik zavojnica. Proveden je niz simulacija kako
bi se ispitala njihova primjenjivost za bežični prijenos električne snage. Proučen je utjecaj
fizičkih veličina koje su svojstvene helikodalnoj zavojnici, a to su broj zavoja i visina zavojnice.
Sustav koji je korišten analogan je sustavu sa spiralnim zavojnicama, sastoji se od 2 rezonatora
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
0 5 10 15 20 25
S2
1[d
B]
f [MHz]
fo₂ = 5 MHz fo₂ = 10 MHz fo₂ = 15 MHz
54
s pripadajućim petljama izvora odnosno tereta. Skica sustava prikazana je na slici 4.19, a
početni parametri sustava su prikazani u tablici 4.6. Induktivitet je izračunat prema (2.42).
Slika 4.19 Sustav bežičnog prijenosa energije s helikoidalnim rezonatorima
Tablica 4.6 Parametri sustava s helikoidalnom zavojnicom
Promjer pogonske petlje i petlje trošila (D1 = D4 = D) 18 cm
Promjer helikoidalnih zavojnica (DV2 = DV3 = DV) 18 cm
Visina zavojnica (h1 = h2 = h) 10 cm
Promjer žice (DŽ) 0.2 cm
Broj zavoja zavojnica (N1 = N2 = N) 5
Razmak između petlje i zavojnice (d1 = d2 = d) 0.75 cm
Rezonantna frekvencija (f0) 10 MHz
Induktivitet zavojnice (L) 4.4 µH
Kapacitet kondenzatora (C) 57.57 pF
Razmak između rezonatora (l) 2 D2
55
4.2.1 Promjena broja zavoja
Promjenom broja zavoja helikoidalne zavojnice (N) pri konstantnoj visini zavojnice mijenja se
razmak između zavoja. Posljedica toga je promjena parazitnog kapaciteta i induktiviteta što
uzrokuje promjenu rezonantne frekvencije. Povećanjem broja zavoja, kao i kod spiralnih
rezonatora, smanjuje se razmak između zavoja i rezonantna frekvencija, a može se primijetiti
blagi porast učinkovitosti prijenosa snage, kao što je vidljivo na slici 4.20.
Slika 4.20 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja helikoidalnog rezonatora
4.2.2 Promjena visine zavojnice
Promjenom visine zavojnice s konstantnim brojem zavoja također se mijenja razmak između
zavoja. Iz rezultata simulacije na slici 4.21 vidljivo kako su potvrđeni rezultati prethodne
simulacije, odnosno da se povećanjem razmaka između zavoja pri povećanju visine povećava
rezonantna frekvencija. No povećanjem visine zavojnice se povećava ukupna veličina sustava,
pa stoga s ovim parametrom, za razliku od prethodne simulacije, raste i učinkovitost prijenosa.
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
3 5 7 9 11 13 15
S2
1[d
B]
f [MHz]
N = 4 N = 5 N = 6 N = 8 N = 10
56
Slika 4.21 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni visine helikoidalne zavojnice
4.2.3 Promjena promjera petlji izvora i trošila
Kako bi se provjerilo vrijede li iste zakonitosti vezane za međuodnos petlji i rezonatora,
izvršena je simulacija za različite polumjere petlji izvora i trošila. Rezultat je prikazan na slici
4.22. Vidljivo je kako se ponovno smanjenjem polumjera petlji povećava sprezanje. No također
se može uočiti kako je kod petlje promjera 10 cm učinkovitost prijenosa počela opadati.
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
S21
[dB
]
f [MHz]
h = 5 cm h = 10 cm h = 15 cm
57
Slika 4.22 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni promjera petlji izvora i trošila
4.3 Usporedba različitih sustava bežičnog prijenosa snage
U ovoj sekciji dva jako rezonirajuća sustava opisana u sekcijama 4.2 i 4.3 uspoređena su s
trećim potencijalnim oblikom sustava bežičnog prijenosa snage koji nije zasebno obrađen jer
se pokazao najmanje učinkovitim. On se sastoji od dvije spiralne zavojnice (odašiljačke i
prijemne) na čijim su krajevima direktno spojeni kodenenzaotor i izvor odnosno trošilo (slika
4.23). Glavna prednost prethodno opisanih sustava nad ovim je postojanje zasebnih petlji izvora
i trošila. Razlog tome je što je galvanskim odvajanjem izvora i trošila od rezonatora omogućeno
nesmetano izmjenjivanje energije između magnetskog polja zavojnice i električnog polja unutar
kondenzatora, čime su gubici rezonatora svedeni na gubitke unutar vodiča i gubitke zračenja i
postiže se jaka rezonancija.
-15
-13
-11
-9
-7
-5
-3
-1
1
8.9 9.1 9.3 9.5 9.7 9.9
S21
[dB
]
f [MHz]
D = 10 cm D = 14 cm D = 18 cm
58
Slika 4.23 Sustav bežičnog prijenosa energije s direktno pobuđenom spiralnom zavojnicom
Sva tri sustava realizirana korištenjem rezonatora odnosno zavojnica promjera 18 cm s 5 zavoja.
Ostali parametri odabrani su optimalno na temelju niza provedenih simulacija, u kombinaciji
koja je rezultirala najvećom učinkovitošću prijenosa. Parametri svih triju sustava prikazani su
u tablici 4.7.
Tablica 4.7 Optimalni parametri triju uspoređenih sustava
Direktno
pobuđena
spiralna
zavojnica
Spiralne
zavojnice u
jakoj
rezonanciji
Helikoidalne
zavojnice u jakoj
rezonanciji
Vanjski promjer rezonatora (DV) 18 cm 18 cm 18 cm
Promjer žice (DŽ) 0.2 cm 0.2 cm 0.2 cm
Broj zavoja zavojnica (N) 5 5 5
Rezonantna frekvencija (f0) 10 MHz 10 MHz 10 MHz
Induktivitet zavojnice (L) 3.11 µH 3.11 µH 4.4 µH
Kapacitet kondenzatora (C) 81.495 pF 81.495 pF 57.57 pF
Promjer petlji izvora i trošila (D) / 7 cm 15 cm
Razmak između petlje i zavojnice (d) / 4 cm 3 cm
Visina zavojnice (h) / / 10 cm
59
Provedene su simulacije ovih triju sustava na različitim udaljenostima i proučena je brzina
smanjenja sprezanja i učinkovitosti prijenosa s povećanjem udaljenosti između rezonatora. Na
slici 4.24 prikazane su krivulje S21 parametara svih sustava, za sustav s rezonatorima na
udaljenosti od jednog promjera odnosno l = DV = 18 cm. Kod sustava s jakom rezonancijom
(koji koriste odvojene petlje izvora i trošila) može se uočiti razdvajanje frekvencije, što znači
da se sustavi nalaze u području u kojem je koeficijent sprezanja veći od kritičnog sprezanja. Pri
navedenoj udaljenosti kod ovih sustava moguće je postići gotovo 100% učinkovitosti prijenosa
električne snage (prigušenje od -0.16 dB i -0.1 dB). Sustav s pobudom direktno spojenom na
spiralni rezonator pokazao se već pri relativno malim udaljenostima slabo učinkovit, s
prigušenjem prenesene snage od oko -12 dB.
Slika 4.24 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti l = 18 cm
Na slici 4.25 prikazani su rezultati simulacija za udaljenosti između rezonatora l = 36 cm
odnosno 2 promjera rezonatora (200 % DV). Vidljivo je da je sa sustavima u jakoj rezonanciji i
dalje moguće postići zadovoljavajuću učinkovitost prijenosa. Sustav sa spiralnim zavojnicama
u rezonanciji ima prigušenje od -3.37 dB, a sustav s helikoidalnim zavojnicama ima prigušenje
od -1.47 dB, što odgovara prijenosu od 46.03 % odnosno 71.28 % snage s izvora na trošilo.
Potonji rezultat pokazao je veću učinkovitost sustava nego sličan fizički realiziran sustav u
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S2
1[d
B]
f [MHz]
Direktno pobuđena spiralna zavojnica Spiralne zavojnice u jakoj rezonanciji
Helikoidalne zavojnice u jakoj rezonanciji
60
referenci [30] gdje je na udaljenosti od 118 % promjera spiralnog rezonatora postignuta
učinkovitost prijenosa od 70%. Sustav s direktno pobuđenom spiralnom zavojnicom ponovno
se pokazao daleko najlošijim rješenjem.
Slika 4.25 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti 36 cm
Na slici 4.26 prikazani su rezultati simulacija za udaljenosti rezonatora l = 72 cm odnosno 4
promjera rezonatora. Na ovoj udaljenosti sustavi više nisu u mogućnosti učinkovito prenositi
energiju. U rezonanciji sustav sa spiralnim zavojnicama ima prigušenje od -15.9 dB što
odgovara prijenosu snage od 2.57 %. Sustav s helikoidalnim zavojnicama ima prigušenje od
oko -15 dB odnosno prijenos snage od 3.16 %. Sustav s direktnom pobudom ponovno se
pokazao najneučinkovitijim, s prigušenjem u od -46 dB što odgovara prijenosu snage od 0.0025
%.
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S21
[dB
]
f [MHz]
Direktno pobuđena spiralna zavojnica Spiralne zavojnice u jakoj rezonanciji
Helikoidalne zavojnice u jakoj rezonanciji
61
Slika 4.26 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti 72 cm
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
S21
[dB
]
f [MHz]
Direktno pobuđena spiralna zavojnica Spiralne zavojnice u jakoj rezonanciji
Helikoidalne zavojnice u jakoj rezonanciji
62
5. ZAKLJUČAK
Tehnike bežičnog prijenosa električne snage koje se temelje na elektromagnetskom zračenju
nisu pogodne za primjenu u svakodnevnici jer imaju vrlo malu učinkovitost ukoliko se
primjenjuju za više smjerova. Ukoliko se koriste usmjereno, zahtijevaju sustave za održavanje
usmjerenosti i vidljivosti, no omogućuju prijenos velikih snaga na velike udaljenosti. Metode
bežičnog prijenosa energije koje koriste reaktivno polje antene u kombinaciji s jakim
sprezanjem u rezonanciji pokazale su se kao optimalan izbor za srednje udaljenosti (~1 m).
Stoga su simulacije provedene u 4. poglavlju ovog rada temeljene na ovakvoj metodi bežičnog
prijenosa snage.
U sekciji 4.1 pomoću računalnog softvera provedene su analize sustava dviju rezonantno
spregnutih spiralnih zavojnica te je proučen utjecaj vrste korištenog vodiča, fizičke veličine
rezonatora, broja zavoja, međuodnosa rezonatora s petljama izvora i trošila te utjecaj promjene
kapaciteta na učinkovitost prijenosa snage i rezonantnu frekvenciju sustava. Pokazalo se da
najveći utjecaj na učinkovitost prijenosa ima fizička veličina antene i međuodnos rezonatora s
petljama. To dovodi do zaključka kako je za pokrivanje većeg prostora potrebno koristiti
proporcionalno velike antene. U sekciji 4.1.10 pokazano je da smanjenje prijemnog rezonatora
uvelike smanjuje učinkovitost prijenosa.
U sekciji 4.2 analiziran je sustav s helikoidalnim rezonatorima. Pokazano je kako primjenom
broja zavoja i visine zavojnice dolazi do pomaka rezonantne frekvencije, zbog mijenjanja
induktiviteta i parazirnog kapaciteta zavojnice. I kod ovog tipa rezonatora na koeficijent
sprezanja između rezonatora utječe međuodnos rezonatora s petljama izvora i trošila. Što je
petlja manja u odnosu na rezonator, to je koeficijent sprezanja veći.
Računalne analize u sekciji 4.3 pokazale su da je korištenjem bilo kojeg tipa zavojnica (spiralne
i helikoidalne) i jake rezonancije, postignute galvanski odvojenim krugovima izvora i trošila,
moguće postići prijenos snage sa zadovoljavajućom učinkovitošću na udaljenost od 2 promjera
antene. Sustav s helikoidalnim rezonatorima na ovoj udaljenosti ostvaruje prijenos od čak 71.28
% snage s izvora na trošilo, dok je sustav sa spiralnim rezonatorima nešto lošiji, no s druge
strane je radi fizičke izvedbe pogodniji za primjenu. U ovoj sekciji također je dana usporedba
ovih sustava s trećim potencijalnim sustavom bežičnog prijenosa snage koji se temelji na
magnetski spregnutim spiralnim zavojnicama koje imaju direktnu galvansku vezu s izvorom
63
odnosno trošilom. Pokazalo se kako je ovaj sustav mnogo neučinkovitiji od dvaju detaljno
obrađenih sustava.
Problem koji se javlja kod metode bežičnog prijenosa snage korištenjem jake magnetske
rezonancije je promjena rezonantne frekvencije s promjenom različitih fizičkih parametara
sustava. Neka istraživanja već su predložila posebne sklopove za prilagodbu impedancije u
realnom vremenu [30] koji bi trebali riješiti ovaj problem no potrebno je provesti detaljnija
istraživanja kako bi se ispitali i optimizirali svi aspekti sustava i time poboljšala upotrebljivost
ovakvih sustava bežičnog prijenosa električne snage u praksi.
64
LITERATURA
[1] N. Tesla, „The Transmission of Electrical Energy Without Wires,“ Electrical World
and Engineer, 1904.
[2] Wikipedia, „Tesla coil,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Tesla_coil, 20.12.2014.
[3] A. Bellows, „Tesla's Tower of Power,“ s Interneta, Damn interesting,
http://www.damninteresting.com/teslas-tower-of-power/, 20.12.2014.
[4] A. Waser, „Nikola Tesla's Wireless Systems,“ 2000.
[5] J. Šimunić, Predavanja iz kolegija Osnove elektrotehnike 1, Tehnički fakultet u Rijeci,
Rijeka, 2009/2010.
[6] Wikipedia, „Electric flux,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Electric_flux, 13.5.2014.
[7] Wikipedia, „Magnetic flux,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Magnetic_flux, 12.12.2014.
[8] Maxwells-Equations.com, „Maxwell's Equations,“ s Interneta, http://maxwells-
equations.com/, 1.10.2014.
[9] Wikipedia, „Gauss's law,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Gauss's_law, 29.12.2014.
[10] M. Joler, Predavanja iz kolegija Radiokomunikacije, Tehnički fakultet u Rijeci, Rijeka,
2012/2013.
[11] Wikipedia, „Scattering parameters,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Scattering_parameters, 7.11.2014
[12] Microwaves101, „S-parameters,“ s Interneta,
http://www.microwaves101.com/encyclopedias/s-parameters, 5.12.2014
65
[13] D. M. Pozar, „Microwave Engineering“, Wiley, New York, 1998.
[14] H. A. Wheeler, „Fundamental Limitations of Small Antennas,“ Proceedings of the
I.R.E., br. 12, str. 1479 - 1484, 1947.
[15] B. W. Flynn i K. Fotopoulou, „Rectifying Loose Coils,“ IEEE microwace magazine,
str. 48-54, Ožujak/Travanj 2013.
[16] R. S. Howard i H. D. Vaughan, „Navy Electricity and Electronics Training Series“,
Naval Education and Training Center, US Navy, 1998.
[17] T. Christiansen i J. Reed, „The ABC’s of RFID: physics, oilfield usage,“ s Interneta
Drilling Contractor, http://www.drillingcontractor.org/the-abcs-of-rfid-physics-oilfield-
usage-14030, 2.12.2014.
[18] Wikipedia, „Near and far field,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Near_and_far_field, 15.11.2014.
[19] Wikipedia, „Radiation resistance,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Radiation_resistance, 20.10.2014.
[20] C. Cannon i dr., „Magnetic resonant coupling as a potential means for wireless power
transfer to multiple small receivers,“ Power Electronics, IEEE Transactions on, 24, str.
1819-1825, 7.2009.
[21] John Belcher i dr., „Chapter 11: Inductance and Magnetic Energy,“ u This Physics II:
Electricity and Magnetism textbook, Massachusetts , MIT OpenCourseware, 2007
[22] R. Mendes Duarte i G. Klarić Felić, „Analysis of the Coupling Coefficient in Inductive
Energy Transfer Systems,“ Active and Passive Electronic Components, 2014.
[23] H. A. Haus, „Coupling of modes - resonators and couplers,“ u Waves and fields in
optoelectronics, New Jersey, Prentice-Hall, str. 197-233, 1984.
66
[24] D. Pelz, „Eigenmodes and Eigenmode Solvers,“ s Interneta, rfcurrent.com,
http://www.rfcurrent.com/eigenmode-solvers, 25.11.2014.
[25] Wikipedia, „Coupling coefficient of resonators,“ s Interneta, Wikipedia, The Free
Encyclopedia, http://en.wikipedia.org/wiki/Coupling_coefficient_of_resonators,
22.10.2014.
[26] V. V. Tyurnev, „Coupling coefficients of resonators in microwave filter theory“,
Progress In Electromagnetics Research 21, str. 47-67, 2010.
[27] Héctor Vázquez-Leal i dr., „Chapter 1 - The Phenomenon of Wireless Energy Transfer:
Experiments and Philosophy,“ u Wireless Power Transfer - Principles and Engineering
Explorations, D. K. Y. Kim, Ur., InTech, str. 1-19., 2012.
[28] L. Green, „RF-inductor modeling for the 21st century,“ EDN, str. 67-74, 11.2011.
[29] Microwaves101, „Self Resonant Frequency,“ s Interneta
http://www.microwaves101.com/encyclopedias/self-resonant-frequency, 5.12.2014.
[30] A. P. Sample, D. A. Meyer i J. R. Smith, „Analysis, experimental results, and range
adaptation of magnetically coupled resonators for wireless power transfer,“ IEEE
Transactions on Industrial Electronics 58(2), str. 544-554, 2011.
[31] Wikipedia, „Q factor,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Q_factor, 22.12.2014.
[32] R. Clarke, „Producing wound components,“ University of Surrey,
http://info.ee.surrey.ac.uk/Workshop/advice/coils/, 28.12.2014.
[33] HyperPhysics, „Resonance,“ s Interenta, Department of Physics and Astronomy,
Georgia State University, http://hyperphysics.phy-
astr.gsu.edu/hbase/electric/serres.html, 10.12.2014.
67
[34] Wikipedia, „Coupled mode theory,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Coupled_mode_theory, 24.11.2014.
[35] H. J. Liang i E. Cheever, „Wireless Energy Transfer Through Strongly Coupled
Resonances,“ 2013.
[36] M. Kiani i M. Ghovanloo, „The circuit theory behind coupled-mode magnetic
resonance-based wireless power transmission,“ IEEE Transactions on Circuits and
Systems , svez. 59, br. 9, str. 2065-2074, 2012.
[37] A. Karalis, J. Joannopoulos i M. Soljačić, „Efficient wireless non-radiative mid-range
energy transfer,“ Annals of physics, br. 323, str. 34-48, 2008.
[38] „Two inductively coupled RLC circuits,“ Department of Electrical & Computer
Engineering, Ben-Gurion University of the Negev, 2014.
[39] R. C. Rumpf, „Coupled-Mode Theory, Lecture 5“, The University of Texas, El Paso,
USA, 2014.
[40] Microwaves101, „Inductor Mathematics,“
http://www.microwaves101.com/encyclopedias/inductor-mathematics, 15.12.2014.
[41] H. Hirayama, „Chapter 6 - Equivalent Circuit and Calculation of Its Parameters of
Magnetic-Coupled-Resonant Wireless Power Transfer,“ u Wireless Power Transfer -
Principles and Engineering Explorations, K. Y. Kim, Ur., InTech, str. 117-132, 2012.
[42] Microwaves101, „Basic Concepts,“ s Interneta
http://www.microwaves101.com/encyclopedias/basic-concepts#frequencybands,
5.12.2014.
[43] H. Visser, „Microwave Energy Harvesting“, CST Webinar Series, 2013.
[44] K. Finkenzeller, „Introduction to RFID - Inductive coupling,“ s Interneta, RFID-
handbook, http://rfid-handbook.de/about-rfid.html?showall=&start=1, 1.12.2014.
68
[45] Y. Park, J. Kim i K.-H. Kim, „Magnetically coupled resonance wireless power transfer
(MR-WPT) with multiple self-resonators,“ u Wireless Power Transfer-Principles and
Engineering Explorations, InTech, str. 51-64, 2012.
[46] A. Kurs, A. Karalis, R. Moffatt, J. D. Joannopoulos, P. Fisher, M. Soljačić, „Wireless
Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances,“Wireless Power Transfer-
Principles and Engineering Explorations“, br. 317, str. 83-86, 2007.
[47] Mathworks, „Matlab“, http://www.mathworks.com/products/matlab/ .
[48] Computer Simulation Technology, „CST MICROWAVE STUDIO,“
https://www.cst.com/Products/CSTMWS
[49] CST Support, „CST STUDIO SUITE™ Help“, 2010.
[50] T. S., „Flat spiral coil inductor calculator,“ s Interneta, Circuits,
http://www.circuits.dk/calculator_flat_spiral_coil_inductor.htm, 3.1.2015.
[51] Wikipedia, „Capacitance,“ s Interneta, Wikipedia, The Free Encyclopedia,
http://en.wikipedia.org/wiki/Capacitance, 10.2.2015.
[52] L. Peng, O. Breinbjerg i N. A. Mortensen, „Wireless energy transfer through non-
resonant magnetic coupling,“ Journal of Electromagnetic Waves and Applications, br.
24, str. 1587-1598, 2010.
[53] J. Šimunić, Predavanja iz kolegija Osnove elektrotehnike 2, Tehnički fakultet u Rijeci,
2009.
[54] S. Singer, „Rješavanje linearnih sustava, Predavanja iz Numeričke matematike“, PMF -
Matematički odjel, Zagreb, 2009.
69
POPIS SLIKA I TABLICA
Popis slika
Slika 2.1 Silnice magnetskog polja kroz strujnu petlju............................................................................................ 4
Slika 2.2 Sustav opisan raspršnom matricom ....................................................................................................... 10
Slika 2.3 Zone zračenja antene ( [17] s prevedenim nazivima ) ........................................................................... 12
Slika 2.4 Zone zračenja električki male antene ( [18] s prevedenim nazivima ) ................................................... 14
Slika 2.5 Prostorni raspored magnetskih silnica dvaju magnetski povezanih svitaka ( [21] s prevedenim nazivima)
.............................................................................................................................................................................. 15
Slika 2.6 Parni i neparni mod spregnutih oscilatora ( [24] s prevedenim nazivima ) .......................................... 19
Slika 2.7 Osnovni model realne zavojnice ............................................................................................................ 20
Slika 2.8 Primjer S21-parametra zavojnice u samorezonanciji ............................................................................. 21
Slika 2.9 Snaga u rezonanciji ( [33]s prevedenim nazivima ) ............................................................................... 22
Slika 2.10 Ovisnost snage o prilagođenosti impedancije ...................................................................................... 26
Slika 2.11 Spiralna zavojnica s naznačenim veličinama za Wheelerovu aproksimacijsku formulu ...................... 27
Slika 2.12 Helikoidalna zavojnica s naznačenim veličinama za Wheelerovu aproksimacijsku formulu ............... 28
Slika 3.1 Prijenos električne energije magnetskom indukcijom kod RFID čitača ( [44] s prevedenim nazivima) 30
Slika 3.2 Sustav dvaju spiralnih rezonatora za bežični prijenos snage ................................................................. 32
Slika 3.3 Nadomjesna shema sustava dvaju rezonatora za bežični prijenos energije ( [30] s prevedenim nazivima)
.............................................................................................................................................................................. 33
Slika 4.1 Primjer utjecaja auto-regresijskog filtra na rezultat simulacije ............................................................ 36
Slika 4.2 S21 parametar u ovisnosti o frekvenciji i koeficijentu sprezanja ............................................................. 38
Slika 4.3 Dimenzije sustava ................................................................................................................................... 39
Slika 4.4 Vrijednosti parametra S21 sustava s malim spiralama u rezonanciji ...................................................... 40
Slika 4.5 Usporedba karakteristike idealnog vodiča i aluminija .......................................................................... 41
70
Slika 4.6 Učinkovitost prijenosa pri malim udaljenostima rezonatora ................................................................. 42
Slika 4.7 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni diskretnog kapaciteta ............................................................... 43
Slika 4.8 Omjer unutarnjeg i vanjskog polumjera spiralne zavojnice .................................................................. 44
Slika 4.9 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni omjera polumjera rezonatora .................................................. 45
Slika 4.10 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni unutarnjeg promjera spirale .................................................. 46
Slika 4.11 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni razmaka petlje i rezonatora ................................................... 47
Slika 4.12 Prikaz magnetskih silnica između spiralne zavojnice i petlje izvora: (a) mali razmak petlje i rezonatora;
(b) velik razmak petlje i rezonatora ...................................................................................................................... 48
Slika 4.13 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni polumjera petlji ...................................................................... 49
Slika 4.14 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja rezonatora ......................................................... 50
Slika 4.15 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni debljine žice ........................................................................... 50
Slika 4.16 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja malog rezonatora .............................................. 52
Slika 4.17 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni udaljenosti između rezonatora ............................................... 52
Slika 4.18 Vrijednosti parametra S21 kod sustava s 2 različite rezonantne frekvencije ......................................... 53
Slika 4.19 Sustav bežičnog prijenosa energije s helikoidalnim rezonatorima ...................................................... 54
Slika 4.20 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni broja zavoja helikoidalnog rezonatora .................................. 55
Slika 4.21 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni visine helikoidalne zavojnice ................................................. 56
Slika 4.22 Vrijednosti parametra S21 pri promjeni promjera petlji izvora i trošila ............................................... 57
Slika 4.23 Sustav bežičnog prijenosa energije s direktno pobuđenom spiralnom zavojnicom .............................. 58
Slika 4.24 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti 18 cm................................................ 59
Slika 4.25 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti 36 cm................................................ 60
Slika 4.26 Vrijednosti parametra S21 parametra za sustave na udaljenosti 72 cm................................................ 61
71
Popis tablica
Tablica 4.1 Parametri sustava .............................................................................................................................. 39
Tablica 4.2 Utjecaj parazitnog kapaciteta na rezonantnu frekvenciju.................................................................. 43
Tablica 4.3 Vrijednosti induktiviteta i rezonantne frekvencije .............................................................................. 45
Tablica 4.4 Vrijednosti induktiviteta i rezonantne frekvencije .............................................................................. 46
Tablica 4.5 Parametri nesimetričnog sustava ....................................................................................................... 51
Tablica 4.6 Parametri sustava s helikoidalnom zavojnicom ................................................................................. 54
Tablica 4.7 Optimalni parametri triju uspoređenih sustava ................................................................................. 58
72
PRILOZI
Prilog 1: MATLAB skripta prijenosne funkcije sustava iz literature [30]
Rsource = 50; Rload = 50; L1 = 10^-6; L4 = 10^-6; C1 = 235 * 10^-12; C4 = 235 * 10^-12; Rp1 = 0.25; Rp4 = 0.25; k12 = 0.1; k34 = 0.1; L2 = 20*10^-6; L3 = 20*10^-6; C2 = 12.6 * 10^-12; C3 = 12.6 * 10^-12; Rp2 = 1; Rp3 = 1; K = linspace(0.001,1,1000); f0 = 10^7; f = linspace(1*10^6,20*10^6,1000); W = 2*pi*f;
[k23,w]=meshgrid(K,W); Z1 = Rp1+Rsource+1j*w*L1-1j./(w*C1); Z2 = Rp2+1j*w*L2-1j./(w*C2); Z3 = Rp3+1j*w*L3-1j./(w*C3); Z4 = Rp4+Rload+1j*w*L4-1j./(w*C4); A = 1i*w.^3*k12.*k23*k34*L2*L3*sqrt(L1*L4)*Rload; B = k12.^2*k34.^2*L1*L2*L3*L4*w.^4; C = Z1.*Z2.*Z3.*Z4; D = k12.^2.*L1.*L2.*Z3.*Z4; E = Z1.*Z4.*k23.^2*L2*L3; F = k34.^2.*L3.*L4.*Z1.*Z2; G = A./(B+C+w.^2.*(D+E+F)); S21=2*G*sqrt(Rsource/Rload); surf(abs(w/(2*pi)),abs(k23),abs(S21),'EdgeColor','none','LineStyle','none',
'FaceLighting','phong') xlim([1E6 20E6]); set(gca, 'YScale', 'log') ylim([0.001 1]); xlabel('f'); ylabel('k'); zlabel('S21'); view(0,90) colorbar Qcoil=sqrt(L2/C2)/Rp2; Qloop=sqrt(L1/C1)/Rp1; Kcritical=1/Qcoil+k12^2*Qloop; figure S21critical= max(max(abs(S21)))-0.05; [x,y] =find(abs(S21)>S21critical); y=y(1); plot(ab(w(:,y)/(2*pi)),abs(S21(:,y)))