GİRİŞ Modern elektronik aletler genellikle bir yada daha fazla da güç kaynaklarına ihtiyaç

duyar. Günlük işlerimizi yaparken farkında olmadan kullandığımız güç kaynakları karşımıza bazen cep telefonumuzu şarj ederken bazen teyp dinlerken bazen de bilgisayarımızı kullanırken çıkar. İhtiyaç duyuldukları alanlara göre farklı boyutlarda , güçlerde olabilirler. Kimisi basit anlamda birkaç diyot ve kapasite içerirken kimisi de daha kararlı olması istendiğinden daha karmaşık olabilir. Hatta kimi işlevler için bazı entegre devreler içermektedirler. DC güç kaynakları genellikle iki tipe ayrılır. Liner regulatorler veya anahtarlamalı regulatorler Ve biz burada anahtarlamalı güç kaynağı (SMPS-Switching –Mode- Power -Supplies) dediğimiz bu devreleri inceleyeceğiz.

Chapter 1 ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARININ TEMELLERİ

Şekil 1.1 Şekil 1.1 de görüldüğü gibi herhangi bir liner güç kaynağında negatif geri besleme ile

çıkışın sürekli denetim altında tutulup çıkış gerilimi istenilen seviyede olması sağlanabilir . Şekil 1.2 Şekil 1.2 ise temel anahtarlamalı regülatörün blok diagramını göstermektedir. Bu

devrenin fonksiyonu regüle edilmemiş DC akımı regüle edilmiş DC haline getirmektir. Bu sebepten ötürü anahtarlama regülatörleri sıklıkla DC-DC çeviriciler olarak anılır.

Bir anahtarlama regülatöründe güç transistörü liner modunda değil daha ziyade bir anahtarlama modunda kullanılır. Yani transistor ya ‘on’ ya da ‘off ’ konumundadır. Sonuç olarak da liner regülatörlerin 2 katından daha fazla ( %70-%95 )verim elde edilir. Anahtarlamalı regulatorlerde verimin artmasının yanısıra arzu edilirse girişten daha büyük çı-kış etmek mümkündür. Liner regülatörlerde ise çıkış daima girişten büyük olmak zorundadır. Ayrıca anahtarlamalı regülatörler geleneksel liner regülatörlerin tersine girişi çevirebilirler de (mesela negatif bir giriş için pozitif çıkış gibi ) . Anahtarlamalı regülatörler yüksek güçlerde liner regülatörlerden daha az boyutta ve ağırlıkta ve de daha verimli bir biçimde çalışabilmektedirler.

Güç Anahtarı

Diyot

Filtre

Duty-cycle Kontrolü

Örnekleme Devresi Osc.

1.1.1 ANAHTARLAMALI REGULATORLERİN PROBLEMLERİ Anahtarlamalı regülatörlerin de bazı özel sorunları vardır. Daha fazla karmaşık devrelere ihtiyaç duyulmasına ilaveten anahtarlamalı regülatörler elektromagnetik girişim (EMI-Electromagnetic Inteference ) üretir. Bununla beraber uygun bir tasarımla EMI makul seviyelere indirebilinir. Bu gibi tasarım teknikleri transformatörler için düşük kayıplı ferrit çekirdekleri kullanımı gerektirmektedir.

1.1.2 ANAHTARLAMA DUTY_CYLE Şekil 1.2 deki devre transistörün anahtarlanmasıyla ile çalışır. Seri transistorün duty-cycle ı ortalama DC çıkışını belirler. Sıra ile , DC çıkış ve bir referans voltajı arasındaki farkla orantılı bir geribeslemeye göre duty-cycle ayarlanır.

1.1.3 ANAHTARLAMA FREKANSI Anahtarlama genellikle işitilebilir aralığın biraz üstünde sabit bir frekanstadır. Bazı anahtarlamalı regulatorler ise farklı yük ve hat ile değişken bir frekans kullanır. Bazı anahtarlamalı regulator IC lerinde anahtarlama frekansını sabitlemek yada değiştirmek harici bir kapasite ile mümkündür. Fakat burada kullanılan frekansın yüksek olması transistorun anahtarlama kayıpları ve ferrit kayıpları artar bu da verimin düşük olamasına sebep olur. Buna karşın düşük anahtarlama frekansları ise bazı komponentlerin çınlamasına sebep olabilir yada regulatorun beslediği audio devrelerinde girişime neden olabilir.

1.2 TİPİK ANAHTARLAMALI REGÜLATÖR DEVRELERİ

Şekil 1.3 4 adet tipik PNP/NPN anahtarlamalı regulator devresi göstermektediri. Tüm bu devrelerin ortak elemanları : anahtarlama transistoru , clamp diyodu , LC filtresi ve bir lojik kontrol bloğudur. Genellikle tercih edilen toprk çevrelerinin azaltmak için en az giriş ve çıkışla ortak olan bir hattın olmasıdır. Bu tek hattlı yaklaşım aynı zamanda çıkış voltajının negatif yada pozitif olup kabul edilip edilmeyeceğini belirler. Şekil 1.3 (a) ve 1.3 (b) deki devrelerde lojik yük voltajından çalışır. Bu gibi devreler kendinden çalışmaya başlayamazlar. Ve bu yüzden devrenin başlangıç anında yada kısa devre durumlarında hattan çalışmasını sağlayacak şekilde bazı önlemler alınmalıdır. Şekil 1.3 (c) ve (d) deki devrelerde lojik devamlı olarak hattan çalışır. Ve yük voltajından izole edilmiştir. Geribesleme elemanları da elektriksel olarak izole edilmelidirler. Şekil 1.3 (b) ve 1.3 (d) deki devrelerde in-line operated suppllies kullanılır. Çünkü dfdsfdsdsfdsfdsffffffffffffffffffffffffffffffshhhhhhhhhhhhhhhhhhtrrryhhrrthhklşjhlşgjdşflgj lşgdjgj gljdfslj şfld jfdlgjş gjgjfdşgjkljrewıour oj lkjt krjt şş klnrtn tnrtn krj kjk lj lkt j kjşlj tj kj j kjk jk jlkşj jj kjtkljwt kejwjkwj k rwrwqqqqqqqqqqqqqqqqqqq

( a ) ( b ) sayfa 4

Şekil 1.3 3 tipik MOSFET anahtarlamalı regulatör devresi 3 temel konfigurasyon sunar ; buck , boost ve buck-boost .Her 3 konfigurasyon kısmi bir ihtiyaca karşılık gelir. Çıkış voltajı girişten büyük olduğu zaman devre olarak genellikle pozitif voltaj-boost (step-up converter ) modeli ile çalıştırılır. Buck devresi ( Step-up converter ) ise giriş voltajı arzu edilen çıkış voltajında her zaman daha büyük ise kullanılır . Buck- boost ( inverter )devresi de giriş voltajını invert eder ve arzu edilen çıkıştan daha büyük yada düşük olan giriş voltajı ile kullanılabilir.

Negative out pozitive out İsolated logic end load ( c ) ( d ) sayfa 4

BOOST CONVERTER SAYFA 5

BUCK CONVERTER SAYFA 5

ANAHTARLAMALI REGULATÖR TEORİSİ

BUCK-BOOST CONVERTER SAYFA 5

SAYFA 6

Şekil 1.5 teorik bir anahtarlamalı regulatör devresi ( örnek olarak buck konfigurasyonu verilmiştir. ) ve ona ait dalga şekillerini göstermektedir. Anahtarlamalı regülatörlerin yüksek verimliliğin sebebi seri bir transistörun anahtarlamalı modda çalışmasıdır. Transistör kapalı duruma getirilirse tüm giriş voltajı LC filtreye uygulanır. Transistor açık durumuna getirilirse giriş voltajı 0’dır. Eğer duty cycle %50 ise DC yük gerilimini giriş geriliminin yarısıdır. Vo çıkış gerilimi daima giriş geriliminin duty-cycle ile çarpımı ile orantılıdır. Vo= D x Vin olur. Duty-cycle’ı değiştirmek giriş voltajındaki değişlikleri telafi eder. Bu teknik regüle edilmiş çıkış voltajı üretmek için kullanılır. Anahtarlama transistörünün sabit bir duty-cyle’da tekrarlı çalışması şekil 1.5.’de sürekli hal dalga şeklini verir. Anahtar kapalı iken bobin akımı Il Vin giriş geriliminden yüke akar. Giriş ve çıkış voltajı arasındaki fark (Vin-Vo ) bobin üzerine uygulanır. Bu sebepten anahtar kapalı iken Il akımı artar. Anahtarın açılmasıyla bo-binde biriken enerji Il ‘yi diyot , bobin ve kapasite çevrimi üzerinden akmasına sebep olur . Bobin üzerindeki voltaj daha sonra anahtar açık olması esnasında azalır ve bobin voltajı yaklaşık Vo a eşit olur. Il ise anahtar açık iken azalır. Bobin üzerinden geçen ortalama akım yük akımına eşittir. Çünkü kapasite Vo ‘ı sabit tutar. Tabiki Io yük akımı da sabittir. Il Io dan daha yükseğe çıkarsa kapasite şarj olur, Il Io’dan daha düşük olursa kapasite deşarj olur .

PWM VS PFM Anahtarlamalı regulatörler çıkış voltajını nasıl kontrol ettiklerine göre de sınıflandırılır. En yaygın iki yaklaşım Pulse Width Mod Pulse Freq moddur. İki yaklaşım da çıkışı değişen duty-cycle ile kontrol eder. PWM regulatörlerde frekans sabit tutulur. Herbir pulse ın genişliği değiştirilir. PWM regulatörler yüksek güçlü anahtarlamalı kaynaklarda kabul görmüştür. PFM de ise darbe süresi sabit tutulur ve duty cycle darbe tekrarının değişimi ile kontrol edilir.

YAYGIN ANAHTARLAMALI REGULATÖR CONFİGLERİ

Birçok mümkün anahtarlamalı reg config vardır. Hangi config kullanılacağının seçimi genellikle voltaj polaritesi , voltaj oranı ve hata durumu gibi faktörlerce kısıtlanır. Mesela çıkış voltajı girişten daha büyük olmalı ise buck converter kullanılamaz. Eğer giriş voltajı negatif ve çıkşın da pozitif olması gerekiyor ise bazı inverter formları gerekir. Eğer regulatör akım sınırlı olması gerekiyorsa temel boost devresinin değeri yoktur. Böyle belli limitlere rağmen hala pekçok uygulama için çeşitli config seçenekleri vardır. Mesela + 28 V dan + 5 V a çevirmek için buck , flyback forward ve current boosted configleri kullanılabilir.

BOOST VEYA STEP UP

TEORİK BOOST

Şekil 1.6. teorik boost veya step-up göstermektedir. Şekil 1.7. tipik bir IC anahtarlamalı regulatorü göstermektedir. Burada ( Raytheon RC 4190 ) pratik bir step up converter olarak konfigire edilmiştir. Şekil 1.8. buna karşılık gelen dalga şeklini göstermektedir. Teorik çizimdeki S anahtarı , D diyodu , C kapasitesi , L bobini sırasıyla Q1 transistörü , D1 Diyodu , C1 kapasitesi ve Lx bobini olarak kullanılmıştır .

PRATİK DEVRE

DALGA ŞEKLİ

Şekil 1.6. da gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken L bobini üzerinden batarya voltajı uygulanır. Şarj akımı bobin üzerinden akar. Ve S anahtarı kapalı tutulduğu süre boyunca akan akım bir magnetik alan oluşturur. S kapalı iken D diyodu açık devredir. Ve akım yüke C kapasitesinden sağlanır. S anahtarı açılıncaya kadar L bobini üzerinden akan akım batarya voltajı, bobin değeri ve anahtarın kapalı kalma süresi tarafından belirlenen maksimum değere kadar liner olarak artar. Ipeak= Vbat / ( L x Ton ) S anahtarı açıldığında magnetik alan birden azalmaya başlar. Ve magnetik alanda depo edilen enerji L üzerinden akan bir boşalma akımına çevrilir. Bu akım şarj akımı ile aynı yöndedir. Çünkü akımın S üzerinden akması için bir yol yoktur. Akım yükü beslemek ve çıkış kapasitesini şarj etmek için D üzerinden akmalıdır. Eğer anahtar sırasıyla açılır ve kapatılır ise ( RC sabitinden büyük hızda olmak şartıyla ) o zaman çıkışta sabit bir DC voltaj üretilmiş olur. Giriş voltajından daha büyük bir çıkış voltajı mümkündür. Bobindeki hızlı değişen akımın ürettiği yüksek voltaj yüzünden S açıldığında bobin voltajı aniden yükselir ve batarya voltajına bunu ekler Şekil 1.7. deki IC devreye ilk kez güç verildiğinde R1 deki akım IC ’nin 6 nolu ucuna bias akımı sağlar. Bu akım birim kazançlı bir akım kaynağı tarafından stabilize edilir. Ve 1,31 V referans için bir bias akımı olarak kullanılır. Stabil bias akımı referans tarafından üretilir ve IC komponenetlerin geri kalanı için kullanılır. IC ’ nin çalışmaya başlaması ile aynı zamanda akım Lx ve D1 Üzerinden C1’ i şarj etmek için akar. Ve D1 üzerine gelenden daha az voltajla karşılaşacaktır ( Vbat-Vd) . Bu noktada geri besleme ( 7 nolu uç ) Vout çıkış voltajının çok düşük olduğunu , çıkışın belli bir kısmı ile 1,31 volt referans ile karşılaştırarak hisseder. Eğer Vout çok düşük ise karşılaştırıcı çıkışı lojik 0 a değişir. NOR kapısı komparatörün çıkışı ile osilatörün kare dalgasıyla birleşir. Eğer komparatör çıkışı 0 ise ve osilatör çıkışı da 0 ise NOR çıkışı yüksek olur ve Q1 transistörünü anahtarlar .Osilatör yüksek olursa NOR çıkışı 0 olur ve Q transistorü kapalı kalır. Q1 transistorunun açılıp kapanması şekil 1.6. daki S anahtarının açılıp kapanmasıyla aynı fonksiyonu sağlar. Şöyle ki enerji bobinde on-time iken saklanır. Off-time da ise C1 kapasitesine doğru serbest bırakılır. Komparatör , geribesleme voltajı 1,31 V un üzerine yükselinceye kadar osilatörün Q1 transistorünü açıp kapamasına izin verir. İlk başta geribesleme voltajı referansdan yüksektir. Geribesleme sistemi şekil 1.8. deki dalga şekillerinde gösterildiği gibi yük akımında veya batarya voltajındaki değişikliklere göre on-time kalma süresini değiştirir. Eğer yük akımı artarsa (C) Q1 osilator saykılının uzun bir süresince on konumunda kalır. Böylece bobin akımının daha yüksek bir peak değerine izin verir (E). Duty-cycle hem yükteki hemde hattaki değişikliklere cevap olarak değişir. Herhangibir anahtarlamalı regulatorde bobin değeri ve osilator frekansı dikkatlice hesaplanmalıdır. Regulatorler batarya voltajına , çıkış akımına ve uygulamanın dalgalanma ihtiyaçlarına göre belirlenir. Kısaca özetlersek bobin değeri veya osilator frekansı çok yüksek ise bobin akımı hiçbir zaman yük akımı draini karşılayacak yüksek bir değere ulaşmaz ve çıkış voltajı düşer. Eğer bobin değeri veya osilator frekansı çok düşükse bobin akımı çok yükselir belki zararlı bile olabilir. SÜREKLİ VE SÜREKLİ OLMAYAN MOD Anahtarlamalı regulatorlerin çalışmaları sürekli veya ayrık olabilir. Sürekli çalışmada off durumunda bobin üzerinden akan akım hiçbir zaman 0’ a düşmez. Sürekli olmayan çalışma modunda eğer yük akımının yüksek olması gerekmiyorsa bobin akımı 0 ‘a düşebilir.

discontinuous

mode

primary current

seconday current

Tdt

Is

Ip

Figure 2-a: Primary and secondary currents in discontinuous mode

continuous

mode

primary current

seconday current

Is

Ip

Figure 2-b: Primary and secondary currents in continuous mode BUCK-BOOST veya Inverting

TEORİK INVERTER

PRATİK DEVRE

INVERTER

Şekil 1.9 teorik buck-boost konfigurasyonu gösterir. Şekil 1.10 tipik bir IC anahtarlamalı regulatorun pratik bir devrede inverter olarak kullanılmış bir biçimi gösterilmiştir. Şekil 1.11 ise buna karşı gelen dalga şekillerini göstermektedir. Şekil 1.9 da gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken bataryadan gelen şarj akımı L üzerinden akarak kapalı kaldığı süre boyunca magnetik alanı yükseltir. Anahtar açıldığında ise magnetik alan düşer ve magnetik alanda depolanan enerji bir akıma dönüşür. Bu akım L üzerinden akar ve şarj akımı ile aynı yöndedir. Çünkü akımın anahtar üzerinden akması mümkün değildir. Akım diyot üzerinden C ‘ yi şarj edecek şekilde akar. Bu dönüşümün püf noktası bobinin şarj akımı kaldırıldığı zaman bir kaynak gibi davranabilmesidir. Şekil 1.10 daki pratik devrede geribesleme devresi ve çıkış kapasitesi çıkış voltajını regule edilmiş sabit bir değere indirir. Güç ilk kez uygulandığında ground–sensing komparatörü ( pin 8) çıkış voltajını 1,25 V ile karşılaştırır. Çünkü Cf ilk anda boştur. Komparatöre pozitif bir voltaj uygulanır ve bu komparatorun çıkışı kare dalga osilatorunu tetikler. Tetiklenmiş edilmiş kare dalga sinyali anahtarlama transistoru Q1 i on-off yapar. Transistorun on-off olması şekil 1.9. daki anahtar ile aynı işi görür. On-time iken bobinde enerji depo edilir ve off time da ise çıkış kapasitesi Cf e serbest bırakılır. Komparator osilatorun kare dalgası ile Q1’i anahtarlamaya devam eder. Taki Cf de biriken enerji komparator giriş voltajını 0 V dan daha aza düşürene kadar. Komparatore uygulanan voltaj çıkış voltajı referans voltajı ve R1 in R2 ye oranı ile ayarlanır.

154 BUCK VEYA STEP –DOWN

TEORİK BUCK

DALGA ŞEKLİ INVERTER

Şekil 1.12 teorik buck yada step-down konfigurasyonunu gösterir. Şekil 1.13 de tipik bir IC anahtarlamalı regulatorun pratik bir step down converter olarak kullanılmış halini gösterir. Burada IC ’nin toprak ucu ( pin4 ) devrenin toprağına bağlanmamıştır. Bunun yerine pin4 çıkış voltajına bağlanmıştır. Bu geribeslemenin yeniden düzenlenmesinin kullanımıyla negatif olmayan bir çıkış voltajı regule etmek mümkündür. ( geribesleme sistemi voltajı toprakta daha negatif hisseder. )

PRATİK DEVRE

BUCK

DALGA ŞEKİLLERİ

Şekil 1.12 gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken bataryadan gelen akım L üzerinden akar ve yük direnci üzerinde toprağa akar. S açıldıktan sonra L de biriken enerji yük üzerinden akan bir akıma neden olur. Devre catch D diyodu ile tamamlanır. Çünkü akım hem şarjda hem de deşarj da bile yüke doğru akar. Ortalama yük akımı bir inverting devresininkinden daha büyüktür. Burada önemli olan eşit yük akımları için step-down devresinin bobini inverting için olandan daha küçük olabilir. Ve bir step-down IC içerisindeki anahtarlama transistorü denk yük akımları için fazlaca zorlanmaz. Pratik devrede çıkış kapasitesi Cf boştur. Demek ki toprak ucu ( pin4 ) 0 V dan başlar. Referans sinyali 1,25 V a toprağın üzerine zorlanır. Peki bu nasıl olur ? Geri besleme ucunu ( pin8 ) topraktan daha pozitife doğru çekerek olur. Bu pozitif voltaj kontrol lojinin çıkış transistorunu anahtarlama yapmasını zorlar . Anahtarlama hareketi çıkış voltajını yükseltir, ground lead çıkışla beraber yükselir ta ki ground lead deki voltaj geribesleme voltajına eşit oluncaya kadar. Bu noktada kontrol lojiği çıkışı sabit tutmak için anahtarın on-time olduğu süreyi azaltır.

1.5.5. FLYBACK

Flyback anahtarlama regulatorleri ve voltaj dönüştürücüleri iki aşamada (two-cycle ) enerji transferine dayanır. İlk önce enerji bir bobinde depo edilir. İkincide ise enerji bir yük kapasitesine transfer edilir. Bazı flyback converterların sadece bir basit bobin kullanmalarına rağmen genellikle bir transformator daha yaygındır. Şekil 1.15 ve 1.16 teorik flyback konfiglerinin hem bobin hem de transformator kullanılmışlarını gösterir. Şekil 1.17 de ise tipik bir IC anahtarlamalı regulatorunun pratik bir flyback kofig u biçiminde bağlantılarını görüyoruz. Aşağıdaki paragraflar hem teorik hem de pratik fonksiyonların nasıl işletildiğini ve pratik fonksiyonlarla teorik arasında nasıl bağlantı olduğunu anlatmaktadır. Teorik devredeki S1 anahtarının harici bir M1 transistoru ile yer değiştirildiğine dikkat edelim. Ayrıca M1 toprağa bağlamıştır , negatif kaynak girişine değil .Sonuç olarak basit bir bobin pratik bir devrede pozitif bir çıkış elde etmek için kullanılamaz. Şekil 1.15 deki L1 i bir transformatr ile yerdeğiştirmekle (fig116ve 117) pozitif bir çıkış ( Vout ) negatif bir çıkış ile üretilebilir. Böylece flyback configi bir inverter olarak kullanılabilir.( section 1.5.3) Transformatorler 2 giriş çıkış modunda kullanılabilirler. Giriş akımı ve çıkış akımı alternatif olarak -dönüşümlü- sırayla akarsa bu fonksiyon gerçek bir flyback işlemidir. Eğer giriş ve çıkış akımları aynı anda meydana geliyorsa buna feed –forward yada kısaca forward converter denir. Şekil 1.5. deki basit flyback convertinda gösterildiği gibi S1 anahtarı kapalı iken şarj akımı bataryadan L1 bobinine akar ve S1 anahtarı kapalı tutulduğu sürece artan bir magnetik alan oluşturur. S1 anahtarı açıldığı vakit magnetik alan azalır (hızla ) ve depo edilmiş olan enerji (magnetik alanda) şarj akımı ile aynı yönde olan ve L1 üzerinden akan bir akıma dönüşür. Çünkü bu akım için D1 üzerinden akmak zorundadır. Bir flyback devresindeki dönüşümün anahtarı bobinin şarj akımının kaldırıldığı zaman bir kaynak oluşturabilmesidir. (Bu inverting veya buck –boost configi ile aynıdır. ) Deşarj sırasında L1 bobinindeki akım azalır. Akım 0’a ulaştığında D1 diyodu iletimi durdurur. Burada bobindeki akımın zamana göre değişimi bobin voltajıyla doğru orantılı ve indüktansla ters orantılıdır. Ayrıca yük voltajı ve/veya akımı S1 anahtarının on-time ının kontrolu ile regule edilebilir. Diğer regulatorlerdeki gibi C1 yük kapasitesi enerjiyi sonuuncusu(taumamını) yük tarafından kullanılıncaya kadar depo eder.

Şekil1.16 daki transformatorlü flyback konfignu bobinli basit flyback konfig ile aynıdır.( Dalga şekillerinin esasen farklı olmasına rağmen ) . Gerçekte T1 flayback transformatoru enerjiyi bir sarımı ile depo eder ve diğer sarımı ile gönderir. İlk cycle S1 in kapanmasıyla başlar. Bu negatiften toprağa çeker. Akım 0 dan başlar ve N1 sarımında şaha kalkar. Ve bu enrjiyi transformatorun çekirdeğindeki magnetik akısında saklar. Bir süre sonra S1 açılır. Ve enerji çekirdekten N2 sekondere transfer edilir , sonrada çıkışa transfer edilir. Pratik IC flyback regulator devresi diğer anahtarlamalı regulatorlerle benzerdir. Bir osilator , komparator, hata kuvvetlendiricisi, referans ve kontrol lojiği bulunmaktadır. Bununla beraber IC’ye harici olan devreler biraz daha komlex dir. Aşağıda kısaca IC ve harici komponentler ve fonksiyonları anlatılmıştır. Pin 1 deki osilator pin 6 daki pulseleri sürmek için bir time base üretir ( clock ) . osilator frekansı pin1 e bağlanmış harici Cx kapasitesi ile ayarlanır. Hata kuvvetlendiricisi geribesleme ve referans sinyallerini karşılaştırır. ( 2 ve3 nolu pinler ) ve girişteki farkla orantılı olarak kuvvetlendirilmiş bir hata sinyali üretir.Akım komparatorü hata kuvvetlendiricisinin çıkışı ile ( R4 üzerindeki voltajla ölçülen ) transformatordeki akımla orantılı bir sinyalle karşılaştırılır. Eğer pin7 deki geribesleme sinyali hata sinyalinden büyükse kontrol lojiği ( bir ff ve çıkış sürücüsü) M1 transistorunu turn off yapar. Kontrol lojiği M1 in herbir osilator cyclında sadece bir pulse alması için bir FF kullanır. Çıkış sürücüsü M1 e hızlı bir anahtarlama sinyali sağlamak için FF çıkışını kuvvetlendirir. Pin 4 deki referans voltajı IC komponentleri için –5 VOLlT sağlar. Hem de hata kuvvetlendiricisi için bir referans olur. Pin 5 deki paralel regulator IC yi kenetlemek için bir zener gibi davranır. Böylece kaynak güvenli sınırlarda önceden regule edilir. Güç ilk uygulandığında hata kuvvetlendiricisi çıkış voltajının istenilenden daha az olduğunu hisseder. Ve kontrol lojiğine akım komparatorü üzerinden bir hata sinyali yollar. Sıra ile kontrol lojiği çıkış voltajını yükseltmek için M1 e darbe yollar. Çıkış voltajı arzu edilen değere ulaştığında kontrol lojiği M1 sürücüsünü değiştirir ,böylece transformator akımı sabit bir seviyede tutulur. R1 ve R2 nin oranı Vout değerini tayin eder. Tipik olarak bu kombinasyonun rezistans değerleri 25-100k aralığında olmalıdır. Bu input-bias akımını ve input noise errorlarını minimize eder. R3 değerinin değeri şönt regulator (pin6) akımını ayarlar. R4 ün değeri ise max M1 üzerinden akan akım max anahtarlama akımını ayarlar. R5 direnci M! İ off konumunda tutar. (başlangıçta yada IC aktif olmadığı anda ) R6 direnci M1 e gelen kapı sürücüsünde bir sinyal kaybı oluşturur. Böylece mümkün osilasyonları önler. R7 direnci hata kuvvetlendirircrrrisi girişindeki input –bias current hatalarını engeller. R8 direnci ,C3 kapasitesi ve D1 diyodu scrubber şeklini alır. Öyleki M1 drain i ve T1 primerinde çınlamayı bastırır. Böylece M1 e zarar verme tehlikesi(potaansiyel) olan voltaj spikes( çıkmalarını) azaltır. R8/C3 kombinasyonu M1 in tipine göre ihmal edilebilinir. Supply voltajına ve T1 karakteristiğine bağlı olarak. C2 kapasitesi geribesleme sinyali için olan bir filtre gibi iş görür. C4 ve C5 kapasiteleri şönt regulatoe ( pin5 ) voltajını filtreler. Eğer şönt akımı IC yi gereğince beslsmek için çok düşük kalırsa çıkış sırasıyla shut down olur ve düşük bir frekansta turn on olur (motor boating ) Bu frekansı da C5 belirler. C4 kapasitesi anahtarlama gürültüsünü yüksek frekanslarda filtrelemek için düşük bir empedansa sahip olmalıdır. C6 ve C7 kapasiteleri çıkış voltajını filtreler. D2 diyodu çıkış voltajını doğrultur. Çıkış yükü gücünün temel limitini bir devre belirler. Bu devre M1 in gate to drain kapasitesi tarafından belirlenir. Her ne kadar kapasitif yükleri sürmek için özgün olarak dizayn edilse bile pin 6 daki sürücü çıkışı büyük FET leri anahtarlamayacaktır.

Herhangi bir flyback converter yada regulatorun bir dezavantajı enerjinin büyük bir miktarının transformatorun sarımlarında DC akım formunda depo edilmesinin zorunluluğudur. Bu ise sarımlardaki çekirdeklerin sadece AC kullanımındakinden daha büyük olmasını gerektirir. Bu problemin üstesinden forward ile gelinebilinir.

ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI İÇİN BOBİN VE TRANSFORMATOR SEÇİMİ

Anahtarlamalı güç kaynakları için magnetik elemanların her zaman için tasarım problemlerinin en büyük kaynağını oluşturur.

BOBİN TASARIM TEMELLERİ Aşağıda boost konfigurasyonu olarak bağlantısı yapılmış bir devre görülmektedir.

Devredeki bobinin yedi elektriksel kriteri taşımalıdır : 1. Değer : İndüktans değeri en az giriş voltajında bile yeterince enerji edebilmelidir. Fakat yüksek akım geçmesine neden olmayacak kadar yüksek olmalıdır. 2. Doyum : Çekirdek en yüksek tepe akımlarında bile doğru indüktans değeri göstermelidir. 3. Dielektrik Dayanıklılığı : Sarımların izolasyonu bobinin flyback voltajına dayanabilmelidir. 4. DC Direnci : Sarım direnci aşırı ısınmalar sebep olmamalıdır. 5. Yeterli Q Değeri : Bobin çekirdek kayıpları düşük verimliliğe yada aşırı ısınmaya sebep olmamalıdır. 6. Elektromagnetik Girişim ( EMI ) : EMI regulator IC ‘ lerini yada yakın devreleri bozmamalıdır. 7. Rasgele Kapasite : Bobinin kendi rezonans frekansı ( Self Resonant Frequency - SRF ) anahtarlama frekansından 5-10 kez den büyük olmak zorundadır. BOBİN DEĞERİNİN HESAPLANMASI Doğru indüktans değeri anahtarlama frekansına ve bobine uygulanan voltaja bağlıdır. Her ikisi de bobin akımının tepe değerini bulmaya yarar . Yanlış bobin değeri yetersiz enerji depolanmasına yada transistorde aşırı akımlara neden olur. Sırasıyla yetersiz enerji depo edilmesi yavaş açılışa ve yavaş geçici cevap süresine neden olur. PFM regulatorlerde yetrsi enerji depo edilmesi kötü yük regulasyonuna da sebep olur. Kaynak akımı ve indüktans değeri bobin üzerinden geçen akımın yükselme eğilimini belirler. Eğer sürekli olmayan modda çalışıyorsa ortalama yük akımı bobin üzerinden geçen akımın tepe değeri ile doğru orantılıdır. Sırasıyla akımın tepe değeri akımın eğimine , akımın eğimi indüktans değerine bağlıdır.

Vout= çıkış voltajı , Vın = kaynak voltajı , Vsw= transistorun doyma gerilimi Vd= diyot üzerinde düşen gerilim

Not: Burada duty-cycle %50 alınmıştır ( bu sebepten formulde 4 katsayısı gelir. )

Anahtarın açık olduğu süre boyunca bobin üzerindeki akım IPK değerine kadar artar.

Bu süre boyunca bobine uygulanan gerilime artmaV denir. Anahtarın kapatılmasıyla bobin

üzerinden geçen akım azalır ve bobinin bu süre boyunca maruz kaldığı gerilime azalmaV denir.

dt

diLVL =

artma

PK

artmaLt

ILV =)( (1)

azalma

PK

azalmaLt

ILV =)( ( 2)

on

PKazalma

LOADt

ItI

4=

azalama

artma

artma

azalma

V

V

t

t= (denklem 1 ve 2 den elde edilir )

SWINartma VVV −= INDoutazalma VVVV −+=

)4( LOAD

SWIN

INDOUTPK I

VV

VVVI

−

−+=

Bobine ait genel gerilim-akım denkleminden L indüktansı kolayca hesaplanır.

)( on

PK

SWIN tI

VVL

−=

UYGUN İNDUKTANS DEĞERİ En uygun induktans değerinin bulunmasını bir örnek ile gösterebiliriz. Şekil xx deki devreyi bu amaçla kullanabiliriz .Giriş voltajının 5 V 4- %10 olduğunu çıkışın 15 V olması gerektiğini kullanılan 1N5817 diyodunu Vd=0,4 V olduğunu , MAX641 regulator entegre devresinin %10 toleransla 50 khz ve %50 duty-cycle ile çalıştığını düşünürsek max ve min L değerleri ne olmalıdır. Maksimum bobin değerini bulmak için minimum giriş voltajı (VIN=4,5) , maksimum doyma gerilimi ( VSW=0,75) ve minimum on-time süresi (ton = 9 µ s) kullanılır.

ontT 2=

onartma tt =

T

ItI PK

azalmaLOAD2

=

mAI PK 174)4)(15()75,05,4(

5,44,015=

−

−+=

HL µ194)9(174

75,05,4=

−=

Minimum bobin değerini bulmak için MAX641 IC devresinin müsade ettiği maksimum akım değeri ( IPK = 450 mA) , maksimum on-time süresi ( ton = 11 µ s) ve

minumum doyma voltajı ( VSW=0,25) kullanılır.

HL µ128)11(450

25,05,5=

−=

TOP 412/414 TOPSwitch Ailesi ÜçTerminalli DC den DC ye PWM Switch Ürünün Göze Çarpan Noktaları • Ayrı Anahtarlayıcılar için düşük fiyat yerdeğiştirme - 15 den daha az komponent için fiyatı düşürür,güvenliği arttırır. - Daha küçük ve kesin bir sonuca 12 mm yüksekliğinden daha az ve tüm yüzeye

monte edilen komponentlere izin verir • Flyback Topolojisinde %80 den fazla verimlilik - built in start-up ve akım sınırı Dc kayıpları azaltır - düşük kapasitans MOSFET anahtarlama kaybı azaltır - CMOS kontroller/gate sürücü sadece 7mW tüketir - %70 maksimum duty cycle iletim kayıplarını azaltır. • Tasarımı Basitleştirir time to market zamanını azaltır - entegre PWM kontroller ve yüksek güç MOSFEti - kompanzasyon ,bypass ve start-up /auto start fonksiyonları için sadece bir harici

kapasite gerektirir • Sistem Seviye Hata Koruma Özellikleri - auto-restart ve cycle by cycle akım sınır fonksiyonları hem primer hem de

sekonder hatalarını tutar - on-chip latching termal shut down tüm sistemi aşırı yüke karşı korur. • Geniş Farklı kullanım Alanı - buck , boost flyback yada forward topolojisini tamamlar - hem opto hemde primer geribesleme ile kolayca arabirim kurar - sürekli olan yada olmayan çalışma modlarını destekler - 16 VDC girişine kadar çalışmalar için açıkça belirtilmiştir

Tanım

TOPSwitch bir DC den DC ye çevrim için gerekli tüm fonksiyonları sadece 3 uçla tamamlar. Turn-on gate sürücüsü ile kontrol edilen yüksek voltaj N-kanallı güç MOSFET i, 120 kHZlik osc ile entegre ile entegre edilmiş voltaj mode Pwm kontroller , yüksek voltaj start-up bias devresi , bandgap referenced türetilmiş , çevrim kompanzasyonu ve hata koruma devresi için bias şönt regulator/hata kuvvetlendiricisi içermektedir. Ayrık MOSFET ve kontroller yada self osilating ( RCC) anahtarlamalı çevirici çözümleriyle karşılaştırıldığında , TOPSwitch entegre devresinin toplam maliyeti, komponent sayısını ve boyutunu azaltır aynı anda verimliliği ve sistem güvenliğini arttırır. Bu devre Telecom , Cablecom ve diğer DC den DC ye çevrim uygulamaları için uygundur. 21 W lık çıkış gücü vardır. İçten ,SMD-8 paketinin lead frame i 6 tane pinini cipteki ısıyı boarda doğrudan aktarmada kullanılır. Böylece soğutucu maliyetini azaltır. Bu bölümün sonunda devrenin bu amaçla kullanımı için bir örnek vardır. Pinlerin Fonksiyonel Tanımı DRAİN PİNİ Çıkış MOSFET inin drain bağlantısıdır. Start-up işlemi sırasında dahili bir anahtarlanmış-voltaj akım kaynağı üzerinden dahili bias akımı sağlar. Dahili akım hissetme noktası

KONTROL PİNİ Duty cycle kontrolu için hata kuvvetlendiricisi ve geribeslem akım girişidir. Normal çalışma süresince dahili bias akımını dahili şönt regulator bağlantısıdır. Latching shut-down için trigger girişi . bu ayrıca supply bypass ve auto –restart /kompanzasyon kapasite bağlantı noktası. SOURCE PİNİ Çıkış MOSFET inin source bağlantısıdır. Primer tarafı devre common, power returnu ve referans noktasıdır. TOPSwitch Ailesi Fonksiyonel Tanımı TOPSwitch , açık-drain çıkışlı kendinden biased ve korumalı liner kontrol current –to-duty cycle dönüştürücüdür. Mümkün fonksiyonların maksimum sayıda entegrasyonu ve CMOS un kullanımıyla yüksek verimlilik sağlanır. CMOS, bipolar yada ayrık çözümlerle karşılaştırıldığında bias akımlarını önemli ölçüde azaltır. Entegrasyon , akım hissetmesi ve /veya başlangıç start-up bias akımı için kullanılan harici güç dirençlerini azaltır ,yok eder. Normal çalışma esnasında , dahili çıkış MOSFET duty-cycle ı , şekil 4 de gösterildiği üzere Kontrol pini akımının arttırılmasıyla liner olarak azalır. Tüm gerekli kontrol , bias ve koruma fonksiyonlarını tamamlamak için DRAİN ve KONTROL pinlerinin herbiri aşağıda tanımlandığı üzere birçok fonksiyonları çalıştırır. TOPSwitch entegre devresinin zamanlama ve voltaj dalga şekilleri için Figure 6 , bir blok diagram için Figure 2 ye bak.

KONTROL Voltaj Kaynağı

Vc Kontrol pini voltajı kontroller ve sürücü devresi için bir kaynak yada bir bias gerilimidir. Kontrol ve SOURCE pinleri arasına yakın olarak bağlanmış bir harici bypass kapasitesi gate sürücü akımına kayank sağlamak için gereklidir. Bu pine bağlanan kapasitansın toplam değeri ( CT) , konrol çevrim kompanzasyonu gibi auto-restart zamanlamasını ayarlar. Ve iki çalışma modunda da regule edilir. histeriitik regulasyon başlangıcın start-up ve aşırı yük çalışmaları için kullanılır. Şönt regulasyonu ,duty cycle error sinyalini kontrol devre kaynak akımından ayırmak için kullanılır. Start-up sırasında ,Vc akımı , DRAIN ve KONTROL pinleri arasına harici olarak yerleştirilmiş bir yüksek voltaj anahtarnmış akım kaynağı tarafından sağlanır. Akım kaynağı , toplam harici kapasitesi (CT) gibi kontrol devresine kaynak sağlamak için yeterli akımı sağlar .

İlk anda Vc üst eşiğe ulaşır, yüksek voltaj akım kaynağı turn-off olur ve darbe genlik modulatoru ve çıkış transistoru figure 5-a da gösterildiği gibi harekete geçirilir. Normal çalışma sırasında geribesleme kontrol akımı Vc kaynak akımını sağlar. Şönt regulator Vc yi 5,7 V da tutar. Bunu i darbr genlik modulatorunu hata sinyali hissedici direnci RE üzerinden gerekli DC kaynak akımının aşılmasını KONTROL pini geribesleme akımın şöntlemesiyle yapar. Bu pinin düşük dinamik empedansı ( Zc) bir primer geribeslem konfigurasyonunda kullanıldığı zaman hata kuvvetlendiricisinin kazancını belirler. KONTOL pininin dinamik empedansı harici kapasiteyle beraber ve harici direnç ve kapasitans güç sisteminin kontrol çevrimi kompanzasyonunu belirler. Eğer KONTROL pininin harici kapasitesi ( CT) daha düşük eşiğe doğru boşalacaksa , çıkış MOSFET i turn off olur ve kontrol devresi bir düşük akım stand-by moduna yerleştirilir. Yüksek-voltaj akım kaynağı turn-on olur ve harici kapasiteyi tekrar doldurur. Figure 6 da akım şarjı negatif olarak deşarjı pozitif olarak gösterilmiştir. Figure 5 b de gösterildiği üzere , yüksek-voltaj akım kaynağının turn on –off yapılmasıyla , histeritik auto-restsrt komparatoru Vc yi 4i7 den 5,7 ye kadar olan bir aralıkta tutar. Auto-restart devresinin çıkış MOSFET ini sekiz deşerj-şarj cycle ı geçinceye kadar tekrar turn-on olmasını engelleyen 8 e bölünmüş bir sayıcısı vardır. Sayıcı verimli bir şekilde , TOPSwitch güç israfını auto-restart çıkış voltajı regulasyonu tamamlayıncaya kadar devretmeye devam eder. OSİLATOR Dahili osilator dahili kapasiteyi iki gerilim seviyesi arasında , darbe genlik modulatoru için bir testere dalga biçimi oluşturmak için liner olarak şarj ve deşarj olur. Osilator darbe

genlik modulatorunu/akım sınır latch ını her çevri başında ayarlar. 120 kHzlik nominal frekans , güç kaynağı uygulamalarında EMI yi minimize , verimliliği maksimize etmek için seçilir. Akım referansının düzeltilmesi osilatorun frekans doğruluğunu geliştirir. Darbe Genlik Modulatoru Darbe genlik modulatoru bir voltaj-mode kontrol çevrimini , kontrol pinine akan akımla ters orantılı bir duty-cycle ile sürülen çıkış MOSFET i tarafından tamamlanır. RE üzerindeki hata sinyali 7 kHzlik köşe frekanslı bir RC networkuyla anahtarlama gürültüsünün etkisini azaltmak için filtrelenir. Filtrelenmiş hata sinyali , duty-cycle dalga şeklini üretmek için harici osilator testere dişi dalga şekliyle karşılaşırılır. Kontrol akımının arttırılmasıyla duty-cycle azalır. Osilatorden bir saat sinyali çıkış MOSFET ini turn-on yapan bir latch i ayarlar. Çıkış MOSFET inin turn off olmasıyla darbe modulatoru latch i resetler . Maksimum duty-cycle dahili osilatorün simetrisiyle ayarlanır. Modulatorun hata sinyalinden bağımsız TOPSwitch in akım tüketimini saklı tutmak için minimum bir on-time ı vardır. Duty-cycle değişmeye başlamadan önce ,KONTROL pinine minimum bir akımın sürülmesi gerekir. Gate Sürücüsü Common mode EMI yi minimize etmek için kontrollü bir oranda çıkış MOSFET inin turn-on yapmak için gate sürücü tasarlanmıştır. Gate sürücü akımı geliştirilmiş doğruluk için düzeltilir. Hata Kuvvetlendiricisi Şönt regulatorü , primer geribesleme uygulamalarında bir hata kuvvetlendiricisinin fonksiyonunu yerine getirir. Şönt regulatoru gerilimi kompanze edilmiş bandgap referans ısısından doğrulukla türetilir. Hata kuvvetlendiricisinin kazancı KONTROL pininin dinamik empedansı tarafından ayarlanır. KONTROL pini harici devre sinyallerini Vc voltaj seviyesine kenetler. KONTROL pini akımı , kaynak akımından fazla şönt regulatoru tarafından ayrılır ve RE üzerinden hata sinyali olarak akar. Cycle –Cyclr Akım Sınırı Cycle-cycle tepe drain akım sınır devresi çıkış MOSFET –On rezistansını bir hissedici direnç olarak kullanılır. Bir akım sınır komparatorü MOSFET açık hal drain-source gerilimi ( VDSON) bir eşik gerilimiyle karşılaştırır. Yüksek drain akımı eşik gerilimini aşmak için VDSON a sebep olur ve çıkış MOSFET ini sonraki saat çevriminin başlangıcına kadar turn off yapar. Shutdown/Auto-restart TOPSwitch güç tüketimini minimize etmek için shutdown/auto-restart devresi güç kaynağını %5 lik bir duty cycle da eğer regulasyon hali haricinde devam ederse. Regulasyon kaybı KONTROL pinine olan harici akımı keser. Ve regulasyonu şönt modundan histeritik auto-restart moduna kadar değişir. Hata durumu kaldırıldığında güç kaynağı çıkışı regüle edilmiş olur, Vc regulasyonu şönt moduna döner ve güç kaynağı normal çalışma moduna döder. Latching Shuydown Çıkış aşırı gerilim koruma latch iKONTROL pinine olan yüksek akım darbesi taafından harekete geçirilir. Latch ayarlandığında TOPSwitch çıkışını turn off yapar. Giriş gücünün kaldırılması ve düzeltilmesiyle power-up reset devresinin çalıştırılması yada bir anlık KONTROL pininin power-up reset eşiğinin aşaısına çekilmesiyle latch ı resetler ve TOPSwitchin normal kaynak çalışmasını düzeltmesine izin verir. Vc güç kaynağı latch off yapıldığında histeritik modda regule edilir. Aşırı Isı Koruması

Sıcaklık koruması , jonksiyon sıcaklığının termal shut down sıcaklığını ( yaklaşık 145 c) aşmasıyla , dakik bir analog devresinin çıkış MOSFET ini turn off yapmasıyla sağlanır. Giriş gücünün kaldırılması yada düzeltilmesiyle yada bir anlık flfld Yüksek –Voltaj Bias Akım Kaynağı Startup yada histeritik çalışma sırasında , bu akım kaynağı TOPSwitch i DRAINden biaslar ve KONTROL pininin harici kapasitesini ( Ct ) şarj eder. Histeritik çalışma auto-restart ve latched shutdown esnasında meydana gelir. Akım kaynağı , yaklaşık % 35 lik verimli bir duty cycle ile anahtarlanır. Bu duty cycle KONTROL pin şarjı ( Ic) ve deşarj akımlarının ( ICD1 ve ICD2) oranıyla belirlenir. Bu akım kaynağı çıkış MOSFET i anahtarlanırken normal çalışma sırasında turnoff yapılır. Genel Devre Çalışması

Fiigure 7 TOP 414G kullanan tipik bir DC-DC çevirici gösterir. Bu kaynak 2 A ve 5V sağlar. Ve 36-72 VDC gibi geniş bir giriş aralığında çalışır. Güç kaynağı 0-50 C lik bir çevre sıcaklığında çalışır. En yüksek mümkü verimliliği ve en küçük devre kartı alanını elde etmek için , primer ve sekonder akım dalga şekli mümkün olan endüşük RMS ve dalgalanma akımına sahip olmak için şekillendirilir. Bu ise mümkün olan maksimum duyt-cycle dan fasydalanma ve sürekli modda çaalışmasıyla elde edilir. Örnel olarak maksimum komponent yüksekliği 12 mmdir EFD-20 trafo çekirdeği bu maksimum komponenet yüksekliğine uydurmak için seçilmiştir. TOP 414G nin bir yüksek akım sınırı vardır. Bunun anlamı EF 20 çekirdeği start up sırasında regulasyon tamamlana kadar doyacaktır. Bu TOP 414 G ile kabul edilebilir. Harhangibir parça streisne sebep olmaz ( sağlanan maksimum drain voltajı 250 V aşağı ve bir zener kenetleme için kullanılır). Bir zener diyot kenetleme devresi ( VR1 ve D1) sızıntı indüktası spike ını sabit bir maksimum gerilime kenetlemede kullanır. ( bir RCD , direnç, kapasite diyot kenetleme devresi bu uygulama için uygun olmayacaktır. ) Örnek devrede C1 DC girişin bölgesel couplingini sağlar. DC giriş kaynağı bu çeviriciden uzak olduğunda gereklidir. Düşük öngerilimli bir shotky diyodu ( D2) sekonderin düzeltilmesini sağlar ve ilave soğutucuya ihtiyaç duymaz. ( PCB, DPAK diyot paketiyle kullanıldığında yeterli soğutmayı sağlar.) Tantal kapasiteler ( C3 ve C4 ) sekonder kapasitansı için küçük taslak ve düşük kesit sağlar. Çıkış kapasiteleri ( C3 –C6) ile bir pi Filtre şekli alan L1 indüktör yüksek frekans anahtarlama gürültüsünü filtreler. Kontrol çevriminin kazancı R2 direnciyle ayarlanır. R1 , C3 ,C4 C5 ve C6 kararlılığı etkiler. R3 ve R4 dirençleri DC regulasyon noktasını ayarlar ve by-pass kapasitsi C8 üzerinden U3 şönt regulatorunu ayarlar. U2 optokuploru için drive sağlar. Sistemde geri kalan anahtarlama gürültüsü C9 seramil kapasitesi tarafından filtelenir.

C2 kapasitesi ve R1 direnci KONTROL pini geribesleme devresinin bir

parçası olur. Cx kapasitesi yalnızca kontrol pinindeki yüksek frekans gürültüsünü decouple etmek için kullanılır.

AN-16 APPENDİX A

TOPSwitch Entegre Devresi İle Flyback Tasarımı

TOPSwitch entegre devresi bir yüksek voltaj güç MOSFET anahtarını , yalıtımı , regulasyonu ve korumayı tamamlamak gerekli tüm analog ve dijital kontrol devrelerini içerir. Çok az harici komponenetleri gerektirmesi sebebiyle güç kaynağı tasarlamayı büyük oranda basitleştirir. 100kHz lik yüksek anahtarlama frekansı güç kaynağının boyutunu , daha küçük enerji depolama komponenetlerinin kullanıma izin vermesi sebebiyle düşürür. TOPSwitch , yalıtılmış güç kaynaklarında yada DC den DC ye çeviricilerde kullanımı için tasarlanmıştır. 50 watta kadar olan güç seviyeleri 85 den 265 VAC ye kadar AC gerilimlerden elde edilir. a 100W içi ise195 den 265 VAC giriş aralığıyla elde edilir. Daha düşük giriş gerilimlerinde çalışabilmesi çıkış gücünün azaltılmış seviyeleriyle mümkündür. Flyback güç kaynağının çalışması ve ideal olan ve olmayan devre çalışmaları daha önce açıklandı. Sürekli olan ve olmayan çalışma modları arasındaki fark tartışıldı. Yüksek frekans çalışmasının faydaları sunuldu. Hem liner hem de anahtarlamalı tekniklerini kullanan güç kaynaklarının diğer tipleri test edildi ve flyback topolojisiyle karşılaştırıldı. Flyback Güç Kaynağı Figure 1 de gösterilen flyback topolojisi off-line yalıtılmış güç kaynağı uygulamaları için tavsiye edilir. Flyback güç kaynağının parça sayısı azdır , geniş giriş gerilimi aralığına kendinden geribesleme gerilimini hissetme , tek yada çoklu çıkış gerilimi kabiliyeti ,giriş voltajından büyük yada küçük olabilen çıkış gerilimi ve hem pozitif hem de negatif gerilim sağlayabilme özelliği vardır.

Hemen hemen tüm off-line anahtarlamalı güç kaynakları , uluslar arası ve ülke içi güvenlik regulasyonu şartlarını sağlayabilmek için primer ve sekonder komponentleri arasında yalıtıma gerksinim duyar. Bu yalıtım , herhangibir gerekli gerilim dönüşümüyle

beraber bir güç trafosunu gerektirir. Birçok anahtarlamalı güç kaynakları ayrıca bir bobine enerji depolama komponenti olarak hemde PWM module edimiş anahtarlamalı dalga şeklini bir DC çıkışa dönüştürmede gereksinim duyulan alçak geçiren bir filtrenin parçası olarak ihtiyaç duyar. Flyback topolojisi düşük güçlü yalıtılmış anahtarlamalı güç kaynakları için caziptir. Çünkü trafo , enerji depolaması ,yalıtımı ve gerilim dönüşümü sağlayan tek bir magnetik komponentde bobin ile birleştirilmiştir. Forward converter gibi diğer dönüştürücülerle karşılaştırıldığında flyback en az magnetik komponente ,en düşük parça sayısına ve bunun sonucu olarak da en düşük maliyete sahiptir. Flyback topolojisi bu avantajları 100W güç seviyelerine yada 10 amper çıkış akımı seviyelerine kadar elinde tutar.100W yada 10 amper çıkış akımının üzerindeki komponenet stres seviyeleri diğer topolojilerin daha pahalı komponenetlerin kullanımını gerektirmesi maliyet yönünden daha fazla verimli olmasına izin verir. Flyback topolojisinin bir diğer önemli avantajı güç trafosuna bir geribesleme sarımı ilavesiyle çıkış voltajıyla doğru orantılı geribesleme geriliminin doğrudan elde edilebilmesi-dir. Bunun anlamı primer ve sekonder devreleri arasında bir optokuplor yada benzer bir yalıtım aracı kullanmadan sekonder tarafının regulasyonu güç kaynağının primer tarafından tamamlanabilir. Tekli yada çoklu , daha yüksek yada alçak , pozitif yada negatif çıkış voltajları herşeyden önce güç trafosunun yapımının bir fonksiyonudur. Diğer Tekniklerle Karşılaştırılması: Düşük güç uygulamaları için flyback güç kaynaklarına alternatifler ,buck converter ve forward converter gibi liner kaynakları ve diğer anahtarlamalı topolojileri içerir. Bunlar aşağıda kısaca gözden geçirilmiştir.

Liner Güç Kaynakları:

Liner güç kaynağı figure2 de gösterildiği gibi bir AC hat frekans ( 50-60Hz) trafosu , doğrultucu filtresi ve liner regulatorun kullanımıyla karakterize edilir. Güç kaynağının bu tipi pahalı olmayıp , güvenlidir. Fakat şu dezavantajlar sahiptir: - geniş boyut kaplaması - yetersiz verimliliğe sahip olması - dar giriş gerilimi aralığında kullanılabilmesi

Anahtarlamalı Güç Kaynakları

Birçok farklı anahtarlamalı güç kaynağı vardır. Buck boost ve forward dönüştürücüler aşağıda anlatılmıştır.

Buck Converter: Figure 3 de gösterilmiş buck converter yüksek bir gerilimden daha düşük bir voltaja indirmede yararlıdır. Önemli özellikleri :

- yalıtımsız olması - duty cycle gereksinimleri şartları tarafından yaklaşık 10:1 dönüşüm oranıyla

sınırlanmış olması - sadece aşağıya doğru dönüştürür pozitif çıkış vermesidir. Boost Converter:: Figure 4 de gösterilmiş boost converter düşük bir seviyeden daha

yüksek bir seviyeye çıkartmak için faydalıdır. Önemli özellikleri: - yalıtımsız olması - duty cycle gereksinimleri şartları tarafından yaklaşık 10:1 dönüşüm oranıyla

sınırlanmış olması - sadece yukarıya doğru dönüştürür pozitif çıkış vermesidir. Forward Converter: Figure 5 de gösterilmiş olan forward converter Buck’ın

yalıtılmış bir versiyonudur Tekli yada çoklu negatif , yüksek yada düşük çıkış gerilimleri trafo tasarımıyla mümkündür. Bu topoloji 100 den 300W a kadar güç çıkışları için faydalıdır. Önemli özellikleri:

- her çıkış gerilimi için bobin gerektirmesi - her çıkış gerilimi için ekstra diyot gerektirmesi - ilave yalıtılmış geribesleme devresi gerektirmesidir. Çoklu Anahtar Dönüştürücüleri: Çoklu anahtar dönüştücü topolojileri push-pull,

yarım köprü,tam köprü, iki transistor flyback ve transistor forward converterları içerir. Tüm bu devreler en az bir ilave güç anahtarı içermekte ve çok kompleks ve masraflı olmaktadırlar. Bunlar güç kaynaklarının sınırını 200 wattan birkaç kilowatta kadar olmasının sağlamak için kullanılırlar ve düşük güç ve düşük maliyetli tasarımlar için uygun değildirler.

Rezonant ve Yarı-rezonant Dönüştürücüler : Rezonant dönüştürücüler , sıradan anahtarlamalı güç kaynakları tarafından kullanılan darbe genişlik modulasyonlu yarı-kare dalgalardan ziyade sinüzoidal dalga şekilleriyle gücü işlemek için rezonanat tank devrelerini kullanan anahtarlamalı güç kaynaklarıdır. Yarı-rezonant güç kaynakları anahtarlama dalga şeklindeki turn on ve turn off kenarlarını düzeltmek için rezonant devrelerini kullanan anahtarlamalı güç kaynaklarıdır. Genelde rezonanat ve yarı-rezonant dönüştürücüleri 100 kHzden epey daha yüksek frekanslarda kullanılır ve geleneksel yarı-kare dalga anahtarlamalı güç kaynaklarından daha çok komponenet gerektirir. Peak gerilimi yada akım stresi seviyeleri ,kullanılan sıfır voltaj anahtarlama yada sıfır akım anahtarlama topolojisine dayanan yarı-kare

dalga güç dönüştürücülerinden daha yüksektir. En verimli rezonant dönüştürücüler devre komleksine katkı olacak şekilde hem yüksek hem de alçak kenar anahtarlamayı kullanır. Rezonant dönüştürücüler düşük çıkış güç seviyelerinde maliyet olarak verimli değildir.

FLYBACK TEORİSİ

Temel Flyback Çalışması

Figure 1 de TOPSwitch den faydalanan temel bir flyback güç kaynağı devresi görülmektedir. T1 trafosu hem enerji depolanması , çıkış izolasyonun sağlanması hem de çıkış voltajının dönüşümü için kullanılır. TOPSwitch “on” olduğu zaman D2 sekonder diyoduna ters gerilim uygulanmıştır ve trafonun primer sarımında akım şu denkleme göre yükselir.

p

ononDSIN

PRIL

tVVII

).( )(1

−+= (1)

PRII amper cinsinden primer akımıdır. 1I primer akımının ilk değeridir. INV köprü

çıkışından sonraki DC giriş gerilimidir. )(ONDS

V TOPSwitch in çıkış mosfetinin drain ile

source üzerinde düşen gerilimdir. PL henry cinsinden trafonun primer indüktansıdır.

Trafonun çıkış yükü devresinden ters gerilimli D2 diyodu sebebiyle yalıtılması sonucu Rl ye enerji C1 kapasitesinden karşılanır. TOPSwitch in “turn off ” olmasıyla trafo çekirdeğindeki magnetik akı azalmaya başlar ve sekonder sarımının polaritesi ters çevrilir. D2 ” turn on” olur ve TOPSwitch in “on-time” süresince trafoda depolanan enerji yük devresine boşalır. Rl yüküne kaynak sağlar ve on-time süresinde C1 den boşaltılan yerine konur. TOPSwitchin “turn off” olmasıyla sekonder

sarımındaki ilk akım değeri PI .P

S

N

N olur. PI , PRII nın TOPSwitch on-time sonundaki tepe

değeri ve Np, primer sarım sayısı Ns, sekonder sarım sayısıdır. Sekonder akımı ilk değerinden itibaren azalmaya başlar . Aşağıda bu azalmanın denklemi verilmiştir:

ps

poffD

s

pP

SecLN

NtVV

N

NII

2

220 .).(. +

−= (2) ( Isec >=0)

Vo kaynağın çıkış gerilimi , Vd2 üzerinde düşen gerilimidir. Eğer sekonder akımı “ off-time” süresinde 0’a düşerse çıkış akımı C1 çıkış kapasitesi tarafından karşılanır. TOPSwitch off-time nın sonundaki Isec değerine dayanan flyback kaynak işleyişinin iki farklı modu vardır. Eğer Isec TOPSwitch off-time ın sonunda yada öncesinde sıfıra düşerse kaynak sürekli olmayan modda çalışıyordur. Eğer Isec “off-time” süresi sonunda sıfırdan büyük ise kaynak sürekli modda çalışmaktadır

İdeal Model ( Sürekli Olmayan Mod)

Figure 6 da gösterildiği gibi sürekli olmayan modda çalışan flyback güç kaynakları için üç farklı devre çalışma aralığı vardır.

İlk çalışma aralığı TOPSwitch on iken meydana gelir. PRII akımı trafo çekirdeğinde bir

magnetik alan oluşturacak şekilde trafo primer sarımında liner olarak artar. )(ONDS

V

TOPSwitch üzerindeki drain-source gerilimi bu aralık süresince yaklaşık sıfırdır. Çıkış diyodu trafonun

nokta kutbu yüzünden sekonderde akımın akmasına engel olur. Trafo sekonderinin D2 ters gerilim uygulanmış biased diyodu tarafından çıkıştan yalıtılmasıyla akım C1 tarafından çıkışa sağlanır.

(2) ikinci aralıktaki çalışma TOPSwitch “turn-off” olduğunda başlar.Trafonun magnetik alanında depolanan enerji hem primer hem de sekonder sarımlarında üzerinde ters polariteye sebep olur. İdeal bir devrede sekonder akımı Isec aniden akmaya başlamasıyla Iprs primer akımı aniden akması durur. Sekonder sarımı üzerindeki gerilim ,çıkış voltajı ve diode forward geriliminin toplamına eşittir. Sekonder voltajı primer sarımına trafo sarım oranıyla geriye yansıtılır. Çalışmanın bu aralığında Vds TOPSwitch üzerindeki geriliminin , Vor yansıtılan gerilimi ile Vın giriş geriliminin toplamı olduğuna dikkat edin. Bu yansıtılmış gerilim TOPSwitchdeki zarar verici aşırı gerilimi önlemek için trafonun dönüş oranını seçerken hesaba katılmalıdır. Yansıtılmış gerilim ayrıca, kaynağın primer kısmının kontrolunu mümkün hale getirerek primer returnune reference eden bir bias yada kontrol sarımı üzerinden trafonun primer kısmından kaynağın çıkış voltajını dolaylı olarak hissetmek için de kullanılabilir.Çalışmanın ilk aralığı süresince trafonun primer indüktansında depolanan enerji , çalışmanın ikinci aralığı süresince yüke akım sağlar ve birinci ve ikinci aralıklar süresince C1 çıkış kapasitesinden boşaltılan şarjı yeniden doldurur. Çalışmanın üçüncü aralığı çekirdek içindeki magnetik alan sıfıra düştüğünde oluşur (Isec=0). Trafonun primer yada sekonderinde hiçbir akım akmaz (sürekli olmayan çalışma modunu tanımlar ). TOPSwitch üzerindeki Vds geriliminin giriş geriliminin seviyesine düştüğüne dikkat ediniz. Trafonun depo edilmiş enerjisinin sıfıra düşmesiyle , çıkış yük akımı tekrar C1 çıkış kapasitesi tarafından sağlanır.

Trafo tarafından her cycle yüke sunulan enerji şöyle verilir:

η...

2

1 2

pp ILE =

Böylece çıkış gücü şöyle tanımlanır

spp fILP ....2

1 2

0 η=

fs güç kaynağının frekansı ,nü verimlilik . Denklem ( 1 ) ifadesinin Ip nin ( I1 =0 ve Vdson=0 ) yerini alması ve ton nun D/fs olarak tanımlanması – duty cycle fs TOPSwitch çalışma frekansı olmak üzere – şöyle bir ifade elde edilir.

sp

IN

ofL

DVP

..2

.. 22η

= ( 3 )

Sürekli olmayan modda çalışan bir güç kaynağında kontroller arzu edilen çıkış gerilimini korumak için yüke yeterli gücü dağıtmak için primer anahtarının duyt-cycle nı ayarlayacaktır. Dut-cycle hem giriş voltajının hemde çıkış yükünün bir fonksiyonudur.

İdeal Model ( Sürekli Mod)

Sürekli mod çalışması için karakteristik dalga şekli için Figure 7 ye bakın.

Sürekli olmayan modda sekonder akımı Isec tamamen sıfıra düşmez bu yüzden işlemin 3. Aralığı olmaz. Iprı primer akımım , trafo dönüşüm oranıyla yansıtılmış Isec sekonder akımının final değerine denk bir akım adımıyla başlar. Turn-on anındaki TOPSwitch

Üzerindeki drain-source gerilimi az önce tartışıldığı şekilde üçüncü aralığın elimine edilmesiyle farklıdır. Yansıtılmış çıkış voltaj durumu TOPSwitch tekrar turn-on oluncaya kadar off-cycle ın dengesi için devam eder.

Sabit bir çıkış gerilimini korumak devam ettirmek için on-time süresince primer indüktansında yukarı çkmış akım miktarı off-time süresince akımın aşağıya çekilmesiyle dengelenmelidir. Bu şu demektir:

sp

p

s

Do

sp

onDSIN

fLN

N

DVV

fL

DVV

..

)1).(().(2

.

)( −+=

− ( 4 )

Vo ı ı çözmek için şöyle bir ifade elde ederiz

2].1

).[(0 VdNp

Ns

D

DVdsonVııV −

−−= ( 5 )

Güç kaynağı sürekli modda çalıştığı sürece yukarıdaki ifadeden de görülebilir ki çıkış

geriliminin çıkış yüklemesi üzerinde doğrudan bir dayanağı yoktur. To a first order , kaynağın duty-cycle , yükün değişmesiyle sabit kalır ve yerine primer akımının dalga şeklinin ilk değeri değişecektir.

Güç trafosunun primer indüktansı , çıkış yüklemesi(loading) ve TOPSwitch off-time , sürekli yada sürekli olmayan çalışmayı belirler. Bu bağımlılık Denklem 2 de gösterilmiştir.

Sürekli olan ile olmayan çalışma sınırı şu denklemle tanımlanır

2

2

])..[(..2

.

VoVııNp

NsLf

VoınVIob

ps +

= ( 6 )

Iob sürekli ve sürekli olmayan çalışma arasındaki sınırda çıkış akımıdı. Bu denklem tüm anahtarlama cycle ı güç kaynağının çıkış akımının integralinin off-time periyodu

boyunca trafo sekonder çıkış akımının integraline denk olduğunun kabul edilmesiyle türetilmiştir. Bunun anlamı off-time boyunca ( süresince ) tüm anahtarlama cycle boyunca yüke verilen enerjiyi dengelemek için trafo kesinlikle yeterli enerji verir. Geriye hiçbir enerji kalmaz ve off-time ın sonunda biter hiç kalmaz .

Eğer çıkış akımı denklem 6 nın sağ tarafından daha büyük ise kaynak sürekli modda çalışır. Küçükse sürekli olmayan modda çalışır. Daha küçük bir trafo primer indüktansı daha hızlı bir oranda magnetik alanda enerji depolamayı bırakır ve sürekli olmayan iletim moduyla sonuçlanır. Tersine , diğer taraftan , daha geniş büyük bir primer indüktansı her cycle çekirdekte depolanan tüm enerjiyi bırakmayacaktır ve sürekli modda çalışacaktır. Eğer yük akımı Iob aşağısına düşürülürse kaynak sürekli olmayan modda çalışacaktır. Ayrıca ,eğer giriş volajı verilen bir yük için arttırılırsa kaynak sürekli olmayan moda geçebilir, Iob giriş voltajının artmasıyla artar.

AN-16 TOPSWİTCH FLYBACK DESİGN

Bir off-line anahtarlamalı güç kaynağı tasarımı elektrik mühendisliğinin birçok konusunu içerir; analog ve dijital devreler ,bipolar ve MOS güç devrelerinin karakteristikleri , magnetikler ,termal nedenler , güvenlik gereksinimleri , kontrol çevrim kararlılığı vb.Bu ise içinde birçok kompleks tasarım değişkeni ( parametre ) içeren oldukça büyük bir sorun ortaya koyar. Bununla beraber TOPSwitch in yüksek seviyedeki entegre devresiyle , bu tasarım

görevlerini büyük ölçüde kolaylaşmıştır. Önemli bir ölçüde tasarım değişkeni azaltılması ve kendi içindeki hazır çevrim kararlılığı sayesinde basit bir adım adım tasarım metodu uygulanabilir ki bu tasarımın özelliği , kolayca izlenebilmesi ve memnun edici sonuçlar ortaya koymasıdır. Bir anahtarlamalı güç kaynağı tasarımı , optimize etmek için ayarlanması gereken birçok değişken içeren iteratif bir işlemdir. Aşağıda bu tasarım 3 parça içeren bir biçimde tanımlanmıştır. Önce tam bir akış diagramı , basitleştirilmiş bir adım adım tasarım prosedürü ve detaylı bilgi bölümü

1) Akış diagramı tüm tasarım metoduna yardımcı olacak ve genel çerçeveyi gösterecek şekilde , anlaşılır bir seviyededir

2) Adım adım tasarım prosedürü ise tasarım metodunun basitleştirilmiş bir versiyonudur.

3) Bilgi bölümünde ise tasım için gerekli denklem vesaire bilgileri içerir.

Temel Devre Konfigurasyonları TOPSwitch in yüksek seviyeli içeriği yüzünden birçok güç kaynağı tasarımı konuları devre çipinde çözülmüştür. Daha ufak konular ise uygulamadan uygulamaya değişmeyen temel bir devre konfigurasyonuna bırakılmıştır. Farklı seviyedeki çıkış güçleri için bazı devre elemanlarının değerlerinin değişmesi gerekebilir. Fakat devre konfigurasyonu sabit kalır. Temel flyback converter şartları dışında özel uygulama konularından ( sabit akım ,sabit güç çıkışları..) burada bahsedilmemiştir. Bununla beraber bazı gereksinimler temel dönüştürücü devresine ilave devrelerin eklenmesiyle yerine getirilir. Devre konfigurasyonunun tek değişebilen parçası geribesleme devresidir. Güç kaynağının çıkış gereksinimlerine bağlı olarak 4 olası devreden birisi uygulama için seçilir. ( Figure 3-6 da gösterilmiştir) Temel devre konfigurasyonu ( birçok TOPSwitch flyback güç kaynağında kullanılan ) Figure 1 de gösterilmiştir. Bu konfigurasyon komponent tanımlamaları için referans devresi olarak da kullanılabilir.

Tasarım Akışı

Figure 2A B ve C bir tasarım akış diagramı sunmaktadır. Figure 1 de gösterilen temel devre konfigurasyonunun tasarım yaklaşımının mantığı şu şekilde özetlenebilir

1-Sistem gereksinimlerini tanımlamak ve ona uygun geribesleme devresinin belirlenmesi

2-Uygulama için en küçük TOPSwitch’in bulunaması 3-Seçilen TOPSwitch için en küçük trafo tasarlanması 4-Geri kalan komponentler seçilmesidir

Adım Adım Tasarım İşlemi

Bu tasarım süreci bir spreadsheet kullanır. Bu spreadsheet TOPSwitch flyback güç kaynağı tasarımı için gerekli tüm önemli denklemleri içerir. Ve birçok hesaplamaları otomatik hale getirir. Tasarımcılar bu yüzden sıkıcı hesaplamalardan kurtulmuşlardır. Herhangibir anda hesaplamaya bir parametre eklenebilir. Sayfanın sağında parantez içinde parametre için hücre yeri gösterilmiştir. A1 ,B3 gibi. Tüm kullanıcı tarafından sağlanan girişler B sutununda ,sonuçlar D de C ise bazen gerekebilecek ara hesaplama değişkenleri içindir. 1.Adım:Sistem gereksinimleri tanımlanır : VACmax,VACmın,fL,fs,Vo,

• en düşük AC giriş voltajı ayarlanır ( Tablo 1 den) • en yüksek AC giriş voltajı ayarlanır ( Tablo 1 den)

• fL hat frekansı 50 yada 60 Hz , • TOPSwitch anahtarlama frekansı fs 100kHZ, • Vo çıkış voltajı V cinsinden , • Po çıkış gücü Watt cinsinden , • Eğer daha iyi bir değer yoksa güç kaynağının verimliliği 0,8 , • Eğer daha iyi bir değer yoksa Z kayıp dağıtım faktoru 0,5 alınır. 2.Adım Geribesleme devresinin çıkış ihtiyaçlarına göre VB bias voltajının seçilmesi * çıkış özelliklerine bağlı olarak figure 3-6 dan bir geribesleme devresi ve bu devreye

göre de gerekli bias voltajı Tablo2 den seçilir.

3.Adım Po ve giriş voltajına göre Cın giriş kapasitesini ve minimum DC giriş voltajı belirlenir

• köprü diyodun iletim süresi ayarlanır , tc=3msn • giriş depolama kapasitesi Tablo 3 den seçilir. • Minimum DC giriş voltajı bulunur.

4. Adım Vor yansıyan çıkış voltajı ve kenetleme diyodunun zener gerilimi giriş

voltajına göre ayarlanır • tablo 4 e göre giriş voltajına bağlı Vor yi seç

5.Adım Vmın ve Vor e göre Dmax belirlenir • TopSwitch Drain-source gerilimini 10V olarak ayarla • Maksimum duty-cycle ‘ı düşük hatta tanımla 6.Adım Ir primer dalgalanma akımının ıp primer tepe akımına oranına göre Krp

yi ayarla • 100/115 VAC için 0,4 Krp değeriyle ,

230 VAC için 0,6 Krp değeriyle başla • Krp Tablo 5 deki sınırlar içinde kalacak şekilde tutulmalıdır

7. Adım Iavg, Ip,Ir,Irms primer dalga şekli parametrelerini belirle • ortalama giriş akımını • primer tepe akımını • primer dalgalanma akımını • primer RMS akımını hesapla 8. Adımdan 10. Adıma : Mümkün olan en küçük TOPSwitch ‘i pratik ısı sınırları

altında seç • 0,9.Ilimit >= Ip olacak şekilde minimum akım sınırını göz önüne alarak en küçük

TOPSwitch ile başla 11.Adım Gerekli Ip akımına karşı seçilen TOPswitchin minimum Ilimit ‘i kontrol

edilir. Krp =1 ya da Ip= 0,9.Ilimit oluncaya kadar arttrılır • Krp nin yeni değeri girilir • Ip kontrol edilir. • Krp =1 yada Ip= 0,9 .I limit oluncaya kadar tekrar edilir. 12. Adım Lp primer indüktansı hesaplanır 13. Adım Po a göre çekirdek ve bobin seçilir. Ve Ao,Lo,Al ve BW çekirdek ve

bobin kataloglarından seçilir. • çekirdeğin efektif kesit alanı Ae cm2 , • çekirdeğin uzunluğu Lc cm , • kılıflanmamış çekirdek endüktansı Al nH/sarım2 , • bobin genişliği BW mm cinsindendir 14.Adım Primer tabakalarının sarım sayısı ve sekonder sarım sayısı ayarlanır • L= 2 ile başlanır • 100/115 VAC için Ns =1 sarım/volt

230 VAC için Ns= 0,6 sarım/volt ile başlanır *l ve Ns in tekrar ayarlanmaya ihtiyacı olabilir

15.Adım Primer ve bias sarım sayısı hesaplanır

• diyod gerilimleri PIN diyotları için 0,7 schottky için 0,4 kullanılır • çıkış doğrultucusunun ileri gerilim voltajı ayarlanır • bias doğrultucusunun öngrileme gerilimi ayarlanır • Np sayısı • Nb sayısı hesaplanır 16.Adımdan 22.Adıma Bm ,CMA ve Lg kontrol edilir. eğer gerekliyse L, Ns yada

çekirdeğin değiştirilmesiyle devam et • güvenli M i ayarla. 230 VAC li margin wound için 3 mm , 100/115 VAC li için 1,5

mm kullan triple izolated için sıfıra ayarla • maksimumakı yoğunluğu 300ile 200 Gauss arasındadır • Lg gap uzunluğu 0,051 mm den büyüktür • Primer sarımının akım kabiliyeti circular mils Per amp cinsinden 500 ile 200

arasındadır • L,Ns i bobini Tablo 6 ya göre değiştirerek tekrarla • Primerin minimum iletken çapı mm cinsindendir • Primerin maksimum dış çapı mm cinsindendir

23. Adım Sekonder parametrelerinin tanımlanması • sekonder tepe akımı amper • sekonder RMS akımı amper • çıkış kapasitesinin dalgalanma akımı amper • sekonder minimum iletken çapı mm • sekonder maksimum dış çapı mm cinsindendir 24.Adım Sekonder ve bias sarımlarındaki ters gerilim değerlerini tanımla • PIVs sekonder sarımının maksimum ters gerilim tepe değeri volt • PIVb bias sarımının ters gerilim değeri volt cinsinden 25.Adım Zener kenetleme ve bloklama diyodunun Tablo 7 ye göre seçimi

26.Adım Çıkış doğrultucusunun Tablo 8 e göre seçimi • Vr>= 1,25 PIVs 24.adımdan gelen PIVs ve Vr doğrultucunun ters gerilimi • Id>= 3.Io ,Id diyodun DC akımı

27.Adım: 23.adımdan gelen Iripple a göre çıkış kapasitesinin seçimi • 105 C ve 100 kHz de belirlenen kapasite dalgalanma akımı Iripple dan büyük yada

ona eşit olmalıdır. • Düşük ESR li elektronik kapasite kullan. Çıkışın anahtarlam dalgacık gerilimi

Isp.ESR olur. • Yüksek akım çıkışları için dalgalanma akımı kabiliyetini arttırmak için paralele

kapasite kullanılır. Mesela:

28.Adımdan 29.Adıma: Sadece ama sadece çıkış anahtarlama dalgacık voltajı belirtilen sınırlar içinde değilse LC çıkış filtresi eklenir

• L indüktörü :2,2 den 4,7µH ye kadar .Düşük akım çıkışı için ( <=1 A) demir

boncuklar kullanılır. • C kapasitesi: 120 µF, 35 V düşük ESR li elektronik kullanılır 30.Adım Vr>= 1,25 PIV b olacak şekilde Tablo 9 dan bias doğrultucusu seçilir.

31.Adım Bias kapasitesi seçilir • 0,1 µF 50 V luk seramik kullanılır. 32.Adım Kontrol pini kapasitesi ve seri direnç seçimi • kontrol pin kapasitesi olarak 47 F 10 V düşük fiyatli elektrolitik kullan ( düşük

ESR li kapasite kullanma ) • Seri direnç olarak 6,2 Ω luk ¼ watt kullan ( eğer Krp =1 ise gerek yok)

33.Adım RD1,ST202A ,ST204A uygulanabilir tasrımlara göre geribesleme devreelemanlarının seçimi

• 2 . adımda tanımlanmış tasarım uygulanabilir .

• detaylı eleman bilgisi için referans tasarımları referans al

34.Adım Köprü doğrultucunun seçimi

• Vr>= 1,25 .1,414 .VACmax

• Iacrms>=2.Id olmalı

35.Adım TOPSwitch flyback güç tasarımının tamamlanması

DETAYLI BİLGİ 1.Adım sistem Gereksinimlerini kararlaştırınız:VACmax,VACmınfsfLvoPozn

Adım adım yöntemi önceden tayin edilmiş parametre değerlerini kullanır. Şöyle ki VACmax,VACmın Vor yada Vclo birçok yaygın olarak karşılaşılan giriş voltajı aralığı . 85 den 132 VAC ,100/115 VAC için 195 den 265 VAC ,230 VAC için 85 den 265 VAC geniş giriş için 4-%15 lik bir voltaj değişimi tüm hallerde kabul edilir. Bir miktar giriş voltajı farkı olan uygulamalar 3.4. ve 5. Adımdaki derin bilgiler Cın,Vor Vcı ve Vmın için uygun değerleri seçmek için kullanılabilir. Verimlilik ( n) çıkış gücünün giriş gücüne oranıdır. Verimlilik sekonder diyot kaybı nedeniyle çıkış voltajı ile değişebilir. En iyisi benzer güç kaynaklarını temsil eden bir rakam kullanmaktır. Anahtarlamalı güç kaynaklarının verimliliğinin tipik aralığı –çoğunluğu düşük voltaj çıkışı sağlayanlar ( 5 ya da 3,3) için %75 iken daha yüksek çıkış voltajı sağlayan kaynaklar ( 12 v ve yukarısı) için %85 dir. Eğer böyle bir bilgi yoksa %80 uygun bir seçimdir. Po , çıkış gücü nü verimlilik olmak üzere sistemde kaybolan güç Po. 1-nü/nü dür. Bu sekonder devreleri ve primerdeki denge devreleri olabilir. Primer ve sekonderdeki kayıp dağılımını bilmek önemlidir. Çünkü sekonder kayıpları trafo tasarımında hesap edilen ve trafonun çalışmasındaki güce karşılık gelir. Primer clampda dağılan güç sekonder kaybı olarak kabul edilir. Çünkü bu güç clamp devresine dağıtılmadan önce trafo tarafından işlenir. Sekonder kaybının tüm kayba oranı Z kayıp payı olarak tanımlanır. Deneyimlerine göre ayarlanması icap eder. Eğer hiçbir referans bilgisi mümkün değilse 0,5 değeri kullanılmalıdır. 2.Adım bir geribesleme hissedici ve Vb bias gerilimine kara ver 4 çeşit geribesleme devresi tavsiye edilir. Primer geribesleme devresi Figure 3 de gösterilmiştir. Bu en az pahalı olan fakat daha düşük doğruluğa ve doğrultmaya sahiptir ve sadece düşük güç ve daha yüksek çıkış gerilimine uygundur. ( Vo >5 V). Çıkış doğruluğu prime geribeslemesi için bir 22V Zener ve bir kapasitenin Figure 4 deki şekilde eklenmesiyle geliştirilebilinir. TL431 gibi doğru bir referans karşılaştırıcının kullanılmasıyla opto-kuplor geribesleme yüksek doğruluk ve artı bir masrafla regulasyon sağlar ve tüm voltaj ve güç aralıkları için uygundur. Bir ara çözüm ise bir opto kuplorun bir zener his devresi kullanmaktır. ( Figure 5). Bu teknik orta seviyedeki güçler için uygundur ( 30 Wa kadar) ve özellikle 5 V dan daha yüksek çıkış gerilimlerinde uygun doğruluktadır. 3.Adım Cın Giriş kapasitesinin ve Vmın minimum DC giriş geriliminin tespiti Tam dalga doğrultulmuştur AC hattı Cın giriş kapasitesi tarafından ( Figure1 ) doğrultulduğu zaman meydana gelen yüksek gerilimli DC Bus ( V+) ın Figure 7 de gösterildiği gibi bir voltaj dalgalanması vardır. Minimum DC gerilimi Vmin ( Vacminde meydana gelen en düşük hat voltajı ) güç kaynağının tasarımı için önemli bir parametredir. Cın değerinin seçilmesinde pratik olarak 2-3 mikroF her watt başına 100/115 VAC yada geniş giriş için yada 1mikoF 230VACde 100/115 VAC yada universal için 90 VDC bir Vmin e 230 VAC için de 240 VDC Vmine sebep olur. Cın değeri birçok uygulamada uygun bir fiyat sunan bu kural ile elde edilir. Daha yüksek Cın değerleri kapasite fiyatını arttırır.( daha yüksek

Verilen bir Cın için Vmin in doğru hesabı ( yada tam tersi ) oldukça karışık bir iştir. Bu iş kapalı olmayan forrm çözümlü denklemin çözümünü içerir. Aşağıda gösterilen denklem birçok durum için yeterli doğrulukta olan 1. Dereceden yaklaşımı gösterir.

IN

c

L

o

ACMINMINC

ff

P

VV.

).2

1(.2

).2(.

2

η

−

−=

tc genellikle 3msn dir ve doğruda ölçümle saptanabilir. 4.Adım Vor yansıtılan çıkış voltajını ve Vclo kenetleyici zener voltajının tespiti Figure1 de gösterilen TOPSwitch kullanılmış tipik bir flyback devresi gösterilmiştir. TOPSwitch off konumuna geldiğinde ve sekonder iletime geçtiğinde sekonderdeki gerilim sarım oranına göre primer tarafına yansıtılır. Bu yansıtılmış Vor gerilimi DC giriş gerilimine TOPSwitch drain noktasında eklenir. Drainde en kötü durum gerilimi DC giriş gerilimi maksimum değerinde iken high line da meydana gelir. Maksimum DC giriş gerilimi şöyle hesaplanabilir.

ACMXVV .2max =

Vmax + Vora ilaveten drain ayrıca turn-off olmasıyla geniş bir voltaj fırlaması görür. Bunun sebebi primer sarımının sızıntı indüktansında depo edilen enerjidir.( Figure 8 ve 9). Bu gerilim fırlamasını BVdss minimum drain kırılma gerilimi sınırını fazla aşmasını engellemek için

prime üzerine ( çapraz ) bir clamp devresi gerektirir. Figure 1 de bir clamp zeneri gösterilmiştir. Açılışın ilk anlarındaki sızıntı enerjisini kenetlemede kullanılan alışılagelen RC clamp devrelerinden ziyade bu zenerli clamp tavsiye edilir. Zener clamp voltajının nominal değeri Vclo yansıyan voltajdan %50 daha fazla olmalıdır. Bu yüzden zener sadece sızıntı enerjisini kenetler ve primerden sekondere switch-over akımına engel olmaz. Deneysel ölçümler göstermektedir ki bu gerilim sınırı sekonder akımının sızıntı indüktansı üzerinden hızla kurulması için gereklidir. Daha düşük clamp voltajları kullanılmamalıdır. Çünkü çekirdek depo edilen enerjinin bir kısmı zenere aktarılabilir, zenerde yok edilen israf edilen artar. Nominal zener clamp voltajı Vclo genellikle düşük akım değerleri ve oda sıcaklığında tanımlanır. Yüksek voltaj zenerleri sağlam bir pozitif sıcaklık katsayısına ve oldukça çok sıcaklık direncine sahiptir. Sonuç olarak yüksek akım ve yüksek sıcaklıklarda Vclm daha yüksek olabilir. Deneysel veriler göstermiştir ki Vclm belirlenen Vclo nun %40 ı kadar yüksek olabilir. Vclm=1,4.Vclo Bir zener diyot seçerken gözönüne alınmalıdır. Buna ilaveten bir 20 V eklenmesine izin vermek önemlidir. İleri toplanma zamanının sebep olduğu ( zener diyodu ile seri olan blok diyoduna ) . Tüm bu faktorlerin gözönüne alınmasıyla TOPSwitch drainin karşılayabileceği maksimum voltaj Vdrain =Vmax + ( 1,4.1,5.Vor) +20 V Güç kaynağı fiyatını azaltmak için yukarı etkilerin tümünü hesaba kattıktan sonra Vor yi TOPSwitch break down voltajı ile uygun maksimize etmek önemlidir. Daha sonra görüleceği üzere , daha yüksek bir Vor , TOPSwitch çalışma akımını aynı çıkış gücü için azaltan daha geniş bir Dmax ile sonuçlanır. Eğer Dmax TOPSwitch in maksimum izin verilen duty cycle ına yaklaşırsa ( %64 ), Vor daha fazla arttırılamayacaktır Bir 100/115 VAC güç kaynağı için Vacmax 115 VAC e dayanır 132 VAC olacak

VV 187132.2max == Figure 8 de görülebileceği üzere bir 187 Vun Vmax için yukarıdaki alıştırmadan gidersek bir 350 V TOPSwitch kullanmak 90 Vluk stnadart clamp zeneriyle sonuçlanır. 60 Vluk Vor ve 17 Vluk sınır kullanımıyla sonuçlanır. Aynı şekilde 230 V için yada unıversal uygulamalar için düşünürsek 265 VAC VACmax 700 Vluk TOPswitch 200 Vzener ve ona karşı gelen 135 Vluk Vor ve 25 Vluk sınır.( Figure 9 a bak ) Eğer bu sınırlar çok küçük görünüyorsa , unutulmamalıdır ki bu analiz en kötü halleri kullanmaktadır normal sınırlar için bu oldukça büyüktür. Ayrıca breakdown voltajı yüksek sıcaklıklarda artar. Bu da sınırın artmasını sağlar. 5.Adım Düşük hatta Dmax Max Duty cycle ın Vor ve Vmın kullanılarak tanımlanması Önce Vor ve Vmın bilinir.dmax ı hesap etmek kolaydır

)( DSMINOR

OR

MAXVVV

VD

−+=

Vds ,TOPSwitch in on-time süresince drain-source üzerindeki ortalama gerilim figure 10 ve 11 de gösterildiği üzere V ds nin 0 olarak ayarlanmasıyla Dmax ın değeri tek giriş voltajlı uygulamalar için %36 %40 a universal giriş uygulamaları için %60 lara kadar bir aralıkta değişebilir. Gerçekte Vds yaklaşık olarak 10 Va ayarlanmalıdır ki bu 10 V luk diğer Dmax da oldukça fazla bir artışa sebep olur. Daha yüksek Vmın daha düşük Vmax daha geniş Vor e izin verip ve bundan dolayı

daha geniş Dmax sebep olurken daha yüksek Vmın verilen TOPSwitch in çıkış gücü yeteneğini doğrudan arttırır. Yüksek Dmax ayrıcı TOPSwitch in çıkış gücünü de arttırır. Bu yüzden daha dar giriş voltajı aralığı daima ya daha yüksek çıkış voltajına yada daha düşük güç kaynağı maliyetine ulaştırır. 6.Adım Krp nin Ir dalgacık akımının Ip tepe akımına oranının ayarlanması

R

R

RPI

IK =

-başlangıçta Krp=0,4 100/115 VAC yada universal giriş için - 0,6 230 VAC birçok sürekli mod için -Krp daha az sürekli işlemler için ,daha yüksek değere arttırılabilir -Krp, tanımı gereği 1 den büyük olamaz, ve üsteki değerlerden de az olamaz Güç kaynağı tasarımcısı mühendisin birçoğu kontrol çevriminin stabilize edilmesi daha kolay olan sürekli olmayan modu kullanmayı tercih eder. TOPSwitch ile ,hazır çevrim kompanzasyonu yüzünden ,basit bir harici RC networkunu ,çalışma modunun çevrim bağımsızlığını stabilize etmek için kullanmak mümkündür. 0.6 Krp 230 VAC için tavsiye edilir. Bu sayede daha yüksek voltaj seviyelerinde drain noktasındaki kapasitenin boşalmasının sebep olduğu daha yüksek ve geniş kenar akım sıçramalarına uyum sağlanır. 7.Adım Primer Dalga şeklinin Parametrelerinin Tanımlanması Iawg düşük hattaki ortalama DC akım basit olarak giriş gücünün Vmın e bölümüdür. Giriş gücü ile çıkış arasındanü oranı

MIN

AWGV

PI

.0

η=

Krp ve Dmax ın tanımlanmasıyla akımın dalga şekli bilinir. Dalga şeklinin basit geometrisinden dolayı ,Ip primer tepe akımı Irdalgalanma akımı ve Irms akımının RMS değeri Iawgnin bir fonksiyonu olarak türetilebilir.

MAX

RP

AWG

p

DK

II

).2

1( −

= RPPR KII .=

)13

.(.2

+−= RP

RP

MAXPRMS KK

DII

8.Adım TOPSwitch Data sheet minimum Ilimit özelliğine ve gerekli Ip ye göre TOPSwitchin Seçimi

pLIMIT II ≥min.9,0

Ilimit akım limitinin min değeri TOPSwitch data sheetinde oda sıcaklığında tanımlanmıştır. Yüksek sıcaklıkta bu parametrenin hafif azalmasını uydurmak için , oda sıcaklığının limiti %10 derated edilmeli. Bu Ipyi 0,9 ile bölerek yapılabilir ve bu değerin datasheetindeki minimum Ilimit ile karşılaştırılmasıyla olur. En küçük TOPSwitch ( Bu değerden daha yüksek bir değerine sahip olan TOPSwitch en düşük maliyet için ilk seçim olmalıdır.) 9.Adımdan 10.Adıma Isı Sınırlarını Kontrol et eğer Güç Kaybını Azaltmak Gerekiyorsa Daha Büyük TOPSwitch kullan -Düşük hattaki TOPSwitch iletim kaybını hesapla

)(

2 . ONDSRMSIR DIP = ( 100 C)

-anahtarlama kaybını hesapla Cxt drain noktasındaki harici kapasitedir.

sORMAXTCXT fVVCP .).(2

1 2+≅

-TOPSwitchin jonksiyon ısını ( Tj ) toplam kaybın bir fonksiyonu hesapla

JACXTIRj PPCT θ).(250 ++=

-eğer Tj>100C ise daha büyük TOPSwitch seç -kritik olmayan uygulamalar için AN-14 tablo 2 ye bakılır. Pratik soğutucu ile TOPSwitch tavsiyeleri için TOPSwitch çevresindeki ısı uygulamadan uygulamaya önemli ölçüde değişebilir. Tamamıyla ilişik fansız laptop adaptorleri güçde önemli sınırlamalar ortaya çıkartır. Bu güç kutunun dışında kabul edilebilir seviyededir, yüzey sıcaklığını aşmadan kutu içinde harcanır gağıtılır. Bu uygulamada soğutucular sadece kutu yüzeyindeki ısıyı dağıtmaya yardım eder. Verilen yüzey sıcaklığındaki gerçek güç yeteneği genellikle kutunun yüzölçümünü tanımlar. Tersi olarak , bir PC güç kaynağının soğutmayı sağlayan fanı vardır. Burada daha geniş bir soğutucu kafa daha yüksek güç dağıtılması için cevap olabilir. Bu yüzden TOPSwitch deki kayıpları ilk anda tahmin etmek önemlidir ;verilen uygulamada uygun olup olmayacağını görmek için. İletim kayıpları ( Pıl) düşük hatta baskın kayıp faktoru olma eğilimindedir ve TOPSwitch data sheetlerindeki çıkış karakteristiğinin

eğiminden 100 C de IRMS ve RDSON kullanarak hesaplanabilir. Eğer kayıplar kabul edilemez seviyede ise daha düşük bir RDSON lu daha geniş bir TOPSwitch , daha düşük güç israfı için seçilebilir. Harici drain kapasitesi yüzünden düşük hattındaki anahtarlama kayıpları ihmal edilebilir ve önem verilmez .Eğer önemli harici kapasite CXT ise PCXT anahtarlama kayıpları da öngörülmelidir. Hatta düşük hat genellikle TOPSwitch kayıpları için en kötü durumdur. Bunu inceleyip doğruluğunu saptamak ihtiyatlıdır.( by iletim ve anahtarlama kayıplarının at düşük hatt hesaplanmasıyla ) Özellikle drainde önemli harici kapasite varsa İlk önce TOPSwitch deki en kötü hal bilinir. En kötü haldeki durumuna hava etrafındaki maksimum kalıp(ölme) ısısı termal empedans kullanarak tahmin edilebilir.(içerdeki şart hava kapalı kaynaklar için kullanılır) from paketin die to tab/heat sink ,tetajc ( TOPSwitch datasheetinde tanımlanmıştır).ve çevreye ısı dağılımından tetaca ( genelde ısı dağılımı data sheetinde tanımlanmıştır) Eğer bir ısı dağıtıcı etiketi olmayan bir paket kullanılırsa 8 pinli DIP gibi ,sonrasında tipik bir kalıptan çevreye arasındaki olan ısı empedansı , teta ja bir board monte edilmiş parça için data sheetde böyle hesaplamalar için Bulunabilir. Tavsiye edilen tüm uygulamalarda kalıp sıcaklığının 100 C altında tutulmasıdır. 11.Adım Gereken Ip ye Karşılık Seçilen TOPSwitchin minimum Ilimit i kontrol et En az sürekli olan işlemler için eğer mümkünse Krp yi arttır. Düşük hatta sürekli modda çalışmanın kullanımı verilen bir çıkış gücü için gerekli tepe akımını azaltır.( Daha küçük bir TOPSwitch kullanımına izin vererek). Bununla beraber , eğer çok arzu edilirse TOPSwitch ile çekirdek boyutu arasında bir trade-off, Krp değerini arttırarak ayarlanabilir. Daha geniş Krp daha geniş bir TOPSwitchin maliyetinde daha küçük bir çekirdeğin kullanımına izin verir. Daha büyük Krp daha az sürekli modda çalışma ve daha düşük Lp indüktansı anlamına gelir. ( fakat aynı anda daha yüksek tepe akımına Ip ) ( mümkünse en küçüğü olacak şekilde ) . Önemli ölçüde ekstra akım kabiliyeti sonuçlanacak bir tasarım için en uygun TOPSwitch seçilebileceği zaman bu konu oldukça önemlidir. daha yüksek bir Krp kullanarak azalmış bir çekirdek boyutu için bu ekstra akım kabiliyetini trade yapmak en iyisidir. Trafonun çekirdeğinin boyutunu etkilemeye ilaveten Krp ayrıca kaynağın verimliliğini de etkiler. Daha geniş Krp daha yüksek primer RMS akımına sebep olur ve daha yüksek TOPSwitch iletim kayıplarına ( daha düşük IRMS ve düşük TOPSwitch kaybına yol açarken ). Dar fiziksel alan/ağırlık sınırlamalarının ve /veya verimlilik gereksiniminin olduğu uygulamalar için orta değer bir Krp değeri fiyat ve performans arasındaki optimum çözümü sunabilir. Bu tasarım metodu mümkün olan en yüksek Krp yalnız bir kez seçilmiş ilk TOPswitch kullanmak içindir. Esneklik elbette diğer tasrım opsiyonları için mümkündür. Deneyimli mühendisler uygulamalarının özel gereksinimlerine dayanamamış olan Krp değerine göre kendi yargılamalarını yapmalıdırlar. 12.Adım Lp primer indüktansını Tanımla

Her anahtarlama cycle ında primer den sekondere transfer edilen enerji basit olarak ½ Lp.Ip2 ile ½ Lp( Ip2-Il2) arasındaki farka eşittir. Primer indüktansı Lp Ip Krp fs Po nü ve Z ninbir fonksiyonu olarak gösterilebilir.

η

ηη +−

−

=)1.(2

.

).2

1.(.

.10

2

06

s

RP

RPp

p

fK

KI

PL

nü verimlilik ,Z kayıp paylaştırma faktorü. Eğer Z=1 ise tüm kayıplar sekonder

tarafındadır. Sıfır ise primerde Z basit olarak sekonderdeki kaybın tüm kayba oranıdır. Eğer daha iyi referans bilgisi mümkün değilse Z=0,5 olarak ayarlanmalıdır.

13.Adım :AN18 e göre apenndi a tablo 2 göre çekirek ve bobini Po ın fonksiyonu olarak seç ve ae Le AL ve BW yi çekirdek ve bobin kataloğundan tanımla

AN-18 Appendix A çeşitli güç aralıkları için tavsiye edilen çekirdek tiplerinin bir tablosunu içerir. Şunun farkına varın ki tabloda gösterilen ik trafo yapısı vardır. Tek çıkış veren tasarımlar için üçlü bir sekonder ( yalıtılmış ) trafo yapısını basitleştirir ve verilen çıkış gücü için en küçük boyuttaki çekirdek ve bobin kullanımına izin verir. Sınır sarımı , hem tekli hem de çoklu sekonderleri için uygun olanları daha geniş bobine gereksinim duyar ve bu yüzden daha uzun çekirdeklere. Eğer özel şekil faktorü gereksinimi yoksa en iyisi en küçük EE tipi çekirdek ile başlamaktır( for the power level) EE çekirdekler genellikle en az pahalı olan tiptir. Çekirdek tipinden sonra gelen iki haneli sayı çekirdeğin boyutunu mm cinsinden belirtir. 100 kHz lik işlemler için çekirdek materyalinin seçimi çok önemli değildir. TDK PC40 materyali iyi bir seçimdir , başlangıçtır. Benzer karakterli diğer ferrit materyalleri birçok üreticiden temini mümkündür. Daha düşük frekans çekirdeği materyalleriPhilips 3C85 gibi ve eşdeğerleri 100 kHzde çalışacak ve eğer bir fiyat avantajı varsa kullanılabilecektir. Önce katalogdan seçilmiş bir çekirdek ,uygun bir bobin kolaylıkla tanımlanabilir.

Üretici tanımlanmış çekirdek parametreleri Ae,Le,Ac ve bobin parametresi BW genellikle aynı katalogdadır.

14. Adım Primer Tabakaları Sayısını L ve Sekonder Sarım Sayısı Ns Ayarlanır 15.Adım primer Sarım Sayısı np ve bias sarım Nb hesaplanır 16.Adımdan 22. Adıma Bm Cma ve Lg Kontrol edilir Bobin ve çekirdeğin seçimine ilaveten 9.parametrenin tamamı trafonun yapımından tanımlanmalıdır.

Primer indüktansı Lp, çekirdek baraj uzunluğu Lg, primer için sarım sayısı Np,Nsve Nb primer için kablonun dış yarıçapı OD ve sekonder ODs, çıplak iletken çapı DIA ve sekonderin DIAs. Bias sarımına çok küçük akım taşıması nedeniyle ( genellikle 10 mA den az) kablo boyutu ( bias sarımının ) hiçbir zaman sorun olmaz.

Lp haricinde yukarıdaki parametrelerin hepsi birbirleriyle bağımlıdır. İyi bir başlangıç noktası sekonder sarım sayısı için bir rakam seçmektir. 100/115 VAC de çalışma için volt başına 1 230 VAC yada universal girişler için volt başına 0,6 sarım kullanmak iyi bir kabuldur. 115 VAC giriş ve 15 V luk çıkış voltajına ve doğrultucu üzerinde düşen 0,7 V D eklemesi için 16 sarımlık sekonder başlangıç değeri olarak kullanılabilir. Np primer sarım sayısı sekonder sarım sayısı ile Vor ve Vo+Vd oranıyla alakalıdı

DO

OR

sVV

VNNp

+= .

Vor yansıyan çıkış voltajı , Vo çıkış voltajı, Benzer şekilde Bias sarım sayısı NB şöyle türetilebilir

Do

DBB

sBVV

VVNN

+

+= .

VB bias voltajı ,VDB bias doğrultucu üzerinde düşen gerilim Çekirdek /bobin boyutundan primer kablosunun OD dış çapını mm cinsinde hesaplamak mümkündür.

OD primer sarımlarının ( bir veya iki tam tabakadaki) uygun olduğunda sınırlar için izin verilen uydurmak için gereklidir.

p

E

N

BWOD =

Bwe gerçek bobi genişliği ( bobini fiziksel genişliğini hesaba katan genişlik) , M ( mm cinsinden ) sınırlar ,L sarım tabakalarının sayısı

)].2(.[ MBWLBWE −=

Bundan küçük yada buna eşit olan en yakın standart mıknatıs teli ölçüsü bu çap için seçilebilir. Bir kablo tablosundaki bilgiyi kullanarak bu kablo ölçüsünün çıplak iletken çapını Dıa belirle. Bir sonraki adım ise bu iletken boyutunun maksimum IRMS için yeterli mi olduğunu ortaya çıkarmaktır. Akım yoğunluğunun tersi olan CMA Circular mils Per Amp cinsinden magnet teli için akım yeteneği tanımlanır.

2

2

)4,25

1000.(4

..27,1

RMSI

DIA

CMA

π

=

Eğer CMA 200 den az ise akımı tutmak için daha geniş ölçüde tel gerekir. Bunun uydurulması ikinci bir tabaka eklenmesiyle olur. Eğer sadece bir tabaka içeriyorsa ve/veya daha geniş bir çekirdek bobin ve/veya daha küçük bir Np. Diğer taraftan 500 den büyük bir CMA daha küçük bir çekirdek bobin ve/veya daha geniş bir Np kullanılacağını belirtir.

AN-17 spread sheet ine bakarsak DIA gerçekte deneysel bir denklem kullanarak OD den türetilir. Pratik kablo boyutu AWG ( Amerikan Wire Gauge ) DIA ya göre tanımlanır. ( AN-18 appendix a tablo 2 ye kablo boyutun bölümne bak). CMA sonra AWG den hesaplanır.

Bir diğer önemli parametre mutlaka kontrol edilmesi gereken çekirdekteki maksimum akı yoğunluğu ( Bm)

eP

PP

MAN

LIB

.

..100=

Ae çekirdeğin gerçek kesitleme alanıdır. Eğer Bm 3000 Gauss dan büyükse ne çekirdeğin kesitleme alanı ne de Np bunu 2000-3000 aralığı içine

götürecek şekilde yükseltilmelidir. Diğer taraftan eğer Bm 2000 Gauus dan küçük ise daha küçük bir çekirdek yada primerde daha az sarım sayısı kullanılabilir.

Bm ye ilaveten çekirdek baraj uzunluğu Lg Lp üretmek için Np gerekir.

)1

.100.(..40

2

Lp

p

egAL

NAL −= π

Çekirdeğin kesitinin alanı Ae ,ve sınırlanmamış gerek indüktans AL çekirdeğin data sheetlerinden bulunabilir. LG genellikle çekirdeğin merkez bacağına bir hava baraj yer olarak dahil edilir ve üretilebilme için en az 51 mikrom yada 2 mils olmalıdır. Eğer Lg 51 mikro m den az ise önce çekirdek boyutu yada Np arttırılmalıdır.

Trafo üreticileri tarafından daima ihtiyaç duyulan bir diğer parametre sınırlandırılmamış çekirdek gerçek indüktansı ALG , ve bu sadece Np sabitlendikten sonra tanımlanabilir.

2

.1000p

p

LGN

LA =

Görülebileceği üzere trafo tasarımı kendi içinde oldukça tekrarlı iteratif bir süreçtir. Np değiştirildiğinde Ns ve Nb kurulan orana göre değişecektir. Benzer şekilde çekirdek boyutundaki herhaangibir değişiklik CMA, Bm ve Lg nin belirli sınırlar içinde kaldığından emin olmak için tekrar hesaplanmalarını gerektirir.

23.Adım Sekonderin Parametrelerini Tanımla Isp,Isrms,Iripple DIAs,Ods Sekonder tepe akımı Isp primer tepe akımından ( Ip ) türetilebilir ve primer ile sekonder sarımı

oranından Np/Ns

s

p

pspN

NII .=

Sekondein Krp si daima primerin Krp sine özdeştir. Sadece primer akımının yansıtılmış versiyonudur ( 1-D) duty cycle ile

Bu yüzden sekonderin RMS akımı Isrms primer RMS akımı aynı biçimde ifade edilebilir. Sadece Dmax ( 1-Dmax ) ile yer değiştirir.

)13

).(1(.2

+−−= RP

RP

MAXSPSRMS KK

DII

Iripple çıkış kapasitesinin RMS daldacık akımı . akım koruması yüzünden şöyle bulunur

22

oSRMSripple III −=

Io güç kaynağının eğer belirli hesaplanabilen mümkün olan çıkış akımıdır.

o

o

oV

PI =

Skonder RMS akımı Irms in uygun olmasıyla minimum sekonder kablo çapı DIA ( mm cinsinden ) şöyle hesaplanabilir:

1000

4,25.

.27,1

..4

π

SRMS

s

ICMADIA =

An17 data sheetine bakın pratik kablo boyutu AWGs primer akım kabiliyeti CMA ve sekonder RMS akımından deneysel bir denklem kullanılarak türetilir. DIAs daha sonra AWGs den tanımlanır.

Eğer gerekli olan sekonder kablo çapı 26 AWG telden daha geniş olacak şekilde taşarsa, ( 26 AWG 100kHz de 2 kat deri derinliğine karşı gelir.) sarımların paralel şekilde 26 AWG ye denk yada daha küçük bir ölçüde kullanımı aynı kesit alanı sağlamak için kullanılmalıdır.

Paralel sarımların Ns e denk aynı sarım sayısına sahip olmalıdır. Mesela , eğer denklem 23 AWG kablo belirtirse ki paralel ipin 26 AWG seçilmesi iyi olur. ( Ns sarımınc içeren )

Dikkat et , eğer sekonder için üçlü izole edilmiş kablo kullanılmışsa , izole edilmiş kablo çapı izolatörün kalınlığının iki katı kadar DIAs den geniştir. Bu yüzden maksimum dış çapı ODs (mm cinsinden ) şöyle hesaplanmalıdır.

s

sN

MBWOD

.2−=

Üçlü yalıtılmış bir kablo DIAs den daha büyük yada ona eşit bir iletken çapı ile birlikte tanımlanmalıdır ve izole edilmiş dış çap Ods ye eşit yada ondan küçük olmalıdır.

24.Adım Maksimum Ters Tepe Gerilimleri PIVs ,PIVb Sekonder doğrultucu diyodundaki ters tepe gerilimi şöyle verilir.

).(p

s

MAXosN

NVVPIV +=

Benzer şekilde bias doğrultucu diyodu üzerindeki ters tepe

).(P

B

MXBPN

NVVPIV +=

25.Adım Kenetlem Zeneri ve blok diyodu ( primer kenetlemesi için giriş voltaj ve VCLO ya göre) seçlir.

4. Adıma bak 26.Adım Çıkış Doğrultucu Seçilir Sekonder diyodu üzerindeki ters tepe gerilimi 24. Adımda hesaplanır. Diyotlar 1.25.PIVs e eşit yada

daha büyük olacak bir ters gerilim uygulama aralığı ( sınır) olacak şekilde seçilmelidir. 1,25 katı olmasının sebebi VR diyot sınırını %80 ninden daha fazla olmasını engellemek içindir.

Diyot akım sınırı karalama ( pratik hesaplama) olarak maksimum çıkış Dc akım çıkışını en az üç katı bir DC akım seçmektir.

Schoottky diyotlar 45 V dan az olan düşük çıkış voltajlarına karşı gelen (5 V veya 3,3 V gibi) Vr için tavsiye edilir. 45 V da yüksek VR için ultra hızla toplanan PN diyotlar en az maliye amacıyla kullanılmalıdır. ( Tabl o8 e tavsiye edilen diyotlar için bak)

27.Adım Çıkış kapasitesini seç Çıkış filtre kapasitesinin seçiminde ESR en önemli parametredi. Kapasite ESR doğrudan güç

kaynağının çıkış dalgalanma akımı sınırını , gerçek kapasitans değeri sadece kontrol çevrimi bant genişliğini etkilerken , 35 V un altında ESR kapasite kapasite kılıfının boyutu tarafından belirlenir. İki Nichicon PL serisi kapasite gözönüne al, 1500 mikrofarad/6,3V ve 390mkF/35V . her iki kapasite 10 mm çap ve 25 mm uzunluğa sahiptir ve her ikiside 55mohm ESR ye sahiptir. Kontrol çevrim band genişliğini tutmak için küçük kapasitans , yüksek voltaj aralığı kapasite tercih edilir.

Dalgalanma akımı birçok uygulamadaki çevre sıcaklığından daha yüksek olan 105 C ortamında tanımlanır. bU yüzden kapasite data sheetindeki çarpan faktoru tarafından tanımlanmışdır daha yüksek dalgalanma akımında çalıştırmak mümkündür.

Gerçek dalgalanma akımı ( çıkış kapasitesinin ) şöyle hesaplanabilir.

22

oSRMSRIPPLE III −=

Isrms sekonder sarımının RMS akımı ve Io çıkış akımıdır. 28.Adımdan 29.Adıma Son Çıkış Filtresinin Seçimi L,C Eğer çıkış kapasitesinde ölçülen anahtarlama dalgalanma voltajı arzu edilen özelliden yüksek ise 2,2

den 4,7 mikro H İndüktor yada ferrit taneleri ( sadece 5 W ın altındaki güç seviyeleri için) ile 120mikro F/35 V içeren bir

LC post filtresi ( kapasite low ESR ) elektronik kapasite tavsiye edilir. Bu artan kapasitans değeri ve/veya düşük ESR li ana çıkış filtre kapasitesiyle karşılaştırılırsa daha düşük bir maliyet sağlar.

Çıkış post filtresi birinci dereceden çıkıştan bağımsız yüksek akımlarda bir konu olan DC voltaj düşümü indüktör üzerinde hariç . Daha geniş ölçülü kablo ve daha yüksek akım aralığı olan indüktörler bu sorunu çözer.

30.Adım Bias Doğrultucuyu Seç Bias doğrultucu seçimi çıkış doğrultucu seçimine bias sarımının çok az taşıyamaması ( tipik olarak

10mA den az) haricinde benzerdir. Akım kabiliyeti ve hızlı toparlanma fazla önemi yoktur. 31.Adım Bias Kapasitesinin Seçimi Bias çıkışında minimum güç arzu edilmesi ve düşük voltaj sebebiyle 0,1 mikro F,50 V luk seramik bir

kapasite ihtiyacı daima görür. 32.Adım Kontrol Ucu Kapasitesinin Ve seri Direncin seçimi 47mikroF ,10 V luk düşük maliyetli standart bir elektrolitik kapasite ( TOPswitchin kontrol pini ve

source pinine bağlı) geribesleme biçimlerinin tümü için , çevrim kompanzasyonuna göz kulak olur. Düşük ESR kapasiteler bu amaç için kullanılmamalıdır. Standart grade kapasitesinin ESR direnci çevrim kararlılığını bir sıfır sokarak geliştirir. Gerçekte 6,2 ohm luk bir direnç bu kapasite ile seri bağlı olan faz marjini geliştirmek için tavsiye edilir ya sekonder devresinde aşırı kazancı olan ya da Krp değeri 1 den küçük olan tasarımlarda ( sürekli mod )

33.Adım Geribesleme Devresinin Elemanlarının Seçimi primer geri opto zener opto 34.Adım VACmax giriş voltajı ve RMS giriş akımına göre Köprü Doğrultucu Seçimi Giriş köprü doğrultucusu için maksimum çalışma akımı şöyledir.

PFV

PI

ACMIN

o

ACRMS..η

=

PF güç kaynağının güç faktorudür. Tipik olarak kapasiteli giriş filtreli bir güç kaynağı için PF 0,5 ile 0,7 arasındadır. Eğer daha uygun data sheet yoksa 0,5 i kullan

Köprü doğrultucu şöyle seçilir: • Id>= 2.IACRMS , ID köprü doğrultucunun RMS akımıdır • VR>= 1,25 .1,44 VACMAX ,VR köprü diyodun ters gerilimidir.

35 . Adım Tasarımı Tamamla Birbirini takip eden adım adım süreç işlemleri temel bir TOPSwitch flyback çeviricinin tasarımı

tamamlar. İlk önce güç kaynağı tüm özellikleri sunarken karşılarken tamamıyla işlevsel ve minimum giriş hat voltajında maksimum sınırlı çıkış gücünü sunabilme verbilme yeteneğine sahip olmalıdır. Daha küçük ayarlamalar çıkış voltajını ortalamak için gerekli olabilir.

AN-18 TOPSwitch flyback trafo yapımı Giriş Bu uygulama notu sınır yada üçlü yada izole edilmiş kablo wound flyback trafolardan

TOPSwitch ile kullanımı uygun olanlar için tasarım ve yapım rehberidir. Sınır wound ve üçlü izole edilmiş kablolu trafo tasarımları sekonder regulasyonlu 12 V ,15W universal girişli güç kaynakları için Appendix B de türetilmiştir. AN-16 daki geliştirilmiş adım adım prosedürünü kullanarak okuyucunun TOPSwitch ve flyback güç kaynaklarının temel özelleklerine aşina olmalıdır. Bu bilgi TOPSwitch datashetlerinde ve AN-14-16 da bulunabilir. Flyback trafo teorisi ve tasarımındaki daha fazla ayrıntılar AN-17 de bulunabilir.

Gerekli Referans Malzemeleri AN-18 16 ve 17 TOPSwitch uygulamalar için gerekli flyback trafolarınıın tasarımı ve

yapımı için gerekli teknikleri sağlar. İlaveten sonraki referans malzemeleri çekirdek, bobin ve kablo için boyut bakımından ve elektrik bakımından bilgi sağlayabilmek için gereklidir. Bu referanslar için Appendix A da listelenmiştir.

Ferrit Çekirdeği Üreticilerinin Katalogları Ferrit çekirdeği üreticileri trafo tasarımında kullanılan çelirdek boyutsal ve elektriksel

karakteristikleri sağlayan kataloglar yayınlar. Bazı üreticiler Al vs gap ve çekirdek kayıpları eğrilerinin gibi ,daha fazla populer çekirdeği boyutları için ilave mühendislik bilgileri de sağlar. Appendix A da üreticiler için listelenmiş kataloglar ,temel elektriki data for yaygın US , Asya ve Avrupa çekirdek tipler için sağlar. Birçok üreticiler için yaygın olan çkirdek

boyutları bir tek üretici tarafından verilen elektriksel karakteristikler başka bir üreticiden olan aynı boyuttaki bir çekirdek için kullanılabilir.

Bobin Üreticilerinin Katalogları Bobin üreticilerinin katalogları trafo tasarımı için mekanik boyutları sağlamak için

kullanılır. Appendix A daki bobin üreticileri materyallerdeki stnadart ferrit çekirdek boyutları için geniş bir bobin stili çeşitliliği sağlar for high volume production. Birçok ferrit çekirdeği üreticisi kendi standart çekirdek boyutları için bobin de satmaktadırlar.

Kablo Tablosu Bir kablo tablosu magnet kablosu için boyut ve elektrik bakımından karakteristiklerini

sağlar. Ve trafo tasarımı için uygun kablo boyutlarını seçmek için kullanılır. 3 adet büyük kablo boyutlandırma sistemi vardır. AWG ,SWG ve metrik. Bu uygulama notunda kullanılan tüm kablo boyutları AWG dir. Appendix A da sağlanan kablo tablosu ( çizelge) AWG boyutundaki bilgi 18 gaugeden 44 gaugeye kadardır. SWG ve metrik eşdeğerleri de gösterilmiştir. Bir kablo tablosu referans 5 de de mümkündür. Kablo tabloları Appendix A da listelenmiş bazı magnet kablo üreticilerinden elde edilebilir.

Trafo Yapım Gereçleri Aşağıdaki paragraflar SPS trafolarının yapımı için gerekli temel gereçleri tanımlar. Ferrit Çekirdekler 100 kHz lik flyback trafolar için uygun ferrit gereçler. TDK PC 40, Philips 3C85

,Siemens N67 ,Thomson B2 , Tokin 2500 veya diğer benzerleridir. Geniş bir çekirdek şekli çeşitliliği mümkündür. Düşük sızıntı indüktansı , geniş uyumluluğu ve düşük maliyet sebepleri yüzünden E çekirdekler trafo çekirdekleri için en iyi seçimdir. ETD,EER ve EI gibi diğer çekirdek şekilleri ve stilleri de kullanılabilir. Çeşitli güç seviyeleri ve trafo tasarım tipleri için uygun ferrit çekirdek tiplerinin bir çizelgesi Appendix A da

Bobinler Güvenli creepage mesafesine ( required by the applicable safety regulations) gelince

off-line flybak trafolar için bobin kullanılmalıdır. İzolasyon Malzemeleri Trafolarda yaygın kullanılan izolasyon malzemeleri ,bant yada sheet şeklinde mümkün

olan polyester yada Mylar dır. Bu malzeme ayrıca bir yapıştırıcı bant olarak üretilir ve kısmen trafo yapımında faydalıdır. Bu bant ın US üreticileri 3M Tesa ve CHR. Trafodaki creepage sınırları için kalın bir bant kullanmak arzu edilendir. Şöyle ki bir sınır için gerekli yapı birçok tabakayı kullanark elde edilebilir. Birçok üretici bu uygulama için faydalı bir polyester film bant yapar.

Magnet Kablosu Bazı tipik iç domestik üretileri Belden ,Phelps Dodge ve Rea dır. Kablo için tercih

edilen izolasyon bir naylon/polüretan kılftır. Bu kılıf erimiş lehim ile temas ettiğinde yanar ve kaybolur, bir lehim havuzunda daldırılmasıyla trafonun bağlanmasınasonlandırılmasına izin verir. Bu izole edilmiş kablonun çeşidi hemen hemen tüm üreticilerden çeşitli ticari adlar altında elde edilebilir. Solderon ,Nyleze ,Beldsol . İzolasyon kılıfı tutma ve sarma işlemlerinin stresine daha iyi dayanabilmesi için ağır yada çift kat olmalıdır. Sıradan kaplanmış kablo yada polimid kablo izolasyonları kullanılmamalıdır. Bu tip izolasyonlar trafo uçlarıyla kabloyu sonlandırmakiçn mekanik olarak yada kimyasal olarak soyulmalıdır.

Üçlü İzole edilmiş Kablo Güvenli yalıtımın gerektiği yerlerde trafoların boyutunu azaltmak ve basitleştirmek

için üçlü yalıtılmış tel kullanılabilir. Üç farklı ve ayrılabilir izolasyon tabakalı katı bir kablo çekirdeği içeren trafo tasarımları için üçlü izole edilmiş kablo tipi faydalıdır. Appendix A da üçlü izole edilmiş kablonun üç üreticisi listelenmiştir.

Kol Tertibatı ( Sleeving)

İzolasyon tubingi margin wound bir trafodaki başlangıç ve bitiş uçlarını izole etmede kullanılır. Tubing kabul edilebili güvenlik güçleriyle etkileriyle en az 0,4 mm lik bir kalınlıkta , bunun amacı takviye izolasyonu için kalınlık gereksinimlerini karşılamak için . tubing in ayrıca ısı direncine de sahip olmalıdır. Öyleki bobindeki pinlere trafonun uç tellerini lehim yapmak için sıcaklık arttığında erimemelidir. Materyaller ekseriyetle sleeving için teflon tubing veya polyolefin ısıyla daralan tubin içerir.

Vernik Birçok trafo üreticileri kendi yaptıkları uygun vernikli trafolarını doyurmuş

haldedirler. Trafonun içindeki boşluğu doldurarak sarımdaki ısıyı çevreye transferi vernik geliştirir ve trafonun izalasyonunu gerilime dayanabilme kapasitesini arttırır. Ayrıca işitilebilir gürültüyü engellemeye yardım etmek için çekirdek ve sarımı kilitler ve bitmiş trafoyu nemden korur. Vernikle doyurmanın bir dezavantajı trafo yapımına yavaş ekstra bir adım eklemesidir. Appendix A da bazı elektriksel vernikler listelenmiştir.

TRAFO YAPIM METODLARI Uluslararası regulasyon güvenlik şartlarını sağlamak için primer ve sekonder

sarımları arasında , bir off-line güç kaynağında kullanmak için bir trafonun yeterli izolasyona ahip olmalıdır. Standart çekirdek ve bobin kullanan trafolar için iki temel trafo izolasyon metodu vardır : margin wound ve üçlü kablo yapımı

Margin Wound Yapımı Uluslararası güvenli regulasyonlar , trafolar için magnet kullanımı için şunları

gerektirir: - takviye edilmiş izolasyon primer ve sekonder sarımları arasında - takviye edilmiş yalıtımın olduğu primer ve sekonder sarımları arasındaki garanti

altına alınmış creepage mesafesi kullanılmalı Figure2 de bu gereksinimleri karşılamak için tasarlanmış tipik bir margin wound trafosunun bir kesiti

gösterilmiştir. Primer ve sekonder sarımları arasındaki gerekli creepage mesafesi , güvenlik

regulasyonu tarafından 115 VAC giriş için 2,5-3 mm ,230 VAC ve universal girişler için 5-6 mm dir. Bu creepage mesafesi margin adı verilen fiziksel bariyerler tarafından sürdürülmektedir. Birçok pratik trafo tasarımlarında elektrik şeriti kullanarak ( bant) bobinin her iki tarafında bu sınırlar yapılır. Figure 2 de gösterildiği gibi sarımlar bu sınırların arasına yerleştirilir. Primer ve sekonder arasındaki toplam minimum creepage mesafesini M genişliğininen az iki katıdır. Figure 3 de gösterilmektedir. Bu , gerekli creepage mesafesinin yarısı genişliğinde minimum sınır genişliğini kurar ,ayarlar yada 1,25-1,5 115 VAC için 230 VAC için 2,5 dan 3 mm kadardır.

Primer ve sekonder arasındaki takviye edilmiş yalıtım 3 kat elektrik bandı kullanarak sağlanır. Test voltajına tamamen güvenle karşı koyabilen herhangi iki tanesi . bu test voltajı 115 VAC için 2000 VRMS 230 VAC ve universal giriş için 3000 VRMS dir. Bant tabakaları bobinin tüm genişliğini kapatmalıdır kenarda kenara. Şekil 2 de gösterildiği gibi . En az 0,025 mm kalınlığındaki bir temel film ile bir polyester film bandı bu uygulamada kullanımı için yeterlidir. Sekonder sarımları , sınırlar ve kuvvetlendirilmiş yalıtım ( primerden onları izole ederk) tarafından verimli bir biçimde kutulanmıştır. Trafo uçlarına ulaşmak için her sarımın başlangıç ve bitiş uçlarından sınırlara kadar geçer, sınır izolasyonun bütünlüğünü korumak için ekstra izolasyon gerektirebilirler. En az 0,4 mm kalınlığındaki bir duvarlı izolasyon tubing , bu gereksinimini karşılamak için margin wound bir trafonun tüm başlangıç ve bitiş uçlarını kaplamak için kullanılır. Bu izolasyon trafo pininden sınır bariyeriçine kadar uzatılabilir. Figure 4 de gösterildiği gibi margin sarım tekniklerinin kullanımı , sıradan magnet teli ve kolayca uygun izolasyon materyalleri ile bir trafonun yapımına izin verir. Bununla beraber sınırlar için ihtiyaçlar , başlangıç ve bitiş sleeving ve takviye edilmiş izolasyon komplex ve emek yoğun bi trafoya sebep verir. Sınırlar trafo içinde yer harcar , daha geniş bir çekirdek ve bobin boyutu kullanmak onu vazgeçilmez yapmak eğer sınırlar

gerekiyorsa kullanılabilir. Margin wound consruction a bir alternatif triple izoleli kablo kullanmaktır.

Üçlü Yalıtılmış Kablo Yapımı Üçlü yalıtılmış kablonun ( figure 5) 3 ayrı tabakalı izolasyonu vardır. Herhengi iki

tanesi 3000 VRMS voltajlık bir güvenlik gerilimine karşı durabilir. Böylece 3 lü izole edilmiş kablo VDE/IEC vasıtasıyla takviye edilmiş bir izolasyon için gerekenleri başarır. Ve geleneksel magnet wire kullanan bir tasarımda gerekli creepage sınırları olmaksızın bir trafo yapmakta kullanılabilir. Figure 6 da bir üçlü izole edilmiş kablolu trafo tasrımım bir kesiti gösterilmektedir. Üçlü yalıtılmış kablo tasarımı primer ve bias sarımları için magnet wire kullanır. Sekonder ise üçlü yalıtılmıştır. Bu yöntem üçlü izolasyonlu kablonun yararlarından faydalanmanın fiyat yönünden en uygun ve yer tasarrufu yoludur. Çapı büyükse aynı boyuta sahip magnet wire lı ya göre daha masraflıdır. Sekonder sarımı genellikle primere göre daha kalın çaplı kablonun daha az sarımına gereksinim duyar. Böylece üçlü izole edilmiş kablonun fiyat ve yer kaplama etkisi en aza indirilir. Üçlü izole edilmiş kablolu tasarımda trafonun tüm genişliği triple izole edilmiş kablo tarafından sağlanan takviye izolasyon sebebiyle kullanılabilir. üçlÜ yalıtılmış kablo tasarımı kullananbir trafo magnet wire tasarımı kullanan aynı güç kabiliyetindeki bir trafonun ½ den 2/3 üne kadar bir boyutta olacaktır. Sızıntı indüktansı trafo sarımlarının genişliğiyle ters orantılı değişir, öyleyse üçlü yalıtılmış kablolu bir trafo için sızıntı akımı eşdeğerli margin wound tasarımdan olada daha az olacaktır. Sebebi trafo bobinindeki yerin daha verimli kullanımındandır.

Trafo Yapım Teknikleri Figure 7 margin wound ve üçlü yalıtılmış kablolu tekniklerini kullanan , hem primer

hem de sekonder regule edilmiş flyback güç kaynakları için 4 adet trafo yapım stili gösterir. Bu 4 stil hemen hemen tüm anahtarlamalı güç kaynağı gereksinimleri için özel bir yapım stili seçimindeki karmaşık sebepleri hem de EMI i azaltmak için , serseri kapasitansı ve sızıntı indüktansını azaltmak için ilave sebepleri tanımlar.

Sarım Sıralaması Figure 7 trafoların primer ve sekonder regulasyon tasarımları ( margin wound ve 3 lü

izoleli kablo yapımı kullanan ) optimum sarım sıralamasını gösterir. Optimum sarım sıramalası ve izolasyon yerleştirilmesi gibi faktorler yukarıda tartışıldı.

Primer Sarımı Figure 7 de tasvir edilmiş olan tüm trafo yapım stillerinde , primer sarımı ( yada onun

bir kısmı) daima bobindeki ilk yada en içteki sarım olur. Bu sarım başına ortalama kablo uzunluğunu mümkün mertebe kısa tutar, primer sarımının parazitik kapasitesini azaltarak, üstelik ,eğer primer sarımı trafoda en içteki sarım ise , primer sarımından diğer komponentlere gürültü couplingi azaltmaya yardım ederek ,diğer trafo sarımları tarafından korunur.

Primer sarımının driven end i (TOPSwitch drainine son bağlanan) sarımın başında olmalıdır. Bu en geniş voltaj gezisi ( salınım dolaşım aralık ) ile primer sarımının yarısı diğer sarımlar tarafından korunmasına izin verir.yada primerin diğer sarımı tarafından trafonun primer tarafından kaynağın diğer taraflarına EMI couplingi azaltarak . Primer sarımı iki sarım tabakası yada daha azı için tasarlanmalıdır. Bu primer sarımının kapasitansını ve trafonun sızıntı indüktansını en aza indirir. Primer tabakaları arasına bir tabaka bant eklemek ( dördünden bir) ( faktorü tarafından) primer sarımı kapasitesini azaltabilir. Bu özellikle TOP 200 ve TOP 210 kullanan düşük güç uygulamaları için önemlidir.

Primer Bias Sarımı Primer bias sarımının optimum yerleşimi ,güç kaynağının bir primer referenced yada

sekonder referenced regulasyon planı kullanıp kullanılmadığına bağlı olacaktır. Eğer güç kaynağı sekonder tarafından regule ediliyorsa , bias sarımı primer ve sekonder arasına yerleştirilmelidir. ( figure 7A ve 7C de gösterildiği) primer ve sekonder arasına

yerleştirildiğinde , bias sarımı bir primer returnune bağlanmış bir EMI kalkanı gibi davranır, güç kaynağı tarafından üretilen conducted EMI azaltarak. Margin wound tasarımlarda for sekonder regulated kaynaklar için , primer bias sarımını primer ve sekonder arasına yerleştirmek , margin sayısını en aza indirir ve takviye edilmiş tabakaları ( trafodaki) en aza indirir. Primer regulasyon planı kullanan güç kaynakları için bias sarımı trafoda en içteki sarım olmalıdır. ( figure 7 B ve 7 D de gösterildiği gibi). Bu primer bias sarımı ile sekonderin birleştirilmesini maksimum yapar ve primere bağlılığını en aza indirir. İki yolla kaynağın çıkış regulasyonunu geliştirerek. Sekondere daha iyi birleştirmekle bias sarımı çıkış voltajı değişikliklerine daha doğru cevap verir, regulasyonu geliştirerek , üstelik bias sarımının primere zayıf bileşke bağlanması regulasyonu geliştirmeye yardım eder, primer sızıntı çıkmaları sebebiyle bias çıkışının tepe chargingini azaltarak. Eğer bias sarımı primere sadece gevşekce bağlanmışsa , sızıntı çıkıntısı(spike) primer bias sarımı ile seri küçük bir direnç kullanarak filtrelenebilir, kaynağın yük regulasyonunu geliştirerek. Bu DN-8 tasarım notunda daha genişanlatkjs.

Primer bias sarımı ideal olarak bobinin kesit genişliğinde tam bir tabak oluşmalı. Eğer bias sarımı nispeten az sarıma sahip ise bu bias sarımında kullanılan kablonun boyutunu arttırarak yada paralel çoklu kablo örgüleri kullanarak halledilebilir. Bias sarımının fill faktorunun bu biçimde arttırılması , sekonderi regule edilmiş kaynağın durumunda sarımın kalkan( shielding) yeteneğini geliştirir ve primeri regule edilen kaynak durumunda sekonderin biasa bağlanmasını geliştirir.

Sekonder Sarımları Eğer bir trafonun birçok sekonder sarımı varsa en yüksek güçlü sekonder , sızıntı

indüktansını azaltmak için trafonun primerine en yakın olmalıdır. Eğer bir sekonder sarımının az sayısı varsa , geliştirilmiş bağlama için ,sarımlar yerleştirilmelidir öyle ki sarım alanının bütün genişliğinin içinden geçer. Çoklu paralel örgü kablo kullanımı fill faktorunu azaltmaya da yardımcı olacaktır ve sekonderin az sarım sayısıyla bağlanmasına yardımcı olur. Çoklu sekonder çıkışlı kaynaklar için sıkı regulasyon koşullarıyla birlikte yardımcı çıkışlar , bağlanmayı gerçekleştirmek için regule edilen sekonderin en üstüne sarılmalıdır.

Çoklu Çıkışlı Sarım Teknikleri Çoklu çıkışa sahip bir kaynakta herbir çıkış için ayrı sarım sağlamak yerine figure 8 d

gösterildiği üzere aynı kutuplu ,ortak bir returnu paylaşan çoklu çıkışlı sekonderler için ortak bir tekniksekonderleriyığmaktır. Bu düzenleme çoklu çıkışı olan bir kaynaktaki yardımcı çıkışların yük regulasyonunu geliştirecektir ve sekonder sarım sayısının toplam sayısını azaltacaktır. Sarımlar için en düşük voltaj çıkışı , sonraki daha yüksek voltaj çıkışı için sarım sayısının return ve partını sağlar. En düşük çıkış ve ondan sonraki daha yüksek çıkışın her ikisinin sarım sayıları başarılı çıkışlar için sarım sayısı sağlar. Figure 8 de gösterilmiş yığılma iki çıkışlı sarım bineği için V1 ve V2 çıkış voltajları arasınaki ilişki aşaıda verilmiştir.

2

1

21!12 )]).([( DD V

N

NNVVV −

++=

VD1 ve Vd2 D1 ve D2 üzerinde düşen gerilim N1 ve N2 V1 ve V2 çıkışlarına ait sarım sayısı

Her çıkış için kablo kendi çıkış akımına uydurmak için ayrılmalı İzolasyon İhtiyaçları Figure 7 optimum sarım sıralamasını göstermeye ilaveten güvenlik şartlarını

karşılamak ve bitmiş trafonun kararlılığını geliştirmek için temel ve takviye izolasyonunun yerleşimini de gösterir.

Margin wound sekonderi regule edilmiş trafo için ( figure 7A ) temel izolasyon ( bir tabak elektrik bandı) prime tabakaları arasına ve primer ve bias sarımı arasına kullanılır. Bir tabaka bant sekonder tabakaları arasına bir sarım tabakasından diğerine pürüzsüz bir sarım

yüzeyi sağlamak için faydalı olabilir. Takviye edilmiş izolasyon ( üç tabakalı bant) primer bias sarımı ve sekonder arasına kullanılır. Bir üç tabaka bitmiş sarma sekonder içi yalıtılmış izolasyon tamamlar. Bu trafoda 4 margin vardır : primer ve bias sarımları için 2 sekonder için iki tane. İzolasyon sleeving , tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında kullanılır. Figure 7A ve 7 B de sleeving sadece primerin bitiş ucunda berraklık şeffaflık amacıylaa gösterilmiştir. Pratikte, sleeving tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında kullanılır. Sleeving gösterildiği üzere sınırın içteki kenarından trafo pinine kadar uzatılmalıdır.

Margin wound primeri regule edilmiş trafo için ( figure 7B ) temel izolasyon primer sarım tabakaları arasında kullanılır. Sekonderi regule edilmiş trafodaki gibi, bir bant tabakası sekonder sarımları arasına sarım yüzeyini düzeltmek için kullanılabilir. Takviye edilmiş izolasyon primer ve sekonder sarımları arasına sekonderve primer bias sarımı ve primer bias sarımının en üstündeki bir bitiş sargısı olarak ihtiyaç duyulur. Bu trafoda üç sınıf çifti var ; bir çift sekonder sarımı için , bir çift primer sarımı ve bir çift bias sarımı içindir. Her sarımın başlangıç ve bitiş yukarıda tanımlandığı şekilde tertibatlandırılır.

Üçlü izoleli regule edilmiş trafo için ( figure 7C ) primer tabakaları arasına ,primer ve bias arasına temel izolasyon kullanılır. İzolasyon primer sarımın kapasitesini azaltır ve tabakalar arası yüzeyi düzeltir. Üç tabakanın son sarımı güvenlikten daha çok güzelleştirici sebepler içindir. Sınır ve sleeving yoktur.

Üçlü izole edilmiş primeri regule edilmiş trafoda ( figure 7D), primer tabakaları arasına ve primer ve sekonder arasına ve sekonder ile bias arasında temel izolasyon kullanılır. Üçlü tabakalı bir sargı takviye yalıtım için dış kısımda üçlü bir dış sargı gereklidir.

Sızıntı indüktansının Azaltılması Bir trafoda sarım sırası sızıntı indüktansında geniş bir etkisi vardır. Trafo sarımları

minimum sızıntı indüktansı için ortak merkezli olacak biçimde düzenlenmelidirler. Offset yada splitparçalı bobin yapımından kaçınılmalıdır, bu gibi teknikler yüksek sızıntı indüktansına ve kabul edilemezz primer clamp devre israfına sebep olurile sonuçlanır.

Çoklu çıkışı olan bir trafoda en yüksek çıkış gücüne sahip sekonder primere en yakın olacak şekilde yerleştirilmelidir. En iyi bağlamas ve en düşük sızıntı için .Daha yüksek güçteki uygulamalar için ( 40 watt ve yukarısı ) split primer ‘ sndwiç’ yapımı sızıntı indüktansını minimize etmek için tavsiye edilir. split bir primer kullanımı genellikle sızıntı indüktansını , tek primer sarımlı bir trafonun yarısı kadarına indirir. Sekonderi regule edilmiş trafolar için split prime yapımı figure 10 A ve B de margin wound ve triple isulated halleri için gösterilmiştir. Parçalı split sarımlı bir yapım primeri reguleli tasarımlar için zayıf yük regulasyonuna sebep olacak şekilde tavsiye edilemez.

Yüksek güçte çalışan sekonder sarımlarınında sadece birkaç tur sarım sayısı içerenleri bir araya getirmek yerine bobin penceresinin genişliğine karşı yerleştirilmelidir. ( primere bağlantıyı maksimize etmek için ). Çoklu örülmüş kablo kullanmakfill faktorunu arttırmak için ve sarımı birkaç sarımla bağlamak için ilave bie tekniktir. Bu gibi durumlarda ,kablo boyutu daha çok kablonun RMS akımı değerinden çok iyi bir fill faktoru için gerekenler tarafından taımlanır. Fiyatın olanak verdiği yerlerde yaprakk sarımlar kullanmak da bağlantıyı arttırmada iyi bir yoldur. Hernekadar bu metod sadece düşük voltaj , yüksek akım sekonderli sarımlar için genellikle pratik olasada

EMI Azltma Teknikleri Aşağıdaki trafo yapım teknikleri Emı yi azaltmaya yardım eder: -primer sarımının bobinde en içteki sarım olmasını sağlayın -primer sarımının başlangıcı TOPSwitch drainine bağlanmalıdır. -sekonderi regule edilmiş bir trafo tasarımı için bias sarımını birkalkan görevi görecek

şekilde primer ve sekonder arasına yerletir. İlave EMI/RFI azaltma teknikleri primer ve sekonder sarımları arasına kalkankoymak

ve trafo çevresindeki tek tük rasgele alanı azaltmak için ilave bir akı bandı içerir.

Kalkanlarprimer ve sekonder arasındaki common mode noise in kapasitif bağlantısını azaltmak için primer ve sekonder arasına yerleştirilir. Kalkanprimer yüksek gerilim kaynağına yada primer returnune can be refernced. Tipik kalkanlaşmıştrafo yapımları figure 11 de gösterilmiştir. En ekonomik şekli ise kablokalkanıdır. Bu tip bir kalkantrafoya çok az ekkstra adımlaral eklenebilir. Bobinin tüm genişliğini içinden geçen bir sarım içerir.

Kalkansarımınn bir sonu primer returnune yada primer V+ kaynağına bağlanır. Sarımın diğer ucu

Bazı hallerde bir anahtarlamalı güç kaynağının trafosu etrafındaki rasgele mamnetik

alan bitişik devrelerle girişim yapabilir ve EMI ye yardım eder ,katılır. Bu rasgele alanı azaltamak için bakır bir “akı bandı” trafo etrafına eklenebilir figure 12 de gösterildiği gibi. Bu akı bandı , trafo sarımı ve çekirdeği tarafındanoluşturulan magnetik devre dışındaki serseri tektük akı için shorten bir sargı gibi davranır. Akı bandındaki zıt akımlar rasgele alanlar tarfından sevk edilir, kısmen onların etkilerini bozar. Eğer gerekliyse akı bandı primer returnune elektrostatik olarak bağlanmış girişimi azaltmaya yardım etmek için bağlanabilir. Eğer bir akı bandı kullanılırsa ,primer pinlerinden sekonder pinlerine -akı bandı üzerinden- yeterli total creepage mesafesi olduğuna emin olunmalıdır. EMI azltma tekniklerinde daha fazla bilgi için AN-15 e bakıım

Trafo Yapımı Appendix B de margin wound ve triple izole edilmiş trafo için TOPSwitch ile

kullanımı için iki trafo tasarım ve yapım örneği gösterilmiştir. İki örnek için tasarım yöntemi An-16-17 deki uygulama notlarında tanımlanmış bilgisayar spread sheet tekniklerinden yararlanır. Spread sheet kullanımı için detaylı adım adım flyback güç kaynağı tasarımı usulü AN-16 da gösterilmiştir, while spread sheet AN-17 de detaylı biçimde tanımlanmış. Aşağıdaki paragraflar pratik bir trafo tasarımı için power kaynağı tasarımı spreadsheet tarafından üretilen bilgiyi üreticilerin uygulama ihtiyaç vardır. Bu üreticiler Appendix B de iki tasarım örneği tamamlamaya alışkındırlar. Bu uygulama notunda tamamlanmış iki spread sheet tasarım örneği sunulmuştur. Bu spread sheetlerden türetilmiş bilgi yapım uygulamalarında kullanılmıştır.

Trafo Tarifnamesi için Kullanılan Spread Sheet Parametreleri İlk önce bir güç kaynağı tasarım spread sheeti tamamlanır ve uygun hale ayarlanır.

Spread sheet deki bilgi trafo yapımı bir spesifikasyonu tamamlamada kullanılabilir. Bir trafoyu açıkça belirtmek için gerek bilginin birçoğu tamamlanmış spread sheetden doğrudan okunabilir. Diğer parametreler spread sheetdeki rakamları ve diğer kaynaklardaki bilgiyi kullanarak hesaplanmalıdır. Aşağıda bir trafoyu tanımlamak için kullanılan bilgiyi sağlayan spreadsheet parametreleri listelenmiştir.

-çekirdek tipi ( B23) -bobinin fiziksel sarım genişliği ( BW) ( B27) -güvenli sınır genişliği (M) -primer tabakalarının sayısı -sekonder sarım sayısı -primer indüktansı -primerin sarım sayısı -bias sarım sayısı -sınırlandırılmış çekirdek indüktans sabiti -primer kablo birimi -primer sarımının akım kabiliyeti

-sekoder circular mils -sekonder RMS akımı -sekonder kablo birimi Trafo Yapım Aşamaları İlk önce trafo parametreleri bir tasarım spread sheet den belirlenir. Aşağıdaki adımlar

trafo yapımı için ihtiyaç duyulan geri kalan bilgiyi tanımlamak için gereklidir. -spread sheet bilgisini kullanark ve kablo tablosunun kullanarak kablo boyutunu

hesaplanır ve seçilir -trafo yapım stili seçilir -izolasyon bandı boyutu tanımlanır -izolasyon sleeving boyutu tanımlanır -çekirdek gapping metodu seçilir

Kablo Boyutları Primer ,sekonder ve bias sarımları için kablo boyutu güç kaynağı tasarım spread sheet

tarafından sağlanan bilgi ile tanımlanır. Verilen bir sarım için kablo boyutunu tanımlamak için bazı ekstra adımlar gerekli olabilir. Kablo boyutunun seçimi işlemi aşağıda tanımlanabilir.

Primer Kablo Boyutu Güç kaynağı tasarım spread sheetleri yalıtılmış kablonun çapını primer için primer

sarım sayısına ve bobindeki uygun sarım alanına göre hesaplanır. Hesaplanmış maksimum yalıtılmış kablo çapı spread sheetd eD53 hücresinde gösterilmiştir. Spread sheet bu değeri bobine en yakın olacak bir AWG boyutunu seçmekte kullanılır. Eğer kablo boyutu iki standart AWG kablo birimi arasına düşerse spread sheet otomatik olarak primer kablo boyutunu daha küçük kablo birimine düşürür. Karşı gelen ( ortaya çıkan) primer AWG kablo boyutu D56 hücresinde gösterilmiştir. Spread sheet primer kablosunun akım kabiliyetini mil/amp cinsinden hesaplar ve sonucu D58 hücresinde gösterir. CMA değeri 200-500 circular mils Per amper olmalıdır bir pratik tasarım için. Eğer CMA bu sınırlar içinde değilse ,tasarım primer CMA değerini sınırlar içinde tutacak şekilde ayarlanabilir.

Kablo Boyutuna Karşı Frekans Bu hallerde kablo boyutu ( spread sheet tarafından belirlenen) 100 kHz de kullanım

için çok büyük olacaktır. Kablo boyutu ( bir güç trafosunda verimlice kullanılan) çalışma frekansına bağlıdır. Yüksek frekans akımları iletkenin içinden ziyade yüzeyinden akmaya meyleder. Bu olaya deri olayı denir. AC akımın iletkenin içine nüfuzu frekansın kare köküyle değişir, bu yüzden daha yüksek bir frekans için akımlar iletkenin yüzeyine daha yakın artar ve içeriden ayrılır. Sonuç AC akımına karşılık DC akım için daha yüksek verimli bir direnç olur. Trafodaki bakır kayıplarını en aza indirmek içi ,kaynağın çalışma frekansında deri kalınlığının 2 katından daha büyük bir kalınlıkta iletken kullanılmamalıdır. Figure 13 de frekansın bir fonkssiyonu olarak kullanılabilen kablo biriminin bir çizelgesi gösterilmiştir. 100kHz de , TOPSwitch in normal çalışma frekansında , kablonun kesitinin tam faydalanmasına izin veren boyutun en genişi 26 AWG dir. 100kHz de yüksek akım sarımları 26 AWG lik birçok ip kullanarak yada tek bir geniş çaplı iletken yerine daha küçük kablo , iletkeninden tam tam faydalanabilmek için kablo kullanımı yapılmalıdır. Bu genellikle bir primer sarımından çok sekonder çıkış sarımı için kablo boyutunun seçimi için bir endişedir.

Sekoder Kablo Boyutu Sekonder kablosunun minimum çıplak kesit alanı RMS akımını (spread sheetdeki )

tarafından tanımlanır ve aynı akım kapasitesi için (CMA) primer sarımı olarak boyutlandırılır. Sonuçta elde edilen minimum kablo alanı ( circular mils cinsinden) C66 hücresinde gösterilir. Ve spread sheet tarafından sekonder kablo boyutu iki standart AWG

boyutu arasına düşerse spread sheet otomatik olarak bir sonraki büyük AWG boyutuna yükseltir. Elde edilen sekonder AWG kablo boyutu ( picked by the spread sheet) yukarıda tanımlanan 100kHz lik uygulama için boyut gereksinimlerini tatmin etmek için çok büyük olacaktır. Bu gibi hallerde birçok paralel 26 AWG lik teller yada daha küçük kablo kullanmak hem CMs gereksinimini hem de 100 k Hz maksimum kablo boyutu ihtiyacını sağlayan bir sekonder sarımı yapımında gerekli olacaktır. Birbirine paralel sekondersarımı yapımında gerekli placaktır. Birbirine paralel sekonder iletkenlerinin toplam çıplak alanı C66 hücresinde spread sheet tarafıhesaplanan Cms değerine yakın olmalıdır. Eğer toplam çıplak alan daha büyük yada eşit olursa ( hesaplanan değere ) paralel yapılmış sekonder sarımı için kablo boyutu daha fazla kontrol etmeden kullanılabilir. Eğer toplam çıplak alan C66 hücresinde hesaplanandan daha az ise akım kabiliyeti sınırlar içinde kalıp kalmadığından emin olmak için kontrol edilmelidir. Paralel yapılmış kabloların akım kabiliyeti formulden hesaplanabilir:

SRMS

sI

CMNCMA

.=

CMAs sekoder sarımının circular mis Per amper cinsinden akım kabiliyetidir. N sekonder sarımındaki tel sayısı ,CM tek bir sekonder iletkeninin cir mils amp cinsinden çıplak alanı ve ISRMS spread sheetdeki D62 hücresinden sekonder RMS akımıdır.

Bias Sarımı Tasarımı Bias sarımı için kablo boyutu akım kapasitesinden daha fazla space filling nedeni

tarafından belirlenir, önceki bölümlerde trafo yapımında tanımlandığı gibi. Bias sarımının kablo boyutu bir tabakayı tamamlayacak şekilde seçilmelidir. Genellikle paralel bir bifilar sarım mümkün olan en geniş alanı idare edilebilir kablo boyutuyla kullanmak gerekli olacaktır. Appendix A da kablo tablosunda santimetre başına sarım sayısı (TC) değerleri AWG kablo boyutları için verilir.

Bu bilgi verilen sarım sayısı ve mümkün bobin genişliği için bir bifilar sarım için bir bias sarım boyutu seçmede kullanılabilir. Gerekli TC değeri şu denklemden hesaplanabilir:

MBW

NTC B

.2

10..2

−=

TC bias sarımının santimetre başına sarım sayısı kabiliyetidir. NB spread sheetin D46

hücresindeki bias sarımı sayısıdır. BW bobinin sarımınınfiziksel genişliği mm cinsindendir. B27 hücresinde , M mm cinsinden sınır genişliğ iB28. Önce gerekli TC değeri hesaplanır,bir kablo boyutu Appendix A kablo tablosundan ,hesaplanan TC değerine eş yada daha büyük olan bir değerli TC seçilir. En geniş tercih edilen kablo boyutu tam bir tabaka biçimi vermez sarım sayıları bobin sarım alanı genişliğince eşit biçimde sarılmalıdır.

Bir Trafo Yapım Tipi Seçimi Figure 7 ve 10 da gösterilen trafo yapım tipleri hem sekonderi hemde primeri regule

edilmiş güç kaynağı tasarımları için margin wound ve triple insulated kablolu trafo tasarımları optimize edilmiştir. Bu figurler trafo sarımlarının sırasını tanımlamada örnek olarak kullanılabilir ve sınırların yerleşimi ve izolasyon sleeving ( eğer kullanılırsa) ve izolasyon bandı. Yapım tipi ,kaynak ,regulasyon düzeninin temeline ( primer yada sekonder) ve izolasyon tipi ( margin yada triple ) göre seçilir. En küçük fiyatlı trafoyu fakat mümkün olan en küçük trafo boyutunu gerektirmeyen uygulamalar bir margin wound trafo kullanabilir. Mümkün olan en küçük trafo boyutu kullanımını gerektiren uygulamalar triple izoleli kablo tasarımı kulanmalıdır.

Figure 10 da gösterilen yapım tipleri düşük sızıntı split primer tasarımlarıdır ve kaynağın çıkış gücü eğer 40 W dan büyükse kullanılmalıdır. Bu tasarımlar daha düşük bir güç kaynağı için verimliliği arttırmada kullanılabilir. Fakat tek parçalı primer sarımlı bir tasarımdan daha pahalı olacaktır.

İzolasyon Band Genişliğinin Seçimi Bir margin wound trafo yapımı için ,üç farklı izolasyon bant genişliği gereklidir.

Bobinin uçtan uca genişliğine eşit bir band genişliği takviye yalıtım için gereklidir. Bu bilgi spread sheetin B27 hücresinden okunabilir. Sarım tabakaları ve komşu primer yada sekonder sarımları arasındaki temel yalıtım için bobin genişliği eksi marginlerin genişliği kadar bir bant genişliği gereklidir. Şöyle hesaplanabilir :

MBWWTB .2−=

Wtb temel izolasyon bandının genişliği ,BW spreadsheeti B27 hücresindeki bobin genişliği M B28 hücresi margin genişliğidir. Üçüncü band genişliğine bobinin her tarafındaki sınır tabakaları için ihtiyaç duyulur. Bu bandın genişliği uygulanabilir güvenli regulasyonlar başarmak için seçilir ve B28 hücresine alınır yazılır. Triple izoled trafolar BW ye eşit bir genişlikte temel izolasyon için bir boyut banda gereksinim duyar.

Insulating Sleeving Margin wound trafo tasarımlarında tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında

insulating sleeving gereklidir. Öyleyse primerden sekondere marginler tarafından sağlanan izolasyon korunur muhafaza altına alınır. Sleeving en az 0,4 mm bir duvar kalınlığına sahip olmalıdır. Bu amaç için sleeving AWG kablo boyutuna denk boyutlarda elde edilebilir. Genellikle sleevingin bir boyutu –en geniş kablo boyutuna denk boyut – bir trafo tasarımı için yeterlidir. Sleevingin bu boyutu daha sonra trafodaki diğer tüm kablo boyutları için kullanılabilir. Sleeving triple yalıtılmış kablo tasarımları için gerekmez.

Trafo Gapping Primer Induktans Toleransı Standart uygulamad flyback trafo uygulamaları için trafo çekirdekleri açık, belli , tam

bir boşluk uzunluğundan ziyade ALG diye belirlenmiş bir değere gap edilir. ALG nin merkez değeri spread sheet in C47 hücresinden okunabilir. ALG adet olarak +-% 5-6 lık bir telerans belirlenir. D51 hücresinde gösterilen boşluk uzunluğu trafonun tepe akı yoğunluğunu kontrolde ve tasarımın uygulanabilirliğini tanımlamada ekseriyetle faydalıdır. Ve bir trafo spesifikasyonunda kullanılabilir. 0,051 mm den daha küçük trafo boşluklarından kaçınılmalıdır. Bu gibi küçük bir boşlukta toleransı korumanın zor olduğu boşluklardan kaçınılmalıdır. Trafo primer indüktans toleransı %10 ile %15 aralığında belirlenmelidir. Dahasıkı(düşük) toleranslar hiçbir perfonmans avantajı sunmaz ve gereksiz yere masraflı olur.

Yüksek hacimli trafo uygulamaları için ekseriye ferrit çekirdeğinin birinin orta bacağının aşağıya öğütülmesi,ezilmesi,bilenmesiyle gap yapılan Küçük üretim akısı ve prototipleri için yarıya indirir. Küçük üretim akısı ve prototipleri için bir başka teknik çekirdek havesleri arasına non-conducting spacer kullanmaktır. Eğer spacerlar öğütülmüş çekirdek bacağında ziyade seçilirse , spacer kalınlığı merkez bacak boşluğu için kullanılan yarı yarı değerinde olmalıdır. Magnetik pathin spacer tarafından ikiye bölündüğü gibi , biri çekirdek merkez bacağında diğeri çekirdeğin dışındaki bacaklarında.

Trafo Yapımının Tamamlanması Önce yukarıdaki bilgi belirlenir kararlaştırılır. Trafonun yapımı için bir tarifname yi

tamamlamak için yeterli bilgi vardır. Tarifname şu bilgileri içermelidir:

• trafo şeması ,tüm sarımları gösterecek ,sarım sırasına göre,pin tahsislerini ,sarımalrın başlangıçlarının belirten noktalar,her sarımın sayısını ve kablo boyut ve tipleri

• trafo parça listesi şunları içermelidir - çekirdek parça nosu ve ALG - bobin parça - tüm kalo tip ve ebatları - tüm izolasyon bant v genişlikleri - yalıtım sleeving tipi ve boyutu - cila tipi

trafo Tarifnameleri - primer indüktansı ve toleransı

- primer sızıntı indüktansı ve toleransı - uygulanabilir güvenlik standartlaır yada hipot test voltajı ve minimum creepage

mesafeleri - detaylı yapım ve çizim komutları

tasarım Özeti 1- uygulama değişkenleriyle yük tasarım spread sheet ve TOPSwitch değişkenleri Per

instruction in AN-16 2- app Adan bir çekirdek seç ve üreticinin katalogundan spreadsheet için gerekli çekirdek

ve bobin parametrelerini belirle . bunları spread sheet yükle aktar 3- spread sheeti An-16 ya göre tamamala ve tüm parametreleri tavsiye edilen tasarım

sınırlarını karşılayıncaya kadar iteratif hesapla 4- spread sheet değerleri ve App A kablo tablosundan primer ,sekonder ve bias kablo

boyutlarını hesapla 5- bir tane trafo yapım stilini kaynak regulasyon usulune ( primer yad sekonder

regulasyonlu) ve izolasyon tipine göre ( margin wound yada triple insulated) seç 6- trafo izolasyonu için ihtiyaç duyulan bant genişliklerini hesapla 7- izolasyon sleeving boyutunu seç gerekliyse 8- spread sheet değerleri ve 4 den 7 adıma kadarki bilgileri kullanarak trafo tarifnamesini

tamamla TOPSwitch Entegre Devresi İle Herhangibir Ayrık IC Denetleyici İle yapılmış İki

Devrenin Karşılaştırılması

ÇEŞİTLİ ÖRNEKLER

Aşağıda çeşitli anahtarlamalı IC ler ile yapılmış örnekler verilmiştir.

Şekil xx de cep telefonu şarjı için kullanılan örnek bir devre görülmektedir. Kullanılan entegre devre POWER Integration’ un üretmiş olduğu Tiny Switch serisi TNY254 ‘dir. Giriş voltajı 85-265 VAC olan devrenin çıkış gücü 3,6 W ‘dır. Çıkışında %6 toleransla 5,2 V gerilim elde edilmektedir. Devre Flyback modeline uygun kurulmuştur. Devrenin sunduğu kolaylık ve avantajlar ; -sabit çıkış voltajı ve akımı -yüksüz halde düşük güç tüketimi ( 100 mW dan az) -geniş giriş grilimi aralığı ( 85-265 VAC) -iki sarımlı basit trafo kullanma -düşük miktarlı komponent kullanımı

Devrenin Çalışması

Tiny Switch kullanılmış bu Flyback modeli regulator devresi cep telefonlarının şarj edilebilir bataryaları ( NiCd, NiMH, Li-Ion ) için akım sınırl ısabit bir gerilim üretir. Devredeki C1,L1,R1 ve C2 doğrultulmuş olan gerilimin daha düzgün bir DC olması için kullanılır. Bu elemanlar ayrıca EMI’ ninde önlenmesi için gerekli filtrelemeyi sağlar D5 ,C5,L2 ve C6 sekonder çıkışını doğrultur ve filtreler. Referans zener diyodu VR1 ve optokuplorun LED i çıkış voltajını hisseder ve TinySwitch E geribesleme sağlar. Çıkış voltajı LED VR1 ve R7 üzerinde düşen voltaj tarafından ayarlanır. Q1,R3,R4,R5 ve R6 sabit çıkış akımını sağlar. R4 ve R5 üzerinde düşen 0,6 V a erişirse ,Q1 TinySwitch ,2 iengellemek için optokuploru uyarır.D6 diyodu R2 ve C6 trafonun sızıntı induktansından gelen enerjiyi gidermek için bir kenetleme networku şeklini alır. Komponent değerleri Drain voltajını tam yükte ve yüksek hatta 650 V den daha az olacak şekilde sınırlandıracak şekilde seçilmelidir.

TASARIMDA DİKKAT EDİLECEK NOKTALAR -Akım sınırlamasını sağlamak için R4 ve R5 in paralel kombinasyonu halledilmelidir.

Q1 in VBE si bölünür istenilen akıma denk bu değer tarafından -R4 için Icl2 R4 ün en az 2 katı bir güç tahmini seçilir. R5 i R4 için standart artışlarını

sağlamak için kullanılır. -R6 yı R4-R5 kombinasyonu ve R6 üzerinde Icl de en az 1 V düşecek şekilde seçilir.

Bu işlem kısa devre akımını Icl de sabit tutar. -Q1 için herhangi bir genel amaçlı NPN transistor seçilir. -D5 için hızlı bir diyot seçilir. Ters toparlanma süresi 150 ns den az olmalıdır. Ortalama akım ratingi Icl nin en az 3 katı olmalıdır. Verimi arttırmak için Shottky kullanılabilir. -Çıkış voltajının doğruluğunu geliştirmek için VR1 in yerine bir doğruluk referansı kullanılabilir. Devrede gösterilen zener , stand by gücünü azaltmak için zenerin spesifik zener akımının altında çalıştırılır.R8 in değerinin düşürülmesiyle bu akımı arttırarak doğruluğu geliştirir. -Verimliliğin önemli oranda arttırılması akımın farkedilme yöntemlerinin daha düşük threshold geriliminin düşürülmesiyle sağlanabilir.