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基于文氏振荡器的 D 类放大器
1．文氏振荡器的种类
文氏振荡器(wien’s oscillator)是一个类型的 RC 振荡器的总称，常见的有积分移相
振荡器、微分型移相振荡器、维恩桥振荡器和超前滞后振荡器四种，它们的拓扑结构如图 1
所示。还有一些类似的 RC 振荡器也称作文氏振荡器或其它名称，基本上是从这 4 种振荡器
变形而来的。
从图 1 可以看出，它们的结构是由放大器和移相网络构成的。大的差异是反馈网络连接
的端点不同，积分移相振荡器和微分型移相振荡的移相网络连接在负反馈回路里，维恩桥振
荡器和超前滞后振荡器的移相网络连接在正反馈回路里。小的差别是实现移相的方法不同，
积分型移相振荡的移相网络采用 RC 滞后式移相，微分移相振荡器的移相网络采用 RC 超前式
移相。维恩桥振荡器和超前滞后振荡器的移相网络既有超前又有滞后。这些大小不同的差别，
造就了它们相似而又独立的特性。
图 1：文氏振荡器的电路结构
2．文氏振荡器的工作原理
移相网络是文氏振荡器中的关键部件，它是由 RC 电路构成的。图 2 是 RC 滞后式移相电
路和它的特性， 图 2（a）是一个电阻和一个电容组成单极点 RC 电路，每个极点能提供
大－90°的相移，如图 2（b）。 这样的 RC 移相网络称一节 RC 电路。多节 RC 电路串联，
总移相角度是每节的相移总和。在图 2（c）显示了 1～4 节 RC 滞后移相网络的相位—频率
特性。超前式移相电路只须把电阻与电容的位置互换，曲线的纵坐标改为正值，输出信号的
相位就超前输入信号了。一节 RC 超前式移相电路具有一个零点，能提供 大＋90°的相移。
由于极点和零点具有对偶和相反的性质，因而一个极点和一个零点串联，它们产生的相移就
会抵消为零。
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图 2：RC 移相电路的特性
图 3 是四种文氏振荡器电路结构，全部是由放大器 A 和移相网络组成的，电路的闭环增
益AFAAf +
=1
，根据巴克豪森准则（Barkhausen criterion）如果环路增益
o01∠=AF （1）
或o1801 −∠=AF （2）
振荡器的幅度和相位条件即可满足。（1）式适于正反馈系统，（2）式适于负反馈系统。
文氏振荡器是依靠环路的相移维持振荡的，而相移是由有源放大器和无源元件共同引入
的。要使振荡频率稳定，务必使振荡条件尽量取决于无源元件的相移，因为它既精确且稳定
度高，选用零温度系数的 RC 几乎没有频率漂移。有源元件都有一个较大的初始相移，并且
是与器件相关的，有源元件提供的相移，还会随温度而变化。因而设计振荡器时应该把有源
相移减到 小。
振荡器还要求容易起振并且振荡频率要稳定。相位变化速率 dφ/dt 决定了起振的快慢
和振荡频率的稳定性。在负反馈型结构中，尽管两个极点或两个零点（两节 RC 滞后移相器
串联或两节 RC 超前移相器串联）可提供－180°或＋180°相移，但在振荡频率上变化速率
值很低，从而使由两节 RC 构成的振荡器的频率稳定性很差。三节 RC 移相网络在 180°相位
点具有较高的变化速率，构成的振荡器不但易起振而且频率稳定性较好。从图 1（c）看出，
用 4 节 RC 移相器具有更高的变化速率，因而有更好的频率稳定性。
在正反馈型结构中，假设放大器的相移是 0°，原理上反馈回路里就不需要移相网络了。
但实际上同相放大器也会有几度至几十度的传输相移，必须在反馈回路中设置校正电路，使
环路相移为 0°。另外如果没有移相网络，振荡频率将由分布参数决定，频率会极不稳定且
没法控制，因而需要一个极点和一个零点提供一个小的校正相位和稳定频率的选频网络。
根据上述原理，四种文氏振荡器的特性简单总结如下：
积分移相振荡器，移相网络从输出端连接到反向输入端，信号通道理论移相是-180 度，
反馈通道由 3 节滞后 RC 移相网络组成，每节移相－60 度，三节移相共－180 度，环路相位
差是 360 度。
3
微分移相振荡器，移相网络从输出端连接到反向输入端，信号通道的理论移相是-180
度，反馈通道由 3 节超前 RC 移相网络组成，每节移相＋60o，三节移相共＋180 度，环路相
位差是零度。
维恩桥振荡器，移相网络从输出端连接到同向输入端，信号通道的理论移相是零度，正
反馈通道由一节 RC 串联电路和一节 RC 并联电路组成，相当于一个-6dB/otc 高通滤波器和
一个-6dB/otc 低通滤波器串联，等效于一个带通滤波器。在通带中心频率点，相位移是零
度，即反馈网路的总移相是零度。如果同相放大器的传输相移也是零度，移相网络的极点和
零点抵消，故环路相位差是零度。实际上既是同相放大器也会有几度至几十度的传输相移，
移相网络要提供一个小的超前相位去校正传输相移。维恩桥振荡器是一个惠更斯电桥和一个
单端输出差分放大器的组合。
超前滞后振荡器，移相网络从输出端连接到同向输入端，信号通道理论移相是零度，反
馈通道由 1节滞后 RC 移相网络和一节超前的 RC 移相网络组成，工作原理和电路形式与维恩
桥振荡器相似。
图 3：四种文氏振荡器的电路
3．如何把文氏振荡器变成 D 类放大器
上述四种文氏振荡器能否改造成实用的 D 类放大器取决于下面 4 个条件
（1）必须具有相对稳定的方波振荡频率，不易自激；
（2）用外界触发电平能改变方波的占空比；
（3）振荡器本身固有的非线性要小；
（4）改造成的 D 类放大器综合指标不低于传统的三角波比较式和Δ-Σ调制式 D 类放大器。
用上面的 4 个条件来衡量 4 种文氏振荡器：
积分型移相振荡器起振的幅度条件是 A=－29，振荡频率为RC
fπ2
6= ，当放大器增益
4
等于 29 倍时振荡器输出正弦波，大于 29 倍限幅成方波。这种振荡器有稳定的振荡频率，三
节 RC 电路组成低通滤波器，具有－18dB/oct 斜率，不易产生高频寄生振荡。在移相网络中
选择合适的触发节点，振荡周期的占空比就可以随触发电平成线性比例改变，这是把振荡器
变 PWM 放大器的关键。在理论上调制指数能在 0～100％范围里变化，电压利用率高，输出
功率大。在远低于振荡频率的低频范围里三节 RC 滞后电路相移不满足振荡条件，这时移相
网络变成了一个负反馈网络，可以校正电路的畸变和噪声，使还原后的音频声音有良好的音
质，可以与线性放大器媲美。这种放大器还有设计和调试简单容易，原理清楚易懂，振荡频
率稳定等优点。
这种电路的的 大缺点是移相网络的参数既影响反馈系数又影响振荡频率，很难把各自
设计在 佳状态。另外，在调制指数大于 80％时，电路的非线性失真会增大。在调制信号
变化速率快时振荡频率会增大。基于积分型移相振荡器的 D 类放大器如图 4。
图 4：基于积分型移相振荡器的 D 类放大器
微分型移相振荡器的起振的幅度条件是 A=－29， 振荡频率RC
f621
π= 。负反馈回
路是由三节 RC 超前电路组成高通滤波器，从表面上看这种振荡器有稳定的振荡频率，频率
越高，移相网络的阻抗越低，电路的增益越小。但实际情况是，频率越高，输出反馈到输入
端的电流越大，很容易引发寄生振荡。有时除了寄生振荡外，还会伴随其它形式张弛振荡。
而且这些寄生振荡很难用常规方法消除。微分型移相振荡器由于自激的因素占主导地位，无
论选择那里作触发点都很难得占空比随触发幅度线性变化的 PWM 信号。同积分型移相振荡器
一样，移相网络的参数要兼顾振荡频率和反馈系数，很难找到合时的折衷值。故微分型移相
振荡器不适于用作 D 类放大器。
维恩桥振荡器的起振的幅度条件是 A=3，振荡频率
212121
CCRRf
π= 由于是正负
反馈共存结构，电路既容易起振，也容易停振。当放大器增益小于 3就停振，等于 3 时维持
正弦波振荡，大于 3 时正弦波被削顶。振荡频率的稳定性比 3节积分和 3节微分移相结构差，
却可以在多个接点改变其占空比，更容易获得 PWM 信号。虽然它本身固有的非线性失真比积
分型移相振荡器大，但它的负反馈系数和振荡频率可以分别控制，利用较深的负反馈可以获
得较低的失真。基于维恩桥振荡器的 D 类放大器见上期《把维恩桥振荡器改造成 D 类功率放
大器》一文。
用维恩桥振荡器的电路结构直接改造成的 D 类放大器线性低于积分型移相振荡器结构，
但改进的潜力很大，桥式结构使它具有一些可以利用的特性。有一个想法是基于维恩桥振荡
器的 D 类分量放大器，如图 5 所示。放大器 A 是一个电压放大器，放大器 B 和惠更斯电桥
5
组成电流放大器，放大后的电压和电流在 LC 低通滤波器上合成功率。电压放大器 A 工作甲
类状态，利用惠更斯电桥的平衡作用，使放大器 A 的负载无穷大。由于电压放大器的失真与
负载成反比，因而 A 的失真极小。放大器 B 工作在 D 类状态，只放大电流，效率很高。这个
放大器既有线性放大器的低失真，又有 D 类放大器的高效率。还可以利用维恩桥振荡器的特
点，构成类似 AA 类和 S类结构的前馈型 D 类放大器，这些想法已经成功地实现了。
图 5：基于维恩桥振荡器的 D 类分量放大器
超前滞后振荡器可以看成维恩桥振荡器的变形电路，起振的幅度条件是 A=3，振荡频率
212121
CCRRf
π= 。它们的差异在移相网络的结构。从原理上讲，它们都是一个极点和
一个零点级联，维恩桥振荡器是零点在前极点在后，超前滞后振荡器则相反。另一个微小的
差别是 RC 元件的分布位置不同，维恩桥振荡器是嵌入式分布的，零点回路里嵌入了极点电
路里一个电阻，极点回路里嵌入了零点电路中的一个电容。结果移相网络变成了 RC 串联与
并联形式，并和负反馈回路的电阻组成了独特的惠更斯电桥结构。超前滞后振荡器的移相网
络是一节标准的 RC 滞后电路和一节标准的 RC 超前电路级联。这些差异使基于超前滞后振荡
器的 D 类放大器不能构成平衡的惠更斯电桥结构，只是一个有独立的正反馈和独立负反馈回
路的振荡电路，振荡频率和闭环增益可分别控制。它构成的 D 类放大器，线性不如基于积分
型移相振荡器结构，但略好于维恩桥结构。它也容易产生寄生自激振荡，但比微分型移相振
荡器容易控制。基于超前滞后振荡器的 D 类放大器的结构如图 6。
图 6：基于超前滞后振荡器的 D 类放大器
根据上述分析。简单的总结一下。基于积分型移相振荡器的 D 类放大器 容易设计，且
有较好的音质。微分型移相振荡器由于极易产生超高频寄生振荡，不适于构造 D类放大器。
用维恩桥振荡器直接构造的D类放大器只有一般的表现，但它有潜力构造更好的D类放大器。
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基于超前滞后振荡器的 D 类放大器，线性好于维恩桥振荡器，但逊于积分型移相振荡器。
4．基于积分型文氏振荡器的 D 类放大器实验电路
这里介绍一个基于积分型移相振荡器的 D 类放大器，全部是用分立元件组成的，适于于
学习和 DIY。 电原理图如图 7。T1～T6 组成一个开环增益 72 分贝的互补差分运算放大器，
由于工作在开环状态，实际上是一个过零比较器，主要起量化作用。PWM 调制就是在这一级
实现的，它利用了振荡器的牵引效应原理。RC 振荡器本身的频率稳定性不高，振荡频率很
容易被外信号改变。输入信号接在 3 节移相网络的任一个节点都能改变振荡周期的占空比，
越接近 T1、T3 的基极，调制灵明度越高，但越容易过调制。试验证明，接在第一节 RC 移相
网络输出端 合适。另外，还可以接在比较器的同相端，即 T2、T4 的基极，但电路的参数
要重新设计。T5、T6 的集电极输出是已调 PWM 信号，经过 T7～T12 组成的门驱动电路，T13～
T15 互补 MOS 电流开关，PWM 脉冲信号被放大到电源轨幅度，由 L1、L2、C6 和 C7 四阶低通
滤波器从 PWM 中还原出放大后的音频信号。
R2～R4，C1～C3 三节 RC 移相网络的参数决定了振荡频率和放大器的闭环增益，参数选
择是受约束的，如果想要高的振荡频率，负反馈网络的阻抗就低，闭环增益就小，反之则相
反。好在通过仔细地设计这个问题能取得较好的折衷，方法是设计足够大的开环增益，选择
合适的 R/C 比值，使移相网络在－180o的相位点对应的反馈深度满足失真度要求。本电路的
反馈深度 53.31 分贝，闭环增益 18.69 分贝。20KHz 总谐波失真是 0.3%。振荡频率设计值是
389KHz。这个实验放大器是正负 50V／250W 工程机的放样电路，选用的晶体管具有 300V 的
耐压，电路在±12～±36V 范围里都能正常工作，电压大于±36V 时要修改结构。
图 8 是实验电路在 1KHz／2Vpp音频信号输入，两阶低通滤波器输出的仿真波形。输出
电压 17.2Vpp ,波形反相。输出波形上叠加有载波残余分量，从残余分量的密度看出，在调制
信号变化速率快的区域，载波振荡频率较高，这并不一定是坏事因为变化速率快的信号需要
更高的采样率。
图 9 是实验电路在 1KHz／2Vpp音频信号输入，四阶低通滤波器输出的仿真波形。输出电
压 17.2Vpp ，经过四阶巴特沃斯低通滤波器，输出波形是漂亮的正弦波，看不出载波残余分
量。虽然几百千赫兹的载波频率已超出了人耳的听音范围，但仍会以微妙的形式影响听感，
因而高阶滤波器在 D 类放大器中是受欢迎的。
图 10 是实验电路在 20KHz／2Vpp音频信号输入，四阶低通滤波器输出的仿真波形。输
出电压 22Vpp ，幅度增大了 4.8V, 相位迟后了约 50o, 这都是低通滤波器和扬声器的电感惹
的祸，它们 LC 参数在几十千赫兹的高频形成一个谐振峰，在谐振峰附近幅度和相位失真较
大。避免的方法是设计四阶低通滤波器时要把真实的扬声器模型作为滤波器的负载，不要用
8 欧姆的电阻替代。从图中还可以看出，振荡频率是 330KHz，而不是设计值 389KHz。比理
论值低的原因是设计三节 RC 移相网络时，假设移相网络的输入信号内阻为零，输出负载无
穷大。实际上差分放大器的输入阻抗是有限的值。
基于文氏振荡器的 D 类放大器的实现方法和工程电路都申报了专利，未经授权不能用于
盈利性生产，为了普及放大器新技术欢迎广大爱好着 DIY。
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图 7：基于维恩桥振荡器的 D 类放大器原理图
图 8：1KHz／2Vpp输入 2阶 LPF 输出的仿真波形
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图 9：1KHz／2Vpp输入 4阶 LPF 输出的仿真波形
图 10：20KHz／2Vpp输入 4阶 LPF 输出的仿真波形
