國 立 交 通 大 學

電機與控制工程學系

碩 士 論 文

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking

Position Control Chip for a Voice Coil Motor

研 究 生呂宜釗

指導教授林錫寬 博士

中 華 民 國 九 十 七 年 六 月

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking

Position Control Chip for a Voice Coil Motor

研 究 生呂宜釗 StudentYi-Chao Lu

指導教授林錫寬 AdvisorDr Shir-Kuan Lin

國 立 交 通 大 學

電機與控制工程學系

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of

Electrical and Control Engineering

National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master

in

Electrical and Control Engineering June 2008

Hsinchu Taiwan Republic of China

中華民國九十七年六月

誌 謝

感謝指導教授林錫寬博士在研究所兩年的生活中給予我很多意見與指導您豐

富的學識以及堅持的研究精神都是我效法的對象

其次非常感謝吳上立博士方政加博士在百忙之中幫我進行論文口試也感謝

各位老師對本論文的建議與指正以及對我個人的勉勵感謝博士班王超民學長的指導

與鼓勵在研究過程中給予我很多的啟發與協助感謝方志行博士李宗原余興政

林星宇何品齊蔡鎧鍾林凱祥魏愷郭銘峰和吳柏泯幾位學長姐在我研究過程中

對我的指導與建議並感謝我的同窗好友振國昱錚與學弟妹淑婷以軒建智陪

伴我在實驗室做研究的日子中給我的鼓勵和支持使得我在研究所這兩年獲益良多

最後我更要感謝我的家人爸媽宜樺宜峰佳玫以及女友秀欣好友鑫

堂他們在這段時間內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去在此僅以本份論文

的成果獻給我的家人與其他關心幫助過我的師長及朋友非常的感謝你們

i

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

研究生 呂宜釗 指導教授 林錫寬 博士

國立交通大學電機與控制工程學系

摘要

本論文使用反應快速的音圈馬達作為自動對焦系統的致動器可應用於數位相機或

數位攝影機但由於使用者手部操作上的晃動造成系統產生摩擦力及傾斜角發生變動

常使得自動對焦系統無法達到理想的控制位置因此在本研究裡將導入干擾觀測器與

反積分終結器配合比例積分控制器來克服摩擦力及傾斜角變動所造成的擾動以實現音

圈馬達防手震位置控制

本論文以 Altera 公司所開發的場效型可規劃邏輯陣列(FPGA)晶片為基礎整合數位

邏輯晶片於單一顆 FPGA 晶片上以實現音圈馬達防手震位置控制在數位邏輯晶片

中以硬體描述語言(VHDL)實現數位轉類比控制程式類比轉數位控制程式數位濾

波器音圈馬達之速度 PI 控制器位置 P 控制器干擾觀測器反積分終結器以及位

置估測演算法等功能模組在數值系統設計上使用 24 位元 Q17 格式的數值處理方式實

現正規化以解決數位邏輯晶片上浮點數運算的問題且能夠提高音圈馬達控制精確度

與晶片資料數值運算的解析度此外為了能有效降低自動對焦系統在數位相機裡的成

本及體積本研究採用磁性尺小型的磁阻式感測器再配合軟體演算法取代使用昂貴的

細分割晶片來獲取目前控制系統的位移跟速度資訊

在實驗系統的建構方面採用Altera公司Cyclone II系列的FPGA Development Board

為音圈馬達的控制核心並配合一套自行設計的外部電路包含類比數位轉換訊號驅

動訊號調整訊號取樣的功能來完成音圈馬達防手震位置控制系統的架構並經由

實驗數據的量測分析與控制參數的調整來獲取系統較佳的控制效能表現

ii

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking Position Control Chip for a Voice Coil Motor

Student Yi-Chao Lu Advisor Dr Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engeering

Nationl Chiao Tung University

ABSTRACT

In this thesis the voice coil motor (VCM) with fast response time is used to be the

actuator of the auto-focusing (AF) system applying to the digital camera or digital video

camera Because of the userrsquos handshaking the AF apparatus induce the friction and

inclination problem would cause incorrect position control In order to overcome the effect of

the friction and inclination the disturbance observer and anti-windup with PI controller

feedback system is applied to implement this anti-handshaking position control

The anti-handshaking position control of the VCM is realized on a chip based on FPGA

(Field-Effective Programmable Gate Array) developed by Altera and logic chips are

integrated on a single FPGA chip In digital logic chips HDL (Hardware Description

Language) is used to realize the function modules For example digitalanalog conversion

control analogdigital conversion control digital filter proportional-integral (PI) controller

for velocity loop proportional (P) controller for position loop disturbance observer

anti-windup controller and position estimation algorithm To realize normalization 24 bits

Q17 numerical format is used on numerical system design and the problem of floating point

number calculation on chip can be solved Moreover the precision of motor control and the

resolution of chip data process can both be improved Besides the mini magnetic scale mini

magneto-resistive (MR) sensor and position estimation algorithm instead of using expensive

interpolation chip are used for cost-down and mini-size

In the experiment system Cyclone II FPGA Development Board is used to be the VCM

control core accompanying with a self-designed VCM Circuit Board consist of signal

conversion signal driving and signal processing The better system control performance can

be achieved by measuring experiment data and modulating the control parameters

iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

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INPU

T

VCC

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時脈

產生

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位置

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制器

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控制

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控制

數

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波器

正規

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轉換

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置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking

Position Control Chip for a Voice Coil Motor

研 究 生呂宜釗 StudentYi-Chao Lu

指導教授林錫寬 AdvisorDr Shir-Kuan Lin

國 立 交 通 大 學

電機與控制工程學系

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of

Electrical and Control Engineering

National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master

in

Electrical and Control Engineering June 2008

Hsinchu Taiwan Republic of China

中華民國九十七年六月

誌 謝

感謝指導教授林錫寬博士在研究所兩年的生活中給予我很多意見與指導您豐

富的學識以及堅持的研究精神都是我效法的對象

其次非常感謝吳上立博士方政加博士在百忙之中幫我進行論文口試也感謝

各位老師對本論文的建議與指正以及對我個人的勉勵感謝博士班王超民學長的指導

與鼓勵在研究過程中給予我很多的啟發與協助感謝方志行博士李宗原余興政

林星宇何品齊蔡鎧鍾林凱祥魏愷郭銘峰和吳柏泯幾位學長姐在我研究過程中

對我的指導與建議並感謝我的同窗好友振國昱錚與學弟妹淑婷以軒建智陪

伴我在實驗室做研究的日子中給我的鼓勵和支持使得我在研究所這兩年獲益良多

最後我更要感謝我的家人爸媽宜樺宜峰佳玫以及女友秀欣好友鑫

堂他們在這段時間內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去在此僅以本份論文

的成果獻給我的家人與其他關心幫助過我的師長及朋友非常的感謝你們

i

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

研究生 呂宜釗 指導教授 林錫寬 博士

國立交通大學電機與控制工程學系

摘要

本論文使用反應快速的音圈馬達作為自動對焦系統的致動器可應用於數位相機或

數位攝影機但由於使用者手部操作上的晃動造成系統產生摩擦力及傾斜角發生變動

常使得自動對焦系統無法達到理想的控制位置因此在本研究裡將導入干擾觀測器與

反積分終結器配合比例積分控制器來克服摩擦力及傾斜角變動所造成的擾動以實現音

圈馬達防手震位置控制

本論文以 Altera 公司所開發的場效型可規劃邏輯陣列(FPGA)晶片為基礎整合數位

邏輯晶片於單一顆 FPGA 晶片上以實現音圈馬達防手震位置控制在數位邏輯晶片

中以硬體描述語言(VHDL)實現數位轉類比控制程式類比轉數位控制程式數位濾

波器音圈馬達之速度 PI 控制器位置 P 控制器干擾觀測器反積分終結器以及位

置估測演算法等功能模組在數值系統設計上使用 24 位元 Q17 格式的數值處理方式實

現正規化以解決數位邏輯晶片上浮點數運算的問題且能夠提高音圈馬達控制精確度

與晶片資料數值運算的解析度此外為了能有效降低自動對焦系統在數位相機裡的成

本及體積本研究採用磁性尺小型的磁阻式感測器再配合軟體演算法取代使用昂貴的

細分割晶片來獲取目前控制系統的位移跟速度資訊

在實驗系統的建構方面採用Altera公司Cyclone II系列的FPGA Development Board

為音圈馬達的控制核心並配合一套自行設計的外部電路包含類比數位轉換訊號驅

動訊號調整訊號取樣的功能來完成音圈馬達防手震位置控制系統的架構並經由

實驗數據的量測分析與控制參數的調整來獲取系統較佳的控制效能表現

ii

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking Position Control Chip for a Voice Coil Motor

Student Yi-Chao Lu Advisor Dr Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engeering

Nationl Chiao Tung University

ABSTRACT

In this thesis the voice coil motor (VCM) with fast response time is used to be the

actuator of the auto-focusing (AF) system applying to the digital camera or digital video

camera Because of the userrsquos handshaking the AF apparatus induce the friction and

inclination problem would cause incorrect position control In order to overcome the effect of

the friction and inclination the disturbance observer and anti-windup with PI controller

feedback system is applied to implement this anti-handshaking position control

The anti-handshaking position control of the VCM is realized on a chip based on FPGA

(Field-Effective Programmable Gate Array) developed by Altera and logic chips are

integrated on a single FPGA chip In digital logic chips HDL (Hardware Description

Language) is used to realize the function modules For example digitalanalog conversion

control analogdigital conversion control digital filter proportional-integral (PI) controller

for velocity loop proportional (P) controller for position loop disturbance observer

anti-windup controller and position estimation algorithm To realize normalization 24 bits

Q17 numerical format is used on numerical system design and the problem of floating point

number calculation on chip can be solved Moreover the precision of motor control and the

resolution of chip data process can both be improved Besides the mini magnetic scale mini

magneto-resistive (MR) sensor and position estimation algorithm instead of using expensive

interpolation chip are used for cost-down and mini-size

In the experiment system Cyclone II FPGA Development Board is used to be the VCM

control core accompanying with a self-designed VCM Circuit Board consist of signal

conversion signal driving and signal processing The better system control performance can

be achieved by measuring experiment data and modulating the control parameters

iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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• mjvc論文排版2

誌 謝

感謝指導教授林錫寬博士在研究所兩年的生活中給予我很多意見與指導您豐

富的學識以及堅持的研究精神都是我效法的對象

其次非常感謝吳上立博士方政加博士在百忙之中幫我進行論文口試也感謝

各位老師對本論文的建議與指正以及對我個人的勉勵感謝博士班王超民學長的指導

與鼓勵在研究過程中給予我很多的啟發與協助感謝方志行博士李宗原余興政

林星宇何品齊蔡鎧鍾林凱祥魏愷郭銘峰和吳柏泯幾位學長姐在我研究過程中

對我的指導與建議並感謝我的同窗好友振國昱錚與學弟妹淑婷以軒建智陪

伴我在實驗室做研究的日子中給我的鼓勵和支持使得我在研究所這兩年獲益良多

最後我更要感謝我的家人爸媽宜樺宜峰佳玫以及女友秀欣好友鑫

堂他們在這段時間內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去在此僅以本份論文

的成果獻給我的家人與其他關心幫助過我的師長及朋友非常的感謝你們

i

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

研究生 呂宜釗 指導教授 林錫寬 博士

國立交通大學電機與控制工程學系

摘要

本論文使用反應快速的音圈馬達作為自動對焦系統的致動器可應用於數位相機或

數位攝影機但由於使用者手部操作上的晃動造成系統產生摩擦力及傾斜角發生變動

常使得自動對焦系統無法達到理想的控制位置因此在本研究裡將導入干擾觀測器與

反積分終結器配合比例積分控制器來克服摩擦力及傾斜角變動所造成的擾動以實現音

圈馬達防手震位置控制

本論文以 Altera 公司所開發的場效型可規劃邏輯陣列(FPGA)晶片為基礎整合數位

邏輯晶片於單一顆 FPGA 晶片上以實現音圈馬達防手震位置控制在數位邏輯晶片

中以硬體描述語言(VHDL)實現數位轉類比控制程式類比轉數位控制程式數位濾

波器音圈馬達之速度 PI 控制器位置 P 控制器干擾觀測器反積分終結器以及位

置估測演算法等功能模組在數值系統設計上使用 24 位元 Q17 格式的數值處理方式實

現正規化以解決數位邏輯晶片上浮點數運算的問題且能夠提高音圈馬達控制精確度

與晶片資料數值運算的解析度此外為了能有效降低自動對焦系統在數位相機裡的成

本及體積本研究採用磁性尺小型的磁阻式感測器再配合軟體演算法取代使用昂貴的

細分割晶片來獲取目前控制系統的位移跟速度資訊

在實驗系統的建構方面採用Altera公司Cyclone II系列的FPGA Development Board

為音圈馬達的控制核心並配合一套自行設計的外部電路包含類比數位轉換訊號驅

動訊號調整訊號取樣的功能來完成音圈馬達防手震位置控制系統的架構並經由

實驗數據的量測分析與控制參數的調整來獲取系統較佳的控制效能表現

ii

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking Position Control Chip for a Voice Coil Motor

Student Yi-Chao Lu Advisor Dr Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engeering

Nationl Chiao Tung University

ABSTRACT

In this thesis the voice coil motor (VCM) with fast response time is used to be the

actuator of the auto-focusing (AF) system applying to the digital camera or digital video

camera Because of the userrsquos handshaking the AF apparatus induce the friction and

inclination problem would cause incorrect position control In order to overcome the effect of

the friction and inclination the disturbance observer and anti-windup with PI controller

feedback system is applied to implement this anti-handshaking position control

The anti-handshaking position control of the VCM is realized on a chip based on FPGA

(Field-Effective Programmable Gate Array) developed by Altera and logic chips are

integrated on a single FPGA chip In digital logic chips HDL (Hardware Description

Language) is used to realize the function modules For example digitalanalog conversion

control analogdigital conversion control digital filter proportional-integral (PI) controller

for velocity loop proportional (P) controller for position loop disturbance observer

anti-windup controller and position estimation algorithm To realize normalization 24 bits

Q17 numerical format is used on numerical system design and the problem of floating point

number calculation on chip can be solved Moreover the precision of motor control and the

resolution of chip data process can both be improved Besides the mini magnetic scale mini

magneto-resistive (MR) sensor and position estimation algorithm instead of using expensive

interpolation chip are used for cost-down and mini-size

In the experiment system Cyclone II FPGA Development Board is used to be the VCM

control core accompanying with a self-designed VCM Circuit Board consist of signal

conversion signal driving and signal processing The better system control performance can

be achieved by measuring experiment data and modulating the control parameters

iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

i

音圈馬達防手震位置控制之 FPGA 晶片研製

研究生 呂宜釗 指導教授 林錫寬 博士

國立交通大學電機與控制工程學系

摘要

本論文使用反應快速的音圈馬達作為自動對焦系統的致動器可應用於數位相機或

數位攝影機但由於使用者手部操作上的晃動造成系統產生摩擦力及傾斜角發生變動

常使得自動對焦系統無法達到理想的控制位置因此在本研究裡將導入干擾觀測器與

反積分終結器配合比例積分控制器來克服摩擦力及傾斜角變動所造成的擾動以實現音

圈馬達防手震位置控制

本論文以 Altera 公司所開發的場效型可規劃邏輯陣列(FPGA)晶片為基礎整合數位

邏輯晶片於單一顆 FPGA 晶片上以實現音圈馬達防手震位置控制在數位邏輯晶片

中以硬體描述語言(VHDL)實現數位轉類比控制程式類比轉數位控制程式數位濾

波器音圈馬達之速度 PI 控制器位置 P 控制器干擾觀測器反積分終結器以及位

置估測演算法等功能模組在數值系統設計上使用 24 位元 Q17 格式的數值處理方式實

現正規化以解決數位邏輯晶片上浮點數運算的問題且能夠提高音圈馬達控制精確度

與晶片資料數值運算的解析度此外為了能有效降低自動對焦系統在數位相機裡的成

本及體積本研究採用磁性尺小型的磁阻式感測器再配合軟體演算法取代使用昂貴的

細分割晶片來獲取目前控制系統的位移跟速度資訊

在實驗系統的建構方面採用Altera公司Cyclone II系列的FPGA Development Board

為音圈馬達的控制核心並配合一套自行設計的外部電路包含類比數位轉換訊號驅

動訊號調整訊號取樣的功能來完成音圈馬達防手震位置控制系統的架構並經由

實驗數據的量測分析與控制參數的調整來獲取系統較佳的控制效能表現

ii

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking Position Control Chip for a Voice Coil Motor

Student Yi-Chao Lu Advisor Dr Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engeering

Nationl Chiao Tung University

ABSTRACT

In this thesis the voice coil motor (VCM) with fast response time is used to be the

actuator of the auto-focusing (AF) system applying to the digital camera or digital video

camera Because of the userrsquos handshaking the AF apparatus induce the friction and

inclination problem would cause incorrect position control In order to overcome the effect of

the friction and inclination the disturbance observer and anti-windup with PI controller

feedback system is applied to implement this anti-handshaking position control

The anti-handshaking position control of the VCM is realized on a chip based on FPGA

(Field-Effective Programmable Gate Array) developed by Altera and logic chips are

integrated on a single FPGA chip In digital logic chips HDL (Hardware Description

Language) is used to realize the function modules For example digitalanalog conversion

control analogdigital conversion control digital filter proportional-integral (PI) controller

for velocity loop proportional (P) controller for position loop disturbance observer

anti-windup controller and position estimation algorithm To realize normalization 24 bits

Q17 numerical format is used on numerical system design and the problem of floating point

number calculation on chip can be solved Moreover the precision of motor control and the

resolution of chip data process can both be improved Besides the mini magnetic scale mini

magneto-resistive (MR) sensor and position estimation algorithm instead of using expensive

interpolation chip are used for cost-down and mini-size

In the experiment system Cyclone II FPGA Development Board is used to be the VCM

control core accompanying with a self-designed VCM Circuit Board consist of signal

conversion signal driving and signal processing The better system control performance can

be achieved by measuring experiment data and modulating the control parameters

iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

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時脈

產生

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波形

鑑別

初始

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速

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PI w

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控制

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控制

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波器

正規

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轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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72

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

ii

Design and Implementation of a FPGA Anti-Handshaking Position Control Chip for a Voice Coil Motor

Student Yi-Chao Lu Advisor Dr Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engeering

Nationl Chiao Tung University

ABSTRACT

In this thesis the voice coil motor (VCM) with fast response time is used to be the

actuator of the auto-focusing (AF) system applying to the digital camera or digital video

camera Because of the userrsquos handshaking the AF apparatus induce the friction and

inclination problem would cause incorrect position control In order to overcome the effect of

the friction and inclination the disturbance observer and anti-windup with PI controller

feedback system is applied to implement this anti-handshaking position control

The anti-handshaking position control of the VCM is realized on a chip based on FPGA

(Field-Effective Programmable Gate Array) developed by Altera and logic chips are

integrated on a single FPGA chip In digital logic chips HDL (Hardware Description

Language) is used to realize the function modules For example digitalanalog conversion

control analogdigital conversion control digital filter proportional-integral (PI) controller

for velocity loop proportional (P) controller for position loop disturbance observer

anti-windup controller and position estimation algorithm To realize normalization 24 bits

Q17 numerical format is used on numerical system design and the problem of floating point

number calculation on chip can be solved Moreover the precision of motor control and the

resolution of chip data process can both be improved Besides the mini magnetic scale mini

magneto-resistive (MR) sensor and position estimation algorithm instead of using expensive

interpolation chip are used for cost-down and mini-size

In the experiment system Cyclone II FPGA Development Board is used to be the VCM

control core accompanying with a self-designed VCM Circuit Board consist of signal

conversion signal driving and signal processing The better system control performance can

be achieved by measuring experiment data and modulating the control parameters

iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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iii

目錄 摘要 i

ABSTRACT ii

目錄 iii

圖例目錄 vi

表格目錄 xi

第一章 緒論1

11 研究動機與目的 1

12 研究背景與方法 2

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹3

14 本文架構 5

第二章 文獻回顧6

21 摩擦力對精密控制造成的影響 6

22 摩擦力的補償方式 10

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響 11

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

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產生

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位置

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速

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制器

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控制

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轉換

控制

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波器

正規

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轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

iv

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式 12

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹19

31 音圈馬達波形參數鑑別 19

32 音圈馬達位置計算 23

33 音圈馬達定位控制架構 26

331 反積分終結器(Anti-windup) 26

332 干擾觀測器(Disturbance Observer) 28

第四章 系統硬體架構規劃與設計32

41 系統介紹 32

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board) 33

43 音圈馬達系統 35

431 磁阻感測器36

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)38

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)41

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL08441

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)44

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896) 45

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)49

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)49

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

v

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較54

51 系統模擬架構 54

52 干擾源的設計 56

53 系統模擬結果比較 58

54 實驗結果 61

第六章 結論與未來發展69

61 結論 69

62 未來發展 70

參考文獻 71

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

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時脈

產生

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波器

正規

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轉換

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置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版2

vi

圖例目錄 圖 11系統架構示意圖 3

圖 21靜態摩擦力模型示意圖 7

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1] 8

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7] 8

圖 24model-based 摩擦力補償10

圖 25non-model-based 摩擦力補償 10

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖11

圖 27佛來明左手定則 13

圖 28音圈馬達結構圖 13

圖 29音圈馬達機構 14

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖 16

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖17

圖 212 γ φ 與η 關係圖 17

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

vii

圖 31系統參數鑑別示意圖 20

圖 32系統參數鑑別流程圖 21

圖 33區塊分割圖 22

圖 34線性近似關係圖 23

圖 35位置計算流程圖 26

圖 36反積分終結系統(Anti-windup) 27

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構 27

圖 38系統控制方塊圖 28

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3] 29

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3] 31

圖 41系統架構連接示意圖 32

圖 42FPGA 發展板 34

圖 43FPGA 發展板電路架構圖 34

圖 44音圈馬達結構示意圖 35

圖 45音圈馬達實際結構 35

圖 46磁阻感測器示意圖 36

圖 47磁阻感測器輸出大小關係 37

圖 48橋型磁阻感測器 37

圖 49磁阻感測器架構 37

viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

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• mjvc論文排版1
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viii

圖 410橋型磁組感測器輸出波形 38

圖 411光遮斷器 SG-29038

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖39

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形40

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形 40

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形40

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形 40

圖 415AD5445 電路連接示意圖 41

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖 41

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖 42

圖 418AD5445 控制時序圖 43

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號 44

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖 44

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號44

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖 44

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖 45

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖 45

圖 424AD7896 電路接線圖 46

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance 47

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

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PUT

VCC

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T

VCC

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PUT

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T

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T

VCC

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T

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T

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T

VCC

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T

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INPU

T

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T

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16

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時脈

產生

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波形

鑑別

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位置

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速

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制器

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控制

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轉換

控制

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波器

正規

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轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

ix

圖 426Data Read Operation 48

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形 48

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形48

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值 49

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖 49

圖 430感測訊號處理電路 50

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形 50

圖 432音圈馬達外部電路設計圖 51

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout) 52

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD) 52

圖 435系統硬體架構 53

圖 51音圈馬達系統方塊圖 54

圖 52PI 控制模擬架構 55

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構 55

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾 57

圖 55干擾源電壓波形 57

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應 58

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖 58

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應 59

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

x

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖 59

圖 510兩種控制架構的系統響應 60

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖 60

圖 512Quartus II 軟體操作介面62

圖 513SignalTap II 使用環境圖 62

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃63

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖 64

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖 65

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應 66

(B) 音圈馬達控制電壓66

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應 67

(B) 音圈馬達控制電壓67

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應 68

(B) 音圈馬達控制電壓68

xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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xi

表格目錄 表 11 FPGADSP 與 PC-Based 之特性優點缺點比較 4

表 21音圈馬達系統參數表 18

表 31區間判定及近似距離關係表 24

表 41Cyclone II 晶片規格 33

表 42AD5445 各腳位功能表 42

表 43AD5445 數位類比轉換表 43

表 44AD7896 各腳位功能表 46

表 45AD7896 類比數位轉換表 47

1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

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時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

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DA

轉換

控制

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轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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1

第一章 緒論

11 研究動機與目的

一般數位相機的成像品質除了受影像感測元件的品質好壞影響外鏡片對焦驅動

馬達的定位精度也是影響成像品質的重要因素一般的步進對焦馬達其響應速度慢且

對焦的過程中所產生的運轉雜音大故無法有效的應用於高品質的行動攝影裝置中而

超音波對焦馬達雖然改善了步進對焦馬達響應速度慢及運轉雜音大的問題但其驅動方

式為摩擦驅動故容易因磨損而減低其使用壽命且其元件成本較為昂貴故無法普遍

的使用於大眾化的自動對焦鏡頭中而音圈馬達其元件成本低且仍擁有良好的響應速

度及定位精度因此本論文採用音圈馬達作為系統的致動器來實現自動對焦系統

在馬達需要高精確度的應用場合下快速的控制響應以及進階的控制理論佔有重要

的因素這時選用高時脈及高頻寬的微處理器可以輕易的實現高等控制理論但其序

列式的程式執行方式會有最小取樣時間的限制進而影響頻率響應的速度而特殊應用

積體電路(Application Specific Integrated Circuit ASIC)雖然不容易實現複雜的控制理

論但晶片內部邏輯閘各自獨立平行運算具有處理速度快的優點為了達到精準的

馬達控制工程師大多是利用一顆 DSP 處理器再加上一顆特殊應用積體電路來互相搭

配藉以截長補短雖然達到了響應快又精準的控制結果但研發成本卻因此提高也

會花費許多時間來作兩者介面間的整合尤以馬達驅動晶片這種開發成熟的產業來說

如何有效的做系統整合及快速的產品開發以降低成本是非常重要的一件事

在強調系統整合晶片(System on chip SOC)的馬達控制領域中Altera 公司的 FPGA

Development Board 是達成此一目標的一種有效方法該發展板可以內建具有快速運算

能力的特殊應用積體電路整合型晶片而本論文的主要目的則是如何利用此一特點達到

精準的馬達定位控制

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

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波器

正規

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轉換

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置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

2

12 研究背景與方法

隨著目前半導體技術的不斷成長馬達的控制不得不朝向系統整合晶片邁進以特

殊應用積體電路作為現今馬達控制晶片的發展重點其晶片內部邏輯閘平行運算的方式

能有效提升處理速度而可規劃成專為馬達架構所設計的控制晶片更能完全符合各種馬

達控制的需求且在量產下的成本計算價格會比使用微處理器或 DSP 處理器更加便宜

故 ASIC 晶片具有很大的發展優勢

由於完整的 ASIC 晶片從研發到製造完成需要費時很長的時間並且若最後驗證錯

誤整個繁瑣的研製過程就必須重新開始為了避免時間與金錢的浪費本論文使用可

重複規劃且驗證快速的 Altera FPGA Development Kits(以下簡稱 FPGA 發展套件)其中

包含了一顆 Altera Cyclone II EP2C35 的場效型可規劃邏輯陣列(Field Programmable Gate

Array FPGA)晶片利用發展套件中可規劃的 FPGA 晶片輸入輸出腳位周邊輸入輸

出設備例如 LED按鈕七段顯示器等作為驅動電路及控制法則實現的程式研發環

境在硬體上採用音圈馬達作為受控廠並設計驅動電路板回授訊號處理電路板來完

成整個音圈馬達防手震位置控制系統

實驗主要是利用磁阻感測器(Magneto-resistive Sensor MR Sensor)抓取音圈馬達滑

動元件移動所產生的訊號再利用位置計算演算法(Position Estimating Algorithm)來計算

音圈馬達滑動元件目前所在的正確位置再經由建立反積分終結器(Anti-windup)與干擾

觀測器(Disturbance Observer)結合比例積分控制器(Proportional-Integral Controller PI

Controller)對音圈馬達進行控制其方式為利用速度及位置回授訊號對滑動元件進行控

制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器可針對馬達控制時因摩擦力及傾斜角變動所

造成的低頻物理雜訊及高頻電氣雜訊予以抑制進而提升音圈馬達定位的精確度以降

低雜訊對系統所產生的位置擾動達到精確定位控制目標

在程式的研發軟體上本文使用 Altera 公司的 Quartus II 發展軟體來撰寫及編譯硬

體描述語言(VHDL)燒錄於 FPGA 晶片再配合外部的驅動電路及訊號處理電路做

程式功能的驗證以單一晶片實現出具有位置控制與防手震功能的音圈馬達控制晶片

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

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witc

hIN

PUT

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TPU

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OU

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T

sclk

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UTP

UT

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UTP

UT

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UTP

UT

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OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

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0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

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30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

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110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

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A[1

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]

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inus

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[11

0]

amp_

B[1

10

]

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us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

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out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

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30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

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10

]

b3[1

10

]

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10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

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0]

x_ou

t[11

0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

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110

]

fpga

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]

clk

s_cl

k

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[23

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30

]

DO

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[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

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s_cl

k

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30

]

v[23

0]

com

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30

]

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indu

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ontro

ller

inst

18

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clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

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h

clk s_

clk

offs

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witc

h

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0]

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_Q10

[11

0]

p[23

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v[2

30

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]

xb[1

10

]

xNB

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

3

圖 11系統架構示意圖

13 FPGADSP 與 PC-Based 設計介紹

早期數位電路的設計方法是以數位訊號處理晶片(DSP Chip)來實現其複雜的運算

式但運算式愈複雜連帶的也影響到系統的取樣時間(Sampling Time)使得輸出波形容易

嚴重失真為了將系統的研發驗證與具有快速計算能力的硬體結構整合於一體因此

本論文利用場效應可程式規劃邏輯陣列FPGA晶片來實現控制架構FPGA晶片具有可線

上規畫的特色以及提供近似閘級(gate-level)的硬體運作速度並與DSP一樣具有相同

的可程式化特性與高效能然而FPGA卻不具有DSP組合語言指令的序列處理方式以及

軟體處理程序中分支指令造成的耗時與不確定性等缺點另一方面DSP指令集提供的

定型指令在系統並行處理中難以達成時序同步的安排致使處理速度的瓶頸會落在

DSP處理器上

而FPGA可讓我們自由規劃同時將所有功能集中於一個晶片中較不受外在條件

變化而影響參數值可達到高速運算進而提高取樣頻率減低微處理器計算負擔同時降

低高次諧波失真的問題且由於集中數位元件於同一晶片之中零件老化問題較不嚴重

且對溫度變化也不敏感有利系統長期運轉下維持精密伺服運轉的功能

FPGA晶片控制器之所以取代PC-Based控制器是希望將控制器的設計驗證除

錯實作與執行監控等系統發展整合於同一環境以提供硬體運作速度的可平行化

可減低處理時間來有效提昇數位控制器的實用性當採用FPGA時在設計之初不必為

每個模組做出用硬體還是軟體的選擇如果在設計中間階段需要一些額外的性能則可

以利用FPGA中現有的硬體資源來加速軟體程式碼中的瓶頸部份由於FPGA中的邏輯單

元是可程式化的可針對特定的應用而訂製硬體設計者不必轉換到另一個新的處理器

或者編寫程式碼就可做到這一點

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

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ge_s

witc

hIN

PUT

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OU

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T

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UTP

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OU

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T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

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OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

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30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

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10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

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md[

110

]

fpga

_ena

ble

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witc

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u[23

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xb[1

10

]

clk

s_cl

k

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[23

0]

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]

DO

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[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

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30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

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_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

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DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

4

表11 FPGADSP與PC-Based之特性優點缺點比較

特性 可程式化的 IC把所需之演算法整合在一顆 IC 上主要是

去設計電路然後讓 FPGA 有特定的功能可以用邏輯閘或

VerilogVHDL 等硬體描述語言以寫程式的方式去設計想

實現的電路再利用 FPGA 的工具軟體轉成實際的電路

優點 速度快密度高設計彈性高價格性能比優配合發展套

件可以重複且快速的規劃晶片組態以進行模擬驗證設

計完成後可以更快速地進入除錯階段縮短晶片研發的時程

與節省產品上市的時間

FPGA

缺點 難以撰寫太過複雜的流程控制及演算法

特性 DSP 本身就像是 CPU 一般週圍有 ROMRAM 等其它的搭

配元件甚至有 IO 介面可以在上面寫程式指令集以及

電路以數學運算為主使其在數學運算上比一般 CPU 有更高

的效能演算法皆在 DSP 內完成

優點 可用來做複雜的流程控制可以較容易的實現出繁複的演算

法甚至可以載入一個即時性的作業系統增加較大型應用

上的可能性

DSP

缺點 因為程式的執行屬於循序指令執行所以速度比FPGA來的

慢也不適合作平行處理

特性 一種基於 PC 技術的控制系統以 PC 的 CPU 為運算核心

訊號則從 PC 插槽（slot）上的擷取卡輸入此類用途一般都

著 眼 於 PC 上 之 人 機 介 面 與 資 料 儲 存 於 檔 案

PC-based 借助於 IT 技術的發展在運算存儲網路和軟

體開放性方面具有優勢

優點 PC-based 具有強大運算能力具有開放標準的系統平臺和

PCI 介面精美且低成本的顯示技術豐富的網路能力可

以與使用者互動的人機介面與資料以檔案的方式儲存

PC

Based

缺點 系統的可靠性略差雖然具有很強的 CPU但其多工作業系

統是非即時的所以程式的迴圈週期反而影響整體效能

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

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kO

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clk

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TPU

T

dem

o_cl

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OU

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T

sclk

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UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

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witc

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u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

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[23

0]

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30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

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_Q10

[11

0]

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_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

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p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

5

14 本文架構

本文架構共分為六章

第一章緒論說明了本文研究動機與目的研究背景與方法以及各種不同設計方法

的整理比較最後略述了本論文的架構

第二章文獻回顧探討摩擦力對精密控制造成的影響及摩擦力的補償方式系統傾斜

角對定位控制上的影響及音圈馬達介紹與音圈馬達設計方式

第三章音圈馬達系統控制原理介紹介紹系統控制的流程及原理位置計算演算法推

導定位控制架構以及反積分終結器與干擾觀測器的原理介紹

第四章系統硬體架構規劃與設計針對本研究的系統硬體架構與其它週邊電路功能作

詳細的介紹包含設計原理方法及電路設計

第五章系統模擬與實驗結果之分析比較利用 FPGA 晶片實現防手震位置控制由模

擬和實驗結果可驗證加入反積分終結器與干擾觀測器確實可以抑制系統外在

干擾及摩擦力和傾斜角變動所造成的擾動達到精確定位控制的目標

第六章結論與未來發展針對現有的研究成果進行討論及未來展望

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

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時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

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制器

速

度控

制器

PI w

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indu

p

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轉換

控制

AD

轉換

控制

數

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波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

6

第二章 文獻回顧

自動對焦系統在進行對焦定位的過程中最主要的兩種外在干擾影響因素分別為

因滑動元件與軸承接觸而產生的摩擦力及因系統傾斜角度改變所導致的重力分力變

化這些外在干擾因素將會對系統的定位精度造成影響以下將對摩擦力及系統傾斜角

改變對系統定位控制所造成的影響進行討論

21 摩擦力對精密控制造成的影響

在機械系統中不可避免的會因接觸而產生非線性的摩擦現象這種非線性的外部影

響力會造成系統控制上的困難而在一般的傳統控制方式上是將摩擦力視為系統所存

在的外在干擾而利用線性的控制器配合閉路結構做補償由於無法直接對摩擦力建立

相對應的轉移函數進行補償因此摩擦力對於系統控制的精確度有著一定程度的影響

以下將對摩擦力做大略的介紹再經由現實摩擦力現象和靜態摩擦力模型進行比

較可發現有些摩擦力特性是靜態摩擦力模型所無法掌握因此將介紹動態摩擦力模型

(LuGre model)藉由動態摩擦力模型來分析這些無法由靜態模型所描述的現象

根據牛頓第二運動定律可知

( ) ( )fdvM F t T tdt

= minus (21)

其中 M 為滑動元件質量

v 為速度

( )F t 為滑動元件所受之作用力

( )fT t 為所受之摩擦力

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

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trolV

[23

0]

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ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

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er

inst

9

clk

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30

]

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com

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30

]

antiw

indu

p_P

I_C

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ller

inst

18

clk s_

clk

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0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

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_Q10

[11

0]

p[23

0]

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30

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xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

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[23

0]

xNA

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[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

7

因此要對元件的運動行為進行分析勢必要對摩擦力的數學模型先進行了解圖 21

為古典靜態摩擦力示意圖由圖中可知靜態摩擦力模型為靜摩擦及庫倫摩擦加上黏滯摩

擦所組合而成其對應的摩擦力方程式為(22)式

圖 21靜態摩擦力模型示意圖

( ) if ( ) 0

( )( ) ( ) if ( ) 0f

fc

F t v tT t

T sgn v Bv t v t=⎧

= ⎨ sdot + ne⎩ (22)

其中 fcT 為庫倫摩擦力

B 為黏滯摩擦係數

根據靜態摩擦力模型已大致上可以表現出系統受摩擦力作用所產生的影響但隨著

量測技術的提昇我們發現單純的靠靜態摩擦力模型並無法完全有效的掌握系統所受到

的摩擦力影響圖 22 為物體處於低速移動的狀態下所受到的摩擦力和物體穩態速度之

間的相對關係圖當物體剛脫離靜摩擦力階段此時物體所受到的摩擦力會因為 Stribeck

effect 的影響而隨著速度的增加而逐漸減小當脫離 Stribeck effect 作用範圍後則會隨著

速度增加而持續增加也就是之前靜態摩擦力模型中所敘述的黏滯摩擦因此我們可以

根據圖 22 將物體所受到的摩擦力分為四種作用階段靜摩擦區邊界潤滑區部分流

體潤滑區以及完全流體潤滑區[1]

8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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8

圖 22摩擦力區間與速度關係圖[1]

在實際的物體運動過程中所受到的摩擦力現象遠比古典靜態摩擦力模型單純的由

黏滯摩擦以及動靜摩擦力組合的行為還來的複雜許多因此許多的學者透過觀察及記錄

摩擦現象的變化提出能夠描述這些現象的數學模型[2][7][8](23)式是摩擦力與位移之

間的遲滯關係如圖 23 所描述的現象與物體處於靜摩擦力區間時所產生的 pre-sliding

displacement 現象近似[7]

[1 sgn( )]f f

fc

dT Tv

dx Tασ= minus (23)

其中 x 為兩接面之間的相對位移

v 為兩接面之間的相對速度

σ 為摩擦力為零情況下的初始斜率

α 為設計遲滯關係的參數

圖 23摩擦力與位移遲滯關係[7]

9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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9

將(23)式改寫成為(24)式

[1 sgn( )]f f f f

fc

dT dT dT Tdx v v vdt dx dt dx T

ασ= = = minus sdot (24)

當α 為 1 時可將(24)式以(25)式表示也就是 Dahls model 的數學式架構

[ ]ff

fc

dT vv T

dt Tσ= minus (25)

當物體以定速移動的情況下由(25)式可知物體所受的摩擦力大小為庫倫摩擦

力因此利用 Dahls model 可以對摩擦現象中的 pre-sliding displacement 現象及庫倫摩擦

力加以描述但沒有包含對於 Stribeck effect 現象的描述Canudas de Wit[2]等人經由結

合 Dahls model 與 Stribeck effect 現象並藉由假想一個狀態變數 z 建構出一個動態摩擦

力模型(LuGre model)利用這個模型可以對摩擦力的行為作完整的描述其數學方程式

為

0

0 1 2

( )

f

vdz v zdt g v

dzT z vdt

σ

σ σ σ

⎧= minus⎪⎪

⎨⎪ = + +⎪⎩

(26)

2( )( ) ( ) sv v

fc fs fcg v T T T eminus= + minus (27)

其中 fsT 為最大靜摩擦力

sv 為 Stribeck velocity

(27)式中的 ( )g v 型式主要是對於 Stribeck effect 現象進行修正而(26)式中的 1dzdt

σ

其功能為加強靜摩擦區的阻尼現象描述而 2vσ 則是用來表現靜態摩擦力模型中的黏滯

摩擦其中 2σ 為黏滯摩擦係數

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

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UT

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clk

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TPU

T

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o_cl

kO

UTP

UT

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OU

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T

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UTP

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OU

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T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

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u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

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trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

10

22 摩擦力的補償方式

摩擦力對系統所產生的影響通常採用下列兩種方法進行補償分別為 model-based

補償設計方式以及 non-model-based 補償設計方式所謂的 model-based 補償設計方式

就是採用建立摩擦力對應模型對摩擦力進行計算加以補償如利用古典靜態摩擦力模型

配合回授控制對系統所受的摩擦力進行補償或是直接對系統提出動態摩擦力模型並

以此模型來建立估測器進行對系統摩擦力的補償此外還有如用模糊控制理論或是適應

性控制理論架構對系統建立摩擦力對應模型來進行補償如圖 24 所示 F 是系統所

遭遇的真實摩擦力而 F 是由摩擦力模型所估測出的摩擦力將 F 加進去系統的控制訊

號即可對摩擦力進行補償

圖 24model-based 摩擦力補償

對摩擦力進行補償的另外一種方式為 non-model-based 補償設計方式其方式為不

對系統所受的摩擦力建立相對應的摩擦力模型而單純的將系統所受的摩擦力視為一個

外在的干擾源進行補償如一般最常見的 PID 回授控制補償方式或是利用建立干擾觀

測器將系統所受到的摩擦力負載擾動及系統中的各種不確定因素視為外在的干擾再

經由干擾觀測器迴路進行補償[3][12]如圖 25 所示 ( )d k 為系統所受的外在干擾 ( )n k

為系統的量測雜訊

圖 25non-model-based 摩擦力補償

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

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[23

0]

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30

]

DO

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0]

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turb

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inst

9

clk

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k

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30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

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ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

11

23 系統的傾斜角度對對焦定位控制的影響

當滑動元件處於非水平狀態之下滑動元件將會因為傾斜角度所產生的重力分力

而產生向下滑動的現象如圖 26 所示因此在音圈馬達滑動元件呈非水平的狀態下進

行定位控制就需要產生一控制力抵消重力分力對系統所造成的影響當系統傾斜角度

在對焦的過程中發生持續性的改變則抵消其影響的控制力也必須隨著重力分力的變化

進行調整對於相機系統而言由於拍攝時系統傾斜角度會隨著使用者的姿勢而有所改

變故如何對重力分力的改變進行有效的補償對於對焦定位的精準度有著很大的影響

圖 26系統傾斜角θ 所造成的重力下滑分力示意圖

在本研究中由於系統硬體存在加工上的不精確性以及考慮系統在運作期間系統

的摩擦力鑑別參數會受到系統傾斜角度的影響而發生改變假如採用 model-based 的設

計對系統單獨建立摩擦力模型加以補償在某些情況下反而容易造成系統控制上的不穩

定故在本次研究中對系統摩擦力的補償採用 non-model-based 補償設計方式其方式

為建立干擾觀測器將摩擦力視為系統所受的外在干擾因素進行補償此外對於因傾斜角

度所導致的重力下滑分力變化造成系統定位上的偏移同樣可以利用干擾觀測器加以

抑制

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

12

24 音圈馬達介紹及高效益音圈馬達設計方式

本次研究中所採用的音圈馬達未來將應用於攜帶式相機系統中因此本節中將對於

如何設計出一個高效率且省電的音圈馬達作介紹音圈馬達為一種線性直流馬達(Linear

Direct Current MotorLDM)為利用通電線圈及永久磁鐵交互作用產生推力進行驅動的

固定行程致動器早期音圈馬達的架構被應用於收音機的喇叭結構上由於音圈馬達所

產生的推力大小與流經磁場的線圈電流成正比故能達到良好的線性控制效果此外音

圈馬達具有零磁滯低電氣時間常數低機械時間常數和具有高度的位置敏感度等特

性由於上述的這些良好特性使音圈馬達在許多精密伺服定位的地方獲得廣泛的應用

音圈馬達的作用原理是根據勞倫斯定律(Lorentz Law)中所描述的力產生方式當位

於磁場中的線圈經由施加電壓而產生相對應的電流時根據磁場與電流交互作用而產

生推力其推力大小如式(28)所示

F rILB= (28)

其中 F 為作用於線圈上的推力

r 為線圈實際位於磁場作用的有效長度與導線總長度的比值

I 為線圈因端電壓所產生的電流大小

L 為導線的總長度

B 為磁場的磁通密度(Magnetic Flux Density)

當線圈的電流與磁場方向垂直則根據佛來明左手定則(Flemings Left Hand Rule)

可決定作用力的方向即左手的食指方向代表磁通密度( B )的方向而中指方向與線圈

電流( I )方向平行則導線會因為電磁交互作用而產生平行於拇指的作用力( F )如圖 27

所示由於一個音圈馬達系統的設計初期 L 與 B 的值已固定在音圈馬達正常作用範

圍內 r 的比例關係亦保持不變故唯一的可變量為電流( I )由此可知推力( F )與線圈所

流經的電流成正比故只要改變其電流的大小就可以對音圈馬達的作用力進行調整

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

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mm

INPU

T

VCC

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INPU

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SG

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INPU

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VCC

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OU

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OU

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OU

TPU

T

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30

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UTP

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com

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UTP

UT

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UT

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fpga

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110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

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conv

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fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

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k

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10

]

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B[1

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3

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k

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10[1

10

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17[2

30

]

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8

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

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30

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com

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2

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inst

clk

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k

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10

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inst

12

clk

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witc

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al_c

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110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

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fpga

_led

DA_

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inst

17

clk

s_cl

k

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0]

com

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30

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ontro

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inst

1

clk

s_cl

k

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10

]

b3[1

10

]

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10

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b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

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inst

5

clk

s_cl

k

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0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

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t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

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inst

6

clk

s_cl

k

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[11

0]

x_ou

t[11

0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

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110

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fpga

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k

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9

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v[23

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com

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indu

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ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

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_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

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xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

13

圖 27佛來明左手定則

音圈馬達可分為旋轉型音圈馬達與線性式音圈馬達二種本次研究中所採用的音圈

馬達為使用於自動對焦系統之定位馬達故將其設計為線性式音圈馬達其設計架構簡

單而且馬達特性線性度佳在不需搭配額外的齒輪或是螺旋傳動軸情況下響應速度較

快噪音小且摩擦力小由於將使用於手持系統中故其設計除了響應速度外還需要

對如何降低耗能加以設計其設計結構圖如圖 28 所示音圈馬達機構如圖 29 所示

圖 28音圈馬達結構圖

14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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14

圖 29音圈馬達機構

將線圈的直徑定義成φ 則音圈馬達的有效繞線匝數為

( ) ( )pw llN round roundφ φ

asymp sdot (29)

其中 wl 為線圈厚度

pl 為線圈有效長度

自動對焦音圈馬達的設計主要取決於下列三項參數的表現 1上升時間( rt )2電能消

耗( oE )3效能轉換率(η )其中上升時間的長短影響對焦動作的執行效率而電力消耗

率及系統效能轉換比關係著系統有效作用時間的長短其數學關係方程式如下列所示

max 0( )rtd v t dt= int (210)

0

( ) ( ) ( )rt

oE i t V t dtγ φ = int (211)

2

0( ) ( ) ( )

( )( )

rt

o

o

E i t R dt

E

γ φ γ φη γ φ

γ φ

minus= int (212)

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

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UT

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UT

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4 clk

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7

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3

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30

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mm

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mm

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mm

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mm

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com

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q4[1

10

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inst

5

clk

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k

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0]

X_N

B[23

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enab

le

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fset

[23

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15

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inst

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k

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X_N

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inst

6

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k

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0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

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[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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witc

h

clk

clk

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witc

h

clk

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witc

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clk

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k

clk

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k

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ontro

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18

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clk

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clk s_

clk

v[23

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com

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30

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clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

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clk s_

clk

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et_s

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[11

0]

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[11

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10

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10

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[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

15

其中 m wl lγ = 為磁鐵與線圈的寬度比例

v 為音圈馬達滑動元件的速度

i 為線圈上的電流

V 為線圈的端電壓

R 為線圈的電阻值

音圈馬達的動態方程式可以表示為下列方程式[5]

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )vdi tV t i t R L K v tdt

γ φ γ φ γ φ= + + (213)

( ) ( ) ( ) ( )m e L f Ldvm B v t F F K i t Fdt

γ φ γ φ+ = minus = minus (214)

其中 L 為線圈的電感值

vK 為電壓轉換參數

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

eF 為電磁力

LF 為系統負載

fK 為力轉換參數

音圈馬達系統的電磁力( eF )可利用馬克斯威爾應力法(Maxwell stress method)計算求

得[4]由式(214)可知系統的力轉換參數( fK )可表示為

ef

FKi

= (215)

在 MKS 制的情況下 vK 與 fK 相等

線圈的電感值( L )[11]與電阻值( R )大小分別為

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

16

2

( ) 2 ( ) ( )W i i W i W i iLi

minusΔ minus + + Δ=

Δ (216)

2

( )

4

tNlR ρ γπφ

= (217)

其中 W 為磁功率

iΔ 為線圈電流變動

根據上述方程式中可以發現系統參數的設計都與γ 與φ 的變化有關故要建立γ 及

φ 與音圈馬達三項重要參數 rt oE η 的關係圖來選擇出適當的γ 與φ 進行設計在系

統質量( m )為 18g最大電壓與電流限定值分別為 297V 與 30mA mB 為 0005Nt(ms)

最大行程( maxd )設計為 521mm 及系統負載為 005gw 的情況下可獲得γ 與φ 變化與系

統的 rt oE 及η 關係圖如下列所示

圖 210 γ φ 與 rt 關係圖

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

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csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

17

圖 211 γ φ 與 oE 關係圖

圖 212 γ φ 與η 關係圖

在考慮 rt oE 及η 相互匹配性後選擇γ 為 25φ 為 007mm 來進行系統設計系

統各項參數如下表所示

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

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Patent 5838374

72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

18

表21音圈馬達系統參數表

項目 模擬系統參數值 實測系統參數值

線圈電阻( R ) 348Ω 328Ω

線圈電感( L ) 13mH 12mH

力轉換參數( Kf ) 429 gw A 423 gw A

線圈匝數( N ) 288 匝 288 匝

滑動元件質量( m ) 18g 18g

上升時間( rt ) 440ms 445ms

電力消秏( oE ) 313 10 jminuslowast 319 10 jminuslowast

效能轉換比(η ) 49 39

19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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19

第三章 音圈馬達系統控制原理介紹

本章將介紹音圈馬達系統的定位控制理論音圈馬達的定位控制流程分為三個步驟

(1)初始化波形參數鑑別

在對焦系統啟動時需執行的步驟透過此步驟讓系統獲取當時狀態下磁性尺的

特性參數提供位置計算演算法所需的波形參數進行位置計算

(2)音圈馬達位置計算流程

本研究採用磁性尺配合小型磁阻感測器當作音圈馬達的位置感測器利用建立一套

位置計算演算法對獲得的感測訊號進行分析判斷來獲得目前滑動元件所在的位置資

訊利用此方式可以取代過去以昂貴的細分割晶片來進行位置計算

(3)音圈馬達定位控制架構

利用計算得到的位置資訊對滑動元件速度進行估算透過位置及速度回授對音圈馬

達進行定位控制演算由於對焦定位系統容易受外在的干擾因素造成位置的擾動故本

研究利用建立干擾觀測器加上反積分終結器結合比例積分控制器來對系統進行控制使

系統能有效的抑制外在擾動所造成的影響

31 音圈馬達波形參數鑑別

在確立音圈馬達結構及其系統參數後則要對其滑動元件進行定位控制首先要利

用軟體式位置計算方式計算出滑動元件所在的位置資訊再經由定位演算法則達成滑動

元件之定位其中軟體式位置計算法則包含感測波形參數鑑別及音圈馬達位置計算流

程圖 31 為系統進行感測波形參數鑑別流程示意圖當啟動馬達定位流程後首先產

生一個負向的推力使馬達移動到起始點在偵測到起始點的光遮斷器遭觸發後程式改

變驅動電壓使馬達產生正向的持續移動到聚焦行程的終止端點並在移動的過程中對磁

阻感測器所回傳的訊號進行紀錄分析藉由所獲得的訊號判別出系統的波形參數 Ab

AX Bb BX 再將馬達歸回到起始點結束初始化波形參數鑑別流程

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

20

由於配置於滑動元件上的交互充磁磁條與固定住的磁阻感測器產生相對的移動造

成磁阻感測元件所受的磁場強度產生變化因此磁阻感測器的兩組輸出訊號會產生週

期性訊號分別為正弦波訊號與餘弦波訊號所產生的正弦波訊號與餘弦波訊號經過低通

濾波電路及主動式儀表放大器將其高頻雜訊加以濾除並適當的將電壓準位調整至類比

數位轉換器(AD Converter)輸入端可接受的電壓範圍將類比訊號轉換成數位訊號

FPGA 晶片便可以獲得磁阻感測器所產生的訊號在波形參數鑑別來回的移動過程中

FPGA 晶片對於抓取到的訊號振幅進行最大最小值判斷再利用獲得的最大最小值關係

推算出正弦波與餘弦波的偏壓及振幅

sincos

A A A

B B B

x b Xx b X

θθ

= + sdot= + sdot

(31)

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

max( ) min( ) max( ) min( ) 2 2

A A A AA A

B B B BB B

x x x xX b

x x x xX b

minus += =

minus += =

(32)

其中 Ax 為擷取的正弦訊號 Ab 為正弦訊號偏壓 AX 為正弦訊號振幅

Bx 為擷取的餘弦訊號 Bb 為餘弦訊號偏壓 BX 為餘弦訊號振幅

圖 31系統參數鑑別示意圖

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

21

圖 32系統參數鑑別流程圖

由於每一次重新進行馬達定位控制流程前便再次進行整個波形參數鑑別流程因此

可以使 Ab AX Bb BX 這四個用來進行位置計算的波形參數值不會受到環境溫度變

異而產生過大的改變若 Ab AX Bb BX 這四個參數值是固定而非採用在每次啟

動定位控制流程前加以偵測則容易因為環境溫度的變化使這四個參數值與原先設定的

值產生差異對於系統造成更大位置估算上的誤差

在建立系統的波形參數 Ab AX Bb BX 後在進行定位控制的過程中 FPGA 晶

片不斷擷取目前磁阻感測器的正弦波與餘弦波訊號經由式(33)和式(34)將其進行標準

化使所擷取到的正弦波及餘弦波其範圍落在-1 及+1 之間

( )( ) A ANA

A

x n bx nXminus

= (33)

( )( ) B BNB

B

x n bx nXminus

= (34)

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

22

利用正弦波與餘弦波間波形相位相差 90 度的特性我們可以將標準化磁阻感測訊

號分割為四個區間如圖 33 所示以正弦波與餘弦波發生交越情況的訊號大小值作

為決定區塊分割的判別標準

圖 33區塊分割圖

( ) 1 2 REGION 1

( ) 1 2 REGION 2

( ) -1 2 REGION 3

( ) -1 2 REGION 4

NB

NA

NB

NA

x n

x n

x n

x n

ge rArr

ge rArr

le rArr

le rArr

23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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23

32 音圈馬達位置計算

利用弦波訊號間的相對關係可對滑動元件的位置進行估算假設交互極性磁條的

充磁寬度( _pole pitch )為 088 mm則自動對焦的可移動部份每移動一個區塊則代表實

際走了 022 mm而在目前區塊中的移動量則採對弦波進行線性近似方式來計算其線

性近似方式如下圖 34 所示

圖 34線性近似關係圖

(35)式為 1x 的 sin 波線性近似值 1 [ 4 4]x π πisin minus

1sin( 4)

4y xπ

π= (35)

(36)式為 1x 的 sin 波區間的近似移動距離 1 [ 4 4]x π πisin minus

1 1

_ __ _8 88 sin( 4) 8 4

pole pitch pole pitchpole pitch pole pitchy y x

π π= + = + (36)

利用線性近似的方式對弦波值進行位置計算其誤差值為(37)式

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

24

1 1 1sin( 4) 2[sin( ) ] _ [ 4 4]

4 8errorD x x pole pitch xπ π ππ

= minus sdot isin minus (37)

當磁條充磁間距越密集則經由線性近似方式所計算出的實際位置將會更加準確

當滑動元件位於起始點時磁阻感測器所產生的兩個波型訊號的相對關係並不會

恰好是位於所定義區間的起始點因此在計算馬達實際位置的時候會使計算出的位置

資訊產生偏移量我們將此偏移量設定為 OSP 針對起始點位於不同的 REGION 狀態

其滑動元件的 OSP 可經由下列方程式求得

1

_ 2 _ (0)8 8

2

_ 2 _ (0)8 8

3

_ 2 _ (0)8 8

4

_ 2 _ (0)8 8

OS NA

OS NB

OS NA

OS NB

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

REGION

pole pitchP pole pitch x

= + sdot sdot

= minus sdot sdot

= minus sdot sdot

= + sdot sdot

(38)

表31區間判定及近似距離關係表

項目 判別方式 區間中近似距離

1REGION ( ) 1 2NBx n ge _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

2REGION ( ) 1 2NAx n ge _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

3REGION ( ) -1 2NBx n le _ 2 _ ( )8 8 NA

pole pitch pole pitch x nminus sdot sdot

4REGION ( ) -1 2NAx n le _ 2 _ ( )8 8 NB

pole pitch pole pitch x n+ sdot sdot

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

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er

inst

12

clk

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witc

h

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110

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0]

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fpga

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DA_

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k

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_v[2

30

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ller

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k

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]

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10

]

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q4[1

10

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5

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X_N

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inst

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inst

16

clk

s_cl

k

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0]

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clk

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clk

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k

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k

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o_cl

k

clk

clk

dem

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k

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md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

25

在計算出起始位置的偏移量後就可以經由計算已經過的區塊(pass_region)及目前

所在區塊中的近似位移再與起始位置作比較便可計算出目前滑動元件所在的位置

1

_ 2( ) _ ( )8 8

2

_ 2( ) _ ( )8 8

3

_ 2( ) _ ( )8 8

4

_ 2( ) _8 8

R NA OS

R NB OS

R NA OS

R

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole pitch x n P

REGION

pole pitchD n P pole

= + + sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + minus sdot sdot minus

= + + sdot

( )NB OSpitch x n Psdot minus

(39)

其中

_ _4R

pole pitchP pass region= sdot (310)

透過上述步驟即可計算出滑動元件的目前位置 ( )D n 由於在每一次進行定位流程

前便會重新計算並更新 Ab AX Bb BX 這四個參數值因此環境溫度變化對於位

置計算造成的誤差可以減至最小而使用近似的線性方程式來計算移動位置若磁條交

互充磁寬度為 088mm 其線性近似方式計算位置所造成最大計算誤差約為 46 mμ 而

累積誤差可以透過影像處理計算再回饋修正位移量因此可以在適當的精度及軟硬體成

本之下達成良好的自動對焦目的

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

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3

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mm

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mm

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com

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12

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inst

11 clk

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k

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0]

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inst

16

clk

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k

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0]

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h

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clk

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witc

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clk

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18

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k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

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k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

26

圖 35位置計算流程圖

33 音圈馬達定位控制架構

331 反積分終結器(Anti-windup)

致動器本身通常會有飽和(saturation)的非線性現象例如馬達的輸出力矩有上限

不論控制命令如何要求其輸出力矩頂多只能維持在上限值此時若使用積分控制器做

串聯控制則可能產生積分終結的現象當致動器的飽和現象產生時使得真正進入系

統的控制力量小於控制器要求的力量因此誤差修正的效果無法達到積分控制器預期完

成的目標所以誤差的修正通常需要更長的時間而在響應圖形上產生較大的過超量

(overshoot)或低超量(undershoot)

改善積分終結現象的方法通常是設計反積分終結器(Anti-windup)[13]如圖 36

所示當 cu 小於 maxu 時控制器回授路徑不產生作用當 cu 大於 maxu 時控制器回授路

徑產生作用降低積分器的輸入 e 進而降低積分器的輸出 cu 以抑制非線性飽和的產

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

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30

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com

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110

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0]

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k

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0]

filte

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inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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clk

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witc

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18

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o_cl

k

clk

clk

dem

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k

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md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

27

生積分器下端的迴路稱為 dead-zone nonlinearity其斜率 aK 值通常必須夠大使得反

積分終結迴路能隨時有足夠的回授值來降低 e 這樣的改善能有效地壓制上述因積分終

結所產生的過超量或低超量

圖 36反積分終結系統(Anti-windup)

為了程式實現上的便利性圖 36 的反積分終結系統可以等效轉換成圖 37其功能完全

一樣但可以更容易實現

圖 37程式實現上所採用的反積分終結系統架構

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

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mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

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30

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com

man

d

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2

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k

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10

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inst

12

clk

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110

]

cmd_

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0]

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110

]

fpga

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17

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k

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com

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30

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ller

inst

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clk

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10

]

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]

q4[1

10

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inst

5

clk

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0]

X_N

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0]

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le

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fset

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0]

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inst

15

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inst

13

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X_N

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inst

6

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k

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0]

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inst

11 clk

s_cl

k

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t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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witc

h

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clk

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witc

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clk

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witc

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clk

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clk

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k

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indu

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ontro

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18

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clk

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0]

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clk

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30

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clk

clk

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k

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clk

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clk

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k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

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md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

28

332 干擾觀測器(Disturbance Observer)

音圈馬達定位控制架構採用速度及位置回授控制為主體架構在內迴圈中對速度進

行比例積分控制並加上反積分終結器使系統不發生飽和現象並在外迴圈利用比例控制

器對馬達位置的響應效果進行調整由於系統在行進的過程中會受到摩擦力及因傾斜角

度所產生的重力分力等外在干擾因素造成系統定位產生較大的擾動現象對於自動對

焦系統而言過大的擾動將會造成成像品質的下降故必須對系統所受到的外在擾動加

以抑制因此在速度 PI 控制迴圈中加入干擾觀測器[3][12]對系統所受的外在干擾進行抑

制將系統速度及位置控制迴圈中外在因素所造成的擾動近似消除以減低外在干擾對

系統定位控制所產生的影響其系統控制架構方塊圖如圖 38 所示

圖 38系統控制方塊圖

位置誤差 ( )dr pminus 經過 P 控制器乘以一個 dpK 的增益再進入 PI 控制器附加反積分

終結器後經過飽和限制條件輸出控制力u 而真正進入音圈馬達的控制力ε 則是控制器

輸出u 外在干擾 d 與干擾觀測器的估測ζ 的總和而干擾觀測器主要的目的即是希望

透過控制器的輸出力量 u 及量測出來馬達的速度 v 可以估測出外在干擾的估測值ζ 使

ζ 趨近於真正的外在干擾 d 而將系統所受到的摩擦力及傾斜角變化的擾動加以消除

使真正進入音圈馬達的控制力趨近於控制器的輸出

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

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10

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10

]

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10

]

q4[1

10

]

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inst

5

clk

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k

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0]

X_N

B[23

0]

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le

p_of

fset

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0]

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15

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12

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k

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0]

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inst

6

clk

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k

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0]

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t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

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0]

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0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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et_s

witc

h

clk

clk

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ge_s

witc

h

clk

chan

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witc

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clk

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clk

s_cl

k

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initi

al_c

md[

110

]

fpga

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ble

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witc

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xb[1

10

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18

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clk

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clk

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k

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o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

29

其中干擾觀測器架構方塊圖如圖 39 所示

圖 39干擾觀測器架構方塊圖[3]

其中 nP 為標準平台

d 為系統干擾

δ 為系統量測雜訊

od 為估測干擾

假設 ( )Q s 為 1 的情況下圖 39 經由梅森增益公式可得系統的估測干擾為

( ) 1[1 ]( ) ( )

no

P sd u dP s P s

ζ δ= = minus + + (311)

而系統的轉移函數為

( )( ) ( )o nv P s u d d P s u δ= minus + = minus (312)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(311)式中可以發現干擾觀測器所估測的干擾( od )約略等於

實際的系統干擾( d )加上系統量測雜訊(δ )所造成的影響當 ( )nP s 與 ( )P s 有差距的情況

下則干擾觀測器所估測的 od 除了外在的干擾及雜訊外還包括了因系統參數變異而產

生的干擾

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

30

在 ( )Q s 設計為 1 的情況下干擾觀測器雖然對於系統干擾能加以抑制但系統的高

頻量測雜訊則會因為1 nP 不為真分有理函數而產生放大的現象因此必須對 ( )Q s 的

型式進行設計根據梅森增益公式可將系統的輸出 v 以(313)式的方式表示

( ) ( ) ( )uv dv vv G s u G s d G sδ δ= sdot + sdot + sdot (313)

其中 ( )uvG s 為系統輸入(u )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

nuv

n n

P s P sv sG su s P s P s P s Q s

equiv =+ minus

(314)

( )dvG s 為系統干擾( d )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( )(1 ( ))( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )

ndv

n n

P s P s Q sv sG sd s P s P s P s Q s

minusequiv =

+ minus (315)

( )vG sδ 為系統量測雜訊(δ )至系統輸出( v )的轉移函數

( ) ( ) ( )( )( ) ( ) ( ( ) ( )) ( )v

n n

v s P s Q sG ss P s P s P s Q sδ δ

minusequiv =

+ minus (316)

在 ( ) ( )nP s P sasymp 的情況下由(314)式(315)式(316)式中可發現在 ( )Q s 增益約為 1 的情況

下 ( )uv nG P sasymp 0dvG asymp 1vGδ asymp minus 而在 ( )Q s 增益約為 0 的情況下我們可以發現

( )uvG P sasymp ( )dvG P sasymp 0vGδ asymp 因此可利用分析干擾雜訊的特性來對 ( )Q s 進行設計

系統的干擾如摩擦力或是因傾斜角所產生的下滑力變化多為低頻干擾因此在低頻的情

況下 dvG 必須近似於 0故 ( )Q s 增益大小需近似於 1而系統的量測雜訊多為高頻的電氣

雜訊因此 ( )Q s 在高頻的增益需近似於 0此外由於1 ( )nP s 不為真分有理函式故 ( )Q s

的相對階數必須高於或等於 ( )nP s 的相對階數避免造成高頻訊號的過度放大由以上

敘述可知 ( )Q s 的設計方式為相對階數高於或等於 ( )nP s 相對階數的低通濾波器

(Low-pass filter)

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

31

在本次研究中採用二階巴特渥茲濾波器(Butterworth filter)來對系統進行模擬及實

驗其數學式為

2

1( )( ) 2 ( ) 1

Q ss sτ ξ τ

=+ +

(317)

其中ξ 為低通濾波器 ( )Q s 的阻尼比(damping ratio)

1τ 為低通濾波器 ( )Q s 的截止頻率(cut-off frequency)

選擇 0707ξ = 則τ 即為(317)轉移函數的頻寬(bandwidth)

而干擾觀測系統等效方塊圖如下圖 310 所示

圖 310干擾觀測器等效方塊圖[3]

32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

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DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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32

第四章 系統硬體架構規劃與設計

41 系統介紹

系統架構如圖 41 所示由 FPGA 發展板音圈馬達系統(VCM_SYSTEM)外部電

路板(VCM_BOARD)所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動元件交互充

磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA Converter)音

圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類比轉數位電路

(AD Converter)

圖 41系統架構連接示意圖

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

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PUT

VCC

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PUT

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sclk

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UTP

UT

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UTP

UT

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UTP

UT

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OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

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30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

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al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

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_bA

[11

0]

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A[1

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]

xb_m

inus

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[11

0]

amp_

B[1

10

]

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us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

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mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

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out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

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10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

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0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

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0]

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t[11

0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

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witc

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clk

s_cl

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clk

s_cl

k

clk

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110

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fpga

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u[23

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k

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[23

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]

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0]

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erv

er

inst

9

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v[23

0]

com

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30

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ontro

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inst

18

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clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

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clk s_

clk

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witc

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0]

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[11

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30

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10

]

xNB

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0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

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k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

33

42 FPGA 發展板介紹(Altera FPGA Development Board)

本實驗採用的 FPGA 發展板為 Altera 公司所推出的 FPGA Development Board而此

發展板所使用的 FPGA 晶片型號為 Cyclone II EP2C35F672C6這顆 FPGA 晶片是由 672

根腳位的 FineLine BGA 封裝而成其詳細規格表如表 41 所示

表41Cyclone II晶片規格

規格 Feature Cyclone II EP2C35F672C6

邏輯單元 Logic elements(Les) 33216

M4K RAM blocks 105

總記憶體位元數 Total RAM bits 483840

嵌入式乘法器 Embedded multipliers 35

鎖相迴路 PLLs 4

最大使用輸入輸出接腳 Maximum user IO pins 475

內部電壓 Internal supply voltage 15V

整塊 FPGA 發展板如圖 42 所示除了 FPGA 核心晶片外此發展板上還有其他的

周邊元件包括了 16MBytes 的 Flash2MBytes 的 synchronous SRAM32MBytes 的 DDR

SDRAM一組 Compact Flash(CF)接頭及一塊 16MB 的 CF Card一組 Mictor 接頭以搭

配選購的除錯模組一組 Ethernet MACPHY 裝置用以透過網路做資料傳輸一組 RS232

接頭可以連接序列埠一組 JTAG 接頭載入埠兩組共 82 根可規劃的 IO 腳位四顆按

鈕八顆 LED兩顆七段顯示器以及一個 50MHz 的石英震盪器這些周邊元件對設計

者在驗證晶片功能及除錯上提供了多種介面及解決方案以利於減少晶片研發的時

間其發展板上的電路架構圖如圖 43 所示

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

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10

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5

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k

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時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

34

圖 42FPGA 發展板

圖 43FPGA 發展板電路架構圖

35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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35

43 音圈馬達系統

音圈馬達系統包含音圈馬達線圈及其滑動元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮

斷器其示意圖如圖 44 所示驅動音圈馬達線圈使滑動元件產生移動藉由充磁磁條

移動所產生的磁場變化使磁阻感測器會產生一組正弦波與餘弦波的訊號再將感測訊號

經由處理電路進行處理而光遮斷器則是在波形參數鑑別過程中用來判斷滑動元件是

否到達行進區間的端點音圈馬達系統實際架構如圖 45 所示

圖 44音圈馬達結構示意圖

圖 45音圈馬達實際結構

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

36

431 磁阻感測器

目前常見的自動對焦系統對於對焦鏡片位置偵測方式大多採用下列所敘述的兩種

方式進行偵測1計數馬達轉動所產生的方波數2經由位置感測元件回傳訊號進行判斷

傳統對焦系統所採用的對焦馬達多為步進馬達對於步進馬達的位置偵測方式可

以利用馬達的編碼器在運轉時所產生的方波訊號進行計數利用計數所得到的值對應馬

達方波的週期即可以獲得目前對焦元件所在的位置而一些非步進式的對焦馬達系

統如本次研究中所採用的音圈馬達系統由於無法像步進馬達一樣在移動時產生方波

訊號來進行計數故其位置計算方式要採用分析由位置感測元件所回傳的訊號由於光

學尺的體積較大無法有效的使用於手持相機系統中故在本次研究中採用磁性尺配合

小型磁阻式感測器來作為位置感測元件以下將對磁阻感測元件原理進行介紹

磁阻感測器為使用磁阻效應元素來進行偵測磁力變化主結構為兩個串聯的磁阻效

應元件配合周邊電路進行感測電壓輸出利用元素電阻值會隨著外在磁場強度變化而

產生改變但與磁場的方向無關的物理特性來進行感測如此便可以根據兩元件的電阻

值差異產生輸出電壓上的改變來檢測出外在磁場強度的變化如圖 46

圖 46磁阻感測器示意圖

如果使兩個磁阻元件通過不同強度的磁場時則兩個元件的電阻值將會產生差異

而輸出電壓值也會隨著產生變化當磁阻元件 1(MR1)通過的磁場大於磁阻元件 2(MR2)

則 MR1 電阻值大於 MR2因此輸出電壓值下降若 MR2 通過的磁場大於 MR1 則 MR2

的電阻值將會大於 MR1 使輸出電壓值上升如圖 47 所示

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

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csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

37

圖 47磁阻感測器輸出大小關係

利用將四個磁阻元件間隔放置形成橋型電路如圖 48 所示藉由四個元件對於感

測目標的磁場強度變化使感測器的兩個輸出電壓( oAV 及 oBV )產生一組相位差為 90 度的

交錯弦波訊號如圖 410利用這個方式可以將磁阻感測器用在計算感測目標的位置上

圖 48橋型磁阻感測器

圖 49磁阻感測器架構

38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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38

圖 410橋型磁組感測器輸出波形

432 光遮斷器(SG-290)與比較器(LM339)

光遮斷器其主要功能為在波形參數鑑別過程中判斷音圈馬達之滑動元件是否到達

行進區間之起點或終點其型號為 SG-290如圖 411光遮斷器必須與比較器 LM339

搭配產生數位的訊號以送回 FPGA 晶片進行判斷當光遮斷器沒有物體遮住時經過

比較器後的訊號為高準位 33V(High)當光遮斷器有物體遮住時經過比較器後的訊號

為低準位 0V(Low)其電路接線如圖 412 所示

圖 411光遮斷器 SG-290

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

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com

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30

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UTP

UT

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UT

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4 clk

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7

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3

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mm

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mm

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mm

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mm

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mm

sw_7

mm

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mm

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30

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com

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2

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inst

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10

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fset

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inst

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k

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X_N

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fset

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0]

enab

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0]

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inst

6

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k

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0]

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0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

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t[11

0]

filte

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inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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h

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clk

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witc

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clk

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clk

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18

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k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

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md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

39

圖 412光遮斷器 SG-290 與比較器 LM339 電路接線圖

當滑動元件在光遮斷器起點和光遮斷器終點之間則經比較器處理後的 SG_START

和 SG_END 訊號皆為高準位 33V(High)如圖 413(a)當滑動元件在光遮斷器起點

則經比較器處理後的 SG_START 訊號為低準位 0V (Low)SG_END 訊號保持在高準位

33V(High)如圖 413(b)當滑動元件在光遮斷器終點則經比較器處理後的 SG_END

訊號為低準位 0V (Low)SG_START 訊號保持在高準位 33V(High)如圖 414(a)當滑

動元件從中間移動到光遮斷器起點接著再移動到光遮斷器終點最後再移回中間的波

形如圖 414(b)

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

40

圖 413 (a)滑動元件位於光遮斷器起點與終點之間的波形

(b)滑動元件位於光遮斷器起點的波形

圖 414 (a)滑動元件位於光遮斷器終點的波形

(b)滑動元件位於中間rarr起點rarr終點rarr中間的波形

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

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4 clk

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10

]

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]

q4[1

10

]

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5

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k

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k

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0]

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r

inst

11 clk

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k

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0]

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t[11

0]

filte

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inst

16

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s_cl

k

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0]

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witc

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18

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k

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clk

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[11

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o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

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md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

41

44 音圈馬達外部電路(VCM_Board)

441 數位轉類比電路(DA Converter AD5445)與放大器 TL084

數位轉類比電路(DA Converter)的主要功能是接收來自於 FPGA 晶片運算過後的數

位控制訊號並轉換為類比控制訊號輸出至音圈馬達驅動電路其 IC 型號為 AD5445

是一顆具有高頻寬且精度為 12 位元的並列式數位類比轉換 IC其電源供應範圍為 25V

至 55V參考電壓範圍可達-10V 至+10V資料的讀取與傳輸為並列形式是一顆易於

使用的並列介面(Parallel interface)數位類比轉換 IC其與外部電路連接示意圖如圖 415

所示AD5445 搭配 TL084 的電路接線圖如圖 416 所示

圖 415AD5445 電路連接示意圖

圖 416AD5445 與 TL084 電路接線圖

42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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42

AD5445 共有 20 個 Pin 腳圖 417 為 AD5445 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 42 所示

圖 417AD5445 腳位與功能方塊圖

表42AD5445各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 IOUT1 DAC current output

2 IOUT2 DAC analog ground

3 GND Ground pin

4-15 DB11-DB0 Parallel data bits 11 to 0

16 CS Chip select input Active low

17 RW ReadWrite

18 VDD Positive power supply input

19 VREF DAC reference voltage input terminal

20 RFB DAC feedback resistor pin

AD5445 是 12 位元的數位類比轉換 IC其輸出電壓及參考電壓與輸入數值資料的

關係式為

1

1

1

( 2 )

2 ( )2

nOUT REF REF

n

REF n

V V D V

DV

minus

minus

minus

= sdot minus

minus= sdot

(41)

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

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10

]

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30

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xb_Q

17[2

30

]

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inst

8

clk

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mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

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_p[2

30

]

posi

tion_

com

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d

inst

2

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clk

dem

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k

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inst

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k

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tart

SG

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10

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para

met

er

inst

12

clk

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ge_s

witc

h

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md[

110

]

cmd_

u[23

0]

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ble

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DB[

110

]

fpga

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DA_

cont

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inst

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k

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30

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0]

com

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30

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ller

inst

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clk

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k

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10

]

b3[1

10

]

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10

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b4[1

10

]

q3[1

10

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q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

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0]

X_N

B[23

0]

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le

p_of

fset

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0]

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15

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inst

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clk

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k

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X_N

B[23

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0]

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inst

6

clk

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k

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0]

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0]

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inst

11 clk

s_cl

k

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[11

0]

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t[11

0]

filte

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inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

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witc

h

clk

chan

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witc

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clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

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I_C

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18

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clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

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h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

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[11

0]

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[11

0]

p[23

0]

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xa[1

10

]

xb[1

10

]

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

43

其中 D 為輸入數值資料 0 ~ 4095D = (12-bits) 12n = 所以式(41)可寫為

2048( )2048OUT REF

DV V minus= sdot (42)

表43AD5445數位類比轉換表

Digital Input Analog Output(V)

1111 1111 1111 (2047 2048)REFV+

1000 0000 0000 0

0000 0000 0001 (2047 2048)REFVminus

0000 0000 0000 (2048 2048)REFVminus

AD5445 資料的讀取為並列形式其時序圖如圖 418 所示動作說明如下

1 當 CS 腳位與 RW 腳位同時為 low 準位時AD5445 開始讀取並列資料(Parallel data)

並將資料寫入 Input Latch

2 當 CS 腳位為 low 準位RW 腳位為 high 準位時AD5445 讀取 DAC 暫存器內容值

並轉換成類比輸出

圖 418AD5445 控制時序圖

在實際電路功能的驗證上將 DA 的控制程式載入 FPGA 晶片中利用 QuatusII 的

SignalTapII 功能將輸出至 DA 的 cmd_out 訊號(弦波)抓回來其數值如圖 419 所示將

輸出至 DA 的 cmd_out 數值作圖如圖 420(a)所示利用示波器量測 DA 轉換後的類比

輸出波形可以觀察到 DA 電路確實可以把數位的弦波訊號轉換成類比訊號如圖 420(b)

所示可以驗証 DA 電路的功能及控制程式皆正確

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

44

圖 419輸出至 AD5445 的數位訊號

圖 420 (a)將輸出至 AD5445 的數值作圖

(b)示波器量測 AD5445 轉換後的類比訊號

442 音圈馬達驅動電路-放大器(OPA177)與緩衝器(BUF634)

由於數位轉類比電路(DA Converter)轉換後的類比控制訊號為提供控制電壓的大

小但卻無法產生足夠的電流對音圈馬達線圈進行推動因此利用將放大器設計為電壓

追隨器的形式再透過能產生大電流輸出的緩衝器(BUF634)產生足夠的驅動電流對音

圈馬達線圈架構進行驅動其電路示意圖如圖 421 所示其電路接線圖如圖 422 所示

但為了避免驅動電壓過大造成音圈馬達燒毀因此在程式設計中加入限壓條件判定以確

保馬達不致損毀

圖 421音圈馬達驅動電路示意圖

45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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45

圖 422音圈馬達驅動電路接線圖

443 類比轉數位電路(AD Converter AD7896)

類比轉數位電路(AD Converter)主要功能是將經過位準調整後的磁阻感測器訊號進

行類比輸入並轉換為可被 FPGA 晶片讀取的數位值其 IC 型號為 AD7896是一顆取

樣快速且精度為 12 位元的串列式類比數位轉換 IC類比轉數位之轉換速率為100KHz (每

秒 10 萬筆資料)其類比輸入範圍為 0V 至 DDV 轉換時間為8 sμ 資料的讀取與傳輸為

串列形式

AD7896 共有 8 個 Pin 腳圖 423 為 AD7896 腳位與功能方塊圖各腳位的說明如

表 44 所示其電路接線如圖 424 所示

圖 423AD7896 腳位與功能方塊圖

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

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UT

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UT

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UT

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OU

TPU

T

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0]

OU

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0]

OU

TPU

T

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30

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UTP

UT

com

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UTP

UT

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110

]O

UTP

UT

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UTP

UT

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ble

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fpga

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110

]

ad inst

4 clk

busy

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a

fpga

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110

]

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7

clk

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k

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10

]

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10

]

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0]

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10

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B[1

10

]

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3

clk

s_cl

k

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10

]

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10[1

10

]

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30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

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mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

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30

]

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com

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d

inst

2

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clk

dem

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k

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inst

clk

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k

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SG

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10

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met

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inst

12

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witc

h

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110

]

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fpga

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cont

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inst

17

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k

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]

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30

]

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ller

inst

1

clk

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k

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10

]

b3[1

10

]

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10

]

b4[1

10

]

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10

]

q4[1

10

]

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inst

5

clk

s_cl

k

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A[23

0]

X_N

B[23

0]

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le

p_of

fset

[23

0]

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t

inst

15

AND

12

inst

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clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

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fset

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0]

enab

le

p[23

0]

v[23

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inst

6

clk

s_cl

k

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0]

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t[11

0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

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et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

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110

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k

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I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

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30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

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[11

0]

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_Q10

[11

0]

p[23

0]

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10

]

xb[1

10

]

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[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
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• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

46

圖 424AD7896 電路接線圖

表44AD7896各腳位功能表

Pin No Mnemonic Description

1 INV Analog inputThe analog input range is 0V to DDV

2 DDV Positive supply voltage 27V to 55V

3 AGND Analog ground

4 SCLK Serial clock input

5 SDATA Serial data outputSerial data from AD7896 is provided at this

output

6 DGND Digital ground

7 CONVST Convert startEdge-triggered logic input

8 BUSY The BUSY pin is used to indicate when the part is doing a

conversion

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

47

由於 AD7896 是 12 位元的類比數位轉換 IC因此若類比輸入範圍為 0V 至 33V

轉換後的數位值其每一位元約為 0806mV(33V4096)表 45 為 AD7896 之類比數位轉

換表

表45AD7896類比數位轉換表

Analog Input Code Transition

3299194V 111110 to 111111

3298389V 111101 to 111110

3297583V 111100 to 111101

0002417V 000010 to 000011

0001611V 000001 to 000010

0000806V 000000 to 000001

AD7896 的轉換動作首先為對類比訊號進行取樣(High Sampling Performance)其時

序圖如圖 425詳細的動作說明如下

1 控制 CONVST 訊號由 High 變 Low 產生負緣觸發以驅動 AD7896 開始轉換

2 BUSY 由 Low 變 High 代表 AD7896 開始轉換轉換時間為8 sμ 轉換完畢後 BUSY

由 High 變 Low

3 轉換完成後輸入 16 個方波至 SCLK 使 AD7896 內部配合時序輸出 12bits 資料

圖 425Timing Operation Diagram for High Sampling Performance

當 轉 換 完 成 後 AD7896 即 開 始 以 串 列 形 式 讀 取 轉 換 後 的 數 值 資 料 (Data Read

Operation)其時序圖如圖 426動作說明如下

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

48

1 SCLK 共 16 個方波分成前 4 個方波及後 12 個方波兩部份前 4 個方波為接收資

料的準備時間送出 4 個 0

2 後 12 個方波則是 SDATA 於每個方波週期送出一個位元資料由 MSB 先傳

3 其餘時刻輸出腳位的狀態為 Tri-State

圖 426Data Read Operation

在實際電路功能的驗證上將 AD 的控制程式載入 FPGA 晶片中以示波器量測

AD7896 的訊號可以看到當 CONVST 訊號發生負緣觸發時BUSY 訊號即正緣觸發

開始進行轉換的動作如圖 427(a)所示接著利用訊號產生器輸入一大小為 400mv~3V

頻率為 200Hz 的弦波至 AD7896 的類比輸入腳位 INV 如圖 427(b)所示利用 QuatusII

的 SignalTapII 功能將 AD 轉換後的訊號抓回來其數值如圖 428 所示將 AD 轉換後

的數值作圖可以觀察到 AD 電路確實可以把類比的弦波訊號轉換成數位訊號如圖 429

所示可以驗証 AD 電路的功能及控制程式皆正確

圖 427 (a)CONVST 與 BUSY 腳位的電壓波形

(b)訊號產生器輸入至 AD7896 的弦波波形

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

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OU

TPU

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sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

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30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

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md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

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110

]

fpga

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cont

rol

inst

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k

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p[23

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com

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P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

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le

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[23

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inst

6

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s_cl

k

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0]

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r

inst

11 clk

s_cl

k

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filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

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clk

clk

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witc

h

clk

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18

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clk

clk

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k

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0]

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s_cl

k

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k

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clk

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k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

49

圖 428AD7896 轉換完成的數位訊號數值

0 100 200 300 400 500 600500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

samples

valu

e

AD data

圖 429將 AD7896 轉換完成後的數值做圖

45 磁阻感測訊號處理電路(MR_Signal_Processing Circuit)

451 低功率儀表放大器(INA322)與放大器(OPA4364)

磁阻感測訊號處理電路主要是對磁阻感測器的輸出訊號進行調整及濾波先將感測

器的輸出訊號與其輸出偏壓進行比較將訊號的偏壓位準調整至 16V經由放大及濾波

電路濾除其高頻雜訊並放大訊號的振幅再經由位準的調整使其放大後訊號的範圍介

於 05V 與 27V 之間符合類比轉數位電路(AD7896)可接受的類比輸入電壓範圍其電路

架構如圖 430利用此處理電路可以調整感測訊號的偏壓位準及振幅大小並濾除高頻雜

訊其中 INA322 為低功率消耗儀表放大器其放大倍率可經由外接電阻搭配進行決定

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

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al_s

witc

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PUT

VCC

chan

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UT

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UTP

UT

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UTP

UT

fpga

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T

p[23

0]

OU

TPU

T

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0]

OU

TPU

T

com

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DB[

110

]O

UTP

UT

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UT

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110

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4 clk

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fpga

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k

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10

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10

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110

]

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k

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com

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10

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inst

5

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6

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0]

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inst

16

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s_cl

k

p[23

0]

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clk

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18

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k

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110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

50

圖 430感測訊號處理電路

圖 431經過感測訊號處理電路後的波形

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

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16

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k

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k

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k

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]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

51

綜合以上各部份電路的功能與驗證音圈馬達系統其外部電路板的電路設計圖如圖

432 所示電路佈線(PCB Layout)圖如圖 433 所示實際外部電路板如圖 434 所示實

際的系統硬體架構如圖 435 所示

圖 432音圈馬達外部電路設計圖

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

52

圖 433音圈馬達外部電路佈線圖(PCB Layout)

圖 434音圈馬達外部電路板(VCM_BOARD)

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

53

圖 435系統硬體架構

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

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Springer-Verlag 1986

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

54

第五章 系統模擬與實驗結果之分析比較

在本章中將利用 MATLAB 內建的 Simulink 功能對系統架構進行模擬主要方式是

利用設計 PI 控制的系統架構及加入反積分終結器和干擾觀測器的系統架構再對系統

在定位過程中可能受到的外在干擾因素建立干擾訊號源進行模擬比較及分析兩種系

統的位置響應差異實際實驗中則藉由 Quartus II 軟體撰寫兩種系統架構的控制演算程

式對本次研究中所採用的自動對焦系統進行控制經由系統的位置響應比較中可發

現PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系統架構比單純使用 PI 控制架構能更有效的抑

制外在干擾因素對系統位置控制所產生的擾動

51 系統模擬架構

根據(213)式(214)式及表 21 可將音圈馬達 ( )P s 以(51)式表示在 MATLAB 模擬

過程中其音圈馬達方塊圖設計為圖 51 的型式

( )( )( )

f

m

KP s

Ls R ms B=

+ + (51)

其中 L 為線圈的電感值

R 為線圈的電阻值

m 為滑動元件的質量

mB 為阻尼參數

fK 為力轉換參數

圖 51音圈馬達系統方塊圖

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

55

對此系統方塊圖利用 MATLAB 中 Simulink 功能建立 PI 控制模擬架構如圖 52

圖 52PI 控制模擬架構

圖 53 是根據上述所介紹的反積分終結器及干擾觀測器的方塊圖所建立的 PI 附加反積分

終結器與干擾觀測器控制模擬架構

圖 53PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制模擬架構

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

56

在系統模擬架構中位置命令為自動對焦系統由影像計算晶片計算後所獲得之影像

清晰之位置所以模擬方式採用步階訊號輸入代表影像清晰之位置值系統限壓為系統

硬體及結構配合所限定的節點最大輸出訊號值系統馬達線圈所設定的最大輸入電壓為

30V故系統限壓方塊其限定在-3V 至+3V 的範圍而在圖 53 中因為需要配合干擾觀

測系統故進入干擾觀測系統的訊號也需要受到限制在模擬中採用限制-3V 至 3V 的

範圍若其可變動範圍過大則有可能造成系統發生不穩定的現象受控廠為系統硬體

結構如圖 51 所示其單位採用 MKS 制故由其所模擬出的速度單位為 ms且由速度

所積分出的位移單位為公尺(m)與控制命令所採用的單位公厘(mm)不同故需要利用

單位轉換方塊乘以一個比例常數來進行單位轉換

干擾觀測器系統中 Q(s)的設計為(317)式架構的二階巴特渥茲濾波器

2

1( )( ) 1414( ) 1

Q ss sτ τ

=+ +

(52)

52 干擾源的設計

在本章模擬中主要將對系統所受到的摩擦力及因傾斜角改變而導致的重力分力變

化影響進行模擬因為系統摩擦力及重力分力改變可視為系統受控廠受一外部電壓干擾

所造成的影響根據圖 39 所示故將干擾源設計為一外部干擾電壓源方式進入系統

受控廠

首先對系統的摩擦力進行干擾源設計其模擬方式採用較為簡單的靜態摩擦力模型

如圖 21首先在移動命令起始時間建立一個大小為 03V 的負向步階輸入訊號在經過

0001 秒後建立一個大小相同方向相反的步階訊號將其消除用來模擬滑動元件在啟動

時所受到的靜摩擦力利用速度的正負號乘以負 04V 來進行元件的庫倫摩擦力模擬

再利用速度乘以一負值來當作系統所受到的黏滯摩擦由於考慮因結構加工精密度的差

異造成滑動軌道上的摩擦力分布不均勻因此干擾源的設計除了對靜態摩擦力模型進

行描述外還需對於這個因素所產生的摩擦力變化進行設計其方式是採用在剛才建立

的靜態摩擦力干擾源中加入一個變動範圍為正負 05V 的隨機輸入訊號

音圈馬達自動對焦系統在運作的過程中除了對於受到摩擦力所造成的影響之外

對於由系統傾斜角度改變所導致的重力分力變化使鏡頭載具發生滑動而影響定位控制

的情況也必須十分重視以下將對傾斜角度的改變配合摩擦力影響建立干擾源方塊對

57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

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[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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• mjvc論文排版12
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57

系統在運作中發生傾斜角改變的情況進行模擬考慮在系統傾斜角連續發生變動的情況

下執行音圈馬達自動對焦系統定位對於重力分力連續改變對系統定位響應所造成的

影響利用弦波方塊來當作重力分力持續變動所造成的干擾源輸入設定弦波訊號的振

幅為 1V週期為 05 secradπ 干擾源設計如圖 54 所示

圖 54Simulink 下模擬系統角度連續變動及摩擦力干擾

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 5-2

-15

-1

-05

0

05

1

15

2

25

3

時間(sec)

電壓

(Vol

t)

disturbance

圖 55干擾源電壓波形

58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

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s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

st_b

OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

ge_s

witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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58

53 系統模擬結果比較

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 56 為單純使用 PI 控制器的系統響應圖 57 為

局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 56位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI控制系統

圖 57位置命令為 5mm 的 PI 控制系統響應局部放大圖

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

hIN

PUT

VCC

chan

ge_s

witc

hIN

PUT

s_cl

kO

UTP

UT

stp_

clk

OU

TPU

T

dem

o_cl

kO

UTP

UT

conv

st_a

OU

TPU

T

sclk

_aO

UTP

UT

conv

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OU

TPU

T

sclk

_bO

UTP

UT

csO

UTP

UT

rwO

UTP

UT

fpga

_led

OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

T

v[23

0]

OU

TPU

T

com

_v[2

30

]O

UTP

UT

com

_p[2

30

]O

UTP

UT

DB[

110

]O

UTP

UT

initi

al_l

edO

UTP

UT

clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

4 clk

busy

sdat

a

fpga

_ena

ble

conv

st

sclk

fpga

_led

ad_d

ata[

110

]

ad inst

7

clk

s_cl

k

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xa_m

inus

_bA

[11

0]

amp_

A[1

10

]

xb_m

inus

_bB

[11

0]

amp_

B[1

10

]

min

us

inst

3

clk

s_cl

k

xa_Q

10[1

10

]

xb_Q

10[1

10

]

xa_Q

17[2

30

]

xb_Q

17[2

30

]

Q10

_to_

Q17

inst

8

clk

sw_0

mm

sw_1

mm

sw_2

mm

sw_3

mm

sw_4

mm

sw_5

mm

sw_6

mm

sw_7

mm

sw_8

mm

com

_p[2

30

]

posi

tion_

com

man

d

inst

2

VCC

clk

s_cl

k

stp_

clk

dem

o_cl

k

clk_

gen

inst

clk

dem

o_cl

k

SG_s

tart

SG

_end

sw

cmd_

out[1

10

] led

para

met

er

inst

12

clk

chan

ge_s

witc

h

initi

al_c

md[

110

]

cmd_

u[23

0]

fpga

_ena

ble

cs rw

DB[

110

]

fpga

_led

DA_

cont

rol

inst

17

clk

s_cl

k

rd[2

30

]

p[23

0]

com

_v[2

30

]

P_C

ontro

ller

inst

1

clk

s_cl

k

a3[1

10

]

b3[1

10

]

a4[1

10

]

b4[1

10

]

q3[1

10

]

q4[1

10

]

divi

sion

inst

5

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

enab

le

p_of

fset

[23

0]

P_o

ffse

t

inst

15

AND

12

inst

13

clk

s_cl

k

X_N

A[23

0]

X_N

B[23

0]

p_of

fset

[23

0]

enab

le

p[23

0]

v[23

0]

PEA

inst

6

clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

11 clk

s_cl

k

x_in

[11

0]

x_ou

t[11

0]

filte

r

inst

16

clk

s_cl

k

p[23

0]

offs

et_s

witc

h

clk

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

chan

ge_s

witc

h

clk

s_cl

k

clk

s_cl

k

clk

initi

al_c

md[

110

]

fpga

_ena

ble

chan

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witc

h

cmd_

u[23

0]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

clk

s_cl

k

fCon

trolV

[23

0]

fSpe

ed[2

30

]

DO

_out

[23

0]

Dis

turb

_Obs

erv

er

inst

9

clk

s_cl

k

com

_v[2

30

]

v[23

0]

com

_u[2

30

]

antiw

indu

p_P

I_C

ontro

ller

inst

18

clk s_

clk

v[23

0]

clk s_

clk

v[23

0]

com

_u[2

30

]

clk

clk

s_cl

k

clk

clk

s_cl

k

chan

ge_s

witc

h

clk s_

clk

offs

et_s

witc

h

xNA

_Q10

[11

0]

xNB

_Q10

[11

0]

p[23

0]

v[2

30

]

xa[1

10

]

xb[1

10

]

xNB

_Q17

[23

0]

xNA

_Q17

[23

0]

s_cl

k

dem

o_cl

k

clk

clk

dem

o_cl

k

initi

al_c

md[

110

]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

nti-w

indu

p

DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

1995

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

7 NO 5 pp 513-526 Sep 1999

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Springer-Verlag 1986

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Oxford 1996

[6] H C Yu T Y Lee S J Wang M L Lai J J Ju D R Huang and S K LinldquoDesign of

a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

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friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

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structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

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amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

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ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

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degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

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[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

59

在零秒時給予 5mm 位置步階命令圖 58 為使用 PI 反積分終結器附加干擾觀測器的系

統響應圖 59 為局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間(sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 58位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器系統響應

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

位置命令

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 59位置命令為 5mm 的 PI 反積分終結器附加干擾觀測器局部放大圖

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

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VCC

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INPU

T

VCC

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PUT

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VCC

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mm

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T

VCC

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VCC

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7

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30

]

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30

]

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mm

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sw_8

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com

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2

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]

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10

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5

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X_N

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6

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16

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k

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clk

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witc

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18

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30

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clk

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]

時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

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DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

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波器

正規

化

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轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

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amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

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72

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

60

將上述的 PI 控制器與 PI 反積分終結器附加干擾觀測器兩種控制架構的系統響應一起比

較如圖 510 所示圖 511 為其局部放大圖

0 05 1 15 2 25 3 35 4 45 50

1

2

3

4

5

6

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 510兩種控制架構的系統響應

05 1 15 2 25 3 35 4 45 5 5548

485

49

495

5

505

51

515

時間 (sec)

位置

(mm

)

PI控制系統

PI with Anti-windup附加干擾觀測器

圖 511兩種控制架構的系統響應局部放大圖

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

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時脈

產生

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波形

鑑別

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定位

位置

命令

位置

P控

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速

度控

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PI w

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波器

正規

化

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轉換

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置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

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Springer-Verlag 1986

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Oxford 1996

[6] H C Yu T Y Lee S J Wang M L Lai J J Ju D R Huang and S K LinldquoDesign of

a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

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friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

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structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

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amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

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ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

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degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

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[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

61

從圖 511 中可以發現加入反積分終結器及干擾觀測器至原本的 PI 控制器中可以降

低系統的最大超越量(Overshoot)其系統響應更理想上升時間較短最大超越量更降

低安定時間也愈快

由以上模擬分析中可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器對

於摩擦力所產生的擾動抑制能力會比單純使用 PI 控制來的有效此外對於系統硬體

加工上所造成的摩擦力分佈不均勻的現象利用反積分終結器與干擾觀測器也能夠大幅

降低其影響程度由圖 511 中可以發現PI 控制系統對於系統傾斜角發生改變的情況

下在位置響應上會產生較大的位置變動而附加反積分終結器與干擾觀測控制系統則

沒有產生較大的位置擾動由此可知在系統受到重力分力變動的情況下利用反積分終

結器與干擾觀測器可使系統擁有較佳的補償能力在系統傾斜角度連續變動的情況下

給予系統 5mm 的控制命令發現 PI 控制系統由於受到重力分力持續改變的影響而使

馬達的滑動元件無法有效的達成定位而加入反積分終結器與干擾觀測器後則對於重力

分力連續變化有較佳的補償能力使系統能有更佳的定位能力

54 實驗結果

Altera 的 Quartus II 設計軟體提供一個完整的多平臺設計環境為一個可程式邏輯

元件整合開發環境其軟體操作介面如圖 512 所示包含晶片架構方塊圖區硬體描述

語言撰寫區編譯結果報告區及波形模擬區在設計的方式上將採取模組化的設計技

巧先利用硬體描述語言(VHDL)設計規劃並建構各個獨立的功能模組針對每個模組

去做波形模擬的驗證確認各模組的功能正確最後再將各模組連結整合起來進行驗

證與編譯這樣可以減少各模組在功能特性上發生錯誤的機率及增加各模組的使用彈

性在修改及模擬驗證上也更有效率

在測試結果數值資料的抓取皆利用 Quartus II 發展軟體下的一個附屬功能 SignalTap

II 來操作主要可用來觀察當晶片在運行時內部訊號的變化情形圖 513 即為 SignalTap

II 的使用環境圖由圖可知SignalTap II 可以自行指定取樣頻率取樣數目以及欲觀

察的晶片內部訊號在功能上就類似多通道的數位示波器並且可以觀察到一般示波器

無法看到的晶片內部訊號的時序圖對於進行程式偵錯及驗證上是很有幫助的一項功

能

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

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干擾

觀測

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起始

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偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

1995

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

7 NO 5 pp 513-526 Sep 1999

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Springer-Verlag 1986

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a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

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friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

[8] J Swevers F Al-Bender C G Ganseman and T Prajogo ldquoAn integrated friction model

structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

[11] N A Demerdash F A Fouad and T W Nehl ldquoDetermination of winding inductances in

ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

[12] T Umeno and YHori ldquoRobust speed control of DC servomotors using modern two

degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

[13] G F Franklin J D Powell and A Emaminaeini ldquoFeedback Control of Dynamic

Systemsrdquo Pearson Prentice Hall 2006

[14] 廖裕評陸瑞強系統晶片設計-使用 Quartus II全華科技圖書股份有限公司 2005

[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

62

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

硬體描述語言撰寫區

波形模擬區編譯結果報告區

晶片架構方塊圖區

圖 512Quartus II 軟體操作介面

圖 513SignalTap II 使用環境圖

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

sdat

a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

a_b

INPU

T

VCC

fpga

_ena

ble

INPU

T

VCC

sw_1

mm

INPU

T

VCC

sw_2

mm

INPU

T

VCC

sw_3

mm

INPU

T

VCC

sw_4

mm

INPU

T

VCC

sw_5

mm

INPU

T

VCC

sw_6

mm

INPU

T

VCC

sw_7

mm

INPU

T

VCC

sw_8

mm

INPU

T

VCC

sw_0

mm

INPU

T

VCC

SG_s

tart

INPU

T

VCC

SG

_end

INPU

T

VCC

initi

al_s

witc

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PUT

VCC

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witc

hIN

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UT

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UT

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OU

TPU

T

p[23

0]

OU

TPU

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OU

TPU

T

com

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UTP

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UT

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_led

ad_d

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4 clk

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110

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7

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]

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3

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30

]

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inst

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inst

12

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]

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inst

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com

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P_C

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inst

1

clk

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b4[1

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q4[1

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divi

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inst

5

clk

s_cl

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0]

X_N

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15

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12

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13

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X_N

A[23

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X_N

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PEA

inst

6

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inst

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16

clk

s_cl

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p[23

0]

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clk

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18

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clk

v[23

0]

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clk

clk

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clk

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xNB

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s_cl

k

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時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

命令

位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

ith A

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indu

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DA

轉換

控制

AD

轉換

控制

數

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波器

正規

化

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轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

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high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

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a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

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friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

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structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

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[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

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72

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ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

[12] T Umeno and YHori ldquoRobust speed control of DC servomotors using modern two

degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

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工程研究所碩士論文 2005

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• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

63

利用 Quartus II 發展軟體撰寫硬體描述語言(VHDL)建立上述兩種控制架構其程式

規劃如圖 514 所示程式撰寫包含數位轉類比電路控制程式類比轉數位電路控制程

式波形參數鑑別初始定位程式PI 控制器程式P 控制器程式位置估測演算法程式

反積分終結器程式及干擾觀測器程式將各個子程式分別模擬驗證最後組合起來形成

電路燒錄至 FPGA 晶片對音圈馬達系統進行控制

圖 514 FPGA 晶片中 VHDL 程式規劃

在 Quartus II 中整個晶片內的各個功能方塊架構如圖 515 所示

64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

clk

INPU

T

VCC

busy

_aIN

PUT

VCC

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a_a

INPU

T

VCC

busy

_bIN

PUT

VCC

sdat

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T

VCC

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T

VCC

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VCC

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VCC

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VCC

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INPU

T

VCC

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VCC

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30

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8

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2

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]

fpga

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cont

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5

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16

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s_cl

k

p[23

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18

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時脈

產生

器

波形

鑑別

初始

定位

位置

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位置

P控

制器

速

度控

制器

PI w

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DA

轉換

控制

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轉換

控制

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位濾

波器

正規

化

位元

轉換

位

置估

測演

算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

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工程研究所碩士論文 2005

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64

圖 515Quartus II 設計軟體中 FPGA 晶片內部架構圖

VCC

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時脈

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波形

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波器

正規

化

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轉換

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置估

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算法

干擾

觀測

器

起始

位置

偏移

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

[2] C C de Wit H Olsson K J Astrom and P Lischinsky ldquoA new model for control of

systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

1995

[3] C J Kempf and S Kobayashi ldquoDisturbance observer and feedforward design for a

high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

7 NO 5 pp 513-526 Sep 1999

[4] D A Lowther and P P Silvester Computer-Aided Design in Magnetics New York

Springer-Verlag 1986

[5] D W Novotny and T A Lipo Vector Control and Dynamics of AC Drivers New York

Oxford 1996

[6] H C Yu T Y Lee S J Wang M L Lai J J Ju D R Huang and S K LinldquoDesign of

a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

[7] H Olsson K J Astrom C C de Wit M Gafvert and P LischinskyldquoFriction models and

friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

[8] J Swevers F Al-Bender C G Ganseman and T Prajogo ldquoAn integrated friction model

structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

[11] N A Demerdash F A Fouad and T W Nehl ldquoDetermination of winding inductances in

ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

[12] T Umeno and YHori ldquoRobust speed control of DC servomotors using modern two

degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

[13] G F Franklin J D Powell and A Emaminaeini ldquoFeedback Control of Dynamic

Systemsrdquo Pearson Prentice Hall 2006

[14] 廖裕評陸瑞強系統晶片設計-使用 Quartus II全華科技圖書股份有限公司 2005

[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

65

將程式燒錄至 FPGA 晶片後經由圖 32 及圖 35 所示之流程由 FPGA 發展板上的

按鍵選取位置控制命令配合兩種系統架構的控制法則進行實體電路控制

圖 516 為利用 PI 控制系統在系統為水平放置的情況下給予 3mm 位置控制命令

系統的位置響應圖

圖 516PI 控制系統對 3mm 位置控制響應圖

與圖 517 加入反積分終結器與干擾觀測器的系統位置響應相比較加入後的系統有較佳

的上升時間及有效的減低了系統響應的最大超越量使系統更快速的達成定位

圖 517PI 附加反積分終結器與干擾觀測器對 3mm 位置控制響應圖

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

[2] C C de Wit H Olsson K J Astrom and P Lischinsky ldquoA new model for control of

systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

1995

[3] C J Kempf and S Kobayashi ldquoDisturbance observer and feedforward design for a

high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

7 NO 5 pp 513-526 Sep 1999

[4] D A Lowther and P P Silvester Computer-Aided Design in Magnetics New York

Springer-Verlag 1986

[5] D W Novotny and T A Lipo Vector Control and Dynamics of AC Drivers New York

Oxford 1996

[6] H C Yu T Y Lee S J Wang M L Lai J J Ju D R Huang and S K LinldquoDesign of

a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

[7] H Olsson K J Astrom C C de Wit M Gafvert and P LischinskyldquoFriction models and

friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

[8] J Swevers F Al-Bender C G Ganseman and T Prajogo ldquoAn integrated friction model

structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

[11] N A Demerdash F A Fouad and T W Nehl ldquoDetermination of winding inductances in

ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

[12] T Umeno and YHori ldquoRobust speed control of DC servomotors using modern two

degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

[13] G F Franklin J D Powell and A Emaminaeini ldquoFeedback Control of Dynamic

Systemsrdquo Pearson Prentice Hall 2006

[14] 廖裕評陸瑞強系統晶片設計-使用 Quartus II全華科技圖書股份有限公司 2005

[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
• mjvc論文排版11
• mjvc論文排版12
• mjvc論文排版13
• mjvc論文排版14
• mjvc論文排版2

66

接著對於音圈馬達在達成定位的情況下將音圈馬達系統由水平放置的情況轉為直

立使系統的傾斜角度發生變化對於重力分力所造成的位置擾動兩系統的位置響應

圖及系統控制力變化如圖 518 和圖 519

圖 518 (A) PI 系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

圖 519 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角改變位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

[2] C C de Wit H Olsson K J Astrom and P Lischinsky ldquoA new model for control of

systems with frictionrdquo IEEE Trans Automatic Control Vol 40 NO 3 pp 419-425 Mar

1995

[3] C J Kempf and S Kobayashi ldquoDisturbance observer and feedforward design for a

high-speed direct-drive positioning tablerdquo IEEE Trans Control Systems Technology Vol

7 NO 5 pp 513-526 Sep 1999

[4] D A Lowther and P P Silvester Computer-Aided Design in Magnetics New York

Springer-Verlag 1986

[5] D W Novotny and T A Lipo Vector Control and Dynamics of AC Drivers New York

Oxford 1996

[6] H C Yu T Y Lee S J Wang M L Lai J J Ju D R Huang and S K LinldquoDesign of

a voice coil motor used in the focusing system of a digital video camerardquo IEEE Trans

Magnetics Vol 41 NO 10 pp 3979-3981 Oct 2005

[7] H Olsson K J Astrom C C de Wit M Gafvert and P LischinskyldquoFriction models and

friction compensationrdquo European Journal on Control 1997

[8] J Swevers F Al-Bender C G Ganseman and T Prajogo ldquoAn integrated friction model

structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

Trans Automatic Control Vol 45 NO 4 pp 675-686 Apr 2000

[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

[11] N A Demerdash F A Fouad and T W Nehl ldquoDetermination of winding inductances in

ferrite type permanent magnet electric machinery by finite elementsrdquo IEEE Trans

Magnetics Vol MAG-18 NO 6 pp 1052-1054 Nov 1982

[12] T Umeno and YHori ldquoRobust speed control of DC servomotors using modern two

degrees-of-freedom controller designrdquo IEEE Trans Industrial Electronics Vol 38 NO 5

pp 363-368 Oct 1991

[13] G F Franklin J D Powell and A Emaminaeini ldquoFeedback Control of Dynamic

Systemsrdquo Pearson Prentice Hall 2006

[14] 廖裕評陸瑞強系統晶片設計-使用 Quartus II全華科技圖書股份有限公司 2005

[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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67

圖 518 為 PI 控制系統在定位於 4mm 情況下於 37 秒時將系統傾斜角度由水平轉為

直立的位置響應圖及其控制電壓變化由控制電壓可發現 PI 控制系統雖有對傾斜角的

變化進行補償但於位置響應圖中仍可發現滑動元件的位置產生明顯的擾動而圖 519

為利用 PI 附加反積分終結器與干擾觀測器控制系統於 25 秒時進行傾斜角的改變觀察

其位置響應圖可發現滑動元件的位置並未受重力分力改變而發生較大的擾動現象由此

可知在系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構可以有效的抑制因系統傾斜角度發

生改變而對音圈馬達滑動元件所造成的位置擾動

考慮系統在傾斜角持續變動的情況下進行定位控制將定位於 26mm 的兩系統給

予傾斜角的持續變動在系統傾斜角度持續變動的過程中給予 4mm 的位置控制命令

進行定位圖 520 為 PI 控制系統的位置響應圖及相對應的控制電壓大小由於 PI 控制

系統對於系統傾斜角度改變的補償能力較差故可發現在系統傾斜角度持續變動的情況

下音圈馬達無法有效的對 4mm 控制命令進行定位而加入反積分終結器與干擾觀測

器的系統對於重力分力所造成的影響有良好的補償效果如圖 521 所示故在系統傾斜角

度持續變動的情況下仍能達到精確定位之效果

圖 520 (A) PI 系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

68

圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

參考文獻

[1] A Helouvry B P Dupont and C C de WitldquoA survey of models analysis tools and

compensation methods for the control of machines with frictionrdquo Automatica Vol 30

NO 7 pp 1083-1138 1994

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structure with improved presliding behavior for accurate friction compensationrdquo IEEE

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[9] K Kikuchi and Daito ldquoAutofocus video camera that can compensate for variation in the

amount of load on a mobile unit of a linear motor in a focus operationrdquo United States

Patent 5838374

72

[10] M Hirasawa and Kanagawa ldquoCamera systemrdquo United States Patent 5325145

[11] N A Demerdash F A Fouad and T W Nehl ldquoDetermination of winding inductances in

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[15] 吳南陽ldquo音圈馬達簡介--設計控制與應用光電資訊 第 6-7 期 Jun-Sep 1990

[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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圖 521 (A) PI 附加反積分終結器與干擾觀測器系統傾斜角持續變動位置響應

(B) 音圈馬達控制電壓

經由上述各項實驗可以發現在 PI 控制系統中加入反積分終結器及干擾觀測器來

進行自動對焦音圈馬達的定位控制在系統受摩擦力影響的情況下能有較佳的上升時

間及降低系統的最大超越量使系統能更快速的達成定位此外在相機自動對焦的過程

中對焦鏡片的定位會因為系統傾斜角度的改變造成無法有效達成定位的情況利用

反積分終結器與干擾觀測器系統能對於重力分力改變所造成的擾動進行較佳的補償使

音圈馬達能有效的達成對焦定位

69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

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減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

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69

第六章 結論與未來發展

61 結論

自動對焦系統所採用的定位馬達必須擁有響應快運轉雜音小耗能低及精準度

高等特性傳統使用的步進式對焦馬達其響應速度慢運轉雜音大及利用機械齒距傳

動的方式故精確度及耗能受到限制故無法有效的使用於高階系統中故本次研究中採

用響應速度快且運轉雜音小的音圈馬達來設計自動對焦系統經由位置計算法則對磁阻

感測器的回授訊號進行分析計算便可獲得音圈馬達滑動元件目前所在的位置資訊

藉由在比例積分控制系統中加入反積分終結器與干擾觀測器架構使系統受到的摩

擦力及因傾斜角度改變而造成的重力下滑分力變化所產生的定位擾動能快速且有效的

獲得補償利用此方式便能發揮音圈馬達對焦系統響應快速及定位精確的特性有效的

提升自動對焦能力進而達成提升相機系統成像品質的目標

在驅動馬達驗證上建立完成一組音圈馬達控制實驗系統其硬體架構由 FPGA 發

展板音圈馬達系統外部電路板所構成其中音圈馬達系統包含音圈馬達線圈滑動

元件交互充磁磁條磁阻感測器及光遮斷器外部電路板包含數位轉類比電路(DA

Converter)音圈馬達驅動電路磁阻感測訊號處理電路光遮斷器訊號處理電路及類

比轉數位電路(AD Converter)

在晶片內部的功能規劃上最主要的部分是以 VHDL 硬體描述語言做為發展的程

式開發出數位轉類比電路控制模組類比轉數位電路控制模組波形參數鑑別初始定

位模組PI 控制器模組P 控制器模組位置估測演算法模組反積分終結器模組及干

擾觀測器模組配合 Quartus II 整合性發展軟體進行晶片功能程式的撰寫編譯模擬

以及驗證在 FPGA 晶片中實現音圈馬達防手震位置控制功能利用 FPGA 晶片可重複規

劃的特性根據音圈馬達規格的設定及控制架構上的參數調整即可適用於不同的參數

規格馬達的控制應用最後方可透過半導體的製程技術與移植過程提高晶片性能與

減少功率消耗並達到縮小元件體積與降低成本的目標

70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

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工程研究所碩士論文 2005

• mjvc論文排版1
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70

62 未來發展

在未來的發展方面可以在控制器的設計上加以改進在控制響應及精度日趨要求

下可以使用較高階的控制器例如模糊控制理論適應控制理論以加強控制的響應

以及穩健度亦或設計出具有動態學習功能的類神經模糊控制理論加強控制晶片對不

同環境的適應性及最佳性

在使用加工更精密的磁性尺的情況下將可以使各區間磁場強度差異及充磁間距變

動所產生的位置計算影響大幅減低使其與滑動元件實際位置誤差能更為縮小使系統

能進行更精確的定位經由上述方式將能大幅的提昇音圈馬達對焦系統的定位精確度及

可以加快其響應速度使音圈馬達對焦系統更能發揮其定位精確及響應快速的優點

71

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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參考文獻

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[16] 何品齊干擾觀測器應用於數位相機的自動對焦系統設計國立交通大學電機與控制

工程研究所碩士論文 2005

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工程研究所碩士論文 2005

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