ISSN 1310-8271

НА ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ - СОФИЯ ФИЛИАЛ ПЛОВДИВ, БЪЛГАРИЯ

том 19, книга 1, 2013

OF THE TECHNICAL UNIVERSITY - SOFIA PLOVDIV BRANCH, BULGARIA

Volume 19, Book 1, 2013

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, Book 1, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

РАДАКЦИОННА КОЛЕГИЯ

EDITORIAL BOARD

ГЛАВЕН РЕДАКТОР: проф. д.т.н., д.ф.н. Марин Ненчев

EDITOR-in-chief Prof. Marin Nenchev,

DSc Eng., DSc Phys., PhD

НАУЧЕН СЕКРЕТАР доц. д-р Богдан Гаргов

SCIENTIFIC SECRETARY Assoc. Prof. Bogdan Gargov, PhD

ЧЛЕНОВЕ EDITORS 1. проф. д-р Соня Табакова 1. Prof. Sonia Tabakova, PhD 2. проф. д-р Михаил Петров 2. Prof. Michail Petrov, PhD 3. проф. д-р Ангел Вачев 3. Prof. Angel Vachev, PhD 4. проф. д-р Андон Топалов 4. Prof. Andon Topalov, PhD 5. проф. д-р Димитър Кацов 5. Prof. Dimitar Katsov, PhD 6. проф. д-р Гриша Спасов 6. Prof. Grisha Spasov, PhD 7. проф. д-р Ангел Зюмбилев 7. Prof. Angel Zumbilev, PhD

РЕДАКЦИОНЕН БОРД EDITORIAL BOARD

1. проф. д-р Ангел Вачев 1. Prof. Angel Vachev, PhD 2. чл. кор. проф. д.т.н. Венелин Живков 2. Prof. Venelin Zhivkov, DSc 3. проф. д.х.н. Георги Андреев 3. Prof. Georgi Andreev, DSc 4. проф. д.м.н. Георги Тотков 4. Prof. Georgi Totkov, DSc 5. проф. д.т.н. Емил Николов 5. Prof. Emil Nikolov, DSc 6. проф. д.т.н. Иван Ячев 6. Prof. Ivan Iachev, DSc 7. проф. д-р Марин Христов 7. Prof. Marin Hristov, PhD 8. проф. д-р Огнян Наков 8. Prof. Ognian Nakov, PhD 9. акад. д.ф.н. Никола Съботинов 9. Acad. Nikola Sabotinov DSc 10. проф. д.ф.н. Марк Амбер 10. Prof. Marc Himbert DSc 11. проф. д.т.н. Ясер Алайли 11. Prof. Yasser Alayli DSc 12. проф. д.ф.н. Тинко Ефтимов 12. Prof. Tinko Eftimov DSc 13. акад. д.т.н.Юрий Кузнецов 13. Acad. Yuriy Kuznietsov DSc

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, Book 1, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

CONTENTS

1 MARIN NENCHEV, MARGARITA DENEVA, YASSER ALAYLI, SUAT TOPSU, LUC

CHASSAGNE, MARC HIMBERT ………………………………………………………………… QUANTUM ELECTRONICS AND OPTICAL TECHNIQUES AND DEVICES FOR APPLICTIONS IN BIOLOGY, ATMOSPHERE MONITORING, OPTICAL COMMUNICATIONS AND SCIENCES (PLENARY REPORT-PAPER)

7

2 ALBENA TANEVA, MICHAIL PETROV, GEORGI SOROKOV ……………………………... INDUSTRIAL NETWORK FOR TELECONTROL

23

3 ALEKSANDAR VUCHEV, YASEN MADANKOV, NIKOLAY BANKOV …………………… EXPERIMENTAL DETERMINATION OF THE SELF-CAPACITANCE OF HIGH VOLTAGE TRANSFORMERS IN THE COMPOSITION OF RESONANT DC-DC CONVERTER

27

4 ATANAS KOSTADINOV …………………………………………………………………………... DIGITAL DESIGN OPTIMIZATIONS BASED ON QUARTUS® II ADVISORS

31

5 ATANASKA BOSAKOVA-ARDENSKA, NAYDEN VASILEV, IVAN FILLIPOV …………... FAST PARALLEL SORTING BASED ON QUICK SORT

35

6 BORYANA PACHEDJIEVA ………………………………………………………………………. INFLUENCE OF THE ATMOSPHERIC TURBULENCE IN POWER DESIGN OF GROUND-TO-GROUND FREE–SPACE LASER COMMUNICATION SYSTEMS

41

7 DANIELA ILIEVA, PAVLINA VLADIMIROVA ………………………………………………... AN APPROACH FOR PROCEDURAL TEXTURES GENERATION

47

8 DIAN MALAMOV, TSVETOMIR STOYANOV ………………………………………………… QUALITY ASSESSMENT OF WELDED CONTACT CONNECTIONS BY THE METHOD OF EDDY CURRENTS

51

9 DIAN MALAMOV ………………………………….…………………………………………...….. INVESTIGATION OF THE PERMISSIBLE OVERLOAD OF THE MAIN CIRCUIT IN AN ELECTROMAGNETIC CONTACTOR

57

10 DILYANA BUDAKOVA …………………………………………………………………………… INVESTIGATION OF THE EFFICIENCY OF GENETIC ALGORITHMS IN OPTIMIZING THE SEARCH FOR THE BEST QUALITY COMPUTER CONFIGURATION

63

11 DIMITAR GEORGIEV, GORAN GORANOV …………………………………………………... HALL SENSOR WITH PARALLER PORT OUTPUT

69

12 DIMITAR SPIROV, NIKOLAY KOMITOV, NANKO BOZUKOV …………………………… PSPICE MODELIND OF INVERTER INDUCTION MACHINE DRIVE

73

13 EMIL PENCHEV, TINKO EFTIMOV …………………………………………………………… A SIMPLE LONG-TAPER CORE-CLADDING INTERMODAL MACH-ZEHNDER TYPE INTERFEROMETER

77

14 GALINA CHERNEVA, ELENA DIMKINA ……………………………………………………… CUALITY CRITERIA FOR OPTIMAL FUNCTIONING OF THE CIRCUITS

81

15 GEORGI GANEV …………………………………………………………………………………… DEMAND POWER CONTROL THROUGH POWER STORAGE SYSTEMS

85

- 3 -

16 GEORGI IVANOV, DIMITAR SPIROV …………………………………………………………. ANGULAR VELOCITY SPEED ESTIMATION OF INDUCTION DRIVES BASED ON NEURAL NETWORK MRAS MODEL

91

17 GEORGI IVANOV, SEVIL AHMED, IVAN KOSTOV …………………………………………. ANGULAR VELOCITY SPEED ESTIMATION OF INDUCTION DRIVES BASED ON NEURAL NETWORK MRAS MODEL WITH FUZZY LEARNING RATE ADAPTATION

97

18 GORAN GORANOV, ISKREN KANDOV, VALERIA AYANOVA ……………………………. ELECTRONIC MEASUREMENTS OF LIQUIDS

103

19 GORAN GORANOV, ISKREN KANDOV ………………………………………………………... APPLICATION AND CAPABILITY OF ABEL LANGUAGE FOR DESIGNING IN XILINX CPLD XC9500

107

20 GRISHA SPASOV …………………………………………………………………………………... APPLICATION OF CNDEP - 485 PROTOCOL IN SENSORS’ NETWORK FOR TEMPERATURE MEASURING

111

21 HRISTO GENDOV, PETKO PETKOV …………………………………………………………... ROBUST CONTROL OF A QUAD-ROTOR

115

22 ILKO TARPOV ……………………………………………………………………………………... HARMONICS AT RECUPERATION

121

23 IVAN KOSTOV, GEORGI IVANOV ……………………………………………………………... STUDY ON ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY OF INDUCTION DRIVES WITH SINUSOIDAL FILTERS IN MATLAB ENVIRONMENT

125

24 KRASIMIR KRASTEV, RAYCHO ILARIONOV ……………………………………………….. MATHEMATICAL MODEL OF COORDINATE TRANSFORMATION FOR 3D SCANNER WITH 5 DEGREE OF FREEDOM

131

25 KRASIMIR KRASTEV …………………………………………………………………………….. EXPERIMENTAL MODEL OF LASER SCANNING HEAD WORKING BY THE METHOD OF LASER SECTION

137

26 KRASSIMIR KOLEV ………………………………………………………………………………. A COMPUTER SYSTEM FOR HYPERSPECTRAL IMAGE PROCESSING OF READY-TO-COOK MINCED MEAT PRODUCTS

143

27 LUBOMIR BOGDANOV …………………………………………………………………………... EMBEDDED SYSTEM FOR CONSUMPTION INVESTIGATION OF FUNCTION CALLS WITH THE OPTIMIZATION PROGRAM POWOT

149

28 MARGARITA TERZIYSKA YANCHO TODOROV, MICHAIL PETROV …………………... REAL-TIME SUPERVISORY TUNING OF PREDICTIVE CONTROLLER

155

29 MARIYA SPASOVA, GEORGE ANGELOV, MARIN HRISTOV ……………………………... OVERVIEW OF NANOWIRE FIELD-EFFECT TRANSISTORS

161

30 MIHAIL KALBANOV, RUMEN POPOV ………………………………………………………… PHOTOVOLTAIC GENERATION PLANT DESIGN

167

31 MIRCEA WEINGART, OREST VASCAN ……………………………………………………….. A STUDY OF SOME BLIND IMAGE DECONVOLUTION TECHNIQUES

173

32 NANKO BOZUKOV, DIMITAR SPIROV, NIKOLAY KOMITOV …………………………… INFORMATION TECHNOLOGY ASSESSMENT OF ENERGY SAVINGS IN INDUSTRY

181

33 NEVENKA ROGLEVA, VANGEL FUSTIK, SOFIJA NIKOLOVA-POCEVA, ATANAS ILIEV, ANTON CAUSEVSKI ……………………………………………………………………... APPLICATION OF NEW INFORMATION TECHNOLOGY IN TRANSMISSION POWER SYSTEM

185

34 NIKOLA GEORGIEV, VASILINA ZLATANOVA ……………………………………………… STRENGTH MEASURING SENSORS OF ELECTRICALLY CONDUCTIVE ELASTOMERS

189

- 4 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

OPERATING AT VARIABLE ELECTRICAL MODES

35 NIKOLAY DELIBOZOV, ROSSEN RADONOV, MARIN HRISTOV ………………………… MEMS DESIGN USING MEMS XPLORER AND SKILL

193

36 PAVEL DZHUNEV …………………………………………………………………………………. ANALYSIS OF SOFTWARE DEFINED NETWORKS (SDN). MONITORING OF NETWORKS WITH CONTEMPORARY STANDARDS AND PROTOCOLS

197

37 PETYA PAVLOVA, NINA STOILOVA …………………………………………………………... TECHNIQUE FOR 3D VISUALIZATION OF OBJECTS OF REAL IMAGES

201

38 ROMEO ALEXANDROV, ANGEL ZABTCHEV ………………………………………………... ELECTRONIC SYSTEM FOR DEMAGNETIZATION IN MAGNETIC SEPARATION

205

39 ROSEN SPIRIDONOV, VANIA GARBEVA, NIKOLAI PAUNKOV ………………………….. POWER MONITORING OF THE PHOTOVOLTAIC PANEL

209

40 ROSEN STAMATOV ……………………………………………………………………………….. AN EFFECTIVE ALGORITHM FOR LOCALIZATION OF SINGLE LINE TO GROUND FAULTS IN POWER TRANSMISSION LINES THROUGH BILATERAL MEASUREMENTS

215

41 SOFIJA NIKOLOVA-POCEVA, ANTON CAUSEVSKI, NEVENKA KITEVA ROGLEVA, VANGEL FUSTIK, ATANAS ILIEV ……………………………………………………………… STRATEGY FOR OPERATION OF HYBRID ENERGY SYSTEM WITH INTEGRATED WIND AND SOLAR POWER PLANTS

221

42 STEFAN STEFANOV, IVAN PRODANOV ………………………………………………………. DEVICE FOR MEASURING POTENTIAL, INTENSITY AND CHARGE OF THE FIELD OF ELECTROSTATICALLY CHARGED MATERIALS

227

43 ŠTĚPÁNKA DVOŘÁČKOVÁ, FRANTIŠEK DVOŘÁČEK, JIŘÍ SOBOTKA, PAVEL BRDLÍK, ZUZANA ANDRŠOVÁ, LUKÁŠ VOLESKÝ, LENKA DĚDKOVÁ ………...……… GAUGE BLOCK CALIBRATION BY MEANS OF THE INTERFEROMETRY

231

44 SVETLANA VASILEVA …………………………………………………………………………… AN ALGORITHM MODELLING CENTRALIZED TWO-PHASE LOCKING WITH INTEGRATED MECHANISM OF TIMESTAMPS

237

45 SVETOSLAV IVANOV, IVAN TANEV …………………………………………………………... CONTROL OF DC MOTORS WITH ACTIVE DRIVER CIRCUIT

243

46 SVETOSLAV IVANOV, YANCA KISSOVA ……………………………………………………... ANALYSIS AND SIMULATION INVESTIGATION OF “DOUBLE PULSE” FLASH-LAMP PUMP LASER ELECTRICAL SYSTEM

247

47 TANER DINDAR, N. FUSUN SERTELLER, GOKHAN GOKMEN, TAHIR CETIN AKINCI EXAMINATION OF THE DISCHARGE OF GASES USED IN THE EVENT OF HIGH VOLTAGE

251

48 TANYA TITOVA, KAMELIYA VELCHEVA, VESELIN NACHEV, CHAVDAR DAMYANOV ………………………………………………………………………………………... ALGORITHM OF RECOGNITION AND VISUALIZATION OF THE RESULTS OF DIAGNOSTIC TESTS

255

49 TINKO EFTIMOV ………………………………………………………………………………….. IDEAL GAS LAWS IN THERMOECONOMICS AND FINANCIAL BUBBLE FORMATION

261

50 TSONYO SLAVOV, LUBEN MOLLOV, JORDAN KRALEV, PETKO PETKOV …………... HARDWARE IN THE LOOP SIMULATION OF ROBUST HELICOPTER CONTROL SYSTEM

267

51 VALENTINA VOINOHOVSKA, SVETLOZAR TSANKOV, RUMEN RUSEV ……………… EDUCATIONAL MULTIMEDIA APPLICATION WITH SOFTWARE SIMULATIONS

275

52 VANIA VASSILEVA, KATIA VUTOVA …………………………………………………………. CRITERIA FOR REFINING OF HAFNIUM SCRAP USING ELECTRON BEAM MELTING

281

- 5 -

53 VANYA PLACHKOVA, TINKO EFTIMOV ……………………………………………………... FIELD MEASUREMENT OF POLARIZATION MODE DISPERSION OF COMMUNICATION FIBERS USING THE FIXED ANALYZER METHOD WITH POLARIZATION AVERAGING

287

54 VELIKO DONCHEV, KATIA VUTOVA …………………………………………………………. APPLICATION SOFTWARE BASED ON NON-STATIONARY HEAT MODEL FOR SIMUALTION OF THE HEAT PROCESSES DURING ELECTRON BEAM MELTING OF METALS

293

55 VESELIN NACHEV, PLAMENA MADZHAROVA, TANYA TITOVA, CHAVDAR DAMYANOV ………………………………………………………………………………………... TECHNOLOGY PLATFORM FOR SPECTROMETRIC ANALYSIS OF WHISKEY

299

56 VESELKA BOEVA …………………………………………………………………………………. A COMPARATIVE STUDY OF DTW-BASED METHODS FOR MISSING VALUE ESTIMATION IN GENE EXPRESSION TIME SERIES

303

57 VLADIMIR DIMITROV …………………………………………………………………………… WORKABILITY OF MULTIMEDIA PLAYER FOR BUILDING A HOME IPTV NETWORK

309

58 ZDENEK BRADAC, FRANTISEK ZEZULKA, ZOLTAN SZABO, ZDENEK ROUBAL, PETR MARCON ……………………………………………………………………………………. DESIGN AND FUNCTIONAL DESCRIPTION OF EXPERIMENTAL SMART GRID

313

59 ZDENEK PALA, KAMIL KOLAŘÍK, NIKOLAJ GANEV ……………………………………... X-RAY DIFFRACTION ANALYSIS OF RESIDUAL STRESSES IN LASER WELDED STEEL SHEETS

319

60 ZEZULKA F., DRAUSCHKE A., BUREŠ Z., KREJČÍ .I, BALCAR J., PROCHÁZKA M. ….. PHYSICAL LUNG SIMULATOR FOR EX VIVO MEASURING OF AEROSOL DEPOSITION IN LUNGS

323

61 ZEZULKA FRANTISEK, BRADAC ZDENEK, SAJDL ONDREJ, SIR MICHAL, VESELY IVO …………………………………………………………………………………………………… SMART GRID – SMART METERING SYSTEM

329

- 6 -

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

QUANTUM ELECTRONICS AND OPTICAL TECHNIQUES AND DEVICES FOR

APPLICTIONS IN BIOLOGY, ATMOSPHERE MONITORING, OPTICAL COMMUNICATIONS

AND SCIENCES (PLENARY REPORT-PAPER)

MARIN NENCHEV1, MARGARITA DENEVA1, YASSER ALAYLI2, SUAT TOPSU2, LUC

CHASSAGNE2, MARC HIMBERT3

Abstract: A review of part of the recent our, more important, results, obtained in our quantum-electronics oriented group at Technical University-Sofia, Branch Plovdiv, is presented. The work is in collaboration with the Universities “Sent Quentin”–Versailles, Paris-Nord and CNAM –Paris, France. On the base of our patented principles the new devices and techniques and also the new ideas are developed that concern: i) high energetic dual-coaxial-channel and dual-color laser systems and the principle of the use of their emission in new devices, related with light pressure manipulation of sub-microns particles and bio-cells (potential for “light- pressure nano-rifle” and for stopper-operating device for biologic cells; ii) based on proposed by us composite wedged interference structure new multi-channel WDM system with independent tuning of each input / output, new continuously tunable, single-mode lasers and tunable lasers with possibility to fix the generation at desired atomic absorption reference line, low noise laser emission; iii) linear low-power light injection-locking amplification (~ 107 ), device for light control by light “optical transistor”. Key words: tunable dual-coaxial-channels and dual-color lasers, light pressure manipulation, submicron particles, high-selectivity interference wedged structures, WDM-system, tunable laser with fixing of the wavelength, light injection-locking amplifier, optical transistor

The reported results are new developments or parts of the following principal author’s publications: book-monograph (2012) “Optical elements and systems in laser technique and metrology – Analysis and modeling“Ed. Lambert, Academic Publishing, GERMANY (2012) 400pp.; Proc. SPIE, Vol.9770/1A1-7.(2013) USA; J. OPT. SOC. AMERICA 27 (2010) 58, USA; OPT&LASER TECHNOL., 42(2010) 301,West.Eur.; Proc. SPIE,, Vol.9770/1A1-7.(2013) USA; OPTICAL and QUANTUM ELECTRON, 39(2007),West.Eur.; Proc. SPIE, 5830 (2005) 496 USA; APPL.OPTICS,Vol. 42(27) (2003), 5463 USA; OPTICS COMMUNICATIONS, Vol.200 (2001) 283 ,West.Eur.; APPL.OPTICS, 40, (2001) 5402 USA, REV.SCI.INSTRUMENTS, Vol.72, (2001) 164 USA; APPL.PHYS.LETT., 76, (2000) 131, West Eur.; book-monograph, 2012,,"Recent research developments in quantum electronics", Ed.Transworld Research Network, India, Belg.,Fr.,ed.in India, (2000), USA; Proc.SPIE, 4397 (2000) 74 USA; ( base for future developments-OPTICS COMMUNICATIONS,157(1998)343, West Eur.; OPTICS COMMUNICATIONS, 130 (1998) 287, West.Eur; OPTICAL and QUANTUM ELECTRONICS,.27 (1996) 155,West.Eur; REV.SCI. INSTRUM., 67(4) (1996) 1705, USA; IEEE J of QUANT. ELECTRON., Vol.31, 7(1995) 1253, USA; INFRARED PHYSICS AND TECHNOLOGY, 36 (1995) 735, West.Eur; INSTR.EXPER.TECHN, 37,5, part 2, 631, (PlenumPubl..Corpor.1995 USA,); OPTICS LETT., 19, 1995 USA. Patents: Multicolour laser, Bulg. Pat.; No 25954/1978, Tunable two wavelength laser, Bulg. Pat. No 32703 /1981, Spectral selector USA patent No 4.468.775, 1984; Two-wavelength laser Bulg.Pat. No 96912/1992 Laser, using selectors No 38474/1995; Device for forming of laser puls,49797/1995; Device for translation measurements, Dem. for Pat. No 32703 /2010; Composite selector, Dem. for Pat. No 32703I/2012I.

- 7 -

1. Introduction The aim of the report is to present the last

our results in the development of original: i) specialized high-energy output dual-coaxial-channels and tunable dual-colour lasers and the new principle of their applications for micron and sub-micron particles (bio-cells) manipulations by light-pressure; ii) a based of a proposed by us high-spectral-selective wedged structures (composite IW, new methods for utilization) - WDM system with independent tuning of each input and output; continuously tunable single-mode lasers; two-wavelength tunable lasers – all lasers with independent control of both emissions; iii) laser system for remote (up to kilometres) measurement of small (mm) translational stretching - contraction of an objects, iv) optical transistor; v) new solution of tunable sub-nanosecond lasers, vi) lasers with emission, spectrally fixed at reference atomic absorption line and the “optical transistor”. An essential part of the results is obtained in our group in Technical University of Sofia, Branch Plovdiv and in close collaborations with Universities Paris-South, Paris-North, CNAM-Paris, and in the last time - with University “Sent Quentin” – Versailles, France. The authors of the report are from the main and systematic co-authors of the basic works and have selected and systematized the materials; also, the essential part is based on their propositions – primarily given in their patents and previous articles. The report includes also completely new, non-published results of the authors. The co-authors’ names and the other corresponding literature are given in the cited references. Following the limited pages for the report, we concern mainly the ideas, principles, the approaches for realization and short description of some devices. The necessary physical moments – theory, experiments and the details, are given in the cited authors’ works. In the report the main attention is given on the new and actual ideas under the development. The objective of the works is also to establish the developed new methods and devices as novel and competetive components in science and practice-in the main hardware for the indicated areas. Parallelly, new knowledges in quantum electronics and interferometry are presented.

2. Development of high energy output,

coaxial-geometry, dual - channels and dual-color, flash-lamp pumped Nd:YAG lasers. Description of some original principles of their applications in medical-biological investigations

As it is well known, the high-power two color lasers are of essential interest in the distant monitoring techniques (LIDAR) of the pollutants

and aerosols of the atmosphere, in differential absorption spectroscopy, in the level time-life measurement in spectroscopy, in mixing frequency generation in nonlinear optics, in holography, in metrology. As addition, especially the proposed by us coaxial two-channel lasers and laser systems, are of direct interest in the development of modern manipulation techniques for the micro and sub- micro objects by light pressure (biological cells and theirs interaction with a nano-particles), as we discuss below. Generally speaking, many problem do not needs of high energetic characteristics lasers, however it is very easy to decrease the output energy and power in many trivial ways .Contrary, to increase the energy is complicated question. An important part of the high energetic lasers are based on the use of condensed matter active media - solid state, liquids and on the flash-lamp or light-emitting diode pumping. The diode pumping assures more compact technical solutions and energetically high effectiveness. In the other hand, the flash-lamp pumping leads easily of higher output pulse energy and power (~1J–10J and ~MW-GW) and are essentially chipper and widespread in many laboratories and users than the diode-pumping. Thus, the flash-lamp pumped lasers can be considered and actually as competitive devices of the diode-pumped lasers. The presented in the report methods are equally applicable for flash-lamp pumped and side-diode-pumped lasers.

The standard way to obtain a two-color, energetically high laser light, is to combine two separate lasers. However, such realization is expensive and complicated, especially for pulsed flash-lamp pumped lasers, where also the temporal synchronization is needed.

Simpler and essentially chipper solution to obtain two-color and high energy output for flash-lamp or side-diode pumped lasers, is to use single active element that operates simultaneously or during the time of the single pump pulse at two lasing line – co-called two-color lasers [14, 10]. The development and improvement of such type lasers, due to the noted above their usefulness, is actual and now [10,21]. For some realization the two lights are generate in a single volume. However, the wavelength competition effect, especially when the lasing at the two lines start for the common upper laser level (exactly the case of Nd3+:YAG laser), strongly limits the tuning range and the stability of the emission [1,9,11]. This problem can be eliminated if the dual-color generation is in separated parts of the active element. The two beams in such lasers are emitted in two closely disposed each to other coaxial [14,20] or parallel [10] beams. If the applications of the described type of laser need good superposition of the lights, this

- 8 -

can be obtained on the illuminated object by focusing of the two beams or at long distance due to their diffraction.

Earlier, we have patented a flash-lamp pumped, condensed matter, laser where a single, active element operates in two coaxially disposed separate parts, at two different colors [14]. The three advantages can be marked: i) The known effect of focusing of the pump light by the external rod’s part in the axial part and thus favourising the lasing of the inner part; ii) Secondly, the beter use of the working volume when the operation is in closely attached circular cross-section beams; iii) third - following our patent and the preliminairy works, the dual-color coaxial laser can be created by two coaxially disposed different media – the external is Nd:YAG and the internal – dye solution, or Ruby [20]. In the last case we have more efficient use of the flash-lamp pump energy due to the diferent spectral region of the absorption of the media.

Here, as point 1, we present the actual development of our patent to created flash-lamp pumped Nd:YAG laser that generated in two coaxially disposed different parts of the single active element two beams with different colors and independent control of the parameters [14]. The laser is designed to generate at desired pair of Nd:YAG lines in the spectral range (1 µm – 1.45 µm), including, in addition to its traditional line 1.06 µm, also lines 1.32 µm, 1.34 µm and 1.36 µm with high efficiency (~30%) and 1.44 µm (however with a low efficency and low reproducibility). Using the well known techniques of nonlinear frequency transformation of the generated lines and their combination, it can be obtained the series of lines in visible, UV and IR. The cros-section of the external beam is in the annular (ring) beam and of the internal coaxial beam – at the radially symmetric full spot. Each generation can be spectrally, energetically and temporarly controlled in independent manner (two emissions simultaneously or in controlled sequence).

Optical schemes of two variants of the proposed by us Nd:YAG dual-color coaxial laser are presented in Fig.1(a) and (b). The lasing of the external hollow-cylinder part of the active medium and the coaxial inner part are controlled each by its own resonator. For the internal part, the resonator consist of the common for both resonators output mirror M1, the prism-selective block, formed by the 60o glass prisms Pr1, Pr2, Pr3 and the end totally reflecting prism EPr1. The mirror M1 has the reflectivity of ~75-80% for 1.32-1.36 µm and ~30% for 1.06 µm. The prisms Pr1,Pr2,Pr3 are disposed in manner that the resonator axis passed

perpendicularly to their bisectrises, and thus the beam incident angles are near Brewster value (Frensel’s losses for the combination ~ 4 % by pass). The dispersion of the three-prism block was measured to be ≈ 0.1290 μm for the range 1 - 1.4 μm The axis of this resonator passes through the holle made in the channels deviding rectangular prism DPr, as it can be seen in the Fig.1(a). The selected wavelength is tuned by the tilting of the end prism EPr. The EPr position is marked by the reflected beam of He-Ne laser on the screen E1 (reflection by the attached to the prism EPr1 mirror AM). The prism EPr1 with a mirror AM, the He-Ne laser and the screen E1 form the first tuning controlled block TCBa). For the external part of the active medium, the resonator consist of the same output mirror M1, the rectangular prism-devider DPr, the prism-selective block, formed by the 60o glass prism Pr1’,Pr2’,Pr3’ and the end totally reflecting prism in similar arrangement as TCBa, (block TCBb). In the picture, the two resonators are shaded differently. The Nd:YAG crystal used has diameter 7 mm and length of 80 mm. With precise translation of the DPr we change the external resonator ouput spot the near complet ring shaped

(a)

(b)

Fig.1. Schematical presantation of the optical schemes of the developed tunable dual-color coaxial geometry Nd:YAG lasers - (a)-using a hole-prism HPr or a Brewster cylinder separstor and (b) – using hole-prism separstor and spectral-selective mirrors.

- 9 -

form to a cickle-shaped one as it is shown below. In the shemes, E1 and E2 are two screens that can stop generation into the corresponding channel. The Nd:YAG crystal and the pumping xenon flas-hlamp (type IFP-1200, Russian non-transperence scrins, that enable to stop the lasing in the correspnding resonator. The separation of the cahnnel was obtained also using a Brewster-angle cutted of one end small-diameter of 4 mm glass cylinder, as it is shown in the incet in Fig.1(a). This arrangement is very effective and simple, however needs very precisely prepared separator-cylinder and its adjustment.

If the user have two sets of spectral-selective mirrors for pairs of desired lines in the noted range, it can use very efficient scheme shown in Fig.1(b). Its action is clear from the Figure and the described up schemes. However, evidently such realisation is very expensive. This scheme was realised by us only for generation at 1.06 µm- external resonator and 1.36 µm - internal one.

In the realistic prism line-tunable system in Fig.1(a) and prism DPr, which scheme is very easy for realization and adjustment, we have obtained lasing in the external resonator at 1.06 µm and efficient lasing at chosen line of 1.32 µm,1.34 µm and 1.36 µm in the internal part. In our laser we have obtained up to 300 mJ for 1.06 µm in external resonator and up to ~ 65 mJ for 1.36 µm (and for

Fig.2.The actual photograph of the two-coaxial channels Nd:YAG laser. Top - general view and bottom –the tract with a divaiding prisme with hole. this order for the other two lines). The electrical pump energy was 100 J. For the same pumping in

simple non-selective flat-flat miror resonstor with reflectivities for 1.06 µm of the mirrors 0.99 and 0.4, the outpu energy was approximately 600 mJ). For the realization with our, imperfect quality Brewster’s cylinder, for the noted lines, the output was 270 mJ and 35 mJ. Some photograph of realizations are plotted in Fig.3. Using a passive Cr4+:YAG Q-switch, we have obtained for 1.06 µm the pulse duration of ≈100 ns. Simultaneous Q-switching of both generations can be obtained using a rotating prism Q-switch, described by us in Ref.[10] for the parallel axis resonator separation.

The other solution of dual-color coaxial channels lasers, described by us earlier [14.20] and later by other authors, lies to use combination of two active media – dye solution and Nd:YAG or two-solid state crystals – e.g. Nd:YAG and Ruby (in development Nd:YAG- Er:YAG laser).

Fig.3. The photograph of the spot of the cross-section of the laser beam. Left, only for the axial channel open: top- with the centred holle of the prism; middle – with small prism translation; bottom – the two channels are opened. Right – spot, when the system is realized with a Brewster-cilinder channel separator (thermo-sensible paper). The principle of the applicatin of the developed two-coaxial-channels laser for the microns and submicrons objects (e.g. bio-cells) fixing and treating, is shown in Fig.4.(a),(b). The principle of the other new application of the two-coaxial beams (from one laser such as the described up or from combined pair of lasers) is shown in Fig.3 [14]. This device, action of which is based on the light pressure, is able to canalize and to accelerate the canalizing microns or sub-microns particle. The device uses two coaxial Gaussian laser beams, one- the external with large diameter and with the hole inside and the second – with a small diameter, propagated in the internal empty cylinder in the external beam. The internal beam can be non-Gaussian – only with a parallel propagation. The action of the devices can be understood from the Fig.3. The external beam is focalized by the lens L1 into the cuvette with particles, and the internal -

- 10 -

with a short focal length lens L1. The focal point is very close to the input wall of the cuvette, thus to produce a near parallel part close to the wall. The external beam, due to the light pressure and related

External beam at λа

Internal coaxial beam at λb

Focusing system

Dual-color coaxial-beams laser output

beamat λb

Focal spots

Fixed particle(biological cell) Solution with free

moved cells

at λa at λa

(a)

transportation ofthe micro-particle

(possibility for acceleration)

focalized beam spot

(d~µm)

particle(biological cell)

sequential laser pulses

(b) Fig.4. Illustration of the principle for application of the developed coaxial-beam emitting laser for manipulation of micro-objects by light. (a) Fixing by the light pressure of the micro-object – cell, using the focalizing external hollow cylinder beam and intervention with the focused internal beam. (b) Pushing of the micro-object by the focused semi-ring cross-section laser beam.

Fig.5. Schematic of the canalizing-accelerating technique using the light pressure (light pressure nano-gun).

with its specific Gaussian distribution, collects the particle inside its hollow cylindrical part as it is well known. At a controlled moment, the internal beam, with high pulse intensity, is released and at the focal point, due to the light pressure, accelerate the collected particle. The important possibility for the developed by us coaxial-channel laser is that for the axial internal beam can be introduced passive Q-

switch between DPr and the first selective prism Pr1. Thus, the high duration, free generation annular pulse collects the particles and the appeared after some delay giant pulse (or CW) pushes the collected ones. To obtain a Gaussian character external beam, the end flat mirror M4 is replaced by the convenient concave mirror M5. We have calculated that for the parameters of our laser and the dimension of the particles of order of 1 µm with density of water, this is ~ 106 m/s2 (in water solution the speed ~ 10-4 m/s2) that is close to obtained such values in the literature. We have realized parts of the proposal, the study is in progress. The system is of interest for study the effects of bombarding the particles with high accelerated particles. The action of the system, in principle, is similar to the action of hunter’s rifle with the particle being analogical of the drops in the rifle.

3. Wedged interference structures and theirs applications 3.1. Wedge-interference structures – some studies by us – theory and experiments, new-properies and new principle of applications

The element, used and studied by us, that is base of series of new and competitive our proposals, including for this element a new development –theory, experiment, new basic property and new ideas for its realization and for practical applications, is an wedge interference structure –Interference wedge (hard compact version of the Fizeau Interferometer). [17,18,14,19]. In general, the Fizeau interferometer or Interferential Wedge (IW) consists of two reflecting plane surfaces , consisting a small angle (~ few µrad) and separated by a gap with linearly increasing thickness to the opposite side of the wedge angle. In the literature, except in laser technology, are presented the applications in metrology and spectroscopy, in surface topography, in phase-shifting Fizeau interference microscopy and as a tunable filter in laser design [18, 19 and the literature sited therein].

As it is discussed in our works [17,18,19,14,], as a rule, theoretical and experimental analysis of the IW properties by other authors were conducted mainly for the case of infinite plane-wave illumination assuming an extended wedged structure; different wedge applications have been also analyzed for this particular case. Inspired by IW incorporation in laser design, over the recent years we focused our efforts on the study of compact wedged interference structures under illumination with a narrow light beam of small diameter. We have succeeded to reveal unique properties of the IW when it is illuminated by laser light, and to propose various applications, thus ensuring IW to be a competitive

- 11 -

optical element in laser resonator design [13,1,18,19,4].

We have patented and developed two new principles of the IW use: i) on the base of found by us new property of the IW – a spectral selective non-Snellius reflection – use as a tunable by linear translation high spectral selectivity (~0.01 nm), near perpendicular disposition, reflector [15,13]. Attractive applications in single–mode laser and in ring lasers technology are considered in our earliest articles [13] and in more recent new solution of continuously tunable single-mode lasers, of high –spectral purity lasers and in lasers with spectrally fixed emission at reference absorption lines [13,19]; ii) The principle to use in combination the three properties of the IW - to be simultaneously: high selective filter for resonant wavelengths, near totally reflecting mirror for the non-resonant wavelength and tunability by linear translation. We have patented a structure of two and more IW-s that is competitive element for tunable laser technology and especially for optical communications as a new type of Wavelength-Division–Multiplexing (WDM) element with tunable outputs-inputs [15,14,18].

Below, we have presented the patented and developed WDM-structure, as an important possibility for competitive application in the optical communications and quantum electronics. The consideration will be in complex with our new ideas for improving the IW-selectivity and respectively the selectivity of the IW as a tunable spectral filter and of the proposed WDM-structure.

Fig.6 represents general scheme and the principle of the operation of the proposed new WDM structure for the cases of multi-wavelength input or output beam. With IW1,2,3… is noted the sequences of IWs that form the WDM structure. For resonant wavelength in the incident beam the corresponding IW is transmissive filter and for off-resonant near totally reflecting mirror. The high-reflectivity coatings (~95%) IW of thickness of 5-300 μm acts simultaneously as a spectrally selective transmissive filter for resonant wavelength and a channel coupler, being a nearly totally reflecting mirror for the off-resonant wavelengths. In addition, tuning of transmission maxima is provided by simple translation of the IW in its plane and does not affect the geometry of the system. Respectively, when we tune one of the channels, this does not disturb the transmission resonance of the others. Inversely, the structure gives the possibility to obtain superposition of individual beams which have passed through each IW, thus serving as a multi-beam multiplexing element. Analysis of the WDM element requires first to analyze the behaviour of a separate IW for laser (coherent)

beam illumination. On the base of our mathematical model, adapted for computer simulation of the

Fig.6. Schematic presentation of a basic principle of a new WDM structure.

transmittance and reflection of the IW for a limited diameter laser beam (~1-1.5 mm). We have studied in details the IW spectral behavior. [17,18,19].

The calculations for the transmitted IT and reflected IR intensities were made for tree types of interference wedges. The first one is a “ sandwich type” IW, formed by sequential deposition on the ~1mm silica-plate a dielectric mirror with 90% reflectivity (this order, for the working range), a wedged transparent layer with optical thickness of 5 µm. and a second, 90 % reflectivity dielectric mirror. The second type of the IW is the silica wedge with optical thickness 300 µm having dielectric layers on both surfaces of equal reflectivity of 90 % in the spectral region of calculation around λ = 630 nm. The third type is an air gap two-mirror composed IW. The apex angle of the wedges is α = 0.04 mrad. One example of the calculation is shown in Fig.7.

IW thickness

Fig.7. Calculated transmission IT and reflection IR curves as a function of the wavelength for IW (, air gap 20 µm wedge, beam diameter of 1 mm. ).

The same curves are typical for all type of IW-s. The “sandwich type” IW, that is compact hard

Input

- 12 -

version of the Fizeau Interferometer is very convenient for application in the new WDM structure due to its compactness. The experimentally measured transmission of the 300 µm optical thickness IW along the axis, perpendicular to the apex angle is shown in Fig.9. The experiment and the theory are in agreement.

Fig.8 The measured transmission of the 5 µm, R1=R2=0.9, α=0.05 µrad IW for λ=633 nm.

The study of the IW behavior for illumination with short laser pulses, including the ~ 0.5 ns pulses, shows the properties, similar to those in the case of CW beam illumination. In Fig.10 are presented the typical computed curves for the 5 µm “sandwich type” IW irradiated with pulses of duration 0.5 ns The incident beam is with a Gaussian spatial distribution as it is shown in Fig.9. In axes x is the distance along the beam impact area and in axis y – the relative passed intensity. Thus, IW can be used and for frequency repetition rate to ~10GHz [12].

Fig.9. Transmission and reflectionof 5um, R1=R2=0.9 for 0.5 ns pulse illumination.

For “sandwich” type structure the thickness is technologically limited to a few µm, and respectively does not permit to obtain a transmission line low that few part of nanometers. Also, there is a general problem for the traditional IWs to obtain selection of a narrow line in combination with high separation between the resonant lines (Fig.8). The calculations shows that there are a completely similar dependence between the width of the selected line δλ and the spectral distance ∆λ between the lines as this one for FPI

- e.g. δλ = ∆λ/F, where F is the fines factor, depending on R. Thus the desired low value of δλ leads to low value of ∆λ. This limits (to ~ 0.01 nm) the selectivity of the proposed optical system.

The principle of our solution of this problem is based on the use of composite wedged interference structure. It can be understod from Fig.11 where is given schematically one example of composed two-component structure. It consist of one thick wedge e.g. e1=200 µm optical thickness silica glass wedge with to dielectric mirror at each wedge plane with reflectivity of R=0.95%. The wedge angle α of the plate in the example is α1=200µrad. On the one of the mirrors is laid a transparent wedged layer with optical thickness

Fig. 11. Schematic of the new composite wedged interference structure.

e2=10µm and wedge angle α2. The relatively simple calculation gives that if the angle α1 and thickness e1 and the angle α2 and the thickness e2 are chosen to be in the relation

α2 = α1 .e2 / e1 the change of the resonant maximums of both connected wedges with the translation of the Fig. 12. Computed transmission of the composite wedged structure, formed by two wedged elements layer of 10 µm and silica glass of 200 µm with convenient wedge angles and the tuning.

composite system in its plane is exactly equal. In this system the thick wedge gives a very low spectral width of the transmission of all system (~0.05 nm) and the thin wedge select only single

0

0,25

0,5

0,75

1

0 2 4 6 8 10IW translation, mm

IW transmittion, ~

- 13 -

resonance of the thick wedge at high spectral range (~ few nm ). Typical example of computer calculated resonances at the described system is given at Fig.12. We realized experimentally our WDM structure for the case of CW beam illumination using a laboratory model of a free-communication system. We superpose the emission of two He-Ne lasers - at 0.63 μm and at 0.59 µm respectively and of the frequency doubled Nd:YAG laser (0.53 μm). The beam diameter was ~ 1 mm. The condition of the experiments is noted in Figs.13-14, with real laboratory model, shown in Fig.15.

Fig.13. The experimental set-up presents the realized WDM device, composed of 2 sandwich type, 5 μm thickness IWs, each of them to a separate one channel –yellow and red, respectively

Fig.14. Visualization of the wavelength separation (using a smog) of the three channel-separation (colors) by the new WDM-arrangement – green, yellow and red. Sandwich type 5 μm IWs. The laboratory WDM is shown in Fig.15

Fig.15. Realization of the compact, three-channel model (by three “sandwich type” IWs) of the proposed WDM element.

We have proposed also a new utilization of the IW specific properties by designing devices, which allow distant (from few meters to kilometers) laser measurement of small (~mm) linear expansion of a rigid object. The principle can be understand from Fig.16, which shows as an example a measurement of small linear expansion of a steel hammer-beam.

In the start position we measured the resonant wavelength λ1. When the hammer stretches the IW transmission resonance changed and is for new wavelength λ2 that is obtained by the tuning of the illuminated tunable laser. By tuning the laser, we can obtain a new resonant wavelength, λ2 corresponding to the new wedge thickness. From λ1 and λ2 it is easy to obtain the expansion. Fig.16. Principle of the device, based on IW, for distant measurement of small translation of a rigid object in its plane. Fig.17.Calculated dependence of the resonance wavelength at different points along the IW. The other technical realizations are given in [12].

Three systems with thick IWs (IW, IWS1 and IWS2, e ~ 300 µm, α=400µrad) are presented below. They are simple and practical devices with tunable narrow line (~0.01 nm) transmission in

Fig.17. Selection and tuning of a single transmission resonance of a high thickness IW. large range (~few nm) [14]. The selected single resonance is continuously tuned. In Fig.17, using a conveniently angle θ between IWS1 and IWS2 permits to obtain for the combination the effect of vernier and thus to selects only single transmission resonance. Effect of vernier can be achieved using two near equal thickness wedges with conveniently chosen thicknesses e (e.g. with e and 0.9e), however the problem is to assure two convenient IWs. These

IWIW11 IWIW22

IWIW33

- 14 -

two systems are convenient for application in the proposed WDM structure. In the system in Fig.18 the vernier effects for the transmission resonances is obtained by chosen two sequent convenient angles of incident of the beam, passed two times through the single thick IW. The system needs of a single IW and is very convenient for selective resonator applications.

Fig.18. Selection and continuous tuning of a single transmission resonance using the vernier effect, obtained by chosen two sequent convenient angles of incident of the beam, passed two times through the single thick IW[4]. The important, found by us, property of the IW is to provide the resurgence in a part of the

Fig.19. An important, found by us, property of the IW to provide in reflection the resurgence of the energy in the end (practically out) and at no-Snellius angle for a small diameter beam [13]. Calculated curves [13,12]. In the insets - the real photographs and selective RIW-cavity laser scheme. energy of incident beam at the end (practically outside the incident beam) and at non-Snellius angle. This property permits the use of the IW as a new spectral selective element – a high selectivity reflection mirror, tunable by translation of the

wedge in its plane [13,12,19]. Calculation of the reflection for IW with e=20µm, R1=R2=0.9, is presented in Fig.20. In the insets are given the photograph of the reflected non-resonant and resonant spots and the scheme of single-mode laser, using this property of the IW.

3.2. Original multi-wavelength lasers with independent control of each wavelength based on the application of the developed in the part 1) WDM structures.

The group has a substantial experience and results in the development of two-wavelength lasers [13,1, 1,7,11]. Using original resonators we have developed with the corresponding theoretical and experimental background the first in the world two wavelength Titan-Sapphire, F-Centers and Yb:YAG lasers. In development of our preliminary works [15,14] and applying our multi-channel WDM element, new and simple solutions of multi-wavelength lasers with independent tuning of the wavelengths are proposed. The scheme in Fig.20 - on left is with emission at all wavelengths in single

Fig.20. WDM multi-wavelength laser resonator schemes with independent tuning at each wavelength; left – with output in a single beam, right – with closely parallel outputs.

laser beam. As we have discussed in Sec.2, the general problem for this case is the wavelength competition. We have proposed a solution, using an active mirror [3] hat force the low-gain generation, however with complication of the lasers. A scheme in Fig.20 - right, is with a closely disposed parallel beams, generated in different parts in the active medium and eliminates the competition effect. If it is necessary, superposition can be obtained after focusing or at long distance from the laser.

Actually, we have practically realised (Fig.21) a two-wavelength semiconductor laser using red laser diode (max output ~ 1 mW) with antireflection coated output surface. The laser operates successively at two wavelengths by application of the modified architecture, given in the inset in Fig.21. As a rule the lasing starts firstly

- 15 -

in one of the channels. To obtain lasing also in the other channel we slowly increase the losses for the started generation, in practice by misalignment of the end mirror in its channel. At each tuning of

Fig.21. Actual photograph of the operating two-wavelength semiconductor red laser. The generation is at two wavelength λ1 and λ2 in two reference outputs and in a single output.

one wavelength, it was necessary to balance the losses in the channels (tuning range of ~ 2.5 nm with two lines of FWHM ~ 0.1 nm, Fig.22). The laser output is ~ 0.2 mW. Nevertheless, the difficulty for tuning and limitation, such laser can be useful in many practical applications when the user dispose with only one laser diode (but high power type and respectively expensive).

Fig.22. Tuning curves (experimental) for the described two-wavelength laser. One wavelength- λ2 is stopped, the other- λ1 is tuned. At each position of λ1 the losses in the channels are balanced.

We have developed the theoretical models and computer simulation of the multi-wavelength laser operation that gives the possibility to predict and optimize laser characteristics [11]. The base is conveniently modified rate differential equations system. Some example of calculated CW two-wavelength emission is given for an end- diode-pumped CW Yb:YAG laser (Fig.23). The tuning

characteristics – theory, experiment, for this laser are given in Fig.24.

Fig.23.Calculated two-wavelength emission in diode-pumped CW Yb:YAG laser (two pairs of λ).

Fig.24. Tuning characteristics of the two-wavelength CW Yb:YAG laser. One wavelength- λ2 is stopped, the other- λ1 is tuned. At each position of λ1 the losses in the channels are balanced. The solid lines are computed curves. The triangles (for λ1) and. circles (λ2) are experimental point.

By the oscilloscope investigations of the temporal behavior of the two emissions, (generation in a single and in two volumes), we have proved that the two emissions are generated simultaneously. In Fig.25, as example, is shown two-wavelength operation in single diode-pumped CW Yb:YAG crystal (near 1.03 μm); the same in ns-scale.

Fig.25. Two-wavelength emission from diode-pumped CW Yb:YAG crystal-oscilloscope traces.

In Fig.26, we show, realized by us, other type, very simple and effective solution of two-wavelength CW laser that emits at two wavelengths in spatially separated beams, generated in single

- 16 -

pumped volume (application to CW Yb:YAG and to diode-lasers). The advantage is that such solution is very congruent for application in small dimension pumped volume such as an end diode-pumped or semiconductor lasers.

Fig.26. Schematics of easily realizable two-wavelength cw Yb-YAG (or diode) laser. M1 is a dichroic mirror; M7 and M9 are flat mirrors, M8 is a concave mirror at distance from M1 equal of its radius of curvature; FP1,2 FP2- Fabry–Perot etalons; IW-Interference wedge, L3 –lens.

3.3. Simple continuously tunable single-mode lasers using high spectral selective IW

We present examples of realizations with dye active medium. The schemes are easily adaptable also for diode lasers. Two schemes are shown in Figs.27(a) (development in [13], base [14]) and 27(b). In Fig.27(a) AM is the active medium. The PR is isosceles triangle prism, IWHS is high selective Interference Wedge (Fig.11, or the shown below complex wedged structures). The IWLRS is the pre-selector. The apex angle of the prism and the refractive indices are chosen in this manner that when the PR is translated in direction

PR

IWHS

tuning

Me

(a)

pump

Gr

AM

IW

MRIW

β (b)

Fig. 27(a),(b). Schematic of continioously tunable single-mode lasers based on eual change the mode frequency by varing the cavity length and aselecting point of high-selectivity IW.(a)- Using a prism and IW. b- IW and mirror M is translated jointly in appropriate angle β. In incet- when the RIW is used.

of its bisectrice, the variation of the resonator optical length to provide equal change of the

frequency of the selected mode (due to the change of the resonator axis length) and this one of the transmission of the IWHS. The system is very convenient to be modified for ring laser geometry. The real spectrogram of tuning is shown in Fig.27(c).

Fig.27(c). Fabry-Perot spectrograms of a typical mod-jumping tuning (top) and continuously tunable single-mode emission (bottom), obtained by the described schemes. The tuning range is ~ 3GHz.

The shown schemes are very simple and cipper. The limitation for large practical applications is related with the nedded high quality surfaces of the IW formed the layers (or mirrors). As example, the part of the surface of an abitual plate in nanometers scale (AFM microscopy) is shown in Fig.28. There are variation of the flatnest that provide during the tuning mode jumping. The improvement of the technology actually is in continuous progress.

15 nm Fig.28. The separating layer surface for habitual silica-glass 200 µm IW in nanometers scale

3.4. The use of the RIW gives an effective

solution of low-noise narrow-line (including continuous tunable single mode) lasers. The base of one type of solutions, is to employs the property of the RIW, especially with a different reflectivity of the consisting mirrors (layers) to be simultaneously the narrow-line spectral selective selector (on side the low reflectivity mirror), narrow-line transmission filter and high reflectivity mirror at the side of high-reflectivity mirror [18]. Also, the RIW works at a small declination (mrad) with respect to the optical axis of the system. The described property is shown by the top picture in Fig.29, and the corresponding calculated curves – at the bottom picture [18,19].

- 17 -

Using an RIW with mirror of R1=0.94 and R2= 0.74 and e=200 µm, in the dye laser-amplifier system scheme, shown in Fig.30 – top, we have obtained narrow-line (~ 0.01 nm), tunable (575 – 595 nm) with a noise less than 1%. Note that the use of standard system with flat output mirror leads to noise of ~ 5% as it can be seen from Fig.31.

Fig.29. Schematically illustration of the property of RIW with non-equal mirrors to be simultaneously spectral-selective reflector for the resonant wavelength in side of low reflectivity mirror and to be a simple high reflectivity mirror for side of high reflectivity mirror and a high selectivity transmission filter the top picture. The corresponding calculated curves are given in the bottom picture [18].

Fig.30. Use of RIW (UMIW in the picture) in the low-noise dye oscillator-amplifier system with unequal mirrors as a tunable feed back element and non-reinjected the luminescence element The wedge is declined at a small angle (mrad) with respect to the system axis.[18]

Fig.31. Spectrograms of the laser light after the amplifier for the case of use of scheme of Fig.29- left and for the scheme wit a simple mirror as output of the oscillator – right (the same scale).

4. Generation of subnanosecond pulses

4.1. Scheme with implementation of original methodology using two-channel WDM-system based resonator and active mirror The details are given in [3]. The essence of the principle is to restrict the starting pulse-like generation in some lasers with subnanosecond starting pulsations (“spikes”) to a single pulsation by using an active mirror to forces the competitive damping generation in the second selective channel (Fig.32). The theorety and experiments show the improvemen of the shape and shortening the subnanosecond pulse when use our technique (Fig.33). The strong “spiking” provides the pulse pump dye laser with electro-optical cutting the relatively long time rising pulse of Nd:YAG (0.53 µm) pump pulse to obtain a very short rising start front (~1ns). The calculated starting generation for the last case is given in the inset in Fig.32.

Fig.32. Set-up for selection of a single sub-nanosecond pulsation by active mirror in two-cannel cavity [3]. The top inset –“spiking” with a cutting of the pump pulse.

Fig. 33. Typical oscilloscope traces (5 ns/div.) of the optimized selected spike: left – for the known technique of competitive resonators and right- for the proposed our AMIR- approach [3].

4.2 The other, new our technique uses pumping by short time superposition of the two parts, obtained by high speed electro-optically cutting the laser pump pulse for a dye laser [8]. The system is shown in Fig.34(top). The pump pulse is typical ~ 30 ns, Q-switching produced pulse

- 18 -

(0.53 um) from Nd: YAG laser that pump a dye laser. Theory and experiment are shown (Fig.34)

q

3.107

W, s-1

1.107

1,8.1012

6.1011

3,6.107

1,8.107

2,4.1012

1,2.1012

Fig.34. Sub-nanosecond pulse generation by short time superposition of two parts, obtained by electro-optically cutting pump pulse (bottom-right and middle). The short time up-threshold pumping, limits the “spiking” generation to the first “spike” (~0.2 ns) –bottom -left [8].

5. Development of the lasers with fixed frequency of the emission at reference atomic absorption line (LFF)-new all optical techniques

5.1. A simple technique for producing of a pulsed semiconductor laser light, spectrally narrowed and fixed at a chosen absorption atomic line [2]. The technique, utilizes conventional narrow-line (single mode) diode laser with scanned frequency of generation around the desired absorption line by pump current scanning. The diode laser output is fed to a modified Michelson Interferometer (MMI). The control of phase and amplitude correlation between the interfering beams in its two arms is achieved by using a substance with desired line of locking, introduced in one of the arms of the interferometer and the plate glass lame(s) in the other. The unbalance for the locking is produced by the absorption and the refractive index changing throughout the absorption. The unbalance is varied tilting the glass plate. Theory and experiment show that under properly chosen conditions the spectrum of the obtained light partially overlaps the atomic line and has a line-width, comparable to this one of the absorption

In Fig.35 a commercial single mode pulsed diode laser (line-width 100MHz) was used. The wavelength of the selected mode of the laser repetitively scanned (forward - backward) within ±10 GHz (~ 0.0210 nm) around the 852.1 nm Cs absorption line by the pump current modulation within ± 5 mA around 44.3 mA. The diode laser

beam, after passing through an optical isolation system (polarizer and a quarter-wave plate)

Fig.35. Set-up for producing diode laser light spectrally fixed at the Cs absorption line. impinged the entrance beam-splitter of a MMI composed from the beam-splitter and the mirrors M1 and M2 . The beams reflected from M1 and M2 interfered at the beam splitter and formed the useful interferometer output (Output 1). A part of the light beam from the Output 1 illuminates the receiver PhD1. and part of incident laser beam after splitter SP and the reference Cs cell - the PD2. Three cases of control by varying the position of the glass plate are shown in Fig.36. For the optimized conditions (Fig.36c), achieved by appropriate tilting of the glass plate the locked line is practically a single

Fig.36. Spectrograms of the diode laser light emitted from Output 1 (curve A) and of the reference Cs cell absorption line ( B; inverted ) line and with a linewidth (~ 1.7 GHz, or 0.0035 nm) that is comparable to this one of the absorption line (0.9 GHz, 0.0019 nm) and overlaps the absorption of approximately 45% (2 mW Output 1, 10 mW output of diode laser). The reported technique can be useful in variety of spectroscopic applications when the target is a single transition which should be excited .

5.2. The other simple systems of spectral locking of the laser emission at the reference absorption line are also developed [5]. Its principle lies with the disturbance of the

- 19 -

competition between two injection-controlled generations (Pout2 and Pout1) in two-channel resonator laser (amplifier) in one active medium when the injected light frequency is scanned-Fig.37

Fig.37.Example of an injection-locking system and the locking curves Ta is the absorption line, Pout2/ Pout1 is the ratio of the two outputs versus λ.

6. Developing of the described up principle, we have introduced a new injection-locking linear amplifier of amplitude modulated laser light [6]. We considered the case of amplification of few injected lights at different wavelengths (multichannel amplification). The light amplification is of order of ~ 106 and more (from µW to W) with high linearity. To amplify linearly the injected modulated laser light in the ring laser (the simplest practical arrangement of the amplifier) we introduce in opposite side counter-injection that compete with the modulated light and provide thus linear amplification. The principle is shown in Fig.38. The light for the amplification Pinj1 (t) is injected through partially transparent mirror M1 of the ring laser (using our WDM system to combine few different light). In the opposite direction, at different wavelength, is injected the counter-injection with a power Pinj2 = const.

λ 1

? 3?2

?4

Pump

? 1 ...

i?

M3

M 1M2

activemedium

IWccw

cw

output cw amplified (x10 ) light6

output ccw

CW counterinjectionat (~1mW)?c

injected beam??1...i (~W)µ

?i

IW

IWIW

λ1 … λi (µW)

λc (~ 1mW)

λ 1…

λ i

λ

λ λ

λ

IW

λ 1

? 3?2

?4

Pump

? 1 ...

i?

M3

M 1M2

activemedium

IWccw

cw

output cw amplified (x10 ) light6

output ccw

CW counterinjectionat (~1mW)?c

injected beam??1...i (~W)µ

?i

IW

IWIW

λ1 … λi (µW)

λc (~ 1mW)

λ 1…

λ i

λ

λ λ

λ

IW

Fig. 38. New amplifier, based on injection –locking technique with counter- injection.

We describe such amplification with:

)1(

)1(

)

11

2

22

2

22

12

2

RhPinjq

VaNqBdt

dq

Rh

PinjqVaNqB

dtdq

NqBNqBNR

dtdN

cc

ccc

c

ic

iii

i

cci

iip

−⋅

+−⋅⋅⋅=

−⋅

+−⋅⋅⋅=

−⋅+⋅⋅−= ∑

ντ

ντ

τ

λλ

λ

λλ

λ

λλ

Here qλi, with i=1…5 and qλic is the photon numbers in the opposite directions, N2 is the inversion population; Va – active volume, Rp –pumping rate, Bi(λi) emission cross-section,τc,τ-photon and upper-level lifetimes. In Fig.39 is selected the calculated one input and corresponding amplified curve. The top pair is without counter injection: the input sinusoidal signal (a) and the amplified signal (b). The enormous distortion can be seen. The bottom curves are in the presence of counter injection – the amplified signal (c) and the Fourier-spectrum (d). The excellent linear amplification can be seen. In Fig.40 are given the same type of calculated curves for pulse modulated light for amplification.

a b

c d Fig. 39. Example of action of our ring-amplifier. (a) input signal ,(b) and (c) – amplification without and with counter-injection,(d) Fourier spectrum - c

Fig. 40. Example of action of our ring-amplifier for the case of pulse modulated light (a) – pump light for the amplifier, (b) input signal, (c) and (d) – amplification without and with counter-injection.

(

(

(

(

a b c d

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

583 583.5 584 584.5 585 - Dl A - Dl A/2 0 Dl A/2 Dl A

TA, Pout2/Pout2max

Ta Ta

Pout2/Pout2max

Pinj1/Pinj2=5

101520

- 20 -

We have shown the ability of our amplifier to amplify simultaneously and linearly a number of injected beams with different frequency at a large distance of ~ 800 GHz. The nonlinear distortions, defined by the harmonics relative power are lower than 1%. Such amplification is possible in very wide range of ~ 2400 GHz. The calculated curves – input- amplified output for 4 wavelengths are plotted in Fig.41.

Fig.41. The calculated input-amplified output for four wavelengths in presence of counter- injection for a dye laser. The linear amplification of ~107times (to ~ 5 kW) can be seen for low-power injected light (less than 0.2 mW).

The described technique is of practical interest for application in optical communications, in different systems for optical measurements. 7. Device to control light by light (in action analog to the transistor-“optical transistor”)

The new interferometer type device for light control by light (DLCL) uses, on one hand, the high sensitivity of the Fabry-Perot Interferometer (FPI) or IW to the losses in the interferometer’s gap. Our original idea is to use the possibility to illuminate the volumes of the end of the gap by two ways: i) through the interferometer mirrors (beam A - in Fig.42); ii) directly into the gap (beam B)

BS

OS

PC

GP M 1

M 2

M 3 M 4 PP A

PP B

OP

IP OR Nd :YA laser

Cr4+:YAG (IFP plate) IFP mirror

IFP beam B

beam A S

Fig.42. Schematic diagram of a Cr4+:YAG- DCLC and of the experimental set-up for forming controlled duration rectangular laser light pulse. OR – optical receiver-synchronizer, PC-Pockel’s cell, GP-Glan Prism, MR1R,MR2R- high reflectivity mirrors. The high speed switching PC (~ 1-2 ns), activated near the maximum of the input ~ 30 ns pulse, switches the polarization and the GP forms two spatially separated pulses that act in the described manner upon the Cr4+:YAG gap FPI .

If the gap is filled with saturable absorption medium and the mirrors are high reflective – e.g. 0.92–0.99, the beam A will affect the saturable absorber transmission only by transmitted small part through the mirror and respectively the FPI transmission will be drastically low for this beam. When the beam B illuminates directly the saturable absorber the effect of this illumination is very strong (no decreasing the illuminated light intensity by the mirror). Thus, with the low power beam B we can control in efficient manner (or to open and stop) the FPI or IW transmissivity for beam A. One first application of the new optical transistor will be to form rectangular nano- and sub-nanosecond pulses as it can be understood from the Fig.42. The optical transistor is in the dashed ellipse. In Table 1 are given the calculated transmission T of the Cr4+:YAG gap filled FPI when only incident beam on the mirror illuminate the IW and in the bracket - when the auxiliary (controlling) beam for direct gap illumination is applied. Table 1

Example of transmissivity of new DLCL with Cr4+:YAG as a storable absorber .

(Cr4+:YAG: α(0.01-0.5)J/cm2=(2.36-0.6)cm-1).

R of the mirrors

IFP Thickness, mm

Illuminating beam energy

density, J/cmP

2

Controlling beam energy dens, J/cmP

2

T %

0.99

0.4

0.5 (0.5) 0 (0.1) 3(8.6) 0.99

0.2 0.5 (0.5) 0 (0.1) 3( 21)

0..99 0.1 0.5 (0.5) 0 (0.1) 9(40)

0.92

2.65 0.5 (0.5) 0 (0.1) 9(40) 0..52 20 0.5 (0.5) 0 (0.1) 1(10)

8. Conclusion In the paper are selected and systematized

authors results from the last years, concerned the development of a quantum-electronics and optical devices and approaches, directed for application manly in noted in the title region of the practice and sciences. The essential part is based on the new development of the principles, primarily given in our patents and articles. The report includes also completely new, non-published results (noted respectively in the presentation). The objective of the repport is to establish our resolts as novel and competetive methods and components in science and practice-in the main hardware for the indicated areas.

Acknowledgements The works is supported by a few contracts

with FSI-Bulg. (804,VUPh-12,RILA 01-7/19/No 25197 VB) and with NIS-TU-Sofia (063-17,080-19). M.N. and M.D thank prof. Y.H.Meyer, prof. J.C.Keller, prof. R.Barbe and prof. E. Stoykova for their help (except noted in the cited literature participation) for the realization of the works.

DLCL

- 21 -

REFERENCES (the main author works for the report and as ideas for new developments; cited other authors therein). 1. Gorris-Neveux M., M. Nenchev, R. Barbe, and.J.-C. Keller, A two-wavelength, passively self-injection locked, cw Ti 3+Al2O3 laser, IEEE J. Quantum Electron.Vol. 31, 1995, 1263-1260, USA 2. Deneva M., E.Stoykova, M.Nenchev, R.Barbe, J.C.Keller, Diode laser emission, spectrally fixed at atomic absorption line. Optics & Laser Technology, Vol.42, 2010, 301-307, West. Eur. 3. Deneva M., P. Uzunova, M. Nenchev, Tunable subnanosecond laser pulse operation using an active mirror concept. Opt. Quant. Electron.,Vol. 39, 2007, 93-212, West. Eur.

4. Deneva M., E. Stoykova, M. Nenchev, A novel technique for a narrow-line selection and wideband tuning of Ti 3+Al2O3 and dye lasers. Rev. Sci. Instrum. Vol.7, 1996, 1705-1714. USA 5. Deneva M., M. Nenchev, Development of original, simple quantum electronics device with emission passively frequency locked at atomic absorption line, Proc. Intern. Confer.“Laser technology and Lasers”, Bulg., 2005, 37-45 6. Deneva M, Sеv. Saparev, M. Nenchev, J.-P. Wallerand, M. Himbert New linear laser amplifiers of a periodically modulated laser radiation based on an injection-locked method Proc. SPIE, Vol. 4397 ,2001,79-84, USA

7.Deneva M., D.Slavov, E.Stoykova, M.Nenchev Improved Passive Self-Injection Locking Method for Spectral Control of Dye and Ti:Al2O3 Lasers Using Two-Step Pulse Pumping Opt. Communications,Vol.130,1997,287-298,West Eur 8. Delev A., M.Deneva, M.Nenchev, E.Stoykova, D.Slavov,Tunable subnanosecond pulse generation in a dye laser using overlapped pump pulses, Rev. Sci. Instrum.,Vol. 72, 3, 2001, 164- 168, USA 9. Keller J.C., R.Barbe, M.Deneva, M.Nenchev, Unidirectional ring Ti3+:Al2O3 laser generation at the wavelength of an atomic absorption line by bidirectional passive self-injection locking. Appl. Phys. Lett., Vol.76, 2000, 131-133 , USA 10. Kissov H., M.Deneva M.Nenchev Develop- ment of a tunable, competition less flash-lamp pumped Nd:YAG laser generated of a chosen pair of two lines. Proc. SPIE, 8770-54 ,2013,1-7, USA 11. Louyer Y, J. Wallerand, M. Himbert, M. Deneva, M. Nenchev Two-wavelength passive self-injection controlled operation of diode-dumped cw Yb-doped crystal lasers. Appl.Opt,Vol. 42, 2003, 4301-4315,USA 12. Mindizov N, V. Pashova, M. Deneva, E.

Stoykova, M. Nenchev New devices for applications in lasers and optical communications based on the wedged interference structures. Proc. SPIE, 7747-11, 2011, 1-8, USA 13. Nenchev M, Recent research developments in quantum electronics. , part in the book-monograph, pp.27-55, written by M.Nenchev, Ed.Transworld Research Network, S. Pandalai, P. Gallion, I. Veretennicoff, India,Belg.,Fr., 2000, ed. in India 14. Nenchev M, Multicolour laser, I Bulg. Patent No 25954/1978); Deneva M., Nenchev M. Coaxial two-colour Nd:YAG laser, submitted for publication 15. Nenchev M., Two-wavelength tunable laser Bulg. Patents No 32703/1982 and No742983/1986; Nenchev M,.Meyer Y,, Optical Selector Devices, Brevet d’Invention No 8021621, France/1980; US Patent 4,468,775/1984 16. Slavov D, M. Nenchev Study of approaches for spectral control of Ti:Sapphire lasers. Opt. Communications,Vol.200,2001,283-301,West Eur 17. Stoykova E.V., M N.Nenchev. Gaussion Beam Interaction with Air-gap Fizeau Wedge. J. Opt. Soc. America, Vol.27,2010,58-68; USA 18. Stoykova E., M. Nenchev Fizeau wedge with unequal mirrors for spectral control and coupling in a linear laser oscillator-amplifier system. Appl.Opt.,Vol.40, 27,2001,5402-11, USA 19. Stoykova E., M. Nenchev, V. Saynov Optical elements and systems in laser technique and metrology – Analysis and modeling. book-monograph,Ed. Lambert, Academic Publishing, Germany, 400 pp. (еd. 2012, in English) 20. Todorova P., M.Deneva, M. Nenchev A new flash-lamp pumped and Q-switched Nd:YAG optical quantum generator with simultaneous lasing at two colours (1.06 µm and 0.94 um). Proc. Intern.Confer.”Electronics ET-2008”Bulg., 24-27 21. Uzunova P, S.Arabadgiiska ,Tz.Uzunov, H. Kissov, N. Kaimakanova, E. Dinkov, M. Deneva, M. Nenchev Study the penetration of IR laser radiation in human teeth: determination of the absorbed and scattered parts. Proc. SPIE, 8770-54, 2013, 8771A-1-7, USA 1) Department of Optoelectronics and Laser Engineering, Technical University of Sofia, Br. Plovdiv, 25 Ts. Diustabanov St.,4000 Plovdiv, BG (marnenchev@yahoo.com; mdeneva@yahoo.com) 2) University “St.Quentin”, Versailles, France 3) University CNAM, Paris, France

Received 01.04.2013

- 22 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ИНДУСТРИАЛНА МРЕЖА ЗА ТЕЛЕУПРАВЛЕНИЕ

АЛБЕНА ТАНЕВА, МИХАИЛ ПЕТРОВ, ГЕОРГИ СОРОКОВ

Резюме: Мрежовите системи за упрвление (NCS) намират все по-широко приложение в индустриални условия. Те предоставят важни свойства: гъвкавост и многофункционалност на класическите системи. По този начин може да се постигне по-голяма сигурност, приспособимост и преминаване към безжични архитектури. Индустриално ориентираните компании проявяват засилен интерес към мрежите и предлагат възможности за изграждане на различни топологии за отделечено наблюдение и управление. Индустриалните системи за автоматизация се отличават с голямо разнообразие и сложност, формиращи най-общо няколко йерархични нива. Базовото „полево“ниво на една разпределена система за управление включва сензори, изпълнителни механизми, входно-изходни модули, модули за задвижване и др., които обменят информация с управляващите устройства в реално време. Тази разработка е фокусирана върху лабораторна мрежова система, изградена с технически средства на Panasonic. Предлаганите от компанията програмируеми контролери позволяват надеждна защита и изграждане на станция за телеуправление. Нейната многофункционалност и свързаност с отдалечени модули (RTU) позволяват постигане на цялостно решение с мрежова архитектура. Лабораторната постановака предоставя възможности за разработване и изследване на алгоритми, базирани на предсказване, с цел компенсиране на някои закъснения в този тип системи. Ключови думи: мрежови системи за управление, телеуправление с Panasonic

INDUSTRIAL NETWORK FOR TELECONTROL

ALBENA TANEVA, MICHAIL PETROV, GEORGI SOROKOV

Abstract: Networked Control Systems (NCSs) have recently gained the attention on the industry since they are flexible and re-usable. In this way they can also provide component redundancy, adaptability and be less invasive by utilizing wireless technologies. The NCSs are attractive area and many industrial companies (Panasonic) and institutions have shown great interest in applying various topologies to remote control and manufacturing automation. The industrial automation systems can be very complex, and they are usually structured into several hierarchical levels. At the field level NCS, as a distributed topology, includes sensors, actuators, I/O modules, drive units, which are communicate with automation systems over a powerful, real-time communication. This paper is focused on a Panasonic laboratory NCS. For such systems, Panasonic PLCs offer a secure basis for the future as telecontrol main station, RTU, data collector or complex automation solution. The investigations for network delay are conducted with the laboratory set up. It is possible to develop an algorithm based on predictive control strategy to overcome the transmission delay in the NCS.

Key words: Networked Control Systems, Panasonic telecontrol

- 23 -

1. Introduction A feedback control system wherein the

control loop is closed through a real time network is known as a Networked Control System (NCS). It includes fieldbus control systems constructed on the base of bus technology (e.g., DeviceNet, Modbus ControlNet and LonWorks) and Internet based control systems (using general computer networks). Therefor the servers (e.g. FP Web-Server) are capable and can work as an Ethernet-to-serial interface converter. As there are more and more applications in industry, such as: oil refining, petrochemicals, central station power generation, pharmaceuticals, food and beverage manufacturing, cement production, steelmaking, papermaking and even spaceflight, more attention in this area has been paid to design and analysis of NCS.

Generally, there are three types of NCS methods: Type1–scheduling methods that guarantee network QoS (quality of service); Type2 – control methods that guarantee system QoP (quality of performance); and Type3 – integrated scheduling and control methods that consider both QoS and QoP. For Type1, the following scheduling methods have been developed: scheduling method MEF (Maximum-Error-First) based on the MATI (Maximal-Allowable-Transfer-Interval) [5], and a sampling time scheduling method of network bandwidth allocation and sampling period decision for multi-loop NCSs. For Type2, there are many control methods developed for NCS, for example, augmented deterministic discrete-time model method [2], queuing method, optimal stochastic control method, perturbation method, fuzzy logic modulation method [1], event-based method and predictive control [3]. For Type3, the following problems have been studied: the optimal sampling period selection problem for a set of digital controllers, the sampling period optimization problem under the schedulability constraints, and the NCS analysis and simulation problem solved by two MATLAB r_-based toolboxes: Jitterbug and TrueTime. Internet based control has also been considered for practical applications: like Internet based device process and controls [6], Internet robots and Internet based multimedia education. Various control approaches have been developed for NCS. Hence this paper introduces a laboratory system for telecontrol, which incorporates field bus (serial communication) and high (information) level Ethernet protocols in a real time NCS. It is possible to conduct the measurement of the network delays and to investigate the different algorithms for improving the data exchange. The investigations for network delay are still challenging and unsolved area. An approach to actively compensate for the random network delay is not available yet. The very

new way to find the solution is to incorporate the predictive strategy to compensate the network delay in NCS, [4]. Hence this is an active way, which is named as the networked predictive control. Moreover this new challenge, incorporating the predictive control strategy in the NCS, requires the stability analysis of closed-loop systems. Through laboratory system will be able to conduct many investigations and experiments.

This paper is organized as follows: Section 2 is devoted to the communication of the NCS with Modbus-TCP and FP Web Server. In Section 3 the laboratory NCS is presented. In Section 4 are presented the developed web application and some notations for the network investigations. The conclusions in Section 5 are focused on the future work and attempting for network operation improving.

2. Description of the industrial network

Nowadays Ethernet is being touted as the solution to virtually every network-related automation problem, for examples: device-level communication; control; high-level data transfer. According to a study by Venture Development Corporation (VDC), Ethernet is projected to take a significant increase in market share and becoming a major element in the industrial networks. It is known that it was not originally designed for real-time control. This is one of the reasons to looking for better solution to overcome the undesirable network delays and information gaps in the industrial application. In this way of improving the transmission delays can be summarized into three types: Constant delay Random delay, which is independent from

transfer to transfer Random delay, with probability distributions

For the networked architecture the control delay τk, for the control system can be denoted. The subscript k is used to indicate a possible time dependence of the delays.

ack

ck

sckk (1)

where the tsc is the communication delay between the sensor and the controller; tck denotes the computational delay in the controller; tca is communication delay between the controller and the actuator. According to the network topology and the communication protocols different delays may occur. At the present a tendency is observed to adapt the Ethernet at the field level control. It is achieved by interface converting. The Panasonic Web-Server unit provides up to 3 different port numbers, fig.1. Existing fieldbus and RS485

- 24 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

protocols (PLC-Link, MEWTOCOL, Modbus…) can be used for this multipoint communication via Ethernet.

Fig.1. The main 3 different port numbers of the

communication unit

More than the data could be delivered to multiple receiver stations and used for multipoint PLC data exchange via Ethernet. An example for the Modbus-TCP client that communicates with two remote PLCs (slaves) via FP Web-Server is shown on fig.2. Any Modbus-TCP client can access the Modbus-TCP server of the FP Web-Server via Ethernet. Hence it can communicate with the PLC connected to: the FP Web-Server's 3-pin RS232C port; the serial ports RS485 or USB of the FP Web expansion unit. On the fig.5 is presented the FP Web-Server and the Web-Expansion units used in the laboratory networked system.

Fig.2. An example: Modbus-TCP client – two PLCs

(slaves) via FP Web-Server

Fig.3. The configuration Modbus-TCP server for the PLC established for the laboratory system

3. Panasonic laboratory set up The laboratory equipment consists of FP

PLC, Asynchronous Motor, Frequency Inverter, FP Web-Server, GT industrial LCD terminal, and PC. It provides the ability to manage and motor control. The inverter in turn is connected to and controlled by logic controller (PLC). Between the inverter output and motor the current transformer is included. In this way is able to monitor the current that passes through motor windings. The overall scheme with signal directions is depicted on the figure 4.

Fig. 4. The elements of the Panasonic telecontrol

system The communication network includes the

presented on the fig.5 units. By using the Web Server system data can be read or modified in the local network or through the web. The Panasonic FP-WEB Server can work as an interface between the LAN or WAN and all PLC family. In this work it is configured with FP Web-Configurator tool ver. 2.3. The parameters to the MEWTOCOL server port are: 3-pin RS 485 server port (related to the additional FP Web expansion unit, fig.5 and 9094 TCP port number. The MEWTOCOL port acts as a server. It waits to be connected with a client, e.g. a PC or a transparent client port. A feature here is that all clients have to use the same 3-pin RS232C /RS485 serial port to communicate with the PLC. Due to the limited data bandwidth of this serial port, the response time can increase drastically.

Expansion unit 1. USB host port USB 1.1 host port for Panasonic products that are supported by the FP-WEB2. 2. RS485 Screw terminal. 3. High-speed digital output Optocoupler, phototransistor output. 4. SD card slot SD/SDHC memory card support

Fig.5. The main communication units

- 25 -

Fig.6. The laboratory Panasonic system

On the figure 6 is presented the photo of the

laboratory system. In the PLC run mode can control the motor either via web or GT panel. Data from specified devices is collected and stored in the FP Web-Server unit's RAM and written as log files to an SD memory card of the FP Web expansion unit in CSV format when specified.

4. Web applications The Panasonic FP Web-Server enables

connection of the logic controllers to the global network through simple web application. To reach data from or through the web it is necessary to develop a web application (e.g. an applet). The Panasonic FP Web Designer software tool is for industrial web applications development. In this work it is used for developing the simple web page, shown on the figure 7. The designet web can be loaded in the (any) web brouser. The project consist of a main page and a few sub pages and active links to the local control system. It is possible from it to activate the frequency invertor and hence to start the motor. On the other hand can monitor the motor consumption. In general this application is made for telecontrol. Morover the system and the project can be extended with additional devices. The project for the laboratory system is necessary to be transferred to the target system with the FP Web Configurator 2 tool. In this way it is guaranteed the efficiency of the project.

Fig. 7. The developed web application for

laboratory NCS

5. Conclusions In this work the laboratory networked

control system with Panasonic: PLC and FP Web Server was introduced. The basic concept of the OPC server –client with Modbus-TCP protocol was used to configure the industrial communication. The NCS is very fruitful and promising research area. By adding the feedback in developed system can be conducted the investigations about network delays in the close loop mode.

References

1. Almutairi NB, Chow MY, Tipsuwan Y. Network-based controlled DC motor with fuzzy compensation. In: Proc. 27th Annual Conference of the IEEE, Industrial Electronics Society, Denver, CO, 3:1844–1849, 2001

2. Halevi Y, Ray A. Integrated communication and control systems: Part I Analysis. J Dynamic Systems Measurement and Control 110:367–373, 1988

3. Liu GP, Mu J, Rees D. Networked predictive control of systems with random communication delay. In: Proceedings of the UKACC Control, Bath, UK, 2004

4. Tang P., De Silva C., Compensation for Transmission Delays in an Ethernet-Based Control Network Using Variable-Horizon Predictive Control. IEEE Transactions on control systems technology, vol. 14, No. 4, July 2006

5. Walsh GC, Ye H, Bushnell L. Stability analysis of networked control Systems. In: Proceedings of the 1999 American Control Conference, San Diego, CA, 4:2876–2880, 1999

6. Yang SH, Chen X, Edwards DW, Alty JL. Design issues and implementation of Internet based process control. Control Engineering Practice 11:709–720, 2003

Acknowledgement The authors would like to acknowledge to

the partners in contract No: I-694/21.12.2012.

Department of Control Systems Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Diustabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: altaneva@abv.bg E-mail: mpetrov@abv.bg E-mail: sorokov@automation.bg Постъпила на 11.03.2013 г.

- 26 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЕКСПЕРИМЕНТАЛНО ОПРЕДЕЛЯНЕ НА СОБСТВЕНИЯ КАПАЦИТЕТ НА

ВИСОКОВОЛТОВИ ТРАНСФОРМАТОРИ В СЪСТАВА НА РЕЗОНАНСЕН DC-DC

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ

АЛЕКСАНДЪР ВУЧЕВ, ЯСЕН МАДАНКОВ, НИКОЛАЙ БАНКОВ

Резюме: Предложен е метод за експериментално определяне на собствения капацитет на намотките на високочестотни, високоволтови трансформатори. Трансформаторите са използвани в резонансен DC-DC преобразувател за захранване на мощен CO2 лазер. Определянето на собствения капацитет на намотките се осъществява при работа на резонансния преобразувател в режим на празен ход. Ключови думи: собствен капацитет, високоволтов трансформатор, резонансен DC-DC преобразувател

EXPERIMENTAL DETERMINATION OF THE SELF-CAPACITANCE OF HIGH VOLTAGE

TRANSFORMERS IN THE COMPOSITION OF RESONANT DC-DC CONVERTER

ALEKSANDAR VUCHEV, YASEN MADANKOV, NIKOLAY BANKOV

Abstract: A method for experimental determination of the self-capacitance of the windings of high frequency, high voltage transformers is proposed. The transformers are used in a resonant DC-DC converter for CO2 laser power supply. The determination of the self-capacitance of the windings is realized during the operation of the resonant converter at no load mode.

Key words: self-capacitance, high voltage transformer, resonant DC-DC converter

1. Въведение Резонансните DC-DC преобразуватели са

намерили широко приложение при изграждане на захранващи блокове за агрегати със средна и голяма мощност – апарати за дъгово заваряване, устройства за лазерно рязане, луминесцентни лампи и др. Особено подходящи са за реализацията на високоволтови захранвания. За целта могат да се използват силно повишаващи трансформатори, чийто основен недостатък е

значителната стойност на собствения капацитет на намотките [6]. В зависимост от използваната конфигурация на резонансната верига, този паразитен капацитет може значително да подобри поведението на преобразувателя като цяло [4, 5].

Основно предимство на резонансните преобразуватели е възможността за постигане на т. нар. „мека комутация“ на управляемите ключове. Това позволява да се намалят загубите

- 27 -

при превключване дори при много висока стойност на работната честота, което от своя страна е предпоставка за постигане на по-малки масо-габаритни размери и повишаване к.п.д. на преобразувателите. От друга страна обаче, с увеличаване на работната честота нараства влиянието на собствения капацитет на намотките на трансформатора [6].

В [5] са предложени няколко варианта за изчисляване на собствения капацитет в зависимост от конструкцията и начина на навиване на намотките. Невъзможността при изработката на трансформатора да се спазят зададените размери, води до появата на разлика между теоретичните изчисления и реалните резултати [2].

Цел на настоящата работа е опитно да бъдат определени стойностите на собствените капацитети на високоволтови съгласуващи трансформатори за резонансен DC-DC преобразувател, използван за захранване на мощен CO2 лазер.

2. Параметри на високоволтовите трансформатори На Фиг. 1 е дадена еквивалентната

заместваща схема на трансформатор с отчитане на паразитните параметри [7].

R1 R2

C1 C2

C12

L

1

L2

ImLmRc

Фиг. 1. Еквивалентна заместваща схема на високоволтов трансформатор

Където: чрез R1, R2 се отчитат активните

загуби в намотките, а чрез RC – активните загуби в магнитопровода; L1, L2 са индуктивностите на разсейване на намотките, а Lm – индуктивността на намагнитващия клон; C1, C2 са капацитетите на намотките, а C12 – междунамотков капацитет.

Собствените капацитети на намотките нарастват с увеличаване на навивките на съответните намотки. Затова при повишаващи трансформатори приведената към първичната намотка стойност на C2 често има много голяма стойност, която значително да превишава стойностите на другите капацитети, показани на заместващата схема (Фиг. 1).

Поради по-големите изолационни разстояния на високоволтовите трансформатори индуктивността на разсейване, приведена към първичната намотка има съществена стойност и не бива да се пренебрегва.

От изложеното по-горе става ясно, че моделът на трансформатора може да се опрости като включва само един идеален трансформатор, индуктивност на разсейване LТ и собствен капацитет СТ, които са приведени към първичната намотка [6].

3. Захранващ източник за CO2 лазер На Фиг. 2 е показана схемата на

резонансен преобразувател, използван за захранване на CO2 лазер [1]. Тя е съставена от мостов инвертор (T1÷T4), резонансна верига (LS и CS), четири повишаващи трансформатора (Tr1÷Tr4) и четири неуправляеми изправителя (Rect1÷Rect4), към чиито изходи са присъединени тръбите на лазера (Tube1÷Tube4). За намаляване загубите при комутациите в инвертора, паралелно на транзисторите са свързани демпфиращите кондензатори (C1÷C4), даващи възможност превключванията да стават при нулево напрежение (ZVS – Zero Voltage Switching). Трансформаторите са еднакви. Те са представени със своята опростена заместваща схема.

C1

C4

T1

T4

LS CS

C3

C2T2

T3

Lt

Tr

C

tLt

Tr

C

tLt

Tr

C

t

Ud

Lt

Tr

C

t

Rect 1 Rect 2 Rect 3 Rect 4

Tube

1

Tube

2

Tube

3

Tube

4

a b

uab

Tr 1 Tr 2 Tr 3 Tr 4

LT LT LT LTCT CT CT CT

Фиг. 2. Схема на резонансния DC-DC преобразувател

Индуктивностите на разсейване LT на

трансформаторите са свързани последователно с индуктивността LS на външния дросел и могат да се разглеждат като част от нея. От друга страна собствените капацитети CT на трансформаторите са свързани в паралел на

- 28 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

неуправляемите изправители. Следователно, в тях са добавени и паразитните капацитети на диодите от съответния изправител.

Изходната мощност на преобразувателя се променя чрез изменение на работната му честота fS, която е по-висока, от собствената честота на резонансната верига (LS и CS).

4. Определяне на собствения капацитет на намотките на трансформаторите Определянето на собствения капацитет

на трансформаторите се осъществява с помощта на самия резонансен преобразувател (Фиг. 2). При това се приема, че всички елементи в схемата (с изключение на повишаващите трансформатори) са идеални, комутациите в инвертора и изправителите са мигновени, а пулсациите на захранващото напрежение Ud са пренебрежимо малки. Не се отчита и влиянието на защитните (демпфиращи) кондензатори.

Съгласуващите трансформатори са представени чрез своите опростени заместващи схеми при условие, че намагнитващият ток на всеки от тях е пренебрежим спрямо тока в резонансната верига.

Собственият капацитет на намотките се определя на базата на амплитудната стойност на напрежението върху кондензатора CS. За целта преобразувателят работи в режим на празен ход при максималната възможна работна честота. По такъв начин той може да се разглежда като последователно резонансен инвертор в режим на късо съединение (Фиг. 3).

T1

T4

LΣ CS

T2

T3

Ud

UCS

CP

UCE

CE

Фиг. 3. Схема на преобразувателя при

направените допускания

С LΣ е означена пълната индуктивност в резонансния кръг. Тя включва индуктивността на дросела LS и сумарната индуктивност на разсейване на четирите трансформатора 4.LT. С CP = CT / 4 е означен еквивалентният капацитет на четирите еднакви трансформатора.

Както се вижда, сега резонансната верига е съставена от пълната индуктивност LΣ и един еквивалентен капацитет CE:

SPS

PSE C

a

a

CC

CCC

1

.

(1)

В горния израз с a е означено отношението между еквивалентния капацитет на трансформаторите и този на кондензатора CS:

SP CCa (2)

Резонансната честота на разглеждания инвертор (Фиг. 3) се определя като:

a

a

CLCL SE

1.

.

1

.

10

(3)

Тъй като работната честота е по-висока

от собствената честота на резонансната верига, разстройката по честота 00 2 SS f е със стойност по-голяма от единица.

Понеже инверторът работи в режим на късо съединение, изходното му напрежение е нула, а ъгълът на провеждане на транзисторите е равен на ъгъла на провеждане на обратните им диоди. Тогава, изхождайки от представения в [3] анализ на последователно резонансен DC-DC преобразувател, максималната стойност на напрежението върху еквивалентния кондензатор се получава, както следва:

dCEm UU

.2cos

.2cos1

(4)

От друга страна, максималната стойност

на напрежението UCSm върху кондензатора CS може да се изрази чрез UCEm и отношението между капацитетите a:

CEmCSm Ua

aU

1

(5)

Идеята на предлагания метод се състои в

това, изчислената максимална стойност на напрежението върху кондензатора CS да бъде равна на измерената такава, при работа на преобразувателя в режим на празен ход. Това равенство се изпълнява за една определена стойност на отношението a. По тази причина се прилага итеративна процедура за пресмятане на UCSm. Впоследствие чрез уравнение (2) може да се изчисли и стойността на CP.

4. Експериментални резултати Изследването е проведено с помощта на

резонансен DC-DC преобразувател, за който пълната индуктивност в резонансната верига има стойност LΣ = 432,6 μH, а кондензаторът

- 29 -

съответно – CS = 34,54 nF. Преобразувателят е поставен да работи в режим на празен ход при максималната възможна работна честота.

За няколко различни стойности на захранващото напрежение Ud е измерена максималната стойност на напрежението UCSm върху кондензатора CS. На базата на уравнения (1)÷(5) чрез итеративна процедура е изчислена същата стойност за напрежението UCSm. В резултат на това са получени стойности за отношението между капацитетите a и за собствения капацитет на трансформаторите CT. Резултатите са представени в Таблица 1.

Таблица 1 Определяне на капацитета CP

Ud, [V] 102,0 203,0 300,0 404,0

fs, [kHz] 59,630 59,628 59,624 59,615

UCS_M, [V] 324,0 628,0 915,0 1220,0

UCS_C, [V] 324,1 627,1 914,9 1219,9

a 1,608 1,638 1,653 1,666

CP, [nF] 55,54 56,58 57,09 57,54

CT, [nF] 222,16 226,32 228,36 230,16

Където: UCS_M и UCS_C са съответно измерената и изчислената максимална стойност на напрежението UCSm върху кондензатора CS;

От получените резултати може да се заключи, че с увеличаване на захранващото напрежението Ud, стойностите на a и CT нарастват. Най-вероятната причина за това е пренебрегването на падовете на напрежение върху силовите прибори, чиято относителна стойност намалява с увеличаване на захранващото напрежение. Следователно, за по-точни могат да бъдат считани резултатите при най-високата стойност на Ud.

3. ЗаключениеПредложен е метод за експериментално

определяне на собствения капацитет на намотките на трансформатори. Те са част от резонансен DC-DC преобразувател, който е използван като захранващ източник на мощен CO2 лазер.

Стойността на собствения капацитет се получава в резултат на съпоставката между измерената и теоретично изчислената стойност на напрежението върху кондензатора в резонансната верига на преобразувателя.

Основното предимство на предложения метод се състои в това, че измерването се прави

в самия резонансен DC-DC преобразувател. Това дава възможност, да се отчете и паразитния капацитет на диодите от изправителите.

ЛИТЕРАТУРА

1. Банков, Н., Ал. Вучев, Я. Маданков.Високоволтов транзисторен преобразувател за захранване на мощен CO2 лазер. Международна научна конференция УНИТЕХ’12, Ноември 2012, Габрово, Том I, 73-78

2. Маданков, Я., Ал. Вучев, Н. Банков.Високоволтов трансформатор за LCC резонансен преобразувател. Международна конференция “Електроника 2012”, Юни 2012, София, 176-181.

3. Al Haddad, K., Y. Cheron, H. Foch, V.Rajagopalan. Static and Dynamic Analysis of a Series-Resonant Converter Operating above its Resonant Frequency. PCI Proceedings, Oct 1986, 55-68.

4. Batarseh I. Resonant Converter Topologies withThree and Four Energy Storage Elements. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 9, No. 1, January 1994, p 64-73.

5. Biela, J., J. Kolar. Using Transformer Parasiticsfor Resonant Converters – A Review of the Calculation of the Stray Capacitance of Transformers in Resonant Converters. IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 44, Iss. 1, Jan-Feb 2008, p 223-233.

6. Liu, J., L. Sheng, J. Shi, Z. Zhang, X. He.Design of High Voltage, High Power and High Frequency Transformer in LCC Resonant Converter. APEC 2009, Twenty-Fourth Annual IEEE, Feb 2009, 1034-1038.

7. McLyman, C. Transformer and Inductor DesignHandbook. Marcel Dekker Inc., New York and Basel, 2004.

Department of Electrical Engineering and Electronics, Technical Faculty

University of Food Technologies – Plovdiv 26 Maritza Blvd. 4002 Plovdiv BULGARIA E-mail: avuchev@yahoo.com E-mail: yasen.madankov@gmail.com E-mail: nikolay_bankov@yahoo.com

Постъпила на 15.02.2013 г.

- 30 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ОПТИМИЗИРАНЕ НА ПРОЕКТИРАНИТЕ ЦИФРОВИ УСТРОЙСТВА НА БАЗАТА НА ПРОГРАМИТЕ СЪВЕТНИЦИ,

ЧАСТ ОТ QUARTUS® II

АТАНАС КОСТАДИНОВ

Резюме: Анализират се методите за оптимизиране на проектираните цифрови устройства и системи чрез програмируеми интегрални схеми от тип CPLD (Complex Programmable Logic Devices) и FPGA (Field Programmable Gate Array). Обръща се внимание на използването на така наречените програми съветници, които представляват част от програмния пакет Quartus® II. Даден е пример, при който се използва VHDL (Very High Speed Integrated Circuits Description Language) описанието на микропроцесор изпълняващ предикатни операции (Predicate Logic Processor), като същевременно се прилага и действието на различните типове програми съветници. Получените резултатите са оформени в табличен вид. Ключови думи: проектиране на цифрови устройства и системи, програми съветници

DIGITAL DESIGN OPTIMIZATIONS BASED ON QUARTUS® II ADVISORS

ATANAS KOSTADINOV

Abstract: There are analyzed the methods for digital design optimizations applying CPLD (Complex Programmable Logic Devices) и FPGA (Field Programmable Gate Array). Special attention is paid on Quartus® II optimizing programs called advisors. An example is shown using PLP (Predicate Logic Processor) VHDL (Very High Speed Integrated Circuits Description Language) description together with Quartus® II advisors. The received results are put in the table.

Key words: digital design, Quartus II advisors

1. Introduction Optimization techniques employed both at

the design phase as well as the implementation phase play a significant role in realizing efficient hardware for computation intensive algorithms. For time critical applications, timing performance is the most important requirement as compared to area and cost. On the other hand, certain applications require the design to be as compact as possible. Similarly, portable computing platforms and

battery-powered applications require the design to be power and energy efficient [11].

Achieving high-speed implementation is an important consideration in computation intensive algorithms. Depending on the application and its requirement, speed of an FPGA design is evaluated based on the following factors: maximum clock frequency, throughput and latency (delay).

In FPGA-based design, the maximum clock frequency specifies how fast the circuit can operate. It is determined by the maximum delay between any

- 31 -

two sequential elements. Throughput is another important factor for measuring the timing performance of FPGA-based designs. Throughput is defined as the number of data processed per clock cycle and is measured in bits per second. Latency, on the other hand, is defined as the time between data input and processed data output. It is measured in number of clock cycles.

In FPGA-based design, the hardware area utilized is provided in terms of look up tables (LUTs) or configurable logic block (CLB) slices. However, for comparison of designs based on similar FPGA devices, all the resources must be considered. Some of the most commonly used FPGA resources are:

• Number of 4-input LUTs • Number of Slices • Number of Slice Flip Flops • Number of IOBs A design utilizing dedicated resources of

modern FPGA such as embedded multiplier or DSP blocks will consume less logic resources (LUTs and CLB slices) as compared to design that implements the functionality without using dedicated resources.

Power has become a significant design constraint due to the demand of battery-powered devices in the rapid growth of personal wireless communications and other portable digital applications. Compared to application-specific integrated circuits (ASICs), FPGAs are generally perceived as power inefficient because they use a large number of transistors to provide programmability. As multimillion gate FPGAs have become a reality, its applications in power critical devices are further limited due to their excessive energy consumption. Therefore, it is important to use design techniques that results in power efficient FPGA designs [9, 11].

The Quartus® II design software now includes optimization advisors, which are tools that provide you with design-specific advice for optimizing timing performance and resource usage. The optimization advisors include recommendations based on your current project settings and assignments. The Compilation Time Advisor, Incremental Compilation Advisor, Timing Optimization Advisor, Resource Optimization Advisor, and Power Optimization Advisor use current project information and settings to make recommendations of project settings and assignments, individual entity assignments, and design changes for partitioning a design or optimizing a project for power, resource usage, or timing.

The recommendations are organized into general recommendations and more specific recommendations for each category. Where

applicable, the categories are organized into a series of stages, presented by complexity. Each Recommendation provides a Description, Summary, and Action.

Description - Describes the reason for the recommendation and information on the settings and assignments for the recommendation. The description may also include links to the appropriate topic in Quartus II Help or chapter in the Quartus II Handbook.

Summary - Describes the net effect of the recommendation on the fMAX, logic element usage, compilation time, or power consumption for the design. The effects of the recommendation for the design are indicated by the following symbols:

( + ) - The recommendation has a net positive effect on the design.

( - ) - The recommendation has a net negative effect on the design.

( = ) - The recommendation does not have an effect on the design.

Action - Describes the options for the recommendation, the specific steps necessary to implement it, and the current status of the settings or assignments for the recommendation. If applicable, the action also links to the appropriate Quartus II dialog box, page in the Settings dialog box, or category in the Assignment Editor [4, 7].

The Resource Optimization Advisor provides guidance in determining settings that optimize resource usage. The Resource Optimization Advisor provides step-by-step advice about how to optimize resource usage (logic element, memory block, DSP block, I/O, and routing) of your design. Some of the recommendations in these categories might conflict with each other. Altera recommends evaluating the options and choosing the settings that best suit your requirements [5].

The Timing Optimization Advisor guides you in making settings that optimize your design to meet your timing requirements. When you open the Timing Optimization Advisor after compilation, you can find recommendations to improve the timing performance of your design. Some of the recommendations in these advisors can contradict each other. Altera recommends evaluating these options and choosing the settings that best suit the given requirements.

The Power Optimization Advisor provides guidance for reducing power consumption. In addition, the Incremental Compilation Advisor provides suggestions to improve your results when partitioning your design for a hierarchical or team-based design flow using the Quartus II incremental compilation feature [6].

- 32 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

2. Predicate Logic Processor (PLP) The predicate logic processor (PLP) has

been designed and verified during the postdoctoral fellowship in NTNU (Norwegian University of Science and Technology) [3, 8]. The simplified processor architecture is shown in Fig. 1.

Control Unit

Control Logic and State Register

IR PC

Program Memory

Datapath

ACCA

PLU

Data Memory

Fig. 1. Simplified PLP architecture The proposed PLP belongs to the

application-specific instruction set (ASIP) type of processors optimized for the solution of artificial intelligence problems, and it consists of a datapath and control unit.

The datapath is responsible for manipulation of data. It has a register named accumulator and is denoted as ACCA in Fig. 1. Another part is a predicate-logic unit (PLU) which performs the predicate logic operations AND, OR, and NOT. Additionally, the RAM module (Program Memory and Data Memory in Fig. 1) is used to keep the program code (instructions) and corresponding data.

The control unit of the microprocessor is realized as a finite-state machine (FSM). By stepping through a sequence of states, the control unit controls the operations of the datapath. For each state that the control unit is in, the control unit output logic generates the appropriate control signal for the datapath to perform one data operation [2]

The control unit consists of logic circuit and state register together with the instruction register (IR) and program counter (PC). IR contains the code of the currently executed operation, and the PC is used to access the memory cells in RAM.

The design of the PLP starts with the datapath synthesis. Then, simulation of the proposed solution is performed to check the correctness of the unit design. After these steps, the synthesis of the control unit is realized, and the datapath and control unit are connected together. They also have a connection with the RAM module

containing the test program, which consists of all implemented instructions for the predicate processor.

The synthesis of the whole circuit is performed with a DE2 FPGA board using Quartus® II both manufactured by Altera Corporation. To verify the design, a control program is coded and loaded into RAM. The first part of PLP debugging is that all introduced predicate logical instructions are verified one by one using the SignalTap II Embedded Logic Analyzer which belongs to the Quartus® II program [1, 10, 12]. The last stage of PLP verification is execution of some limited number of testing programs. The data captured by the SignalTap II Embedded Logic Analyzer is compared with the one based on theoretical calculations.

3. Results

It has been synthesized the three versions of PLP using Quartus® II 11.1sp2 Web edition program and applying different types of advisors. The results are presented in Table 1.

Table 1

Results after synthesis Total

logic elements

Total combinational

functions

Dedicated logic

registers

Fmax,

MHz

toa 171 138 111 260,96 roa 154 126 106 177,27 poa 161 134 108 246,91

The abbreviation toa stands for realized PLP

architecture using Timing Optimization Advisor, roa - using Resource Optimization Advisor and poa - using Power Optimization Advisor.

It is shown that toa processor architecture consists of the largest number of total logic elements, total combinational functions and dedicated logic registers. It is achieved the maximal clock frequency.

The second realized PLP architecture using Resource Optimization Advisor has employed the smallest number of hardware resources but it is achieved the lowest clock frequency.

Applying Power Optimization Advisor, it leads to the third PLP architecture which is something between toa and roa processors.

4. Conclusions Three different processor architectures has

been realized using Quartus® II optimization advisors in easy way.

Quartus® II optimization advisors are applicable both in the research as well in the teaching process.

- 33 -

It is suitable to be presented to the students and to be used in VLSI (Very-Large-Scale Integration) design laboratory exercises.

References

1. Corno F., G. Cumani, M. Reorda, G. SquilleroEvolutionary test program induction for microprocessor design verification, Proceedings of IEEE Asian Test Symposium, Guam, USA, November 18-20, 2002, 368-373.

2. Hwang E. Digital Logic and MicroprocessorDesign with VHDL, Thomson, Riverside, 2006.

3. https://fellowship.ercim.eu/documents/old_report/038_Kostadinov_FP_2006_2007_SR_NTNU.pdf

4. http://quartushelp.altera.com/10.1/mergedProjects /report/oaw/oaw_view_using_oaw.htm

5. http://www.altera.com/literature/hb/qts/qts_qii52005.pdf

6. http://www.altera.com/literature/hb/qts/qts_qii52016.pdf

7. http://www.altera.com/support/kdb/optimization/oa-index.html

8. Kouzaev G., A. Kostadinov Predicate Gates,Components and a Processor for Spatial Logic, Journal of Circuits, Systems, and Computers, Vol. 19, No. 7, May 2010, 1517-1541.

9. Li F., D. Chen, L. He, J. Cong Architectureevaluation for power–efficient FPGAs, Proceedings of the ACM/SIGDA International. Symposium on Field Programmable Gate Arrays, Monterey, USA, February 23-25, 2003, 175-184.

10. Pastor J., I. Gonzalez, J. Lopez, F. Gomez-Arribas, J. Martinez A remote laboratory for debugging FPGA-based microprocessor prototypes, Proceedings of the 4th IEEE International Conference on Advance Learning Technology, Joensuu, Finland, August 30 - September 1, 2004, 86-90.

11. Qasim S., S. Abbasi, B. Almashary A reviewof FPGA-based design methodology and optimization techniques for efficient hardware realization of computation intensive algorithms, Proceedings of Multimedia, Signal Processing and Communication Technologies Conference, Aligarh, India, March 14-16, 2009, 313-316.

12. Von Kaenel P. Designing and testing a controlunit, Journal of Computing Science in Colleges, Vol. 19, Issue 5, May 2004, 228-237.

Department of Computer Systems and Technologies Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: kostadat@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 15.02.2013 г.

- 34 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПАРАЛЕЛНО СОРТИРАНЕ С ИЗПОЛЗВАНЕ НА АЛГОРИТЪМА ЗА БЪРЗО СОРТИРАНЕ

АТАНАСКА БОСАКОВА-АРДЕНСКА, НАЙДЕН ВАСИЛЕВ, ИВАН ФИЛИПОВ

Резюме: В настоящата статия е предложен паралелен алгоритъм за сортиране с разделяне на неприпокриващи се подредици и използване на алгоритъма за бързо сортиране. Алгоритъмът е реализиран програмно на С с използване на функции от MPI за комуникация между паралелните процеси. Проведените експерименти с целочислени масиви за сортиране с 10 000 000 елемента показаха ускорение на обработката както спрямо последователното бързо сортиране (≈2,65 пъти при използване на 16 процесора) така и спрямо паралелното (≈1,42 пъти при използване на 16 процесора). Ключови думи: паралелен алгоритъм, бързо сортиране, MPI, Blue gene/P

FAST PARALLEL SORTING BASED ON QUICK SORT

ATANASKA BOSAKOVA-ARDENSKA, NAYDEN VASILEV, IVAN FILLIPOV

Abstract: This paper presents a parallel sorting algorithm which uses dividing of given row to sub-rows. The sub-rows do not overlap one another. The algorithm is implemented in C with using of MPI functions. For the experiments is used Bulgarian supercomputer Blue Gene/P. The results show that increase the number of parallel processors lead to acceleration of time for processing. When are sorted 10 000 000 integers the parallel sorting algorithm which uses sub-rows is ≈2,65 times faster than sequential quick sort and ≈1,42 times faster than classic parallel quick sort.

Key words: parallel algorithm, quick sort, MPI, Blue Gene/P

1. Въведение Операцията сортиране е важна част от

работата на всяка компютърна система. Счита се, че около 25% от времето, през което работи компютърърт сортира данни [3]. Сортирането се прилага за множество от еднотипни елементи, като целта е те да бъдат подредени в нарастващ или намаляващ ред. Съществуват разнообразни сортиращи алгоритми [1, 2, 3, 6]. Според предназначението си сортиращите алгоритми се разделят в две групи [1]:

- частни алгоритми за сортиране (например – лексикографско сортиране, цифрова сортировка и др.);

- общи (универсални) алгоритми за сортиране (сортиране с пряко вмъкване, с пряк избор, пряка размяна, сортировка на Шел, бързо сортиране и др.).

Най-често алгоритмите за сортиране се оценяват по отношение на времето, което е необходимо за изпълнението им, т.е. тяхната времева сложност. Времевата сложност се представя като функция от входния размер на задачата - T=f(n). Съществуват няколко вида времева сложност [1, 2, 3], като най-често използвана е т.н. горна асимптотична граница на функцията на времевата сложност, която се бележи с О. Функцията О(n) нараства със

- 35 -

скорост по-голяма или равна на скоростта на нарастване на f(n). Голяма част от известните сортиращи алгоритми имат горна асимптотична граница на сложността O(n2). Считаният за най-бърз универсален сортиращ алгоритъм – „бързо сортиране” има горна асимптотична граница на средната времева сложност O(n lg n).

2. Описание на алгоритъма „бързо сортиране” Ефективността на алгоритъма за бързо

сортиране зависи силно от определянето на опорен елемент. Алгоритъмът е рекурсивен и използва размяна на елементи, които са максимално отдалечени един от друг. По този начин при всяка размяна се елеминират голям брой инверсии. Действието на алгоритъма е следното:

1) Избира се опорен елемент за сортираната част от масива;

2) Обхожда се лявата част в посока отляво надясно (брояч i), като се търси елемент със стойност по-голяма от стойността на опорния. При обхождането стойността на брояча нараства (брояч i се инициализира с индекса на първия елемент от сортираната част);

3) Обхожда се дясната част в посока отдясно наляво (брояч j), като се търси елемент със стойност по-малка от стойността на опорния елемент. При обхождането стойността на брояча намалява (брояч j се инициализира с индекса на последния елемент от сортираната част);

4) Намереният елемент от стъпка „2)” се разменя с елемента намерен в стъпка „3)”.

5) Обхождането на текущо сортираната част на масива спира когато брояч i >=брояч j;

6) Изпълняват се стъпки от „1)” до „5)” за лявата част на сортираната част от масива;

7) Изпълняват се стъпки от „1)” до „5)” за дясната част на сортираната част от масива;

8) Изпълнението на алгоритъма продължава докато се достигне размер на сортираната част единица.

Дълбочината на рекурсията при едни и същи входни данни зависи от избора на опорен елемент. На фигура 1 е показана дървовидната структура, която се получава при сортирането на масив от осем числа. Лявата част на фигурата (фиг.1 (а)) показва оптималния случай, при който е избран опорен елемент, за който дълбочината на рекурсията (броя рекурсивни извиквания) е малка. В горната част на фигура 1(а) е показан масивът и разделянето му на части при сортиране (прав ход на рекурсията), а в долната част е показано подреждането на елементите при обратния ход на рекурсията. На фигура 1(б) е показан най-лошия случай на

избор на опорен елемент, при който за дадената редица от числа се получава максимална дълбочина на рекурсията.

(а) (б)

Фиг. 1. Действие на алгоритъма за бързо сортиране

3. Паралелни реализации на алгоритъма

за бързо сортиране В [7] са представени няколко паралени

реализации на алгоритъма за бързо сортиране. При първата сортирането се извършва като първоначално работи един процесор. Той разделя сортираната редица на две (едната част съдържа елементите, които са по малки от опорния, а другата- тези които са по-големи от опорния). Едната част предава на друг процесор за сортиране, а другата сортира сам, като отново я разделя на две части, едната от които предава на друг процесор и т.н. По този начин се получава паралелно изпълнение с дървовидна структура (фиг.2).

Фиг. 2. Разпределение на процесите при паралелна бърза сортировка

P0

P0 P1

P0 P2 P1 P3

P0 P4 P3 P5

33 55 77 11 66 88 22 44

33 11 22 55 77 66 88

11 33 55 77 66

55 77

11 22 33 44 55 66 77 88

11 22 33 55 66 77 88

11 33 55 66 77

55 77

11 22 33 44 55 66 77 88

11 22 33 44 55 66 77

11 22 33 44 55 66

11 22 33 44 55

11 22 33 44

11 22 33

11 22

11

- 36 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

В [7] са показани две паралелни реализации на бързото сортиране за суперкомпютър с вътрешна мрежа за връзка между процесорите от вида hypercube [5, 7]. При едната редицата за сортиране е разположена в един процесор, а при другата входните данни са разпределени между всички процесори (без някакава специална наредба).

В [4] е представен паралелен сортиращ алгоритъм наречен „Parallel Two-Dimensional Quicksort (PTSA)”. При него входните данни се разпределят в матрица, след което се извършва паралелно сортиране по редове и паралелно сортиране по колони. След сортирането по колони са намерени най-малкия и най-големия елемент на сортираната редица. Те се премахват, след което отново се извършва сортиране по колони в резултата на което са намерени най-малкия и най-големия елемент от оставащите числа за сортиране. Следва тяхното премахване и следващо сортиране по колони до пълното сортиране на редицата. На фигура 3 е показано действието на алгоритъма при сортиране в мрежа 3х3.

Фиг. 3. Изпълнение на алгоритъма PTSA

4. Паралелно бързо сортиране с

разделяне на подредици Идеята е алгоритъма за бързо сортиране

да се изпълни паралелно от множество процеси, всеки от които сортира собствена подредица, получена от входната редица за сортиране.

Дадената (входната) редица се разделя на подредици. Всяка подредица се сортира независимо от другите подредици (паралелно).

Ясно е, че за да е сортирана цялата редица, подредиците трябва да се построят така, че:

- всяка подредица (множество) включва съседни в подредената редица елементи;

- подредиците не се припокриват; - подредиците съдържат всички еле-

менти на редицата. Нека е дадена редицата aj, j=1,2,…,n.

ajA=a1, a2,…, an. Построяваме под-множествата:

A1= , A2= ,…,

Ak= ; At A t = 1,2,…k Те трябва да отговарят на условиятa:

Построените по този начин подредици (подмножества) съдържат елементи, които не са в инверсия с никой от елементите на останалите подредици. Сега всяка от подредиците може да бъде сортирана независимо от другите. С други думи k на брой процесори могат да сортират паралено подредиците. След като всеки сортира своята подредица цялата сортирана редица ще се получи при продреждане на подредиците от 1 до k (нарастващ ред). На фигура 4 е показана принципна схема на предложения алгоритъм.

Фиг. 4. Принципна схема на алгоритъма

5. Резултати Предложеният паралелен алгоритъм за

сортиране е реализиран програмно на С с използване на интерфейса за комуникация

P0 - Разделяне на подредици и

сортиране на 1 подредица

P1 Сортиране

на подредица

P2 Сортиране

на подредица

PK Сортиране

на подредица

СОРТИРАНА РЕДИЦА

- 37 -

между паралелни процеси MPI. При експериментите за сравнение е използвана реализация на паралелния алгоритъм за бързо сортиране предложен от В. Wilkinson и М. Allen (виж. фиг.2) [11]. На фигура 5 е показана укрупнена схема на програмата за паралелно сортиране с използване на подредици.

Фиг. 5. Програма за паралелно сортиране с

разделяне на подредици Използвана е концепцията Master/Slave

като програмният код се разделя логически на част, която се изпълнява от главния процес (master) и част, която се изпълнява от всички останали подчинени процеси (slaves). Главният процес отваря зададения от потребителя файл и прочита от него числата, които ще се сортират. След това ги разделя на неприпокриващи се подредици като определя граничните стойности за построяване на подредиците с използване на параметър съдържащ максималната стойност за елемент от редицата (max). (Този параметър се въвежда от потребителя.) Броят на граничните

стойности е равен на броя на паралелните процеси плюс едно, като всяка от тях е с ]max/np[ по-голяма от предходната. (Първата гранична стойност е нула, а последната – max.) С np е означен броя на паралелните процеси, а означението ]...[ се използва, за да покаже, че числата max и np се разделят целочислено. Например при целочисленото делене на 40 на 3 се получава 13. След това главният процес изпраща на всеки подчинен процес по една от подредиците като оставя една и за себе си. Главният и подчинените процеси сортират подредиците си, след което подчинените процеси изпращат на главния своите сортирани вече части. Главният процес „сглобява” получените части и записва сортираната редица във файл.

При експериментите е използван българския суперкомпютър Blue Gene/P [9, 10]. Използван е режима VN, при който на всеки от изчислителните възли се стартира един процес от избраната програма. В таблици 1, 2 и 3 е показано времето за сортиране на 1 000 000 цели числа получени чрез генератор на случайни числа съответно с 4, 8 и 16 процесора. Всяка от програмите е изпълнена по десет пъти, а в последни ред е показано осредненото време за изпълнение.

Таблица 1

Изпълнение на 4 процесора за 1 000 000 числа После-

дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 2,256913 0,644886 0,192773 0,411344 0,6041 2 2,258248 0,645611 0,181269 0,402716 0,5839

3 2,252437 0,642398 0,198139 0,414439 0,6125

4 2,253359 0,641176 0,192317 0,418164 0,6104

5 2,253014 0,642576 0,193370 0,419722 0,6130

6 2,258851 0,644491 0,196138 0,414815 0,6109

7 2,257624 0,641958 0,192576 0,413977 0,6065

8 2,252398 0,647423 0,199921 0,415126 0,6150

9 2,256617 0,646600 0,192054 0,419746 0,6118

10 2,257512 0,643716 0,196137 0,410519 0,6066 Ср.

ст-сти 2,2556973 0,6440835 0,193469 0,414057 0,6075

В таблици 4, 5 и 6 е показано времето за

сортиране на 10 000 000 цели числа получени чрез генератор на случайни числа.

На фигура 6 е показано ускорението, което се получава при използване на предложения паралелен алгоритъм с разделяне на подредици спрямо последователното бързо сортиране, а на фигура 7 – спрямо паралелното бързо сортиране.

Начало

Инициализира- не на MPI

ДА

НЕ

Намиране броя на процесите

Определяне ранга на процеса

myrank == MASTER

slaves

MPI_Finalize()

master

Край

ДА НЕ

- 38 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Таблица 2 Изпълнение на 8 процесора за 1 000 000 числа После-

дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 2,256913 0,451764 0,156674 0,278319 0,4349 2 2,258248 0,452897 0,146349 0,266716 0,4130

3 2,252437 0,453914 0,151838 0,275311 0,4271

4 2,253359 0,455561 0,151546 0,273164 0,4247

5 2,253014 0,459632 0,157921 0,272267 0,4301

6 2,258851 0,456712 0,155561 0,271389 0,4269

7 2,257624 0,456348 0,156973 0,277961 0,4349

8 2,252398 0,455514 0,152367 0,273584 0,4259

9 2,256617 0,458237 0,158126 0,274691 0,4328

10 2,257512 0,459456 0,156614 0,272315 0,4289 Ср.

ст-сти 2,2556973 0,4560035 0,154397 0,273572 0,4279

Таблица 3

Изпълнение на 16 процесора за 1 000 000 числа После-

дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 2,256913 0,2973371 0,101564 0,168319 0,2698 2 2,258248 0,2913642 0,106674 0,157164 0,2638

3 2,252437 0,2999183 0,106674 0,161389 0,2680

4 2,253359 0,2926472 0,106674 0,165569 0,2722

5 2,253014 0,2956123 0,106674 0,162711 0,2693

6 2,258851 0,2966479 0,106674 0,163916 0,2705

7 2,257624 0,2927156 0,106674 0,164561 0,2712

8 2,252398 0,2944138 0,106674 0,162254 0,2689

9 2,256617 0,2926941 0,106674 0,161769 0,2684

10 2,257512 0,2918234 0,106674 0,163715 0,2703 Ср.

ст-сти 2,2556973 0,29451739 0,106163 0,1631367 0,2692

Таблица 4

Изпълнение на 4 процесора за 10 000 000 числа После-

дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 68,260787 59,136413 15,08641 32,09554 47,181 2 68,264618 59,130397 14,37512 31,59126 45,966

3 68,262374 59,131576 15,07641 32,09812 47,174

4 68,264415 59,132283 15,07217 32,09541 47,167

5 68,261796 59,136419 15,07552 32,09341 47,168

6 68,266512 59,135917 15,07731 32,09268 47,170

7 68,269713 59,139932 15,07629 32,09238 47,168

8 68,265476 59,136488 15,07227 32,09537 47,167

9 68,264432 59,135427 15,07671 32,09641 47,173

10 68,267612 59,136118 15,07554 32,09367 47,169 Ср.

ст-сти 68,26477 59,135097 15,07638 32,04442 47,05

Таблица 5 Изпълнение на 8 процесора за 10 000 000 числа

После- дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 68,260787 47,57321 11,28697 26,64193 37,928 2 68,264618 47,12694 11,76145 26,97164 38,733

3 68,262374 47,55183 11,57316 26,56713 38,140

4 68,264415 47,97164 11,77195 26,69741 38,469

5 68,261796 47,27164 11,82272 26,77617 38,598

6 68,266512 47,32169 11,64155 26,69138 38,332

7 68,269713 47,37165 11,36172 26,69447 38,056

8 68,265476 47,69132 11,16797 26,23648 37,404

9 68,264432 47,91864 11,71333 26,67144 38,384

10 68,267612 47,77114 11,85167 26,66971 38,521 Ср.

ст-сти 68,26477 47,503827 11,59525 26,66177 38,257

Таблица 6

Изпълнение на 16 процесора за 10 000 000 числа После-

дователна програма quicksort

Паралелна програма quicksort

Програма с разделяне на подредици

Разделяне Сортиране Общо

1 68,260787 36,149955 9,130397 16,66987 25,800 2 68,264618 36,649214 9,130473 16,47012 25,600

3 68,262374 36,479832 9,138716 16,06974 25,208

4 68,264415 36,914673 9,339871 16,44698 25,786

5 68,261796 36,647892 9,674136 16,10397 25,778

6 68,266512 36,237496 9,449873 16,55479 26,004

7 68,269713 36,149873 9,564129 16,01469 25,578

8 68,265476 36,971643 9,364812 16,69713 26,061

9 68,264432 36,274936 9,664779 16,03975 25,704

10 68,267612 36,913684 9,446985 16,66470 26,111 Ср.

ст-сти 68,26477 36,5389198 9,390417 16,373174 25,763

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

4 8 16

Брой процесори

Уско

рени

е

Фиг. 6. Ускорение на паралелното бързо

сортиране с използване на подредици спрямо последователното бързо сортиране

- 39 -

1,15

1,2

1,25

1,3

1,35

1,4

1,45

4 8 16

Брой процесори

Уско

рени

е

Фиг. 7. Ускорение на паралелното бързо сортиране с използване на подредици спрямо

класическото паралелно бързо сортиране

6. ЗаключениеВ настоящата статия беше предложен

паралелен алгоритъм за сортиране с използване на алгоритъма за бързо сортиране. Алгоритъмът беше реализиран програмно на С с използване на функции за комуникация между паралелни процеси от MPI. Бяха проведени експерименти с изпозване на целочислени масиви за сортиране с 1 000 000 и 10 000 000 елемента. Стана ясно, че с увеличаване броя на използваните процесори нараства и ускорението на предложения алгоритъм спрямо последователното бързо сортиране. (При използване на 4 процесора и сортиране на 10 000 000 числа ускорението е ≈1,45, а при използване на 16 процесора е ≈2,65.) С увеличаване броя на използваните паралелно работещи процесори нараства също и ускорението на предложения алгоритъм спрямо класическия паралелен алгоритъм за бързо сортиране, разгледан в [5]. (При използване на 4 процесора и сортиране на 10 000 000 числа ускорението е ≈1,25, а при използване на 16 процесора е ≈1,42.) Полученото ускорение при използването на паралелно сортиране с неприпокриващи се подредици се дължи на намаляване на комуникацията между паралелните процеси.

В бъдеще би било интересно да се сравни бързодействието на предложения паралелен алгоритъм за сортиране с разделяне на неприпокриващи се подредици с алгоритъма PTSA, който е сравнен симулационно само с последователния алгоритъм за бързо сортиране [4]. Интерес представлява и реализацията на предложения алгоритъм с използване на други техники за паралелно програмиране.

ЛИТЕРАТУРА

1. Стойчев Ст., Синтез и анализ на алгоритми,София, България: „БПС”, 2005.

2. Cormen T., Ch. Leiserson, R. Rivest, C. Stein,Introduction to Algorithms, Second Edition, The MIT Press and McGraw-Hill, 2001.

3. Knuth D., The art of computer programming,V3. Sorting and Searching, Addison Wesley Publishing Company, 1973.

4. Rjoub H. Al, A. Odat, A. Audat, Parallel Two-Dimensional Quicksort Algorithm (PTSA), Journal of Computer Science, vol. 4, no. 1, 2008.

5. Roosta S. H., Parallel Processing and ParallelAlgorithms- Theory and Computation, 1999.

6. Sedgewick R., Algorithms in C, Addison-Wesley, 1990.

7. Wilkinson B. and Allen M., Sorting Algorithms,Parallel Programming: Techniques and Applications Using Networked Workstations and Parallel Computers, Prentice-Hall, 1999.

8. http://www.mpi-forum.org/

9. http://www.redbooks.ibm.com/abstracts/sg247287.html

10. http://www.scc.acad.bg/ncsa/index.php/bg/--blue-gene-p

11. http://www.macs.hw.ac.uk/

Department of Computer Systems and technologies University of Food Technologies, Plovdiv 26 Maritza Blvd. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: a_bosakova@uft-plovdiv.bg

Department of Computer Systems and technologies Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: mnvasilev@yahoo.com E-mail: i.fillipoff@gmail.com

Постъпила на 13.02.2013 г.

- 40 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ВЛИЯНИЕ НА АТМОСФЕРНАТА ТУРБУЛЕНТНОСТ ПРИ ЕНЕРГИЙНОТО

ПРОЕКТИТАНЕ НА ЛАЗЕРНИТЕ КОМУНИКАЦИОННИ СИСТЕМИ С ОТКРИТА ПРЕНОСНА СРЕДА ОТ ТИПА “ЗЕМЯ – ЗЕМЯ”

БОРЯНА ПАЧЕДЖИЕВА

Резюме: Предложенa е модификация на алгоритъм за енергийно оразмеряване на лазерните цифрови комуникационни системи с открити преносни среди (Free–Space Laser Communications или Free–Space Optics – FSO) от типа “земя – земя” при отчитане сaмо на влиянието на случайния характер на атмосферните турбулентни нееднородности. Оценена е възможната област за решение на задачата. Нaправен е анализ на влиянието на атмосферната турбулентност върху енергийните параметри на FSO. Ключови думи: Free–Space Optics, Bit–Error Rate, атмосферна турбулентност

INFLUENCE OF THE ATMOSPHERIC TURBULENCE IN POWER DESIGN OF

GROUND-TO-GROUND FREE–SPACE LASER COMMUNICATION SYSTEMS

BORYANA PACHEDJIEVA

Abstract: An modification of algorithm for power design of the ground-to-ground Free–Space Laser Communication Systems (Free–Space Optics (FSO)) based on the random laser beam shift, caused by random character of the Atmospheric turbulent heterogeneities has been suggested. Тhe definition area of the solution has been estimated. An analysis of the Influence of the Atmospheric turbulence on power parameters of the FSO has been made.

Key words: Free–Space Optics, Bit–Error Rate, atmospheric turbulence

1. Въведение Лазерните комуникационни системи с

открита преносна среда (Free Space Laser Communications, Free Space Optics – FSO) се налагат като важна част от съвременните информационни технологии [4,5,6,8,9,11,13]. Това се дължи на факта, че технико-

икономическите показатели на FSO съответстват на изискванията, произтичащи от нарастващата значимост на локалните комуникационни мрежи. Широката честотна лента, по-малките размери на апаратурата и по-лесното инсталиране на оборудването са само част от преимуществата им пред системите,

- 41 -

работещи в радиообхвата. Доказателство за това са и множеството изследвания и разработки, посветени на FSO [4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]. Развитието на FSO, обаче, е свързано с редица съществени проблеми. Те произтичат от многофакторната физична обусловеност на пространствената структура на лазерния сноп, от флуктуациите на атмосферната екстинкция, от флуктуациите на посоката на разпространение на снопа, свързани с различните по произход механични вибрации на антените и с атмосферната турбулентност. Решаването на тези проблеми е необходимо както при изследването, така и при проектирането на FSO.

Целта на тази работа е да се модифицира и приложи предложения в [1] алгоритъм за решаване на обратната задача при изследването и инженерното проектиране на FSO от типа “земя-земя и да се направи анализ на влиянието на атмосферната турбулентност, като единствен допълнителен стохастичен фактор, върху това решение.

2. Теоретичен анализ

Разгледана е FSO (фиг.1), състояща се от лазер и импулсно-кодов модулатор с изходен оптичен поток ФL, от предавателна антена TA с прозрачност 1, излъчваща гаусов лазерен сноп с начален радиус r0, от приемна антена RA с радиус R2 и прозрачност 2, от интерференционен филтър IF и от фотодетектор PhD.

Фиг. 1. Въз основа на методиката за изчисляване

на енергийните показатели на системата, изложена в [1] се предлага алгоритъм за решаване на обратната задача, при който се отчита случайния характер на турбулентните нееднородности, водещ до отклонения на лазерния сноп от оста му на разпространение.

при който се отчита случайния характер на атмосферната екстинция, на турбулентните нееднородности и на механичните вибрации на апаратурата, водещи до отклонения на лазерния сноп от оста му на разпространение. Въз основа на предлаганите зависимости, по зададени Bit–Error Rate (BER) и параметри на канала за връзка, се изчисляват изходният оптичен поток на лазера ФL, началният радиус на лазерния сноп r0 и радиусът на приемната антена R2.

Приемаме, че са зададени числените стойности на следните параметри на системата: ширина на честотната лента на импулсно-кодовия сигнал f ; работна дължина на вълната λ; прозрачност на предавателната антена 1; начален радиус на лазерния сноп 0r ; височина на трасето над земната повърхност H; квантова ефективност на фотоприемника η; разстояние между приемника и предавателя Z. Известни са и величините, характеризиращи състоянието на канала за връзка: метеорологична далечина на видимост SM, структурната константа на коефициента на пречупване на тропосферата 2

nC , описваща степента на турбулизация на атмосферата.

Тук ще приемем, че в системата действат съвместно само стохастичните фактори: квантови шумове и атмосферна турбулентност.

Определяме дистанционната зависимост на осреднения сигнален ток ZiS , гарантиращ зададената стойност на BER. Прилагайки методиката за определяне на BER [3] изчисляваме отношението сигнал/шум на системата

BER.2erfcinvQ (1)

Като пренебрегнем квантовите

флуктуации на фоновия и тъмновия ток, защото те са с порядъци по-малки от тези на сигналния ток [2] за отношението сигнал/шум записваме

)Z()Z(22

)Z(i)Z(Q

2j

2i

S

SS

, (2)

където 2

jS е дисперсията на квантовите

флуктуации на сигналния ток, 2iS

е дисперсията на токовите флуктуации, обусловени от допълнителния към квантовите шумове стохастичен фактор.

За осреднения сигнален ток записваме

- 42 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

2

2

S Q.ZB1Q.f.e.16Zi

, (3)

където C10.6,1e 19 е зарядът на електрона и

Z

Z.8ZB 2

2

(4)

Средната стойност на атмосферната

прозрачност се определя с израза [3]

km,Z.expZ (5) където средната стойност на коефициента на екстинция се изчислява по формулата [3]

31M km,S585,0

M

1

55,0μm,

km,S91,3km,

. (6)

За пресмятане на средната стойност

Z и дисперсията Z2 на функцията

,Z , която описва гаусовата повърхностна плътност на оптичния поток в напречна на разпространението равнина, се използват релациите

Zr

Z.41

1Z

2

2x

(7)

и

Z

ZrZ.81

1Z 2

2

2x

2

, (8)

където x е отклонението на лазерния сноп, породено от турбулентните флуктуации.

За дисперсията на отклонението x, породено от турбулентните нееднородности с относително големи размери [3] –

3/10

32n

2x rZ.CZ . (9)

В изразите (7) и (8) с Zr е означен

радиусът на лазерният сноп в точката на приемане [1]

2

2

20

20

2 Z.r..K1rZr

, (10)

където K е коефициент, отчитащ реалната дифракционна разходимост и допълнителното разширяване на лазерния сноп, обусловено от влиянието на относително малките турбулентни вихри и аерозолни нееднородности.

Средната стойност на сигналния ток може да се представи като

Z.Z.Zr.

.R.S...2Zi 2L

22i21

s

, (11)

където ампер-ватната чувствителност на фотодетектора iS , се определя с

c.h..eSi

, (12)

а за константата имаме

865,02exp1 . От изразите (3) и (11) се достига до

зависимостта

Z.Z.S..)BER.2(erfcinv.B1

Zr.)BER.2(erfcinv.f.e..8

.R.

i12

222

22L

(13)

Ако дължината на комуникационната

линия е достатъчно голяма, т.е.

.Kr.Z

20 ,

изразът (12) се редуцира до

20

2

2222

r.Z..KZr

. (14)

След като заместим (14) в (13), получаваме

Z.Z.S..r.BER.2erfcinv.B1

BER.2erfcinv.f.Z..K.e..8

.R.

i12

022

2222

22

2L

(15)

Последователността от изрази от (4) до

(15) формира алгоритъм за определяне на изходната мощност на лазерния източник и размерa и прозрачността на приемната антена на FSO с отчитане на влиянието на атмосферната турбулентност.

2.2. Дефиниционна област на обратната задача при FSO

Дефиниционната област на обратната

задача се определя с изразите [1]

- 43 -

2BER.2erfcinv.B1 >0 (16) или

1BER.2erfcinv.ZB 2min , (17)

където с minBER е означена минималната стойност на коефициента на грешката при зададените стойности на случайните величини, за която се изпълнява (15).

Замествайки (4) в (17) определяме minBER

Z.8

Zerfc

21ZBER

2min

(18)

От (18) ясно се вижда, че minBER зависи

само от статистическите характеристики на стохастичния фактор. Следователно, при дадени условия, определени от влиянието на атмосферната турбулентност, обусловените от нея флуктуации на амплитудата и положението на лазерния сноп спрямо приемната антена ще бъдат толкова големи, че обратната задача би имала решение само, ако е изпълнено условието

minBERBER . (19)

3. Числени резултати и изводи

3.1. Анализ на влиянието на началния радиус на лазерния сноп върху дефиниционната област на обратната задача при FSO

Освен от състоянието на атмосферния

канал за връзка статистическите характеристики на разглеждания стохастичн фактор, зависят и от радиуса на лазерния сноп в равнината на приемане Zr , респективно от началния радиус на снопа 0r и дължината на вълната . Тъй като изборът на работната дължина на вълната при FSO се определя от поглъщането от молекулите на атмосферните газове, ще анализираме само влиянието на стойността на началния радиус на лазерното лъчение върху дефиниционната област на обратната задача за различни стойности на статистическите характеристики на разглеждания стохастичеи фактор –атмосферната турбулeнтност.

Резултатите от примерни пресмятания за иследване на влиянието на 0r на лазерния сноп върху дефиниционната област на обратната задача са графично илюстрирани на фигура 2 при следните условия: μm55,1 ; 7,01 ;

10K ; km6Z ; GHz1f ; 7,0 ; km10SM ; varC2

n ; varr0

Фиг. 2. Зависимост на minBER от началния радиус на лазерния сноп 0r при параметър

структурната константа на коефициента на пречупване на атмосферата 2

nC , km10SM .

Графичните зависимости от фиг. 2 показват относително силното влияние на началния радиус (разходимостта) на лазерния сноп върху дефиниционната област на обратната задача при FSO при различна степен на турбулизация на атмосферата и при приемането, че единственият допълнителен стохастичен фактор е атмосферната турбулентност. При малки стойности на структурната константа на коефициента на пречупване на тропосферата 2

nC , описваща степента на турбулизация на атмосферата е възможно използването на лазерни източници с по-голям начален радиус на лазерния сноп за удовлетворяване на енергийните съотношения при проектирането на FSO. При силно турбулизирана, е допустимо използването на лазерен сноп с по-голяма разходимост (с по-малък начален радиус), така че да се гарантира необходимия оптичен поток, попадащ на върху приемната антена дори и при по-силно отклонение на лазерното петно от оста на приемната апертура.

3.2. Анализ на влиянието на

флуктуациите на атмосферната прозрачност върху енергийните параметри на FSO

Въз основа на изразите (4) – (19),

формиращи модифицирания алгоритъм за

- 44 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

енергийно проектиране, са направени примерни изчисления за дистанционната зависимост на изходния оптичен поток на лазера ZL и е определена дефиниционната област на обратната задача ZBERmin при следните типични за FSO данни: μm55,1 ; mm3r0 ;

7,01 ; 10K ; varZ ; km10SM ; varC2

n ; GHz1f ; 7,0 ; 610BER ; cm10R2 ; 6,02 . На фиг. 3 и фиг. 4 са изобразени

графично получените резултати за ZBERmin и ZL при varC2

n .

Фиг. 3. Графики на дистанционните зависимости )Z(BERmin при параметър 2

nC .

Фиг. 3 илюстрира естественото увеличаване на ZBERmin при нарастване на стойността на структурната константа на коефициента на пречупване на тропосферата

2nC . Характерно е, че съществено влияние

върху )Z(BERmin оказва само много силно турбулизирана атмосфера ( 3/2122

n m10C ). Необходимо е да се отбележи, че и при големи стойности на 2

nC , решение на обратната задача, при зададен коефициент на грешка под 10-6, се получава за дължини на трасето до 6 km.

Дистанционните зависимости ZL , представени на фиг. 4 показват същите тенденции. При зададен коефициент на грешката 610BER разстоянието между кореспондиращите пунктове при стойности на изходния оптичен поток на лазерния източник LΦ от порядъка на 10 – 100 mW е в рамките на 15 – 20 km дори и за много силно

турбулизирана атмосфера. Налага се изводът, че увеличаването на изходния оптичен поток

L над тези стойности не води до съществено увеличаване Z.

Фиг. 4. Графики на дистанционните зависимости ZL при параметър 2

nC .

ЛИТЕРАТУРА

1. Bonev, B., B. Pachedjieva, E. Ferdinandov. Influence of the Atmospheric transparency fluctuation on solving the reverse task of the analysis and power design of ground-to-ground Free–Space Laser communication systems. Journal of the Technical University Sofia, branch Plovdiv, “Fundamental Sciences and Applications”, Vol. 18, 2012, pp. 7-12, ISSN 1310-82712.

2. Bonev B., Relative Influence of Some Stochastic Factors on Bit-Error Rate of Ground-to-Ground Free Space Optics, XLII International Scientific Conference on Information, Communication and Energy Systems and Technologies, ICEST 2007, Vol. 1, pp. 203 – 206, June 2007, Ohrid, Macedonia.

3. Ferdinandov E., B. Pachedjieva, B. Bonev, Sl. Saparev, Jointly Influence of Heterogeneous Stochastic Factors on Bit-Error Rate in ground-to-ground Free–Space Laser Communication Systems, Optics Communications 207, p.121-127, 2007.

4. Hecht, J. Laser Focus World 11 2001.

5. Hranilovic, S., Wireless Optical Communication Systems, Springer Science, Boston, 2005.

6. Killinger, D. Optics and Photonics News 13 (10) (2002) 36-42.

- 45 -

7. Shlomi, A., Effects of Atmospheric Turbulenceand Building Sway on Optical Wireless–Communication System, Optics Letters, Vol.28, 2, 129–131, 2003.

8. Korevaar, E.J. (Ed.), Optical WirelessCommunications III, SPIE, vol. 4214, 2000.

9. Mecherle, G.S. (Ed.), Free-Space LaserCommunication Technologies XII, SPIE, vol. 3932, 2000

10. Mitsev Ts., N. Kolev, Hr. Ivanov, K.Dimitrov, Optimum Divergence of the Transmitter Optical Radiation in FSO Systems, XLVII Intern. Scientific Conf. on Inform., Communication and Energy Systems and Technol. (ICEST 2012), June 28 to 30, Veliko Tarnovo, Bulgaria, 2012.

11. Willebrand, H., B. Ghuman, Free-SpaceOptics: Enabling Optical Connectivity in Today’s Networks, SAMS Publ., Indianapolis, 2002.

12. Xiaoming, Z., J.M. Kahn, Free–Space OpticalCommunication Through Atmospheric turbulent Channels, IEEE Trans. On Commun., Vol.50, 8, 1293–1300, 2002.

13. Zaatari, M.O. The TelecommunicationsReview (2003) 49-56..

Department of Optoelectronics and Laser Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Diustabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: pachedjieva@yahoo.com

Постъпила на 26.02.2013 г.

- 46 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЕДИН ПОДХОД ЗА ГЕНЕРАЦИЯ НА ПРОЦЕДУРНИ ТЕКСТУРИ

ДАНИЕЛА ИЛИЕВА, ПАВЛИНА ВЛАДИМИРОВА

Резюме: Предлага се алгоритъм за генерация на процедурни текстурни изображения на базата на шум на Перлин. Генерацията на текстурни изображения е процес на създаване на цифрови изображения с предварително зададен размер на базата на зададена функция. Генерираната нова текстура се отличава с високо качество и зададен размер и може да намери приложение в компютърната графика, обработката на изображения и компютърните игри. Ключови думи: процедурни текстури, шум на Перлин, генерация на текстура

AN APPROACH FOR PROCEDURAL TEXTURES GENERATION

DANIELA ILIEVA, PAVLINA VLADIMIROVA

Abstract: In this paper is proposed an algorithm for creating procedural texture images based on Perlin noise. The generation of texture images is a process of creating digital images with necessary size from a given noise functions. The new generated texture has a great quality and desired size and can be applied in Computer Graphics, Computer Vision and Computer games.

Key words: procedural texture, Perlin noise, texture generation

1. Въведение Причините за визуалната сложност на

компютърно генерираните изображения са основните елементи на възприятието – цвят, текстура, дълбочина, ръбове, ъгли, движение. Еквивалентите на сцената са съответно цвят, модел, отражение, осветление, форма и движение. Всички тези фактори присъстват заедно в композирането на материали като дърво, камък, текстил, кожа и т.н. и природни явления като облаци, пара, дим, мъгла, вода, огън, пейзажи и планети. Предмет на тази статия са процедурните модели на тези безбройни обекти.

Процедурното моделиране, процесът на нанасяне на текстурата в 2D и 3D са необходимите инструменти за създаване на

реалистични изображения и нанасяне на текстури върху обекти.

2. Процедурни техники и геометрично моделиране С предложения подход могат да се

получат реалистични изображения от вида на мрамор, дърво, камък и облаци.

Процедурните техники представляват алгоритми, които определят някои характеристики на компютърно генериран модел или ефекти. Например, една процедурна текстура за мраморна повърхност не използва сканирано изображение за определяне на цветовете, а алгоритми и функции.

Техниките за геометрично моделиране в компютърната графика се използват за

- 47 -

представяне на все по-сложни модели на природни явления. По- ранните геометрични модели като полигони, парчета, линии, точки са недостатъчни за получаването на тази сложност по управляем и контролируем начин. Моделиращите техники от високо ниво обезпечават абстрактността на моделите и позволяват високо ниво на контрол и управление на реалните сцени [1, 2, 3].

3. Създаване на шум на Перлин Използва се множество от гладки

функции с различни честоти и амплитуди [1]. Те могат да се наслагват до получаване на желана функция. Нека някакви функции са създадени в 2D:

Всички тези функции съвместно образуват шаблона на шума.

За задаване на амплитудата на всяка честота се използва по едно число, известно като персистентност.

frequency = 2i amplitude = persistencei

където i е i-тата функция на шума, която се добавя.

Показаните по-долу диаграми илюстрират ефекта от персистентност върху изхода на шума на Перлин.

Те показват добавения компонент на функцията на шума, ефекта на стойността на персистентност и получената в резултат функция на шум на Перлин. + Fre quen cy

1 2 4 8 16 32

Persist ence= 1/4

+

+

+

+

+

=

Ampli tude

1 1/ 4 1/16 1/64 1/256 1/1024 result

Persistence = 1/2

+

+

+

+

+

=

Amplitude 1 1/ 2 1/4 1/8 1/16 1/32 result

Persistence = 1 / root2

+

+

+

+

+

=

Amplitude 1 1/ 1.414 1/2 1/2.82

8 1/4 1/5.656 result

Persistence = 1

+

+

+

+

+

=

Amplitude

1 1 1 1 1 1 resultt

Фиг. 1. Влияние на стойността на

персистентност върху получения шум на Перлин

Освен това е възможно да се изглади получената функция, за да изглежда тя по- малко случайна и по- изгладена в 2D и 3D (фиг.2).

Фиг.2. Изгладен шум

4. Псевдокод за създаване на шум на Перлин

function Noise1(integer x, integer y) n = x + y * 57 n = (n<<13) ^ n; return ( 1.0 - ( (n * (n * n * 15731 + 789221) + 1376312589) & 7fffffff) / 1073741824.0); end function function SmoothNoise_1(float x, float y) corners = ( Noise(x-1, y-1) +Noise(x+1, y-1) + Noise (x-1, y+1)+Noise(x+1, y+1) ) / 16 sides = ( Noise(x-1, y) +Noise(x+1, y) +Noise(x, y-1) +Noise(x, y+1) ) / 8 center = Noise(x, y) / 4 return corners + sides + center end function function InterpolatedNoise_1(float x, float y) integer_X = int(x) fractional_X = x - integer_X integer_Y = int(y)

- 48 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

fractional_Y = y - integer_Y v1 = SmoothedNoise1(integer_X, integer_Y) v2 = SmoothedNoise1(integer_X + 1, integer_Y) v3 = SmoothedNoise1(integer_X, integer_Y + 1) v4 = SmoothedNoise1(integer_X + 1, integer_Y + 1) i1 = Interpolate(v1 , v2 , fractional_X) i2 = Interpolate(v3 , v4 , fractional_X) return Interpolate(i1 , i2 , fractional_Y) end function function PerlinNoise_2D(float x, float y) total = 0 p = persistence n = Number_Of_Octaves - 1 loop i from 0 to n frequency = 2i amplitude = pi total = total + InterpolatedNoisei(x * frequency, y * frequency) * amplitude end of i loop return total end function

3. 2D приложения Пейзажи: Пейзажите са едно от най-

добрите приложения на 2D шум на Перлин. За разлика от метода с подразделяне ( метод subdivision), не е необходимо съхраняване в паметта на целия пейзаж, а вместо това се изчислява височината на всяка точка от пейзажа. Освен това, тъй като ландшафтът е безкраен, може да се изчисли дребен детайл. Това прави този подход подходящ за изчисляване при различна степен на детайлност. Също лесно могат да се дефинират свойствата на пейзажа.

Облаци: Шумът на Перлин е много подходящ и при създаването на облаци.

Генериране на текстури: Различни видове текстури могат да бъдат създадени чрез шум на Перлин. Ние сме създали приложение на С++, което илюстрира създаването на текстурни изображения. Генерираните текстури са винаги различни, което ги прави по- добре използваеми, отколкото повтарящите се текстурни шаблони.

5. Резултати

Base frequency=5 Octaves=10 Function: x

Base frequency=60 Octaves=5

Function: Misc

Base frequency=50 Octaves=5

Function: Misc

- 49 -

Base frequency=5 Octaves=6

Function: 1/x

Base frequency=5 Octaves=6

Function: 1/cos(x)

Base frequency=5 Octaves=10

Function: Wood

5. Изводи и заключенияПредимствата на процедурно създадените

текстури пред синтезираните текстури от зададени изображения са:

- процедурното представяне е изключително компактно. Размерите на процедурните текстури са обикновено от

порядъка на килобайти, докато текстурните изображения са с порядъка на мегабайти.

- Процедурното представяне няма фиксирана резолюция. В повечето случаи се получава детайлна текстура без значение колко внимателно се наблюдава тя (без значение от резолюцията).

- Процедурното представяне довежда до покриване на област, която не е с ограничени размери. Тоест тя може да покрие различни по размери области без повторения и видими граници на текстурния образец.

- Процедурната текстура може да бъде параметризирана така че да създаде клас подобни текстури без да се ограничава до едно фиксирано текстурно изображение.

Повечето от тези предимства са само потенциални: процедурното текстуриране дава инструмента за получаването на тези предимства. Не добре създадената процедурна текстура може да намали тези предимства и да ги превърне в недостатък.

Недостатък на процедурните текстури в сравнение с текстурните изображения е че може да бъде трудна за създаване и отстраняване на грешки, особено при нетривиалните случаи.

ЛИТЕРАТУРА

1. D. Ebert, K. Musgrave, D. Peachey, K. Perlin,S. Worley “Texturing and modeling. A procedural approach. Third edition. Morgan Kaufman Publishers. 2003. ISBN: 1–55860–848–6

2. P. Schneider, D. Eberly "Geometric Tools forComputer Graphics". Third edition. Morgan Kaufman Publishers. 2002.

3. R. Goldman “Pyramid Algorithms: A DynamicProgramming Approach to Curves and Surfaces for Geometric Modeling” Second edition. Morgan Kaufman Publishers. 2007.

Department of Computer Sciences Technical University–Varna 1 Studentska St. 9009 Varna BULGARIA E-mail: ilievadaniela@mail.bg E-mail: pav_varna@yahoo.com

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 50 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ОЦЕНКА НА КАЧЕСТВОТО НА ЗАВАРЕНИ КОНТАКТНИ СЪЕДИНЕНИЯ ЧРЕЗ МЕТОДА НА

ВИХРОВИТЕ ТОКОВЕ

ДИАН МАЛАМОВ, ЦВЕТОМИР СТОЯНОВ

Резюме: В доклада е изследвана възможността за използване на метода на вихровите токове за оценка качеството на заварени контактни съединения в миниатюрен автоматичен прекъсвач. Експериментално е установена корелационна връзка между силата на разкъсване на контактното съединение и изходния сигнал на уредбата за вихротоков контрол. В резултат на това методът на вихровите е предложен за внедряване в производството. Ключови думи: контактно съединение, електроконтактно заваряване, вихротоков контрол.

QUALITY ASSESSMENT OF WELDED CONTACT CONNECTIONS BY THE METHOD OF EDDY

CURRENTS

DIAN MALAMOV, TSVETOMIR STOYANOV

Abstract: The paper investigates the possibility to use the method of eddy currents for quality assessment of welded contact connections in a miniature automatic circuit-breaker. Correlational dependence between the power of disconnecting the contact connection and the output signal of the device for eddy current control has been experimentally established. The method of eddy currents is suggested for putting into practice of production. Key words: contact connection, electric-contact welding, eddy-current control

1. Въведение.

Главната верига на електромеханичните комутационни апарати представлява съвкупност от тоководещи елементи, свързани помежду си чрез комутиращи и некомутиращи контактни съединения. Некомутиращите контактни съединения могат да бъдат разглобяеми (винтови или щепселни), и неразглобяеми (заварени, запоени, запресовани и др.). Един от предпочитаните методи за изпълнение на неразглобяемите контактни съединения, особено в малогабаритните автоматични прекъсвачи, е

чрез електроконтактно заваряване. В сравнение с останалите методи за заваряване, този метод позволява поддържането на по-висока стабилност на параметрите на технологическия процес, и по-висока степен на автоматизация на производството.

Основните дефекти при контактните съединения, изпълнени чрез електроконтактно заваряване са:

- недостатъчна площ на металическата връзка между заваряваните елементи;

- 51 -

- наличие на пукнатини и шлакови включвания в зоната на заварката;

- прегаряния и недопустими деформации на заваряваните елементи.

Причините за поява на дефекти при контактните съединения, изпълнени чрез електроконтактно заваряване са:

- геометрични отклонения на заваряваните детайли;

- окиси и замърсявания на заваряваните повърхности;

- неправилно зададени параметри на технологическия процес;

- грешки на оператора на заваръчната машина.

Методи за контрол на качеството на заварени контактни съединения:

- разрушителни методи: контрол силата на срязване на заварката и контрол на действителната площ на заварката;

- неразрушителни методи: импулсно-термични, гамаграфия, ултразвукова диагностика, електропотенциални, вихрови токове и др.

Обект на изследване в настоящия доклад е приложението на вихротоковия метод за оценка на качеството на контактните съединения между медна гъвкава връзка с биметалния елемент и входната клема на малогабаритен прекъсвач, които са показани на фиг. 1.

Фиг. 1. Контактни съединения между медна

гъвкава връзка (МГВ) и неподвижна клема (a), и между медна гъвкава връзка и биметал (b) на

малогабаритен прекъсвач.

2. Изложение.

Физическият принцип [1], [2] на вихротоковата дефектоскопия е илюстриран на фиг.2. Бобина с променлив ток (1) създава основния магнитен поток (3), който индуктира вихрови токове (4) в изследвания обект (2). Вихровите токове създават магнитен поток (5), който се противопоставя на основния. Интензитетът и разпределението на вихровите токове зависи от формата, физическите характеристики на материала и наличието на дефекти (6) в изследвания обект.

Фиг. 2. Принцип на вихротоковия метод за

откриване на дефекти.

Комплексното съпротивление на бобина с променлив ток, която е достатъчно отдалечена от проводящи неферомагнитни или феромагнитни среди, е:

0 0 0Z R jX , (1)

където: 0Z

е комплексното съпротивление на бобината; 0R е активната компонента; 0X е реактивната индуктивна компонента.

Когато бобината с променлив ток е разположена в близост проводяща среда, комплексното съпротивление зависи от интензитета и разпределението на вихровите токове.

B B BZ R jX (2)

Чрез измерване на комплексното съпротивление или комплексното напрежение на изводите на индукционната бобина се контролира наличието на дефекти в изследвания обект. Съществуват сензори за дефектнотоков контрол и със специална измерителна бобина (трансформаторен тип).

- 52 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Дълбочината на проникване на вихровите токове зависи от физическите свойства на материала, геометрията на детайла, наличието на дефекти, честотата и др. Съгласно [1] за хомогенна среда плътността на тока j в зависимост от дълбочината е:

x f

0

j ej

, (3)

където: 0j е плътността на тока на повърхността; f е честотата; е електрическата проводимост на средата; е магнитната проницаемост на средата.

За сравняване на различните материали се въвежда величината при която плътността намалява e пъти.

01xf

(4)

Важни характеристики на сензорите за

вихротоков контрол са геометричните места (ходограмите) на векторите на напрежението или импеданса в комплексната равнина. Обикновено се задават в относителен вид в комплексна равнина със следните оси:

B 0cn

0

R RRX

, (5)

Bcn

0

XRX

. (6)

По отношение на вихротоковия метод за

контрол на дефекти могат да се направят следните общи изводи:

- приложим е за обекти от електропроводими феромагнитни и неферомагнитни материали;

- при едновременното влияние върху вихровите токове на няколко променливи параметъра се налага да се филтрира „шума” от факторите, които не са обект на контрол, което усложнява системата;

- не е подходящ за контрол на дефекти дълбоко в обема на масивни детайли.

Проведения предварителен анализ показа, че качеството на заварката е практически единствения конструктивен фактор, който оказва влияние върху разпределението на вихровите токове в зоната на контактните съединения.

Уредбата за контрол на качеството на контактните съединения е разработена на базата на уред за вихротокова диагностика тип ELOTEST М3 [3]. Контролната сонда е абсолютна с феритно ядро трансформаторен тип. Площта на активната и зона е 1,5 mm.При измерването образците се фиксират в специални гнезда. Изходният сигнал за оценка качеството на контактното съединение е показанието на дисплея на уреда.

Фиг. 3. Уред за вихротокова диагностика тип

ELOTEST М3

Фиг. 4. Външен вид на сондата за вихротоков контрол a), и разположението на контролния

стенд b).

Фиг. 5. Изходен сигнал на уреда за вихротокова

диагностика при контрол на контактните съединения при „добра” заварка.

- 53 -

Фиг. 6. Изходен сигнал на уреда за вихротокова

диагностика при контрол на контактните съединения при „лоша” заварка.

3. Резултати.

При производствени условия са проведени експериментални изследвания за решаване на следните основни задачи:

- определяне на общата неопределеност на измерителната система за вихротоков контрол;

- изследване на корелационната зависимост между силата на разкъсване и изходната величина на измерителната система за вихротоков контрол.

За решаване на първата задача са проведени независими измервания с уредбата за вихротоков контрол върху случайно избрани образци от двата вида контактни съединения, които са обект на изследването. Получените данни са обработени с програмата STATISTICA 7, и резултатите са показани на фиг. 7 и фиг. 8.

КОНТАКТНО СЪЕДИНЕНИЕ "МГВ-КЛЕМА"

Mean = 9,054; StdDv = 0,1388; D = 0,3514; p < 0,0100; Lilliefors-p < 0,01; SW-W = 0,7916; p = 0,0000006.

8,80 8,95 9,10 9,25 9,40 ПОКАЗАНИЕ НА УРЕДА ЗА ВИХРОТОКОВ КОНТРОЛ ПО ПО " Y"

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

РА

ЗПР

ЕД

ЕЛ

ЕН

ИЕ

НА

ИЗМ

ЕР

ЕН

ИТЕ

СТ-

СТИ

Фиг. 7. Хистограма на разпределението на общата неопределеност на системата за

вихротоков контрол на контактното съединение между медната гъвкава

връзка(МГВ) и клема.

КОНТАКТНО СЪЕДИНЕНИЕ "МГВ-БИМЕТАЛ"

Mean = 9,3633; StdDv = 0,1202; SW-W = 0,7531; p = 0,0000001;D = 0,3751; p < 0,0100; Lilliefors-p < 0,01

9,00 9,15 9,30 9,45 9,60 ПОКАЗАНИЕ НА УРЕДА ЗА ВИХРОТОКОВ КОНТРОЛ ПО ПО " Y"

0%

10%

20%

31%

41%

51%

61%

71%

РА

ЗПР

ЕД

ЕЛ

ЕН

ИЕ

НА

ИЗМ

ЕР

ЕН

ИТЕ

СТ-

СТИ

Фиг. 8. Хистограма на разпределението на общата неопределеност на системата за

вихротоков контрол на контактното съединение между медната гъвкава

връзка(МГВ) и биметал.

За решаване на втората задача са изработени образци със специално зададени отклонения на качеството на заварките. Производствените отклонения са реализирани чрез вариране на параметрите на технопогичния процес на електроконтактно заваряване (сила на притискане, големина и време на протичане на тока). Експериментални точки са петнадесет, като за всяка точка са реализирани по пет паралелни опита. Върху всеки образец са проведени изпитания в следната последованелност:

- проверка на контактното съединение чрез уредбата за вихротоков контрол;

- определяне на силата на разкъсване на контактното съединение.

Получените данни са обработени с програмата STATISTICA 7. Резултатите за корелационната връзка между изходната величина на уредбата за вихротоков контрол и силата на разкъсване на контактното съединение са показани на фиг.9 и фиг.10.

На основата на получените резултати от експерименталните изследвания, разпределението на общата неопределеност на системата за вихротоков контрол може да се приеме за нормално.

- 54 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

КОНТАКТНО СЪЕДИНЕНИЕ "МГВ-КЛЕМА"

2 3 4 5 6 7 8 9СИЛА НА РАЗКЪСВАНЕ- F, dN

6,5

7,0

7,5

8,0

8,5

9,0

9,5

10,0 П

ОКА

ЗАНИ

Е НА

УРЕ

ДА З

А ВИ

ХРО

ТОКО

В КО

НТРО

ЛПО

ПО

" Y

"

Фиг. 9. Експериментална зависимост за връзката между изходната величина на уреда за вихротоков контрол и силата на разкъсване

на заварката за контактното съединение между медната гъвкава връзка(МГВ) и

входната клема

КОНТАКТНО СЪЕДИНЕНИЕ "МГВ-БИМЕТАЛ"

2 4 6 8 10 12 14 16СИЛА НА РАЗКЪСВАНЕ- F, dN

5

6

7

8

9

10

11

ПОКА

ЗАНИ

Е НА

УРЕ

ДА З

А ВИ

ХРО

ТОКО

В КО

НТРО

ЛПО

ПО

" Y

"

Фиг. 10. Експериментална зависимост за връзката между изходната величина на уреда за вихротоков контрол и силата на разкъсване

на заварката за контактното съединение между медната гъвкава връзка(МГВ) и

биметала.

Определени са като полиноми от втори ред зависимостите между изходния сигнал на уреда за вихротоков контрол, и силата на разкъсване на заварките. Получените функции за двата изследвани случая са:

- контактно съединение „МГВ- клема”:

2Y 6,93 O,146F 0,046F ; (7)

- контактно съединение „МГВ- биметал”:

2Y 6,05 O,02F 0,024F , (8)

където: Y е показанието на уреда за вихротоков контрол; F е силата на разкъсване в dN.

Зависимостите са получени чрез програмния пакет STATISTICA.

4. Заключение.

1. Установена е добре изразена корелационна зависимост между изходния параметър на уредбата за вихротоков контрол и силата на разкъсване на изследваните контактни съединения. Това дава основание описания метод и уредбата да се използват за неразрушителен контрол в производствени условия.

2. Интервалът на неопределеността науредбата за вихротоков контрол, съответстващ при приет нормален закон на разпределение на ниво на доверие 0,997, за контактно съединение „МГВ – биметал” е до 4% , а за „МГВ – клема” е до 5% .

3. В резултат от проведените изследвания вихротоковия метод е внедрен в редовното производство на миниатюрни автоматични прекъсвачи за неразрушителен контрол на заварените контактни съединения. По този начин е постигнато намаляване на технологичния брак.

ЛИТЕРАТУРА

1. В. Г. Герасимов, Ю А. Останин и др.,Неразрушающий контроль качества изделий электромагнитными методами, М., Энергия, 1978, 216 с.

3. Eddy Current Instruments and Systems,Rohmann GmbH, Germany (www.rohmann.de).

2. Javier García-Martín, Jaime Gómez-Gil, Ernesto Vázquez-Sánchez, Non-Destructive Techniques Based on Eddy Current Testing, Sensors 2011, 11, pp 2525-2565.

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: deanmalamov@abv.bg

Schneider Electric Industrialna Zona Plovdiv 4202 Radinovo Е-mail: fidel_kastro@abv.bg

Постъпила на 03.03.2013 г.

- 55 -

- 56 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ИЗСЛЕДВАНЕ НА ДОПУСТИМОТО ПРЕТОВАРВАНЕ НА ГЛАВНАТА ВЕРИГА НА

ЕЛЕКТРОМАГНИТЕН КОНТАКТОР

ДИАН МАЛАМОВ

Резюме: Предложен е компютърен модел за анализ на топлинното поле на главната верига в преходен режим на загряване. Моделът е разработен в средата на ANSYS, като се решават свързаните задачи за електрическото поле и топлинното поле.Определено е загряването на характерни точки от главната верига при натоварване с нормирания краткотрайно издържан ток. Предложени са графични и функционални зависимости за влиянието на контактното съпротивление на комутиращия контакт и площта на контактното съединение на контактното тяло към контактната основа, върху загряването на главната верига. Ключови думи: краткотрайно издържан ток, контактно съпротивление,контактор

INVESTIGATION OF THE PERMISSIBLE OVERLOAD OF THE MAIN CIRCUIT IN AN

ELECTROMAGNETIC CONTACTOR

DIAN MALAMOV

Abstract: A computer model is proposed to analyze the thermal field of the main circuit in transient mode of heating. The model has been developed in ANSYS and the related problems concerning both the electric and the thermal fields have been solved. The level of heating in characteristic points from the main circuit at loading with normed short withstand current has been defined. Graphical and functional dependencies are proposed, concerning the influence of the contact resistance in the switching contact and the contact area between the contact body and the contact base over the heating in the main circuit. Key words: short withstand current, contact resistance, contactor

1. Въведение.

Претоварващата способност на главната верига на контакторите се ограничава от допустимите загрявания, и се дефинира чрез характеристиката „краткотрайно издържан ток” [1]. Известно е, че в процеса на производство и експлоатация на контакторите се получават неизбежни отклонения на параметрите на главната верига [3,5]. Изследванията в [3]

показват, че основно влияние на загряването на главната верига оказват отклоненията на контактното съпротивление на комутиращите контакти и дефектите при свързване на контактните тела с контактните основи.

В [7] е предложен 2D ососиметричен модел и са дадени резултати за влиянието на дефектите в зоната на свързване на контактното тяло върху загряването. Моделът не отчита

- 57 -

влиянието на съседните контактни съединения върху термичните процеси. В [5,6] са дадени 3D модели за изследване на топлинните процеси на главна верига на контактор чрез решаване на свързаните задачи за електрическото и топлинно поле. Моделите отчитат практически всички влияещи върху загряването фактори.

2. Описание на 3D компютърния модел.

Обект на изследване е главна верига с мостов тип контакта система на контактор за работен ток 25 А при категория на приложение АС3. Този тип главна верига се използва основно в електромагнитните контактори. Характеризира се със силно взаимно термично влияние между отделните и елементи. Конструкцията и общия вид на 3D геометричния модел на главната верига на изследвания контактор е показана на фиг. 1. Контактните тела са сребро-кадмиев окис със сребърен подслой за заваряване. Монтирани са към основите чрез електроконтактно заваряване.

Фиг. 1. Конструкция на главната верига на

контактор 25 А: 1- мост; 2-винт; 3-клеми; 4-контактни тела; 5-основа на неподвижен

контакт.

Начинът на отразяване на дефекта при заваряване на контактното тяло към контактния е даден на фиг. 2.

Фиг. 2. Контактно съединение между

контактното тяло и моста: а- металически контакт по цялата площ на контактното тяло; в- наличие на дефекти в зоната на

заварката; c-представяне на дефектите на контактното съединение в модела.

Като количествен показател за дефект в

заварката е формулиран следния коефициент:

Zz

DkD

(1)

където: ZD е диаметърът на действителната площ на заварката между контактното тяло и моста; D е диаметърът на контактното тяло.

Математическият модел за числено моделиране на топлинното поле на главната верига се състои от два компонента–електрически и термичен. Електрическото поле на главната верига на контактора се описва чрез 3D модел на основата на уравнението на Лаплас за разпределението на електрическия потенциал [2,8].

d 1 dV d 1 dVdx T dx dy T dy

d 1 dV 0,dz T dz

(2)

0T 1 T , (3)

E grad V (4) където: V е потенциала на

електрическото поле; (T ) е специфичното съпротивление на материала зависимо от температурата T ; Е-интензитет на електрическото поле.

От решението на електрическото поле се

определя разпределението на загубите, които са входните данни за определяне на топлинното поле.

2 2p T T J T E (5) където: p T -плътността на загубите. Граничните условия за електрическото

поле са: - на контактните съединения се задава

специфичната контактна проводимост; - на повърхност „А” се задава токовото

натоварване; - на повърхност „В” се задава условието:

V=0 (5)

- на всички останали външни повърхности е

изпълнено условието:

V 0n

(6)

където n e нормалата към съответната повърхност.

- 58 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Топлинното поле на главната верига в преходен режим се описва с уравнението на дифузията.

2 2 2

2 2 2

T T T Tp T cx y z t

(7)

където: Т е температурата в дадена точка; с е специфичния топлинен капацитет за материала; е плътността на материала.

Началните и гранични условия за

топлинното поле са: - началната температура на елементите на

главната верига е равна на околната; - на външните повърхности се задават

коефициентите на топлоотдаване към околната среда съгласно [3].

- в равнината на симетрия и на повърхности „А” и „В” се задава условието:

T 0n

(8)

Обратната връзка между електрическия

и термичната задача е зависимостта (3). Предложения в настоящата работа 3D

модел е разработен на основата на модела описан в [6], в който е създадена възможността да се моделират дефекти съгласно фиг. 2 и (1). Синтезиран е в средата на програмата ANSYS и решава свързаните задачи за електрическото поле и топлинно поле в преходен режим. Отразена е надлъжната геометрична и физична симетрия. Отчитат се зависимостите на специфичното омическо съпротивление и коефициентите на топлоотдаване към околната среда от температурата. На фиг. 3 е показана генерираната в модела мрежа на крайните елементи.

Фиг. 3. Мрежа на крайните елементи на

3D- модела на главната верига.

На фиг. 4 е показана получената картина за разпределение на температурното поле в края на токовото натоварване, при натоварване с нормирания краткотрайно издържан ток [1].

Фиг. 4. Разпределение на температурното поле

при ток 200 A за време 10 s и контактно съпротивление 0,4 mohm .

На фиг. 5 е дадено разпределението на

токовата плътност в зоната на комутиращите контакти с дефект (a) и без дефект (b) на заварката между контактното тяло и моста.

a)

b)

Фиг. 5. Разпределение на токовата плътност в зоната на при натоварване с ток 200 А при: a-

Sk 0,4 и b - Sk 1 .

На фиг. 6 са дадени получените криви за преходния режим на загряване на три

- 59 -

характерни точки от главната верига, а именно: входна клема, зоната на заварката на контактното тяло към моста, и средата на моста. Освен в графичен вид, резултатите могат да се получат от модела и в числен вид.

Фиг. 6. Преходен режим на загряване на моста

(1), заварката на контактното тяло към моста (2) и клемата (3)при ток 200 A за време

10 s и контактно съпротивление 0,4 mohm .

3. Резултати.

Чрез описания модел е проведено численото моделиране на електрическото и топлинното поле на главната верига в преходен режим при следните изходни данни:

1) Токовото натоварване представлява нормирания краткотрайно издържан ток съгласно [6]. За изследвания контактор този ток е 200 A за време 10 s.

2) Коефициентът отчитащ наличието на дефект в зоната на заварката между контактното тяло и моста се изменя в интервала

Sk 0,1 1

.

3) Контактните съпротивления са определени от проведени предишни наблюдения в производствени условия на изследвания контактор [3]. За комутиращите контакти стойностите са в интервала KR 0.1 1 mohm.

Контактното съпротивление на клемите е константно със стойност 0,05 mohm.

4) Стойностите за коефициентите на топлоотдаване към околната среда като зависими от температурата на повърхностите са съгласно [3].

Получените от численото моделиране масиви от данни са обработени в средата на програмния пакет STATISTICA. На фиг. 7, фиг. 8 и фиг. 9 са показани двумерните графични зависимости на максималните температури за

изследваните точки в зависимост от контактното съпротивление на комутиращите контакти, и коефициента съгласно (1), отчитащ дефекта на заварката между контактното тяло и моста. Екстраполационните повърхнини са получени чрез методът на отрицателното експоненциално претеглено изглаждане.

Фиг. 7. Зависимост на температурата на

клемата от контактното съпротивление KR и коефициента Sk .

Фиг. 8. Зависимост на температурата на

моста от контактното съпротивление KR и коефициента. Sk .

- 60 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 9. Зависимост на температурата на

заварката между контактното тяло и моста от контактното съпротивление KR и

коефициента Sk .

Чрез мултиплексен регресионен анализ на числените данни в средата на програмния пакет STATISTICA са определени полиноми от втори ред, описващи връзката между максималната температура на изследваните точки от главната верига, контактното съпротивление между комутиращите контакти и коефициента отчитащ действителната площ на заварката между контактното тяло и моста. Получените изрази са следните:

- максимална температура на клемата:

S K2 2

S S K K

T 61,4 25k 132R12,6k 1,7k R 23,4R

(8)

- максимална температура на

заварката между контактното тяло и моста:

2 2

T 102,1 60x 402,2 y30x 78xy 76 ,2 y

(9)

- максимална температура в средата на

моста:

2 2

T 159 130,1x 279 y62x 31,6 xy 21,7 y

(10)

Претоварващата способност на главната

верига на изследвания контактор се определя от допустимите загрявания съгласно [1]. За клеми от мед и медни сплави, каквито са на

изследвания контактор, максималната температура е 110 C . За останалите елементи (комутиращи контакти, контактен мост и др.), изискването в [1] е след изпитване на претоварваща способност контактора да запазва работоспособността си. Изследванията в [3] показват, че ограниченията по отношение на това изискване се определят от максимално допустимите температури на конструктивните елементи на контактора непосредствено до главната верига. За изследвания контактор тези елементи са контактоносача и контактната пружина. Съгласно [3] допустимата температура за контактните пружини е 325 C . Препоръките в [5] за максималната температура на комутиращите контакти в продължителен режим е 200 C . Контактоносачът е изработен от термореактивна пластмаса с максимална работна температура в продължителен режим 200 C . Експерименталните изследвания в [3] показват, че при натоварване с краткотрайно издържан ток допустимите температури за контактните тела и контактоносача могат да са по-високи от стойностите в продължителен режим. В настоящото изследване за тези елементи е приета максимална температура 250 C . На основата на приетите допустими температури и (8), (9) и (10) са определени зависимости за допустимите стойности за контактното съпротивление KR и коефициента

Sk , които са дадени на фиг. 10.

Фиг. 10. Допустими стойности за контактното съпротивление KR и

коефициента Sk за: 1-клема; 2-мост; 3-зоната на заварката.

- 61 -

4. Заключение.

1. Влиянието на контактното съпротивление на комутиращите контакти е много по-значимо върху загряването на главната верига, в сравнение с влиянието на площта на заварката между контактното тяло и моста. Например при стойност на коефициента Sk 1 и изменение на контактното съпротивление в интервала KR (0,2 0,8 )mohm , температурите на изследваните точки от главната верига нарастват съответно: клема: с 87%, мост с 113% и заварка с 93%. При контактно съпротивление

KR 0,2mohm и Sk (1 0,1) нарастването на температурите са съответно: клема-16%, мост-14% и заварка-14%.

2. Относителното нарастване на загряването за трите изследвани точки, в резултат от дефектите на заварката при

KR 0,2 mohm. е приблизително еднакво – около 15%. Като абсолютна стойност най- голямо е нарастването на температурата в средата на контактния мост, която е 51 C . При

KR 0,2mohm

се наблюдава по-голяма зависимост от коефициента Sk на загряването в зоната на заварката, в сравнение с останалите изследвани точки.

3. Анализът на допустимите стойностиза контактното съпротивление между комутиращите контакти и коефициента отчитащ наличието на дефект в зоната на заварката показва, че определящо е загряването на контактния мост, а при Sk 0,5 и загряването на клемата.

ЛИТЕРАТУРА

1. БДС EN 60947-4-1 Апарати за нисконапрежение. Електромеханични контактори и пускатели.

2. Генов Л., Теоретични основи на електротех-никата, София, Техника, 1991.

3. Маламов Д. В. Влияние на производственитеотклонения на конструктивните параметри върху характеристиките на главната верига на комутационните апарати, Дисертация за ОНС „Доктор”, София 2009 г.

4. Ценева Р., Електрически контакт, Част I ,София 2004.

5. Ценева Р., Моделиране на топлинното иелектрическо поле в тоководещия контур на постояннотокови контактори, Сборник с доклади на IV-та научна конференция ЕФ 2012, том 2, Созопол, 28 септ.-1 окт. 2012 г. стр. (360-367).

6. Dian Malamov, Ivan P. Georgiev, Modeling ofthe Thermal Field in the Main Circuit of an Electromagnetic Contactor, Proceedings of 17th International Symposium of Electrical apparatus and Technologies SIELA Vol. I, 28-30 May 2012, Bulgaria, pp.194-200.

7. Herman A. Nied, The ThermostructurateRespounse of Electric Contacts Having Brasse Defects, IEEE Trans. on Components, Packaging, and Manufacturing Technology, Vol. CHMT-8, 1, March 1985, Page(s):187–196.

8. Popa Ioan C., Cautil Ioan, Modeling of HighCurrents Dismountable Contacts, Proceedings of 15th International Symposium of Electrical apparatus and Technologies, SIELA 2007, Volume I, Page(s): 150-157.

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: deanmalamov@abv.bg

Постъпила на 03.03.2013 г.

- 62 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ИЗСЛЕДВАНЕ ЕФЕКТИВНОСТТА НА ГЕНЕТИЧНИТЕ АЛГОРИТМИ ПРИ

ОПТИМИЗИРАНЕ НА ТЪРСЕНЕТО НА НАЙ-ДОБРА КОМПЮТЪРНА КОНФИГУРАЦИЯ

ДИЛЯНА БУДАКОВА

Резюме: Целта на тази статия е да се изследва ефективността на генетичен алгоритъм за оптимизиране избора на компютърни компоненти (CPU, HDD, Mother Board, RAM, Video Card and Mark) за конструиране на най-добра компютърна конфигурация. Предложен е модел, подходящ за симулиране на еволюция. Разработена е програмна система, която използва този модел. Проведените експерименти с разработената програмна система доказват ефективността от прилагането на генетичните алгоритми за решаването на задачи от този клас. Ключови думи: генетични алгоритми, оптимизация, методи за търсене, машинно обучение, компютърни конфигурации

INVESTIGATION OF THE EFFICIENCY OF GENETIC ALGORITHMS IN OPTIMIZING THE

SEARCH FOR THE BEST QUALITY COMPUTER CONFIGURATION

DILYANA BUDAKOVA

Abstract: The aim of this paper is to investigate the efficiency of using a genetic algorithm in optimizing the selection of computer components (CPU, HDD, Mother Board, RAM, Video Card and Mark) for constructing the best quality computer configuration. A model, appropriate for simulation of evolution has been proposed. A software system, based on this model, has been developed. The experiments, conducted with the developed software system, confirm the efficiency of implementation of genetic algorithms for solving problems of this order. Key words: genetic algorithms, optimization, search methods, machine learning, computer configuration

1. Introduction

Genetic algorithms (GAs), introduced by Holland in 1975 [4], are inspired by natural evolution and the magnum opus „The Origin of Species“, published in 1859 by Charles Darwin. They are search methods based on the evolutionary

concept of natural mutation and the survival of the fittest individuals. Given a well-defined search space they apply three different genetic search operations, namely, selection, crossover, and mutation, to transform an initial population of

- 63 -

chromosomes, with the objective to improve their quality.

Experimental analysis illustrated that the GAs design constantly outperforms the greedy method in terms of solution quality.

GAs have been used for problem-solving and for modeling[9]. GAs are applied to many scientific, engineering problems, in business and entertainment, including [2,3,6,9]:

Optimization: numerical optimization, combinatorial optimization problems such as traveling salesman problem (TSP).

Machine and robot learning: including classification and prediction, and protein structure prediction. GAs have also been used to design neural networks, to evolve rules for learning classifier systems or symbolic production systems, and to design and control robots.

Economic models. Immune system models. Ecological models: GAs have been used to model ecological phenomena such as biological arms races, host-parasite co-evolutions, symbiosis and resource flow in ecologies.

Models of social systems: GAs have been used to study evolutionary aspects of social systems, such as the evolution of cooperation [2], the evolution of communication, and trail-following behaviour in ants.

In this paper the efficiency of a genetic algorithm in optimizing the selection of computer components (CPU, HDD, Mother Board, RAM, Video Card and Mark) for constructing the best quality computer configuration is under investigation. A model, suitable for evolution simulation is proposed. A programming system, using this model, is developed. The experiments, conducted with the developed programming system the efficiency of genetic algorithms in solving problems of this order.

2. Examples of evolution simulation

In GAs the following specifications are adhered [7]: A chromosome is a representation in which: There is a list of elements called genes. The chromosome determines the overall fitness manifested by some mechanism that uses the chromosome’s genes as a sort of blueprint.

Create a chromosome from a given list of elements – in this case the constructor might be called the genesis constructor. The multiplicity of candidate solutions, processed by the genetic algorithms at each step is called population. Mutate one or more genes in one or more of the current chromosomes, producing one new offspring for each chromosome mutated. Mate one or more pairs of chromosomes. Add the mutated and offspring chromosomes to the current population.

Create a new generation by keeping the best of the current population’s chromosomes, along with other chromosomes selected randomly from the current population. Bias the random selection according to assessed fitness.

Here we have a number of exemplary models, used for evolution simulation in accordance with this terminology.

The model, developed for solving the traveling salesman problem (TSP) with the help of a genetic algorithm is of special interest. This is a typical optimization problem, aimed at finding a Hamilton cycle with minimum length at a given weighed complete graph G(V,E) with weight of the edges real (positive) numbers. It is NP-complete and in solving it by full running of a complete graph with n vertices, n! Hamilton cycles must be checked, which is unacceptable for big graphs with more than 50 vertices.

For solving this problem with GAs [1][9] an initial population with arbitrary Hamilton cycles – chromosomes, as well as with genes – the vertices of the graph under consideration, is built. They are stored as permutations of the numbers from 1 to n, according to the order in which the vertices are visited in any Hamilton cycle. Population development is guided by the objective function, by which only a number of the generated Hamilton cycles with the smallest length survive to the next generation, and those with greater length drop out. The genetic algorithm builds a Hamilton cycle with optimal or close to the optimal length for only a few steps, avoiding the necessity of considering all solutions [1][9].

In http://www.boxcar2d.com/index.html [8] a model is developed with the terms of GAs, aiming at evolution simulation in order to study a programming system for constructing high quality 2D cars.

Each car is a set of 8 randomly chosen vectors: direction and magnitude. All the vectors radiate from a central point (0,0) and are connected with triangles. For each wheel it randomly chooses a vertex to put the axle on, and picks an axle angle from 0 to 2 pi.

For the purposes of GAs the following model is developed [8]. Each car represents one chromosome and has 22 variables such as: vertex, axle angle, and radius, each represented as a real number (or integer) with varying ranges. For the selection process two algorithms are implemented: Roulette-Wheel Selection and Tournament Selection. The authors use two point crossover, which means two random points along the chromosome are selected and everything in between is swapped. In addition to the crossover, in each generation the chromosomes go through

- 64 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

mutation. This means there is a probability that each aspect of the car (or variable in the chromosome) will change, as determined by the mutation rate slider set by the user. When a variable mutates, a new value is randomly chosen in the desired range.[8]

Another example is the model developed for solving the problem of minimizing network traffic for fast dissemination and access of information in large distributed systems, such as the Internet with GAs [5]. The decision of what to replicate where, requires solving a constraint optimization problem, which is NP-complete in general. The replication in large static distributed systems is considered and it is aimed at finding the appropriate allocation of the replicas in the

distributed system so that the network traffic is minimized. The developed in [5] Genetic replication algorithm (GRA) and Adaptive GRA are a good example. In their model [5] a chromosome encoding a replication scheme is a bitstring consisting of M genes (one for each site). Every gene is composed of N bits (one for each object). A 1 value in the kth bit of the ith gene, denotes that ith site holds a replica of kth object, otherwise it is 0. Using this encoding the total length of a chromosome is MN bits. [5] The main merits of using a genetic algorithm approach in the dynamic case lies in the proposed adaptive GA that uses existing knowledge about replica distribution in order to quickly define a new scheme.[5].

Fig. 1. A chromosome in the computer configuration world consists of six numbers, which act as gene

analogs. They determine quality(from 1 to 5) of CPU, HDD, Mark, Memory, Mother Board, and Video Card to use.

…

Fig.2 A chromosome undergoing a series of mutations, each of which changes genes by adding or subtracting 1. The original chromosome is 1-3-3-5-4-2 chromosome which produces a computer

configuration of quality 18. The final chromosome is a 5-5-4-5-4-4 chromosome, yielding a quality 27 computer configuration.

- 65 -

3. Model and procedures constructing The design of the chromosome (or

individual) is probably the most important step in making a successful genetic algorithm.

In the computer configuration world each computer configuration is an “individual”. The chromosome consists of six “genes” each of which is a data structure with a number, quality from 1 to 5, description and a picture (Fig.1) The genes are as it follows: CPU, HDD, Mother Board, RAM, Video Card and Mark. The quality of the computer configuration ranges from 5 to 30.

The fitness of a chromosome is the probability that the chromosome survives to the next generation. Accordingly a formula is required to relate the fitness of the ith chromosome, fi, a probability ranging from 0 to 1 to the quality of the corresponding computer configuration, qi, a number ranging from 5 to 30. The following formula, in which the sum is over all candidates, is one possibility[7]:

ii

jj

qfq

(1)

An example of calculated quality and

fitness of the individuals from one population by ten computer configurations is given in Table 1.

Table 1 The fitness of a ten chromosome population

N: CHROMOSOMES QUALITY STANDARD FITNESS

1 1-3-3-5-4-2 18 0.08 2 2-5-5-3-4-5 24 0.11 3 5-5-4-5-4-4 27 0.13 4 3-4-5-1-1-1 15 0.07 5 3-3-3-2-4-5 20 0.09 6 4-5-2-2-3-4 20 0.09 7 5-5-3-2-5-5 25 0.12 8 5-2-3-4-4-5 23 0.11 9 1-1-4-4-5-4 19 0.09

10 4-3-2-5-5-5 24 0.11 Only half of the most adapted individuals

survive to the next generation (computer configurations – CC). As it is seen from Table 1, these are the CCs with numbers 2,3,7,8, and 10. These are the CCs which will participate in mutation and crossover for obtaining new CCs, whose quality will be evaluated again etc. up to reaching the best quality CC.

Fig. 2 shows the process of mutation. A chromosome is undergoing a series of mutations, each of which changes genes by adding or subtracting 1. The original chromosome is 1-3-3-5-4-2 chromosome, which produces a quality 18 computer configuration. The final chromosome is a 5-5-4-5-4-4 chromosome, yielding a quality 27 computer configuration.

In Fig. 3 two chromosomes are undergoing crossover, each of which is cut in the 2,4, and 6 genes and reattached to the other chromosome. One of the original chromosomes is a 2-5-1-5-4-5 chromosome and the other is a 5-2-4-1-5-2 chromosome. One of the two new chromosomes is a 5-5-4-5-5-4 chromosome, which yields quality 28 computer configuration.

For the work of the GAs a number of basic functions of the programming system are developed in order to realize the following possibilities:

- function for random computer configuration creation;

- function for selection of the 5 or 10 or 15 of the best generated computer configurations of the generating population;

- function for viewing the best generated computer configuration;

- function for realization of the mutation of the selected genes. The step of mutation is +1 or -1;

- funciton for realization of the crossbreed of the genes of the chromosomes;

- function for realization of the crossbreed between 1-2-3 genes from one of the chromosomes and 4-5-6 genes from another chromosome;

- function for realization of the crossbreed between 2-4-6 genes from one of the chromosomes and 1-3-5 genes from another chromosome.

The software system is implemented using Visual Studio .NET, ASP.NET - server- side Web application framework designed for Web development to produce dynamic Web pages; AJAX (Asynchronous JavaScript and XML) - a group of interrelated web development techniques used on the client-side to create asynchronous web applications and the programming language C#.

A number of experiments are conducted with the help of this system and the results from them will be presented in the next section.

4. The experimental results

Genetic algorithms generally involve many choices [7]:

How many chromosomes are to be in the population? If the number is too low, all chromosomes will soon have identical traits and crossover will do nothing; if the number is too high computation time will be unnecessarily excessive.

- 66 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Fig. 3. Two chromosomes undergoing crossover,

each of which is cut in the 2,4, and 6 gene and reattached to the other chromosome. One of the

original chromosomes is a 2-5-1-5-4-5 chromosome and the other is a 5-2-4-1-5-2 chromosome. One of

the two new chromosomes is a 5-5-4-5-5-4 chromosome, which yields quality 28 computer

configuration.

What is the mutation rate? If the rate is too low, new traits will appear too slowly in the population; if the rate is too high, each generation will be unrelated to the previous generation.

Is mating allowed? If so, how are mating pairs selected, and how are crossover points determined?

Can any chromosome appear more than once in a population?

Based on these questions, a number of experiments are conducted to investigate the efficiency of the developed model:

- The search for the best quality computer configuration is realized by creating populations with different number of individuals, e.g. 10, 20 or 30 CC;

- The mechanisms of mutation and crossover are used in some of the experiments, while in others only mutation or only crossover is implemented. Then the procedures for quality assessment and natural selection are applied;

- When implementing crossover, experiments are conducted in which different positions for cutting the chromosomes are chosen, e.g. after the 2nd and the 4th gene or after the 1st, 3rd and 5th gene or after the 3rd one. It is investigated how the different choices influence finding the best solution.

The results show that, when crossover is used along with mutation, the best quality computer configuration is found much faster.

The small number of individuals in one generation and the use of only crossover (with no mutations) quickly leads to obtaining repeating individuals and cannot result in achieving the best solution.

The mutation leads to obtaining new genes, not seen before and correspondingly to appearance of new individuals with new quality. Therefore, the use of mutation is compulsory. For solving the problem in which it is impossible to achieve a generation with zero quality (0) and when there will be no surviving CCs to the next generation, the use of only mutation (with no crossover) and selection is sufficient for obtaining the best solution.

The efficiency of using GAs can be illustrated by calculating the total number of CCs, which can be built in solving the problem with full running,

In the model considered here 6 components are used for building a computer configuration, and copies from each component with quality 1, 2, 3, 4 and 5; then 15625 computer confirgurations can be made out of these components. These are all variations with repetition of n=5 elements of k=6 class

65 15625knrV (2)

variations with repetition.

In order to obtain the best quality computer configuration with the help of the genetic algorithm it is enough to build 50-100 computer configurations.

The genetic algorithm is efficient for building qualitative computer configurations because without building all 15625 computer configurations we manage to quickly build the best and approximately the most qualitative one.

5. Conclusion

The efficiency of using a genetic algorithm in optimizing the selection of computer components (CPU, HDD, Mother Board, RAM, Video Card and Mark) for building the best quality computer configuration is investigated in this paper.

A model is proposed, in which the computer components are analogues to the genes, and the computer configurations themselves are the analogue to the chromosomes. All genes can have

5 5 4

1 4 2 2 2 1

5 5 5

5 2 4 1 5 2 19

2 5 1 5 4 5 22

Quality 12

5 5 4 5 5 4

1 4 2 2 2 1

Quality 28

- 67 -

quality from 1 to 5 and, consequently, the quality of the computer configurations can vary from 5 to 30.

A formula for quality assessment of each computer configuration is suggested.

Procedures, analogous to mutation, crossover and natural selection are developed. By means of them and based on the quality assessment, the process of evolution is modeled and the best solution is searched for.

The experiments, conducted with the developed software system confirm the efficiency and the benefits from implementing genetic algorithms for solving this type of problems.

The results from the conducted experiments show that the GAs are efficient in solving this type of problems and allow for avoiding a great number of poor quality computer configurations.

The results also show that when along with mutation crossover is also used, the best quality computer configuration is found much faster.

On the one hand, the small number of individuals in one generation and the use of only crossover (with no mutation) quickly lead to appearance of repeating individuals and cannot result in the best solution. On the other hand, the mutation leads to new genes, not seen before, and, consequently, to appearance of new individuals with new quality. Therefore, the use of mutation is required.

The efficiency of implementation of genetic algorithms is also confirmed by the fact that without being needed to go through full running (i.e., through building all 15645 computer configurations), it is sufficient to build only 5-6 generations of computer configurations with 10,20 or 30 individuals in order to find the best quality computer configuration.

References

1. Наков,Пр., П. Добриков, Програмиране =++Алгоритми, TopTeam Co., ISBN: 954-8905-06-X, 2003.

2. Chughtai M., Determining Economic Equilibriausing Genetic Algorithms, published by Imperial College – theses, September 1995

3. Goldstein M. Jonathan, Genetic AlgorithmSimulation of the SHOP Scheduling Problem, published by An ICMS/Shell Oil Business Consultancy; Central Library of Imperial College (4 Management Thesis) – theses, September 1991

4. Holland J.H., Adaptation in natural and artificialsystems, University of Michigan Press, Ann Arbor, MI, 1975.

5. Loukopoulos Thanasis, Ishfaq Ahmad, Staticand adaptive distributed data replication using genetic algorithms, Journal of parallel and distributed computing; Elsevier, 0743-7315, 2004.

6. Schultz C. Alan, Learning Robot Behavioursusing Genetic Algorithms , by. Navy Center for Applied Research in Artificial Intellignece. Central Library of Imperial, Obtained : web page - theses College, 2 Info. Desk MSc 1995.

7. Winston P., Artificial Intelligence, Addison-Wesley, 1992

8. http://www.boxcar2d.com/index.html

9. http://www.doc.ic.ac.uk/~nd/surprise_96/journal/vol4/tcw2/report.html#TSP

Department of Computer Systems and Technologies Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: dilyana_budakova@yahoo.com

Получена на 13.02.2013 г.

- 68 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

СЕНЗОР С ЕФЕКТ НА ХОЛ С ПАРАЛЕЛЕН ИЗХОД

ДИМИТЪР ГЕОРГИЕВ, ГОРАН ГОРАНОВ

Резюме: Преобразуването на аналоговите сигнали в цифрови и тяхната последваща обработка е неизменна част от съвременната инженерна практика. Сензорите като осезание на съвременните машини трябва да предлагат безупречност и безотказност по време на своята работа. Непрекъснатото търсене на нови по – добри подходи и методи за измерване и постигане на висока точност е основната цел при разработване на сензори и сензорни системи. Ключови думи: сензор, сензорна система, инженерна практика, АЦП, ЦАП

HALL SENSOR WITH PARALLER PORT OUTPUT

DIMITAR GEORGIEV, GORAN GORANOV

Abstract: Analog to digital converting ant their further processing is integral part of ,modern engineering. Sensors as sensing of modern automated systems must offer high accuracy and reliability in their work. The constant pursuit of new, better approaches and methods for measuring and achieving high accuracy is the primary objective in the development of sensors and sensor systems.

Key words: sensor, sensor systems, engeneering, ADC, DAC

1. Въведение В практиката се използват различни галваномагнитни сензори за измерване на магнитно поле, като най – разпространен от тях е сензор с ефект на Хол. Широкото му разпространение в инженерната практика е предпоставка за голямото разнообразие от типове. Това предполага и многобройни критерий по, които те биха могли да бъдат класифицирани. Основният критерий за класификация е типа на изходната информация която те дават. Биват две групи – сензори с аналогов изход и сензори с цифров изход. Сензорите на Хол с аналогов изход се използват за измерване на постоянно (непрекъснато) изменящи се във времето величини, както и за позициониране, калибриране и др. На изхода си те дават

напрежение, което се изменя спрямо промяната на измерваното магнитно поле. Полученият изходен сигнал подлежи на по – нататъшна обработка от микропроцесорни системи, системи за управление, автоматизирани системи за събиране на информация и др. Сензорите с еефект на Хол с цифров изход най – често представляват аналогови сензори, като на изхода си имат тригер на Шмит, който при нарастване на магнитното поле формира импулс на изхода. Съответно при промяна на стойността на магнитното поле се формира поредица от импулси. На базата на тази поредица от импулси се прави и обработка на получената от сензора информация. Едно от най разпространениете приложения на такъв тип сензор е за измерване на обороти.

- 69 -

Целта на настоящата статия е представяне на прост вариант за реализация на сензор на Хол с цифров 8 битов паралелен изход.

2. Описание метода за разработка на сензор на Хол с паралелен изход

На фигура 1 в блоков вид е представена схемата на сензор на Хол с 8 битов паралелен изход.

Фиг. 1. Блокова структира на сензор на Хол с

паралелен изход

Предложената разработка има за цел да преобаразува измерваното магнитно поле в 8 битов код. За реализирането му е използван интегрален галваномагните сензор CYL3503 (блок ГМС), 8 битово АЦП ADC0808 (блок АЦП), генератор на правоъгълни импулси реализиран с таймер 555 (блок ГПИ), който осигурява непрекъснат измервателен процес с честота 8,561KHz. Всички блокове от схемата се захранват с напрежение 5V, като се регулира от стабилизатор на напрежение LM7805.[4, 5] Интегралният сензор CYL3503 е сензор с ефект на Хол с аналогов изход. Вътрешната му структира е представена на фигура 2. Той може да измерва магнитно поле в диапазона от -200mТ до 200mТ. Напрежението на изхода се изменя в диапазона от 1,4V до 4,9V. При работа на сензора при отсъствие на магнотно поле стойността на изхода е ½ от захранващото му напрежение. За работно захранващо напрежение е конкретният случай е избрано 5V.

Фиг. 2. Вътрешна блокова структура на ГМС

CYL3503

Блок АЦП е реализиран с ADC0808, интегрална схема с голямо бързодействие, малки размери, ниска консумация и ниска цена. Той е 8 битов АЦП преобразуващ по по метода на стъпално уравновесяване - броячен метод. [1, 3] Този тип преобразуване е представено на фигура 3.

Фиг. 3. Метод на работа на АЦП ADC0808

Блокът за управление (БУ) генерира сигнал, който разрешава постъпването на импулси от импулсният генератор (ИГ) на входа на сумиращоят брояч (БУ). Всеки от постъпващите импулси се преобразува от ЦАП в едно стъпало на компенсиращото напрежение UK. С натрупване на импулсите в брояча компениращото напрежение нараства до реализиране на равенство между UK = UX. По такъв начин изходният му код се запомня и представлява цифров еквивалент N на входният сигнал. В избраният АЦП ADC0808, ЦАП модула е реализиран R верига, което осигурява голямото му бързодействие. [2, 3, 4] Както се вижда от фигура 4 при правене на измерване, стойността подадена към входа на АЦП от ГМС се преобразува в 8 битов паралелен код. Посредством паралелен интерфес кода се предава към персонален компютър, където се наблюдава преобразуваната стойност. Числото получено при преобразуване се визуализира посредством софтуер Lalim Parallel Port Control Basic version 3.6.0, представен на фигура 5.[6]

- 70 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 4. Принципна електрическа схема

Фиг. 5. Lalim Parallel Port Control Basic

3. Резултати Същевременно при измерване със софтуер Lalim Parallel Port Control Basic се прави измерване на стойността постъпваща на входа на АЦП с осцилоскоп тип Tektronix TDS 1002 и цифров мултимер DM27. Получените данни от измерванията са графично на фигура 6. За осъществяване на измерването е използван тарифиран електромагнит.

Измерване в обратна посока

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

12,5 22,7 34 45,6 58,1 68,7 80,2 91,2 103 116 126 137 151 160 174 184 222Магнитна индукция, mT

Нап

реже

ние

от с

ензо

ра, V DM27

Tektronix TDSA 1002SOFTWARE

а) измерване в обратна посока

Измерване в права посока

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

12,5 22,7 34 45,6 58,1 68,7 80,2 91,2 103,2 115,6 126,2 137,2 151 160 173,5 184,2 222Магнитна индукция, mT

Нап

реж

ение

от

сенз

ора,

V

DM27Tektronix TDSA 1002SOFTWARE

б) измерване в права посока

Фиг. 6. Плучени данни от измерването В предложена от авторите статия

„Машиностроене и електротехника” бр. 3, година LXI 2012 относно автоматизирана система за събиране и обработка на информация от галваномагнитни сензори, представеният сензор с паралелен изход може да бъде приложен като еталонен сензор при измерване.[2]

4. Заключение

На базата на представените изследвания могат да се направят следните изводи:

- Предложената разработка предлага автомомно измерване на магнитно поле без да се нуждае от допълнителен микроконтролер;

- Универсалност по отношение замяна на измервателният сензор и използвания софтуер за измерване;

- Ниска себестойност;

- 71 -

- Висока точност при измерване – стъпка при измерване, мобилност и адаптивност;

- Възможност за обработка на магнитната индукция по цифров път.

ЛИТЕРАТУРА

1. Адърски И., Ж. Костов, А. ЛазаровАналогово – цифрово измервателни преобразуватели, Техника, София, 1983.

2. Александров А., Горан Горанов, ДимитърГеоргиев, „Автоматизирана система за изследване на галваномагнитни сензори”, „Машиностроене и електротехника” бр. 3, година LXI 2012, Машиноинтелект ЕООД.

3. Попов А., З. Каракехайов Аналоговиустройства за микропроцесорни системи, Техника, София, 1988.

4. http://www.national.com/ds/AD/ADC0808.pdf.

5. http://www.fairchildsemi.com/ds/LM/LM7805.pdf.

6. http://www.softpedia.com/get/System/Hard-Disk-Utils/Lalim-Parallel-Port-Control.shtml.

Department of Electronics Technical University – Gabrovo 4 Hadzi Dimitar St. 5800 Gabrovo BULGARIA E-mail: dimitar.g.georgiev@abv.bg E-mail: g_goranov@bitex.bg

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 72 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

МАТЕМАТИЧЕСКО МОДЕЛИРАНЕ НА ИНВЕРТОРНО АСИНХРОННО

ЕЛЕКТРОЗАДВИЖВАНЕ В СРЕДАТА НА PSPICE

ДИМИТЪР СПИРОВ, НИКОЛАЙ КОМИТОВ, НАНКО БОЗУКОВ

Резюме: Програмния продукт OrCAD/PSpice позволява симулационни изслевания на електрически и електронни системи, както и използването на модели на реални електроннни компоненти. В настоящата статия са разработени симулационни модели на управляващия блок, блока за връзка и силовия блок на инверторна система за управление на асинхронна машина, както и модел на самата машина. Проведени са симулационни изследвания и са получени работните характеристики на изследваната система. Достоверността на разработените модели са проведени с експериментални изследвания на електродвигателя.

Ключови думи: инверторно електрозадвижване, асинхронна машина, PSpice

PSPICE MODELING OF INVERTER INDUCTION MACHINE DRIVE

DIMITAR SPIROV, NIKOLAY KOMITOV, NANKO BOZUKOV

Abstract: The software product OrCAD/PSpice allows examining simulations of electrical and electronic systems, and the use of real models of electronic components. In this paper simulation models have been developed of control block, connection block and power inverter system for control of induction machine, and the machine model. Simulation studies were conducted and received performance of the studied system. The reliability of the developed model is validated with experimental studies of the motor.

Key words: inverter drive, induction machine, PSpice

1. ВъведениеПрограмния продукт OrCAD/PSpice

съдържа модели на основните елементи, ключове и най-простите полупроводникови елементи: диоди, биполярни транзистори, полеви транзистори, транзистори с изолиран гейт. РSpice намира широко приложение при симулации на електронни и електрически устройства за различни анализи, в това число постояннотокови, променливотокови, преходни

процеси и Фурие-анализ [1]. С програмата могат да се изследват преходни процеси, постояннотокови и променливотокови характеристики на линейни и нелинейни вериги, както и да се извършват Фурие-анализ, анализ на чувствителност, параметричен анализ и др [1]. В PSpice няма вградени специфични модели на електрически машини или други електромагнитни устройства, които се използват в реалните системи за управление [3, 4, 5].

- 73 -

Целта на доклада е да се разработят симулационни модели на управляващия блок, блока за връзка и силовия блок на инверторна система за управление на асинхронна машина, както и модел на самата машина в средата на PSpice. Необходимо е потвърждаване на работоспособността на разработените модели.

2. Симулационен модел на инверторното асинхронно електрозадвижване в средата на PSpice Управлението на асинхронните

двигатели (АД) изисква на изхода на преобразувателите на честота да се изменя както честотата, така и стойността на напрежението.

Блокова схема на асинхронно електрозадвижване е показана на фиг. 1.

abcabc iu ,

rTGΩ

DCU

Фиг. 1. Блокова схема на асинхронно

електрозадвижване Преобразувателите за управление на АД

се изграждат от три основни блока [2]: управляващ блок, блок за връзка и силов блок.

Управляващия блок е електронен блок с програмируема логика, който в съответствие със сигналите за задание на величините определя моментите на включване и изключване на силовите полупроводникови елементи [2].

За да се генерира синусоидално изходно напрежение се използва синусоидална модулация, която се получава чрез сравняване на високочестотен сигнал с триъгълна форма Vtr с дефазирани на 120о еталонни синосуидални сигнали V1, V2, V3. Получената схема е дадена на фиг. 2. Сравняващия елемент е реализиран с ключ, управляван с напрежение (S1 – S6).

Фиг. 2. Схема на управляващия блок

Блокът за връзка осъществява

галванично разделяне на силовата от управляващата част. В средата на PSpice този

блок е реализиран с източник на напрежение, управляван с напрежение (Е).

Силовия блок осъществява същинското преобразуване на електроенергията. Използвани са N-канални MOSFET транзистори IRF 150.

На фиг. 3 е показана схемата, обединяваща блока за връзка и силовия блок. Захранването е осигурено от два постояннотокови източника Vdc1 и Vdc2.

Фиг. 3. Схема на блока за връзка и силовия блок

Уравненията за компонентите на

напреженията на статора и ротора на асинхронната машина (АМ) в αβ координатна система, неподвижно свързана със статора на машината имат следния вид:

.0

;0

;

;

ααββ

β

ββαα

α

ββββ

αααα

ωω

ωω

rrrsmrr

rs

mrr

rrrsmrr

rs

mrr

rm

sssss

rm

sssss

iLiLdt

diL

dtdi

LiR

iLiLdt

diLdt

diLiR

dtdi

Ldt

diLiRu

dtdiL

dtdiLiRu

−−++=

++++=

++=

++=

(1)

Схемите за двете компоненти са

представени съответно на фиг. 4 и фиг. 5.

Фиг. 4. Схема за α-компоненетата на

уравнвнията на АМ Уравнението на електромеханичното

преобразуване на енергията в АМ се представя в следния вид:

cer

p

m MMdt

dpJ

−=ω , (2)

- 74 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

където ( )βααβ rsrsmpе iiiiLpМ −= 5,1

е електромагнитния момент на машината. В средата на PSpice този блок е

реализиран със схемата, показана на фиг. 6.

Фиг. 5. Схема за β-компоненетата на

уравнвнията на АМ

Фиг. 6. Схема на уравнението на

електромеханичното преобразуване на енергията в АМ

Координатните преобразувания на

напреженията от трифазната координатана система в αβ координатна система, неподвижно свързана със статора на машината имат следния вид:

.23

23

32

;21

21

32

−=

−−=

scsbs

scsbsas

uuu

uuuu

β

α

(3)

Заместващите схеми са показани на

фиг. 7.

Фиг. 7. Схеми на координатните преобразувания на променливите

3. Симулационни резултати С помощта на разработените

симулационни модели са изследвани динамичните режими при пускане и работа в установен режим на асинхронен електродвигател тип AO-90S-4, задвижващ механизъм с константен съпротивителен момент (Mc=Mc0=0,9735Nm). Техническите данни и параметри на електродвигателя са дадени в Приложение.

Получени са зависимостите на работните характеристики на изследваната система. Част от получените резултати са показани на съответните фигури.

Фиг. 8. Зависимости usα, usβ =f(t)

Фиг. 9. Зависимости isα,isβ=f(t)

Фиг. 10. Зависимости Ме, ωr=f(t) С цел потвърждаване на достоверността

на разработените симулационни модели са проведени експериментални изследвания на електродвигателя с измервателна система, която

- 75 -

съдържа модул за преобразуване на измерваните величини, включващ Hall-трансдюсери за измерване съответно на статорните напрежения и токове и компютърна платка тип NI USB-6009 на фирмата National Instruments за преобразуване на измерените величини във вид, подходящ за обработка от компютъра. Математическата обработка на измерените сигнали се осъществаява в средата на MATLAB/Simulink.

Статорния ток на фаза А, измерен с измервателната система iA и определен от симулационната схема isa е представен на фиг. 11.

1.6 1.65 1.7 1.75 1.8 1.85-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

25

t, s

iA, isa, A

iAisa

Фиг. 11. Зависимости iA, isa=f(t)

Ъгловата скорост на вала на асинхронната машина, измерена с тахогенератор ΩrTG и определена чрез симулационния модел модел Ωr=ωr/pp е представена на фиг. 12, където pp е броя двойки полюси на машината.

1.95 2 2.05 2.1 2.15 2.2 2.250

20

40

60

80

100

120

140

160

t, s

Ω rTG, Ω r, s-1

Ω rTG

Ω r

Фиг. 12. Зависимости ΩrTG, Ωr=f(t)

От последните две фигури се вижда, че има добро съвпадение на резултатите, получени от измерването и от разработената симулационна схема за статорния ток и ъгловата скорост на вала на асинхронната машина.

4. ЗаключениеВ настоящия доклад са разработени

симулационни модели на управляващия блок, блока за връзка и силовия блок на инверторна система за управление на асинхронна машина, както и модел на самата машина средата на PSpice.

Проведени са симулационни и експериментални изследвания за преходния процес и за установения режим при работа на системата, които потвърждават достоверността и работоспособността на разработените модели.

ЛИТЕРАТУРА

1. Брандиски, К., В. Младенов, К. Станчев,Ръководство за решаване на задачи по теоретична електротехника с PSpice, CIELA, София, 2002.

2. Минчев, М., Й. Шопов, Е. Рац,Преобразувателна техника, Авангард Прима, София, 2006.

3. Rashid, M., Power electronics handbook,Academic Press, 2001.

4. Reynaud, J., P. Pillay, Modeling of saturation ininduction machines using EMTP, PSpice and a dedicated computer program, Electric Power Systems Research 30, 1994, 279- 285.

5. Rinkevičienė, R., A. Petrovas, Modelling ACInduction Drive in Pspice, ELECTRONICS AND ELECTRICAL ENGINEERING, No. 1, 29-32.

ПРИЛОЖЕНИЕ Технически данни и параметри на

асинхронен електродвигател тип AO-90S-4: PN=1,1kW; UN=380V; IN=2,8A; f=50Hz; pp=2; nN=1410min-1; MN=7,45Nm; cosφ=0,8; Jm=0,0014kgm2. Rs=7,3Ω; Rr=5,0026Ω; Lσs=0,0184H; Lσr=0,0184H; Lm=0,3347H.

Department of Electrical Engineering University of Food Technologies – Plovdiv 26 Maritza Blvd. 4002 Plovdiv BULGARIA E-mail: dimitar_spirov@abv.bg E-mail: nikkomitov@abv.bg

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 76 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ОПРОСТЕН ДЪЛГО-СКОСЕН МЕЖДУМОДОВ ИНТЕРФЕРОМЕТЪР ОТ ТИПА МАХ-ЦЕНДЕР

ЕМИЛ ПЕНЧЕВ1, ТИНКО ЕФТИМОВ2

Резюме: Докладва се за нов и опростен влакнесто-оптичен междумодов интерферометър на основата на дълги скосени участъци от влакното. За направата се използва стандартно SMF-28 комуникационно влакно. Еквивалентната оптическа схема е Мах-Цендер интерферометър. Представени са спектралните отклици и зависимостта от дължината на влакното между двата скосени участъка. Коментират се потенциални приложения. Ключови думи: скосени влакна, междумодова интерференция, влакнесто-оптични интерферометри

A SIMPLE LONG-TAPER CORE-CLADDING INTERMODAL MACH-ZEHNDER TYPE

INTERFEROMETER

EMIL PENCHEV1, TINKO EFTIMOV2

Abstract: We report a novel and simple construction of a fiber-optic core-cladding intermodal interferometer based on long fiber tapers. A standard SMF-28 communication fiber is used. The equivalent optical scheme is that of a Mach-Zehnder interferometer. The spectral responses and the dependence on the fiber length between the two tapered regions are presented. Possible applications are commented.

Key words: fiber tapers, core-cladding interference, fiber-optic interferometers

1. Introduction Core-cladding intermodal interferometers

have been proposed several years ago and have caused a significant interest because of their capability to sense surrounding refractive index (SRI) changes [3]. The reason for this increased sensitivity is the fact that interference is between the fundamental core mode which is insensitive to SRI changes and serves as a reference arm, and a cladding mode of an effective glass-air waveguide whose propagation constant and attenuation are sensitive to SRI changes. To excite the cladding mode a section of the fiber must be stripped off to allow a glass-air waveguide to be formed. Then a perturbation must be imposed prior to and after the

stripped section which couples a part of the core mode to a cladding mode and another perturbation of the same type recombines both modes. In the subsequent section of the non-stripped fiber, the cladding mode attenuates. There are several methods to excite the cladding mode: long period gratings (LPG), abrupt tapers, short tapers, off-axis splicing, core mismatch, multimode fiber segment, air-hole collapsing in PCF fibers [1], [2], [5]. In the present paper we report the construction of a simple core-cladding intermodal interferometer of a Mach-Zehnder type in which the splitter/recombiner is a long taper. This constriction has specific properties which are discussed in this paper.

- 77 -

2. The long-taper core-cladding interferometer The long-taper core-cladding interferometer

is a fiber optic structure that contains two tapered regions with similar profiles and length. The first one couples part of the core mode in the cladding and the second recombines the core and cladding modes (fig .1). That leads to interference between the core mode and cladding modes.

Fig. 1. Core-cladding interferometer of a Mach-Zehnder type.

The phase difference Φm between the core

and the cladding modes is given by (1)

Ln effm

m

2 (1)

where Δnm

eff is the effective RI difference between the core mode and the m-th cladding mode, λ is the input wavelength and L is the interaction (interferometer) length between the two tapered regions [4]. As shown on fig. 2 part of the cladding mode interacts with the surrounding area thus change in Φm is expected if SRI changes. That makes the long-taper core-cladding interferometer sensitive to SRI changes. The dependence between L and the period is given as [5].

Ln eff

m

2 (2)

It can be seen that the spectral period will increase if interferometer length decreases [4].

Fig. 2. Mode field in fiber tapers. 3. Experimental set-up

The experimental set-up is shown in Fig.3. As a light source in our experiments we use JOINWIT Optical Light Source. The spectrum of emission of the light source is shown in Fig. 4. The interrogation unit is an ANDO AQ6331 Optical Spectrum Analyzer (OSA).

Fig. 3 Block diagram of the experimental set-up.

The sensing fiber is a Corning standard single mode communication fiber SMF-28 with 9/125 m core/cladding diameter. The fibers which couple the sensing fiber to the light source and the OSA are also SMF-28fibers.

Fig. 4 The spectrum of the light source.

4. Results and discussions In our experiments we used long-tapered

core-cladding interferometers with different interaction length L between the two tapers. As a result we demonstrated that the dependence between L and Δλ is similar to that in (2). Increase of L leads to a decrease of the spectral period, i.e. the longer interaction section, the more interference peaks appear as evident from the plots in Fig. 5

-11

-10

-9

-8

-7

-6

-5

-4

1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 1590 1600 1610 1620Wavelength (nm)

Loss

(dB)

a)

-30-28-26-24-22-20-18-16-14-12-10

1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 1590 1600 1610 1620

Wavelength (nm)

Loss

(dB)

b)

- 78 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

-12

-11

-10

-9

-8

-7

-6

1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 1590 1600 1610 1620

Wavelength (nm)

Loss

(dB

)

c)

Fig. 5 Dependence between L and Δλ: a) L=10mm, b) L=25mm and c) L=40mm.

Fig.6. represents the inverse length dependence of the spectral period and confirms eqn. (2)

Fig.6 Dependence between L and Δλ.

4.1. SRI response. The SRI response of the core-cladding

interferometer was studied. The observed wavelength shifts of the peaks are illustrated in Fig. 7.

-35

-30

-25

-20

-15

-10

1520 1530 1540 1550 1560

Wavelength (nm)

Lo

ss

(d

B)

1 1.333 1.3475 1.3609

1.3748 1.3896 1.4022 1.4176

1.4312 1.4464

Fig. 7. Wavelength shift. With increasing the SRI the peaks shift to

shorter wavelengths. In our experiments as a surrounding medium we use ddWater - Glycerol solution.

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

1 1,1 1,2 1,3 1,4 1,5

RIU

Wav

elen

gth

sift

Серия1 Серия2Серия3

Fig.8 Peak shift with increasing SRI. The wavelength shift vs. SRI diagram is

shown in Fig. 7.

4.2. Temperature response. The core-cladding interferometer with

L=25mm was tested for a temperature response. The experimental results for the temperature response of the interferometer are shown in fig. 9.

-31-29-27-25-23-21-19-17-15-13-11

1520 1540 1560 1580 1600 1620

Wavelength (nm)

Loss

(dB

)

18 °C37 °C

Fig. 9 Temperature sensitivity of the interferometer. The wavelength shift of the peaks was

estimated to be ≈ 46.92pm/oC.

5. Conclusions The experiments performed allow us to

formulate the following conclusions. First, we have shown that the simple long-taper core-cladding interferometer can be used for surrounding area refractive index measurements. Second, the temperature response of the interferometer shows that it is practically insensitive to changes in the temperature of the environment.

REFERENCES

1. Benye Li , Lan Jiang, Sumei Wang, Lanying Zhou, Hai Xiao and Hai-Lung Tsai, “Ultra-Abrupt Tapered Fiber Mach-Zehnder Interferometer Sensors”, Sensors 2011, 11, 5729-5739.

- 79 -

2. Byeong Ha Lee, Young Ho Kim, Kwan SeobPark, Joo Beom Eom, Myoung Jin Kim, Byung Sup Rho and Hae Young Choi, “Interferometric Fiber Optic Sensors”, Sensors 2012, 12, 2467-2486

3. Caldas P., P.A.S. Jorge, F. Araújo, L. A.Ferreira, G. Rego and J. L. Santos. “Effect of fiber tapering in LPG-based Mach-Zehnder modal interferometers for refractive-index sensing” Proc. of SPIE OFS – 20, Vol. 7503 750349-1 to 4

4. Di Wu, Tao zhu, Member, Ieee, Member,OSA, Kin Seng Chiang, Member, IEEE, Fellow, OSA, and Ming Deng “All Single-Mode Fiber Mach-Zehnder Interferometer Based on Two Peanut-Shaped Structure”

5. W. J. Bock, T. Eftimov, P. Mikulic and J. Chen(2009), "An in-line core-cladding intermodal interferometer using a photonic crystal fiber." , J. Lightwave Technol, vol. 27, issue 17, pp. 3933-3939

1Department of Physics and Mathematics, University of Food Technologies, Plovdiv 2Faculty of Physics and Engineering Technologies, PU “P. Hilendarski”, Plovdiv E-mail: emil.penchev@abv.bg E-mail: teftimov@abv.bg

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 80 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

КАЧЕСТВЕН КРИТЕРИЙ ЗА ОПТИМАЛНО ФУНКЦИОНИРАНЕ НА ЕЛЕКТРИЧЕСКИ

ВЕРИГИ

ГАЛИНА ЧЕРНЕВА, ЕЛЕНА ДИМКИНА

Резюме: Анализът и диагностиката са тясно свързани и взаимно допълващи се задачи в теорията на електрическите вериги. При анализа се определят характеристиките на веригите при известна структура и параметри на елементите им, докато диагностиката е свързана с изследване на определени променливи, приети в качеството на диагностични показатели. В настоящата работа е предложен функционален критерий за оценка на оптималния режим на работа на електрически вериги на база на теория на чувствителността. Ключови думи: диагностика на електрически вериги, чувствителност, оптимизация, функционал

CUALITY CRITERIA FOR OPTIMAL FUNCTIONING OF THE CIRCUITS

GALINA CHERNEVA, ELENA DIMKINA

Abstract: Analysis and diagnostics are close connected and mutually complementing problems in the theory of electrical circuits. With the analysis the characteristics of circuits with known structure and parameters are defined, while the diagnostics is connected with a study on the definite variables of the circuit, it are the custom to diagnostic indicators. The paper presents a functional criteria for an evaluation of the optimum functioning of the circuits on the base of the sensitivity theory.

Key words: Diagnostics of electrical circuits, sensitivity, optimization, functional

1. Въведение

Диагностиката на електрическите вериги се превръща в един от най-популярните раздели от теория на веригите [1,2,4]. Това е свързано както с необходимостта от оценка на състоянието на апаратурата в процеса на работа, така и с възможността, получените от диагностиката резултати, да бъдат използвани за решаване на практически задачи.

Задачите от диагностика на електрически вериги се отнасят към обратните

задачи в електротехниката [3]. Те могат да се класифицират в две групи: локализиране на повреда във веригата и определяне параметрите на елементите (параметрична диагностика) [2,3,4]. Вторият вид се отнася до определяне на неизвестни параметри на веригата по известни реакции на дадени външни въздействия. Сред най-известните методи на параметрична диагностика са методът на възловите съпротивления [2], на измерване на ненулевите елементи на Z- и Y- матриците [3], на предавателните функции [5] и др. Всички те са

- 81 -

свързани с числено решаване на линейни или нелинейни системи уравнения.

Методите от теория на чувствителността [1] представляват универсален апарат за решаване на редица задачи, свързани с анализ и параметрична индентификация на електрически вериги. Функционирането на реалните вериги зависи от множество допълнителни фактори (параметри), които отразяват особеностите на отделните елементи на веригата и условията за тяхното функциониране (технически параметри и параметри на външната среда). Вариациите на параметрите предизвикват съответни изменения на променливите на състоянието на веригата и влияят върху нейната устойчивост и качествени показатели [1].

В настоящата работа се предлага качествен показател при диагностика на електрически вериги във вид на функционал, чийто ядро са функциите на чувствителност на диагностичните показатели на веригата спрямо избрано множество параметри.

2. Диагностичен модел

Всяка електрическа верига, разглеждана като обект на диагностициране, може да се представи във вида, даден на фиг.1, където:

X=(x1, x2,……,xn ) са входните сигнали за веригата,

Y=(y1, y2,……,yl) са изходните сигнали, Z=(z1,z2,……,zr ) са различни смущаващи

въздействия.

EBX=(x1, x2,……,xn ) Y=(y1, y2,……,yl )

Z=(z1,z2,……,zr )

Фиг.1. Входни и изходни сигнали за електрическата верига

При въведените означения електрическата верига може да разглежда като преобразувател на входните сигнали X в изходните Y и да се опише с уравнението:

Y = P(Х, Z) , (1)

където Р е операторът на преобразуване, структурата и параметрите на който определят както функцията на преобразуване, така и състоянието на веригата.

Оператор P в матрична форма е от вида:

Р=[pij], li ...1 , n...j 1 . (2) Елементите pij в (2) имат различен характер, в зависимост от изследвания режим на веригата.

В най-простия случай, когато се моделират установени режими, pij са постоянни коефициенти и зависимост (2) се свежда до линейна система алгебрични уравнения. При моделиране на динамични процеси (1) представлява система диференциални уравнения. Коефициенти pij могат да бъдат постоянни или да са функция на времето. Те могат да бъдат и функция на изходните сигнали, ако веригата е нелинейна.

При по-сложни вериги уравнения (1) са диференциални уравнения от по-висок ред, поради което е удобно pij да се свържат с коефициентите в полиномите на предавателните функции на веригата.

При всички случаи, обаче, елементите pij характеризират изменението на състоянието на веригата и са непосредствено свързани с параметрите й.

3. Качествен критерий за оптимален режим на работа

При диагностика на електрически вериги се избира съвкупност от величини

kHHH ..,,.........1

, (3)

всяка от които характеризира свойствата на веригата и отговаря на определено нейно състояние. Това могат да бъдат изходните сигнали Y, или някои от схемните функции (времеви или честотни) на веригата. Елементите на H

образуват множеството на

диагностичните показатели за веригата. В процеса на диагностика в повечето

случаи е достатъчно да се оценят измененията на диагностичните показатели вследствие на вариации на параметрите на веригата.

Нека HH i

е функция от вида:

,,...., 1 mii HH , ki ..1 , (4)

където

Rm ..,,.........1

(5)

са параметри , определени от множеството R ,

- 82 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

е независима променлива (честота, време, комплексна променлива).

Ако, вследствие на различни смущаващи въздействия, параметри j

mj ...1 , претърпят относително изменение

j , mj ...1 , то отклонения

m ..,,.........1

(6) пораждат изменения в диагностичните показатели.

Нека функцията (3) има непрекъснати частни производни от k-ти ред:

i

k

mm

ik HddHd

.....1

1

(7)

и непрекъснати по m ,...,1 чувствителности до (k+1)-ти ред.

Изменението ,Hi

, представено в ред на Тейлор [4]:

...,!2

1,

,,,

2

ii

iii

HddH

HHH

,

!11 1

in Hd

n) , (8)

е линейна зависимост на чувствителностите [1]

j

ij

HS

,,

, mj ...1 , (9)

определени при базови стойности на параметри j и относителните изменения

.

По този начин матрицата чувствителности на диагностичните показатели по произволно пълно множество параметри m..,,......... 1 може да се използва в качеството на критерий за оптимано функциониране на електрическата верига.

Когато става въпрос за поставяне на оптимизационна задача, в основата е построяването на някаква система за количествени характеристики на качеството на функциониране, математичният вид на която е функционал, дефиниран в определено функционално пространство [4].

На тази база, в качеството на критерий за оптимално функциониране на веригата, може да се предложи функционалът, изразен като:

dDHI ji 2

1

,

, (10)

където D е матрица на началните състояния на електрическата верига.

Ако номиналният режим на работа на веригата се определя от вектор параметри 0

,

то гарантирането на оптималния й режим на функциониране се свежда до определяне на множеството параметри

, при които качественият критерий (10) има минимум. Ако iH се апроксимира чрез функциите на чувствителност, функционал (10) може да се представи във вида:

dDSI jjj 2

1

. (11)

Така в качеството на оптимизируеми функции в (12) се поставят функциите на чувствителност на диагностичните показатели на веригата по множеството параметри

.

В класическото вариационно смятане необходимите и достатъчни условия за екстремум на функционал се изразяват най-често с теоремата на Ойлер [4]. Според нея необходимите условия са свързани с първата вариация на функционала, която трябва да е равна на нула, а минимумът му е гарантиран от положителност на втората производна на функцията, определяща ядрото му. Съгласно зависимости (8) и (9) това са функциите от втори ред на чувствителностите на диагностичните показатели по параметри m ..,,.........1 .

Действително, ако се диференцира (11) по

и се приравни на нула, то, записано в

матричен вид, се получава: PC

, (12)

където:

2

1

HdDSP j , (13)

2

1

dtDSSC ij . (14)

Елементите на [C] се определят от

скаларното произведение на векторите Sj и Si в m -мерното пространство.

Тогава

- 83 -

PC 1

, 0det C . (15)

Това е първата итерация на решението. На всеки следващ етап се определя:

kkk PC 1

(16)

Общата оценка на вариациите напараметрите на веригата

се образува след р

на брой итерации, като цялото решение е:

p

ii

10

, (17)

Качественият функционал за (р+1)-та операция ще има вида:

11

pppp CPII ,

от където следва, че:

........ 110 pp IIII , (18)

т.е. с увеличаване на броя итерации на решението, се подобрява оценката на вектора на параметрите на веригата, така че функционал (10) да се минимизира.

4. Заключение

Въз основа на функционалния анализ като метод за решаване на оптимизационни задачи, в настоящата работа е предложен качествен критерий за диагностика на оптималния режим на работа на електрически вериги. Това е функционал, чийто ядро са чувствителностите на диагностичните показатели на веригата спрямо избрано множество параметри. Показано е, че оптималното функциониране на веригата се реализира с увеличаване на броя итерации на решението, при което се подобрява оценката на вектора на параметрите на веригата в съответствие с избрания качествен критерий на функциониране.

ЛИТЕРАТУРА

1. Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники. Электрические цепи. Гардарики. Москва. 2002.

2. Благитко Б.Я., В.Г. Рабык. Основы теориидиагностики аналоговых электронных цепей по постоянному току. Теоретическая электротехника. Высшая школа. Львов.1988.

3. Киншт Н.В., Г.Н. Герасимова, М.А. Кац.Диагностика электрических цепей. Энергоатомиздат., Москва, 1983.

4. Корн Г., Т.Корн, Справочник по математике.Высшая школа. Москва. 1987.

5. Constantinesсu F., C.V. Marin, M. Nitescu, D.Marin. A new approach to parameter identification of linear circuits. IEEE conference “Signals, Circuits and Systems”, Romania, 2003, p 457–460.

Department of Electrical Engineering “Todor Kableshkov” University оf Transport–Sofia. 158 Geo Milev St. 1574 Sofia BULGARIA E-mail: cherneva@vtu.bg E-mail: e.dimkina@abv.bg

Постъпила на 13.02.2013 г.

- 84 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

УПРАВЛЕНИЕ НА ПОТРЕБЛЕНИЕТО ЧРЕЗ СИСТЕМИ ЗА СЪХРАНЯВАНЕ НА

ЕЛЕКТРОЕНЕРГИЯ

ГЕОРГИ ГАНЕВ

Резюме: Разгледано е развитието на системите за съхраняване на електроенергия, направен е сравнителен анализ на техническите им параметри и са очертани областите на тяхното приложение. Представени са товарови графици на консумираната електроенергия от конкретен обект. Обоснована е перспективата за използване на локални системи за съхраняване на електроенергия при управление на електропотреблението на обекта. Ключови думи: системи за съхраняване на електроенергия, управление на електропотреблението

DEMAND POWER CONTROL THROUGH POWER STORAGE SYSTEMS

GEORGI GANEV

Abstract: The power storage systems development are studied in this paper, a comparative analysis of their technical parameters is made and the areas of their application are marked. Demand power consumed by one real object is proposed. The perspective of local power storage systems usage for local consumers demand power control is proved.

Key words: power storage systems, demand power control

1. Въведение Развитието на електроенергетиката през

последните години се характеризира със следните особености:

а/ Трайно нарастване на потреблението на електроенергия в световен мащаб, в това число и в страните от ЕС;

б/ Все по-широко използване на възобновяеми енергийни източници (ВЕИ);

в/ Устойчивото нарастване на цената на електроенергията;

г/ Либерализация на електроенергийния пазар. В България, демонополизирането на електроенергийния пазар започнато през 2003г. продължава и в момента с тестването на т.нар. ”енергийна борса“.

От друга страна, характерен е стремежът на производителите да снижават енергоемкостта на производствените процеси. Все по-популярно става използуването на SCADA-системи за мониторинг на разпределението на енергийните потоци към отделните потребители. Като крайната цел е да се повиши конкурентната способността на предлагания продукт или услуга.

В доклада се разглеждат някои особености на системите за натрупване и съхраняване на електроенергия и тяхното приложение както в областта на производството и разпределение на електрическа енергия, така и възможността за управление на електропотреблението.

- 85 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

2. Системи за съхраняване на електро-енергия

2.1. Видове системи за съхраняване на елек-троенергия.

Към настоящия момент, приложение намират следните системи за съхраняване на електроенергия (ССЕ) [1,3]:

2.1.1. Помпено-акумулиращи електроцентрали (ПАВЕЦ)

В ПАВЕЦ електрическата енергия се запасява като потенциална енергия на водата, изпомпвана от долното в горното водохранилище. Експлоатационните разходи на ПАВЕЦ са ниски, те се отличават с висока надежност и дълъг срок на използуване; единичната мощност може да достига големи стойности; времето за преминаване от режим на максимална консумирана към максимална генерирана мощност е сравнително кратко (табл.1). Недостатъците на ПАВЕЦ са високата стойност на първоначалната известиция, зависимостта от специфичните природни ресурси; промяната на екосистемата, на речния отток и др. В България работят три помпено-акумулиращи централи – „Орфей”, „Белмекен” и „Чаира” (с обща генерираща мощност 1,4GW); в Европейския съюз – общата мощност на ПАВЕЦ е 38,3GW, в САЩ – 21,5GW.

2.1.2. Компресорни ССЕ (КмССЕ) При КмССЕ, чрез компресорна станция

се нагнетява въздух в подземна кухина. При необходимост, компресирания въздух се освобождава и се използува за производство на електроенергия. КмССЕ са алтернатива на ПАВЕЦ, като щетите върху околната среда са много по-малки. Единичната мощност зависи от конкретните условия и може да достига сравнително големи стойности (табл.1). Основният им недостатък е необходимостта от подходящи геологически структури - изоставени подземни мини, изчерпани газови находища или други подземни кухини.

2.1.3. Кинетични ССЕ (КССЕ) При КССЕ електрическата енергия се

преобразува в кинетична и се запасява във въртящ се маховик. Процесът на преобразуване на енергията от електрическа в механична и обратно се характеризира с висока ефективност. КССЕ се отличават с високо кпд, дълъг срок на експлоатация и висока плътност на енергията, не причиняват непосредствено замърсяване на околната среда; съотношението запасена/ отдадена мощност се ограничава от мощността на двигател/генератора (табл.1). Като механични устройства КССЕ се нуждаят от периодична

профилактика и поддръжка и имат сравнително висока цена. Характерно за съвременните КССЕ е увеличаването на скоростта на въртене на маховика. При КССЕ с висока скорост (КССЕ(вс)), скоростта на въртене надвишава 6000 min-1. Поради използуването на леки композитни материали, на магнитни опори и вакуумни камери, к.п.д. и масогабаритните показатели са значително по-добри от тези на КССЕ с ниска скорост (КССЕ(нс)). Изискванията за безопасност ограничават единичната мощност на КССЕ и налагат използуването на защитни обвивки, което допълнително повишава цената им. Въпреки това, КССЕ(вс) намират все по-широко приложение.

2.1.4. Индуктивни ССЕ (ИССЕ) При ИССЕ електрическата енергия се

запасява в магнитното поле създадено от ток, протичащ през бобина. Тъй като бобината е в свръхпроводящо състояние, нейното съпротивление и съответно загубите са сравнително малки. При ИССЕ е възможно отдаване на запасената енергия за кратко време, имат висока ефективност, нямат движещи се детайли, не изискват периодично обслужване и имат неограничен срок на експлоатация (табл.1). Основният им недостатък е високата цена на системата за охлаждане и наличието на силно магнитно поле (с индукция около 9 Т[3]). Възможностите за развитие на ИССЕ включва използуването на нови материали, достигащи свръхпроводящо състояние при високи температури.

2.1.5. Акумулаторни ССЕ (АССЕ) При АССЕ, запасяването на

електрическата енергия става чрез електрохимични реакции, протичащи в акумулаторна батерия. Използуват се различни видове акумулаторни батерии – оловни (LA), никел-кадмиеви (NiCd), литиево-йонни и др. Параметрите на съществуващите АССЕ се изменят в много широк диапазон (табл.1). АССЕ се характеризират с ниски загуби, висока плътност на енергията, със сравнително висок к.п.д. и кратък срок за експлоатация, зависещ и от степента на разряд при отделните цикли. Въпреки това АССЕ са най-често използуваните системи за съхраняване на енергия – обикновено като системи за непрекъсваемо захранване със сравнително малка мощност (UPS), но има и изградени системи работещи като „горещ резерв” за стабилизиране на напрежението/ честотата на енергийната система.

Особено популярни през последните години са електрохимичните поточни

- 86 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

акумулаторни батерии (flow batteries). При тях електрическата енергия се запасява чрез поляризация на два електролита, разделени с полупропусклива полимерна мембрана. В зависимост от използуваните материали, съществуват различни типове поточни батерии – polysulphide-bromide batteries (PSB, с наименование RegenesysTM), zinc-bromine batteries (ZBB) и vanadium-redox batteries (VRB).

2.1.6. Кондензаторни ССЕ (КнССЕ) При КнССЕ електрическата енергия се

запасява в електрическото поле между два

заредени електрода, разделени с диелектричен сепаратор, напоен с електролит. Макар, че принципът на действие е добре известен, използуването на нови технологии за производство и съвремени материали (въглеродни нанотръби, аерогели и др.) увеличават капацитета, срока за експлоатация, намаляват времето за разряд и тока на утечка. Суперкондензаторите притежават редица предимства пред акумулаторните батерии и въпреки високата цена, КнССЕ се считат за алтернатива на широко разпостранение АССЕ.

Таблица 1. Типични параметри на ССЕ [1]

Параметри Системи за съхраняване на електроенергия

Наимен. Мярка ПАВЕЦ КмССЕ КССЕ МССЕ АССЕ ИССЕ

Мощност

MW

2100

350 <1,6 1

<0,7 2

3

20

3 6

15 7

1 8

0,25

Коеф.на запас. kWh/kW >5 ~5 - 0.001 2 8 -

Специф. kW/kg - - 3 - 0,4 - 2,5 мощност kW/m3 - - 1700 530 7 000 - 170 000

Специф. енергия

kWh/kg

-

-

-

530

50 3

75 4

240 5

0,6 6

-

kW/m3 - - 424 7 247 - 53

КПД,% 75 70 90 1 93 2 >95 80 <70 >95

Време за генериране 12h 24h 120s 1

1h 2 60s 24h - 10s

Време за преход 30ms 15min 5ms 5ms 30ms - 5ms Срок на експлоа- бр.цикли. - - 1000000 - 1000 3

2500 4,5 10000 6

2000 8 -

тация год. 60г 40г 30г 30г 2-10г 15г 6 >30г

€/kW 35-70 10-70 140-350 200-500 70-4000 - 70-400

₤/kW 450 500 1000 1000 1000

Цена

$/kW

600

480 300 1

350 2

300

300 3

600 4

800 5

1830 6

1100 7

640 8

300

$/kWh - - 300 1

20000 2 120 400

1000 6 13000 -

28000

Забележка: Числата, означени като степенен показател се отнасят за: КССЕ с 1ниска / 2висока скорост на маховика; АССЕ с 3LA; 4NiCd; 5NaS; АССЕ с поточни батерии от тип 6VRB; 7PSB; 8ZBB.

2.2. Приложение на ССЕ Различните приложения на ССЕ налагат

и някои специфични изисвания. Наред с изискванията за високо кпд, дълъг срок за експлоатация, стойност на началната инвестиция, разходи за подръжка, срок за откупуване и др., важно място сред технически изисквания заема времето за отдаване на запасената енергия, означавано като време за

генериране (табл.1). То е определящо за инсталираната мощност на ССЕ.

Според продължителността на времето за отдаване на запасената енергия, ССЕ може да се класифицират в три групи [1]: а/ ССЕ с кратко действие (до 1 минута); б/ ССЕ със средна продължителост (до няколко часа);

- 87 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

в/ ССЕ с продължително действие (от няколко часа до няколко денонощия).

Най-общо, приложенията на ССЕ може да се разделят на следните групи: а/ Изравняване на денонощни и седмични товарови графици в електроенергийната система. В редица страни, в това число и в България, основното количество на произвежданата електроенергия става чрез термични електроцентрали (ТЕЦ и АЕЦ). Чрез ССЕ произвежданата за интервалите на минимално потребление електроенергия може да се запаси и използува при максимума на потреблението. Така, чрез осигуряване на необходимата върхова енергия става възможно да се избегне изграждането на резервни генериращи мощности. Чрез използуване на ССЕ може да се компенсира влиянието на случайните фактори върху количеството произвеждана енергия от централите използуващи ВЕИ; б/ Управление на товаровите графици на производители на електроенергия използуващи ВЕИ. Централите, произвеждащи електроенергия от ВЕИ и по-конкретно от слънчева и вятърна енергия имат най-голям

добив съответно през светлата част на деня и рано сутрин (от 2ч. до 6ч.) съответно. Това налага в енергийната система да се поддържа т.нар. „разполагаема мощност“, необходима за осигуряване на върховата енергия на потребителите; в/ Подобряване на качеството на електроенергията. Измененията на напрежението на кратък интервал от време – т.нар. бързи изменения на напрежението, краткотрайните прекъсвания и краткотрайните спадания на напрежението понякога причиняват срив на съвременните електронни системи. Присъединяването на ССЕ към разпределителни мрежи или непосредствено при чувствителните консуматори ниско напрежение би позволило да се намалят преразходите, дължащи се на влошеното качество на енергията.

На фиг.1 са дадени времената за отдаване на запасената енергия в зависимост от мощността на ССЕ и са означени възможните им приложения. За да се осигурят необходимите параметри на един елемент от ССЕ или за да се увеличи инсталирана мощност на една ССЕ като цяло, много често се използуват голям брой паралелни елементи или устройства [1].

Фиг. 1. Типични приложения на ССЕ

3. Товаров график на типичен потребител Товаровите графици представят

графично представяне на произвежданата или потребявана електроенергия през денонощието, седмицата, месеца, сезона или годината. Количеството консумирана електроенергия и

нейното разпределение във времето, зависи от редица фактори, сред които определящ е типа на консуматора – промишлен (съответно – лека или тежка промишленост), търговски, административен или жилищен.

- 88 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

На фиг.2, 3 и 4 са представени товарови графици на един от учебните корпуси на ТУ, филиал Пловдив. На фиг.2 е дадена консумираната активна мощност за месец, на фиг.3 - за седмица и на фиг.4. - за денонощие. Потреблението е регистрирано със системата Power Logic на фирмата Schneider Electric.

Фиг. 2. Месечен товаров график (април, 2010г.)

Фиг. 3. Седмичен товаров график

(януари, 2013г.)

Анализът на товаровите графици регистрирани в периода 2010-2013 показва, че:

а/ консумираната електроенергия през сезоните лято/зима се колебае - от 2 до 3 пъти;

б/ характерът на седмичните товаровите графици се запазва през различните сезони и месеци (фиг.2 и 3);

в/ консумираната електроенергия има максимум в периода от 9 до 12 часа и втори локален максимум от 14 до 17 часа (фиг.4);

г/ в интервала от 22 до 6 часа през работните дни и през почивните дни консумираната мощност е постоянна величина и е от 15kW дo 30kW в зависимост от сезона (фиг.2, 3 и 4);

д/ товарът, регистриран на 1 min се колебае спрямо усреднения за 15min товар в границите ±15% (съответно фиг.4а и 4б).

Разбира се, този анализ може да бъде прецизиран. Определящо влияние върху консумацията на разглеждания обект оказват часът от денонощието, денят от седмицата (седмичен разпис), сезонът (околна температура и осветеност).

а/

б/

Фиг. 4. Денонощен товаров график (януари, 2013г.)

4. ССЕ необходима за управление на електропотреблението

Либерализирането на електроенергийния пазар създава възможност потребителите да договарят и да закупуват на преференциални цени необходимите им количества електрическа енергия. Консумирането на количества различни от договорените е свързано с налагане на сериозни санкции от страна на предприятия, доставчици на електроенергия [2]. Понастоящем възможностите за управление на товаровите графици на потребителите са доста ограничени. Това силно ограничава ефекта от участието на свободния пазар на електроенергия за потребителите.

Разликата между договорената и консумираната електрическа енергия, при интервал на измерване 15min, може да се

- 89 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

компенсира чрез използването на локална ССЕ. Параметрите на използваната ССЕ се определят от спецификата на конкретния товар.

Към ССЕ предназначени за управление на електропотреблението се поставят редица специфични изисквания. На челно място сред тях са неограниченият от технологична страна брой цикли заряд/разряд; висока надежност и лесна поддръжка, екологична безопасност.

Поради своите характерни особености (табл.1) особено подходящи за тази цел са КССЕ (фиг.5).

~~~M Д/Г Пр

.

.

Фиг. 5. Принципна схема на КССЕ

Кинетичната енергия W запасена във въртящия се маховик М зависи от инерционния му момент I и от скоростта на въртене ω:

2 2 21 1W .I. .k .m.r .2 2 (1)

където m е масата на маховика; r – неговият радиус; kФ –коефициентът зависещ от формата на маховика.

На фиг.6 са дадени зависимостите на масата на маховика необходима да запаси енергия равна на 9MJ (т.е. 10kW отдавани за 15min), в зависимост от скоростта му, при kФ =1.

1

10

100

2000 4000 6000 8000 1 104

r=0,5mr=1,0mr=1,5m

m, t

, min-1

Фиг .6. Маса на маховика на КССЕ

Реализирането на подобна ССЕ е свързано с решаването на редица технически проблеми [3,4,5]:

- използване на подходящ двигател/ генератор Д/Г - обикновено това са

високоскоростни синхронни машини с постоянни магнити;

- изработване на маховик с необходимата маса и здравина, устойчив на механични усилия – за тази цел се използуват леки и свръхздравиматериали;

- използуване на подходящ полупроводников преобразувател Пр с двупосочен обмен на енергия и висока надежност;

- интегриране на схемата за управление на преобразувателя Пр към използуваната за мониторинг на електропотреблението SCADA;

- осигуряване на високо к.п.д. на цялата система и др.

5. РезултатиНаправен е кратък сравнителен анализ на

разработваните към настоящия момент ССЕ. Обоснован е извода, че използуването на ССЕ би позволило на потребителите ефективно да управляват своето потребление и участвайки на свободния енергиен пазар, да намалят разходите за електропотребление.

Представени са товарови графици на един типичен консуматор (IV учебен корпус на ТУ - София, филиал Пловдив) и е предложен конкретен тип ССЕ, подходящ за управление на неговото електропотребление.

ЛИТЕРАТУРА 1. Ганев Г., Г.Тодоров. Системи за съхраняванена електроенергия, Годишник на ТУ-София, том 60, кн.1, стр.229-238, 2010, ISSN 1311-0829.

2. ДКЕВР. Годишен доклад за Европейскатакомисия, юли, 2012.

3. Carbone R. Energy storage in the emerging eraof smart grids, 2011.

4. Kampf T. High speed flywheel design usingadvanced composite materials, sept., 2012.

5. Ostergard R. Flywheel energy storage – aconceptual study, dec., 2011.

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: gganev@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 90 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ОЦЕНКА НА ЪГЛОВАТА СКОРОСТ НА АСИНХРОННИ ЕЛЕКТРОЗАДВИЖВАНИЯ НА

БАЗА НЕВРОНЕН MRAS МОДЕЛ ГЕОРГИ ИВАНОВ, ДИМИТЪР СПИРОВ

Резюме: Адаптивните системи с еталонен модел (MRAS) се прилагат широко в системите за безсензорно управление на скоростта. В статията се анализира метод за оценка на скоростта на база невронен MRAS модел, ориентиран по пълния магнитен поток на ротора. Настройваемият модел се реализира като невронна мрежа, а скоростта се адаптира посредством градиентен алгоритъм (backpropagation). Разработения модел е тестван в симулационната среда на MATLAB/Simulink® и на реална микропроцесорна платформа на Texas Instruments – TMS320C2000 . Направени са изводи по отношение на точността в различните режими на работа на представения алгоритъм.

Ключови думи: безсензорно, скорост, оценка, асинхронен, двигател, изкуствена, невронна, мрежа

ANGULAR VELOCITY SPEED ESTIMATION OF INDUCTION DRIVES BASED

ON NEURAL NETWORK MRAS MODEL GEORGI IVANOV, DIMITAR SPIROV

Abstract: Model reference adaptive systems (MRAS) is widely applied in systems for sensorless speed control. The article analyzes evaluation method based on the speed of neural MRAS model oriented on rotor flux linkage. Adjustable model is implemented as a neural network, and the speed is adjusted by gradient algorithm (backpropagation). Developed model was tested in simulation environment MATLAB/Simulink® and real-time microprocessor platform of Texas Instruments - TMS320C2000. Conclusions are made regarding the accuracy of the different operating modes of the presented algorithm.

Key words: sensorless, speed, estimation, induction, motor, artificial, neural, network

1. ВъведениеРазвитието на цифровите системи,

съчетано с по-ниските им цени е предпоставка за изграждане на индустриални системи за векторно управление на основата на все по-сложни и комплексни алгоритми с цел по-високи динамични и статични показатели [22].

Различни техники за векторно управление са представени в литературата [7, 12, 13, 18, 19, 20, 24, 25], като безсензорните схеми за векторно управление намират все по-голямо приложение, вследствие на предимства като надеждност, гъвкавост и компактност, което ги прави предпочитани особено при работа в агресивна

- 91 -

среда [17]. Замяната на апаратни средства (тахогенератори, енкодери) с алгоритми за косвено оценяване (програмни модели) на скоростта, води до намаляване на габаритите и цената на електрозадвижването [2]. Най-общо тези алгоритми се реализират на базата на отворени схеми за оценка или затворени наблюдатели [3, 10, 11]. От втората група най-широко приложение намират MRAS схемите, ориентирани по модели на роторния поток и производни величини като противо-е.д.н. и реактивна мощност [1, 6, 8, 14]. Те се различават по различни показатели като точност в динамичен и статичен режими на работа, чувствителност на параметрични промени в електрозадвижването (робастност), ефект на неточно определени параметри и обхват по скорост, като се отдава особено значение на стабилността при работа в областта на ниските скорости – около и по-ниски от 1Hz [1, 10, 23]. В тази връзка сериозен проблем се явява определянето на температурно-зависимото активно съпротивление на статорна фаза. В литературата са известни редица подходи за оценка и компенсация в реално време на активното статорно съпротивление [5, 15, 21]. Друг важен момент в развитието на MRAS системите за оценка на скоростта е приложението на невронни модели и невронно-размити мрежи [9, 16, 22]. Актуалността на тези схеми се обуславя от факта, че времето за разработката на такъв оценител е сравнително малко и освен това той може да бъде проектиран така, че да бъде робастен в промени в параметрите и шум в измерваните сигнали [20]. Макар да съществуват много и различни подходи за оценка на скоростта, липсват подробни процедури за тяхното прилагане в реални системи за управление. В тази връзка в [4] се разглеждат проблемите свързани с точността на измерване на входните сигнали и изчисления в сигнален процесор от фамилията TMS320C2000. Целта на настоящата работа е проектиране и изследване работата на невронен MRAS модел като част от вградена система за управление на асинхронен двигател на основата на цифров сигнален процесор C28xx.

2. Наблюдател на скоростта, базиран на невронен MRAS модел В настоящата работа се разглежда

невронен MRAS модел за оценка на скоростта, ориентиран по пълния магнитен поток на ротора като настройващият се модел се заменя с проста двуслойна невронна мрежа, а механизмът за адаптация представлява градиентен алгоритъм за настройка (фиг.1).

Фиг. 1. Невронен MRAS модел за оценка на скоростта по пълния магнитен поток на

ротора

За еталонен се приема напреженовия модел на пълния магнитен поток на ротора[1], представен в (1),

( )

( )βββ

ααα

σψψ

σψψ

sssm

rr

sssm

rr

iLLL

iLLL

.

.

−=

−= (1)

а настройваемият модел представлява невронна мрежа и се извежда на основата на токовия модел на пълния магнитен поток на ротора[1]:

βαββ

αβαα

ψψωψ

ψψωψ

rr

rrsr

mr

rr

rrsr

mr

Ti

TL

dtd

Ti

TL

dtd

1

1

−+=

−−= (2)

Уравненията се представят в дискретен вид като се прилага Ойлерова апроксимация (обратна разлика) и след известни преобразувания и полагания се получава:

)1()1(ˆ)1(ˆ)(ˆ)1()1(ˆ)1(ˆ)(ˆ

321

321

−+−+−=

−+−−−=

kiwkTwkwkkiwkTwkwk

srrr

srrr

βαββ

αβαα

ψψψ

ψψψ (3)

Полагайки c=T/Tr и като се предположи, че роторната времеконстанта (Tr) е константа, то теглата се представят съгласно изразите:

m

rrr

cLwTcTw

cw

===

−=

3

2

1 1ωω (4)

От (4) се вижда, че w1 и w3 са константни, но w2 е променливо тегло и е пропорционално на скоростта. Тези уравнения могат да се представят чрез опростена двуслойна невронна мрежа, показана на фиг.2. Тя съдържа 4 входни възела.

Входните сигнали към тези възли са последните стойности на оценката на компонентите на пълния магнитен поток на

rΨr

rΨr

Еталонен модел

sIr

sUr

1−Z

Механизъм за настройка

2w

ε

Настройваем невронен

модел

- 92 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

ротора, изразени в неподвижна (стационарна) координатна система [ )1(ˆ),1(ˆ −− kk rr βα ψψ ] и също така компонентите на статорния ток, представени също в неподвижна координатна система [isα(k-1), isβ(k-1)]. Изходният слой на невронната мрежа има 2 възела като изхода ѝ представлява текущите стойности на пълния магнитен поток на ротора [ )(ˆ),(ˆ kk rr βα ψψ ]. Така всички възли са изяснени. Връзките между възлите са представени чрез тегла (синапси) и тези тегла показват силата на съответната връзка. Най-общо казано теглата могат да бъдат положителни или отрицателни, което съответства на възбуждащи или потискащи тегла.

Фиг.2 Невронен модел на токовия модел на

пълният магнитен поток на ротора Адаптивните тегла се настройват така, че

E=(1/2)ε2(k) да се минимизира, където:

)(ˆ)()( kkk rr ψψε −= ; T

rrr kkk )](),([)( βα ψψψ = ;

Trrr kkk )](ˆ),(ˆ[)(ˆ βα ψψψ = .

Оттук следва, че настройката на теглото в посока минимум на квадратичната грешка трябва да бъде пропорционална на отрицателния градиент на грешката по отношение на теглото - ∂E/∂w2, така, че да се постигне постепенно оптимално решение т.е. минимум на квадратичната грешка. Коефициента на пропорционалност е т.нар. скорост на обучение – η, който представлява положителна константа и по-голямата му стойност води до по-голяма промяна в теглата, респективно скорост на обучение, но големите му стойности може да доведат до нежелани осцилации на изхода на мрежата. От казаното по-горе, следва че математическия израз за настройка на теглото w2 се получава:

22 )(

wEkw

∂∂

−=Δ η (5)

Уравнение (5) може да се развие като се умножи с rr ψψ ˆ/ˆ ∂∂ . Оттук следва, че за

корекцията на теглото се получава:

222

)(ˆ)(ˆ

)(w

kk

EwEkw r

r ∂∂

∂∂

−=∂∂

−=Δψ

ψηη (6)

Като се използва дефиницията за Е, членът )(ˆ/ kE rψ∂∂ , който се намира от дясната страна на (6), може да се изрази като:

)()(ˆ

)](ˆ)([21

)(ˆk

kkk

kE T

r

rr

r

εψ

ψψψ

−=∂

−∂=

∂∂

Другият член 2/)(ˆ wkr ∂∂ψ , представен в (6) се получава от частните производни на компонентите на роторния поток (3) спрямо теглото w2:

Tr

r kkw

k )]1(ˆ),1(ˆ[)(ˆ

2

−−−=∂

∂αββ ψψψ (8)

По този начин като се заместят (7) и (8) в (6) и се приеме, че Tkkk )](),([)( βα εεε = се получава:

)]1(ˆ)()1(ˆ)([)]1(ˆ),1(ˆ)[()(2

−+−−=

=−−−=Δ

kkkkkkkkw

rr

Trr

T

αββα

αβ

ψεψεη

ψψηε, (9)

Където )(ˆ)()( kkk rr ααα ψψε −= и )(ˆ)()( kkk rr βββ ψψε −= . Уравнение (9) е добре

известният израз, използващ метода на най-бързото изкачване за настройка на теглата. Когато изразите за грешките (εα, εβ) се заместят в (9):

)1(ˆ)](ˆ)([)1(ˆ)](ˆ)([)(2

−−−

−−−=Δ

kkkkkkkw

rrr

rrr

βαα

αββ

ψψψ

ψψψη (10)

Настройката на теглата от фиг. 2 се получава съгласно уравнение (11)

)1(ˆ)](ˆ)([)1(ˆ)](ˆ)([)1(

)()1(

2

222

−−−

−−−+−==Δ+−=

kkkkkkkw

kwkww

rrr

rrr

βαα

αββ

ψψψ

ψψψη (11)

По-бързо обучение се постига чрез по-голям коефициент η, но това може да доведе до нежелани осцилации на изхода на невронната мрежа. Тъй като оценяваната скорост е пропорционална на теглото w2 съгласно (6), окончателно за оценката на скоростта се получава:

)1(ˆ)](ˆ)([

)1(ˆ)](ˆ)([)1(ˆ

)()1(ˆ)(ˆ 2

−−−

−−−+−=

=Δ

+−=

kkk

kkkT

k

Tkwkk

rrr

rrrr

rr

βαα

αββ

ψψψ

ψψψηω

ωω

(12)

)1(ˆ −krαψ

)1(ˆ −krβψ

)1( −kisα

)1( −kisβ

)(ˆ krαψ

)(ˆ krβψ

W1

W2 -W2

W1 W3

W3

- 93 -

2. Получени резултати Разработената система за управление

позволява безсензорното определяне на ъгловата скорост на ротора на асинхронна машина тип AO-90S-4, която задвижва постояннотоков генератор. Техническите данни на двигателя са дадени в Приложение. Платката eZdsp F2808™ изпълнява функциите на изчислителна платформа. Тази платка е изградена на базата на цифровия сигнален процесор (ЦСП) TMS320F2808, съвместим с Simulink®.

Напреженията и токовете на клемите на асинхронния двигател са измерени съотверно чрез Hall-токови трансдюсери тип LTS 15-NP и Hall-напреженови трансдюсери тип LV 25-P и преобразувани в координатна система, неподвижно свързана със статора – αβ [4]. Компонентите на роторния пълен магнитен поток са изчислени в реално време чрез дискретно интегриране от ЦСП. Част от получените резултати са представени на следващите фигури.

1.6 1.65 1.7 1.75 1.8-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

t, s

usα ,usβ

, V

usαusβ

Фиг.3 Зависимости на usα, usβ=f(t)

1.6 1.65 1.7 1.75 1.8-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

25

t, s

isα, isβ, A

isαisβ

Фиг.4 Зависимости на isα, isβ=f(t)

1.6 1.65 1.7 1.75 1.8-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t, s

ψrα, ψrβ

, Wb

ψrα

ψrβ

Фиг.5 Зависимости на ψrα, ψrβ=f(t)

Ъгловата скорост на вала на

асинхронната машина, измерена с тахогенератор ΩrTG и изчислена чрез адаптивната схема с еталонен модел ΩrMRAS=ωr/pp е представена на фиг. 6, където pp е броя двойки полюси на машината.

1.6 1.65 1.7 1.75 1.8-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

t, s

Ω r, s-1

Ω rMRAS

Ω rTG

Фиг.6 Зависимости на ΩrMRAS, ΩrTG=f(t)

От горната фигура се вижда, че има

добро съвпадение на резултатите, получени от измерването и от разработената адаптивна схема за ъглова скорост на вала на асинхронната машина.

4. Заключение В статията е анализиран метод за оценка

на скоростта на база невронен MRAS модел, ориентиран по пълния магнитен поток на ротора. Настройваемият модел е реализиран като невронна мрежа, а скоростта се адаптира посредством градиентен алгоритъм. Разработения модел е тестван в симулационната среда на matlab/simulink® и на реална микропроцесорна платформа на Texas Instruments – TMS320C2000.

Проведени са експериментални изследвания за преходния процес и за

- 94 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

установения режим при работа на системата, които потвърждават достоверността и работоспособността на разработените алгоритми.

ЛИТЕРАТУРА

1. Иванов Г., И. Костов, Й. Пищийски, „Сравнителен анализ на MRAS структури за оценка на скоростта в асинхронни електрозадвижвания”, Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria, “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 18, 2012, ISSN 1310 – 827, стр.33-42. 2. Минчев М., Й. Шопов, Е.Рац, Преобразувателна техника, 160стр., ISBN-10 954-323-233-4, ISBN-13 978-954-323-233-8, Авангард Прима, София, 2006г. 3. Рац Е., Минчев М., Адаптивен наблюдател на скорост на асинхронен двигател с еталонен модел с настройка по реактивна мощност, Електротехника и Електроника, 2008. 4. Спиров Д., Г. Иванов, „Мониторинг система за определяне на ъгловата скорост на асинхронната машина”, UNITECH ‘12, Gabrovo. Vol. 1, pp.104-109. 5. Akatsu K., and A. Kawamura, “Sensorless very low-speed and zero-speed estimations with online rotor resistance estimation of induction motor without signal injection,” IEEE Trans. on Industry Applications, vol. 36, No. 3, pp. 764-771, 2000. 6. Akin B., State Estimation Techniques For Speed Sensorless Field Oriented Control Of Induction Motors, Middle East Technical University, Ankara, 2003. 7. Bose B., Power Eectronics and Motor Drives - Advances and Trends, Academic press, 2006. 8. Filippich M., Digital Control of a Three Phase Induction Motor, The University of Queensland, 2002. 9. Gadoue S.,D. Giaoris, J. Finch, Low Speed Operation Improvement of MRAS Sensorless Vector Control Induction Motor Drive Using Neural Network Flux Observers, IEEE IECON 2006, Paris, pp. 1212-1217. 10. Holtz, J., Sensorless Control of Induction Motor Drives. Proceedings of IEEE, Vol. 90, 8, pp. 1359-1394, August 2002. 11. Ilas, C., A. Bettini, L. Ferraris, G. Griva, F. Profumo, Comparison of Different Schemes without Shaft Sensors for Field Oriented Control Drives, IEEE IECON, 1994, pp. 1579-1588. 12. Kar B. N., Indirect Vector Control of Induction Motor using Sliding-Mode Controller, IEEE SEISCON 2011, Chennai, pp. 507-511. 13. Krishnan R., Electric Motor Drives. Modeling, Analysis, and Control, Singapore, 2003.

14. Ma Chaozheng, Speed Sensorless Control Of 3-phase Induction Motor Using MRAS Speed Estimator, Ryerson University, Toronto, 2003. 15. Marino R., S. Peresada, and P. Tomei, “On-line stator and rotor resistance estimation for induction motors,” IEEE Trans. on Control Systems Technology, vol. 8, no. 3, pp. 570-579, 2000. 16.Nandhini Gayathri M., S. Himavathri, Sankaran, Neural Learning Algorithm Based MRAS Rotor Resistance Estimator Using Reactive Power Technique For Vector Controlled Induction Motor Drive, Journal Of Theoretical And Applied Information Technology 2012, Vol. 45 No.1, pp. 356-364. 17. Raghu T.,J. Srinivas Rao, S. Chandra Sekhar, Simulation of Sensorless Speed Control Of Induction Motor Using APFO Technique Drives, International Journal of Electrical and Electronics Engineering, vol.4, No. 4, pp 440-444, eISSN 2010-3972, 2012. 18. Szabat K., M. Kaminski, T. Orlowska-Kowalska. Robust Control of an Electrical Drive using Adaptive Fuzzy Logic Control Structure with Sliding-Mode Compensator, The International Conference on “Computer as a Tool” EUROCON 2007, Warsaw, pp. 1706-1711. 19. Tomar A., Yog Raj.Various Control Techniques for Induction Motor Drive: A Brief Insight, International Journal of Engineering research & Technology (IJERT), 2012, vol.1 Issue 5. 20. Vas, P. Sensorless Vector and Direct Torque Control. Oxford University Press, 1998. 21. Vasic V., S.N.Vukosavic, E.Levi, A stator resistance estimation scheme for speed sensorless rotor flux oriented induction motor drives, IEEE Trans. on Energy Conversion, vol. 18, no. 4, 2003, pp. 476-483. 22. Venkadasen A., S. Himavathi. Novel SNC-NN-MRAS Based speed Estimator for Sensorless Vector Controlled IM Drives, International Journal of Electrical and Electronics Engineering, eISSN 2010-3972, 2011. 23. Vonkomer J. Induction Motor Sensorless Vector Control for very wide Speed Range of Operation, IEEE Carpathian Control Conference (ICCC), Velke Karlovice, 2011, pp. 437-442. 24. Yang L., A novel Fuzzy Logic Controller for Indirect Vector Control Induction Motor Drive, IEEE Intelligent Control and Automation, 2008, Chongqing, pp. 24-28. 25. Yongdong Li. Predicitve Control of Torque and Flux of Induction Motor Drives, IEEE Power Electronics and Drives Systems, 2006, Kuala Lumpur, pp. 67-71.

- 95 -

ПРИЛОЖЕНИЕ Технически данни и параметри на

асинхронен електродвигател тип AO-90S-4: PN=1,1kW; UN=380V; IN=2,8A; f=50Hz; pp=2; nN=1410min-1; MN=7,45Nm; cosφ=0,8; Jm=0,001kgm2. Rs=7,45Ω; Rr=5.00255Ω; Lσs=0.01839H; Lσr=0.01839H; Lm=0.33475H.

Работата по статията е в съответствие с проект на НИС на ТУ-София 122ПД0031-19 от 09.05.2012 г на тема Развойна платформа за цифрово управление на асинхронно електрозадвижване.

Department of Control Systems Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dyustabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: georgi.iwanow@gmail.com

Department of Electrical Engineering University of Food Technologies – Plovdiv 26 Maritza Blvd. 4002 Plovdiv BULGARIA E-mail: dimitar_spirov@abv.bg

Постъпила на 22.02.2013 г.

- 96 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ЪГЛОВАТА СКОРОСТ НА АСИНХРОННИ ЕЛЕКТРОЗАДВИЖВАНИЯ НА БАЗА НЕВРОНЕН MRAS МОДЕЛ С РАЗМИТА АДАПТАЦИЯ НА СКОРОСТТА НА ОБУЧЕНИЕ

ГЕОРГИ ИВАНОВ, СЕВИЛ АХМЕД, ИВАН КОСТОВ

Резюме: Адаптивните системи с еталонен модел (MRAS) за оценка на скоростта се отличават със стабилност на работа в широк диапазон, сравнително проста реализация и високи динамични и статични показатели. В статията се анализира метод за оценка на скоростта на база невронен MRAS модел, ориентиран по пълния магнитен поток на ротора. Настройваемият модел се реализира като невронна мрежа и скоростта се адаптира посредством градиентен алгоритъм (backpropagation), а скороста на обучение се определя посредством размит регулатор на Мамдани. Разработеният модел е тестван в симулационната среда на MATLAB/Simulink® и инструментите на Fuzzy Logic Toolbox. Направени са изводи по отношение на точността при работа в режим по задание и компенсация на смущение, а също така и при експлоатация на електрозадвижването в областта на ниските скорости.

Ключови думи: безсензорно, скорост, оценка, асинхронен, двигател, изкуствена, невронна, мрежа

ANGULAR VELOCITY SPEED ESTIMATION OF INDUCTION DRIVES BASED ON NEURAL NETWORK MRAS MODEL WITH FUZZY

LEARNING RATE ADAPTATION

GEORGI IVANOV, SEVIL AHMED, IVAN KOSTOV

Abstract: Model reference adaptive systems (MRAS) for sensorless speed estimation are characterized with robustness and wide operating range, relatively simple implementation and high dynamic and static performance. The article analyzes evaluation method based on the speed of neural MRAS model oriented on rotor flux linkage. Adjustable model is implemented as a neural network and the speed is adjusted by gradient algorithm (backpropagation) and learning rate is determined by fuzzy logic controller (Mamdani). Developed model was tested in simulation environment of MATLAB/Simulink® and instruments of Fuzzy Logic Toolbox. Conclusions are made regarding the accuracy in tracking mode and compensation of disturbances and also during operation of electric power in low speed region.

Key words: sensorless, speed, estimation, induction, motor, artificial, neural, network

- 97 -

1. Въведение Бързото развитие на системите за

управление на електрозадвижванията в последните години се обуславя от редица фактори като усъвършенстване на силовата електроника, цифровите модули за управление (микроконтролери, сигнални процесори) и подобряване на конструкцията на електродвигателите чрез внедряване на спомагателни устройства като датчици за обратни връзки по скорост и път (тахогенератори, импулсни и кодови датчици резолвери и т.н.), по поток (почиващи на ефекта на Хол) и момент (тензодатчици монтирани в лапите на двигателя) [5]. В двигателите се монтират също така елементи на топлинна защита като термистори, позистори и т.н., освен това се предвиждат и вентилатори за принудително охлаждане. Увеличаването на производителността на микропроцесорните системи позволява заместването на електромеханичните датчици за скорост, поток и момент с изчислителни алгоритми, изискващи измерване на лесно достъпните сигнали статорно напрежение и ток [2]. Елиминирането на датчиците е предпоставка за намаляване цената на електрозадвижването, по-голяма компактност и лесна експлоатационна поддръжка, повишава сигурността, особено при работа в неблагоприятна среда и свързано с повишено налягане, температура, влажност и други [10]. Към днешна дата системите за безсензорно управление заемат междинно място между отворените системи и системите с електромеханични обратни връзки по отношение на динамична и статична точност. През последните две десетилетия особен интерес представляват алгоритмите за безсензорно управление на скоростта [2]. Известни са редица изчислителни схеми, реализирани по отворен контур и затворени наблюдатели [10, 11]. От моделите по затворен контур широко приложение намират MRAS схемите, наблюдателите, базирани на филтър на Калман, модел на Люенбергер [10, 11] и в последно време нелинейните наблюдатели, на основата на управление в режим на хлъзгане (sliding mode control) [4]. Особено перспективни се явяват невронните мрежи в оценката на скоростта и параметрите на електрозадвиж-ването [6, 11]. Като развитие в тази посока може да се отбележи и предложените невронно-размити механизми с цел повишаване стабилността на работа на тези системи в условията на шум в измерваните сигнали, вариация на параметрите на задвижването и натоварването на механичната част и работа в

областта на ниските скорости [13]. Способността на невронните мрежи за обучение и адаптация, за апроксимация на нелинейни функционални зависимости при сигналите намират приложение при решаването на много от традиционно трудните за класическите методи за управление проблеми. Невронните мрежи са известни още като универсални апроксиматори [7, 8]. Размитата логика от своя страна лесно пресъздава човешки опит и възприятия [12]. Интиутивният подход при създаване на входно-изходни взаимовръзки чрез набор от логически правила превръща размитата логика в широко предпочитана методология за управление и моделиране.

Настоящата работа съчетава двете основни техники на изкуствения интелект в невронен MRAS, който се обучава с адаптивна скорост, изчислена чрез размит лингвистичен модел.

2. Наблюдател на скоростта, базиран на невронен MRAS модел с размита адаптация на скоростта на обучение

В настоящата работа се разглежда невронен MRAS модел за оценка на скоростта, ориентиран по пълния магнитен поток на ротора, а механизмът за настройка представлява градиентен алгоритъм, в който скоростта на обучение се определя на база размита логика. Принципна схема на MRAS модел за оценка на скоростта е представена на фиг.1:

Фиг. 1. Невронен MRAS модел за оценка на скоростта по пълния магнитен поток на

ротора Еталонният и настройваемият модели

представляват съответно напреженовия и токов модели на пълния магнитен поток на ротора [11], като вторият се представя във вид на невронна мрежа и се описва съгласно уравненията [1]:

)1()1(ˆ)1(ˆ)(ˆ)1()1(ˆ)1(ˆ)(ˆ

321

321

−+−+−=

−+−−−=

kiwkTwkwkkiwkTwkwk

srrr

srrr

βαββ

αβαα

ψψψ

ψψψ (1)

rΨr

rΨr

Еталонен модел

sIr

sUr

1−Z

Механизъм за настройка

2w

ε

Настройваем невронен

модел

- 98 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

)(krβψ

където

m

rrr

cLwTcTw

cw

===

−=

3

2

1 1ωω (2)

и c=T/Tr.

Теглата w1 и w3 са константи, като се адаптира w2, което е пропорционално на скоростта с коефициент на пропорционалност стъпката на дискретизация Т. Механизмът за настройка представлява градиентен алгоритъм (backpropagation) [3] и е изведен на база критерия минимум на квадратичната грешка между изходите на еталонния модел и невронната мрежа. В съответствие с казаното по-горе корекцията на теглото в k-ия такт се получава по уравнение (3):

22 )(

wEkw

∂∂

−=Δ η (3)

където E=(1/2)ε2(k). Уравнение (3) може да се развие като се

умножи с rr ˆ/ˆ ψψ ∂∂ . Оттук следва, че за корекцията на теглото се получава:

222

)(ˆ)(ˆ

)(w

kk

EwEkw r

r ∂∂

∂∂

−=∂∂

−=Δψ

ψηη (4)

Текущата стойност на оценката на скоростта, представена в дискретен вид се определя съгласно (3) и (4), като се изразят частните производни и се вземе предвид (2) окончателно се получава:

)1(ˆ)](ˆ)([

)1(ˆ)](ˆ)([)1(ˆ

)()1(ˆ)(ˆ 2

−−−

−−−+−=

=Δ

+−=

kkk

kkkT

k

Tkwkk

rrr

rrrr

rr

βαα

αββ

ψψψ

ψψψηω

ωω

(5)

Механизмът за настройка е подробно разгледан в [1, 11]. По-големите стойности на коефициента η водят до по-голяма промяна в теглата, респективно скорост на обучение и сходимост към действителната скорост, но това може да доведе до нежелани осцилации в оценката. Един от подходите за потискане на колебанията в оценката и същевременно запазване на добра сходимост е свързан с адаптивна корекция на скоростта на обучение в зависимост от големината на градиента. За целта е разработен размит механизъм за адаптация на скоростта на обучение η като механизмът за настройка се реализира по схемата от фиг.2:

Фиг. 2. Градиентен алгоритъм за обучение на невронната мрежа с размита адаптация на

скоростта на обучение Адаптацията на скоростта на обучение се

реализира посредством размит модел на Мамдани [9], който на базата на разликата:

)1(ˆ)](ˆ)([)1(ˆ)](ˆ)([)(

−−−

−−−=

kkkkkkk

rrr

rrr

βαα

αββ

ψψψ

ψψψξ (6)

и нейното изменение ( ) ( ) ( 1)k k kξ ξ ξΔ = − − извежда стойност за скоростта на обучение η. Изходът на размития модел, представен чрез фиг. 3 участва в адаптацията на теглата на невронната мрежа в схемата на предложения MRAS модел.

Фиг. 3. Размит модел на скоростта на обучение

Входовете на размития модел на скоростта на обучение се размиват с по три Гаусови функции на принадлежност. Същият тип функции са избрани и за изходната величина η в модела на Мамдани (фиг. 4).

a)

)k(rαψ

wΔ

)(krβψ)(kαε

)(kβε

Z-1

Z-1Размит модел

η

)k(ˆ rαψ

)k(ˆ rβψ

2wE

∂∂

Z-1

- 99 -

б)

в)

Фиг. 4. Разположение на размитите множества за входните а) и б) и изходната в)

величини Лингвистичните стойности за входовете

на размития модел са означени със “small”, “medium” и “big”, които съответстват на ниски, средни или големи стойности на променливите ( )kξ и ( )kξΔ .

Логическите правила, заложени в размития модел на скоростта за обучение, са представени в Табл. 1.

Таблица 1 Логически правила при моделиране на скоростта

на обучение

( )kξΔ

( )kξ

small medium big

small medium fast fast

medium slow medium fast

big slow slow medium

Логическите правила, зададени чрез

Табл. 1, съответстват на общоприетия запис, който представя причинно-следствената (if-then, ако-то) връзка между входно-изходните величини [3]:

1) if ( )kξ is small and ( )kξΔ is small

then η is medium

2) if ( )kξ is small and ( )kξΔ is medium

then η is slow

3) if ( )kξ is small and ( )kξΔ is big

then η is slow

M

9) if ( )kξ is big and ( )kξΔ is big

then η is medium

Предложеният алгоритъм за адаптация на скоростта на обучение чрез размит модел на Мамдани е реализиран чрез Fuzzy Logic Toolbox (FLT) на MATLAB/Simulink®. Разположението на функциите на принадлежност съответства на фиг. 4. Правилата дефинирани в Табл. 1 са въведени чрез редактора на FLT, а за операциите „И“ (“AND”), “ИЛИ“ („OR”), импликация, агрегация и деразмиване са избрани следните методи (Табл. 2):

Таблица 2 Параметри на размития модел

„И“ „ИЛИ“ Импли-кация

Агрега-ция

Дераз-миване

min max prod sum centroid

3. Симулационни изследвания и резултати Симулационните изследвания и

верификация на предложените модели се реализират в средата на MATLAB/Simulink® чрез следния програмен модел:

MRAS Speed Estmator by Neural Rotor Flux Model and fuzzy Learning Adaptation

t

To Workspace1

wk

ReferenceFrame

wm

Mechanical AngularVelocity Estimation

is_ba

us_bawm

MRAS_NNFLRA

us_abc

wk

Tm

is_v u

us_v u

wm

Induction MotorModel

Compare Estimationand Actual Velocity

Clock

v s_abc

3-phaseVoltage Supply

Load

.

Фиг. 5. Модел за безсензорно определяне и

верификация на скоростта на АД

Градиентният алгоритъм за настройка на теглото w2 с управляем коефициент на скоростта на обучение е представен на фиг.6:

1dw2

z

1

Unit Delay2

z

1

Unit Delay1

z

1

Unit Delay

Scope3

Product4

Product3

Product1

Fuzzy Logic Controller

2yr^_ba

1yr_ba

Фиг. 6. Механизъм за настройка на теглото w2

с адаптация на скоростта на обучение

Изследвана е работата на разработения модел за оценка на скоростта в режим на

- 100 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

следене и компенсация на смущение. За целта се използва модел на двигател тип АД-90S-4, с каталожните параметри, представени в [1] и се управлява по честотния закон U/f n, а смущението се представя като промяна в натоварването на машината. На фиг.7 и фиг.8 са представени преходните процеси при пускане на АД, като скоростта от модела на двигателя се отбелязва като actual speed, MRAS модела базиран на невронна мрежа – MRASNN, а модифицирания MRAS модел с адаптивна скорост на обучение се бележи като MRASNNFLRA. Трябва да се отбележи, че при MRASNN скоростта на адаптация – η е твърдо заложена като стойност – 0.01, докато при MRASNNFLRA се размива в границите η=0.00001÷0.1

0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

156.8

156.85

156.9

156.95

157

157.05

157.1

157.15

157.2

157.25

t, s

ω, s

-1

actual speed

MRASNN

MRASNNFLRA

Фиг. 7. Преходни процеси при пускане на АД

0.067 0.068 0.069 0.07 0.071 0.07280

81

82

83

84

85

86

87

t, s

ω, s

-1

actual speed

MRASNN

MRASNNFLRA

Фиг. 8. Преходни процеси в началния участък

при пускане на АД

Интерес представлява поведението на синтезирания наблюдател при промяна на натоварването, представено на фиг.9. За разглеждания случай машината се развърта ненатоварена като в момента t=1.5s се прилага номинален съпротивителен момент (Мс= Мсн), а в третата секунда Мс= 0.5Мсн.

Оценка на работата на наблюдателя се прави и в режим на следене като заданието за скоростта на двигателя се променя стъпално през равни интервали - 380V/50Hz и 190V/25Hz.

Резултатите от това изследване се представят на фиг.10 като заданието се изменя на всяка секунда.

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

155.8

156

156.2

156.4

156.6

156.8

157

t, s

ω, s

-1

actual speed

MRASNNFLRA

Фиг. 9. Преходни процеси при промяна на

натоварването

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

t, s

ω, s

-1

actual speed

MRASNNFLRA

Фиг. 10. Преходни процеси при промяна на

заданието на скоростта

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

2.6

2.7

2.8

2.9

3

3.1

3.2

t, s

ω, s

-1

actual speed

MRASNNFLRA

Фиг. 11. Преходни процеси при ниска скорост и

промяна в натоварването

Важен показател за оценка устойчивостта на работа на невронния MRAS наблюдател на скоростта с размита адаптация на скоростта на обучение е при задания около и по ниски от 1Hz. В тази връзка на фиг. 11 е представена графика на преходния процес при ъглова скорост на полето на машината 3.14 rad/s и промяна на натоварването.

- 101 -

Като количествен показател за работата на синтезирания модел за оценка на скоростта ( miω ) се използват средноквадратичната (εmse) и максималната (εmax) грешки (Табл.3) получени по формули:

|)ˆmax(|

)ˆ(

max

1

2

mimi

n

imimi

mse nωωε

ωωε

−=

−=∑= , ni ÷=1 (7)

където с n се бележи броят на изчисленията. Таблица 3

MRAS MRASNN MRASNNFLRA

εmse 0.632 0.0013 0.00014 εmax 4.156 0.5628 0.2429

4. ЗаключениеВ настоящата статия е представен

невронен оценител на скоростта на асинхронен двигател. Схемата за оценка е резлизирана посредством MRAS модел, базиран на двуслойна невронна мрежа с градиентен метод за обучение. Акцентът в статията е поставен върху адаптивната скорост на обучение, която се основава на размит модел с два входа и участва в процедурата за актуализация на теглата на невронния MRAS. Необходимостта от променлива скорост в избрания градиентен обучаващ алгоритъм е обусловена от специфичната динамика на изследвания обект и от изискванията за точност на оценката.

Проведените симулационни изследвания доказват необходимостта от прилагане на адаптивна скорост на обучение с оглед подобряване на сходимостта и намаляване на нежеланите осцилации в оценката на ъгловата скорост на машината.

ЛИТЕРАТУРА

1. Иванов Г., Д. Спиров, Оценка на ъгловатаскорост на асинхронни електрозадвижвания на база невронен MRAS модел, Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria, “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013, ICETS TECHSYS 2013.

2. Михов М. Р., Системи за управление наелектрозадвижванията, ТУ-София, София, 2009г.

3. Петров М., А. Топалов, А. Танева, Н.Шакев, Методи на изкуствения интелект в системите за управление, Пловдив, 2009.

4. Boldea I, C. Lascu, F. Blaabjerg, „A Class ofSpeed-Sensorless Sliding-Mode Observers for

High-Performance Induction Motor Drives”, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol. 56, no. 9, September 2009, pp.3394-340

5. Bose B., Power Eectronics and Motor Drives -Advances and Trends, Academic press, 2006.

6. Bose B., Neural Network Applications in PowerElectronics and Motor Drives – An Introduction and Perspective. IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 54, No.1, pp.14-33, 2007.

7. Funahashi K., On the approximate realisation ofcontinuous mapping by neural networks. Neural Networks 2, 1989, pp. 183–192.

8. Hornik K., M. Stinchcombe, H. White,Multilayer feedforward networks are universal approximators, Neural Networks, Volume 2, Issue 5, 1989, pp. 359-366, ISSN 0893-6080, 10.1016/0893-6080(89)90020-8.

9. Mamdani E. H., Application of fuzzy logic toapproximate reasoning using linguistic synthesis, IEEE Transactions on Computers 26(12): pp. 1182-1191, 1977.

10. Tarchala G., M. Dybkowski, T. Orlowska-Kowalska, Analysis of the chosen speed and flux estimators for sensorless induction motor drive, International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), pp. 525-530, 2011.

11. Vas P., Sensorless Vector and Direct TorqueControl. Oxford University Press, 1998.

12. Zadeh L., Fuzzy sets. Information and Control,8: pp. 338-353, 1965.

13. Zerikat M., Fuzzy-neural networks controller-based adaptation mechanism for sensorless induction motor drives. IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 54, No.1, pp.14-33, 2007.

Работата по статията е в съответствие с проект на НИС на ТУ-София 122ПД0031-19 от 09.05.2012 г на тема Развойна платформа за цифрово управление на асинхронно електрозадвижване.

Department of Control Systems Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dyustabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: georgi.iwanow@gmail.com E-mail: sevil.ahmed@tu-plovdiv.bg E-mail: ijk@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 04.03.2013 г.

- 102 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

СРАВНИТЕЛЕН АНАЛИЗ НА МЕТОДИТЕ ЗА ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА СИЛА В 2D М ЕЛЕКТРОННО

ИЗМЕРВАНЕ РАЗХОДА НА ТЕЧНОСТ ИЛИ ФЛУИД

ГОРАН ГОРАНОВ, ИСКРЕН КАНДОВ, ВАЛЕРИЯ АЯНОВА

Резюме: Подхода който се предлага за измерване на количество течност, или флуид е комбиниран и се базира на използването на сензори за налягане, или сензор за измерване обороти на турбина. В основата на системата е, възможността за дистанционно отчитане на данните, както и по-прецизното измерване. Ключови думи: измерване на течности, комбиниран метод за измерване

ELECTRONIC MEASUREMENTS OF LIQUIDS

GORAN GORANOV, ISKREN KANDOV, VALERIA AYANOVA

Abstract: Approach which is available for measuring the amount of liquid is combined and is based on the use of pressure sensors and sensor to measure rpm turbine. The basis of the system is the possibility of remote sensing data and a more precise measurement.

Key words: water measurement, complex method of measuring liquids

1. Въведение Механичните системи използвани за отчитане

за разхода на течности имат висок рисков фактор от повреда. Също тъка този тип разходомери лесно могат да бъдат манипулирани което е голям техен недостатък. Разработената система в доклада се базира на използването на електронни модули за по-точно отчитане на изразходеното количество течност или флуид. Използването на такива модули се обуславя с необходимостта от прецизно отчитане и намаляване на повредите.

Предложен е алгоритъм за измерване и визуализация и реализация с микроконтролер.

2. Описание на методите за измерване. Система за измерване на количество

изразходена вода, базирано на сензори за налягане.

Характерно за този тип измерване е, че се използват сензори за отчитане промяната на

налягането в единица обем.[4,5]. При преминаване на течност към измервателната площ(в конкретният случай тръба), течността премината през сензор, който отчита налягането на входа и съответно на изхода. Стойностите от двата сензора трябва да са еднакви, когато има максимално отваряне и преминаване на течността. Системата за отчитане може да се настрои по-няколко начина, да визуализира разликата в стойностите на двата сензора, и да показва стойностите на сензорите по отделно.[5,6]

Прекъсвайки потока на течността от единият към другият край в средата на измервателната тръба, входният сензор отчита голяма стойност на налягане, докато изходният ще бъде с по-малка или нулева стойност. По-този начин системата установява прекъсването на потока на течността.

- 103 -

Фиг. 1. Система за измерване на базата на

сензори за налягане

При отчитане на количеството течност се взима предвид и време за което течността достига от първият сензор до вторият. Дължината на измервателната тръба, както и нейната структура оказват влияние. Препоръчително е да се използва непроводим материал, за да не внася смущения в системата. Такъв тип системи за измерване на изразходено количество вода, се характеризират с ниска точност, и в по-голям брой от случаите се комбинират с механични системи.

Комбинирани системи за измерване на

количество течност Комбинираният тип системи се налагат

поради по-високата си точност на измерване, и по-трудното им манипулиране. Те се базират на електрически и механични модули, чиято блокова схема е показан на фиг.2

Фиг. 2. Блокова схема на комбинирана система за измерване на течност

Системата за обработка, комбинира

информацията от сензорите за налягане и механичната система. Един от основните недостатъци на този тип системи е, че при наличието на механика, вероятността от повреди се увеличава. Също така и материалите от който се изготвят механичните системи променят своята форма в следствие на механичните движения. Сам по себе си този факт налага коригиране на получените резултати с течение

на определено време. Друг недостатък на този тип смесени системи е, че се наблюдава разлика между стойността на сензорите за налягане, и механичната система при увеличаване на налягането. Обяснението на това явление е в по-високата точност на сензорите за налягане, и за да се избегне това разминаване е необходимо да се направят голям брой измервания при различни налягания, и въвеждане на коефициент за корекция.[4,5].

3. Разработка на електронен модул за измерване на количество течност

Подхода който се предлага за измерване на количество течност, или флуид е комбиниран и се базира на използването на сензори за налягане и оптичен сензор за измерване обороти на турбина. В основата на системата е, възможността за дистанционно отчитане на данните, както и по-прецизното и воденото от иновации измерване. Блоковата схема на разработеното устройството е представена на фиг.3.

Фиг. 3. Блокова схема на нова система за

измерване на течност

Системата се състой от два броя сензори за налягане, като единият е на входа, другият на изхода. Също така имаме и механична система(перка), която служи за измерване и за създаване на въртящ момент необходим за генераторния блок на напрежение. Блок генератор представлява постоянно токов генератор, който преобразува механичната енергия в електрическа.Тази енергия се използва за захранване на CPU блок, както и за до зареждане на батериен източник на напрежение. Блок CPU представлява микропроцесорен блок, който служи за обработка и съхранение на информацията. Микропроцесорният блок се базира на PIC16F874, като избора на точно този контролер се обуславя с наличието на 8-битов аналогово- цифров преобразувател, ниската

- 104 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 4. Алгоритъм на работа на микропроцесора консумация на ток в режим на покой, както и малкият брой инструкции необходими за

- 105 -

неговото програмиране. [3,4] с помощта на микропроцесора се управлява блока за визуализация, който представлява LCD дисплей.

За реализация на такъв тип система за измерване на течности е необходимо да се предвиди и температурата на измерваната течност. В конкретният случай се измерва вода, като се вземе под внимание че при повишаване на температурата на водата, плътността и намалява

В предлаганият вариант се измерва изцяло студена вода, и не е необходимо пресмятане на корекционен коефициент.[1,2,4,6]

Измерването и получаването на информация за количеството преминала вода, се осъществява с помощта на оптичен сензор, който брой броя завъртания на механичната перка.Изходът на сензора е импулсен, като броя на импулсите съответства на броя измерени обороти на механичната перка. Този тип измервания е много разпространен и с изключително висока точност при отчитане. Информацията подадена от сензора се обработва от микроконтролера и визуализира на LCD дисплеи.

Програмното осигуряване, и разработката на алгоритъма на работа на системата са така оптимизирани, че винаги може да бъдат добавяни и други сензори за отчитане, както и системи за дистанционно отчитане на дадените показатели.

Идеята при проектирането на това схемно решение, е за отчитане на изразходено количество течност, като се използва водната енергия за генериране на електроенергия чрез преобразуването и. По този начин се постига увеличаване на живота на батерията, което е предимство при разработката на устройства с батерийно захранване. Друго предимство е използването на микропроцесор с помощта на който може чрез добавянето на допълнителен модул, да се отчитат резултатите дистанционно.

4. ЗаключениеЧрез извършеният подробен анализ на

видовете и начините за измерване на разхода на количество течност или флуид, се достигна до извода, че като най-лесен и сравнително точен метод се определя комбинираният базирайки се на факта, че при него информацията се получава от два напълно независими източника. Предимството към което е ориентирана разработката, е добавянето на допълнителни модули, както за измерване чрез използването на други сензори, така и за дистанционното отчитане на получените резултати.

Цялостното изграждане и оразмеряване на електронният водомер е в процес на доработка, като основната насока в сегашната реализация е изцяло ориентирана върху програмното осигуряване.

ЛИТЕРАТУРА

1. Александров, А. - Полупроводникови елементи и интегрални схеми, Екс-Прес-2012г.

2. Асенов, А. -Измерване на разхода нафлуиди,-София 2007г.

3. Кенаров, Н. - Млад конструктор част I,Варна-2003г.

4. Wiley, J. - Sensors and signal conditioning- 2001г.

5. Wilson, J. - Sensor Technology Handbook -2004г.

6. www.autoshop101.com/forms/h35.pdf - sensorsand pressure sensing – 2013г.

Department of Electrical Engineering Technical University–Gabrovo, 4 Hadji Dimityr St. 5300 Gabrovo BULGARIA E-mail: g_goranov@bitex.bg E-mail: iskren.kandov@gmail.com E-mail: val_gb12@mail.bg

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 106 -

Copyright 2013 by Technical University

Journal of the Technical UniversityPlovdiv branch, Bulgaria“Fundamental Sciences and Applications”International Conference Engineering, Technologies and SystemTECHSYS 2013BULGARIA

ПРИЛОЖЕНИЯ И ВЪЗМОЖНОСТИ НА

СПЕЦИАЛИЗИРАНИЯ ЕЗИК

ПРОЕКТИРАНЕ В

ГОРАН

Резюме: Програмирането и използването на различни

всеки програмист. Това зависи от неговият опит ползвана

чужд опит и др. Най често се изпозва близки по структура и логическа подреденост

програмни средства. Разпространена възможност за проек

Advanced Boolean Expression Languageлогическите формати за уравнения и таблици на истинност също и формат за

частично описание на състоянието чрез граф В допълнение към това може да се

използва и за описване на тестови вектори

структура езикът е близък до асемблер

Ключови думи: VHDL, VERILOG, ABEL, JHDL, OPENVERA, CPLD, Xilinx

APPLICATION AND CAPABILANGUAGE FOR DESIGNI

GORAN GORANOV

Abstract: The use of differentprogrammer. It depends of the programmer’s skills. languages, but nevertheless can easily teachAdvanced Boolean Expression Language (ABEL)language includes as logical formats description with graphs. In additionfor inputs and expected outputs.

Key words: VHDL, VERILOG, ABEL, JHDL, OPENVERA, CPLD, Xilinx

1. Въведение В областта на цифровата техника често се

използват хардуерно ориентирани езици за

програмиране (HDL), намиращи приложение

при програмиране на цифрови вериги цифрова

логика). Описват се логическите операции на

веригата, структурата и организирането й както

и има възможност за тестване и изследване чрезсимулация. HDL езиците са стандартни текстово

by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310

Journal of the Technical University – Sofia , Bulgaria

tal Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and SystemTECHSYS 2013

ПРИЛОЖЕНИЯ И ВЪЗМОЖНОСТИ НА

СПЕЦИАЛИЗИРАНИЯ ЕЗИК ABEL ЗАПРОЕКТИРАНЕ В XILINX CPLD XC9500

ГОРАН ГОРАНОВ, ИСКРЕН КАНДОВ

Програмирането и използването на различни езици и подходи е индивидуално за

всеки програмист Това зависи от неговият опит, ползвана елементна база познаване на

чужд опит и др Най често се изпозва близки по структура и логическа подреденост

програмни средства Разпространена възможност за проектиране в Xilinx XC9500 еAdvanced Boolean Expression Language (ABEL), които включва едновременно

логическите формати за уравнения и таблици на истинност, също и формат за

частично описание на състоянието чрез граф. В допълнение към това, ABEL може да се

зползва и за описване на тестови вектори- шаблони за входове и очаквани изходи Като

структура езикът е близък до асемблер.

VHDL, VERILOG, ABEL, JHDL, OPENVERA, CPLD, Xilinx

PLICATION AND CAPABI LITY OF ABEL LANGUAGE FOR DESIGNI NG IN XIL INX CPLD

XC9500

GORAN GORANOV, ISKREN KANDOV

use of different languages and approaches in programming is individualIt depends of the programmer’s skills. In fact the programmers cannot

can easily teach languages which are closer in structure andAdvanced Boolean Expression Language (ABEL) is a language used for design in Xilinx XC9500

as logical formats for equations and truth tables also and formats for partially state In addition, ABEL can also be used for description of the test

As a structure the ABEL language is similar to assembler.

VHDL, VERILOG, ABEL, JHDL, OPENVERA, CPLD, Xilinx

В областта на цифровата техника често се използват хардуерно ориентирани езици за програмиране намиращи приложение

ериги (цифрова логика Описват се логическите операции на веригата структурата и организирането й, както и има възможност за тестване и изследване чрез

езиците са стандартни текстово

- базирани изрази от пространствената и

преходна структура на режима на работа на

електронните системи. За разлика от повечето

други софтуерни програмни езици езиците

включват определена система за време която е

основна характеристика на хардуера През

1983г. Data-I/O представя Той е

разработен с цел да описва логически програмни

устройства и е бил основно използван за

. ISSN 1310 - 8271

International Conference Engineering, Technologies and System

ПРИЛОЖЕНИЯ И ВЪЗМОЖНОСТИ НА ЗА

XILINX CPLD XC9500

езици и подходи е индивидуално за база, познаване на

чужд опит и др Най често се изпозва близки по структура и логическа подреденост тиране в Xilinx XC9500 е

които включва едновременно логическите формати за уравнения и таблици на истинност също и формат за частично описание на състоянието чрез граф В допълнение към това, ABEL може да се

шаблони за входове и очаквани изходи. Като

VHDL, VERILOG, ABEL, JHDL, OPENVERA, CPLD, Xilinx

LITY OF ABEL INX CPLD

individual for each fact the programmers cannot know all possible

structure and logical order. Xilinx XC9500. The

formats for partially state test-vector – patterns

similar to assembler.

базирани изрази от пространствената и ра на режима на работа на

електронните системи За разлика от повечето други софтуерни програмни езици, HDL езиците включват определена система за време, която е основна характеристика на хардуера. През

представя ABEL[6]. Той е цел да описва логически програмни

устройства и е бил основно използван за

- 107 -

структура на автомати с определени състояния. През 1987г., по молба от министерството на отбраната на САЩ се разработва VHDL (VHSIC Hardware Description Language), като VHSIC означава Very High Speed Integrated. За няколко години двата езика VHDL и Verilog се оказват доминиращи HDL езици за проектиране в областта на цифровата електроника, които постепенно изместват по-ранни версии на HDL. В същото време VHDL и Verilog притежават много ограничения[5,7]: Никой HDL не е подходящ за симулация на аналогова и аналого-цифрова верига. Никой не притежава езикови конструкции за

програмиране на рекурсивно генерираните логически структури. Липсва възможността за оптимизация на

логическите зависимости, което на практика създава предпоставка за използването на голям ресурс макроклетки или конфигурационни логически блокове. Езикът ABEL има своите предимства

въпреки доминиращите по използване VHDL и Verilog. Този HDL език вече две десетилетия се използва с успех от много програмисти на PLD структури. След серии постижения, ABEL сега се притежава от Xilinx Inc.

2. Описание на ABEL

ABEL-HDL е хардуерен език за програмиране, който поддържа входни променливи заедно с уравнения от високо ниво, граф на състоянията и таблици на истинност. ABEL компилатора продуцира файлове за симулация и файлове за вграждане на структури в PLDs или FPGAs. ABEL-HDL проектирането позволява да бъде преобразуван в друг формат в зависимост от използваната програмируема среда. Всеки ред в ABEL-HDL файла трябва да

спазва следните синтактични правила[4]: - На един ред се побират до 150 символа; - Редът завършва чрез добавянето на нов

ред (hex 0A), чрез вертикално разделяне (hex 0B), чрез нов формат (hex 0C);

- Думите и цифрите са разделени с единично място. Изключения от това правило са списъци с идентификатори, разделени със запетаи, където изрази идентификатори или числата са разделени от операторите;

- Може да се оставя пространство за коментари, блокове и фактическите обстоятелства. Например, ако ключовата дума MODULE се въведе като

MOD_ULE, тя се разглежда като два идентификатора, MOD и ULЕ;

- Идентификаторите като имена и етикети може да са с главни или малки букви, но са зависими от това (keys sensitive);

- Всички големи и малки букви и други символи са валидни и се използват. Приложими са следните: a - z (малки букви), A - Z (големи букви), 0 - 9 (цифри), <space, <tab>, ! @ # $ ? + & * ( ) - = + [ ] ; : ' " ` \ | , < > . / ^ %.

Съществуват специални думи (команди), които са запазени за идентификатори. Те не могат да се използват като имена на модули, изводи, константи и макроси (таблица1). Използваните оператори са разделени на категории съответно логически, математически, присвояващи и изразяващи връзка. Примери за използването на операторите и пояснение към тях са дадени в фиг.1.

Таблица 1 Команди в ABEL

async_reset, case, declarations, device, else, enable (obsolete) end endcase endwith equations external flag (obsolete) functional_block fuses goto if in interface istype

library macro module node option pin property state state_diagram state_register sync_reset test_vectors then title trace truth_table when with

По долу е посочен пример – умножение на

две двоични числа, което може да се реализира чрез преместване на ляво, толкова пъти, колкото разреда е числото. Използваният алгоритмът е показан на фиг.2, тои е познат и използван в контролери, които нямат хардуерно умножение. Прави се по битово умножение на две 4 битови числа X = x3x2x1x0 и Y = y3y2y1y0, като в последствие частичния резултат се събира отново по битове за получаване на 8 разреден резултат, т.е. продукта е Р=X.Y. Тази функция е

- 108 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

комбинационна, което значи че може да се реализира с логически елементи.

Фиг. 1. Описание на операторите

Фиг. 2. Алгоритъм за умножение на две числа.

Представеният блоково алгоритъм би могъл да се реализира чрез използването на логически елементи И – ИЛИ, но неговата сложност ще изисква ресурс и време. Разработената програма за умножение, показана по долу дава представа как с по малко действия и време може да се реализира умножение на две N- битови числа. Примера е за 4 битови числа, но с промяна на кода се постига умножение на примерно 8 битови числа или по големи. Module mul4x4 title '4x4 Combinational Multiplier' X3..X0, Y3..Y0 pin; P7..P0 pin istype 'com'; P = [P7..P0]; PC1 = Y0 & [0, 0, 0, 0,X3,X2,X1,X0]; PC2 = Y1 & [0, 0, 0,X3,X2,X1,X0, 0]; PC3 = Y2 & [0, 0,X3,X2,X1,X0, 0, 0]; PC4 = Y3 & [0,X3,X2,X1,X0, 0, 0, 0]; equations P = PC1 + PC2 + PC3 + PC4; End mul4x4 Чрез настоящата разработка са представени

възможностите и гъвкавостта на ABEL. Използван е софтуерен продукт на фирмата

XILINX – Xilinx Fundation[1,2], като посоченият умножител и много други цифрови модули (комбинационни схеми, комбинационни блокове, броячи, и др.) са реализирани в CPLD – лабораторно проектирана и разработена система XC95108PC84-15 - фиг. 3. Функционирането на умножителя е потвърдено, чрез симулация от вградения симулатор на Xilinx Fundation – фиг.4. Първоначално са подадени стойности на входовете x3-x0 и y3-y0 DEC 8x8, BIN 1000 х 1000. Получава се резултат P = DEC 64, BIN 01000000. Получения резултат има възможност да се визуализира на светодиодна индикация.

Фиг. 3. Разработена тестова платка.

Фиг. 4. Симулация - умножение на две 4 битови

числа.

- 109 -

3. Заключение

Специализирания език ABEL се използва не само от фирмата XILINX но и от Lattice [1]. Той притежава адаптивност и структура с ясно изразен алгоритъм и операции. Лесното структуриране позволява на проектанта да разработва и реализира бързо цифрови схеми. Осигуряването на отделни цифрови модули позволява използването им като макроси в будещ цифров дизайн. Работата със софтуера на Xilinx е улеснена и сведена в три стъпки[4]: въвеждане на логическата зависимост (схематично или с VHDL, ABEL - редактор); имплементиране – преобразуване във файл удобен за програмиране и програмиране на *.jed файла.

ЛИТЕРАТУРА

1. ABEL design manual - Lattice SemiconductorCorporation, 5555 NE Moore Ct. Hillsboro, OR 97124 (503) 268-8000, March 2003

2. Barbacci, M., Grout S., Lindstrom, G.,Maloney, M.P. - "Ada as a hardware description language : an initial report," Carnegie-Mellon Univ., Dept. of Computer Science, 1984.

3. D. Van den Bout, "The Practical XilinxDesigners Lab Book 1.5", Prentice Hall, Upper Saddle River, 1999.

4. Foundation Series 2.1i User Guide , Chapter 5,Design Methodologies - HDL Flow, available on the Xilinx website.

5. J. Wakerly, - "Digital Design", 2nd Edition,Prentice Hall, Upper Saddle River, 2000.

6. J. Mermet - Fundamentals and Standards inHardware Description Languages (Springer Verlag, 1993).

7. Using Verilog to Create CPLD DesignsXILINX XApp 143 2001.

Department of Electrical Engineering Technical University–Gabrovo, 4 Hadji Dimitar St. 5300 Gabrovo BULGARIA E-mail: g_goranov@bitex.bg E-mail: iskren.kandov@gmail.com

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 110 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРИЛОЖЕНИЕ НА ПРОТОКОЛ CNDEP – 485 ПРИ МРЕЖА ОТ СЕНЗОРИ ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА

ТЕМПЕРАТУРА

ГРИША СПАСОВ

Резюме: В доклада е представен протокола CNDEP-485, проектиран за обмен на данни в разпределени вградени системи и неговото използване в мрежа от сензори за измерване на температура. Той е част от многослойна система клиент/сървър за разпределено измерване и управление. Представени са формата на съобщенията, речника на протокола и правилата за обмен. Ключови думи: разпределени вградени системи, мрежи от сензори, проектиране на протоколи

APPLICATION OF CNDEP - 485 PROTOCOL IN SENSORS’ NETWORK FOR TEMPERATURE

MEASURING

GRISHA SPASOV

Abstract: The paper presents a custom-developed protocol (CNDEP-485 - Controller Network Data Extracting Protocol for RS 485) for data access in distributed embedded systems and its application for temperature measurement in sensor network. The protocol is designed as a part of Multi-tier Client/Server System for Distributed Measurement and Control. The Message formats, the protocol vocabulary and the communication rules are described.

Key words: Distributed Embedded Systems, Sensor Networks, Protocol Design and Implementation

1. Въведение В индустриалните мрежи един от

популярните и широко използвани интерфейси е RS-485. Той е съвместно разработен от Асоциацията на електронната промишленост EIA (Electronics Industries Association – EIA 485) и Асоциацията за промишлена телекомуникация TIA (Telecommunications Industry Association), като са дефинирани електрическите характеристики на съобщителната среда, приемниците и предавателите, но не се посочват протоколи за достъп и предаване на данни [1, 3].

Интерфейсът RS-485 се използва като физически слой в индустриални мрежи за множествен достъп на сравнително големи разстояния (до 1200м) при зашумена електрическа среда [1]. За изграждането му се препоръчва използването на екранирана усукана двойка, върху която се реализира балансиран диференциален интерфейс (съобщителен канал) със специални приемници и предаватели – фигура 1. Както е показано на фигурата при всички устройства се спазва последовател-ността на свързване като А се свързва с А и

- 111 -

съответно В с В, където А и В са двете жила на кабела. Така реализираният канал е полу-дуплексен. Това означава, че в даден момент от време само едно устройство може да предава, а всички останали да приемат, като реда на предаване се определя от главното устройство (master). Броят на подчинените устройства (slave) зависи от използваните приемници. Един стандартен предавател може да се натовари с 32 стандартни приемника (с входно съпротивление 12кΩ) [2].

Фиг. 1. (a) Екранирана усукана двойка. (b)

Свързване на устройства. (с) Терминиране на линията и свързване на приемниците и

предавателите. Върху така изграденият физически слой

могат да се реализират различни протоколи, което е предпоставка за проектиране и изграждане на различни мрежи приложими предимно в полевият слой на индустриалните мрежи [2].

2. Описание на протокола CNDEP-485 Протоколът CNDEP-485 е вариант на

протокола CNDEP реализиран върху физически слой RS-485. Тъй като CNDEP е предназначен основно за работа при мрежи от контролери свързани в локална мрежа (Eternet, WiFi) и с приложения базирани на TCP/IP протоколен стек [7, 8], при използване на интерфейса RS-485 той е променен. Протоколът CNDEP-485 е създаден за приложения в полевият слой при свързване на мрежи от контролери, или интелигентни сензори, към интернет базирани автоматизирани системи посредством използва-нето на шлюз (Gateway) – фигура 2 [4, 5, 6]. Чрез него се реализира управлението на сензорите

(контролерите) и извличането на данните от тях. Така интеграцията към интернет се реализира в шлюза, което позволява в сензорите да се използват евтини 8 битови микро-контролери с малки изчислителни възможности. В показаната на фигура 2 мрежа като шлюз се използва индустриално РС (VIA EPIA Mini-ITX) със специализиран софтуер, който реализира „master‟ функционалността на CNDEP-485 от една страна и взаимодействието с по-горният слой към TCP/IP мрежата. Тъй като в тради-ционната архитектура на РС компютрите не е предвиден интерфейс RS-485, тук се използва конвертор на RS-232 (com портовете на РС) в RS -485, който за по-голяма шумозащитеност разделя галванично двата интерфейса.

Фиг. 2. Свързване на мрежа от контролери към

интернет посредством шлюз (Gateway).

Комуникацията и обмена на данни в мрежата от сензори с протокол CNDEP-485, се инициализира (стартира) само от шлюза (master устройството) с подаване на заявка към конкретен контролер (slave устройство). Когато подчинено устройство разпознае адреса си връща съответния отговор за определено време (фигура 3), като протоколното взаимодействие е от типа заявка/отговор.

Фиг. 3. (a) Взаимодействия заявка/отговор. (b)

Общ вид на обменяните съобщения.

- 112 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Всяко съобщение се състои от: стартов байт; байт номер на контролера, за който е отправена командата; байтове за данни и краен байт. Байтовете за данни могат да отсъстват или да присъстват в различен брой и проявления, които описват номер на команда, номер на функция, параметър за конфигуриране, стойност на параметър, код на грешка и други. Структурата на заявка и отговор е показана на фигура 3. (b). Началото на командата и отговора започват с ASCII символа STX (start of text - 02), a краят им - с ETX (end of text - 03). Всяко от байтовите полета трябва да бъде декодирано, за да се определи идентификационния номер на команда, на функция, на отговор. Полето command-ID съдържа идентификационен номер на CNDEP команда, като команди с номера 0 и 255 са TEST (първата винаги връща OK, а втората ERROR). Команди с номера от 1 до 127 са GET заявки, а такива с номера от 128 до 254 – SET заявки. Това разделение е направено с цел по-лесно разграничаване на различните механизми за комуникация. Някои от номерата на команди са запазени за специфични услуги, а останалите са за бъдещо привързване на услуги – таблица 1.

Таблица 1. Команди на CNDEP-485 Command-ID Meaning

TEST 0 TEST (OK)

255 TEST (ERROR) GET

1 Get Temperature 2 Get Humidity 3 Get Temperature Options 4 Get Humidity Options 5 Get Heater Options 6 Get Cooler Options 7 Get Image 8 Get Image Options 9 Get Lights Options 10 Get Security Alarm Status 11 Get Fire Alarm Status

122-126 Get User Data 127 Reserved

SET 128 Reserved

Test: Тази команда се използва за проверка на свързаността с контролера и работоспособността на протокола. GetTemperature: Предефинирана команда за извличане на температура. Няма допълнителни настройки.

GetHumidity: Предефинирана команда за извличане на относителна влажност. Няма допълнителни настройки. Тъй като предложеният протокол е асиметричен, сървърната и клиентската част изпълняват различни процедури. Сървърната част („Master‟) трябва да декодира получените заявки, да изпълни командата и да формира и изпрати съответния отговор. На фигура 4 е показана Диаграма на състоянията на работата на сървърната част.

Фиг. 4. Диаграма на състоянията на CNDEP -

485 ‘Master’. 3. Реализация на мрежа от сензори за

измерване на температура Реализацията на мрежа базирана на RS-485

(показана на фигура 2) за измерване на температура в закрити помещения включва конвертор RS-232 <–> RS- 485 и контролери (интелигентни сензори) за измерване на температура. На фигура 5 е представена блоковата схема на конвертора RS-232 <–> RS- 485. Конверторът преобразува асинхронния биполярен интерфейс RS-232 в балансиран диференциален интерфейс RS-485, затова в реализацията му са включени преобразувател за RS-232 и преобразувател за RS-485 с вътрешно оптично галванично разделяне. Схемата на конвертора е реализирана само с дискретни елементи.

Фиг. 5. Конвертор RS-232 <–> RS-485.

Интелигентните сензори за измерване на температура са базирани на микро-контролера PIC18F252 и температурния сензор TCN75 на фирмата Microchip – фигура 6. Тъй като в микро-контролера е вграден сериен интерфейс тип USART, то свързването към мрежата става чрез преобразувателя (RS-485<->RS-232)

- 113 -

MAX485. За свързване на температурния сензор към микро-контролера е използван серийния интерфейс I2C. Интервалът на измерваната температура е от -55 до +125ºС. Освен за измерване, в сензора може да се зададе и прагово ниво на температурата, така че при превишаването му да се задейства изхода INT (светва светодиода D7 за достигнато прагово ниво).

Фиг. 6. Интелигентен сензор за измерване на температура.

Разработена е тестова програма за локално стартиране на мрежата от сензори за измерване на температура от страна на шлюза. На фигура 7 е представен графичният интерфейс на тестващата програма. Чрез нея могат да се задават: скоростта на обмен в мрежата, режимите на работа на сензорите, праговите нива на температурата в сензорите, да се визуализира измерваната температура на избран сензор.

Фиг. 7. Графичен интерфейс на тестовата програма.

4. ЗаключениеВ доклада е представен протокола CNDEP-

485, предназначен да се използва в полевият слой на мрежи от контролери, или интелигентни сензори при свързването им към интернет базирани автоматизирани системи посредством използването на шлюз (Gateway).

Напревен е преглед на формата на съобщенията, речника на протокола и правилата за обмен.

Представена е мрежа от интелигентни сензори за измерване на температура

управлявана чрез CNDEP-485 и тестова програма от страна на шлюза за стартиране, задаване режимите на работа и тестване на сензорите.

ЛИТЕРАТУРА

1. Igor Bélai, Peter Drahoš, “THE INDUSTRIALCOMMUNICATION SYSTEMS PROFIBUS AND PROFInet, ”Applied Natural Sciences”, 2009, pp. 329 – 336.

2. DJIEV, S.” Industrial Networks for Communication and Control”, http://anp.tusofia.

bg/djiev/PDF%20files/Industrial%20Networks.pdf. Viewed on July 2009.

3. I. Akyildiz, W. Su, Y. Sankarasubramaniam, andE. Cayirci, “A survey on sensor networks,” IEEE Communication Magazine, Vol. 40, No. 8, August 2002, pp. 102-114.

4. Kwang-il Hwang, Jeongsik In, NhoKyung Park,Doo-seop Eom, “A Design and Implementation of Wireless Sensor Gateway for Efficient Querying and Managing through World Wide Web”, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 49, No. 4, NOVEMBER 2003, pp. 1090 – 1096.

5. Koopman, P., "Embedded system security,"Computer , vol.37, no.7, pp. 95-97, July 2004.

6. Michael BOROVICKA, “Design of a Gatewayfor the Interconnection of Real-Time Communication Hierarchies”, Technischen Universit¨ at Wien, Institut fur Technische Informatik, Treitlstr, 2003.

7. N. Kakanakov, I. Stankov, M. Shopov, and G.Spasov, "Controller Network Data Extracting Protocol – design and implementation," Proc. CompSysTech, 2006, pp.III-A.14-1-6.

8. N. Kakanakov and M. Shopov, "Evaluatingcontroller network data extracting protocol for embedded devices," in Proc. ELECTRONICS, Sept. 2006, Book 3, pp. 15-20, ISBN: 954-438-566-6.

Department of Computer Systems and Technologies. Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: gvs@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 05.03.2013 г.

- 114 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

РОБАСТНО УПРАВЛЕНИЕ НА ЧЕТИРИРОТОРЕН ХЕЛИКОПТЕР

ХРИСТО ГЕНДОВ, ПЕТКО ПЕТКОВ

Резюме: В работата се разглежда синтезът на робастна система за ъглова стабилизация на миниатюрен четирироторен хеликоптер. Изведен е линеаризиран модел на хеликоптера с входна мултипликативна неопределеност, за който с помощта на µ-синтеза е получено управляващо устройство с две степени на свобода. Дадени са честотните характеристики на затворената система, които потвърждават постигането на желаното качество на системата. Описан е синтеза на тримерен ПД-регулатор, с помощта на който се постига желаното положение на хеликоптера в тримерното пространство. Показани са резултатите от симулирането на нелинейната затворена система, които потвърждават ефективната работа на робастния регулатор при наличието на смущаващи моменти по трите оси на въртене. Ключови думи: четирироторен хеликоптер, робастно управление, µ-синтез

ROBUST CONTROL OF A QUAD-ROTOR

HRISTO GENDOV, PETKO PETKOV

Abstract: In this work, the design of a robust control system for attitude stabilization of a miniature quad-rotor is presented. A linearized model of the quad-rotor with input multiplicative uncertainty is derived for which a two-degree-of-freedom µ-controller is determined. The closed-loop frequency responses confirm that the desired performance of the system is achieved. A 3D PID-controller is used to achieve the desired position of the quad-rotor in the space. Simulation results for the nonlinear closed-loop system are shown which confirm the efficient work of the robust controller under the presence of disturbance torques along the three rotation quad-rotor axes.

Key words: quad-rotor, robust control, µ-synthesis

1. Увод В последно време се наблюдава значителен

интерес към разработването на миниатюрни летателни апарати, с помощта на които могат да се решават различни задачи с гражданско и военно предназначение. От гледна точка на теория на управлението и задачите за управление в реално време значителен интерес представлява четирироторния хеликоптер, който може да се използва за откриване и наблюдение

на явления в условия, когато използването на друг тип летателни апарати е затруднено (тесни градски улици, разрушени сгради и т.н.). Четирироторният хеликоптер е снабден с четири витла, задвижвани от електродвигатели, инерциално измервателно устройство и контролер с вградена система за управление. Въпросите, свързани с проектирането и моделирането на четирироторни хеликоптери са разгледани в редица литературни източници, напр. [1], [2], [3], [5], [6]. На фиг. 1 е показан

- 115 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

четирироторния хеликоптер, разработен в кат. Системи и управление при ТУ – София.

Фиг. 1. Четирироторен хеликоптер

В настоящата работата се разглежда

задачата за синтез на робастна система за ъглова стабилизация на миниатюрен четирироторен хеликоптер. Изведен е линеаризиран модел на хеликоптера с входна мултипликативна неопределеност, за който с помощта на µ-синтеза е получено управляващо устройство с две степени на свобода. Дадени са честотните характеристики на затворената система, които потвърждават доброто следене на заданията и подтискането на смущаващите въздействия в желания честотен диапазон. Описан е синтеза на тримерен ПД-регулатор, с помощта на който се постига желаното положение на хеликоптера в тримерното пространство. Показани са резултатите от симулирането на нелинейната затворена система, които потвърждават ефективната работа на робастния регулатор при наличието на смущаващи моменти по трите оси на въртене.

2. Модел на четирироторния хеликоптер с неопределеност

Математическият модел на четирироторния хеликоптер се извежда при някои опростяващи предположения. По-специално, приема се, че корпусът на хеликоптера е абсолютно твърдо тяло, чието постъпателно и ъглово движение се описва с уравненията на Нютон-Ойлер, дадени по-долу.

= − − sin +

= − + sin cos + / = − + cos cos + /

(1)

= − / + / = − / + !/ = − / + "/

(2)

= + sin tan + cos tan

= cos − sin % = &'() *+,' -. + &+,' *+,' -.

(3)

В тези уравнения u, v, w са линейните скорости по осите X, Y и Z на свързаната с тялото координатна система, p, q и r са ъгловите скорости, ϕ, θ, ψ са Ойлеровите ъгли, X, Y, Z са силите по съответните оси, L, M, N – моментите около тези оси, Ixx, Iyy, Izz – инерционните моменти, а m е масата на апарата. Силите по трите оси се определят от изразите

/ = /012 = 012 = 012 − 3 където компонентите Xfus, Yfus, Zfus отчитат силите на челното съпротивление при движението на хеликоптера във въздушната среда, а

3 = 34 + 35 + 36 + 37 (4)

е сумата от теглителните сили на двигателите. Теглителните сили на отделните двигатели се апроксимират достатъчно точно с квадратични зависимости от съответните скорости на въртене,

34 = 8945, 35 = 8955, 36 = 8965, 37 = 8975 (5)

където b е коефициент, определен за работната точка, в частност за режима на висене на хеликоптера. Подобно на това се приема, че съпротивителните моменти при движението на витлата зависят квадратично от скоростите на въртене, т.е. ;4 = <=945, ;5 = <=955;6 = <=965;7 = <7975 (6) Тъй като динамиката на двигателите е значително по-бърза от динамиката на хеликоптера, тя се пренебрегва и ъгловата скорост на витлата се приема пропорционална на съответните управляващи сигнали,

94 = >?495 = >?596 = >?697 = >?7 (7)

- 116 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Управляващите сигнали на двигателите са получени чрез широчинно-импулсна модулация и се измерват в проценти от максималната ширина на импулсите.

Ъгловите моменти се определят от зависимостите

= −@AB 94 −95 +96 −97

+< −35 + 37 + !CD! = @AB 94 −95 +96 −97

+< 34 − 36 + !CE" = −;4 + ;5 − ;6 + ;7 +!CF

(8)

където @AB е общият инерционен момент на всяко едно от витлата, d е разстоянието между осите на витлата и центъра на масата на хеликоптера, a !CD ,!CG,!CF са смущаващите моменти по съответните оси на апарата. Уравненията на четирироторния хеликоптер се линеаризират числено, като се използва нелинейния модел в Simulink™ и се прилага функцията linmod от MATLAB™. За целта предварително се определят параметрите за установен режим на работа на хеликоптера, за какъвто се приема режима на висене. При този режим постъпателните и ъгловите скорости на хеликоптера се нулеви, а теглителните сили на витлата са еднакви и сумата им компенсира теглото на апарата. Тези теглителни сили се получават за постоянни управляващи сигнали на двигателите. В резултат се получава линеен модел от 9-ти ред

= = H= + I J K<LMNO= = P= + Q J K<LMNO

(9)

= = [, , , , , , , , %]

K = [?4, ?5, ?6, ?7] <LMN = [!CD,!CG,!CF] където A, B, C, D са матрици със съответните размерности.

Уравнения (9) се представят в честотната област като

= M = T=1UC M V K M<LMN MW(10)

където предавателната матрица на хеликоптера T=1UC M се определя от матриците H, I, P, Q. За отчитане на грешките от апроксимация и немоделирана динамика е разработен модел с неопределеност. Уравнение (10) представлява номиналния модел на хеликоптера. Към всеки управляващ сигнал е добавена входна

мултипликативна неопределеност във вида (1 + YZ), като |YZ| < 0.1, L = 1, . . . ,4

Така зададена неопределеността е честотно независима и във всяка компонента на управлението може да достигне до 10 %. За предавателната матрица на линеаризирания модел с неопределеност се получава

T M = T=1UC ` + <La Δ, 6 където

Δ = <La Y4, Y5, Y6, Y7 е матрицата на неопределеността. Описанието на обекта се задава с уравнението

= T M J K<LMNO (11)

След въвеждане на = [ ]u dG G G , уравнение (11)

се представя като

= T1K + TC<LMN (12)

където uG и dG са предавателните матрици по

управлението и по смущаващите моменти.

3. µ-синтез на управляващо устройство

Фиг. 2. Затворена система с изисквания към

качеството

Структурната схема на затворената система, включваща тегловните функции на качеството, е показана на фиг. 2. Целта на синтеза е да се намери управляващо устройство K с две степени на свобода, за което поведението на затворената система да бъде максимално близко до поведенеито на желания модел M в присъствието на смущаващи въздействия dist и неопределености в модела на хеликоптера. С оглед минимизиране на влиянието между каналите на управление, предавателната матрица на желания модел се избира като диагонална матрица

! = <La c4,c5,c6 (13)

- 117 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

чийто елементи са избрани като

c4 = c5 = c6 = 46d2de5×6×g.`2e4(14)

Тегловната предавателна матрица на

качеството

ch M = 0.9 4gjd2e44gjd2e4gjk 6×6 (15)

се избира така, че да осигури близост между затворената система и модела в нискочестотния диапазон, където смущаващите въздействия имат максимален ефект. Тегловната матрица на управляващите въздействия

c1 M = 2.10m6 5.4gjn2e46.4gjo2e4 7×7 (16)

се избира така, че да ограничи високочестотните съставки на управляващите въздействия.

µ-синтезът на управляващото устройство се извършва с функцията dksyn от програмната система MATLAB™. Минималната стойност на структурираната сингулярна стойност µ се получава след три итерации и е равна на 0.740, т.е., затворената система постига робастно качество при разглежданата неопределеност.

4. Свойства на затворената система

Фиг. 3. Честотни характеристики на затворената система и модела

На фиг. 3 са показани сингулярните

стойности на предавателната матрица на затворената система (от заданията към изходите) съвместно с честотните характеристики на желания модел. Вижда се, че тези характеристики съвпадат в диапазона до 10 rad/s, което осигурява желаното поведение на системата в достатъчно широка честотна лента.

На фиг. 4 и 5 са показани честотните характеристики на изходната и входната

чувствителност (с пунктир са дадени честотните характеристики на съответните тегловни функции). От фиг. 4 се вижда, че потискането на смущаващите въздействия на изхода на системата е около 35 dB, т.е., над 50 пъти.

Фиг. 4. Честотни характеристики на

изходната чувствителност

Фиг. 5. Честотни характеристики на входната

чувствителност 5. Синтез на регулатор на пространственото

положение

При условие, че ъгловото положение на четирироторния хеликоптер е стабилизирано, преместването му в пространството може да се осъществи с три ПД регулатора, изходите на които се добавят към изходите на регулатора за стабилизация. ПД регулаторите се проектират на базата на апроксимирано описание на движението на центъра на масата. Приема се, че ъглите φ и θ са малки и за линейните скорости

, , ,[ / ]x y zV V V m sв земна координатна система

се получава апроксимираната зависимост

10−2

10−1

100

101

102

−100

−80

−60

−40

−20

0

20

Closed−loop singular value plot

Frequency (rad/s)

Sin

gula

r V

alue

s (d

B)

10−2

10−1

100

101

102

103

−100

−50

0

50

Singular value plot of the output sensitivity function

Frequency (rad/s)S

ingu

lar

Val

ues

(dB

)

10−2

10−1

100

101

102

103

−20

−10

0

10

20

30

40

50

60

70

80

Singular value plot of the input sensitivity function

Frequency (rad/s)

Sin

gula

r V

alue

s (d

B)

- 118 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

pD = qrMqrM%pG = − qrM%pF = qrMqrM

(17)

където

= s + qrMqrM (18)

а [/M5] е земното ускорение. Пренебрегвайки някои от силите по оста Z , които са малки в сравнение с теглителните сили на роторите3 ["] се получава

≈ −3 . (19)

Изразите (19) и (18) показват, че желаната позиция по осите /, , може да се постигне чрез промяна на ъгъла на атака θ и на ъгъла на крена φ . Уравнения (17) дават идеята към входовете на двигателите да се приложат и изходите на ПД регулаторите ?F = u>h4v@w0 − x − >C4pFy/ qrMqrM?D = u>h5v@w0 − x − >C5pDy/ qrMqrM%

?G = u>h6v@w0 − x − >C6pGy/qrMш(20)

където , ,ref ref refx y z са заданията за

позицията на хеликоптера, >h4, >h5, >h6-коефициентите на пропорционалност и >C4, >C5, >C6 - коефициентите на диференциране. Чрез знаменателите в (20) приблизително се декуплират ъгловото и надлъжното движения на хеликоптера, което позволява независимо да се управлява позицията по /, , осите. Управленията по позиция ?F, ?D , ?G се добавят към съответните изходи на µ -регулатора. Параметрите на регулаторите (20) в случая са избрани като

>h4 = −0.4,>h5 = −0.1,>h6 = 0.3 >C4 = −0.3,>C5 = −0.5,>C6 = 0.6

Знаците на коефициентите са избрани така, че да се осигури устойчивост на системата.

6. Симулиране на нелинейната система

Преходните процеси на нелинейната затворена система с µ-управляващо устройство се получават използвайки SimulinkТМ – модела на обекта. Смущаващите въздействия по осите X и Y са избрани като !CD = 0.1 sin 0.2рN ,!CG = 0.05sin 0.16рN

Смущаващият момент Mdz по оста Z е избран като поредица от алтернативни по знак стъпаловидни въздействия с амплитуда 0.08 Nm и честота 0.025 Hz. Управляващите въздействия, получени с линейното управляващо устройство, се добавят към стойностите на тези въздействия, определени за установения режим на работа (режима на висене). Уравненията се интегрират с метода за интегриране на „твърди“ диференциални уравнения ode23tb с променлива стъпка на интегриране.

Фиг. 6. Изменение на ъгъла на крена

Фиг. 7. Изменение на ъгъла на тангажа

На фиг. 6, 7 и 8 са показани съответно ъглите на крена, тангажа и лъкатушенето при нулеви задания за положението в хоризонталната равнина и височина на полета 5 m. Вижда се, че в съответствие с честотните характеристики, показани на фиг. 4, смущаващите въздействия се потискат повече от 50 пъти на изхода на системата. С това се илюстрира високото качество на процесите в затворената система. Съществено е да се отбележи, че тези преходни процеси се получават при управляващи въздействия, които не надхвърлят зададените ограничения.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100-4

-3

-2

-1

0

1

2

3x 10

-3

t (sec)

φ (r

ad)

Roll angle

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100-2

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5x 10

-3

t (sec)

θ (r

ad)

Pitch angle

- 119 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 8. Изменение на ъгъла на лъкатушене

Фиг. 9. Траектория на движение на хеликоптера в хоризонталната равнина

На фиг. 9 е показана траекторията на движение на хеликоптера в хоризонталната равнина под действието на указаните смущаващи въздействия. Отклоненията от зададената точка на висене са под 0.2 m което потвърждава добрата работа на системата за управление.

6. ЗаключениеВ работата са представени резултатите от

синтеза на робастен регулатор за управление на четирироторен хеликоптер. Симулирането на нелинейната затворена система с този регулатор показва, че той успешно потиска смущаващите въздействия и осигурява приемливо качество на преходните процеси. Следващата задача е вграждането в микроконтролер и изпълнението в реално време на получения закон за управление. Благодарност. Изследванията, представени в статията, са финансирани по докторантски договор 121пд0085-08 с НИС при Технически университет – София. Авторите благодарят на рецензента за направените бележки, които помогнаха за подобряване на текста.

ЛИТЕРАТУРА

1. Boubdallah, S., Siegwart R. Design and controlof a miniature quadrotor. In: Valavanis, K.P. (Ed.): Advances in Unmanned Aerial Vehicles, pp. 171-210. Springer , 2007.

2. Kim, J., Kang, M.-S., Park, S. Accuratemodeling and robust hovering control for a quad-rotor VTOL aircraft. J Intell Robot Syst, Vol. 57, 2010, 9-26.

3. Nonami, K., Kendoul, F., Suzuki, S., Wang,W., Nakazawa, D. Autonomous Flying Robots. Unmanned Aerial Vehicles and Micro Aerial Vehicles. Springer, Tokyo , 2010.

4. Gu, D.-W., Petkov, P.Hr., Konstantinov, M.M.Robust Control Design with MATLAB ™. Springer-Verlag, London , 2005.

5. Shakev, N.G., Topalov, A.V., Kaynak, O.,Shiev, K.B. Comparative results on stabilization of the quad-rotor rotorcraft using bounded feedback controllers. J Intell Robot Syst, Vol. 65, 2012, 389-408.

6. Yu, Y., Ding, X. A quadrotor test bench for sixdegree of freedom flight. J. Intell Robot Syst, Vol. 68, 2012, 323-338.

Department of Systems and Control Technical University of Sofia, 8 Kliment Ohridski Blvd. 1000 Sofia BULGARIA E-mail: h_gendov@tu-sofia.bg E-mail: php@tu-sofia.bg

Постъпила на 12.03.2013 г.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5x 10

-3

t (sec)

ψ (

rad)

Yaw angle

-0.2 -0.15 -0.1 -0.05 0 0.05 0.1 0.15-0.15

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

0.2

x (m)

y (m

)

X-Y motion

- 120 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ХАРМОНИЦИ ПРИ РЕКУПЕРАЦИЯ

ИЛКО ТЪРПОВ

Резюме: В доклада са разгледани и анализирани хармоничните съставящи на тока и напрежението при рекуперация на електрически мотрисни влакове „Дезиро” на фирма Simens експлоатирани в парка на БДЖ. Също така са дадени някои от най-важните резултати от извършените измервания и съответни препоръки за оптимизиране на електроенергийните разходи в компанията. Ключови думи: рекуперация, хармоничен анализ, БДЖ, фактор на мощността

HARMONICS AT RECUPERATION

ILKO TARPOV

Abstract: In the report are considered and analyzed harmonics of current and voltage at recuperation of the Simens company`s electric motor trains "Desiro" operated in the park of the Bulgarian Railways. Also, there are some of the most important results of the measuring and recommendations to optimize electricity costs in the company.

Key words: recovery, harmonic analysis, BDZ, power factor

1. Въведение С навлизането през 2008 г. на нов модерен подвижен състав от четвърто поколение в парка на БДЖ възникна и въпроса за влиянието на хармоничните съставящи на тока и напрежението при рекуперация върху системата за електроснабдяване. Както знаем източници на хармоници в ЕМВ „Дезиро”са нелинейните товари, а именно: четириквадрантния преобразувател, спомагателните изправители, тяговия трансформатор и други елементи. Хармониците се разпространяват по контактната мрежа (КМ) и по този начин влошават работата на други устройства. Предизвикват допълнително загуби на електроенергия, поради скин ефект в кабелите и трансформаторите. Хармониците на напрежението се предизвикват от хармониците на токовете през съпротивленията на захранващите вериги и се разпространяват по

захранващата мрежа. Причинените падове на напрежение в КМ се наслагват върху синусоидата на захранващото напрежение и го деформират. В резултат на това изкривеното синусоидално напрежение се подава на всички налични електрически транспортни средства в съответната фидерна зона. Изкривяването на формата на напрежението Uh на даден хармоник е пропорционално на съпротивлението Zh и ток Ih за същият хармоник в КМ видно от (1).

.h h hU Z I (1)

където Uh е напрежението на съответния хармоник; Zh - съпротивлението на съответния хармоник; Ih - токът на съответния хармоника.

- 121 -

Генерираните хармоници се разпространяват по цялата фидерна зона на КМ, а от там и към електроенергийната система. Икономическите ефекти в повишените нива на хармониците могат да се търсят в: - увеличаване разхода на електроенергия; - намаляване срока на експлоатация на трансформатори и тягови двигатели; - преоразмеряване на обзавеждането; - смущения в комуникационната апаратура и др. Доказано е, че при 10% увеличение на общото хармонично изкривяване на напрежението U с 18% намалява срока на служба на тяговите асинхронни двигатели и с 5% на тяговите трансформатори, а общите загуби се увеличават с 6% [2]. Поради посочените причини трябва да се разгледа по-специално влиянието на ЕМВ върху КМ при реализиране на регенеративно спиране с цел толериране или не на подобни състави от страна на ДП "НКЖИ".

2. Същинска част За получаване на реалните стойности на

електрическите параметри при рекуперация бе извършено измерване в направления от Пловдив към Асеновград, Хисар, Карлово, Септември и Стара Загора в период от месец 01.2012 г. до м. 01.2013 г. Записа на данните се осъществи с анализатор на качеството на електроенергията UMG604 производство на фирма JANITZA Elektrik. Уреда позволява да се направи измерване на хармоничните съставящи по ред на Фурие до 40 номер. За нуждите на измерването са използвани токовия и напреженовия измервателни трансформатори на входа на ЕМВ, веднага след пантографа. По този начин ще се отчита цялостното влияние на тяговия електрически подвижен състав (ТЕПС) върху КМ при реализиране на електрическо спиране с връщане на енергия в мрежата. Получената информация от анализатора е обработена със софтуер Gridvis. Програмата осреднява и запаметява получените резултати, като най-малкия интеграционен интервал е 60 секунди. Имайки предвид динамиката на процесите при експлоатация се наложи да се направят измервания в реално време за да се получат по-прецизни резултати за стойностите на електрическите показатели за качеството на енергията при някои от спиранията.

Оценката за хармоничните изкривявания на формата на токовете и напреженията на отдадената енергия ще направим, като използваме показателите

коефициент на мощност Км (PF), пик-фактор, мощност на линейните изкривявания, хармоничен спектър и стойност на хармоничните изкривявания.

Коефициента на мощност или power factor (PF) се изразява с (2).

1cosMPKS

(2)

където Р е активната мощност;

S - пълната мощност; ν - коефициентът на деформация на

вълната; φ1-ъгълът между вектора на тока и

вектора на напрежението. Разликата между Км и сosφ1 е в това, че

първият коефициент отчита наличието на хармонични съставяци в разпространяващата се енергия, докато втория касае само синусоидални величини и отчита изоставането на първия хармоник на тока спрямо първия хармоник на напрежението. На Фиг. 1 може да се проследи големината на рекуперативния ток и стойността на сosφ1.

Фиг. 1. Ток на рекуперация и сosφ1 Въпросната несинусоидалност се отчита

от коефициента на деформация на вълната- ν. При ток без хармоници ν е равно на 1.

1 1

2 21 об

I II I I

(3)

където I е ефективната стойност на тока;

I1 - ефективната стойност на първия хармоник на тока;

Iоб - общата ефективна стойност на висшите хармонични в кривата на тока.

Пълната стойност на променливия ток I

ще се определя от израза:

2 2 2a r нхI I I I (4)

където Ia е активният ток ;

- 122 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Ir - реактивният ток; Iнх - ток на нечетните хармоници.

1 1cos , sina rPI I I IU

(5)

В този случай с повишаване на ν и cos

се цели минимизиране на допълнителните загуби, тъй като те зависят не само от квадрата на пълния ток, но и от големината на коефициента на мощност. Когато измереният Км е по-малък от измерения cos, това означава, че има наличие на хармонични съставящи в КМ. Големината на паразитния високочестотен ток се запазва постоянна при различни натоварвания, затова висок коефициент на мощност се получава при по-високите товари, което предполага коефициент на деформация ν близък до 1.

Реализирането на рекуперация генерира големи токове, които намаляват действието на високочестотните съставящи, тъй като тогава ν клони към 1 [1].

На Фиг. 2 е реализирано рекуперативно спиране от 100 до 0 km/h и е постигната максимална стойност на тока от 33 А.

Фиг. 2. Ток на рекуперация и върната енергия

Несинусоидалната форма на тока I и

напрежението U, може да се представи, като сума от една синусоида с честота 50 Hz и други синусоиди с по-висока честота кратни на основната. Отношението на тази по-висока честота към основната определя номера на хармоника (h), а ефективните стойности на тока и напрежението са:

2

1h

hI I

, 2

1h

hU U

(6)

където Ih и Uh са ефективните стойности на тока и напрежението на съответните хармоници.

Изкривяванията на синусоидалната

форма на вълната внасяни от всеки отделен хармоник можем да определим с процентното отношението на хармоника от ред h, към

сигнала с основна честота (7). По този начин, като изразим амплитудата на всеки хармоник във функция от неговата честота се получава хармоничен спектър.

1

% 100 hh

III

, 1

% 100 hh

UUU

(7)

Формата на вълната на I и U при

стартиране на процеса рекуперация е показана на Фиг. 3.

Фиг. 3. Форма на вълната на напрежението U

и тока I при рекуперация

Когато отношението на амплитудните стойности на тока Imax и на напрежението Umax към техните ефективна стойност е по-голямо или по-малко от 2 , също се счита, че има наличие на изкривявания т.е. хармоници. Това съотношение е познато като пик-фактор.

max

2ефII , max

2ефUU (8)

където Imax и Umax са амплитудните стойности на тока и напрежението;

Iеф и Uеф – ефективните стойности на тока и напрежението.

При несинусоидални режими пик-

фактора може да бъде от 1,5 до 2, а в критични ситуации може да достигне и дори да надхвърли стойности от 5. Измерени стойности на пик-фактора са показани на Фиг. 4.

Фиг. 4. Стойности на пик-фактора(-) и тока(-)

В началото на диаграмата се вижда, че пик-фактора измерен за една минута достига

- 123 -

стойности до 4 и 5 при стойности на ток на рекуперация 5 А.

Пренапреженията от хармонични съставящи трябва да бъдат ограничавани под определени критични стойности при установени и динамични процеси, като регенеративното спиране. В противен случай задействат защитната апаратура и представляват проблем от гледна точка на експлоатацията, отколкото на безопасността и сигурността при движение на влаковете. За отбелязване е факта, че за целия период на експлоатация до момента не са констатирани изключвания на захранващото напрежение от появата на пренапрежения вследствие реализиране на рекуперация.

Наличието на хармонични съставящи в захранващата мрежа създава допълнителна мощност на изкривяване или т.нар. деформационна мощност D.

2 2 2( )D S P Q (9)

Тази деформационна мощност, както и реактивната компонента увеличава загубите и намалява преносната способност на захранващата мрежа. Поради посочените причини изследванията в тази посока трябва да продължат и да се установи влиянието на другите видове локомотиви върху КМ.

Други важни критерии са общите хармонични изкривявания THD (Total Harmonic Distortion), които изразяват степента на изкривяванията (10), влияещи върху тока и напрежението и приема стойности по-малки или равни на 1.

2

2

1

hh

i

ITHD

I

,

2

2

1

hh

u

UTHD

U

(10)

Той също се използва за определяне на съдържанието на хармоници в мрежата. Отчита се в %.

Фиг. 5. Минутни стойности на THDi и енергията от рекуперация

Докато общите хармонични изкривявания на напрежението са в порядък на 2 ÷ 5% то при общите изкривявания на тока процентите достигат до 250% по време на

рекуперация. На Фиг. 5 са показани усреднените стойности за 1 минута на THDi и върнатата енергия в мрежата.

При известна пълна ефективна стойност на тока се използва формула (11).

2

1

1iITHDI

, 12

11 i

II THD

(11)

Като заместим получения израз последователно в (3) и (2) ще получим за коефициента на мощност израза (12).

12

cos1

M

i

KTHD

(12)

Израза (12) ни дава зависимостта на коефициента на деформация-ν от общите хармонични изкривявания THD.

3. ЗаключениеВ заключение може да се каже, че ЕМВ

„Дезиро” на „Сименс” не създават хармонични съставящи на тока и напрежението извън приетите стандарти. Направените измервания дават възможност за започване на разговори за компенсиране на превозвачите при реализиране на рекуперативно спиране. Железопътната инфраструктура, както и изпълнителна агенция „Железопътна администрация” трябва да създават стимули с коино да поощряват експлоатирането на високотехнологични състави.

ЛИТЕРАТУРА

1. Павлов Г. Изследване на преобразуватели сизкуствена комутация в електрически подвижен състав с неавтономно захранване, хабилитационен труд, ВТУ Т. Каблешков, София, 2006.

2. Schneider Electric Ръководство за електрически уредби.

VTU "T.Kableshkov" –Sofia, 158 Geo Milev St. 1574 Sofia BULGARIA E-mail: stsb_plovdiv@abv.bg

Постъпила на 15.02.2013 г.

- 124 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ИЗСЛЕДВАНЕ НА ЕЛЕКТРОМАГНИТНАТА СЪВМЕСТИМОСТ НА АСИНХРОННИ

ЕЛЕКТРОЗАДВИЖВАНИЯ СЪС СИНУСОИДАЛНИ ФИЛТРИ В МАТЛАБ СРЕДА

ИВАН КОСТОВ, ГЕОРГИ ИВАНОВ

Резюме: В статията са показани резултати от оценката на хармоничния състав на напрежението в изхода на преобразувателя на честота в асинхронни честотни електрозадвижвания. Получен и анализиран е хармоничният състав на напрежението на трифазен захранващ преобразувател на честота със синусоидална ШИМ и силов синусоидален филтър. Достоверността на получените резултати е потвърдена с помощта на симулационни процедури на верификация чрез синтез и по експериментален път. Получените по експериментален път резултати са сравнени с резултати от моделиране. Дадени са насоки на бъдещи изследвания. Ключови думи: асинхронен двигател, синусоидален филтър, ЕМС.

STUDY ON ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY OF INDUCTION DRIVES WITH SINUSOIDAL FILTERS IN MATLAB

ENVIRONMENT

IVAN KOSTOV, GEORGI IVANOV

Abstract: The article shows the results of the evaluation of the harmonic composition of the output voltage of the frequency converter in the frequency controlled induction motor drives. Obtained and analyzed the harmonic composition of the three-phase AC voltage frequency converter with sinusoidal PWM and power sine-wave filter. Accuracy of the results is confirmed with simulation verification procedures by synthesis and experimental way. Experimentally obtained results were compared with results from simulations. Here are directions for future research.

Key words: induction, motor, sine-wave filters, EMC.

1. Въведение Асинхронните двигатели (АД), работещи

с преобразуватели на честота (ПЧ) са поставени в условия на експлоатация, различни от тези при експлоатация с напрежението на захранващата мрежа [3,4,6]. Това води до отклонение в

качеството на преобразуване на енергията в двигателите [5]. ПЧ имат безспорни предимства, но и редица недостатъци, незабележими на пръв поглед. Сред тях са високата скорост на нарастване на напрежението и тока в изхода на преобразувателя. За да се осигурят оптимални

- 125 -

динамични характеристики и да се намали нивото на загубите, ПЧ работят с правоъгълни импулси със стръмни фронтове на нарастване - типично 15kV/ms и 2kA/ms. Колкото по-кратко е времето на превключване, толкова по-малко количество топлинна енергия ще разсейва силовият ключ. При по-добър температурен режим и по-малки габарити и тегло на ПЧ нараства нивото на електромагнитните смущения, възникващи при комутацията. До неотдавна синусоидални филтри се поставяха само на мощни и свръхмощни устройства с мотива, че не е изгодно маломощните устройства да се усложняват и оскъпяват излишно. Към днешна дата ситуацията е променена. Нивото на хармониците, генерирани от ПЧ, е регламентирано с редица стандарти - IEEE519, EN55022, CISPR22. Прякото въздействие на модулираното напрежение се изразява в ускорено износване на изолацията и лагерите, намаляване на въртящия момент, увеличаване на вибрациите и нагряването на намотката на двигателите. Независимо че съвременните ПЧ имат вградени мрежови филтри и оптимизирана топология на сигналните и измерителните вериги, в редица приложения работата им не съответства на стандартизационните изисквания. Именно по тази причина се използват външни синусоидални филтри, които могат да бъдат от активен и пасивен тип. Те подобряват параметрите на ЕЗ защото притежават редица предимства: - подтискат високочестотните компоненти; - увеличават допустимата дължина на използвания захранващ кабел; - допускат използването на неекраниран кабел; - не излъчват вредни електрически и електромагнитни емисии; - позволяват избягване на текущите пикове в напрежението; - намаляват шума на двигателите; - позволяват експлоатацията на стари двигатели; - удължават живота на лагерите; - подобрява се топлинният режим на машините.

Като недостатъци на филтрите може да бъде посочено, че: - големите дросели, използвани във синусоидалните филтри, понякога се нуждаят от компенсация; - ПЧ трябва да осигури по-високо напрежение на входа на филтъра, поради пада на напрежение (5-30%) в него; - активните синусоидални филтри изискват отделно електрозахранване и софтуер.

Целта на статията е да се получи количествена интегрална оценка на показатели

на захранващото напрежение на АД в електрозадвижвания с ПЧ. В статията са представени резултати от реализирани симулационни процедури и извършени експерименти за количествена оценка на хармоничния състав на напрежението на асинхронни двигатели, захранвани с преобразуватели на честота със синусоидална ШИМ. Модулационната честота на изследването е постоянна и равна на 5 kHz, изходното напрежение на ПЧ е неизменно, изходната честота на напрежението на двигателя е между 50 Hz и 120 Hz. Извършено е допълнително изследване за влиянието на пасивни силови филтриращи елементи върху хармоничния състав. Процедурите са осъществени чрез модели за интегрална оценка на хармоничния състав на модулирано напрежение и за синтез на захранващо напрежение. Моделите са разработени с математични методи на синтез на основата на класическата теория на хармоничния анализ [3], потвърдени със симулиращи програми и чрез експерименти. Крайните резултати са представени в графичен вид.

2. Синтез на модулирани периодични сигнали За оценка на хармоничния състав на

захранващото напрежение на двигателя са разработени симулационни модели на електрозадвижване (ЕЗ) и еквивалентна лабораторна установка – фиг. 1, състоящи се от трифазен захранващ източник на напрежение ПЧ със синусоидална ШИМ, трифазен синусоидален филтър SF, измервателна платка NI6809 и АД с номинални данни и параметри от [1].

Моделът на честотното асинхронно електрозадвижване се състои от идеализиран трифазен източник на модулирано променливо напрежение, силов синусоидален филтър и асинхронен двигател. Захранващият източник работи със синусоидална ШИМ, модулационна честота fc = 5 kHz и максимална стойност на постоянното напрежение UDC = 310V. Синусоидалният филтър е с параметри: RL = = 0.15 Ω; L = 30 mH; C = 1 μF. Ефективната стойност на фазното напрежение след филтъра е 124 V при 50 Hz. Моделът на AД с PN = 750 W; UN = 380 V; f = 50 Hz; Zp=2 е реализиран с помощта на Т-образна заместваща схема с постоянни параметри без отчитане на наси-щането: Rs = 10.2 Ω; Ls = 0.061 H; Rr = 10.52 Ω; Lr = 0.061 H; Lm = 0.457 H.

Моделът на трансформацията на Фурие представлява подсистема в среда на

- 126 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

MATLAB/Simulink чрез която се анализира периодичния сигнал до 13-ти хармоник. Синтезът

Фиг. 1. Схема на лабораторната установка

на периодичния сигнал се осъществява със синусоидални генератори. Максималното време на стъпката на квантоване в модела е ограничено на 10 µs. Математичното преобразуване на Фурие за синтеза на синусоидата се реализира с изразите [2]:

∑=

=

+=13

1m )tsin(U)t(u

ν

ννν Ψνω (1)

2mB

2mAm UUU ννν += (2)

( )mBmA UUarctg νννΨ = (3) За оценка на качеството на

модулираното напрежение в изхода на ПЧ се използват изразите [2] за нелинейните изкривявания (4) и за деформиране (5):

∑∞

2

211THD UUk

=

−=ν

ν (4)

∑∞

2

21

1HVFUUk

=

−=ν

ν

ν. (5)

В изразите: - mBmA U,U νν - коефициенти на Фурие [1]; - mUν - амплитуда на ν-ия хармоник; νΨ - ъгъл на ν-ия хармоник; f2πω = - ъглова скорост на основната честота; U – ефективна стойност на напрежението; U1 – ефективна стойност на първия хармоник на напрежението.

3. Проверка Проверката има две страни –

симулационна и експериментална. Симулационната проверка цели установяване на съответствие между измерени и синтезирани напрежения в модела. Поради ограниченото бързодействие на измервателната платка (250 μs стъпка на дискретизация) оценките на ШИМ сигнала са осъществени само за симулираните величини и са ограничени до 13-ия хармоник. Експерименталната проверка е осъществена при честота f = 50 Hz на изходното напрежение на преобразувателя. Чрез измервателната платка напрежението след филтъра SF се въвежда в компютъра и се обработва в съответствие с (1) ÷ (3), като числените стойности на хармоничните съставящи преди това са получени чрез процедурите, предложени в [1].

3.1. Симулационна проверка

На фиг.2а са показани зависимостта на напрежението на ПЧ и сумата от хармоничните на ШИМ-модулираното напрежение на ПЧ от времето. На фиг.2б е показана разликата между двете напрежения.

a

б

Фиг. 2. Напрежение на зададената синусоида и на синусоидата на изхода на

модела на ПЧ (а); грешка между двете (б). U,V; t,s

- 127 -

Получени резултати от измерването на напрежението на изхода на модела: KTHD = 0.0236 и KHVF = 0.0099.

3.2. Експериментална проверка. На фиг.3а,б е показана зависимостта на измереното и синтезираното напрежение на опитната постановка, и грешката им от времето.

a

б

Фиг. 3. Напрежение на измерената и на синтезираната синусоиди на напрежението от

опитната постановка след SF (а); грешка между двете (б). U,V; t,s

Получени резултати от измерването на напрежението след SF: KTHD = 0.022021; KHVF = 0.008861.

4. Експериментална част В този раздел са показани резултати от

синтеза на захранващо напрежение на двигателя при различни честоти и постоянна големина на изходното напрежение на ПЧ чрез симулиране на експерименти с модела на ЕЗ.

4.1. При честота на изходното напрежение f = 60 Hz. На фиг.4а,б е показана зависимостта на

измереното и синтезираното напрежение на

синусоидите на модела, и тяхната грешка от времето при f = 60 Hz.

a

б

Фиг. 4. Напрежение на измеренaта и на синтезираната синусоиди на модела след SF

(а); грешка между двете (б). U,V; t,s Получени резултати от измерването на напрежението след SF: KTHD = 0.02796; KHVF = 0.011283.

4.2. При честота на изходното

напрежение f = 100 Hz. На фиг.5а,б е показана зависимостта на

измереното и синтезираното напрежение на синусоидите на модела, и тяхната грешка от времето при f = 100 Hz.

a

- 128 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

б

Фиг. 5. Напрежение на измеренaта и на синтезираната синусоиди на модела след SF

(а); грешка между двете (б). U,V; t,s Получени резултати от измерването на напрежението след SF: KTHD = 0.056453; KHVF = 0.023466.

4.3. При честота на изходното

напрежение f = 120 Hz.

a

б

Фиг. 6. Напрежение на измеренaта и на синтезираната синусоиди на модела след SF

(а); грешка между двете (б). U,V; t,s На фиг.6а,б е показана зависимостта на

измереното и синтезираното напрежение на

синусоидите на модела, и тяхната грешка от времето при f = 120 Hz. Получени резултати от измерването на напрежението след SF: KTHD = 0.158529; KHVF = 0.070854.

5. Заключение Претенции Синтезирани са изчислителни процедури за оценка на хармоничните, потвърдени чрез синтез на сигнали и чрез експерименти. Създаден е модел и лабораторна установка на честотно електрозадвижване с АД и синусоидален филтър. Потвърдена е адекватността на създадения модел на ЕЗ със синусоидален филтър и са проведени експериментални изследвания с лабораторната установка. Изводи Процедурите са приложими за оценка на хармоничния състав на изходното напрежение на ПЧ за целите на експлоатацията и за изпитване на АД. Разработените модели могат да работят както с данни от експерименти, така и с данни от симулации. От гледна точка на експлоатацията с дълги захранващи проводници и на изпитването на двигателите, работата със синусоидални филтри е за предпочитане, защото това намалява условията за развитие на пренапрежения на клемите на двигателя и подобрява условията за измерване на токовете и напреженията. Получените експериментални резултати след синусоидалния филтър обаче показват, че във връзка с ограниченията в [1], се налага ограничаване на изходната мощност на двигателя, особено при честоти над 100 Hz. Оценката на прякото въздействие на синусоидалната ШИМ върху изходната мощност на двигателя също се нуждае от допълнителни изследвания, особено при честоти по-високи от 100 Hz. Подходът за понижаване на шумовете в ЕЗ с ПЧ с помощта на синусоидални филтри, включени преди и след ЧИ е стандартен, но това води до увеличаване на габарита на цялото устройство и съществено нарастване на цената му. Въпреки това подходът е с доказана ефективност – счита се, че е по-добре да бъдат предприети превантивни мероприятия с цел изходното напрежение се доближи максимално до синусоида. Насоки на бъдещи изследвания Работата по тази задача е основа за по-задълбочени изследвания в тази посока, по-важните от които са:

- 129 -

- провеждане на допълнителни експерименти с цел оценка на въздействието на високите честоти и натоварването на двигателя върху показателите на хармоничния състав на напрежението и тока; - разработване на инженерни методи за проектиране на синусоидални филтри и изследване на тяхната работа в несъгласуван режим. Проверка на възможността за използване на маломощни филтри от първи ред (апериодични звена) за измерване на хармоничните на периодичния сигнал; - създаване на имитационни модели на ПЧ (със захранваща мрежа, изправител и междинно звено за постоянен ток, инвертор на напрежение); - анализ и на други ШИМ – трапецовидни, триъгълни, векторни; - оценка на влиянието на свързването на двигателя към ПЧ и на несиметрията на мрежовото напрежение върху показателите на хармоничния състав на напрежението и тока.

Благодарности Статията е осъществена с финансовата подкрепа на НИС на ТУ-София чрез проект 122ПД0031-19 от 09.05.2012 г. на тема Развойна платформа за цифрово управление на асинхронно електрозадвижване.

ЛИТЕРАТУРА

1. Костов И., Ш. Узунов, Т. Ангелова, Е.Мустафа, Теоретичен анализ и моделиране на хармоничния състав на напрежението в асинхронни честотни електрозадвижвания, Съюз на учените в България, Научни трудове серия В - Техника и технологии, т.9, Пловдив, 2012 г., стр. 136-140.

2. Костов И., Г. Иванов, Изследване наелектромагнитната съвместимост на асинхронни електрозадвижвания със синусоидална ШИМ в МАТЛАБ среда, Международна конференция Автоматика 2012, ФА, 1-4 юни, 2012, Созопол, България, Годишник на ТУ-София, том 62, книга 2, 2012 номер 48, страници 429-437, ISSN 1311-0829.

3. Das J., M. Dekker, Power System Analysis:Short – Circuit Analysis and Harmonics, New York, 2002.

4. Lundquist J., On Harmonic Distortion in PowerSystems, Department of Electric Power Engineering, Chalmers University of Technology, Sweden, 2001.

5. Oraee H., S. Filizadeh, The Impact of HarmonicOrder on Insulation Aging in Electric Motors, 36th Universities Power Engineering Conference, UPEC – 2001, UK, Sept. 2001.

6. Watson N. R., B. C. Smith, J. Arrillaga,A. R. Wood, Power System Harmonic Analysis, University of Canterbury, Christchurch, New Zealand, John Wiley & Sons, New York, 2000, ISBN 0 471 97548 6.

Control Systems Department Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dyustabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: ijk@tu-plovdiv.bg E-mail: georgi.iwanow@gmail.com

Постъпила на 11.02.2013 г.

- 130 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

аJournal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

МАТЕМАТИЧЕН МОДЕЛ НА КООРДИНАТНА ТРАНСФОРМАЦИЯ ЗА 3D СКЕНЕР С 5

СТЕПЕНИ НА СВОБОДА.

КРАСИМИР КРЪСТЕВ, РАЙЧО ИЛАРИОНОВ

Резюме: Този статия предлага математичен модел на координатна трансформация за автоматичен 3D скенер с 5 степени на свобода и лазерен сензор за измерване на разстояние. Като резултат от тази трансформация се получава облак от точки, където всяка точка е представена в Декартова координатна система, като комбинация от x, y и z абсолютни стойности. Входни данни са сканираните точки от повърхността на обекта, като всяка точка е представена в координатна система на скенера - позицията на X, Y, Z, А и В задвижвани оси и измереното разстояние до повърхността на обекта. Ключови думи: координатни трансформации, 3D лазерен скенер, облак от точки

MATHEMATICAL MODEL OF COORDINATE TRANSFORMATION FOR 3D SCANNER WITH 5

DEGREE OF FREEDOM

KRASIMIR KRASTEV, RAYCHO ILARIONOV

Abstract: This article proposes a mathematical model of coordinate transformation for automatic 3D scanner with 5 degree of freedom and laser distance sensor. As result from this transformation is obtained point cloud data, where each point is represented in the Cartesian coordinate system as combination of x, y and z absolute values. Input data are the scanned points from the object surface, as each point is presented in scanner coordinate system - the position of X,Y,Z, A and B driven axes and measured distance to the object surface.

Key words: coordinate transformations, 3D laser scanner, point cloud

1. Въведение За разлика от конвенционалните

скенери, които заснемат цветна информация от повърхността на сканиран обект, 3D скенерите заснемат неговия релеф. След тримерно сканиране повърхностната обвивка на обекта се представя, като крайно множество от точки в тримерното пространство. Всяка точка се представя в Декартови кооринати със стойностите на трите коорднати – x, y, z. Едно

такова множество от точки P се нарича още „облак от точки“ [4] и може да се представи в матрична форма(1).

1 1 1

2 2 2

n n n

x y zx y z

P

x y z

(1)

- 131 -

Процесът на 3D сканиране се състой в последователно обхождане на обекта, измерване на разстояние до точка от повърхността му и съпоставянето му с текущата позиция на измервателния сензор в пространството. Често в автоматичните 3D скенери преместването на измервателния сензор се извършва от механична конструкция с една или повече задвижвани оси [2,5]. В такъв случай за получаване на облак от точки в Декартови координати е необходимо да се приложи координатна трансформация [3,6].

Обект на настоящата статия е прототип на 3D скенер разработен във фирма АМК Габрово с 5 задвижвани оси и лазерен измервателен сензор (ЛИС) на фирма Wolf&Beck.

2. Изложение Механичната конструкция на

разглеждания 3D скенер е изобразена на Фиг. 1, тя е от портален тип с 5 степени на свобода. Кинематичната схема се състой от три линейни оси X, Y, Z и две ротационни - A и B оси. Всичките 5 оси от кинематичния модел на скенера се задвижват от серво мотори, а управлението им се осъществява по програма от промишлен контролер. За измерване на разстоянието до повърхността на обекта се използва лазерен измервателен сензор (ЛИС) на немската фирма Wolf&Beck, работещ на принципа на ротационната триангулация [1]. Този тип ЛИС може да измерва разстоянието само до една точка от повърхността в даден момент от време, но има голямо преимущество при измерването на повърхнини с множество ръбове и слотове.

Фиг. 1. Кинематичен модел на 3Dскенера Всички пет оси на 3D скенера се

задвижват от серво мотори по предварително зададен алгоритъм за обхождане на сканирания обект. Стойността на всяка координата се

получава от позиционен датчик вграден в серво мотора за задвижване на прилежащата му ос. Координатите на трите оси X, Y и Z от кинематичния модел могат да се представят, като абсолютни координати спрямо дефинирана нулева точка – отправна точка на координатната система. Като такава точка е приет центъра на ротационната маса – ос В. Позицията на серво мотора задвижващ ос В еднозначно представя и ъгъла на завъртане θ в пространството на сканирания обект. Позицията на ос А представя ъгъла на завъртане α на ЛИС спрямо ос X.

Така след сканиране на даден тримерен обект се получава набор от точки в пространството представени с матрицата Ps (2), в координатна система на 3D скенера. Положението на всяка точка в пространството се описва с шест параметъра – позицията на 5-те оси и разстоянито от скенера до повърхността на обекта в точката на измерване.

1 1 1 1 1 1

2 2 2 2 2 2

s

n n n n n n

X Y Z A B lX Y Z A B l

P

X Y Z A B l

(2)

Тук Xi, Yi, Zi, Ai и Bi са координатите на

пете оси на скенера в пордната точка на сканиране, като i=1÷n. Разстоянието до обекта l e сума от измереното разтояние a, работния обхват b и дължината на ЛИС – c. Стойността на li в поредната точка на измерване се намира по формула (3).

i i i il a b c (3)

Спрямо нулата, абсолютните координати

X, Y, Z на кинематичния модел се представят с матрицата Ps’(4), аналогично на P(1).

1 1 1

2 2 2'

s

n n n

X Y ZX Y Z

P

X Y Z

(4)

Стойностите за трите координати на

всяка точка се получават, като абсолютна позиция измерена в инкременти [inc], като тяхното преобразуване в метрични единици [mm] става по формула (5).

ai

i tXXR

(5)

- 132 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Тук R е разрешаваща способност на енкодера по ос Х, t e стъпката на задвижващия винт в милиметри, а Xai е абсолютната позиция на ос Х в поредната точка на измерване. По аналогичен начин се получават и стойностите за оси Y и Z.

Измереното разстояние до обекта, заедно с работното разстояние, дължината на ЛИС и ъгълът й на завъртане спрямо ос X могат да се разглеждат, като полярна координатна система - Фиг. 2. В този случай отправна точка на тази координатна система е точката от повърхността на обекта, в която се извършва поредното измерване. Ъгъла на завъртане θi на ЛИС за всяка сканирана точка се получава от абсолютната позиция на серво мотора задвижващ ос А – формула (6).

360

аii

ARi

(6)

Където R е резолюцията на енкодера на

задвижващия серво мотор по ос А, Aai е абсолютната му позиция в поредната точка на измерване (i=1÷n), а i е предавателния коефициент на редуктора задвижващ ос А.

Фиг. 2. Сканиране на тримерен обект чрез

завъртане на ЛИС Чрез координатна трансформация

полярните координати могат да се преобразуват в двумерни Декартови координати със стойности съответно по оси x и z, така се получава набор относителни координати – X’ и Z’ представени с матрицата Pl’ (7), при Y’=const.

1 1 1 1 1 1

2 2 2 2 2 2

' 0 ' cos 0 sin' 0 ' cos 0 sin

'

' 0 ' cos 0 sin

l

n n n n n n

X Z l lX Z l l

P

X Z l l

(7)

Тук li е разстоянието от оста на въртене

на ЛИС до повърхността на обекта в точката на измерване, а θi е ъгъла на завъртане спрямо ос X.

Чрез изваждане на матрицата Pl’ от Ps’ се получават абсолютни стойности за x,y и z координатите на точки от сканираната повърхност без да се отчита завъртането на обекта в пространството от ос В.

При сканиране на даден обект посредством неговото завъртане могат да се разглеждат два аспекта – с движение по ос Y и без движение по ос Y (Фиг. 3. и Фиг. 4.).

В първия случай ос Y се намира в нулева позиция и ЛИС лежи върху абсцисата. Независимо, кой аспект се разглежда координатите на точка от повърхността на обекта могат да се представят в полярна координатна система чрез ъгъла на завъртане αi и радиус-вектора ri от центъра на въртене О до точката на измерване. Чрез прилагане на координатна трансформация полярните координати се трансформират в Декартови координати със стойности за x и y спрямо отправната точка О. Стойностите на координатните по ос z се намерят, като разлика между абсолютната позиция на скенера по ос Z (4) и отместването Z’(7).

Фиг. 3. Поглед отгоре - сканиране без ос Y

Фиг. 4. Поглед отгоре - сканиране с ос Y

- 133 -

Координатната трансформация за намиране на абсолютни Декартови координати (x, y, z) за всяка сканирана от повърхността на обекта може да се представи с матрицата P (8).

1 1 1 1 1 1 1

2 2 2 2 1 2 2

cos sin sincos sin sin

cos sin sinn n n n n n n

r r Z lr r Z l

P

r r Z l

(8)

Където αi е ъгъла на завъртане на

въртящата маса (ос В), а ri е разстоянието от оста на въртене до повърхността на обекта в поредната точка на измерване (i=1÷n).

Ъгълът на завъртане αi на обекта за всяка сканирана точка се получава по формула (9), като се отчита абсолютната позиция на серво мотора задвижващ ос В.

360

ai

iB

Ri

(9)

Тук R е резолюцията на енкодера на

задвижващия серво мотор, Bai е абсолютната позиция на ос В в поредната точка на сканиране (i=1÷n) представена в инкременти, а i е предавателния коефициент на редуктора.

При режим на сканиране без участието на ос Y (нулева позиция) намирането на ri може да стане, като разлика между текущата позиция

по ос X (Xi) и изчисленото разстояние до повърхността на сканирания обект Xi’.

' cosi i i i i ir X X X l (10)

В случаите, когато ос Y участва в

сканирането (Фиг. 4.), изчисляването на ri става по Питагоровата теорема. В този случай ri е хипотенуза в правоъгълния триъгълник OXY и може да се намери по формула (11).

2 2( cos ) i i i i ir X l Y (11) Изчисляването на ri по този метод (11) е

универсален и може да се приложи и в двата случая - независимо дали ос Y участва в сканирането или не.

При движение на ос Y, радиус вектора ri се отмества на ъгъл φi спрямо абсцисата. Ъгълът φi се намира по формула (13). В този случай за правилното прилагане на координатната трансформация (8) е необходимо добавянето на φi към αi, и намиране на абсолютния ъгъл на завъртане на радиус вектора в точката на измерване.

Пълната координатна трансформация на разглеждания 3D скенер е представена със зависимост (12) и е приложима за всички методи на обхождане на сканирания обект.

1 1 1 1 1 1 1

1 1 1

2

1 1

2 2 2 2 22 2 2

n n

1 1

n

2 22

2 2

arctan ) arctan )

arcta

cos( sin( sinx y z

cos( sin( sinx n ) arctan )

arcta

y z

x y zcos( sin( sinn ) arctan )n n n n n n

n n

n nn

r r Z l

r r Z lP

r r Z

j jY Yj jY Y

Ylj j

Y

(12)

Ъгълът θi се изчислява, като аркустангенс от отношението на прилежащия към срещулежащия катет в новообразуваният правоъгълен триъгълник. Стойността на прилежащия катет е равна на разликата между абсолютната позиция по ос Х (Xi) и отместването Xi’(i=1÷n). Стойността на срещулежащия катет е равна на абсолютната позиция по ос Y.

( cosi i ii

i

X larctan

Y

(13)

За опростяване на координатната

трансформация (12), стойностите на

прилежащия катет за всяка сканирана точка се представят с jn.

cosi i i iX lj (14)

Чрез прилагнато на координатна

трансформация (12) към координатната система на 3D скенера (Xi, Yi, Zi, Ai, Bi, li) могат да се намерят абсолютни Декартови координати (x, y, z) на точки от повърхността на сканирания обект, независимо дали се извършва цилиндрично или равнинно сканиране, както и техните производни. Всички получени координати имат абсолютни стойности спрямо центъра на въртене на ос В.

- 134 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Координатната трансформация се прилага след приключване на сканирането, като входните данни представят координатни точки от повърхнината обвивка на сканирания обект описани с шест параметъра – петте координати на 3D скенера (X, Y, Z, A и B) и измереното разстояние от ЛИС (l). Изходните данни от координатната трансформация представляват същия набор от координатни точки, но записани с техните Декартови координати (x, y и z) спрямо центъра на въртене на ос В.

Aлгоритъмът по който работи координатната трансформация (12) за всяка точка от облака с точки е представен на Фиг. 5. Като входни данни се взима масив с координатите на всяка точка от сканирането – получен от скенера. Масивът от координатни точки напълно представя сканирания обект, като всяка точка е записана в координатната система на скенера с шест стойности – координатите на всички оси от кинематичния модел на 3D скенера и измереното разстояние до повърхността на сканирания обект в точката на измерване.

Инициализира се указател (pt), който сочи началото на масива (първата точка е с нулеви стойности) и се създава нов файл за запис на трансформираните координатни точки. Следва инкрементиране на указателя.

Първо се преобразуват стойностите на X,Y и Z в милиметри, а на А и В в градуси. Стойностите на оси А и В селед преобразуването се взимат, като стойности за ъглите на завъртане α и θ.

След преобразуването на координатните стойности се изчисляват дължината l до точката на сканиране, радиус вектора r и ъгълът му на отместване φ

Накрая се изчисляват Декартовите координати на текущата точка (x, y и z) по зависимост (12). Координатите на всяка тримерна точка се записват последователно във файл. Всяка координатна точка се записва на нов ред. След запис на поредната точка се проверява дали сочената от указателя координатна точка е последната в масива (n на брой координатни точки). Ако сочената координатна точка е последната в масива следва затваряне на изходния файл съдържащ облака от точки описващи сканирания обект и край на процедурата.

В случай, че текущата координатна точка не е последна в масива, следва ново инкрементиране на указателя и зарежване на всходните данни за следваща точка.

Алгоритъмът се повтаря до достигане на последната координатна точка от входното множество.

Фиг. 5. Алгоритъм на координатната

трансформация

- 135 -

3. ЗаключениеПредложеният математичен модел на

координатна трансформация е реализиран в прототип на 3D скенер разработен във фирма АМК Габрово. Координатната трансформация е имплементирана, като функционален модул от програмното управление на 3D скенера. Като изходни данни се генерира облак от точки - тримерни координатни точки в Декартовото пространство, които еднозначно описват сканирания обект. Този запис на координатните точки позволява конвертирането им в широко използвани файлови формати, като *.xyz, *.pcd, *.ptx, с които работят програмите за 3D реконструкция на сканирани обекти (PolyWorks, GeoMatic, MeshLab и т.н.).

Съществено предимство на предложения модел, е че всички координатни точки се отчитат с техните абсолютни стойности спрямо една и съща опорна точка, независимо от равнината, в която се сканира обекта. По този начин става възможно непосредственото сглобяване на няколко последователни „скана“, без допълнителна обработка, като не е необходимо последователно събиране и отместване на два или повече облака от точки. Например при две последователни сканирания на обекта – ротационно и равнинно (отгоре).

Литература

1. Dr. Wolf&Beck GmbH. Integration Handbookfor Optoelectronic Distance Measuring System, 2005.

2. Ilarionov, R., Model approach in the design ofdevice for 3D information input into computing environment, CompSyst Tech 09, ACM, New York, USA 3. Shell, R., Hall, E. (2000). Handbook ofIndustrial Automation, Marcel Dekker Inc, New York, USA.

4. http://renderman.pixar.com/view/point-clouds

5. http://www.freepatentsonline.com/8249823.pdf

6. http://ocw.mit.edu/courses/aeronautics-and-astronautics/16-07-dynamics-fall-2009/lecture-notes/MIT16_07F09_Lec03.pdf

Department of Electrical Engineering Technical University – Gabrovo 4 H. Dimitar St. 5300 Gabrovo BULGARIA E-mail: krasimir.krustev@yahoo.com E-mail: ilar@tugab.bg

Постъпила на 14.02.2013 г.

- 136 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЕКСПЕРИМЕНТАЛЕН МОДЕЛ НА ЛАЗЕРНАСКАНИРЩА ГЛАВА РАБОТЕЩА ПО МЕТОДА

НА ЛАЗЕРНОТО СЕЧЕНИЕ.

КРАСИМИР КРЪСТЕВ

Резюме: Тази статия предлага експериментален модел на лазерна сканираща глава работеща по метода на лазерното сечение, като разновидност на лазерната триангулация. Върху обектът, подложен на сканиране се прожектира лазерна светлина с формата на тънка линия, отразената светлина се заснема от цифрова камера и се отделя от останалата част от изображението. След това се изчисляват координатите на точки от обекта в пресечната равнина. Разработеният модел ще послужи, като основа за изучаване на процесите при лазерното 3D сканиране.

Ключови думи: 3D лазерено сканиране, лазерна триангулация, лазерно сечение

EXPERIMENTAL MODEL OF LASER SCANNING HEAD WORKING BY THE METHOD OF LASER

SECTION

KRASIMIR KRASTEV

Abstract: This paper proposes an experimental model of laser scanning head, working on the method of laser section, as a variety of laser triangulation. Over the scanned object, laser light is projected in the form of a thin line, the reflected light is captured by a digital camera, and is separated from the rest of the image. Then the coordinates of the object points from the intersection plan are calculated. The developed model will serve as a basis for studying the processes of 3D laser scanning.

Key words: 3D laser scanning, laser triangulation, laser section

1.ВъведениеВъвеждането на 3D обекти в CAD среда

става възможно посредством процес познат, като 3D сканиране [1]. Изходните данни от един 3D скенер представляват крайно множество от координатни точки в пространството, които еднозначно описват сканирания обект. Координати на точки от повърхността на сканиран обект се получават, като се съпостави измереното разстояние чрез измервателна глава

и нейната абсолютна позиция в пространството. В зависимост метода за измерване по който работи измервателната глава скенерите се разделят на контактни и безконтактни. С развитието на технологиите през последните години все повече навлизат безконтактните методи за 3D сканиране. Тяхното предимство пред контактните е безспорно, не само поради отсъствието на механичен контакт с обекта, но и поради значително по-високата скорост на

- 137 -

дигитализиране. Безконтактните методи биват активни и пасивни, като по широко разпространени са активните – те излъчват светлина към сканираната повърхност. Принципът им на действие се състои в излъчване на светлина към повърхността на сканирания обект и последователно заснемане на изображения от нея чрез матричен фотопреобразувател (CCD/CMOS). Отчита се формата на отразената светлина, като деформацията й съответства на формата на обекта в пресечната равнина [5]. В този тип скенери се използва източник на монохроматична светлина (лазер). Тези методи на 3D сканиране са известни под общото наименование – лазерна триангулация. Лазерното сечение е разновидност на лазерната триангулация.

Целта на проведените научни изследвания е получаване на конкретни резултати, разкриващи принципа на действие на лазерните сканиращи глави използвани в системи за 3D сканиране. И по конкретно на тези използващи принципа на лазерното сечение за измерване на разстояния до сканирания обект. За реализирането на експериментален модел са използвани: - 1бр. CCD сензор QuickCam PRO 9000; - 1бр. лазерен източник тип LC650-5-5-F;

2. Изложение 2.1. Лазерна триангулация

Триангулацията е най-използвания метод за сканиране на разстояние до 10 m (Фиг. 1.). Лазер или лазерен диод създава насочен лъч, който осветява повърхността на обекта. Детайлът отразява светлината в различни направления (дифузно отражение), част от тази светлина достига до приемниците. Позицията на фокусирания лъч върху детектора зависи от разстоянието до обекта. Тримерните координати на точка от повърхността на тялото подлежащо на дигитализиране може да се определи от получения триъгълник изобразен на Фиг. 1.

Фиг. 1. Метод на измерване чрез триангулация

Светлината от излъчвателя се отразява от ниво C и се фокусира от оптиката Е1 върху повърхността на приемника в точка F. При

промяна на измерваното ниво (C′ и C ′′ ), лъчът

се фокусира съответно в точки F ′ и F ′′ . Тази техника позволява разделителна способност от 0,01% от измерваното разстояние. Сумата от амплитудата на приетия сигнал от детектора е пропорционална на излъчената енергия. Възможно е употребата на автоматичен регулатор на мощността на лазера, така се получават добри резултати при почти прозрачни и силно отразяващи повърхности.

2.2 Лазерно сечение Лазерното сечение е тримерна процедура

по измерване профила на обект в пресечна равнина. Лазерното сечение използва метода на триангулацията за изчисляване на разстоянието до обекта, но не само за една точка, а за множество точки. Принципът на лазерното сечение е изобразен на Фиг. 2. Той използва перпендикулярно разположение на камерата за измерване на страничното отклонение или деформацията на лазерната линия проектирана под ъгъл върху повърхността на детайла.

Фиг. 2. Лазерно сечение;Ареален сканиран обект

Измервателното разстояние h и

разделителна способност, зависят обратно пропорционално на ъгъла на триангулация α между равнината на лазерния генератор и оптичната ос на камерата.

Височината на профила се определя по отклонението на лазерната линия от дадена нулева позиция.

Профила на изследвания обект се получава, чрез проектиране на лазерна линия,

- 138 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

като височината на тялото в точката на пресичане е пропорционално на нейното относително отместване спрямо базова равнина.

Лазерен генератор създава сноп лъчи (линийка), които осветяват повърхността на обекта. Повърхността отразява светлината (дифузно отражение), като част от тази светлина достига до приемник (CCD сензор). Височината на профила се определя по отклонението на лазерната линия от дадена нулева позиция [3].

При лазерното сечение е възможно измерването разстояние до повече от една (n на брой) точки от повърхността на сканиран обект. Броя на точките зависи от разделителната способност на приемника.

Едно от изискванията за употреба на лазерно сечение е наличието на частично дифузно отразяваща повърхност [2]. Идеално огледало няма да отрази никаква светлина към лещите на камерата и положението на лазерната линия върху повърхността на детайла не може да се определи. При наличие на напълно дифузна повърхност, ъгловото разпределение на отразената лазерна светлина не зависи от ъгъла на падане на лъча върху обекта. Реалните технически тела имат смесени дифузни и отразяващи характеристики. Следователно свойствата на измерваната повърхност, ограничават ъгъла на триангулация.

3D точка от повърхността на обекта може да бъде изчислена, ако се знае разстоянието между камерата и лазерния източник (наричана ‘базова линия‘) и ъгъла между базовата линия и лазерния лъч. Примерна конфигурация на система използваща принципа на триангулация за измерване на 3D точки е показана на Фиг.3.

Координатите (x,y,z) на 3D точка от реалното пространство, което се проектира в изображението от камерата (x’, y’), могат да бъдат изведени от уравнения (1), (2) и (3), [1].

Фиг. 3. Примерна система използваща

триангулация.

'

'

b xx

f cot xθ=

− (1)

'

'

b yy

f cot xθ=

− (2)

'

b fz

f cot xθ=

− (3)

Където, b е базовата линия (разстояние),

θ е ъгъла между базовата линия и лазерния лъч, а f е фокалнтото разстояние на камерата. Въвеждането на тези данни в системата е познато, като процес на калибриране. Правилното им въвеждане е от съществено значение за точността на системата.

Измервателнатa височина h и разделителна способност, зависят обратно пропорционално на ъгъла на триангулация θ (Фиг. 4.) между равнината на лазерния генератор и оптичната ос на камерата [2].

Фиг. 4. Зависимост на разделителната способност от ъгъла на триангулация

2.3. Разработка на експериментален

модел За реализирането на експериментален

модел е конструирана експериментална конструкция от портален тип върху, която са монтирани камерата и лазерния излъчвател (Фиг. 5.). Конструкцията се състой от три П образни профили с прорязани отвори, които позволяват закрепването на камерата и лазерния излъчвател под различни ъгли и на различно разстояние (базова линия). Обектът, който ще се сканира се поставя под тях. За приемник е използван CCD сензор (камера) тип Logitech QuickCam Pro 9000, a като генератор LC650-5-5-F, тип лазерна линия.

- 139 -

Преди да се пристъпи към изчисляване на 3D координатите на точки от сканирания обект е необходимо да се детектира и отдели лазерната линия от заснетото изображение с камерата. За реализиране на този процес има няколко разработени методики, най разпространени от който са следните:

I. Преобразува се заснетият кадър от RGB формат към черно-бял – GREY SCALE и прилагане на функция THRESHOLD (праг на сработване). При този метод се отделят само най-ярките пиксели от изображението, като се предполага, че почти всеки лазер е достатъчно силен за да насити приемника. Недостатък на този метод е появата на шумове, който влияят на точността на сканиране. Вариантите на функцията с праг на сработване са следните:

- CV_THRESH_BINARY -

- CV_THRESH_BINARY_INV -

- CV_THRESH_TRUNC -

- CV_THRESH_TOZERO -

- CV_THRESH_TOZERO_INV -

II. Взима се разликата от два

последователни кадъра. При този метод се взима разликата от два последователни кадъра

получени от камерата – първия от който е с изключен лазерен генератор, а втория с включен такъв. По този начин резултантното изображение ще съдържа само лазерната линия, а останалите пиксели ще бъдат черни (RGB = 0,0,0). В този случай при последователно обхождане на пикселите от резултантното изображение, може да се приеме, че всеки пиксел Pix≠ 0,0,0 принадлежи на лазерната линия.

III. Комбинация от горните два метода. Взима се разликата от два последователни кадъра, а към резултантното изображение се прилага функция THRESHOLD (Фиг. 6.). Този метод позволява ясно разграничаване на лазерната линия от останалото изображениe, както и минимизиране на страничния шум.

Фиг. 6. Комбиниран метод

След детектиране на лазерната линия всеки пиксел се преобразува в реални Декартови координати по формули (1), (2), (3), като се отчита отместването им спрямо дефинирана нулева позиция.. Всеки пиксел от лазерната линия съответства на реална точка от повърхността на сканирания обект в пресечната равнина.

За реализиране на функционалността на представения модел е необходима разработката на подходящо програмно обезпечаване, което да имплементира разгледаните алгоритми и

Фиг. 5. Общ вид на реализираният експериментален модел

- 140 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

предостави графичен интерфейс за управление. За разработката на програмното обезпечаване е използван QT Creator и MinGW – за Windows комплатор. Езика за програмиране е C++ .

За обработка на получените от камерата изображения е използвана библиотеката OpenCV (Open Source Computer Vision). Функциите който се използват [4] са: - IplImage* cvCreateImage(CvSize size, int depth, int channels); - за създаване на изображения; - int cvGrabFrame(capture); – прочитане на кадър от камерата; - IplImage* cvRetrieveFrame( CvCapture* capture ); - извличане на изображението от кадъра; - void cvThreshold( const CvArr* src, CvArr* dst, double threshold, double maxValue, int thresholdType ); - функция за прагова стойност за всеки пиксел от подаденото изображение; - void cvShowImage( const char* name, const CvArr* image ); - показване на изображенито в определен прозорец; - cvReleaseCapture(&capture); - освобождаване;

Разработения графичен интерфейс „GUI“ (Фиг. 7.) на програмата за лазерно скниране по метода на лазерното сечение включва следната функционалност:

− Старт/Стоп бутони за стартиране и спиране на камерата;

− Плъзгачи (sliders) за настройка на праг на сработване и максимална стойност на всеки от пикселите ;

− Плъзгачи за определяне на нулевата позиция на лазерната линия и калибровка;

− Полета за въвеждане на начални данни за калибриране, като базова линия b (mm), ъгъл на лазерния излъчвател θ(°) и фокално разстояние на камерата f (mm); След получаване на резултантното

изображение с детектирана лазерна линия е необходимо обхождането му пиксел по пиксел и определяне на позицията на всеки един пиксел прилежащ към лазерната линия спрямо нулевата позиция. За целта се създава указател към началото на изображението. Обхождането става с цикъл и предварително извлечени височина и ширина на изображенито (в пиксели). На базата на отместването и предварително определените данни като базова линия, ъгъл на лазерния източник и фокално разстояние се изчисляват

координатните 3D точки от лазерната линия по формули (1), (2), (3). Калибрирането на лазерната глава става чрез използване на шаблонни обекти, като се задава височината им при съответното отместване на лазерната линия спрямо нулевата позиция. Изчислява се метрична стъпка за всеки пиксел от матрицата.

Фиг. 7. Графичен интерфейс на програмата

2.3 Проведени експерименти С разработената програмa са проведени

експерименти за детектиране на лазерна линия по трите метода:

- Праг на сработване – THRESHOLD; - Разлика между два последователни кадъра –

с изключен и с включен лазерен източник; - Комбинация от двете – разлика между два

последователни кадъра и праг на сработване – THRESHOLD; Най добри резултати се получават при

третия метод комбиниращ праг на сработване (THRESHOLD) и разлика между два последователни кадъра.

При този метод се използват указатели към всяко от изображенията получени след два последователни кадъра, като стойностите на R пикселите се изваждат (лазерния източник е в червената област), а останалите G и B се приравняват на нула. Към полученото изображение (по степените на червеното) се прилага функция THRESHOLD за отделяне на най-ярките пиксели. Пример за детектирана лазерна линия е показан на Фиг. 10. На Фиг. 8 е показано изображение извлечено от кадър при изключен лазерен източник, а на Фиг. 9 при включен такъв.

Най добри резултати се получават при задаване на праг на сработване 240 и максимална стойност 250. Експериментите са извършени при разделителна способност на камерата от 640х480dpi.

- 141 -

Фиг. 8. Кадър при изкл. лазерен източник

Фиг. 9. Кадър при вкл. лазерен източник

Фиг. 10. Резултантно изображение

3. ЗаключениеПри проведените експерименти се

потвърди, че измерванатa височина h (разположена по z координатата ) и разделителна способност, зависят обратно пропорционално на ъгъла на триангулация θ между равнината на лазерния генератор и оптичната ос на камерата. За детектиране на лазерната линия най добри резултати се получават при използване на комбинирания метод - разлика между два последователни кадъра с изключен и съответно с включен лазерен източник и праг на сработване тип „Binary Threshold”. Оптималните параметри за функцията „Binary Threshold“ са 240 за прагова стойност и 250 за максимална стойност на всеки един пиксел – всички други се нулират. Този метод също така показва значителна шумоустойчивост при внасянето на ярки обекти или такива със силно отражателни повърхности. Координатите на 3D точките от повърхността на сканирания обект се изчисляват по метода на триангулацията на базата на отместването на

лазерната линия спрямо едно нулево начало. За определяне на нулевото начало се изчертава синя линия в заснетото изображение, така че потребителя да я наблюдава и при необходимост да коригира нейната позиция (с помощта на плъзгач). За потвърждение на функционалността се извежда като стойност, стойността на най-високата точка от сканирания обект.

Върху точността на сканиране

основно влияние oказват разделителната способност на камерата, дебелината на лазерната линия и странични шумове

породени от отражения и силно отражаващиили прозрачни обекти.

4.Бъдеща работаНеобходимо е добавянето на стъпков

мотор и модул за линейно преместване на лазерната глава, което ще позволи надлъжното й преместване по дължина на сканирания обект.

5.БлагодарностиРазработения експериментален модел

е финансиран с подкрепата на Фонд „Научни изследвания“ при изпълнение на договор ДН1101/2011г в ТУ-Габрово.

Литература

1. Peiravi, A., Taabbodi B., A Reliable 3D LaserTriangulation-based Scanner with a New Simple but Accurate Procedure for Finding Scanner Parameters, Journal of American Science 2010;6(5)

2. Schäfter + Kirchhoff. Applications: Measuringand Process Control in 3D using Laser Lines, Laser Spots and Laser Patterns, 2011.

3. http://www.lmi3d.com/education/line-triangulation

4. http://docs.opencv.org/

5. https://sites.google.com/site/todddanko/home/webcam_laser_ranger

Department of Electrical Engineering Technical University–Gabrovo 4 H. Dimitar St. 5300 Gabrovo BULGARIA E-mail: krasimir.krustev@yahoo.com

Постъпила на 14.02.2013 г.

- 142 -

- 143 -

- 144 -

- 145 -

- 146 -

- 147 -

Получена на 16.02.2013 г.

- 148 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ВГРАДЕНА СИСТЕМА ЗА ИЗСЛЕДВАНЕ НА КОНСУМАЦИЯТА ПРИ ИЗПЪЛНЕНИЕ НА ФУНКЦИИ С

ОПТИМИЗАЦИОННАТА ПРОГРАМА POWOT

ЛЮБОМИР БОГДАНОВ

Резюме: Разглежда се проектирането на устройство за измерване на консумацията на ток и продължителността на отделните извиквания на функции от микроконтролер, изпълняващ програма без операционна система.Това устройство е специализирано и е разработено за нуждите на оптимизационната програма Powot. Данните от измерванията дават важна информация за изпълнението на програмата. Благодарение на тях програмата Powot може да приложи правилото „scale frequency” и да оптимизира фърмуера на произволен микроконтролер по отношение на работната честота. Последното води до оптимизация на консумираната мощност. Ключови думи: измерване, извиквания на функции, оптимизация на честота, оптимизация на мощност, Powot Analyzer.

EMBEDDED SYSTEM FOR CONSUMPTION INVESTIGATION

OF FUNCTION CALLS WITH THE OPTIMIZATION PROGRAM POWOT

LUBOMIR BOGDANOV

Abstract: This paper covers the development of a device that measures the current consumption and the time for execution of the function calls in a microcontroller executing bare-metal firmware. This is a specialized device and is developed for a tool called Powot and its optimization needs. The data from the measurements provide valuable information for the execution of the firmware. Because of it the Powot tool can apply the “scale frequency” rule and can optimize the firmware of the target microcontroller in terms of clock frequency. The latter will lead to optimization of the power consumption.

Key words: measurements, function calls, frequency optimization, power optimization, Powot Analyzer.

1. Introduction

Power consumption of the embedded devices has always been an important parameter. Reduction in the consumption of a microcontroller can be achieved with advancements in the technology or with hardware and software methods. A program, called Powot (Power Optimization Tool), is being developed [2] that tries to optimize the power consumption by modifying the firmware

of a microcontroller. This tool uses various methods (also called rules) to achieve this and many of them depend on the hardware capabilities of the microcontroller. Nevertheless software methods also exist and they don’t depend on hardware. The most obvious one is the dynamic changing of the microprocessor’s clock. Whenever possible, a low frequency could be used which will result in lower power consumption. This rule is referred to as

- 149 -

“scale frequency” in the Powot tool. Almost every microcontroller nowadays has the ability to change its frequency during program execution and therefore this feature can be used to optimize the power performance of a microcontroller. This has to be done solely by the software developer that must keep in mind the syntax for the frequency adjustment as well as the right place in code where it has to be done. The Powot tool tries to simplify this process by automatically placing the proper API calls in firmware to adjust frequency. With the implementation of this feature an important question arises – where do I put the frequency adjustments and what’s the value of the needed frequency? To solve this problem a certain amount of information is needed – that’s the information about the power consumption of each function call in the firmware. There are two approaches to get this data: a software approach where firmware is decomposed into assembly instructions and a power model of these instructions is used to predict the overall consumption of the function call; a hardware approach where power measurements are carried out while the firmware is executing. This paper discusses the second approach.

To measure the consumption of each function call a special data acquisition (DAQ) system has to be developed. It has to measure the current consumption of the microcontroller synchronously to an external signal asserted before and after each function call. Every DAQ nowadays, as well as most of the digital oscilloscopes, can achieve these results without any effort but the new idea is to develop a device that is specifically suited for the power measurements of a single-core microcontroller. This device requires interaction with the Powot tool, therefore it will be called Powot Analyzer.

2. Hardware design of the Powot Analyzer.

The needed data acquisition system is fairly simple and the absolute accuracy of the device is not strict since only the power consumption ratio between the separate function calls is of big importance. The Powot tool will try to optimize the function call’s power that is distinctively higher than the others.

In Fig. 1 a block diagram of the device is shown. The development process is described next.

uC selection. Currently the Powot tool is being developed using microcontrollers mainly suited to run bare-metal firmware or simple embedded operating systems and RTOS. The resource of these controllers is humble – microprocessor clock of 40 ÷ 120 MHz, 8 ÷ 128 kB of SRAM and 128 ÷ 512 kB of Flash. Most of the tests are carried out on Texas Instruments’ Stellaris

LM3S microcontroller family with chips that have no more than 50-megahertz Cortex-M3 cores. For the Powot Analyzer a slightly better microcontroller will be chosen – the LM4F232 with an 80-megahertz Cortex-M4 core.

ADC selection. Obviously the most important part in the design is the selection of the analog-to-digital converter. As stated above, the absolute accuracy is modest but the differential nonlinearity (DNL) is crucial. The easiest way of hardware point

Linear Voltage

Regulator3,3 V

Shunt Resistor Linear Voltage

Regulator

Differential Amplifier

+ -

Rectifier and Filter

Lin. Volt. Regulator

3,3 V or 2,5 V

Shunt Resistor Linear Voltage

Regulator

Differential Amplifier

+ -

Rectifier and Filter

Mains Transformer

Rectifier and Filter

Linear Voltage

Regulator

Linear Voltage

Regulator

Stellaris LM4F232

Linear Voltage

Regulator

Rectifier and Filter

RS232 Translator

+Voa

-Voa

Vout2

Vout1

To PC

Mains

3,3 / 2,5 V select

Vin2

Vin1

Fig. 1. Powot Analyzer high-level block diagram.

of view would be to use the LM4F232 built-in ADC [6]. It is a 12-bit, 1-MSPS ADC with an internal reference of 3 V. The DNL is ±1 LSB max. Using this data we can calculate the following parameters[1]:

mVVVV n

ADCrefLSB 733,0

123

12 12

(1)

mVLSBVDNLerr 733,01 (2)

sssTTT procsample 2,12,01min (3)

Equation (3) shows that a function call lasting

less than 1 µs cannot be measured by the Powot Analyzer. This number can be increased to 1,1 ÷ 1,2 µs to reflect the time of the LM4F232 to process the measured data (Tproc).

Differential amplifier construction. The differential amplifier will be built using discrete components and an operational amplifier. The most important criteria that must be met is the wide bandwidth and the small DC errors due to temperature drifts in certain parameters. The

- 150 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

LM7171 is suited for this purpose with its 200 MHz unity-gain bandwidth and input offset voltage drift ∆VOS = 35 µV / °C.

Shunt resistor selection. The maximum current consumption of the tested microcontrollers is typically in the range of 100 ÷ 200 mA, therefore the shunt resistor must be chosen to produce a 3-volt drop at the maximum current. The current is increased, with a reserve, to 300 mA. We can calculate the resistor’s value and its power rating using:

103,0

3

max AV

IV

R ADCrefsh (4)

WRIP sh 9,010.3,0. 22

max (5) If needed, the value of the resistor can be

changed for other current ranges which will result in small modifications of the software. The current range must not exceed the mains transformer capabilities.

The Powot Analyzer in general is built as a two channel DAQ to provide the ability to measure separately the current consumption of the whole microcontroller as well as the microcontroller’s core. Some microcontrollers provide an extra pin to power the core which will allow separate measurements. If such measurements are performed, the core usually works with a lower voltage than the microcontroller. That is why the second voltage regulator has the ability to change its output value to 2,5 V (which is the core voltage for the LM3S family, Fig. 1).

The additional voltage regulators before the shunt resistor are used to reduce the CMRR error as much as possible. All regulators are linear to avoid noise interference, regardless of the increased power consumption. Two regulators provide the supply voltages +Voa and –Voa for the operational amplifiers and one – for the LM4F232. A link with a PC, running Powot, is made through the RS232 interface.

3. Firmware design of the Powot Analyzer.

The firmware of the Powot Analyzer must provide the following two measurements for each function call:

- current consumption; - time for execution. These power measurements assume that the

supply voltage of the tested microcontroller remains unchanged during the execution of the program. Now a description of the main blocks of the firmware follows.

Initialization. The LM4F232 controller initializes its UART with 115200 bauds, 8-bit words, no parity check, 1 stop bit and no hardware or software flow control. The core frequency is set to maximum (80 MHz) to provide more accurate time measurements. The ADC module is turned on and no hardware averaging is used to provide the best possible time resolution of the Powot Analyzer - approximately the time of the sampling (1 µs). A pin is configured as an input and is used to trigger an interrupt on each start and end of a given function call. The device under test must be configured to set and clear a pin on each entry and exit of a function call. This behavior is programmed by the Powot tool.

Awaiting commands. The analyzer is put to sleep until a command is received from the UART and an interrupt is triggered. The command is sent automatically from the PC running the Powot tool.

Process command. Once received, the command is processed by the LM4F232. The most important commands are:

- START_MEASUREMENT - GET_DATA. The START_MEASUREMENT format of

the command is shown in Fig. 2. This command has

Operation code

Byte 0

NMost Significant Byte N + 1 N + 2 N + 3

Least Significant ByteADC Channel

Number

Byte 1 Byte 2 Byte 3 Byte 4 Byte 5

Number Of Functions

Fig. 2. Packet format for the “start measurements

command”.

two parameters – an integer representing the expected number of function calls and a byte naming the ADC channel number. The first parameter tells the analyzer to prepare itself for “Number-Of-Functions” synchronizing impulses and the second – the ADC channel on which the measurements must be performed. When all of the synchro impulses are received the measurement stops and a DONE command is sent over the UART.

The GET_DATA command invokes an automatic sending of all the available data of the measurements. Currently this data is limited to 100 measurements because the Powot Analyzer accumulates up to 4096 current samples (32-bit each, making it 16 kB) and calculates their average value on return from the function call. The SRAM is only 32 kB and care should be taken not to exceed it, if their number is increased in the future.

The data format sent from the Analyzer to the PC is shown in Fig. 3. The command number is

- 151 -

the enum value SAMPLE and must be prepended to each set of measurements. This is needed for compliance with the Powot Analyzer PC driver. It is an event driven driver and each packet transmission

Command number

Function Number N

Current Consumption

Elapsed Time

Command number

Function Number N+1

Current Consumption

Elapsed Time

Command number

Function Number N+2

Current Consumption

Elapsed Time

8-bit 32-bit 32-bit 32-bit

Fig. 3. Format of the packet series sent from the Powot Analyzer to the host PC.

must be marked with the SAMPLE command in order to work correctly. Afterward a 32-bit number is sent that represents the function call number. The Powot tool has a look-up table that helps it make the link between the function call number and the function call prototype. When all of the data has been transmitted a DONE command is sent. This ends the measurements process and the Powot tool can continue its execution on the host PC.

4. Powot Analyzer PC driver.

The whole process of establishing connection with the Powot Analyzer, sending a request for the measurements’ start, waiting for the measurements to be performed, uploading the measurements data to the PC is controlled by the Powot Analyzer PC driver. It is a driver written in C++ using the Qt framework and the third-party low-level library QExtSerialPort[3]. It is compiled as a static library for Linux OS (with *.a prefix) and thanks to the Qt Creator it can be run on Windows as well (Qt Creator is a cross-platform IDE [4]). The driver does the needed steps automatically which makes it convenient to use in other projects. The driver itself is separated in two parts:

- powotAnalyzer is a high-level class that implements a black box taking input parameters and returning output data;

- UARTCon and UARTrecv аre low-level classes that implement the UART connection using the third-party QExtSerialPort library.

The above-described structure is depicted in Fig. 4. The work of the driver starts with the initialization settings of the UART that are passed as arguments to the constructor. Then a callback slot (function) must be registered that is called when the execution of the driver finishes. To do this a separate event loop must be started before the construction of the

powotAnalyzer object. This is done with the help of Qt Creator’s class QEventLoop[5]. Next, the needed data for the measurements is sent between the Powot class and the driver through the method: void powotAnalyzer::input( QString *PathToBinary, int NumOfFunctions, QString *flash_string );

class powot

Powot Analyzer PC driver

class powotAnalzyer

class UARTcon class UARTrecv

Device Firmware

Fig. 4. A PC driver for communication with the

Powot Analyzer data acquisition system.

The first argument provides the path to the modified target firmware that implements the setting and clearing of a pin before and after each function call. For example the Powot tool will transform the following program

void main(void) function_call_one(); function_call_two();

into the modified program below

void main(void)

set_pin_high(); function_call_one();

set_pin_low();

set_pin_high(); function_call_two();

set_pin_low();

The syntax for the pin toggling is read from a configuration file. Afterward Powot will compile the program, count the number of functions and hand over the control to the Powot Analyzer driver.

- 152 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

The flash string is provided by the user in a configuration file. The measurements are started by calling the method: void powotAnalyzer::startMeasurements(); and afterward the program waits the measured data transferred to the Powot with the help of the registered callback slot. A file called “calib_constants.cfg” contains calibration information that is read by the driver and the measured data is corrected according to the values in the file. The file has the following structure:

CURRENT_ADD +96 TIME_MULT 0.0000000125 DIFFAMP_RATIO 10 ADC_RESOLUTION 4096 ADC_REF 3.0

The CURRENT_ADD variable reflects any DC error produced by the resistor tolerance, operational amplifier offset voltages, bias currents and ADC input errors. It can be a negative or a positive number. The exact value must be chosen (calibrated) with the help of an external instrument. TIME_MULT is a variable that transforms the time measurement from clock cycles to seconds. It depends on the LM4F232 clock frequency which is 80 MHz (therefore each period is 12,5 ns or 0.0000000125 seconds). This file also includes the I/V transfer ratio of the measurement circuitry. The differential amplifier’s transfer ratio is 1. Therefore the current-to-voltage transfer ratio is dictated only by the shunt resistor. If the resistance is changed, this has to be reflected in the configuration file on line DIFFAMP_RATIO. ADC_RESOLUTION and ADC_REF reflect the ADC resolution in quants and the ADC reference in volts.

5. Testing an example.

To test the correct implementation of the firmware and the PC driver a test measurement will be performed. The setup is shown in Fig. 5.

The device under test (DUT) is a Texas Instruments Stellaris LM3S6965 microcontroller. A specific firmware, developed specially for this test, is flashed into the DUT. It allows us to set an arbitrary number of synchronizing impulses as well as their length.

Powot Analyzer(LM4F232)

Host PC running Powot

DUT OscilloscopePower Supply

Synchronization Line

LM3S6965

UART

Diff AmpOut

UART(For DUT flashing)

Fig. 5. Test setup.

The main part of the firmware is shown below[7]: while(1) UARTprintf("Enter number of impulses: 0x"); ulNumImpulses = gethex(8);

for(int i = 0; i < ulNumImpulses; i++)

UARTprintf("\r\n"); UARTprintf("Enter value for delay No%d in ms: 0x", i);

ulDelay[i] = gethex(8); UARTprintf("\r\n");

for(int i=0;i<ulNumImpulses; i++)

GPIOPinWrite(1); delay_ms(ulDelay[i]); GPIOPinWrite(0); delay_ms(ulDelay[i]);

The Host PC runs the Powot tool. The number of the functions is hard-coded to 4, for example. The flashing of the modified firmware is skipped (by commenting out some lines). When the optimization process is started and Powot awaits the measurements a random number of values for the function calls length is entered, e.g. 3 ms, 5 ms, 1 ms and 12 ms. This way we simulate an execution of a program on the DUT and the length of each function call is known (3, 5, 1 and 12 milliseconds). With this setup we can predict the results that would be returned from the driver to the Powot tool. In Fig. 6 an oscillogram of the test is shown. Channel one is connected to the synchronization pin and channel two is connected to the output of the differential amplifier. Two amplitude cursors are enabled to measure the amplitude of the differential amplifier’s output

- 153 -

voltage. It can be seen that even though the LM3S6965 is executing empty instructions (in the delay_ms( ) function) its consumption is still raised. The amplitude is 680 mV which must be divided by the I/V transfer ratio – in our case it is 10. Therefore the current consumptions during the execution of the function calls are

mAkR

VIdiffampsh

ADCuC 68

1.1068,0

. (6)

The Powot tool displayed the following statistics:

Measurements ------------------------------------------------------------------------- | n | Function name | Idd, A | t exec, s | ------------------------------------------------------------------------- |1 |init(); |0.0679687 |0.00300314 |2 |function_call_one(); |0.068042 |0.00500256 |3 |function_call_two(); |0.068042 |0.00100376 |4 |function_call_three();|0.068042 |0.0120004 -------------------------------------------------------------------------

The error is less than a milliampere which is fair for a first prototype of the device.

Fig. 6 – Example execution of a firmware with 4 function calls with 3-, 5-, 1- and 12-millisecond

length.

6. Conclusions.

The Powot tool development can continue because of the data produced by the Powot Analyzer. If better accuracy is needed in the future, the only thing that has to be changed is the PC driver. That is why this module is compiled in a different project (as a static library) which allows clear separation between Powot and Powot Analyzer making the whole development more agile.

References

1. Михов, Г., Цифрова схемотехника, ТУ-София, ТУ-София, 1998.

2. Bogdanov, L., Ivanov R., Approaches forreducing the power consumption in embedded systems, Annual Journal Of Electronics, ISSN 1314-0078, Sofia, 2012, p.181 - 184.

3. http://code.google.com/p/qextserialport/

4. http://qt.digia.com/

5. http://qt-project.org/doc/qt-4.8/classes.html

6. Stellaris® LM4F232H5QD Microcontroller datasheet, Texas Instruments, 2012.

7. Stellaris® Peripheral Driver Library USER’SGUIDE SW-DRL-UG-8555, Texas Instruments, 2012.

Lubomir Valeriev Bogdanov, PhD student Department of Electronics Technical University – Sofia 8 Kliment Ohridski blvd. 1000 Sofia BULGARIA E-mail: lbogdanov@tu-sofia.bg

Постъпила на 14.02.2013 г.

- 154 -

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

СУПЕРВАЙЗОРНА НАСТРОЙКА НА ПРЕДСКАЗВАЩ РЕГУЛАТОР

МАРГАРИТA ТЕРЗИЙСКА, ЯНЧО ТОДОРОВ, МИХАИЛ ПЕТРОВ

Резюме: Един от основните проблеми при предсказващите регулатори е тяхната настройка. Стойностите на хоризонтите на предсказване и управление и тегловните коефициенти в целевия оптимизационен критерий обикновено се определят евристично. В настоящата статия е представен един подход за настройка посредством проектирането на супервайзор. Той осъществява адаптивната донастройка на тегловния коефициент ρ, като влияе директно върху изходната стойност на управлението, при постоянни хоризонти на предсказване. Предложеният алгоритъм за невронно-размито предсказващо управление е тестван в реални условия върху лабораторна топлинна система, която се намира в Машинния факултет на Техническия университет в Прага. Ключови думи: предсказващо управление, невронно-размит модел, супервайзор, топлинна система, топлообменник

REAL-TIME SUPERVISORY TUNING OF PREDICTIVE CONTROLLER

MARGARITA TERZIYSKA1, YANCHO TODOROV2, MICHAIL PETROV1

Abstract: One of the main problems in predictive controllers is their tuning. The values of the prediction and control horizons and weighting factors in the optimization criterion are usually determined heuristically. This paper presents an approach of supervisory tuning of predictive controller. The supervisor carries out the adaptive adjustment of the weighting factor ρ that directly affects the output value of control in constant horizons of prediction. The proposed algorithm for neural-fuzzy predictive control has been tested in real conditions on a laboratory heating system, which is located in the Faculty of Mechanical Engineering of the Technical University in Prague.

Key words: predictive control, neuro-fuzzy model, supervisor, heating system, heat exchanger

1. Introduction Model Predictive Control (MPC) is an

optimal control technique that relies on dynamic model of the process, used to predict the future response of a plant. Afterwards, an optimization procedure computes an optimal control policy by minimizing a prescribed cost function. In general, the industrial processes are inherently nonlinear and this implies the use of nonlinear models and

respectively Nonlinear Model Predictive Control (NMPC) algorithms. Predictive controllers (linear or nonlinear) have several tuning parameters – control horizon, prediction horizon, and weighting factors in the cost function. The good system performance in predictive control scheme strongly depends on its values. In practice, there is no systematic way for tuning the predictive controller. This paper presents an approach of supervisory

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 155 -

tuning of predictive controller. The supervisor carries out an adaptive adjustment of the weighting factor ρ that directly affects the output value of control, while prediction horizons are constant. The proposed algorithm for neural-fuzzy predictive control has been tested in real conditions on a laboratory heating system, which is located in the Faculty of Mechanical Engineering of the Technical University in Prague.

2. Neuro-fuzzy predictive control strategy Nonlinear Model Predictive Control, or

NMPC, is a variant of model predictive control (MPC) that is characterized by the use of nonlinear system models in the prediction. While NMPC application in the past have been mostly used in the processes with relatively slow dynamics, today it is wide spread as control strategy e.g., in the automotive industry, or even when the states are distributed in space.

In this paper NMPC based on fuzzy-neural predictive model is used to control a heating system with heat exchanger. In [3] it is described a fuzzy model based predictive control of a tubular heat exchanger system. Neural network based predictive control of a heat exchanger is proposed in [4]. Cascade Generalized Predictive Control algoritm for heat exchanger is described in [5]. In [6] is suggest simplified scheme for predictive control for a shell and tube heat exchanger.

NMPC as it is applied here with Takagi-Sugeno fuzzy-neural process model can be described in general with a block diagram, as it is depicted in Fig. 1.

Fig. 1. Block diagram of a typical model predictive

control system

The Takagi-Sugeno fuzzy-neural models are suitable to model nonlinear systems, as well as heating systems with heat exchangers. As it is well known a wide class of nonlinear dynamic systems can be described in discrete time by the NARX (Nonlinear AutoregRessive model with eXogenous inputs) input-output model. The used model in this paper is also taken in the NARX type:

))(()( kxfky y= (1)

where the unknown nonlinear function fy can be approximated by Takagi-Sugeno type fuzzy rules:

)(~~: )()()()( kf then A is x and A is x ifR iy

ipp

i11

i (2)

)(0

)()(2

)(1

)()(2

)(1

)(

)()1()(

)()2()1()(i

ui

nuii

yi

nyiii

y

cnkubkubkub

nkyakyakyakf

+−++−++

−++−+−=

L

L (3)

where (i)=1,2,…N, N is the number of the fuzzy rules, Ai is an activated fuzzy set defined in the universe of discourse of the input xi and the crisp coefficients a1, a2,...any, b1, b2,...bnu are the coefficients into the Sugeno function fy(k).

In the Takagi-Sugeno fuzzy-neural model it is needed to be determined the unknown parameters – the number of membership functions, their shape and the parameters of the function fy in the consequent part of the rules. This is an identification procedure for which have been proposed numerous approaches. In this work it is applied a simplified fuzzy neural approach.

2.1 Learning algorithm for the designed fuzzy-neural process model It is used two steps gradient learning

procedure as a learning algorithm of the internal fuzzy-neural model. This procedure is based on the minimization of the instant error between the process output and the model output. It is needed to be adjusted two groups of parameters in the fuzzy- neural architecture and they are: premise and consequent parameters. The consequent parameters are the coefficients a1, a2...any, b1, b2...bnu in the Sugeno function fy and they are calculated at first step by the following equations:

)k(x)k())к(y)к(y()k()k( i

)j(

yMijij μηββ −+=+1 (4)

Optimizer

Takagi-Sugeno predictive model

Takagi-Sugeno predictive model

Heating system u

ŷ ŷ

yη

r

e

-

-

)k())к(y)к(y()k()k(

)j(yMjj μηββ −+=+ 00 1 (5)

where η is the learning rate and βij is an adjustable i-th coefficient (ai or bi) in the Sugeno function fy of the j-th activated rule.

The premise parameters are the centre cij and the deviation σij of a Gaussian fuzzy set. They can be calculated at second step using the following equations:

)(

)]()([)]()()[())()(()()1(

2)(

)(

kckckx

kyкfkкyкykckcij

ijiiy

j

yMijij

−−−+=+

− )μη (6)

)(

)]()([)]()()[())()(()()1(

3

2)(

)(

kkkx

kyкfkкyкykkij

ijiiy

j

yMijij σ

σμησσ

−−−+=+

− ) (7)

Using the Takagi-Sugeno fuzzy-neural

model, the Optimization Algorithm computes the future control actions at each sampling period, by minimizing the following cost function:

- 156 -

∑∑==

−+Δ++−+=uN

i

N

Ni)ik(u))ik(y)ik(r())k(u,k(J

1

22 12

1

ρ (8)

where y is the predicted model output, r is the system reference and u is the control action. The tuning parameters of the predictive controller are: N1, N2, Nu and ρ. N1 is the minimum prediction horizon, N2 is the maximum prediction horizon, Nu is the control horizon and ρ is the weighting factor penalizing changes in the control actions.

When the criterion function is a quadratic one and there are no constraints on the control action, the cost function can be minimized analytically. If the criterion J is minimized with respect to the future control actions u, then their optimal values can be calculated by applying the condition:

0)1(

)](,[,...,)1()](,[,

)()](,[)](,[ =⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−+∂

∂+∂

∂∂

∂=∇

uNkukUkJ

kukUkJ

kukUkJkUkJ (9)

Each element from this gradient vector can

be calculated using the following equation:

[ ] ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

∂∂

+∂∂

−−=∂

∂)()(ˆ

)(ˆ2)()(ˆ

)(ˆ)(2)(

)](,[kUkUkU

kUkYkYkR

kUkUkJ TT

ρ (10)

From the above expression can be seen that

it is needed to obtain two groups of partial derivatives. The first one is

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

∂∂

)k(U)k(Y , and second

one is ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

∂∂

)k(U)k(U . Each element from the first group

of partial derivatives is calculated with the following equations:

∑=

μ=∂∂ N

1i

)i(y

)i(1 )k(b

)k(u)k(y (11)

∑=

+μ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+

∂∂

=∂

+∂ N

1i

)i(y

)i(2

)i(1 )1k(b

)k(u)k(ya

)k(u)1k(y (12)

∑=

+μ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡∂∂

+∂

+∂=

∂+∂ N

1i

)i(y

)i(2

)i(1 )2k(

)k(u)k(ya

)k(u)1k(ya

)k(u)2k(y (13)

∑=

+

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

∂−+∂

+

+∂

−+∂

=∂

+∂ N

i

iy

i

i

Nk

kuNkya

kuNkya

kuNky

12

)(

2)(2

2)(1

2 )(

)()2(ˆ

)()1(ˆ

)()(ˆ

μK (14)

The second group partial derivatives have

the following form:

⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−+Δ∂−+Δ∂

∂−+Δ∂

−+Δ∂Δ∂

∂Δ∂

=∂∂

)1Nk(u)1Nk(u

....)k(u

)1Nk(u...............

)1Nk(u)k(u

....)k(u)k(u

)k(U)k(U

u

uu

u (15)

Since )1k(u)k(u)k(u −−=Δ , this is:

⎥⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−−

−−

=∂∂

1100001100001100001100001

)k(U)k(U (16)

3. Tuning of predictive controllers The tuning parameters of a model predictive

controller are: prediction horizon N2, control horizon Nu and weighting factors in the cost function (8). Recently they are selected heuristically, by “trial and error” procedures based on simulations results [1, 2]. In [7] it is proposed heuristic on-line tuning algorithm for Nonlinear Model Predictive Controllers, which automatically adjusts the prediction horizon N2 and the diagonal elements of the input weight matrix Λ. The control horizon Nu is left constant. The tuning algorithm is designed using the fuzzy logic concepts. Simple auto-tuning rules for MPC are described in [8]. A method for optimal tuning parameters of the dynamic matrix predictive controller with constraints based on genetic algorithms is proposed in [9]. How to use genetic algorithms for tuning the parameters of generalized predictive control is described in [10]. In [11] it is derived an analytic expression to determine the move suppression parameter λj for mono and multivariable systems, in order to obtain an automatic tuning method.

In this paper it is proposed an idea for adaptive tuning of the weighting factor ρ in optimization criterion (8), maintaining the other parameters as constants. The modified MPC control scheme with the applied fuzzy-neural supervisor is shown on Fig.2

Fig.2. MPC control scheme with a fuzzy-neural

supervisor

Supervisor

Optimizer

Takagi-Sugeno predictive model

Takagi-Sugeno predictive model

Heating system u

ŷ ŷ

yη

r

e

-

-

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 157 -

The used Fuzzy-Neural Supervisor is easily implemented as a simple fuzzy-neural Takagi-Sugeno type architecture. This fuzzy-neural network has the same structure as that one used as a predictive model. It can be expressed in the following form:

(x(k))f (k) ρρ = (17) where )]1(),(),2(),1([)( −−−= kekekkkx ρρ and e is the system error.

The unknown nonlinear function fρ can be approximated by Takagi-Sugeno type fuzzy rules:

)k(f then C~ is x and C~ is x if:Q )i()i(pp

)i(11

)i(ρ

(18)

(19) )(0

)(4

)(3

)(2

)(1

)( )1()()2()1()( iiiiii ckeckeckckckf +−++−+−= ρρρ

(i)=1,2,…М, where М is the number of the fuzzy rules, Ci is an activated fuzzy set defined in the universe of discourse of the input xi and the crisp coefficients c1, c2, c3, c4, c0 are the coefficients into the Sugeno function fρ.

As a learning procedure of the presented adaptive fuzzy supervisor it is considered the same two steps gradient algorithm discussed above (Equations (4) - (7)).

4. Description of the laboratory heating system The considered plant is situated in Czech

Technical University in Prague, Faculty of Mechanical Engineering. The laboratory heating system (Fig. 3) is designed as a multiple input multiple output (MIMO) system. The system consists of two closed independent heating circuits, in which the water is the heat transfer medium. Both the circuits are equipped with a heater, cooler, pump and valves, by which the heat transfer within the circuit can be controlled. The heat flow can also be transferred between the circuits through a multi-plate heat exchanger. The used heat exchanger is Zilmet Z 1/8 with heat transfer up to 3 kW and it consists from 5 plates. Monitoring of the heating system state is done via twelve thermometers and four flow-rate-meters. The whole system is controlled either by a PC equipped with data acquisition cards or by a modular industrial PLC Tecomat NS950 with analogue input-output modules. In the Fig. 3 it is presented the photograph of the laboratory heating system. As it can be seen the main subsystem units of the system are connected by pipe lines. It is used the five-layer aluminum plastic composite pipes Seacomppipe 16x2, with inner diameter 12 mm., because of its very good isolation features.

Fig.3. A photograph of the laboratory heating

system

The heating system can be divided into two parts that is call left and right circuit, respectively. The main difference between these two circuits is the heater. For the investigations here it is used only one circuit – the left side one.

In the left circuit it is used an accumulation-type heater SHU 5 S STIEBEL ELTRON 071754. The performance of this heater is 2 kW and its capacity is 5 l. For the right circuit, a flow-type heater was designed. The performance of the heater is 2 kW and its capacity is 1.5 l. The used left circuit can be described by the following equations:

)t(K)t(dt

)t(dT daddd

d τϑϑϑ−Δ+Δ−=

Δ (20)

)t(K)t(

dt)t(dT cdccc

cc τϑηϑ

ϑ−Δ+−Δ−=

Δ (21)

)(

)()()(

, usethu

babhhh

h

tK

tKtdt

tdT

τϑ

τϑηϑϑ

−Δ+

+−Δ+−Δ−=Δ

(22)

)]()([)](2

1

)(2

1)([

)(

caacc

ahaa

a

tttq

tqtKdt

tdT

τϑϑτϑ

ϑϑϑ

−Δ−Δ−−Δ+

−

−Δ+

−Δ=Δ

(23)

where Ta, Td, Tc and Th are the time

constants, Ka is the heat transfer coefficient, Kd, Kc, Kb and Ku are the static gain coefficients, τe, τd, τc and τb are the time delays.

5. Real-time experiments The results are obtained via Matlab Real-

time Toolbox with the next initial conditions: N1=1, N2=5, Nu=3, System reference r=65oC; Consequent changes of the system reference

r=65oC; 75oC; 60oC

- 158 -

Fig. 4. Transient process responses in case of set

system reference with different initial values of the weighting factor ρ

At Fig.4 are presented experiments with the

proposed supervisory GPC control algorithm in case of different initial values of the weighting factor ρ. The results show that there is no system overshoot into the transient responses and the settling time of the process is increased when using smaller values of ρ and vice versa. It can be mentioned also that the used in simulation initial values of ρ are valid only for the considered heating system.

Fig. 5. Transient process responses in case of variable system reference and with different initial values of the weighting factor ρ

Another part of experiments are made in

case of variable system reference (Fig. 6). From the results it can be observed a similar system dynamics as in the above considered case of invariable system reference.

The proposed method for supervisory tuning of predictive controller is compared with another method for supervisory tuning, which is based on the Mamdani mechanism and is described in detail in [12], and with a standard neural-fuzzy

generalized predictive controller. The results are shown in Fig. 6. Comparison between different types of control schemes was done under the same conditions. The value of the weighting factor for GPC control is assumed to be ρ = 0.001, respectively, and the initial values for both methods with a supervisor.

Fig.6. Transient process responses in case of

set system reference, GPC, TS supervisory GPD and Mamdani supervisory GPC (ρ=0.001) control schemes

6. Conclusion

An adaptive predictive supervisory algorithm to the temperature control of a heating system with a heat exchanger it is presented in this paper. The nonlinear predictive control strategy is designed on the basis of a Takagi-Sugeno fuzzy-neural model and a simple optimization procedure. An additional supervisory level in the control system is introduced for adaptive tuning of a weighting factor in the predefined optimization criterion. The obtained real time results show the efficiency of the proposed approach. The proposed algorithm performs well in a variety of conditions.

The results in Fig. 6 show that the control algorithm using an additional level supervising structures of fuzzy Takagi-Sugeno gives the best results. Adaptive tuning of the weighting factor provides performance and process quality. Despite the fact that the presence of modifications of model predictive control scheme associated with additional calculations resulted in a significant influence on the transition time, in this case does not affect the performance to reach the desired value. In the method using Mamdani approach for tuning of ρ that is not the case. It can be concluded that a system with supervisory level using Takagi-Sugeno model is a better option for control the heating

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 159 -

system that provides better quality and efficiency of the process.

REFERENCES

1. E. F. Camacho and C. Bordons ModelPredictive Control, Springer, New York, 2004.

2. J. Maciejowski Predictive Control withConstraints, Englewood Cliffs, NJ, Prentice Hall, 2002.

3. Mazinan, A. H. and N. Sadati Fuzzy MultipleModeling and Fuzzy Predictive Control of A Tubular Heat Exchanger System, 7th WSEAS International Conference on Application of Electrical Engineering (AEE’08), Trondheim, Norway, July 2-4, 2008.

4. Jalili-Kharaajoo, M. and B. N. Araabi NeuralNetwork Predictive Control of a heat exchanger nonlinear process, Istanbul University Journal of Electrical and Electronics Engineering, Vol. 4, No 2, 2004.

5. Kokate, R. D. and L. M. Waghmare CascadeGeneralized Predictive Control for Heat Exchanger process, International Journal of Signal System Control and Engineering Applications 3(2): 13-27, 2010.

6. Rajasekaran, S. A simplified predictive controlfor a shell and tube heat exchanger, International Journal of Engineering Science and Technology Vol. 2 (12), 2010.

7. Emad Ali Heuristic On-Line Tuning forNonlinear Model Predictive Controllers Using Fuzzy Logic, Journal Process Control, 13(5), 383-396, 2003.

8. Valencia-Palomo, G., Rossiter, J. A. Auto-tuned predictive control based on minimal plant informationq 7th IFAC International Symposium on Advanced Control of Chemical Processes, 2009.

9. De Almeida, G. M., J. L. F. Salles and J. D.Filho Optimal tuning parameters of the dynamic matrix predictive controller with constraints, Lat. Am. appl. res. [online]. 2009, vol.39, n.1, pp. 33-40. ISSN 0327-0793.

10. De Almeida, G. M., J. L. F. Salles and J. D.Filho Using genetic algorithms for tuning the parameters of generalized predictive control,” VII Conferencia Internacional de Aplicações Industriais INDUSCON, Recife, 2006.

11. Dougherty, D. and D. Cooper TuningGuidelines of a Dynamic Matrix Controller for Integrating (Non-Self-Regulating) Processes,” Ind.

Eng. Chem. Res. 42, 1739–1752 (2003).

12. Terziyska, M., Y. Todorov and M. PetrovSupervisory tuning of nonlinear predictive controller. Proceedings of the International Conference on "Intelligent Control Systems", Brno, Czech Republic, 29 August - 11 September, 2005, pp. 128 - 133, ISBN 80-214-2976-3.

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA Department of "Intelligent Systems" Institute of Infromation and Communication Technologies Bulgarian Academy of Sciences Akad. G. Bonchev St, bl.2 1113 Sofia BULGARIA E-mail: terziyska@dir.bg E-mail: yancho.todorov@iit.bas.bgE-mail: mpetrov@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 160 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ВИДОВЕ ТРАНЗИСТОРИ С НАНОРАЗМЕРЕН ПРОВОДЯЩ КАНАЛ

МАРИЯ СПАСОВА, ГЕОРГИ АНГЕЛОВ, МАРИН ХРИСТОВ

Резюме: Направен е анализ на типовете MOSFET транзистори с наноразмерен проводящ канал. Този тип транзистори имат голям потенциал за полупроводниковата индустрия и микроелектронните системи. Статията е фокусирана върху типове транзистори с наноразмерен проводящ канал от въглеродна нанотръба (CNT), силиции (Si), цинков оксид (ZnO), индиев арсенид (InAs), двуиндиев триоксид (In2O3), галиев антимонид (GaSb) и галиев нитрид (GaN). Разгледана е структурата и технологията на различните видове. Ключови думи: транзистор с въглеродна нанотръба, нанотръба, нанопроводник

OVERVIEW OF NANOWIRE FIELD-EFFECT TRANSISTORS

MARIYA SPASOVA, GEORGE ANGELOV, MARIN HRISTOV

Abstract: An overview of the different types of nanowire MOSFETs which have large potential to semiconductor industry and microelectronic systems is presented. The present paper is focused on the type of nanowire FETs with carbon nanotube (CNT), Silicon (Si), Zinc Oxide (ZnO), Indium Arsenide (InAs), Indium Oxide (In2O3), Gallium Antimonide (GaSb), Gallium Nitride (GaN) channel. The current paper presents the structure and technology of the various types of Nano Wire MOSFET.

Key words: CNTFET, nanotube, nanowire

1. Introduction With their unique electrical and optical

properties, semiconducting nanowires offer interesting perspectives for basic research as well as for technology. Device scaling is critical for continuing trend of more functionality in a chip. As the scaling of Si MOSFET approaches towards its limiting value, new alternatives are coming up to overcome these limitations. Many types of transistors with nanomaterials in the channel are studied so far, e.g. Carbon NanoTube Field-Effect Transistor, Silicon (Si) nanowire transistors, Gallium Antimonite (GaSb) nanowire transistors, Gallium Nitride (GN) nanowire transistors, Zinc

Oxide (ZnO) nanowire transistor, Indium Oxide (In2O3), Indium Arsenide (InAs), etc.

2. Carbon nanotube Field Effect Transistors - CNTFETs The carbon nanotubes (CNT) are one of the

most important new materials with excellent mechanical and electrical properties. The main advantage of a MOSFET with graphene channel is its high carrier mobility. CNTFET so far can be classified into: Back-gated CNTFET’s [1], [5], Top-gate CNTFET’s [11], [10], Wrap-around gate CNTFET’s [2], Multi-Wall CNTFET [13], Vertical CNTFET [6], Local gated CNT FET devices [14],

- 161 -

[15], multichannel Carbon nanotube FET [3]. One device fabricated with CNTs that has been highly examined is the carbon nanotube field-effect transistor, comprised of single-wall CNTs (SWCNTs) as the active element between two metal source and drain contacts. There are many advantages to the CNTFET, such as size, high sub-threshold slope, and low power consumption. There are two main methods for CNT creation: CVD Growth и CNT Solution Deposition.

3. Silicon NanoWire Transistors Type 1. Silicon nanowires can be prepared

with single-crystal structures, diameters as small as several nanometers and controllable hole and electron doping, and thus represent powerful building blocks for nanoelectronics devices such as field effect transistors. Thermal annealing and passivation of oxide defects using chemical modification were found to increase the average transconductance from 45 to 800 ns and average mobility from 30 to 560 cm2/V-s with peak values of 2000 ns and 1350 cm2/V-s, respectively. Figure 1 shows schematic of a SiNW FET showing metal source and drain electrodes with the NW and contacts on the surface of SiO2/Si substrate. High-resolution transmission electron micrograph of a 5 nm diameter SiNW; the scale bar is 5 nm. Figure 1 (B) shows scanning electron micrograph of a SiNW FET device; the scale bar is 500 nm. Thermal annealing and passivation of oxide defects by chemical modification were found to increase the average transconductance from 45 to 800 ns and average mobility from 30 to 560 cm2 /V-s with peak values from 2000 ns and 1350 cm2/V-s, respectively. Comparison of these results and other key parameters with state-of-the-art planar silicon devices shows substantial advantages for the SiNWs as building blocks [4].

Fig. 1. Schematic of a SiNW FET [4].

Type 2. Here is demonstrated an atomic

force microscopy lithography that enables the reproducible fabrication of complex single-crystalline silicon nanowire field-effect transistors with a high electrical performance. The nanowires have been carved from a silicon-on-insulator wafer by a combination of local oxidation processes with

a force microscope and etching steps. The silicon nanowire transistor is fabricated with a channel width of 4 nm. Fig. 2 shows images of a multiple-level SiNWs transistor. The device is formed by two perpendicular SiNW. Fig. 2 (a) shows amplitude modulation AFM image of the local oxide mask fabricated with the AFM. Fig. 2 (b) shows amplitude modulation AFM image of two perpendicular SiNWs (A-B and C-D) obtained after etching with KOH. Fig. 2 (c) shows optical image of the final device [12].

Fig 2. Images of a multiple-level SiNWs

transistor[12].

Type 3. Here is demonstrated vertical surround-gate field-effect transistor VS-FET. Exemplarily, Si nanowires are used and present a first electrical characterization proving the feasibility of the process developed and the basic functionality of this device [17].

Fig. 3. a) TEM of a silicon nanowire VS-FET) . b) Colored TEM image (green: silicon, blue:

aluminum)[17]

Type 4. This type presents the first attempt to fabricate two transistors on a single vertical silicon nanowire (Fig.4) realizing true 3-D integration. The fabricated device architecture, having two independently controlled MOSFETs connected in series, does not occupy any additional planar area except an extra gate contact. Consequently, compared with the single vertical nanowire transistor, the stacked MOSFETs provided the two input AND gate functionality with 50% area savings. The drain current ID could be modulated by either of the gate biases without impacting the VT of the other transistor in the stack. Furthermore, the tunability of the separation between the two gates, which is 7 nm in the current demonstration, makes the presented device

- 162 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

architecture promising for implementing electrically doped tunneling FET (TFET) and stacked SONOS memory cells [14].

Fig. 4. Schematic showing the 3-D view of the

stacked vertical twin-gate nanowire MOSFET [14].

4. ZnO Nano Wire Transistors Type 1. This type demonstrates all solution

processed, low-temperature ZnO NW transistor fabrication processes on polymer substrates by combining two different NP (Au and ZnO) based solution processes - Au NP direct nano imprinting and the ZnO NW synthesis on ZnO NP seeds. The ZnO NW network transistor (NWNT) fabrication process consists of two main steps: (1) source-drain electrode fabrication by the direct nanoimprinting of Au NPs and (2) hydrothermal ZnO NW growth from ZnO NP seeds in aqueous ZnO precursors. Both steps are low-temperature (Tmax < 140°C), NP based solution processes. These characteristics make this technique directly applicable to low-cost, solution processed electronics on inexpensive polymer substrates (Fig. 5) [16].

Fig. 5. Schematic illustration of the ZnO NW

network FET fabrication process [16].

5. InAs Nano Wire Transistors Type 1. InAs NWs are synthesized on

Si/SiO2 substrates by a physical vapor transport method using Ni nanoparticles as the catalyst. The

grown InAs NWs were over 10 μm long with a radius range of 7-20 nm. The NWs are single crystalline with a native oxide thickness of 2-2.5 nm. Energy dispersion spectrometry (EDS) indicates that the chemical composition of In:As is close to 1:1. Field-effect transistors in a back-gated configuration were fabricated, for the electrical transport measurements (Figure 6, panels a-b) [7].

Fig. 6. (a) A top-view schematic of a global back-gated NW FET, used for the I-V characterization. (b) SEM image of a representative back-gated NW

FET [7].

6. In2O3 Nano Wire Transistors Type 1. In this study, the channel length was

altered by placing a conducting atomic force microscopy (CAFM) tip at various positions along an In2O3 nanowire. The In2O3 nanowires were prepared by carbothermal reduction followed by a catalyst-mediated heteroepitaxial growth technique. A detailed description of the synthesis of In2O3 nanowires has been reported elsewhere. Fig. 7(a) shows a typical field-emission scanning electron microscopy (FE-SEM) image of In2O3 nanowires grown on the Si/SiO2 substrate. Note that the highresolution TEM (HRTEM) image shown in fig. 7(b) indicates that the In2O3 nanowire is a single crystalline material with an interplanar spacing of 0.5 nm in the (100) direction. The electron diffraction pattern was recorded along the (001) zone axis, as shown in the inset of fig. 7(b). Figure 7 (c) shows schematic of the CAFM setup for characterizing an In2O3 nanowire FET. The channel length of the In2O3 nanowire FET was varied from 1 µm to 20 nm. Figure 7(d) shows the AFM image of the In2O3 nanowire FET device with diameter of 25 nm. The CAFM tip was positioned on the nanowire at specific locations (a=1 µm, b=500 nm, c=200 nm, d=50 nm, and e=20 nm). Note that the AFM image (Fig. 7(d)) was obtained after the completion of the CAFM experiments in order to avoid potential damage to the nanowire by the CAFM tip [8].

- 163 -

Fig. 7. (a) FE-SEM image of In2O3 nanowires. (b) HRTEM image of an In2O3 nanowire. (c)Schematic

of the CAFM setup for characterizing an In2O3 nanowire FET. (d) AFM image of the In2O3

nanowire FET device characterized [8].

7. ZnO Nano Wire Transistors Type 1. ZnO nanowire field-effect

transistors (FETs) were fabricated and studied in vacuum. In air, these n-type nanowire transistors have some of the highest mobilities yet reported for ZnO FETs (µe = 13 5 cm2 V-1 s-1), with carrier concentrations averaging 5.2 2.5 x 1017 cm-3 and on-off current ratios ranging from 105 to 107. Four probe measurements show that the resistivity of the Ti/Au-ZnO contacts is 0.002-0.02 cm. Figure 8 is a scanning electron microscope (SEM) image of a typical ZnO nanowire FET [9].

Fig. 8. SEM micrograph of a 101 nm diameter ZnO nanowire device [9].

8. GaSb Nano Wire Transistors Type 1. Single GaSb Nanowire Field Effect

Transistors (NWFETs) were fabricated (fig. 9). Among III–V compound semiconductors, GaSb has the potential to be a promising candidate for high speed electronic and photonic applications in the mid-infrared region. This is due to its high hole mobility of GaSb (850cm2/Vs) and wide range of band gaps available for GaSb-based alloys with spectra range from ~0.3 to 1.58eV (0.8-4.3µm). The synthesis of GaSb nanowires has been studied and the one-dimensional (1D) geometry of nanowires is ideal building block for transistor devices [20].

Fig. 9. Typical SEM image of one nanowire

device. The gap between the electrodes is 1µm [20].

The crystalline GaSb nanowires characterized in this work are synthesized using the self-catalyzed vapor-liquidsolid approach. Pools of gallium supported on amorphous quartz substrates are employed for this purpose. Antimony is supplied through the vapor phase from a solid antimony source by using 10% hydrogen in argon as the carrier gas. The dissolution and subsequent supersaturation of the molten gallium droplets formed on the substrate with antimony lead to the multiple nucleation and growth of GaSb nanowires. Following growth, the nanowires are removed from the growth substrates and suspended in isoproponal solution. The so grown GaSb nanowries were then drop cast from isoproponal dispersion onto an oxidized silicon substrate. 200nm SiO2 is thermally oxidized on top of a heavily p-doped silicon substrate, which serves as a global back gate. Cr/Au electrodes were patterned on top of each individual nanowire using JEOL 6000 FS Electron Beam Lithography to define the features in a 600nm thick polymethylmethacrylate (PMMA) layer spun on the surface of the substrate. The patterned PMMA films were metalized by thermally evaporating 15nm Cr and 200nm Au. After lift-off procedure, the as-fabricated devices were annealed under forming gas environment (Nitrogen 95%, Hydrogen 5%) at 300oC for 30 minutes [20].

- 164 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

9. GaN Nano Wire Transistors Type 1. The focus of this research was to

demonstrate the use of gallium nitride (GaN) nanowires to fabricate a CMOSFET using the nanowire as the conducting channel (fig. 10.). Fabrication of the nanoFET was initiated with a low resistant, highly doped silicon (Si) wafer, which was cut into two one-inch-pieces. These Si wafers were then thermally oxidized in a quartz furnace at 1100ºC to form a layer of silicon dioxide (SiO2), which will be used as the gate dielectric. SiO2 layers of thickness between 275-300 nm were used. To form the gate contact, a 150 nm thick aluminium (Al) ohmic contact layer was deposited onto the backside of the Si wafer by electron beam evaporation. To protect the layer during subsequent fabrication processes, a layer of photoresist was spun onto the surface and baked for 30 min. Employing photolithography, the source and drain electrodes for the nanoFET were defined atop the SiO2 layer. We then evaporated 150 nm of Al, or gold (Au), over this surface. A liftoff process was then used to form the source drain contacts. The mask used in this work was specifically designed to maximize the probablity of getting nanowires across the source and drain. The GaN nanowires used were grown in house and measured roughly 50 nm in diameter and 10-100 µm in length [18].

Fig. 10. GaN Nanowire Transistors [18].

Fig. 11. Scanning electron microscope [18]

The solvent was allowed to evaporate, and

the sample was then examined under an optical microscope and a scanning electron microscope to

confirm nanowire placement on the source-drain contacts (Fig. 11) [18].

10. Conclusion

This paper presented an overview of the Nanowire Field Effect Transistors structures depending on the type of nanowire and device architecture. The present stady was focused on the type of nanowire FETs with Carbon Nanotube (CNT), Silicon (Si), Zinc Oxide (ZnO), Indium Arsenide (InAs), Indium Oxide (In2O3), Gallium Antimonide (GaSb), Gallium Nitride (GaN) channel. Nanowire MOSFETs are viewed as the most promising material for the upcoming nanoelectronic transistors. However, the Nanowire MOSFETs field is still in an early stage of development.

Acknowledgement

This paper was financially supported by contract No. 122ПД0045-03, R&D Department, Technical University of Sofia.

REFERENCE

1. Aikawa, S., Einarsson, E., Inoue, T., Xiang, R., Chiashi, S., Shiomi, J., Nishikawa, E., Maruyama , S. "Simple Fabrication Technique for Field-Effect Transistor Array Using As-Grown Single-Walled Carbon Nanotubes", Japanese Journal of Applied Physics 50 (2011), pp.04DN08(1-4)

2. Chen, Z., Farmer, D., Xu, S., Gordon, R., Avouris, P., Appenzeller, J. "Externally Assembled Gate-All-Around Carbon Nanotube Field-Effect Transistor",IEEE electron device letters, VOL. 29, NO. 2, February 2008 pp. 183-185

3. Chen, C., Xu, D., Kong, E., Zhang, Y., "Multichannel Carbon-Nanotube FETs and Complementary Logic Gates With Nanowelded Contacts", IEEE Electron Device Letters, Vol. 27, No. 10, October 2006, pp. 852-855

4. Cui, Y. Z.Zhong, D. Wang, W. Wang, Ch. Lieber ”High Performance silicon nanowire Field Effect Transistors”Nano lett.,Vol.3, No.2, pp. 149- 153, 2003.

5. Derycke, V., Martel, R., Appenzeller, J., Avouris Ph.”Carbon Nanotube Inter- and Intramolecular Logic Gates” American Chemical Society, Vol.1, Num. 9, pp 452-456, September 2001.

6. Franklin, A., Sayer, R., Sands, T., Fisher, T., Janes, D.” Toward surround gates on vertical single-walled carbon nanotube devices” Mar/Apr 2009, American Vacuum Society, DOI: 10.1116/1.3054266, pp 821-826

- 165 -

7. Ford A., Ho J., Y. Chuen, Y. Tseng, Z. Fan, J.Guo, J. Bokor, A. Javey, „Diameter-dependent electron mobility of InAs Nanowires”American Chemical Society, Nano Letters, Vol. 9, No. 1, pp. 360-365, 2009

8. Gunho, J., Jongsun M., Tae-Wook K., H.Woong-Ki, J. Minseok, H. Hyunsang, L. Takhee „Effects of channel-length scaling on In2O3 nanowire field effect transistors studied by conducting atomic force microscopy” American Institute of Physics, Applied physics letters 90, pp.173106-1 – 173106-3, 2007

9. Goldberger, J., Sirbuly D., Law M., Yang P.,„ZnO Nanowire Transistors” The journal of physical chemistry, B. Letters, pp. 9-14, 13 december 2004

10. Hu, Y., Yao, K., Wang, S., Zhang, Z., Liang,X., Chen, Q., Peng, L."Fabrication of high performance top-gate complementary inverter using a single carbon nanotube and via a simple process", American Institute of Physics, Applied Physics letters 90, 223116, 2007, pp. 223116 (1-3)

11. Lin, H., Park, Y., Tiwari, S. "A CompactSingle-Walled Carbon Nanotube Transistor Integrated with a Silicon MOSFET Using a Single Common Gate", Materials Research Society 2007, Vol. 963

12. Martinez, J., R.V. Martinez, R. Garcia”Silicon Nanowire Transistors with a Channel Width of 4 nm Fabricated by Atomic Force Microscope Nanolitography” American Chemical Society, pp. 3636-3639, Vol. 8, No.11, 2008

13. Shun, M., Ganhua L., Kehan, Y., Junhong,Ch.,”Specific biosensing using carbon nanotubes functionalized with gold nanoparticle–antibody conjugates” Elsevier Ltd. All rights reserved, September 26, 2009, pp. 479–486

14. Stokes, P., Khondaker, S.” Local-gated single-walled carbon nanotube field effect transistors assembled by AC dielectrophoresis” University of Central Florida, Department of Physics, Orlando , USA

15. Svensson, P., Tarakanov, T., Lee, D.,Kinaret, K., Park, Y. Campbell. B.,”A carbon nanotube gated carbon nanotube transistor with 5 ps gate delay” IOP publishing, Online at stacks.iop.org/Nano/19/325201

16. Seung K., Inkyu P., P.Heng, M. Nipun, M.Rogers, C. Grigoropoulos, A. Pisano, „ZnO nanowire network transistor fabrication on a polymer substrate by low-temperature, all-inorganic nanoparticle solution process”, Applied Physics Letters, Vol. 92, pp. 154102-1 - 154102-3, 2008

17. V. Schmidt, R. Heike, S. Senz, S. Karg, W.Riess, U. Gзsele, „Realization of a Silicon Nanowire Vertical Surround-Gate Field-Effecs Transistor” Nano Small Micro, Vol.2, No.1, pp. 85-88, 7 November, 2005.

18. Wingfield, A. ”Fabrication of a Gallium NitrideNano-Field Effect Transistor” NNIN REU Research Accomplishments, pp.80-82, 2010

19. Xiang L., Ch. Chixian, Sh. Nansheng, D.Sarkar, N. Singh, K. Banerjee, G. Lo, D. Kwong „Vertically Stacked and Independently Controlled Twin-Gate MOSFETs on a Single Si Nanowire”, IEEE Electron Device Letters, pp. 1492-1494, Vol.32, No.11, November 2011.

20. Xu, W., Chin A.,Y. Laura, N. Cun-Cheng, Y.Hongbin,”Electrical and optical characterization of individual GaSb nanowires”, Proc. Of SPIE Vol. 7224, pp. 72240G-1 – 72240G-7, 2009

Department of Microelectronics, Faculty of Electronic Engineering and Technologies ECAD Laboratory. Technical University–Sofia, 8 Kliment Ohridski blvd. 1000 Sofia. BULGARIA E-mail: mls@ecad.tu-sofia.bg E-mail: gva@ecad.tu-sofia.bg E-mail: mhristov@ecad.tu-sofia.bg

Постъпила на 15.03.2013 г.

- 166 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРОЕКТИРАНЕ НА ФОТОВОЛТАИЧНА ЦЕНТРАЛА

МИХАИЛ КАЛБАНОВ, РУМЕН ПОПОВ

Резюме: Разработен е идеен проект на „Фотоволтаична централа”с проектна мощност 1MW, разположена в землището на село Ресен, община В. Търново и свързана към електро-енергийната система на страната. Описани са етапите, методите, средствата и резултатите от проектирането. Определен е потенциала на слънчевата радиация и основните технически параметри на фотоволтаичната инсталация. Избран е вариант на обзавеждането. Направен е икономически анализ, и са формирни техническите изисквания към обекта. Извършен е анализ и оценка на екологичната съвместимост на централата. Ключови думи: фотоволтаична централа, слънчев потенциал, методи за проектиране

PHOTOVOLTAIC GENERATION PLANT DESIGN

MIHAIL KALBANOV, RUMEN POPOV

Abstract Conceptual project for grid connected 1 MW photovoltaic generation plant, located near village Resen, Veliko Tarnovo region, was developed. The project stages, methods, instruments and results are described. The solar radiation resources and the main technical properties of the plant were determined. Тhe complete equipment set variant was chosen. Financial analyses were accomplished and the photovoltaic generation plant technical requirements were defined. The plant ecological impact was analyzed and estimated.

Key words: photovoltaic plant, solar resources, design methods

1. Въведение В процеса на проектиране на съвременни

фотоволтаични (ФВ) централи се отчитат множество фактори, които в крайна сметка оказват силно влияние върху основните технически, експлоатационни и финансови параметри на реализирания проект. Част от тези фактори са силно променливи във времето и зависят от момента на стартиране, продължителността на изграждане и експлоатация на централата. Други се залагат от проектанта, а някои зависят от местоположението на обекта и прилежащата

инфраструктура. Прецизното, своевременно и детайлно проучване и прогнозиране на съвкупното влияние на всички тези фактори е гаранция за реализирането на качествен от техническа и инвеститорска гледна точка проект.

2. Етапи и методи за проектиране При първия етап на проектиране на

базата на местоположението на обекта се определя потенциала на слънчевата радиация в съответния регион. След това се определят основните технически параметри на

- 167 -

фотоволтаичната инсталация, избира се вариант на обзавеждането, прави се икономически анализ, формират се техническите изисквания към обекта, извършва се анализ и оценка на екологичната му съвместимост. А) Оценката на потенциала на слънчевата радиация се извършва по метода на симулацията с използването на географски радиационни бази данни. Оригиналната база данни PVGIS Europe се основава на модел, който интерполира измерванията на земно-базирани станции [7]. Измервателните данни от наземните станции представляват дълговре-менни осреднени стойности на месечната глобална и дифузна радиация, падащи върху хоризонтална повърхност. Данните са оригинална част от eвропейския атлас на слънчевата радиация [5]. Времевия период на данните е 10 години, от 1981 до 1990г.

Новата база данни CM – SAF – PVGIS е обща за Европа и Африка. Тя е базирана на пресмятания, извършвани от CM – SAF [1, 2, 3] основаващи се на сателитни изображения. Базата данни е съставена от информация за 12+ годишен период. Данните от първото поколение сателити Meteosat (Meteosat 5 – 7), известни още като MFG са от 1998 до 2005г, а тези от второто поколение (известни като MSG) са от юни 2006г. насам. Пространствената разрешаваща способност е 1,5 ъглови минути (около 3 km точно под спътника при 0° N, 0° W). Покритието обхваща зона от 35° S до 58° N и от 18° W до 55° E. Точността на модела в известна географска точка, сравнена с измерени полеви стойности има средноквадратична грешка от порядъка на 3.8%.

Базовите данни за симулациите са: Местоположение: 43°11'35"N, 25°32'30" E,

надморска височина: 68 m (Фиг.1); Използвана база данни за слънчевата

радиация: Climate – SAF PVGIS; Номинална мощност на централата: 1.0 МW; Тип на ФВ модулите: поликристален

силиций; Температурни загуби: 9.4% (на базата на

локалната околна температура); Приблизителни загуби, предизвикани от

ефектите на ъглово отражение: 3.3%; Други загуби (кабели, инвертори и др.): 7.0%; Общи загуби на ФВ системата: 18.7%. Б) Определянето на основните технически параметри на ФВ инсталацията (номинална мощност, заемана площ, насочване на ФВ модулите, разположение на обзавеждането, присъединяване и др.) се извършва на базата на анализа на слънчевия потенциал, разполагаемия терен, възможностите за доставка на

обзавеждане наличната инфраструктура и съществуващите нормативни изисквания.

Фиг. 1. Географско местоположение на обекта

В) Избора на вариант на обзавеждането се извършва на базата на основните технически параметри на ФВ инсталацията, техническите, ценови и експлоатационни характеристики на различните типове обзавеждане. Г) Икономическият анализ се извършва с иползването на специализиран софтуер PVplanet (PV Plant Engineering Toolbox) на Siemens [6]. Д) Формирането на техническите изисквания към обекта се осъществява на базата на съществуващото законодателство и действащите нормативни документи и разпоредби. Е) Анализът и оценката на екологичната съвместимост на обекта се изпълняват на базата на оценяване на кратковременното и дълговременното въздействия, които оказва обекта на окполната среда в процеса на неговото изграждане и по време на целия срок на експлоатацията му.

В процеса на проектирането е възможно извършването на няколко итерации в рамките на пунктове Б), В) и Г), които са взаимно-свързани.

3. Резултати С помощта на базата данни CM – SAF –

PVGIS е извършена симулация на осреднените месечни стойности на радиацията в района на обекта. Резултатите от симулацията са демонстрирани в Табл.1. Използвани са следните обозначения: Hh: Радиация в хоризонталната равнина

(Wh/m2/day); Hopt: Радиация при оптимален наклон

(Wh/m2/day); H(90°): Радиация при наклон: 90°. (Wh/m2/day); Iopt: Оптимален ъгъл на наклона (°);

- 168 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

T24h: Oсреднена за 24h температура (°C). Поради ограничения размер на терена и

по-добрата производителност на ФВ панелите от поликристален силиций в сравнение с тези от полиморфен тип, първите са избрани като предпочитани за настояшата реализация.

Таблица 1. Осреднени месечни стойности на радиацията в района на обекта; източник: [4] Месец Hh Hopt H(90°) Iopt T24h Януари 1400 2100 2070 61 0.4 Февруари 2340 3330 3030 55 3.1 Март 3450 4280 3260 43 7.0 Април 4740 5150 3070 28 12.3 Май 6120 6060 2870 15 18.1 Юни 6600 6220 2580 9 22.1 Юли 6670 6450 2790 13 24.3 Август 6010 6380 3400 24 23.9 Септември 4230 5110 3580 39 18.5 Октомври 2800 3940 3450 53 13.4 Ноември 1730 2750 2750 62 7.5 Декември 1250 1860 1850 61 1.9 Средно годишно

3950 4480 2890 33 12.7

При същата симулация е определен и

оптималния фиксиран ъгъл на разположение на панелите спрямо хоризонта (при ориентация - юг): Iopt = 33°. Определено е и изменението на оптималния ъгъл (в случай, че панелите не са фиксирани) по месеци в годината (Фиг.2). То остава в рамките от 9° до 62° и посочва зоните, в които е възможно да използваме временно фиксирани положения на панелите.

Фиг. 2. Оптимален ъгъл на наклона на панелите

Избираме три позиции: 10° - лятна, 30° - пролетно-есенна и 45° - зимна. Използването на повече от три фиксирани позиции е неоправдано от експлоатационна гледна точка. При тези три позиции са извършени симулации на прогнозното електропроизвидство и резултатите

са представени съответно в Табл. Табл. 2...4. Използвани са следните обозначения: Ed: Средно дневно производство на

електроенергия от системата (kWh); Em: Средно месечно производство на

електроенергия от системата (kWh); Hd: Средно дневна сума на глобалната радиация

на квадратен метър, възприемана от модулите в системата (kWh/m2);

Hm: Средно месечна сума на глобалната радиация на квадратен метър, възприемана от модулите в системата (kWh/m2).

Таблица 2. Прогнозно електропроизвидство при 10° наклон на панелите; източник: [4] Фиксирана с-ма: наклон 10º, ориентация 0º Месец Ed Em Hd Hm Януари 1470.00 45700 1.65 51.2 Февруари 2370.00 66400 2.70 75.7 Март 3230.00 100000 3.79 118 Април 4070.00 122000 4.97 149 Май 4970.00 154000 6.25 194 Юни 5160.00 155000 6.63 199 Юли 5240.00 162000 6.76 210 Август 4880.00 151000 6.28 195 Септември 3700.00 111000 4.62 139 Октомври 2680.00 83200 3.23 100 Ноември 1810.00 54300 2.10 62.9 Декември 1290.00 40100 1.47 45.5 Осреднено за година

3410.00 104000 4.21 128

Годишно 1250000 1540 Таблица 3. Прогнозно електропроизвидство при 30° наклон на панелите; източник: [4] Фиксирана с-ма: наклон 30º, ориентация 0º Месец Ed Em Hd Hm Януари 1850.00 57200 2.06 63.7 Февруари 2850.00 79900 3.27 91.4 Март 3580.00 111000 4.25 132 Април 4170.00 125000 5.15 155 Май 4830.00 150000 6.13 190 Юни 4870.00 146000 6.31 189 Юли 5030.00 156000 6.54 203 Август 4940.00 153000 6.41 199 Септември 4030.00 121000 5.08 152 Октомври 3200.00 99100 3.88 120 Ноември 2330.00 69900 2.68 80.4 Декември 1620.00 50300 1.82 56.5 Осреднено за година

3610.00 110000 4.47 136

Годишно 1320000 1630

- 169 -

Таблица 4. Прогнозно електропроизвидство при 45° наклон на панелите; източник: [4] Фиксирана с-ма: наклон 45º, ориентация 0º Месец Ed Em Hd Hm Януари 2000.00 61900 2.24 69.5 Февруари 3030.00 85000 3.49 97.8 Март 3640.00 113000 4.34 134 Април 4040.00 121000 4.99 150 Май 4490.00 139000 5.69 176 Юни 4430.00 133000 5.73 172 Юли 4610.00 143000 5.99 186 Август 4710.00 146000 6.12 190 Септември 4050.00 122000 5.12 154 Октомври 3380.00 105000 4.12 128 Ноември 2560.00 76700 2.96 88.7 Декември 1760.00 54400 1.99 61.6 Осреднено за година

3560.00 108000 4.40 134

Годишно 1300000 1610

Средно-годишното производство на електроенергия при оптимален ъгъл на наклона е 1 320 000 kWh. При използване на трите работни позиции, 10° през месеците май-юли, 30° април и август и 45° през септември-март, възможният добив е 1 367 000 kWh, което е с 3,56 % по-висока стойност. При използване на само две работни позиции – 10° през месеците май-август и 45° през септември-април добивът

ще е в рамките на 1 361 000 kWh, което е с 0,44% по-нисък добив от варианта с три позиции. Избран е точно този вариант, поради понижените експлоатационни разходи, без при това да има съществена разлика в енергопроизводството.

Определени са основните технически параметри на ФВ инсталацията: единична мощност на панелите: 280W; количество панели: 3570; Брой стрингове: 13; номинална проектна мощност: 1,000160 МW; площ на използвания терен 23 дка; монтаж на панелите – носеща метална конструкция с антикорозионно покритие (горещо поцинковане) и с две фиксирани с болтови връзки позиции на наклона 10° и 45° (Фиг. 3). Конфигурацията на системата върху разполагаемия терен е показана на Фиг. 4.

Фиг. 3. Конструкция на стринговете

Фиг. 4. Обект: ГРУ 20kV и Външно ел. захранване 20kV на „Фотоволтаична централа” в УПИ III,

кв. 1, Гаров район, с. Ресен, общ. В. Търново

- 170 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

МКРУ 20kV – ново се присъединява към ВЕЛ 20kV „Детелина” – съществуващо, чрез РОМзК 20/400А и 3 бр. катодни отводители.

Избрано е базовото обзавеждане: ФВ панели модел LDK-280P-24 – 3570 бр. в

конфигурация по 42 бр. серийно (600V); Инвертори модел SMA Sunny Central 500U

500 kW– 2 бр.; КРУ на Schneider Electric (със сертификати от

ЕРП и НЕК); Трансформатор тип TM 1000kVA 20/0.4kV.

Всички компоненти на инсталацията са европейско производство или са произведени съгласно европейските стандарти и изисквания за съвместимост и безопасност. Производи-телите, чрез съответните писмени документи, гарантират надеждността и качеството на изделията, както и достоверността на TUV сертификатите. Те осигуряват гаранционно обслужване на територията на ЕС, включително в България, и носят отговорност за подмяна на дефектирали елементи.

Разработена е еднолинейна схема на свързване на компонентите, отчитаща особенностите на обекта и инфраструктурата.

Икономическият анализ е извършен при заложен срок на експлоатация на централата 25г., старт 10. 2011, преференциална цена 0,33 €/kWh, заем 70% и инвестиция в размер 2550000 €. Част от резултатите (с отчитане на собственото потребление) е показана в Табл. 5. Определен е прогнозният срок на възвръщане на инвестицията – 9,5 год.

Таблица 5. Прогнозен енергодобив и финансови приходи за период от 25 год.; източник: [6] Година Цена на

1kWh [€] Генерирана

енергия [kWh] Приходи

[€] 1 0,330 1 178 080 388 766,40 2 0,330 1 172 190 386 822,57 3 0,330 1 166 329 384 888,46 4 0,330 1 160 497 382 964,01 5 0,330 1 154 695 381 049,19 6 0,330 1 148 921 379 143,95 7 0,330 1 143 176 377 248,23

Година Цена на 1kWh [€]

Генерирана енергия [kWh]

Приходи [€]

8 0,330 1 137 461 375 361,99 9 0,330 1 131 773 373 485,18

10 0,330 1 126 114 371 617,75 11 0,330 1 120 484 369 759,66 12 0,330 1 114 881 367 910,86 13 0,330 1 109 307 366 071,31 14 0,330 1 103 760 364 240,95 15 0,330 1 098 242 362 419,75 16 0,330 1 092 750 360 607,65 17 0,330 1 087 287 358 804,61 18 0,330 1 081 850 357 010,59 19 0,330 1 076 441 355 225,53 20 0,330 1 071 059 353 449,41 21 0,330 1 065 704 351 682,16 22 0,330 1 060 375 349 923,75 23 0,330 1 055 073 348 174,13 24 0,330 1 049 798 346 433,26 25 0,330 1 044 549 344 701,09

В контекста на европейската

стандартизация, към международната електри-ческа комисия (IEC) е създадена отделна техническа комисия (TC82), която се занимава специално със стандарти за фотоволтаични системи и обзавеждане за тях. Основните технически изисквания към обекта (твърде обемисти, за да бъдат приложени тук) са изработени на основата на съществуващите стандарти на EC в тази област. Изисквания към PV модулите: Електрически и механични параметри- Стандарт IEC 60904: “Measurement Principles

for Terrestrial Photovoltaic (PV) Solar Devices with Reference Spectral Irradiance Data”;

Стандарт IEC 61215: “Crystalline silicon terrestrial photovoltaic (PV) modules – Design qualification and type approval”;

Стандарт IEC 61646: ”Thin film terrestrial photovoltaic (PV) modules – Design qualification and type approval”;

Стандарт IEC 61853: “Performance testing and energy rating of terrestrial photovoltaic (PV) modules”;

Стандарт IEC 60038. Изисквания към инверторите: Eлектромаг-нитна съвместимост – Стандарт EN 50081,50082; Стандарт EN 50160, 61000. Изкривявания в мрежата – Стандарт ЕN 60555, ЕN 61000-3-2. Изисквания за свързване с мрежата : Стандарт IEC 61277: “Terrestrial photovoltaic

(PV) power generating systems - General and guide”;

- 171 -

Стандарт IEC 61727: “Photovoltaic (PV) Systems - Characteristics of The Utility Interface”;

Стандарт IEC 62116 : “Testing Procedure Of Islanding Prevention Measures For Grid-connected Photovoltaic Power Generation Systems”;

Стандарт IEC 62446: “Grid connected photovoltaic systems - Minimum system documentation, commissioning tests and inspection requirements”.

Условия за безопасност: Стандарт IEC 61173: “Overvoltage protection

for photovoltaic (PV) power generating Systems”;

Стандарт IEC 61508: “ Safety Integrity Level - SIL “;

Стандарт IEC 61730: “Photovoltaic module safety qualification”.

Изисквания за заземяване: Стандарт IEC 60364-7-712. Лична безопасност: Стандарт ISO 20282-1. Мълниезащита: Стандарт IEC 1024-1, IEC 81/64/CD.

Анализът и оценката на въздействието на обекта върху околната среда показват следното:

Дейностите по изграждане на инсталацията включват само разопаковане и монтаж на леки детайли без мокри процеси. Те не изискват работна площадка и не могат да бъдат източник на замърсяване с отпадъци на съседни терени. Не е необходимо и изграждане на технологичен път поради наличието на такъв до границите на имота. Поради относително краткия срок на фазата строителство (6 месеца), не се очакват тежки технически замърсявания – масла и аерозоли, водещи до сериозни и трайни увреждания на местообитанията.

Експлоатацията на централата е екологично съвместима с околната среда, съоръженията не издават шум, нямат движещи се елементи не замърсяват околната атмосфера с вредни газове, нямат отпадъчни продукти.

4. ЗаключениеВ проекта ФВ централа са отчетени

всички основни фактори, оказващи влияние върху нейните технико – икономически показатели, експлоатационните и характе-ристики, условията за безопасна работа и минималното въздействие върху околната среда.

Разработената еднолинейна схема в максимална степен отчита особенностите на локацията и на прилежащата инфраструктура.

Изложените методи, етапи на разработка, както и цитираните литературни източници и стандарти биха могли да се използват като методични указания при изготвянето на други подобни проекти.

ЛИТЕРАТУРА

1. Huld T., Müller R., Gambardella A., A newsolar radiation database for estimating PV performance in Europe and Africa. Solar Energy, 86, 6, 1803-1815 (2012)

2. Ineichen P., Barroso C.S., Geiger B.,Hollmann, R., Marsouin A., Müller R., Satellite Application Facilities irradiance products: hourly time step comparison and validation over Europe', International Journal of Remote Sensing, 30, 5549-5571 (2009)

3. Müller R., Matsoukas C., Gratzki A., BehrH.D., Hollmann R., The CM-SAF operational scheme for the satellite based retrieval ofsolar surface irradiance - A LUT badsed eigenvector hybrid approach. Remote Sensing of Environment, 113, 1012-1024 (2009)

4. PVGIS (c) European Communities, 2001-2012:http://re.jrc.ec.europa.eu/pvgis/apps4/pvest.php

5. Scharmer K. Greif J. The european solarradiation atlas. Vol. 1: Fundamentals and maps, Les Presses de l’École des Mines, Paris, 2000.

6. Siemens PVplanet Ref. No: IN 2012.06.5ehttp://www.siemens.com/innovation/en/news/2012/e_inno_1219_1.htm

7. Šúri M., Huld T.A., Dunlop E.D., PVGIS: aweb-based solar radiation database for the calculation of PV potential in Europe. International Journal of Sustainable Energy, 24, 2, 55-67 (2005)

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: kalbanov@abv.bg; E-mail: rum_pop@yahoo.com

Постъпила на 26.02.2013 г.

- 172 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

A STUDY OF SOME BLIND IMAGE DECONVOLUTION TECHNIQUES

MIRCEA WEINGART, OREST VASCAN

Abstract: Image deconvolution techniques evolved to complex algorithms that try to reconstitute the image degraded by motion blur or from optical camera focus reasons . Non-blind, semi-blind and blind deconvolution algorithms have been implemented to restore images with a known , partially known or unknown PSF (Point Spread Function). In this paper it is assumed that the PSF is unknown and that the image is both blurred and also has salt-and- pepper noise . Techniques are proposed for image restoration and experimental results are presented .

Key words: blind image deconvolution , Mumford-Shah algorithm , denoising and deblurring , Karhunen-Loeve transform , radial-basis neural networks

1. Introduction Images are often subject to a process of degradation that is due to one or more different factors. The sources that generate images can be quite different: medical imaging equipment ,photo cameras ,astronomical observations ,microscopy , radar and so on. All these image generating sources and the communication channel can produce a degradation of the image . Examples of image degradation are :

- Optical blur , due to camera out of focus;

- Motion blur; Additive or multiplicative noise ;

- Quantization used for image processing The image degradation model may be described as follows :

g = h*f + n (1)

where g is the degraded image , f the original true image , h is the operator that degrades the image , and n is the noise. For a two dimensional image , and if h is a linear shift-invariant operator , the relation (1) may be written as a convolution in the spatial domain (here in plane). g(x,y) = h(x,y)*f(x,y) + n(x,y) (2) g is called a blur image and h acts as a blurring filter named also Point Spread Function (PSF).. Apply Fourier transform to (2) and get G(ω) = H(ω)F(ω) + N(ω) (3) It results that

G(ω) N(ω)H(ω)

( )F (4)

and the reconstructed image f is the inverse Fourier transform of F . The solution of this inverse problem is difficult to find if H(ω) has zeroes or is too small or if the noise dominates the solution .

- 173 -

A regularization needs to be applied to solve an optimization – convex problem .

21f(x,y) arg min || * || ( )2

g f h J f (5)

where J(f) is a regularization term and λ a Lagrange multiplier. The simplest regularization avoiding the unwanted noise effect in the inversion is the 2l norm:

J(f) = 12

2|| ||f , ensuring that the restored image

has a bounded energy . If PSF is known the problem of restoring the image f is called a non-blind deconvolution. If the PSF is unknown there is a blind deconvolution problem . In this case both the original true image must be restored and also recover the PSF. Techniques were proposed to recover the image from blur and noise through deconvolution using a unified variational approach as in [8] or a two stage denoise –by median filtering-followed by deconvolution as in [14]. Neural networks were also used for blind image deconvolution by neural recursive function approximation as described in [4] .

2. Description of the solution and

techniques used for a comparative study of blind image deconvolution

2.1 The proposed solution for blind

image deconvolution It is proposed a four phase approach for blind image deconvolution and denoising. It is assumed that there is no knowledge of the PSF for the processed images.

The First phase :

it is performed a Principal Components Analysis ( Karhunen-Loeve ) transform of the blurred and noisy image in order to decorrelate the image pixels-by orthogonalizing the new basis vectors .It also orders -according to ordered decaying eigenvalues -the resulting orthogonal principal components , allowing us to consider only components with the largest variations and so to get a compression of the image data set.Noise is present in the higher frequency domain , so by selecting the first principal components it is possible to remove some noise .

The Second phase :

As recommended in [3] a median filtering gives good results before the actual deconvolution

takes place. Median filtering is applied here using the median non-linear spatial filter that is a low-pass filter .

The Third phase :

it is performed a deconvolution based on the maximum likelihood algorithm (Matlab’s deconvblind [5] applied to the result image of the second phase).

The Fourth phase :

It is performed a minimization of the Mumford-Shah functional that has good edge preserving properties and isolates noise through a process of image segmentation .This minimization is applied to the imageresulted from phase three . It is used the complete combinatorial solution that uses graph based tools for minimization of the functional as presented in [1] and [2] . This phase may be followed by image data compression as proposed in [15] for an optimal storage and data transmission channel usage and by classification with neural networks .

2.2 Description of the techniques

used for blind image deconvolution and denoising

Principal Components Analysis

(Karhunen-Loeve transform) Let X represent n vectors with K components each . X= 1, 2[ ,......., ]T

nx x x (6)

A transformation M : X Y = M(X- Xm ) is sought such that the covariance matrix of Y is diagonal.

For each vector xj:

Xm = EX = 1

1 K

ii

xK

= (m1,m2 ,…mn)T (7)

is the vector of mean values of the n input vectors .

X= E(X- Xm ) ( )T

XX m (8) is the covariance matrix of X. If the rows of M are the orthogonal eigenvectors (they are the principal components)of

Xordered according to decaying

eigenvalues ,then Y

is a diagonal covariance matrix of Y with the diagonal comprised of the eigenvalues of

X, so that the decorrelation

of pixels is achieved in the new coordinate basis system formed by the principal components

- 174 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

with the preservation of variance .The i-th component of

Yis the variance of X along

the i-th principal component coordinate. References are in [9] , [10] , [11] .

Median filtering

It is used the implicit 3x3 mask moving over the image and taking the median value from the ordered set of values under the mask - it is used the medfilt2 function of Matlab referred here in [5] and [6]. All Matlab processing was performed with Matlab R2011b.

Deconvolution

Is performed on a weighted blurred and noisy image. This image has a salt-and-pepper noise and a blur resulted from a Gaussian low-pass filter (image is represented as a normalized matrice with values in the [0 1] interval) .It is used deconvolution (Matlab weighted deconvblind) as in [12].

Minimization of the Mumford-Shah

functional This implemented algorithm is applied to the result from the previous phase three . Given R a domain decomposed in regions iR ( i=1,….,n) that are connected components of R -

.

1 2 ....... nR R R R , with iR R and is the boundary separating the regions.f approximates piecewise smooth the true image g The Mumford-Shah functional is

µ2 2 2( ) || ( ) || ( )R R

f g dxdy grad f dxdy (9)

and the solution is a pair (f, ) that minimizes the functional. The boundary should have a minimum length.µ and ν are parameters. The first term of the functional is called the data fidelity term and represents how close is f to g The second term represents a smoothing of the edges and has the role of edge preservation.The third term represents the boundary with a length that has to be minimal. The image g is supposed to vary smoothly in each Ri , and varies discontinuously or rapidly across -the boundary that separates the regions Ri .

The block representation of the proposed solution Fig.1 The block components representing the

proposed solution 3.Experimental Results

For the computer software simulated experiments it was used Matlab code ,and also was used code from [2] and [7] processed on a laptop with Pentium 4 Mobile processor at 2GHZ , and 1 GB RAM . Lena , Barbara and Peppers original grayscale images are in bitmap format , with dimension 512x512 pixels with 8 bits per pixel .First of all blur was simulated with a rotationally symmetric Gaussian lowpass filter that was applied to the original image .The Gaussian filter size ( hsize) is 15 , for standard deviations (sigma) : σ=3 and σ=5. Then 5.4 % salt-and-pepper noise was added .Next phase was to perform Karhunen-Loeve for the noisy and blurred image.and were used the principal components of the image for further processing . The image was denoised by using a median filter ,then was deblurred by deconvolution (with a weighted deconvblind).The informational energy in the first 474 , and respectively 342 principal components is 99.99 % - from the total energy corresponding to all 512 principal components of the image.MUMFORD-SHAH segmentation was then applied for the case where Gaussian filtering and salt-and-pepper was added .Unsharp filtering was tested as an alternative solution for edge sharpening and was applied to the denoised and deblurred image , and the result was below the Mumford-Shah algorithm performance.

PRINCIPAL COMPONENTS ANALYSIS

MEDIAN FILTER

BLURRED NO ISY IMAGE

WEIGHTED DECO NVO LUTIO N

MUMFORD - SHAH FUNCTIO NAL MINIMIZATIO N

UNSHARP FILTER

- 175 -

Table 1 –Barbara image results PC: represents the number of selected principal components in all tables and images attached in this article.

A supervised Neural network , variant of Radial basis neural network called Probabilistic Neural network was trained with the denoised and deblurred Lena, Barbara and Peppers images as one set , for each of these images were selected all 512 principal components . In [16] is mentioned that a pre-processing - such as Principal Components Analysis of the training input vectors may improve efficiency of the neural neworks . Each of the three training images was assigned to one class that has a unique numeric code .This type of neural network has two layers. The first layer is the Radial Basis Layer and computes the distance between the input vector and the input training vectors and it has an exponential transfer function –the exponent is the weighted distance mentioned before.The input layer receives the training vectors and the target vector that represents the classes assigned to the training vectors.The second layer-called the Competitive Layer- classifies the input vector into a class based on a compete transfer function that selects the class assigned to the input vector ,such that this class to

Table 2 –Lena image results be correct with the maximum probability . In the experiments was simulated a classification with this neural network for each of the above mentioned three images separately , by selection of 32 , 72 , 142 , 342 and 472 principal components for each image , for the deblurred and denoised images . The classification was 100% correct for all cases mentioned above . In the noisy and blurred images simulation case for the same selection of principal components (32 , 72 , 142 , 342 and 472) the classification was also correct with the exception of the peppers image for the selection of 32 principal components with a 50% rate of success . PSNR (peak signal-to-noise ratio) measures the difference between two images and it is defined as PSNR = 20 * log10 (255/rms) , where rms is the root mean square difference between the two images.

blur filter sigma

LENA IMAGE PSNR (dB)

BLUR AND NOISY IMAGE IMAGE

σ=3 17.47

σ=5 17.24

DENOISED AND DEBLURRED IMAGE

Without

Mumford-Shah

With Mumford-

Shah σ=3 512 PC

28.05

28.06

σ=5 512 PC

26.54 26.55

σ=3 472 PC

20.70 20.76

σ=5 472 PC

20.26 20.30

σ=3 342 PC

19.75 19.94

σ=5 342 PC

19.59 19.77

blur filter sigma

BARBARA IMAGE PSNR (dB)

BLUR AND NOISY IMAGE

σ=3 16.39

σ=5 16.14

DENOISED AND DEBLURRED IMAGE

Without

Mumford-Shah

With Mumford-

Shah σ=3 512 PC

22.05 22.05

σ=5 512 PC

21.48 21.48

σ=3 472 PC

19.11 19.13

σ=5 472 PC

18.73 18.76

σ=3 342 PC

18.35 18.46

σ=5 342 PC

18.04 18.20

- 176 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Table 3 –Peppers image results Interpretation of the results: -Mumford-Shah filter improved the PSNR for the cases where 342 and 474 principal components were selected .This filter was applied to the deblurred and denoised image . - Mumford-Shah filter applied for 512 principal components –that is the case when all principal components were used –may improve also the PSNR or converge to the same PSNR result as for the deblurred and denoised image that was not processed with the Mumford-Shah algorithm .

4. CONCLUSIONS AND ACKNOWLEDGEMENTS

When blur and noise are acting on an image , a non-linear process of degradation takes place. The blur can be regarded –for the linear shift invariant case - as a result of low-pass filtering , while the noise adds non-linearity to the image.This non-linearity justifies the non-linear techniques

used here for image deblur and denoise .From the images presented above results that phase is much degraded with blurring and in the presence of noise and that the image’s FFT (Fast Fourier Transform) magnitude is located in a lower frequency domain when is compared with the true original image FFT magnitude spectrum. A correct phase restoration would help the correct image restoration.By using a multi phase approach as described above we get an improvement of the PSNR and image quality for the case of the selection of the relevant principal components of the deblurred and denoised image. The Mumford-Shah algorithm performs a better edge preservation of the image than unsharp filtering as can be seen in the images from this article. Neural networks can be used –in this article is presented the case of the probabilistic neural network , a variant of the radial basis neural network – for automatic image classification of the deblurred and denoised images. The code of the class can be used for data compression if it associated with an image belonging to the specified image class . Thanks to Professor Victor-Emil Neagoe for advice and to Professor Gabriel Peyre and Dr. Leo Grady for the permission to use their specific application code and also for suggestions.

blur filter sigma

PEPPERS IMAGE PSNR (dB)

BLUR AND NOISY IMAGE

σ=3 16.39

σ=5 16.09

DENOISED AND DEBLURRED IMAGE

Without

Mumford-Shah

With Mumford-

Shah

σ=3 512 PC

25.83 25.83

σ=5 512 PC

23.86 23.86

σ=3 472 PC

20.15 20.16

σ=5 472 PC

19.74 19.77

σ=3 342 PC

19.20 19.33

σ=5 342 PC

18.56 18.69

- 177 -

Barbara image deblur

and denoise No Mumford-Shah

512PC’s

Barbara image deblur and denoise

No Mumford-Shah 472PC’s

Barbara image – blur and noise

Lena- blur and noise

Lena image deblur

and denoise 472 PC’S with Mumford-Shah

Lena – deblur denoise 512 PC’S

with Mumford- Shah

Barbara FFT2 PHASE blurred and noisy image

FFT2 MAGNITUDE

Barbara blurred and noisy image

Lena image – FFT2 PHASE blurred and noisy

Lena image FFT2 MAGNITUDE

blurred and noisy

Lena image deblur denoise

UNSHARP filtering 512 PC’S

Barbara deblur denoise UNSHARP filtering 512 PC’S

Lena original image FFT2 PHASE

Lena original image FFT2 MAGNITUDE

Peppers original image

Peppers deblur and denoise - 342 PC’S – with Mumford-Shah

- 178 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

References 1. Leo Grady, Christopher Alvino IEEE Transactions on image processing, VOL. 18, NO. 11, NOVEMBER 2009 The Piecewise Smooth Mumford-Shah Functional on an Arbitrary Graph 2. Leo Grady , Christopher Alvino Combinatorial Mumford-Shah functional code 3 Jian-Feng Cai, Raymond H. Chan , , Mila Nikolova : Two-phase approach for deblurring images corrupted by impulse plus gaussian noise Inverse Problems and Imaging , Volume 2, No. 2, 2008, 187–204 4. Jiann-Ming Wu, Hsiao-Chang Chen, Chun-Chang Wu, and Pei-Hsun Hsu ,World Academy of Science, Engineering and Technology 46 2010 Blind image deconvolution by neural recursive function approximation 5. Matlab : deconvblind algorithm.

Barbara image deblur and denoise with Mumford-Shah 512PC’s

Barbara image deblur and denoise

with Mumford-Shah 472PC’s

Lena image deblur denoise 472 PC’S no Mumford-Shah

Lena image deblur and denoise 512 PC’S no Mumford-Shah

6. Alasdair McAndrew : Introduction to Digital Image Processing with Matlab Notes for SCM2511 Image Processing 1 ,Semester 1, 2004 7. Gabriel Peyré A Numerical Tour of Signal Processing :Advanced Signal, Image and Surface Processing : Ceremade, Université Paris-Dauphine 8. Leah Bar, Nir Sochen, Nahum Kiryati : Scale Space and PDE Methods in: Computer Vision 9. Victor Neagoe , Octavian Stanasila: The theory of pattern recognition , Editura Academiei Romane , Bucharest , 1992 10. Jonathon Shlens : A Tutorial on Principal Component Analysis ; Center for Neural Science, New York University, New York City, April 22, 2009; Version 3.01

Barbara original image

Lena original image

FFT2 PHASE original image Barbara

FFT2 MAGNITUDE

original image Barbara

- 179 -

11. Mark Richardson ,Mathematical InstituteUniversity of Oxford :Principal component analysis, "Special topic”, 2009

12. Mathworks web-site: Deblurring Images Using the Blind Deconvolution Algorithm http://www.mathworks.com/products/demos/image/ipexblind/ipexblind.html

13. D. Mumford , J. Shah. OptimalApproximations by Piecewise Smooth Functions and Associated Variational Problems. Communications on Pure and Applied Mathematics, Vol. 42, pp 577-686, 1989.

14. Jian-Feng Cai · Raymond H. Chan · Mila Nikolova Fast Two-Phase Image Deblurring Under Impulse Noise , J Math Imaging Vis (2010) 36: 46–53 DOI 10.1007/s10851-009-0169-7

15. Vascan Orest , Weingart Mircea Cascading Transformations and Vector quantization in Image Compression : Recent Researches in Information Science and Applications –WSEAS Conference January 9-11 , 2013 , Milan, Italy ; Lecture Notes in Computer Science Volume 3459, 2005, pp 107-118

16. Howard Demuth , Mark Beale , MartinHagan Neural Network Toolbox - for use with MATLAB®

Mircea Weingart and Orest Vascan are PhD students , The Faculty of Electronics, Telecommunications and Information Technology , University Politehnica – Bucharest , B-dul Iuliu Maniu 1-3, cod postal 061071, sector 6, Bucuresti, Local Leu, corp A, et.1, Romania

E-mail: mirceaw201@yahoo.com E-mail: mircea.weingart@radioromania.ro E-mail: ovascan@crescendo.ro

Постъпила на 04.03.2013 г.

- 180 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ИНФОРМАЦИОННА ТЕХНОЛОГИЯ ЗА ОЦЕНКА НА ЕНЕРГИЙНИТЕ СПЕСТЯВАНИЯ

В ИНДУСТРИЯТА

НАНКО БОЗУКОВ, ДИМИТЪР СПИРОВ, НИКОЛАЙ КОМИТОВ

Резюме: В доклада е разгледан алгоритъмът на програма за обработка на данни, което има значение за точната и коректна оценка при определяне на енергийната ефективност по разработени и утвърдени методики. Данните и методите са базирани на измервания или са базирани на оценки. Преди всяка оценка трябва да се осигурят максимално точни данни. Представен е и алгоритъмът на една от подпрограмите, която може да се използва като самостоятелна програма за определяне на енергийните спестявания за производството на определен продукт в индустрията. Спестеното количество енергия за една година се изчислява по определена в методика формула. Оценката на енергийните спестявания в индустрията се осъществява чрез измерване и/или оценка на потреблението преди и след прилагане на съответната мярка за енергийна ефективност. Ключови думи: енергийни спестявания в индустрията, програмен алгоритъм, енергийна ефективност

INFORMATION TECHNOLOGY ASSESSMENT OF ENERGY SAVINGS IN INDUSTRY

NANKO BOZUKOV, DIMITAR SPIROV, NIKOLAY KOMITOV

Abstract: The report discussed the algorithm of the program to process data, which is important for accurate and fair assessment to determine the energy efficiency developed and validated methodologies. The data and methods are based on measurements and are based on estimates. Before any assessment must provide accurate data possible. Presented algorithm is a sub-program that can be used as a standalone program to determine the energy savings for the production of a product in the industry. Amount of energy saved in one year is calculated by a formula specified in methodology. The evaluation of the energy savings in industry is done by measuring and / or estimating consumption before and after the implementation of the energy efficiency measure.

Key words: energy savings in industry,program algorithm, energy efficiency

1. Въведение Индустриалните обекти са интегрирани

системи от сгради и производствено- технологичен процес за реализиране на продукт или услуга. Те са едни от най-големите потребители на енергия. Енергийната ефективност за индустриалните обекти се

постига с оптимален производствено - технологичен процес с изисквано качество при минимален разход на енергия. Енергийният мениджмънт снижава разходите за енергия при производството.

Индустриалните обекти консумират значителни количества енергия от общите

- 181 -

енергийни нужди на страната. При използване на новите технологии е възможно намаляване на енергийната консумация за индустриални цели. Енергийна ефективност може да се постигне с прилагане на интелигентни системи за управление на захранването и с използване на възобновяеми енергийни източници на енергия. Така захранването ще е независимо, гъвкаво, адаптивно, пестящо енергия.

2. Насоки при енергийно обследване на

сгради Интелигентните системи са насочени

към разширяване на възможностите за управление. Развитието на интелигентните системи се извършва паралелно с развитието на информационните технологии.

Енергийното обследване на сгради има за цел да установи нивото на потребление на енергия, да определи възможностите за намаляването му и да препоръча мерки за повишаване на енергийната ефективност [7]. Разработените методики за оценяване на енергийните спестявания спазват приципа чрез измерване и/или оценка на потреблението преди и след прилагане на съответната мярка за енергийна ефективност. Методиките имат за цел да докажат изпълнението на отделни мерки или пакет от мерки за повишаване на енергийна ефективност в жилищни и общински сгради и са насочени към подмяна или осъвременяване на оборудване или сграда [6].

3. Аспекти при оценка на енергийните

спестявания Количеството на спестена енергия е

равно на разликата между енергията, ползвана преди въвеждането на мярката или програмата за подобряване на енергийната ефективност, и използването на енергията, измерено след това въвеждане.

Разработените методики обхващат следните направления [6]:

- Подмяна на оборудване с енергийно ефективно. При това направление базовата линия е специфичното енергийно потребление на съществуващото оборудване преди подмяната, ако има данни за това. В случай, че няма данни за това потребление, като базова линия може да се използват данни за средните стойности на специфичното енергийно потребление на подобно съществуващо оборудване.

- Осъвременяване на оборудване или сграда. Базовата линия при това направление е специфичното енергийно потребление преди модернизацията на оборудването или на

сградата. Ако липсват данни за специфичното потребление на конкретното оборудване може да се използват данни за средните стойности на потреблението на подобно съществуващо оборудване. При липса на данни за специфично енергийно потребление в сградата преди прилагането на мерките за енергоспестяване, то за базова линия може да се използва специфичното потребление на сгради, построени според нормите за проектиране към годината на построяването на сградата.

- Придобиване на енергийно ефективно оборудване или сграда. При това направление базовата линия е специфичното енергийно потребление на старото оборудване преди подмяната. В случай на липса на данни за базовата линия се приема средното специфично енергийно потребление на продаваното ново оборудване в страната към базовата година или нормите за енергийни характеристики на сгради, действащи през базовата година.

Фиг. 1. Блок – схема на програмата за обработка на данни, В-вход, И-изход

- 182 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

4. Описание на блок-схема на програма

за енергийна ефективност. Разработени са алгоритъм и програма за

интелигентна обработка на данни при определяне на енергийната ефективност (фиг.1).

След стартиране на програмата се въвежда номерът (1, 2, 3,...12) на използваната методика за оценяване на енергийните спестявания. На всяка методика съответства подпрограма, която се изпълнява и се извеждат резултатите от действието на подпрограмата. След завършване на работата с програмата се извеждат крайните резултати. Всяка подпрограма може да се използва самостоятелно като отделна програма.

3. Описание на алгоритъма на

програмата за енергийно спестяване в индустрията Една от подпрограмите е за енергийно

спестявания в индустрията. Разработена е като подпрограма и като самостоятелна програма за изчисляване на оценката на енергийните спестявания в индустрията, като е използван програмният език на системата за научни и инженерни изчисления MatLab, базирана на матрично представяне на данните.

MatLab е отворена, гъвкава и лесно адаптируема към решението на конкретна задача на потребителя. Може да се прилага в много области на познанието, защото съдържа средства, включващи обработка на данни, действия с матрици, вектори, полиноми, комплексни числа, анализ на сигнали, цифрова филтрация, двумерна и тримерна графика и други [2, 3, 4].

Алгоритъмът на програмата за обработка на данни при енергийно спестяване в индустрията е описан с блокова схема (фиг. 2).

Въвеждат се: SECIс - специфичен разход на енергия за производството на единица продукт преди прилагане мерките за енергоспестяване kWh/ед.прод./год; SECIн - специфичен разход на енергия за производството на единица продукт след прилагане мерките за енергоспестяване kWh/ед.прод./год; W – произведена продукция през съответната година (тона, м2, броя и т.н.); Изчислява се и се извежда спестеното количество енергия за производството на определен продукт в индустрията за една година FES [kWh/год.]

FES=( SECIс - SECIн)* W , kWh/год (1)

Ако програмата се изпълнява отново, се

преминава към нейното начало, ако не се изпълнява, се завършва нейното изпълнение.

След стартиране на програмата се изпълняват стъпките, описани в нейния алгоритъм. Използвана е методика за енергийно спестяване в индустрията [6]. След завършване на работата с програмата се извежда крайният резултат, представляващ спестеното количество енергия за производството на определен продукт в индустрията за една година по следната формула:

Цялата сесия от работа с програмата, всички променливи и данни, използвани в програмата, се съхраняват в отделен файл, който може да бъде отварян, разглеждан и разпечатван.

Фиг. 2. Блок – схема на програмата за енергийно спестяване в индустрията,

В-вход, И-изход

4. Предимства на програмата С програмата лесно и бързо се

обработват и изчисляват данните, необходими за прилагане на методиката, която има за цел да докаже изпълнението на отделни мерки или пакет от мерки за повишаване на енергийните

- 183 -

спестявания в индустрията.При натрупване на достатъчен обем база данни може с голяма точност да се прецени реалният ефект от енергийните спестявания в индустрията. На тази база може да се направи пълен анализ и да се сравнят заложените по проект енергийни характеристики и постигнатите при реалната експлоатация. Издаденият сертификат в срока, предвиден от закона за енергийна ефективност, би имал солидна обосновка от фактически данни.

5. ЗаключениеИнформационната технология за

обработка на данни, оценка и изчисление на енергийните спестявания е добро и удобно средство за контрол и обективен анализ на ефекта от приложение на мерките за енергийна ефективност в индустрията. При прилагане на такава програма може да се постигне висока надежност, лесен трансфер и обработка на данните.

Наличието на данни и възможността за тяхното събиране и обработка е от основно значение за точната и коректна оценка на енергийните спестявания по разработените методики. Затова е важно преди всяка оценка да има максимално точна информация и данни.

Информационните технологии трябва да се използват във всяка от методиките за енергийни спестявания. Енергоспестяващите системи са насочени към ефективно използване на енергията чрез иновативни технологии. Благодарение на тях съвременната индустрия съчетава адаптивност, функционалност, естетика, екологичност и енергийна ефективност.

Разработената иформационна технология има научно-приложен характер. Приносите на авторите са свързани с използване на тази технология за оценка на енергийните спестявания в индустрията в една компания за енергийно обследване. Данните, получени при енергийно обследване се съхраняват в база данни за прогнозиране при изследване на енергийната ефективност.

ЛИТЕРАТУРА

1. Дьяконов В.П., MATLAB 6: учебный курс,Санкт Петербург, Питер, 2001.

2. Чен Ч., П Джиблинг, А. Ирвинг MATLAB вматематических исследованиях, Москва, Мир, 2001.

3. http://www1.bpo.bg/images/stories/buletini/

binder-2012-09.pdf

4. www.mathworks.com

5. http://www.eulaw.egov.bg/DocumentDisplay.aspx?ID=382929

6. http://www.mi.government.bg/files/useruploads/files/microsoft_word-metodiki.pdf

7. http://www.climamarket.bg/

Department of Informatics and Statistics University of Food Technologies - Plovdiv 26 Maritza Blvd. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: bozukovnanko@abv.bg E-mail: dimitar_spirov@abv.bg E-mail: nikkomitov@abv.bg

Постъпила на 13.02.2013 г.

- 184 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

APPLICATION OF NEW INFORMATION TECHNOLOGY IN TRANSMISSION POWER

SYSTEM

NEVENKA ROGLEVA, VANGEL FUSTIK, SOFIJA NIKOLOVA-POCEVA, ATANAS ILIEV, ANTON CAUSEVSKI

Abstract: The application of new Information Technology in transmission power systems will be discussed in this paper. Web services and Service-Oriented Architecture (SOA) will be analyzed. Implementing Web Services and SOA in Power system lead to higher system interoperability and simplify planning, monitoring and controlling the system, but on the other hand control system is exposed to vulnerabilities, hackers attack, undelivered or missed information and system disturbances. In this paper SOA model is used to store the data from Transmission System Operator, like faults in substation, power lines and plants. Designed SOA services can be used either by end users or programmer code. Using SOA data base the analyst can make risk assessment of transmission system faults and use the results from the model to imply new investments in power system - plants, substations, power lines. Key words: Transmission system,Web services and Service Oriented Architecture, Faults, Risks, Risk Management

1. Introduction The transmission power systems in

Republic of Macedonia consist of a high voltage transmission substations and power lines of 110, 220 and 400 kV. There is only one transmission system operator witch has a single centralized control center. Because of the liberalization of the electricity market and connection to ENTSO it is very important for the operator and for the economic stability of the country to have Power System that is reliable and available and safety during the time.

The ENTSO requirements concerning network components are implementation of redundant equipment and access points that in case of equipment failure or possible fault in part of the system, the system to stay stable and reliable.

In order to decrease the consequences of the this kind of failures and possible risk events in the Power System, not only transmission operator but distribution and plant operators have to identify the potential failures or uncertain event, to identify the vulnerabilities and attacks or at least to plan

periodically measures and equipment maintenance. This is part of risk analysis procedure that has to be implemented in investment and maintenance department of national power system operator.

2. Introduction to Web Services and SOA A Service-Oriented Architecture (SOA) is a

component model that supports interaction between services. A service is a software module with defined interface specifying a set of operations that the service provides and a set of messages that the service receives/sends, an implementation of the interface, and if deployed, a binding to a documented network address. SOA can be implemented using several alternative technologies including Web services [1].

A Web service is a service that defines its interface using the Web Services Description Language, such a service can be accessed using a protocol that is compliant with the Web Services Interoperability standards [2]. Web service interfaces are platform and language independent,

- 185 -

thereby allowing Web services running on different platforms to interoperate.

Usually SOA model consists of a three components-service provider, service broker and service consumer. Provider is a service that has the ability to describe the capabilities and characteristics and to publish them. Service provider model contains service design, future developments, testing and monitoring assets [1,2].

Service consumer, needs an information about the basic system components in every moment during its operating time. For example the number of substation and their features, number of transformers, buses and power lines. For high voltage power lines and buses it is important which one is sending bus/power line or receiving bus/power line.

Table 1. Event list from TSO

Un (kV)

Power line in defect

Time of switching off

Time of switching on

Failure time (min)

Cause

400/110 X 09:51 12:48 177 Hot spots

400/110 X 08:07

11:04 117 Bad weather condition

400/110 X 11:07 12:56 109 Failure in power switch

400/110 X 09:48 11:15 93 Current transformer

failure

Service consumer searches for available

services through a registry and if service is not already approved he sends a request to the center followed with a specification for the format of the data. This request message is send to the provider and after validation phase provider sends a response message to the consumer. The exchange massages should be defined in an understandable way for both services, usually SOAP massaging format used by the service and its requestor [3].

Fig. 1. SOA components [3]

The last component in SOA model is Service broker, which stores service description as building templates, updates registry and decides if the service provider should publish its service description. It is central controlled and helps service consumer/power client to communicate and to exchange massages with other services. Information

necessary for service provider are the basic system requirements or functions, load flow, voltage level, failure type.

3. Why SOA application in Electrical

utilities? SOA features are used to fulfill the

electrical functions, to exchange the data between different operators, or to control the functions between them, and to discover the possible uncertainty and even to remove system/equipment failure.

In the SOA based model, for the transmission system, SQL and Derby data base is created. This base contains the name, the voltage level and the information gathered from Intelligent Electronic Devices from the HV plants, about all types of failures and uncertain events for the entire high voltage substations, power lines and the installed equipment [12,13].

If a failure appear in already existing

substation, power line or equipment, than the Date Controller component (algorithm logic) search if the failure is already defined or not and than sends a massage to the Data Relayer component. Data Relayer constis of amount of logic focused on validating data reports received from the Data Controller component and if it necessary it convert them to the required format and data model. If the answer is positive only the time of failure and the time of repair is put into the model data base and for negative answer (a failure appears for the first time), a new data row is inserted in the base. New data row contains the information about the type of the failure for the certain equipment and the time of failure and repair [5,6] (fig 2.)

Fig. 2. Data Controller and Data Relayer

Architecture

- 186 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Fig. 3. Data flow

3. Results In order to simplify the operation planning,

maintenance and repair phase and also to accomplish risk analysis for the transmission power system, Service Oriented Architecture application is used. Using NetBeans Ide software Java application with access to Derby data base is created.

Working with NetBeans IDE can be easily developed Java desktop, mobile, and web applications, because it provides great tools for PHP and C/C++ developers. It is free and open source and has a large community of users and developers around the world.

NetBeans IDE provides first-class comprehensive support for the newest Java technologies and latest Java enhancements before other IDEs. It is the first IDE providing support for JDK 7, Java EE 6, and JavaFX 2. With its constantly improving Java Editor, many rich features and an extensive range of tools, templates and samples. NetBeans IDE provides different views of imported data, from multiple project windows to helpful tools for setting up the applications and managing them efficiently, letting them to be drilled down into data quickly and easily, while giving versioning tools via Subversion, Mercurial, and Git integration out of the box.

From Web Service that was created for the model, Service Consumer, using user name and password for validation, can access the data from Derby data base and use the information about the existing failure and faults in the transmission system. As Service Consumer, domestic customer, distribution operator, department for planning, maintenance, investment and so on can be declared.

They can use the available information for their purpose. For example the risk analyst can use the data for particular failure, perform an risk assessment and give a risk response about the failure time, working periods and suggest repair periods or investment in new equipment [8,9,10]. Also depend the results from the data base undesired events can be predicted and consequences from the failure will be decreased.

Fig. 4. Project view in NetBeans

4. Conclusions Web Services and SOA application for transmission system was presented. Using Java based software new type of control center was suggested. This kind of control center according to IBM helps customers to increase the flexibility of their business processes, strengthen their underlying IT

infrastructure and reuse their existing IT investments by creating connections among disparate applications and information sources. Data base can be use for planning future investments in high voltage substation and power lines equipment, for defining period of maintenance and repair, for identifying the weakest chain in power transmission

- 187 -

system and to perform qualitative and quantitative risk analysis.

Another advantage from SOA based control center is availability of the failure data to the consumer. If there is a problem in the power grid, by using web service, the consumer will be informed about the failure and prognoses about the time needed to remove the failure in the system.

References

1. Ferguson, D., Stockton, M.: Service-OrientedArchitecture: Programming Model and Product Architecture. IBM Systems Journal 44(4) (2005) 753–780.

2. Alonso, G., Casati, F., Kuna, H., Machiraju,V.: Web Services: Concepts, Architectures and Applications. Springer-Verlag (2004).

3. Biju Naduvathuparambil et al, “Communication Delays in Wide Area Measurement Systems”, Proceedings of the Thirty-Fourth Southeastern Symposium on System Theory, 18-19 March 2002, Pages: 118 – 122.

4. Bin Qiu, “Next Generation InformationCommunication Infrastructure and Case Studies for Future Power Systems” Ph.D dissertation Virginia Tech, April 2002.

5. Mashup Patterns: Designs and Examples for theModern Enterprise, Mar 18, 2009 by Addison-Wesley Professiona.

6. Qizhi Chen, Ghenniwa, H. and Weiming Shen."Web-services infrastructure for information integration in power systems." IEEE Power Engineering Society General Meeting, 2006.

7. V.Gomathi, V.Ramachandran: Enhanced Distributed Service Model For Power System State Estimation, International Journal on Computer Science and Engineering (IJCSE).

8. A. Petrovski*, V. Fustik*, N. Kiteva Rogleva*,Goran Leci: Risk Management And Application Of Hardfibber Process Bus System, Proceedings of 25-th International Scientific Conference Systems for Automation of Engineering and Research, 15-16 September 2011, St. Konstantin and Elena resort -Varna, (Bulgaria), (Full paper on CD, Proceedings pp.). (ISNN 1314-1023).

9. V. Fustik*, A. Petrovski*, N. Kiteva Rogleva*,G. Leci: Functional Requirements For Electronic Highway And Risk Analysis For Data Management, Proceedings of 25-th International Scientific Conference Systems for Automation of Engineering and Research, 15-16 September 2011, St. St. Konstantin and Elena resort -Varna, (Bulgaria),

(Full paper on CD, Proceedings pp.). (ISNN 1314-1023).

10. Nevenka Kiteva Rogleva, Vangel Fustik, andVladimir Trajkovic: Risk Management Methods For Service Oriented Architecture Implementation In Electric Power System, 10th IASTED European Conference on Power and Energy Systems (EuroPES 2011), June 22 - 24, 2011, Crete, Greece.

11. Qizhi Chen, Ghenniwa, H. and WeimingShen. "Web-services infrastructure for information integration in power systems." IEEE Power Engineering Society General Meeting, 2006.

Department of Power Plants and Substation, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies – Skopje, Macedonia Ruger Boskovik bb. 1000 Skopje Macedonia E-mail: nkiteva@feit.ukim.edu.mk E-mail: vfustic@feit.ukim.edu.mk E-mail: nsofija@feit.ukim.edu.mk E-mail: ailiev@feit.ukim.edu.mk E-mail: caus@feit.ukim.edu.mk

Постъпила на 02.03.2013 г.

- 188 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

СИЛОИЗМЕРИТЕЛНИ СЕНЗОРИ ОТ ЕЛЕКТРОПРОВОДИМИ ЕЛАСТОМЕРИ

РАБОТЕЩИ ПРИ ПРОМЕНЛИВОТОКОВИ РЕЖИМИ

НИКОЛА ГЕОРГИЕВ, ВАСИЛИНА ЗЛАТАНОВА

Резюме: Разгледана е една възможност за изследване на силоизмерителни сензори от електропроводими еластомери, работещи при променливо токови режими. Реализирани са различни схеми за провеждане на експеримента. Снети са данни за изходните напрежение и ток, при различни условия на работа на сензора. Направен е анализ на статичните характеристики, снети експериментално в зависимост от честотата, от големината на статична сила и от габаритите. Ключови думи: силоизмерилни сензори, еластомери, чувствителност, резонанс

STRENGTH MEASURING SENSORS OF ELECTRICALLY CONDUCTIVE ELASTOMERS

OPERATING AT VARIABLE ELECTRICAL MODES

NIKOLA GEORGIEV, VASILINA ZLATANOVA

Abstract: An opportunity to explore strength measuring sensors of electrically conductive elastomers, operating at variable electrical modes, is viewed. Different schemes for conducting the experiment have been implemented. Taken was data for the output voltage and electricity of the sensor at different operating conditions. Its static characteristics have been analyzed while taken experimentally depending on the frequency, the magnitude of the applied static force and the dimensions.

Key words: strength measuring sensors, elastomers, sensitivity, resonance

1. Въведение Силоизмерителните сензори реагират

при прилагане на натисково усилие по посока на оста му, като в резултат на това се получава релеен, цифров или аналогов сигнал [1].

Електропроводими еластомери - смеси, изградени на базата на висококачествен каучук и електропроводими примеси / въглерод (сажди,

графит) или метални (златни, сребърни) частици [2].

Сензорите от електропроводими еластомери (СЕЕ) намират приложение за измерване на статични и динамични сили. Използва се явлението, при което при прилагане на деформираща сила върху еластичния

- 189 -

материал се променят обемно, повърхностно и контактно електрически съпротивления [3].

СЕЕ се отличават с добри механични свойства, висока технологичност и ниска цена[2].

Към сензорите се поставят високи изисквания, като : малки размери и тегло, висока надежност, чувствителност, повтаряемост на показанията.

Основно СЕЕ, измерващи статични сили работят в постояннотоков режим [4], при който силно се проявяват основните им недостатъци: ниска чувсвителност, нелинейна характеристика и хистерезис от остатъчна деформация.

В настоящата разработка се изследват СЕЕ при променливотоково захранване, в различни схеми на включване, с цел подобряване на характеристиките им.

2. Описание на експеримента

Конструкцията на изследваните тактилни сензори е една от най-често използваните тип ”сандвич”. При нея еластомерния материал (електропроводима гума) е поставена между два месингови електрода. Натискът се прилага статично с помощта на тежести перпендикулярно на металните плочи.

На фиг.1. е показана заместваща електрическа схема на изследвания СЕЕ.

CГRГ

Фиг. 1. Заместваща електрическа схема на СЕЕ

Електрическите параметри на СЕЕ се

представят с помощта на успоредно свързани резистор RГ и кондензатор CГ . С резистора се изразява обемното и контактно съпротивление на сензора, а с CГ се отчита кондензатора, който се получава от представената съставна структура метал – електропроводим еластомер – метал.

Експериментално са изследвани два СЕЕ с различна дебелина, включени в различни схеми, захранвани от генератор на синусоидално напрежение с възможност за промяна на честотата.

На фиг.2 е представена схемата на изследване на СЕЕ с последователно свързана бобина, като с RL е представено активното

съпротивление на бобината, а с Rg еквивалентото изходно съпротивление на синусоидалния генератор.

CГ V

А

RГ

Rg

RLL

e(t)

Фиг. 2. Експериментална електрическа схема I

При втората схема на изследване,

бобината е свързана паралелно на СЕЕ (фиг. 3.)

e(t)

CГ V

А

RГ

Rg RL

L

Фиг. 3. Експериментална електрическа схема II

Изследват се СЕЕ с дебелина 1 mm (СЕЕ I) и 2 mm (СЕЕ II).

3. Резултати

3.1. Изследване на СЕЕ за схема I (фиг.2.)

Функциите на преобразуване на ефективните стойности на изходните напрежения във функция на измерваната статична сила U=f(F), за пет работни честоти, на СЕЕ I, са представени на фиг.4.

Фиг. 4. Влияние на честотата върху функцията

на преобразуване U=f(F) за СЕЕ I

- 190 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Характеристиките са с нелинеен

характер, като в началото са с голяма стръмност, т.е. сензорите са с по-висока чувствителност. При сила F > 3 N чувствителността намалява, а характеристиките се линеаризират.

С нарастване на честотата f ефективната стойност на напрежението намалява.

Поради наличие на остатъчна деформация на гумата се получава хистерезис при разтоварване - Uобр.

Характеристиките за U=f(F) при изследване на СЕЕ II (граф. 5.) имат същите тенденции на влияние и изменение, посочени по-горе.

Фиг. 5. Влияние на честотата върху функцията

на преобразуване U=f(F) за СЕЕ II

При честоти f=5 kHz и 10 kHz характеристиките за двете дебелини нямат съществена разлика. За другите работни честоти се вижда, че характеристиките за СЕЕ II са по-линейни, но с по-ниска чувствителност.

Зоната на хистерезис намалява.

Фиг. 6. Изменение на чувствителността S

На фиг.6. са представени графиките на

изменение на чувствителността S. С увеличаване на честотата, S расте и като цяло е по- висока за СЕЕ I.

При същата схема на свързване може да се изследва зависимостта I = f(F). Графиките, отразяващи работата на двата сензора са дадени на фиг.7. и фиг.8.

Фиг. 7. Влияние на честотата върху функцията

на преобразуване I=f(F) за СЕЕ I

Фиг. 8. Влияние на честотата върху функцията

на преобразуване I=f(F) за СЕЕ II

Характеристиките и при двата СЕЕ, за f = 5 kHz и 10 kHz, са почти линейни с ниска чувствителност. За останалите работни честоти, при сила F до 3 N, с нарастване на F токът се увеличава с голяма стръмност, след което характеристиките се линеаризират.

За СЕЕ II ефективната стойност на тока е двойно по-малка.

3.2 Изследване на СЕЕ за схема II (фиг.2.)

- 191 -

Изследват се ефективните стойности на изходните токове във функция на измерваната статична сила I=f(F) за СЕЕ I и СЕЕ II.

С увеличаване на силата F ефективната стойност на тока нараства, а с увеличаване на честотата тя намалява (фиг.9. и фиг.10.).

При СЕЕ I характеристиките са по-нелинейни, но чувствителността е по-висока.

Фиг. 9. Влияние на честотата върху функцията на преобразуване I=f(F) за СЕЕ I

При СЕЕ II ефективната стойност на тока е значително по-ниска.

Фиг. 10. Влияние на честотата върху функцията на преобразуване I=f(F) за СЕЕ II

От характеристиките на фиг.11. се вижда, че чувствителността е по-висока при СЕЕ I нараства с увеличаване на честотата.

4. Заключение

От направените експериментални изследвания могат да се направят следните изводи:

- с увеличаване на работната честота се намаляват ефективните стойности на

напрежението и тока, увеличава се чувствителността, намалява се зоната на хистерезис;

Фиг. 11. Изменение на чувствителността S

- СЕЕ с по-голяма дебелина имат по-линейни характеристики, но по-ниска чувствителност;

- чувствителността на тока по отношение на измерваната, статична сила е по-висока в сравнение със тази за напрежението.

ЛИТЕРАТУРА

1. Георгиев П., Сензорна техника, Университетско издателство, ТУ-Габрово, 1999.

2. Костова М., Електропроводим еластомеренсъстав за гумени електроди, Авторско свидетелство 2603, РБ, 1983.

3. Маринов Ю., В. Димитров, Сензорниустройства за роботи, Техника, София, 1982.

4. Hillis W., Active Touch Sensing. M.I.T.,artificial intelligence laboratory, 1981.

5. Weismantee H., A. Gairola, Die verwendberkeitvon leitenden kunsstoffen fur tarfile Sensoren, Feinwerktechnik, Messtechnik 89, 1981.

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: geotek@abv.bg E-mail: v_zlatanowa@abv.bg

Постъпила на 05.03.2013 г.

- 192 -

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРОЕКТИРАНЕ НА МЕМС, ИЗПОЛЗВАЙКИ MEMS XPLORER И SKILL

НИКОЛАЙ ДЕЛИБОЗОВ, РОСЕН РАДОНОВ, МАРИН ХРИСТОВ

Резюме: Харви С. Натансон е американски електроинженер, който е изобрертил първото МЕМС устройство.От 80-те години в изследователските лаборатории са се разработвали МЕМС устройства. МЕМС (Микро Електро-Механични Системи) са миниатюрни устройства, конструирани чрез комбиниране на механични части и електронни вериги, обикновено върху полупроводников чип с размери от десети до няколко хиляди микрометра. МЕМС са използвани за правенето на сензори за налягане; температура; вибрации и химични сензори. В края на 90-те повечето от МЕМС устройствата с различна чувствителност или задвижващи механизми са били произведени, използвайки микрообработена подложка от силиций, чрез повърхностно микрообработване и литогравски; галваноформиращи и (ЛИГА) процеси за формиране.

Ключови думи: SKILL, технологичен файл, МЕМС

MEMS DESIGN USING MEMS XPLORER AND SKILL

NIKOLAY DELIBOZOV, ROSSEN RADONOV, MARIN HRISTOV

Abstract: Harvey C. Nathanson is an American electrical engineer who invented the first MEMS device. Since 1980s in the research labs have been developed MEMS devices. MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) are miniature devices formed by combining mechanical parts and electronic circuits, typically on a semiconductor chip, with dimensions from tens to a few hundred micrometres. MEMS are used to make pressure, temperature, chemical and vibration sensors. At the end of 1990s, most of MEMS devices with various sensing or actuating mechanisms were fabricated using silicon bulk micromachining, surface micromachining, and lithography, galvanoforming, moulding (LIGA) processes.

Key words: SKILL, technology file, MEMS

1. Introduction

MEMS are not for any one application or device, nor are defined by a single fabrication process or limited to a few materials [1]. Their fabrication encompasses the advantages of miniaturization, multiple components, and microelectronics to design and construct integrated electromechanical systems. The three characteristic

features of MEMS fabrication technologies are miniaturization, multiplicity, and microelectronics. Miniaturization enables the fabrication of compact, quick-response devices. Multiplicity refers to the batch fabrication inherent in semiconductor processing, which allows thousands or millions of components to be easily and concurrently fabricated. Microelectronics provides the intelligence to MEMS and allows the monolithic

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 193 -

merger of sensors, actuators, and logic to build closed-loop feedback components and systems. There are several methods for MEMS to be designed. In this paper is presented method using Cadence design environment, SKILL program language as well as MEMS Xplorer of the SoftMEMS software.

2. MEMS design technology MEMS components can be classified into

six individual categories [2]. These categories of MEMS components are based on their application. These categories include:

- Sensors Sensors can be chemical, motion, inertial,

thermal, and optical.

- Actuators MEMS actuators can provide power using

either an electrostatic or thermal stimulus.

- RF MEMS RF MEMS are devices used to switch,

transmit, filter, and manipulate radio frequency (RF) signals (fig.1).

Fig. 1. RF MEMS switch

- Optical MEMS

Optical MEMS include optical switches and reflectors (fig.2).

Fig. 2. 3x3 micromirror array with the center

mirror actuated to 15º tilt position

- Microfluidic MEMS Microfluidic MEMS are designed to

interact with fluid-based systems.

- Bio MEMS Bio MEMS are designed to interact with

proteins, biological cells, medical reagents, etc.

MEMS Xplorer provides a set of libraries containing 34 components from which complete MEMS devices can be built (fig.3).

Fig. 3. Library Components Window

You can create your own technology as

well. Libraries include basic and advanced device generators for BULK and the SURFACE micromachining technologies. When new technology is made all its features are described by SKILL language. SKILL provides a safe, high-level programming environment that automatically handles many traditional system programming operations. When create own user-defined technology is needed binary (ASCII) file techfile.cds so-called technology file and parameter files. Technology file consists of Layer Definitions, Layer Rules and Physical Rules. Each layer in Layer Definition is defined by a layer-purpose pair, which consists of a unique layer name and purpose combination (figs.4 a and b).

Fig. 4a. Layer Definition

- 194 -

Fig. 4b. Layer Definition

The layer name usually indicates a type of

manufacturing material. The purpose indicates the use of layer or material. Multiple layers with the same name but different purposes can be created. Layer Rules must be specified to establish the relationships and interactions between layers (fig.5).

Fig. 5. Layer Rules

Layer rules define the following:

- Via layers that connect two conducting layers.

- Layers that are physically and electrically equivalent.

- Stream translation data for a layer.

Physical rules must be specified to establish spacing within and between objects in the design and to specify the grid snapping (fig.6).

Fig. 6. Physical Rules

Physical rules define the following:

- Spacing information for individual objects, for example, width and notch spacing rules.

- Spacing information for two objects, for example, the minimum distance allowed between objects on the same layer or different layers.

- The amount of space required when one object encloses another.

- The manufacturing grid resolution.

Spacing rules specify the distance required between layers and the width of objects and paths.

The parameter file of a device generator is a text file containing all its needed variables declaration (fig.7).

Fig. 7. Parameter File

3. Compiling Technology File

When ASCII technology file is ready it is necessary to be compiled in order to create technology library (fig.8).

Fig. 8. Import Technology file Window

After compiling of ASCII technology file it

is necessary to check the file (fig.9).

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 195 -

Fig. 9. Check Window

Technology library must be attached to a design library to use it in design process (fig.10).

Fig. 10. Attach Window

When a technology library is attached the system updates properties of the design library and updates the technology devices in each cellview to reference the new technology file.

4. ConclusionAs a conclusion it can be said that MEMS

can be classified into several categories. Each category consists of several components which help us to build desired MEMS device. When we want to make new MEMS device using different type of technology an own user-defined technology is necessary to be created. When new technology is made all its features are described by SKILL language. When we use own user-defined technology we need a technology file and parameter files. The major steps for technology file are described in the following chart flow:

Every design uses a technology library.

ACKNOWLEDGEMENT

This paper was financially supported by contract No. 122ПД0038-03, R&D Department, Technical University of Sofia.

REFERENCE

1. Mohamed Gad-el-Hak MEMS Applications,CRC Pres Taylor & Francis Group, 2006, ISBN: 0-8493-9139-3.

2. Walraven J. Future Challenges for MEMSFailure Analysis, Sandia National Laboratories. Albuquerque, NM USA, 2003.

Department of Microelectronics Faculty of Electronic Engineering and Technologies ECAD Laboratory Technical University – Sofia 8 Kliment Ohridski blvd. 1000 Sofia BULGARIA E-mail: n.delibozov@ecad.tu-sofia.bg E-mail: mhristov@ecad.tu-sofia.bg E-mail: Rossen.Radonov@ecad.tu-sofia.bg

Постъпила на 17.02.2013 г.

Create an ASCII technology file

Compile the ASCII technology file

Check the technology file for conformance to application requirements

Attach the technology library to design library, cell, or cellview

Run a design session

- 196 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

АНАЛИЗ НА СОФТУЕРНО ДЕФИНИРАНИ МРЕЖИ (SDN). МОНИТОРИНГ НА МРЕЖИ

ЧРЕЗ СЪВРЕМЕННИ СТАНДАРТИ И ПРОТОКОЛИ

ПАВЕЛ ДЖУНЕВ

Резюме: В докладът се анализират съвремените софтуерни мрежи, като се посочват варианти за контрол и мониторинг чрез използване на протокола NetFlow и стандарта OpenFlow. Представени са и елементите на софтуерно дефинираните мрежи както и тяхното взаимодействие.Разяснени са базови модели и схеми на част от съвременните комуникационни мрежи. Изследвана е и технологията sFlow – технология за следене и декодиране на трафика.

Ключови думи: мониторинг, софтуерно дефинирани мрежи, мрежови протоколи

ANALYSIS OF SOFTWARE DEFINED NETWORKS (SDN). MONITORING OF NETWORKS WITH CONTEMPORARY

STANDARDS AND PROTOCOLS PAVEL DZHUNEV

Abstract: This report analyzes contemporary software networks specifying options for control and monitoring using NetFlow protocol and standard OpenFlow. There are also elements of a software-defined networks and their interaction. Research and investigate are basic models and patterns of modern communication networks. Also is explored technology sFlow - technology to monitor and decode traffic.

Key words: SDN, Netflow, OpenFlow

1. ВъведениеВ статията се разглежда модел на нова

управляваща система, която е по-ефективна и подобрява надеждността, скоростта и гъвкавостта в сравнение с настоящата – мрежа, изградена изцяло с хардуер.

Системата се нарича SDN или в превод софтуерно дефинирана мрежа. автоматизира ефективно конфигурирането на мрежата и позволява лесното и гъвкаво управление, без да е необходимо конфигуриране и писане на специални скриптове, както е при стандартните

устройства за маршрутизация. При този тип мрежова архитектура физическата топология е отделена от мрежовият контрол, което позволява софтуерно ниво на управление. Съществуват различни модели за управление, като в докладът е разгледан модела с протоколи NetFlow и OpenFlow. В доклада е разгледан модел, представляващ съвременните комуникационни мрежи. В детайли са разгледани и възможностите за контрол и мониторинг чрез специализирани протоколи и стандарти.

- 197 -

2. Архитектура на Софтуерно дефинирана мрежа В На фиг.1 е показан базов модел на

мрежата, който включва следните хардуерни и софтуерни компоненти:

Стандартно мрежово оборудване – състои се от комуникационни устройства, образуващи мрежа – маршрутизатори и комутатори. [1]

Мрежова операционна система – Мрежовата операционна система контролира и следи за мрежовото програмно осигуряване, включващо: управление, сигурност, диагностика и администриране.

Фиг. 1. Архитектура на Софтуерно

дефинирана мрежа Приложения – Приложенията могат да се адаптират спрямо изискванията на самостоятелната мрежа, например предоставяне на мрежови ресурси за виртуализация – няколко логически мрежи да споделят една физическа. Отворен интерфейс API – този интерфейс играе важна роля в изграждането на софтуерно дефинирана мрежа. Интерфейсът взаимодейства с протокол OpenFlow за конфигуриране на портовете. OpenFlow дава възможност маршрутът на пакетите през мрежата от комутатори да бъде определян от софтуер, работещ на отделен масов и затова по-евтин сървър. Това разделяне на контролната функция от функцията за препращане позволява доста по-всеобхватно мрежово управление от онова, което е осъществимо чрез списъци за контрол на достъпа (ACL) и маршрутизиращите протоколи, заобикаляйки някои доста скъпи частни

софтуерни модули, продавани заедно с мрежовия хардуер.

3. Мониторинг на мрежата Най-често срещан rите приложно-

програмни интерфейси (API) за мониторинг на мрежата са: - NetFlow - IPFIX - sFlow

Фиг. 2. Най-често срещанrите приложно-

програмни интерфейси (API) за мониторинг на мрежа

На фиг. 2 са показани най-често използваните интерфейси за мониторинг

NetFlow/IPFIX - основна функция на

този протокол е отчитането на мрежовия трафик. Разработен е от Cisco Systems. Съществуват няколко версии на протокол NetFlow, като най-често употребяваните са версия 5 и версия 9. Въз основа на версия 9 е разработен и отворения стандарт IPFIX (Internet Protocol Flow Information Export) – Интернет протокол за пренос на информационния поток. Най-често използваните портове при NetFlow са 2055, 9555 и 9995 [2].

NetFlow в комбинация с IPFIX следят за пакетите в общата мрежа – типичен поток от данни включва: тип интерфейс, IP адрес на подателя, IP адреса на получателя, IP протокол, източник на TCP / UDP порт, дестинация TCP / UDP порт, IP ToS, време на стартиране на комуникация, краен час,брой пакети и брой байтове.

На фиг. 2 и фиг. 3 е показано съставянето на поток от данни. Когато се активира NetFlow на рутер или суич, стартира събиране на информация за пакетите – започва отчитане на статистически и трафични данни. При този тип мрежи съществуват и таймери, които следят за времето на потока от информация. Изтичащия поток от данни може да бъде съхранен на отделен носител за

- 198 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

последваща обработка и дълготрайно съхранение.

sFlow – Технологията sFlow се използва

за мониторинг на мрежата, като по-специално отговаря за декодирането на пакетите и анализ на данните. Основна характеристика на технологията е вземане на данни за скалируемост и именно поради тази характеристика много производители на мрежово оборудване и доставчици на софтуер за управление на комуникационни мрежи поддържат тази технология и често я употребяват.

На фиг. 3 е показано взаимодействието

на технологията sFlow с останалите части на мрежата. [3].

Фиг. 3. Технологията sFlow

Предимството на софтуерно

дефинираните мрежи е, че специален софтуер следи за декодирането и анализа на мрежовия трафик, докато мрежовата операционна система обслужва хардуера. Хардуерно базираните измервания не са гъвкави, често се налага обновяване на firmware, за който firmware се грижат хардуерните производители, а те са различни и всеки вендор обслужва собствената марка. Това са ясни показатели, че софтуерното решение има доста предимства, пред хардуерното. [4]

Сред недостатъците са: - Необходимост от създаване на

специализиран софтуер; - Скъпа първоначална инвестиция –

въвеждащи програми, закупуване на лицензи, обучение на персонала.

Предложение за подобрение:

Създаването на софтуер с отворен код, който да бъде публично достъпен за преглед, редактиране и актуализиране. По този начин хора то всяка точка на света ще могат да нанасят своите подобрения и ще допринесат за подобряване на този тип комуникационна мрежа.

Фиг. 4. SDN контролер

Една от областите, в която се очаква по-

нататъшно развитие, е свързана с мрежовата функционалност от високо ниво, управлявана от SDN контролери. Принципна схема е показана на фигура 4. Функциите от Layer 4-7 например не са интегрирани, както виртуалните мрежови L2 и L3 функции, поне не в OpenStack.

3. Заключение

Световните компании подкрепят новият тип софтуерни мрежи. SDN инициативата e поддържана от компании като Facebook, Google, Microsoft и Yahoo, чийто представители са в борда на директорите на Фондация „Свободни мрежи“ (Open Network Foundation). [5]

Това са едни от лидерите – доставчици на услуги, които са запалени по OpenFlow, защото ползват хиляди скъпи сървъри и мрежово оборудване в своите огромни центрове за данни, разположени по целия свят. Още едно от предимствата на OpenFlow е, че може да се ползва в малки кампусни среди и в корпоративните центрове за данни, контролирайки LAN и WAN свързаността.

Контролирането на поток от данни,

изследването му, както и цялостното менежиране е сложна работа. Именно чрез подобрените софтуерно дефинирани мрежи

- 199 -

работата на отговорните мрежови специалисти се улеснява.

От направения анализ се стигна до извода, че съвременните комуникационни технологии ще се развиват именно в тази насока. В момента доста популярни стават и облачните технологии, или така наречените Cloud Computing Technologies, а именно софтуерно дефинираните мрежи работят за по-добро използване на облачните технологии.

ЛИТЕРАТУРА

1. Kim, H. “Improving network management withsoftware defined networking”, Communications Magazine, IEEE vol. 51, no2 February 2013 , pp 114-119.

2. http://en.wikipedia.org/wiki/NetFlow

3. http://blogs.cisco.com/news/is-it-just-sdn/

4. http://networkworld.bg

5. http://computerworld.bg

Department of Computer Systems and Technologies South-West University "Neofit Rilski" - Blagoevgrad 66 Ivan Michailov st. 2700, Blagoevgrad E-mail: djunev@gmail.com

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 200 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ТЕХНИКА ЗА ТРИМЕРНА ВИЗУАЛИЗАЦИЯ НА ОБЕКТИ В РЕАЛНИ ИЗОБРАЖЕНИЯ

ПЕТЯ ПАВЛОВА, НИНА СТОИЛОВА

Резюме: Настоящата работа описва разработена методика за преобразуване на двумерна проекция на обект в негов тримерен образ чрез отчитане на разпределението на яркостните му характеристики в реално изображение. Показано е действието на разработен модулен софтуер за създаване на обемен образ на видимата част на обект върху начален синтезиран образ, единствено изображение на обект и последователност от изображения, в които промяната на яркостите за обекта се представя с чрез градиент. Ключови думи: Тримерна визуализация, 3D рендиране

TECHNIQUE FOR 3D VISUALIZATION OF OBJECTS OF REAL IMAGES

PETYA PAVLOVA, NINA STOILOVA

Abstract: The present work describes a technique developed for 3D presentation of object in dependence on distribution of the lightness in real image. The technique is demonstrated by results of application of two special programs: the first one – for extraction and visualization of depth of the visible parts of the object and the second – for processing of consequences of images, extracting the time-spatial gradient..

Key words: Three dimensional visualization, 3D rendering

1. Въведение Пресъздаването на тримерен обект от

серия двумерни снимки се ползва техника, разработена на базата на рендиране чрез светлинното поле [5]. В основата е идеята за извличане на информация за профила на обект по начални изображения заснети под различни ъгли. Отместването, което се регистрира дава възможност за извеждане на необходимата информация за дълбочина в релефа, а възпроизведеният модел пресъздава цялостната повърхност. Методът търпи развитие в насока на пресъздаване на тримерни сцени в процеса на начална регистрация на изображенията [1]. Използването на двойка изображения с

отместване води до пресъздаване на стерео ефект, който прави двумерен обект видим като обемен [4]. Технологията има широко разпространение с тенденция за преминаване към нов етап за тримерна холографска визуализация [2]. Невидими образи се вграждат в компютърно синтезирани изображения формирайки автостереограми, които възпроизвеждат стерео-ефекта само в човешкото възприятие [3]. Техниката на вграждане пресъздава дълбочините от релефа в отмествания за еднотипни фигури в основния тапет. Резултатът е наличен обемен образ пресъздаден от единствено изображение, а самите отмествания съответстват на

- 201 -

yB /

разпределението на яркостта в образа на обекта според неговия релеф. За целта е необходимо най-изпъкналите части на обекта да се възпроизвеждат с най-светли градации. Последното е трудно реализуемо за реални изображения, където яркостите, пресъздаващи конкретен обект са еднакви с тези на околността, и релефът се получава зависим от посоката на осветяване и посоката на наблюдение. Това предполага както предварителна обработка на изображението с цел локализация на търсената област, но и обработка на етапа на тримерното моделиране. Изменението на формата на обектите е предсказуема, ако са известни въздействащите сили и сложна за възпроизвеждане при неясни условия за промяна.

Целта на работата е да се създаде техника за обемна визуализация подходяща за динамично изменящи се обекти от реални изображения.

2. Използвани методи и материали За постигане на целите на настоящата

разработка са използвани създадени две програми на модулен принцип: за обработка на множество от точки, извлечени от обектите чрез привеждане от двумерна към тримерна визуализация; за обработка на серията начални изображения.

Първият програмен модул е създаден за тримерна визуализация. Включените обработки са базирани на теорията за рендиране върху данни на физически параметри [8]. Реализирани са следните етапи: -Създаване на облак от точки, дефинирани с три координати-x,y – позиция в двумерното изображение и z – стойност на мащабиран яркостен или физически параметър; - Организиране на точките в триъгълна мрежа. Използван е метод разновидност на метода „карта на отместване”, разликата се състои в това, че докато при картата на отместване се разполага с готова триъгълна мрежа и се проектира изображението, за да се отместят върховете, в случая първо се намират върховете със съответното отместване и чак тогава се свързват в мрежа. В резултат се получава обща мрежа на изображението;

- Изследване на всеки триъгълник от мрежата за принадлежност към обекта; - Пресмятане на нормалите към триъгълниците и върховете; - Оцветяване на получените повърхности и осветяване според нормалите.

Програмата дава възможност за транслации и ротации на изображението по трите оси.

На фигура 1 са показани начално изображение и неговата тримерна визуализация с описания модул.

а) б) Фиг. 1. Начално 2D изображение – а), тримерно

възпроизвеждане – б).

Вторият модул е ориентиран към обработката на изображения на слънчевата корона в които обект са еруптивни протуберанси. Те са деформируеми светещи области предавани с различна яркост според температурата и плътността на слоевете. Серията изображения показва развитието на процеса чрез проекции върху равнината на регистрация, а за общото въздействие се съди по сумарно изображение от кадрите. Крайната цел на обработките е създаване на възможност за проследяване на процеса на развитие на протуберанса с определяне на скорост на движение на слоевете. Доколкото скоростта има компоненти в трите пространствени направления, тримерна визуализация дава по-добра възможност за проследяване на реалността на прилаганите методи за анализ. Обработката включва следните етапи: -Начален анализ и елиминиране на атмосферното светене, представляващо фон за протуберанса; -Подобряване на образа чрез Гаусова филтрация и филтър за локално подчертаване на контури; -Изрязване на желана област след съвместяване в серия от изображения; -Пресмятане на време пространствен градиент в обработената серия; -Двумерна визуализация на движещите се слоеве. Движението на всеки слой е с посока- пресметната чрез пространствен градиент, оценен в двойки последователни кадри (1)

(1)

Където е градиентът в x направление, а

- в y направление.

/( )/

B yarctgB x

xB /

- 202 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Направено е съответствие между получения ъгъл и съответстващия му цветовия тон, с ограничаване в интервала на получените градуси за . В резултат, цветът с който се визуализира слоя, го ориентира с движение по осем възможни посоки на компаса. Съответствието е дадено на фигура 2.

Фиг. 2. Съответствие на цветовия тон с

посоките на движение

Пространственият градиент в две изображения се определя от разликите между градиентите в съпоставени околности за двойката. Времевият градиент за същата двойка се определя по разликите между градациите в съпоставените пиксели в същите околности. За случая пространственото изменение показва посока на движение, а времевото – наличие на промяна в плътността на слоя. Фигура 3 показва резултатите от прилагане на разслояване чрез цветови тон и пресметнатия времеви градиент за същата двойка изображения. а) б)

Фиг. 3 Изображения на посоките според: компаса –а), на времевия градиент – б).

Подробно описание на използваните процедури и приложението им е дадено в [6] и [7].

Програмните модули са разработени в среда на Visual Studio с използване на възможностите на графични библиотеки GdiPlus и OpenGl. Входните изображения и за двата модула са в jpg формат.

3. Резултати На фигура 4 и фигура 5 са дадени

тримерната визуализация на обобщено сумарно изображение от серия и градиентни изображения под различен ъгъл и профил на получената дълбочина.

а)

б)

в)

Фиг.4. Двумерно сумарно изображение – а), тримерна визуализация под ъгъл – б), изглед на

дълбочината – в).

а)

б)

в)

Фиг.5. Двумерно градиентно изображение – а), тримерна визуализация под ъгъл – б), изглед на

дълбочината – в).

[H1-H2] (o) посоки 339 – 0;0 - 22 EE

23 - 67 NE 68 - 112 NN 113 - 157 NW 158 - 202 WW 203 - 248 SW 249- 294 SS 295 - 338 SE

- 203 -

Както се вижда от изображенията б) и в) на фигури 4 и 5, съчетаването на програмните модули дава добра възможност за получаване на тримерен образ на видимите части на обекта. Един от проблемите, който трябва да бъде преодолян за конкретното приложение с цел постигане на оптимална видимост и информативност е липсата на свързаност между слоевете в направление на дълбочината. Удачната посока за доразвитие е изграждане на тримерен, движещ се модел, обвързващ изведените градиентни изображения с равнинните посоки за всеки слой.

4. ЗаключениеВ заключение трябва да се отбележи, че

разработената техника за създаване на тримерни образи е междинен етап от работата по тримерна визуализация на обекти от единствено тяхно двумерно изображение. Направената демонстрация не изчерпва възможните приложения. Използването в различни конкретни задачи е улеснено от модулния принцип на който са разработени двете програми.

ЛИТЕРАТУРА

1. David E., J. Baek, M. Levoy, Focal StackCompositing for Depth of Field Control, Stanford Computer Graphics Laboratory Technical Report 2012-1

2. Edirisinghe E., J. Jiang, Stereo Imaging, anEmerging Technology - http://www.loreti.it/ Download/PDF/3D/067.pdf.

3.http://en.wikipedia.org/wiki/Autostereogram

4. http://www.cs.cf.ac.uk/Dave/Vision_lecture/node11.html

5. Levoy M., P. Hanrahan, „„Light FieldRendering,‟‟ Proc. ACM Siggraph, ACM Press, 1996, pp. 31-42

6. Pavlova P., K. Koleva. “Technique for trackingand visualization of motion in sequence of images of the solar corona”. VI Serbian – Bulgarian Astronomical Conference (VI SBIC), Belgrade, Serbia, May 2008 pp:247-256.

7. Pavlova P., E. Duncheva, K. Koleva. Methodfor Tracking and mapping a motion based on images of the Solar Corona, VII Bulgarian -Serbian Astronomical Conference (VII SBIC), Chepelare,Bulgaria, May 2010.

8. Pharr M., G. Humphreys, Physically BasedRendering: From Theory To Implementation,

Second Edition, Morgan Kaufmann, Elsevier Inc. 2010.

Department of Computer systems and technologies Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: p_pavlova@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 14.02.2013 г.

- 204 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЕЛЕКТРОННА СИСТЕМА ЗА РАЗМАГНИТВАНЕ ПРИ МАГНИТНА

СЕПАРАЦИЯ РОМЕО АЛЕКСАНДРОВ, АНГЕЛ ЗЪБЧЕВ

Резюме: Предлага се електронна система за електромагнитен сепаратор с функция за размагнитване в работната зона на сепаратора с възможност за регулиране на честотата на размагнитващото магнитно поле. Описва се принципът на работа на системата и са представени характерни симулационни резултати.

Ключови думи: размагнитване, електромагнитен сепаратор

ELECTRONIC SYSTEM FOR DEMAGNETIZATION IN MAGNETIC

SEPARATION ROMEO ALEXANDROV, ANGEL ZABTCHEV

Abstract: It is proposed an electronic system of electromagnetic separator with demagnetization function in the working area which has the possibility for frequency control of demagnetization magnetic field. The operation principle of the system is described and some important simulation solutions are given.

Key words: electromagnetic, finite element method

1. Флокулация на частиците примагнитна сепарацияВ основата на магнитните методи на

обогатяване е въздействието на магнитни и механични сили върху рудния материал в резултат, на което минералните зърна с различни магнитни свойства придобиват различни траектории на изминатия път. Движението на магнитните и немагнитните частици по своите траектории при излизането им от зоната на действие на магнитното поле образува отделни продукти отличаващи се по своя състав.

Магнитната сепарация на силномагнитни руди е съпроводена с намагнитване на смлените частици под влиянието на магнитното поле. Те

образуват структури от магнитно свързани минерални частици наречени магнитни флокули, които поради удължената си форма придобиват по-голяма магнитна възприемчивост в сравнение с тези на минералните зърна поотделно. Повишената магнитна възприемчивост на флокулите обикновено подобрява извличането на магнитните минерални частици, но от друга страна поради захващането на немагнитни зърна във флокулите се влошава качеството на концентрата. Освен това наличието на намагнитени частици във филтрувания концентрат влошава условията за неговото изсушаване. [2]

- 205 -

2. Размагнитване в работната зона на електромагнитен сепаратор Един от пътищата за намаляване на

замърсяването на изходния концентрат е разрушаването на флокулите чрез размагнитване. Размагнитването може да се осъществи чрез прилагане на променливо и намаляващо във времето магнитно поле в работната зона на сепаратора.

Фиг. 1 Електромагнитен сепаратор

Електромагнитният сепаратор показан на

Фиг. 1 [3] се присъединява към електрическото захранване чрез силово електронно управляващо устройство (3). В набора от електромагнити (2) се създава импулсно магнитно поле, което отклонява силно магнитни частици към стената на ваната (1), която е откъм страната на електромагнитната система. Тези частици преминават от горната страна на подвижния отсекател (7) и се насочват към отвора за разтоварване на магнитната фракция. Немагнитните частици преминават под подвижния отсекател, и се насочват към отвора за разтоварване на не магнитната фракция. Ваната е изработена от немагнитен материал, за да не оказва екраниращ ефект. Феромагнитната суспензия постъпва през захранващ отвор (4) и се обработва в обема на ваната.

За сепаратора показан на Фиг. 1 размагнитващо поле може да се прилага след преминаване на работния импулс за разделяне

на фракциите на обработвания материал и привличането на силно магнитните частици под полюсите на всеки от електромагнитите. Електрическа схема с такова действие използваща енергията натрупана в електромагнитната система на сепаратора по време на намагнитването на феромагнитната суспензия е дадена в [1] Честотата на размагнитващото магнитно поле за разрушаване на флокулите за различните материали е различна и е в зависимост от свойствата и състава на веществата. Ако обработваният материал е сравнително магнитно мек, основният ефект се състой в размагнитването на частиците по време на самата им обработка вътре в активната зона на сепаратора. При работа на магнитния сепаратор с магнитно твърд материал и прилагане на размагнитващо магнитно поле в края на всеки импулс феромагнитните частици преминават през различни етапи на въздействие върху тях [2]. Първият е с получаване на интензивно кипящ слой от магнитна фракция, но привличащ се към електромагнитните полюси, когато интензитета на променливото магнитно поле е значително по-голям от стойността на коерцитивната сила на частиците. Плавно преминаване към следващите етапи при намаляване на интензитета на полето – увеличаване на вибрациите, отблъскване и размагнитване в определена степен.

3. Схемно решение. Принцип на работа

Честота, при която се получават най-добри резултати по отношение на очистването на изходния концентрат трудно може да се определи по друг път освен чрез опитно установяване. За целите на изследването на зависимостта на размагнитването от честотата се предлага схема с възможност за плавно изменение на честотата на затихващите токови импулси в определен диапазон.

ERROR! OBJECTS CANNOT BE CREATED

FROM EDITING FIELD CODES. Фиг. 2 Силова схема на един канал за управление

Схемата представена на Фиг. 2 се базира на транзисторен прав импулсен преобразувател, като са добавени допълнителни пасивни и комутиращи полупроводникови елементи. Те осигуряват конфигурацията на схемата, както при работа за създаване на импулсно магнитно поле за отклоняване на силно магнитните частици, така и работа за размагнитването им чрез включване на допълнителен затихващ колебателен контур. За разлика от схемата описана в [1], където комутиращите елементи

- 206 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

включват колебателния контур, в който процеса се развива непринудено, тук се предлага, схемата и нейното управление да дават възможност за намаляване на размагнитващата честота посредством два насрещно паралелно свързани тиристора или симетричен тиристор. Тяхното управление е осъществено по такъв начин, че да осигурява паузи в развитието на колебателния процес, след всяко презареждане на кондензатора. По този начин се създава възможност за принудително регулиране на честотата. Максималната е равна на честотата на свободните колебания и може да се намалява. По технологични съображения, трябва да се осигури долна граница на честотата около 15 до 20 Hz.

Работният цикъл започва със създаването на токов импулс в електромагнитната система на сепаратора за придърпване на силно магнитните частици, чрез едновременното отпушване на транзисторите VT1 и VT2. Тогава токът протича от положителния полюс на постояннотоковата шина през транзистора VT1 електромагнитите YA1 и транзистора VT2 към отрицателния полюс. Чрез допълнителни превключвания на VT1 по време на самия импулс, токът може да се управлява на принципа на широчинно импулсната модулация. Транзисторът VT2, по това време остава непрекъснато отпушен, като осигурява верига за тока на бобините и през диода VD1 при запушен VT1. Токовият импулс за отклоняване на силно магнитните частици завършва със запушването на двата транзистора VT1 и VT2. Това става при значителен ток през индуктивността, а прекъсването му е недопустимо. По тази причина в този момент трябва да е осигурено отпушеното състояние на тиристора VS1. Така токът на електромагнита се насочва през допълнителното съпротивление R2 към кондензатора C, магнитната енергия се натрупва като електростатична. В момента, в който токът намалее значително – под стойността на удържащия ток на тиристора той се запушва, за простота може да се приеме, че това става, когато токът стане равен на нула. По-нататък условието за непрекъсване на тока през индуктивността се осъществява по естествен път от тиристорния комутатор, който се запушва при всяко преминаване на тока през нулата. Тогава електромагнитната енергия е нулева, а електростатичната - максимална. За обратната проводимост по аналогичен начин работи VS2 до презареждането на кондензатора C с противоположна полярност. Този двупосочен електронен ключ осигурява протичане на затихващ променлив ток през бобините на

електромагнитите, кондензатора C и допълнителния демпфериращ резистор R2. Тук се обръща внимание именно на този процес, който с помощта на променливотоковия тиристорен ключ се дава възможност за управление на размагнитващия процес и разрушаване на флокулите за изследване при различни честоти.

Фиг. 3 Ток през електромагнита при естествен

колебателен процес

Фиг. 4 Ток през електромагнита при

електронно отрегулирана честота на колебателния процес

Включването на размагнитващата

конфигурация на схемата става, когато токът през индуктивността има значителна стойност, което осигурява необходимата енергия за процеса. Сумарната стойност от активните съпротивления във веригата е определяща за степента на намаляване на амплитудата на променливите токови импулси и следователно определя броя на съществените размагнитващи периоди по времето на размагнитващия процес. Активното съпротивление на електромагнитната система е най-голямото от естествените активни съпротивления в колебателния контур. Във веригата е предвиден и допълнителен резистор R2 за настройване на параметрите на процеса.

- 207 -

На Фиг. 3, за сравнение с Фиг. 4, е показан токът - резултати от симулацията на схемата от Фиг. 2 при честота на управление на тиристорния променливотоков ключ еднаква със собствената честота на колебателния контур. Представените симулационни резултати на Фиг. 4 са при по ниска честота, определена от управлението на тиристорите. Токовете с намалена честота в размагнитващия контур на схемата имат несинусоидална форма, но влиянието на хармоничния състав върху технологичния процес е незначителен.

Фиг. 5 Напрежение върху кондензатора С

На Фиг. 5 е показано напрежението върху кондензатора C. Вижда се, че то има върхови стойности, които се задържат по време на запушеното състояние на тиристорите. Значителната стойност на напрежението е предопределена от стойността на индуктивността на електромагнита, зададената максимална честота на тока в размагнитващия контур, която определя стойността на капацитета на кондензатора C и началния ток за развитие на колебателния процес. От тази гледна точка изпитаелното устройство ще се ограничи до възможностите на електронните ключове.

4. ЗаключениеСхемното решение на системата за

магнитна сепарация позволява експериментиране на процеса за разрушаване на флокулите чрез многократни опити, поради лесната настройка на различни честоти на тока в размагнитващия контур. Това позволява да се намерят оптимални честоти за различните по зърнометричен и веществен състав рудни материали по отношение на извличането на полезно вещество и качеството на продукта.

ЛИТЕРАТУРА

1. Александров, Р., Електрически параметри насилов преобразувател за магнитен сепаратор с размагнитваща функция. Годишник на МГУ “Св. Иван Рилски” том 54 свитък ІІІ, София, 2011..

2. Клисуранов Г., Магнитни, електрически испециални методи на обогатяване, София 1989.

3. Патент BG 64303 B1 104941 Електромагнитен сепаратор, 2004.

Faculty of Mining Electromechanics University of Mining and Geology “St. Ivan Rilski” – 1700 Sofia BULGARIA E-mail: romeo.alexandrov@abv.bg

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 208 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

МОНИТОРИНГ НА МОЩНОСТТА НА ФОТОВОЛТАИЧЕН ПАНЕЛ.

РОСЕН СПИРИДОНОВ, ВАНЯ ГЪРБЕВА, НИКОЛАЙ ПАУНКОВ

Резюме: Темата за използването на възобновяемите източници на електрическа енергия заема все по-голям дял в съвременната енергетика. Посредством програмната среда на LabView е реализиран виртуален инструмент за мониторинг на активната мощност на маломощен фотоволтаичен панел. Връзката с персоналния компютър е осъществена посредством измервателна схема и 24 битово ADC - DAQ Emant 300. Ключови думи: Мониторинг на фотоволтаик,LabView.

POWER MONITORING OF THE PHOTOVOLTAIC PANEL

ROSEN SPIRIDONOV, VANIA GARBEVA, NIKOLAI PAUNKOV

Abstract: The theme for the use of renewable sources of electricity is very relevant in modern energetics . By using LabView programming environment is implemented virtual instrument for monitoring the active power of low power photovoltaic panel. The connection with personal computer is established through measurement scheme and 24 bit ADC - DAC Emant300.

Key words: Monitoring of photovoltaic cell,LabView.

1. Въведение Производството на електроенергия от

слънцето е сред най-актуалните направления в развитието на съвременната енергетика. Географските условия на България обуславят ресурс от 1300 - 1500 kWh/m2 средногодишен лъчист поток (количество лъчиста енергия за всички дължини на вълните, падащ върху единица площ от повърхността на страната).

Материалите от които се произвеждат съвременните фотоволтаици са [1,3]:

Поликристален силиций - принципът им на работа не се отличава от монокристалния силиций, но единичната фотоклетка вече не се изгражда от един монокристал. Това прави тази технология по-евтина, но и по-неефективна. Постиганият КПД е от порядъка на 12%. Както монокристалните, така и поликристалните

фотоелементи се приемат за устройства с дълъг живот - повече от 20 години. Една от основните характеристики на фотоволтаиците - плътността на инсталираната мощност, показваща каква максимална мощност може да се получи от фотоволтаичен панел с площ 1 m2, за фотоволтаиците с кристален силиций е около 120 Wp/m2

Тънкослойни фотоелементи - с този термин се означава по-скоро технология за производство на фотоелементи, отколкото тип фотоелементи. На основата на тази технология се произвеждат клетки от различни материали, които са отложени във вид на много тънък слой върху дадена подложка. За сравнение, при класическите силициеви елементи дебелината на фотоклетката е от порядъка на 0,2 mm или 200 mm, докато при тънкослойните елементи

- 209 -

дебелината на генериращия слой е само няколко микрометра. Дебелината на слоя се определя от коефициента на поглъщане на светлината на даден материал. Чрез използването на тънкослойната технология се намалява сериозно цената на фотоелементите.

Кадмиев телурит (СаТе) - приема се като един от перспективните материали за фотоволтаици, произвеждани на основата на тънкослойната технология. Фотоелементите са евтини, дори с по-ниска цена в сравнение с тези от аморфен силиций, с КПД около 8%, експлоатационен живот 10 и дори повече години.

Аморфен силиций - клетките от този тип се произвеждат на основата на тънкослойна технология, като генериращият слой няма кристална решетка, а атомната му структура е аморфна. В действителност става въпрос за силиций с определен примес на водородни атоми. Животът на фотоелементите от аморфен силиций е до 10 години, КПД в диапазона 6-9%, цената - относително ниска, а плътността на инсталираната мощност - 62 Wp/m2. Основното предимство на тези фотоелементи, освен ниската цена, е способността на фотоволтаиците с аморфен силиций да работят добре и при малка интензивност на лъчистия поток. Съществуват и хибридни фотоелементи, при които върху подложка от кристален силиций се нанася тънкослойно покритие. То пропуска част от падащата светлина върху кристалната фотоклетка, като така и двете технологии генерират електрическа енергия едновременно.

Както се вижда има голямо многообразие на технологиите за производство на фотоволтаични елементи. Това е свързано и със сериозна изследователска работа. Налага се да се отчетат много фактори влияещи върху слънчевото греене: запрашеност на въздуха, надморска височина, положенитето на слънцето през всеки момент от деня, слънчева активност, сезоните също имат значение. Изследването на параметрите на един фотоволтаичен панел изисква сравнително дълго наблюдение, следене на поне няколко параметъра на панела. Поради тези причини масово се използват компютърно базирани системи за измерване и мониторинг като РС-базирани системи за събиране на данни (Data Acquisition -DAQ) и управление, изградени на основата на специализирани РС-платки, модули и компоненти [2]. Чрез тях с подходящ софтуер РС се превръща във виртуален инструментариум (Virtual Instrumentation) с широки функционални възможности и голяма гъвкавост, като класическите панели, скали, бутони и пр. на уредите тук се заменят от

дисплея на компютъра и съответно – от клавиатура/мишка. LabVIEW (Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench) представлява среда за разработване на приложения подобно на модерните C и BASIC среди. Но LabVIEW се различава от тях по един основен показател – докато другите системи използват текстови езици за програмиране, то LabVIEW използва графичен програмен език G.

LabVIEW, подобно на C или BASIC е програмна система с общо предназначение, притежаваща мощни библиотеки от функции. LabVIEW включва библиотеки за приемане, анализ, представяне и съхраняване на данни. Средата извършва обмен на информация с хардуер, поддържащ стандартите GPIB, VXI, PXI, RS-232, RS-485.

Програмите, които се разработват с LabVIEW се наричат виртуални инструменти (virtual instruments), тъй като техния вид и действие имитират реални устройства. Виртуалните инструменти (VI) се състоят от интерактивен потребителски интерфейс, диаграма на потока от данни (код на програмата) и икона с връзки, която дава възможност на VI да се извиква като подпрограма от други VI.

Предният панел предлага интерактивен интерфейс за връзка на входове и изходи с разработвана инструментална система. Когато виртуалния инструмент бъде завършен, неговия преден панел може да се използва за управление на системата чрез превключване на „захранването”, преместване на прозореца, превключване на бутони или въвеждане на стойност от клавиатурата. Панелът отговаря моментално, като предоставя обратна връзка от системата в реално време.

2. Измерване на мощност на фото-

волтаичен панел Силициевият фотоелемент представлява

диод. На практика всички диоди проявяват вътрешен фотоефект, ако преходът им се освети. Разликата между обикновените диоди и фотоволтаиците е, че последните са изпълнени по начин осигуряващ възможно най-голям фототок. Избираме фотоволтаичен панел / набор от фотоволтаични клетки / да e с мощност от 6 до 10W. Максималното напрежение да е 22V, а токът на късо до 0,6А. За да се измери това напрежение се използва измервателната схема показана на фиг1. Така са подбрани елемените на схемата, че напрежението на аналоговия вход AIN3 на DAQ системата е намалено 10

- 210 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

пъти. Уравнението за измерваното напрежение е:

21

23 RR

RVVAIN

Фиг. 1. Схема за измерване на мощността на фотоволтаичен панел.

Прочитайки напрежението на

аналоговите входове AIN3 и AINCOM на системата за събиране на данни и след това умножавайки го по коефициента на делене 10, получаваме напрежението от фотоволтаичния панел. Токът през същия ICELL се измерва като използваме резистор с висока точност RSENSЕ. Стойността му е 0,2Ω, падът на напрежение върху RSENSЕ при 0,6А е 120mV. За това избираме резисторът да е с мощност 0,25W. Прилагайки същата формула за VAIN2 и тъй като R1=R3 и R2=R4 и получаваме връзката между измерваното напрежение и токът на фотоволтаичния панел.

23 AINAIN VV

21

2

RRRRI SENESECELL

Двата сигнала за моментните стойности

на тока и напрежението се умножават и така се получава стойността отчитана ватметъра на предния панел на инструмента.

За практическа реализация на измервателната схема е използван слънчев панел от зарядно за телефони с размери 85,5*35,5*3,5mm. За товар е използвано съпротивление от 100Ω, а прецизният резистор е със стойност 0,22Ω. Другите съпротивления са от тип R0603 18K 1% и R0603 2K 1%. На фиг.2 е показана снимка на цялата система.

Фиг. 2. Снимка на за събиране на данни EMANT300, схемата за измерване, панела. И

компютъра.

Разработеният виртуален инструмент /ВИ/ има преден панел, показан на фиг.3

Фиг. 3. Виртуален инструмент за мониторинг на мощността на фотоволтаичен панел.

- 211 -

На фиг. 4 е показано измерване, при което фотоволтаичният панел е умишлено затъмнен

Фиг. 4. Мощност при умишлено затъмняване. Структурната схема на инструмента изглежда по следния начин даден на фиг.5.

Фиг. 5. Структурна схема на инструмента.

От показаните фигури се вижда, че ВИ ще индикира моментните стоиности на напрежението, тока и мощността получени от панела. Също е въведенаи опция за включване на аларма при превишаване на зададена норма

на мощността. Понеже формулите по горе не включват толерансите на елементите, то са направени допълнителни измервания за да се определят точните стойности на коефициентите, които се използват в програмата за

- 212 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

определянето на стойностите на реалните величини и те са въведени като коригиращи множители.

3. РезултатиОт фиг. 3 се вижда, че стойността на

напрежението е 178 mW в 21 секунда от пускането на инструмента. Зададена е граница за аларма 120 mW и затова алармата е неактивна. Стойностите на тока и напрежението са съответно 39,54 mA и 4,492V. Минимална, максимална и средна стойност не са показани,

понеже Виртуалният инструмент все още работи. Тези стойности се индикират за зададен интервал от време. Резултати от проведените с виртуалния инструмент измервания са показани в табл. 1. Те са за интервал от време 60 секунди и зададена граница за аларма 180mW. Стойността на напрежението във всяка една секунда се записва във файл с помощта на Write To Measurement File функция, която беше добавена в алгоритъма за виртуалния инструмент.

Таблица 1.

4. ЗаключениеРазработеният виртуален инструмент е

реален измервателен уред и служи за измерване и мониторинг на активна мощност на маломощен фотоволтаичен панел. С негова помощ се измерят също – токът и напрежението през фотоволтаика във зададени моменти от време. Полученият масив от данни за определено време, може да се съхрани във файл и да се ползва по късно. Понеже се използва 24 битов ADC работещ в обхвата ±2,5V точността по напрежение не може да бъде по-добра от 5/16777216 V или приблизително 0,3 V.

ЛИТЕРАТУРА

1. Кръстев Г., Цв. Георгиев. Средства заавтоматизация на научните изследвания, Русе, 2002

2. Сп. „Инженеринг ревю” - брой 3, 2008

Фотоволтаици

3. http://solar.bghot.com

4. http://see.ni.com

Nikolai Paunkov Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: nick123@abv.bg

Постъпила на 14.02.2013 г.

- 213 -

- 214 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЕФЕКТИВЕН АЛГОРИТЪМ ЗА ЛОКАЛИЗАЦИЯ НА ЕДНОФАЗНИТЕ АВАРИИ

В ЕЛЕКТРОПРЕНОСНИТЕ ЛИНИИ ЧРЕЗ ДВУСТРАННИ ИЗМЕРВАНИЯ

РОСЕН СТАМАТОВ

Резюме Този документ представя ефективен алгоритъм, за определяне мястото на еднофазно к.с. към земя в електропреносна линия. Записите на напреженията и токовете от двете подстанции се използват като входни параметри на алгоритъма. За извличане стойностите на трифазните напрежения и токове и фазовите ъгли между тях е използвано дискретното преобразование на Фурие. Моделирането на преносната линия, заедно с алгоритъма се извършва с помощта на пакета Matlab/Simulink. Резултатите свързани с определяне мястото на еднофазно к.с. в електропреносна линия демонстрират валидността на алгоритъма дори и при високи стойности на съпротивлението към земята. Ключови думи: локализация на аварията, еднофазно късо съединение към земя, двустранни измервания, Matlab/Simulink

AN EFFECTIVE ALGORITHM FOR LOCALIZATION OF SINGLE LINE TO GROUND

FAULTS IN POWER TRANSMISSION LINES THROUGH BILATERAL MEASUREMENTS

ROSEN STAMATOV

Abstract: This paper presents an effective algorithm for determining the place of single phase to ground short circuit in the power transmission line. Records of voltage and currents from both substations are used as input parameters of the algorithm. To extract the values of the three-phase voltages and currents and phase angles between them is used discrete Fourier transformation. The modeling of the transmission line, along with the algorithm is performed using a package Matlab/Simulink. The results of determining the place of single phase to ground short circuit in the lines show the validity of the algorithm, even at high levels of resistance to ground.

Key words: fault location, single line to ground, bilateral measurements, Matlab/Simulink

1. Въведение Електропроводните линии са едни от

най-важните компоненти в електроенергийната

система. Вероятността от повреди по електропреносните линии е по-голяма отколкото при другите енергийни компоненти, понеже те

- 215 -

са изложена на околната среда. Условия, които могат да предизвикат повреди в електропреносната линия са: опасност от клони на дървета, мълния, прелитане на жерави през есента, стрела на кран при монтажни дейности, животни и замърсяване на изолатори. Всички тези аварии се нуждаят от бързото им отстраняване и възстановяване електропреноса по линията. Точното определяне мястото на аварията е изключително важно, защото малката грешка в оценката на аварията може да се равнява на няколко километра и това ще забави аварийния персонал, да намери действителното местоположение на аварията и извърши необходимия ремонт.

Преобладаващия брой аварии в електроенергийната система са от несиметрични к.с.. При това 90 % от тях са еднофазни к.с. За еднофазните к.с., съпротивлението в мястото на аварията е комбинация от съпротивлението на дъгата и съпротивлението на земята.

За оценка на авариите в преносната линия съществуват много методи. В зависимост от основната си същност те са класифицирани в две категории [8]. Това са метод на бягащата вълна и метод базиран на определяне импеданса до мястото на аварията. Освен това, методите за локализация на авариите в електропреносните линии могат още да се класифицират на едностранно и двустранно измерване на режимните параметри (еднотерминални и двутерминални).

За откриване на аварите в ектропреносните линии през (1978) Дюмел и Mичелс първи предлагат метода на бягащата вълна [2]. След тях, и други автори, използват този метод, за локализация на авариите. При метода на бягащата вълна, по линията се изпраща електрически импулс. Момента на връщане на импулса обратно показва разстоянието до мястото на аварията. Недостатък на метода изхолзващ бягащата вълна е, че в мястото на аварията преходното съпротивление трябва да е rпр = 0, за да се получи пълно отразяване на вълната. Освен това ако аварията е в близост до щинна система, или ако е станала в момент когато началната фаза на напрежението е приблизителна равна на нула тя трудно може да се локализира.

Методът базиращ се на определяне импеданса до мястото на аварията използва основните хармоници на напрежението и тока от инсталираните датчици като цифровите релейни защити или регистриращите устройства [8]. Поради своята простота и ниска цена този метод се използва широко от алгоритмите адаптирани към електронните устройства в електрическите

подстанции. В зависимост от измерванията, които са използват, този метод може да се класифицира в две категории. Първата категория е чрез данни за алгоритмите придобити от единия терминал [6,7] (подстанция) и втората категория чрез данни придобити от двата терминала свързани от двете страни на електропровода [1,3,4,5]. Още тази класификация е известна като методи използващи едностранно и двустранно измерените параметри на линията.

Поради ограниченият достъп на данни от двете подстанции, за оценка на аварията обикновено най-широко се използват алгоритмите, базирани на данните от единия терминал. Тези алгоритми изискват много математически допускания, при определяне на съпротивлението в мястото на аварията, което оказва влияние върху точността на резултатите по отношение на нейното местоположение. За оценка мястото на авариите са разработени много алгоритми, използващи данните само на единия терминал. Кю. Джан и др. (1999), предлагат алгоритъм за оценка на еднофазните аварии в две паралелни електропроводни линии [6]. За определяне мястото на повредата, алгоритъма използва токовете от схемата с нулева последователност и при определяне на импеданса не се изискват данни от подстанцията в отдалечения край. Като цяло се приема, че товара в електропровода е симетричен и не съдържа токове с нулева последователност. По този начин се елиминира ефектът на товара, което може да внесе грешка по отношение определяне мястото на аварията. Резултатите от теста на предлаганата методика показват голяма точност. Грешката е по-малка от 1%, като се променят стойности на различни параметри, като импеданса на подстанциите, мощността на товара и съпротивлението в мястото на товара. Въпреки това, методиката дава добри резултати когато параметрите на линията и придобитите данни от устройствата са точни. Неточни параметри на линията и грешни данни от цифровите устройства, водят до около 10% грешка при оценка на аварията.

Т. Аду разработва методика, при която мястото на аварията се определя чрез реактивните съпротивление, като се използват данните придобити само от единия терминал [7]. Методиката предлага балансиране влиянето на потока от товара и резистанса в мястото на аварията по отношение точността на локализация на аварията. Мястото на аварията се определя чрез пренареждане на разстоянията до мястото на аварията, получени от имагинерната част на уравнението за шинните

- 216 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

напрежения на неизправната фаза. Методиката е била тествана с действителни данни от регистрирани аварии, като резултатите доказват верността на предлаганата техника.

За да се подобри точността при определяне импеданса до мястото на аварията по данни от едната подстанция, беше предложен алгоритъмът използващ измерените данни от двете подстанции. Този алгоритъм използва фазните токове и напрежения от близкия и отдалечения край на електропровода като данните могат да са синхронизирани [3] или несинхронизирани [1,4,5]. От гледна точка на точността, алгоритмите използващи измерените параметри от двете подстанции са по-точни спрямо алгоритмите използващи данните от едната подстанция, тъй като те не се влияе от стойността на съпротивлението в мястото на аварията и от ефекта на реактивното съпротивление. Тези алгоритми изискват комуникационен канал за прехвърляне на данни между двата терминала или до главната подстанция. Е. Швайцер (1982) използва предаварийните стойности на величините, които чрез сравняване с аварийните служат за определяне на синхронизационната грешката между двата края [1]. Изчисляването на синхронизационната грешка, за определяне на местоположението на аварията се осъществява по директен начин. Въпреки това, тази методика изисква от потребителя предварително ръчно да укажете данните от аварията, да изчисли синхронизационната грешка и най-накрая да се изчисли мястото на повредата. Освен това, тази методика не е подходяща за аварии при които липсват данни от предаварийното състояние на режимните параметри. М. Сачдев и Р. Агарвал (1988) в [4] си поставят за задача да отстранят тези недостатъци в предлагания от тях алгоритъм. Съставя се система уравнения на напреженията в комплексен вид. Нейното решение довежда до квадратно уравнение, от което се получава неизвестната синхронизационна грешка. Въпреки това, за да се определи мястото на аварията, алгоритъмът изисква идентификация на типа на аварията.

Алгоритмите за локализация на аварията в електропроводните линии, използващи двустранните измервания, изискват ниска скоростта на комуникация при предаване на данните между двете подстанции или между подстанциите и възлов диспечерски пункт. Оценката на аварията, може да се направи както онлайн така и офлайн. При офлайн метода, вълните на напреженията и токовете, могат да бъдат извлечени от цифровите релейни защити и записващите устройства след аварията. В

бъдеще се очаква развитие основно на двутерминалните алгоритми за локализация на авариите в електропроводите, тъй като те са по-точни от еднотерминалните алгоритми.

В статията, се предлага нов двутерминален алгоритъм, за определяне мястото на еднофазно късо съединение в електропреносната линия. Алгоритъмът не изисква познаване импеданса на източника и локализацията на повредата, не се влияе от стойността на съпротивлението в мястото на аварията. Като се знае мястото на повредата, може да бъде изчислено съпротивлението в мястото на повредата с чийто помощ да се определи характера на аварията.

2. Теоретична база на двустранните

измервания

Фиг.1. Схема на еднофазно к.с.

Фиг.1 показва еквивалентната

заместваща схема на еднофазно к.с. в електропроводна линия. Мястото на аварията се намира на разстояние m от подстанция А и на разстояние (1 - m) от подстанция В, където m е в относителни единици (о.е.). Съпротивлението в мястото на повредата - Rk, напрежението - Vk и разстоянието - m са неизвестни параметри. Когато възникне авария в някоя точка на електропреносната линия, токовете от двете подстанции ще се насочат към мястото на аварията и ще се върнат в подстанциите през земята. Така че, тока през мястото на повредата, е сума от токовете от двете подстанции.

Представената на фиг.1 схема може да бъде представена и в разгънат вид чрез съответните симетрични съставки, от страна на двете подстанции. На фиг. 2 (а) и фиг. 2 (б) са показани, еквивалентните заместващи схеми със симетричните съставки, захранвани съответно от подстанция А и от подстанция Б.

Фиг.2.а. Еквивалентна заместваща схема на

симетричните съставки захранвана от подстанция А

Vk

Rk

Ik

mZ1 (1-m)Z1IA IB

VA

mZ1 mZ2 mZ0

Vk3ZF

VA1 VA2 VA3

IA0

- 217 -

Фиг.2.б. Еквивалентна заместваща схема на симетричните съставки захранвана от

подстанция В

където: m – дължина на линията; Z1 – импеданс на правата последователност; Z2 - импеданс на обратната последователност; Z0 - импеданс на нулевата последователност; VA – фазното напрежение откъм подстанция А; VB - фазното напрежение откъм подстанция В; VA1 – вектор на аварийното напрежение с права последователност; VA2 - вектор на аварийното напрежение с обратна последователност; VA0 - вектор на аварийното напрежение с нулева последователност; Vk – напрежението в мястото на аварията; IA0 – токът с нулева последователност от към подстанция А; IB0 - токът с нулева последователност от към подстанция В; Zk – импеданса в мястото на аварията;

Напрежението в мястото на аварията, Vk се вижда и от двете подстанции и може да се запише;

021 ZZZmVV Ak ; (1) 021.1 ZZZmVV Bk ; (2)

Фазните токовете с нулева последователност от двете подстанции са равни;

30,A

AII ; (3)

30,B

BII ; (4)

От уравнения (1) и (2) се получава:

021

021

.1 ZZZmVZZZmV

B

A

; (5)

Изразявайки уравнение (5) относно m се получава:

021

021

.3

.3

ZZZII

ZZZIVVm

BA

BBA

; (6)

Уравнение (6) е в комплексна форма. За да се получат големината и фазовия ъгъл на m, трябва първо да се познават стойностите и фазовите ъгли на величините VA, VB, IA, IB, Z1, Z2 и Z0. Стойностите и фазовите ъгли на Z1, Z2 и Z0 могат да бъдат взети директно от наличните настройки на релейните защити, докато

стойностите и фазови ъгли на величините VA, VB, IA и IB, които са параметри на аварийния режим, могат да бъдат извлечени от цифровите регистратори или релейните защити.

3. Моделиране на еректропроводна линия използвайки Matlab/Simulink Matlab е мощен софтуер за анализ, чрез

който с помощта на пакета Simulink, могат да се симулират токовите потоци в електроенергийната система. В пакета, се съдържа инструментариума SimPowerSystems, състоящ се от много мощни системни компоненти, които могат да бъдат използвани много лесно.

Фиг.3. Електропреносна линия моделирана в

Matlab/Simulink

Електропреносната линия, може да бъде моделирана като се използват наличните блокове за линии с разпределени параметри или на трифазната „П“ - образна линейна схема. Чрез използването на който и да е от тези блокове, потребителят трябва само да въведе стойностите на линейните параметри. На Фиг. 3 е показана електропреносна линия, която е моделиран чрез използване на Matlab / Simulink. Всички линейни параметри, които са използвани са представени в Таблица 1. Следва да се отбележи, че моделираната линия е къса линия, затова е пренебрегнат токът от капацитивната проводимост. Въпреки това, за средно дълги и дълги електропреносни линии, при изчисляване мястото на повредата капацитивната проводимост трябва да се взема предвид.

По време на аварията, възникват хармонични компоненти, които са насложени към основния хармоник на напрежителните и токовите вълни. Тези хармонични компоненти трябва да се филтрират от основния с помощта на нискочестотен филтър. В Simulink, филтрацията се извършва чрез използване на наличните аналогови филтри. Избраната честотна лента е на ръба – 628,3185 рад / сек.

VB

(1-m)Z1 (1-m)Z2 (1-m)Z0

3Zk

VB1 VB2 VB0

IB0

4

Out4

3

Out3

2

Out2

1

Out1

1Connection

Port

Vabc

IabcA

B

C

a

b

c

Three-PhaseV-I Measurement1

Vabc

IabcA

B

C

a

b

c

Three-PhaseV-I Measurement

A

B

C

Three-PhaseSource1

A

B

C

Three-PhaseSource Distributed

Parameters Line1

DistributedParameters Line

- 218 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг.4. Модел на електропреносната линия с

калкулация на мястото на аварията

На фиг.4 е показан завършен модел, съчетаващ преносната линия, филтрацията, бързото преобразувание в ред на Фурие (FFT) и изчисляване местоположението на аварията. Функцията на блокът FFT е да конвертира от вълновите извадки на напрежението и тока съответните големини и фазови ъгли на всяка от пробите.

Таблица 1 Параметри на електропреносната линия Параметър на

линията Стойност Единица

Дължина 47 km Честота 50 Hz

Номинално (междуфазно) напрежение

110 kV

Резистанс на правата

последователност

0.045531917 Ω/km

Резистанс на нулевата

последователност

0.151489359 Ω/km

Индуктивност на правата

последователност

0.000617657 H/km

Индуктивност на нулевата

последователност

0.001533983 H/km

4. Резултати от симулацията

В този раздел са представени резултатите от анализа на разработения алгоритъм за оценка мястото на повредата. По електропреносната линия са образувани еднофазни къси съединения. Грешката между изчислените места ва авариите и техните действителни места са изчислени, като се използва формула (7):

100..

%.

.

ел

дейстизч

lll

(7)

където: - грешка, %;

lизч. – изчислено разстояние до аварията;

lдейст.. – действително разстояние до аварията; lел. – дължина на елестронровода; Таблица 2 и Таблица 3 показват резултатите от изчислените стойности за локализация на аварията в електропреносната линия при стойности на резистанса в мястото на аварията Rk = 5Ω и 50Ω. При сравняване на двете таблици, се вижда, че при определяне мястото на повредата с помощта на алгоритъма, резултатите не се влияят от стойността на съпротивлението в мястото на повредата. На фигура 5 е визуализирана устойчивостта на грешките за двете стойности на съпротивлението в мястото на повредата.

Таблица 2 Грешки при определяне мястото на аварията при

Rk = 5Ω Действително

място на аварията

Изчислено място на аварията

Грешка

km km % 5 10 15 20 25 30 35 40 45

5,748 10,550 15,340 20,142 24,937 29,747 34,530 39,347 44,154

1,592 1,170 0,723 0,303 -0,133 -0,538 -1,000 -1,389 -1,799

Таблица 3

Грешки при определяне мястото на аварията при Rk = 50Ω

Действително място на аварията

Изчислено място на аварията

Грешка

km km % 5 10 15 20 25 30 35 40 45

5,903 10,663 15,400 20,162 24,929 29,716 34,469 39,250 44,008

1,922 1,410 0,851 0,345 -0,151 -0,605 -1,129 -1,595 -2,111

Rk

Radian 4

(pi/180).u

Radian 3

(pi/180).u

Radian 2

(pi/180).u

Radian 1

(pi/180).u

In1

In2

In3

In4

In5

In6

Out1

Out2

Out3

Out4

Out5

Out6

LPF 2

In1

In2

In3

In4

In5

In6

Out1

Out2

Out3

Out4

Out5

Out6

LPF 1

In1

In2

In3

In4

In5

In6

In7

In8

In9

In10

In11

In12

Out1

Out2

Out3

Out4

Out5

Out6

Out7

Out8

Out9

Out10

Out11

Out12

Out13

Out14

Out15

Out16

Out17

Out18

Out19

Out20

Out21

Out22

Out23

Out24

FFT

Out2

Out3

Out4

Out5

Connection Port

EP

Display

Va

Theta Va

Ia

Theta Ia

Vb

Theta Vb

Ib

Theta Ib

j

Calculator

c

12

Breaker

%

- 219 -

Фиг.5. Грешки при определяне мястото на аварията при различни стойности на

съпротивлението Rk в мястото на аварията

5. ЗаключениеПредложеният в този документ

алгоритъм за изчисляване местоположението на еднофазно к.с. в електропреводна линия дава доста точни резултати. Алгоритъмът не е зависим от стойността на съпротивлението в мястото на аварията. Данните от вълните на токовете и напреженията по време ва аварийния режим извличани от цифровите релейни защити или регистриращите устройства необходими за определяне мястото на повредата могат да се пренасят между подстанциите, както онлайн така и офлайн като се използват наличните комуникационни канали. Някои от основните предимствата на алгоритъма са изброени по-долу:

1. Съпротивлението в мястото нааварията, през което протичат токовете от двете подстанции не влияе върху оценката за местоположението на аварията.

2. Различните стойности на импеданситена източниците, захранващи аварията не влияят върху оценката върху оценката за местоположението на аварията, тъй като не се изискват.

3. Като се знае дължината на линията -m, стойността на резистанса в мястото на повредата, може да бъде изчислен чрез използване на (1) или (2).

ЛИТЕРАТУРА

1. E. Schweilzer, Evaluation and Development ofTransmission Line Fault-Locating Techniques Which Use Sinusoidal Steady-State Information, Ninth Annual Western Protective Relay Conference, Spokane, Washington, October 1982.

2. H. W. Dommel and J. M. Michels, High SpeedRelaying Using Travelling Wave Transient Analysis, IEEE PES Winter Power Meeting, New York, Jan. 29-Feb. 3, 1978, pp.1-7.

3. Joe-Air Jiang, Jun-Zhe Yang, Ying-Hong Lin,Chih-Wen Liu and Jih-Chen Ma. An adaptive PMU based fault detection/location technique for transmission lines part I: theory and algorithms, IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 15, no. 2, pp. 486-493, Apr. 2000.

4. M. Sachdev and R. Agarwal, A Technique forEstimating Transmission Line Fault Locations From Digital Impedance Relay Measurements, IEEE Transaction on Bower Delivery, Vol. 3, No. 1, January 1988, pp.121-129.

5. P. Balcerek and J. Izykowski, Improvedunsynchronized two-end algorithm for locating faults in power transmission lines, Proc. IEEE Bologna PowerTech Conference, Bologna, June 2003.

6. Q. Zhang, Y. Zhang, W. Song and Y. Yu,. Transmission Line Fault Location for Phase-to-Earth Using One Terminal Data, IEEЕ Proc.- Gener. Transm. Distrib., Vol. 146, No. 2. March 1999.

7. T. Adu. A New Transmission Line FaultLocating System, IEEE Transactions on Power Delivery, Vol. 16, No. 4, October 2001.

8. Y. Cheng, J. Suonan, G. Song and X. Kang. One-Terminal Impedance Fault Location Algorithm for Single Phase to Earth Fault of Transmission Line, IEEE 2010.

Technical University–Sofia, Pedagogical Faculty of Engineering - Sliven 59 Burgas road St. 8800 Sliven BULGARIA E-mail: rstamatov@yandex.ru

Постъпила на 26.02.2013 г.

- 220 -

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

STRATEGY FOR OPERATION OF HYBRID ENERGY SYSTEM WITH INTEGRATED WIND

AND SOLAR POWER PLANTS

SOFIJA NIKOLOVA-POCEVA, ANTON CAUSEVSKI, NEVENKA KITEVA ROGLEVA, VANGEL FUSTIK, ATANAS ILIEV

Abstract: This paper presents an approach for solving the generation scheduling problem of a complex system consisted of conventional and renewable energy sources (RES). Wind and solar power plants are integrated into the system in order to reduce the total thermal power plant fuel costs. The optimization problem consists of minimizing the total production costs, respecting power balance equations for each time interval and all operational system constraints. The proposed approach is applied on a specific system consisted of thermal power plants (TPP), storage hydro power plants (HPP), pumped-storage hydro power plant (PSHPP), wind power plant (WPP) and solar power plant (SPP). In this paper the benefits of energy production from WPP and SPP, in terms of reducing the production costs of conventional thermal power plants are investigated. Key words: renewable energy resources, conventional power plants, optimization, production costs.

1. Introduction

Thermal power generation requires burning fossil fuels which creates significant emission of gases such as CO2, SO2, NOx and has negative environmental effects. Therefore, using environmentally friendly fuels, such as renewable energy sources, can eliminate emissions associated with electric generation. However due to their unpredictable and stochastic nature the renewable energy sources (RES) are not yet in that position to fully replace the conventional generation. Power system composed of classical sources of electrical energy with RES are hybrid systems whose operation is heavily dependent on the conditions of occurrence of the source of energy from renewable nature, and the technological characteristics of the renewable energy power plant. Wind and solar power are widely researched and various methods have been developed for operation and generation scheduling of such hybrid systems [1-4].

Time-series data representing parameters of wind and solar have stochastic nature with great unpredictability, as opposed to the classical energy sources (hydro, thermal and nuclear) that can with great precision to fit the needs and plan according to

the load demand. Because of the uncertain nature of wind and solar power it is necessary to cope in situations of unexpected declines in power production or in situations of excess electrical energy. Integration of pumped storage hydro power plants in a system with wind and solar power plants is an alternative for compensating the intermittent nature of renewable generation.

This paper presents an approach for solving the generation scheduling problem of a complex system comprised of conventional power plants, wind power plants and solar power plants. The proposed model take into account the following operational constraints: power balance equations, constraints resulting from power output limits of thermal and hydro generating units, power output limits of wind energy system, power output limits of solar energy system, balance equations for available volume of water of HPP and PSHPP and balance equations for contracted energy for TPPs over the study period. The proposed model does not take into account spinning reserve level, the system configuration and network losses. Lagrange method is used for solving the optimization problem. For that purpose MATLAB source code is developed.

- 221 -

2. Methodology The complex system that is analyzed is

consisted of thermal power plants (TPP), storage hydro power plants (HPP), pumped-storage hydro power plant (PSHPP), wind power plant (WPP), solar power plant (SPP) and additional systems to deal with pumping water of PSHPP. The TPPs included in the model are TPPs with and without contracted energy production over the study period.

For purposes of pumping water at pump storage hydro power plants WPP and SPP will be engaged, if they are active in the intervals of the pump mode, and additional units engaged in energy for pumping.

The objective of the generation scheduling problem in such a hybrid system is to determine the optimal amounts of generation power of conventional power plants over the study period so that the total production costs of thermal power plants and additional units engaged for pumping water of PSHPP be minimal and be satisfied the relevant real operational constraints of the system. Here also power generation of PSHPP is valorized.

The objective of generation scheduling problem is to minimize the total production cost (F) while satisfying the operational constraints of the system.

tPK

tPKtPD

tPPCPDMinF

Tgent

NPH

g

gentphtg

Tpumt

D

d

pumtphtd

T

t

ST

ststs

T

t

NT

isritiititi

1,,

1,,

1 1,,

1 1

2,,,,

)(

)()(

)(

(1)

where: F - total fuel cost of thermal power plants and additional units engaged for pumping water of PSHPP over the study period;

iC - penalty factor; )( ,, titi PD and )( ,, tsts PD -fuel/generation cost

characteristic of TPP ( i ) with contracted energy production and TPP ( s ) without contracted energy production;

tiP , and tsP , - power output of TPP ( i ) and TPP (s) in time interval t ;

sriP , - average power of the TPP (i) in the optimization period;

)( ,pum

tphPdK - energetic characteristic of additional unit (d) engaged for pumping water of PSHPP;

)( ,,gen

tphtg PK - benefit characteristic of power production of PSHPP;

pumtphP , - engaged power in pump operation mode of

PSHPP (ph) in time interval t ; t - duration of the time interval;

NT - number of TPPs with contracted energy production over the study period; NPH - number of pumped-storage hydro power plants; ST - number of TPPs without contracted energy production over the study period; D - number of additional units engaged for pumping water of PSHPP; T - number of time intervals.

Through the part 2,, sritii PPC we

control the power generated from the TPP ( i ) to be near the average power in the analyzed period.

The total number of time intervals T is divided into number of time intervals when PSHPP operate in generator mode ( genT ) and number of time intervals when PSHPP operate in pump mode ( pumT ), where: pumgen TTT .

The fuel/generation cost characteristic of each thermal power plant with contracted energy production will be expressed as a parabolic function of the power generation iP :

2,,,, )( tiitiiititi PcPbaPD (2)

where iii cba and , are constants which are given.

Analogously energy characteristics of additional units engaged for pumping water of PSHPP is defined:

2)( ,,,pum

tphdpum

tphdpum

tph PcPbPdK (3)

where dd cb and are constants which are given. The fuel/generation cost characteristic of

each thermal power plant without contracted energy production will be expressed as a parabolic function of the power generation sP :

2,,,, )( tsstsststs PcPbPD (4)

where ss cb and are constants which are given. The benefit characteristic of each PSHPP

will be expressed as a: 2

,,,, )( gentphg

gentphg

gentphtg PcPbPK (5)

where gg cb and are constants which are given. In each time interval over the study period

the following constraints must be satisfied: A) Power balance equations

T ..., 1,2, t,,1

,

1 1,,

1,

1,

1,

tl

PV

pvtpv

NPH

ph

V

vtv

pumtph

NPH

ph

gentph

NH

hth

NT

iti

PP

PPPPP (6)

where: thP , - power output of HPP (h) in time interval t ;

gentphP , -power output of PSHPP (ph) when it operates

in generator mode in time interval t ;

- 222 -

tvP , - predicted power output of wind power plant ( v ) in time interval t ;

tpvP , - predicted power output of solar power plant ( pv ) in time interval t ;

tlP , - system load demand in time interval t ; NH - number of storage hydro power plants; V - number of wind power plants; PV - number of solar power plants. B) Balance equations for available volume of water for HPPs

T

tthth

dozh tPQV

1,, )( , NHh ,...,1 (7)

where dozhV is total available volume of water for

HPP h, over the study period. The stream flow characteristic of hydro

generating units will be expressed as a parabolic function of the power generation hP :

2,,,, )( thhthhhthth PcPbaPQ (8)

where hhh cba and , are constants which are given. The stream flow characteristic of hydro

generating units is taken to be function only from the power generation hP . The stream flow dependence from available head is not taken into account.

The operation of hydro generating units should be in such a way that overall available amount of water over the optimization period should be spent. C) Balance equations for available volume of water for PSHPPs

Tpumt

pumtph

pumtph

Tgent

gentph

gentph

dozph tPQtPQV )()( ,,,,

NPHph ,...,1 (9) where doz

phV is total available volume of water for PSHPP ph, over the study period.

Energetic characteristic of PSHPP in generator operation mode )( ,,

gentph

gentph PQ and pump

operation mode )( ,,pum

tphpum

tph PQ are modeled with

parabolic function of the power output gentphP , and

pumtphP , respectively:

2,,,, )( gentph

genph

gentph

genph

genph

gentph

gentph PcPbaPQ

and (10) 2

,,,, )( pumtph

pumph

pumtph

pumph

pumph

pumtph

pumtph PcPbaPQ

where pumph

pumph

pumph

genph

genph

genph cbacba and ,,, , are

given constants. D) Balance equations for contracted energy for TPPs over the study period

iT

tti WtP

1, , NTi ,...,1 (11)

where iW is contracted energy for TPP (i) over the study period. E) Inequality constraints resulting from minimum and maximum power output limits of TPP, HPP and PSHPP (when it operate in generator mode and pump mode). F) Power output limits of wind turbines [3]:

OtRWn

RtIt

OtIt

tW

VVVPVVVV

VVVVP )(

или 0

, Tt ,...,2,1 (12)

where: tV - forecast wind speed at time interval t ; IV - cut-in wind turbine speed; RV - rated wind turbine speed; OV - cut-out wind turbine speed;

)( tV - power output at wind speed tV ; WnP - rated power output of wind turbine.

G) Power output limits of solar energy system [9]:

ctstd

tPVn

ctcstd

tPVn

tpvRG

GG

P

RGRG

GP

P0

2

, Tt ,...,2,1 (13)

It is assumed that PV cell temperature is neglected. where:

PVnP - rated power output of PV generator, tG - forecast solar radiation at time interval t , stdG - solar radiation in the standard environment

set as 2 W/m1000 , cR - a certain radiation point set as 2 W/m150 .

3. System description

The system that is analyzed is composed of two thermal power plants with contracted energy production (TPP1 and TPP2), one thermal power plant without contracted energy production (TPP3), three storage hydro power plants, one pump-storage hydro power plant, one wind power plant, one solar power plant and one additional unit engaged for pumping water of PSHPP.

The study period is three days and it is divided into 72 time intervals. PSHPP running in pump operating mode from 3 h to 8 h each day.

In order to solve the generation scheduling problem in the considered hybrid power system the following data we must be known: system load demand, wind speed, solar radiation and available amount of water for HPP and PSHPP over the study period, given in equations (6), (12), (13), (7) and (9) respectively. Active hourly load over study period is given in Figure 1. The total energy demand is 74840 MWh.

- 223 -

Fig. 1. Load demand over study period

The data for TPPs, HPPs and PSHPP are

given in Table 1, Table 2 and Table 3 respectively.

Table 1 Data for thermal power plants

TPP1 TPP2 TPP3 a (p.e./h) 65 35

b (p.e./MWh) 1.9 2.041 2.352 c (p.e./MW2h) 0.0026 0.00129 0.00098

miniP (MW) 120 160 maxiP (MW) 300 370

iW ( MWh) 15 542 25 537

Table 2 Data for HPPs

HPP1 HPP2 HPP3 ha 103(m3/h) 1.98 0.936 1.58

hb 103(m3/MWh) 0.306 0.612 0.512 hc 103(m3/MW2h) 0.000216 0.000196 0.000296

minhP (MW) 5 5 5 maxhP (MW) 180 130 100

dozhV *103(m3) 3600 3000 2400

Table 3

Data for PSHPP genpha gen

phb genphc genPmin (MW) genPmax (MW)

0 0.306 0.000216 20 200 pumpha pum

phb pumphc pumPmin (MW) pumPmax (MW)

0 0.2142 0.00015 20 200

The total available volume of water for PSHPP over the study period is 33 m 101000 .

The energetic characteristic of the additional unit engaged for pumping water of PSHPP is presented with:

2003.09.0)(, ,,,pum

tphpum

tphpum

tph PPPtdK (14)

The characteristic which present the benefit of power generation of PSHPP is presented with:

2,,,, 0003.03)( gentph

gentph

gentphtg PPPK (15)

Wind power plant consists of 15 wind turbines type Nordex N80/2.5 MW, arranged in 5 rows and each row has 3 turbines at a distance of 5D. The installed capacity of the WPP is 37.5 MW. The hub height of the wind turbines is 80 m. For the prediction of power produced by wind power plant a program is developed in MATLAB which take into account the wake effect [7]. The determination of WPP production is given in [8]. The generated results for the predicted power produced by the wind power plant are presented in Figure 2. The total generated electrical energy from the WPP is 1602.94 MWh.

Fig. 2. Predicted power generated by the WPP

Solar power plant is with nominal capacity

of 20 MW. Based on the predicted solar radiation over 72 hours and the relation (13) the predicted power produced by the solar power plant is obtained, as it is shown in Figure 3. The total generated electrical energy from the SPP is 176.95 MWh.

Fig. 3. Predicted power generated by the SPP

4. Results

The following two cases are analyzed: Study case 1: TPPs, HPPs and PSHPP, are used to supply the system load demand. Study case 2: TPPs, HPPs, PSHPP, WPP, SPP are connected to supply the system load demand.

Newton-Raphson iterative process is used in order to obtain the optimal amount of power produced by the conventional power plants.

- 224 -

As a result from solving the generation scheduling problem the following results are obtained: the optimal hourly amounts of generating power of all conventional power plants, the hourly stream flows of hydro power plants and the total fuel cost of the analyzed hybrid system.

First we analyze the first configuration of the system in which WPP and SPP are not included. The generating results for optimal operation of a system composed of TPPs, HPPs and PSHPP (when it operates in generator mode) are presented in Figure 4. TPP 3 in this case generate 11 850 MWh and covers 15.83% of the total load demand. TPP1 and TPP2 cover 54.889%, storage hydro power plants cover 25.699%, while pumped-storage hydro power plant (when operate in generator mode) covers 5.49% of the total load demand. When PSHPP operate in pump mode the power is 1.908% of the total load demand.

Fig. 4. Optimal amounts of generating power of

TPPs, HPPs and PSHPP, study case 1 The operation of PSHPP in the analyzed

period is given on Figure 5. The negative power output indicate the pumping operation for the PSHPP. The volume of water in pump operation mode of PSHPP in this case is 310325.779 m3.

Fig. 5. Operation of PSHPP

Figure 6 presents the fuel costs of each

thermal generating unit and fuel costs (Kd) of additional unit engaged for pumping water of PSHPP. From the results in Fig. 6 it is observed that the TPP 2 has the highest fuel cost (66325p.e), then follows the TPP 1 (42933p.e.) and TPP 3 (29 829p.e.). For the additional unit there are fuel costs

only when PSHPP operate in pump mode, and the total fuel cost is 1 669.5p.e.. In this study case the total fuel cost of the system is 140756.5р.е.. The benefit of production of PSHPP is 12423p.e.. Figure 7 presents the hourly stream flows of HPPs and PSHPP. The negative stream flows indicate the pumping operation for the PSHPP.

Fig. 6. Production cost of TPPs and the additional

unit, study case 1

Fig. 7. Stream flows of HPPs and

PSHPP, study case1 The second case takes into consideration the

WPP and SPP integrated into the system consisted of thermal energy system and hydro energy systems (storage hydro power plants and pump-storage hydro power plant). The WPP production is given in the previous section (Figure 2) and it covers 2.14% of the total load demand. The SPP production is given in the previous section (Figure 3) and it covers 0.236% of the total load demand.

The generating results of the generation scheduling problem of conventional power plants together with WPP and SPP production are presented in Figure 8. From the gained results the TPP3 produces 10103MWh electrical energy, it is lower in comparison with previous case because of the integration of WPP and SPP into the system. HPPs cover 25.7%, while pumped-storage hydro power plant (when operate in generator mode) covers 5.6% of the total load demand. When PSHPP operate in pump mode the power is 2.06% of the total load demand.

In comparison with previous case the percentage of saving the fuel cost at TPP 3 is 15.5%. The operation of PSHPP in the analyzed period is given on Figure 9. The volume of water in

- 225 -

pump operation mode of PSHPP in this case is 310351.6295 m3, which is larger then in the

previous case.

Fig. 8. Optimal amounts of generating power of TPPs, HPPs and PSHPP, study case 2

Fig. 9. Operation of PSHPP

5. ConclusionsIn this paper an approach for solving

generation scheduling problem of conventional power plants in a system consisting of TPPs, HPPs, PSHPPs, WPPs, SPPs and additional systems to deal with pumping water of PSHPP has been presented. Integrated WPPs and SPPs in the system contribute to minimizing the total production costs of thermal power plants. The problem model does not take into account spinning reserve level, the system configuration and network losses. MATLAB program is developed for solving the optimization problem.

The power output from wind power plant is obtained by using predicted wind speeds, modeled power curves of the wind turbine integrated in the wind power plant and the wake effect model. For this purpose developed MATLAB source code is used.

In order to perform verification, the proposed approach is applied to a concrete system composed of three TPPs, three HPPs, one PSHPP, one WPP, one SPP and one additional aggregate engaged for pumping water of PSHPP.

Two study cases have been analyzed. In each study case the following results are obtained: the optimal hourly amounts of conventional power plants, the hourly stream flows of hydro generating

units and the fuel costs of the analyzed hybrid system.

References

1. Pappala V. S., Erlich I., Rohrig K.,Dobschinski J. A Stochastic Model for the Optimal Operation of a Wind-Thermal Power System, IEEE Transactions on Power Systems, Vol. 24, No. 2, May 2009, 940-949.

2. Li F., Kuri B. Generation Scheduling in a systemwith Wind Power, In: IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exhibition, Asia and Pacific, 1-6, 2005.

3. Liang R.H., Liao J.H. A Fuzzy-OptimizationApproach for Generation Scheduling With Wind and Solar Energy Systems, IEEE Transactions on Power Systems, Vol. 22, No. 4, November 2007, 1665-1674.

4. Castronuov E. D., Peças Lopes J. A. On theoptimization of the daily operation of a wind- hydro power plant”, IEEE Transactions on Power Systems, Vol. 19, No. 3, August 2004, 1599- 1606.

5. Barton J. P., Infield D. G. Energy Storage andIts Use With Intermittent Renewable Energy, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 19, No. 2, June 2004, 441-448.

6. Barton J. P., Infield D. G. Energy Storage andits Use with Wind Power, IEEE Power Eng.Soc. General Meeting, Vol. 2, June 2005, 1934-1938.

7. Jensen N.O. A Note on Wind GeneratorInteraction. Riso National Laboratory, DK-4000 Roskilde, Denmark, 1983.

8. Nikolova S., Iliev A. Short term prediction ofwind farm power production, International Scientific Conference ICEST 2009, Vol. 2, June 2009, p.p. 351-354.

9. Marwali M. K. C, Haili M., Shahidehpour S.M., Abdul-Rahman K. H. Short-term generation scheduling in photovoltaic-utility grid with battery storage, IEEE Transactions on Power Systems, Vol. 13, 1998, No. 3, 1057–1062.

Department of Power Plants and Systems Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies – Skopje Rugjer Boshkovik bb 1000 Skopje REPUBLIC OF MACEDONIA E-mail: nsofija@feit.ukim.edu.mk E-mail: caus@feit.ukim.edu.mk E-mail: nkiteva@ feit.ukim.edu.mk E-mail: vfustic@ feit.ukim.edu.mk E-mail: ailiev@ feit.ukim.edu.mk Постъплила на 01.03.2013 г.

- 226 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

УСТРОЙСТВО ЗА ИЗМЕРВАНЕ ПОТЕНЦИАЛА, ИНТЕНЗИТЕТА И ЗАРЯДА НА ПОЛЕТО НА ЕЛЕКТРОСТАТИЧНО ЗАРЕДЕНИ

МАТЕРИАЛИ

СТЕФАН СТЕФАНОВ, ИВАН ПРОДАНОВ

Резюме: Представя се устройство за измерване потенциала, интензитета и заряда на полето на електростатично заредени материали. Анализират се проведените изследвания. Ключови думи: електростатичен, измерване заряда на полето

DEVICE FOR MEASURING POTENTIAL, INTENSITY AND CHARGE OF THE FIELD OF

ELECTROSTATICALLY CHARGED MATERIALS

STEFAN STEFANOV, IVAN PRODANOV

Abstract: A device for measuring potential, intensity and charge of the field of electrostatically charged materials is presented. Conducted research is being analyzed.

Key words: electrostatic, measurement of the field’s charge

1. Въведение Най-удобна величина за измерване в

производствени условия на основните величини, характеризиращи статичното електричество и електростатичните свойства на материалите са потенциалната разлика – напрежението между зареденото тяло и земя или заземени обекти и интензитетът на електростатичното поле, който е универсален показател за оценка степента на електризацията. За измерване на напрежението в електростатичното поле трябва да се използва уред, който не консумира ток при измерването, т.е. не предизвиква разреждане на обекта. Такива уреди са: електростатични волтметри, електрометричните волтметри и електрометрите. Интензитетът на

електростатичното поле може да се измерва по един от трите метода: чрез въвеждане на пробен заряд в полето; чрез изследване на полето с помощта на измервателна сонда; чрез моделиране на полето. Най-голямо приложение има методът за измерване на разпределението на интензитета на полето с измервателна сонда [1, 2]. Недостатък на този метод е това, че сондата изкривява полето и предизвиква грешка при измерването. Съществува също така опасност от искров разряд между обекта и сондата и ако тя не е в специално изпълнение не трябва да се използва във взривоопасна среда. Интензитетът на електростатичното поле може да се измерва чрез измерване на напрежението или тока в измерваното поле. Използваните апарати за

- 227 -

измерване параметрите на електростатичното поле са сравнително сложни и скъпи. Предлага се устройство с опростена конструкция във взривозащитено изпълнение с взривозащитена сонда за безконтактно измерване на потенциала на електростатично заредени обекти и интензитета на електростатичното поле.

2. Описание на устройството Конструкцията на устройството е

показана на Фиг. 1.

Фиг. 1. Конструкция

То се състои от: неподвижен метален

електрод 1, подвижен метален електрод 2, който завършва с указател за отчитане на измерваните стойности на потенциала или интензитета на електростатичното поле по скала 7, сфера (метално топче) 3, с относително тегло приблизително равно на относителното тегло на диелектричната течност 5 (в случая трансформаторно масло), с която е запълнено междуелектродното пространство, две метални капачки 6 и тефлонова подложка 8. Преди устройството да бъде включено за измерване сферата 3 се намира върху металния неподвижен електрод 1. Цялата система е разположена в прозрачна плексигласова тръба 4, позволяваща да се наблюдава движението на сферата. Взривозащитената сонда се състои от плексигласова тръба 9, в която са монтирани последователно свързани резистори 10 с еквивалентно съпротивление Re = 1,5.1010 , към които са присъединени металните остриета (игли) 11 на измервателната глава на сондата 12. Горната метална капачка 6 е заземена, а към долната е свързана сондата 12.

3. Принцип на действие и резултати от

изследванията Принципът на действие на устройството

е следния [3]. При изтичане на заряд към снемащия електрод (сондата), между проводящите електроди 1 и 2 възниква електрически интензитет. При зареждане на устройството с определен заряд, отговарящ на приложеното между електродите 1 и 2 напрежение, проводящата сфера 3 също така се зарежда и под действие на електрическата сила се отлепва от електрода 1 и започва да се движи в междуелектродното пространство към електрода 2. Праговата стойност на напрежението, при което започва движението на сферата зависи от разстоянието Le между електродите 1 и 2, от тяхната площ S, от абсолютната диелектрична проницаемост на течността, от радиуса на сферата Rсф и собствената и маса. При неизменни S, и Rсф, силата Fсф, която действа върху наелектризираната сфера 3 е функция само на приложеното между електродите 1 и 2 напрежение и от разстоянието Le между тях. От това следва, че на зададено разстояние Le между електродите съответства точно определено прагово напрежение Uпраг, при което сферата се задвижва. При различни разстояния Н между металните остриета 11 на измервателната глава на сондата 12 и електростатично заредения диелектричен материал е заснета зависимостта Uпраг = f (Le), Фиг. 2, посредством която по изчислителен път се получава зависимостта Епраг = f (Le), Фиг. 3. Познавайки тези зависимости е разграфена измервателната скала 7. Проводящата сфера се отлепва от долния електрод 1 под действието на електрическата сила Fсф, която компенсира силата на тежестта и, т.е. когато е изпълнено условието:

Fсф = Eпраг . q = m . g (1) където: q е зарядът на сферата, С; m е масата на сферата, kg; g е земното ускорение, m/s2; Eпраг – праговата стойност на интензитета на електростатичното поле, V/m. В конкретния случай m = 0,83 gr, а радиусът на сферата d = 10 mm. Изразът (1) е приблизителен. В действителност на заредената сфера, в посока обратна на електрическата сила действа не само силата на теглото и, но и силата на взаимодействие между сферата – течността и долния неподвижен електрод. От (1) следва, че:

- 228 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Епраг = m.g / q (2) Но:

Епраг = Uпраг / Le (3) След заместване на (3) в (2) се получава израза за максималния заряд q, с който се зарежда сферата при нейното отлепване от долния електрод:

q = Le . m.g / Uпраг (4) На базата на резултатите от изследванията са построени графиките на Фиг. 2, 3 и 4. Вижда се, че сферата се зарежда средно със заряд около 5 до 10 nC. Зависимостите Uпраг = f (Le) и Епраг = f (Le) са линейни. Зависимостта q = f (Le), Фиг. 4, е нелинейна, което показва, че с изменение на Le се изменя не само Uпраг, но и капацитетът на сферата по сложен закон. При включване за измерване, горният подвижен електрод се измества дотогава, докато проводящата сфера леко се отлепва (повдига) над неподвижният електрод 1. При това положение се извършва съответното отчитане по скалата 7. Трябва да се отбележи, че нито за момент не се реализира галванична връзка между снемащия електрод 1 и земята. На това се основава взривозащитата на устройството, която се определя и гарантира от свойствата на течния диелектрик. Взривозащитата на сондата се гарантира от избраната стойност на съпротивленията на резисторите 10.

Фиг. 2. Uпраг = f (Le)

Фиг. 3. Епраг = f (Le)

Фиг. 4. q = f (Le)

4. Заключение

Като предимство на предложеното устройство може да се посочи, че то не изисква допълнително захранване и може да се използва за измерване на потенциалите на заредени твърди плоски диелектрични материали и фолио и интензитета на полето във взривоопасна среда.

- 229 -

ЛИТЕРАТУРА

1. Максимов Б. К., А. А. Обух. Защита отстатического электричества. Москва, 1982.

2. Стройни Я. Статично електричество, изд.„Техника”- София, 1981.

3. Stefanov S., I. Milev, I. Prodanov. Explosion–proof inductive neutralizer with discharge element a mobile conductive sphere. University of Targu Jiu, 9 edition-wih international participation. November 5-6, 2004.

University of Mining and Geology „St. Ivan Rilski” 1700 Sofia BULGARIA E-mail: enemko@mail.bg

Постъпила на 12.02.2013 г.

- 230 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

GAUGE BLOCK CALIBRATION BY MEANS OF

THE INTERFEROMETRY

ŠTĚPÁNKA DVOŘÁČKOVÁ, FRANTIŠEK DVOŘÁČEK JIŘÍ SOBOTKA, PAVEL BRDLÍK, ZUZANA ANDRŠOVÁ, LUKÁŠ VOLESKÝ

LENKA DĚDKOVÁ

Abstract: There are using two basic methods for gauge blocks calibration – both are described by international standard EN ISO 3650. First of them is for calibration using laser, eventually multi-waves interferometry (interferential method). In this case gauge block (GB) is wrung to the reference plane from the free face of gauge block (gauge length). The second method is based on the comparison of length of calibrated GB with length of reference GB (comparative method). In this case there is used double-sided contact measurement by means of length incremental sensors. This paper deals with interferometry calibration method. Benefit of this method rests in its high accuracy. On the other hand it is time consuming method and there is also wear of gauge blocks. During measurement there was investigated GB surface from the microstructure point of view (microstrutural analysis) by interferometric method. It was proved that interferometric method has a great influence on the GB wear.

Key words: gauge blocks, interferometry, wear

1. Introduction

Absolute length calibration of gauge blocks traceable to the definition of meter is an important

task of the national metrology institutes responsible

for providing reliable length artifacts for the

industrial use. The calibration task has been

accomplished by way of optical interferometry with

various working techniques that have been

progressively evolving in response to the

ever-increasing demand on calibration accuracy. [1] The calibration of gauge blocks against an

optical wave length standard is usually performed in a specially designed interferometer. Michelson and Benoit first reported on a comparison between a standard metre bar and the wavelength of red light emitted by cadmium in 1893. In effect, they performed the reverse experiment to what is now regarded as gauge block interferometry - they calibrated the wavelength using the material standard as a reference. This idea led to the eventual re-definition of the metre in terms of a spectroscopic wavelength in krypton and, finally, to the most recent re-definition of the metre in 1983, in terms of the distance travelled by light in a small fraction of a second. Historically, several designs of

interferometer have been used for the measurement of gauge blocks. These generally come from two classes: static interferometers using fringe pattern evaluation and, later, moving mirror interferometers using fringe counting and fiducialization based on short coherence white light fringes. All the interferometer designs measure the length of the gauge block in relation to the wavelength of the light used, providing a clear traceability route to the metre. [2]

2. Gauge Blocks The first and the second industrial

revolution rapidly increased demands on products accuracy. Consequently it has been necessary to develop suitable instruments which ensured fast and precise measuring. This task was met by exploring wringing of metal blocks in 19th century. The wringing effect is ensured by slid of two hard blast surface blocks together. Booth surfaces wring each together and it evoked large force holding. Easy connection of gauges makes possible to substitute large number of individual length standards with small set gauges. The reduction in the number of gauges with high accuracy, relatively low cost

- 231 -

evoked that gauge blocks became the primary method dissemination length traceability for over a century. 2 Although the new long ranges sensors technology partially replaced gauge blocks. They are still important part of length precise control. Currently, there are a very large number of different sizes, shapes (comparing rings, cylinders and spheres), materials (steel, chrome carbide, aluminum, copper alloys, ceramics), and thermal expanses properties of gauge blocks. Effort of researchers is focused to continuously increase length, thermal stability and degrease of wearing. Very interesting approach is also connection gauge blocks as solid thermometers.

3. Gauge block measurement by interferometry To measure the length of a gauge block in terms of

an optical wavelength, several steps are necessary.

First, the gauge has to be wrung to a flat plate

(platen) of similar material and left to reach thermal

equilibrium inside the interferometer. The

interferometer measurement beam is then aligned

with the gauge block and platen surface normals,

either by individual adjustment or by precision

tolerance of the platen mount as part of the

interferometer design. After thermal equilibrium has

been achieved, usually in a laboratory that is

temperature controlled to the standard reference

temperature of 20°C, the measurement process is

undertaken. The model equations used for length

determination are as follows. Usually, the reported

result is the deviation, d, of the actual gauge block

length, l, from the nominal length, L. [2]

Lld (1) llllLllLld GnAwtfit (2)

The parameters of equation (2) are identified and discussed in detail below.

The primary influence parameter, which is

then corrected for the effect of non-ideal conditions,

is lfit. This is the best-fit solution for gauge block

length, based on an analysis technique known as the

method of exact fractions. This technique uses

measurements at several wavelengths that are then

compared against each other over a range of

possible solutions, to choose the correct solution

corresponding to the gauge block length. If the

number of wavelengths used in the interferometer is

q, then lfit can be expressed as

1 2)(

q1 q

i

iiifit Fl

, (3)

where λi is the wavelength of light source i, Fi is the measured fringe fraction and κi is an integer representing a fringe order. For given values of Fi and λi there are an infinite number of solutions for

lfit, based on (3). However, the method of exact fractions only allows solutions where there is good agreement between the results obtained for different wavelengths. With careful selection of the wavelengths, (3) leads to only one solution, where the results across all wavelengths are sufficiently close to one another and sufficiently close to the nominal value for l. The nominal value for the gauge block length should be checked, prior to measurement by interferometry, by less accurate mechanical means or from knowledge of previous measurements. The more accurately the wavelengths are known and the more accurately the parameters Fi are measured, the fewer wavelengths are required to guarantee a unique solution close to the nominal length of the gauge block. Note that in the National Physical Laboratory (NPL) interferometer, after equation (3) has been used to determine the correct solution, the length calculation relies solely on the red laser wavelength, as this has a smaller uncertainty than that of the other laser(s).

The term lt is the gauge temperature correction, based on ΔT, the departure of the gauge temperature, tg, from 20 °C and the gauge’s coefficient of thermal expansion (CTE), α,

LTtl , (4)

gt-C02 T . (5) The term lw represents the thickness of the

wringing film between the gauge and platen surfaces. The gauge block length is defined to include the thickness of one wringing film and so the expectation value of lw is actually zero. However, variability of wringing technique between operators and the different wringing qualities of platens lead to a variation in the achieved wringing thickness and hence an uncertainty in lw when comparing different measurements.

A correction, lΩ, is often necessary to account for the finite aperture size of the interferometer optics causing an obliquity correction, and any residual wavefront errors of the optics are collected into the term lA.

Due to the measurement taking place in air, there is a correction, ln, for the refractive index, n, of the air to account for the difference between the ambient optical wavelength of the laser light and the calibrated (vacuum) wavelength

L)1( nln (6) It is usual to calculate the refractive index, n,

from measurement of parameters including the air pressure, p, temperature, ta, and humidity, h, through the use of empirical equations based on the work of Edén and subsequent re-validations and re-measurements.

- 232 -

Geometrical errors of the gauge block which may influence the central length determination, such as imperfect flatness, are accounted for in the term lG. The differences in surface roughness and complex refractive indices of the platen and gauge block surfaces (which account for the difference in the apparent optical length compared with the mechanical length) are handled by the so-called ‘phase correction’, lφ. Thus, in order to measure the length of the gauge block, several parameters need to be measured at the same time, for each wavelength: p, ta, h, tg and Fi . Prior calibration of each vacuum wavelength, λi, is needed, as well as a sufficiently accurate estimate of l to allow κi to be estimated to within a few integer orders. Also, the operator (or result calculation system) needs to have detailed knowledge of lw, lA, lΩ, lG and lφ to apply these corrections accurately, or allow for their influence in the uncertainty calculation. In early interferometers, the determination of many parameters was performed visually by the operator-fringe fraction estimation by viewing a static fringe pattern through an eyepiece, reading of analogue instruments for air temperature, pressure and humidity values. Multiple measurements of these parameters were required for each gauge block, requiring constant re-focusing and accommodation of the operator’s eyes. Not surprisingly, the work was tiring and operator-dependent offsets in the results were not uncommon.

Fig. 1. Schema of the NPL gauge block

interferometer

In schematic form in figure 1 is shown one of the most expanded gauge block interferometer developed in NPL.

4. Gauge Blocks Calibration by the Interferometry in the Czech Metrology Institute workplace, the Regional Inspectorate of Liberec Calibration procedure that is mentioned

below is applied on the interferometer NPL TESA AGI 300. The interferometer runs by means of laser interference principle with using two He-Ne stabilized lasers, the red with wavelength 633 nm and the green one with wavelength 543 nm.

Gauge blocks calibration procedure is given by the technical standard EN ISO 3650. As a basic measured parameter there is central length of the end block, or more precisely deviation of central length from nominal value:

- central length of gauge block lc (Fig.2) length of end block from the center of free allowable measuring area

- length deviation e from the nominal length in any point – algebraical difference l – ln, where ln is nominal length of the gauge block, l is length in any point.

Fig. 2. Central length lc and example of length l in any point of the gauge block measuring area wrung

to the auxiliary plane plate (1) Calibration principle of gauge blocks is

given by the interferometry measurement of gauge blocks which are wrung to the basic plane plate. Gauge block is placed on the edge of the auxiliary plane plate by its lapped surface and under the permanent pressure perpendicular to the second lapped surface is such gauge block moved to the required position to properly wring to the plate so there is no possibility to separate them by lifting but only by their displacement.

Fig. 3. Gauge block wrung to the auxiliary plate

- 233 -

After wringing of gauge block to the plate there is measurement of the length of the gauge block in so-called measurement chamber (Fig. 4) where interferometer NPL TESA AGI 300 (Fig. 1) is one of its components.

Fig. 4. Gauge blocks in the measurement chamber

The interferometer is scanning interference fringe of the gauge block surface and auxiliary plate. By this plate is continuously rotating so that there is always just one gauge block in the scanning area. Surface of the gauge block and auxiliary plate (inc. interference fringe) is scanned by the camera.

Very high accuracy can be achieved at the measurement by such method. However there is very important requirement about wringing of the gauge block to the auxiliary plate. Great problem of such calibration procedure deals with the great wear of the gauge block lapped surfaces due to the sliding of the gauge block to the auxiliary plate and their subsequent removal. Due to all of that there is not only wear of the gauge block and the auxiliary plate but also rapid lowering of their working life. In this paper was explored surface from the gauge block microstructure (microstructural analysis) point of view at measurement by interferometry.

5. Analysis of gauge block surfaces For detailed study of gauge blocks surfaces

from the microstructure (microstructural analysis) point of view during calibration by interferometry method for measurement there were used gauge block with the highest tolerance grades – grade K acc. to the standard EN ISO 3650 with nominal lengths 5; 7 and 10 mm. There was used microscopy of the surface method which is making use of the thin stylus which copies surface. AFM method (Atomic Force Microscopy) is based on the weak attractive forces (e.g. Van der Walls and so on). Regarding the setting, such method is able to

detect differences in the chemical composition or surface relief. More over there was used the optical microscopy method which enables to observe and analyze non-transparent microscopic objects and structures in the reflected light up to the 1000x magnification without any special modifications of the microscope and also under common preparation of samples by the grinding and polishing. [3]

Detailed research was carried out on the AFM microscope JPK NanoWizard 3 at mode called as the Noncontact mode. There was also used microscope Carl Zeiss AXIO IMAGER A2 at modes DF for the optical part of research.

At given gauge blocks (with nominal dimensions mentioned above) were for surface research compared surface roughness. To describe surface roughness, parameters of Ra , Rq (RMS) and Rt were chosen. Definitions and parameters commonly used for surface structure determination are provided by the international standards.

To objectively evaluate quality of the investigated gauge blocks surfaces at interferometry calibration method was firstly carried out measurement of the roughness (already before calibration itself) and subsequently after calibration by AFM method inc. records from the optical microscopy. The gauge blocks surface research at interferometry calibration method was carried out twice under the same calibration conditions and for the same nominal lengths of gauge blocks.

Table 1

Parameters of the surface Surface parameters for select lapped area before calibration on interferometer NPL TESA AGI 300 5 mm 7mm 10 mm * Ra, nm 2,53 2,82 3,82 Rq (RMS), nm

3,99 3,72 4,93

Rt, nm 20,37 25,81 29,2 First calibration of gauge block on the interferometer NPL TESA AGI 300

Surface parameters for select lapped area after calibration on interferometer NPL TESA AGI 300 5 mm *

7mm 10 mm *

Ra, nm 3,72 2,98 4,23 Rq (RMS), nm

4,56 3,85 5,37

Rt, nm 38,60 28,37 43,00 * repeated sliding of the GB on the auxiliary plate

- 234 -

Table 2 Parameters of the surface Surface parameters for select lapped area before calibration on interferometer NPL TESA AGI 300 5 mm 7mm 10 mm Ra, nm 3,79 3,09 4,46 Rq (RMS), nm 4,69 3,96 5,51

Rt, nm 43,23 31,68 44,10 Second calibration of gauge block on the

interferometer NPL TESA AGI 300 Surface parameters for select lapped area after calibration on interferometer NPL TESA AGI 300 5 mm 7mm * 10 mm * Ra, nm 4,56 6,10 6,98 Rq (RMS), nm 5,98 6,99 6,70

Rt, nm 41,23 46,32 46,0 * repeated sliding of the GB on the auxiliary plate

The table 1 and 2 shows overview of the surface parameters statistical values which were detected by the AFM method. It’s possible to state that there is increase of surface roughness values with increasing number of GB sliding on the auxiliary plate and not only within sliding at calibration but also with amount of calibrations.

If it is compared for example quality of surface through surface roughness values after the first calibration by interference method for nominal length of GB 5mm, it is obviously that value of Ra increased from 2,53 nm to 3,72 nm. As well the value of Rt which increased from value 20,37 nm to 38,60 nm. This is the proof that repeated sliding (fixing) of GB on the plate resulted in such increase. In the fig. 5A, 5B, 6A and 6B are shown figures of GB lapped surfaces of nominal length 5 mm. There are always figures before and after calibration.

Fig. 5A. The AFM scan of GB lapped area with nominal length 5mm – before calibration

Fig. 5B. The optical scan of GB lapped area with

nominal length 5mm – before calibration

Fig. 6A. The AFM scan of GB lapped area with

nominal length 5mm – after calibration

Fig. 6B. The optical scan of GB lapped area with

nominal length 5mm – after calibration

- 235 -

In the next chosen AFM scans (fig. 7A and 7B) is presented BG surface quality with nominal length 10 mm before and after second calibration. The measured Ra value from this scan is 6,98 nm.

Fig. 7A. The AFM scan of GB lapped area with nominal length 10mm – before calibration

Fig. 7B. The AFM scan of GB lapped area with nominal length 10mm – after calibration

4. ConclusionsFrom the measured results is obvious that

there is heavy wear of GB lapped areas due to the sliding and subsequent removal of GB on the auxiliary plate. This can be stated from the analysis of the observed surface roughness statistical values as it is shown in table 1. From the comparison of surface quality by means of surface roughness values already at first interference calibration method is obvious that value of Ra is increasing with the increasing number of GB sliding on the auxiliary plane plate.

By means of the AFM application and optical microscopy was verified that there is at the interference calibration method heavy wear of the GB lapped areas.

Increasing of the BG wear was also observed within extension and increasing of origin local artifacts amount. Artifacts are objects which are shown in the figures but they don´t exist in real.

5. AcknowledgementThis paper is related to the investigation on

the Research Projects TA: Advanced systems for length calibration and surface inspection of end standards, which are supported by the Technological Agency of the Czech Republic.

References 1. Jonghan J., Young-Jin K., Yunseok K. andSeung-Woo K., Absolute length calibration of gauge blocks using optical comb of a femtosecond pulse laser, OPTICS EXPRESS, 2006, 5968 – 5974.

2. Lewis A. J., Hughes B., Aldred P. J. E., Long-

term study of gauge block interferometer

performance and gauge block stability, Metrologia

47, 2010, 473–486

3. Andrsova, Z., Kejzlar, P., Volesky, L.:

Obrazová analýza jako podklad pro využití UZ

strukturoskopie. In JMO vol. 58,2013, no. 1, p.37-

41, ISSN 0447-6441.

Štepánka Dvořáčková / Jiří Sobotka / Pavel Brdlík Department of Engineering Technology Faculty of Mechanical Engineering Technical University of Liberec Studentska 2 Liberec 461 17 Czech Republic

František Dvořáček / Lenka Dědková Czech Metrology Institute - Regional Inspectorate of Liberec Slunecna 23 Liberec 460 01 Czech Republic

E-mail: stepanka.dvorackova@centrum.cz E-mail: fdvoracek@cmi.cz

Постъпила на 08.03.2013 г.

- 236 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

АЛГОРИТЪМ МОДЕЛИРАЩ ЦЕНТРАЛИЗИРАНА ДВУФАЗНА БЛОКИРОВКА С ВГРАДЕН МЕХАНИЗЪМ НА ХРОНОМЕТРАЖ

СВЕТЛАНА ВАСИЛЕВА

Резюме: В доклада е представен алгоритъм за двуфазна блокировка (2PL), с който се избягва взаимоблокировката на разпределени транзакции в разпределените системи за управление на бази от данни. До днес са известни три метода за разрешаване на взаимоблокировки: граф на изчакването, метод на time out и механизъм на хронометраж. В доклада се разглежда методът на хронометраж като най-подходящ за реализация в разпределените системи за управление на бази от данни (РСУБД). От алгоритмите за двуфазна блокировка в РСУБД разглеждаме централизираната 2PL като основа за разработване на останалите моделиращи алгоритми. От двете стратегии на механизма за хронометраж за предпазване от взаимоблокировки разглеждаме стратегията „раняване – изчакване”. В доклада са представени в съпоставителен вариант резултатите от моделирането в средата GPSS World Personal Version на двата алгоритъма: по метода “очакване - гибел” и по метода “ раняване – изчакване”. Ключови думи: разпределени бази от данни, разпределени транзакции, управление на едновременния достъп, централизирана двуфазна блокировка, взаимоблокировка, механизъм на хронометраж

AN ALGORITHM MODELLING CENTRALIZED TWO-PHASE LOCKING WITH INTEGRATED

MECHANISM OF TIMESTAMPS

SVETLANA VASILEVA

Abstract: In this paper we present an algorithm for two-phase locking (2PL) in which deadlocks of distributed transactions in distributed database management systems are avoided. Three methods for solving deadlocks are known so far: Wait-for Graph, time out and timestamp ordering. The paper considers the method of timestamps as the most appropriate to be realized in distributed database management systems (DDBMS). From the algorithms for 2PL in DDBMS, we view the centralized 2PL as a basis for developing the rest of the modeling algorithms. From the two strategies for timestamps mechanism for deadlocks avoiding, we consider the „wound – wait” strategy. There is presented a comparative variant of the results from the modeling in GPSS World Personal Version environment of the two algorithms: “wait-die” method and “wound – wait”.

Key words: distributed databases, distributed transactions, concurrency control, centralized two-phase locking, deadlock, timestamp ordering

- 237 -

1. Въведение Един от основните проблеми в

разпределените системи за управление на бази от данни (РСУБД) и въобще в системите за управление на бази от данни (СУБД) е управлението на едновременния достъп. Алгоритмите за управление на едновременния достъп в СУБД се делят основно на песимистични (използващи механизма на блокиране) и оптимистични (изключващи задържанията на транзакциите), и различни техни хибриди. Според много от авторите [1], [2], [3], [5] и други, когато системата е наситена с конфликтни събития методите използващи двуфазна блокировка (Two-phase locking – 2PL) са по-ефективни от оптимистичните.

Но един от най-чувствителните недостатъци на песимистичните методи е възможността за възникване на взаимоблокировки между транзакциите [1], [2], [3], [5] и [7]. Тъй като не съществува естествен начин за изход на транзакциите от взаимоблокировка (deadlock - DL), тези ситуации трябва да се откриват и „изкуствено да се отстраняват” [5] или да се избягват. При работата на СУБД по 2PL протоколите трябва да се избере една от двете стратегии: откриване и разрешаване на взаимоблокировките или предотвратяване на DL. Към методите на работа на СУБД по първата стратегия спада създаването и поддържането на граф на изчакването на транзакциите (Wait-For Graph (WFG) based). Към втората стратегия спадат методът на time-out (на всяка транзакция се дава лимит от време и след изтичането му, тя се рестартира, ако не е обслужена) и методът на времевите маркери (Timestamp (TS) based) – на всяка транзакция се присвоява времеви маркер и при конфликт за ресурс, „по-младата” транзакция в масовия случай се рестартира.

Тъй като в разпределена среда е много трудно да се поддържа граф на изчакването [1] и [6], а и реализацията на rollback на множество транзакции е сложно, за предпочитане е да се използва механизъм за предпазване от взаимоблокировки на разпределените транзакции. При използване на метода на time-out се случват излишни рестартове на транзакциите (няма гаранция, че транзакция, чието време на обслужване е повече от определения лимит е въвлечена във взаимоблокировка), затова най-подходящ за избягване на взаимоблокировки при управление на паралелизма по метода на блокировките е механизмът на хронометраж.

2. Алгоритми за хронометраж за

предпазване от взаимоблокировки Методът за предпазване на транзакциите

от взаимоблокировки (т.нар. метод на времеви маркери) timestamp ordering има две основни предимства: не се допускат взаимоблокировки ([1] и [5] и много други) и е по-лесен за реализация. Освен това, методът не допуска циклично рестартиране на отмененена транзакция, тъй като при рестарт времевия маркер се запазва и всяка транзакция с времето ще стане най-старата и следователно няма да бъде рестартирана при състезание за ресурс [1]. Методът на хронометраж за предпазване от взаимоблокировки има две реализации [1] и [3]:

- Метод „wait – die”, при който при конфликт за ресурс ако Тi e “по-стара” от Тj, която държи блокировката на елемента (TS(Ti)<TS(Tj)), то Тi изчаква освобождаването му, а ако Тi e “по-млада” от Тj (TS(Ti) > TS(Tj)), Тi сe рестартира. Моделът на централизирана 2PL с вграден механизъм на хронометраж „wait – die” е разгледан в [9]. На фиг. 1 е показана схема на алгоритъма, по който диспечерът на блокировките обработва транзакция Ti, заявяваща блокировка на елемент х.

Фиг. 1. Обработка по метода „wait – die” на

заявка за блокировка на елемент х от транзакция Тi

- Метод „wound – wait”, който e

противоположен на горния: при конфликт за ресурс, ако кандидатстващата за него транзакция Ti е “по-стара” от заелата го транзакция Tj, тогава Ti “ранява” Tj. [1] Раняването обикновено е “смъртоносно” - Tj се

- 238 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

рестартира, ако към момента на раняването не се окаже завършила. В този случай Tj, “оживява” и не се извършва откат (rollback). Ако Ti е “по-млада” от Tj, то на Ti се разрешава да се намира в състояние на изчакване за блокировка. На фиг. 2 е показана схема на алгоритъм за хронометраж по метода „wound – wait”, по който диспечера на блокировките обработва заявка за блокировка на елемента х от транзакция Ti.

Фиг. 2. Обработка в диспечера на блокировките

на заявка за блокировка на елемент х от транзакция Тi по метода „wound – wait”

3. Имитационен модел на

централизирана 2PL с механизъм на хронометраж (wound – wait) Синтезираният със средствата на средата

за имитационно моделиране GPSS World модел по алгоритъма за централизирана 2PL с хронометраж (wound – wait) разглежда 6 потока разпределени транзакции. Моделиращият алгоритъм е разработен по описаните в [8] и [9] схеми на изпълнение на разпределена транзакция по 2PL протоколите в РСУБД. Генерираните в модела транзакции обработват 2 или 1 елемент от данни (вероятността за по-дълга транзакция е по-голяма от вероятността за транзакция, обработваща 1 елемент). Всеки елемент от данни има две копия.

В моделиращия алгоритъм се използват следните параметри на транзактите, моделиращи транзакции в РСУБД:

P1 - Номер на на генерирания транзакт; P2 - Номер на възела, генерирал транзакта; Pel1 - Номер на първия елемент, обработван от

транзакта (El1); Pbl1 - Тип на заявяваната блокировка за El1: 1

(rl) – if четене(El1); 2 (wl) – if запис(El1);

Pel2 - Номер на втория елемент, обработван от транзакта (El2);

Pbl2 - Тип на заявяваната блокировка за El2: 1 (rl) – if четене(El2); 2 (wl) – if запис(El2);

P5 - Фаза на обработката на транзакция: има стойност 0 ако транзакцията е в първа фаза и след края на операциите read/write приема стойност 1; ако транзакцията е ранена и трябва да извърши откат Р5=3;

P6 - Номер на сайта, където се съхранява първото копие на първия елемент El1;

P7 - Номер на сайта, където се съхранява второто копие на El1;

P8 - Номер на сайта, където се съхранява първото копие на втория елемент El2;

P9 - Номер на сайта, където се съхранява второто копие на El2;

P11 - Номер на потребителската верига, където съответната подтранзакция изчаква освобождаването на елемента;

Pvr1 - Ако първата подтранзакция, е ранена и трябва да рестартира Pvr1=1;

Pvr2 - Ако втората подтранзакция, е ранена и трябва да рестартира Pvr2=1. Структурната схема на моделиращия

алгоритъм на централизирана 2PL с хронометраж (wound – wait) е представена на фиг. 3.

При постъпване на транзакция TP2P1 в

мениджъра на транзакцията ТМP2 се проверява нейната дължина (1 или 2 елемента от данни ще се обработват) - операция 1 на фиг. 3 и транзакцията се подготвя за разцепване (операция 8 на фиг. 3).

С операции 9 се присвояват стойности на параметрите на подтранзактите – номерата на мениджърите на данните DMP6, (DMP7), (DMP8 и DMP9), където подтранзактите TP2,P6

P1, (TP2,P7P1),

(TP2,P8P1 и TP2,P9

P1) трябва да изпълнят операции четене/запис на копията на елементите от данни El1 и El2. След първоначалната обработка в ТСP2 заявките за блокиране на елементите се предават по мрежата към централния диспечер на блокировките LM0 (операции 2 и 5 на фиг. 3).

Централният диспечер на блокировките проверява в таблицата на блокировките LT0 и ако се разрешава блокировката на първия елемент (операция 3 на фиг. 3), се поставя съответния запис срещу номера на елемента в LT0. Транзакцията получава съобщение за потвърждаване на блокировката (операция 4) и ако се обработват два елемента от данни, мениджърът на транзакцията ТМP2, чрез координатора на транзакциите ТСP2 изпраща към LM0 заявката за блокиране на El2 (операция 5 на фиг. 3). Ако блокировката на втория

- 239 -

елемент El2 е възможна, вторият подтранзакт поставя номера си и типа на блокировката в таблицата на блокировките срещу номера на El2 (операция 6 фиг. 3) и към TMP2 се изпраща потвърждение за получената блокировка на El2 (операция 7).

Ако блокировката на съответния елемент не е възможна, се проверява дали номерът на подтранзакта е по-малък от номера на подтранзакта, поставил блокировката:

ако кандидатстващият подтранзакт на TP1

P2 е с по-малък номер (по-стар), то той ранява заелия елемента транзакт, като поставя номера си в петия стълб на матрицата LTA (моделираща таблицата на блокировките) на реда с номер - номера на елемента и влиза в потребителската верига с номер – номера на елемента, за да изчака освобождаването на елемента;

ако кандидатстващият подтранзакт на TP1

P2 е с по-голям номер (по-млад) от номера на заелия елемента подтранзакт (записан във втория стълб на матрицата LTA на реда с номер, номера на елемента), то влиза в потребителската верига с номер – номера на елемента, за да изчака освобождаването на елемента.

При получаване на потвърждение за разрешена блокировка на елементите транзактът, моделиращ глобална транзакция се разцепва и подтранзактите се предават по мрежата към диспечерите на данни за извършване на операции четене/запис (операции 10 и 11 на фиг. 3).

Подтранзактите на ТР1Р2 извършват

операции четене/запис в локалните БД със съответните копия (операции 12 на фиг. 3), след което се предават към мениджъра на транзакциите ТМР2 (операции 13 и 14 на фиг. 3). Ако транзакция обновява елемент от данни, подтранзактите записващи съответните копия се изчакват и обединяват (операция 15), преди да се изпрати заявка за освобождаване блокировката на елемента към LM0. ТМР2 изпраща заявка за освобождаване на блокировките на Еl1/El2 към централния диспечер на блокировките (операции 16 на фиг. 3). Ако транзакцията е ранена смъртоносно (не е приключила работата си, т.е. е ранена още докато е обработвала El1) (операция 17), то към ТМР2 се изпраща съобщение за рестарт на ТР1

Р2 (операция 18 фиг. 3). Тогава ТМР2 изпраща съобщения-подтранзакти (операции 19) за откат на операциите write, извършени от ТР1

Р2 в локалните бази от данни LDBP6 и LDBP7 (и LDBP6 и LDBP7). След извършване на операциите по rollback (операции 20) на подтранзактите TP2,P6

P1, (TP2,P7P1), (TP2,P8

P1 и TP2,P9P1) в локалните

бази от данни, моделирани с матриците GBDA1

и GBDA2, се изпращат съответните съобщения за край на работата на подтранзакциите към ТМР2 (операции 21 и 22 на фиг. 3). Изпращането на заявките за освобождаване на блокировките, записите в таблицата на блокировките и съобщенията към ТМР2 за потвърждение за снета блокировка за да започне наново транзакцията ТР1

Р2 се моделират с операции (фиг. 3) 23, 25 и 27 (за El1) и операции 24, 26 и 28 (за El2).

Транзакция, която е приключила с операция четене/запис, освобождава блокировката на елемента в таблицата на блокировките (операции 25 и 26 на фиг. 3). Заявките за освобождаване на блокировките на елементите се предават към централния диспечер на блокировките с операции 27 и 28.

След освобождаването на блокировката на елемент транзактът, който е първи в списъка на чакащите, се насочва към диспечера на блокировките. Ако са група съседни четящи подтранзакти, то получават общата блокировка.

Фиг. 3. Имитационен модел на централизирана

2PL с използване на хронометраж “wound – wait”

След освобождаване на блокировките на

El1 и El2 в таблицата на блокировките подтранзактите TEl1

P1 и PEl2P1 се предават към

сайта-инициатор и се обединяват с глобалния транзакт (операции 27 и 28 на фиг. 3). След събирането на статистика за завършилите работата си транзакти, те напускат системата (операция 29).

Предлаганият имитационен модел на алгоритъма за централизирана 2PL с вграден

- 240 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

менанизъм на хронометраж за предотвратяване на взаимоблокировки е основа за синтезиране и изследване на другите алгоритми за двуфазна блокировка в РСУБД: разпределена 2PL, 2PL с първични копия и 2PL на болшинството копия.

4. Резултати Проведените изследвания по

имитационния модел, дават възможност да бъдат събрани, обобщени и анализирани резултатите от изпълнението на моделиращия алгоритъм на централизирана 2PL с вграден механизъм на хронометраж „wound-wait” в РСУБД. Времето за моделиране (Tn) в разработения в средата на GPSS World алгоритъм се задава в милисекунди. Всички потоци транзакти постъпват по експоненциален закон с варираща при различните изследвания средна дължина на интервала.

На диаграмата на фиг. 4 са представени резултатите за пропускателната способност при симулациите на алгоритъма за централизирана двуфазна блокировка с хронометраж „wound - wait” при еднакви интензивности на входните потоци в зависимост от периода на наблюдение (в секунди): в графиката, обозначена с плътна линия – 6 потока, всеки със средна интензивност 4,17 tr/s (минимално натоварване – интензивност на сумарния поток 25 tr/s); в графиката, обозначена с пунктир – 6 потока, всеки с интензивност 8,33 tr/s (средно натоварване – интензивност на сумарния поток 50 tr/s); в графиката, обозначена с плътна линия и квадратни маркери - 6 потока със средна интензивност 16,67 tr/s (максимално натоварване – интензивност на сумарния поток 100 tr/s).

Централизирана 2PL "wound - wait"

Пропускaтелна способност

0

20

40

60

80

100

120

0 4 5 7 14 29 300 600 1200

Tn (s)

tr/s

25 tr/s

50 tr/s

100 tr/s

Фиг. 4. Пропускателна способност на

системата в моделa на централизирана 2PL с вграден хронометраж “wound – wait”

Пропускателната способност на една

система се изчислява в брой заявки, обслужени за единица време [3, с.71]. Този показател се изчислява по формула 1:

n

c

TNX (1),

където NС е общият брой на фиксиралите

транзакции, за периода на наблюдение на системата (Tn).

Вероятността за обслужване или коефициент за пълнота на обслужване на транзакциите служи за оценка на динамичните свойства на РСУБД. Вероятността за обслужване Ps на разпределените транзакции се изчислява по формула 2 по [3]:

g

cs N

NP (2),

където NC е общият брой на фиксиралите

транзакции, а Ng е общият брой на генерираните транзакции за същия период от време.

На диаграмата от фиг. 5 са представени резултатите за вероятността за обслужване на разпределените транзакти при симулациите на алгоритъма за централизирана 2PL с хронометраж “wound-wait” при еднакви интензивности на входните потоци (както за фиг. 4).

Централизирана 2PL "wound - wait"

Вероятност за обслужване

00,10,20,30,40,50,60,70,80,9

1

0 4 5 7 14 29 300 600 1200

Tn (s)

Ps

25 tr/s

50 tr/s

100 tr/s

Фиг. 5. Вероятност за обслужване на

транзакциите в моделa на централизирана 2PL с вграден хронометраж “wound-wait”

На диаграмата на фиг. 6 са обобщени в

сравнителен вид резултатите за пропускателната способност при различни интензивности на входящия поток транзакции за централизирания протокол за двуфазна блокировка с хронометраж: за метод „wound – wait” и за метод “wait – die”. При двата подхода за избягване на взаимоблокировки в РСУБД, ползващи механизма на хронометраж пропускателната способност има едно и също поведение: рязко увеличаване в началото на интервала на изследване; забавяне на интензивността на изходящия поток; непроменяща се с времето максимална интензивност на потока от обслужени транзакции.

- 241 -

010

2030

4050

6070

8090

100110

3,6 4,5 7,2 14,4 28,8 300,0 600,0 1200,0Tn

Tr/s

2PL_WD мин

2PL_WD ср

2PL_WD макс

2PL_WW мин

2PL_WW ср

2PL_WW макс

Фиг. 6. Пропускателна способност в моделите „wound-wait” и “wait-die” на централизирана 2PL с хронометраж при минимално, средно и

максимално натоварване

От графиките на фиг. 6 се вижда че при двата подхода на хронометраж при централизирана 2PL пропускателната способност на системите е много близка при едни и същи натоварвания на системите, като в стационарен режим и при средно и максимално натоварване на системите графиките се сливат.

5. ЗаключениеИмайки предвид гореизложеното може

да се направят следните изводи: - Синтезиран е имитационен модел на

двуфазна блокировка в РСУБД за централизирана 2PL с вграден механизъм на хронометраж „wound-wait”, за избягване на взаимоблокировки на разпределените транзакции. Моделът е ограничен (по брой входящи потоци, дължина на обслужваните транзакции и др.) поради ограничеността на другите сравнявани с него модели;

- Необходимо е разработването на симулационни модели на 2PL протоколи с по-голяма сложност, от гледна точка брой копия на елемент и дължина на транзакция в брой елементи;

- Моделът на централизирания 2PL протокол с хронометраж „wound-wait” показва резултати, близки до резултатите от симулациите на централизирана 2PL с хронометраж „wait-die”;

- Необходимо е да продължи събирането на статистика от резултатите от симулациите и оценяване на ефективността на 2PL алгоритмите (централизирана, разпределена и с първични копия) и вариантите им за избягване на взаимоблокировки на разпределените транзакции (двуверсионна, с хронометраж „wound-wait” и “wait-die”) по критериите пропускателна способност, вероятност за обслужване и време за отговор.

ЛИТЕРАТУРА

1. Бодягин И. Deadlocks. Что такое взаимоблокировки и как с ними бороться, RSDN Magazine #5, 2003, http://sasynok.narod.ru /index.htm?omvs.htm.

2. Гарсиа-Молина, Г., Д. Ульман, Д. УидомСистемы баз данных, Вильямс, Москва, 2003.

3. Конноли, Т., К. Бегг Базы данных, Вильямс,Москва-Санкт Петербург-Киев, 2003.

4. Кудрявцев, Е. GPSS World Основы имитационного моделирования различных систем, ДМК Пресс, Москва, 2004.

5. Кузнецов, С. Базы данных. Вводный курс,Москва, CIT FORUM, 2008, http://www. citforum.ru/database/advanced_intro/43.shtml

6. Таненбаум, Э., М. Стеен Расспределенныесистемы Принципы и парадигмы, Питер, Санкт Петербург, 2003.

7. Krivokapic, N., A. Kemper, E. Gudes Deadlockdetection in distributed database systems: A new algorithm and a comparative performance analysis, http://masters.donntu.edu.ua/2005/fvti/kovalyova/library/d1.pdf.

8. Vasileva, S., A. Milev Simulation Models ofTwo-Phase Locking of Distributed transactions, ACM, New York, Vol. 374, Article No. 74, 2008.

9. Vasileva, S. An algorithm for deadlock avoidingin distributed database management systems. // Journal of the Technical University Sofia, branch Plovdiv. “Fundamental Sciences and Applications”, Vol. 16(1), International Conference Engineering, Technologies and Systems TechSys 2011, 2011, pp.377-382, (In Bulgaria)

Department of Electrical Engineering College - Dobrich Shumen University Konstantin Preslavski 12 Dobrotica 9302 Dobrich BULGARIA E-mail: svetlanaeli@shu.bg

Постъпила на 06.03.2013 г.

- 242 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – SofiaPlovdiv branch, Bulgaria“Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013International Conference Engineering, Technologies and SystemTECHSYS 2013BULGARIA

УПРАВЛЕНИЕ НА ПОСТОЯННОТОКОВДВИГАТЕЛ С АКТИВНА ДРАЙВЕРНА ВЕРИГА

СВЕТОСЛАВ ИВАНОВ, ИВАН ТАНЕВ

Резюме: В тази статия са представени изследванията на импулсно управление напостояннотоков двигател с активен драйвер, с обратна връзка по dI/dt приуправлението на мощен MOSFET транзистор. Съставена е еквивалентната схема науправлявания полеви транзистор и активно индуктивния товар. Аналитично еизследвано съставеното уравнение на предавателната функция на еквивалентнатасхема. Представени са осцилограми на преходните процеси от експерименталнитеизследвания. С използването на този драйвер при управление на мощни електронниустройства ще се подобри тяхната електромагнитна съвместимост.

Ключови думи: силови електронни елементи, MOSFET драйвери, активно управление,електромагнитна съвместимост

CONTROL OF DC MOTORS WITH ACTIVE DRIVERCIRCUIT

SVETOSLAV IVANOV, IVAN TANEV

Abstract: This article presents research on impulse control of a DC motor with active driverwith feedback dI / dt in the management of powerful MOSFET transistor. Composed is theequivalent circuit of the controlled field-effect transistors and active inductive load. Analyticallyexplore the composition of equation is the transfer function of the equivalent circuit. Presentsoscillograms of the transitional processes in experimental research. With the use of this driverin the management of power electronic devices will improve their electromagnetic compatibility.Using this driver in the management of power electronic devices will improve their EMC.

Key words: power semiconductor devices, MOSFET driver, Active control, electromagneticCompatibility (EMC)

1. ВъведениеЕлектромагнитната съвместимост е едно

от основните условия, които трябва да сеспазват при проектирането на силовиелектронни устройства. При управлението наMOSFET с драйвери с обратна връзка по dI/dtсе намалява интезитеа на електромагнитнитеизлъчвания от силовите вериги [3, 4, 6].

Известен е метод за генериране на управляващиимпулси за управление на мощни транзисторисъс синусоидална форма в началото и в края напреходния процес [1]. Вместо да се използвауправляващ сигнал с трапецовидна форма запревключване на MOSFET транзистор евъзможно да се генерира управляващонапрежение с „по-изкривена” форма, със

- 243 -

синусоидални преходи. По принцип, може да секаже, че трапецовидната форма съответства на"традиционната " твърда комутация, а сигналасъс синусоидалните преходи на мека комутация[2, 5]. На фиг. 1 е показано сравнението междутези два прехода, като са представени формитена двата управляващи сигнала и честотните имспектри. От графиките се вижда, че до честотатана среза (6,5 kHz) при трапецовидния импулснаклона на графиката е -20 dB/decade, същият енаклона и при синусоидалния импулс дочестотата на среза (10 kHz). Но след тованаклона на графиките е различен, притрапецовидния сигнал е - 40 dB/decade, а присинусоидалния сигнал – 60 dB/decade.

Фиг. 1. Сравнение на честотния спектър приШИМ модулирани сигнали с трапецовидна и със

синусоидална форма.В тази статия са показани получените

резултати от изследването на схема за импулсноуправление на постояннотоков двигател, сактивна драйверна верига управляващаMOSFET транзистор. Целта на направенитетеоретични и експериментални изследвания еполучаването на токови импулси през котвата надвигателя с форма близка до синусоидалната.

2. Описание изследваната схема зауправлениеСхемата за импулсно управление на

постояннотоков двигател е показана на фиг. 2.Генератор на импулсни сигнали с TTL нива спостоянна честота и с постоянен коефициент назапълване упралва дравйвера с отрицателнаобратна връзка по производна на тока,преминаващ през котвата на двигателя. Катосензор за измерване на тока в котвената веригасе използва резитора Rs. Експерименталнитеизследвания са проведени с постояннотоковдвигател - PIC 8 – 6/2.5. Постояннотоковотозахранване за двигателя е със стойност U = 25V,честотата на управляващите импулси е 250 Hz, скоефициент на запълване D = 70%.

Фиг. 2. Схема за управление напостояннотоковия двигател с активен драйвер,

с обратна връзка по производната на тока.

Използван е активен драйвер зауправление с обратна връзка по производна натока - dtdI през котвата на двигателя.Драйверът е проектиран от авторите и е описанв други публикации [7]. Стойността нагенерираното противо електродвижещонапрежение има стойност E = 15V. Активнотосъпротивление на котвената намотка е равно наR = 3,7 , а индуктивността е равна на L = 4,7mH.

Заместващата схема на драйвера заедно сполевият транзистор и активно-индуктивнияттовар, който представлява за схемата котвенатанамотка на двигателя, е представена на фиг. 3.Входният ток Iin(t) се изменя по експоненциалензакон и представлява тока през котвата надвигателя, при захранване с импулснонапрежение. Коефициента на предаване наосновното звено е представен с единица (G = 1).Веригата на отрицателната обратна връзка,представляваща управляващото въздействие надрайвера, е с характерен коефициент напредаване – K. В резултат от действието насхемата тока през котвената намотка – Iout(t) е сформа различна от експоненциалната.

Фиг. 3. Заместваща схема на драйвера иактивно-индуктивния характер на изменение на

тока през котвата на двигателя.

- 244 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Предавателната функция на затворената системаможе да се представи с уравнението:

( )1 . out

GF

dI tK

dt

, (1)

където К е коефициента на предаване наверигата на обратната връзка по производна натока.Стойността на изходния сигнал ще бъде равнана

.( )

( )1 .

inout

in

G I tI t

dI tK

dt

(2)

След заместване в уравнението на стойноститена входния ток и на неговата производна сеполучава:

.

.

. 1

1 . .

Rt

L

out Rt

L

U Ee

RI t

U EK e

L

, (3)

където: U е стойността на захранващото

напрежение за двигателя; E е стойността на генерираното противо

електродвижещо напрежение в котватана двигателя;

R е стойността на активнотосъпротивление на котвената намотка;

L е индуктивността на котвенатанамотка.

Графичното решение на последнотоуравнение при пет различни стойности накоефициента на предаване на веригата наобратната връзка – К е показано на фиг. 4.

Първата графика означена с крива – 1показва изменението на тока при управление сконвенционален драйвер. Следващите графикипредставляват решението на уравнението напреходните процеси при различни стойности наК изменящи се от 0,0001 до 1, при управление сактивния драйвер.

Графичните решения на уравнението саполучени в програмна среда – “Maple”.

Фиг. 4. Изчислени стойности на тока презкотвата на двигателя по време на включване натранзистора във функция от коефициента на

предаване – К.

3. РезултатиПри направените експериментални

изследвания с конвенционален драйвер –TC4421 и с активен драйвер са получениосцилограми на изменението на тока, показанина фиг. 5. Изследваният активен драйвер е скоефициент на предаване на веригата наобратната връзка K = 0,0001. Полученитерезултати от осцилограмите се доближават дотеоретично получените графики показани нафиг.4. Продължителността на токовите импулсие 2,77 mS.

Фиг. 5. Осцилограми показващи изменениетона тока при управление с драйвера – TC4421 – 1,

и с активния драйвер - 2.

- 245 -

На фиг. 6 са показани токовите импулсипрез котвата на двигателя при конвенционален –1 и при управление с активен драйвер – 2.Вторият токов импулс генериран от активниятдрайвер с обратна връзка по dI/dt е със по-малкастръмност и достига по малка максималнастойност в сравнение с първият токов импулс.Поради малкият коефициента напредаване - Kвъв веригата на обратната връзка по ток,откловнение във формата на тока се наблюдавапри стойности по-големи от 1A. Максималнатастойност на тока при направените експериментидостига 3A.

Фиг. 6. Форма на токовите импулси приуправление с конвенционален – 1, и с активен

драйвер – 2.

4. ЗаключениеПредложената и изследвана драйверна

схема с обратна връзка по производна на тока еподходяща за управление на силови вериги сактивно-индуктивен товар. Направенитетеоретични изследвания за коефициента напредаване на драйверната схема показват, че сувеличаването на този коефициент може да сепостигне форма на токовия импулс през товара,с форма близка до синусоидалната.Практическото приложение на тази драйвернасхема ще доведе до подобряването наелектромагнитната съвместимост междусиловите схеми и системите за тяхнотоуправление. В схемното решение на активниядрайвер не се използва източник насинусоидално напрежение, което намалявасложността на схемата и повишава и повишаванейната надеждност.

ЛИТЕРАТУРА

1. Andreycak W., “Practical Considerations InHigh Performance MOSFET, IGBT and MCT GateDrive Circuits”, Untried Corporation, ApplicationNote U-137.

2. Boora A., Arash and Zare, Firuz and Ghosh,Arindam (2009) Efficient Voltage/Current SpikeReduction by Active Gate Signaling. In:Proceedings of the Electromagnetic CompatibilitySymposium, Adelaide 2009, 16-18 September 2009,Lakes Hotel Resort, Adelaide.

3. Ivanov Svetoslav, Neichev Ivan, Tanev Ivan,Active control of a driving circuit by a derivativewith respect to DI/DT of the output current,„ВЪЗОБНОВЯЕМИ ЕНЕРГИЙНИ ИЗТОЧ-НИЦИ В ТРАНСГРАНИЧНИЯ РЕГИОНРУМЪНИЯ – БЪЛГАРИЯ”, RES-OP-DEV MIS-ETC code:222, Русе, 14-15 юни 2012 г. Стр. 200-205.

4. Musumeci, S.; Raciti, A.; Testa, A.; Galluzo,A.; Melito, M.: Switching Behaviour Improvementof Insulated Gate Controlled Devices; IEEETransactions on Power Electronics, Vol. 12, No. 4,1997, pp. 645-653.

5. Neacsu D., “Active Gate Drivers for motorcontrol applications”, IEEE PESC 2001,Vancouver, CANADA, June, 17-21, 2001.

6. Shihong Park, Thomas M. Jahns, Flexible

dv dt and di dt Control Method for InsulatedGate Power Switches, IEEE TRANSACTIONS ONINDUSTRY APPLICATIONS, VOL. 39, NO. 3,MAY/JUNE 2003, pp.

7.Van den Bossche, A.; Valtchev, V.; Clotea, L.;Melkebeek, J.: Fast Isolated IGBT Driver withDesaturation Protection and Fault Feedback; EPEEuropean Power Elcectronics Conference,Lausanne, 1999; Poeceedings on CD.

Department of Electrical EngineeringTechnical University–Sofia, Branch Plovdiv25 Tsanko Dystabanov St.4000 PlovdivBULGARIAE-mail: etehsv@gmail.comE-mail: mastervanio@yahoo.de

Постъпила на 22.03.2013 г.

- 246 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

АНАЛИЗ И СИМУЛАЦИОННО ИЗСЛЕДВАНЕ НА СХЕМА ЗА ЕЛЕКТРИЧЕСКО

ВЪЗБУЖДАНЕ НА ЛАЗЕР ТИП “ДВОЕН ИМПУЛС “ С ГАЗОРАЗРЯДНИ ЛАМПИ

СВЕТОСЛАВ ИВАНОВ, ЯНКА КИСОВА

Резюме: Важен тип лазери за приложения в ЛИДАР-техниката за контрол на атмосферните замърсители, за спектроскопията и медицината са възбужданите с газоразрядни лампи пренастройваеми и високоенергийни (~ Джаул/и) багрилни лазери и лазери с F- центри. Много подходяща техника на възбуждане за ефективна тяхна генерация е методът „ двоен импулс“, комбиниращ сравнително маломощен и продължителен пред разряд през газоразрядната лампа, върху който се наслагва мощния основен разряд. Тази техника е успешно приложена с използването на опростена авто-синхронна електрична верига, обаче неизследвана теоретично и експериментално. В работата, ние представяме теоретично моделиране със свързан компютърен анализ на такава електрическа система. Резултатите са важни за доброто разбиране на действието на такава система, като и за оптимизация. Ключови думи: ксенонова импулсна лампа, оптично възбуждане, електрическа схема “ двоен импулс“

ANALYSIS AND SIMULATION INVESTIGATION OF “DOUBLE PULSE” FLASH-LAMP PUMP

LASER ELECTRICAL SYSTEM

SVETOSLAV IVANOV, YANCA KISSOVA

Abstract: The important type of lasers for application in LIDAR technique for atmosphere pollutant monitoring, for spectroscopy and medicine are the flash-lamp pumped tunable and high output energy (~Joule/s) dye lasers and F-color center lasers. The very convenient technique to obtain an efficient their pumping is so called “double pulse” method, combining the preliminary low power and slowly rise discharge through the flash-lamp on which is superimposed the main, high power discharge. This technique is successfully applied using a simple auto-synchronizing electric circuit, however without the theoretical and experimental investigation of this circuit. In this work we present the theoretical modeling of such electric system and its computer simulation analysis. The results are important to better understanding the action of the system and its optimization.

Key words: xenon flash-lamp, optical pumping, electrical system “double pulse” type, theoretical study.

- 247 -

1. Introduction. The lasers are useful tools for many

practical applications – in modern technologies, in local and distance atmosphere pollutants monitoring, in spectroscopy for detection of different composant of the sample under investigation, in metrology, in medicine some applications – especially spectroscopy. For spectral selective action on the matter and in LIDAR atmosphere monitoring, it is very useful the tunable laser light and also with high energy (~ Joule/s) and power (~ MW). The important type of lasers that are convenient to assure such type of emission is the flash-lamp pumped dye lasers and F-color center lasers [5,2]. The working scheme of such laser is the type of without metastable upper laser level – with a ~ 10-8s lifetime , that leads to necessity of excitation with very short rise time (~ 1 µs and less) front and pulses [3,2,4]. For the flash-lamp pumping, this needs of special, usually home-made flash-lamp with a very low lifetime and low efficiency. The use for this aim of the widespread and commercially available flash-lamp needs its connection in a special electric system that permits to obtain the noted up lamp-emission parameters. The very convenient system is so called “double pulse” that is based of intensive and longtime rise preliminary electric pulse, providing intensive ionization of the working gas in the lamp. With convenient delay, on the preliminary pulse is superimposed the main, high energy electric discharge. The intensive preliminary gas ionization leads to two favorable effects: 1) before the main pulses the gas is intensively ionized and does not need of time for ionization by the main pulse; 2) the relatively low power and long-time developed pre-ionization prevent the flash-lamp destruction by the intensive shock wave if the main, high energy and quick rise time main pulse is applied. The application of such type of exploitation of the standard flash-lamps lead to increasing the dye laser output energy few times in comparison with direct application of the main pulse and to prevent the lamp destruction. In the literature [7,5] and in the some flash-lamp dye laser construction is proposed and successfully used an auto-synchronized electric system for a flash-lamp “double pulse”. However, the system is realized only practically without the theoretical treatment. The last, except the theoretical understanding of the scheme action, is needed, especially, to evaluate the optimal system parameters and values of the elements for maximum efficiency of the lasers. Such theoretical modeling, analysis and computer simulations are the goal of this work.

2. Description of the scheme for electrical excitation at double pulse

Fig.1 illustrates the scheme under investigation, in which the discharge flash-lamp used is filled with the gas xenon under comparatively low pressure of a few hundreds of Pascals.

Fig. 1. “Double pulse” scheme The cylindrical tube of the lamp is made of

quartz with usual thickness of about 1mm. The flash-lamp works in the following way: the accumulating capacitor is connected to the electrodes of the flash-lamp. In order to cause discharge between the electrodes by means of an additional ignition device, connected to the flash-lamp, an impulse is fed, which pre-ionizes the gas [6]. The ignition device is presented in the scheme both by the pulse generator and by the switch S2. The resistance of the lamp decreases and the accumulating capacitor discharges through it. The discharge forms pre-ionizing preliminary low power pulse, which provides for the intensive ionization of the lamp. Its duration is determined by the capacity of the accumulating capacitor and the inductance of the discharge circuit L1. The breakdown voltage of the discharger, presented in the scheme by S1 and R4, is selected so that the voltage between the electrodes of the C1 before its discharge is smaller than the breakdown voltage.

During the process of discharging the voltage between the electrodes of the discharger continuously increases, reaching at some point in time the required value for ensuring the breakdown. Thus the second major high-power pulse begins with a steep front ( 5µs). The intensive preliminary discharge protects the flash-lamp from destruction and provides a very steep front of the main pulse [4]. In Fig.1 the flash-lamp is presented as a coil with inductance L2, resistance R2, and capacity C3, connected to it in parallel.

In Fig.2 the shape of both the voltage and the current through the discharge pulse flash-lamp is shown. It can be seen that at t=40µs the current in

- 248 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

the circuit reaches its established value. Since the time constant τ is 4 times less than this time, at R2

=1Ω the following value of the inductance is obtained: L2=10µH. The internal resistances of the voltage sources V1 and V2 are denoted by R1 and R3 (Fig.1).

Fig. 2. Voltage and current shape through the flash-lamp

The duration of the pulse from the source,

needed for ignition of the lamp, is 26µs. The delay of the pulse from the source, which is 5µs, simulates starting of the discharger. This is the time, during which the capacitor discharges through the flash-lamp and the voltage of the discharger increases until it reaches the required value for a breakdown. This value is 7kV in our case.

The volt-ampere characteristic of the discharge pulse flash-lamp can be expressed by the formula [5]:

( ) 5,00 iKV ±= (1),

where V is the voltage of the flash-lamp in volts, i is the current of the discharge in amperes, and K0 is the impedance of the flash-lamp. The equation is valid for current density over 500A/cm2. The parameter depends on the length of the flash-lamp, on its internal diameter, on the gas, and on the pressure in the flash-lamp.

d

lpK

2,0

0 45028,1

=

(2),

where P is the pressure in the lamp in torr, l and d are correspondingly its length and its internal diameter, measured in mm. Formula (2) is valid when the gas in the flash-lamp is xenon.

3. Results Fig. 3 shows the change of the current

through the pulse flash-lamp IL2 and the shape of the voltages across the capacitors C1 and C2, connected in parallel to the supplying sources: UC1 and UC2 . The voltages of the supplying sources and are 5kV and 10kV, respectively. The simulations are realized in Multisim.

Fig. 3. Graphs of IL2(t),UC1(t) and UC2(t)

At t = 0 the supplying source V1 is turned on

by means of the switch S2, controlled by the pulse generator V3 with duration of the pulse 26µs. After a period of time, equal to 5µs, potential difference is established between the capacitors C1 and C2, having the value of 7kV. This is the time of delay - T delay, after which the switch S1 is turned on. By the time of delay and turning on the switch S1, the discharger is stimulated.

From the graph in Fig.3 the change of the current through the pulse flash-lamp IL2 before and after turning the second supplying source V2 on can be seen. At the moment of turning on the discharger, the current through the pulse flash-lump IL2 has reached the value of 670 А. The amplitude value, reached by this current at the second current pulse, is approximately 3,8кА. The recovery time of the initial values of the voltages on the capacitors UC1 and UC2 is 1,67ms. At the end of the current pulse through the flash-lamp, the voltage UC1=-7,4kV, and UC2 =180V.

Fig. 4 illustrates the change of the currents

through the pulse flash-lamp IL2, the coil L1 and the discharger IR4.

- 249 -

Fig. 4. Graphs of IL1(t),IL2(t) and IR4(t)

Up to the moment of turning on the discharger, the same current flows both through the pulse flash-lamp and through the coil L1. After turning on the discharger, the current through the pulse flash-lamp IL2 increases incrementally, following the change of the current through the discharger IR4. Part of the current flows through the coil L1 and chargers the capacitor with voltage up to UC1=5,9kV. The amplitude value of the current through the discharger is IR4=4,6kA, while the amplitude value of the current, charging the capacitor C1 is IL1=730A.

From the conducted investigations it can be seen that the minimum period for turning on the flash-lamp is calculated by the formula:

Tmin=tp+trecov. (3) and by the equality Tmin=1,7ms. In formula (3) tp and trecov. are correspondingly the duration of the pulse and the recovery time of the flash-lamp. Consequently, the maximum frequency of operation of the flash-lamp with a “double pulse”, calculated by the formula

minmax

1

Tf =

(4) And fmax=588Hz.

4. ConclusionsIn this work we present the theoretical

modeling of electric system of type “double pulse” for flash-lamp pumping of lasers. We considered and modeled a simple auto-synchronized scheme that consists of two connected in time sub-circuits, providing related oscillations of the current in the flash-lamp. The computer analysis is in accordance with the preliminary given experimental data and shows the essentially decreasing of the rise-time of the start front of main pulse. This decreasing does not depend essentially for some variation of the moment of switching of the main pulse. The

interesting point that follows from the analysis is that during two discharges, part of the energy from the main capacitor is transferred to the first. It is of interest to obtain the conditions to decrease this effect, leading to loss of part of the storied energy in the main capacitor and thus decreasing the efficiency of the laser excitation. One point of the optimization in the future development is to find the conditions to decrease or completely eliminate this non-desired transfer of energy this transfer. The modeling we modeled the electric system and made its computer simulation analysis. The results are important to better understanding the action of the system and its optimization.

ЛИТЕРАТУРА

1. Bassov Y.G. ,”Systems for flash-lamp pumpingof a dye lasers”, review article, “Sov. J. Prib. And Technics of experiments”, 6,1986,3-27.

2.Demtroder W., Laser spectroscopy: basicconcept and instrumentation, 2003, 3-th edn., Springer, Germany

3.Deneva M., Uzunova P., Nenchev M.,”, OPT.QUANT. ELECTRON. (2007)39;193-212, (Springer, West. Eur). “Tunable subnanosecond laser pulse generationusing an active mirror concept; M.Nenchev,A.Gizbrekht, Opt. Communs.,45(1983)266;

4.Genov L. (1991), Theoretical fundamentals ofElectrical engineering, Tecnique, Sofia

5.Koechner W and Bass M. (2003), Solid-statelaser, A graduate text. New York, Springer-Verlag.

6.Nair L.G. Prog.Quantum.Electron.,7(1982) 153-268

7.Nenchev M., Stefanov V.., Bulg.J.Phys.,4,(1977),14-21 ;, IIR Bulg. Patent No 2738/1975 (AC), “System for producing of discharge with high intensity preliminary discharge in flash lamps

Department of Electrical Engineering Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dystabanov St. 4000 Plovdiv BULGARIA E-mail: etehsv@gmail.com E-mail: yankakiss777@yahoo.com

Постъпила на 22.03.2013 г.

- 250 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

EXAMINATION OF THE DISCHARGE OF GASES

USED IN THE EVENT OF HIGH VOLTAGE

TANER DINDAR, N.FUSUN SERTELLER, GOKHAN GOKMEN, TAHIR CETIN AKINCI

Abstract: In this study; different gases have been studied experimentally discharge events. The market is currently the most widely used and much of the electrical insulation gases in the atmosphere. The mostly used gases are Nitrogen (N2), Carbon dioxide (CO2), Freon (CCl2F2) and Sulfur-hegzaflorid (SF6). In this paper, the gas discharges are reviewed by the help of the Townsend Theory and induction coil. While, the pressure is kept 16 mmHg and the glow discharge is observed in the tubes. During the colour spectrum of radiation in tubes, the type of gas is identified. With the help of the gases in the tubes, built the high voltage electrodes applied to the induction. Gas type and the emergence of a discharge voltage are according to the size of the glittery event. According to the rays, which according to the colour of the gas so that the gases.

Keywords: Theory of High Voltage, Discharge Event, Townsend

1. Introduction The need for electrical energy in the world

raising rapidly, the amount of electrical energy produced is also due to the limited natural resources, economic and consumer centres should reach at least loss. The loss of electrical power at long distances so that you can move, ability to move large forces built more economically to remain small, big powers are used to provide high voltage conductor. In these cases, the use of high-voltage electricity transmission and distribution.

High-voltage and high-voltage equipment insulation is a very important problem appears to be moving. Used in the gaseous, liquid and solid media or the insulators are also due to the isolation of the electrical strain problems, problems of the current arc extinguishing and cutting. For these reasons it is very important that the insulation. Gases, liquids and solids are the discharge event can occur, but these studies on the discharge phenomena have been studied.

High-voltage devices are used as insulating gases expected properties; high electrical breakdown strength, coefficient of thermal conductivity, specific heat, gas viscosity coefficient depends on factors such as the ability of the gas cooling and arc extinguishing to different

temperatures, high pressures, what should be the temperature as low as possible, other gases, liquefaction, chemical reaction, not losing, toxic chemical properties during the ejaculation events even in the absence of such features, Flash [1].

In this study, the purpose of the examination of the discharge event in gasses: Gasses will be how many volts high voltage is applied to the number of seconds in which gas will be the conductor and the conductor which is to observe the glow colour to do it. Such a work is used for gases in Geissler Tubes. The voltage applied to the discharge of gases in the event of the tubes, the tubes depends on the type of gas, pressure, etc. Within the values according to the values of this discharge is observed how the event (in the colours of the tubes) [2]. Can Discharge events;

a) Townsend Discharge Theory b) Induction (Rumkorf) c) Geissler Tubes

Tension, when applied to an excellent insulating gas undergoes a change occurs in various reactions. Therefore the value of the voltage applied

- 251 -

to the electrodes with is very important. Applied voltage is low, a small current flows between the electrodes. However, the value of the current value of the voltage applied to the electrodes with large increases very quickly and discharge (electrical conductivity) begin observing the event. Here is the current period together with the size of the current applied is important. This event is shown in Figure 2.1.

Fig. 1.In the puncture of the experimental narration (Townsend Theory) 1. Theory of Townsend Discharge

Due to the high voltage discharge in event

is quite important. So i need to know which factors influence to discharge gases. These are all difficult to understand if the event more than one will be examined. Therefore, all factors should be examined step by step.

First, there is the gas pressure p is in the average speed of the molecules and the electrons in an electric particle ever average thermal speeds have been considered to be too large. Accordingly, an electrical current, however, the surface of the cathode electron tearing (cathode is heated or photon of attack) is possible. This is called the initial electron electrons the cathode surface torn off. Starting with the cathode surface ionization electrons in thermal or photo with zero speed is accepted, the cathode surface current density shown in Equation 1.

n.qIs.t

(1)

In The Equation; n, from the surface of the

cathode, which is the area for the duration of the t, s is the number of electrons in an electron, q electrical load.

There are a number of great importances in the event of the discharge of electrons from ionization device. According to this number of acceptances to: determine the Townsend Electron

kinetic energy following the forced ionization of gas ionization energy is small, does not occur; greater income. He forced the electron loses all the kinetic energy of each and the new begins with zero movement speed. The electron moves along with field. 2. Electric Field Breakdown Voltage

Correctly

A discharge event to feed itself, the cathode to the anode of a free electron, ' is a replacement for the side events should occur in the electron itself. To do this, the impact of positive ions from the electron avalanches occur, you must reckon with.

These effects are as follows: a) The rupture of the electron gas molecules

by collision. (β Events) b) The surface of the cathode electron tearing.

(γ events) c) Positive and negative charges photon

energy released during the reunification of the gas molecules, electrons from the cathode, or taken away. (δ Events) These events influence the outcome is obtained from equation (2). This is the effect β α >> β events. δ is the very large events is true, lightning discharges can be an example of electrode F11.

11

iA.U .p.aUd

A.p.alnln

y

(2)

Here, Ud: Gas Breakdown voltage, A gas

constant (1/cm-mmHg), B the gas constant (V/cm. mmHg), p: pressure (mmHg), a: between the electrodes clearance (cm), γ: Fixed issue (1/50 1/5000), Ui: ionization voltage.

Can puncture voltage discharge events,

good to know how important it is to know the discharge process is as important as the doe. Equation (3) can the duration of the discharge. Equation 3, a span between the electrodes, di: ion acceleration (cm/sec/V/cm), Ed: Puncture Resistance (V/cm) shows [3-5].

di d

atd .E

(3)

- 252 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

3. Induction Coil Induction coils wrapped around an iron core

are isolated from each other, the two windings. Forming the primary circuit coil is wound and thick at the secondary circuit is a circuit and very thin wire-wound. Electromotive force (EMF) of the secondary circuit is huge. This circuit is connected to the bypass of a spark between the ends.

Under the normal conditions, not enough free electrons and ions in gases. Therefore, do not conduct electricity in gases. Without that gas pressure within the tube as you lower the ions, making it easier to reach the anode and cathode to crop up. Thus the conductivity is achieved. Pressure is applied to the electrodes with high-voltage induction reduced tubules within a glow tube roller conveyor. Without neutralization of ions in the gas pressure inside the tube has to be deducted is easier to reach to the anode and cathode. Thus the conductivity is achieved. Pressure is applied to the electrodes with high-voltage induction reduced tubules within a glow tube roller conveyor. Gas type and pressure changes in the tube also change the colour of light. Induction coils applied to the power supply 6-12 volts voltage serves as an upgrade from 2000 to 50,000 volts [6.7].

a)

b)

Fig. 2. a) Induction coil, b) Geissler Tubes

a)

b)

Fig. 3. a) Study into the tubes (red), Figure b) work of the tubes (light purple colour)

Geissler tubes animate the gas ions and free electrons between the electrodes (Townsend theory). These particles during movement of ions and electrons in the gas molecules, creating a new avalanche start multiplying provide. The event is a glittery discharge. Tubules are around 16 mmHg gas pressure. The colour can be determined according to the spectral lines of type during irradiation. The result of the experiment of Geissler tubes colour rays in Table 1.

Table 1

According to the colours of Gases Purple N (Nitrogen), Ar (Argon) Red Ne (Neon), Helium (He) Orange Ar (Argon), N (Nitrogen) Light Purple N (Nitrogen), Ar (Argon

- 253 -

Conclusion The application study of the theory of

breakdown voltage and puncture while Townsend by using formulas examined the discharge of gases in the events.

In this experiment, the low pressure gas discharge event or gases more easily penetrable and the colours of the different gases gas drilled his radiation to which it belongs.

Acknowledgements This study is supported by Marmara University Scientific Research Projects Commission.

References

1. Senşoy V., A. Kuntman Engineering ScienceYoung Researchers Conference MBGAK 2005 17 – November 19, 2005, 205-212.

2. Kueffel E., M. Lee High Voltage Engineering,Pergamon Press, 1970.

3. Nasser E. Fundamentals of gaseous ionizationand plasma electronics, New York, Wiley-Interscience [1971].

4. Kreuger F.H Partial Discharge Detection inHigh-Voltage Equipment, Butterworth & Co., New York, 1989.

5. Brown, S.C Basic Data of Plasma Physics Them.i.t. Press, 1959.

6. E Kuffel, Zaengi W.S., Kuffel J High VoltageEngineering, Fundamentals, 2006.

7. E Kuffel, Zaengi W.S., Kuffel J High VoltageEngineering, McGraw-Hill, 1984, USA.

TANER DİNDAR Ankara University, Nallihan Vocational Scholl, Nallihan-Ankara-TURKEY.

N.FUSUN SERTELLER Marmara University, Technology Faculty, Department of Electrical & Electronics Eng. Istanbul-TURKEY.

GÖKHAN GÖKMENMarmara University, Technical Education Faculty, Department of Electrical Education, Istanbul- TURKEY.

TAHİR ÇETİN AKINCIKirklareli University, Engineering Faculty, Department of Electrical & Electronics Engineering, Kirklareli- TURKEY.

E-mail: taner.dindar@ankara.edu.tr, E-mail: fserteller@marmara.edu.tr, E-mail: gokhang@marmara.edu.tr, E-mail: cetinakinci@hotmail.com

Постъпила на 15.03.2013 г.

- 254 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

АЛГОРИТЪМ ЗА РАЗПОЗНАВАНЕ И ВИЗУАЛИЗАЦИЯ НА РЕЗУЛТАТИТЕ ОТ

ДИАГНОСТИЧНИ ТЕСТОВЕ

ТАНЯ ТИТОВА, КАМЕЛИЯ ВЕЛЧЕВА, ВЕСЕЛИН НАЧЕВ, ЧАВДАР ДАМЯНОВ

Резюме: Целта на настоящата публикация е да се представи един подход за формиране и визуализация на база от данни от експериментално снети спектрални характеристики на дифузно отражение на натурални цитрусови сокове. С помощта на подходящ инструментариум да се изследва зависимостта между спектралните свойства на цитрусовите сокове и данните за съдържанието на общи сухи вещества, pH и витамин С в тях, получени със стандартни методи за определянето им.

Ключови думи: цитрусови сокове, спектрални характеристики, PCA, регресия

ALGORITHM OF RECOGNITION AND VISUAL IZATION OF THE RESULTS OF

DIAGNOSTIC TESTS

TANYA TITOVA, KAMELIYA VELCHEVA, VESELIN NACHEV, CHAVDAR DAMYANOV

Abstract: The purpose of this paper is to present an approach for the formation and visualization database collected from the experimental spectral characteristics of the diffuse reflection of citrus juices. With the appropriate tools to examine the relationship between the spectral properties of citrus juices and data content of total solids, pH and vitamin C, produced using standard methods for their determination.

Key words: citrus juices, spectral characteristics, principal components analysis, regression

1. Въведение

Повишаването на качеството на живота на съвременния човек има много разнообразни измерения. Най-приоритетното от тях, което е свързано с гарантирането на самия живот, това е осигуряването на безвредна, качествена и здравословна храна.

Тенденциите за глобализация в сферата на производството на храни и напитки налагат все по-голяма конкуренция между производителите, при която качеството на хранителните продукти играе все по-важна роля. В условията на пазарна икономика обективното

осъществяване на процесите „окачествяване и сортиране” е пряко свързано с цената, продажбата и рентабилността от производството на храните и напитките.

Една от предпоставките за постигане на високо качество на хранителните продукти е използването на съвременни методологии за неговото определяне. В тази статия е направен опит да се представи една по-обобщена характеристика на качеството като категория и израз на може би най-често дискутираното в технологичната практика и действителност понятие.

- 255 -

Извличането на закономерности от получените данни най-често се състои в анализ на множества с цел да бъдат открити в тях зависимости, които да бъдат обобщени и представени по нов начин. Един от възможните подходи за откриване на такива зависимости е визуализацията на данните от анализа. В този смисъл задачата за визуализацията на обследваните извадки цели намирането на подходящо представяне на основните характеристики и количествени показатели в някакъв по-обобщен вид и форма [2,8].

В работата е представен един подход за формиране и визуализация на база от данни, получени от експериментално снети спектрални характеристики и прилагане на метода на главните компоненти за изграждане на модели на определени качествени показатели като съдържание на разтворими сухи вещества, pH и витамин С на цитрусови сокове.

2. Методи и материали

2.1. Обект на изследване За детерминирането на някои основни

качествени показатели на цитрусови сокове са снети спектралните характеристики на отражение на 37 проби натурални цитрусови сокове на различни марки, предлагани на българския пазар и 11 проби прясно изцеден сок от цитрусови плодове.

В изследването, чрез стандартни методи беше определено съдържанието на сухо вещество, pH и витамин С.

2.2. Определяне на съдържанието на сухи вещества

Съдържанието на сухи вещества може да се определи тегловно и рефрактометрично. Тегловният метод отнема сравнително много време, поради което в технологичната практика обикновено се използва рефрактометричният метод. Той се основава на измерването на коефициента на пречупване (рефракция) - k при преминаване на светлината от една оптична разредена среда в друга. Този метод се характеризира с голяма точност и техническа простота при провеждане на анализа. Стойностите на коефициента k зависят от концентрацията на разтвора и температурата му. Колкото по-висока е концентрацията на разтвора, толкова по-голям е коефициента на рефракция [2,4].

В направеното изследване определянето на сухо вещество на цитрусови плодови сокове се извърши при стайна температура с дигитален ръчен рефрактометър OPTi Duo на английската фирма Bellingham and Stanley.

Таблица 1Стойности на сухо вещество в някои

натурални цитрусови сокове Сухи вещества

(о Brix) Цитрусови сокове

Обхват Средна стойност

Портокал 6.9-14.0 10.45 Мандарина 9.5-10.2 9.85 Грейпфрут 6.0-12.8 9.4

Лимон 7.3-7.8 7.55

2.3. Определяне на pH pH е мярка за активността на

водородните йони в даден разтвор и съответно за неговата киселинност или алкалност. pH е и скала за измерване на киселинност или алкалност на разтворите. Стойностите на този параметър се следят, тъй като токсичността на някои йони се повлиява от стойностите на pH.

Плодовете и плодовите сокове имат висока киселинност [2,6].

За определяне на pH на изследваните проби е използван pH метър FiveEasy FE20 на американската фирма Mattler Toledo. Получените стойности за pH на изследваните плодови сокове са показани в Таблица 2.

Таблица 2Стойности на pH в някои изследвани

натурални цитрусови сокове pH

Цитрусови сокове Обхват

Средна стойност

Портокал 2.95-4.14 3.55 Мандарина 3.7-3.87 3.79 Грейпфрут 3.07-3.39 3.23

Лимон 2.25-2.33 2.29

2.4. Определяне на витамин С Цитрусовите плодове съдържат голямо

количество витамин С, витамини от групата В и групата Р. В тях се съдържат също така захар и органични киселини, а етеричните масла им придават привлекателен аромат.

Съществуват различни методи за количествено определяне на водоразтворими витамини. Високоефективните течни хромато-графски методи са най-често използваните методи за определяне на водоразтворими и мастноразтворими витамини [3].

Определянето на витамин С на изследваните цитрусови сокове се извърши посредством високоефективна течна хроматография (VWR-Hitachi HPLC System) с диоден детектор модел L-2455. За хроматографското разделяне е използвана колона модел RP18 с дължина 250х4,6mm. Хроматографският анализ се проведе при температурен режим на колоната 22°С, скорост

- 256 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

на потока 0.5ml/min и мобилна фаза 1.8% (CH2)4O и 0.3% метафосфорна киселина във вода. Определянето на витамин С е извършено при дължина на вълната на детектора 244nm.

Таблица 3Стойности на витамин С в изследваните

натурални цитрусови сокове Витамин С (mg/dm3)

Цитрусови сокове Обхват

Средна стойност

Портокал 18.56-583.0 300.78 Мандарина 190.9-191.0 190.95 Грейпфрут 63.7-289.0 176.35

Лимон 505.9-506.0 505.95

2.5. Спектрални характеристики Взаимодействието между оптичното

лъчение и веществото на изследвания продукт, изразено със спектралните характеристики, дава информация за индивидуалните му спектрални свойства. Експериментално снетите спектрални характеристики за съответна група хранителни продукти са източник на сведения за физическото, биохимичното и физиологичното състояние на окачествяваните обекти и позволяват с тяхна помощ да се търсят ефективни подходи за обективното определяне на качественото им състояние с достатъчна за практиката точност.

Базовата методология UV/VIS/NIR – спектроскопията, която подобно на експанзията в химията, през последното десетилетие намира все по-широко приложение и в хранителната и биотехнологичната промишленост за контрол на хранителни продукти посредством сравняване и количествен анализ на състава на веществата по спектрите им на поглъщане или отражение.

Комбинацията от бързина, точност и простота при измерването прави VIS-NIR спектроскопията една от най-популярните алтернативи на химическите процедури за определяне на концентрациите на основни класове химични съединения. Този метод вече е широко използван в селското стопанство, хранителната и питейната промишленост. Тъй като VIS-NIR техниката е неинвазивен и безопасен метод, той се използва все по-често и в областта на медицината, фармацевтичната, биомедицинска, текстилната, и нефтохимическата промишленост [4,7].

Спектроскопията е неразрушаващ метод за инспекция на базата на специфични абсорбции в рамките на даден диапазон на дължината на вълната, съответстваща на съставките в пробата, и е широко прилаган за оценка на вътрешното качество на селскостопанските продукти. Този метод се използва за неразрушаваща оценка на

съдържанието на разтворими твърди вещества, масла, вода, сухо вещество, киселинност, твърдост, оцветяване и други физиологични свойства на редица продукти, включително и за плодови сокове.

За снемане на спектралните характеристики е използван спектрофотометър USB4000 VIS-NIR на американската фирма Ocean Optics. Той е свързан с персонален компютър със специализиран софтуер (SpectraSuite), чрез който се записват в цифров и графичен вид получените спектрални данни. Програмно може да се променят броят на повторенията на снемане на спектралните характеристики, броят на осредняванията за получаване на един спектър, стъпката на сканиране и честотния диапазон. Софтуерът позволява и запис на данните във формати, подходящи за по – нататъшната им обработка.

Фиг. 1. Принципна схема на снемане на

спектралните характеристики

Всяка проба се поставя в стъклено „петри” с диаметър 9 см и височина 1 см, като сокът изпълва прободържателят до половината. Светлинният източник (FO-THLS-3100, Ocean Optics) е поставен на височина 15 см от пробата, а фиброоптичната сонда е поставена на височина 10 см под ъгъл 45о. За всяка проба са снети спектралните характеристики на отражение в диапазон 300-1100nm (фиг. 1).

400 500 600 700 800 900 1000-20

-10

0

10

20

30

40

50

60

Wavelength, nm

Ref

lect

ion,

%

sok portokalportokalgreipfrut

sok freipfrut

mandarinalimon

Фиг. 2. Спектрални характеристики на

цитрусови плодови сокове

На фиг. 2 са показани получените спектрални характеристики на изследваните цитрусови сокове от портокал, грейпфрут и мандарина. От фиг. 2 отчетливо се вижда разделянето на соковете, от прясно изтискан

- 257 -

плод и натуралните сокове. Може да се отбележи също така участъка между 400-500 nm, характерен само за пресните сокове.

2.6. Метод на главните компоненти (PCA)

PCA (Principal Component Analysis) намира направленията в пространството на променливите по протежение, на които разстоянието между точките за съответните проби е най-голямо. Описателно може да се каже, че PCA-методът намира линейните комбинации от изходните променливи, които допринасят най-много две проби да бъдат различни помежду си. Тези променливи или комбинации се наричат главни компоненти (PC). Изчисляват се итеративно, като първият PC носи най-много информация (има най-голяма част от дисперсията в изходните данни), вторият носи максималния дял от остатъчната информация (тази, която не е била обхваната от първия PC) и т.н.

Главните компоненти образуват нова координатна система, ортогонални са помежду си и са подредени по възходящ ред (всеки PC носи повече информация от който и да е било след него). Новата координатна система позволява лесно интерпретиране на структурата на данните.

( )mnA ,min= , (2.1) където: A - брой на главните компоненти; n - брой на спектрите; m - брой на дължините на вълните. Изходните данни се представят чрез:

ETPX T += , (2.2) където: X е матрица на изходните данни ( )mn× ; T - матрица на факторните стойности с размер ( )An× ; P - матрица на факторните тегла

( )Am× ; E - матрица на остатъците (n×m). Собствените вектори са:

EptptptX Tkk

TT ++++= ...2211 (2.3)

където: at - вектор на факторните стойности на

пробите за съответния PC с размер ( )1×n ,

( )Aa ...1= ; ap - вектор на факторните тегла за

съответния главен компонент с размер ( )1×m ; Главните компоненти се изчисляват

последователно по следната процедура: 1. Изчисляват се 1t и 1p от X . 2. Изважда се делът на PC1 от X :

TptXE 111 −= .

3. Изчисляват се 2t и 2p от 1E .

4. Изважда се делът на PC2 от 1E : TptEE 2212 −= .

Процедурата продължава до извличане на PCA.

2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

5

10

15

20

25

30

35

Principal Component Number

Eig

enva

lues

Фиг. 3. Връзката на собствените вектори от

броя главни компоненти

Връзката между броя главни компоненти и стойността на собствените вектори е представена на фиг. 3. От нея се вижда, че най-информативните главни компоненти са първите 8 от тях.

РСА прави възможно визуализирането на съдържащата се в масив от данни информация. Той помага да се открие в какъв аспект една проба се отличава от друга, кои променливи имат най-голям принос за появата на тази разлика и дали тези променливи влияят еднопосочно (т.е. дали тези променливи са взаимно корелирани) или са независими една от друга. Позволява да се открие някакъв вид групиране на пробите по специфичен признак. Чрез него се дава количествен израз на полезната информация, която се съдържа в данните [5,6,8].

-0.4-0.2

00.2

0.40.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4-0.5

0

0.5

PC 1 (63.34%)PC 2 (18.49%)

PC

5 (1.

28%

)

Фиг. 4. Визуализация на база от данни съдържаща спектралните характеристики на портокалови и грейпфрутови натурални сокове

2.7. Модели за определяне на количествени параметри.

Два от най-популярните метода за количествен анализ на многомерни данни, базирани на факторен анализ са регресия на главните компоненти (Рrincipal Component Regression - PCR) и частична регресия на най-малките квадрати (Partial Least Squares Regression - PLS).

А. Регресия на главните компоненти (PCR)

- 258 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

При PCR първо се оценяват факторите, които описват оптимално цялата спектрална информация за пробите. На вторият етап се търси връзката между тези главни компоненти и количествените данни.

ε+=TqY , (2.4) където: Y - вектор на центрираните зависими променливи; q - вектор на факторните тегла за

отделните компоненти с размер ( )1×A ; ε -

вектор на остатъците ( )1×n . Решението на това уравнение е:

( ) YTTTq TT 1ˆ

−= (2.5)

където: q - оценка на вектора на Y - факторните тегла. За оценките на коефициентите на регресионното уравнение се получава: ( ) YXPTTPb TTT= . (2.6)

Когато броят на главните компоненти A съвпада с броя на независимите променливи p , PCR води до оценки на

XbY=ˆ , (2.7)

където: Y - вектор на предсказаните стойности на зависимите променливи с размер ( )1×n .

Недостатък на метода PCR е липсата на увереност, че използваните A главни компонента съдържат само тази информация, която е корелирана с интересуващите ни Y -променливи [1,8].

Б. Частична регресия на най-малките квадрати (PLS).

При PLS-регресията чрез сливане на двата етапа на PCR-процедурата се стига до отчитане на структурата на Y - данните. По този начин чрез по-малко на брой компоненти се стига до същите резултати при предсказване [1].

PLS може да се сравни с два едновременни и свързани помежду си PCA-анализа на Y и X , като структурата на Y -данните е водеща при разлагането на X . По този начин PLS активно намалява влиянието на големите варирания в X , които не са корелирани с Y . Компонентите в PLS не съвпадат с главните компоненти в PCA. Поради това те се наричат PLS-компоненти или фактори.

В резултат на PLS се стига до разлаганията: ETPX T += , FUQY T += (2.8) където: Y - матрица на центрираните зависими променливи с размер ( )qn× ; q - брой на

зависимите променливи; U - матрица на U -факторните стойности ( )An× ; A - брой на PLS-компонентите; Q - матрица на Y - факторните

тегла ( )Aq× ; F - матрица на остатъците ( )qn× .

За оценките на коефициентите на регресионното уравнение XBY = се получава:

( ) TT QWPWB1−

= , (2.9) където: B е матрица на оценките на коефициентите на регресионното уравнение с размер ( )qp× ; W - матрица на тегловните

коефициенти с размер ( )Ap× . Допълнителните резултати от PLS в

сравнение с PCR са: U - факторни стойности; Q - факторни тегла; W - тегла.

PLS-факторните стойности се интерпретират по същия начин както PCA-факторните стойности. Допълнителното тук е, че трябва да се разглеждат два различни комплекта от компоненти в зависимост от това, дали се разглежда варирането в X или Y .

PLS-факторните тегла показват как всяка една от променливите в X и Y е свързана с компонентите на модела, представена от T -факторните стойности. Факторните тегла в X и Y се тълкуват по различен начин. U -факторните стойности представляват онази част от структурата в Y , която е обяснена от X по протежение на даден компонент на модела. Q -факторните тегла представляват регресионните коефициенти на Y - променливите и T -факторните стойности. Коефициентите W показват как информацията във всяка X -променлива се отнася към варирането в Y , представено от U - факторните стойности. Коефициентите W са нормализирани, така че както техните дължини, така и техните направления могат да бъдат тълкувани. Променливи с големи по стойност тегла W са важни за прeдсказването на Y .

При прилагане на PLS регресия на база данни съдържаща спектрални характеристики и pH на натурални сокове, се получават резултатите, представени на фиг. 5.

1 2 3 4 5 6 7 8 9 1070

75

80

85

90

95

100

Principal Component Number

Cum

ulat

ive

Var

ianc

e C

aptu

red

(%)

Eigenvalues and Cross-validation Results

Фиг. 5. Разпределение на вариацията за

първите главни компоненти 3. Резултати

Оценката на качеството на PCR или PLS-модел се извършва чрез коефициента на

- 259 -

корелация, средноквадратичната грешка на калибриране (RMSEC) и средноквадратичната грешка на предсказване (RMSEP).

d

YYRMSEC

i

n

ii

2

1

)ˆ( −=∑=

v

2

1

)ˆ(v

d

YYRMSEP

i

n

ii −

=∑=

където: iY – изчислена стойност на зависимата

променлива; iY – еталонна стойност на зависимата променлива; n – брой на пробите за калибриране; vn – брой на пробите за проверка на модела (предсказване, валидиране);

ACnd −−= ; Cnd vv −= ; ( A – брой на главните компоненти в модела.)

Таблица 4 Определяне на коефициента на корелация за PCR и PLS модели

data1 data2 data3 RMSEC 6.5183 0.3035 1.6705 RMSEP 7.0367 0.3260 1.5577

1 2 3 4 5 6 7 8 9 100.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

0.55

Principal Component Number

RM

SE

C

Фиг. 6. Тренд на грешката спрямо броя главни компоненти

4. Заключение

Направените изследвания показаха, чеоптичните и спектрални методи за оценка на качеството могат да се разглеждат като конкурентно способна алтернатива на стандартните методи за анализ на цитрусовите сокове.

В общия случай след получаване на данните, предвид големият им обем, е необходимо те да бъдат представени в някакъв по-удобен за обработка и визуализация вид, като в последствие се синтезират признаци за разпознаване или се намерят подходящи начини за съкращаване на размерността.

Разгледаните проективни методи PCA, PCR и PLS откриват посоките на максимална дисперсия на променливите (дължините на вълните в спектрите), което ги прави чувствителни към силно отклоняващи се обекти и грешки. Тяхното използване се препоръчва при наличие на неголям брой признаци и при нормално разпределение на признаците.

ЛИТЕРАТУРА

1. Мукарев М., В. Станчев, LS-SVM-Регресионни модели за определяне на съдържанието а етанол във водноалкохолни смеси, сп. ХВП, бр.10, стр.47-53, 2008

2. Cárnara M., C. Díez ,E. Torija Chemicalcharacterization of pineapple juices and nectars. Principal components analysis, Food Chemistry, Volume 54, Issue 1, Pages 93–100, 1995.

3. Gazdik Z., O. Zitka, J. Petrlova, V. Adam, J.Zehnalek, A. Horna, V. Reznicek, M. Beklova, R. Kizek Determination of vitamin C (ascorbic acid) using high performance liquid chromatography coupled with electrochemical detection, Sensors, 7097-7112; DOI: 10.3390/s8117097, 2008.

4. Gomez A. H., Y. He, A. G. Pereira Non-destructive measurement of acidity, soluble solids and firmness of Satsuma mandarin using VIS-NIR-spectroscopy techniques, Jornal of Food Engineering 77, 313-319, 2006.

5. Jolliffe I. T. Principal component analysis,Springer, second edition, 487 p. 28 illus, 2002.

6. Karovicova J., Z. Kohajdova The use of PCA,FA, CA for the evaluation of vegetable juices processed by lactic acid fermentation, Czech J. Food Sci., Vol. 20, No. 4: 135-143, 2002.

7. Li Y., H. Yang Honey discrimination usingvisible and near-infrared spectroscopy, ISRN Spectroscopy, Article ID 487040, doi:10.5402/2012 /487040, 2012.

8. Shaw P., M. G. Moshonas, B. Buslig, S.Barr os, W. Widmer Discriminant and principal component analyses to classify commercial orange juices based on relative amounts of volatile juice constituents, Journal of the Science of Food and Agriculture, Volume 79, Issue 13, pages 1949–1953, October 1999.

Department of Automatic, Information and Control Systems University of Food Technologies– Plovdiv 26 Maritza Blvd 4002 Plovdiv BULGARIA E-mail: t_titova@abv.bg E-mail: kamelia_velcheva@abv.bg E-mail: v_nachevbg@yahoo.com E-mail:chavdam@yahoo.com

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 260 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ЗАКОН НА ИДЕАЛНИЯ ГАЗ В ТЕОРМОИКОНОМИКАТА

И ОБРАЗУВАНЕТО НА ФИНАНСОВИ БАЛОНИ

ТИНКО ЕФТИМОВ

Резюме: Разглеждат се валидността и приложимостта на термодиамичния модел на идеалния газ в икономиката. Показано е, че докато добре известна крива на търсенето се описва като изотермична крива, изобарния и изохорния процес съшо имат важни анаогии в икономиката. Обсъдена е връзката с инвестирането и ентропията, като е анализиран важния случай на финансови и икономически балони. Проведеният тук иконофизически анализ дава по-добро разбиране за различни икономически процеси.

Ключови думи: Иконофизика, термоикономика, закон за идеалния газ, ентропия, работа, инвестиция, финансови балони.

IDEAL GAS LAWS IN

THERMOECONOMICS AND FINANCIAL BUBBLE FORMATION

TINKO EFTIMOV

Abstract: We discuss the validity and application of the thermodynamic model of the ideal gas in economics. It is shown that while the well known aggregate demand curve is described by an isothermal process, the isobaric and isochoric processes have important analogies in economics. The relation to investment and entropy is also discussed and the important case of financial bubbles is analyzed as well. The econophysical analysis carried out here provides a better understanding of different economic processes.

Key words: Econophysics, thermoeconomics, ideal gas law, entropy, work, investment, financial bubbles

1. Introduction: The application of thermodynamic ideal gas

laws to economics is the basics of thermoeconomics and a variety of applications of the ideal gas equation have been presented [3]. Also the economic analogies of the first and second

laws of thermodynamics have been formulated [3,2]. While the formation of financial bubbles and price fluctuations of the stock markets have been studied in econophysics [1,2], no attempt has been made to analyze financial bubbles by means of the ideal gas law. In this paper we provide examples of

- 261 -

different iso-process in economics characterized by different price vs. volume of sales dependence. We also provide empirical data showing that share prices vs. volume of sales at stock markets are approximately iso-price processes while during bubble formation price-volume variations tend to an iso-volume process.

2. Ideal gas law, work and internal energy Ideal gas law formulations

We consider the ideal gas equation expressed as

UENTNkpV kB 32

32

.(1a)

i

iBk EN

TkE 123 (1b)

where p is the pressure, V is the volume, T is the thermodynamic temperature, kB is Boltzman’s constant N is the number of particles, kE is a particle’s average kinetic energy and U is the internal energy of the ideal gas, i.e. the sum of all individual energies Ei and is proportional to temperature. Economic analogies of thermodynamic quantities

In thermoeconomics price P is the analogy of pressure, volume of sales V corresponds to gas volume, Te is economic temperature or also trading value, N is the number of carriers of value and k is a production of currency constant [1]

ee UNkTPV (3) The PV product which is referred to as the internal value is the total financial resource which the market of a given product can provide. If the product is bread sold at a price P and at a sales volume V, then PV = Ue is the total amount that the customers can spend on bread over a given period of time. The internal value which is the analogy of internal energy, is proportional to the economic temperature which, in turn, is proportional to the purchase power of customers, the per capita GNP. The economic temperature is also known as trading value which reflects the fact that apart from the purchase power the psychological perception of the value of a product is of importance. Thus products that enjoy a high esteem are ascribed a higher economic temperature by the customers. We can represent the trading value as consisting of two parts: production content Tpr and psychological perception Tps, i.e.

pspre TTT (4) The analogy of work A in thermodynamics

VpA (5a) is investment in economics

VPAe (5b) and is the resource allocated for the increase of the number of products, production capacity, job positions etc.

Ultimately, to the heat transferred in thermodynamics Q corresponds entropic value Qe, or income/expenses. The change in entropy is then

TQdS / and TQdS ee / (6)

The first law of econophysics thus reads

eee AdUQ (7)

3. Iso-processes in thermoeconomics To the four iso-processes in thermodynamics

correspond the respective iso-processes in thermoeconomics: at constant trading value Te=const, at constant price P = const, at constant volume of sales V = const, and with no exchange of value (adiabatic).

TABLE 1. Iso-processes, work and entropy change.

Iso-process

Work Entropy change

Iso-thermal

1

2lnVVRTAT

1

2lnVVRST

Iso-baric 12 VVpA p

1

2lnTTCS pp

Iso-choric

0 VA

1

2lnTTCS VV

Adia-batic

11

1

21

VVRTiAA

0 AS

The iso-trading value process

This process takes place when the internal value of a market or a system of economic exchange remains constant. So is purchase power, or per capita GNP and economic temperature is constant meaning that the intensity of economic exchange is constant. It follows from (3) that

VTU

VNkT

P eee )( (8)

The P-V plot is the well known aggregate demand (AD) curve which predicts a two-fold drop in the price of a product if the volume of sales increases twice at a temperature T’. Under these conditions the sales volume increases from V0 to V1 and an investment Ae (shaded area) must be made to increase the volume of production. Should the

- 262 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

volume of sales (and production) remain unchanged, but the temperature rises (higher purchase power, per capita GNP) to T”, then the price increases to P0’ as shown in Fig. 1.

Fig. 1. Aggregate demand curve .

The aggregate supply (AS) curve can be modeled as

)()(.

VVTWG

PMax

ee

(9)

where G is a coefficient, VMax is the maximum possible production volume and is a power parameter. The iso-price process

In this case the prices remain constant, but the trading value of a subgroup of consumers increases from T’ to T” which allows these customers to increase the volume of the purchased product as shown in Fig. 2. Since an increase in the volume occurs, more items will have to be produced which would need an investment to be made shown by the shaded area (see Table 1). From (3) it follows that:

pNkT

V e (10)

so the volume of sales is proportional to the economic temperature Te.

Fig. 2. Iso-price process.

Iso-price processes occur for example when large groups of Bulgarian students take a summer job in Great Britain or in the USA, earn considerably more than in Bulgaria, and spend the

saved money back in Bulgaria. Their economic temperature (purchase power) actually increased form T’ to T”. Meanwhile the economic temperature of Bulgaria has not changed and the price levels have remained unchanged. The iso-volume process

In this case the volume of sales does not change and (3) becomes

VNkT

P e (11)

and the price P is proportional to the trading value Te. If economic temperature increases, so will the price. However, since the volume remains the same, no investment is made (Table 1) but entropy increases. The gains from price increase are because of speculation.

Fig. 3. Iso-volume process.

The purest example for this type of process is bidding at an auction. The object of bidding is often a unique piece with V = 1. During the bidding, the perception of the item as having some special value increases i.e. its trading value increases until the highest possible bid. The process is shown in Fig. 3. Similar processes can occur any time there is a limitation on the volume of production and the demand is much higher than the industry can possibly provide. While a particular vendor can achieve exrtra-profits, the heating of the auction bidding diverts resources from other markets which cool down. Monopoly tends to iso-volume processes since extra-profits can be achieved without investment to increase production volume. Customers are thus deprived of value and their necessities are undersatisfied.

4. Financial bubbles

We can now turn to the special case of financial and economic bubbles. In particular, we take examples from the prices of shares on the stock exchange markets. When a company goes public it offers a limited number of shares N at a trading value of Tpr and naturally accumulates a total financial resource of NkTpr. While the number

V V0

P

P0 P1

V1

T” P0’

T’

V V0

P

P0

V1

T” T’

V V0

P

P0

T” P0’

T’

- 263 -

of shares remains constant N = const, the trading value Te may vary largely not because of the increased or decreased production content, but because of the perception of increased or decreased value, i.e. while the productive content may remain constant Tpr= const, its perceived value may vary in both positive and negative directions, i.e. Tps, varies. Unlike produced goods which are consumed after being purchased, the volume of sales on the stock market does not represent volume of goods to be produced or new shares issued. Instead, it is the number of new exchanged possessions of a given share. For example for N = 1000, on an active day we can have a volume of V = 1500 which would mean that certain shares were purchased and resold several times. For a bubble to occur, two conditions must be satisfied. The first is the availability of surplus of money and the second is euphoric belief that a certain stock share company is very successful. A surplus of money can be achieved in several ways the most common being the indiscriminate printing of paper money non-backed by goods or gold, the existence of cheap loans at a very low or at no interest rate and the practice of fractional reserve banking. The euphoric belief of excessive expected future profits normally occurs in times of technological breakthroughs that generate new types of products outcompeting existing technological achievements.

In the following we consider the P-V dependences of the selling price versus the trading volume V in the case of a normal situation and in the case of a bubble. Fig. 4 represents the time dependence of price P and volume V variations of the Bulgarian company Neochim, listed on the SOFIX stock market. It is clearly seen that while the trading volume changes up to four orders of magnitude, the share price P varies weakly. The P-V diagram reveals a practically iso-price process in a normal no-bubble situation. Since different points lie on different isotherms (iso-trading value curves) this type of stock market behavior means that the trading value perception of the shares was varying largely. Large volumes of hand-changing correspond to high economic temperature, i.e. high level of economic activity. These large variations in Te actually indicate that the market has been “pulping” the company’s stock’s value. “Pulping” means that when potential investors try to express their perception of an increased trading value of a given stock through the stock exchange, they bid but since other participants as a whole do not share the same optimism, they do not continue bidding for a higher price. The price thus oscillates around a relatively stable value which reflects the productive content of the products behind the shares of a given company. So while the volume changes by more

than 1000 times (100 000%) the price on the average changes by some 25%. I.e. we practically have an iso-price process. Such a process takes place when most of the bidders are either not optimistic or they do not have easy money to run the increased risk of buying at a higher price. Their money in effect reflects a real productive content which is why they are cautious.

The behavior starts changing once a bubble is under formation. For a bubble to grow investors with easy money are needed. When the perception for a given stock sharply increases and most of the participants bid with easy money that have no real productive content (printed money), the higher temperature leads to a higher price of the stock.

Fig. 5 represents the behavior of the SOFIX index prior to, during and after the US housing bubble from 2008 which is typical for other bubbles.

What we find out is that prior to and after the bubble the P-V diagrams correspond to iso-price (isobaric) processes while price levels varies by less than 50% the volumes varied by 3 orders of magnitude!

Fig. 4. Neochim shares with no bubble: a) time dependence of the price and volume; b) P-V plot.

- 264 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Fig.5. SOFIX index prior to, during and after the bubble: a) time dependence of price and volume; b)

P-V dependence of the SOFIX index. During the bubble formation, the P-V diagram appears more like a multilayer iso-price structure which ultimately can be idealized by an iso-volume process. While the amplitude of volume variations shrinks from three to one order of magnitude (i.e. by 10000 %), the price increases by almost 700% rather than by about 50% as in the out-of-bubble normal situations. The top of the diagram lies on an isotherm with the highest possible economic temperature. It appears that the market has been pulping the price by smaller variations in the volume and at increasing iso-price levels. The higher the price, the smaller the volume changes. Ultimately, it is the last fool that remains and pays the highest price and the volume shrinks to a minimum!. The decreased volume changes indicate the growing pessimism of the bidders. I.e., during the formation of the bubble the market has been

tending more and more to a fuzzy iso-volume process.

At price maximum , the temperature T3 which reflects the non-realistic perception of high value is much higher than T2, that characterized the highest possible optimistic perception of the realistic players. Realistic players bid with money that have productive contents. Productive contents means that a real production process involving investment has taken place and the money is backed by a real product priced realistically on the market. When overly optimistic players bid with easy money, which are not backed by a real product, they actually reflect the fact that there has been no real investment and no real products behind the financial instruments in use whatever their nature. Since no investment is made, no work has been performed. In thermodynamics the process during which no work is performed is the isochoric process. Analogously, when no investment is performed and no real production process backs the financial instruments in use, they will tend more and more to produce iso-volume processes which is precisely what we observe in a bubble. Therefore, during bubble formation, no new value is created. It is just speculation. In reality bubbles cause irrational investment, losses and massive debts for the majority of the losers.

As the bubble grows the productive content behind the stock price decreases. More and more those who profit do so not by offering a real product on the market, but by the acquisition of financial resources coming from the newcomers. The system operates more and more like a classical Ponzi scheme and becomes a variation of a financial pyramid.

The problem is exacerbated by globalization. Since most of the easy credit and inflated money supply comes for central banks as the Federal Reserve of the USA, and since the US dollar serves as a world currency, the collapse of one bubble leads to the formation of another bubble somewhere else in the world. The winners from the High Tech bubble that burst in 2000 started blowing the next bubble – the housing bubble which burst in 2008. Since most of the housing bubble was inflated through the artificially low interest rates, the US bonds and the toxic derivatives purchased by investors worldwide, the collapse of the housing bubble lead to a world crisis that hit the other stock markest as the Sofix, for example. If the housing bublled did not collapse in 2008, the Sofix index would have been blown to even higher values and would have imploded with even worse consequences some time later.

What is worse is that since no official devaluation of the US dollar is declared, new

- 265 -

bubbles will be formed in the years to come and these may cause even greater financial and economic losses and crisis. The dynamics financial and economic bubbles, their growth and crash simply proves that in economics, as in physics, the energy conservation law (7) is observed. The overheating of one market is at the expense of the cooling of another market. It is just a matter of an artificially created non-equilibrium state and no financial or economic perpertual motion machine can be created. The history of practical physical perpetual motion machines is abundant with examples of deceitful practices to “demonstrate” a working perpetual motion machine. Much in the same way the history of financial bubbles is abundant with deceitful bookkeeping practices maintaining the illusion of prosperous companies headed to an illimited growth and profits.

5. Conclusions

The analysis performed in this paper allows us to formulate the following conclusions:

1. We have shown that the ideal gas modelcan describe several price vs. volume of sales scenarios rather than the classic aggregate demand curve.

2. Empiric data show that in normal stockmarket trades the P-V diagram is practically iso-price process. During bubble formation

and implosion the process tends to an iso-volume one.

References

1. Econophysics Approaches to Large-ScaleBusiness Data and Financial Crisis, Eds. M. Takayasu, Ts. Watanabe and H. Takayasu, Springer, Tokyo 2010.

2. Econophysics and Sociophysics, Ed. By B. K.Chakrabarti, A. Chakraborti, and A. Chatterjee, WILEY-VCH Verlag GmbH & Co. KgaA, 2006.

3. John Bryant “Thermoeconomics - A thermodynamic approach to economics”, VOCAT International Ltd, 2011. ISBN 978-0-9562975-3-2 http://www.vocat.co.uk/TECH12012.pdf

Faculty of Physics and Engineering Technologies,PU “P. Hilendarski”, Plovdiv 4000 BULGARIA E-mail: teftimov@abv.bg

Постъпила на 12.01.2013 г.

- 266 -

©Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ХАРДУЕРНА СИМУЛАЦИЯ НА СИСТЕМА ЗА РОБАСТНО УПРАВЛЕНИЕ НА ХЕЛИКОПТЕР

ЦОНЬО СЛАВОВ, ЛЮБЕН МОЛЛОВ, ЙОРДАН КРАЛЕВ, ПЕТКО ПЕТКОВ

Резюме: В доклада е представен синтезът на μ - регулатор за стабилизация на ъгловото положение на центъра на масата на миниатюрен хеликоптер. Полученият регулатор е от 45 ред и в сравнение с разработените в литературата μ - регулатори запазва качеството на системата при значително по-висока честотно независима неопределеност. Синтезирани са допълнителни ПД регулатори за следене на желана траектория на движение в тримерното пространство. В средата на Matlab/Smulink® e разработен и е вграден в развойна платка Spectrum Digital eZdspTMF28335® с цифров сигнален контролер TMS320F28335 специализиран софтуер, реализиращ синтезираните регулатори. Извършена е хардуерна симулация с реалното управляващо устройство в контура за управление Ключови думи: Хардуерна симулация с реално управляващо устройство в контура за управление,μ - регулатор, управление на миниатюрен хеликоптер

HARDWARE IN THE LOOP SIMULATION OF ROBUST HELICOPTER CONTROL SYSTEM

TSONYO SLAVOV, LUBEN MOLLOV, JORDAN KRALEV,PETKO PETKOV

Abstract: The design of a miniature helicopter integral attitude μ controller of 45th order is presented in this paper. Comparing to the existing μ controllers the present one ensures robust stability and performance for greater frequency independent input multiplicative uncertainties. In addition, three simple PD controllers are designed which ensure tracking of the desired trajectory in 3D space. А software in the MATLAB®/Simulink® environment for code generation, embedded in Spectrum Digital eZdspTMF28335® development kit with built in DSP Texas Instruments TMS320F28335, is developed. The results obtained by hardware-in- the- loop- simulation are presented.

Key words: Hardware-in- the-loop simulation, μ controller, Miniature helicopter control

1. Въведение С развитието и достъпността на

микропроцесорната техника се наблюдава засилен интерес към разработване на робастни системи за управление на безпилотни миниатюрни хеликоптери. Използват се основно два подхода за синтез - H∞ оптимизация и

μ синтез [2,9]. Най-често при синтеза на H∞ регулатор за управление на миниатюрен хеликоптер се решават задачи за претеглено качество или за смесена чувствителност [4,6]. Добре известно е, че в случай на структурирана (параметрична) и неструктурирана

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 267 -

неопределеност подходът на H∞ оптимизация с претеглено качество не осигурява робастно качество на системата за управление. В този случай за постигане на робастна устойчивост и робастно качество при наличие и на външни смущения е по-подходящо да се използва μ управляващо устройство. Основното предимство на H∞ оптимизацията е, че полученото управляващо устройство е от по-нисък ред в сравнение с това, получено чрез μ -синтеза. От друга страна, съвременните развойни китове позволяват сравнително лесно да се реализират регулатори от достатъчно висок ред. Това дава мотивация да се синтезира μ - регулатор за управление на хеликоптера. Такива регулатори са синтезирани в [10] и [8] на базата на линеаризирания модел, представен в [5], като и в двата случая е използван модел с входна мултипликативна неопределеност от 10 %. В [8] е получен регулатор от 28 ред.

Подходът на симулация с реалното управляващо устройство в контура за управление (Hardware-in-the-loop-simulation) дава възможност да се изпробват различни закони на управление в условия близки до реалните. По този начин може да се изследва поведението на системата за управление при редица тежки и недопустими за реалния обект ситуации [1,7]. Един от способите за осъществяване на такава симулация се състои в генериране на код за управляващия алгоритъм и неговото вграждане в реалното управляващото устройство с помощта на Simulink Coder® и Embedded Coder®.

В доклада е представен синтезът на μ -регулатор за стабилизация на ъгловото положение на центъра на масата на миниатюрен хеликоптер. Полученият регулатор е от 45 ред и в сравнение с разработените в литературата μ регулатори запазва качеството на системата при значително по-висока честотно независима неопределеност. Синтезирани са допълнителни ПД регулатори за следене на желана траектория на движение на хеликоптера в тримерното пространство. В средата на MATLAB®/Smulink® e разработен и е вграден в развойна платка Spectrum Digital eZdspTMF28335 с цифров сигнален контролер (ЦСК) TMS320F28335 специализиран софтуер, реализиращ синтезираните регулатори. Извършена е хардуерна симулация с реалното управляващо устройство в контура за управление (ХС), като при симулацията на хеликоптера е използван изходният нелинеен модел. Получените от ХС резултати са близки до тези, получени със симулация с двойна

точност в средата на Simulink® и показват важността на избора на коефициентите, с които се мащабират сигналите при преминаване от аритметика с плаваща запетая към целочислена такава. Разработеният софтуер позволява в системата лесно да се прилагат различни закони за управление, различни модели на сензори и серва и да се изследва нейното поведение при различни по тип и мощност сигнални и параметрични смущения.

2. Линеаризиран модел с неопределеност на миниатюрен хеликоптер В симулационните експерименти се

използва нелинеен модел на миниатюрен хеликоптер с главно и опашно витла от 13 ред, който е изведен на базата на основните принципи на механиката и е подробно описан в [3]. Той включва: динамиката на твърдо тяло с шест степени на свобода, която се описва с девет диференциални уравнения по отношение на трите линейни ускорения, трите ъглови скорости и трите ойлерови ъгли; описание на скоростта на главния ротор, включващо ПИ регулатор за нейната стабилизация; описание на надлъжния и на страничния махови ъгли на основното витло с диференциални уравнения от първи ред, в които се отчита скоростта на вятъра като смущение. Изходният нелинеен модел е линеаризиран аналитично чрез разложение в ред на Тейлър. Линеаризираният модел се описва с

[ ]1 1

= , =

, , , , , , , , , , , , ,

[ , , , ] ,

[ , , ] ,

[ , , , , , , , , ] ,

s s

h h c h h c

Th mr

Ts col lon lat tr

Twind wind wind

Th

u ux Ax B y Cx D

dist dist

x u v w p q r a b

u

dist u v w

y u v w p q r

φ θ ψ ω

δ δ δ δ

φ θ ψ

,

i

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢+ Ω + Ω ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣

= Ω

=

=

=

⎦

(1)

където са линейните скорости, ,u ,v ,w [ / ]m s,p ,q ,r [ / ]d sra - ъгловите скорости, ,φ ,θ ,ψ [ d ]ra - ойлеровите ъгли, -

ъгловата скорост на главния ротор, ,[ / ]mr rad sΩ

,[ ]i radω -интеграл от грешката между ъгловата скорост на главния ротор и зададената й стойност

,[ /d s],c raΩ 1 1, ,[rad ]a b - страничен и надлъжен махови ъгли на основното витло, ,[ ]col radδ -общ ъгъл на витлата на главния ротор, , ,[lon lat rad ]δ δ циклични ъгли на витлата на главния ротор,

,[tr ]radδ - ъгъл на атака на витлата на опашния ротор, u v - скорост на вятъра по трите оси, -матрици от описанието.

, ind

,, windw

, ,A B C D,[ /m s]wind w

- 268 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Уравнения (1) се представят в честотната област като

( )( ) = ( )

( )

s

h heli c

u sy s G s

dist s

⎡ ⎤⎢ Ω⎢⎢ ⎥⎣ ⎦

⎥⎥ , (2)

където предавателната матрица на хеликоптера се определя от матриците . heliG , , ,A B C D

Извършена е и числена линеаризация на нелинейния модел на хеликоптер X-Cell 60 SE за режим на висене с помощта на функцията linmod от MATLAB®. Поради наличието на свобода при задаването на координатите на работната точка са избрани следните стойности

0.001, 0.001, 0, 167.trim trim trim trimmru v w= = = Ω =

trimu trimv

Стойностите за и са избрани малко по-големи от 0 за да се избегнат числени проблеми. За останалите координати се получава

6

31 1

0, 0, 0, 0.0873,3.3 10 , 0, 29.17,

0, 8.48 10 , 0.0967,

0, 0.020, 0.2488.

trim trim trim trim

trim trim trimi

trim trim trimcol

trim trim trimlon lat tr

p q r

a b

φ

θ ψ ω

δ

δ δ δ

−

−

= = = =

= − × = =

= = × =

= = = −

Големите стойности на ъгъла на атака на витлата на опашния ротор са за да се противодейства на момента на главния ротор с цел да се стабилизира движението на хеликоптера по Z оста.

За отчитане на грешките от апроксимация и немоделирана динамика е разработен модел с неопределеност. Уравнение (2) представлява номиналния модел на хеликоптера. Към всеки управляващ сигнал е добавена мултипликативна неопределеност (фиг.1), като 0.25,iδ < 1,...,4.i =

Фиг. 1. Структура на модела с неопределеност Така зададена неопределеността е честотно независима и във всяка компонента на управлението може да достигне до 25 %. Матрицата на входната мултипликативна неопределеност се дава с

1 2 3 4( , , , )diag δ δ δ δΔ = .

За предавателната матрица на линеаризирания модел с неопределеност се получава

4 4

4 4 4

0( ) = ( ) .

0heli

IG s G s

I×

×

+ Δ 4⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

(3)

Описанието на обекта се задава с уравнението

= ( )s

c

uy G s

dist

⎡ ⎤⎢ ⎥Ω⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

. (4)

След въвеждане на , уравнение (4) се представя с

= [ ]uG G G GΩ d

= u s c dy G u G G distΩ+ Ω + , (5) където , GuG Ω и са предавателните матрици по управлението от сервата, по заданието за скорост на главния ротор и по смущенията. По-нататък се приема, че заданието за скоростта на главния ротор е

dG

c 167[ / ]rad sΩ = .

3. Синтез на робастен регулатор Динамиката на ъгловото положение на

хеликоптера е значително по-бърза от тази на постъпателното му движение, което позволява поотделно да се синтезират регулатори за ъгловото положение и за постъпателното движение. Синтез на робастен регулатор за стабилизация на ъгловото положение. Блоковата схема на системата за управление е показана на фиг.2. Основната функция на системата е да поддържа ойлеровите ъгли

, ,φ θ ψ

ref ref

близки до зададените , , ref ,φ θ ψ въпреки вятъра и неопределеността

в обекта.

Фиг. 2. Блокова схема на системата за

управление с тегловните матрици Управлението се осъществява чрез обратни връзки по линейните ускорения и по ъгловите скорости

, ,u v w, ,p q r

]tr Tcu

. Предполага се, че те са предварително филтрирани с филтър на Калман. Изходният сигнал от регулатора

се подава на входа на [ , , ,col lon latc c c cu u u u=

- 269 -

сервата, които се описват с предавателната матрица

( ( ), ( ), ( ), ( ))col lon lat trs s s s sW diag w s w s w s w s= , (6)

2

2

/ 1( ) = ( ) = ( ) ,/ 1 2

col lon lat nzs s s

p n2

s Tw s w s w ss T s s

ω

nζω ω+

=+ + +

2

2( ) = ,2

tr trs

tr tr tr

w ss s

ω2ζ ω ω+ +

където = 104, = 33, = 36, = 14 , = 0.5, = 0.6.z p n tr trT T ω ω π ζ ζ

За получаване на по-добро качество на процесите е синтезиран регулатор с две степени на свобода. Така управляващият сигнал се определя от

= [ ] =c r y r yc

ru K K K r K y

y⎡ ⎤

+⎢ ⎥⎣ ⎦

c , (7)

където = , , , = , , , , ,TT

ref ref ref cr y u v wφ θ ψ φ θ ψ⎡⎡ ⎤⎣ ⎦ ⎣ ⎤⎦

)

,

rK

yK е предавателната матрица на предфилтъра и - предавателната матрица на регулатора по

изхода. Блокът с предавателна матрица 1 2 3( , ,m m mM diag w w w= ,

където

1 2 2

1=0.4 2 0.4 0.7 1mw

s s+ × × +,

2 2 2

1= ,0.6 2 0.6 0.7 1mw

s s+ × × +

3 2 2

1= ,0.5 2 0.5 0.7 1mw

s s+ × × +

представлява еталонен модел, към който се стреми затворената система. Управляващите сигнали трябва да са такива, че амплитудите на изходите на сервата да не надвишават

= 0.183 , = 0.096 ,

= 0.096 , = 0.38

max maxcol lonmax maxlat tr

rad rad

rad rad

δ δ

δ δ (8)

Системата от фиг.2 се описва с ( )

= p o u s r p o dy

u i r u i y du

W S G W K M W S Ge rW S K W S K Ge d

−⎡ ⎤⎡ ⎤,⎡ ⎤

⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥− ⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎣ ⎦

y

(9)

където 1= ( ) ,i y uS I K G −+ 1= ( )o u sS I G W K −+ са предавателните матрици на функциите на входната и изходната чувствителност. Решава се задача за μ - синтез, като се търси управляващото устройство от уравнение (7), такова че да се удовлетворят следните условия: Робастна устойчивост: Затворената система е робастно устойчива, ако е вътрешно устойчива за всички допустими неопределености. Робастно качество: Затворената система да е робастно устойчива и за всяка допустима да се удовлетворява условието за качество

G

( )1p o u s r p o d

u i r u i y d

W S G W K M W S GW S K W S K G

∞

−⎡ ⎤<⎢ ⎥−⎣ ⎦

, (10)

Блоковата схема, по която е извършен μ - синтезът е показана на фиг. 3.

Фиг. 3. Блокова схема за μ - синтез

Управлението в реално време се извършва с цифров сигнален контролер при честота поради което е синтезиран дискретен регулатор със същата честота на дискретизация. Нека

100 ,Hz

( )dN z

( , )dN

е предавателната матрица на дискретната номинална отворена система и ( )P zd UF= Δ е предавателната матрица на дискретната отворена система с неопределеност. За да се сведе задачата за робастно качество до задача за робастна устойчивост се дефинира структурата

4 4 7 70:= : ,

0P FdF

L L× ×⎧ ⎫Δ⎡ ⎤⎪ ⎪Δ Δ∈ Δ ∈⎨ ⎬⎢ ⎥Δ⎪ ⎪⎣ ⎦⎩ ⎭, (11)

където FΔ представлява фиктивна неопределеност с входове и и изходи ye ue

, ,cr d cΩ . Целта на μ синтеза е да се намери дискретен регулатор , такъв че за всички честоти

dK,[0 / ],sTω π∈ където

2 /s sT fπ= структурираното сингулярно число да удовлетворява условието

[ ( , )( )] < 1L d dPdF N K jμ ωΔ , (12)

където ( , )L d dF N K е предавателната матрица на дискретната затворена система. Изпълнението на това условие гарантира робастно качество на затворената система, т.е.

( , ), < 1U L d d PdF F N K

∞

⎡ ⎤Δ⎣ ⎦

за всички неопределености , за които dPΔ

1dP ∞

Δ < . Синтезът е извършен в MATLAB® с

функцията dksyn при филтри с предавателни матрици

32 3

3 32 4

10 1 0.02 1( ) 10 , ( ) 10 .10 1 10 1p u

s sW s I W s Is s

−−

− −

+ += =

+ +

След четири итерации пикът на μ е 0.958, а полученият регулатор е от 45 ред.

- 270 -

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Синтез на ПД регулатори за постъпателното движение. При положение, че ъгловото положение на хеликоптера е стабилизирано, преместването му от точка в точка може да се осъществи с три ПД регулатора. Те се проектират на базата на апроксимирано описание на постъпателното движение. Приема се, че ъглите φ и θ са малки и за линейните скорости в земнаta координатна система се получава апроксимираната зависимост

,V V ,V ,[ / ]x y z m s

(cos cos ) ,(cos ) ,

cos cos ,

x

y

z

V wV wV w

φ ψ θψ φ

φ θ

=

= −

=

(13)

където / cos cow Z m g sφ θ= + , (14)

,[ ]Z N е силата, действаща по оста Z в свързана с тялото координатна система, -масата на хеликоптера и

,[m k ]g2,[ / ]g m s - земното ускорение.

Пренебрегвайки някои от силите по Z оста, които са малки в сравнение с тягата на главния ротор се получава ,[ ]mrT N

~ mrZ T≈ − (15) Изрази (15) и (14) показват, че желаната позиция по Z оста може да се постигне чрез промяна на общия ъгъл colδ на витлата на главния ротор и желаната позиция по X и може да се постигне чрез промяна на ъгъла на тангажа

Yθ и

на ъгъла на крена φ . Уравнения (13) дават идеята към входовете на сервата да се приложат и изходите на ПД регулаторите

1 1

2 2

3 3

[ ( ) ] / (cos cos ),

[ ( ) ] / (cos cos )

[ ( ) ] / cos ,

z p ref d z

x p ref d x

y p ref d y

U K z z K VU K x x K VU K y y K V

,

φ θ

φ ψ

ψ

= − −

= − −

= − −

(16)

където , ,ref ref refx y z

1,pKса заданията за позицията на

хеликоптера, -коефициентите на пропорционалност и - коефициентите на диференциране. Чрез знаменателите в (16) приблизително се „развързват” ъгловото и постъпателното движения на хеликоптера, което позволява независимо да се управлява позицията по X, Y и Z осите. Управленията по позиция и се добавят към съответните изходи на

2 ,pK 3pK

1 2, ,d d dK K K

,z xU U

3

yUμ -

регулатора. Параметрите на регулаторите (16) са определени експериментално и са

1 2 3

1 2 3

0.4, 0.1, 0.3,

0.3, 0.5, 0.6.p p p

d d d

K K KK K K

= − = − =

= − = − =

Знаците на коефициентите са избрани така, че да се осигури устойчивост.

4. Симулация с реалното управляващо устройство в контура за управление Система за ХС. Системата за ХС е показана на фиг.4. Тя се състои от персонален компютър (Host PC), на който се извършва симулацията на нелинейния модел на хеликоптера и развойна платка Spectrum Digital eZdspTMF28335® с ЦСК TMS320F28335. ЦСК поддържа аритметика с плаваща запетая, при която изчисленията се извършват с единична точност (32-bit). Разработеният алгоритъм за управление е вграден в ЦСК (Тarget DSC) и се изпълнява с честота 100 Hz. Необходимият софтуер за ХС е инсталиран на Host PC и включва MATLAB® R2010b, Simulink® V.7.6, Simulink Coder® V.7.6, Embedded Coder® V.5.6, Microsoft Visual C++ V.8.0 и Code Composer Studio® V.3.3.

Фиг. 4.Система за ХС

Комуникацията между Host PC и Тarget DSC се осъществява чрез сериен интерфейс RS232 със скорост 115200 bps, при който се внася закъснение от 20-30 ms, поради което симулацията на системата за управление не може да се извърши в реално време. Това ограничение се преодолява чрез използване на опцията Protocol при комуникацията, при която се осъществява т. нар. handshaking между Host PC и Тarget DSC. При този протокол предаващото устройство изпраща съобщение, с което се обявява готовност за изпращане на данни, а приемащото устройство изпраща съобщение, с което обявява готовност за приемане на данни, след което данните се изпращат и накрая се изпраща контролна сума. В случая Тarget DSC изпраща към Host PC управляващите сигнали (10 bytes) и след като данните са приети, Host PC изпраща обратно сигналите от сензорите (26 bytes). По този начин се постига синхронизация между изчислителните процеси, протичащи в системата за ХС и се елиминира влиянието на комуникационното закъснение. В средата на Simulink® е разработен модел на системата за ХС (фиг.5). Моделът на хеликоптера е реализиран с

- 271 -

блокове, използващи вградени функции (Embedded function), чрез които се ускорява значително симулацията. За постигане на по-голям реализъм моделът на хеликоптера се симулира с двойна точност, работата на процесора се симулира с единична точност, докато сигналите от сензорите и сервата се представят като 16 битови цели числа (int16). Преминаването от аритметика с плаваща запетая към целочислена такава налага използването на мащабиращи коефициенти преди преобразуването на данните в цели числа. Обратно след обръщането от цели числа в такива с плаваща запетая се извършва премащабиране със съответния реципрочен коефициент. Мащабиращите коефициенти за обратните връзки са избрани съобразно обхватите на сензорите (Таблица 1). Предполага се, че входовете на сервата са 12 битови, при което в съответствие с (8) е определен мащабиращ коефициент 6700 за всички управляващи сигнали.

Използват се три симулационни модела на системата за управление: Модел 1 представлява Simulink® модел, в който се използва аритметика с плаваща запетая с двойна точност; Модел 2 представлява модела от фиг. 5; Модел 3 представлява системата за ХС, при което хеликоптера се симулира на Host PC с двойна точност, а алгоритъмът за управление се изпълнява с единична точност в Target DSC. Сравняват се резултатите, получени от Модел 1 и Модел 3, докато Модел 2 се използва за валидиране на генерирания код за ЦСП. Процесът на генерирането на кода е показан на фиг. 6

Фиг. 5.Модел в Simulink® на ХС

Таблица 1 Мащабиране на сигналите от обратните връзки

Ъглова скорост

Ускорение Ъгъл Скорост

единици deg/ s 2/m s deg /m s обхват 300± 50± 90± 50± битове 16 16 16 16

мащ. кое-фициент 100 655 364 655

Фиг.6. Блокова схема на генерирането на кода

Резултати от ХС. При симулациите за

вятъра е използван моделът 3

0=1

( ) = sin( ) ( )windk k g

kv t v A t v tω+ +∑ , (17)

където е средната скорост на вятъра, - амплитудата на -ия хармоник,

0v kAk kω - честотата

на -ия хармоник, а - поривът на вятъра, който се описва с

k ( )gv t

4(sin(2 / ) 1)

2( ) =

1g max

g Tg t

vv t

e π−+ − , (18)

където е амплитудата на порива и maxgv gω - честотата на порива ( 2 /g Tgω π= ). Параметрите на вятъра са дадени в таблица 2.

Таблица 2

Параметри на вятъра

Ос 0v[ /m s] k kω

[ ]Hz kA

[ /m ]s g maxv

[ /m s]gT

[ ]s

Х 1 1 2 3

0.5 0.7 1

0.1 0.25 0.3

0.2 10

Y 0.5 1 2 3

0.6 1

1.5

-0.05 -0.1 -0.3

0.8 15

Z 2 1 2 3

0.1 1

1.5

-0.2 -0.25 -0.1

0.5 20

- 272 -

-10 0 10 20 30 40 50 60-5

0

5

10

15

20

25

x [m]

y [m

]

Желана траекторияSimulinkХС

20 22 24 26 28 3019.8

20

20.2

Фиг. 7 Движение на хеликоптера по X и Y

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200-22.5

-22

-21.5

-21

-20.5

-20

-19.5

-19

-18.5

-18

-17.5

time [s]

z [m

]

z Simulinkz ХС

Фиг. 8 Движение на хеликоптера по Z

ХС е извършена за режим на движение на хеликоптера в хоризонталната равнина по желана траектория на височина 20 m. На фиг. 7 е показано движението на хеликоптера в XY равнината, а на фиг.8 е показано движението му по Z оста. Вижда се, че въпреки смущенията хеликоптерът се движи по желаната траектория с достатъчна точност. Отклоненията от височината се получават при движението по Y оста.

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 2000.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.11

0.12

0.13

time [s]

φ [ra

d]

φ Simulink

φ trimφ ХС

Фиг.9 Изменение на ъгъла на крена На фигури 9-11 са показани изменението

на ойлеровите ъгли по време на преместването. Прави впечатление отличното съвпадение между резултатите от Simulink и тези от ХС. По-

големите отклонения на ъгъла на атака θ се получават в моментите на движение на хеликоптера по X оста, с което се осигурява необходимата скорост за преместване. Аналогично отклоненията на ъгъла на кренa φ се получават в моментите на преместване по Y оста, с което се осигурява необходимата скорост за преместване. На фигури 12 и 13 са показани изходите на сервата по време на движението на хеликоптера. Вижда се, че нито един от сигналите не достига ограничението си. Слабото отместване от стойността в работната точка се дължи на ненулевата средна стойност на вятъра.

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200-0.03

-0.02

-0.01

0

0.01

0.02

0.03

0.04

0.05

time [s]

θ [ra

d]

θ Simulink

θ trimθ ХС

Фиг.10 Изменение на ъгъла на тангажа

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200-3

-2

-1

0

1

2

3

4x 10-3

time [s]

ψ [r

ad]

ψ Simulinkψ trimψ ХС

Фиг. 11 Изменение на ъгъла на лъкатушене

0 50 100 150 2000.05

0.1

0.15

time [s]

δ col

[rad

]

0 50 100 150 200-4

-2

0

2

4x 10-3

time [s]

δ lon

[rad

]

δcol Simulink

δcol trim

δcol ХС

δlon Simulink

δlon trim

δlon ХС

Фиг. 12 Изменение на общия и на надлъжния цикличен ъгли на витлата на основния ротор

Copyright © 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 273 -

7. Shen, N., Su, Z., Wang, X., Li, Y. Robustcontroller design and hardware-in-the-loop simulation for a helicopter. 4th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications (ICIEA 2009), Xi'an, Shaanxi (China), p.3187-3191, 2009.

0 50 100 150 200-2

0

2

4

6x 10-3

time [s]

δ lat

[rad

]

0 50 100 150 200-0.3

-0.28

-0.26

-0.24

-0.22

time [s]

δ tr [r

ad]

δlat Simulink

δlat trim

δlat ХС

δtr Simulink

δtr trim

δtr ХС

8. Shim, H. Hierarchical flight control systemsynthesis for rotorcraft-based unmanned aerial vehicles, p. 126-137. PhD Dissertation, University of California, Berkeley, 2000.

9. Wang, X., Zhao, X. A practical survey on theflight control system on small-scale unmanned helicopter. In: Proceedings of the 7th World Congress on Intelligent Control and Automation(WCICA 2008), Chongqing, China, p.364-369 ,2008.

Фиг. 13 Изменение на страничния цикличен ъгъл на витлата на главния ротор и на ъгъла на

атака на опашния ротор

5. Заключение 10. Yuan, W., Katupitiya, J. Design of a μ-synthesis controller to stabilize an unmanned helicopter. Proceedings of the 28th Congress of the International Council of the Aeronautical Sciences, Brisbane, Australia, Paper number ICAS 2012-11.5.2, 2012.

Получените резултати потвърждават работоспособността на разработените алгоритми за управление и показват възможността за вграждане на регулатори от висок ред в ЦСК. По този начин значително се подобрява качеството на системата за управление при наличие на значителна неопределеност и външни смущения.

Department of Systems and Control Technical University–Sofia, 8 Kliment Ohridski Str. 1000 Sofia

ЛИТЕРАТУРА BULGARIA E-mail: ts_slavov@tu-sofia.bg 1. Cai, G., Chen, B.M., Dong, X., Lee, T.H.

Design and implementation of hardware-in-the-loop simulation system for small-scale UAV helicopters. Mechatronics, 19(7), p.1057-1066, 2009.

E-mail: l_mollov@abv.bg E-mail: jkralev@yahoo.com E-mail: php@tu-sofia.bg

Постъпила на 25.02.2013 г. 2. Castillo-Effen, M., Castillo, C., Moreno, W.,Valavanis, K.P.Control Fundamentals of Small Miniature Helicopters - A Survey. In: Valavanis, K.P. (Ed.): Advances in Unmanned Aerial Vehicles, p. 73-118. Springer, 2007.

3.Gavrilets, V., Mettler, B., Feron. E. Dynamicmodel for a miniature aerobatic helicopter. Technical report, MIT-LIDS Report LIDS-P-2580, 2003.

4. La Civita, M., Papageorgiou, G., Messner,W.C., Kanade, T. Design and flight testing of a high-bandwidth H∞ loop shaping controller for a robotic helicopter. Journal of Guidance, Control, and Dynamics, 29(2), p. 485-494 ,2006.

5. Mettler, B. Identification Modeling andCharacteristics of Miniature Rotorcraft. Kluwer Academic Publishers, Boston, 2003.

6. Poslethwaite, I., Prempain, E., Turkoglu, E.,Turner, M.C., Ellis, K., Gubbels, A.W. Design and flight testing of various H∞ controllers for the Bell 205 helicopter. Control Engineering Practice, 13(3), p.383-398, 2005.

- 274 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

МУЛТИМЕДИЙНО ПРИЛОЖЕНИЕ ЗА ОБУЧЕНИЕ ПО FLASH

ВАЛЕНТИНА ВОЙНОХОВСКА, СВЕТЛОЗАР ЦАНКОВ, РУМЕН РУСЕВ

Резюме: Тази статия е свързана с изследване, проведено в сътрудничество с три висши учебни заведения – Русенски университет Ангел Кънчев, Нов български университет и Югозападен университет „Неофит Рилски“. То е подпомогнато от Национален фонд Научни изследвания, проект ДФНИ-И01/10. Основната цел на проекта е изследване на иновационни методи за оценка на компетенции в среди за електронно обучение. Конкретната статия представя мултимедийно приложение за обучение, което съдържа софтуерни симулации. То е създадено за целите на обучението по дисциплината Мултимедийни системи и технологии и се използва като допълнително помощно дидактическо средство. Ключови думи: мултимедия, обучение

EDUCATIONAL MULTIMEDIA APPLICATION WITH SOFTWARE SIMULATIONS

VALENTINA VOINOHOVSKA, SVETLOZAR TSANKOV, RUMEN RUSEV

Abstract: This paper is related with a research developed in collaboration by three higher education institutions – University of Ruse, New Bulgarian University and South-West University "Neofit Rilski". The research is supported by National fund: Bulgarian science fund, project ДФНИ-И01/10. The major objective of this project is to research innovative methods for assessing competence in e-learning environments. The specific article presents a multimedia learning application with software simulations. It is developed for the course Multimedia Systems and Technologies and it is used like additional didactic tool.

Key words: multimedia, education

1. Въведение Въпреки че се използват от няколко

десетилетия, компютърните технологии се приемат за нови поради тяхното постоянно обновяване в технологичен и практически аспект. Честото им използване в различни интелектуални и производствени човешки дейности налага непрекъснато повишаване на тяхната ефективност.

Интересът към навлизането и използването на компютърните технологии в

образованието нараства все повече и повече. Различни автори са на мнение, че въвеждането на новите технологии в условията на обучение водят до значителни изменения в учебния процес и в дейностите и взаимоотношенията на субектите на процеса на обучение [3, 5, 6].

Новите технологии и мултимедията предлагат на обучаемите значителна гъвкавост, лесен достъп до информация и възможност за учене според техните специфични нужди и индивидуални особености.

- 275 -

Отличителна черта на дигиталната мултимедия е възможността за осигуряване на взаимодействие с потребителя. Така терминът мултимедийни технологии винаги ще означава, че има един елемент на интерактивност. Концепцията за интерактивност се разглежда в две насоки: 1) възможността на системата да предоставя на отделния потребител управлението на скоростта на представяне и избора кой път да следва при движение в съдържанието и 2) възможността на системата да приема вход от потребителя и да осигурява подходяща обратна връзка като изход.

През последните няколко години има нарастващ интерес относно потенциала за използване на компютърните игри и симулациите като средства за обучение.

Много автори [1, 2, 4] считат, че обучението с използване на компютърни игри и симулации променят начина на учене, мотивират и ангажират обучаемите в учебния процес.

Симулацията е процес на имитиране на реално явление. Чрез нея се прави опит за предвиждане на аспекти от поведението на системи чрез създаване на техен приблизителен модел. Симулациите са един от най-ефективните начини за учене. Те са базирани на обикновена, но ефективна стратегия – усъвършенстване чрез практикуване.

Ученето, базирано на симулации, е базирано на активното учене и ученето чрез преживяване.

Основните предназначения на симулациите са: 1) за усъвършенстване знанията и уменията на обучаемите и 2) мотивиране на обучаемите за овладяване на нови знания и успешното им прилагане в различни ситуации. По същество симулацията е електронен еквивалент на ролева игра в реалистичен, макар и виртуален свят.

2. Предназначение и описание на

разработения продукт Анализ на съществуващи решения След проведено задълбочено изследване

за съществуващи решения бяха намерени приложения за обучение по Flash на английски и руски език. Всички те са разработени под формата на видео уроци и са придружени с говорни обяснения от преподаващия.

Lynda.com - Flash Professional CS5 Essential Training

Flash Professional CS5 Essential Training, на Тод Перкинс, разглежда основите на Flash Professional CS5 за създаване на анимации и интерактивни приложения за уеб и мобилни

устройства. Приложението започва с използване на инструменти за рисуване за създаване на проста анимация и продължава със създаване на по-сложни анимации, които включват и ActionScript. Курсът е разработен под формата на видео уроци на английски език. Осигурени са и помощни файлове, които може да се използват от обучаемите за изпълнение на учебните задачи. Други приложения с аналогично съдържание, разработени под формата на видео уроци и на английски език са:

Flash Professional CS4 Essential Training;

Flash Professional CS3 Essential Training;

KelbyTraining Flash CS4 Basics; LearnFlash.com:IntroductionToFlashCS

4; Learning Macromedia Flash MX 2004; Learning Flash CS3 Dynamic Learning; И др. Основы анимации, видеоуроки Flash Основы анимации, видеоуроки Flash с

автор Дмитрий Тарасов разглежда основите на създаване на анимация с Macromedia FlashMX2004. Уроците са създадени под формата на кратки видео уроци на руски език и включват следните теми:

Основи инструменти за рисуване; Създаване на статични илюстрации; Разглеждане на времевата линия и

нейните елементи; Използване на обекти от

библиотеката; Създаване на анимация на движение; Създаване на различни видове текст и

редактиране на текст; Предимство на разработения продукт Описаният в настоящата статия продукт

е разработен за целите на обучението по дисциплината Мултимедийни системи и технологии. Целта на използването му е по-лесно усвояване на новия материал и повишаване мотивацията на обучаемите при изучаване на темата Създаване на векторна анимация с AdobeFlash. Продуктът е разработен в среда на AdobeFlashCS3 и с помощта на Adobe Captivate. Психолого-педагогическата същност на продукта е насочена към бързо и ефективно обучение и е съобразена с психологическата и социалната характеристика на обучаемите. Структурата на мултимедийния продукт дава възможност на преподавателите и учащите да се ориентират лесно в учебното съдържание и очакваните резултати.

- 276 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Вграждането на картина, текст, звук, видео в настоящия мултимедиен продукт разширява възможностите за създаване на удобни за обучаемите форми за представяне на учебния материал и повишаване на разбирането.

Продуктът обединява в себе си медии, които въздействат върху различни сензорни канали и които формират положително ефективно състояние – фон, на който се осъществява образователно-възпитателният процес.

Мултимедийното приложение (ММП) е създадено с оглед на следните изисквания:

1) Позволява диалог с учащия, което дава възможност за избор на прекъсване и повторение, т.е. за промяна на хода на операциите.

2) За всяка от темите приложението предоставя възможност за Наблюдение на демонстрация, Тренировка и Оценяване (което се явява негово предимство пред горепосочените обучаващи продукти).

3) Преодоляване на контекста: сближаване на теорията и практиката.

4) Наблягане на конструиране, а не на възпроизвеждане на знания.

5) Активна роля на обучаемия (учащите не са само пасивни наблюдатели, както при обучението с използване на видео-уроци чрез горепосочените обучаващи продукти).

6) Обучението е базирано на определена цел в съчетание с целева обратна връзка. Тази възможност за обратна връзка и контрол върху потока на информация провокира активността на обучаемия, осигурява индивидуален подход за изследване и запаметяване и гарантира индивидуален темп за възприемане на информацията.

6) Възможност за задържане вниманието на обучаемите.

7) Повишаване мотивацията на обучаемите.

8) Предпоставка за реализиране на следните основни принципи на обучението – нагледност и атрактивност с включване на всички сетива на обучаемия, достъпност, самостоятелност и персонализация.

Описание на разработения продукт При разработването се акцентира върху

ролята на мултимедийния продукт при осъществяване на връзката между теорията и практиката. Той предоставя възможност на обучаемите за:

1) Наблюдение на демонстрация. 2) Практика. 3) Оценяване.

От началната страница на приложението се преминава директно към съответните страници на всяка тема (Фиг. 1).

Фиг. 1. Начална страница на приложението

За всяка от темите приложението

предоставя възможност за Наблюдение на демонстрация, Тренировка и Оценяване. При избор на определена тема на потребителя се предоставя текстово описание, което включва разясняване на основни понятия и концепции (Фиг. 2).

Фиг. 2. Бутони за Демонстрация, Тренировка и

Оценяване

При избор на бутон Демонстрация обучаемите наблюдават последователност от действия по предварително избраната от тях тема.

При избор на бутон Тренировка обучаемите работят директно в средата на Adobe Flash за изпълнение на последователността от наблюдаваните действия по предварително избраната от тях тема. Приложението предоставя напътствия и насоки, които насочват обучаемия в процеса на работа (Фиг. 3).

Освен видео демонстрация на предварително избраната тема, продуктът предоставя текстово описание стъпка по стъпка за изпълнение на последователност от действия (Фиг. 4).

При избор на бутон Оценяване обучаемите имат възможност за избор: оценяване на последователност от действия или тестови въпроси. Тестовите въпроси мога да бъдат въпроси с изборен отговор, въпроси с попълване, въпроси с издърпване и др.

- 277 -

Фиг. 3. Приложението предоставя насоки при

Тренировка

Фиг. 4. Текстово описание

В съответствие с общо дидактическите

цели на обучението при конструиране на задачите за изпълнение от обучаваните се съблюдават някои основни принципи, които са в основата на успешното усвояване на учебния материал. Като такива могат да се посочат:

1) Обобщаване на представите и формиране на понятията.

2) Практическа работа и обратна връзка, които позволяват развиване на умения на базата на упражнения и повторение.

3) Учене чрез правене, което включва изследване, придобиване на нови знания и решаване на проблеми.

4) Учене с опит – грешка, което включва експериментиране и интерактивно изследване.

5) Целево базирано учене, което осигурява мотивация и насърчава за придобиване на множество умения.

6) Учене с откриване, при което обучаемият учи самостоятелно чрез изследване на алтернативи и преодоляване на ограничения. Той е в основата на ученето с компютърни игри и симулации.

7) Ръководено учене, което включва осигуряване на специфични цели за постигане от обучаемите и за намиране на решения на поставения проблем.

8) Учене базирано на задачи, което включва предоставяне на задачи на обучаемите с постепенно нарастване на нивото на сложност.

Описаното приложение е създадено с Adobe Flash CS3 – софтуер за създаване на интерактивно съдържание, независимо от платформата. Предимство е взаимовръзката му с Adobe Captivate. При създаване на съдържание в Captivate изходът може да бъде експортиран като Flash-файл и HTML-файл.

Всички софтуерни симулации са предварително създадени в Adobe Captivate, след което са обединени в единно интерактивно мултимедийно Flash-приложение.

Adobe Captivate предоставя възможност за създаване на: мотивиращи компютърни симулации без да изисква умения за програмиране; автоматично генериране на интерактивни софтуерни симулации на процедури, включващи работни области, въвеждане на текст, подсказки и конструктивна обратна връзка; добавяне на видео за описание на дейностите по екрана; експортиране на проекта в SWF – файл, който може да се добави в презентация, PDF – документ и др.

Създаването на софтуерните симулации преминава през следните етапи:

1) Определяне на целите на обучението и учебното съдържание, което трябва да бъде представено на обучаемите.

2) Създаване на сценарий – скициране съдържанието на всеки слайд от проекта.

3) Записване на първоначална версия на проекта, която може да послужи като сценарий в Captivate.

4) Тестване на предварителната версия и коригиране (ако е необходимо).

5) Обединение на създадените софтуерни симулации в цялостен мултимедиен продукт в средата на Adobe Flash.

3. Изследване ефективността на

мултимедийното приложение За установяване ефективността на

разработения продукт, в рамките на проучване влиянието на информационните технологии и интерактивната образователна мултимедия върху мотивацията на обучаемите, е проведено качествено изследване. Обектът на изследването е учебно–познавателната дейност на студентите, магистри от специалността Информатика и информационни технологии в образованието, които са неинформатици. Целта на изследването е проучване възможностите и ефекта от интегриране на информационните технологии и интерактивната образователна мултимедия в обучението по различни информатични дисциплини и по-конкретно влиянието им върху мотивацията за изучаване на предмета

- 278 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Мултимедийни системи и технологии в обучението.

Проведеното изследване цели да даде отговор на следните въпроси: 1) Може ли и в каква степен съвременната образователна интерактивна мултимедия, интегрирана в процеса на обучение, да повлияе върху мотивацията за учене, а оттам и на ефективността на овладяване на знания и умения? и 2) Как и в каква степен разработения дидактически мултимедиен продукт оказва влияние върху мотивацията и подпомага учебната подготовка на студентите?

Качественият анализ позволи проследяването на всеки обучаем поотделно с оглед на емпиричните данни, получени за него в хода на изследването с ММП. Направи се съпоставка между характеристиките на мотивацията им преди започване на изследването, резултатите от тестовете им, отговорите, които са дали по време на провеждане на полуструктурираните интервюта, характеристиките на мотивацията им след провеждане на изследването. Така се доби по-автентична картина за влиянието, което продукта оказва върху обучаемите. Учебният процес се насочи към развиване на активно мислене и способности на учащите, както и към холистично развитие на уменията за учене.

Използването на мултимедийния продукт показа, че магистрите неинформатици установяват ниво на потвърдено развитие и обогатено подобрено учене. Мултимедията ги провокира сами да си помагат, за да постигнат най-доброто от себе си. Още в началото на изследването се разбра, че повечето от тях не изявяват потенциала си поради липса на увереност.

Като цяло студентите, включени в изследването бяха много оптимистично настроени относно опита, който им предстоеше с използването на ММП за обучение за създаване на векторни анимации с Adobe Flash.

След анализа на всеки отделен обучаем, може да се направи една обобщена картина на процесите в обучението. Тя представляваше оживена учебна среда с изобилие от дейности и взаимодействие. Мултимедийният продукт се оказа богат източник на стимулиране, учене и потенциални постижения. Обучаемите можеха и поеха контрол върху собственото си учене и учебен опит.

Природата на мултимедийният продукт предостави на студентите възможност:

Да се придвижват се в приложението като се връщат назад и преглеждат това, което вече са изучили;

За работа със собствен темп и постигане на независимост от преподавателя;

За наблюдение на дейности, упражняване на наблюдаваните последователности от действия с осигурена непосредствена обратна връзка и самооценяване.

Почти всички студенти ентусиазирано потвърдиха, че часовете, проведени с ММП, им харесват, от което проличава мотивационният ефект на мултимедията. Те се чувстваха уверени и спокойни, докато използваха интерактивната мултимедийна програма и приемаха решаването на проблемите като предизвикателство.

Анализът на данните показа високо ниво на увереност при използването на ММП при всичките обучаеми. Дори и за тези, които не притежаваха добри компютърни умения, това не беше пречка за придобиване на учебен опит. Според обучаемите използването на приложението се е отразило положително върху опитността им по време на учебните часове. Това включва признаването и цененето на скоростната обратна връзка, възможността да избират да работят по групи или самостоятелно, както и кое упражнение и по колко пъти да правят, възможността за визуална стимулация.

Всяка тема допринесе много за ученето им, защото те бяха активно ангажирани в работния процес. Подкрепящ фактор беше и разнообразието на поднесения материал. Получи се интересна динамика в учебните дейности. По време на работа те взаимодействаха помежду си открито и без притеснения, което даде възможност на по-слабите студенти да добият увереност и стимулира ученето им. Обмяната на учебния опит усилваше социалното взаимодействие. Колкото по-задълбочено разменяха идеите си относно начина на извършване на упражненията, толкова по-цялостно ставаше взаимодействието помежду им.

Анализът на данните показа наличието на съществени разлики в знанията на обучаемите преди и след емпиричното изследване. По-малко знаещите положиха сериозни усилия да направят значителни подобрения в знанията си по избраната дисциплина. Всички бяха единодушни, че желанието да изучават дисциплината и конкретно разглежданата тема за създаване на векторни анимации се е повишило (в различна степен) с използването на ММ, отколкото преди. Дори и тези, които регистрираха по-малък напредък, отчетоха ползите от този тип учене и

- 279 -

получените определени знания, които с времето се запазиха.

По време на учебния процес, проведен с продукта обучаемите се превърнаха от пасивни реципиенти на знания в активни участници в конструирането на такива, като правеха успешни опити да се изявяват, което не се получаваше в традиционното обучение с повечето от тях.

4. ЗаключениеВ заключение може да се обобщи, че по

време на изследването използваното мултимедийно приложение е ценен мотивационен фактор в процеса на учене по избраната дисциплина. По този начин се дава възможността да се повиши мотивацията и да се внесе разнообразие в провежданите редовни учебни часове. Упражнения, представени по този интерактивен начин, допълват и повишават опитността на обучаемите. Не е необходим изборът дали упражненията да се правят по новия интерактивен или по традиционния начин, защото резултатите са в полза на първия.

Описаното приложение е разработено с цел улесняване процеса на обучение, мотивиране на обучаемите да участват активно в учебния процес и повишаване равнището на знания и умения на студентите по дисциплината Мултимедийни системи и технологии.

В бъдеще се планира усъвършенстване на мултимедийното приложение в следните насоки:

1) Ще бъдат обхванати всички теми отучебното съдържание по разглежданата дисциплина;

2) Заедно с текстовите обяснения щебъдат добавени аудио коментари за извършваните дейности;

3) Извеждане на информация за товаколко време е необходимо за зареждане на ресурсите;

4) Осигуряване възможност на преподавателя да следи изпълнението на дейностите на обучаемия.

ЛИТЕРАТУРА

1. Alessi, С., S. Тrollip. Multimedia for learning.Boston: allyn and bacon, 2001.

2. Becker, K. Teaching with games: theminesweeper and asteroids experience. The Journal of Computing in Small Colleges, Vol. 17, 2001, 23–33.

3. Dean, Ch., Q. Whitlock. handbook of computer

based training. London. Kogan Page, 1992.

4. Grice, R., L. Strianese. Learning and buildingstrategies with computer games. In Proceedings of 2000 Joint IEEE International and 18th Annual Conference on Computer Documentation, Cambridge, MA, USA, 2000.

5. McConnell, D. Implementing computer supported co-operative learning. London. Kogan Page, 1994.

6. Underwood, J. Linguistics, computers, and thelanguage teacher: A communicative approach. Rowley, MA: Newbury House, 1984.

Department of IIT University of Rousse–Rousse 8 Studentska St. 7017 Rousse BULGARIA E-mail: voinohovska@ami.uni-ruse.bg E-mail: stzancov@ami.uni-ruse.bg E-mail: rir@ami.uni-ruse.bg

Постъпила на 28.02.2013 г.

- 280 -

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

КРИТЕРИИ ЗА РАФИНИРАНЕ НА ОТРАБОТЕН ХАФНИЙ ЧРЕЗ ЕЛЕКТРОННОЛЪЧЕВО

ТОПЕНЕ

ВАНЯ ВАСИЛЕВА, КАТЯ ВУТОВА

Резюме: Определени са стойности на коефициентите на относителна летливост за метални примеси в хафний (Hf) и стойности на свободната енергия за възможни химични взаимодействия при електроннолъчево топене и рафиниране (ЕЛТР) на отработен хафний. Изследвани са факторите, управляващи рафиниращите процеси и са подбрани критерии, оценяващи възможността за протичане на рафиниране. Представени са данни и са анализирани резултати от проведени експерименти. Предложена е технологична схема за ЕЛТР на отработен хафний за конкретно електроннолъчево оборудване. Ключови думи: електроннолъчево топене и рафиниране (ЕЛТР), примеси, хафний

CRITERIA FOR REFINING OF HAFNIUM SCRAP USING ELECTRON BEAM MELTING

VANIA VASSILEVA, KATIA VUTOVA

Abstract: Values of the coefficients for relative volatility of metal impurities in hafnium (Hf) and values of the free energy for possible chemical reactions at electron beam melting and refining of Hf scrap are estimated. Factors controlled refining processes are investigated and criteria, measured the possibility for refining go are selected. Obtained experimental data are presented and discussed. Technological scheme for EBMR of hafnium scrap is proposed for concrete electron beam equipment. Key words: electron beam melting and refining (EBMR), impurities, hafnium, scrap

1. Въведение Вакуумът в металургията (максимално

налягане в работното пространство 10-3 Ра) ускорява протичането на химичните реакции, при които поне един от получените продукти е газ. Някои от тези реакции не могат да протекат при атмосферно налягане. Работната температура за много от химичните процеси, свързани с отделяне на газове и летливи съединения също се понижава. Посоката и скоростта за протичане на химичните взаимодействия при рафиниране във вакуум

зависят от състоянието на рафинирания метал и примесите при изпарение, дегазация, дисоциация или дестилация на съединения. Чрез кондензация или вакуумиране се отнема част от получения газов продукт и това помага за пълното протичане на тези взаимодействия.

Електроннолъчевото топене (ЕЛТ) във вакуум е доказан метод за рафиниране на метали, активни към кислорода при загряване и за рециклиране на отработени чисти метали, при които основното замърсяване обикновено е кислород [1-3,6]. За повторната преработка на

- 281 -

такива метали е важно да се намерят оптимални условия за постигане на максимално обезгазяване при минимални тегловни и енергийни загуби.

Рафинирането при ЕЛ топене протича в обема течен метал или на реакционните повърхности течен метал-вакуум в три реакционни зони: предната част на стапяния метал, падаща капка и течна вана във водоохладен кристализатор [3]. Ефективността му зависи не от сумарното налягане в работната камера, а от парциалното налягане на компонентите, участващи в химичните взаимодействия.

За многокомпонентна метална система, каквато е разтопения във вакуум метал, критерий за оценяване ефективността на рафиниране е относителната летливост α, която може да бъде пресметната чрез зависимостта:

αi = iR

i R

Mpp M

, (1)

където рR и pi са парциалните налягания нa основния метал и на примеса, а MR и Mi са молекулните тегла, съответно на основния метал и на металния примес. [1]

При ЕЛТР на метали рафиниращите процеси включват и често са повлияни от химични взаимодействия между металните примеси и газовете в течния метал. Възможността за протичане на всяко химично взаимодействие се оценява чрез изобарно-изотермичния потенциал, т.н. свободна енергия ΔF. Стойностите на ΔF се изменят при промяна на налягането и температурата и могат да бъдат пресметнати чрез зависимостта:

ΔF = ΔF0 – RT ln pn , (2)

където ΔF0 и ΔF са свободните енергии за протичане на дадена реакция при атмосферно налягане и във вакуум съответно; R е газовата константа и е равна на 8.31 kJ/kmol, Т – работна температура [К]; p – налягането, при което протича рафиниращият процес (в случая 10-3 Ра), а n е броят на атомите, участващи в химичната реакция. Условие за протичане на химично взаимодействие е ΔF<0. При по-високи парциални налягания и стабилни връзки в молекулите на образуваните оксиди, нитриди и хидриди те се отделят от повърхността на течния метал чрез дестилация. При рафинирането на чисти метали, поради

ниската концентрация на металните примеси, начина за отделянето на кислорода е различен.

В настоящата работа са представени получени данни и са анализирани резултати от проведени експерименти за ЕЛТР на отработен хафний. Изследвани са факторите, управляващи рафиниращите процеси и са пресметнати числени стойности на коефициентите на относителна летливост за метални примеси в хафний (Hf) и стойностите на свободната енергия за възможни химични взаимодействия като критерии, оценяващи възможността за протичането им при електроннолъчево топене и рафиниране (ЕЛТР) на отпадъци от хафний с ниско съдържание на метални примеси.

2. Експериментални условия за електроннолъчево топене и рафиниране на отработен хафний Експериментите са проведени на

електроннолъчева инсталация за топене и рафиниране ЕЛИТ-60 в Лаборатория „Физични проблеми на електроннолъчевите технологии” на Институт по електроника – БАН. Максималната мощност на използваната електронна пушка е 60 kW, а подаването на изходния материал в зоната на топене е хоризонтално.

Фиг. 1. Изходен материал и течна вана при ЕЛТР на Hf (ЕЛИТ-60)

Като изходен материал (фиг. 1) при ЕЛ рециклиране на хафний са използвани образци от стружки хафний с ниско съдържание на метални примеси, който при предходна употреба е окислен. Материалът е предварително обезмаслен и пресован като шайби с диаметър 60 mm и височина 10 mm. Мощността на електронния сноп (Рл) e 12 kW ; 15 kW и 17 kW , a времето за рафиниране е 2 min и 4 min. В работни условия е измервана температурата на течния метал в центъра на повърхността на ваната (фиг. 1) чрез двуцветов

- 282 -

оптичен пирометър QP-31 и специални филтри за корекция на лъченето по време на експеримента. Химичнитe състави на образците преди и след електроннолъчевото топене са определяни чрез ICP MS анализ.

3. Резултати На фиг. 2 са представени парциалните

налягания рi за всеки от металните примеси в хафния при различни стойности на работната температура в диапазон от 2500 К до 3000 К. [5]

1,00E-06

1,00E-04

1,00E-02

1,00E+00

1,00E+02

1,00E+04

1,00E+06

1,00E+08

MgMnCr Pb AgAs Al Fe Ni Ti CoMo V Hf Zr Ta W

2500

2700

2900

3000

Фиг. 2. Парциално налягане на металните примеси в хафний за температурен диапазон

2500К – 3000К

Примесите цирконий, тантал и волфрам, които се намират в дясно от хафния и парциалните им налягания са по-ниски от тези на рафинирания метал, не могат да бъдат отстранявани в процеса на ЕЛТР. За примесите, намиращи се в ляво от хафния, е възможно отделянето им от реакционната повърхност течен метал/вакуум като върху степента на рафиниране влияние оказват технологичните параметри - мощност на електронния сноп (респективно температура на прегряване на течния метал) и скорост на топене (респективно продължителност на електроннолъчевото въздействие върху метала).

При измерените работни температури 2500К и 2700К стойностите на относителната летливост αi за металните примеси в отработен Hf са пресметнати (чрез зависимост (1)) и представени на фиг. 3. Параметърът αi може да приема стойности в твърде широк диапазон - от 10-9 до 105.

Леснолетливите примеси, разположени в ляво от хафния (фиг. 3), имат стойности αi << 1 и отделянето им от рафинирания метал се очаква да е безпроблемно.

За нелетливите примеси, разположени в дясно от хафния, αi >> 1 и отделянето им не е възможно при нито един от изследваните режими за ЕЛТР на отработен хафний.

За примесите, чиито стойности на αi са приблизително 1, отделянето им е възможно, но е затруднено и се осъществява при определени условия и със загуба на основния метал. Важно е да бъдат определени оптимални условия за достигане на най-добро рафиниране при минимални загуби от изпарение на рафинирания метал.

1,00E-10

1,00E-08

1,00E-06

1,00E-04

1,00E-02

1,00E+00

1,00E+02

1,00E+04

1,00E+06

1,00E+08

MgMn Cr PbAg As Al Fe Ni Ti CoMo V Hf Zr Ta W

2500

2700

Фиг. 3. Стойности на относителната летливост αi за примесите в Hf при

температура на течния метал 2500К и 2700К Получените резултати от ICP MS анализа за

концентрациите на примеси след ЕЛТР на хафний, представени в Таблица 1, потвърждават извода относно поведението на примесите с ниско парциално налягане, за които съществуват термодинамични ограничения за рафиниране (фиг. 2).

Концентрацията на волфрам, тантал и цирконий не намалява при нито един от изследваните технологични режими за ЕЛТР на хафний. Само за част от примесите без термодинамични ограничения (олово, титан и кобалт, намиращите се в ляво от Hf на фиг. 2, 3) отделянето им при ЕЛТ за изследваните режими е възможно. За друга група примеси като манган, ниобий и хром продължителността на електроннолъчево въздействие е важен фактор за намаляване на тяхната концентрация в състава на рафинирания хафний. Освен технологичните параметри - температура на течния метал и време за рафиниране, от значение за поведението на всеки примес е дали той е свързан с някой от газовете в течния метал или е в свободно състояние при конкретните работни условия.

Пресметнати са стойностите на свободната енергия за възможни химични взаимодействия между металните примеси и кислорода при изследваните работни температура и налягане 10-3 Ра. [4] Получените данни са представени в Таблица 2.

- 283 -

Таблица 1 Експериментални данни за ЕЛТР на отработен хафний.

Технологични параметри Ci [ppm] P T τ GHf

O Zr Ta W Co Pb Ti Cr Nb Mn kW K min g

1 12 2500 2 503,4 544 5226 6,8 11,3 0,27 0,33 41,4 5,21 8,89 0,1 2 12 2500 4 418,5 34,7 1620 2,4 6,1 4,00 0,08 56,4 6,70 4,4 0,6 3 15 2700 2 843,9 26,8 1865 2,0 3,7 0,02 0,55 3,03 0,00 3,3 0,33 4 15 2700 4 950,3 12,0 2856 3,9 17,2 0,18 0,16 4,33 31,20 12,8 1,6 5 17 2900 2 654,3 168 1972 3,5 7,3 0,13 0,07 23,5 0,90 0,39 0,18 6 17 2900 4 642,2 33 2535 6,8 48,3 1,4 0,09 33,3 7,90 6,2 3,96

Концентрация преди ЕЛТР 524 1200 3,29 2,09 2,46 3,29 1,46 16,00 2,46 2,01

Таблица 2

Стойности за свободната енергия ΔF за окислителните процеси, протичащи при ЕЛТР на Hf за работни температури 2500К и 2700К Δ F2500K,

kJ/kg Δ F2700K,

kJ/kg 2Pb+ O2→2PbO +1937 +2150 2Co+ O2→2CoO +4805 +5464 2Mn+ O2→2MnO +2603 +3429 Hf+ O2→HfO2 -894 -540 4Ta+ 5O2→2Ta2O5 -2964 -2248 Zr+ O2→ZrO2 -2226 -1534 4Cr+ 3O2→2Cr2O3 -3342 -1958 4Nb+ 5O2→2Nb2O5 -4762 -3927 Ti+ O2→TiO2 -2885 -1886

На фиг. 4 са представени експериментални

кинетични зависимости на концентрацията на кислород след ЕЛТР на отработен хафний от технологичните параметри време за рафиниране τ и мощност на електронния сноп Рл. Независимо от механизмите, по които протича отстраняването на кислорода, най-добро рафиниране - до 97.7% е постигнато за време τ = 4 min при изследваните мощности на електронния сноп. Примеси като олово, кобалт и манган не могат да се свържат с кислорода (ΔF >0 и за двете работни температури). Тяхното отстраняване от състава на хафния в процеса на ЕЛТР може да се осъществи единствено чрез дегазация. Затова по-високите мощности на електронния сноп (съответно по-високите температури на реакционната повърхност) са благоприятно условие за по-голяма скорост на изпарение на свободните метални атоми. На фиг. 5а са представени експериментални кинетични криви за отделянето на олово – представител на тази група примеси при ЕЛТР на отработен Hf с ниско съдържание на примеси.

Фиг. 4. Зависимост на СО2 от τ и Р л при

ЕЛТР на отработен хафний

За примесите Ta, Zr, Cr, Nb и Ti ΔF < 0 и е възможно част от тях да отнемат кислород от оксида на хафния, да се окислят и да напуснат течния метал чрез дестилация на техен оксид. Степента на рафиниране в този случай ще зависи преди всичко от скоростите на изпарение на оксидните молекули при съответната работна температура. Протичащите химични взаимодействия между наличните в течния метал оксиди при различни работни температури са многобройни. Едно възможно обяснение за повишаване концентрацията на примеси, отделящи се чрез дестилация, е участието на молекули оксид на хафния в общия дестилационен поток. Това води до загуби на основния метал и относително повишаване концентрацията на всеки от тези примеси. На фиг. 5б са представени кинетични криви за отделянето на титан - примес, отделящ се чрез дестилация при ЕЛТР на Hf. Не се наблюдават по-ниски концентрации на примесите, които се отделят чрез дестилация, след втората минута на рафиниране.

Получените резултати показват, че при ЕЛТР на хафний до τ = 2 min рафинирането на металните примеси почти не зависи от мощността (т.е. температурата на течния метал). След този момент се наблюдава относително повишаване на

- 284 -

концентрацията на тези от тях, които се отделят чрез дестилация на техни оксиди.

При продължително въздействие при всеки от изследваните режими на рафиниране обемът на тегловните загуби на основия метал

расте като с повишаване мощността на електронния сноп се отделят все по-леки фракции.

Pb, ppm

0

1

2

0 2 4

Време, min

C P

b, p

pm 12kW

15kW

17kW

Ti, ppm

04080

120

0 2 4

Време, min

C T

i, pp

m 12kW

15kW

17kW

. а. б

Фиг. 5. Изменение на концентрацията Сi от τ и Рл при ЕЛТР на отработен хафний

4. Заключение Получените резултати от проведеното

експериментално изследване на условията за рафиниране при ЕЛТ на отработен Hf показват, че термодинамични ограничения не позволяват отделянето на волфрам, тантал и цирконий. Степента на рафиниране за останалите примеси не се променя чувствително с повишаване мощността на електронния сноп, но тяхното съдържание в изходния метал е ниско и не оказва влияние на качествата на рафинирания метал. Най-добри резултати са получени при сравнително кратко въздействие на лъча (τ=2min). При продължително въздействие на електронния лъч (τ>2min) ефектът от рафиниране намалява поради тегловни загуби от изпарение на хафния, а съдържанието на някои примеси относително нараства. Отстраняването на цирконий, който е съпътстващ елемент за Hf и присъства в най-големи количества като примес в състава му, е възпрепятствано от термодинамични ограничения, поради което общата степен на рафиниране на хафния след ЕЛТР се повишава с 0.1% .

Получените резултати и постигнатата висока степен на рафиниране за кислород (97.7%) при получаване на слитъци с плътна структура и размери, подходящи за следващо приложение, показват, че ЕЛТР е ефективен метод за рециклиране на отработен Hf с ниско съдържание на метални примеси. Предложена е технология за рециклиране на скрап, съдържащ хафний, включваща два етапа:

І. Първична обработка на изходния материал - омаслени стружки със средно съдържание на хафний 99.6 %., които се обработват с киселина и се пресоват във вид на

таблетки със средна концентрация на хафний 99.7 %.

ІІ. Рафиниране чрез топене в електроннолъчева инсталация ЕЛИТ-60, при което се получава хафний с чистота 99.8%, при среден рандеман 92.4%.

Благодарности Изследванията и публикуването на

резултатите са реализирани в рамките на проект ДО 02-127/2009 (BIn-5/2009), финансиран от фонд „Научни изследвания” и на междуакадемичното сътрудничество на ИЕ-БАН и Националния институт по лазери, плазма и радиационна физика на Румънската Академия на Науките по проект “Изследване на физични и топлинни процеси при взаимодействието на концентрирани енергетични потоци с материали”.

ЛИТЕРАТУРА

1. Бобров Ю.П. и съавт. Рафинирование рутения методом электронно-лучевой плавки, “Вопросы атомной науки и техники”, Серия: Вакуум, чистые материалы, сверхпроводники (19), 6, с. 11-17, 2011.

2. Вутова К. Сб. “Получаване на нови материали чрез рециклиране на отпадъци от реактивни и труднотопими метали по електроннолъчев метод”, ИЕ-БАН, София, 2012.

3. Младенов Г. Електронни и йонни технологии, Академично издателство “Проф. М.Дринов”, София, 2009.

- 285 -

4. Уикс К.Е., и Блок Ф.Е. Термодинамические свойства 65 элементов, их окислов, галогенидов, карбидов и нитридов, Изд.Металлургия, 1965.

5. Samsonov G, Chemo-physical Properties ofElements, Kiev, Naukova doumka Publ. House, 145, 1965.

6. Sharma I.G., N. Krishnamurthy, and A.K.Suri, Electron beam melting of reactive and refractory metals and alloys, Proceedings of Indo-Bulgarian Workshop on Electron Beam Technologies and Applications, ed. A.K.Das, Mumbai, India, 42-50, 2004.

Laboratory “Physical problems of Electron Beam Technologies” Institute of Electronics, BAS 72 Tzarigradsko shosse blvd. 1784 Sofia BULGARIA E-mail: vvvania@abv.bg E-mail: katia@van-computers.com

vutova@ie.bas.bg

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 286 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРИЛОЖЕНИЕ НА МЕТОДА НА ФИКСИРАНИЯ АНАЛИЗАТОР ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА

ПОЛЯРИЗАЦИОННО МОДОВА ДИСПЕРСИЯ НА КОМУНИКАЦИОННИ ОПТИЧНИ ВЛАКНА В

ПОЛЕВИ УСЛОВИЯ

ВАНЯ ПЛАЧКОВА, ТИНКО ЕФТИМОВ

Резюме: Използвайки усредняване по последователност от случайни поляризационни входни състояния бе определена поляризационно модовата дисперсия (ПМД) в оптичен кабел съставен от 144 последователно свързани влакна по метода на фиксирания анализатор в режим на пропускане. Поради недостатъчния динамичен обхват на оптичния спектрален анализатор не беше възможно да се извърши измерването в режим на отражение. Тестовете в полеви условия, извършени във фирма, занимаваща се с оптичен интернет показват, че емпиричното разпределение на експерименталните резултати може да бъде напасвано с Максуелово разпределение при 95% доверителен интервал. При направената съпоставката с международните комуникацини стандарти се установи, че изследваните влакна съставящи кабела са подходящи за изграждане на комуникацини линии със скорост на предаване до 40 Gb/s. Ключови думи: поляризационно модова дисперсия , комуникационно влакно

FIELD MEASUREMENT OF POLARIZATION MODE DISPERSION OF COMMUNICATION

FIBERS USING THE FIXED ANALYZER METHOD WITH POLARIZATION AVERAGING

VANYA PLACHKOVA, TINKO EFTIMOV

Abstract: By averaging over a sequence of random input polarization states, we have determined the polarization mode dispersion (PMD) and obtained the DGD probability distribution in an optical cable line made of 144 stacked fiber pieces. The fixed analyzer method in a transmission mode has been used. Due to the insufficient dynamic range of the optical spectrum analyzer the measurements could not be performed in reflection mode because of the accumulated losses. The field tests performed at a fiber cable installation company show that the empiric distribution of experimental results can be fitted by a Maxwell distribution with 95% confidence level. Reference to the international communication standards shows that the fibers under test are convenient for building 40 Gb/s high bit-rate systems. Key words: polarization mode dispersion , communication fibers ,

- 287 -

1. Introduction: High-speed high-capacity communications

are the basis of contemporary global communication networks using single mode optical fibers [1]. In these fibers pulse broadening is caused by chromatic and polarization mode dispersion [2, 3]. When the former can be compensated and is nullified the only limitation to high bit-rate communication is the polarization mode dispersion. While modern fibers are manufactured with more stringent control on fiber quality [2], older brands already installed and in use feature more imperfections and exhibit higher PMD. For the present day communications systems the PMD is the key limiting factor for achieving 10Gb/s and 40 Gb/s

The accurate determination of the PMD is of paramount importance for the characterization of the transmission properties of high-speed (above 2.5 Gb/s) long-haul (above 100 km) optical communication lines. A number of methods have been developed to measure PMD and the group-delay statistics and several types of PMD meters are commercially available [4-6].

In the present paper we apply the well known fixed analyzer method in combination with input polarization changes to generate a large number of independent measurements which enable statistical treatment of the effect of random perturbations on the PMD..

2. Pulse broadening in single mode optical fibers In optical fibers the differential group delay

between the fastest and the slowest components of a light pulse is given by

222PMDchr (1)

where chr is the broadening due to the chromatic dispersion, while PMD is the broadening caused by the different delays of the X and Y polarizations of the fundamental mode. The corresponding dispersion is physically the intermodal dispersion between two orthogonal polarization modes known as polarization mode dispersion (PMD). Since chromatic dispersion can be nullified or compensated, i.e. 0 chr , the only limitation to bit-rate is the PMD.

3. State of polarization in optical fibers Състояние на поляризацията в оптични влакна

Polarization is the property of electromagnetic waves related to the direction

of oscillation of the electric vector E and the type of trajectory followed by its end – linear, circular or, in the general case – elliptical.

Х линейна поляризация

Y линейна поляризация

45линейна поляризация

-45линейна поляризация

Кръгова поляризация

Елиптична Поляризация

Частично Поляризирана

Неполяризирана

4. Uniform and random birefringence in optical fibers

An ideal conventional optical fiber preserves the state of polarization when in a single-mode regime of operation because the propagation constant of the X- and Y-polarized fundamental mode are the same and are thus degenerate. Minute external perturbations imposed upon the fiber introduce birefringence and break the degeneracy due to which the X- and Y-polarizations have different propagation constants x and y accumulate a phase difference . In result the polarization changes from linear to elliptic and back to original along the fiber. Fig.1. Polarization components of the fundamental

mode in a linearly birefringent fiber with core ellipticity.

Artificial birefringence thus causes a difference

in the time delays and a differential group delay (DGD) between X- and Y-polarized fundamental mode arises which we dente as g. Differential group delay arises because of polarization mode dispersion (PMD) which is the DGD between the two polarizations per unit length of the fiber. To define PMD we assume that the propagation constant difference = x - y is frequency (wavelength) dependent and expand it into a Taylor series as:

Бавна ос

Оптично влакно

Бърза ос

Електрически вектор

- 288 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

.....00 g (4) where 0 is the propagation constant difference at a center frequency 0. When = const along the fiber we have uniform birefringence and if varies along the fiber the birefringence is random.

5. Birefringence in optical fibers and PMD State of polarization in optical fibers

The state of polarization in optical fibres is determined by the input polarization state and by the existence of birefringence in the fibre. Uniform birefringence can be either linear, circular or, generally, elliptical. Core/cladding ellipticity, lateral stress and bending cause linear birefringence and the fibre preserves linear polarization launched along the X or Y axis. Twists, helical winding and Faraday effect cause circular birefringence so the fibre preserves circular polarizations. Combining linear and circular birefringence produces elliptical birefringence. Birefingence can be unform and random. Uniform birefringence is caused by a constant and uniformly distributed perturbations imposed upon the fibre. When the strength and the position of the perturbations vary randomly so is the birefringence. Uniform birefringence and PMD We consider uniform linear birefringence along a fibre caused, for example, by an elliptical core. The propagation constants for the X- and Y-polarized fundamental modes xLP01 and yLP01 . x and y are different and the propagation constant difference at a central frequency 0

c

ncn

cn fs

yx

000000

(2)

is nonzero. In (1) yxfs nnnnn is the

fiber modal birefringence where sn and fn are the effective refractive indices along the slow and the fast axes, denoted as X and Y, and the refractive indices become xn and yn which are different. This causes the different polarizations to delay differently and hence a differential group delay (DGD) g.

We now expand (1) in series and restrict to the first order term

00 g (3)

where 0 is the propagation constant difference at 0. Multiplying (2) on both sides by the fiber length

L yields the total phase difference accumulated between the two polarization modes.

LLL g 00 (4) In (4)

Lgg (5)

is the DGD, while g (in ps/km) is the polarization mode dispersion (PMD). The PMD thus is the DGD per unit length. If we measure the average group delay g , then the average PMD will be:

kmpsL

gg /

(6)

Random birefringence and PMD coefficient

With random birefringence fast and slow axes interchange so the slow and the fast modes interchange optical power. This causes slow modes to move faster and fast modes more slowly on the average, so DGD does not grow linearly with fiber length bus is proportional to

LLL coeffgcgg ,.. (7) In (7)

cgcoeffg L , (8) is the PMD coefficient measured in ps/km,

and Lc is a critical fiber length over which polarization mode mixing is complete.

So the PMD coefficient which describes polarization mode dispersion in randomly perturbed fibres is calculated as

Lg

coeffg

, kmps / (9)

So (6) is the PMD for distances L << Lc, while (8) holds for long fibers for which L>Lc.

6. The fixed analyzer method Basic scheme

The fixed analyzer method is one of the standardized methods for the measurement of PMD and the PMD coefficient. The method is based on the classical polarimetric scheme in which the birefringent medium is placed between crossed polarizers with X-axis oriented at 45º with respect to the polarizer transmission axis.

It can easily be shown that in the case of a non-polarized source, the response of the fixed analyzer scheme is

)cos(141cos1

41

0 LS (10)

- 289 -

Or also, after reworking (4) the spectral dependence of (9) can be written as

zcS g 200 2cos1

41

(11)

where is the mean wavelength and L00 For a 2 phase shift of the above cos response the spectral period is found as:

cLg .

2

(12)

From (11) we can calculate the DGD and the PMD

czgg

2

(13)

Polarization averaging

For randomly birefringent long-haul fiber lines (L>Lc) the response (9) does not have a constant period . Instead we observe a response with randomly varying periodicity. The particular pattern depends on the input polarization. By varying the polarization prior to the test fiber we can achieve a variety of random period patterns and accumulate statistics on the distribution of the DGD. To vary input polarization we use the scheme in Fig. 1.

Fig. 1 Schematic representation of the fixed analyzer method with input polarization controller. In Fig. 1 the polarization controller is represented as a phase plate with a phase difference , rotated trough an angle Using Mueller matrices the response in this case is

cos2cos2sincos141 22

0 S

sin2cossin (14)

If we vary and the amplitude and the phase of the spectral response change. If the fiber is with randomly varying birefringence as shown in Fig.2, then by varying the state of polarization prior to the test fiber, the state of polarization may in certain sections of the fiber may be its eigenpolarization so this section will not contribute to the periodicity in the spectral response. In this way different statistical realizations can be observed and a sufficient number of measurements can be made.

Fig. 2 Schematic representation of a fiber with randomly oriented birefringence.

7. Significance of PMD for optical fiber communication systems

Polarization mode dispersion is of fundamental importance for high speed communication links o transmitting at rates Rb > 2.5 Gb/s. This PMD is particularly high for older brands of single mode fibers whose PMD value was not a parameter to minimize in earlier communication systems. In present-day high bit-rate systems PMD is the only limiting dispersion once the chromatic dispersion is compensated.

8. Field measurement of PMD in transmission mode Field measurements of the PMD were realized

with the DC Corporation using a multi-fiber cable. The individual fibers were spliced in series and a total length of 57,752 km, measured with a OTDR (Optical Time Domain Reflectometer). The experimental set up is shown in Fig. 3. By varying the orientation of the polarization controller’s coils placed after the polarizer we create different input polarizations and generate responses with randomly varying spectral periods .

Fig. 3 Schematic representation of the experimental set-up for the field measurement of the PMD in

transmission mode.

Fig. 4 presents a spectral dependence of the polarimetric response. Fig. 5 shows the statistical distributuon of the measured DGD a Maxwellian fit [7]

24

3

2

2 )()(32)(

ef (14)

P (45º) A (-45º)

Fiber under test

Polarization controller

FO polarizer

Spool with 144 optical

fibers

Broadband source

JW3107 ASE

FO analyzer

Optical Spectrum Analyzer AQ6331

- 290 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

-30

-28

-26

-24

-22

-20

-18

-16

-14

-12

-10

1530 1540 1550 1560 1570 1580 1590 1600 1610

Загу

би ,

(dB

)

lmin1lmin2

lmin3

lmax1 lmax2 lmax3

Fig. 4. Spectral response in transmission mode.

For = 3 degrees of freedom and for a 95% confidence level the 2 test yields

82.7157.3 2

32 (15)

The average DGD was measured to be

ps188.0 and the average PMD was found as

kmpsg /0034.0 while the PMD coefficient

is kmpscoeffg /025.0, . From (8) we find the critical length Lc as:

2,

g

coeffgcL

(15)

and the value obtained is Lc 54 km.

Fig. 5. Statistics of the field measurement of DGD by the fixed analyzer method in transmission mode.

In reflection mode the total losses in one

direction measured by an OTDR were of the order of 22.95 dB. With a double pass losses become approximately 46 dB which surpasses the dynamic range of the OSA so measurements become impossible.

Fig. 6 OTDR trace to measure the losses obtained

for a fiber length of 57.752 km.

TABLE 1. Bit-rate SDH format SONET format

40 Gb/s STM-256 OC-768

Equivalent time slot

DGD limit PMD coefficient for 400 km

25.12 ps 2.5 ps ≤ 0.125 ps/√km

The results obtained for the PMD and PMD coefficient show that the fibers can be used for building 40 Gb/s communication systems for the international standards shown Table 1 below.

9. Conclusions The results obtained permit us to formulate

the following conclusions: 1. The tested schemes of the method used here

are mobile, easy to apply for long-haul communication lines in field conditions

2. The use of polarization averaging by

changing the input polarization provides responses with varying spectral periodicities and helps generate statistical data.

3. Measurement in reflection mode demands

either more optical power from the ASE or greater dynamic range of the OSA.

References

1. Brandon Collings, Fred Heismann, Gregory Lietaert, “Advanced Fiber Optic Testing High-Speed Fiber Link and Network Characterization”, Reference Guide to Fiber Optic Testing, JDSU, 2010

2. Gregory Lietaert, Product Manager “Testing Polarization Mode Dispersion (PMD) in the Field”, JDSU , 2006.

ps188.0

ps148.0

- 291 -

3. Daniel A. Nolan, Member, Xin Chen,Member, and Ming-Jun Li, “Fibers With Low Polarization-Mode Dispersion”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 22, Issue 4, pp. 1066 (2004)

4. Paul Hernday, ”Dispersion Measurementsin Fiber-optic Test and measurements”, Dennis Derickson, ed. Prentice Hall, 1998. 5. Poh-Boon Phua, “Deterministic Approach toPolarization Mode Dispersion”, PhD Dissertation, MIT, USA, 2004

6. Fedor Mitchke, „Fiber Optics Physics andTechnology”, Heidelberg, Springer, 2010.

7. Sergey Ten, Merrion Edwards, „An Introduction to the Fundamentals of PMD in fibers,White Paper WP5051, Corning, 2006

Faculty of Physics and Engineering Technologies,PU “P. Hilendarski”, Plovdiv 4000 BULGARIA E-mail: vania_plachkova@abv.bg E-mail: teftimov@abv.bg

Постъпила на 04.01.2013 г.

- 292 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРИЛОЖНА ПРОГРАМА, ОСНОВАНА ВЪРХУ НЕСТАЦИОНАРЕН ТОПЛИНЕН МОДЕЛ ЗА СИМУЛАЦИЯ НА ТЕРМИЧНИТЕ ПРОЦЕСИ

ПРИ ЕЛЕТРОННО ЛЪЧЕВО ТОПЕНЕ НА МЕТАЛИ

ВЕЛИКО ДОНЧЕВ, КАТЯ ВУТОВА

Резюме: Разработена е приложна програма за симулация на топлинните процеси при Електронно Лъчево Топене (ЕЛТ) на метали, която се базира на разработен от нас нестационарен топлинен модел. Основата на модела и приложния софтуер е модифициран числен метод от тип „Писмен-Рекфорд”. Входни данни са технологични параметри на режима на ЕЛТ (мощност и радиус на електронния сноп, време на топлинно въздействие, скорост на капково добавяне и др.), топлофизични параметри на обработвания метал, размери на цилиндричния слитък и др. Тези данни се въвеждат посредством разработен графичен интерфейс (GUI). Приложната програма симулира промяната на температурните полета в метала през времето на термично въздействие като едновременно систематизира данни за изменението на важни параметри като: топлинни потоци през граничните области на слитъка, геометрия на течната вана в отливания блок и др. След завършване на числения експеримент са систематизирани и визуализирани данни за изменението на основни параметри, характеризиращи процеса на ЕЛТ на изследвания метал.Получените резултати дават възможност за изучаване, изследване и избор на подходящи режими за оптимизиране на процеса и получаване на чисти метали по електроннолъчев метод. Ключови думи: електронно лъчево топене и рафиниране, нестационарен топлинен математически модел, симулация, визуализация

APPLICATION SOFTWARE BASED ON NON-STATIONARY HEAT MODEL FOR SIMUALTION

OF THE HEAT PROCESSES DURING ELECTRON BEAM MELTING OF METALS

VELIKO DONCHEV, KATIA VUTOVA

Abstract: Application software for simulation of the heat processes during Electron Beam Melting (EBM) of metals is developed. It is based on a developed by us non-stationary heat model and a modified numerical scheme of “Pismen-Rekford” type is used. The input data are technological parameters of EBM (the power and radius of the electron beam, heating time, casting velocity, etc.), thermo-physical parameters of the material, dimensions of the cylindrical metal ingot, etc. These data are imported via the developed graphical user interface (GUI). The application software simulates the changes of the temperature fields in the metal ingot during the heating and in the same time systemizes data about the changes of important parameters such as: the heat streams through the different ingot boundaries, the geometry of the liquid pool

- 293 -

in the cast block, etc. At the end of the performed numerical experiment, data about the variation of important main parameters characterizing the EBM process is systemized. The obtained results give opportunity for studying, investigation and recommendation of suitable EBMR regimes for process optimization and obtaining of pure metals.

Key words: electron beam melting and refining, non-stationary mathematical heat model, simulation, visualization, application software

1. Въведение Електроннолъчевото топене (ЕЛТ) на

метали и сплави във вакуум е основен метод за рафиниране. В някои случаи той е единствено възможен за получаване на метали с висока чистота.[1-5] Схема на процеса на капково ЕЛТР, който протича във вакуумна камера, е представена на Фиг. 1.

Фиг. 1. Схема на ЕЛТР, гранични области и

топлинни потоци G1 – повърхността на формиращия се метал; G2 – граница течен метал/кристализатор; G3 – граница слитък/вакуум; G4 – граница слитък/водоохлаждаемо дъно

Повърхността (челото) на подавания

изходен метал се нагрява от електронен сноп, който се формира в електроннооптична система (или системи) – Фиг.1. Разтопеният метал във вид на капки пада във водоохлаждаем меден кристализатор с подвижно охлаждаемо дъно. Повърхността на метала (G1), отливан във водоохлаждаемия кристализатор, се нагрява също директно от електроните.

ЕЛТ осигурява по-висока степен на рафиниране на метала от примеси (газове, метали и неметални) в сравнение с другите методи, като получените материали са с хомогенна структура, без дефекти и с по-добри

работни характеристики. Протичащите процесите на рафиниране при ЕЛТ, както и качеството на получавания чист метал (структура и свойства) зависят от топлинните процеси и формата на кристализационния фронт (границата течен/твърд метал). Практически е невъзможно да се измерва изменението на температурата в отливания метал в реално време. Поради това, математическото моделиране и компютърната симулация са важни и необходими за изучаване, изследване и оптимизация на процеса ЕЛТ като дават възможност и за вариране на стойностите на технологични и други параметри, което при експерименти е скъпо и трудоемко.

2. Математически модел и числена схема

Разглеждаме двумерно нестационарно

уравнение на топлопроводността в цилиндрични координати с радиална симетрия [6-9]

2p

2

C1 T T V T T T( r ) kr r r z a z t t

(1)

в областта ( r,z,t )|0 r R,0 z H,0 t L

Температурата в началния момент се задава от 0T(0,r,z ) T ( r,z ) (2)

Граничните условия се описват с уравненията: 4 4

surf room pTG1: P (T T ) C .W.Tz

(3)

water2

wall

T TTG2 :r

(4)

4 4room

TG3 : (T T )r

(5)

water2

under

T TTG4 :r

(6)

Събираемото V Ta z

съответства на

внесената енергия от капките течен метал (Фиг. 1). a е коефициент на температуропроводност на метала. 2,[ kW / m ] и pC ,[W.s / g.K ] са съответно коефициент на топлопроводност и

- 294 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

топлоемкост на изследвания метал. surfP описва разпределението на внесената енергия от електронния сноп. Членът pC .W.T отразява

загубите от изпарение, а 4 4room(T T )

енергийните загуби от лъчение (по закона на Стефан-Болцман). 2 е коефициента на топлопроводност на медния кристализатор.

waterT е температурата на охлаждащата вода;

wall и under са съответно дебелините на стените на кристализатора и водоохлаждаемото дъно (Фиг. 1).

Подходът, който е използван е адаптирана числена схема на Писмен-Рекфорд [6]. Разглеждаме мрежата:

1 2h ,h , i j n i 1 j 2 nW ( r ,z ,t )| r ih ,z jh ,t n ,

i 0,N , j 0,M ,n 0,K

С ni , jT бележим стойността на дискретизираната

температура в точка i j n( r ,z ,t ) . Допълнително, с nT означаваме матрицата от M.N числа,

отговаряща на ниво n. Решаваме задачата „от долу на горе”, т.е. започвайки от най-долното (известно) ниво и постепенно се придвижваме от n-то към (n+1)- то ниво като геометрично се придвижваме по успоредни правоъгълници (Фиг. 2). Този преход реализираме на две стъпки като преминаваме през нивото n+1/2, което е фиктивно. Това означа, че за всяко n решаваме последователно задачите А и Б:

1n 1n2 n n21 2

T T( A) k T T0.5

1n 1n 1 2 n n 121 2

T T( Б ) k T T0.5

Тук 1 и 2 са диференчни оператори, отговарящи за числено приближение съответно

на 1 T( r )r r r

и

2

2

T V Tz a z

.

Фиг. 2. Диференчни шаблони при решаване на задачите (А) и (Б)

Числената схема е неявна и абсолютно

устойчива по времето. И двете задачи (A, Б) са

неявни по едната от двете променливи (r, z) и се свеждат до решаване на тридиагонални системи линейни уравнения, за което се използва методът на прогронката.

3. Структура и възможности на приложната програма за симулация на топлинните процеси при ЕЛТР

Разработената приложната програма се

състои от три основни части (компоненти): 3.1 Основна част (М) – тази, в която е

имплементиран числения метод (Писмен-Рекфорд) и която извършва пресмятанията;

3.2 GUI – графичен интерфейс, който приема входните данни за технологичните параметри на процеса на ЕЛТР за конкретен изследван метал и динамично визуализира промените в термичното поле в отливания слитък;

3.3 Систематизираща част (S): изготвя фигури и таблици с данни, описващи и характеризиращи проведения числен експеримент и ги запазва като изходни данни.

(М) се състои от една главна (main)

функция и множество помощни. В (М) се използват данни за параметри на инсталацията ELITE-60 (в лаборатория „Физични проблеми на електронно- лъчевите технологии” към ИЕ- БАН) за ЕЛТР, на която се провеждат експерименталните изследвания. След като получава входните данни от GUI или чрез директното им задаване в самия код, (M) започва пресмятанията по числената схема, разработена за топлинния модел (т.2). На всяка итерация по времето (М) съхранява информация за енергийните загуби, геометрията на ваната (дълбочина, диаметър) и др., които след това се систематизират от (S). Като финален резултат, (М) разполага с тензор Т със стойностите на температурата в дискретната мрежа

1 2h ,h ,W . Освен това, по време на симулацията, (M) изпраща динамично към GUI графика на температурното поле в централното вертикално сечение на цилиндричния метален слитък (Фиг.1), която на екрана динамично се променя на всяка стъпката по времето.

GUI се състои от един прозорец, в който има три основни части (Фиг. 3):

- място, където се въвеждат данните за входните параметри (Фиг. 3);

- място за системни съобщения, например за некоректени входни данни;

- 295 -

- място, където динамично (със стъпката по времето) се визуализира изменението на топлинното поле в централното вертикално сечение на металния слитък. (Фиг. 4) Когато има зададени некоректни

стойности на входни параметри (както е показаният пример с радиуса на лъча – Фиг. 3), на екрана се появява съобщение за грешка. В полето със съобщения се появява и информация за това какво още остава да се зададе като необходими входни параметри. След като се попълнят коректно входните данни във всички полета, „старт” бутона светва в зелено, което означава, че численият експеримент може да започне. След

стартирането му (M) започва да работи, изпращайки в GUI динамично променяща се (с времето) графика на температурното поле във вертикалното централно сечение на металния слитък (Фиг. 4). Освен това, в горния десен ъгъл на екрана се дава информация за динамичното изменение на височината на контакта течен метал/водоохлаждаема стена на кристализатора (G2), която е важен параметър на процеса (Фиг.4). Програмата дава също възможност да се запазят данни за разпределението на температурното поле, топлинните потоци и др. в избрани времеви моменти от въздействието на електронния сноп (бутона snapshot) по време на процеса на ЕЛТР.

Фиг. 3. Screenshot на GUI интерфейса, когато се въвеждат входните параметрични данни

- 296 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 4. Screenshot на GUI интерфейса по време на числен експеримент за ЕЛТ на титанов слитък

Систематизиращата част (S) обработва, генерира и съхранява като изход графики и таблици с данни, характеризиращи резултатите от числения експеримент за определен режим на ЕЛТР на избран метал:

- 2D температурни разпределения във вертикалното централно сечение на цилиндъра;

- 2D температурни разпределения на повърхността на отливания слитък (G1);

- 3D температурни полета в различни хоризонтални сечения на цилиндричния блок (например на дъното, в средата и на повърхността на слитъка);

- Графики за изменението във времето на процеса на геометрията на разтопената вана – диаметър, дълбочина на ваната в центъра на слитъка, обем течен метал;

- Графики, представящи формата на кристализационния фронт - границата течен/твърд метал (формата на течната вана) в избрани времеви моменти;

- Графики за изменението на топлинните потоци (енергийните загуби) през граничните повърхности на слитъка (Фиг. 1), както и за изменението на топлинния баланс по време на процеса на ЕЛТР;

- Таблици, съдържащи информация за стойностите на топлинните потоци и геометрията на ваната за

равноотдалечени моменти от зададеното време на процеса, както и за избраните от потребителя времеви моменти. В таблиците се съдържа и информация за входните данни, както и за параметри на конкретния числен експеримент.

4. Заключение

Разработените математически модел,

числена схема и приложен софтуер позволяват по-детайлно изучаване и изследване на топлинните процеси при ЕЛТР на метали чрез серии от числени експерименти за различни технологични режими и вариране на стойностите на параметри, характеризиращи оборудването, процеса, материала и др., което спестява много време и средства. Получават се данни, които е невъзможно да бъдат измерени и получени експериментално. Симулационните резултати са важни и за формулиране на препоръчителни технологични режими (стойности на параметри) на процеса на ЕЛТР на метали както и за неговата оптимизация.

5. Благодарности Разработката е реализирана в рамките на

проект ДО 02-127/2009 (Bin-5/2009),

- 297 -

финансиран от фонд „Научни изследвания” и на междуакадемичното сътрудничество на ИЕ-БАН и Националния институт по лазери, плазма и радиационна физика на Румънската Академия на Науките по проект “Изследване на физични и топлинни процеси при взаимодействието на концентрирани енергетични потоци с материали”.

ЛИТЕРАТУРА

1. Младенов, Г. Електронни и йонни технологии, академично издателство „проф. Марин Дринов”, София, 2009

2. Bakish R. Electron Beam Melting 1995 to 2005,Proc. of the 7th Intern. EBT Conference, Varna, 2003, 233-240

3. Bellot JP, Floris E, Jardy A, Ablitzer D. In:Bakish R. editor. Proc. of the Intern. Conf. Electron Beam Melting and Refining. State of the Art 1993, Reno, Nevada, NJ, USA, 1993, 139-152

4. Mitchel A, Wang T. Electron beam meltingtechnology review. In: Bakish R editor. Proceedings of the Conf. Electron Beam Melting and Refining. State of the Art 2000, Reno, Nevada, NJ, USA. 2000, 2-13

5. Mladenov G., Koleva E., Vutova K., VasilevaV. “Experimental and theoretical studies of electron beam melting and refining”, Chapter in a special review book “Practical Aspects and Applications of Electron Beam Irradiation”, еds.: M.Nemtanu, M.Brasoveanu, publ. Research Signpost/ Transworld Research Network, 2011, 43-93

6. Vutova K., Donchev V. Proc. of 10-th Intern.Conf. EBT’12, Varna, J. Electronics and Electrical Engineering, Vol.47, N 5-6, 2012, 273-279

7. Vutova K., Donchev V., Vassileva V.Mladenov G., „Thermal processes at electron beam treatment of metals”, accepted for publication in Journal Metal Science and Heat Treatment, Springer, 2012

8. Vutova K., Donchev V., Vassileva V.Mladenov G. Influence of process and thermo-physical parameters on the heat transfer at electron beam melting of Cu and Ta, Supplemental Proceedings: v.1: Materials Processing and Interfaces, TMS 2012, Wiley, USA, 2012, 125-132

9. Vutova K., Donchev V., Vassileva V.Investigation of electron beam drip melting by a time-dependent heat model, Proc. of the Intern. Conf. on High-Power Electron Beam Technology, Reno, Nevada, USA, 2012

Laboratory “Physical problems of electron beam technologies” Institute of electronics, Bulgarian Academy of Sciences 72 Tzarigradsko shosse 1784 Sofia BULGARIA E-mail: velikod@gmail.com E-mail: katia@van-computers.com

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 298 -

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ТЕХНОЛОГИЧНА ПЛАТФОРМА ЗА СПЕКТРОМЕТРИЧЕН АНАЛИЗ НА УИСКИ

ВЕСЕЛИН НАЧЕВ, ПЛАМЕНА МАДЖАРОВА, ТАНЯ ТИТОВА,

ЧАВДАР ДАМЯНОВ

Резюме: Наблюдението, проследяването и анализът на качеството на алкохолните напитки е един от основните проблеми в индустриалното производство и търговия на високоалкохолни напитки. Методите на спектрален анализ се оказват ефективни в много приложения за анализ на храни и напитки в задачи, като определяне на географска принадлежност, безопасност, автентичност и др. В работата е изследвана възможността за определяне на определени показатели на уиски посредством синтез на признаково пространство от спектрална информация.

Ключови думи: уиски, автентичност, спектрален анализ, окачествяване TECHNOLOGY PLATFORM FOR SPECTROMETRIC

ANALYSIS OF WHISKEY

VESELIN NACHEV, PLAMENA MADZHAROVA, TANYA TITOVA, CHAVDAR DAMYANOV

Abstract: Standardization and quality monitoring of alcoholic beverages is an important

issue in the liquor production industry. Various spectroscopic techniques have proved useful for the analysis of food and beverages in tasks such as determining the geographic origin, safety, authenticity, etc. The article focuses on the possibility of identifying specific indicators of whiskey through a synthesis of the spectral feature space information.

Key words: whisky, authenticity spectral analysis, quality evaluation

1.Въведение През последните 20 години проблемите,

свързани с автентичността на продуктите за консумация, нарастват лавинообразно с глобализацията на световния пазар и засягат по различен начин всички участници в хранителната верига. В повечето случаи автентичността и безопасността на хранителните продукти са свързани. За производство на високоалкохолни напитки се използват разнообразни по състав и характеристики суровини[1]. Технологичните изисквания към тях се определят от спецификата на преработването им. Част от

суровините участват в технологичните процеси без допълнителна обработка, а други претърпяват съществени физични, химични, биологични и биохимични изменения. При високоалкохолните напитки това са трудно формализуемите процеси на дестилация, ректификация и дефлегмация. Една от основните задачи при установяване на автентичността на този вид продукти се свежда до намирането на надеждни методи за сравнителен анализ на еталонен (оригинален продукт) и тестван продукт. При това е необходима известна нечувствителност на методите по-отношение на допустими

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 299 -

отклонения, които са заложени при производството (технологична линия, партиди, експертно смесване на дестилати и др.). В много случаи окачествяването на високоалкохолните напитки може да се извърши с определяне характеристиките и стойностите на редица органолептични и физикохимични показатели [2]. В случаи на отклонение на качеството, обикновено се установява съдържание на вода (разреждане), съдържание на етилов и метилов алкохол извън необходимите стойности.

2.Материали и методи

В днешно време уискито е една от най-често консумираната алкохолна напитка. Въпреки, че пазара на фабрично произведеното уиски постоянно е бил конкуриран от сходни продукти, то бележи 19% увеличение на консумация (справка от юни 2011г.). Специфичните характеристики на уискито са резултат на традиция и опит. Така например в съответствие с древното име "uisge beatha" - вода от живот, дадено им от келтите, малцовите уискита по същество съдържат вода, ечемик и мая, които съдържат летливи фенолни съединения и набор от конгенери, придаващи автентичните вкус и аромат. Изсушаването на малца в пещ спира растежа на ечемичените кълнове, а торфът, използван за гориво на пещта, придава аромат на опушено на малца. Конгенерите зависят от взаимодействието, получени по време на процеса на съзряване в бъчвите [2]. За коригиране на цвета се добавя обикновен карамел [8].

Специфичните и разнообразни аромати и вкусове са водещи при определяне на автентичността на продукта. Всеки отличителен вкус се дължи на геологията, почвата, растителността, климата, водата и др. Факт е, че съществува поколение от потребители, привърженици на продукт с известен произход и докозано качество.

Фалшификацията на дестилирани спиртни напитки с вода, етанол или метанол е проблем със сериозни последици. Продуктът с понижено качество, може да представлява заплаха за общественото здраве.

Традиционно, уискито може да бъде класифицирано според сетивните си показатели. Група от обучени експерти, използващи единен речник (специфичен аромат, вкус, цвят, наличие на дървесина, гранясалост и др.), могат да различат типовете уиски в категории [5]. При аналитичните методи се изисква специализирани лаборатории, като най-често се използва: газова хроматография, масова спектрометрия, близката инфрачервена

спектроскопия. Алтернатива е използването на иновативни електронни устройства [10], комбиниращи двата подхода.

Хроматографията е един от ефективните аналитичните методи, който се използва за откриване на фалшификации на дестилираните напитки. Този метод има следните недостатъци: висока цена на материалите, значителна продължителност на анализа, висока цена на реактивите и пробите и генериране на вредни остатъци. Тези недостатъци и ограничения мотивират развитието на спектрометрични методи за анализ. Едно от предимствата на спектрометрията е намаляване броя на анализираните проби, което води до по-висока точност на резултатите [9].

Друг аспект на задачата за дефиниране на идентичността на напитките е стандартизацията на качеството. Основните параметри тук са съдържание на алкохол, цвят и родствен профил, дължащ се на органични съставки, формирани при дестилацията и определящи аромата на питието от съответната търговска марка. Те представляват около 1% от съдържанието и включват органични киселини, висши алкохоли, етери и алдехиди. Към специфичния вкус на напитката имат отношение и екстрактите получени при отлежаване, като танини, оцветители и др. В тази насока съществува голям брой експериментални изследвания с оптични методи. Така например в [5] e получен калибрационен модел за определяне на съдържание на етилов алкохол постредством инфрачервена спектроскопия. Други методи за анализ в тази задача са мас-спектроскопия, флуоресцентна NIR спектроскопия, раманова спектроскопия, системи “e-nose” [10] или комбинация от някои от тези техники. Едно от основните предимства на тези методи е възможността впоследствие да се разработят портативни устройства за анализ. В основата на тези методи е комбинирането им с методите на многофакторния анализ, което налага създаването на бази данни от представителни извадки.

В работата е направен опит за процесуално структуриране на етапите за формиране на признакови пространства от различни спектрофотометрични устройства, формиране на база данни за профилни спектрограми на различни търговски марки уискита, както и алгоритми за последващ анализ за принадлежност към формираните класове.

3.Експериментални изследвания

В проведеното експериментално изследване са използвани 32 проби уиски на

- 300 -

различни марки, предлагани на българския и световния пазар. Измерванията се извършват при темпериране на пробите на 20 ˚C.

За снемане на спектралните характеристики е използван спектрофотометър VARIAN, Cary100. Той е свързан с персонален компютър и има съответен софтуер (Cary WinUV), чрез който се записват в цифров вид получените спектрални данни. Програмно може да се променят броят на повторенията на снемане на спектралните характеристики, броят на осредняванията за получаване на един спектър, стъпката на сканиране и честотния диапазон. Софтуерът позволява и запис на данните във формати, подходящи за последващата им обработка, за която в случая се използва средата на Матлаб.

Всяка проба уиски се поставя в стандартизирана кварцова кювета (над 2/3 от обема). За всяка проба са снети спектралните характеристики на поглъщане в диапазон 200 - 900 nm. За увеличаване на работния диапазон всяка от пробите е сканирана с фиброоптичен спектрофотомер (Ocean Optics USB – 4000) с диапазон на сканиране 300-1100nm. Във втория случай сканирането е от тип “моментна снимка”. Тук е възможно използването на отражателен и абсорбционен спектър. На Фиг.1а,б са показани типични абсорбционни спектри на три вида уиски, за два диапазона на сканиране.

300 400 500 600 700 800 900 1000 11000

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

Wavelength, nm

Abs

200 220 240 260 280 300 3201

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

5.5

Wavelength, nm

Abs

а) б)

Фиг.1. Абсорбционни NIR спектри на уиски 350-1100nm (а) и UV ,200-320nm, (б)

Платформата за анализ е реализирана в

съответствие с блок схемата на Фиг.2. Основната цел на приложението е възможност за формиране на бази данни от спектрограми, представляващи необходимите представителни извадки. От съображение за лесно преконфигуриране са използвани еднокласови SVM-класификатори в частта на синтез на класификационен алгоритъм. Това включва получаване на решаваща функция за всеки съществуващ или нов клъстер Brand(i,j), където:

M,..,2,1i = е индекс на клъстера, im,..,2,1j = е обект от съответен клъстер i (Фиг.2). Предимство на този класификатор е гъвкавостта за синтез на класификатор при гранични стойности на обектите от всеки клъстер.

Характерно при SVM е трансформацията на изходното пространство от образи във високоразмерно признаково пространство F ( F: →XΦ ).

Фиг.2. Алгоритъм за анализ и формиране на

бази данни

При обучението и класификацията се използва скаларното произведение на двойките от вектори F)(),( i ∈xx ΦΦ . С помощта на кернъл функция може косвено да се дефинира произведението в това пространство:

))()((),(K ii xxxx ΦΦ •= . От избора на кернъл функция същесвено зависи точността и съответно търсенето в множеството от различни функции и параметри, разширява възможностите за намиране на класификатор задоволяващ поставените изисквания. За получаването на еднокласов SVM (“one-class” SVM) класификатор се оптимизира функцията:

)x,x(K21Lmin jij

l

1i iP λλλ

∑ == (1)

,1,vl10:ятаограниченипри

l

1iii =≤≤ ∑

=

λλ

където: ix са векторите от обучаващата извадка;

iλ са множители на Лагранж; v е параметър за регуляризация. При класификацията се използва функция от вида:

)x,x(Kλg inew

sv

1iiSVM1 ∑

=− = , (2)

където: newx е класифицирана проба; sv - брой на опорните вектори.

Сред основните предимства на метода са: решението е единствено и оптимално; има

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

- 301 -

възможност за детерминиране на разделящата функция само от определени вектори (опорни вектори), което е еквивалентно на автоматично определяне на топологията на мрежата; устойчивост на модела по отношение на състава на обучаващата извадка (обем и разпределение); използване на линейни решаващи правила.

На Фиг.3а е представено разпреде-лението в пространството на първи и втори главни компоненти на три марки уиски с по четири различни проби. Използването в случая на два главни компоненти е с цел визуализация. В общия случай се използва размерност от над 7 признака. На Фиг.3б,в,г са представени дискриминантните функции определени от три еднокласови класификатора. Параметрите, които се задават на етапа на обучение в случая са параметър за регуляризация v (2) и параметърσ на конкретно избраната гаусова кернъл функция )/exp(),(K 2

ii σxxxx −−= .

-2 -1 0 1 2 3-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

PC1

PC

2

TeachersBallantinesBlackRam

PC1

PC

2

Teachers one-class-SVM Decision function score:

-2 -1 0 1 2 3

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

а) б)

PC1

PC

2

BlackRam one-class-SVM Decision function score:

-2 -1 0 1 2 3

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

PC1

PC

1

Ballantines one-class-SVM Decision function score:

-2 -1 0 1 2 3

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

в) г)

Фиг.3. Разпределение на пробите от три клъстера в двумерното пространство на първи и втори главни компоненти и дискриминантни

функции определени от три еднокласови класификатора

4. Резултати и обсъжданеНаправените експериментални изследва-

ния показват наличието на потенциални въз-можности за определяне на автентичността на високоалкохолни напитки, в частност уиски, с използване на спектрометрични (UV-VIS-NIR) данни. Разработените алгоритми за формиране на обучаващи извадки, позволяват лесно преконфигуриране с цел добавяне на нови признакови пространства, посредством различни видове скрининг. Перспективни в случая за добавяне на нови признакови пространства са спектрограми в инфрачервената

област на електромагнитния спектър и мултисензорни системи от типа електронен нос, които предстои да бъдат изследвани.

ЛИТЕРАТУРА

1. Маринов М. Технология на високоалкохоните напитки и спирта. Акад. Издателство на УХТ 2001.

2. Янков А., С. Кукунов., Т. ЯнковаТехнология на виното и високоалкохолните напитки. Теодорос, София, 2000.

3. Harrison B.H., F.G. Priest Composition ofpeats used in the preparation of malt for Scotch whisky production – influence of geographical source and extraction depth, Journal of Agricultural and Food Chemistry 57, 2385–2391, 2009.

4. Jackson M. Malt Whisky Companion, 6th ed.,Dorling Kindersley Ltd., London, 2010.

5. Lee K.Y.M., A. Paterson, J.R. Piggott, G.D.Richardson Sensory discrimination of blended Scotch whiskies of different product categories, Food Quality and Preference 12, 109–117, 2001.

6. MacKenzie W.M., R.I. Aylott Analyticalstrategies to confirm Scotch whisky authenticity. Part II: Mobile brand authentication, Analyst 129, 607-612, 2004.

7. Moubarik, A., R. Benkirane, R. SoulaymaniToxicol. Lett. 1998, 95, 71

8. Mosedale J.R., J.L. Puech Wood maturation ofdistilled beverages, Trends in Food Science and Technology 9, 95–101, 1998.

9. Nasicmento E. C. L., M. C. U. Araujo, R. K.H. Galvao A flow-batch analyzer for UV-Vis spectrophotometric detection of adulteration in distilled spirits, J. Braz. Chem. Soc. Vol. 22 no. 6 Sao Paulo, June 2011.

10. Novakowski W., M. Bertotti, T.R.L.C. PaixaoUse of copper and gold electrodes as sensitive elements for fabrication ofan electronic tongue: discrimination of wines and whiskies, Microchemical Journal 99, 145-151, 2011. Department of Automatic, Information and Control Systems University of Food Technologies– Plovdiv 26 Maritza Blvd 4002 Plovdiv BULGARIA E-mail: v_nachevbg@yahoo.com E-mail: plamena_madjarova@abv.bg E-mail: t_titova@abv.bg E-mail: chavdam@yahoo.com Постъпила на 28.02.2013 г.

- 302 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

A COMPARATIVE STUDY OF DTW-BASED METHODS FOR MISSING VALUE ESTIMATION

IN GENE EXPRESSION TIME SERIES

VESELKA BOEVA

Abstract: In this paper, two imputation methods particularly suited for the estimation of missing values in gene expression time series data are studied: an integrative imputation approach (IDTWimpute), which uses information that is contained in multiple related data sets, and a conventional algorithm (DTWimpute) based solely on a single matrix. The both methods use Dynamic Time Warping (DTW) distance in order to measure the similarity between different time expression profiles. They are compared one to another by studying their influence on the quality of gene clustering by using k-means and k-medoids clustering algorithms and two different cluster validation measures. The integrative DTW-based imputation algorithm is shown to ensure gene clustering quality performance that is comparable to that of the conventional DTWimpute algorithm. In addition, the both imputation methods are demonstrated to be an appropriate imputation solution in case of k-means clustering analysis.

Key words: DTW distance, clustering algorithm, gene expression time series, k-means, k-medoids, missing value estimation

1. Introduction Microarray experiments frequently produce

multiple missing values due to flaws such as dust, scratches, insufficient resolution or hybridization errors on the chips. Unfortunately, most of the analysis, mining, and classification methods for gene expression data require a complete matrix of gene array values. Therefore, the accurate estimation of missing values in such datasets has been recognized as an important issue. Various imputation algorithms have already been proposed to the biological community. Most of these approaches are not particularly suitable for time series expression profiles. In view of this, Tsiporkova and Boeva have proposed an imputation algorithm, named DTWimpute, which is specially suited for estimation of missing values in gene expression time series data [17]. The algorithm utilizes Dynamic Time Warping (DTW) distance in order to measure the similarity between time expression profiles. DTW has been shown to be a much more robust distance measure for time series than classical distance metrics as Euclidean or a variation thereof since it allows similar shapes to match even if they are out of phase in the time axis.

Further Kostadinova at al. have developed an imputation algorithm, referred to Integrative DTWimpute (IDTWimpute), that is not only suited for the estimation of missing values in gene expression time series data but it also uses information that is contained in multiple related data sets [8]. The rationale behind the latter is that if a set of genes exhibit expression similarity to a gene with missing values over multiple related data sets, then their profiles may be used in order to derive more accurate and robust estimation. This would be useful for estimating data sets with a limited number of samples, where the information is not sufficient to select neighbour genes accurately. Initially, the IDTWimpute algorithm identifies an appropriate set of estimation matrices by using the DTW distance in order to measure similarities between gene expression matrices. Next it employs the same distance measure to evaluate the similarity between gene expression profiles and further identify estimation genes.

Gene clustering is one of the most important microarray analysis tasks when it comes to extracting meaningful information from gene expression profiles. A strong assumption is that

- 303 -

genes with similar expression profiles are likely to be correlated and/or co-regulated and thus involved in the same or similar biological processes [13]. de Brevern et al. [3] have shown that the imputation method used affects the final clustering, even at a low rate of missingness. Therefore, choosing an appropriate imputation method is a crucial step in the analysis of gene expression data. Motivated by this, we study herein how the two aforementioned missing value estimation methods [17, 8] influence on the output of cluster algorithms and whether they succeed in restoring the correct gene correlations.

2. Related Work

A series of missing value estimation methods have been published in the bioinformatics literature. They can be classified in two broad categories: ones that use local information and others that utilize global information. Troyanskaya et al. have proposed two algorithms, known as weighted K-Nearest Neighbours (KNNimpute) and Singular Value Decomposition (SVDimpute), which are the respective pioneers in these two categories [16]. The KNNimpute algorithm uses Euclidean distance to measure the similarity between two gene profiles and selects for each gene with missing values a preliminary fixed common number of candidate genes for estimation. The SVDimpute finds the dominant components by summarizing the entire expression matrix and then predicts the missing values in the target gene by regressing against the found prevalent expression patterns. KNNimpute is shown to perform well on non-time and noisy time series data, while SVDimpute is better on time series data sets with low noise level. Few other imputation methods have also been introduced, either exploiting the local similarity structure, such as Local Least Square techniques (LLSimpute) [7], or using the global correlation among all the genes to impute the missing entries, e.g., Bayesian approaches in [10].

Recently, several new and innovative methods that exploit additional information have been developed. For instance, Oba et al. have examined the effect of directly merging two expression data sets from the same study, and found that this achieved some improvement in the estimation [10]. An approach that explicitly utilizes external information is proposed in [19]. It exploits the functional similarity information embedded in the Gene Ontology database to enhance the neighbour gene selection and increase the imputation accuracy. Further, Hu et al. have presented an integrative Missing Value Estimation method that incorporates the information from multiple reference microarray data sets [6]. This method first derives a consistent neighbour-gene list

for each gene with missing data, and further uses the co-expressed profiles for estimation. Gan et al. have also addressed the missing value imputation issue by considering the biological characteristics of the data [4]. Another imputation method that extracts biological knowledge of the gene using fuzzy relation has been proposed in [11]. Missing values are predicted and optimized based on the extracted knowledge.

3. Methods Time series expression profiles are expected

to vary not only in terms of expression amplitudes, but also in terms of time progression since biological processes may unfold with different rates in response to different experimental conditions or within different organisms and individuals. Therefore, any classical distance metric (Euclidean, Manhattan, …) which aligns the i-th point of one time series with the i-th point of the other will produce a poor similarity score. In view of this, two methods for missing value estimation of time series data based on dynamic time warping techniques [1, 14] have been proposed in [17, 8]. The DTW distance produces a more intuitive similarity measure allowing similar shapes to match even if they are out of phase in the time axis (see Fig. 1).

Fig. 1. Time series alignment, classical distance

metric (left) versus DTW distance (right).

3.1. Dynamic Time Warping Algorithm The DTW alignment algorithm was

developed originally for speech recognition [14] and it aims at aligning two sequences of feature vectors by warping the time axis iteratively until an optimal match (according to a suitable metrics) between the two sequences is found. Because of its flexibility, DTW is widely used in many scientific disciplines and business applications.

Let us consider two sequences of feature vectors: A = [a1, a2,…, an] and B = [b1, b2,…, bm]. The two sequences can be arranged on the sides of a grid, with one on the top and the other on the left hand side, see Fig. 2. Both sequences start on the bottom left of the grid. Inside each cell a distance measure can be placed, comparing the corresponding elements of the two sequences. To find the best match or alignment between these two sequences one needs to find a path through the grid P = p1,…, ps,…, pk, where ps=(is, js) and P, referred to as the warping function, minimizes the total distance between A and B (see Fig. 2). Thus the

- 304 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

procedure for finding the best alignment between A and B involves finding all possible routes through the grid and for each one compute the overall distance, which is defined as the sum of the distances between the individual elements on the warping path. Consequently, the final DTW distance between A and B is the minimum overall distance over all possible warping paths:

.),(min1),(1

k

sss

Pjidist

mnBAdtw

Fig. 2. The DTW grid with the optimal warping

path through it.

It is apparent that for any pair of considerably long sequences the number of possible paths through the grid will be very large. However, the power of the DTW algorithm resides in the fact that instead of finding all possible routes through the grid, the algorithm makes use of dynamic programming and works by keeping track of the cost of the best path at each point in the grid. A detail explanation of DTW algorithm can be found in [14, 15].

3.2. DTW-based Imputation Algorithm

Tsiporkova and Boeva have developed an imputation algorithm, referred to DTWimpute, which is specially suited for the estimation of missing values in gene expression time series data [17]. The algorithm utilizes DTW distance in order to measure the similarity between time expression profiles, and subsequently selects for each gene expression profile with missing values a dedicated set of candidate profiles for estimation. The latter is employed for generating an estimation list for each gene profile with missing values, consisting of genes with expression profiles which exhibit at least minimum relative (preliminary defined) similarity in terms of some distance measure (in this case, DTW distance) to the gene profile that best matches the expression profile of the gene with missing

values. These profiles are consequently used for missing value estimation.

It has been shown that the DTWimpute offers a more robust and accurate missing value estimation in gene expression time series than the KNNimpute developed in [16]. A detail explanation of DTWimpute algorithm can be found in [17].

3.3. Integrative DTW-based Imputation Algorithm An integrative method for missing value

estimation of gene expression time series data, referred to IDTWimpute, has been proposed in [8]. It is based on the DTW distance [14] and hybrid aggregation algorithm discussed in [2, 18]. The considered method imputes missing entities in a microarray time series experiment using information that is contained in multiple related data sets. A detail explanation of the IDTWimpute algorithm can be found in [8]. Therefore the description following below is restricted to the main steps of the algorithm.

Assume that a particular biological phenomenon is monitored in a few high-throughput experiments under n different conditions. Thus a set of n different data matrices M1, M2,…, Mn will be produced, one per experiment. Each experiment is supposed to measure the gene expression levels of m genes in a number of different time points. In order to estimate missing values in any matrix Mi a set of estimation matrices, which is identified by considering all n matrices, is used. The estimation process consists of four distinctive steps:

1) Initial rough imputation of the involved microarray datasets by filling in the missing values in a straightforward fashion. For instance, the mean expression over the respective row or the average of the two nonmissing neighbours in the row can be used.

2) Select the estimation matrices based on the calculated DTW distances between the target matrix Mi and the rest datasets. For instance, a set of estimation matrices all at a maximum R-DTW distance (R is preliminary defined) from matrix Mi needs to be identified by considering all involved datasets. The contribution of each estimation matrix is weighted by the degree of its similarity to the matrix Mi.

3) Calculate the overall DTW distance matrix across the estimation datasets. Initially, a quadratic DTW distance matrix for each estimation time expression matrix is built by applying the DTW algorithm described in Section 3.1. Then we can apply the hybrid aggregation algorithm described in [2, 18], which after a final number of iterations will transform the built DTW distance

- 305 -

matrices into a single matrix, consisting of one overall DTW distance per gene pair.

4) Impute the missing values in the target matrix. Thus in order to estimate missing values in any location of gene j of matrix Mi, a set of genes all at a maximum r-overall DTW distance (r is preliminary defined) from expression profile gj needs to be identified. In this process, we use the overall DTW distance matrix calculated at the third step and generate an estimation list for each gene profile with missing values, consisting of genes with multiple expression profiles (one per estimation matrix). All these profiles are consequently used for missing value estimation.

4. Experimental Setup 4.1. Datasets

The two studied missing value estimation methods are evaluated on gene expression time series data obtained from a study examining the global cell-cycle control of gene expression in fission yeast Schizosaccharomyces pombe [13]. The study includes the following 9 different expression sets: elu1, elu2, elu3, cdc25-1, cdc25-2.1, cdc25-2.2, cdc25-sep1, elu-cdc10-br, elu-cdc25-br.

A special test data corpus was created as follows. Initially, all rows containing missing values were removed from each of the nine original gene expression datasets. Further, a set of 665 overlapping genes were found across the transformed original datasets and the time expression profiles of these genes were extracted. In this way nine new matrices, which are our complete datasets, were built. Subsequently, test datasets were generated by deleting at random 1%, 5%, 10%, 15%, and 20%, respectively, of the data points from each complete data matrix.

4.2. Cluster Validation Measures Silhouette Index (SI) [12] is a cluster

validity index that is used to judge the compactness and separation of a clustering solution. Suppose ai represents the average distance of gene i to the other genes of the cluster to which the gene is assigned, and bi represents the minimum of the average distances of gene i to genes of the other clusters. Then the SI of matrix M, which contains the expression profiles of m genes, is defined as

.,max/)(/1 1

mi iiii baabms(M) The values of

SI vary from -1 to 1 and higher value indicates better clustering results.

Connectivity captures the degree to which genes are connected within a cluster by keeping track of whether the neighboring genes are put into the same cluster [5]. Define mi(j) as the jth nearest neighbour of gene i, and let

)( jiimx be zero if i and j

are in the same cluster and 1/j otherwise. Then for a particular clustering solution of matrix M, which contains the expression values of m genes in n different time points, the connectivity is define as

.1 1 )(

m

inj im ji

xConn(M) The connectivity has a value between zero and infinity and should be minimized.

5. Results and Discussion In this section, the impact of the two studied

imputation methods on the quality of gene clustering is evaluated by using k-means and k-medoids clustering algorithms [9], and Connectivity and SI validation measures [12, 5].

Fig. 3. SI values generated by applying the k-means algorithm on the imputed test matrices estimated by

the DTWimpute and IDTWimpute, respectively.

Fig. 3 depicts the SI values generated by applying the k-means algorithm on the imputed test matrices with 1%, 5%, 10%, 15% and 20% missing values estimated by using the DTWimpute and

- 306 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

IDTWimpute, respectively. It can be observed that the SI scores obtained on the imputed matrices evaluated by the IDTWimpute algorithm are very close to (or slightly worse than) those imputed by the DTWimpute. Similar results have been produced on the imputed test matrices under the Connectivity index.

Fig. 4. Connectivity values generated by applying

the k-medoids algorithm on the imputed test matrices estimated by the DTWimpute and

IDTWimpute, respectively.

Further the impact of the studied missing value imputation algorithms on the quality of produced clustering solutions by using k-medoids clustering algorithm on the test data matrices has been investigated. Fig. 4 represents the Connectivity scores obtained by using the k-medoids algorithm on all the imputed test matrices evaluated by the

DTWimpute and IDTWimpute, respectively. As can be noticed the obtained results support those generated by the k-means clustering algorithm. Evidently, the integrative DTW-based imputation approach (IDTWimpute), which uses information that is contained in multiple related data sets, can ensure performance with respect to the quality of gene clustering that is comparable to that of the conventional DTWimpute algorithm based solely on a single matrix.

Fig. 5 and Fig. 6 benchmark the SI and Connectivity scores generated by applying the k-means and k-medoids algorithms on the nine test matrices with 15% missing entries estimated by the two imputation algorithms. It can be noticed that the cluster solutions produced by the k-means in most experiments have better performance than the corresponding ones obtained by the k-medoids for the both imputation algorithms under the both validation indices. Similar Connectivity and SI results have been produced on the test matrices with 1%, 5%, 10% and 20% missing rates. Consequently, the both studied imputation algorithms may be considered as an appropriate imputation solution when the subsequent cluster analysis of gene expression data will be performed by the k-means clustering.

Fig. 5. SI values generated on the imputed test matrices with 15% missing values by applying the k-means and k-medoids algorithms, respectively.

6. Conclusion In this paper two imputation methods suited

for the estimation of missing values in gene expression time series data have been benchmarked one to another by studying their influence on the output of clustering algorithms. The integrative DTW-based imputation algorithm has been shown to ensure gene clustering quality performance that is comparable to that of the conventional DTWimpute

- 307 -

algorithm. In addition, the both imputation methods have been demonstrated to be a more appropriate imputation solution in case of k-means clustering analysis than that performed by the k-medoids.

Fig. 6. Connectivity values generated on the imputed test matrices with 15% missing values by applying the k-means and k-medoids algorithms,

respectively.

REFERENCES

1. Aach J., G. M. Church Aligning geneexpression time series with time warping algorithms, Bioinformatics, Vol. 17, 2001, 495-508.

2. Boeva V., E. Kostadinova A Hybrid DTW basedMethod for Integration Analysis of Time Series Data, Proc. in ICAIS'09, Austria, 2009, 49-54.

3. de Brevern A. G. et al. Influence of microarraysexperiments missing values on the stability of gene groups by hierarchical clustering, BMC Bioinformatics, Vol. 5, 2004, 114.

4. Gan X., A.W. Liew, H. Yan Microarray missingdata imputation based on a set theoretic framework and biological knowledge, Nucleic Acids Research, Vol. 34, No. 5, 2006, 1608-1619.

5. Handl J. et al. Computational cluster validationin post-genomic data analysis, Bioinformatics, Vol. 21, 2005, 3201-3212.

6. Hu J. et al. Integrative Missing Value Estimationfor Microarray Data, BMC Bioinformatics, Vol. 7, 2006, 449.

7. Kim H. et al., Missing value estimation for DNAmicroarray gene expression data: Local least squares imputation, Bioinformatics, Vol. 21, 2005, 187-198.

8. Kostadinova E. et al. An Integrative DTW-based

Imputation Method for Gene Expression Time Series Data, The 6th IEEE Int. Conference on Intelligent Systems, 2012, 258-263.

9. MacQueen Some methods for classification andanalysis of multivariate observations, Fifth Berkeley Symp. Math. Stat. Prob., Vol. 1, 1967, 281-297.

10. Oba S. et al. A Bayesian missing valueestimation method for gene expression profile data, Bioinformatics, Vol. 19, 2003, 2088-2096.

11. Paul A., J. Sil Estimating missing value inmicroarray gene expression data using fuzzy similarity measure, Fuzzy Systems (FUZZ), 2011 IEEE International Conference, 2011, 1890-1985.

12. Rousseeuw P. Silhouettes: a graphical aid to theinterpretation and validation of cluster analysis, Journal of Computational Applied Mathematics, Vol. 20, 1987, 53-65.

13. Rustici G. et al. Periodic gene expressionprogram of the fission yeast cell cycle, Nat. Genetics, Vol. 36, 2004, 809-17.

14. Sakoe H., S. Chiba Dynamic programmingalgorithm optimization for spoken word recognition, IEEE Trans. on Acoust. Speech, and Signal Proc., Vol. ASSP-26, 1978, 43-49.

15. Sankoff D., J. Kruskal Time Warps, StringEdits, and Macromolecules: The Theory and Practice of Sequence Comparison, Addison Wesley, Reading Mass., 1983.

16. Troyanskaya O. et al. Missing value estimationmethods for DNA microarrays, Bioinformatics, Vol. 17, 2001, 520-525.

17. Tsiporkova E., V. Boeva Two-pass imputationalgorithm for missing value estimation in gene expression time series, J. of Bioinformatics and Comp. Biology, Vol. 5, No. 5, 2007, 1005-1022.

18. Tsiporkova E., V. Boeva Fusing Time SeriesExpression Data through Hybrid Aggregation and Hierarchical Merge, Bioinformatics, Vol. 24, No 16, 2008, i63-i69.

19. Tuikkala J. et al. Improving missing valueestimation in microarray data with gene ontology, Bioinformatics, Vol. 22, 2006, 566-572.

Dept. of Comp. Systems and Technologies Technical University–Sofia, Branch Plovdiv 25 Tsanko Dyustabanov St. 4000 Plovdiv, BULGARIA E-mail: vboeva@tu-plovdiv.bg

Постъпила на 13.02.2013 г.

- 308 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

ПРИЛОЖИМОСТ НА МУЛТИМЕДИЕН ПЛЕЙЪР ЗА ИЗГРАЖДАНЕ НА ДОМАШНА

IPTV МРЕЖА

ВЛАДИМИР ДИМИТРОВ

Резюме: Разглежда се приложение на стандартен мултимедиен плейър за излъчване и приемане на поточно аудио и видео съдържание. Настройките и работоспособността на приложението са експериментирани в реална обстановка като то може да се използва за изграждане на домашна IPTV мрежа. Също така осигурява съвместимост между различни операционни системи и мултимедийни плейъри. По този начин се разширява стандартния обхват от възможности на един плейър. Ключови думи: IP ТВ, мултимедиен плейър

WORKABILITY OF MULTIMEDIA PLAYER FOR BUILDING A HOME IPTV NETWORK

VLADIMIR DIMITROV

Abstract: This paper examines the workability of standard multimedia player for transmission and reception of streaming audio and video content. Settings and performance of the application have been tested in real environment and it can be used to build a home IPTV network. It also provides interoperability between different operating systems and multimedia players. Thus extends the standard range of options of a media player.

Key words: IPTV, multimedia player

1. Въведение В статията се предлага модел за

изграждане на домашна IPTV мрежа, чрез използването на свободен софтуер и достъпен като цена хардуер. Моделът е подходящ за изследване на малки локални мрежи, в които се излъчва IPTV и може да се ползва като заместител на по-сложната и скъпа IPTV система от край до край на един IP базиран оператор.

Типичната IPTV система включва: [1] - IPTV център за данни (data център) - Широколентова преносна мрежа - IPTV клиентски устройства

Центърът за данни получава съдържание от различни източници – сателити, наземната ефирна телевизия, директни връзки с телевизионните студия и други. Чрез различни софтуерни и хардуерни устройства го подготвя за разпространение през IP базираната мрежа. Преносната мрежа най-често се изгражда хибридно от оптични линии, коаксиални мрежи, локални мрежи и други. Клиентските устройства предоставят достъп на абонатите до IPTV услугите, декодират и възпроизвеждат на телевизионния екран входящия поток данни. Най-популярните такива устройства са Set-top box-овете.

- 309 -

За реализацията на домашната IPTV мрежа се налага модифицирането на типичната IPTV система по следния начин: вместо център за данни се използва само един преносим компютър, изпълняващ функцията на сървър с цена около 700$. В центърът за данни е възможно да има няколко високотехнологични сървъра, чиято цена да надхвърля 15 000$ за всеки. Като преносна мрежа се използва широколентова безжична локална мрежа. Тъй като липсва Set-top box устройство, то е заместено от мини компютър на Android с предварително инсталиран медиен плейър (цена около 50$ за устройството, софтуера е безплатен). Средната цена на един Set-top box е около 70$ като е необходимо за конкретния модел да се напише или закупи софтуер, което допълнително повишава крайната цена. Предимство при използването на Android Mini PC е че той разполага с по-универсална операционна система, която също се ползва от смартфони и таблети и по-често излизат обновления на версията й. Недостък пък е липсвата на услуги, поддържани от един Set-top box като Electronic program guide (EPG – телевизионен справочник ), избор между канали, VideoOnDemand (VoD – видео по заявка) и други.

2. Реализация на домашна IPTV мрежа На фиг.1 е показан модела на мрежата, който включва следните хардуерни и софтуерни средства: - Поточен сървър – функцията му е да осигурява разпространението на сигнала в мрежата като го преобразува в подходящ вид. Използва се лаптоп с инсталиран VLC мултимедиен плейър. VLC е безплатен и с отворен код междуплатформен мултимедиен плейър, който възпроизвежда повечето мултимедийни файлове, както и DVD, аудио/видео дискове и различни поточни протоколи. [2] В случая ще се използва функцията му за излъчване на поточно съдържание по мрежата. - Android Mini PC – представлява мини компютър с операционна система Android и модул за Wi-Fi връзка. Свързан е чрез HDMI кабел към телевизор с висока разделителна способност. За възпроизвеждане на мрежовия поток е инсталиран BSPlayer FREE за ОС Android. BSPlayer FREE е хардуерно ускорен видео плейър за Android смартфони и таблети. [3] - Маршрутизатор – грижи се за приемането на цифровия поток от сървъра и предаването му

към Android Mini PC-то. Връзката се осъществява по стандарт за Wi-Fi 802.11g.

Фиг. 1. Модел на домашна IPTV мрежа 3. Настройки и резултати

За излъчване на мултимедийно съдържание от основното меню на програмата VLC се избира Media => Stream (фиг. 2). Отваря се меню за избор на съдържание (фиг. 3) от различни източници – файл от локалния диск, файл от оптичното устройство, файл от мрежата или файл от записващо устройство (например уеб камера). В случая се използва файл от твърдия диск на компютъра с големина 4,36 GB и резолюция 1280x720 пиксела.

Фиг. 2. Меню за излъчване на съдържание при VLC плейър

- 310 -

Copyright 2013 by Technical University - Sofia, Plovdiv branch, Bulgaria. ISSN 1310 - 8271

Фиг. 3. Избор на файл, който ще се излъчва

В менюто за избор на компресия на съдържанието (фиг. 4) е избран стандарта H.264. Тъй като той е проектиран да доставя видео съдържание и DVD-качество при минимални скорости на пренос на данни и е един от най-мощни стандарти за компресиране, използвани при IPTV системи [1].

Фиг. 4. Опции за компресиране на съдържанието

Следващото меню предоставя възможност за извеждане на кодирания поток към мрежата чрез различни протоколи (фиг. 5). В случая е избран протокола HTTP. За да се улови сигнала трябва да е зададен точния адрес (URL) на потока.

Фиг. 5. Избор за извеждане на потока чрез различни мрежови протоколи

От страна на приемника за възпроизвеждане на поточната информация в BSPlayer се избира опцията за отваряне на URL и се изписва пълния адрес на източника. В случаят адреса на потока е следния: http://192.168.7.108:8080 (фиг. 6)

Фиг. 6. Отваряне на URL от BSPlayer

При правилна конфигурация се зарежда поточното видео (фиг. 7 и фиг. 8). Времето за първоначално зареждане на потока е около няколко секунди. Като основен недостатък може да се отчете времето за превъртане на видео файла назад или напред, което е от порядъка на 25 секунди.

- 311 -

Фиг. 7. Екран от излъчвания по мрежата филм

Фиг. 8. Екран от излъчвания по мрежата филм

4. ЗаключениеПредложеният модел на домашна IPTV

мрежа е базиран изцяло на свободен софтуер. Той може лесно и евтино да се реализира като се използват не толкова популярни възможности, които предоставят стандартните мултимедийни плейъри.

5. БлагодарностиНаучните изследвания, резултатите от

които са представени в настоящата публикация, са финансирани от Вътрешния конкурс на ТУ-София-2012г.

ЛИТЕРАТУРА

1. G. O' Driscoll Next Generation IPTV Servicesand Technologies, John Wiley & Sons, 2008.

2. http://www.videolan.org/vlc/

3. https://play.google.com/store/apps/details?id=com.bsplayer.bspandroid.free&hl=bg

4. Robinson, D. C., Jutras, Y. and Craciun, V.Subjective Video Quality Assessment of HTTP Adaptive Streaming Technologies. Bell Labs Tech. J., 16: 5–23.2012

5. Dongyu Qiu, On the QoS of IPTV and Its Effectson Home Networks, International Journal of Digital Multimedia Broadcasting, vol. 2010

6. Lloret, J., Garcia, M., Atenas, M. andCanovas, A., A QoE management system to improve the IPTV network. Int. J. Commun. Syst., 24: 118–138, 2011

Department of Computer Systems Technical University–Sofia 8 Kliment Ohridski Blvd. 1000 Sofia BULGARIA E-mail: vldimitrov@tu-sofia.bg

Постъпила на 27.02.2013 г.

- 312 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria ―Fundamental Sciences and Applications‖ Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

DESIGN AND FUNCTIONAL DESCRIPTION OF EXPERIMENTAL SMART GRID

ZDENEK BRADAC, FRANTISEK ZEZULKA, ZOLTAN SZABO,

ZDENEK ROUBAL, PETR MARCON

Abstract: The paper contains a description of an Experimental Smart Grid. The principle of the proposed design consists in improving stabilization of current grids and enabling maximum exploitation of electric energy produced by renewable sources (hydroelectric stations, photovoltaics, wind power plants). In this respect, the authors present a model where the existing grid can be interconnected with renewable energy plants in such a manner that the highest possible volume (ideally the total) of electric energy from renewable sources finds effective application. A block description of the proposed experimental grid is provided, including functional characterization of the blocks. The most detailed description is given for the elementary block denoted as Control Block (in the paper, the block is marked as CB1), which serves both to dispatch energy to the grid and to charge the smart grid batteries. In order to secure correct operation and functioning of the CB1, the authors applied a step-up converter and designed a special step-down converter

Key words: control block, energy storage, experimental smart grid, modeling, optimal control

1. Introduction The Current development of the electrical

energy production and distribution leads from central production in big classical as well as nuclear power plants towards combined centralized and decentralized power sources. The development has been started with a massive expansion of the renewable energy source such as photovoltaic, wind farms and partly with small distributed energy sources such as cogeneration units in houses, small energy sources on the basis of the fuel cells (electrodes are not consumed, fuel as hydrogen, methanol, etc.), small water turbines on small rivers and streams with a time limited power production. All of these small energy sources have a character of renewable energy sources and their expansion is a part of the common energy policy of Europe and all developed countries. This way is on the one hand very useful and advanced. It also saves on natural energy resources (cool, water, nuclear fuel, gas, oil) and reduces impact on the environment, but on the other hand it brings problems.

The most serious problems in power supply are prices of electrical energy, significant initial investments, a difficult prediction of their

efficiency, a stability of the electrical grid which are problems to control the classic power plant in order to compensate non-predictable power from photovoltaics (PV) and wind farms, non-existing sophisticated monitoring and control systems (smart metering) in many countries.

In this work the authors make a step in the experimental smart grid framework. In their investigation, authors considered revealing of the National Institute of Standards and Technology [1] to [5], that there are following the most important smart grid areas that have to be taken into consideration by a design of smart grids: bulk generation, transmission, distribution, customers, operations, markets and service. These areas contain many technical disciplines such as Data Management System, Smart Metering systems, Communication System, Distributed Automation Systems, Advanced Metering Infrastructures (AMI), Sensor Networks (SN), Networked Control Systems (NCS), SCADA, FACTS and M2M communication in the near future.

An ambitious final author’s goal is a design of a methodology to stabilize already existing electrical grids and at the same time to utilize the

- 313 -

maximum of electrical energy from renewable energy sources. Authors of this article thing, that the first steps towards a methodology is a representative modeling of electrical grid with connected the most usual renewable as well as natural energy sources.

2. Experimental electrical network (E.E.S.)

description When we make a smart energy network

research (smart grids) with a large share of the renewable sources, we have to provide partially physical network modelling. A creating network is called E.E.S. (Experimental Energy Network). Small power plants utilizing renewable energy sources are connected to a grid. Some of these power plants are present in the Laboratory Automation in Brno University of Technology, where the E.E.S. is located [6]. Firstly, there is a PV panel and small wind power plant which are situated on a roof of the building. Small hydropower plant must be placed in other locations from practical reasons. A hydrogen fuel cell will be connected to the smart grid in the near future. Electrical energy of these remote energy sources are realized and connected into the E.E.S. by means of RES (Remote Energy Sources) boxes, see Fig. 2. The RES box is controlled by a CompactRIO and LabView control system according information from GPRS wireless data logger which is situated near the remote energy source to measure its power Pi.

The physical realization of the E.E.S. is shown in the Appendix. The thick lines represent material and energy flows, dashed lines represent wireless communication links. Each power control source communicates with the CompactRIO and LabView control system physically through input/output circuits via wired connections in the laboratory. These non-power control connections are not indicated in Fig.1 for better clarity.

The control system, including hardware CompactRIO and software LabView, reserves in individual sources flows of energy and realize the consumption control. This system can determine which resources are currently supplying the power to the grid and what amount of the power. The E.E.S has to work according the ―energy law‖:

∑Pi = 0, I = 1, 2 … n (1)

Where Pi is a power delivered by a power source or consumed by appliance.

The resources supplying energy to the E.E.S. are a wind and a water turbine, a fuel cell, solar panels and possibly other renewable sources (a gas turbine, etc.). Each of them supplies to the E.E.S. network approximately 200 - 300 W peak.

Given the simplicity of physical realization, safety experiments and low cost, the E.E.S. works with 24 V DC.

The authors are convinced that this simplification is acceptable for a generality of the control algorithm smart grid methodology design. An object of interest is a switching and controlling strategy for amount of energy from various energy sources considering consumption fluctuations and stochastic changes in a wind, sunshine and partly changes in a water flow. The designed E.E.S. has at its disposal number of batteries for an each individual power source but centralized battery storage is proposed. Although the storage of electrical energy into hydrogen seems to be a less promising, a hydrogen fuel cell (FC) (one metal-hydride container as a hydrogen storage) will be integrated into the E.E.S. in order to realize a peak energy source [7] .

Physically connected PCs via a simple DC/AC converters without a need for strict adherence to phasing and frequency built one important appliance of the E.E.S. Other appliances, physically connected to the E.E.S., are heaters, battery chargers for cars, possibly also electrolyser (EL) as a backup to store energy by over generation. The energy consumption is controlled by the CompactRIO, LabView control system and by the Control Block (CB2), see Appendix. At this point, the authors simplified theirs situation – for switching and controlling sources into a common energy grid the CB2 controls the current (and power) only because the E.E.S. is a DC grid. Authors are convinced that the optimal control strategy, developed for the DC E.E.S., will be equally valid like if it was developed for a three-phase AC grid, where the resources are connected when synchronization level was entered with a grid frequency and with a proper phasing. A reason for such conviction is the fact, that the control of each energy source frequency and its proper phasing is a standard question and a standard technical solution of each AC energy source. These features don’t correspond with higher strategic algorithms of distribution, production, consumption and optimality (time optimum, energy and fuel optimal real time control) of the grids in general. Hence the higher strategic algorithms which will be developed, simulated and evaluated in experiments with the E.E.S., will be appropriate for any other smart grid.

3. Control and Communication As already mentioned, most of electrical

energy sources in the E.E.S. [6][7] (the hydro and wind power plant) will be placed in areas with favorable weather conditions and information about

- 314 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

their instant power will be transmitted to the control system (LabView). Based on this information, the same power as if these sources were physically connected to the E.E.S., will be physically delivered to the E.E.S. This finding has two important aspects for the E.E.S. realization. Firstly, it is necessary to transmit information about an instant power of these remote sources into a central control workstation (CWS), secondly, to control them remotely (connect and disconnect) and to realize theirs physical replacement in the E.E.S.

The data transfer from the remote energy sources is realized with a GSM data logger. Power meters of these sources are located near the water and wind power plant and instant power data (when power changes) is transmitted wirelessly (GPRS) to the central control and communication system with CompactRIO and LabView. The laboratory uses wired connection – RS232 (RS 485) or Ethernet – among each controlled source of power (CB1) and control appliance blocks (CB2), see appendix. Design of power (electrical) part of E.E.S. is shown in Appendix.

In the Fig. 1 you can see a physical model of renewable energy sources (RES).

Fig. 1. Physical model of RES This RES model [6][7] consists of an

AC/DC converter and I/U sense block. The RES represent E.E.S. physical source (with the exception of PV source, which is directly physically connected to the E.E.S.). Local batteries are supplied with simple uncontrolled AC/DC sources. The LabView control system manages battery charging current, based on the information from voltage and current sense sensor, using voltage control. For the purposes of a power management of the actual RES source into E.E.S. is behind RES block included a controlled block 1- CB1 [6][7] (see Fig 2). The CB1 can operate in two different modes:

The first mode of CB1 enables to charge the

local 12 VDC batteries (whose voltage may range between 11 VDC and 14.5 VDC depending on the battery charge status). The batteries are charged via a DC/DC converter, which behaves like a current

source. The 24 VDC smart grid is used as the supporting source. The DC/DC converter is controlled depending on both the current sensed by a HY10 sensor and the voltage determined on a divider; the current and the voltage are measured at the CB1 input. The applied DC/DC converter is a special Linear Technology circuit controlled by a D/A converter via the LabView environment.

The second mode of CB1 allows power the

24 VDC smart grid from local 12 VDC batteries. For this purpose, we used a Vicor DC/DC converter, whose output voltage is controlled via LabView. In general terms, the controlling is performed through a D/A converter in CompactRIO; the output of the converter is connected to the controlling input of the changer. Here, the controlling is also realized depending on the output current and voltage, and sensor types similar to those applied within mode 1 are utilized.

Mutual switching between the two modes is

performed using the LabView controlling interface; thus, the activity of only one converter (the step-up or the step-down) at a given moment is secured.

Fig. 2. Diagram of controlled power controller CB1

Another physical E.E.S. source is a fuel cell

(FC); it can be connected remotely or physically. In the case of physical connection, FC is connected via its own voltage regulator and a power regulator to the E.E.S. In case of the remote function mode, the FC is located in different laboratory and supplies power to the E.E.S. via the CB1 power controller.

4. Appliance control blocks [6][7] The last one of the power E.E.S. blocks is a

CB2 appliance control block. For a block diagram see a Fig. 3. A DC current from E.E.S. is controlled using the LabView and if needed (for AC appliances) it is converted by a low-cost unmanaged converter to 230 V AC.

For financial reasons we do not realize a sale of an energy over generation in the public network since the corresponding converters are

- 315 -

significantly more expensive and for their own functions and an E.E.S. role as an experimental network for development and testing of management strategies of renewable energy sources and prediction their performance, this option would provide no additional problem to be considered in our investigation.

Fig. 3. Control unit CB2 of appliance

5. ConclusionThe whole E.E.S. model aims to simulate a

real power network with a large share of renewable sources and will serve mainly for the development and validation of advanced control algorithms of power system, utilizing the most comprehensive information on the temporal power distribution of different types of renewable resources in an island smart grid.

Research will be focused on optimizing the volume of information transmitted from remote energy sources and from monitoring system of energy consumption to CWP (a cooperation between the smart grid and the smart metering) and on the control strategy design for energy storage and control of the network stability using both – resources management and retail consumption control (households, institutions, retailers). As result should be also a feasibility study of a smart grid stabilization (a stand-alone operation as well as the entire network segment with a significant share of renewable resources).

Acknowledgements This work was supported by Operational

Program Research and Development for Innovations; project CVVOZE – Center for Research and Utilization of Renewable Energy Sources no. of contract CZ.1.05/2.1.00/01.0014 and Brno University of Technology.

REFERENCES

1. N. A. Hidayatullah, Stojcevski B., A. Kalam:Analysis of Distributed Generation Systems, Smart Grid Technologies and Future Motivators Influencing Change in Electricity Sector, Smart Grid and Renewable Energy, 2011, 2, pp.216-229 2.

2. ―Grid 2030—A National Vision for Electricity’s Second 100 Years‖ U.S Department of Energy, Office of Electric Transmission and Distribution, July 2003 Available from http://www.oe.energy.gov/DocumentsandMedia/Electric_Vision_Document.pdf

3. National Institute of Standart and Technology,―NIST and the Smart Grid,‖ 2010. http://www.nist.gov/smartgrid/nistandsmartgrid.cfm

4. European Commission, ―European Smart GridTechnology Platform—Vision and Strategy for European Electricity Networks of the Future,‖ 2010.

http://www.smartgrids.eu/web/node/28/default.asp

5. Office of the National Coordinator for SmartGrid Interoperability, National Institute of Standard and Technology, U.S. Department of Commerce, ―NIST Framework and Roadmap for Smart Grid Interoperability Standard, Real-ease 1.0,‖ NIST Special Publication 1108 on the January 2010.

6. ZEZULKA, F.; BRADÁČ, Z.; SAJDL, O.;ŠEMBERA, J. Experimental Smart Grid. In Proceedings of 11th IFAC/IEEE International Conference on Programmable Devices and Embedded Systems. Brno: IFAC-PapersOnLine / Elsevier, 2012. ISBN: 978-3-902823-21- 2.

7. VESELÝ, I.; ZEZULKA, F.; ŠEMBERA, J.;SAJDL, O. Problems of energy saving in Electrical Experimental Network/Smart Grid. In Advanced Batteries Accumulators and Fuel Cells - 13th ABAF Book of Proceedings. 2012. s. 1-8. ISBN: 978-80-214-4610- 6.

CVVOZE Department Department of Control and Instrumentation Faculty of Electrical Engineering and Comunication Brno University of Technolgy Technicka 12 61600 Brno CZECH REPUBLIC E-mail:zezulka@feec.vutbr.cz E-mail:bradac@feec.vutbr.cz E-mail: szabo@feec.vutbr.cz E-mail: roubal@feec.vutbr.cz E-mail: marcon@feec.vutbr.cz

Получена на 04.03.2013 г.

- 316 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Appendix: E.E.S. block diagram

CB1 source block (controlled power source 0 – 300 Wss) CB2 control block of energy consumption of individual appliance (LabView controlled) CL current limiter (d-Space control of accumulator charge) SI sensor of DC current BAT accumulator of DC energy RES physical model of remote energy source EL electrolyzer S valve to switch and control the hydrogen flow to the fuel cell (FC) FC fuel cell ST suppliers stand for e-cars G 1 wind turbine generator 12 Vss, 160 W G 2 water turbine generator 230 V, 50 Hz, 500 W G 3 virtual model of a gas turbine Heat electric heater Cont 1 metal-hydride container of hydrogen Cont 2 pressure flask of hydrogen CWP control work place

- 317 -

- 318 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

X-RAY DIFFRACTION ANALYSIS OF RESIDUAL STRESSES IN LASER WELDED STEEL SHEETS

ZDENEK PALA, KAMIL KOLAŘÍK, NIKOLAJ GANEV

Abstract: Advent of high power diode laser has substantially contributed to the popularity of laser welding in industry where its virtues such as low heat input and good weld strength are highly appreciated. However, one of the drawbacks of the laser welding is distortion of the welded bodies that is closely linked with the generation and/or redistribution of residual stresses in the vicinity of the weld. In this contribution, we have striven to bring insight not only into the distribution of surface residual stresses after laser welding, but also perform qualitative assessment of the surface structure by means of X-ray diffraction.

Key words: laser welding, residual stresses, X-ray diffraction

1. Introduction The cost effectiveness, non-contact

character, high degree of automation and the resultant good reproducibility make laser welding ever more attractive for automotive and aeronautics. Industrial applications of laser welding using high-power diode laser (HPDL) are becoming more numerous since the usage of this type of laser was firstly published more than 20 years ago [1]. Multiple beam interaction of HPDL and its shorter wavelength in comparison with conventional CO2 and Nd:YAG lasers is responsible for smaller heat-affected zone, better absorption of the beam energy, fewer cracks and lower porosity or in general more compact microstructure [2]. On the other hand, the HPDL beams are divergent and, hence, problematic to be focused into small beams which would be beneficial for welding of small components.

The fatigue life of an object with a laser weld or, more universally, its performance depends on several parameters of structure, most notably on the residual stresses which are considered as important criterion of the weld quality [3]. The aim of the laser welding process is not only to produce a joint, but also to avoid generation of tensile residual stresses that would significantly speed up crack propagation and to minimalize the distortion of the final object. It has been found that distortion and the macroscopic residual stresses after welding are two mutually affected phenomena and, therefore, upon controlling the residual stresses by the means of

laser beam energy and speed of the weld creation, one can influence the undesirable distortion as well.

Determination of residual stress distribution in the vicinity of laser welds can be performed by employing by one of X-ray diffraction (XRD) methods, when the inter-planar lattice spacings are measured and then used for stresses calculation with the help of generalized Hooke’s law [4] and appropriate elastic constants. However, there are some limitations to the applicability of XRD for establishing the state of residual stress in polycrystalline materials. Namely occurrence of crystallographic texture and too coarse material [5], the absolute extreme being the case when the irradiate volume lies in a single crystallite, belong to the state of the material when the standard methods fail to give reliable results.

In this contribution, mapping of surface macroscopic residual stresses in two directions, i.e. parallel and perpendicular to the welds, were performed for two bodies. The first contained a weld created with the HPDL beam speed of 2 m/min and the second with the speed of 15 m/min. Our aim was to compare not only resulting fields of residual stresses, but also to perform qualitative assessment of the possible presence of crystallographic texture and gain a qualitative apprehension about the grain sizes in the vicinity of a laser weld joining two steel sheets. Moreover, diffraction line broadening as a

- 319 -

parameter of the degree of plastic deformation was computed from the measured profiles.

2. Experimental

The analysed bodies were manufactured by welding of two sheets made form S355 steel. Power of the HPDL was set to 3.5kW; the speed of welding was 2 m/min and 15 m/min. The lengths of the welds were approximately 180 mm.

Distortions of both bodies were measured in six equidistant points in the direction perpendicular to the welds; the obtained values were, thus, 6 angles of deflection.

The structure of the welds and the adjacent areas of the steel sheets were qualitatively characterized by 2D diffraction patterns, or more precisely by Debye rings of 211 planes of α-Fe obtained in the backscattering layout of Debye-Scherrer method. For this purpose, ISO DEBYEFLEX 3003 apparatus, non-filtered radiation from X-ray tube with chromium anode, cylindrical primary slit with 1 mm in diameter and image plate detector were employed.

Surface distributions of macroscopic residual stresses were established perpendicularly to the welds in eleven areas mutually shifted by 0.5 mm. Each analysed area had a rectangular shape with dimensions 10 × 0.5 mm2; the longer sides being parallel with the welds. Stresses were determined in the directions parallel with the welds, longitudinal stresses σL, and perpendicular as well, transverse stresses σT.

We assumed biaxial state of stress and used the „sin2ψ“[6] method coupled with Winholtz-Cohen least squares fitting procedure [7] to compute both longitudinal and transverse stresses. The measured diffraction profile of α-Fe 211 planes has for the used filtered CrKα radiation it maximum at 2θ ≈ 156°. Detected doublets were separated by Rachinger method [8] to the contributions from CrKα1 and CrKα2. Diffraction profile corresponding to CrKα1 radiation was fitted by Pearson VII function. Maxima of this function for all measured profiles served as input data for inter-planar lattice spacing’s calculations. In the generalised Hooke’s law, we used X-ray elastic constants s1 = -1.25 TPa-1 and ½s2 = 5.76 TPa-1 obtained with the help of Eschelby-Kröner model [9]. Eventually, the diffraction profile corresponding to α-Fe 211 planes parallel with the surface was characterized by FWHM (Full Width at Half Maximum) profile parameter which represents another parameter, often described as „degree of plastic deformation“, because the diffraction profile broadening can be related to such phenomena as grain size, microscopic residual

stresses or dislocation density whose evolution is closely connected with plastic deformation.

Fig. 1. In-house designed versatile positioning

system for XRD analyses of real objects-. Diffraction measurements were carried out

on vertical θ - θ X’Pert PRO MPD diffractometer equipped with monocapilary optics in the primary beam, i.e. the beam impinging on the analysed sample was pseudo-parallel. Positioning of the measured objects to the coveted locations was done by combining versatile positioning system seen in Fig. 1 which with six degrees of freedom and laser triangulation for precise surface position determination with accuracy of approx. 5 μm.

3. Results

Prior to the XRD analyses of residual stresses by „sin²ψ“ method, diffraction patterns capturing 211 α-Fe Debye rings were obtained. Table 1 shows the selection of three patterns: one form the initial state of the steel sheets prior to laser welding and one from each object 2 mm far from the welds’ boundaries. The six angles of deflection for each object are summarized in Tab. 2. Surface distributions of macroscopic residual stresses can be seen in Figs. 2 and 3 as well as corresponding FWHM parameters in Fig. 4 and 5.

- 320 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

15 m/min

distance from the weld's boundary, mm0 1 2 3 4 5 6

, MPa

-400

-200

0

200

400

600

tranverse directionlongitudinal direction

Fig. 2. Surface distribution of residual stresses in

the vicinity of the laser weld created with the HPDL beam speed of 0.25f m/s.

2 m/min

distance from the weld's boundary, mm0 1 2 3 4 5 6

, MPa

-400

-200

0

200

400

600

transverse directionlongitudinal direction

Fig. 3. Surface distribution of residual stresses in

the vicinity of the laser weld created with the HPDL beam speed of 2 m/min.

15 m/min

distance from the weld's boundary, mm0 1 2 3 4 5 6

FWHM

, °2

2,0

2,2

2,4

2,6

2,8

3,0

3,2

transverse directionlongitudinal direction

Fig. 4. Surface distribution of FWHM of α-Fe 211 diffraction profile of planes parallel with the sample surface; measured in the vicinity of the laser weld created with the HPDL beam speed of 15 m/min.

2 m/min

distance from the weld's boundary, mm0 1 2 3 4 5 6

FWHM

, °2

1,50

1,55

1,60

1,65

1,70

1,75

1,80

transverse directionlongitudinal direction

Fig.5. Surface distribution of FWHM of α-Fe 211 diffraction profile of planes parallel with the sample surface; measured in the vicinity of the laser weld created with the HPDL beam speed of 2 m/min.

Table 1 Backscatter diffraction patterns with Debye

rings of α-Fe 211 planes. Sample,

area Diffraction pattern

2 m/min, 2 mm from the weld’s boundary

15 m/min, 2 mm from the weld’s boundary

state prior to laser

welding

- 321 -

Table 2 Deflection of both analysed bodies in seven equidistant points in the direction perpendicular to the welds.

Point Deflection of sample 2 m/min

Deflection of sample

15 m/min 1 -1° 4´ 2° 20´ 2 -1° 3´ 2° 25´ 3 -1° 3´ 2° 25´ 4 -0° 8´ 2° 25´ 5 -0° 7´ 2° 20´ 6 -0° 8´ 2° 20´

4. ConclusionsConsidering all the results from the analysis

of two objects with laser welds prepared with HPDL laser and two distinctive beam speeds entitles us to make the following conclusions.

The structure of the material in the vicinityof welds was suitable for residual stress determination by means of XRD.

From the comparison of the Debye ringsfrom both samples (Table 1) emerges the fact that the structure in the vicinity of the weld created with lower speed is distinguished by larger grains of b.c.c. iron. It is, thus, coarser-grained than the areas adjacent to the weld done with much higher speed of 15 m/min (15 m/min). Taking the effect of temperature-related phenomena, the performed measurements affirm that laser welding with lower beam speed leads to more pronounced heat impact of the structure.

On the surface of both the objects,anisotropic biaxial state of stress was established, i.e. σT σL. Residual stresses σL in the direction parallel with the welds are tensile in all measured areas and decrease in value with larger distance from the welds’ boundaries. The decline has monotonous character for the sample 2 m/min, but oscillations between neighbouring areas occur in the case of the body with 15 m/min weld.

Whereas character of σL surface distributions is similar, the stresses in perpendicular direction to the welds are qualitatively different for both bodies.

The stresses σT are within comparativelynarrow interval from -70 to -13 MPa for the sample 2 m/min which is in stark contrast to the other sample where the stresses rise from approx. ˗ 300 MPa to approx. 150 MPa within the 1.5 mm wide area fast beside the weld’s boundary.

From the comparison of all four surfacedistributions of 211 α-Fe FWHM parameter, it is visible that higher values are seen for faster beam speed, see Fig. 4 versus Fig. 5. Both areas closest to the welds show apparent increase in this parameter,

but only for diffraction profiles measured in longitudinal directions, i.e. parallel with the welds.

Larger distortion of the body with a laser weld is exhibited by the sample manufactured with approximately 8 times bigger speed of HPDL beam. This sample is in the immediate vicinity characterized by substantial compressive residual stresses in the direction perpendicular to the weld.

Acknowledgements

This research was carried out in the frame of research projects TA02011004 (Technology Agency of the Czech Republic) and FR-TI3/814 (Ministry of Industry and Trade of the Czech Republic).

References

1. Li L., Optics and Lasers in Engineering 34(2000) 231-253.

2. Lawrence J, Li L. J Phys D 32 (1999) 1075-1082.

3. Olabi A.G., Benyounis K.Y., Hashmi M.S.J.Strain 43 (2007) 37-46.

4. Kraus I., Ganev N.: Residual Stress and StressGradients, In: Industrial Applications of X-Ray Diffraction. New York: Marcel Dekker, 2000, p. 793-811.

5. Leoni M., Scardi P., Thin Solid Films 345(1999) 263-269.

6. Macherauch E., Müller P., Zeitsch. angew.Physik 13 (1961) 33 – 38.

7. Winholtz R.A., Cohen J.B., Aust. J. Phys. 41(1988) 189-199.

8. Rachinger W.A., J. Sci. Instrum. 25 (1948) 254 -259.

9. Eshelby, J. D., Proc. Roy. Soc. A 241 (1957)376 – 396.

Department of Solid State Engineering Faculty of Nuclear Sciences and Physical Engineering Czech Technical University in Prague Trojanova 13 120 00 Prague 2 CZECH REPUBLIC E-mail: zdenek.pala@fjfi.cvut.cz E-mail: kamil.kolarik@email.cz E-mail: nikolaj.ganev@fjfi.cvut.cz

Постъпила на 15.02.2013 г.

- 322 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

PHYSICAL LUNG SIMULATOR FOR EX VIVO MEASURING OF AEROSOL DEPOSITION IN

LUNGS ZEZULKA F., DRAUSCHKE A., BUREŠ Z., KREJČÍ .I, BALCAR J., PROCHÁZKA M.

Abstract: With the current exposure to aerosols, nanoparticles and fine dust the cases of pulmonary diseases increase. Nowadays there is still little information about the distribution of inhaled particles in the lung itself.

The presented lung simulator i-Lung 2.0 is an active mechanical lung simulator, which offers the use of different lung equivalents, like a primed porcine lung or latex bags. The use of live lungs from pigs is proposed to be used as well. The i-Lung uses a non destructive aerosol measurement system for measuring the size and amount of in- and exhaled particles that were produced beforehand.

Mechanical, electronically as well as microcontroller based control and communication systems are briefly presented in the contribution..

Key words: control, lung simulator, aerosol, nanoparticles, vacuum

1. IntroductionWith the current exposure to aerosols,

nanoparticles and fine dust the cases of pulmonary diseases increase. Nowadays there is still little information about the distribution of inhaled particles in the lung itself. However, this information is important for pharmaceutical industry providing inhalable diagnostics and therapeutics. The presented lung simulator i-Lung is an active mechanical lung simulator, which offers the use of different lung equivalents, like a primed porcine lung or latex bags. The i-Lung uses a non destructive aerosol measurement system for measuring the size and amount of in- and exhaled particles that were produced beforehand.

This lung simulator is a first step into the direction of replacing laboratory animals for inhalation test as ordered by the EU REACH regulation.

One possible solution to reduce the amount of needed animals is the here presented lung simulator i-Lung 2.0. This lung simulator uses a non destructive aerosol measurement system and is designed to work as a passive or active lung simulation tool. The i-Lung can simulate different physiological and pathological breathing patterns and measure inhaled and exhaled particles using a

white light aerosol sensor. Furthermore, the i-Lung can use different lung equivalents such as a isolated primed porcine lung and has the foundations to be used as an ex vivo aerosol measurement.

The contribution deals with mechanical realization, design and realization of electronics for signal processing from sensors and the design of the micro - controller based control system.

2. Device overviewThe i-Lung 2.0 is an active physical lung

simulator. Due to the use of different modules its use and setup are flexible. With these i-Lung modules different pathological breathing situations can be simulated and inhaled and exhaled particles can be produced and detected. In this text the i-Lung module, sensor network and the used electronics will be presented, see Figure 1.

2.1 The i-Lung module The core element of the i-Lung module is

the "thoracic chamber". Chamber is made from plexiglass. A negative pressure is created within the chamber to inflate the lung equivalent. Lung equivalents can be mounted via the connective flange. The chamber is connected to a bellows system and a vacuum pump. The vacuum pump creates a constant negative pressure in order to

- 323 -

achieve a more realistic anatomical and physiological breathing situation. The constant negative pressure represents the adhesion of the human lung to the thorax through the pleura. The bellows system induces differences of the pressure within the thoracic chamber due to the movement of the bellows. The bellows movement of compression and extension is in direct correlation to the ball-screw in the middle of the bellow. A motor rotates the ball-screw which has the effect that the bottom of the bellows is moved downward or upward. The pressure changes within the thoracic chamber cause a inflation and deflation of the used lung equivalent.

Speed of bellows expansion or contraction is continuously controlled by comparing the air flow “F” to or from lung equivalent with the desired course of respiratory curve “F = f (t)” (Figure 2). System is regulated and controlled by a controller on the basis of flow sensors, the differential pressure inside the chamber. Continuously are scanned also temperature and humidity in the chamber and in the ambient. UV sensor provide auxiliary function measurements during sterilization by UV radiation.

2.2 Electronics

Electronics consist of single board computer (SBC03), display and keyboard. For more complex setting of parameters and drawings of graphs PC can be used. PC is connected to SBC03 via Ethernet cable.

The SBC03 contains a ARM9 (Linux OS) which is connected to a Cortex M3 (real time processor) via SPI. The ARM9 gets input from the PC or display and forwards the according signals to the Cortex M3. As a result the Cortex M3 sends signals and commands to the Driver of the motor and the power switch of the vacuum pump. Additionally the Cortex M3 collect all data from the sensor network and the limit switches of the bellows. According to the incoming signals of these sensors and switches the M3 again send signals to driver and vacuum pump as well as data to the ARM9 for further processing. This data then can be displayed numerical or as graphs on the PC and display.

2.3 Sensor network

Normal respiratory cycle, ie, inhale and exhale for a period T = 2 s, ie, the frequency of 0.5 Hz. For sampling during the reference breathing curve, according to which the regulation will take place, has been selected 100 samples per cycle, ie, Ts is the sampling frequency of 50 Hz.

Fig. 2. Curve of physiological breathing The sampling frequency allows implement

appropriate modulation signals that occur in pathological breath, a frequency less than 25 Hz. The reference respiratory curves are stored in the data memory of control computer as flow dependence on the time from which will be released according to the type of breathing. From memory the data will be released with the mentioned sampling frequency, which will also be sampling frequency regulation loop. From this sampling frequency also implies the need for equally quick sampling real the flow of air into the lungs of the model. Other auxiliary variables (temperature, humidity, pressure, etc.) are characterized as slow, and therefore these data do not have to be captured at each sample frequency (sampling rate 1 sec). This can be used for time-division multiplexing of samples to reduce the capacitive load for line. For this purpose RS485 communication protocol was used with baud rate of 115 kbaud.

The sensor network currently consists of seven sensors:

Box Flow meter : Honeywell AWM720P1

Box Temperature : Heraeus W-EXK6

Box Differential Pressure : Freescale MPXV2010DP

Box Humidity : sensirion SHT75 Ambient Temperature : Heraeus W-

EXK6 Ambient Pressure : Freescale

MPX5100DP Ambient Humidity : sensirion

SHT75 All of them are connected to the Cortex M3

using the RS 485 communication protocol and power with either 12V or 5V.

- 324 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

3. Control and sensor part3.1 Introduction

Two-stage solution of the physical model of the artificial lung was used, the first stage consists of main control board processor based on Cortex M3 and the second one consist of intelligent sensors connected to the network via a standard RS-485 line.

3.2 Control part Measurement of air flow in and out of the

lungs is a key variable according the speed and direction of the motor is regulated during respiratory cycle. For each direction of flow one sensor is used because of their big non – linearity in opposite flow directions. Sensors are connected in series.

Subordinated processors are based on low-power MCU units TI MSP430FE2xx (Figure 4), which in themselves have implemented 24-bit AD converter and a universal asynchronous serial channel type UART.

3.3 Sensor part Using communications physical layer RS

485 is an open system for expansion requirements for connecting additional sensors or actuators, implementing auxiliary control systems (stabilization in temperature or humidity, etc.). Data layer will form efficient communication protocol that ensures sufficient throughput communication lines as well as for expansion of the system. The device will be designed so that both could independently control the operation of artificial lungs and also to cooperate with the master system.

Control and regulation loop is based on the airflow sensors. As an airflow sensor is used a Honeywell AWM720 microbridge mass airflow sensor, which provide in-line flow measurement (Figure 3) with a specially designed bypass flow housing. The sensors measure flow as high as 200 standard liters per minute (SLPM) while inducing a pressure drop of 1 inch H2O, typically. The AWM700 has a high flow range capability in a small package. The AWM720 has a 6 millisecond response time, requires a 10 Vdc supply, but consumes only 60 mW of power. It has analog output from 1V (0 SLPM) to 5V (200 SLPM)

Conclusions Contribution deals with a physical

realization of a lung model. The i-Lung 2.0 is an active physical lung simulator. The goal of investigation is in research of influence of aerosols on human body (lung) by breathing. Particular attention by such an investigation is in replacing

laboratory animals for inhalation test as ordered by the EU REACH regulation.

Authors describe electro - mechanical model of the i-Lung 2.0 system, as well as the electrical and particularly sensor, communication and microcontroller based control sub - systems. The i-Lung 2.0 system enhances the previous models of artificial lung was equipped by a pump to insure vacuum around the lung. The system i-Lang 2.0 uses for the negative pressure a bellows, which has more appropriate relation weight – power. Nevertheless it is necessary to compensate leakages in the bellows by more smart control strategies of additional air pump.

Acknowledgement This work was supported by cross-border

project of the College Of Polytechnics Jihlava and University of Applied Sciences Technikum Wien – ELBIK.

References 1. Forjan M, Stiglbrunner K, Zbynek B,Drauschke A: Overview of the "i-Lung" as developing active lung simulator including respiration aerosol measurement. Pittsburgh: ACTA Press, 2011 2. European Commission: REACH. EuropeanCommis-sion, 2012. Available at:http://ec.europa.eu/environment/chemicals/reach/reach_intro.htm 3. Ari A, Hess D, Myers T, Rau J: A Guide toAerosol Delivery Devices for Respiratory Therapists. 2nd Ed. American Association for Respiratory Care, 2009 4. Forjan M, Stiglbrunner K, Steiner T, ZbynekB, Drauschke A: Sensor System Development for the Novel Spontaneous Active Breathing Lung Simulator, i-Lung. Vienna: UAS Technikum Wien, 2011

Department of Electrotechnics and Informatics College of Polytechnics Jihlava Tolsteho 14 58601 Jihlava CZECH REPUBLIC E-mail: frantisek.zezulka@vspj.cz E-mail: zbynek.bures@vspj.cz E-mail: ivan.krejci@vspj.cz E-mail: mprochazka@rwetc.com E-mail: jbalcar@nbox.cz E-mail: andreas.drauschke@technikum-wien.at

Постъпила на 04.03.2013 г.

- 325 -

Fig. 1. Schematic diagram of the i-Lung 2.0 setup

- 326 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Fig. 3. Voltage Output vs. Flow

Fig. 4. Schematic wiring converter RS 232 to RS 485 interface for connection to a sensor system model of the

artificial lung. The converter uses the TI processor variant with two asynchronous serial UART

- 327 -

- 328 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

Journal of the Technical University – Sofia Plovdiv branch, Bulgaria “Fundamental Sciences and Applications” Vol. 19, 2013 International Conference Engineering, Technologies and System TECHSYS 2013 BULGARIA

SMART GRID – SMART METERING SYSTEM

ZEZULKA FRANTISEK, BRADAC ZDENEK, SAJDL ONDREJ, SIR MICHAL, VESELY IVO

Abstract: This paper deals with the state of the art in a energy consumption area of small and medium energy users. Existing systems for energy consumption monitoring are intended mostly for big companies, institutions, buildings, technologies with a great energy consumption. The paper deals with an idea of energy savings and simultaneously about a smart grid stabilization with an important deal of renewable energy sources. Utilizing a cheap flexible individual smart metering system could small and medium companies and households move individually energy consumption into a more available time zone. It will lead not to only lower a bill for energy in households and by other small energy consumers, but also to a better grid stabilization. A prerequisite for successfulness of such a system is an implementation of a dynamic charge per energy unit.

Key words: smart grid, smart metering, energy saving, dynamic tariff, renewable energy sources

1. Introduction A stabilization of an energy grid could be

done by both, a control of energy sources and a control of energy consumption. The basic principle of any electrical grid is as follows: sum of power from all energy sources must be equal the sum of power consumption of all connected appliances in any moment. In the present time and still more in very near future, existing energy grids will be negatively influenced by non regular energy production and their control. The reason is the continuously growing ratio of connected renewable energy sources. Wind and PV farms produce a stochastic ratio of energy. It is very dangerous for existing control strategies of electrical grids. The classical power plans cannot be effectively controlled to compensate the stochastic energy ratio of renewable energy sources. But a second possibility for the grid stabilization could be done by control of energy consumption. One form of such a system is in many countries already realized by the planned lower energy fees during night and apart from the peak energy request period of the day and also by a quarter-hour maximum. On the other hand it would be possible to utilize still a new control mechanism by control of a huge amount of

households and lower energy consumers. This mechanism should be more dynamic and could really stabilize grids with very dynamic energy ratio from renewable energy sources. The most important step to motivate a huge amount of individual household and small energy consumers should be an implementation of a dynamic tariff of electrical energy. Such dynamic tariff should offer a lower price for energy by a big energy production from wind and the PV farms and increase the price for energy unit by energy deficiency.

The second prerequisite for the proposed stabilization methods is a massively implemented cheap, effective and user friendly measuring system in households and by lower energy consumers. Such smart metering systems are already developed and used in several countries, but mostly for metering purposes of big energy consumers. These systems are not developed for purposes of grids stabilization but mostly for energy saving only. Our intention is to develop and to implement a smart metering system for households and to connect it by smart control strategies by use of a prediction system, weather forecast internet sources, supplementary sensor networks and etc.. This smart metering system will deliver sufficient actual information

- 329 -

into individual smart decision system in individual households and by smaller energy consumers to be used for smart control of the individual energy consumption.

2. State of the art in the area of smart

metering systems As mentioned in the previous chapter, there

are several smart metering systems in the market. Let us introduce some of them.

ESA2000 wireless power consumption meter – dealer: Tipa [1]

System enables to measure the whole consumption of the household in the electric meter, a day comparison with the previous year, visualization of actual price and simple commissioning of the ESA 2000. The communication with the basic station of the user is WLS. The daily data of consumption are available. It does not enable to store data on SD card or to store them in a PC.

DT23 wireless power consumption – dealer: Elektro Palouček [2]

It is a simple system intended to put into a wall socket with two WLS measuring models and with one central station. No connection and storage in SD card or in a PC.

System VOLTCRAFT Smart Metering VSM-120 80A HS – manufacturer VOLTCRAFT [3]

The system is smart enough for current measuring, and energy counting. Actual the whole energy consumption is available. Data from the meter are by WLS connected to a PC to be processed by an existing user program.

HOBO U30 Series Energy Monitoring Systems – manufacturer: Onset (USA) [4]

Measuring system for general outdoor measuring or measuring of an electrical energy (current, voltage) and some supplementary values (pressure, differential pressure, concentration of O2 and other for purposes of energy monitoring not valuable values) It has several communication interfaces (Ethernet, WIFI, USB, GSM). A WEB software interface enables configuration, monitoring and saving of energy and others.

Wi-LEM - Wireless Energy Meter – manufacturer: Synetica Limited (UK)

The most sophisticated system from this list, WLS connection sensors with the basic station. Basic station contains a web server and data can be processed and visualized via internet (e-mail and others). Single sensors can be simple attached on a

wire by a clip and send wirelessly process data to the basic station. The sensor network topology is the mesh type.

3. HW solution of the SMART – ENERGO

system In the Fig. 1 is shown the complete project

conception of the system for monitoring, planning and energy saving with stabilization of a grid with important ratio of renewable energy sources [7].

The concept of the system goes out from the fact that households are equipped mostly by one or three phase electrical installation with one central distributor. There are current or voltage protectors and energy meters. Next the electrical installation is split into more light and socket’s networks, which are protected by one or three phase protectors. From the electricity meter the electrical installation is user available. The system SMART - ENERGO uses two types of energy monitors [7].

The first one is the SM1 (Smart Meter 1) [7] and it makes monitoring of the whole energy consumption of the flat or house (households) or the whole energy consumption of a small energy consumer (SMS, institutions, offices, etc.). The SM1 is situated at the distributor behind the energy meter and monitors the whole energy consumption in one or three phases. The second element [7] of the system SMART - ENERGO is the SM2. It is an element for energy consumption monitoring of an electrical appliance that is connected in one socket. The SM2 can by realized as a special wall socket (with additional measuring sensors, processing electronic and communication interfaces). A communication of SM2 is done by WLS or via power line. In this epoch when households are not totally equipped by internet we decided to realize SM2 in these two options. The SM2 can be realized on demand as a pass-through module or as a special wall socket with embedded SM2 functionality additionally to the standard power functions of the socket.

One new option of the system SMART – ENERGO for internet based monitoring (PDA, netbook, notebook, PC, tablet) is its total distribution. That means, data of energy consumption are written in local memories of each SM2s and because of the fact, that SM2s are developed by WIFI interface, data can be observed directly in PDAs, netbooks, notebooks, tablets, PCs in WLS intranet of the households or enterprises, institutions etc. System would enable a distance monitoring by users via internet in a near future. As shown in the Fig.1, SM1s are equipped by internet interface (Ethernet, GPRS and other interfaces). The world first internet based system which is equipped by such a service is Google energy monitoring

- 330 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

system. Users have access to individual user’s database with historical data of their individual energy consumption from anywhere.

The recommended PWL (Power Line) option for SM2 (recommended by energy distribution firms for this temporary time period) enables direct translation data from SM2s to the SM1 without WLS (Wireless) interfaces in SM2s via power lines connecting any wall socket for energy purposes. The price for such a solution is not cheaper in general and authors believe on a final solution in the WLS option.

3.1 SM1 module for monitoring of the

whole energy consumption of a user This module (Fig. 2) is intended to be

situated and installed in energy distributors of households or in central energy distributors of smaller energy consumers. The SM1 is only one device for a consumer. The SM1 will monitor the total energy consumption continuously over the all day, week, and years. Module is supplied directly from a power line. Module SM1 is connected to a power lines directly in the main distributor via current measuring transformer and enables to measure the total current and power of individual smaller energy consumer. The installation of SM1 is as simple as possible to motivate consumers to accept it. System is equipped by a simple display for visual monitoring and indication of the function.

As mentioned above the SM1 will collect data from SM2s and send them to the user or to the database of a provider via internet.

SM2 module for monitoring of energy consumption of individual appliances

The block diagram of the SM2 is described in the Fig. 3 and Fig. 4. The module enables generate and translate data of actual current, voltage, power and energy of appliances, connected in the socket.

f1NO

WiFi

Currentsensor

PWLInternal netInterfaces

SM21

Voltagesensor

Appliance

P

Fig. 3. Block diagram of SM21

f1NO

WiFi

Currentsensor

PWLInternal netInterfaces

SM22

Voltagesensor

Appliance

P

Fig. 4. Block diagram of SM22 The SM2 [7] can by realized as a pass –

through module (with measuring sensors, processing electronics and WLS/PWL communication interface), or as a special wall socket (with additional measuring sensors, processing electronics and communication interfaces to its standard power functionality). Communication of SM2s is done by WLS or via power line. In this epoch when households are not totally equipped by internet we decided to realize SM2 in these two options SM21 (Fig. 3) and SM22 ( Fig.4).

3.2 SM3 module for monitoring and

distance control The principal block diagram of the module

SM3 [7] is in the Fig. 5.

f1NO

WiFi

Currentsensor

PWLInternal netInterfaces

SM3

Voltagesensor

Appliance

P

Breaker

Fig. 5. Block diagram of SM3 This diagram is very similar to the SM2’s

diagram, but its function is smarter. By means of energy breaker (just in the power socket) the electric current into the socket is switched on and switched off. These actions are controlled by en embedded microcontroller. The SM3 is controlled

- 331 -

by individual user (from the central SM1 and / or intranet / internet) and / or central control station of the smart grid system. Communication of the SM3 in the household framework is via WLS and / or PWL and no direct connection of SM3 towards central control station of the smart grid and towards direct internet based access of user is planned. The basic higher level communication of the SMART – ENERGO system via internet is possible from the SM1 module only.

Thanks to the module SM3 the SMART – ENERGO system realizes an important step from a pure smart metering system towards a smart-grid functionality. Thanks the module SM3 and its future enhancements, an individual user could influence an individual energy consumption according the lower or higher tariff for energy and in the same moment to contribute to the stabilization of the grid with important share (ratio) of renewable energy sources. The first generation of the SM3 assumes to switch of electricity in the wall socket or in the connecting module (Fig. 5). A new generation of the SM3 should take into account also appliances equipped by an embedded individual control systems which don’t enable switching by simple connection/disconnection of the power line in the socket.

4. SW for data processing and control

The measured data from the SM1 and individual SM2s will be stored in individual data storages of SMs with defined size. Historical data will be stored in the central database of the smart grid/smart metering system for marketing and management as well as for research purposes.

Another important function of the SW will be information about the dynamical tariff of costs for energy. The tariff is proposed to correspond with a excess or lack of energy in the smart grids. And the excess or lack of energy should dynamically depend on the weather situation in area of FV and wind farms. The SMART – ENERGO system expects to utilize precise weather forecasts from internet sources (Nordic servers and others).

Next generation of the system will be equipped by more sophisticate SW with advisory functions to help users to economize their energy consumption according adaptive and learning algorithms.

5. Conclusion

Contribution deals with the idea of a system for individual economical control of energy consumption by small energy consumers. Presented system SMART – ENERGO enables saving money for energy by small energy consumers and at the same time to contribute to the stability of electrical

grid with a great ratio of renewable energy sources. System is modular and enables not only monitoring but will more and more enable an individual control of bigger electrical appliances in households and by smaller energy consumers in order to save money for electrical energy. By proposed dynamical tariff for energy, SMART – ENERGO will contribute to a better stabilization of grids with great ratio of renewable energy sources by following mechanism: price for energy unit will dynamically correspond a excess or lack of energy from renewable sources ( PV and wind farms).

There are described block diagrams of SMART – ENERGO hardware elements SM1, SM2 and SM3 and their functions specification in the contribution, as well as the basic specification of an user’s SW. The SMART – ENERGO system is conceived to utilize internet weather forecast services to predict an excess or a lack of energy from renewable energy sources to plan strategy for energy consumption by households and by smaller energy consumers.

Acknowledgements

This work was supported by Operational Program Research and Development for Innovations; project CVVOZE – Center for Research and Utilization of Renewable Energy Sources no. of contract CZ.1.05/2.1.00/01.0014 and Brno University of Technology.

References

1. http://www.tipa.eu/cz/meric-spotreby-elektricke-energie-v-bezdratovywattmetr-esa2000/d-119040/

2. http://www.elektro-paloucek.cz/elektromaterial/merice-spotreby-elektriny/meric-spotreby-elektricke-energie-dt23-bezdratovy

3. http://www.conrad.cz/system-voltcraft-smart-metering-vsm-120-80a-hs.k125454

4. http://www.onsetcomp.com/products/energy_logging_systems

5. Zezulka F., Sajdl O., Bradac Z., Sembera J.: Experimental Smart Grid. Proceedings of 11th IFAC/IEEE International Conference PDES 2012, Brno, IFAC-PapersOnLine / Elsevier, 2012. ISBN: 978-3-902823-21- 2.

6. VESELÝ, I.; ZEZULKA, F.; ŠEMBERA, J.; SAJDL, O. Problems of energy saving in Electrical Experimental Network/ Smart Grid. In Advanced Batteries Accumulators and Fuel Cells - 13th ABAF Book of Proceedings. 2012. s. 1-8. ISBN: 978-80-214-4610- 6.

- 332 -

Copyright 2013 by Technical University Sofia, branch Plovdiv, Plovdiv, BULGARIA. ISSN 1310 - 8271

7. ZEZULKA, F.; SAJDL, O.; ŠEMBERA, J.;VESELÝ, I. System for measurement, prediction and energy save. In Annals of DAAAM for 2011 & Proceedings. Vienna AT, DAAAM International Vienna, TU Wien. 2011. p.1387-1388. ISBN978-3-901509-73-5.

8. VESELÝ, I.; ZEZULKA, F.; ŠEMBERA, J.;SAJDL, O. Problems of energy saving in Electrical Experimental Network/ Smart Grid. In Advanced Batteries Accumulators and Fuel Cells - 13th ABAF Book of Proceedings. 2012. s. 1-8. ISBN: 978-80-214-4610- 6.

CVVOZE Department Department of Control and Instrumentation Faculty of Electrical Engineering and Comunication Brno University of Technolgy Technicka 12 61600 Brno CZECH REPUBLIC E-mail:zezulka@feec.vutbr.cz E-mail:bradac@feec.vutbr.cz E-mail: szabo@feec.vutbr.cz E-mail: roubal@feec.vutbr.cz E-mail: marcon@feec.vutbr.cz

SM1

Internet(GSM/cable/...)

Mai

n di

strib

utor

with

ele

ctro

met

er

Mainswitch

f1

f2

f3

NO

ApplianceA

SM22

ApplianceB

SM3

ApplianceC

SM21

ApplianceD

Fig. 1. Complete project conception

f1

f2

f3

NO

WiFi

GSM/GPRS

LAN

Voltm

eter

Currentsensors

PWL

WiFi

Internal netInterfaces

External netInterfaces

SM1

P

PWL

Fig. 2. Block diagram of SM1

Постъпила на 01.03.2013 г.

- 333 -

- 334 -