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unidad 2
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INSTITUTO TECNOLÓGICO NACIONAL
NOMBRE DEL PROFESOR:
ING. HUGO CASTELLANOS MENESES
ELECTRONICA DE POTENCIAUNIDAD 2
PRESENTA: RAMÍREZ GAMBOA RAÚL
i
ELECTRÓNICA DE POTENCIA
UNIDAD 2. CIRCUITOS DE DISPARO PARA EL CONTROL DE FASE DE TIRISTORES
Contenido2.1 Circuitos de disparo sin aislamiento.........................................................................1
2.1.1 Redes pasivas RC ............................................................................................... ....1
2.1.2 Circuito de disparo con dispositivos de rompimiento ..............................................6
2.1.2.1
2.1.2.2
2.1.2.3
Circuito de disparo con Diac (Diode Alternative Current) ..............................6
Circuito de disparo con el Interruptor Bilateral de Silício (SBS) ..................11
Transistor Unijuntura (UJT) (Unijuction Transistor).......................................172.2 Circuitos de disparo con aislamiento .....................................................................30
2.2.1 Circuito de disparo acoplado ópticamente. ............................................................30
2.2.2 Circuitos de disparo acoplados magnéticamente...................................................33
2.2.2.1 Circuito de disparo con aislamiento utilizando el Interruptor Unilateral de
Silicio SUS (Silicon Unilateral Switch). .........................................................................35
Circuitos de disparo utilizando dispositivos digitales..............................................37
2.3.1.1 Circuito de disparo con el 555 para SCR......................................................45
Bibliografía: ............................................................................................................48
2.3
2.4
2.1 Circuitos de disparo sin aislamiento¿Para qué se utilizan? Los circuitos de disparo se utilizan para activar a los tiristores en las diferentes aplicaciones de electrónica de potencia.
¿Con qué finalidad? La finalidad de este tipo de circuitos es activar al tiristor en un determinado rango del voltaje de entrada pudiendo ser de 0 a 90 , de 0 a 120 o de 0 a 180 , dependiendo de la aplicación.
2.1.1 Redes pasivas RC
Considere el circuito de disparo RC, mostrado en la figura 2.1a:
RL
+ Vo -R1
R2
C
SCRVs
VC VGK
+l
+l
a)Vi
Vm
VGK
VT
Vo
Vcd
t
t
t
Vi
Vm
VGK
VT
Vo
Vcd
t
t
t
b) c)Figura 2.1. a) Circuito de disparo RC, b) Formas de onda para pequeño, c) Formas de onda para grande.
Características:Este tipo de circuito permite variar el ángulo de disparo de 0-180°.
1
El valor de 1 + 2 ≫
Funcionamiento.Como se puede apreciar del diagrama del circuito de la figura 2.1, disparar al SCR, es igual al voltaje en el capacitor.
el voltaje de control (VGK) para
Para el semiciclo positivo de (𝟎 − 𝝅)Durante el semiciclo positivo del voltaje de entrada, la polaridad del voltaje es positiva como se muestra en la figura 2.2 y el SCR esta polarizado directamente pero sin conducir.
RL
+ Vo -R1
R2
C
SCRVs
VC VGK
pequeños el voltaje de salida es máximo.2
+l
+l
+l
Figura 2.2. Polaridad en el semiciclo positivo del circuito RC
Partiendo de que el tiristor está en apagado, el voltaje de la fuente de entrada Vs, se ve reflejando en la rama formada por las 2 resistencias en serie R1 y R2 las cuales empiezan a cargar al capacitor. El capacitor empezara a cargarse desde un valor mínimo hasta alcanzar el voltaje umbral del tiristor. Cuando esto sucede, el tiristor se dispara haciendo que el todo voltaje de la fuente se vea reflejada
en la resistencia de carga RL provocando que en la rama de la resistencia R1, R2 y el capacitor, el voltaje se reduzca al valor del voltaje en estado de conducción del tiristor (1-2 V).
El tiristor permanecerá encendido hasta el cruce por cero del voltaje de entrada en 𝜔 = 𝜋. En este momento el tiristor se apaga debido a que el voltaje de entrada es igual a cero y como consecuencia la corriente de la carga desciende más allá de la corriente de mantenimiento Ih.
La variación del ángulo de disparo en el presente circuito, es función de la velocidad a la que se carga el capacitor C y llega al voltaje umbral al que se dispara el tiristor. Esto depende del ajuste de la resistencia variable R2 y se comporta de la manera siguiente:
Para un valor mínimo de R2 la constante de tiempo de la red RC es pequeña y el capacitor se carga rápidamente, produciendo ángulos de disparo pequeños (cercanos a 0°). En cambio cuando R2 es máxima, la constante de tiempo RC de la red es grande, haciendo que el capacitor se cargue más lentamente produciendo ángulos de disparos grandes (𝛼 > 90°).
El voltaje de salida en este circuito es función del ángulo de disparo 𝛼; para ángulos de disparó
Para el semiciclo negativo de 𝝅 − 𝟐𝝅En el semiciclo negativo, la polaridad del voltaje de entrada cambia, haciendo que el SCR se polarice inversamente como se muestra en la figura siguiente.
RL
+ Vo -R1
R2
C
SCRVs
VC VGK
+l
+l
l+
Figura 2.3. Polaridad en el semiciclo negativo del circuito RC.
La polarización inversa hace que el SCR permanezca en estado de bloqueo por lo que el voltaje de salida aplicado a la carga durante este semiciclo será de 0 V.
Para ambos semiciclos con este circuito se tiene un convertidor controlado de media onda.
Cálculo de los parámetros del circuito
Considere el circuito mostrado en la figura, el cual utiliza como interruptor un SCR TYN688 el cual muestra las siguientes características:
Figura 2.4. Circuito para el cálculo de parámetros del circuito de disparo RC
Voltaje de pico inverso de VDRM= 400V, voltaje umbral típico de VGT=1.5 volts, corriente de compuerta IGT= 25mA.
Determine los valores de R1, R2 Y C para manejar un control de fase de 0 a 180°
Resolución: Datos:
VDRM=400V
VGT=1.5V
3
IGT=25 mA
a) Calculo de la resistencia fija R1
Esta resistencia tiene como función limitar la corriente de compuerta a su máximo valor cuando R2 es mínima o cero, es decir, R2=0.
Además se considera que (R1+R2) es mucho mayor que RL. De la figura 2.5 se obtiene la ecuación de malla para determinar R1.
100 Ω
IGT
R1
179.6 V
VGK
Figura 2.5. Malla para el cálculo de R1
179.6 V 100IGT R1IGT VGK 0
179.6 V 100 0.025 A 0.025R1 1.5V 0
4
1R 175.6 7184
0.025
Para dar un margen de tolerancia ocupamos el siguiente valor comercial
R1=8.2kΩ
b) Cálculo del capacitor C
Para ello se toma en cuenta la constante de tiempo para valores de α cercanos a 0° para R2=0, considerando que un semiciclo del voltaje de entrada tiene una duración de 8.22 ms.
Conviene tomar una Ƭ=RC=1 ms.
Por tanto
C 0.1 F
c) Cálculo de la resistencia R2.
Por último se obtiene el valor máximo de la resistencia variable R2, para cuando se ajustan ángulos de disparo cercanos a 180° a partir de la siguiente ecuación.
R1 R2 C T
Para ello consideramos una constante de tiempo un poco mayor de 8.222 mseg.
Para dar un margen de tolerancia hacemos T = 10ms
0.12 10
68.2 103
1
C 1 10
R C 1 10 3
3
R R C 10 10 3
5
R R 10
10
R R 10 10 100 k
0.1 10
6
3
3
C
12
12
12
R2 100 k R1
R2 100 k
8.2 k R2
91.8 k
Tomando el valor comercial próximo de
R2 100 k
2.1.2 Circuito de disparo con dispositivos de rompimiento
2.1.2.1 Circuito de disparo con Diac (Diode Alternative Current)
Características:
Es un dispositivo formado por tres capas de silicio con la estructura (npn o pnp) y dos terminales principales de conducción A1 y A2, no tiene terminal de control.
Las características de tensión y corriente se muestran en la figura 2.6, así como su símbolo y el dispositivo físico. Se observa que es un dispositivo no lineal aunque es simétrico en ambos sentidos de circulación; es decir es un dispositivo bidireccional y simétrico.
A1
A2
-VBO
+VBO
Voltaje de rompimiento directo
Voltaje de rompimiento inverso
Corriente (A)
a) b) c)
Figura 2.6.. a) símbolo del Diac, b) Dispositivo físico, c) Curva característica Voltaje-Corriente
En la figura se observa que cuando el voltaje aplicado es positivo o negativo pero menor a la tensión de ruptura (VB0) del diac, este se comporta como un circuito abierto. Sin embargo cuando el voltaje aplicado es mayor que VB0 el dispositivo se activa aumentando la intensidad y disminuyendo el voltaje hasta el punto que llega a comportarse casi como un diodo.
La mayoría de los diac tienen un voltaje de ruptura alrededor de 20 V (26-22 V.) aunque existen algunos con tensiones mayores.
6
Los diac son una clase de tiristor y se utilizan normalmente en el control de fase de Triac´s. El diac en los circuitos de control de fase se utiliza para producir impulso de corriente en la terminal de compuerta del tiristor.
Circuito de disparo para el control de fase de onda completa con Triac
Considere el circuito mostrado en la figura siguiente:
Vs
VC
Vm+ Vo -
R1
VBO
a)
Vo
t
t
t
-
VBO
RL
R2
CDiac
TriacVs
7
b)
Figura 2.7. a) Circuito de disparo con Diac, b) Formas de onda del voltaje de entrada, voltaje en el capacitor, pulso de salida del diac y voltaje de salida.
Funcionamiento:
En este circuito el capacitor se debe de cargar a un valor igual al voltaje de rompimiento del Diac para poder disparar al tiristor (Triac).
Para el semiciclo positivo de 0 𝑎 𝜋.
La polaridad del voltaje de entrada es como la que se muestra en la figura 2.8.
RL
+ Vo -R1
R2
Vs
DiacC
Triac
Figura 2.8. a) Polaridad del circuito de disparo con Diac para el semiciclo positivo.
Considerando que el Triac está en estado de bloqueo, el voltaje de la fuente de entrada Vs se ve reflejado en la rama compuesta por R1, R2, C y el capacitor empieza a cargarse en función del ajuste de R1+ R2. Mientras el voltaje en el capacitor sea menor que el voltaje de rompimiento directo +VB0, el Diac se comporta como un circuito abierto. Cuando el valor del voltaje en el capacitor es
igual a VBO, el Diac entra en conducción produciendo un pulso de corriente en la compuerta del Triac
permitiendo que el capacitor se descargue. El pulso de corriente se produce debido a que la resistencia del Diac se reduce cuando entra en conducción. En ese momento el Triac se activa y el voltaje de la fuente se aplica a la carga desde α a 𝜋.Para el semiciclo negativo de 𝜋 𝑎 2𝜋La polaridad del voltaje de entrada cambia y el capacitor empieza a cargarse con un voltaje negativo como se muestra en la figura 2.9.
Cuando este voltaje es igual al voltaje de rompimiento inversor del Diac, -VBO empieza a conducir,
produciendo un pulso de corriente negativo en la compuerta del Triac haciendo que este entre en conducción, suministrando voltaje a la carga en el intervalo de 𝜋 + 𝛼 ℎ𝑎𝑎 2𝜋.
8
A partir de aquí inicia un nuevo ciclo. Como puede apreciarse de las formas de onda de la figura con este tipo de circuito, se tiene un control de fase de ca de onda completa.
RL
+ Vo -R1
R2
CDiac
Vs
Figura 2.9. a) Polaridad del circuito de disparo con Diac para el semiciclo negativo.
Cálculos de los parámetros del circuito
Ejemplo:
Considere el circuito mostrado en la figura 2.10, el cual utiliza como un interruptor el Triac BTB04A que tiene las siguientes características: voltaje de pico inverso de 600 V, voltaje umbral VGT=1.5 y una
corriente de compuerta de IGT=25mA. El circuito de disparo utiliza como dispositivo de rompimiento el diac DB2 el cual tiene las siguientes características: voltaje de rompimiento VBO= 22 V, voltaje de salida
Vo=5 V, voltaje simétrico de rompimiento |∆𝑉| =±2V. Obtenga los valores de R1 y R2, si el circuito se alimenta a partir de una fuente de ca de 127 V/60 Hz y operara con un ángulo de conducción de 20° a 150°
100 Ω
0.1 F
DB3
+ Vo
9
BTB04A127V60 Hz
R1
R2
;
Figura 2.10. Diagrama para el cálculo de los parámetros del circuito de disparo con Diac.
Resolución:
Para el cálculo de los elementos utilizaremos las graficas del fabricante On semiconductor presentado en el manual Thyristor Theory and desing considerations, a partir del siguiente procedimiento.
1.- Primeramente se obtiene el voltaje normalizado como una fracción del voltaje rms de entrada y el voltaje del capacitor
Para este ejemplo el capacitor deberá cargarse hasta un valor igual al voltaje de rompimiento del Diac VBO=22 v para disparar el Triac entonces el voltaje normalizado es:
32 0.251
Vrms 127
VC
2.- Teniendo el voltaje normalizado utilizamos la figura 2.14 b y dibujamos una línea recta horizontal en la ordenada 0.25 y se busca la intersección para los ángulos de conducción mínimo y máximo. Para obtener las constantes de tiempo.
Para el ángulo de conducción =20° T=2
Para un ángulo de conducción =150°
T=0.2
2.- Teniendo las constantes de tiempo se obtiene las resistencias mínima (R1) y máximo (R1+R2) del circuito, a partir de la siguiente ecuación
10
2CFT
R
La resistencia mínima R1 se obtiene para cuando R2 =0 y se presenta cuando el ángulo de condición es máximo (150°), entonces
R 25 k
2CF 20.1x10 6
60
T 0.3
En seguida se obtiene la resistencia máxima (R1+R2) para cuando se tiene el ángulo de conducción mínimo =20°
2 2CF
20.1x10 6 60 250 K
R1 R
T 3
R2= 250 kΩ - 25 kΩ = 225 kΩ
El valor comercial de R2 seria de 250 kΩ
2.1.2.2 Circuito de disparo con el Interruptor Bilateral de Silício (SBS)
Características:
El SBS tiene valores de voltaje de rompimiento más bajos que los diac, los más comunes tienen un valor de ± VB0=±8V.
La curva característica de voltaje – corriente que es similar a la de un diac, pero el SBS tiene una resistencia negativa más pronunciada, como se puede apreciar en la figura.
Ánodo 2
A2
Ánodo 1
A1
GCompuert
a
a)b)
11
6 8
+VBO-VBO
Voltaje de rompimiento directo
Voltaje derompimientoinverso
I(mA)
VA2-A1 (V)2 4
-8 -6 -4 -21
2
4
3
-1
-2
-3
Corriente de
sostenimiento IHO
c)
Figura 2.11. a) Símbolo del SBS, b) Dispositivo físico, c) Curva característica Corriente-Voltaje
Este dispositivo cuenta con tres terminales A1, A2 y la compuerta G.
La curva característica corriente – voltaje mostrado anteriormente es para un SBS con la terminal de compuerta desconectada.
Observe que cuando el SBS entra en conducción, el voltaje a través de sus terminales de ánodo cae aproximadamente a 1 V
Ventajas del SBS con respecto al Diac
Tiene una conmutación más rigurosa.
Es más estable térmicamente (coeficiente de temperatura 0.02%/ °C.
12
Son más simétricos, la diferencia entre VBO y –VBO es de aproximadamente 0.2 V.
La difusión por lote es menor que 0.1 v.
Uso de la terminal de compuerta de un SBS
La terminal de compuerta se puede usar para alterar el valor del voltaje de rompimiento.
Por ejemplo si se conecta un diodo zener de 2.2 V entre la compuerta G y la terminal de ánodo A1,
el voltaje de rompimiento directo +VBO cambia aproximadamente a Vz + 0.6, es decir.
A2 A1
G
Figura 2.12. Uso de la terminal de compuerta en un SBS
VBO Vz 0.6 3.3 0.6 3.9 V
Región pn del SBS
El voltaje de rompimiento inverso –VBO no se ve afectado
Circuito de disparo con SBS
Considere el circuito de disparo para el control de un Triac mostrado como dispositivo de rompimiento bidireccional un SBS.
V
en la figura, el cual utiliza
sVm
VCVBO
Vo
t
t
t
-
VBO
RL
R1
R2
C
Vs
NTE6403
a)
b)
Figura 2.13. a) Circuito de disparo con SBS, b) Curvas de los voltajes de entrada, del capacitor, del SBS y de salida.
13
Funcionamiento:
En este circuito el capacitor se debe de cargar a un valor igual al voltaje de rompimiento del SBS (Aproximadamente de 8 V) para poder disparar al tiristor (Triac).
Para el semiciclo positivo de 0 𝑎 𝜋.
La polaridad de la fuente de entrada Vs es positiva como se muestra en la figura siguiente.
RL
R1
R2
NTE6403C
Figura 2.14. Polaridad del voltaje de entrada para el semiciclo positivo
14
Vs
Y suponiendo que el Triac está en estado de bloqueo, el voltaje de la fuente de entrada se ve reflejado en la rama compuesta por R1, R2, C y el capacitor empieza a cargarse en función del ajuste de R1+ R2. Mientras el voltaje en el capacitor sea menor que el voltaje de rompimiento directo
+VB0, el SBS se comporta como un circuito abierto. Cuando el valor del voltaje en el capacitor es igual a VBO,
el SBS entra en conducción produciendo un pulso de corriente en la compuerta del Triac permitiendo que el capacitor se descargue a través de ella. En ese momento el Triac se activa y el voltaje de la fuente se aplica a la carga desde α a 𝜋.Para el semiciclo negativo de 𝜋 𝑎 2𝜋La polaridad del voltaje de entrada cambia y el capacitor empieza a cargarse con un voltaje negativo.
Cuando este voltaje es igual al voltaje de rompimiento inverso del SBS (Aproximadamente -8 V), empieza a conducir, produciendo un pulso de corriente negativo en la compuerta del Triac haciendo que este entre en conducción, suministrando voltaje a la carga en el intervalo de 𝜋 + 𝛼 ℎ𝑎𝑎 2𝜋.
A partir de aquí inicia un nuevo ciclo. Como puede apreciarse de las formas de onda de la figura con este tipo de circuito, se tiene un control de fase de ca de onda completa.
RL
R1
R2
C
Figura 2.15. Polaridad del voltaje de entrada para el semiciclo negativo
Vs
Cálculo de los parámetros del circuito.
Ejemplo:
Considere el circuito mostrado en la figura, el cual utiliza como interruptor el Triac 2N6072A
que tiene las siguientes características: voltaje de pico inverso VDRM=400V, voltaje umbral VGT=1.4 y una
corriente de compuerta de IGT=5 mA. El circuito de disparo utiliza como dispositivo de rompimiento un SBS NTE6402 el cual tiene un voltaje de rompimiento ±VBO= ±8 V, corriente de rompimiento de 120
2.5 V. Obtenga los valores de R1 y R2, si el circuito se alimenta a partir de una fuente de CA de 115 V/60 Hz. Y operará con un ángulo de conducción de 20°
a 150°. El capacitor utilizado para este circuito es de poliéster de 1 F a 250 V. RL
R1
R2
NTE6403
Vs
15
2N6073A
1 F
Figura 2.16. Diagrama para el cálculo de los parámetros del circuito de disparo con SBS.
Resolución:
De forma semejante al ejercicio anterior del circuito de disparo con DIAC, para el cálculo de los elementos de este circuito con SBS, utilizaremos las graficas del fabricante On semiconductor presentado en el manual Thyristor Theory and desing considerations, a partir del siguiente procedimiento.
1.- Primeramente se obtiene el voltaje normalizado como una fracción del voltaje rms de entrada y el voltaje del capacitor
Para este ejemplo el capacitor deberá cargarse hasta un valor igual al voltaje de rompimiento del SBS VBO=8 V para disparar el Triac entonces el voltaje normalizado es:
0.069Vrms 115
8VC
2.- Teniendo el voltaje normalizado utilizamos la figura 2.14 C y dibujamos una línea recta horizontal en la ordenada 0.069 y se busca la intersección para los ángulos de conducción mínimo y máximo. Para obtener las constantes de tiempo.
Para el ángulo de conducción =20° la constante de tiempo es
=12 Para un ángulo de conducción =150° la constante de tiempo
es =0.8
2.- Teniendo las constantes de tiempo se obtiene las resistencias mínima (R1) y máximo (R1+R2) del circuito, a partir de la siguiente ecuación
2CFT
R
La resistencia mínima R1 se obtiene para cuando R2 =0 y se presenta cuando el ángulo de condición es máximo (150°), entonces
2CF 21x10 6
60
T 0.8 6.67 k
R
El valor comercial será de 6.8 kΩ.16
En seguida se obtiene la resistencia máxima (R1+R2) para cuando se tiene el ángulo de conducción mínimo =20°.
12
21x10 6
60
1 2 100 k2CF
TR R
R2 100 k R1 100 k 6.8 k 93.2 k
El valor comercial de 2 = 100 𝑘Ω
2.1.2.3 Transistor Unijuntura (UJT) (Unijuction Transistor)
El UJT es un dispositivo de 2 terminales denominadas emisor, basé 1 y base 2. El símbolo y su circuito equivalente se muestran a continuación:
B1
B1
B2
rB2
E
P N
B2
E
rB1
B2
B1
E
rBB rB1
rB2VEB1
a) b) c) d)
Figura 2.17.a) Símbolo del UJT, b) Diagrama esquemático, c) Circuito equivalente, d) Dispositivo físico
Operación:
a)Cuando el voltaje entre el emisor y la base 1, VEB1, es menor que un cierto valor denominado voltaje pico (Vp), el UJT se mantiene apagado y no puede fluir corriente del Emisor a la base 1
(IE=0).b)
Cuando el voltaje VEB1 excede al voltaje de pico Vp, el UJT se dispara o enciende. Cuando esto sucede el circuito de E a B1 se convierte prácticamente en un circuito cerrado y la corriente comienza a fluir de una terminal a otra.
17
Vp
Corriente de valle
Iv
Voltaje de pico
Ip
IE
VvVEB1
Figura 2.18. Curva característica corriente-voltaje para un UJT
En la mayoría de los circuitos con UJT, la ráfaga de corriente del emisor E a la base B1 es fugaz y el UJT rápidamente regresa a su condición de apagado. La curva característica corriente-voltaje para este dispositivo se muestra en la figura 2.18.
Existe una resistencia interna entre las terminales de base B2 y B1 que oscila entre los 5 a 10 kΩ y se designa
como RBB.
B2
rB2
rB1
B1
Figura 2.19. Circuito equivalente del UJT.
El voltaje total aplicado entre las terminales de base VB2B1 se divide entre las 2 resistencias internas RB2 y RB1.
Cuando se aplica una tensión VB2B1 circula una corriente en la barra de silicio (N) entre las dos terminales.
Como la barra tiene una resistencia RBB, la corriente interbase es:
18
E
rBB rB1
rB2VEB1
BB
VB2B1
B2 rI
rBB
B2
B1
VB2B1
IB2
El voltaje que aparece a través de la resistencia RB1
acuerdo a la siguiente ecuación.
se puede obtener por divisor de voltaje de
B1B2
rB1rB1 B2B1
r
rV V
rB2
VB
2B1
rB1
B2
B1
VrB1
1 +2
Al cociente
griega η
11 = se le denomina coeficiente de separación intrínseco, y se denota con la letra
η= 1
Para disparar el UJT el voltaje aplicado entre el emisor y la base B1 debe ser lo suficientemente grande para polarizar el diodo de la unión pn.
El voltaje VEB1 necesario para lograr esto, se da a partir de la siguiente ecuación:
19
B1 B2
rB1EB1 D rB1 D BB r
rV V V V V
rB2
rB1
B2
B1
O bien:
VEB1 0.6 V VBB
Este voltaje será igual al voltaje de pico necesario para lograr la activación del UJT.
Oscilador de relación con UJT
E
VEB1
VD
VrB1
Considere el circuito mostrado en la figura implementado en base a un UJT.
2.20, el cual consiste en un
oscilador de relajación
RB R2
R1
B2
E
IE
VE
B1
VB1
VB2
VS
CE
Figura 2.20. Oscilador de relajación con UJT
Funcionamiento:
Cuando se aplica energía al circuito, el capacitor CE se carga a través
de la resistencia RE hasta alcanzar el voltaje Vp. En ese punto el UJT se dispara siempre que RE no sea demasiado
grande.
20
Para poder disparar al UJT debe de entregarse una corriente mínima desde la fuente al emisor, esta corriente se llama corriente de pico y se designa por Ip.
Entonces el valor máximo de la resistencia RE se obtiene de la siguiente ecuación:
VS R E IP VE
0
De donde:
P
VS VE VS
VPP
E I IR
RB
R1
IP
VE
B1
B2
E
Vcc
CE
Cuando el UJT se dispara,
la resistencia interna rB1 cae prácticamente a cero permitiendo que un
pulso de corriente fluya del capacitor CE a la resistencia R1.
VB1
Vv
t
Figura 2.21. Formas de onda de los parámetros de salida del UJT
El UJT se apaga debido a que el capacitor CE se descarga hasta el punto en que ya no puede entregar
una corriente al emisor igual a la corriente de valle. Por tanto el valor mínimo de RE se obtiene a partir de la siguiente ecuación.
VE
t
VB2
t
V
21 VS
VV
E IR
La frecuencia de oscilación de este tipo de oscilador se obtiene a partir de:
T R ECE
22
1f 1
La ecuación anterior es bastante aproximada para valores del coeficiente de separación intrínseco ( ) cercanos a 0.62.
Circuito de disparo con UJT sincronizado por línea para un SCR
Considere el circuito de disparo mostrado en la figura 2.22a, el cual utiliza como dispositivo de rompimiento el UJT, para generar el pulso de disparo para el control del SCR.
Vo
REF R2
R1
Vz
CE
REVVS
UJT
RdRL
SCR
a)
Vs
Vm
V R 1
Vz
t
Vo
t
t
t
b)
Figura 2.22. a) Circuito de disparo con UJT para un SCR, b) Formas de onda de los voltajes de entrada, del Zener, del UJT y de salida del convertidor.
23
24
Funcionamiento:
Para el semiciclo positivo de 0 a
Durante el semiciclo positivo, la polaridad del voltaje de entrada Vs es positiva y el diodo Zener recorta la forma de onda del voltaje de entrada y lo limita aproximadamente a 20 V; es decir Vz=20 V.
Una vez que el voltaje de de cd (Vs) se ha establecido, el capacitor CE comienza a cargarse a través de
la resistencia RE. Cuando el capacitor alcanza el pico de voltaje del UJT éste se dispara creando un pulso de
voltaje a través de R1. Este pulso dispara al SCR haciendo que el voltaje de la fuente se aplique a la
resistencia de carga RL por el resto del simiciclo positivo como puede apreciarse en la figura anterior.
Este circuito proporciona una sincronización automática entre el pulso de disparo del UJT y la polaridad del SCR.
El ángulo de disparo y como consecuencia la magnitud del voltaje en la carga está controlada por
el ajuste de la resistencia variable REV.
Para el semiciclo positivo de a 2
Durante el semiciclo negativo el Zener se polariza directamente y mantiene el voltaje de alimentación del oscilador Vz cercano a 0 V por lo cual el capacitor no se carga y mantiene el oscilador sin generar pulsos y el SCR apagado.
Cálculo de los componentes del circuito
Considere el circuito mostrado en la figura 2.22, el cual utiliza un diodo Zener de 20 V y una potencia de 1 W. Como dispositivo de rompimiento se utiliza el UJT 2N4871 que
presenta las siguientes características: voltaje interbase máximo VB2B1=25 V, coeficiente de separación intrínseco
= 0.7, resistencia interbase rBB=9.1 kΩ, voltaje de valle Vv= 2 V, corriente de valle Iv= 4 mA y una
corriente de pico Ip= 5 μA y como dispositivo de potencia el SCR CS222-2M con un voltaje de
pico inverso de VDRM= 600 V, una corriente IRMS= 2 A, un voltaje umbral de 𝑉𝑇 = 0.8 𝑉. Determine los
valores de , 𝑉 , 1, 2, 𝐶 𝑑 .
REF R2
R1
Vz
CE
REVVS
2N4871
100
100W
Rd
CS223-2M1N4747A
25
1 W
Figura 2.23. Diagrama para el cálculo de los parámetros del circuito de disparo con UJT.
R
esolución:
Datos:
12= 25 V 𝑉 = 2 𝑉
0.7
rBB 9.1 k
IV 4mA
IP 5 A
a) Cálculo de la resistenci
a R1
El valor de la resistencia 1 se debe mantener tan bajo como sea posible pero de un valor suficiente, como para generar un pulso que active el SCR.
Considerando que el diodo Zener mantiene un voltaje de 20 V, entonces la corriente en 1 antes del disparo es:
Vz R2 IR1 rBB IR1 R1IR1 0
Vz R2 rBB R1 IR1
0 R2 RBB R1 R2 RBB R1
IR1 20V VZ
R2
R1
2N4871
Vz1 W
IR1
rBB
Debido a que2+1 << , la corriente IR1 se puede aproximar a:
𝐼𝑅1 =
= 9.1 kΩ = 2.19 𝑚𝐴
2020
Considerando que la mayoría de los SCR tienen un voltaje de disparo 𝑉= 0.7-1.5 V, es
conveniente establecer el voltaje en 1 aproximadamente a 0.2 volts, para evitar que se dispare por sí solo.
Entonces:
1 = 𝐼 = 2.2 𝑚𝐴 = 91 Ω ≃ 100 𝛺𝑉11
0.2b) Cálculo de la resistencia 𝑬La resistencia RE debe ser lo suficientemente pequeña para permitir que una corriente suficiente 𝐼𝑃 fluya
dentro del emisor para activar el UJT. Por otro lado debe ser lo suficientemente grande para
impedir que el UJT se bloquee, es decir, no debe permitir que al emisor fluya una corriente igual a la de valle una vez que el capacitor se ha descargado.
Entonces
𝑖 =
𝑉 − 𝑉𝑉
= = 4.25 𝐾𝛺
26
20 − 24𝑚𝐴Lo que significa que >4.25 kΩ para que el UJT se apague. El valor comercial inmediato
superior para REmin es:
𝑖 = 4.7 𝑘Ω
El valor máximo de se obtiene de la ecuación
𝑎 𝑥 =
𝑉 − 𝑉𝑃𝑉𝑃 = 𝜂𝑉 + 𝑉 = 0.7(20𝑉) + 0.6 = 14.6 𝑉
Sustituyendo el valor de Vp se tiene:20 − 14.6 𝑋 = 5 ∗ 10−6𝐴 = 1.08 𝑀𝛺A continuación se obtiene un valor medio para la resistencia
ambos valores a partir de la siguiente ecuación:
tomando la media geométrica de
= √( 𝑖)( 𝑎 𝑥 ) = √4.25 𝐾𝛺 ∗ 1.08 𝑀𝛺 = 67.7 𝑘𝛺El valor comercial inmediato superior sería de:
= 100 𝑘𝛺Entonces el valor mínimo y máximo de son:
𝑖 = = 4.7 𝑘𝛺 𝑎 𝑥 = 𝑣 = 100 𝑘𝛺c) Cálculo del capacitor 𝑪𝑬Para ello se considera un constante de tiempo máxima igual a la mitad de un periodo.
REtotal* CE T
Etotal
27E R
TC
8 10
3CE
4.7 103 100 103
0.079 FEl valor comercial puede ser de 0.1 F
d) Calculo de la resistencia R2
Para lo mayoría de los UJT la mejor estabilidad de temperatura se logra con R2 entre 500 a 2000
Ω. Por tanto se le puede asignar un valor a R2 = 1 kΩ
e) Cálculo de D𝐙 y 𝐑𝐝.
Se considera que el diodo Zener puede disipar una potencia de 1 W pero debido a que solo trabaja en el medio ciclo positivo ya que el negativo la potencia consumida es despreciable el diodo Zener podrá disipar2 W.
Pmedia I Z VZ
Entonces la corriente permitida a través del Zener es:
100 mAVZ 20V
2WPmediaIZ
Esto implica que 𝑑 deberá tener un valor suficiente para manejar una corriente no mayor a 100 mA.
Por tanto el valor de 𝑑 es:V V 127
20V
28
1070
LINEA Z Rd 100 mAIZ
Es conveniente dar un margen de seguridad de seguridad de disipación de energía de 2:1 por tanto.
Rd 2.2 k
La potencia para se obtiene de la manera siguiente:
107
2
29
3 5.2
WRd
2.2 10
V 2PRd
El valor comercial 5 W
30
2.2 Circuitos de disparo con aislamientoEn los convertidores con tiristores existen diferencias de potencial entre las diferentes etapas que integran el sistema. La etapa de potencia que es la que maneja el voltaje y corriente que le suministran a la carga está sujeto a un alto voltaje por lo general mayor de 100 V, mientras tanto la etapa de control que es la que proporciona los pulsos a la compuerta de los tiristores, se mantiene a un voltaje bajo típicamente de 5, 12 a 20 V. Por tanto se requiere un circuito de aislamiento entre un tiristor individual y su circuito generador de pulsos de compuerta. El aislamiento se puede lograr mediante optoacopladores o con transformadores de pulsos. Los circuitos de disparo con aislamiento se utilizan para separar la etapa del circuito de control, de la etapa del circuito de potencia en un rectificador de potencia.
2.2.1 Circuito de disparo acoplado ópticamente.
Optoacopladores
Hay muchas situaciones donde las señales y datos tienen que ser transferidos de un subsistema a otro sin hacer una conexión eléctrica física. A menudo esto se debe a que la fuente y el destino están a niveles de voltaje muy diferentes, como por ejemplo un microprocesador que maneja de 5 Vcd, pero se usa para controlar a un Triac que maneja una carga de 240 V de ca. En tales situaciones el enlace entre ambos dispositivos debe estar aislado, para proteger el microprocesador de un posible daño por sobrevoltaje.
Los relevadores desde luego pueden proporcionar esta clase de aislamiento, pero aún los relevadores pequeños tienden a ser voluminosos comparados con los actuales circuitos integrados. Como los relevadores son electromecánicos, no son tan como confiables y sólo son capaces de operar a baja velocidad. Donde se dispone de tamaño pequeño y se requiere una mayor velocidad de conmutación así como una mejor confiabilidad la mejor alternativa es usar un optoacoplador.
Los Optoacopladores típicamente vienen en un chip de 6 o de 8 pines, pero son esencialmente una combinación de dos dispositivos distintos: un transmisor óptico, típicamente un LED de galio o arsénico y un receptor óptico como un fototransistor o un diac activado por luz. Los dos están separados por una barrera transparente que bloquea cualquier flujo de corriente eléctrica entre los dos componentes, pero permite el paso de luz. La figura siguiente muestra el tipo de circuito integrado de un optoacoplador así como su símbolo habitual.
Figura 2.24. Optoacoplador a) Dispositivo físico, b) Estructura interna, c) Símbolo.
Características de los optoacopladores
Por lo general las conexiones eléctricas (pines) de la sección de entrada del optoacoplador (LED) están sobre un lado del CI y aquellas para la salida (fototransistor) del otro lado del chip, para separarlos físicamente tanto como sea posible. Esto por lo general permite a los optoacopladores manejar tensiones que van de 500 V a 7500 V entre la entrada y la salida del dispositivo.
Los optoacopladores son dispositivos de conmutación esencialmente digitales por tanto son los mejores para control y la transferencia de datos digitales. Las señales analógicas pueden ser transferidas mediante la modulación de anchura de pulso o la frecuencia.
El parámetro más importante para la mayor parte de optoacopladores es su eficiencia de transferencia, usualmente medida en términos de su relación de transferencia corriente (CTR). Esto es simplemente la relación entre un cambio de corriente del transistor de salida y el cambio en la corriente de entrada del LED que lo produjo.
Valores típicos para CTR se van del 10 al 50 % para dispositivos con un fototransistor de salida y hasta el 2000 % para aquellos con un par Darlington en la salida.
Otros parámetros importantes son: el voltaje colector-emisor máximo (VCEmax), la corriente entrada máxima del LED y la frecuencia de conmutación 200 a 200 kHz
31
Optoacoplador MOC2010
El optoacoplador MOC2010 consiste de un diodo emisor infrarrojo de galio arsénico acoplado ópticamente a un interruptor bilateral de silicio y es diseñado para aplicaciones que requieren la activación de Triac con asilamiento, una pequeña corriente alterna de conmutación y un aislamiento eléctrico alto (7500 Vp), además de un pequeño tamaño y bajo precio.
Algunas de las aplicaciones recomendadas para este tipo de optoacoplador para 115 Vac (rms) son:
Control de válvulas de solenoide.Balastros de lámparas fluorescentes.Aislamiento entre microprocesadores y sus periféricos de 115 Vca. Control de motores.Relevadores de estado sólido.Dimer para lámparas incandescentes. Interruptores estáticos de ca.
La figura siguiente muestra las conexiones del MOC2010 controlando a un Triac con diferentes tipos de cargas.
a) b)
Figura 2.25. Conexión del optoacoplador MOC2010 a) Para carga resistiva, b). Para carga inductiva.
32
La figura siguiente muestra la conexión del optoacoplador MOC2010 controlando al Triac 2N6154 con la finalidad de separar la etapa de control que constituye el microprocesador de la
etapa de potencia conformada por el Triac, la lámpara de 100 W y la fuente de 110 VCA.
2.2.2 Circuitos de disparo acoplados magnéticamente.
Transformador de pulsos
Los trasformadores de pulsos provén una separación galvánica entre el circuito de control de compuerta y la trayectoria de alto voltaje del circuito convertidor con tiristores.
Los transformadores de pulsos sólo tienen un devanado primario, y pueden tener uno o más devanados secundarios. Con varios devanados secundarios se pueden tener señales simultáneas de compuerta para tiristores conectados en serie o en paralelo.
Devanado primario
Devanado secundario
Polaridad
a)
b)
Figura 2.26. Transformador de pulsos a) Símbolo, b) Variedad de dispositivos físicos
Características:
Tiene una relación de vueltas 1:1El devanado secundario se conecta a la compuerta G y al cátodo K del tiristor El primario es excitado por el circuito de control. 33
Interruptor Unilateral de Silicio (SUS)
El SUS es un dispositivo de rompimiento que se activa en una sola dirección del voltaje aplicado. Es esencialmente un SCR miniatura, consta de tres terminales ánodo cátodo y compuerta y también se considera un dispositivo de rompimiento.
Aunque los dispositivos de rompimiento unilateral son más frecuentemente empleados en el control de SCR´s, también pueden ser empleados en el control de Triac mediante un circuito de apoyo.
El símbolo esquemático y la curva característica Corriente-Voltaje del SUS se muestran en la figura siguiente.
A K
G
a)I
b)
VAKVS
c)
Figura 2.27. Interruptor unilateral de silicio a) Símbolo, b) Dispositivo físico, c) Curva característica corriente-voltaje,
El SUS, como el SBS, tienen una terminal de compuerta que puede cambiar la característica básica de rompimiento mostradas en la figura anterior. Conectando un diodo Zener entre la compuerta y el cátodo de un SUS, se puede reducir el voltaje rompimiento a VZ + 0.6 V.
Características del SUS:
Voltaje de ruptura Vs de 6 a 10 voltsCorriente de rompimiento Is de 0.5 mA máxima Pulso pico de voltaje Von DE 2.5 Volts 34
2.2.2.1 Circuito de disparo con aislamiento utilizando el Interruptor Unilateral de Silicio SUS (Silicon Unilateral Switch).
Considere el circuito de disparo acoplado magnéticamente, el cual utiliza como dispositivo de rompimiento un SUS y un circuito de apoyo adecuado para controlar a un Triac para lograr un control de fase de ca de onda completa.
127 Vca
RL
Vm
R1
tR2
C
SUS
T1
MT2
MT1G
Vs
VC
VS
t
VPUENTE
Vm
IPRIM
ISEC
Vo
t
Figura 2.28. Circuito de disparo aislado magnéticamente
Funcionamiento
El rectificador tipo puente suministra un voltaje rectificado de onda
completa. El voltaje a trasvés del capacitor tiende a seguir el voltaje de salida del puente (Vpuente)
con la cantidad de retraso determinado por R2. Cuando el capacitor alcanza el voltaje de rompimiento del SUS (6-10 V) éste entra en conducción aplicando un pulso al devanado primario del transformador de pulso T1 permitiendo que el capacitor se descargue a través de él. El transformador de pulsos acopla o transfieren el pulso del primario al devanado secundario haciendo que se aplique un pulso de disparo
35
36
entre la compuerta G y la terminal MT1 del Triac provocando que entre en conducción aplicándose el
voltaje de la fuente de ca (127 Vca) a la carga.
El Triac se mantiene encendido hasta que concluya en el 1er semiciclo. El proceso se repite para el 2° semiciclo ya que el voltaje que alimenta al SUS es el de salida del puente y se tiene como consecuencia un control de fase ca de onda completa alimentando a la carga.
Es bueno observar que la polaridad del voltaje del secundario de T1 esta invertida respecto al primario, esto implica que la corriente aplicada a la compuerta G y a la terminal MT1 del Triac es negativa.
Como se sabe, la dirección de la corriente de compuerta de un trac no tiene que concordar con la polaridad de su terminal principal, es decir un Triac se puede disparar con una corriente de compuertas positiva o negativa y se tiene los siguientes casos.
1.- Voltaje de terminal principal positivo, corriente de compuerta positivo.
2.- Voltaje de terminal principal positivo, corriente de compuerta negativo.
2.- Voltaje de terminal principal negativo, corriente de compuerta negativo.
4.- Voltaje de terminal principal negativo, corriente de compuertas positivo.
El voltaje de terminal principal positiva significa que MT2 es más positivo que MT1.
Los Triac modernos se disparan bien en los modos 1, 2, 2, pero el disparo se vuelve más difícil en el modo 4.
2.3 Circuitos de disparo utilizando dispositivos digitales.
Timer
Disparo de tiristores con el circuito integrado 555.
El CI 555 es un Circuito Integrado (CI) de propósitos generales que según la forma como se conecten los componentes externos puede operar como oscilador estable, monoestable, modulador de ancho de pulso, etc.
Comercialmente se puede encontrar con los siguientes nombres NE555, SA555, LM555 dependiendo del fabricante. Su forma más popular es un chip de 8 pines como se muestra en la figura.
TRI
OUT
RST
V+
DIS
THR
CV
GND1
2
3
4 5
6
7
8
5k
5k
5k
1 4
3 SalidaS
R Q
QControl5
2Disparo
6
Vcc8
7Descarga
Umbral
principal
ResetGnd
Figura 2.29. Timer 555
Elementos que constituyen el CI555
Comparador de tensión.
Este dispositivo compara una tensión variable con otra que normalmente es constante denominada tensión de referencia, dándonos a la salida una tensión positiva o negativa dependiendo del valor de las señales de entrada. Consta de dos entradas denominadas entrada inversora V- y no inversora V+ y la terminal de salida Vo.
Usando un amplificador operacional en lazo abierto éste se comporta como un comparador de tensión. 37
V-
V+
VO
VCC
VEE
Figura 2.30. Amplificador Operacional
V-= Entrada inversora V+= Entrada no inversora Vo= Salida
VCC = Alimentación positiva
VEE= Alimentación negativa
El voltaje de salida en lazo abierto es:
VO AV V V
La ganancia de voltaje en lazo abierto es aproximadamente de 𝐴𝑉 = 11051 Ejemplos de comparadores.
Vi
VO
12 V
Vi
Vm
Vo
12
V
38
t
t
Figura 2.31. Comparador de voltaje
VO
Vi
+12 V
Vre
f
Vo
12
V
t
t
-12 V
Vi
Vref 0-10V -12 V
Figura 2.32. Comparador de voltaje
Flip – Flop RS
Figura 2.33. Flip Flop RS
Tabla de verdad del Flip-Flop RS
39
S Q
R Q
R S Q ACCIÓN
0 0 Q Sin cambio
0 1 1 0 Set1 0 0 1 Reset1 1 No permitido
5k
5k
1
Operación del 555 como oscilador estable.
La figura siguiente muestra el diagrama de conexión del CI555 para operar como oscilador astable. En esta configuración, el timer 555 produce en su salida (Pin 2) un tren de pulsos
de cierta frecuencia determinada por el valor de RA, RB y C
+12 V
8
RA5k
4 +12 V
3S
R Q
Q5
6
2
7Comparador de inicio
RB
C
40
tHi tLo
Comparador de reinicio
Figura 2.34. Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable
Funcionamiento:
Se observa que el CI555 está alimentado a partir de una fuente de 12 Vcd y debido a la conexión en serie de las resistencias internas de 5 kΩ se tiene un divisor de voltaje de 4, 8 y 12 V como se muestra en la figura siguiente. Este divisor de voltaje hace que se tenga 4 V a la entrada de la terminal no inversora del comparador de inicio y 8 V a la entrada de la terminal inversora del comparador de reinicio.
T
5k
RA
5k
5k
1
Figura 2.24 Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable, continúa
Partiendo de que el capacitor C esta descargado, el voltaje en las terminales de disparo (2) y umbral(6) es cero y de acuerdo a los divisores de voltaje de las resistencias internas del CI de 5 kΩ, los voltajes a la entrada de los comparadores y los estados lógicos a la entrada del flip-flop son los que se muestran en la figura.
8
5
6
2
RB
C
+12 V
+8 V
+4 VComparador de inicio
S Q
R Q
Comparador de reinicio
5k
RA
5k
5k
1
Figura 2.24 Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable, continúa
8
5
6
2
RB
C
+12 V
+8 V
+4 VComparador de inicio
Comparador de reinicio
0 V
0 V
0 V 0
S Q
R Q
1
3
41
R S Q ACCIÓN
0 0 Q Sin cambio
0 1 1 0 Set1 0 0 1 Reset1 1 No permitido
Y de acuerdo a la tabla de verdad del Flip-Flop RS esto provoca que la salida principal del 555 (pin 2) se vaya a estado alto.
El capacitor empieza a cargarse a través de las resistencias RA y RB y al llegar el voltaje de su placa superior a 4 V el comparador de inicio cambia su salida de 1 a 0 como se muestra en la figura.
5k
RA
5k
5k
1
8
5
6
2
RB
C
+12 V
+8 V
+4 VComparador de inicio
Comparador de reinicio
>4 V
0
S Q
R Q
0
3
>4 V
>4 V
42
Figura 2.24 Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable, continúa
Y de acuerdo a la tabla de verdad, los estados S=0 y R=0 no cambian el estado anterior del flip-flop permaneciendo la salida 2 en alto
El capacitor C continua cargándose y el voltaje en su placa superior creciendo. Cuando llega a ser igual o mayor que 8 V, el comparador de reinicio cambia su salida a 1 y los estados lógicos a la entrada del FF son como los mostrados en la figura:
R S Q ACCIÓN
0 0 Q Sin cambio
0 1 1 0 Set1 0 0 1 Reset1 1 No permitido
5k
RA
5k
5k
1
Figura 2.24 Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable, continúa
Esto provoca que la salida principal se vaya a estado bajo en tanto que la salida complementaria Ǭ pasa a alto, esto provoca que el transistor se active haciendo que la terminal de descarga (7) se vaya a
tierra permitiendo que el capacitor se descargue a través de la resistencia RB para comenzar un nuevo ciclo, como se explica a continuación.
8
5
6
2
RB
C
+12 V
+8 V
+4 VComparador de inicio
Comparador de reinicio
>8 V
1
S Q
R Q
0
3
>8 V
>8 V
5k
5k
1
5
6
2
RA
5k
8
RB
C
+12 V
+8 V
+4 VComparadorde inicio
Comparadorde reinicio
>8 V
1
S Q
R Q
0 3
>8 V
>8 V
7
Figura 2.24 Funcionamiento del 555 como Oscilador Astable, continúa
43
R S Q ACCIÓN
0 0 Q Sin cambio
0 1 1 0 Set1 0 0 1 Reset1 1 No
permitido
A medida que el voltaje en el capacitor desciende la salida en los comparadores de reinicio e inicio también cambian.
Cuando el voltaje de la placa superior del capacitor desciende un poco menos de 8 V la salida en el comparador de reinicio cambia a bajo (0 V) y los estados lógicos de la entrada del FF iguala R=0, S=0, lo cual no provoca cambio a la salida del flip flop manteniendo en estado alto la salida complementaria Ǭ (7) permitiendo que el capacitor continúe descargándose.
Cuando el voltaje en el capacitor es un poco menor de 4 V, en ese momento, el comparador de inicio cambia su salida a 1 y el FF con estados lógicos S=1 R=0, cambia el estado en sus salidas, la salida principal (2) cambia a alto en tanto que la complementaria a bajo, desactivándose el transistor y un nuevo ciclo de carga del capacitor inicia.
VCC
t
VC
C
3
2
T
tHi
tLO
Voltaje en el capacitor
Salida (3)
t
VC
C
44
3
1
Figura 2.35. Formas de onda del voltaje en el capacitor y en la salida del 555.
Las ecuaciones para determinar los tiempos de encendido y apagado así como el periodo se obtienen a partir de las siguientes ecuaciones.
tHi 0.7RA RB
C tLO 0.7RBC
T 01.1RA RB
C
2.3.1.1 Circuito de disparo con el 555 para SCR
Considere el circuito mostrado en la figura siguiente. Convertidor de onda completa el cual utiliza para el control del ángulo de disparo el CI 555.
NE555N
1 GND
V+
8 THR
DIS
CV4
R
2 TR3
Q
D6
12V
C3
47
μF
C2
0.1 μF
C1
0.22 μF
R1
180 Ω
4.7
KΩ
R7
R2
PO
T
50 K
Ω
33 K
Ω
R6
10 KΩ
R8
1.8
KΩ
R3
10 K
Ω
R4
1.2 KΩ
R9
1 KΩ
RL
TIC 106B
36 Vef de CA
45
Q1
BC337
5 6
7
Figura 2.36. Circuito de disparo con el 555 para un SCR en un convertidor onda completa.
Funcionamiento
Se parte de una fuente de ca la cual al pasar a través del puente de diodos es rectificada. El tiristor (SCR) y la resistencia de carga están conectados a este voltaje de salida del puente.
Posteriormente este voltaje es fijado a 12 V por medio de la resistencia de 1.2 k y el diodo Zener de 12 V y el capacitor de 4.7 F para alimentar el CI 555.
El 555 opera en modo de oscilador estable mediante el ajuste del potenciómetro de 50 k =4.7 𝑘 y = 180 sin embargo es necesario intervenir la salida del 555 para producir el tiempode retardo (ángulo de disparo α) ya que al iniciar la carga del capacitor la salida del 555 es alta y si se conecta directamente a la compuerta del SCR, este inmediatamente comenzaría a conducir.
Vs
V
m
tSalida (Pin 3)
tHi
VGK
R7
33 K
Ω
R6
10 KΩ
R8
1.8
KΩ
R3
10 K
Ω
1 KΩ
RL
Q1
BC337
R7
33 K
Ω
R6
10 KΩ
R8
1.8
KΩ
R3
10 K
Ω
R9
1 KΩ
RL
Q1BC337
Figura 2.37. Figura que muestra porque es necesario invertir la salida del 555.
Por tanto se debe invertir este proceso, es decir el tiempo que permanece la salida del 555 en alto (hasta que el capacitor se carga a 2/2 Vcc), será el tiempo de retardo y cuando la salida vaya abajo en ese momento debemos disparar al SCR. Esto se realiza por medio del transistor Q1 de la
forma
siguiente. Cuando la salida del 555 es alta se aplican 12 V a la base del transistor Q1 , éste entra en
saturación haciendo que la terminal de compuerta del SCR quede conectada a tierra, evitando que el SCR se dispare.
12 V
12 V
R9
Figura 2.38. Inversión del pulso de salida del 555
Cuando la salida del 555 pasa a estado bajo (0 V), permite que la base del transistor Q1
quede conectada a 0 V haciendo que este se desactive pasando a corte. Al desactivarse el transistor evita que la terminal de compuerta siga conectada a tierra entonces el voltaje de salida del puente (12 V) se aplica a la compuerta a través de la resistencia de 1.8 k y 1.2 k
disparando al SCR.46
R7
33 K
Ω
R6
10 KΩ
R8
1.8
KΩ
R3
10 K
Ω
R9
1 KΩ
RL
Q1
BC337
12 V
0 V
R7
33 K
Ω
R6
10 KΩ
R8
1.8
KΩ
R3
10 K
Ω
R9
1 KΩ
RL
Q1BC337
12 V
Figura 2.39. Inversión del pulso de salida del 555
El tiempo de retardo (tHi) para el circuito de disparo depende del ajuste del potenciómetro y se determina mediante la siguiente ecuación.
tHi 0.7POT R1 R2 C1
La sincronización entre el cruce por cero del voltaje de entrada y los pulsos generados por el 555 se logra utilizando la terminal de reset (pin 4) del 555, como puede observarse esta terminal está conectada al voltaje de salida del puente rectificador y cada vez que el voltaje llega a su cruce por cero (0 V) el 555 se resetea e inicia un nuevo ciclo.
47
48
2.4 Bibliografía:
1]. Timothy, J. (2006). Electrónica industrial moderna (5ª edición). México: Pearson Education. 2]. Muhammad R. (2004). Electrónica de potencia ( 2ª edición). México: Pearson/Prentice Hall
