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L’amplificateur audio.
PROJET
D’ELECTRONIQUE
ANALOGIQUE
2008-2009
PEPITONE Kévin
RAGOT Lise
Electronique
Première année
Groupe G1
1
SSSOOOMMMMMMAAAIIIRRREEE Index des Figures -------- p2
Première partie :
1. Project overview and specifications. -------- p3 a. Specifications b. Presentation
2. Operational amplifier structure. -------- p4
3. Push-pull power stage using MOS transistors. Amplifier classes. Why Class B is more effective. -------- p4
a. Choice of the class b. The Push-pull
4. Layout using an ideal current generator to eliminate crossover distortion. -------- p6
a. Crossover distortion b. Solution in order to eliminate crossover distortion
Deuxième partie :
5. Amplificateur de tension. -------- p11
6. L’étage d’entrée de type amplificateur différentiel. --- p12
7. La contre réaction globale. -------- p14
8. Le filtre d’entrée. -------- p15
9. Complément : la régulation de la température. -------- p16
Conclusion -------- p17
ANNEXE 1 : Dossier de fabrication. -------- p19 ANNEXE 2 : TP1 – Amplificateur de puissance classe B. --- p28 ANNEXE 3 : TP2 – Amplificateur différentiel. -------- p35
2
IIINNNDDDEEEXXX DDDEEESSS FFFIIIGGGUUURRREEESSS
Première partie :
Figure 1 : Amplifier schematic.
Figure 2 : Amplifier control and band-width filter schematic.
Figure 3 : Common collector assembly with both MOS transistors.
Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph.
Figure 5 : NMOS transistor schematic.
Figure 6 : NMOS transistor charactéristic.
Figure 7 : Push-pull schematic without distortion.
Figure 8 : Push-pull and current generator schematic with various value.
Figure 9 : Parametric study graph.
Figure 10 : Push-pull and current generator schematic with r=4200Ω.
Figure 11 : Graph without distortion.
Figure 12 : Push-pull schematic with current mirror.
Deuxième partie :
Figure 13 : Amplificateur de tension.
Figure 14 : Amplificateur de tension et condensateur.
Figure 15 : Schéma de l’amplificateur différentiel.
Figure 16 : Amplificateur différentiel en petits signaux.
Figure 17 : Schéma du montage avec l’amplificateur différentiel.
Figure 18 : Rétroaction de l’amplificateur.
Figure 19 : Montage de la rétroaction
Figure 20 : Schéma du filtre.
Figure 21 : Fonctionnement du filtre.
Figure 22 : Etage de régulation de la température.
Annexe 1 :
Figure 23 : Schéma global de l’amplificateur audio.
Figure 24 : Etage de routage de la carte sur le logiciel Orcad Layout .
Figure 25 : Schéma représentant l’emplacement des composants sur la carte.
Figure 26 : Aperçu du typon de notre carte électronique.
Figure 27 : Typon de notre carte électronique sur sa face inférieure.
Figure 28 : Typon de notre carte électronique sur sa face supérieure.
Figure 29 : Amplificateur audio.
Figure 30 : Oscillogramme qui nous a permis de trouver une amplification de 13,6.
Figure 31 : Oscillogramme pour un signal d’entrée à 20Hz.
Figure 32 : Oscillogramme pour un signal d’entrée à 20kHz.
Figure 33 : Oscillogramme pour un signal d’entrée carré à 1kHz.
Figure 34 : FFT du signal d’entrée (sinus à 1kHz).
Figure 35 : FFT de notre signal de sortie.
3
PPPRRREEEMMMIIIÈÈÈRRREEE PPPAAARRRTTTIIIEEE
1. Project overview and specifications.
a. Specifications
This project aimed to design and make an audio amplifier which delivers a power higher or equal to
10W.
However, this amplifier must be a HIFI amplifier. So it is necessary to respect the specifications :
- Load impedance : 8Ω
- Input impedance : higher than 1kΩ
- Output maximum power : 10W for a level of input tension equal to 1V
- Rate of distortion lower or equal to 0,1%
- Band-width included between 20Hz and 20kHz (equivalent to the audible band frequency)
b. Presentation
An amplifier is a device that enables an input signal to monitor an output signal. The output signal
had some of the characteristics of the input signal but it was generally larger in terms of voltage,
current, or power. In order to listen to the output signal, the amplifier was linked to a speaker.
The amplifier can be represented with this schematic :
The first step was to choose the amplifier so that the specifications are respected. This amplifier must
contain a current and a voltage amplifier at the same time.
Figure 1 : Amplifier
schematic.
4
2. Operational amplifier structure.
The amplifier was composed of two parts :
- The first one was the amplifier which is used to perform the signal;
- The second one was the filter which selects the band-width [20Hz;20kHz].
The filter was placed before the amplifier. However, when the filter is before the amplifier, the
amplifier does not amplify noise. So, two resistors R1 and R2, permitting amplifier stability, was used
to control the amplifier.
The amplifier structure could be resumed thanks to this schematic :
3. Amplifier classes. Why Class B is more effective. Push-Pull power stage using MOS transistors.
a. Choice of the class
The end stage of the device requires the signal current to be amplified. Several solutions can be used
in order to amplify this current : A or B power amplification class. A and B classes are the most
common amplifier used.
The A class was eliminated for this project because it uses 100% of the input signal. There is neither
saturation nor blockage. Therefore the biasing conditions imposed 0 00 0S S
I V≠ ⇒ ≠ .
Consequently the power efficiency was reduced.
So, the schematic was designed with a B class amplifier. Indeed, it presented fewer advantages in this
project : crossover distortion was lower and power was more important.
Where 1
1 2
R
R Rα =
+.
Figure 2 : Amplifier control and band-width filter schematic.
5
b. The Push-Pull
The Push-pull schematic is composed of two MOS transistors : the first one is a N canal transistor
whereas the second one is a P canal transistor. Each transistor is linked at a Vcc or –Vcc generator
and has a voltage threshold noted VT.
When T EV V< , the MOS transistor 1T is on whereas 2T is blocked. 1T pushes the current coming
from Vcc+ toward the output and the resistor LR . Current is taken off the load by 1T . When T E
V V>
, the MOS transistor 1T is blocked whereas 2T is on. 2T pulls the current coming from LR toward the
generator Vcc− . So, 2T brings current in the load.
Both transistors, having the same gain, constitute common collector assembly. They are polarized by
the previous stage. Moreover, they worked thanks to two power supplies which were continuous
and symmetric compared with the ground. The current which circulated in the charge ( )8LR = Ω ,
was generated by both transistors in turn.
Here is the schematic of the Push-pull :
The bulk connections could be noted : N-type bulk was connected to the lowest voltage in this case -
Vcc and the P-type was connected to the highest voltage in the case Vcc.
In this schematic, T1 is named T7 and
T2 is named T8.
Figure 3 : Common collector
assembly with both MOS
transistors.
6
4. Crossover distortion. Layout using an ideal current generator to eliminate crossover distortion
a. Crossover distortion
A distortion phenomenon is created by Push-pull assembly. This crossing distortion phenomenon is
due to the two blocked transistors. It could be noticed thanks to the simulation software :
The output voltage was not linear but stopped at 0V during the crossing distortion phenomenon. This
0V stage ran during the both VT voltage that was around 4V.
b. Solution in order to eliminate crossover distortion.
To eliminate this phenomenon a voltage was created and compensated the stage.
This voltage depends on transistor models used in the design stage. In order to know the value of this
voltage, the transistor schematic and its characteristic was studied.
Here is the study of the NMOS transistor :
Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph.
7
Thanks to the simulation, the transistors VT voltage could be seen around 2V.
Thus, a schematic which generated a 2VT voltage was made, like in the Figure 7. After measures, the
generator value was around 4,2V.
Figure 5 : NMOS transistor
schematic.
Figure 7 : Push-pull schematic
without distortion.
Figure 6 : NMOS transistor characteristic.
8
In order to create this 2VT voltage, a potentiometer, of r value, was used in series with a current
generator. So, the resistor was between GT1 and GT2 and the current generator was between GT2 and
–Vcc, as the following figure shows it.
The generator current had to generate a current I0=1mA. Consequently, the resistor value was
determined by a simulation in order to have this current and the 2VT voltage. Indeed the resistor
voltage was V≈2VT i.e. V =r. I0, thus, the resistor value was r=4200Ω. With a view to determine r
value, a parametric study was used :
Figure 8 : Push-pull and
current generator schematic
with various r value.
Figure 9 : Parametric study graph.
9
With the theoretical study, the graph was plotted from r=3800Ω to r=4400Ω. The best r value was
r=4200Ω. So, for r=4200Ω the next schematic and characteristic were drawn :
However, the most important problem is that the current generators cannot be controlled.
As a result, the current generator was replaced by a system with resistors and a transistor. This
solution created an amplifier controller with a current mirror, like the figure 12 shows it.
Figure 10 : Push-pull and
current generator schematic
with r=4200Ω.
Figure 11 : Graph without distortion.
10
Figure 12 : Push-pull
schematic with current
mirror.
11
DDDEEEUUUXXXIIIEEEMMMEEE PPPAAARRRTTTIIIEEE
5. Amplificateur de tension.
En entrée du montage Push-Pull, nous avons placé un étage ayant pour but d’amplifier la tension. Cet
amplificateur de tension nous permet d’avoir en sortie la puissance imposée par le cahier des
charges.
L’étage amplificateur de tension est constitué d’un transistor NPN :
Par la suite, nous placerons un condensateur de 220pF entre l’émetteur et le collecteur de ce
transistor afin d’avoir une marge de phase de 45° comme nous le montre le schéma ci-dessous :
Figure 13 : Amplificateur
de tension.
Figure 14 : Amplificateur de
tension et condensateur.
12
6. L’étage d’entrée de type amplificateur différentiel.
Pour un bon fonctionnement de notre amplificateur audio, nous avons réalisé une contre réaction.
Dans le but d’asservir notre système nous avons réalisé un amplificateur différentiel. Cet
amplificateur a été conçu à l’aide de 2 transistors NPN.
Voici le montage de l’amplificateur différentiel que nous avons réalisé :
Dans un premier temps, nous avons utilisé une source de courant à la place de la résistance R’.
Dessinons le schéma en petits signaux de l’amplificateur différentiel :
On a alors pu calculer l’amplification en mode différentiel et en mode commun :
1 2
2e e
s md c
d v v
v gA R
v=−
= = − ⋅
( )1 2
0
02 1 ' 2 'e e c
s c cc
c v v v
v R RA
v rbe R R
β
β= =
⋅= = − −
+ +
On remplace le générateur de courant par la résistance R’.
Figure 15 : Schéma de
l’amplificateur différentiel.
Figure 16 : Amplificateur
différentiel en petits
signaux.
13
Voici le schéma de l’amplificateur différentiel relié à la partie du montage déjà étudiée :
Pour choisir les valeurs de la résistance R’ et du potentiomètre Rc, nous avons du respecter les 3
conditions suivantes :
- Les transistors T3 et T4 doivent fonctionner en régime linéaire :
'
00
2cc c B
IV R V− ⋅ = avec [ ]0 030 ; 30B B BV V mV V mV∈ − +
donc ' ' '
0 0 00 4 0,7
2 2 2c cc B c be c
I I IR V V R V R V⋅ ≈ − ⇒ ⋅ ≈ − ⇒ ⋅ ≈
On doit alors avoir '
0 2 0,7 1,4c
R I V⋅ ≈ × = ;
- in outR R or 4 4,7
inR rbe k= ≈ Ω et out c
R R= donc on doit avoir 4,7c
k RΩ ;
- '
0I ne doit pas être trop élevé et donc Rin ne doit pas être trop faible.
On choisit alors de prendre ' 2200R = Ω . On a alors '
0 8,8I mA= et 169c
R = Ω . On va donc choisir
un potentiomètre Rc pouvant avoir une résistance de 169Ω.
Figure 17 : Schéma du montage
avec l’amplificateur différentiel.
14
7. La contre réaction globale.
Un amplificateur audio permet d’amplifier un signal sonore. Cependant, pour que cet amplificateur
soit de bonne qualité, le signal à amplifier ne doit être ni déformé ni décalé par l’amplificateur.
Or, un circuit électrique peut être altéré par de nombreux éléments comme le milieu extérieur.
C’est pour cette raison que nous avons introduit un système de contre-réaction :
On a ici ( )s e sV A V Vα= ⋅ − donc 1 1
11
s
e
V A
V A
A
α αα= =
+ +
quand 1
Aα
où 1
1 2
R
R Rα =
+.
Nous voulons ici avoir1
Aα
. Pour cela, nous allons déterminer α de manière à ce que 1Aα ⋅ .
Or nous savons que 1
1 2
R
R Rα =
+. Nous devons alors choisir les valeurs de R1 et R2 permettant de
remplir cette condition. Ces résistances font partie de la boucle de rétroaction, comme nous le
montre le schéma suivant :
Figure 18 : Rétroaction de
l’amplificateur.
Figure 19 : Montage de
la rétroaction.
e sV Vε α= − et
1
1 2
R
R Rα =
+
15
8. Le filtre d’entrée.
D’après le cahier des charges de notre amplificateur audio, nous devons créer un amplificateur
fonctionnant sur une bande passante allant de 20Hz à 20kHz. Cette bande correspond à la bande de
fréquence audible par l’oreille humaine. Nous avons donc aucun intérêt à amplifier des fréquences
autres que celles comprises entre 20Hz et 20kHz. C’est pour cette raison que nous avons placé en
entrée du montage un filtre passe bande.
Voici le schéma du filtre réalisé :
L’ensemble R6 ;C3 forme un filtre passe bas qui a une fréquence de coupure de 20Hz et qui permet
de couper toutes les fréquences supérieures à 20kHz.
Sa transmittance est
6 3
1( )
1PB
H jjR C
ωω
=+
. Soit
0
1( )
1PB
H j
j
ωω
ω
=
+
avec 0
6 3
1
R Cω = donc
0
6 3
1
2f
R Cπ= . Or nous savons que 0 20f kHz= donc 6 3
1
40000R C
π= . Nous avons choisi de
prendre 6 820R = Ω et 3 9,7C nF= .
L’ensemble R7 ;C4 forme un filtre passe haut qui a une fréquence de coupure de 20Hz et qui permet
de couper toutes les fréquences inférieures à 20Hz.
Sa transmittance est 7 4
7 4
( )1
PH
jR CH j
jR C
ωω
ω=
+. Soit 0
0
( )
1PH
j
H j
j
ω
ωω
ω
ω
=
+
avec 0
7 4
1
R Cω = donc
0
7 4
1
2f
R Cπ= . Or nous savons que 0 20f Hz= donc
7 4
1
40R C
π= . Nous avons choisi de prendre
7 4,7R k= Ω et 4 1,7C Fµ= .
Voici un schéma permettant de résumer le fonctionnement de ce filtre :
Figure 20 : Schéma
du filtre.
16
9. Complément : la régulation de la température.
Revenons à l’étage Push-pull. Cet étage est composé de deux transistors MOS. Ces deux
transistors produisent de la chaleur. En effet, plus le gain en courant augmente plus ils
produisent de la chaleur. C’est pour cela que nous avons ajouté 4 résistances de faible valeur.
Ces 4 résistances de 1Ω ajoutées en série avec les sources des transistors permettent alors une
régulation de la température.
D’autre part, lors de la réalisation de notre amplificateur audio, nous avons utilisé des radiateurs
pour chacun des transistors MOS. Ces radiateurs nous permettent une meilleure diffusion de la
chaleur produite par les transistors.
Figure 21 :
Fonctionnement du
filtre.
Figure 22 : Etage de régulation
de la température.
17
CCCOOONNNCCCLLLUUUSSSIIIOOONNN
Ce projet nous a permis de concevoir un amplificateur audio. Pour arriver à le réaliser, nous avons
dû suivre plusieurs étapes :
- Conception du circuit électronique à l’aide du logiciel Orcad afin de respecter le cahier des
charges ;
- Préparation à la réalisation de la carte électronique (routage) ;
- Préparation de la carte électronique (impression du circuit imprimé et perçage de la carte) ;
- Mise en place des composants (soudures) ;
- Phase de test de la carte électronique ;
- Aboutissement final : branchement de la carte alimentée à une source audio et une enceinte.
L’amplificateur audio est un sujet complet qui fait à la fois intervenir des transistors bipolaires et des
transistors MOS d’une part et qui permet l’étude de nombreux étages très différents les uns des
autres, d’autre part. En effet, nous avons été amenés à étudier un montage Push-pull, un
amplificateur de courant, un amplificateur de tension, un amplificateur différentiel ainsi qu’un filtre.
Cependant, nous avons dû aller jusqu’à la phase de réalisation. Pour cette raison, nous avons été
obligés de tenir compte des contraintes de température.
18
AAANNNNNNEEEXXXEEESSS
19
ANNEXE 1
DOSSIER DE FABRICATION
Grâce au logiciel Orcad, nous avons pu réaliser de nombreuses simulations. Ces simulations nous ont
permis de mettre au point le schéma global de notre amplificateur audio. Ainsi, par la suite, nous
avons pu, à partir du schéma global obtenu, réaliser notre carte électronique.
Dans cette annexe, nous allons nous intéresser à la conception de la carte électronique.
Le schéma électronique global a été construit sous le logiciel Orcad. Nous avons positionné les points
tests, qui nous ont permis de réaliser des mesures pratiques sur notre carte électronique, les masses,
les alimentations +20V et -20V ainsi que les cavaliers.
Tout d’abord nous allons vous présenter le schéma électronique global correspondant à notre
amplificateur audio :
Intéressons nous, à présent, à la fabrication de la carte.
Dans un premier temps, le logiciel Orcad nous a permis de placer les composants sur la carte. C'est-à-
dire de faire l’étape de routage de la carte.
Figure 23 : Schéma global de
l’amplificateur audio.
20
Nous noterons que les pistes de la partie puissance sont deux fois plus larges que les autres.
Pour cela, nous avons dû modifier les empreintes des composants, c'est-à-dire les Footprint. Nous
avons respecté le tableau suivant :
Résistance 1/4W resA
Résistance 1/2W resB
Cavalier + Résistance RL rK25
Potentiomètre :
- Rc
- R
trimB
pt-D
Condensateur polarisé chimA
Condensateur non polarisé capA
Condensateur céramique capcK05
Plot pl1-B
Point test cn1A
Figure 24 : Etape de routage de la carte sur le
logiciel Orcad Layout.
21
Voici l’emplacement des composants que nous avons choisi sur la carte :
L’emplacement des composants a été réalisé de manière à ce qu’il y ait le moins possible de vias.
Cependant, nous nous sommes aussi attardés sur l’esthétique de la carte. C’est pour cette raison que
les résistances sont regroupées, les cosses poignards alignées, les transistors, condensateurs et
potentiomètres sont placés ensembles.
D’autre part, Orcad nous a permis d’avoir une vue globale de notre typon.
Figure 25 : Schéma
représentant
l’emplacement des
composants sur la carte.
Figure 26 : Aperçu du typon de
notre carte électronique.
Sur ce typon, nous remarquerons que le circuit imprimé en vert correspond au dess
carte alors que celui en marron c
En effet le nombre important de composants et la volonté de
esthétique, ne nous a pas permis d’avoir l’ensemble du circuit imprimé sur la face inférieure.
De plus nous avons routé des pistes de largeur supérieure pour la partie puissance.
Toujours à l’aide du logiciel Orcad, nous avo
le typon sur notre carte électronique.
Voici le typon sur sa face inférieur
Et voici la face supérieure du typon :
22
Sur ce typon, nous remarquerons que le circuit imprimé en vert correspond au dess
carte alors que celui en marron correspond au dessus.
En effet le nombre important de composants et la volonté de produire une carte électronique
esthétique, ne nous a pas permis d’avoir l’ensemble du circuit imprimé sur la face inférieure.
des pistes de largeur supérieure pour la partie puissance.
Toujours à l’aide du logiciel Orcad, nous avons imprimé le typon sur papier transparent pour réaliser
on sur notre carte électronique.
Voici le typon sur sa face inférieure :
Et voici la face supérieure du typon :
Figure 27 :
électronique sur sa face inférieur.
Figure 28 : Typon
électronique sur sa face
supérieure.
Sur ce typon, nous remarquerons que le circuit imprimé en vert correspond au dessous de notre
produire une carte électronique
esthétique, ne nous a pas permis d’avoir l’ensemble du circuit imprimé sur la face inférieure.
des pistes de largeur supérieure pour la partie puissance.
ns imprimé le typon sur papier transparent pour réaliser
: Typon de notre carte
électronique sur sa face inférieur.
Typon de notre carte
électronique sur sa face
23
Nous allons pouvoir à présent procéder à la phase de perçage de la carte en respectant les diamètres
des pattes des composants. Puis, nous avons soudé l’ensemble des composants à la carte
électronique percée.
Voici un aperçu de la face supérieure de notre carte électronique :
Effectuons à présent des mesures sur notre carte électronique pour 15CCV V= et 15CCV V− = − .
Nous plaçons en sortie une résistance de charge de 8LR = Ω . On injecte alors en entrée un sinus de
fréquence 1kHz et de Vpp=1V.
Figure 29 : Amplificateur audio.
24
Voici ce que l’on relève à l’oscilloscope :
En plaçant en entrée un signal sinusoïdal de fréquence 1kHz et de Vpp=1V on obtient en sortie un
signal sinusoïdal d’amplitude 13,6V. On remarque alors que les temps de montée en entrée et en
sortie sont équivalents : 272µs pour le signal d’entrée et 293µs pour le signal de sortie.
D’autre part, nous mesurons les temps de descente : 273µs pour le signal d’entrée et 293µs pour le
signal de sortie (il est équivalent a celui de la montée).
Nous allons à présent déterminer la bande passante de notre amplificateur audio.
Pour cela, nous avons relevé le signal pour une entrée placée à 20Hz puis à 20kHz.
Voici la courbe obtenue pour une entrée à 20Hz :
Figure 30 :
Oscillogramme qui
nous a permis de
trouver une
amplification de
13,6.
Figure 31 :
Oscillogramme pour
un signal d’entrée à
20Hz.
25
Voici la courbe obtenue pour une entrée à 20kHz :
Nous mesurons une bande passante comprise entre 16Hz et 20kHz, semblable à ce qui est demandé
dans le cahier des charges. Nous pouvons estimer que l’écart est dû au fait que l’on a utilisé des
composants normalisés pour réaliser notre circuit électronique.
Appliquons à présent un signal carré en entrée de fréquence 1kHz et de manière à avoir 10Vcc de
notre amplificateur audio :
Nous obtenons également un signal carré en sortie.
Figure 32 :
Oscillogramme
pour un signal
d’entrée à 20kHz.
Figure 33 :
Oscillogramme pour
un signal d’entrée
carré à 1kHz.
26
Maintenant, avec en entrée un signal sinusoïdale de fréquence 1kHz réglée pour avoir 20Vcc en
sortie, relevons le spectre de sortie grâce à la fonction FTT des oscilloscopes Tectronix.
Voici le spectre d’entrée :
Voici le spectre de sortie :
L’amplification réalisée par notre circuit électronique est de 13,6dB. Cette valeur est vérifiable sur
notre spectre de Fourier. En effet, entre la première harmonique en entrée et la première
harmonique en sortie, on a un écart de 1,3 carreau. Or l’échelle correspond à 10dB/carreaux, ce qui
nous fait une amplification de 13dB.
Figure 34 : FFT
du signal
d’entrée (sinus à
1kHz).
Figure 35 : FFT de
notre signal de
sortie.
27
Nous remarquons que la 2eme harmonique à 2kHz est 1000 fois plus petite que celle à 1kHz. On a
donc un taux de distorsion qui est quasiment nul. On ne déforme pas le signal d’entrée. On respecte
donc bien le cahier des charges.
Pour conclure, nous pouvons remarquer que notre amplificateur remplit bien la condition d’amplifier
uniquement les fréquences comprises entre 20Hz et 20kHz avec un taux de distorsion harmonique ne
dépassant pas 0,01%.
28
ANNEXE 2
TP AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE EN
CLASSE B
Dans ce TP, nous allons étudier un amplificateur de puissance Audio Fréquence à transistors
complémentaires.
Voici le montage que nous étudions :
Nous limitons le courant d’alimentation à300mA .
I) Distorsion de croisement.
Traçons tout d’abord la caractéristique de transfert entre l’entrée E et la sortie S
Nous observons une non-linéarité de la caractéristique de transfert
non-linéarité correspond à la zone de la distorsion de croisement. Dans cette zone, o
2 2E
V V V− < < , donc GS TV V mV< =
en même temps et la sortie est nulle.
Pour GS TV V> , les transistors sont passants, la sortie est alors de même signe que l’entrée, avec un
gain d’environ 1.
Puis traçons les caractéristiques
après avoir ajouté un offset au niveau du générateur pour centrer la courbe
29
Distorsion de croisement.
Traçons tout d’abord la caractéristique de transfert entre l’entrée E et la sortie S
linéarité de la caractéristique de transfert ( )S EV f V=
correspond à la zone de la distorsion de croisement. Dans cette zone, o
25GS T
V V mV< = . Les deux transistors MOS 3Q et 4Q sont alors bloqués
la sortie est nulle.
, les transistors sont passants, la sortie est alors de même signe que l’entrée, avec un
Puis traçons les caractéristiques ( )EV t et ( )SV t (avec 6S ppV V= et ( )EV t sinusoïdale à
après avoir ajouté un offset au niveau du générateur pour centrer la courbe (SV t
soit ( )S EV f V= :
) autour de 0. Cette
correspond à la zone de la distorsion de croisement. Dans cette zone, on a
sont alors bloqués
, les transistors sont passants, la sortie est alors de même signe que l’entrée, avec un
sinusoïdale à 150Hz )
( )V t :
Nous pouvons observer en sortie le phénomène de
Les deux transistors 3Q et 4Q forment alors un montage Push
En effet, nous retrouvons bien dans ces courbes les caractéristiques d’un montage Push
- Lorsque T GSV V< avec V mV
bloqué. 3Q pousse le courant venant de
enlève du courant de la charge.
- Lorsque T GSV V> , le transistor MOS
courant venant LR vers l’alimentation de
Ce montage est bien constitué de deux transistors
le second pour amplifier sa partie positive. Les deux parties du montage sont donc amplifiées
séparément ce qui permet d’avoir des puissances d’amplification supérieures à celles que l’on aurait
eues si l’on avait utilisé un montage
D’autre part, les drains des deux transistors étant tous deux reliés à la masse, il s’agit là d’un
montage drain commun.
Lorsque les deux transistors 3Q
quand ( ) 3EV t V= . L’amplification en tension entre E et S est donc de
30
pouvons observer en sortie le phénomène de distorsion.
forment alors un montage Push-pull.
En effet, nous retrouvons bien dans ces courbes les caractéristiques d’un montage Push
25T
V mV= , le transistor MOS 3Q est passant alors que
pousse le courant venant de aV+ vers la sortie et vers la résistanc
enlève du courant de la charge.
, le transistor MOS 3Q est bloqué alors que 4Q est passant.
vers l’alimentation de 10V . 4Q apporte donc du courant dans la charge.
Ce montage est bien constitué de deux transistors : un pour amplifier la partie négative du
le second pour amplifier sa partie positive. Les deux parties du montage sont donc amplifiées
séparément ce qui permet d’avoir des puissances d’amplification supérieures à celles que l’on aurait
si l’on avait utilisé un montage constitué d’un seul étage.
es drains des deux transistors étant tous deux reliés à la masse, il s’agit là d’un
3 et 4Q ne sont pas bloqués, nous pouvons noter que
. L’amplification en tension entre E et S est donc de 13
.
En effet, nous retrouvons bien dans ces courbes les caractéristiques d’un montage Push-pull :
est passant alors que 4Q est
vers la sortie et vers la résistance LR . 3Q
est passant. 4Q tire alors le
apporte donc du courant dans la charge.
négative du signal, et
le second pour amplifier sa partie positive. Les deux parties du montage sont donc amplifiées
séparément ce qui permet d’avoir des puissances d’amplification supérieures à celles que l’on aurait
es drains des deux transistors étant tous deux reliés à la masse, il s’agit là d’un
ne sont pas bloqués, nous pouvons noter que ( ) 1SV t V=
31
II) Etude de la polarisation de l’étage de sortie.
Nous allons désormais polariser légèrement l’étage de sortie de manière à ce que les transistors 3Q
et 4Q ne soient pas bloqués au repos.
Le courant de repos est faible : les transistors seront alors tous les deux passants en petits signaux et
alternativement bloqués et passants lorsque l’amplitude du signal est forte.
La distorsion de croisement est ainsi pratiquement annulée lorsque le signal est faible.
1°) Montage avec la résistance 2R et le générateur de courant.
Nous utilisons alors le montage suivant :
Nous souhaitons dimensionner 1R pour avoir un courant 1 1I mA= .
Or d’après la loi des mailles, nous pouvons écrire 2 1 1 1 210 0R E CE CE
V V V R I V V+ − − − + =
2 1 1
2 1 1
2
1
1
10 0
10
10
R E
R E
R E
V V V R I
V V V R I
V V VR
I
⇒ + − − =
⇒ + − =
+ −⇒ =
En prenant 2 2,5R
V V= ( 2RV varie donc bien entre 2V et 3V ) on a 1 3
10 2,5 3
1 10R
−
+ −=
⋅ soit
1 9,5R k= Ω .
Nous allons utiliser une valeur normalisée de
1 1,38I mA= .
Dans un premier temps, nous testons le miroir de courant seul. Lorsque le transistor
masse, 2 435I Aµ= . Au cours du temps, nous observons que le courant
principalement du au fait que le transistor chauffe.
2°) Mesures.
Nous notons, d’après nos observations, que pour des amplitudes faibles, lorsque la valeur de la
résistance 2R diminue, la distorsion diminue également.
Nous réglons alors 2R pour avoir un signal non déformé. L
3Q est alors égal à 3 9Q mA= .
Ainsi, nous relevons la nouvelle caractéristique
32
Nous allons utiliser une valeur normalisée de 1R donc on prend 1 6,8R k= Ω . On a alors
Dans un premier temps, nous testons le miroir de courant seul. Lorsque le transistor
. Au cours du temps, nous observons que le courant 2I augmente. Ceci est
principalement du au fait que le transistor chauffe.
Nous notons, d’après nos observations, que pour des amplitudes faibles, lorsque la valeur de la
diminue, la distorsion diminue également.
pour avoir un signal non déformé. Le courant de repos que l’on mesure dans
Ainsi, nous relevons la nouvelle caractéristique ( )S EV f V= :
. On a alors
Dans un premier temps, nous testons le miroir de courant seul. Lorsque le transistor 2C est relié à la
augmente. Ceci est
Nous notons, d’après nos observations, que pour des amplitudes faibles, lorsque la valeur de la
e courant de repos que l’on mesure dans
III) Amplificateur Push Pull en classe B.
1°) Fonctionnement.
Nous pouvons prévoir que les formes d’ondes des courants
2°) Théorie.
Notons mV l’amplitude crête de
Nous souhaitons exprimer uP et
de aV , L
R .
Expression de la Puissance utile :
Expression de la Puissance d’alimentation
Expression du rendement : η =
Expression de la puissance dissipée
2 22 4
2 2 2
a m m a m m
d
L L L L
V V V V V VP
R R R Rπ π π
⋅ ⋅ −⇒ = − = =
3°) Mesures et résultats.
Pour des amplitudes 3m
V V= de , voici les images en tensions des courants
33
Amplificateur Push Pull en classe B.
Nous pouvons prévoir que les formes d’ondes des courants 3I et 4I sont des demi
l’amplitude crête de ( )sV t .
et limaP en fonction des grandeurs mesurées, c'est-
:
2
2
m
u
L
VP
R=
Expression de la Puissance d’alimentation : lim
2 a m
a
L
V VP
Rπ
⋅=
lim
u
a
P
P=
2
2 2 4
m mL
L a m a
V VR
R V V V
ππη⇒ = × =
⋅
Expression de la puissance dissipée : limd a uP P P= −
( )2 2 4
2 2 2
m a ma m m a m m
L L L L
V V VV V V V V V
R R R R
ππ
π π π
⋅ −⋅ ⋅ −= − = =
de , voici les images en tensions des courants (3I t
sont des demi-sinus.
-à-dire mV , lima
I et
)I t et ( )4I t :
34
Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour 3m
V V= (avec 39L
R = Ω et 10a
V V= ) :
Théorique littérale Théorique
numérique Pratique formule
Pratique
numérique
mV / / / 3V
limaI lim
m
a
L
VI
Rπ= 24, 5mA / 15mA
limaP lim
2 a m
a
L
V VP
Rπ
⋅= 489, 7mW
2
eff
L
V
R 134mW
uP
2
2
m
u
L
VP
R= 115, 4mW 218mW
dP
( )4
2
m a m
d
L
V V VP
R
π
π
⋅ −= 374, 3mW 16mW
η 4
m
a
V
V
πη = 235, 6mW
Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour 6m
V V= (avec 39L
R = Ω et 10a
V V= ) :
Théorique littérale Théorique
numérique Pratique formule
Pratique
numérique
mV / / / 6V
limaI lim
m
a
L
VI
Rπ= 48, 9mA /
limaP lim
2 a m
a
L
V VP
Rπ
⋅= 979, 4mW
uP
2
2
m
u
L
VP
R= 461, 5mW
dP
( )4
2
m a m
d
L
V V VP
R
π
π
⋅ −= 517, 9mW
η 4
m
a
V
V
πη = 471, 2mW
35
ANNEXE 3
TP AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL Dans ce TP, nous cherchons à étudier la structure de base d’un amplificateur différentiel et à le
caractériser grâce à ses paramètres que nous allons mesurer.
D’autre part, nous nous intéresserons aux miroirs de courant.
1ere PARTIE : Structure élémentaire.
Où les transistors T1 et T2 sont issus du circuit intégré CA3083.
A) Etude théorique
Question 1)
Soit la tension de mode commun ( )1 2C e eV V V= = .
D’après la loi des mailles, on a 0 0 2ee BE eV R I V V+ ⋅ + =
Donc 2 0
0
e ee BEV V V
IR
− −= ⇒ 0
0
C ee BEV V V
IR
− −=
Application numérique pour 0C
V = (on prend 0 0,6BE
V ) :
0 3
15 0,6
15.10I
−= d’où 0 0,96I mA
36
Question 2)
La dynamique maximum de sortie crête à crête, notée D , vaut ( )2 min ;S BD D D= où SD
correspond à la limite due à la saturation du transistor 2T et BD à la dynamique due au blocage de 2T
.
Or d’après la loi des mailles, on a S cc C CV V R I= − ⋅ .
Cependant, on peut également écrire 2 2 0S e CB e CE BEV V V V V V= + = + − or 0 0,6
BEV
Donc 2 0,6S e CE
V V V= + − .
D’où 2
0
0 2 0,62CE CEsat
S S S cc C e CEsatV V
ID V V V R V V
== − = − ⋅ − + − car le courant circulant dans C
R est
0
2I
.
Et 2 0
0
02C
B S S CI
ID V V R
=
= − = ⋅
La dynamique de sortie est maximale pour S BD D= .
Avec 0C
V = on doit avoir CR R∼ pour optimiser la dynamique.
Question 3)
Voici le schéma équivalent dynamique de l’amplificateur différentiel :
Question 4)
a) En mode différentiel, la loi des mailles nous permet d’écrire :
( ) ( ) ( )1 1 0 1 21 1e b b bv rbe i R i iβ⇒ = ⋅ + ⋅ + ⋅ +
( ) ( ) ( )2 2 0 1 22 1e b b bv rbe i R i iβ⇒ = ⋅ + ⋅ + ⋅ +
D’autre part on a 1 22
d
e e
vv v= − = et si les deux transistors 1T et 2T sont identiques, on a également
1 2b bi i= − .
37
Dans la résistance R , il n’y a donc aucun courant variable d’où 0I est constant et 0i est nul.
b)
*
1 22
de e
s
dvd v v
vA
v= =
= or ( )
0 2
1 2 1 2 22
s C b
d e e b b b
v R i
v v v rbe i i rbe i
β= −
= − = − = − ⋅
Donc 0
2
C
d
RA
rbe
β= d’où
2
C
d m
RA g= ⋅
*
1 2e e c
s
c
c v v v
vA
v= =
= or ( ) ( ) ( )( )2
0 2
2 0 1 2 2 0
2
1 2 1
b
s C b
c b b b b
i
v R i
v rbe i R i i i rbe R
β
β β
= − = ⋅ + + + = + +
D’où ( )
0
02 1
C
c
RA
rbe R
β
β
−=
+ +
*
1 2 1 20 0e e b b
s
out
s v v i i
vR
i= = → = =
= or 0 2
0 2
s C b
s b
v R i
i i
β
β
= −
= −
D’où out CR R=
*
1 21
2
de e
d
mdv
b v v
vR
i= =
= or ( )1
1 2 1 2 1
2
2
b
d b b b b b
i
v rbe i rbe i rbe i i rbe i= ⋅ − ⋅ = − = ⋅
D’où 2md
R rbe=
*
1 21 2 22
e e
c c
mc
b b bv v
v vR
i i i=
= =+
or ( )2 02 1c bv i rbe R β = + +
D’où ( )0 12
mc
rbeR R β= + +
c) Applications numériques avec 0C
V = , 22C
R k= Ω , 0 220β = et 25T
V mV= :
Calcule de rbe : 0
0
T
C
Vrbe
Iβ= avec 0
0 2C
II = donc
3
3
25 10200 10,4
0,48 10rbe k
−
−
⋅= × = Ω
⋅
On a alors 211,54d
A = , 0,728c
A = − , 22out
R k= Ω , 20,8md
R k= Ω et 3020mc
R k= Ω .
B) Mesures Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci
1) Etude statique
a)
Manipulation : On place des fils en 2 et 4, des résistances de 22k
et 7.
Lieu de la mesure effectuée au voltmètre
Entre la masse et le point B1
Entre la masse et le point B2
Aux bornes de CR (11)
Aux bornes de CR (10)
Donc 10
1
10
c
b
I
Iβ = d’où 1 211β =
38
Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous :
: On place des fils en 2 et 4, des résistances de 22kΩ en 10 et 11, et des résistances de 10k
Tension mesurée Courant calculé
10 22,8b
V mV= 10
10 10b
VI A= =
20 22,5b
V mV= 20
10 10b
VI A= =
10 10,61c
V V= 10cI A= =
20 10,64c
V V= 20cI A= =
211 et 20
2
20
c
b
I
Iβ = donc 2 215β = .
résistances de 10kΩ en 3
Courant calculé
10
32, 28
10 10
bV
I Aµ= =⋅
20
32,25
10 10
bV
I Aµ= =⋅
10 482c
C
VI A
Rµ= =
20 484c
C
VI A
Rµ= =
39
b)
Manipulation : On enlève les deux résistances de 10kΩ en 3 et 7 que l’on remplace par des fils.
Lieu de la mesure effectuée au voltmètre
Tension mesurée Courant calculé
Aux bornes de CR (11) 10 10,69
cV V=
10
10 486c
c
C
VI A
Rµ= =
Aux bornes de CR (10) 20 10,60
cV V=
20
20 482c
c
C
VI A
Rµ= =
D’où le rapport 20
10
c
d
c
I
Iγ = donc 0,992
dγ = .
2) Etude dynamique en petit signal
a)
Manipulation : On a toujours les résistances de Rc=22kΩ en 10 et 11. On place des fils en 3, 4 et 9. On alimente
au point E et on relie E à la masse. Pont diviseur résistif en sortie du générateur : 10Ω en 2 et 10kΩ en 1.
Le GBF qui alimente le circuit délivre une tension 2eppv mV= .
* Mesure de
1 22
de e
s
dv
d v v
vA
v= =
= :
On a alors
700
24
1000
spp
epp
d
v mV
vv mV
=
= =
⇒ 175d
A =
* Mesure de
1 2e e c
s
c
c v v v
vA
v= =
= :
On a
1 2
1,4
21000
spp
epp
c e e
v mV
vv v v mV
=
= = = =
⇒ 0,70c
A = −
b) Soit RMCT le taux de réjection de mode commun.
20 log d
RMC
c
AT
A
= ⋅
⇒ 47,9
RMCT dB=
c) En théorie, nous avons 47,2RMCth
T dB= . L’écart entre la théorie et la valeur déduite des mesures
est dû à l’imprécision sur les résistances qui appartiennent à la norme 12 et aux erreurs de mesures.
40
3) Etude en mode différentiel grand signal
Manipulation : On place Rc=15kΩ en 10 et 11 et des fils en 1, 3, 4 et 9.
26eppv mV= correspond à la limite entre un signal triangulaire et un signal sinusoïdal.
2eme PARTIE : Structure améliorée.
1) Utilisation d’un miroir comme source de courant.
Nous utilisons le miroir de courant suivant :
A) Etude théorique
Question 1)
1 2 1 2 2
11E E E
m
I I I I Iγ
+ = + = +
car
022
1 01
ebE
m
E eb
II
I Iγ = =
Et d’autre part, quant le transistor 2T fonctionne en régime linéaire on a
( ) 22 2 2 2
2
11E bI I I
ββ
β
+= + =
D’où 1
2
2
1 11 1 1
m
II
γ β
=
+ + −
41
Question 2)
Schéma équivalent du dipôle vu entre les points A et B en tenant compte de l’effet Early :
Avec
2
1
1 11 1 1
m
α
γ β
=
+ + −
et 2ρ qui traduit l’effet Early.
B) Mesures
Question 1)
On mesure la valeur de 2I , grâce à un ampèremètre que l’on place en (6), pour différentes valeurs
de ABV (que l’on fait varier de 0 à 15V ).
ABV ( )V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
2I ( )mA 0,95 0,98 0,99 1,01 1,03 1,04 1,06 1,07 1,09 1,10
ABV
( )V
11 12 13 14 15
2I
( )mA
1,11 1,13 1,15 1,16 1,18
Voici la courbe de ( )2 ABI f V= :
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
1,4
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
I2 (
en
mA
)
VAB (en V)
I2=f(VAB)
42
a) En extrapolant la courbe pour 0AB
V V= on obtient 2 0,93I mA= .
Le courant 1I est constant pour toute tension ABV :
1
RVI
R= où R
V correspond à la tension mesurée aux bornes de la résistance R de 15kΩ
Donc 1 3
14,3953
15 10I Aµ= =
⋅
Nous pouvons ainsi en déduire la valeur de mγ qui correspond au rapport du courant 2I pris pour
0AB
V V= et du courant 1I :
Donc 2
1
m
I
Iγ =
6
6
930 100,98
953 10mγ
−
−
⋅⇒ = =
⋅
Question 2)
Nous insérons le dipôle AB à la place de la résistance R dans le schéma que nous avons étudié
précédemment.
Manipulation : Les points C et E sont reliés à la masse. On alimente en E par 10Vpp. On place une résistance de
10Ω en 2, une de 10kΩ en 1, deux résistances de 22kΩ en 10 et 11 et des fils en 3, 5 et 6
a)
Mesure de dA :
Manipulation : On place un fils en 7.
On a 10eppv V= donc
220
1000
88
epp
d
s
vv mV
v V
= =
=
Donc 194d
A = .
Mesure de cA :
Manipulation : On place un fils en 9.
5
4,38
c
s
v mV
v mV
=
=
Donc 0,87c
A = −
43
2) Utilisation d’un miroir en charge active.
On remplace maintenant les résistances CR par un miroir de courant appelé ci-dessous « charge
active ». On considère donc désormais le schéma ci-dessous :
A) Mesures
Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous :
Question 1)
Manipulation : On place un pont diviseur de tension qui va permettre d’atténuer le gain de 40dB. Pour cela, on
place un résistance de 1kΩ en 1 et une résistance de 10Ω en 3.
1 2 21 0e e e
s s
d
d ev v v
v vA
v v=− =
= ≈ or on mesure
44
diviseur de tension qui va permettre d’atténuer le gain de 40dB. Pour cela, on
Ω en 1 et une résistance de 10Ω en 3.
or on mesure 8,4s
v V= et 1 198e
v Vµ= donc 42424d
A =
diviseur de tension qui va permettre d’atténuer le gain de 40dB. Pour cela, on
42424=
