DISSERTAÇÃO DE MESTRADO Nº 1064 ANÁLISE E CONSTRUÇÃO … · 2019-11-14 · DISSERTAÇÃO DE MESTRADO Nº 1064 ANÁLISE E CONSTRUÇÃO DE UM CIRCUITO GERADOR DE PULSOS UWB PARA

DISSERTAÇÃO DE MESTRADO Nº 1064

ANÁLISE E CONSTRUÇÃO DE UM CIRCUITO GERADOR DE PULSOSUWB PARA APLICAÇÕES DE RADAR DE PENETRAÇÃO DE SOLO

Jose Olger Vargas Garay

DATA DA DEFESA: 12/07/2018

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Universidade Federal de Minas Gerais

Escola de Engenharia

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica

ANÁLISE E CONSTRUÇÃO DE UM CIRCUITO GERADOR DEPULSOS UWB PARA APLICAÇÕES DE RADAR DE

PENETRAÇÃO DE SOLO

Jose Olger Vargas Garay

Dissertação de Mestrado submetida à BancaExaminadora designada pelo Colegiado do Programade Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da Escolade Engenharia da Universidade Federal de MinasGerais, como requisito para obtenção do Título deMestre em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Ricardo Luiz da Silva Adriano

Belo Horizonte - MG

Julho de 2018

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ANÁLISE E CONSTRUÇÃO DE UM CIRCUITO GERADOR DEPULSOS UWB PARA APLICAÇÕES DE RADAR DE

PENETRAÇÃO DE SOLO

Este trabalho é dedicado aos meus pais.

Agradecimentos

Agradeço aos meus pais, Eliecer Vargas e Francelina Garay, por todo o esforço e

sacrifício para me dar educação, pelo apoio nas minhas decisões, pelo suporte para vir estudar

no Brasil, e me incentivar na busca de um futuro melhor.

Ao meu orientador Prof. Ricardo Adriano, pelo incentivo e orientação durante o mes-

trado, pelo ensinamento, pela paciência e motivação.

À minha família, pelo apoio, por se preocuparem e acreditarem em mim.

Aos meus colegas e amigos colombianos, Andrés, Luilly, Diego e David, pela aprendi-

zagem e pelo companheirismo nas disciplinas, pelos momentos de descontração e conversas.

Aos meus amigos de república Badaia, Lucas, Rafael, Herbert.

Aos colegas do LEA pela agradável convivência, pelos momentos de aprendizagem e

ajuda. Especialmente à Maria pela amizade e por compartilhar seus conhecimentos e por

sua contribuição ao trabalho. À Polyanna pela amizade e disponibilidade, por sua ajuda com

correções do português no texto da dissertação.

Ao CNPq, CAPES e FAPEMIG pelo apoio financeiro durante o mestrado e suporte

deste projeto.

vii

Resumo

Este trabalho apresenta o desenvolvimento de um circuito gerador de pulsos UWB

(Ultra Wideband) de baixa complexidade e baixo custo para aplicações de Radar de Pene-

tração de Solo (GPR). O problema da escolha do pulso UWB apropriado para aplicações

GPR em meios estratificados é abordado, sendo analisados diferentes tipos de pulsos bem

como diferentes circuitos geradores de pulsos UWB presentes na literatura. Posteriormente,

são propostas e avaliadas duas topologias de circuitos geradores mediante simulações.

As topologias empregadas na geração de pulsos consistem em quatro estágios: gerador

de onda quadrada, estágio de atrasos, um gerador de pulso triangular e um filtro modulador

do pulso. A primeira topologia usa um circuito gerador de pulso triangular baseado no uso

de uma porta NAND e a segunda topologia usa um circuito gerador de pulso triangular

baseado no uso de uma porta lógica NOR. Como resultado é obtido um pulso gaussiano de

curta duração, esse pulso é convertido em um pulso de segunda ordem de derivação usando

um filtro modulador do pulso. As arquiteturas dos circuitos propostos no presente trabalho

são adaptadas para projetar e construir um circuito eletrônico capaz de gerar pulsos UWB

utilizando transistores TBJ com elevada frequência de transição, operando como chave em

circuitos lógicos, alcançando tempos de subida e descida da ordem de nanosegundos.

A placa de circuito eletrônico foi construída usando substrato FR-4 e componentes

discretos. O projeto baseado na porta NAND apresenta um pulso medido sobre uma carga

de 50 Ω com duração de 79 ns. O segundo projeto baseado no uso da porta NOR mostra um

pulso de segunda ordem de derivação do pulso gaussiano, com largura de 1,47 ns e frequência

de repetição do pulso de 2 MHz. Finalmente, o pulso é avaliado de acordo com os requisitos

do problema GPR multicamadas.

Palavras-chave: Gerador de pulso UWB, Radar de Penetração de Solo, Transistor de

Junção Bipolar, Pulso de Ricker.

viii

Abstract

This work presents the development of a low complexity and low cost UWB pulse

generator circuit for GPR applications. The first objective of the dissertation is to choose an

UWB pulse suitable for GPR applications, therefore, different types of pulses are analyzed

and different UWB pulse generator circuits are reviewed from the literature. Hence, two

generator circuit topologies are proposed and evaluated through simulations.

The topologies used in UWB pulse generators consist of four stages: square wave

generator, delay stage, a triangular pulse generator and a pulse modulator filter. The first

topology uses a triangular pulse generator circuit based on the NAND gate and the second

topology uses a triangular pulse generator circuit based on the NOR logic gate. As a result,

a short gaussian pulse is generated, which is converted into a second order derivation pulse

using a pulse modulator filter circuit. The architectures of the circuits proposed in the this

work are adapted to design and implement an electronic circuit capable of generating UWB

pulses using BJT transistors with high frequency of transition, operating as a switch circuit,

achieving rise and fall times in the nanosecond-order.

The electronic circuit board was built using FR-4 substrate and discrete components.

The design based on the NAND gate presents a pulse measured on 50 Ω load with duration

of 79 ns. The second project based on the NOR gate shows a second derivative Gaussian

pulse, with width of 1.47 ns and pulse repetition frequency of 2 MHz. Finally, the pulse is

evaluated according to the requirements of the GPR multilayer problem.

Keywords: UWB Pulse Generator, Ground Penetrating Radar, Bipolar Junction

Transistor, Ricker Wavelet.

Sumário

Lista de Figuras XIV

Lista de Tabelas XV

Lista de Siglas XVI

1 Introdução 1

1.1 Motivação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Princípios físicos do GPR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3 Descrição do GPR no domínio do tempo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.3.1 Transmissor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.3.2 Receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.3.3 Circuito de temporização . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.4 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.5 Estrutura da dissertação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2 Fundamentação Teórica 8

2.1 Tecnologia UWB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2 Análise do problema multicamada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.3 Escolha do pulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.3.1 Análise do pulso gaussiano e suas primeiras derivadas . . . . . . . . . 14

2.4 Topologias de circuito gerador de pulsos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.4.1 Gerador de pulsos baseado em diodo de recuperação de passo . . . . 18

2.4.2 Gerador de pulsos a efeito de avalanche . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

x Sumário

2.4.3 Gerador de pulsos baseado em CMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.4.4 Topologia escolhida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3 Análise e Geração do Pulso 26

3.1 Características do pulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.1.1 Análise utilizando um monociclo gaussiano . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.1.2 Análise utilizando um pulso Ricker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.2 Circuitos propostos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.3 Projeto e Simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.3.1 Gerador de onda quadrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.3.2 Inversor lógico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.3.3 Simulação e resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.3.4 Gerador de pulso triangular . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.3.5 Filtro modulador de pulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.4 Projeto 1: simulação e resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.5 Projeto 2: simulação e resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.6 Comparação dos projetos simulados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4 Construção do Protótipo e Resultados Experimentais 57

4.1 Projeto da placa eletrônica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.2 Construção dos protótipos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.3 Resultados experimentais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.3.1 Projeto 1: Gerador de pulsos baseado em uma porta NAND . . . . . 64

4.3.2 Projeto 2: Gerador de pulsos baseado em uma porta NOR . . . . . . 67

4.4 Avaliação da largura do pulso teórico para o problema GPR multicamadas . 73

5 Conclusões 74

5.1 Trabalhos futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

Referências Bibliográficas 77

Lista de Figuras

1.1. Princípio básico da técnica de GPR para inspeção de pavimentos. . . . . . . 4

1.2. Diagrama de blocos do GPR no domínio do tempo. . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1. Pontos de corte abaixo de 10 dB do sinal UWB . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.2. Transmissão e reflexão de uma onda plana em múltiplas camadas. . . . . . . 10

2.3. Pulsos temporais com largura à meia amplitude W . (a) Os pulsos são clara-

mente separáveis quando T >> W . (b) Dois pulsos são considerados distin-

guíveis até T ≈ W . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.4. Formas de pulsos básicos. a) pulso quadrado, b) pulso cossenoidal, e c) pulso

Gaussiano. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.5. Monociclo Gaussiano para várias larguras de pulso. a) domínio do tempo e b)

níveis de emissão do monociclo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.6. Pulso Gaussiano de segunda ordem de derivação para várias larguras de pulso.

a) domínio do tempo e b) níveis de emissão do pulso. . . . . . . . . . . . . . 16

2.7. Densidade espectral de potência para n ordens de derivação do pulso Gaussiano 16

2.8. Gerador de pulso gaussiano usando um gerador de passo rápido e linhas de

transmissão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.9. Circuito gerador de monociclo gaussiano. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.10.Esquema de um gerador de pulsos baseado em SRD. . . . . . . . . . . . . . . 19

2.11.Circuito baseado em transistor de avalanche. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.12.Curva IC versus VCE em um transistor bipolar de junção. . . . . . . . . . . . 22

2.13.Lógica digital para geração de pulso. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.14.Diagrama de blocos da arquitetura proposta em [15] . . . . . . . . . . . . . . 25

xii Lista de Figuras

3.1. Monociclo gaussiano no domínio do tempo e suas características espectrais. . 28

3.2. Pulso de Ricker no domínio do tempo e suas características espectrais. . . . . 31

3.3. Diagrama de blocos proposto para geração de pulsos UWB baseado no uso de

uma porta lógica NAND. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.4. Diagrama de blocos proposto para geração de pulsos UWB baseado no uso de

uma porta lógica NOR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.5. Multivibrador Astável. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.6. Formas de onda produzidas pelo circuito multivibrador astável. . . . . . . . . 35

3.7. Inversor lógico com TBJ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.8. Pontos de operação para uma porta lógica com TBJ. . . . . . . . . . . . . . 38

3.9. Definição dos intervalos de tempo de uma forma de onda pulsada. . . . . . . 39

3.10.Inversor lógico conectado na saída do circuito multivibrador astável. . . . . . 40

3.11.Tensão VCQ2 com a influência de carga do inversor lógico. . . . . . . . . . . . 42

3.12.Tensão de saída do inversor lógico (VCQ3). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.13.Estágio de atraso formado por três inversores lógicos conectados na saída do

multivibrador astável. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.14.Circuito esquemático do gerador de pulso gaussiano. . . . . . . . . . . . . . . 44

3.15.Formas de onda das tensões de base dos transistores Q7 e Q8. . . . . . . . . 45

3.16.Tensão de saída da porta NAND. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.17.Forma do pulso resultante no coletor de Q7. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.18.Forma do pulso resultante no coletor de Q7. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.19.Circuito esquemático do gerador de pulso gaussiano. . . . . . . . . . . . . . . 47

3.20.Formas de onda das tensões de base dos coletores Q7 e Q8. . . . . . . . . . . 48

3.21.Tensão de saída da porta NOR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.22.Forma do pulso resultante no coletor Q7 e Q8. . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.23.Circuito tanque RLC de segunda ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.24.Circuito paralelo RLC de segunda ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.25.Projeto 1: Circuito esquemático do gerador de pulsos UWB. . . . . . . . . . 52

3.26.Tensão de saída V0 para R = 50 Ω, R = 70 Ω e R = 100 Ω. . . . . . . . . . . 53

Lista de Figuras xiii

3.27.Resposta em frequência do pulso gerado para RL = 50 Ω. . . . . . . . . . . . 53

3.28.Projeto 2: Circuito esquemático do gerador de pulsos UWB. . . . . . . . . . 54

3.29.Tensão de saída V0 para R = 50 Ω, R = 70 Ω e R = 100 Ω. . . . . . . . . . . 55

3.30.Resposta em frequência do pulso gerado para RL = 50 Ω. . . . . . . . . . . . 55

4.1. Disposição apropriada das etapas de um circuito, de acordo com a sua velo-

cidade de operação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.2. Curvatura de trilha errada e adequada para circuitos que operam em altas

frequências [49]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.3. Layout da PCB referente ao circuito da Figura 3.25 . . . . . . . . . . . . . . 59

4.4. Layout da PCB referente ao circuito da Figura 3.28 . . . . . . . . . . . . . . 59

4.5. Geração de arquivos de fabricação da PCB com FlatCAM 8.4. . . . . . . . . 60

4.6. Linha microstrip. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.7. Protótipo 1: Circuito gerador de pulsos UWB. . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.8. Protótipo 2: Circuito gerador de pulsos UWB. . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.9. Tensão simulada e medida no coletor do transistor Q2. . . . . . . . . . . . . 63

4.10.Tensão simulada e medida na base do transistor Q2. . . . . . . . . . . . . . . 63

4.11.Tensão simulada e medida no coletor do transistor Q5. . . . . . . . . . . . . 64

4.12.Tensão simulada e medida nas bases dos transistores Q7 e Q8. . . . . . . . . 65

4.13.Tensões medidas nas bases dos transistores Q7 e Q8 que formam a porta NAND. 66

4.14.Tensão medida na saída da porta NAND. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.15.Pulso de saída medido V0. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.16.Densidade espectral de potência do pulso de saída medido Vo. . . . . . . . . 67

4.17.Tensão simulada e medida nas bases dos transistores Q7 e Q8. . . . . . . . . 68

4.18.Tensões medidas nas bases dos transistores Q7 e Q8 que formam a porta NOR. 69

4.19.Forma de onda medida na saída da porta NOR correspondente as tensões de

coletor dos transistores Q7 e Q8. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.20.Forma do pulso de saída na porta NOR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.21.Pulso final simulado e medido na saída do conector. . . . . . . . . . . . . . . 71

4.22.Pulso final teórico e medido na saída do conector. . . . . . . . . . . . . . . . 71

xiv Lista de Figuras

4.23.Densidade espectral de potência do pulso final teórico e medido na saída do

conector. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.24.Tempo decorrido entre dois pulsos na camada de asfalto. . . . . . . . . . . . 73

Lista de Tabelas

2.1. Valores típicos dos parâmetros dos materiais utilizados na construção de es-

tradas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.1. Duração máxima permitida para o monociclo gaussiano por camada. . . . . 28

3.2. Duração máxima permitida para o pulso Ricker por camada. . . . . . . . . . 30

3.3. Tempos de comutação do circuito inversor para diferentes valores de correntes

de ligação IB. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1. Análise dos resultados para um pulso com largura tp = 1, 47 ns. . . . . . . . 73

Lista de siglas

AC Corrente Alternada

A/D Analógico/Digital

BW Largura de Banda

CMOS Semicondutor de Metal-Óxido Complementar

DC Corrente Continua

EM Ondas Eletromagnéticas

FBW Largura de Banda Fracionada

FCC Federal Communication Commission

GPR Radar de Penetração de Solo

IR Rádio Impulso

LNA Amplificador de Baixo Ruído

LO Oscilador Local

PCB Placa de Circuito Impresso

PRF Frequência de Repetição de Pulso

PSD Densidade Espectral de Potência

SMD Surface Mounting Device

SRD Diodo de Recuperação de Passo

TBJ Transistor Bipolar de Junção

UWB Ultra Wideband

1 Introdução

1.1. Motivação

O Radar de Penetração de Solo (Ground Penetrating Radar, GPR), é um método

geofísico de prospecção das camadas do subsolo que emprega ondas eletromagnéticas (EM).

Inicialmente, o GPR foi aplicado principalmente em materiais geológicos naturais. Atualmen-

te, o GPR é igualmente bem aplicado a uma série de outros meios, como madeira, concreto e

asfalto [1]. A técnica do GPR é comumente usada para construção e manutenção de rodovias,

onde a estimativa da espessura do asfalto e as características das camadas é importante para

avaliar a qualidade das estradas ou ferrovias [2].

A técnica do GPR no domínio do tempo geralmente usa a amplitude e o tempo de

viagem dos pulsos entre as camadas para definir suas propriedades dielétricas [3]. Pulsos

transientes sem portadora senoidal, com largura da ordem de nanosegundos ou subnanose-

gundos são amplamente empregados na transmissão. Por outro lado, o rádio de impulso ou

IR-UWB é uma tecnologia em crescimento que emergiu como uma solução potencial para

comunicações de curto alcance e alta taxa de dados [4]. Os pulsos de curta duração de banda

ultra larga (Ultra Wideband - UWB) proporcionam melhor resolução e maior precisão nas

medições. Uma ampla largura de banda possibilita uma excelente resolução no tempo. Além

disso, apresenta uma baixa densidade espectral de potência e baixa probabilidade de inter-

ferência [5]. Assim, a tecnologia UWB permite o desenvolvimento para a implementação de

projetos simples e de baixo custo em aplicações de radares de alta definição. Estas vantagens

têm grande impacto em aplicações de radares de penetração de solo tais como detecção de

alvos, medição de parâmetros elétricos do solo [6], e estimação de pavimentos [7].

2 1 Introdução

O desempenho do sistema GPR é sensível ao tipo de pulso gerado. Consequentemente,

o desenho de circuitos geradores de pulsos UWB tornou-se um tema de extenso estudo.

Devido à crescente demanda por sistemas de comunicação sem fio, como o IR-UWB, é

necessário o desenvolvimento de novas arquiteturas de geradores de pulsos de banda larga.

Em contrapartida, a geração de pulsos de curta duração para excitar os sistemas GPR

representa um desafio no sistema transceptor, de forma que o sistema seja de alta precisão e

apresente boa eficiência espectral de potência. Uma das razões da utilização de pulsos UWB

no ambiente acadêmico e industrial se deve principalmente aos avanços da eletrônica digital

e analógica que tornaram possível a geração e processamento de sinais UWB com circuitos

de baixa complexidade e custos relativamente baixos.

Existem diferentes metodologias para o desenvolvimento de geradores de pulsos [8]

e [9]. Um dos desafios no projeto de um gerador de pulsos para GPR é o compromisso

entre baixa complexidade de implementação e eficiência espectral de potência. Recentemente,

vários trabalhos utilizam a tecnologia CMOS que é mais apropriada em aplicações de baixo

consumo de energia [10] e [11]. No entanto, a construção de circuitos integrados CMOS é

complexa e de elevado custo. Por outro lado, diodos de recuperação rápida e transistores

de avalanche são empregados na geração de pulsos UWB [12] e [13]. Outra metodologia do

projeto gerador de pulsos consiste em reduzir a complexidade de implementação, usando

componentes discretos como circuitos lógicos baseados em transistores bipolares de junção

(TBJs) [14] e [15].

Diferentes tipos de pulsos podem ser utilizados para aplicações UWB GPR. Em par-

ticular o pulso gaussiano que vem sendo amplamente empregado [16], [17] e [18]. Assim

como, pulsos gaussianos de primeira ordem de derivação, conhecidos como monociclos gaus-

sianos [19] e [20], e segunda ordem de derivação ou tipo Ricker [6]. Deste modo, a forma de

pulso baseado em derivadas do pulso gaussiano é geralmente usada porque é simples para

derivar expressões matemáticas e apresenta melhor relação entre eficiência espectral e grau

de simplicidade do circuito gerador, por isso, é considerado como um dos pulsos candidatos

mais convenientes para aplicações UWB [21].

A proposta principal a ser desenvolvida neste trabalho é a implementação, de um

1.2 Princípios físicos do GPR 3

circuito simples e de baixo custo capaz de gerar pulsos de curta duração para aplicações de

radar de penetração de solo, destinados à análise do problema de multiplas camadas.

1.2. Princípios físicos do GPR

O progresso recente no desenvolvimento do GPR tornou-o uma técnica versátil, prá-

tica e econômica que oferece uma alta resolução para obter grandes detalhes e informações

sobre diferentes subsuperfícies. Atualmente os sistemas de radar são utilizados tanto em apli-

cações militares quanto civis. Assim, o GPR tem sido utilizado em diversas aplicações como:

investigação arqueológica [22], levantamento geofísico e mapeamento de glacial [23], esti-

mação de pavimentos [3], localização de tubos enterrados [24], detecção de minas terrestres,

monitoramento de processos hidrológicos e engenharia civil entre outras diversas áreas [1].

O GPR é uma técnica de teste não destrutivo e não invasivo bem estabelecida que usa

ondas EM para a investigação das camadas da subsuperfície. A Figura 1.1 ilustra o princípio

básico do GPR. A técnica é baseada na emissão de pulsos eletromagnéticos de curta duração,

através de uma antena transmissora (Tx) radiando ondas para a subsuperfície, envolvendo

os fenômenos próprios da propagação como: reflexões, refrações e difrações, para depois

serem captados por uma antena receptora (Rx). A energia refletida é coletada e exibida

como uma forma de onda mostrando as amplitudes e o tempo decorrido entre a transmissão

de um pulso e suas reflexões. Quando as medições são repetidas com certa frequência (até

centenas de MHz) e a antena está em movimento, um perfil contínuo é obtido através do

alvo. A caracterização do meio é determinada por uma série de parâmetros inerentes, tais

como: propriedades magnéticas (permeabilidade) e as propriedades elétricas (condutividade

e permissividade elétrica).

Existem basicamente dois tipos de sistemas de GPR: o radar pulsado no domínio do

tempo e o radar escalonado (domínio da frequência). No primeiro caso, em um sistema de

radar pulsado, a transmissão e a recepção do pulso são realizadas em momentos distintos,

comumente com uma frequência de repetição de pulso (PRF) definida. Esses radares usam

um receptor de amostragem e podem ser considerados para operar no domínio do tempo. Para

obter uma grande largura de banda, os pulsos devem ser estreitos. Por outro lado, um sistema

4 1 Introdução

GPR de frequência escalonada decompõe o pulso eletromagnético em seus componentes

espectrais e os radia sequencialmente. Consequentemente, radia e recebe trens de sinais

senoidais [25].

Figura 1.1: Princípio básico da técnica de GPR para inspeção de pavimentos.

1.3. Descrição do GPR no domínio do tempo

O sistema GPR no domínio do tempo é classificado em duas categorias: amplitude

modulada e o GPR sem portadora. Inicialmente, a técnica GPR de amplitude modulada

envia pulsos com uma frequência portadora. Esta frequência portadora é modulada por um

envelope quadrado. Um pulso de curta duração oferece uma boa resolução de profundidade.

Com isso, o pulso gaussiano ou monociclo gaussiano é normalmente usado. A frequência

central do pulso pode variar de algunsMHz até alguns GHz como uma função da aplicação.

Neste caso, a largura de banda de -3 dB do monociclo gaussiano emitido é aproximadamente

igual à frequência central fC .

A necessidade de sistemas GPR por maior largura de banda levou ao desenvolvimento

de uma segunda categoria de GPR no domínio do tempo, isto é, o GPR sem portadora. A

largura do pulso sem portadora é normalmente da ordem de nanosegundos ou subnanosegun-

dos. Tipicamente um pulso gaussiano é usado. O GPR sem portadora também é chamado

de UWB GPR [14].

1.3 Descrição do GPR no domínio do tempo 5

No sistema GPR mostrado na Figura 1.1, além do processamento de dados e exibição

do pulso no domínio do tempo, o GPR possui três principais partes: transmissor, circuito

de temporização e unidade receptora. Deste modo, o circuito de temporização aciona o

transmissor e o receptor. O diagrama de blocos do GPR no domínio do tempo é mostrado

na Figura 1.2.

Transmissor

Receptor

Figura 1.2: Diagrama de blocos do GPR no domínio do tempo.

1.3.1. Transmissor

O transmissor consiste em um circuito gerador de pulsos transientes de curta duração

com uma periodicidade de ocorrência chamada de frequência de repetição de pulso, PRF.

No diagrama da Figura 1.2 foi incluído um amplificador de baixo ruído (LNA) que amplifica

o sinal gerado e a potência utilizada no transmissor depende da profundidade de penetração

requerida pela aplicação e das características de sensibilidade do receptor. Por outro lado,

a forma do pulso utilizado é comumente um pulso gaussiano ou monociclo gaussiano, mas

outras formas, como derivações do pulso gaussiano também são usadas [6]. A tecnologia

geralmente empregada na geração de pulsos GPR é baseada em dispositivos semicondutores

de comutação rápida tais como transistores de avalanche e diodos de recuperação de passo

(SRD) ou uma combinação de ambos [26].

6 1 Introdução

1.3.2. Receptor

O bloco receptor é o estágio mais complexo na implementação do hardware. Seu

desempenho tem um impacto direto no desempenho geral do GPR. O receptor tem que ser

muito sensível, possuir uma grande largura de banda, uma alta faixa dinâmica e uma boa

performance de ruído. O receptor tem dois blocos principais: um amplificador de baixo ruído

(LNA) e um conversor analógico-digital (A/D).

Há uma indisponibilidade de conversores analógico-digitais com taxas de amostragem

suficientemente altas e com faixa dinâmica suficiente, embora isso esteja mudando. Técnicas

alternativas de captura de sinais têm sido usadas há muitos anos e ainda são a base da

aquisição de sinais em sistemas GPR. Essas técnicas medem a resposta sem ter que digitalizar

diretamente na alta taxa necessária para capturar o sinal, geralmente na faixa de frequência

de alguns GHz. Portanto, sistemas no domínio do tempo usam a técnica de amostragem de

tempo equivalente [1].

1.3.3. Circuito de temporização

O receptor do sistema GPR no domínio do tempo é baseado na aquisição não-coerente

do sinal de RF retroespalhado. Isso significa que a aquisição deve ser controlada por um

circuito de temporização muito estável e preciso que sincroniza o trabalho entre as diferentes

partes do sistema. O temporizador é responsável primeiramente por acionar o gerador de

pulsos, e em segundo lugar em gerar os sinais de temporização, conforme necessário para o

amostrador sequencial, por exemplo um disparo (trigger) para o conversor A/D.

1.4. Objetivos

O principal objetivo deste trabalho é desenvolver um circuito gerador de pulsos de

curta duração da ordem de nanosegundos para aplicações de radar de penetração de solo

(GPR) dedicados à análise de meios estratificados. Para a obtenção desse objetivo, foram

realizadas as seguintes etapas:

1.5 Estrutura da dissertação 7

Estudo analítico das formas de ondas dos sinais de GPR comumente utilizados na

análise de meios estratificados.

Levantamento dos requisitos espectrais dos pulsos GPR para um problema de pavi-

mento composto por três camadas.

Estudo do funcionamento de diferentes topologias de circuitos geradores de pulso UWB.

Adequação de arquiteturas de circuitos geradores de pulsos baseadas em componentes

discretos aos requisitos do problema multicamada.

Projeto e construção de protótipos levando em conta possíveis interferências eletro-

magnéticas.

Realização de medições e avaliação das características do pulso gerado em relação aos

requisitos do problema de estimação de pavimentos.

1.5. Estrutura da dissertação

Esta dissertação está organizada em 5 capítulos. No capítulo 2 é apresentada a fun-

damentação teórica e conceitos matemáticos usados em aplicações UWB GPR, Também são

apresentadas diferentes topologias de geradores de pulsos. No capítulo 3 são apresentados

os requisitos do pulso GPR para estimação de pavimentos. Além das topologias propostas

para geração de pulsos, assim como as simulações e os componentes utilizados para proje-

tar e implementar o circuito gerador. No capítulo 4, após definido o desempenho de cada

estágio das topologias candidatas, é apresentado o projeto de placa e construção do circuito

eletrônico. Além disso, são analisados os resultados experimentais e comparados aos dados

analíticos do sistema GPR. Por último, o capítulo 5 apresenta as conclusões do trabalho e

propostas futuras.

2 Fundamentação Teórica

Este capítulo apresenta uma revisão dos principais conceitos e fundamentos teóricos

da tecnologia empregada neste projeto e das características do sistema de radar de penetração

de solo, GPR.

2.1. Tecnologia UWB

Nas últimas décadas, a tecnologia UWB tem sido utilizada em diferentes aplicações

tanto militares quanto civis. Porém uma mudança substancial ocorreu em fevereiro de 2002,

quando a FCC (Federal Communication Commission) emitiu uma decisão de que a tecnologia

UWB poderia ser usada para comunicações de dados, bem como para aplicações de radar e

segurança [27]. A FCC classificou a operação de sistemas UWB em três tipos de dispositivos

diferentes:

1. Sistema de imagem. Incluindo radares de penetração de solo (GPRs) e radar através

de objetos, vigilância e dispositivos de imagem médica.

2. Sistemas de radar veiculares.

3. Sistemas de comunicação e medição.

O UWB apresenta diversas diferenças com respeito aos sistemas convencionais de

banda estreita, tais como [9]:

A elevada largura de banda habilita uma boa resolução no tempo, que é de grande

importância no rastreamento de precisão e também na construção de radares.

2.1 Tecnologia UWB 9

Pulsos de curta duração capazes de prover um desempenho robusto em ambientes

multipercurso.

Baixa densidade espectral de potência (Power Spectral Density, PSD) que permite a

coexistênica entre outros usuários.

A regulamentação da FCC define um sistema UWB como qualquer sistema que ocupe

uma largura de banda igual ou maior a 500 MHz, na banda de 3,1 a 10,6 GHz ou ter uma

largura de banda fracionada (Fraction Bandwidth, FBW ) igual ou maior que 0,2. A FBW

pode ser determinada pela seguinte expressão [21]:

FBW = 2

(fH − fLfH + fL

)(2.1)

Onde fH e fL são respectivamente as frequências de corte dos limites superior e

inferior a -10 dB. A frequência central de operação, fC é calculada pela equação (2.2).

fC =fH + fL

2(2.2)

10 dB 10 dB

fffff

fL fC fH

Largura de Banda

Máscara Espectral

Figura 2.1: Pontos de corte abaixo de 10 dB do sinal UWB

10 2 Fundamentação Teórica

A Figura 2.1 mostra os pontos das frequências de corte e a largura de banda do

sinal UWB, bem como a máscara espectral, a qual tem relação com a densidade espectral de

potência (PSD), definida como a intensidade de potência concentrada em uma determinada

largura de banda e calculada pela equação (2.3).

PSD =PsinalBW

(2.3)

Como o UWB tem que distribuir a energia sobre uma largura de banda tão grande,

sua densidade espectral de energia é muito baixa, o que faz com que as possíveis interferências

com outros sinais que usem a mesma porção de espectro sejam quase nulas.

2.2. Análise do problema multicamada

O problema de estimação de pavimentos pode ser modelado como um sistema multi-

camadas, como mostra-se na Figura 2.2, o qual está composto de três superfícies de camadas

com diferentes parâmetros elétricos: permissividade (ε), permeabilidade (µ) e condutividade

(σ). Onde a camada de sub-base é considerada solo natural com espessura infinita.

Figura 2.2: Transmissão e reflexão de uma onda plana em múltiplas camadas.

2.2 Análise do problema multicamada 11

Assumindo uma onda plana incidente, a potência refletida Pr depende da potência

transmitida Pt, além de vários parâmetros devidos aos fenômenos de propagação do sinal e aos

fatores das propriedades elétricas do solo tais como permissividade relativa εr, permeabilidade

µr, atraso θ, condutividade σ, atenuação α, frequência de operação f , distância ou espessura

da camada d, e assim sucessivamente. Matematicamente isto pode ser expresso como [6]:

Pr = g(Pt, θ, µr, εr, σ, α, f, d, ...), (2.4)

onde g representa uma função arbitrária a qual depende dos parâmetros mencionados.

Entretanto, para um cenário análogo a uma linha de transmissão a potência refletida no

cenário multicamada pode ser expressa pela equação (2.5).

Pr = Pt|Γ|2, (2.5)

Onde o coeficiente de reflexão Γ pode ser calculado pela equação (2.6).

Γ = Γ0 + Γ1e−j2β1d1 + Γ2e

−j2(β1d1+β2d2). (2.6)

Para cada camada L = [1, 2, 3], o coeficiente de reflexão é dado por:

ΓL =

√εLr −

√ε(L−1)r√

εLr +√ε(L−1)r

. (2.7)

E a constante de propagação βL para cada camada é expressada na equação (2.8).

βL = 2πf√µ0ε0εLr. (2.8)

Em que εLr representa a permissividade relativa de cada camada, µ0 e ε0 são respec-

tivamente a permeabilidade e permissividade do ar.

Finalmente, a potência média transmitida Pt, em um intervalo de tempo T do sinal

x(t), pode ser calculada como:

Pt =1

T

∫ T

0

|x(t)|2 dt (2.9)


Para a análise das restrições do problema multicamada é necessário encontrar o valor

adequado da largura do pulso transmitido. Dessa forma é desejável que, o tempo decorrido

entre dois pulsos seja menor do que o tempo que a parcela transmitida gasta para percorrer

a camada seguinte, refletir na próxima interface e retornar.

O tempo que o pulso demora para percorrer uma camada ∆tdi é dado pela equação

(2.10), onde c é a velocidade da luz e os valores típicos da espessura da camada (di), e

permissividade (εr), são definidos na Tabela 2.1 [28], [29] e [30].

∆tdi =di√εi

c. (2.10)

Tabela 2.1: Valores típicos dos parâmetros dos materiais utilizados na construção de

estradas.

Camada εr (F/m) d (cm)

1. Asfalto 2 - 12 6 - 10

2. Base 5 - 10 20 - 30

3. Sub-base 10 - 25 -

A Figura 2.3 mostra dois casos em que o pulso é caracterizado pela largura à meia

amplitude W , a qual é dada pela diferença de tempo entre os pontos extremos do pulso

quando atinge a metade do seu valor máximo. No primeiro caso da Figura 2.3a, os pulsos

estão separados claramente e não há sobreposição, no segundo caso da Figura 2.3b existe uma

sobreposição dos pulsos. Um conceito amplamente aceito é que dois pulsos são distinguíveis

se a separação entre eles for pelo menos igual ao valor da largura à meia amplitude W [1].

Logo, permitindo uma sobreposição dos pulsos separados, no pior dos casos, pela

largura à meia amplitude T ≈ W [1], a restrição do pulso poderia ser dada por:

W≤2∆tdi, ∀i = 0, 1, 2. (2.11)

2.3 Escolha do pulso 13

Figura 2.3: Pulsos temporais com largura à meia amplitudeW . (a) Os pulsos são claramente

separáveis quando T >> W . (b) Dois pulsos são considerados distinguíveis até

T ≈ W .

2.3. Escolha do pulso

A literatura sugere que a forma do pulso Sinc é a melhor para aplicações UWB [31].

Mas, a complexidade dos circuitos para este tipo de pulso é muito grande. Assim, uma pri-

meira abordagem para a seleção do pulso UWB pode ser dada a partir da análise das formas

de onda mais conhecidas. A Figura 2.4 mostra o comportamento temporal e as característi-

cas espectrais de três tipos de pulsos básicos. O circuito eletrônico gerador de pulsos de onda

quadrada é um dos mais simples, embora suas características espectrais não são adequadas

para aplicações UWB, porque apresenta maior emissão lateral. Em contrapartida, a onda

cosseno tem um espectro com menor emissão lateral, ainda assim possui pouca eficiência

espectral. A melhor relação entre eficiência espectral e grau de simplicidade do circuito ge-

rador pode ser encontrada no pulso gaussiano, por isso, é considerado como um dos pulsos

candidatos mais convenientes para aplicações UWB [31] e [32].

Por outro lado, pode-se observar que o pulso gaussiano apresenta componente DC

(corrente continua ou frequência zero), que em termos de radiação, é menos eficiente que a

componente AC (corrente alternada) [32]. Uma solução amplamente adotada para eliminar

as componentes DC usa derivadas do pulso gaussiano [33] e [34]. Portanto, a análise do pulso

gaussiano e suas primeiras derivadas é o primeiro objetivo deste trabalho, a fim de encontrar

a forma do pulso mais adequada às necessidades do problema de multicamadas [2].


t

t

t

f

f

f

13 dB

23 dB

35 dB

a)

b)

c)

Figura 2.4: Formas de pulsos básicos. a) pulso quadrado, b) pulso cossenoidal, e c) pulso

Gaussiano.

2.3.1. Análise do pulso gaussiano e suas primeiras derivadas

O pulso candidato mais conveniente para aplicações UWB é o pulso gaussiano. Esta

forma de pulso de curta duração (geralmente da ordem de nanosegundos ou subnanosegun-

dos) tem baixa emissão de energia e não precisa de portadora. Além disso, a complexidade

dos circuitos para este tipo de pulso é relativamente simples, o que faz sistemas de UWB

serem únicos por sua elevada largura de banda e o seu potencial para implementação em

projetos simples e de baixo custo [9], em comparação com outros sistemas.

Para entender as características do pulso gaussiano, considere a variação temporal do

pulso expressada pela equação (2.12).

x(t) = A exp

−(t− t0)2

τ 2

, (2.12)

onde, A corresponde à amplitude do pulso, t0 é o momento de ocorrência do pulso e τ

2.3 Escolha do pulso 15

a constante de tempo. Assim, a primeira derivada do pulso gaussiano conhecida como mono-

ciclo e a segunda derivada (pulso Ricker) são respectivamente representadas pelas equações

(2.13) e (2.14).

x(1)(t) = −2At

τ 2exp

−(t− t0)2

τ 2

, (2.13)

x(2)(t) =2A

τ 2

[2

τ 2(t− t0)2 − 1

]exp

−(t− t0)2

τ 2

. (2.14)

A duração do pulso tp é definida como o intervalo em que está contida 99.99% da

energia do pulso [34]. Usando esta definição é possível encontrar que a duração do monociclo

gaussiano pode ser calculada como tp ≈ 5τ e a duração do pulso Ricker por tp ≈ 6τ . A

Figura 2.5 mostra a variação temporal do monociclo gaussiano para várias larguras de pulso

e a respectiva PSD normalizada de cada pulso. Observa-se que as curvas não apresentam

componentes de frequência DC que envolvem a eficiência de emissão, e o pulso apresenta

uma boa largura de banda.

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (ns)

-1

-0.5

0

0.5

1

Am

plit

ude

tp= 1.0 ns

tp= 2.0 ns

tp= 2.5 ns

tp= 3.0 ns

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Frequência (GHz)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

PS

D n

orm

aliz

ada (

dB

)

Figura 2.5: Monociclo Gaussiano para várias larguras de pulso. a) domínio do tempo e b)

níveis de emissão do monociclo.

A Figura 2.6 ilustra o pulso gaussiano de segunda ordem de derivação, onde se ob-

serva que não possui componente DC. Nota-se que ao diminuir a largura do pulso há um

aumento da largura de banda, entretanto aumenta-se também a frequência central, o que


faz com que os pulsos de primeira e segunda ordem de derivação do pulso gaussiano sejam

uma boa solução para aplicações de GPR.

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (ns)

-1

-0.5

0

0.5

Am

plit

ude

tp= 1.0 ns

tp= 2.0 ns

tp= 2.5 ns

tp= 3.0 ns

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Frequência (GHz)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

PS

D n

orm

aliz

ada (

dB

)

Figura 2.6: Pulso Gaussiano de segunda ordem de derivação para várias larguras de pulso.

a) domínio do tempo e b) níveis de emissão do pulso.

0 2 4 6 8 10 12

Frequência (GHz)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

PS

D N

orm

aliz

ad

a (

dB

)

n=1

n=2

n=3

n=4

n=5

Figura 2.7: Densidade espectral de potência para n ordens de derivação do pulso Gaussiano

Em aplicações de sistemas de comunicações UWB é comum utilizar derivadas de

ordem superior do pulso gaussiano, tipicamente quinta e sétima ordem [11], [35] e [36]. A

Figura 2.7 ilustra a emissão de energia até quinta ordem de derivação do pulso gaussiano. É

evidente que para ordens de derivação maior, a frequência central aumenta. Mas, a largura

de banda torna-se mais estreita, ou seja a energia se concentra em uma largura de banda

menor. Embora derivadas de ordem superior não apresentem componentes DC e a frequência

2.4 Topologias de circuito gerador de pulsos 17

central seja bastante elevada, os pulsos gerados apresentam maior oscilação. Tal característica

é indesejável em aplicações de GPR baseadas em radar pulsado no domínio do tempo. Em

contrapartida, os pulsos de primeira e segunda ordem de derivação apresentam pico bem

definido e boa largura de banda, na faixa de centenas de MHz até alguns GHz, que são

adequados para aplicações GPR. Geralmente esses GPRs operam com uma frequência central

variando de 10MHz a 2,5 GHz para resolver a localização e dimensões de camadas e objetos

em materiais eletricamente distintos [37].

Pelas razões mencionadas anteriormente, o monociclo gaussiano e o pulso Ricker

foram os pulsos escolhidos para aplicações de GPR, por conseguinte, no seguinte capítulo

serão estudados em detalhe para a caracterização do problema multicamada.

2.4. Topologias de circuito gerador de pulsos

Em sistemas transceptores UWB, a geração de pulsos de curta duração da ordem de

nanosegundos é uma função crítica e apresenta sérios desafios no projeto de circuitos. Além

da ampla largura de banda, são necessários baixo consumo de energia e baixa complexidade.

A seguir apresenta-se algumas abordagens acerca dos tipos de geradores de pulsos.

Conforme apresentado em [8], as primeiras técnicas de geração de pulsos gaussianos

UWB utilizavam geradores de passo rápido e linhas de transmissão de microondas. Como

mostra a configuração da Figura 2.8. Em [38] é usado um oscilador de onda quadrada para

acionar um diodo de recuperação de passo de comutação rápida (SRD) e gerar um sinal de

transição rápida. Durante o meio ciclo positivo da onda quadrada, o SRD conduz e armazena

parte da carga disponível. Quando o sinal do oscilador faz uma transição para o meio ciclo

negativo, o SRD descarrega essa energia abruptamente, excitando as linhas de transmissão.

A combinação do sinal que se propaga em direção à carga com o sinal refletido pela linha

em curto circuito produz um pulso gaussiano na saída do circuito [38].


a

Figura 2.8: Gerador de pulso gaussiano usando um gerador de passo rápido e linhas de

transmissão.

2.4.1. Gerador de pulsos baseado em diodo de recuperação de

passo

Em [39] foi proposto um novo gerador de pulso monociclo gaussiano UWB baseado

no diodo de recuperação de passos (SRD). Esse gerador de pulsos utiliza componentes não

lineares com uma única fonte de alimentação e linhas de transmissão de microfita. O circuito

mostrado na Figura 2.9 é composto de três partes principais: um gerador de pulso gaussiano

(1), uma rede de conformação do pulso (2) e um circuito formador de monociclo gaussiano

(3).

A primeira parte do circuito é um gerador analógico de pulso gaussiano. Ele usa um

diodo de recuperação de passos (SRD), que é a fonte mais comum usada para gerar pulsos

UWB. A principal função de um SRD é trabalhar como um comutador controlado de carga

usando uma junção P-I-N com características de comutação mais rápidas do que uma junção

PN típica. Uma carga armazenada é criada na junção como resultado dos portadores mino-

ritários inseridos durante o estado de polarização direta onde um tempo de recombinação

(ou tempo de vida do portador) deve ocorrer. A impedância de junção é abruptamente de-

pendente da carga armazenada, que tem a capacidade de levar os pulsos a tempos de subida

rápidos. Em qualquer caso, o diodo parece ter uma baixa impedância até que a carga dentro


RL

Diodo 1 Diodo 2

Diodo 3

Atenuador

1 2 3

Figura 2.9: Circuito gerador de monociclo gaussiano.

da junção esteja esgotada. Então, o diodo de corte rápido (snap) volta a entrar em um estado

de alta impedância, essencialmente parando a corrente reversa do SRD. Esta transição de im-

pedância, junto com a corrente dentro do SRD antes do corte, causa um pico de tensão [40].

Tipicamente os intervalos de tempo de corte (snap) variam de 30 a 250 ps, permitindo que

o SRD gere larguras de pulso da ordem de picosegundos [39]. Uma configuração comum de

gerador de pulso gaussiano é mostrada na Figura 2.10.

Oscilador de

onda quadrada

SRD

APulso

gaussiano UWB

linha de transmissão linha de

transmissão

Figura 2.10: Esquema de um gerador de pulsos baseado em SRD.

O SRD é acionado por um oscilador externo de 100 MHz. O pulso tipo rampa

produzido pelo SRD se divide no ponto A, viajando pela linha de transmissão reversa e

também se propagando pela linha de transmissão principal que forma um pulso gaussiano na

saída. A rampa, como o pulso, movendo-se em direção à linha de transmissão reversa, reflete


de volta por causa do curto stub. Em seguida, é convertido em um pulso atrasado de tempo

de rampa com polaridade oposta devido ao coeficiente de reflexão negativo do curto-circuito.

Na linha de transmissão principal, os dois pulsos se recombinam para formar uma forma de

pulso gaussiano. A largura do pulso depende do comprimento da linha de transmissão de

curto-circuito. A forma de pulso gaussiano obtida é distorcida e ocorrem oscilações (ringing)

devido ao rápido tempo de subida do pulso. Aqui, uma tensão negativa aparece antes do

pulso devido ao tempo de vida ou duração dos portadores do SRD. A rede de conformação

do pulso (Figura 2.9, parte 2) remove essa tensão negativa. A série de diodo Schottky

(Diodo 2) remove qualquer ringing negativo, essencialmente atuando como um retificador

de meia onda. Qualquer tensão abaixo da tensão direta de aproximadamente 0,6 V na onda

de entrada faz com que o diodo seja invertido, o que efetivamente desativa a saída até que a

entrada atinja um estado de tensão positivo. O diodo Schottky de derivação (shunt)(Diodo

3 na Figura 2.9) reduz o ringing no trem de pulsos atuando como um interruptor. Quando

o pulso passa através da seção do diodo shunt, a corrente é desligada devido ao impulso

de tensão, permitindo que o pulso passe sem distorção. Uma vez que o impulso de tensão

diminui, o diodo liga novamente, o que permite que ele se torne um curto-circuito novamente.

Aqui, o ringing funciona como uma forma de onda AC e sua tensão não é suficiente para

reverter a polarização do diodo, de modo que ele passe através do diodo para terra devido à

baixa impedância. A terceira parte do circuito da Figura 2.9 é um circuito de formação de

monociclo gaussiano, a qual converte o pulso gaussiano em um monociclo gaussiano usando

uma linha de transmissão em curto-circuito. A rede de conformação divide o impulso em

dois impulsos que chegam à junção da linha de transmissão e a saída do circuito. O impulso

que se propaga em direção ao curto-circuito é refletido de volta e combinado com o outro

impulso transmitido. Este gerador produz pulsos de monociclo de 270 ps com amplitude de

pico a pico de cerca de 1,7 V .

2.4.2. Gerador de pulsos a efeito de avalanche

Um transistor de avalanche é um transistor bipolar de junção (TBJ) projetado para

operar após atingir a tensão de ruptura da junção base-coletor, na região de ruptura de


avalanche e em particular a área conhecida como segunda ruptura. A operação entre o corte

e essa região permite que os transistores de avalanche alternem com tempos de subida e

descida da ordem de um nanosegundo [41]. Como resultado é obtido um pulso gaussiano na

saída.

Figura 2.11: Circuito baseado em transistor de avalanche.

A Figura 2.11 mostra um circuito que permite estudar o transistor bipolar de junção

na região de avalanche [42]. O resistor RB é escolhido de modo que o transistor Q1 seja

cortado quando Vtrigger = 0. Quando o transistor Q1 é cortado, o capacitor C2 é carregado

para uma tensão próxima a VCC através dos resistores RC e RL em série. A constante de

tempo da carga é τc = (RC +RL)C.

Na Figura 2.12 é mostrado, nos mesmos eixos de coordenadas, a corrente de carga

I do capacitor C versus a tensão VC e a corrente coletor IC versus a tensão do coletor VCE

do transistor Q1 (curva característica de saída do transistor Q1) [41]. A linha de carga do

capacitor (linha inferior) tem cruzamentos que são determinados por VCC , RC e RL. Depois

que o capacitor é carregado, a corrente por RC é consideravelmente reduzida (ponto de ope-


ração P1 da característica de saída de Q1) e nenhuma corrente flui através de RL. Portanto,

a tensão de saída em RL é zero. O circuito pode ser mantido neste estado indefinidamen-

te, desde que o transistor seja mantido em corte. A tensão VCC é escolhida muito próxima

da tensão de ruptura da junção BC, V CBO. A característica I − V para baixas tensões

coincide praticamente com o eixo VCE, uma vez que a corrente é insignificante (ICO). O

transistor está na região de corte. Enquanto localizarmos o ponto de operação P1 perto da

tensão de ruptura, a corrente aumenta moderadamente e pode atingir vários miliAmperes.

Curiosamente, nesta posição P1, não é totalmente válido dizer que o transistor está desliga-

do, porem permanece em alta resistência e baixa corrente, não produzindo avanço na alta

corrente nem a diminuição em VCE. A ruptura da avalanche é caracterizada quando a ten-

são V CEO é atingida e quando a corrente aumenta, já a segunda zona de ruptura é dada

pela diminuição de VCE e o valor negativo da resistência e, eventualmente, a alta corren-

te, em que a resistência é positiva, mas pequena e VCE está bem abaixo da tensão de ruptura.

Figura 2.12: Curva IC versus VCE em um transistor bipolar de junção.


Em [14] é usada uma configuração simples (Figura 2.11) com um transistor de ava-

lanche 2N5551 para gerar um pulso gaussiano UWB, apresentando uma arquitetura de baixa

complexidade adequada para aplicações UWB GPR. O circuito fornece um pulso gaussiano

quando ativado por um sinal de onda quadrada de 3 KHz. O resultado simulado do pulso

gaussiano é de 2 ns de duração, mas os resultados medidos em protoboard mostram um pulso

com largura de 11 ns, enquanto os resultados práticos do circuito em placa, apresentam uma

largura de pulso de 19 ns.

2.4.3. Gerador de pulsos baseado em CMOS

Diferentes alternativas para geração de pulsos UWB foram propostas mais recen-

temente na literatura, utilizando tecnologia CMOS devido ao baixo custo e também por

fornecer formas de pulsos e espectros de frequência reconfiguráveis. Uma boa revisão dessas

novas alternativas é apresentada em [8]. Uma das técnicas presente em [8] inclue a multipli-

cação de um pulso gerado em uma banda de frequência baixa (banda base) e posteriormente

convertida para a faixa de frequência desejada. Isto tipicamente emprega o uso de um osci-

lador local (LO) e um multiplicador de sinais. O controle da frequência central é obtido pelo

LO, que pode ter uma frequência fixa conhecida ou ser controlado por tensão para aplicações

em diversas frequências ou multibanda. Além disso, a largura de banda de radiação pode ser

ampliada através da manipulação do tempo de duração do pulso.

Outra maneira comum de gerar um pulso UWB diretamente sem usar um multipli-

cador é formar primeiro um impulso de banda base com uma duração de tempo muito curta

e uma largura de banda alta, posteriormente filtrar o pulso usando um filtro passa banda.

A frequência central e a largura de banda do sinal UWB são determinados principalmente

pelo filtro modulador (Pulse Shaping Filter) [8].

Alternativamente, circuitos lógicos digitais podem ser usados para gerar pulsos de

banda base, para posterior modulação, conforme mostrado na Figura 2.13. Eles usam inver-

sores para introduzir um pequeno atraso no sinal de entrada seguido por uma porta NOR

para gerar um pulso em cada transição da onda quadrada de entrada. Também pode-se

usar portas lógicas NAND no lugar de portas lógicas NOR para criar pulsos com polaridade


oposta em cada transição de subida da onda quadrada [27] e [36].

Em [16] foi fabricado um circuito gerador de pulso de baixo consumo de potência,

totalmente integrado e de baixo custo, utilizando tecnologia CMOS de 0,18 µm da UMC,

que pode ser aplicado em sistemas UWB. O pulso gaussiano consiste de um gerador de

onda quadrada, com um sinal de entrada (clock) de 100 MHz, e um circuito formador de

pulso, formado por um inversor e uma porta lógica NOR, como mostrado na Figura 2.13,

apresentando um pulso medido de 800 ps de duração, amplitude de 48 mV e com uma

largura de banda de 0 até 960 MHz.

Figura 2.13: Lógica digital para geração de pulso.

2.4.4. Topologia escolhida

Em [15] foi proposto um circuito gerador de pulsos UWB baseado nas lógicas digi-

tais anteriormente mencionadas. No entanto, na implementação do circuito foram utilizados

transistores de junção bipolar (TBJs) em vez de transistores CMOS. A Figura 2.14 mostra

o diagrama de blocos para geração dos pulsos. O circuito inclui dois atrasos no sinal de

entrada de onda quadrada e um inversor lógico derivado desse sinal de atraso, para depois

ser conectado a uma porta lógica NOR gerando um pulso gaussiano a partir da transição

das ondas de entrada da porta NOR. Por último, o estágio gerador do sinal UWB é baseado

na modulação do pulso gaussiano. Assim, o pulso final é formado por um circuito ressonador

RLC que desloca a banda de frequência do pulso gaussiano. A resistência de carga é repre-

sentada por uma antena conectada na saída do circuito gerador. Como resultado é obtido

um pulso simulado de 6,03 ns e com frequência de oscilação de 5,15 GHz. Os resultados me-


didos apresentam boa concordância quando comparados com os dados simulados. A largura

do pulsos medida foi de 6,52 ns e a frequência de oscilação de 4,93 GHz.

Figura 2.14: Diagrama de blocos da arquitetura proposta em [15] .

O circuito gerador construído em [15] apresenta uma arquitetura simples e utiliza

componentes discretos de baixo custo, gerando pulsos com características UWB. O circuito

resultante é de fácil construção e apresenta boa relação entre o circuito projetado e o resultado

experimental. Por essas razões, esse circuito foi escolhido como a base dos circuitos geradores

de pulsos propostos neste trabalho.

Entretanto, conforme apresentado na seção anterior, a forma de onda do sinal de

saída não é apropriada para aplicações de GPR. Embora em [15] não seja informada a

ordem de derivação do pulso de saída, os resultados demonstram um pulso semelhante a um

pulso gaussiano de sétima ordem. Deste modo, serão incluídas algumas modificações nessa

topologia com o objetivo de obter um pulso apropriado para aplicações de GPR. Como foi

analisado na seção 2.3, os pulsos candidatos para GPR são os pulsos gaussianos de primeira

e segunda ordem de derivação.

3 Análise e Geração do Pulso

Este capítulo apresenta a análise e o cálculo das características do pulso GPR aplicado

ao problema de multicamadas. Também serão apresentadas as topologias propostas e cada

um dos estágios que formam os circuitos para geração de pulsos. Assim como os resultados

obtidos nas simulações e diferentes análises com o objetivo de determinar o desempenho de

cada topologia.

3.1. Características do pulso

A seguir apresenta-se a análise e os cálculos dos requisitos espectrais dos pulsos GPR

candidatos aplicados ao problema multicamadas para estimação de pavimentos.

3.1.1. Análise utilizando um monociclo gaussiano

O monociclo gaussiano é um dos pulsos candidatos para sistemas UWB GPR. O

monociclo é representado no domínio do tempo pela equação (2.13) e a transformada de

Fourier é calculada por:

X1(f) = A(j2πf) exp

−1

4(2πfτ)2

, (3.1)

e a amplitude de espectro do monociclo é dada pela equação (3.2).

|X1(f)| = A(2πf) exp

−1

4(2πfτ)2

. (3.2)

O valor máximo de frequência (fp), pode ser obtido derivando a expressão anterior,

isto é:

3.1 Características do pulso 27

d|X1(f)|df

= 2πA[2− (2πfτ)2] exp

−1

4(2πfτ)2

. (3.3)

Igualando a equação (3.3) a zero é possível encontrar o valor de fp em termos da

largura do pulso com tp ≈ 5τ . Então,

fp =5√

2

2πtp. (3.4)

Substituindo (3.4) em (3.2), se obtém a emissão máxima do monociclo gaussiano,

expressa pela equação (3.5).

|X1(fp)| =5√

2

tpA exp

(−1

2

). (3.5)

A PSD normalizada do monociclo é calculada por:

|P1(f)| = |X1(f)|2

|X1(fp)|2=

(√2πftp5

)2exp

− (√2πftp)2

25

exp(−1)

, (3.6)

e a PSD do pulso transmitido, Pt(f) é dada pela seguinte equação:

|Pt(f)| = Amax|P1(f)| = Amax

(√2πftp5

)2exp

− (√2πftp)2

25

exp(−1)

(3.7)

Em que Amax é o valor máximo de emissão e o valor da largura do pulso tp pode ser

escolhido de acordo com os requerimentos espectrais do problema multicamada. A largura à

meia amplitude W do monociclo é aproximada por:

W ≈ 3

5tp (3.8)

Assim, a partir das equações (2.10), (2.11) e (3.8) é possível encontrar a largura do

pulso requerida para um monociclo gaussiano, como expresso pela equação (3.9).

tp≤10

3

(di√εi

c

). (3.9)

O problema de referência foi calculado usando a equação (3.9) e os menores valores

típicos de di e εr apresentados na Tabela 2.1. Os resultados obtidos são resumidos na Tabela

28 3 Análise e Geração do Pulso

Tabela 3.1: Duração máxima permitida para o monociclo gaussiano por camada.

Camada εmin(F/m) dmin (cm) tp (ns)

0. Ar 1 15 1,67

1. Asfalto 2 6 0,94

2. Base 5 20 4,97

3.1, onde mostra-se a máxima duração do monociclo para cada camada. Portanto, com um

pulso de largura tp ≤ 0, 94 ns, correspondente à menor camada (asfalto) ainda seria possível

separar as reflexões de cada camada. A Figura 3.1 ilustra o monociclo gaussiano onde a parte

superior da figura representa o domínio temporal e a parte inferior a densidade espectral de

potência do sinal com τ = 196 ps, tp = 0, 94 ns e t0 = 1, 88 ns. A resposta em frequência

apresenta uma largura de banda de -3 dB de 1,3 GHz e a frequência de máxima emissão fp

é 1,2 GHz.

0 2 4 6 8 10

Tempo (ns)

-1

-0.5

0

0.5

1

Am

plit

ude

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Frequência (GHz)

-20

-15

-10

-5

0

PS

D n

orm

aliz

ada (

dB

)

fL fp fH

Figura 3.1: Monociclo gaussiano no domínio do tempo e suas características espectrais.


3.1.2. Análise utilizando um pulso Ricker

O pulso Ricker é obtido a partir da segunda derivada do pulso gaussiano, normalizando

a equação (2.14) para o valor pico de (−2/τ 2). Portanto, o pulso Ricker xr(t) passa a ter um

pico positivo e unitário e a equação (2.14) pode ser reescrita como:

xr(t) = A

[1− 2

τ 2(t− t0)2

]exp

−(t− t0)2

τ 2

. (3.10)

A transformada de Fourier (Xr(f)) e a amplitude de espectro do pulso Ricker são

dadas respectivamente pelas equações (3.11) e (3.12).

Xr(f) = A(j2πf)2 exp

−1

4(2πfτ)2

, (3.11)

|Xr(f)| = A(2πf)2 exp

−1

4(2πfτ)2

. (3.12)

A frequência fp, em que ocorre a maior emissão de energia, pode ser encontrada

derivando a equação (3.12) e igualando a zero, assim:

d|Xr(f)|df

= 2Aπ2f [4− (2πfτ)2] exp

−1

4(2πfτ)2

, (3.13)

Então, a frequência máxima de emissão deve satisfazer ((2πfτ)2 = 4). Logo, fp pode

ser definida a partir da largura do pulso com tp ≈ 6τ , dada pela equação (3.14).

fp =6

πtp(3.14)

Substituindo (3.14) em (3.12), se obtém o valor máximo da amplitude de espectro,

expressada na equação (3.15).

|Xr(fp)| = A

(12

tp

)2

exp (−1). (3.15)

A PSD normalizada |P (f)| é definida como:

|Pr(f)| = |Xr(f)|2

|Xr(fp)|2=

(πftp6

)4exp

− (πftp)2

18

exp(−2)

(3.16)


Que tem um valor máximo de 1 (0 dB). Em seguida a PSD do sinal transmitido Pt(f)

é representada pela equação (3.17):

|Pt(f)| = Amax|Pr(f)| = Amax

(πftp6

)4exp

− (πftp)2

18

exp(−2)

. (3.17)

E a largura à meia amplitude W do pulso Ricker é dada por:

W ≈ tp5

(3.18)

Os parâmetros de largura de banda de -3 dB do pulso Ricker podem ser definidos a

partir da frequência de máxima emissão fp, conforme apresentado em [43]:

fC ≈ 1,059095fp (3.19)

fL ≈ 0,481623fp (3.20)

fH ≈ 1,636567fp (3.21)

BW ≈ 1,154944fp (3.22)

Em que fC é a frequência central de operação, fL e fH são os limites da largura de

banda do sinal e BW é a largura de banda.

Usando as equações (2.10), (2.11) e (3.18) é possível encontrar a largura do pulso

requerida para um pulso Ricker, como expresso pela equação (3.23).

tp≤ 10

(di√εi

c

). (3.23)

Tabela 3.2: Duração máxima permitida para o pulso Ricker por camada.

Camada εmin(F/m) dmin (cm) tp (ns)

0. Ar 1 15 5

1. Asfalto 2 6 2,82

2. Base 5 20 14,90


Do mesmo modo que foram calculados os parâmetros para o problema de referência

usando um monociclo gaussiano, é possível encontrar a largura do pulso requerida para um

pulso tipo Ricker mediante a equação (3.23). A Tabela 3.2, mostra a máxima duração do

pulso para cada camada. Considerando que, com um pulso de largura tp ≤ 2, 82 ns, ainda

seria possível separar as reflexões de cada camada, poderia-se adotar as especificações do

pulso a partir das equações (3.19) a (3.22). A Figura 3.2 ilustra o pulso Ricker onde a parte

superior da figura representa o domínio temporal e a parte inferior a densidade espectral de

potência do sinal, com τ = 0, 47 ns, tp = 2, 82 ns e t0 = 2, 82 ns. A resposta em frequência

apresenta uma largura de banda de -3 dB de 782 MHz e a frequência de máxima emissão

fp é 677 MHz.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Tempo (ns)

-0.5

0

0.5

1

Am

plit

ude

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2

Frequência (GHz)

-20

-15

-10

-5

0

PS

D N

orm

aliz

ada (

dB

) BW

fL fp fH

Figura 3.2: Pulso de Ricker no domínio do tempo e suas características espectrais.

Em resumo, foi obtido o levantamento dos requisitos da largura do pulso máxima

permitida para o problema GPR multicamadas, dado pelas equações (3.9) e (3.23) para

um monociclo gaussiano e um pulso Ricker respectivamente. No entanto, a forma do pulso


Ricker foi escolhida sobre o monociclo gaussiano devido a que o pulso Ricker apresenta menor

restrição enquanto à largura do pulso, portanto, menor frequência de operação, fator que

melhora a profundidade de penetração das ondas EM. Além disso, o pulso Ricker apresenta

um pico principal que permite uma melhor identificação e separação dos pulsos entre as

camadas na análise de problemas GPR de meios estratificados no domínio do tempo.

3.2. Circuitos propostos

Os circuitos propostos neste trabalho são baseados nas arquiteturas construídas a

partir de lógicas digitais presentes na literatura [44], [36] e [15]. Assim, as topologias con-

sistem de quatro estágios: gerador de onda quadrada, estágio de atrasos, um gerador de

pulso triangular e um filtro modulador do pulso. A implementação de cada um dos blocos de

funcionamento é baseada no circuito gerador proposto em [15]. Entretanto, em cada etapa,

os módulos são reprojetados visando atender a forma do pulso Ricker (ver Figura 3.2), e o

requisito imposto pela equação (3.23). A forma do pulso gaussiano é baseada em geradores

de pulso triangular [44] e [36]. Consequentemente, a primeira topologia usa um pulso trian-

gular formado por uma porta lógica NAND cuja arquitetura é apresentada na Figura 3.3. A

segunda topologia usa um pulso triangular com polaridade oposta formado por uma porta

lógica NOR, como representada na Figura 3.4.

Figura 3.3: Diagrama de blocos proposto para geração de pulsos UWB baseado no uso de

uma porta lógica NAND.

O projeto do gerador de pulsos UWB GPR compõe-se de circuitos transistorizados

TBJ. Assim, para projetar os circuitos foram analisados alguns transistores RF do tipo NPN.

3.3 Projeto e Simulação 33

Figura 3.4: Diagrama de blocos proposto para geração de pulsos UWB baseado no uso de

uma porta lógica NOR.

Como o TBJ BFP450\INF de baixo nível de ruído que apresenta uma frequência de transição

típica de aproximadamente 24 GHz e faixa de operação de até 3 GHz. Mas, optou-se por

utilizar o TBJ BFP420\INF da infineon que apresenta o mesmo valor típico de frequência

de transição e uma faixa de operação de até 10 GHz. Outro ponto importante na escolha

do TBJ BFP420 foi o bom desempenho na implementação do circuito desenvolvido em [15].

3.3. Projeto e Simulação

O desenvolvimento do circuito gerador de pulsos UWB de baixa complexidade e baixo

custo proposto neste trabalho segue a mesma metodologia utilizada em [15]. As simulações

foram realizadas no software OrCAD R© Lite 17.2, e o modelo de simulação SPICE foi inserido

de acordo com os parâmetros de operação fornecidos no datasheet.

A seguir serão apresentados cada um dos estágios que formam os circuitos transistori-

zados propostos para geração de pulsos UWB (Figuras 3.3 e 3.4). Assim como os resultados

obtidos nas simulações e análises das principais características dos sinais gerados.

3.3.1. Gerador de onda quadrada

O gerador de onda quadrada utilizado em [15] foi o circuito multivibrador astável. Este

circuito clássico para gerar formas de onda quadrada é amplamente estudado na literatura

[45], [46] e [15]. A Figura 3.5 mostra a topologia básica. Para a análise da operação supõe-se

como condição inicial no instante t = 0 que Q1 está no corte, logo VC1 = VCC e VB1 =


VBE(off) e consequentemente Q2 em saturação com VC2 = VCE(sat) e VB2 = VBE(on). Assim,

o capacitor C2 carrega-se pelo resistor RB2 e o transistor Q2. Quando a tensão no capacitor

C2 atinge VBE(on) o transistor Q1 vai à saturação, levando Q2 ao corte. Logo, VC1 = VCE(sat)

e VC2 = VCC . Assim o capacitor C1 começa a carrega-se por RB1 e Q1 até atingir VBE(on),

quando Q2 volta à saturação o ciclo repete-se.

VCC

0 0

RB2

C2C1

RC2

Q2

RB2

Q1

VC1 VC2

RC1

Figura 3.5: Multivibrador Astável.

O tempo de operação de cada transistor é controlado pela constante de tempo τ =

RBC, e também faz com que a borda da onda de saída seja arredondada [46], conforme

apresentado na Figura 3.6. O tempo enquanto Q1 está em corte, VC1 no nível alto pode ser

calculado pela recarga de C2 como:

t1(on) = RB2C2 ln

[2VCC − VBE(on)

VCC − VBE(on)

](3.24)

E, de forma análoga, VC1 no nível baixo é calculado pela equação (3.25).

t1(off) = RB1C1 ln

[2VCC − VBE(on)

VCC − VBE(on)

](3.25)

O período da onda é:

t = t(on) + t(off) (3.26)


Figura 3.6: Formas de onda produzidas pelo circuito multivibrador astável.

No caso de uma onda quadrada simétrica, faz-se t(on) = t(off) logo, RB1 = RB2 e

C1 = C2. Assim o ciclo de trabalho da saída será igual a 50% e a frequência de oscilação é

calculada por:

f =1

2RBC ln[2VCC−VBE(on)

VCC−VBE(on)

] (3.27)

A partir da análise apresentada anteriormente são realizadas as simulações. Primei-

ramente foram definidos os valores dos resistores RC1 e RC2 como 1 KΩ, que limitam a

corrente de coletor no transistor TBJ. E a tensão de alimentação VCC = 4,5 V que corres-

ponde ao valor máximo de tensão de coletor-emissor VCE especificado pelo datasheet para o

TBJ utilizado.

Para obter uma onda quadrada simétrica, usa-se a constante de tempo RBC igual

para cada transistor, e a frequência de oscilação analítica é aproximada pela equação (3.27).

A frequência de oscilação da onda quadrada define a frequência ou taxa de transmissão com a


qual os pulsos são emitidos, chamada de frequência de repetição de pulso (PRF). No entanto,

neste trabalho não é relevante a frequência do trem de pulsos, uma vez que o intervalo de

ocorrência do pulso não interfere na análise do problema GPR multicamadas. Portanto, os

valores comerciais escolhidos foram RB = 22 KΩ e C = 22 pF , que correspondem a uma

frequência de oscilação analítica de 1,2496 MHz.

Por outro lado, a carga do capacitor C determinada pela constante de tempo RBC,

provoca uma curva crescente na borda do sinal que é característica da função de tensão de

carga do capacitor [46], isto é indesejável para geração de pulsos de curta duração porque

aumenta consideravelmente o tempo de subida (tr) em comparação com o tempo de descida

(tf ) do sinal de saída (VC2) como pode ser visto na Figura 3.6. Embora existam diferentes

circuitos práticos que proporcionam uma transição mais rápida na carga do capacitor [46]

e [45], e portanto, uma onda quadrada mais perfeita. Uma solução simples para reduzir os

tempos de comutação é a utilização de estágios de atraso compostos de inversores lógicos

básicos como proposto em [15], que compõem a próxima etapa do circuito gerador.

3.3.2. Inversor lógico

O inversor lógico, circuito NOT transistor-resistor (ou circuito NÃO) é o principal

elemento básico no projeto de circuitos digitais com TBJ. A função do inversor lógico é

inverter o valor lógico do sinal de entrada. Portanto, para uma entrada de valor lógico 0

(nível baixo), a saída terá um valor lógico de 1 (nível alto) e vice-versa.

O circuito inversor básico é mostrado na Figura 3.7. A operação do circuito inversor

lógico usa os modos de operação de corte e saturação [47] e [48]. A escolha de corte e de

saturação como os dois modos de operação do TBJ no circuito inversor é motivo pelas duas

seguintes razões [47]:

1. A dissipação de potência é relativamente baixa, tanto no corte quanto na saturação,

em corte as correntes no transistor são aproximadamente zero (exceto pelas pequenas

correntes de fuga) e em saturação a tensão sobre o transistor é muito pequena (VCEsat ,

tipicamente entre 0,1 e 0,3 V).


2. Os níveis de tensão de saída (VCC e VCEsat) são bem definidos. Contrariamente, se o

transistor opera na região ativa, a qual depende altamente do parâmetro β (ganho de

corrente) do transistor, que, por sua vez, é pouco controlável.

Figura 3.7: Inversor lógico com TBJ.

Um projeto apropriado para que o circuito atue como um inversor lógico exige que o

ponto de operação do transistor alterne do corte para a saturação ao longo da reta de carga,

como ilustrado na Figura 3.8. Quando Vi= VCC , o transistor estará “ligado”, e o projeto

deverá assegurar que ele se encontre bastante saturado para um valor de IB maior do que

aquele associado à curva de IB situada próximo ao nível de saturação [48]. A corrente de

saturação do coletor é definida por :

ICsat =VCC − VCEsat

RC

(3.28)

O valor de IB na região ativa um pouco antes da saturação pode ser aproximado pela

seguinte equação:

IBmax∼=ICsat

β(3.29)

Por conseguinte, para o nível de saturação se deve garantir que a seguinte condição

seja satisfeita:


Figura 3.8: Pontos de operação para uma porta lógica com TBJ.

IB>ICsat

β(3.30)

Logo, o nível da corrente IB é calculado como:

IB =Vi − VBERC

(3.31)

Os valores de resistor RC=1 KΩ e VCC=4,5 V são definidos para limitar o fluxo

de corrente, e de acordo com a equação (3.28) considerando VCsat∼= 0,2 V , obtém-se uma

corrente de saturação de 4,3 mA, menor que 60 mA valor máximo de corrente de coletor

estabelecido pelo fabricante. O valor de β geralmente varia entre 50 e 200, então escolhendo

o menor valor (β=50) o nível máximo de IB calculado pela equação (3.29) é 75 µA. Logo, um

valor pequeno de RB (centenas de ohms) garante uma corrente IC da ordem de miliamperes,

portanto, satisfaz a equação (3.30).

Os tempos de comutação do sinal de entrada são de grande importância na velocidade

de resposta do sinal de saída no coletor. Na Figura 3.9 os períodos de tempo definidos como


ts, td, tr e tf são apresentados em função da corrente de coletor.

Figura 3.9: Definição dos intervalos de tempo de uma forma de onda pulsada.

O tempo total necessário para que o transistor alterne do estado “desligado” para o

estado “ligado” (ton), é determinado por:

ton = tr + td (3.32)

Em que td é o tempo de atraso (delay time) definido como o intervalo de tempo

decorrido entre uma variação de sinal na entrada e a correspondente variação na saída. O

elemento de tempo tr é o tempo de subida (rise time) entre os pontos correspondentes a

10% e 90% do valor da corrente crescente de coletor. O tempo de subida indica a resposta

de frequência do transistor, esse tempo é também função do valor da corrente de ligação,

assim quanto maior for a corrente de ligação, menor será o tempo de subida [45].

Por sua vez, o tempo total necessário para que o transistor alterne de “ligado” para

“desligado” (toff ), e definido por:

toff = ts + tf (3.33)


Onde ts é o tempo de armazenagem que é o intervalo de tempo correspondente entre o

ponto de 90% da tensão decrescente de entrada e o ponto correspondente a 90% da corrente

crescente de coletor. E o tempo de descida (fall time) tf é o intervalo de tempo entre os

pontos correspondentes a 90% e 10% da corrente decrescente de coletor. Analogamente ao

tempo tr, o tempo de descida também indica a resposta de frequência do transistor, o qual

é função da sobreexitação de desligamento. Quanto maior for essa sobreexitação, menor será

o tempo de descida [45].

3.3.3. Simulação e resultados

O circuito inversor lógico apresentado na Figura 3.7, é utilizado para realizar a pri-

meira etapa após do circuito gerador de onda quadrada (multivibrador astável), em que

conectou-se o resistor R5 no coletor do transistor Q2 portanto, VCQ2 = V in, resultando na

Figura 3.10. Quando o inversor é conectado, a forma de onda do circuito multivibrador

astavél deixa de ser simétrica. Também o nível de tensão VCQ2 diminui. Assim, quando o

transistor Q3 é ligado (em saturação), a tensão de coletor depende dos resistores R4, R5 e

VBE, uma análise mais detalhada do circuito equivalente é encontrada em [15].

VCQ3

ICQ3IB

VCQ2

Figura 3.10: Inversor lógico conectado na saída do circuito multivibrador astável.


A adição de mais inversores lógicos representa uma redução nos tempos tr e tf como

exposto em [15]. Em contrapartida, neste trabalho é apresentada uma análise dos tempos

de comutação do circuito inversor conectado na saída do gerador de onda quadrada (Figura

3.10), onde são conferidos os tempos de subida e descida do transistor TBJ, em função da

corrente de coletor IC , variando o resistor de base R5 que controla a corrente de ligação do

transistor Q3. A Tabela 3.3 mostra os tempos simulados tr e tf para diferentes valores de

R5.

Tabela 3.3: Tempos de comutação do circuito inversor para diferentes valores de correntes

de ligação IB.

R5(Ω) IB(mA) tr(ns) tf (ps)

470 2,37 2,37 835,17

330 2,61 2,05 782,41

220 2,85 1,86 745,37

100 3,16 1,67 706,59

Como foi mencionado anteriormente, quando a corrente de ligação aumenta os tempos

de comutação diminuem. Neste trabalho procura-se obter um pulso de curta duração (or-

dem de nanosegundos), portanto é importante que esses tempos sejam tão pequenos quanto

possível. Consequentemente, é definido o valor de R5=100 Ω que corresponde ao maior nível

de corrente IB apresentado na Tabela 3.3, o qual está dentro do intervalo de operação do

TBJ usado.

As formas de onda resultantes das tensões VCQ2 e VCQ3 do circuito da Figura 3.10 são

respectivamente ilustradas nas Figuras 3.11 e 3.12. Observa-se que a tensão do coletor Q2

diminuiu como esperado, assim como o tempo de subida (tr), resultando a saída do inversor

lógico em uma onda quadrada sem amortecimento nas bordas. Adicionalmente, outros dois

inversores são conectados ao gerador de onda quadrada. Esses inversores têm como objetivo

reduzir o tempo de subida (tr) do sinal de entrada, que é importante para geração de um

pulso de curta duração. Diferentemente do circuito desenvolvido em [15], que apresenta

apenas dois inversores, o estágio de atrasos proposto apresenta três inversores. A adição de


mais um estágio se faz necessária para adequar a forma de onda de saída do circuito original

aos requisitos da forma do sinal de GPR e a largura do pulso imposta pela equação (3.23).

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1

Tempo (us)

0

0.5

1

1.5

Te

nsã

o (

V)

Figura 3.11: Tensão VCQ2 com a influência de carga do inversor lógico.

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1

Tempo (us)

0

1

2

3

4

5

Te

nsã

o (

V)

Figura 3.12: Tensão de saída do inversor lógico (VCQ3).

A Figura 3.13 mostra o circuito com três inversores conectados na saída do circuito

multivibrador astável. Posteriormente, na saída de Q5 será conectado o estágio gerador de

pulso triangular (que aproxima-se à forma de um pulso gaussiano).


VCQ5

Figura 3.13: Estágio de atraso formado por três inversores lógicos conectados na saída do

multivibrador astável.

3.3.4. Gerador de pulso triangular

O propósito do gerador de pulso triangular em ambas as topologias apresentadas nas

Figuras 3.3 e 3.4, é gerar a forma de um pulso gaussiano. Para tal fim, é usado um circuito

comparador. Assim, neste trabalho foram usadas as portas lógicas NOR como implementado

em [15], e a porta lógica NAND. Em ambas as topologias foi incluído mais um inversor

(transistor Q6), que permite a comparação entre a tensão de saída do estágio de atraso VCQ5

e seu sinal invertido VCQ6.

Porta lógica NAND

A porta lógica NAND é formada pelos transistores Q7 e Q8 como mostrado na Figura

3.14. No circuito comparador as três regiões de operação do TBJ, corte, ativo e saturação

influenciam as características do sinal resultante [15]. Quando ambas as tensões de base VBQ7

e VBQ8 tiverem um nível baixo, um circuito aberto será colocado em série no caminho da

tensão VCC e o resistor R14 para a saída (VCQ7), e a tensão de saída terá um nível alto. Se

um dos dois transistores estiver ligado a saída corresponderá a um nível alto ou 1 lógico.


A porta NAND apresentará uma saída baixa somente se ambas as entradas tiverem uma

tensão aplicada que ligue os transistores. Se ambos estiverem ligados, um curto-circuito

equivalente poderá ser utilizado para a conexão entre o coletor e o emissor de cada transistor

estabelecendo um estado baixo ou 0 lógico no terminal de saída.

VCQ7

Figura 3.14: Circuito esquemático do gerador de pulso gaussiano.

A Figura 3.15, mostra a interseção das tensões de base dos transistores Q7 e Q8

(entradas da porta NAND), nota-se que a amplitude VBQ8 é próxima à tensão de ativação

do transistor TBJ, VBE(on). E a tensão máxima de VBQ7 é igual a VCC . Portanto, a interseção

das curvas de tensão ocorre quando ambos os transistores estão ativados (em saturação), e

de acordo com a lógica da porta NAND, nesse momento é gerado um pulso gaussiano de

curta duração na onda de tensão do coletor do transistor Q7, (VCQ7). A Figura 3.16 ilustra

o trem de pulsos resultante na saída da porta lógica NAND. Observa-se que são formados

dois tipos de pulsos com picos negativos, que apresentam amplitudes pico a pico de 1,5 e 1,9

V respectivamente.

As Figuras 3.17 e 3.18 mostram as formas dos pulsos resultantes na saída da porta

lógica NAND. Embora os pulsos sejam gerados com uma frequência de repetição não simé-

trica possuem uma largura de 1,8 ns e 1,2 ns respectivamente. Por fim, o pulso gaussiano


será transformado para um pulso de segunda ordem de derivação (Tipo Ricker) utilizando

um filtro modulador do pulso.

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

Tempo (us)

-1

0

1

2

3

4

5

Am

plit

ud

e (

V)

VBQ7

VBQ8

Figura 3.15: Formas de onda das tensões de base dos transistores Q7 e Q8.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2

Tempo (us)

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Am

plit

ude

(V

)

Figura 3.16: Tensão de saída da porta NAND.


0.46 0.461 0.462 0.463 0.464 0.465 0.466

Tempo (us)

3

3.5

4

4.5

Am

plit

ud

e (

V)

Figura 3.17: Forma do pulso resultante no coletor de Q7.

0.584 0.585 0.586 0.587 0.588 0.589

Tempo (us)

2.5

3

3.5

4

4.5

Am

plit

ude

(V

)

Figura 3.18: Forma do pulso resultante no coletor de Q7.

Porta lógica NOR

De forma análoga à porta lógica NAND, a tensão de saída do pulso no circuito

comparador usando a porta NOR é função dos tempos de subida e descida das duas entradas

VBQ7 e VBQ8 presentes no circuito da Figura 3.19. Se ambas as entradas da porta lógica NOR


da Figura 3.19 têm uma entrada baixa ou 0 V , ambos os transistores estarão desligados

(cortados), e a impedância entre o coletor e o emissor de cada transistor pode ser aproximada

por um circuito aberto [48]. Por conseguinte, a tensão de saída será resultante do caminho

VCC e R14, ou seja, 1 lógico ou estado alto. Por outro lado, se o transistor Q7 estiver ligado

e Q8 desligado (ou vice-versa), devido à aplicação de uma tensão positiva na base de Q7 e

uma tensão nula na base de Q8, então o curto-circuito equivalente entre coletor e emissor

de Q7 poderá ser aplicado, e a tensão de saída será 0 V , ou 0 lógico. Finalmente, se ambos

os transistores forem ligados por ação de uma tensão positiva aplicada à base de cada um,

então podem ser aproximados por dois curto-circuitos, garantindo 0 V ou 0 lógico na saída.

VCQ7_8

Figura 3.19: Circuito esquemático do gerador de pulso gaussiano.

As curvas das tensões de entrada são ilustradas na Figura 3.20, quando os transis-

tores Q5 e Q6 estão no corte (desativado), ou seja, quando os valores das entradas forem

suficientemente baixos, a tensão de saída da porta NOR atinge um valor de tensão no nível

alto formando um pulso gaussiano de curta duração.

A sequência dos pulsos de saída da porta lógica NOR é apresentada na Figura 3.21.

Em que a amplitude máxima é 3 V e com frequência de repetição de pulso de 2 MHz. A

Figura 3.22 mostra a forma do pulso gaussiano gerado na tensão dos coletores Q7 e Q8. A


0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

Tempo (us)

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2A

mplit

ud

e (

V)

VBQ7

VBQ8

Figura 3.20: Formas de onda das tensões de base dos coletores Q7 e Q8.

largura do pulso obtido é de 1 ns. Portanto, em princípio o pulso gaussiano de curta duração

apresenta largura apropriada para aplicações GPR e boa amplitude. Mas, como foi explicado

no Capítulo 2, seção 2.3 o pulso gaussiano apresenta componente de frequência DC.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2

Tempo (us)

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Am

plit

ude (

V)

Figura 3.21: Tensão de saída da porta NOR.


0.583 0.584 0.585 0.586 0.587 0.588 0.589 0.59

Tempo (us)

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5A

mplit

ude (

V)

Figura 3.22: Forma do pulso resultante no coletor Q7 e Q8.

3.3.5. Filtro modulador de pulso

O filtro modulador do pulso nas topologias propostas (Figuras 3.3 e 3.4), consiste de

um circuito RLC, cuja função é transformar o pulso gaussiano gerado com as portas lógicas

NAND e NOR em um pulso de segunda ordem de derivação. Portanto, deslocar a banda

de frequência do pulso gerado para a faixa de frequência adequada para aplicações GPR.

Um dos circuitos ressonantes RLC simples de segunda ordem de derivação é representado

na Figura 3.23 também chamado circuito tanque RLC [11]. A transimpedância do circuito

RLC é dada por:

V0(jw)

i0(jw)=

(RL +

1

jwC

)/ /(jwL) (3.34)

Aplicando a transformação s = jw na equação (3.34) temos:

V0(s)

i0(s)=

RLs

RL + Ls+ 1Cs

(3.35)

onde,


RL + Ls <<1

Cscom RL = 50 Ω (3.36)

Substituindo (3.36) em (3.35) é obtida a relação entre V0 e i0 no domínio da frequência

como:

V0(s) = RLCs2i0(s) (3.37)

Figura 3.23: Circuito tanque RLC de segunda ordem.

Adicionalmente, outro circuito simples de segunda ordem é mostrado na Figura 3.24.

Aplicando a lei das correntes de Kirchhoff no circuito paralelo RLC, obtemos a equação

diferencial representada pela equação (3.38):

CdV

dt+V

R+ iL = I (3.38)

que é função de V e iL. Com V = LdiLdt⇒ dV

dt= Ld2iL

dt2

Então, reescrevendo a equação (3.38):

d2iLdt2

+1

RC

diLdt

+iLLC

=1

LC(3.39)

com condições iniciais iL(0) = i0 e diL(0)dt

= V0L

A equação característica é representada por:

3.4 Projeto 1: simulação e resultados 51

Figura 3.24: Circuito paralelo RLC de segunda ordem.

λ2 +1

RCλ+

1

LC= 0 (3.40)

Em que a frequência natural de oscilação do circuito RLC é dada por

f =1

2π√LC

(3.41)

3.4. Projeto 1: simulação e resultados

As análises e simulações apresentadas na seção anterior mostraram resultados espe-

rados como em [15]. Porém, o estágio final (modulador de pulso) é mais sensível na geração

do pulso UWB. Sendo assim, os estágios anteriores podem influenciar na forma do pulso re-

sultante. No entanto, neste trabalho procura-se obter uma largura e forma do pulso imposta

pelo problema GPR, diferente do pulso alcançado em [15] que foi projetado para aplicações

UWB em sistemas de comunicações.

Em seguida, o estágio de saída que transforma o pulso gaussiano gerado pela porta

lógica NAND em um pulso de segunda ordem de derivação é formado por o circuito RLC

tanque da Figura 3.23, o qual apresentou melhor desempenho que o circuito RLC paralelo

(Figura 3.24). Além disso, a variação do resistor R14 não influência a forma do pulso. Por-

tanto, o valor do resistor R14 de 1 KΩ foi mantido igual aos resistores de coletor que formam

os inversores lógicos dos transistores Q3 a Q6.


Por último, A Figura 3.25 mostra o diagrama esquemático da topologia proposta,

onde o filtro é conectado através do capacitor de bloqueio de corrente DC, C0. A função

do capacitor C0 consiste em remover as frequências baixas do espectro de componentes de

frequência próximas a DC. O valor escolhido do capacitor foi 0,5 pF .

Vo

Figura 3.25: Projeto 1: Circuito esquemático do gerador de pulsos UWB.

A forma e largura do pulso foi ajustada a partir da escolhia dos valores de C = 2, 7 pF

e L = 1 nH. Com o objetivo de avaliar a robustez do circuito proposto, diferentes valores

de carga foram utilizados simulando a impedância de diferentes antenas, conforme mostrado

na Figura 3.26. Nota-se que a amplitude e largura do pulso não variam significativamente.

Portanto, garante a radiação do sinal gerado independentemente da variação da impedância

da antena. A largura do pulso para RL = 50 Ω é aproximadamente 0,5 ns com amplitude

pico de 97,4 mV .

Finalmente, aplicando a transformada de Fourier do pulso UWB modulado, com

RL = 50 Ω, obtém-se a resposta em frequência conforme apresentado na Figura 3.27. A

frequência de máxima emissão obtida é 3,75 GHz com uma largura de banda aproximada

de 3,32 GHz.


585.5 586 586.5 587 587.5

Tempo (ns)

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

100

120

Am

plit

ud

e (

mV

)Vo R=50

Vo R=70

Vo R=100

Figura 3.26: Tensão de saída V0 para R = 50 Ω, R = 70 Ω e R = 100 Ω.

0 1 2 3 4 5 6 7 8

Frequência (GHz)

-10

-9

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

FF

T N

orm

aliz

ad

a (

dB

) 2,22 5,54

Figura 3.27: Resposta em frequência do pulso gerado para RL = 50 Ω.

3.5. Projeto 2: simulação e resultados

O estágio modulador do pulso da topologia apresentada na Figura 3.4 é baseado no

circuito RLC paralelo utilizado em [15]. Embora foram analisados diferentes circuitos RLC,

como o utilizado no circuito baseado na porta NAND (Figura 3.25), não foram atingidos os


requisitos do pulso. Assim, foi incluído um transistor operando como buffer conectado a uma

rede LC em paralelo ao resistor de carga RL como proposto em [15]. Entretanto, esse buffer

gera um número maior de oscilações no pulso de saída. Em compensação, as oscilações foram

suprimidas mudando o resistor R14, o aumento desse valor reduziu as oscilações presentes

no pulso final gerado em [15]. Porém, a amplitude do pulso também foi reduzida, fator

importante em aplicações GPR. Mas, como foi apresentado no diagrama de blocos do GPR

da Figura 1.2, a amplitude do pulso não é abordada neste circuito gerador devido a que o

pulso deve ser amplificado por um amplificador de baixo ruído (LNA), que não distorça o

sinal transmitido.

Figura 3.28: Projeto 2: Circuito esquemático do gerador de pulsos UWB.

O circuito gerador de pulso é apresentado na Figura 3.28. Para ajustar a forma do

pulso de segunda ordem e largura imposta pela equação (3.23) foram definidos os valores

de C = 1 pF e L = 1 nH. Além do ajuste na simulação do resistor de base R13 = 470 Ω,

e mantendo o valor de 100 Ω nos resistores de base R5-R11. Por outro lado, foi escolhido o

valor de R14 = 1 KΩ, a diferença do valor de 470 Ω do resistor que compõe a porta NOR

no circuito usado em [15], que gera mais oscilações no pulso final.

Simulações do circuito com vários valores de carga foram realizadas. A Figura 3.29

ilustra a tensão de saída com pico positivo, V0. A forma e largura do pulso não é sensível

à impedância de carga o que garante um sinal gerado independente da antena utilizada no

sistema GPR. Para uma carga de 50 Ω a largura do pulso simulada é de 1 ns. Finalmente,


a resposta em frequência do pulso gerador com RL = 50 Ω é apresentada na Figura 3.30.

Onde a frequência de máxima emissão é 2,51 GHz com largura de banda de 1,95 GHz.

584.5 585 585.5 586 586.5 587 587.5 588 588.5 589

Tempo (ns)

-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

40

50

60

Am

plit

ud

e (

mV

)

Vo R=50

Vo R=70

Vo R=100

Figura 3.29: Tensão de saída V0 para R = 50 Ω, R = 70 Ω e R = 100 Ω.

0 1 2 3 4 5 6 7 8

Frequência (GHz)

-10

-9

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

FF

T N

orm

aliz

ada (

dB

)

1,46 3,41

Figura 3.30: Resposta em frequência do pulso gerado para RL = 50 Ω.


3.6. Comparação dos projetos simulados

Ambos os circuitos simulados atendem os requisitos da largura do pulso imposto pela

equação (3.23). Não obstante, o pulso simulado no projeto 1 (Figura 3.25) apresenta menor

largura do pulso, de aproximadamente 0,5 ns, comparado ao pulso obtido no projeto 2,

Figura 3.28, que apresenta uma largura dois vezes maior. Contudo, a forma dos pulsos são

semelhantes a um pulso Ricker (ver Figuras 3.26 e 3.29). De outro lado, o pulso simulado

no projeto 1 que é baseado na porta NAND apresenta uma amplitude duas vezes maior do

que o pulso baseado na porta NOR, isto é devido ao uso do transistor operando como buffer

e a atenuação do circuito RLC paralelo. Por conseguinte, serão construídos os protótipos

de ambos os circuitos projetados, e avaliados mediante resultados experimentais quando

comparados aos dados simulados.

4 Construção do Protótipo e

Resultados Experimentais

Este capítulo apresenta a análise e construção da placa eletrônica dos projetos de

circuitos ilustrados nas Figuras 3.25 e 3.28. Também serão apresentados os resultados ex-

perimentais para ambas as topologias empregadas na geração de pulsos de curta duração.

4.1. Projeto da placa eletrônica

Um dos desafios enfrentados no layout e construção de protótipos de circuitos para

operar em alta frequência são as interferências eletromagnéticas. Existem diferentes maneiras

para evitar que circuitos irradiem sinais indesejáveis. Esses efeitos podem ser abordados

e minimizados na fase do projeto de placa de circuito impresso (Printed Circuit Board,

PCB) [49].

Um dos aspectos que influencia no projeto do layout consiste na localização dos blocos

funcionais. Portanto, uma disposição recomendada das etapas do circuito é mostrada na Fi-

gura 4.1 onde as etapas de maior velocidade de comutação e que, portanto podem gerar mais

interferências eletromagnéticas, devem ser colocadas bem próximas da fonte de alimentação.

Dessa forma, é possível reduzir a geração de ruídos na própria linha de alimentação.

Diferentes características no projeto do layout foram analisadas. Por exemplo, a dis-

tribuição correta das trilhas, ângulos e distância entre trilhas são alguns dos pontos que

devem ser considerados no projeto de placa de circuito impresso. Assim, os seguintes aspec-

tos principais devem ser abordados no projeto da PCB:

58 4 Construção do Protótipo e Resultados Experimentais

Figura 4.1: Disposição apropriada das etapas de um circuito, de acordo com a sua veloci-

dade de operação.

Evitar trilhas com ângulos retos e tentar roteá-las pelo menos com dois cantos de

45. Para minimizar qualquer alteração de impedância, o melhor roteamento seria uma

curva conforme mostrado na Figura 4.2 [49].

Incluir um plano terra quando possível nas linhas que conduzem sinais, para servir de

blindagem.

Manter as linhas de sinais de altas frequências as mais curtas possíveis.

Figura 4.2: Curvatura de trilha errada e adequada para circuitos que operam em altas

frequências [49].

Seguindo as recomendações indicadas em [15] e [49], foi projetado o layout das arqui-

teturas propostas utilizando o software KiCad 4.0.7 conforme mostrado nas Figuras 4.3 e

4.4. A etapa de construção foi realizada com uma fresadora de placa de circuito impresso, e

posteriormente foram soldados os componentes de forma manual.

4.1 Projeto da placa eletrônica 59

Figura 4.3: Layout da PCB referente ao circuito da Figura 3.25 .

Figura 4.4: Layout da PCB referente ao circuito da Figura 3.28 .

A atividade para geração dos arquivos de fabricação da PCB para fresadora foi rea-

lizada no software FlatCAM 8.4. A Figura 4.5 ilustra a isolação das trilhas para posterior

remoção de cobre na placa.

O sinal de alta frequência no circuito gerador é sensível a alterações de impedância.

Portanto, assim como em [15], a trilha que conecta o estágio de saída RLC foi modelada

como uma linha de transmissão para ser acoplada com uma antena UWB de 50 Ω. Desta

forma, foi utilizada uma linha microstrip representada na Figura 4.6. Onde W representa


a largura da trilha, t a espessura do condutor e h a espessura do substrato, neste caso foi

usado o substrato FR-4.

Figura 4.5: Geração de arquivos de fabricação da PCB com FlatCAM 8.4.

Figura 4.6: Linha microstrip.

Para o substrato FR-4 tem-se que h = 1, 6 mm, t = 17µm e permissividade elétrica

εr = 4, 4. A relação W/h pode ser calculada pela equação (4.1), sendo W/h ≤ 2 [50].

W

h=

8eA

e2A − 2, (4.1)

onde,

A =Z0

60

√εr + 1

2+εr − 1

εr + 1

(0, 23 +

0, 11

εr

). (4.2)

4.2 Construção dos protótipos 61

Considerando uma impedância de linha Z0 = 50 Ω, impedância comumente utilizada

em antenas UWB. Obtém-se W = 3, 06 mm ou aproximadamente 120 mils.

4.2. Construção dos protótipos

Os protótipos de ambas as topologias do circuito gerador de pulsos foram fabricados

utilizando uma fresadora para prototipação da PCB. Com substrato FR-4 dupla face e com-

ponentes discretos de montagem SMD (Surface Mounting Device). A Figura 4.7 apresenta

o projeto baseado no uso da porta NAND e a Figura 4.8 o projeto para a porta NOR.

Figura 4.7: Protótipo 1: Circuito gerador de pulsos UWB.

Figura 4.8: Protótipo 2: Circuito gerador de pulsos UWB.


Ambos os protótipos foram implementados com os mesmos componentes e parâmetros

de construção, cujo tamanho da placa é de 65x35 mm. Para adquirir os dados experimentais

utilizou-se um osciloscópio da Agilent infiniium DSO9104A com frequência de amostragem

de 20 Gsa/s e uma ponta de prova N2873A da Agilent Technologies com largura de banda

de 500 MHz. A adquisição dos dados foi realizada seguindo a metodologia exposta em [15],

medindo as tensões de interesse entre cada etapa de construção e guardando os dados para

posterior análise.

4.3. Resultados experimentais

O processo de medições iniciou-se com uma fonte de alimentação fixando o valor de

VCC = 4, 5 V e um osciloscópio com suficiente taxa de amostragem. Primeiramente as tensões

de saída (VCQ2) do circuito multivibrador astável sem presença de carga foram medidas. A

Figura 4.9 mostra a tensão medida e simulada no coletor do transistor Q2. Como pode ser

observado o estágio gerador de onda quadrada apresenta boa correspondência comparado

aos dados simulados. Igualmente, a tensão na base do transistor Q2 é ilustrada na Figura

4.10. Os dados experimentais foram armazenados para ambas as topologias de circuito

gerador de pulsos. No entanto, como foi exposto no Capítulo 3, a estrutura geral dos circuitos

apresenta os mesmos estágios de gerador de onda quadrada e inversores lógicos. Portanto,

várias medições foram realizadas obtendo os mesmos resultados em ambas as topologias

propostas. A frequência de oscilação obtida experimentalmente sem a influência do inversor

apresentou um deslocamento nas formas de onda geradas. Contudo, a frequência de entrada

produzida pelo circuito multivibrador astável não influencia na geração do pulso, posto que

este ocorre na interseção das curvas de tensões como evidenciado em [15].

A Figura 4.11 ilustra a tensão de saída depois do terceiro inversor, medida e simulada

no coletor Q5. Verifica-se que os tempos de subida tr foram reduzidos conforme a utilização

dos inversores lógicos. Quando conectado os inversores lógicos o tempo de subida da onda

de saída do circuito multivibrador astável foi reduzido de aproximadamente 70 ns para 20

ns, equivalente a uma redução de 71,43%.

4.3 Resultados experimentais 63

0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (us)

-4

-2

0

2

4

6A

mp

litu

de

(V

)

VCQ2 Medido

VCQ2 Simulado

Figura 4.9: Tensão simulada e medida no coletor do transistor Q2.

0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (us)

-4

-3

-2

-1

0

1

2

Am

plit

ude

(V

)

VBQ2 Medido

VBQ2 Simulado

Figura 4.10: Tensão simulada e medida na base do transistor Q2.

As topologias propostas são baseadas na diminuição dos tempos de transição dos

sinais gerados pelos inversores lógicos com transistores TBJ e a comparação é realizada pelo

estágio gerador de pulso triangular. Em seguida são apresentados os resultados experimentais

usando as porta lógicas NAND e NOR.


0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (us)

-2

-1

0

1

2

3

4

5A

mp

litu

de

(V

)

VCQ5 Medido

VCQ5 Simulado

Figura 4.11: Tensão simulada e medida no coletor do transistor Q5.

4.3.1. Projeto 1: Gerador de pulsos baseado em uma porta NAND

O pulso gaussiano é gerado a partir das tensões de base dos transistores Q7 e Q8. A

Figura 4.12 mostra as formas de onda das tensões de base dos transistores que compõem a

porta lógica NAND.

A Figura 4.13 ilustra a interseção das tensões de base dos transistores Q7 e Q8 que

conformam a porta lógica NAND. Conforme apresentado na Figura 4.14, os resultados ex-

perimentais apresentam um pulso gaussiano com pico negativo gerado na saída do transistor

Q7 da porta NAND. Porém, os resultados experimentais medidos em placa de circuito im-

presso apresentam bastante divergência quando comparado ao pulso simulado. A largura do

pulso medido foi de 20 ns e o pulso simulado foi 1,8 ns, portanto a largura do pulso medido

foi aproximadamente onze vezes maior do que o pulso simulado. Possivelmente, essas diver-

gências se devem à configuração dos transistores em série que conformam a porta NAND,

causando um resposta lenta no sinal de saída, uma vez que ambos os transistores devem

estar ligados e nesse instante gerar um pulso com pico negativo. Com isto, as influências

das capacitâncias e indutâncias presentes nas trilhas da placa de circuito impresso e das

capacitâncias no encapsulamento do transistor TBJ podem contribuir significativamente no


Figura 4.12: Tensão simulada e medida nas bases dos transistores Q7 e Q8.

aumento da largura do pulso resultante, além da dificuldade na solda manual dos compo-

nentes. No entanto, o pulso é transformado para um pulso de segunda ordem de derivação

usando o circuito ressonador LC.

Finalmente, o pulso de saída V0 obtido é ilustrado na Figura 4.15. Pode ser observa-

do que o pulso de segunda ordem apresenta uma largura de 79 ns, portanto não satisfaz os

requisitos do sistema GPR analisado neste trabalho e impostos pela equação (3.23). Além

disso, o pulso não apresenta uma boa largura de banda como mostrado na Figura 4.16 cuja

frequência central medida foi 20,4 MHz. Em resumo, a resposta lenta do circuito gerador

de pulso triangular baseado no uso da porta lógica NAND compromete o desempenho do

ressonador LC obtendo como resultado um pulso com maior largura.


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5

Tempo (us)

0

1

2

3

4

5

6

Am

plit

ude (

V)

VBQ7 Medido

VBQ8 Medido

Figura 4.13: Tensões medidas nas bases dos transistores Q7 e Q8 que formam a porta

NAND.

0.44 0.46 0.48 0.5 0.52 0.54 0.56 0.58 0.6 0.62 0.64

Tempo (us)

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Am

plit

ude (

V)

VCQ7 Simulado

VCQ7 Medido

Figura 4.14: Tensão medida na saída da porta NAND.


450 500 550 600 650 700 750

Tempo (ns)

-60

-40

-20

0

20

40

60

Am

plit

ude (

mV

)

Figura 4.15: Pulso de saída medido V0.

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500

Frequência (MHz)

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

PS

D N

orm

aliz

ada (

dB

)

Figura 4.16: Densidade espectral de potência do pulso de saída medido Vo.

4.3.2. Projeto 2: Gerador de pulsos baseado em uma porta NOR

O gerador de pulsos usando o circuito comparador NOR opera de forma semelhante

ao circuito baseado na porta NAND. As formas das tensões das bases dos transistores Q7 e

Q8 são ilustradas na Figura 4.17. O pulso de curta duração é gerado a partir da interseção


dessas ondas como mostrado na Figura 4.18. Quando os transistores estão desativados (no

corte) é gerado um pulso gausssiano com pico positivo.

0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (us)

-0.5

0

0.5

1

Am

plit

ude (

V)

VBQ7 Medido

VBQ7 Simulado

0 0.5 1 1.5 2 2.5

Tempo (us)

-0.5

0

0.5

1

Am

plit

ude (

V)

VBQ8 Medido

VBQ8 Simulado

Figura 4.17: Tensão simulada e medida nas bases dos transistores Q7 e Q8.

Os resultados experimentais obtidos da tensão de saída da porta lógica NOR e o pulso

gaussiano gerado são respectivamente ilustrados nas Figuras 4.19 e 4.20. Onde a frequência

de repetição do pulso medido foi 2,04 MHz. O pulso gaussiano apresentou uma largura de

6,4 ns e amplitude pico de 2,1 V . Como poder ser verificado os resultados evidenciam um

pulso de curta duração da ordem de nanosegundos. No entanto, o pulso deve ser adequado

para o sistema GPR multicamadas. Consequentemente, o pulso é transformado para um

pulso de segunda ordem utilizando o circuito ressonador RLC paralelo.


0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

Tempo (us)

-0.5

0

0.5

1A

mplit

ude (

V)

VBQ7 Medido

VBQ8 Medido

Figura 4.18: Tensões medidas nas bases dos transistores Q7 e Q8 que formam a porta NOR.

0 0.5 1 1.5

Tempo (us)

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

Am

plit

ude (

V)

Figura 4.19: Forma de onda medida na saída da porta NOR correspondente as tensões de

coletor dos transistores Q7 e Q8.

O estágio de saída foi simulado com RL = 50 Ω que representa a impedância de

uma antena UWB. Na placa de circuito impresso não foi incluída nenhuma carga. Assim, as

medições foram feitas ajustando o osciloscópio para uma impedância de 50 Ω. A aquisição

do sinal foi realizada com um osciloscópio de 1 GHz com taxa de amostragem em tempo real

de 20 Gsa/s, e tempo de amostragem de 50 ps. No entanto, para garantir uma alta resolução


0.18 0.19 0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25

Tempo (us)

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

Am

plit

ud

e (

V)

Figura 4.20: Forma do pulso de saída na porta NOR.

e largura de banda maior, a função aquisição de tempo equivalente foi utilizada para obter

uma melhor representação do sinal medido. Isto é possível devido à periodicidade do sinal

medido. Por outro lado, o teorema de amostragem de Nyquist define a relação entre a taxa

de amostragem fs e a frequência do sinal medido. Essa frequência é comumente chamada de

frequência de Nyquist, fN , como expresso na equação (4.3).

fs > 2 fN (4.3)

Dessa forma, a frequência ou taxa de amostragem fs deve ser duas vezes maior que o

valor da componente de maior frequência que se quer analisar no sinal medido. Normalmente,

uma boa amostragem deveria ser aproximadamente cinco vezes maior que a frequência do

sinal [51].

O pulso final foi medido na saída do conector utilizando um cabo coaxial RG 58 com

largura de banda de 4 GHz e uma impedância característica de 50 Ω. Como resultado foi

obtido um pulso com largura de 1,47 ns e amplitude máxima de 50mV , o pulso experimental

é comparado ao pulso simulado conforme apresentado na Figura 4.21. A largura do pulso

simulado foi 1 ns, portanto, há uma diferença de 47% com o pulso experimental.

Embora seja observada uma leve divergência entre os resultados experimentais e si-

mulados obtidos com a topologia baseada na porta NOR, a diferença do circuito NAND,


-5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5

Tempo (ns)

-40

-20

0

20

40

60

Am

plit

ude

(mV

)Pulso Simulado

Pulso Medido

Figura 4.21: Pulso final simulado e medido na saída do conector.

esta configuração apresentou melhores resultados experimentais. Desta forma, o pulso de se-

gunda ordem obtido apresenta uma largura adequada para o sistema GPR. Portanto, foram

analisados os resultados medidos comparados aos valores teóricos de um pulso tipo Ricker,

como mostrado na Figura 4.22.

-5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5

Tempo (ns)

-40

-20

0

20

40

60

Am

plit

ud

e (

mV

)

Pulso Medido

Pulso Teórico

Figura 4.22: Pulso final teórico e medido na saída do conector.

As características espectrais do pulso foram encontradas a partir da densidade espec-

tral de potência. A Figura 4.23 ilustra a PSD de um pulso de Ricker teórico de largura igual


ao pulso medido. A potência média do pulso medido calculada pela equação (2.9) foi 44,33

µW (-13,53 dBm). Consequentemente, a topologia proposta apresenta baixa eficiência em

relação à potência de entrada, aproximadamente de 119 mW . Geralmente, a técnica de GPR

demanda sistemas transmissores com altas tensões de alimentação [1] e [18]. Uma solução

normalmente empregada em geradores de pulsos UWB utiliza amplificadores de baixo ruído

(LNA) [52]. Estes circuitos são usados para amplificar sinais de baixa amplitude, aumentan-

do a potência do sinal radiado e garantindo a menor geração de ruído possível para manter

as características do pulso. Fator importante para aumentar a distância de penetração do

transmissor GPR.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

Frequência (GHz)

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

PS

D N

orm

aliz

ada (

dB

)

PSD Medida

PSD Teórica

Figura 4.23: Densidade espectral de potência do pulso final teórico e medido na saída do

conector.

Com o objetivo de avaliar o circuito gerador de pulsos proposto no projeto 2, são

apresentadas as características espectrais do pulso medido e teórico e resumidas na Tabela

4.1. Conforme projetado, o pulso obtido não só apresenta uma largura da ordem de nano-

segundos, mas também, têm a forma de um pulso de segunda ordem de derivação do pulso

gaussiano, e largura de banda na faixa de operação adequada para aplicações de GPR.

4.4 Avaliação da largura do pulso teórico para o problema GPR multicamadas 73

Tabela 4.1: Análise dos resultados para um pulso com largura tp = 1, 47 ns.

Pulso fp fL fH BW (−3 dB)

Teórico 1,30 GHz 802 MHz 1,87 GHz 1,07 GHz

Medido 1,28 GHz 1,05 GHz 1,60 GHz 550 MHz

4.4. Avaliação da largura do pulso teórico para o

problema GPR multicamadas

Finalmente, é verificado o valor teórico da largura do pulso conforme analisado no

problema multicamadas para estimação de pavimentos apresentado no Capítulo 3, Seção 3.1.

A Figura 4.24 ilustra o pulso transmitido na camada de asfalto com largura de 1, 47 ns e

o pulso após percorrer a camada e retornar. Observa-se que os dois pulsos são claramente

distinguíveis quando separados por 2∆td > W . Portanto, analiticamente o pulso garante a

identificação de cada camada. A duração do pulso obtido foi menor que o pulso calculado

tp ≤ 2, 82 ns. Por conseguinte, o pulso atinge os requisitos do problema multicamadas

imposto pela equação (3.23). O qual apresenta uma boa resolução temporal e adequada

frequência de operação a fim de obter maior precissão nas medições do sistema GPR.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

Tempo (ns)

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

Am

plit

ud

e N

orm

aliz

ad

a

Pulso Transmitido

Pulso Percorrido 2" td

Figura 4.24: Tempo decorrido entre dois pulsos na camada de asfalto.

5 Conclusões

A técnica GPR no domínio do tempo emprega pulsos transientes de curta duração

para investigar as camadas do subsolo. O circuito transmissor para geração dos pulsos UWB

é uma das funções mais críticas no sistema GPR, uma vez que o desempenho do sistema

GPR é sensível ao tipo de pulso gerado.

Este trabalho apresentou uma análise dos pulsos UWB candidatos para aplicações

GPR. Na literatura é comumente usado o pulso gaussiano, este apresenta menor emissão

lateral que o pulso quadrado e cossenoidal, entre outros tipos de pulsos básicos. Embora

o pulso gaussiano seja um dos mais apropriados para aplicações GPR, a componente DC

ou frequência zero tornam o pulso menos eficiente em termos de radiação do sinal. Uma

solução para eliminar as componentes DC do pulso gaussiano consiste em utilizar derivadas

de ordem superior. Portanto, foram estudadas as primeiras derivadas do pulso, e a partir

das características espectrais foi escolhido o pulso de segunda ordem ou tipo Ricker pela

seguintes razões: o primeiro fator é a boa largura de banda na faixa de frequências utilizada

em aplicações GPR e em segundo lugar, o pulso apresenta um pico principal que permite

uma melhor identificação e separação do sinal retroespalhado nas análises dos problemas

multicamadas no domínio do tempo. Além disso, a implementação do circuito gerador é de

baixa complexidade.

Por outro lado, foi apresentada uma análise do problema GPR em meios estratificados

resultando no levantamento dos requisitos dos pulsos UWB GPR, e resumidos pelas equações

(3.9) e (3.23) utilizando um monociclo gaussiano e um pulso Ricker respectivamente. As

quais determinam de forma geral a máxima largura do pulso permitida para um problema

de pavimento composto por múltiplas camadas.

5.1 Trabalhos futuros 75

Existem diferentes técnicas para geração de pulsos UWB. Neste projeto foram apre-

sentadas duas topologias baseadas em portas lógicas. A primeira topologia é baseada no

uso de um porta lógica NAND e a segunda utiliza uma porta lógica NOR como proposto

em [15]. Os estágios que conformam os circuitos geradores apresentados neste trabalho foram

baseados nos circuitos transistorizados desenvolvidos em [15]. Porém, esses estágios foram

reprojetados para gerar um pulso gaussiano de segunda ordem de derivação (tipo Ricker).

Ambas as topologias foram avaliadas a partir da comparação dos dados simulados e

medidos em cada etapa. O primeiro projeto gerador baseado no circuito comparador NAND

apresentou um pulso final com grande divergência entre os resultados simulados comparados

aos resultados experimentais em placa de circuito impresso. Por outro lado, o segundo projeto

gerador apresentou um pulso final de segunda ordem medido na saída do circuito ressonador

melhor que o apresentado no primeiro projeto. Observando-se que o circuito baseado na

porta NAND é mais sensível ao projeto da PCB e da precisão nos parâmetros de construção.

À vista disso, a fabricação manual do circuito baseado no uso da porta NOR apresentou

melhor desempenho, e como resultado foi obtido um pulso com amplitude de 50 mVp e

largura de 1,47 ns com PRF de 2 MHz. Portanto, o pulso de curta duração obtido a partir

da topologia baseada no uso da porta lógica NOR, é adequado para aplicações de GPR e

atende os requisitos impostos pela equação (3.23).

Embora o circuito proposto apresente baixa potência, (-13,53 dBm), o circuito de

baixa complexidade gera pulsos de curta duração com forma e largura apropriadas para

aplicações em meios estratificados. Assim, a arquitetura que emprega componentes discretos

e de baixo custo atende os objetivos deste trabalho.

5.1. Trabalhos futuros

O projeto gerador de pulsos UWB foi desenvolvido para ser aplicado em problemas

GPR de meios estratificados. O pulso gerado neste trabalho atende os requisitos espectrais

para um problema de referência composto de três camadas. Porém, o seguinte desafio no

desenvolvimento do circuito transmissor GPR no domínio do tempo baseado no diagrama

de blocos apresentado na Figura 1.2 consiste na amplificação do sinal. Por conseguinte,

76 5 Conclusões

para amplificar o pulso obtido na transmissão, e aumentar o alcance do GPR é necessário

o desenvolvimento de um amplificador de baixo ruído (LNA) [8], [52] e [53]. Um aspecto

importante é que o amplificador de baixo ruído não distorça o sinal gerado.

Posteriormente, o desenvolvimento de uma antena UWB com impedância aproximada

de 50 Ω, baseada na análise do pulso de Ricker aplicado ao problema multicamadas, e

projetada para operar na faixa de frequência do pulso Ricker obtido neste trabalho. Por outro

lado, a antena não deve espalhar o pulso gerado mais do que a largura imposta pela equação

(3.23). Desta forma, será possível observar a eficiência de radiação do sinal transmitido.

Finalmente, deve ser projetado um circuito receptor com um conversor A/D que

apresente suficiente taxa de amostragem e bom desempenho de ruído. Após coletado o sinal

recebido, desenvolver uma metodologia capaz de resolver o problema inverso a partir do

processamento de dados gerados pela radiação eletromagnética [3].

Referências Bibliográficas

[1] H. M. Jol, Ground Penetrating Radar: Theory and Applications. Elsevier, 2010.

[2] M. V. Africano Contreras, A Multimodal Inverse Problem for GPR Pavement Parame-

ter Estimation. Dissertação de mestrado, Universidade Federal de Minas Gerais, Belo

Horizonte, 2015.

[3] A. Loizos and C. Plati, “Accuracy of pavement thicknesses estimation using different

ground penetrating radar analysis approaches,” NDT & E International, vol. 40, no. 2,

pp. 147–157, 2007.

[4] J. Radic, A. Djugova, L. Nagy, and M. Videnovic-misic, “New design of low power , 100

Mb-s IR-UWB pulse generator in 0.18 um CMOS technology,” Microelectronics Journal,

vol. 44, no. 12, pp. 1215–1222, 2013.

[5] Y. Rahayu, T. a. Rahman, R. Ngah, and P. S. Hall, “Ultra Wideband Technology and

Its Applications,” in 2008 5th IFIP International Conference on Wireless and Optical

Communications Networks (WOCN ’08), (Surabaya), pp. 1–5, 2008.

[6] Kumar Varun and M. Subatra, “A Nobel Characterization of Shape of Pulse in GPR

Signal Transmission,” in 2014 International Conference on Communication and Signal

Processing, (Melmaruvathur), pp. 944–947, 2014.

[7] J. S. Lee, C. Nguyen, and T. Scullion, “A Novel, Compact, Low-Cost. Impulse Ground-

Penetrating Radar for Nondestructive Evaluation of Paviments,” IEEE Transactions on

Instrumentation and Measurement, vol. 53, no. 6, pp. 1502–1509, 2004.

78 Referências Bibliográficas

[8] A. M. El-gabaly, Pulsed RF Circuits for Ultra Wideband Communications and Radar

Applications. Doctor of philosophy, Queen’s University - Kingston, Ontario, 2011.

[9] V. Vasconcelos, D. C. Souza, and L. M. Farah, Aplicações da Tecnologia UWB em

Sistemas de Comunicação sem Fio e Construção de Antenas Banda Larga. PhD thesis,

Universidade de Brasília, Brasília, 2009.

[10] S. M. Eisa, H. H. Issa, K. a. Shehata, and H. F. Ragai, “Design and Analysis of a

Low Power UWB Pulse Generators,” International Journal of Computer and Electrical

Engineering, vol. 6, no. 3, pp. 244–247, 2014.

[11] N. Nguyen, N. Duong, A. Dinh, and T. Wang, “A 90 nm CMOS high order derivative

Gaussian pulse generator using LC-Tank oscillator for 6-10 GHz UWB transceiver,” in

2012 IEEE International Conference on Ultra-Wideband, (Syracuse), pp. 379–382, 2012.

[12] J. Zhou, L. Qiunyuan, L. Fan, and L. Yinqiao, “A Novel Picosecond Pulse Generation

Circuit Based on SRD and NLTL,” PLOS ONE, vol. 11, no. 2, pp. 1–10, 2016.

[13] K. Zhou and C. Huang, “A Nanosecond Pulse Generator Based on Avalanche Transis-

tor,” in 2016 16th International Conference of Ground Penetrating Radar (GPR), (Hong

Kong), pp. 1–5, 2016.

[14] A. K. Mandalanka, UWB Pulse Generation for GPR Applications. Master of technology,

National Institute of Technology Rourkela, Rourkela, 2013.

[15] Marcelo Pinto da Silva Júnior, Circuito gerador de pulsos UWB: projeto e construção

de um circuito transistorizado simples e de baixo custo para geração de sinais de banda

ultralarga de frequência. Dissertação de mestrado, CEFET-MG, Belo Horizonte, 2016.

[16] H. L. Xie, X. Wang, A. Wang, B. Qin, H. Chen, and B. Zhao, “An Ultra Low-Power

Low-Cost Gaussian Impulse Generator for UWB Applications,” in 2006 8th Interna-

tional Conference on Solid-State and Integrated Circuit Technology Proceedings, no. 2,

(Shanghai), pp. 1817–1820, 2006.


[17] R. A. N. Zhang and L.-l. Song, “Research on Narrow Pulse Generation for Ultra -

Wideband Communication,” in 2016 13th International Computer Conference on Wa-

velet Active Media Technology and Information Processing (ICCWAMTIP), (Chengdu),

pp. 299–302, 2016.

[18] Z. Huang, Q. Fu, P. Chen, H. Yang, and X. Yang, “High Power pulse Generator Ba-

sed on Avalanche transistor Marx Circuit,” in 2014 IEEE International Conference on

Communiction Problem-solving, (Beijing), pp. 315–317, 2014.

[19] X. Zhang, X. Yang, Z. Li, and H. Yang, “Subnanosecond Pulsed Power Generator with

Avalanche Transistor Marx Circuit,” in 2011 International Conference on Computational

Problem-Solving (ICCP), (Chengdu), pp. 347–349, 2011.

[20] W.-b. Lin, Y.-t. Liu, F.-c. Chen, and A. C. Description, “A New Ultra-Wideband Mo-

nocycle Pulse Generator Using Second-Order Transient Circuit,” in 38th European Mi-

crowave Conference, vol. 2, (Amsterdam), pp. 1585–1588, 2008.

[21] K. Siwiak and D. McKeown, Ultra-Wideband Radio Technology. John Wiley & Sons,

2004.

[22] S. P. Lukyanov, R. A. Stepanov, and O. V. Stukach, “One Example of classing and ex-

tracting information from GPR images for the archeology,” in 11-th INTERNATIONAL

RADAR SYMPOSIUM, (Vilnius), pp. 1–4, 2010.

[23] J. J. Degenhardt and J. R. Giardino, “Subsurface investigation of a rock glacier using

ground-penetrating radar: Implications for locating stored water on mars,” Journal of

Geophysical Research: Planets, vol. 108, no. E4, 2003.

[24] M. Kobayashi, T. Uchikado, and K. Nakano, “Wavelet-based position detection of buried

pipes from GPR signals by use of angle information,” in 2012 International Conference

on Wavelet Analysis and Pattern Recognition, (Xian), pp. 390–396, 2012.

[25] R. Persico, Introduction to Ground Penetrating Radar Inverse Scattering and Data Pro-

cessing. IEEE Press Wiley, 2014.


[26] Y. S. Kai Zhou, Chunlin Huang and M. Lu, “Ultra-wideband pulse generator with

picosecond fall time and tunable amplitude,” in 2017 9th International Workshop on

Advanced Ground Penetrating Radar (IWAGPR), (Edinburgh), pp. 1–5, 2017.

[27] I. Oppermann, J. Iinatti, and M. Hämäläineni, UWB Theory and Applications. John

Wiley & Sons, 2004.

[28] R. Maharaj, A. and Leyland, “The dielectric constant as a means of assessing the proper-

ties of road construction materials,” Proceedings of the 29th Southern African Transport

Conference (SATC), vol. 0001, pp. 487–498, 2010.

[29] T. Saarenketo, T. and Scullion, “Road evaluation with ground penetrating radar,” Jour-

nal of Applied Geophysics, vol. 43, no. 2, pp. 119–138, 2000.

[30] Hidalgo, C., Pandales, C. A., Pedroza, B. A., Rodriguez, and M. A., “Comportamiento

de una pista experimental de pavimento flexible con base estabilizada con cal,” Revista

Ingenierias Universidad de Medellin, vol. 9, no. 16, pp. 37–47, 2010.

[31] D. D. Wentzloff, Pulse-Based Ultra-Wideband Transmitters for Digital Communication.

Phd thesis, Massachusetts Institute of Technology, Cambridge, 2007.

[32] A. Maniçoba de Oliveira, Sistema transmissor CMOS de Radar UWB por varredura

eletrônica com arranjo de antenas Vivaldi. PhD thesis, Universidade de São Paulo, São

Paulo, 2012.

[33] A. Popa, “An Optimization of Gaussian UWB Pulses,” in 10th International Conference

on DEVELOPMENT AND APPLICATION SYSTEMS, (Suceava), pp. 156–160, 2010.

[34] H. Sheng, P. Orlik, A. M. Haimovich, L. J. Cimini, and J. Zhang, “On the Spectral and

Power Requirements for Ultra-Wideband Transmission,” Communications, 2003. ICC

’03. IEEE International Conference on, vol. 1, pp. 738–742, 2003.

[35] S. H. Ignácio Barboza, J. A. Amaya Palacio, E. Pontes, and S. T. Kofuji, “Fifth Deri-

vative Gaussian Pulse Generator for UWB Breast Cancer Detection System,” in 2014


IEEE International Conference on Ultra-WideBand (ICUWB), (Paris), pp. 269–273,

2014.

[36] T. A. Phan, V. Krizhanovskii, S. K. Han, S. G. Lee, H. s. Oh, and N. S. Kim, “4 . 7pJ /

pulse 7 th Derivative Gaussian Pulse Generator for Impulse Radio UWB,” in 2007 IEEE

International Symposium on Circuits and Systems, (New Orleans, LA), pp. 3043–3046,

2007.

[37] T. Saarenketo, Electrical properties of road materials and subgrade soils and the use of

Ground Penetrating Radar in traffic infrastructure surveys. Phd thesis, University of

Oulu, Oulu, 2006.

[38] J. S. Lee and C. Nguyen, “Uniplanar picosecond pulse generator using step-recovery

diode,” Electronics Letters, vol. 37, no. 8, pp. 504–506, 2001.

[39] A. Serres, Y. Duroc, T. P. Vuong, J. de Farias, and G. Fontgalland, “A New Simple

UWB Monocycle Pulse Generator,” in 2006 13th IEEE International Conference on

Electronics, Circuits and Systems, (Nice), pp. 1212–1215, 2006.

[40] Hewlett Packard, “Pulse and Waveform Generation with Step Recovery Diodes,” 1984.

[41] J. E. Eirez Izquierdo, Generador de pulsos de alto voltaje y corta duración. Disser-

tação de mestrado, Instituto Superior Politécnico José Antonio Echeverría (CUJAE),

La Habana, 2011.

[42] Millman and Taub, Pulse, Digital and Switching Waveforms. McGraw-Hill, interna-

tio ed., 1965.

[43] Y. Wang, “Frequencies of the Ricker wavelet,” GEOPHYSICS, vol. 80, no. 2, pp. A31–

A37, 2015.

[44] H. Kim, D. Park, and Y. Joo, “All-digital low-power CMOS pulse generator for UWB

system,” Electronics Letters, vol. 40, no. 24, p. 1534, 2004.

[45] J. A. Walston and J. R. Miller, Projeto de Circuitos com Transistores. Texas Instruments

Incorporated, 1979.


[46] R. Baddi, “Improved astable multivibrator,” tech. rep., National Center for Radio As-

trophysics, Maharashtra, 2011.

[47] Sedra and Smith, Microeletrônica. Pearson Prentice Hall, 5 ed., 2007.

[48] R. L. Boylestad and L. Nashelsky, Dispositivos Eletrônicos e Teoria de Circuitos. Pear-

son Prentice Hall, 11 ed., 2013.

[49] A. Weiler and A. Pakosta, “High-Speed Layout Guidelines,” Tech. Rep. SCAA082, Ap-

plication Report - Texas Instruments, 2006.

[50] I. J. Bahl and D. K. Trivedi, “A designer’s Guide To Microstrip Line,” 1977.

[51] National Instrument, “Aquisição de sinais analógicos: largura de banda, teorema de

amostragem de Nyquist e aliasing,” 2016.

[52] “Low power, highly linear, low noise amplifier (LNA) for Ultra-Wideband applications,”

in 2013 International SoC Design Conference (ISOCC), (Busan), pp. 345–348, 2013.

[53] J. Zhu, Y. Wang, G. Zou, Z. Wang, and W. Wang, “A High Linearity Wideband Receiver

with Large Dynamic Range in 0 . 18um CMOS,” in 2017 IEEE 17th International

Conference on Communication Technology (ICCT), (Chengdu), pp. 386–391, 2017.

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DISSERTAÇÃO DE MESTRADO Nº 1064 ANÁLISE E CONSTRUÇÃO … · 2019-11-14 · DISSERTAÇÃO DE MESTRADO Nº 1064 ANÁLISE E CONSTRUÇÃO DE UM CIRCUITO GERADOR DE PULSOS UWB PARA