TartalomjegyzékBevezetés 2Rekapituláció A CMOS technológia áttekintése 3Áramkörszimuláció A szimuláció helye a tervezési folyamatban 5A szimulátor hatékony használata 6Áramkörszimulációs programok 8Alapozás Általános gondolatok 11Rekapituláció NMOS tranzisztor karakterisztikái 13Kisjelű (fizikai) helyettesítő képek 14Kisjelű erősítők tulajdonságai (négypólus helyettesítő képek) 15MOS erősítő alapkapcsolások 17MOS tranzisztor és áramgenerátor 18Áramtükrök 19Erősítő aktív terheléssel 20Kaszkód erősítők 22Az iverter, mint erősítő 23Differenciál-erősítők 25Műveleti erősítők 27Fázistartalék és kompenzálás 29Optimalizálási lehetőségek 34Gyakorlati kérdések a bemeneti ofszet és kompenzálása 35Termikus és layout kérdések 37Visszacsatolt műveleti erősítők 37Teljesítmény erősítők 40Feszültség-referencia (Band-Gap Reference) 42Áramreferencia 44Analóg kapcsolók 47Mintavevő és tartó áramkörök (Sample and Hold) 48Kapcsolt kapacitásu (SC) áramkörök A rezgőkondenzátor 49Integrátor kapcsolt kapacitással 50Szimulációs nehézségek 51Műveleti erősítő autózéróval 51Digitális vezérlésü áramgenerátor 53A szigma-delta A/D átalakítás 57Az élvezérelt komparátor 58Komparátorokról általában 58Rail-to-rail élvezérelt komparátor 59A döntési sebesség becslése 62Tápfeszültség ellátás: dc-dc konverterek, bevezetés, háttér 66Felfelé transzformálás 67Lefelé transzformálás 69A kimenö feszültség stabilizálása 71Háromszög generátor 73Szimulációs problémák 74Gyorsítás funkcionális modellekkel. 76

2009.11.23. GP. 1

ANALÓG CMOS ÁRAMKÖRTECHNIKA

1. BEVEZETÉS

A TANTÁRGY HELYE AZ OKTATÁSBAN: A KISSÉ HÁTTÉRBE SZORULT ANALÓG ÁRAMKÖRTER-VEZÉS MEGISMERTETÉSE – MERT A VILÁG ANALÓG

A TANTÁRGY CÉLKITÜZÉSE: ANALÓG ÁRAMKÖRI SZEMLÉLET KIALAKÍTÁSA EGY-SZERÜ CMOS KAPCSOLÁSOK ANALÍZISE ÚTJÁNAZ ANALÓG CELLAKÖNYVTÁRON TÚL EGYEDI TERVE-ZÉSRE IS SZÜKSÉG VAN

ÁRAMKÖRTERVEZÉSI STRATÉGIA: A TOP-DOWN ÉS A BOTTOM-UP STRATÉGIÁK ALKAL-

MAS MEGVÁLASZTÁSA TÁJÉKOZTATÓ SZÁMÍTÁSOK ÉS BECSLÉSEK (LEVEL 2

SZINTEN), UTÁNA SZIMULÁCIÓ.

A HATÁSOS VEZÉRLÖ FESZÜLTSÉG, Uh

AZ ÁRAMKÖRTERVEZÖ APRÓ TRÜKKJEI ÁTTEKINTHETÖ KAPCSOLÁSI RAJZOK, BLOKKVÁZ-

LATOK, HOGY "LÁTNI" LEHESSEN A FUNKCIÓT HIERARCHIKUS FELÉPÍTÉS, A HETES TAGOLÁS DIVIDE ET IMPERA: RÉSZFUNKCIÓK KIEMELÉSE, ÖNÁL-

LÓ TERVEZÉSE/KEZELÉSE KIS LÉPÉSEK TAKTIKÁJA: FOKOZATOS ÖSSZEÉPÍTÉS.

ELÖBB A MUNKAPONT, UTÁNA A KISJELÜ MÜKÖDÉS.ROBUSZTUS ÁRAMKÖRTERVEZÉS,

DESIGN FOR MANUFACTURABILITYA TOLERANCIA KOCKA: TÁPFESZÜLTSÉG, HÖMÉRSÉKLET, PARAMÉTERSZÓRAS

2009.11.23. GP. 2

"GYANAKVÓ" TERVEZÖI SZEMLÉLET.TULAJDONSÁGOK:

DAP: DEPENDENT ON ABSOLUTE PARAMETERSTAP: TOLERANT TO ABSOLUTE PARAMETERSLEHETÖLEG ARÁNYOKRA TÁMASZKODUNK.

TERVEZÉS GYÁRTHATÓSÁGRA:COMMON CENTROID ELRENDEZÉSHOSSZÚ CSATORNA, NAGY MÉRETEKEGYSÉGTRANZISZTOROK – PARAMÉTER ÁTLAGOLÁS.

A MUNKAPONTI ELÖFESZITÉS (BIAS) PROBLEMATIKÁJA.

REKAPITULÁCIÓ: A CMOS TECHNOLÓGIA ÁTTEKINTÉSE

A TECHNOLÓGIA LÉPÉSEI: LÁSD JEGYZET!!

MOS TRANZISZTOROK FELÉPÍTÉSE ÉS MÜKÖDÉSEAZ NMOS TRANZISZTOR FELÉPÍTÉSE:

A PMOS TRANZISZTOR FELÉPÍTÉSE:

2009.11.23. GP. 3

p+n+

π

n+

GS D B

p+ p+

π

GS D

p+

SUB

n+

B

ν

BIPOLÁRIS TRANZISZTOROK CMOS KÖRNYEZETBENVERTIKÁLIS PNP TRANZISZTOR:

A SZUBSZTRÁT A KOLLEKTOR

LATERÁLIS PNP TRANZISZTOR:

2009.11.23. GP. 4

π

p+

E

p+

C

n+

B

ν

π

p+

E

p+

C

p+

SUB

n+

B

νp+

2. ÁRAMKÖRSZIMULÁCIÓA SZIMULÁCIÓ A TERVEZÉSI FOLYAMATBAN

„FULL-CUSTOM“ ANALÓG INTEGRÁLT ÁRAMKÖRÖK KÖNYVTÁRI (STANDARD) CELLÁK (DIGITÁLIS ÉS

ANALÓG EGYARÁNT)KÉZI TERVEZÉS TRANZISZTOR SZINTEN – ÁRAMKÖR ÉS LAYOUTVERIFIKÁCIÓ CSAK SZIMULÁCIÓVALELVÁRÁSOK:

GYORS – SZÁMÍTÓGÉP TELJESÍTMÉNY PONTOS – SZÁMÍTÁSI PONTOSSÁG

PRECÍZ MODELLEK (BONYOLULT!)JÓ ALGORITMUSMÉRT PARAMÉTEREK (NAGYSZÁMÚ)HÁROM CSOPORT:

TM – TIPICAL MEANWS – WORST SPEEDWP – WORST POWER

INFORMATÍV – HOZZA, AMIT CSAK LEHET

2009.11.23. GP. 5

A SZIMULÁTOR HATÉKONY HASZNÁLATA"JÓL FELTETT KÉRDÉSEK"MUNKAPONT: DC-SWEEP

LASSÚ TRANZIENS JÓL VÁLASZTOTT BEMENÖJELEK

A HÁROMSZÖG JOBB, MINT A SZINUSZ

PL.: OPAMP DIFFERENCIÁLIS ÉS KÖZÖS MÓDUSÚ BEMENÖ JELEINEK SZÉTVÁLASZTÁSA:

2009.11.23. GP. 6

UDIF1

1

UCOMUOUT

A KÉTFÉLE VISELKEDÉST EGY SZIMULÁCIÓ

BEMUTATJA:

JÓL DEMONSTRÁLHATÓ AZ ÁTVITEL NEMLINEARITÁSA A VALÓDI ÉS AZ IDEÁLIS JELEK KÜLÖNBSÉGÉVEL:

Delta = (UKI – AGND) – AU * (UBE – AGND)

TÍZSZERES ERÖSÍTÉSÜ OPAMP:

1000*(V(KI)-V(AGND)+0.0001+9.998*(VBE)-V(AGND)))

2009.11.23. GP. 7

2009.11.23. GP. 8

ÁRAMKÖRSZIMULÁCIÓS PROGRAMOKA BERKELEY-SPICE IPARI/KERESKEDELMI VÁLTOZATAI:

A MICROSIM CÉG PSPICE PROGRAMJA PC-RE A CADENCE CÉG IC TERVEZŐJE AZ OPUS/SPECTRE A MENTOR-GRAPHICS CÉG ELDOD SZIMULÁTORA A LINEAR TECHNOLOGY CÉGTÖL AZ LTSPICE A BME EET: A TRANZ-TRAN 1969 ÓTA, A SISSI

ELEKTRO-TERMIKUS SZIMULÁTOR

A PROGRAM FELÉPÍTÉSEPREPROCESSZOR, SZIM. MAG, POSTPROCESSZOR

2009.11.23. GP. 9

GUI

Szimulációs mag (solver vagy engine)

Preprocesszor

Posztprocesszor

Netlista

Eredmény file-ok

Gerjesztések vezérlő

utasításokKatalógus

ALKATRÉSZ KÉSZLET PASSZÍV ALKATRÉSZEK – LINEÁRIS ELEMEK:

IDEÁLIS VISELKEDÉSŰ ELLENÁLLÁS ÉS KONDENZÁTOR, NEM IDEÁLIS INDUKTIVITÁS, ELOSZTOTT PARAMÉTERŰ LC ÉS RC HÁLÓZAT

BEÉPÍTETT MAKRO MODELLEK: KISVESZTESÉGÜ TRANSZFORMÁTOR,MŰVELETI ERŐSÍTŐK:

IDEALIZÁLT TÍPUSFÜGGETLEN MODELL,FUNKCIONÁLIS MODELLEL LEÍRT IC-K

GENERÁTOROK – LINEÁRIS ELEMEK:FESZÜLTSÉGGENERÁTOR (VESZTESÉGES), ÁRAMGENERÁTOR (IDEÁLIS),VEZÉRELT GENERÁTOROK

FÉLVEZETŐ ESZKÖZÖK – NEMLINÁRIS ELEMEK. KOMMERCIÁLIS DISZKRÉT ESZKÖZÖK,PARAMÉTEREZHETŐ IC ALKATRÉSZEK:

MOSFETDIÓDABIPOLÁRIS TRANZISZTOR

BEÉPÍTETT ESZKÖZMODELLEKPARAMÉTEREK A KATALÓGUSBANIDEÁLIS DIÓDA MODELLJE:

I = JG(U)= Io [exp(U/mUT)-1]G = dI/dU

PARAMÉTEREK: Io, m, T (UT)

MOS TRANZISZTOR MODELLEK: LEVEL1, 2, 3, …2009.11.23. GP. 10

U

I

JG(U)

G

ELEKTROMOS – TERMIKUS MODELL:

BIPOLÁRIS TRANZISZTOROK:EBERS-MOLL MODELLGUMMEL-POON MODELL

KÖVETELMÉNYEK A MODELLEKKEL SZEMBEN: PRECÍZ LEÍRÁS EGYSZERŰ, KIS FUTÁSI IDŐ KÖNNYEN MEGHATÁROZHATÓ PARAMÉTEREK

ANALÍZIS FAJTÁK: NEMLINEÁRIS DC ANALÍZIS (MUNKAPONTHOZ) DC TRANSZFER KARAKTERISZTIKA (DC-SWEEP) NEMLINEÁRIS TRANZIENS ANALÍZIS (IDŐTARTOMÁNY) KISJELŰ AC ANALÍZIS (FREKVENCIA-TARTOMÁNY)

MUNKAPONTI LINEARIZÁLÁSSALKIEGÉSZÍTŐ ANALÍZISEK:

TOLERANCIA, ZAJ, TORZÍTÁS, TERMIKUS

MIXED-MODE SZIMULÁCIÓANALÓG ÉS DIGITÁLIS SZIMULÁTOR EGYÜTTES MŰKÖD-TETÉSEPROBLÉMA: A KÉTFÉLE JELEK ÖSSZEHANGOLÁSA

3. ALAPOZÁS2009.11.23. GP. 11

Elektromos rész Termikus rész

D

B

G

S

ID

Pd

Tj

Tja

Tamb

Pd = Id·Uds

3.1. ÁLTALÁNOS GONDOLATOK

AZ ÁRAMKÖRÖK KÖZEL VÉGTELEN SOKFÉLESÉGE

ERŐSÍTŐK, ÁTALAKÍTÓK, KOMPARÁTOROK, MINTAVEVŐK,

OSZCILLÁTOROK, KAPCSOLT KAPACITÁS

AZ ANALÓG CELLAKÖNYVTÁRAK NEM TUDNAK MINDENT LEFEDNI.

EZÉRT EGYEDI TERVEZÉS KELL, DIREKT A SZILICIUM FELÜLETÉN

AZ ÁRAMKÖRTERVEZÉS ALAPJAI AZONOSAK, DE A SZILICIUM FELÜLETE SPECIÁLIS FELTÉTELEKET SZAB.

HÁTTÉRISMERETEK, RÖVIDEN ÖSSZEFOGLALVA:

MOS ÉS BIPOLÁRIS TRANZISZTOROK FELÉPÍTÉSE ÉS MŰKÖDÉSE,

A CMOS FÉLVEZETŐ TECHNOLÓGIA,

A TRANZISZTOROK KARAKTERISZTIKÁI,

A TRANZISZTOROK KISJELŰ HELYETTESÍTŐ KÉPEI,

KISJELŰ ERŐSÍTŐK ÁLTALÁNOS TULAJDONSÁGAI, NÉGYPÓLUS HELYETTESÍTŐ KÉPEK,

TRANZISZTOROS ERŐSÍTŐ ALAPKAPCSOLÁSOK.

KÖZELÍTŐ ÖSSZEFÜGGÉSEK KÉZI SZÁMÍTÁSOKHOZ

KÜLÖNBSÉGEK A DISZKRÉT ÉS AZ INTEGRÁLT TECHNIKA KÖZÖTT:

2009.11.23. GP. 12

ALKATRÉSZKÉSZLET ÉS TOLERANCIÁK

DÖNTŐ TÖBBSÉGBEN MOS TRANZISZTOROK

NAGY ABSZOLÚT SZÓRÁS – JÓ ARÁNYTARTÁS

NAGY ELLENÁLLÁS NINCS, AKTÍV TERHELÉSEK

KIS FESZÜLTSÉG, KIS ÁRAMFELVÉTEL

PROBLÉMÁK A MÉLY SZUBMIKRON TARTOMÁNYBAN (0.35 µM ALATT)

A "SCALE-DOWN" LEHETŐSÉGEI KORLÁTOZOTTAK

NAGYOBB ADALÉK-KONCENTRÁCIÓ, KISEBB LETÖRÉSI FESZÜLTSÉG

RÖVID-CSATORNA EFFEKTUS, A KARAKTERISZTIKA TORZUL

NAGYOBB CSATORNA-HOSSZ SZÜKSÉGES

AZ "EGYSZERŰ" TERVEZÉSI MÓDSZEREK RÖVID CSA-TORNA ÉS EXTRÉM MAGAS FREKVENCIÁK MELLETT NEM HASZNÁLHATÓK

2009.11.23. GP. 13

REKAPITULÁCIÓ: AZ NMOS TRANZISZTOR FELÉPÍTÉSE

A PMOS TRANZISZTOR FELÉPÍTÉSE

NMOS TRANZISZTOR KARAKTERISZTIKÁI

Egyszerű közelítő összefüggések (Spice Level-2 modell)A transzfer karakterisztika a telítéses tartományban, UGS > VT esetére:

ID = K·(W/L)(UGS – VT)2

A trióda tartományban az áram függ UDS-től is:

ID = K·(W/L){2 (UGS – VT )UDS – UDS2}

K = µCox/2a K konstans használata meglehetősen rugalmas.

(W/L is benne lehet)

2009.11.23. GP. 14

UGS

trióda tartomány

telítés

ID

UDS VT UGS

log(ID)

IonID

UGSVT

p+n+

π

n+

GS D B

p+ p+

π

GS D

p+

SUB

n+

B

ν

Hatásos vezérlő-feszültség, röviden a hatásos feszültség:

Uh = UGS – VT

A karakterisztika egyenlete egyszerűbb:

ID = K·(W/L)Uh2

Csatornahossz-moduláció, (rövidcsatornás effektus):

ID = K·(W/L)Uh2(1 + λUDS) 1/λ = 20-30V

Küszöb alatti tartomány:

Ion a küszöbfeszültségnél folyó áramn 1,2 körüli konstans

Ma többnyire a BSIM modelleket használják szimulációhoz

KISJELŰ (FIZIKAI) HELYETTESÍTŐ KÉPEKKISJELŰ ÜZEMMÓD:

ha a karakterisztika görbülete elhanyagolhatóAlacsony frekvencián (0 Hz-en!) az elemeket többnyire a karakterisztika egyenletek parciális deriváltjai szolgáltatják.MOS TRANZISZTOROK:

A meredekség:

Másképpen:A kimenő vezetés: gd = λ ID

A fokozat erősítése:

Bulk hatás: gmb ≈ gm 30-40%-aNagyfrekvenciás működés:

2009.11.23. GP. 15

ugs

D

S

G

S

ugs gm gd RL

a tranzisztorban kialakuló kapacitások határozzák meg

A kapacitások mind munkapont-függőek.

KISJELŰ ERŐSÍTŐK TULAJDONSÁGAINÉGYPÓLUS HELYETTESÍTŐ KÉPEK

Általános erősítő:

Fekete doboz:A viselkedést négy független paraméterrel tudjuk leírni. A paramétereket célszerű olymódon definiálni, hogy azok: illeszkedjenek az impedancia-viszonyokhoz, legyenek lehetőleg kevéssé munkapont-függőek, legyenek könnyen mérhetők.

Kisjelü paramétercsoportok: impedancia (z), admittancia (y), hibrid (h), inverz hibrid, lánc és inverz lánc paraméterek.

Bipoláris tranzisztoroknál kezdetben a h paramétereket használták:

ube = h11ib + h12uce

ic = h21ib + h22uce

Az üzemi frekvencia növekedtével nagyfrekvenciás tran-zisztoroknál áttértek az y paraméterekre, mert azokat könnyebb volt mérni:

2009.11.23. GP. 16

RG

RL

p+n+

π

n+

GS D B

CSB CDB

CGB

CGDCGS

ib = y11ube + y12uce

ic = y21ube + y22uce

Extrém magas frekvencián (GHz-es tartomány) az áthaladó és visszavert teljesítményekre alapozó s (szórási) paramé-tereket használják, minthogy ott azokat könnyebb mérni:

r1 = s11a1 + s12a2

r2 = s21a2 + s22a2

Itt a1 és a2 a négypólusba (kétkapuba) belépő feszültség-hullám, r1 és r2 pedig a visszavert feszültséghullámok.

MOS tranzisztorok esetén, ha nem extrém magas frek-venciákról van szó, jól használható a kisfrekvenciás helyettesítő kép, kapacitásokkal kiegészítve.

Az erősítőket szokás impedancia-viszonyaik szerint osztá-lyozni:

1. Feszültségerősítő:

Au = ΔUki /ΔUbe = uki/ube

operational amplifier, OPA vagy OpAmp

2. Transzkonduktancia erősítő (operational transconduc-tance amplifier, OTA):

gm = ΔIki / ΔUbe = iki/ube

3. Áramerősítő: ennek tipikus példája a bipoláris tranzisz-tor földelt emitteres kapcsolásban

β = ΔIki / ΔIbe = iki/ibe

4. Az extrém nagyfrekvenciás technikában kis impedan-ciák. Teljesítményerősítés, szórási (s) paraméterek.

5. „Degenerált” erösítök: konstans (referencia) feszültsé-get valamint áramot állítanak elő.

MOS TRANZISZTOROS ALAPKAPCSOLÁSOKKözös source:

2009.11.23. GP. 17

RL

uki

VDD

ube

A = –gm /(gd + 1/RL)Ha RL kicsi:

A = –gmRL

Ha RL tart a végtelenhez:AMax = –gm/gd

Közös gate:

Az erösítés:

A bemenő vezetés:

Source követő (közös drain):

Az erősítés:

A kimenő vezetés:

MOS TRANZISZTOR ÉS ÁRAMGENERÁTOR MOS tranzisztor áramgenerátor terheléssel:

2009.11.23. GP. 18

RLuki

VDD

ube

gd

ube

gm

RL uki

IG

∆Ube∆Uki

ube

gm gd

RL

uki

RL

uki

VDD

ube

AMax = ∆Uki/∆Ube = –gm/gd

Vízszintes munkaegyenes:

Az erösítéshez:gm = dId/dUgs = 2K·(W/L)·Uh = 2ID/Uh

gd = λID

Ezekből: │AMax│= gm/gd = 2/(λUh)

Ha λ=0,05 [1/V] és Uh=0,4V, akkor AMax = 100

A kaszkód struktúra a source felé “árnyékol”, csillapít:

Itt is ∆UD/∆US = –gm/gd = AMax

A tranzisztor viselkedése az áramköri környezettöl is függ!

ID = K·(W/L)·Uh2

Ha a W/L arányt megduplázzuk:

2009.11.23. GP. 19

UGS0–∆U

ID

UDS

UGS0 UGS0+∆U

IG

IG∆US

∆UD

Feszültséggel hajtva: ID 2ID

Árammal hajtva: Uh Uh /

ÁRAMTÜKRÖKEgyszerü áramtükör:

MOS dióda + tranzisztor

Ha azonos W/L, akkor IM=IR.

gd=λIM

UMin = UDsat = UGS – VT = Uh

Kaszkód áramtükör:

gki ≈ gd/AMax = gd2/gm

UG2=2UGS1

UD1 = UGS1 = VT + Uh

UMin = VT + 2Uh

Javított kaszkód áramtükör:

T3 L 4L

2009.11.23. GP. 20

UGS IMIR

UGS1

UG2 IMIR

UD1

IM

UD2

UD1

4L

IR

UG2

UGS1

VDD

T2 T3 T4

T6 T7

T5

T1

UG2 VT + 2Uh

UD1 = Uh

UMin = 2Uh

ERŐSÍTŐ AKTÍV TERHELÉSSEL:

Rail-to-rail működés: UKI = Uhn … VDD–Uhp

A = gm/(gdn + gdp) ≈ gm/2gd = AMax/2

2009.11.23. GP. 21

gdpgdn

ugs

D

S

G

S

ugs gm

IB

ube

uki

VDD

VDDVDD- Uhp

ID

UDS

Uhn

ERŐSÍTŐK

(ERŐSÍTŐK AKTÍV TERHELÉSSEL)

KASZKÓD ERŐSÍTŐK

AZ INVERTER, MINT ERŐSÍTŐ

DIFFERENCIÁL-ERŐSÍTŐK

MŰVELETI ERŐSÍTŐK

EGYENÁRAMÚ VISZONYOK

FREKVENCIAFÜGGŐSÉG

FÁZISTARTALÉK ÉS KOMPENZÁLÁS

2009.11.23. GP. 22

KASZKÓD ERŐSÍTŐKkapacitív visszahatás a kimenetről a bemenetre

CM = (1 A)*CV

Földelt gate-es árnyékoló fokozat: Kaszkód erősítő, teleszkóp változat

A1 = u1/ube ≈ gm/gm= 1

CMiller = 2CGD

A = uki/ube ≈ gm/gd = AMax

Az aktív terhelés is lehet kaszkód – nagyon nagy kimenö impedancia

Munkapont: három tranzisztor sorba kapcsolva – feszültség gazdálkodás

2009.11.23. GP. 23

ube

uki

u1

IB

VDD

A

CM

CV

A

Folded kaszkód erősítő:

Az egyenáram (2IB) megoszlikA váltakozóáram visszafordulAz RL terhelés lehet áramtükör, vagy rezgőkör

AZ INVERTER, MINT ERŐSÍTŐ

Egyenáramú szempontból két MOS-dióda

2009.11.23. GP. 24

BE KIR

UKI

UBE

U0

VDDU0

VDD

ID

UDS

VDD

VTn VTp

U0

I0

RL

2IB

VDD

ube

uki

u1

IB

IB i1

Ha csak a küszöbfeszültség különbözik:Uh = (VDD – VTn – VTp)/2

és akkorU0 = VTn + Uh = (VDD + VTn – VTp)/2 = VDD/2 + (VTn – VTp)/2

Ellenütemü müködés (push-pull), a tranzisztorok össze-dolgoznak

Karakterisztika:

Kisjelű helyettesítő kép:

AU=(gmn+gmp)/(gdn+gdp)

2009.11.23. GP. 25

ube·gmpube·gmn gdpgdn

ube

KIBE

I0

ID

UDS

VDDU0

VTn VTp

DIFFERENCIÁL-ERŐSÍTŐK

Két bemenetük van, a rajtuk megjelenő feszültségek különb-ségét erősítikA kimenet többnyire aszimmetrikus, de lehet szimmetrikus isKözös elöfeszítés lehetösége – stand-byDifferenciál-erősítő – műveleti erősítő: kis különbségDifferenciál-páros: (szimmetrikus kimenet)

Közös módusú bemenő feszültség:Ucom = (UP+UN)/2

Differenciális bemenő feszültség:Udiff = UP–UN

Ha UP = UN

IP = IN = IG/2

MOS differenciál-pár transzfer karakterisztikája:

2009.11.23. GP.

IP

UP UN

IN

IG

RLRL

U/Uh0

I/IG1,0

1,0

0,5

-1,0- 0

OP

IN

IP

ONUB

OUTIN

IP

UBUB

IB

26

Kisjelü erösítés:

Adiff = udki/udbe = ΔUdiffki/ΔUdiff ≈ gmRL

Közös módusú erösítés:Acom = ucomki/ucom ≈ gdRL

Közös módus elnyomás – CMRR:CMRR = Acom/Adiff = gd/gm gd áramgenerátor

gm diff. tranzisztor

Aszimmetrikus kimenet:A diff. pár áramát áramtükörrel összegzik

Munkapont:

Uki = VDD – (VT + Uh)

VDD = 5VUKI = 5–1–(0,2…0,4) = 3,6…3,8V

Szabad kivezérlés: ±VT 3,7±1 = 2,7 … 4,7V

Minimális közös módusú bemenet:UCmin = VT + 2Uh UCmin = 0,8 + 2(0,2…0,4) 1,2…1,6VMaximális közös módusú bemenet: 3,5 … 5V

Kisjelű helyettesítő kép:

2009.11.23. GP.

VT+Uh

Udiff

Uki

VDD

IG

udiff gdn

(udiff/2)gm (udiff/2)gm

gdp CL

27

Erösítés: A = gm/(gdn + gdp)

Egy-időállandós frekvenciamenetét döntően CL (Miller-kap.) határozza meg:

ω0 = (gdn + gdp)/CL

Slew rate (SR), a kimenet maximális változási sebessége:

SR = IG/CL

MŰVELETI ERŐSÍTŐKA műveleti erősítő egy felfejlesztett differenciál-erősítőNagy erősítés egy második erősítő fokozattalEsetleg még egy egyszeres erősítésű puffert (source követő)

Részleteiben:

Tipikus CMOS áramkör, munkapont beállítás közös áram-tükörrel2009.11.23. GP.

1A

CV

Ubias

T5

VDD

INP

IB

OUTINN

QN

T8

T9T2T1TB

T7

T6

T4T3

QP

CV

28

Analóg nulla: ≈ VDD/2 EGYENÁRAMÚ VISZONYOK: Egységtranzisztorok, T1 dupla szélesMunkapont meghatározás "ránézéssel"

Magas kimenö impedanciaKis kimenö impedanciához source-követö harmadik fokozat

FREKVENCIAFÜGGÖSÉG: AC vizsgálat közelítö számítássalAlacsonyfrekvenciás (0 Hz-es) erősítés a két fokozatra:

RL a második fokozat rezisztív terheléseA teljes erősítés:

Egy-időállandós modell: Az első fokozatot terhelő Miller-kapacitás:

CL = A20CV

Az első fokozat 3dB-s törésponti frekvenciája g/C formában:

Ez többnyire csak néhány kHz A teljes frekvenciamenet:

A(ω) = A10A20/(1 + jω/ω10)

Magas frekvencián (ω>>ω10) 20dB/Dekádos esésLeegyszerűsítve:

│A(ω)│ ≈ gm4/ωCV

2009.11.23. GP. 29

A tranzitfrekvencia:

fT ≈ gm4/2πCV

Ha gm4=1mS és CV=1pF (ebben már CCOMP is van!),

akkor fT = 160 MHz

ω10 a rendszer domináns pólusa, a közelítés jó.

A precíz helyettesítő kép fT környezetében már jelentös eltéréseket hoz

FÁZISTARTALÉK ÉS KOMPENZÁLÁSVisszacsatolt alkalmazásAz erősítést ellenállások aránya határozza megNyquist: φ(fT) ≤ 180°

fázistartalék: 180° – φ(fT) 30°…60°Ehhez kompenzálni kell: becslés és szimuláció

Kétfokozatú erösítö kompenzálása: egyszerüsített helyette-sítö kép alapján Cc és Rc kompenzáló elemekkel

Az alacsonyfrekvenciás erősítések:A10 = gm1R1 és A20 = gm2R2

és ezekből:A0 = A10 A20

Ha CC=0 és RC=0 akkor nincs visszahatás, van két egymáshoz közeli pólus, p1 és p2

2009.11.23. GP.

u1

u1gm2 R2

Rcp

C2uin gm1 R1

Ccp

C1 uout

30

{ a=1/(1+jω/ω0) = 1/(1+jω/p) }Pólus hasítás: (pole splitting)

Az elsö fokozat terhelése:

CMiller = CC (A20 + 1)

Ettöl p1 és fT lefelé tolódik

CC járulékos pólust és zérust hoz be

Ezeket RC el tudja tüntetni

A részletes vizsgálathoz harmad ill. negyedfokú komplex egyenletek megoldása szükséges

Elsö közelítés:

2009.11.23. GP.

20dB/Dekád

fT fT0

p20p10 p2 p3p1

log A

log f

A0

1

fTlog f

p3p2p1

φ

-90

0

-270

-180

31

A domináns pólus:

=

A második pólus:

A zérus helye pontosan adódik:

A tranzitfrekvencia:

A hasítást gm2-vel és CC-vel lehet beállítaniElöírjuk:

p2 = KT K = 4…8

és ebből

≈ 0,4…4pF

RC hatására csak a zérus helye módosul:

RC=1/gm2 esetén a zérus megszűnik, de ha

akkor z = p2 és kioltják egymástEz a lead compensation

A gyakorlatban becslések alapján, K=67 mellett meghatá-rozzuk CC valamint RC kezdő értékét.

Ezután szimulációval finomhangolunk

RC kiváltása tranzisztorral

A csatorna vezetése az origóban:

2009.11.23. GP. 32

G = dI/dU|UDS=0 = 2K(W/L)Uh

RC „floating”

A gate potenciálját a csatorna potenciáljából származtatjuk

2009.11.23. GP.

UGS

T12

Ubias

T11

T10

VDD

CC OUTQN

33

MŰVELETI ERŐSÍTŐK

OPTIMALIZÁLÁSI LEHETŐSÉGEK

GYAKORLATI KÉRDÉSEK

VISSZACSATOLT MŰVELETI ERŐSÍTŐK

TELJESÍTMÉNY ERŐSÍTŐK

2009.11.23. GP. 34

OPTIMALIZÁLÁSI LEHETŐSÉGEKKülönböző szempontok szerint

NAGY ERŐSÍTÉSKaszkód fokozat(ok) beépítésével

NAGY KIMENETI ÁRAMTERHELÉSKimeneti tranzisztorok W növeléseSource követö

NAGY KIMENŐ FESZÜLTSÉGTARTOMÁNY(rail-to-rail output)

A líneáris kivezérlés határa:UDS = Uh

alacsony Uh nagy W/LUhmin = 0.1 ... 0.2V

NAGY BEMENŐ FESZÜLTSÉGTARTOMÁNY(rail-to-rail input)

A differenciál páros lezár:Ucom=VT+2Uh és VT között

Felfelé:Ucom > VDD

N csatorna esetén: Ucom = 1 ... 5VP csatorna esetén: Ucom = 0 ... 3.9V

Rail-to-rail csak a kettő kombinációjával megy – nehéz

2009.11.23. GP. 35

KIS ZAJA zajkérdést mindig az első fokozatban kell megoldaniKét zaj-összetevő:

Termikus fehér zajFlicker (villódzási) zaj 1/f

Kedvezőbb a széles (nagy W/L) p-csat. diff. páros

KIS TÁPFESZÜLTSÉG„Feszültséggazdálkodás”3.3 volt alatt egyre nehezebbHa két tranzisztor „összenyit”: VTn + VTp > 2V

Differenciális erősítő min. közös módus: VT + 2Uh 1.2V

Kis tápfeszültséghez kis küszöbfeszültség:

VT ≈ 0.2VDD

KIS FOGYASZTÁSKis feszültség és/vagy kis áramfelvételKészenléti (stand-by) üzemmódAz áram csökkentésével a sebesség lassulKüszöb(feszültség) alatti üzem

GYAKORLATI KÉRDÉSEK

A BEMENETI OFSZET ÉS KOMPENZÁLÁSAA bemenetre redukált ofszet feszültségKimenet: AGNDEredet: aszimmetria, küszöbfeszültségek differenciájaGondos layout tervezés

2009.11.23. GP. 36

Ofszet kompenzáló áramkörök floating!!A hintakapcsolás kedvezően kompenzálható

Ofszet feszültség kompenzálása

A kompenzáló áram előállítása

A PROG programozó információ rendszer szintű.

Szakaszos működés esetén kondenzátor feltöltés2009.11.23. GP. 37

UOUT

AGND

R1 R2

UIN

RC

IC

GENERÁTOR

IREF

IC

PROG

MSB

TERMIKUS ÉS LAYOUT KÉRDÉSEKHőmérsékleti csatolások

A bemeneti fokozat szimmetriája

A bemeneti fokozat legyen a hőforrásoktól messze

A szimmetriatengelye a hőforrás felé mutasson

Termikus szimuláció

Építkezés egység-elemekből – szélhatások

Minden kis értékű egész számok arányából levezetve

(1:2, 2:3, 1:5, 4:5, stb.).

Common centroid struktúra:

A paraméterváltozások a hely függvényében lineárisok.

Kombinált elemeknél a geometriai centrum a mérték-adó

Több csoport azonos centrummal

VISSZACSATOLT MŰVELETI ERŐSÍTŐKCsak rezisztiv visszacsatolás

Ideális esetben a nyilthurkú erösítés végtelen

Követö és hinta kapcsolás

2009.11.23. GP. 38

A BB

A AB B

A B AB B

B A

A B

B

CB A

CA

1:2

1:1

2:31:1:1

1:1

Csak a referencia csomópontban (AGND) különböznek

Követö:

Av0 = 1 + R2/R1

Szélső esetben: R1=∞, R2=0 buffer A=1

Hinta:

Av0 = –R2/R1

Az erösítö bemenete virtuális rövidzár

A domináns pólus: p1 = ωT/Av0

Nagy a különbség a közös módusú igénybevételben

Ezzel összefügg az output voltage swing is

Az erősítés pontos beállításához az ellenállásokkal trük-

2009.11.23. GP. 39

R2

AGND

UIN

UOUT

R1

UIN UOUT

AGND

R1 R2

közni kell (szórás csökkentés)

2009.11.23. GP. 40

1. TELJESÍTMÉNY ERŐSÍTŐK

2. FESZÜLTSÉG-REFERENCIA (BAND-GAP REFERENCE)

3. ÁRAMREFERENCIA

2009.11.23. GP. 41

1. TELJESÍTMÉNY ERŐSÍTŐKKis kimenő impedancia, nagy feszültség és áram

A source-követő buffer kedvezötlen

A-oszt. teljesítményerősítő kétfokozatú műveleti erősítőből

Rail-to-rail kivezérlés, széles tranzisztorok, visszacsatolás

A hatásfok gyenge, ≤25%

I0 nyugalmi áram, kivezérlés közben I = 0 … 2I0

AB-osztály: IMax = 4I0 (8-10)I0

Ezzel a hatásfok: 50%

Elméleti háttér:

f(x) = (Z+x)2 – (Z–x)2 = 4Zx

Módosított inverter:

Nyugalmi bemenet: UBE0

Kimenet: AGND

A nyugalmi áram, I0 kicsi

2009.11.23. GP. 42

Ip

In

Iki = Ip-In

UBE

0 -I0

I0

Iki

UBE

UBE0

A feszültség eltolást MOS dióda valósítja meg, az elözö fokozatba beépítve.AB-osztályú végfokozat előerősítővel:

Kezdetben T3 és T6 vezet, a négyzetes karakterisztikák ki-egyenlítik egymást

Nagy kivezérlésnél az egyik lezár

Itt jön a felfelé görbülö négyzetes karakterisztika, de ellene dolgozik az átviteli karakterisztika telítödése ("lekonyulás")

A karakterisztika egyenetlenségeit (torzítás!) visszacsato-lás lecsökkenti.

Az áramkör nem robusztus, a munkapontbeállítás kényes!

2009.11.23. GP. 43

RL

T7

T6

T5

T4

T3

UBE

Ibias

T2T1

AGND

2. FESZÜLTSÉG-REFERENCIA (Band-Gap Reference)

Hídkapcsolás automatikus kiegyenlítéssel

műveleti erősítő végzi

A diódák: két diódának kötött pnp tranzisztor EB átmenete (n-zsebes CMOS technológia!)

UD1 a hőmérséklet függvényében csökken, UR1 pedig növekszik. A kettő kiegyenlítheti egymást.

UBG = UD1 + UR1

UD1 = UD2 + UR3

A diódák:

I = j0Aexp(U/UT)

j0 = konstT 3exp(-UG/UT)

Ekkorára kell UR1 pozitív hőmérsékletfüggését beállítani.

I1 = j0A1exp(UD1/UT) és I2 = j0A2exp(UD2/UT)

Az áramok aránya:

2009.11.23. GP. 44

I1

UR3

UBGG

A2 UD2

UR1

UD1

R3

R2 R1

I2

A1

Ez negatív (ca. -2mV/K°)

Az R3 –ra jutó feszültség:

UR3 I2 UR1

I2 = UR3/R3UR1 = I2R2 = UR3R2/R3 =

Eszerint UR1

1.teljesen kézben tartható,

2.az abszolút hőmérséklettel arányos:

A koefficiensek abszolút értékének meg kell egyezni:

És ebböl:

UBG = UD1 + UR1 = UG + 3UT

Szobahőmérsékleten:

UBG = 1120 mV + 3x26 mV = 1198 ≈ 1.2 V

Ez a feszültség –25° és +125° között 1mV-on belül állandó.

UD1 és UR1 600mV körül van.

Ha A2/A1 = R2/R1 = 8, akkor UR3-ra kb. 100mV adódik.

Minthogy az erősítőnél UCOM ≈ 600 mV, ezért p-csatornás bemenö fokozat kell.

n-zsebes CMOS technológia esetén csak npn tranzisztor van, a szubsztráttal közös kollektorral, ezért a struktúra módosul:

2009.11.23. GP. 45

3. ÁRAMREFERENCIARitkábban szükséges. Egyszerű megoldás: Band-Gap feszültség-referencia áramkör meg egy ellenállás – nem tökéletes.Áramtükrök stabilizálhatók úgy, hogy az Ubias-al vezérelt tranzisztorok meredeksége höfokfüggetlen marad:

Egységtranzisztorok

ID2 = ID1

W5=4W6

U5h=U6h/2

ID1RB = Uh6 / 2

gBn = gm6 = 1/RB

gBp = gm2 = gm6

A hömérséklet nem szerepel az összefüggésbenés ebből

2009.11.23. GP. 46

T3 T4

UBp

UBn

T2T1

RB

W5

T5 T6

VDD

W6

gBp

gBn

Az áramkörben pozitív visszacsatolás van, de stabil, ha

(W/L)5 > (W/L)6

Stabil akkor is, ha ID=0

Ellene start-up áramkör:

TL hosszú és keskeny

2009.11.23. GP. 47

T7

UBpTL

UBnT8

VDD

ZZ

ANALÓG KAPCSOLÓK

MINTAVEVÖ ÉS TARTÓ (S/H) ÁRAMKÖRÖK

KAPCSOLT KAPACITÁSÚ (SC) ÁRAMKÖRÖK

A REZGŐKONDENZÁTOR

INTEGRÁTOR KAPCSOLT KAPACITÁSSAL

SZIMULÁCIÓS NEHÉZSÉGEK

MŰVELETI ERŐSÍTŐ AUTÓZÉRÓVAL

2009.11.23. GP. 48

ANALÓG KAPCSOLÓKUDS=0 környezetében a tranzisztor vezérelhető ellenállás-nak tekinthetőIdeális kapcsoló: Nulla ↔ Végtelen ellenállás

Tranzisztor: ROFF ≈ ∞ de RON ≠ 0

A vezetés Uh-val közel egyenesen arányos:GON = gd(UDS=0) ≈ 2K·Uh

Jól használható kapacitív terhelés eseténA legegyszerűbb analóg kapcsoló áramkörök:

Rail-to-Rail üzem csak CMOS struktúrával lehetséges:

Alkalmazás: sample/hold, kapcsolt kapacitásos áramkörök

2009.11.23. GP. 49

~

UKI = 0 … (VDD – VT)

VDD

G~

UKI = VT … VDD

G

VDD

~

UKI = 0 … VDDVDD

GON=1/RON

UKI

VTN VTP

MINTAVEVŐ ÉS TARTÓ ÁRAMKÖRÖK(SAMPLE-AND-HOLD)

Analóg kapcsolók kapacitív terheléssel

Bekapcsolás: a kapacitás a kapcsolón keresztül feltöltődik

Kikapcsolás: a kondenzátor tartja a feszültséget

Kisülés a kapcsoló tranzisztor szivárgása miatt

Tartás 1 – 10 msec nagyságrendben

Zavaró hatás:

A kapcsoló pulzus kapacitív úton töltést injektál

2009.11.23. GP. 50

KAPCSOLT KAPACITÁSÚ (SC) ÁRAMKÖRÖKA REZGŐKONDENZÁTOR

Ide-oda kapcsolt kapacitás: rezgőkondenzátorNagyértékü ellenállások "utánzása"

Töltéstranszfer át nem lapolódó órajelekkel

Q1=CU1 Q2=CU2

Ekvivalens áram (I=Q/t) és ellenállás:

Iekv = f∙C∙(U1 – U2) Rekv = 1/(C· f )

Az áramszállítás szakaszos: τ =1/f

Csak akkor müködik, ha a kapcsolgatás frekvenciája lényegesen nagyobb, mint az üzemi frekvenciaMásodlagos effektusok: mint a S/H áramkörnélTöltés injektálás a gate-csatorna kapacitáson keresztülDummy tranzisztor ellenfázisban vezérelve:

Rail-to-rail üzem csak CMOS kapcsolókkal megy azzal a kompenzálás is megoldható2009.11.23. GP. 51

C

U1 U2

Rekv

C

Ø1

U1 U2

Ø2

Ø1 Ø2

Ø2Ø1

CU1 U2

Ø1 Ø2

INTEGRÁTOR KAPCSOLT KAPACITÁSSAL

Alkalmazás RC szürőkben, visszacsatolásra: kis C, nagy R

Példa: kapcsolt kapacitású integrátor

Ha AU ≈ ∞, akkor a kimenő jel a bemenet integrálja:

Ugyanez kisjelű feltételek mellett felírva:

Az integrálás időállandója pedig:

A kapacitások arányát IC-ben pontosan lehet méretezni

Az időállandót a frekvenciával kényelmesen és pontosan tudjuk szabályozni.

2009.11.23. GP. 52

C1

C2

Rekv

C

SZIMULÁCIÓS NEHÉZSÉGEKA kapcsolási frekvencia lényegesen magasabb, mint a feldolgozott jelek frekvenciája. A szimulációt a kapcsoló jel sok száz, esetleg sok ezer periódusáig kell futtatni sok idő.Kisjelű AC szimulációnál „keveredik” az idő és a frekvencia tartományban való szimuláció. Ez már nem idő kérdése.Nincs tökéletes megoldás, a tervezőnek itt nehéz dolga vanA tranziens szimuláció gyorsítható: funkcionális modell az erősítőknekAC szimuláció: a rezgőkondenzátorokat helyettesítjük az ekvivalens ellenállásukkal. Ez a csere befolyásolhatja a DC munkapontot

MŰVELETI ERŐSÍTŐ AUTÓZÉRÓVAL

Két működési fázis: előkészítés, végrehajtás Az előkészítő fázisban egy kondenzátort feltöltünk az erősítő ofszet feszültségére.A végrehajtási fázisban a bemenettel ellentétes polaritással sorba kapcsoljuk:

Előtöltéskor 1, 2 és 3 vannak zárva.

Az 1 kapcsoló feszültségkövető üzemet hoz létre.

A kimeneten „nulla+ofszet” jelenik meg.

2009.11.23. GP. 53

4

1

3 2

C4

AGND

A C kondenzátor feltöltődik az ofszet feszültségre

Normál üzemben a két 4 jelű kapcsoló bekapcsol

A negatív bemeneten a soros C kioltja az ofszetet.

A frissítési idő msec nagyságrendű

Hintakapcsolás autozéró kompenzálással:

Az 1 fázisban a kondenzátor feltöltődik az Uofszet -re

A 2 fázisban a bemenethez hozzáadódik a kondenzátorból az ofszet feszültség, és kompenzál.

2009.11.23. GP. 54

1

1

C2

AGND

DIGITÁLIS VEZÉRLÉSŰ ÁRAMGENERÁTORÁram-kimenetű D/A-konverter, többnyire áramtükrökbőlÁram-feszültség konverzió:

ÁRAMTÜKÖR GENERÁTOROKDuplázódó (1, 2, 4, 8, …) elemi áramgenerátorok

Common centroid elrendezésü egység-tranzisztorokKapcsolók a kimenet feléFeszültségre konvertált D/A átalakító:

Az áramgenerátorok fix feszültségre dolgoznak (AGND)A kapcsolók csak kapcsolnak.2009.11.23. GP. 55

U = RIGEN

AGND

RIGEN

UBIAS

I0

IR

W/L

2I0 4I0 8I0

1W 2W 4W 8W

UBIASIR

W/L

D0 D1 D2 D3

1W 2W 4W 8W

AGND

Kaszkód kapcsolók változó feszültséghez:

A kaszkód tranzisztorokat kapcsolónak is használjuk, UG2 és nulla között. (Analóg multiplexerrel vezérelve!)A minimális gate-feszültség:

UG2 = VT + 2Uh

Konstans áramfelvétel

Két kapcsoló tranzisztort ellenfázisban vezérelve az áramot a kimenetre vagy a tápforrásra irányíthatjuk.

Ezáltal az összáram-felvétel konstans marad, a rendszer-ben nem lesznek meredek áramugrások.

2009.11.23. GP. 56

UBIASIR

W/L 1W 2W

UG2

IGEN

D0 D1

UBIASIR

W/LD0 D1

1W 2W

IGEN

Pontosság/felbontás, monotonicitásA legnagyobb helyiérték bekapcsolása a kritikus

pl. 127-röl 128-ra7-8 bit még könnyen megy, esetleg 9-10 bitAlgoritmikus felépítésAlgoritmikus egységcellák„vond le és duplázd meg” A/D-C„felezd meg és add hozzá” – R–2R létra D/A-C

„felezd meg és add hozzá” CMOS környezetben áramtük-rök felhasználásával: két áramtükör és egy kapcsolható áramgenerátor

Egy egység layoutját megtervezzük és n-szer letesszük

2009.11.23. GP. 57

UA = VDD*k/2n

KAPCSOLÓK

RR R

2R2R2R 2R

n

k

D

BE

W

UBIAS

I

I0

W/L

I/2

I0

I/2+I0

W2W

W W

I/2 W

KI

A SZIGMA-DELTA A/D ÁTALAKÍTÁS

AZ ÉLVEZÉRELT KOMPARÁTOR

KOMPARÁTOROKRÓL ÁLTALÁBAN

AZ ÉLVEZÉRELT KOMPARÁTOR

A DÖNTÉSI SEBESSÉG BECSLÉSE

2009.11.23. GP. 58

A SZIGMA-DELTA A/D ÁTALAKÍTÁS

Analóg világ – digitális feldolgozásmixed-signal, (vegyes jelű) ASIC-ek

A szigma-delta A/D átalakítás

Pulzuskitöltés:

k/N = UA/VDD

és ebből

UA = VDD × k/N

Lassú müködés: teljes számlálási ciklus

A központi elem a komparátor2009.11.23. GP. 59

ANALÓGOUTPUT

DIGITÁLISINPUT

ANALÓGINPUT

JEL ELŐ-KÉSZITÉS D

AA

DDIGITÁLISFELDOLG.

DIGITÁLISOUTPUT

GO SZÁML. CL

a = N*UA/VDD

R

C

UA

REGISZTER LD

SZÁMLÁNC CYN = 2n

PULSE(UA/VDD)

UX ~ UA

CLK

AZ ÉLVEZÉRELT KOMPARÁTOR

KOMPARÁTOROKRÓL ÁLTALÁBAN

Döntési funkció

Ideális komparátor karakterisztikája:

Közelítés műveleti erősítővel: bizonytalanság a zaj miatt

Hiszterézises komparátor karakterisztika:

2009.11.23. GP. 60

?

UREF

UANAL0

1

UREF

UANALVSS

VDD

UREF

UANAL0

1

UREF

UANALKIMENET

Élvezérelt komparátor:

Pozitív visszacsatolás gyorsítja a döntést, az órajel felfutó éle kapcsolja be.

Kis különbségnél (<1mV) a zaj befolyásol

RAIL-TO-RAIL ÉLVEZÉRELT KOMPARÁTOR

Blokkvázlat:

A döntéshozó fokozat: félbevágott latch

a) Visszacsatolt inverter-latch:

2009.11.23. GP. 61

P-ERŐSÍTŐ

N-ERŐSÍTŐKOMP.

ÖSS

ZEG

ZÖ

ÁRAMFORRÁS

LAT

CH

Q

QNP

N

CLK

UREF

UANAL0

1

b) Az órajel a latchet kettévágja:

c) Az órajel a latchet ki-be kapcsolja

Ha CLK=0 Z=ZN=0, Q=QN=1

A felfutó órajel mindet VDD/2 közelébe hozza:

metastabil állapot, gyors billenés

INP és INN irányítják a döntést:

2009.11.23. GP. 62

Q

QNCLK

Q

QNCLK

INN INP

Z ZN

d) Az élvezérlés megoldása

Ha Z vagy ZN felmegy 1-be, KNOR = 0,

INP és INN lekapcsolódnak.

KNOR kapu megemelt komparálási szinttel

2009.11.23. GP. 63

Y

A B

Y

5V

5V

2,5V

A

KNOR

(B=0)

ZN

Q

CLK

INN KNOR

Z

INP

QN

A komparálás folyamata:

A DÖNTÉSI SEBESSÉG BECSLÉSECsak a döntéshozó fokozatbanLeglassabb döntés: ha UDIF ≈ UZAJ ≈ 100µVA pozitív visszacsatolt erösítöt kell modellezniA metastabil munkapontot kell megkeresniEhhez a transzfer karakterisztikát kell szimulálni:

2009.11.23. GP. 64

A0=63

A0=16

~5ns

CLK

5V

Z, NZt

NZ

Z

A metastabil munkapontban kell AC analízist végrehajtani, pólusokat meghatározni – egy fokozatra

A0 = 36dB 63, f0 = 1.55MHz

f1 = f0A0 = 63x1.55 = 97.6 MHz, szimulálva 112 MHz

Zárt hurokban az inverterek egymást hajtják

A megoldás:tehát U1 = U10 et/τ

ahol τ = 1/((A0-1)ω0)

U10 a kezdeti UDIF-töl függ

2009.11.23. GP. 65

Tranziens szimuláció:

UDIF=0 ideális egyensúly

UDIF=20µV, 200µV, 2mV, 20mV, 200mV

a döntés egyre gyorsabb

2009.11.23. GP. 66

TÁPFESZÜLTSÉG ELLÁTÁS:DC-DC KONVERTEREK

BEVEZETÉS, HÁTTÉR

FELFELÉ TRANSZFORMÁLÁS

(LEFELÉ TRANSZFORMÁLÁS)

2009.11.23. GP. 67

TÁPFESZÜLTSÉG ELLÁTÁS:DC-DC KONVERTEREK.

BEVEZETÉS, HÁTTÉR

Súly-, hely- és költségcsökkentés, hatásfok javítás

Eltűntek a hálózati transzformátorok.

Az 50 Hz-et dióda híddal (Graetz) egyenirányítják, kb. 300V

Erre kapcsolóüzemű tápegység, 10-100KHz

Telepes rendszerben felfelé is kell konvertálni

Elsösorban a vezérlö áramköröket lehet integrálni

A kondenzátort feszültségforrásról csak soros ellenálláson keresztül lehet feltölteni, a veszteség eleve 50%.

Az induktivitást veszteség nélkül "fel lehet tölteni" lineári-san növekvö árammal

I=(U/L)·t

W=LI2/2

Az induktivitás átkapcsolható egy másik áramkörbe, ahol energiáját más feszültség mellett adja le. A hatásfok 100%.

Az induktív bázisú egyenfeszültség átalakításnak három fő formája van:

Felfelé transzformálás (Step-Up)

Lefelé transzformálás (Step-Down)

Polaritás fordító átalakítás (Inverter)

Hosszútávon a kondenzátor áramának valamint az indukti-vitáson levő feszültségnek az átlaga nulla:

<IC> = <UL> = 0

2009.11.23. GP. 68

FELFELÉ TRANSZFORMÁLÁS (Step-Up, TV-booster ák.)

Elvi kapcsolás:

A K kapcsoló itt NMOS teljesítmény-tranzisztor

Jelformák:

2009.11.23. GP. 69

IDC

KITIC

IL

UTUDUB

RTIK

TP

tt2t1

IT

IL

K

IC

UT UDUB

IK

ID

Kezdetben a K kapcsoló zárása után:

IK=IL=(UB/L)·t IMAX = (UB/L)·t1

Kikapcsoláskor a polaritás fordul, az áram csökken. IMAX-ból t2 meghatározható:

t2 = IMAXL/(UTUB) = t1·UB/(UT–UB)

A szállított töltés:

Q = t2IMAX/2 = TPIT

A periódus:TP ≥ t1 + t2

Ez nem feltétlenül szükséges követelményA puffer megválasztása: A ∆UT ≈ Q/C ingadozás legyen elfogadható

Ez az áramkör nem stabilizáltKi kell egészíteni szabályzó áramkörrelMásodlagos effektusok csökkentik a hatásfokot

Mellékesen: induktív terhelések kikapcsolásakor túlfeszültség elleni védelem kell dióda

2009.11.23. GP. 70

LEFELÉ TRANSZFORMÁLÁS (Step-Down)Elvi kapcsolás:

Jelformák:

2009.11.23. GP. 71

K C ITIC

IL

UTUD

UB

RT

IB

ID

TP

tt2t1

IT

IL

K

IC

UT

UDUB

IB

ID

TÁPFESZÜLTSÉG ELLÁTÁS:

DC-DC KONVERTEREK

A KIMENÖ FESZÜLTSÉG STABILIZÁLÁSA

HÁROMSZÖG GENERÁTOR

SZIMULÁCIÓS PROBLÉMÁK

GYORSÍTÁS FUNKCIONÁLIS MODELLEKKEL.

2009.11.23. GP. 72

FESZÜLTSÉG SZABÁLYOZÁS/STABILIZÁLÁSKét zavaró tényező:

A bemeneti feszültség változhat A terhelő áram változhat

Szabályozás az időzítésen keresztül t1 szélessége, vagy TP periódus (frekvencia)

A kimenő feszültséget összehasonlítjuk egy referencia feszültséggel – pl. Band-Gap áramkörEgy lehetséges megoldás (t1 szab.):

Példa: Autóakkumulátorról → Notebook táplálása

UIN=12V-t STEP-UP konvertálja UOUT=19V-raA K kapcsolót a komparátor SW kimenete vezérliUOUT le van osztva UC=1.2 voltraAMP képezi UC-UREF-böl az ERR hibajeletAz SW kapcsolójelet a CMP komparátor állítja elö a RAMP háromszögjel és az ERR hibajel összehasonlításával.A szabályzó hurok kényes a beállításraNulla terhelésnél K ki sem nyitTúlterhelésnél t1 hosszát korlátozni kellA stabilitás függ a hurokerősítéstől (sebesség, lengések)

2009.11.23. GP. 73

AMPCMP

UC

RAMP

UREF UOUTSW

ERR

HÁROMSZÖGGENERÁTOR

STEP-UP

UB

K UTBAND-GAP

REFERENCIA

UIN

Emlékeztetönek: a Step-Up konverter elvi kapcsolása és jelformái:

2009.11.23. GP. 74

TP

tt2t1

IT

IL

K

IC

UT UD

UB

IK

ID

IDC

KIT

IC

IL

UTUD

UB

RTIK

A kapcsolójel kialakulása:

A háromszög-generátor

Kondenzátort áramtükrökkel töltünk és kisütünk

Az átkapcsolást az OP hiszterézises komparátor vezérli

OP kimenöjele (KISUT) kapcsolja egyszerre

Saját billenési szintjét LIM1 és LIM2

A töltöáram irányát

2009.11.23. GP. 75

RAMP

t1max

TP

ERR

EMAX

EMIN

SW

t1min

t

OP

RAMP

C

IREFLIM1

LIM2

KISUT

SZIMULÁCIÓS PROBLÉMÁKA szabályzókör szimulációja nem egyszerüA szimulációt nehezítik:

visszacsatolási hurkok és hosszadalmas szabályozási tranziensek

Iteratív fejlesztés – sok hosszú szimulációLehetöségek a fejlesztés gyorsítására:

Hierarchikus felépítés Blokkok önálló specifikációja és fejlesztése Könyvtár képzése, igénybevétele Összeépítés és verifikáció kis lépésekben Elöbb mindig a DC munkapont utána AC vizsgálat Funkcionális modellek átmeneti felhasználása

A jelen helyzetben könyvtárban lehet keresni: OpAmp Komparátor Band-Gap áramkör

Kezdetben ezek helyett funkcionális modellekA step-up konvertert meg kell méretezniA szimulációt lassítja a nagy C pufferkondenzátor, mert lassú a beállásGyorsítási lehetöség:

Kisebb kondenzátorral szimulálni Elötöltés a kondenzátornak – .ic V(UOUT)=xx

Az összeépítést nyílt hurokkal kezdjük – UOUT -nál bontunkA visszacsatoló osztót egy generátorral hajtjuk

2009.11.23. GP. 76

Összeépítés három lépcsöben

1. Osztó – AMP – Band-Gap:

Vizsgáljuk az ERR jel alakulását

2. Hozzávesszük a komparátort és a háromszög-generátortVizsgáljuk a SW jel alakulását

3. Felépítjük a teljes nyílt hurkot

Vizsgáljuk UOUT-ot a bemenet függvényében

Ha van stabil negativ visszacsatolt munkapont, akkor a hurkot lehet zárni.

Ha a zárt hurok müködik, akkor finomhangolás: UOUT pontos beállítása Vizsgálat változó terheléssel

2009.11.23. GP. 77

R2

R1

STEP-UPUOUT

ÁTALAKÍTÓ

Stabil munkapont

UOUT(Ki)=UOUT(Be)

UOUT(Be)

UOUT(Ki)

Problémák a belövésnél: A háromszög-generátor nem indult (start-up áramkör?) SW-t meg kellett bufferelni Zavaró visszacsatolás a közös MOS diódán keresztül

A demo áramkör 11 kHz-en működöttSzabályzási időállandó 1.5 msecEgy 8 ms-os teljes szabályzási szimuláció kb. 6 perc

Gyorsítás funkcionális modellekkelA rendszert funkcionális modellekkel egyszerüsítjük Referencia-feszültség: egyszerű feszültséggenerátor Háromszög-generátor: pulzusgenerátor Műveleti erősítők: feszültségvezérelt áramgenerátor el-

lenállással lezárva

Igy a vizsgálat mindössze ca. 30 mp-ig tart

2009.11.23. GP. 78

UREF

SWRA

MP

ERR

UC

UOUT

STEP-UP

UB

K UT

UIN

–

+

G–

+

G