Chuong 3-Nguon on AP Xung

Giáo trình Điện Tử Ứng Dụng 1

Chương 3: Nguồn ổn áp xung

Trong chương này chúng ta sẽ khảo sát các vấn đề: - Căn bản về ổn áp xung - Cuộn dây, biến áp trong ổn áp xung - Các giải pháp thiết kế

3.1 Căn bản về ổn áp xung 3.1.1: Các chức năng của nguồn ổn áp xung căn bản:

Hình 3.1 mô tả sơ đồ khối của nguồn ổn áp xung căn bản. Chức năng căn bản của sơ đồ này chuyển ngõ vào DC chưa ổn định sang ngõ ra DC ổn định. Với hoạt động này có thể xem nguồn ổn áp xung là bộ chuyển đổi DC-DC (DC-DC converter).

Hình 3.1: Sơ đồ khối nguồn ổn áp xung căn bản

Trong nguồn ổn áp xung, transistor công suất làm việc ở chế độ giao hoán on/off, không phải liên tục như trong ổn áp tuyến tính. Hơn nữa ổn áp xung có thể cung cấp áp ngõ ra cao hơn áp ngõ vào, trong khi ổn áp tuyến tính chỉ có thể cho áp ngõ ra thấp hơn áp ngõ vào. Ổn áp xung có thể đảo ngược cực tính ngõ ra so với ngõ vào mà ổn áp tuyến tính không thể được. Ổn áp xung tần số cao sẽ giảm được trọng lượng , kích thước và hiệu suất tốt hơn nhất là với nguồn công suất cao so với ổn áp tuyến tính.

1. Các vấn đề hạn chế của nguồn ổn áp xung: Nguồn ổn áp xung nói chung không có những điểm hạn chế nào đáng kể.Ngoài việc mạch

điện phức tạp hơn , nguồn ổn áp xung còn tạo ra nhiễu giao thoa điện từ (EMI). Tuy nhiên với thiết kế thích hợp , có thể giảm EMI đến mức cho phép, bằng cách chon lõi ferrite mất mát thấp cho biến áp và cuộn dây, lõi có độ từ thẩm cao và có bọc giáp ngoài, thiết kế với các phần tử mạch điện tối thiểu.

2. Chu kỳ nhiệm vụ giao hoán: Trong hình 3.1 việc ổn định điện áp ngõ ra bằng cách giao hoán transistor mắc nối tiếp

(khóa công suất) làm việc on/off. Chu kỳ nhiệm vụ của phần tử công suất này quyết định điện áp DC trung bình ngõ ra. Chu kỳ nhiệm vụ được điều chỉnh với phần hồi tiếp tỉ lệ với sai lệch điện áp ngõ ra và điện áp tham chiếu.

3. Tần số giao hoán: Tần số giao hoán hầu như cố định và trên tần số âm thanh, mặc dù có một số nguồn ổn

áp xung sử dụng tần số thay đổi để chuyển đổi giữa nguồn và tải.Trong một số vi mạch ổn áp xung, có thể thay đổi tần số giao hoán bằng cách thay đổi tụ điện bên ngoài. Một số điều cần lưu ý là với tần số cao hiệu suất sẽ bị kém do mất mát của phần tử công suất và mất mát lõi tăng. Mặt khác, tần số giao hoán thấp trong vùng âm tần sẽ tạo nhiễu giao thoa âm tần.

4. Đặc tính của transistor và diode: Nguồn ổn áp xung phải sử dụng transistor có thông số tích số độ lợi khổ tần ít nhất là

4MHz mới hoạt động hiệu quả (fT ≈30MHz sẽ tốt hơn), BJT hoặc MOSFET đều có thể sử dụng


làm khóa công suất. Diode chỉnh lưu có thời gian phục hồi nhanh , hay diode schottky, được sử dụng làm

diode kẹp trong thời gian khóa công suất tắt để giữ đường tải của transistor giao hoán nằm trong vùng hoạt động an toàn và tăng thêm hiệu suất. Một số dụng cụ bán dẫn khác sử dụng trong mạch ổn áp xung gồm cổng logic.FF, ổn áp, bộ định thì, chỉnh lưu. 3.1.2: Các mạch ổn áp xung tiêu biểu:

Hình 3.2: Bốn dạng mạch ổn áp xung tiêu biểu

Hình 3.2 mô tả 4 dạng mạch ổn áp xung NPN/PNP tiêu biểu. Tất cả các mạch đều có các thành phần chung như sau:transistor giao hoán, diode kẹp, lọc LC và khối điều khiển logic. Không có dạng mạch nào cách ly hoàn toàn giữa nguồn và tải, trừ trường hợp có nhiều hơn một transistor nối tiếp được sử dụng, tuy nhiên thiết kế với 01 transistor thì đơn giản và kinh tế nhất.


+

-

VinĐiều khiển V Vout > in

a) Dạng Boost

+

-

VinĐiều khiển V Vout < in

b) Dạng Buck

+

-

VinĐiều khiển

Vout

+

+

+

> Vin

< Vin

c) Dạng Boost-Buck

-

+

-

+

-

+

Thông thường người ta hay chọn có ít nhất 1 đường chung giữa ngõ vào và ngõ ra để giảm vòng GND. Mạch 1 đường chung cũng để xác định ngõ ra có cực tính dương/âm. Tuy nhiên hầu hết các mạch điện làm việc với các đường chung cách ly, do ngõ vào và ngõ ra cách ly nhau. Thiết kế 1 transistor và 1 đường chung là dạng thiết kế thông dụng nhất.

Trong mạch hình 3.2a và 3.2b,khối logic hoạt động từ điện áp tải. Các dạng mạch như thế không thể tự khởi động được, nên phải lấy áp từ nguồn cấp cho nó trong thời gian khởi động ( và trong các trường hơp ngắn mạch).

Trong mạch hình 3.2c và 3.2d thông dụng trong mạch cấp nguồn từ cao áp do transistor công suất NPN cao áp dễ chọn và thông dụng hơn. Trong đó mạch 3.2d thông dụng hơn do khối logic ghép trực tiếp với transistor công suất nên tăng hiệu suất. Một số thiết kế sử dụng biến áp lái giữa logic và transistor giao hoán, transistor có thể là NPN hay PNP.

Hình 3.3 minh họa 3 dạng mạch ổn áp xung MOSFET tiêu biểu, biểu diễn 3 cấu hình cơ bản ; buck, boost, buck-boost (hạ, nâng, hạ-nâng). Mỗi cấu hình có 01 ứng dụng riêng. Khi điện áp ra cao hơn điện áp vào, mạch hoạt động theo diện nâng điện áp (voltage-boost).Mạch buck hay hạ áp khi điện áp vào cao hơn điện áp ra. Mạch buck-boost đảo cực tính áp ngõ vào họat động với áp ngõ vào có thể lớn hơn hoặc nhỏ hơn áp ngõ ra. Do đó, mạch buck-boost còn gọi là mạch hoán năng (inverter).

Hình 3.3 : Ba dạng mạch tiêu biểu sử dụng Mosfet


3.1.3 :Lý thuyết nguồn ổn áp xung: Hình 3.4 minh họa mạch ổn áp xung lý thuyết (dạng buck) và các dạng sóng liên quan.

Hiệu suất cao của nguồn ổn áp xung là do hoạt động của transistor nối tiếp ở chế độ giao hoán. Khi transistor on, toàn bộ áp ngõ vào áp vào mạch lọc LC. Khi transistor off, áp ngõ vào mạch lọc LC bằng 0. trường hợp transistor on và off trong khoảng thời gian bằng nhau (50% chu kỳ nhiệm vụ) điện áp DC ngõ ra bằng phân nửa điện áp vào.Điện áp ngõ ra Vo bằng điện áp vào VIN nhân với chu kỳ nhiệm vụ D, Vo=DVIN.

Thay đổi chu kỳ nhiệm vụ sẽ bù lại thay đổi điện áp ngõ vào. Nguyên lý này áp dụng để tạo điện áp ngõ ra hoạt động như sau.Hoạt động đóng/ mở của transistor ở chu kỳ nhiệm vụ cố định tạo dạng song ngõ ra xác lập như hình 3.4. Khi SW đóng,dòng IL qua cuộn dây chảy từ ngõ vào VIN sang ngõ ra qua tải. Điệp áp trên cuộn dây là V-Vo làm tăng dòng điện trong chu kỳ đóng. Khi SW hở, năng lượng tích trữ trong cuộn dây ép IL tiếp tục chảy qua tải và ghép qua diode, điện áp cuộn dây bị ngược cực tính và bằng Vo, IL giảm dần trong chu kỳ hở.

Hình 3.4: Mạch ổn áp xugn lý thuyết (dạng buck)

Dòng trung bình qua cuộn dây bằng dòng tải. Do tụ điện giữ điện áp tải Vo cố định, dòng tải Io cũng cố định. Khi IL>Io, tụ điện nạp,và khi IL <Io,tụ điện xả.

Kết quả hoạt động xác lập sau cùng như sau: 1- Điện áp trung bình trên cuộn dây bằng 0, nhưng sự biến thiên rộng từ VIN-Vo→Vo là thực

tế.


2- Dòng DC qua cuộn dây bằng dòng tải, có 1 lượng nhỏ gợn răng cưa 3- Áp DC trên tụ bằng áp ngõ ra trên tải , có 1 lượng gợn sóng nhỏ trên tụ.

Để đạt hiệu quả bộ ổn áp phải bù được thay đổi VIN và Io. Trong ổn áp xung, sự thay đổi VIN tự động được bù bằng thay đổi chu kỳ nhiệm vụ trong hệ thống hồi tiếp vòng kín. Độ ổn định ngõ vào và độ nén gợn sóng phụ thuộc vào độ lợi vòng. Việc thay đổi dòng Io sẽ khó bù hơn nhất là sự thay đổi tải nhanh. Thay đổi Io được bù từ từ bằng thay đổi chu kỳ nhiệm vụ. Chẳng hạn, sự thay đổi tải từ 0 đến đầy tải sẽ tạo ra các hoạt động sau:

1. Chu kỳ nhiệm vụ tăng đến cực đại (Transistor có thế dẫn liên tục) 2. Dòng qua cuộn dây cần phải nhiều chu kỳ mới tăng tới mức DC mới 3. Chu kỳ nhiệm vụ trở về giá trị ban đầu

3.1.4: PWM đến PFM: Nguồn ổn áp xung cũng được phân loại theo cách điều khiển ngõ ra. Hai cách thông dụng

nhất là điều rộng xung (PWM) và điều tần xung (PFM). Cả hai cách đều thay đổi chu kỳ nhiệm vụ. Trong ổn áp xung PWM, tần số xung được giữ cố định, độ rộng mỗi xung thay đổi.Ổn áp

xung PWM được sử dụng trong các nguồn công suất cao làm việc không có đường cấp nguồn AC. Trong ổn áp xung PFM, độ rộng xung giữ cố định còn chu kỳ nhiệm vụ được kiểm soát bằng cách thay đổi tốc độ lập lại xung.

Có nhiều sự khác nhau giữa 2 loại ổn áp trên. Ví dụ dạng kiểm soát dòng điện là 1 kiểu của PFM, trong khi bỏ quãng xung (pulse skipping) là 1 kiểu PWM. Các kiểu khác nhau của PWM/PFM sẽ được khảo sát ở phần sau: 3.1.5: Cấu hình nguồn ổn áp xung thông dụng:

Có nhiều dạng cấu hình ổn áp xung. Việc chọn cấu hình nào để sử dụng nói chung giới hạn bởi những thông số như cực tính điện áp, tỉ lệ điện áp, và các điều kiện gây hỏng, chẳng hạn nếu điện áp ra phải cao hơn điện áp vào phải chọn dạng boost.Nếu ngõ vào âm, ngõ ra dương, phải chọn dạng buck-boost (inverter). Nếu nguồn cần phải hạn dòng không thể sử dụng dạng boost.

Ngay cả với những giới hạn hiển nhiên ở trên, cũng có nhiều cách chọn cấu hình cho các áp dụng khác nhau. Ví dụ, để chuyển từ 28v→5v, có thể chọn dạng buck, flyback,forward, hoặc nâng dòng (current-boost). Các khảo sát sau đây bao gồm tất cả các dạng cấu hình , mô tả cả ưu điểm và giới hạn của chúng để ta dễ chọn dạng cấu hình khi bắt đầu thiết kế nguồn ổn áp xung.

1. Dạng boost Hình 3.5 minh họa cấu hình lý thuyết dạng boost. Hình 3.6 là IC ổn áp xung tiêu biểu

RC4190 kết nối dạng boost. Hình 3.7 tiêu biểu các dạng sóng. Trong phần sau sẽ mô tả hoạt động của mạch lý thuyết liên hệ đến mạch thực tế giữa 2

hình 3.5 và 3.6, chú ý là SW S trong mạch lý thuyết được thay bằng transistor Q1 và IC thực tế. Tụ điện C, diode D, cuộn dây L trong hình 3.5 được thay bằng C1, D1 và Lx trong hình 3.6.

Như minh họa ở hình 3.5, khi SW S đóng, điện áp nguồn áp ngang qua cuộn dây L. Dòng điện nạp qua L tạo ra 1 từ trường tăng dần nếu S vẫn còn đóng. Trong khi S đóng, diode D phân cực ngược và dòng tải được cấp bởi tụ C. Trong thời gian S đóng dòng qua L tăng dần tuyến

tính đến giá trị cực đại onin TL

VIpk

Hình 3.5: Cấu hình lý thuyết dạng boost Khi S hở, từ trường bị ngắt đột ngột, năng lượng tích trữ trong L sẽ chuyển thành dòng xả

qua L cùng chiều dòng nạp. Do S hở, dòng chảy qua D cấp cho tải và nạp lại tụ C.Nếu S


đóng/hở liên tục(do dao động điều khiển)ở tốc độ cao hơn thời hằng RG,điện áp DC ổn định được thiết lập ở ngõ ra.

Hình 3.6 : Ổn áp xung dạng boost thực tế sử dụng IC RC4190

Khi mới cấp nguồn cho mạch IC hình 3.6, dòng qua R1 tạo thành dòng phân cực cấp cho chân 6 IC. Dòng này được ổn định bởi bộ khuếch đại nguồn dòng độ lợi đơn vị và sử dụng làm dòng phân cực cho điện áp tham chiếu 1,31V. Dòng phân cực ổn định phát từ nguồn tham chiếu dùng để phân cực cho các thành phần còn lại của IC.

Cùng thời điểm đó IC bắt đầu khởi động, dòng qua Lx và D1 nạp cho C1 đến điện áp VIN, tạo áp VIN –VD.Tại thời điểm này hồi tiếp (chân 7) cảm điện áp Vo bé, qua mạch so sánh phân áp Vo với điện áp tham chiếu 1,31V.Nếu Vo nhỏ hơn,ngõ ra mạch so sánh bằng 0 mở cổng cho tín hiệu từ mạch dao động qua cổng lái transistor Q1.

Hình 3.7: Các dạng sóng tại các điểm trên hình 3.6


Việc tắt/dẫn Q1 thực hiện như chức năng mở/đóng SW S hình 3.5. Nghĩa là năng lượng được tích trữ trong cuộn dây trong thời gian dẫn và phóng đến ngõ ra trên C1 trong thời gian tắt. Mạch so sánh tiếp tục cho tín hiệu dao động điều khiển Q1 on/off cho đến khi điện áp tích trên C1 tăng đến mức điện áp hồi tiếp vượt qua 1.31V.

Một khi điện áp hồi tiếp vượt qua điện áp tham chiếu, hệ thống hồi tiếp sẽ thay đổi thời gian dẫn để đáp ứng với sự thay đổi dòng tải hay điện áp vào như minh họa các dạng sóng ở hình 3.7. Nếu dòng tải tăng (dạng sóng C) Q1 tiếp tục dẫn (dạng sóng D) trong khoảng thời gian dài của chu kỳ dao động , cho phép dòng qua cuộn dây (dạng sóng E) đạt đến giá trị đỉnh cao hơn. Chu kỳ nhiệm vụ của Q1 thay đổi đáp ứng theo dòng tải và điện áp vào.

Trong bất kỳ nguồn ổn áp xung nào, giá trị điện cảm cuộn dây và tần số dao động phải liên hệ chặt chẽ đến điện áp nguồn, dòng ngõ ra và các điều kiện độ gợn sóng. Nếu điện cảm cao quá hoặc tần số dao động cao quá , dòng qua cuộn dây không thể đạt đến giá trị đủ cao bằng dòng tải, dẫn đến điện áp ngõ ra bị giảm.Nếu điện cảm cuộn dây hoặc tần số dao động quá thấp, dòng qua cuộn dây tăng quá cao , gây vọt lố độ gợn sóng, ngoài ra còn làm cho cuộn dây bị bão hòa, và quá dòng qua transistor.

2. Liên tục và không liên lục: Hoạt động của nguồn ổn áp xung có thể liên tục hoặc không liên tục. Trường hợp hoạt

động liên tục, dòng điện qua cuộn dây không bao giờ giảm về 0 trong thời gian tắt của transistor. Trong trường hợp không liên tục, nếu có dòng tải đủ nhỏ , dòng qua cuộn dây có thể giảm về 0.

Thông thường không cần thiết phải tránh mode bất liên tục khi dòng tải nhẹ.Chỉ có điều thời gian dẫn của transistor không thể giảm quá nhỏ để áp ngõ ra không tăng vọt trong trường hợp nhẹ tải. Nếu điều này xảy ra , hầu hết các nguồn ổn áp đều bắt đầu “mất chu kỳ”, nghĩa là transistor sẽ không dẫn trong 1 vài chu kỳ . Ngõ ra vẫn kiểm soát được nhưng sẽ xuất hiện một số thành phần hài gây nhiễu.

Vấn đề chính trong mode bất liện tục là khi có dòng tải nặng, do tỉ số cao giữa dòng giao hoán và dòng tải sẽ dẫn đến xuất hiện những đỉnh dòng, áp. Các đỉnh này được minh họa trong hình 3.8, gồm dạng sóng dòng, áp trên transistor, diode, tụ điện của ổn áp xung dạng boost. Nói chung, dù là liên tục hay không liên tục, các linh kiện trên phải chịu được dòng trung bình cũng như dòng đỉnh. Hình 3.8: Dạng sóng trên transistor(SW), diode,tụ điện ngõ ra ổn áp xung dạng boost


3. Dạng buck-boost hay inverter: Hình 3.9 minh họa dạng mạch buck-boost lý thuyết, hình 3.10 là mạch ổn áp xung buck-

boost thực tế sử dụng vi mạch RC4391 và hình 3.11 là các dạng sóng tương ứng. Lưu ý là SW S tương ứng với Q1, C, D, L lần lượt tương ứng với CF, D1, Lx khi so 2 hình 3.9 và 3.10.

Xem hình 3.9, khi S đóng, có dòng nạp từ VIN qua L tạo thành từ trường tăng dần trong lúc S đóng. Khi S hở, từ trường bị ngắt đột ngột , năng lượng tích trữ trong L chuyển thành dòng xả qua L cùng chiều dòng nạp.Dòng xả này chảy qua D và C.Chìa khóa của sự hoán năng là cuộn dây trở thành nguồn khi dòng nạp bị ngắt.

Hình 3.9 : Mạch buck-boost lý thuyết

Hình 3.10: Mạch buck-boost thực tế sử dụng IC RC4391

Trong mạch hình 3.10, mạch hồi tiếp và tụ điện ngõ ra giảm điện áp ngõ ra ngang qua cuộn dây đến giá trị ổn áp cố định. Khi mới cấp nguồn mạch so sánh 0 C1(pin8) so sánh ngõ ra với điện áp tham chiếu1,25V. Do ban đầu C chưa nạp xả, điện áp dương áp vào pin8 làm ngõ ra C1 dương mở cổng NAND cho xung dao động từ mạch OSC ra kích Q1 on/off.

Việc đóng mở Q1 tương tự như SW S đóng/mở trong hình 3.9, nghĩa là năng lượng tích trữ trong Lx trong thời gian Q1 dẫn và xả qua CF, D1 trong thời gian Q1 tắt. Bộ so sánh tiếp tục mở cổng NAND cho dao động qua kích Q1 cho đến khi đủ năng lượng trữ trong CF làm cho áp ngõ vào mạch so sánh âm. Điện áp ngõ vào so sánh tỷ lệ với áp ngõ ra Vout, áp tham chiếu và tỷ lệ R1/R2.


Hình 3.11: Các dạng sóng tại các điểm trên hình 3.10 4. Dạng buck:

Hình 3.12 là mạch lý thuyết dạng buck, hình 3.13 là mạch ổn áp xung dạng buck sử dụng IC RC4391 hà hình 3.14 là các dạng sóng tương ứng.

Lưu ý là S, C,D, L trong mạch hình 3.12 được thay thế bằng Q1, CF, D1, Lx trong hình 3.13, cũng lưu ý rằng chân GND (chân 4) của IC không nối GND mà là ngõ ra. Với cách sắp xếp hệ thống hồi tiếp như vậy, có thể cho ngõ ra ổn áp dương trong khi điện áp hồi tiếp về được nhận dạng âm hơn GND.

Hình 3.12 : Sơ đồ mạch lý thuyết dạng buck

Trong hình 3.12, khi S đóng , dòng từ VIN qua L, chảy ra tải. khi S hở, năng lượng tích trữ trong L làm dòng vẫn chảy cùng chiều như trên và ghép ra tải và qua D. Do dòng vẫn chảy trong thời gian nạp và xả, nên dòng trung bình trên tải lớn hơn so với mạch buck-boost. Điều đó có nghĩa là với cùng 1 dòng tải , mạch buck sẽ có dòng đỉnh quaLl bé hơn so với mạch buck-boost. Do đó cuộn dây trong mạch buck có thể nhỏ hơn và transistor công suất sẽ không bị lái nặng dòng hơn so với mạch buck-boost.

Trong mạch hình 3.13, tụ lọc ngõ ra CF chưa tích điện nên điện áp tại chân 4 ban đầu bằng 0. Điện áp tham chiếu cao 1,25V so với chân mass IC làm mạch so sánh cấp ngõ ra dương mở cổng NAND cho xung dao động qua kích Q1.

Khi Q1 giao hoán nạp điện trên CF làm điện áp ngõ ra tăng, chân mass IC tăng áp cho đến khi điện áp trên nó đạt tới điện áp hồi tiếp. Lúc này, hệ thống kiểm soát sẽ giảm thời gian dẫn của Q1 để duy trì điện áp ổn định ngõ ra.


Hình 3.13: Mạch buck sử dụng IC RC4391

Hình 3.14: Dạng sóng mạch hình 3.13 5. Fly back:

Nguồn ổn áp xung flyback làm việc dựa trên 2 chu kỳ truyền năng lượng. Đầu tiên năng lượng được tích trữ trong cuộn dây, bước kế tiếp năng lượng chuyển qua tụ tải. Mặc dù nguồn ổn áp xung căn bản chỉ sử dụng 1 cuộn dây, trong thực tế cuộn dây được thay bằng biến áp. Hình 3.15 và 3.16 là sơ đồ mạch fly back thực tế sử dụng IC RC4292. Trong các hình từ 3.15 đến 3.17, lưu ý S1 được thay thế bằng transistor M1 và M1 được nối GND chứ không phải vào nguồn âm như hình 3.15. Trong thực tế để tạo nguồn áp dương ở ngõ ra, phải sử dụng dạng mạch có biến áp như hình 3.16 và 3.17.

Biến áp có thể làm việc ở 2 mode. Khi dòng điện chảy trong sơ cấp và thứ cấp lần lượt tuần tự nhau (dòng sơ chảy, dòng thứ ngưng hoặc ngược lại). Đó là hoạt động ở mode fly back .


Khi dòng điện sơ và thứ chảy cùng 1 thời điểm, biến áp hoạt động ở mode forward.

Hình 3.15 mạch flyback lý thuyết với cuộn dây Xem hình 3.15, khi S1 đóng, dòng nạp L1 từ nguồn VIN tăng dần tạo từ trường tăng dần

trong lúc S đóng. Khi S hở, từ trường bị ngắt đột ngột, năng lượng tích trữ trong L1 được chuyển thành dòng điện xả qua L1 cùng chiều với dòng nạp qua D1 nạp cho tụ C1 . Chìa khóa tạo hoán năng trong mạch fly back là cuộn dây trở thành nguồn cấp điện khi dòng nạp bị ngắt (tương tự như mạch buck-boost)

Hình 3.16 : Mạch flyback lý thuyết với biến áp .


Trong thời gian xả,dòng qua L1 giảm, khi dòng giảm về 0, D1 tắt. Lưu ý là tốc độ biến thiên của dòng điện trong cưộn dây theo thời gian bằng điện áp ngang qua cuộn dòng chia cho điện cảm của nó . Điện áp và dòng tải cũng ổn định bằng cách kiểm soát thời gian on của SW S1 . Tụ C1 trữ năng lượng và phóng ra tải như các nguồn ốn áp khác .

Mạch hình 3.16 hoạt động tương tự như mạch hình 3.15, trong đó biến áp T1 tích trữ năng lượng trên cuộn sơ và xả năng lượng trên cuộn thứ . Chu kỳ đầu tiên bắt đầu, dòng bắt đầu tăng tuyến trên cuộn N1, tích trữ năng lượng trong biến áp . Sau đó S1 mở, năng lượng được truyền qua thứ cấp đến ngõ ra . Trong mạch hình 3.17, IC 4292 gồm mạch dao động, so sánh (comp), khuếch đại sai lệch . (ERR AMP) tham chiếu và điều khiển logic .

Bộ dao động ở chân 1 IC phát tín hiệu xung lái ra ở chân 6. Tần số dao động xác định qua giá trị Cx mắc ở chân 1. Khuếch đại sai lệch so sánh tín hiệu hồi tiếp và tham chiếu ở chân 2 và 3 tạo ra tín hiệu sai lệch tỉ lệ chênh lệch áp ngõ vào . Bộ so sánh dòng điện so sánh tín hiệu ngõ ra khuếch đại sai lệch và tín hiệu tỉ lệ với dòng điện qua biến áp (đo áp trên R4).

Nếu tín hiệu hồi tiếp ở chân 7 lớn hơn tín hiệu sai lệch, bộ điều khiển logic (FF và mạch lái) làm transistor M1 tắt. Bộ điều khiển logic sử dụng FF để đảm bảo M1 nhận chỉ 1 xung trong 1 chu kỳ dao động . Bộ khuếch đại lái ngõ ra FF tạo tín hiệu giao hoán nhanh kích M1 . Điện áp tham chiếu 5V ở chân 4 cấp nguồn cho các khôi trong IC và tạo áp tham chiếu cho KĐ sai lệch . Bộ ổn áp song song với chân 5 làm việc như Zener để kẹp IC, khống chế áp cấp nguồn ngõ vào cho IC .

Khi mới cấp nguồn, KĐ sai lệch cảm điện áp ngõ ra bé hơn giá trị định trước và gởi tín hiệu sai lệch qua bộ so sánh dòng điện đến bộ điều khiển logic . Dẫn đến bộ điều khiển logic mở xung kích M1 để tăng áp ngõ ra. Khi điện áp ngõ ra đạt đến giá trị định trước bộ điều khiển logic thay đổi độ rộng xung kích M1 sao cho dòng qua biến áp giữ bằng số . Tỉ số R1,R2 xác định giá trị Vout, thông thường điện trở tương đương của tổ hợp trở này nằm trong tầm 25-100 KΩ để tối thiểu dòng phân cực vào và nhiễu ngõ vào .

Điện trở R3 tạo dòng cho bộ ổn áp song song ở chân 5 . Giá trị R4 đặt dòng giao hoán cực đại qua M1 và R5 giữ M1 off trong lúc khởi động hoặc bất kỳ lúc nào IC không làm việc .R6 hạn dòng quá độ nạp cho cực G M1,R7 triệt ảnh hưởng của dòng phân cực vào ở ngõ vào KĐ sai lệch .

R8,C3,D3 tạo thành mạch snubber triệt các dao động trên M1 và sơ cấp T1, nên cắt được các đỉnh vọt lố bảo vệ M1 khỏi bị quá áp . C2 lọc tín hiệu hồi tiếp, C4,C5 lọc điện áp từ bộ ổn áp song song cấp nguồn cho IC .

Hình 3.17: Mạch flyback sử dụng IC 4292


C6 cà C7 lọc điện áp ngõ ra . D2 chỉnh lưu áp ngõ ra . Giới hạn cơ bản về công suất tải ngõ

ra chủ yếu cho điện dung GDC của M1 . Ngõ ra ở chân 6 của IC không thể lái transistor trường

dòng cao quá 10A . Nhà sản xuất khuyến cáo nên sử dụng FET IRF9633 hay MTPJP18 cho M1. Một nhược điểm lớn nhất của mạch flyback là phần lớn năng lượng tích trữ trong biến áp

dưới dạng dòng DC trong cuộn dây . Do đó cần phải sử dụng lõi kích thước lớn hoặc lõi phải có khe hở từ để tránh bị bão hòa, dẫn đến giảm công suất biến áp, điều này được khắc phục bằng mạch forward . 6. Mạch forward: Mạch forward cơ bản như hình 3.18 loại trừ được phần lớn năng lượng tích trữ trong biến áp.Tuy nhiên, biến áp phải quấn thêm cuộn dây, mắc nhiều hơn 2 diode và cuộn cảm lọc ngõ ra .

Năng lượng truyền từ ngõ vào đến tải qua D1 trong thời gian SW đóng, tích trữ trên L1.Khi SW hở, D1 phân cực nghịch, dòng qua L1 chảy qua D2 .

Cuộn dây thứ ba và D3 để làm mạch kẹp áp trên S1 trong thời gian off . Nếu không có mạch kẹp này, điện áp trên S1 trong thời gian off rất cao có thể đánh thủng S1 .

Hình 3.18 : Mạch forward cơ bản Cuộn thứ ba còn gọi là cuộn reset thông thường có tỉ số vòng 1:1 với cuộn sơ cấp . Điều

này làm giới hạn chu kỳ nhiệm vụ tối đa là 50% . Trên 50% dòng qua SW tăng không kiểm soát được, bởi vì cuộn sơ cấp không thể duy trì áp DC 0V . Giảm số vòng trên cuộn reset sẽ tăng được chu kỳ nhiệm vụ nhưng điện áp tắt trên SW tăng cao .

Độ gợn sóng ngõ ra sẽ thấp do có L1, nhưng gợn sóng dòng vào cao do thường sử dụng chu kỳ nhiệm vụ thấp.T1 có thể là lõi kích thước bé không có khe hở từ, do không tồn tại thành phần DC dễ gây bão hòa lõi .

Hình 3.19 : Mạch forward đẩy kéo Mạch foward đẩy kéo như hình 3.19 thường được sử dụng trong các nguồn ổn áp xung

công suất cao . Khi Q1 dẫn, Q2 tắt, dòng điện được truyền qua T1 và D1 dẫn,nạp cho L1 và tải, lúc này D2 tắt . Khi Q2 dẫn, Q1 tắt, dòng điện truyền qua T1, D2 nạp cho L1 và tải, D1 tắt . Trong khoảng thời gian Q1 tắt Q2 chưa dẫn ,L1 xả dòng ra tải và D2, ngược lại Q2 tắt Q1 chưa dẫn, L1 xả dòng ra tải và D1. T1 hoạt động như biến áp bình thường và dòng DC trung bình qua sơ cấp T1 bằng 0 nên không gây bão hòa lõi .


Vin+

L1C2

S1D

L2

C1

-Vout+ -

7. Mạch boost nâng dòng (current-boosted boost) Hình 3.20 là 1 dạng mở rộng của mạch boost . Sử dụng cuộn dây có điểm giữa để giảm

dòng qua SW với dòng tải định trước . Điều này cho phép dòng tải cao ứng với điện áp cao ở ngõ ra và trên SW . Tăng công suất càng thể hiện rõ khi chênh lệch giữa ngõ vào và ra càng thấp . Tuy nhiên phải lưu ý điện áp giao hoán off tối đa trên SW .

Hình 3.20: Mạch boost nâng dòng 8. Mạch buck nâng dòng (current boosted buck ) :

Hình 3.21: Mạch buck nâng dòng

Mạch buck nâng dòng như hình 3.21 sử dụng biến áp để tăng dòng ra cao hơn dòng cực đại trên SW . Mạch này cũng gây ra điện áp cao trên SW khi off . Việc nâng dòng tải nhờ tỉ số điện áp sơ/thứ và tỉ số vòng . Ví dụ, tỉ lệ áp sơ/thứ là 15V/5V và tỉ số vòng 1:4,dòng ra sẽ tăng gấp đôi : (15/(5+1/4x(15-5))=2 .Tuy nhiên điện áp trên SW tối đa sẽ là : 15+5/1/4=35V . 9. Mạch Cuk :

Hình 3.22 : Mạch Cuk nâng dòng

Mạch Cuk như hình 3.22 ( lấy theo tên Slobodan Cuk) tương tự như mạch buck-boost có input và output ngược cực tính . Tuy nhiên dạng mạch Cuk có ưu điểm nhờ dòng vào và ra gợn sóng bé . Trong thực tế, 2 cuộn dây phân biệt được quấn trên cùng 1 lõi với tỉ lệ vòng 1:1 chính xác .Nếu như lệch 1 chút giữa L1 và L2, dòng gợn sóng ngõ vào và ra không thể triệt bằng 0 . Nếu gợn sóng vào/ra bé việc chọn tụ lọc sẽ dễ dàng hơn ( điện dung bé kích thước nhỏ) . Lưu ý là dòng gợn sóng trong C2 bằng với dòng ngõ ra nên chọn C2 lớn, thường là tụ hóa .


3.2 : Cuộn dây và biến áp trong nguồn ổn áp xung 3.2.1 : Căn bản thiết kế cuộn dây

Hầu hết các nguồn ốn áp xung đều sử dụng cuộn dây đơn, nên ta chỉ khảo sát dạng cuộn dây đơn. Một khi nắm được thiết kế cuộn dây, ta có thể chuyển sang thiết kế biến áp trong mạch flyback .

Hình 3.23 minh họa mạch PFM sử dụng IC MAX641, kết nối theo mạch boost, sử dụng cuộn dây đơn L. Hình 3.24 minh họa các dạng sóng của hình 3.23, bao gồm dòng điện qua L, dòng điện diode, điện áp giao hoán .

Hình 3.23: Mạch PFM dạng boost dùng IC MAX641 Cuộn dây trong hình 3.23 phải thỏa 7 điều kiện sau :

1. Giá trị : Điện cảm phải đủ nhỏ để tích trữ được năng lượng khi áp vào thấp, và đủ lớn để tránh quá dòng trong trường hợp dẫn trong thời gian dài .

2. Bão hòa : Cuộn dây phải có điện cảm xác định trong trường hợp dòng đỉnh cao. 3. Điện trường : mặc dù không phải là vấn đề quan trọng, tuy nhiên cách điện cuộn dây phải

chịu điện áp ngược cao . 4. Điện trở DC : Điện trở cuộn dây không gây ra nung nóng nhiệt . Trong mạch PFM điện áp

vào thấp, điện trở có thể gây giảm áp tải . 5. Hệ số phẩm chất Q : Mất mát cuộn dây không gây ra hiệu suất thấp hay tự nung nhiệt . 6. Giao thoa điện từ (EMI) : EMI không gây nhiễu lên các phần từ trên mạch . 7. Điện dung ký sinh : tần số tự cộng hưởng cao gấp từ 5-10 lần so với tần số giao hoán .

Hình 3.24 : Các dạng sóng trên hình 3.23 1/ Chọn giá trị điện cảm xác định : Giá trị điện cảm cụ thể phụ thuộc vào tần số làm việc và điện áp trên cuộn dây,cả hai xác

định dòng đỉnh qua cuộn dây . Giá trị không đúng sẽ gây quá dòng cho transistor hoặc không đủ năng lượng tích trữ . Năng lượng tích trữ không đủ sẽ làm khởi động và thời gian đáp ứng quá độ chậm . Trong ổn áp PFM, năng lượng tích trữ không đủ sẽ làm mất ổn định ngõ ra .

Lưu ý : điện cảm càng nhỏ dễ dàng gây quá dòng ! Điện áp cấp nguồn và giá trị điện cảm xác định độ dốc của dạng sóng dòng điện (hình

3.24) . Khi hoạt động ở mode bất liên tục, dòng tải trung bình tỉ lệ trực tiếp với dòng đỉnh .


Biểu thức quan hệ giữa dòng đỉnh, điện áp vào/ra và dòng tải :

loadD IVswVin

VinVVoutIpk 4

(3.1)

Vout : điện áp ngõ ra Vin : điện áp ngõ vào Vsw : điện áp bão hòa của transistor SW VD: điện áp thuận của diode Và hệ số 4 được dựa trên chu kỳ nhiệm vụ 50% Phương trình trên cho cuộn dây đơn hình 3.23 Từ phương trình Ipk, ta xác định giá trị L:

ontIpk

VswVinL

(3.2)

2/ Vấn đề điện cảm cao : Trường hợp điện cảm cao sẽ gây ra dòng tải thấp và không ổn áp ngõ ra. 3/Vấn đề điện cảm thấp : Điện cảm thấp gây nóng, rung lõi, hiệu suất thấp, ngõ ra gợn sóng. Điện cảm thấp quá

làm lõi bão hòa, hỏng trasisitor SW. 4/ Điện cảm tối ưu : Để tìm giá trị điện cảm tối ưu theo các phương trình trên, ta tính giá trị Lmax và Lmin .

Sau đó chọn giá trị L chuẩn nằm giữa Lmin-> Lmax . Ví dụ : Trong hình 3.23 input=5V±10%, ouput =15v, sử dụng diode 1N5817 (VD=4V), IC MAX641 có sai số 10% trên chu kỳ dao động 50Hz ( ton=10µs với chu kỳ nhiệm vụ 50%). tải mAI LOAD 115

Tính Lmax : sử dụng Vinmin=4.5V, Vswmax=0.75V, tonmin=9µs

mAIpk 17441575.05.4

5.44.015min

HsmA

L 194)9(174

25.05.4max

Tính Lmin : sử dụng dòng cực đại của MAX641=450mA=Ipk, Vinmax=5.5V tonmax=11µs, Vswmin=0.25V

HsmA

L 128)11(450

25.05.5min

chọn giá trị L=150µH hay 160µH 5/Lựa chọn cuộn dây cho nguồn xung PWM : Hầu hết nguồn xung đều có dòng đỉnh cao khi ngõ vào áp thấp . Đó là do nguồn xung

thường làm việc ở mode liên tục và chu kỳ nhiệm vụ cao (cao hơn 50%) . Giá trị điện cảm PWM chỉ giới hạn bởi số vòng dây, khởi động và thời gian đáp ứng quá độ hợp lý.

Trong mode liên tục, dòng qua cuộn dây dao động nhưng không bao giờ giảm về 0 . Bởi vì dòng điện có thể tăng theo dạng bậc thang trong khoảng thời gian nhiều chu kỳ, tốc độ tăng (xác định bới giá trị điện cảm) không giới hạn mức dòng qua cuộn dây cực đại hay dòng tải trung bình . Nói cách khác giá trị chính xác của L không cần thiết cho PWM như đối với PFM, giá trị

nhỏ nhất được tính dựa trên mất mát RI 2 và khả năng dòng cực đại qua transistor . Do những thông số trên, PWM được sử dụng thích hợp hơn ở công suất cao .

Nguồn PFM thường được sử dụng với công suất<10W, và nguồn PWM sử dụng với công suất>10W.

6/ Ảnh hưởng bão hòa : Đỉnh dòng cao làm cuộn dây bão hòa dẫn đến hiệu suất thấp, tăng nhiễu ồn làm hỏng

transistor sw . Khi lõi cuộn dây bão hòa, giá trị điện cảm hiệu dụng giảm đột biến làm dòng tăng

nhanh theo quy luật hàm mũ . Mất mát RI 2 làm giảm hiệu suất và cuộn dây không tích trữ năng


lượng thêm . Với những lý do trên, dòng đỉnh cao nhất trên bất kỳ nguồn ổn áp xung nào cũng nhỏ hơn dòng đỉnh cho phép của cuộn dây để tránh lõi bão hòa. Lưu ý cuộn dây có dòng DC qua thường dễ bão hòa .

Hình 3.25 minh họa các dạng sóng dòng điện trong các trường hợp hoạt động bình thường, bão hòa hoặc điện trở cuộn dây cao. Có thể quan sát dạng sóng dòng điện bằng cách mắc một điện trở công suất 10W có R<1Ω để xem dạng điện áp trên điện trở . Hình 3.25 : Các dạng sóng dòng điện qua cuộn dây

7/ Khe hở từ và vật liệu lõi : Ngoài các thông số trên, vật liệu lõi xác định năng lượng của lõi và bão hòa. Một cách để

tăng năng lượng là để cho lõi có khe hở . Điều này mở rộng chiều dài hiệu dụng của đường sức từ và tăng khả năng tích trữ năng lượng trong cuộn dây . Tuy nhiên khe hở từ cũng gây ra một số vấn đề . Ảnh hưởng của khe hở từ lên các vật liệu lõi khác nhau được tóm tắt sau đây .

Ferrite và các vật liệu từ độ từ thẩm cao rất dễ bão hòa . Chẳng hạn với lõi xuyến ferrite, đường sức từ ngắn nên chống EMI tốt, nhưng do đường sức từ ngắn và độ từ thấm cao sẽ dễ làm lõi xuyến bão hòa. Lõi xuyến ferrite làm biến áp rất tốt nhưng không thích hợp cho các nguồn ổn áp xung dạng boost (có dòng DC cao ).

Khi công suất ≤5W, lõi ferrite có khe hở thường tốt hơn lõi xuyến hoặc nồi ferrite mặc dù có tạo nhiễu ồn, nhưng ứng dụng tốt cho những trường hợp công suất thấp vì dạng lõi để quấn dây và rẻ tiền .

Khi công suất hơn 5W, lõi nồi ferrite sẽ tốt hơn do phát xạ EMI bé, đặc biệt với mức dòng cao và có từ trường xung quanh .

Trong nhiều ứng dụng công suất thấp, lõi sắt bụi và hợp kim(MPP) xuyến thường được chọn do giá, kích thước và mức EMI . Các vật liệu này có khe hở bên trong (built-in) tạo thành khi gia công ép vật liệu . Mỗi 1 khe hở bão hòa ở một mức khác nhau của lực từ trường .

8/ Vật liệu lõi thương mại : Bảng 3-1 tóm tắt đặc tính của các lõi khác nhau sử dụng trong các nguồn xung công suất

thấp . Ferrite là tốt nhất do giá thấp, điện trở cao giảm dòng xoáy. (Ferrite chỉ sử dụng ở tần số ≥500kHZ) . Mặt khác, độ từ thẩm ferrite cao nên phải có khe hở từ sẽ gây ra những hạn chế như EMI cao, quấn dây, lắp ráp khó . Bảng 3.1 : Đặc tính thương mại của các loại dây :

LOẠI EMI GIẢI THÍCH Bobbin ferrite cao Giá rẻ, cùng trục cuộn dây, mất mát lõi thấp hiệu

suất cao. Bobbin ferrite có lớp áo ferrite

thấp Hiệu suất, dễ bão hòa

Lõi nồi ferrite thấp Hiệu suất, dễ tạo khe hở theo yêu cầu . Tốt ở dòng cao và tần số cao .

Lõi nồi ferrite Cao Tốt với tải nhẹ. Dễ bão hòa và không hiệu suất cần theo dõi kỹ đáp ứng dòng điện .

Lõi xuyến thép Sinc

thấp Quấn thành lớp, tương tự như bụi sắt. Sử dụng lớp quấn mỏng với tần số cao hơn


Xuyến ferrite thấp Dễ bão hòa Xuyến bụi hợp kim (MPP)

thấp Tốt hơn ở tần số <400kHZ, EMI thấp, mất mát thấp, đắt tiền, sử dụng loại từ thông cao

Xuyến bụi sắt thấp Chú ý tới vật liệu lõi để đạt mất mát thấp Bụi hợp kim MPP có đặc tính bão hòa tốt với mất mát từ trễ thấp . Tuy nhiên MPP giá đắt (do có chứa nickel), sắt bụi và thép silic mặc dù có dòng xoáy và mất mát từ trễ hơn cao nhưng giá rẻ và phổ dụng .

9/ Lõi MPP từ thông cao : Lõi MPP từ thông cao có EMI thấp và kích thước nhỏ . Lõi MPP thông thường ( cho các

ứng dụng RF) chứa 80% nickel, sắt và molybden,MPP từ thông cao 50% nickel,không tốt ở nhiệt độ cao nhưng tốt cho các nguồn xung.Mặc dù MPP từ thông cao không đắt tiền,nhưng đôi lúc đắt hơn ferrite do yêu cầu khe hở chính xác .

10/ Điện trở DC dây quấn và mất mát IR: Vật liệu lõi ảnh hưởng đến mức công suất tương ứng với kích thước cuộn dây cho trước .

Tuy nhiên, điện trở DC cuộn dây giới hạn dòng ra và hiệu suất mạch, như minh họa ở hình 3.25, điện trở DC cuộn dây cao làm thay đổi dạng sóng dòng điện (tạo ra độ dốc khác với dạng tuyến

tính ). mất mát công suất RI 2 ảnh hưởng đến hiệu suất toàn mạnh và làm nhiệt độ lõi tăng . Điện trở DC cuộn dây càng ảnh hưởng mạnh đến nguồn sử dụng pin hoặc áp ra thấp <3V, trong đó giá trị điện cảm phải bé để đạt độ dốc chấp nhận được cho dòng điện nạp cuộn dây .

11/ Sự gia nhiệt : Các đặc tính kỹ thuật của cuộn dây thường bao gồm 2 giới hạn dòng điện, liên tục hay

RMS và bão hòa DC (đôi khi gọi là dòng đỉnh ). Giới hạn dòng liên tục kể đến sự tăng nhiệt độ do điện trở cuộn dây cũng như tầm nhiệt độ làm việc và đặc tính cách điện của vật liệu . Giới hạn dòng liên tục thường cao hơn giới hạn dòng bão hòa DC (nhưng không luôn luôn, đặc biệt khi L cao ). Trong thiêt kế đơn giản, phải đảm bảo dòng trung bình qua cuộn dây nhỏ hơn giới hạn không liên tục, nếu kể đến tần số cao phải dự trữ thêm mức an toàn 10% do nhiệt độ tăng do bởi mất mát lõi . Giá trị dòng trung bình gần đúng qua cuộn dây trong nguồn xung là :

1

VswVin

VinVVoutIIave Dload (3.3)

12/ Mất mát tần số cao và hệ số Q của cuộn dây : Mất mát tần số cao trong nguồn xung bao gồm 3 thành phần chính : từ trễ, dòng xoáy

trong lõi, dòng xoáy trong cuộn . Mất mát từ trễ xảy ra khi cường độ từ trường gần điểm bão hòa , trở thành vấn đề trong

các lõi sắt bụi ở tần số SW≤ 100kHZ. Một cách để giảm cường độ từ trường đỉnh ứng với dòng điện cao là tăng kích thước lõi . Tuy nhiên tăng kích thước lõi làm dòng xoáy tăng ( do tạo ra các

đường điện trở thấp cho dòng xoáy ). Dòng xoáy trong lõi là hàm theo 2f và tăng nhanh khi f đạt

từ 300kHz-400kHz . Để giảm dòng xoáy sử dụng lõi vật liệu khác hơn là thay đổi kích thước Bảng 3.2 : Giới hạn tần số cho 1 số vật liệu lõi thông dụng Đến 100kHZ bụi sắt và lá thép Đến 200kHZ bụi sắt tần số cao, độ từ thẩm thấp Đến 400kHZ MPP từ thông cao Đến 500kHZ MPP chuẩn Đến 1MHZ ferrit kẽm-mangan Đến 10MHz ferrite –nickel

Bảng 3.2 giới thiệu giới hạn tần số đối với 1 số vật liệu lõi thông dụng . Chú ý rằng ở các tần số cao (≥100kHz )sử dụng các lõi sắt bụi lá thép có thể gây mất mát dòng xoáy cao làm tăng nhiệt độ lõi và mất hiệu suất . Vần đề dòng xoáy rất khó phát hiện, ngoại trừ mất mát hiệu suất hoặc hiệu ứng nóng lõi không giải thích được .

Dòng xoáy cuộn dây (dòng vòng trong dây ) cũng có thể gây ra vấn đề ở tần số ≥500kHz, lời giải thực tế là dùng dây có bề dầy thật bé chẳng hạn như dây litz(dây bọc tơ),để giảm dòng xoáy. Ngoài ra ta phải đặt các cuộn dây trong lõi phải càng xa khe hở càng tốt .


Một vần đề thực tế xác định mất mát cuộn dây là đo hệ số Q bằng sóng sine ở tần số SW dùng cầu đo. Theo thực tế, nếu Q≥25, mất mát cuộn dây ≤5% .

13/Vấn đề EMI : Giải quyết vấn đề EMI thông thường phụ thuộc vào áp dụng thương mại . Chẳng hạn như

sử dụng cuộn dây có vỏ bọc nếu muốn giảm thiểu EMI, tuy nhiên cuộn dây có vỏ bọc sẽ to hơn, đắt hơn và khó gắn hơn so với không vỏ bọc . Nếu chấp nhận EMI cao, sử dụng cuộn dây dạng bobbin không vỏ bọc sẽ có kích thước và giá rẻ phân nửa so với dạng xuyến /lõi nồi tương đương về điện . Lưu ý rằng cuộn dây bobbin phát từ trường mạnh nhất gần 2 đầu trục, nên đặt cuộn dây tránh xa các mạch nhạy nhiễu và vuông góc với các thành phần từ khác .

EMI sẽ xuất hiện tại các khe hở từ như ở hai đầu của bobbin cuộn dây quấn trên lõi trụ . Lõi nồi cho phép có khe hở trong vật liệu ferrite nhưng ngăn phát xạ EMI. Khe hở trong vật liệu bụi nhỏ nên EMI rất bé không đáng kể, miễn là lõi hình xuyến hay tương tự có đường sức từ kín .

14/Tần số tự cộng hưởng : Tất cả các cuộn dây đều có điện dung phân bố kết hợp với cuộn dây tạo thành mạch cộng

hưởng.Tần số mạch tự cộng hưởng nên lớn hơn 5-10 lần tần số làm việc (nhưng không nên chính xác là hài bậc cao của tần số làm việc ). Do giá trị điện cảm quyết định phải yêu cầu mạch điện tần số tự cộng hưởng (SRF) xác định bởi điện dung phân bố .

Khi SRF bé, hàm dốc tuyến tính của dòng qua cuộn dây (hình 3.25) có 1 đột biến dòng khi transistor dẫn, điều này gây ra mất mát giao hoán làm hiệu suất nguồn ổn áp kém.Điện dung phân bố phải đủ nhỏ để SRF cao và không ảnh hưởng nghiêm trọng đến dòng qua cuộn dây . Điện dung phân bố có thể giảm khi quấn dây trên lõi xuyến hoặc gối hai đầu cuộn dây lên nhau, hoặc tạo 1 khe hở giữa 2 đầu cuộn dây . 1.22 : Chọn giá trị điện cảm cuộn dây :

1/- Căn bản về giá trị điện cảm : Giá trị thích hợp cho bất kỳ nguồn ổn áp xung nào phụ thuộc vào 3 thông số: công suất

ngõ ra yêu cầu, tầm điện áp ngõ vào, tần số SW (chu kỳ nhiệm vụ). Tần số SW rất quan trọng vì nó xác định cuộn dây nạp năng lượng bao lâu trong mỗi chu kỳ, cùng với ngõ vào xác định mức năng lượng trữ trong cuộn dây .

Năng lượng tại thời điểm cho trước là hàm của dòng cuộn dây và điện cảm :

2/2LIEL (3.4)

với : Ipk=VL ton/L (3.5)

Tổng công suất có thể đặt vào (hoặc lấy ra ) cuộn dây là năng lượng trên 1 chu kỳ ( LE )

nhân với số chu kỳ trên /s : PL=ELf0 (3.6)

f0 : tần số sw Phương trình trên giả sử ton và fo là độc lập . Với nguồn PFM, tần số tiêu biểu là xung

vuông đối xứng chu kỳ nhiệm vụ 50% .

02

1

fton (3.7)

Công suất trên cuộn dây :

Lf

VP LL

0

2

8 (3.8)

Hoặc dưới dạng ton :

L

tVP onLL

4

2

(3.9)

Trong nguồn boost hoặc inverter , điện áp nạp cuộn dây VL thông thường bằng áp ngõ vào Vin nếu bỏ qua mất mát trên SW .

Trong nguồn buck VL=Vin-Vout (bỏ qua mất mát SW) do cuộn dây mắc giữa ngõ vào và ngõ ra . 2/ Chọn điện cảm cuộn dây trong nguồn boost :

Bước đầu tiên là chọn Vout, Vin(min) và Iout .Chú ý rằng trong thiết kế nguồn boost, Vin phải nhỏ hơn Vout .


Nếu vì lý do nào đó Vin có thể bằng hay lớn hơn Vout phải tính đến dạng nguồn inverter. Vin(min) và Vin(max) bao cả tầm điện áp vào . Công suất ngõ ra Pout =Vout xIout . Tuy nhiên

phải tính đến mất mát trong cuộn dây,transistor,diode khoảng khoảng 10-25% công suất thực tế . Trong thiết kế nguồn boost, công suất được cung cấp nhờ cuộn dây và từ điện áp vào, do

1 đầu cuộn dây nối tiếp với ngõ vào Vin khi cuộn dây cấp dòng cho ngõ ra .

outinLout IVPP (3.10)

Công suất lấy từ cuộn dây : outDinoutL IVVVP )( (3.11)

VD x Iout biểu diễn mất mát trên diode . Nếu dùng diode schottky sẽ giảm thiếu mất mát . Bảng 3-3 liệt kê 1 số loại diode tiêu biểu .

Bảng 3.3 : Diode chỉnh lưu dùng trong nguồn ổn áp xung MÃ SỐ ITB (A) VF (V) BVR (V) LOẠI VỎ NGOÀI 1N414 0.05 1.0 75 si Thủy tinh 1N4148 0.05 1.0 75 si Thủy tinh 1N4935 1 1.2 200 si Nhựa

1N5817 1 0.45 20 schottly Nhựa 1N5818 1 0.55 30 schottly Nhựa 1N5820 3 0.475 20 schottly Nhựa 1N5821 3 0.5 30 schottly Nhựa 1N5822 3 0.525 40 schottly Nhựa

1N5823 5 0.36 20 schottly Kim loại 1N 5824 5 0.37 30 schottly Kim loại 1N5825 5 0.38 40 schottly Kim loại

UDS620 6 0.48 20 schottly 50-220 UDS640 6 0.48 40 schottly 50-220 UES1001 1 0.895 50 si Bead UES1002 1 0.895 100 si Bead UES1003 1 0.895 150 si Bead Trong các hệ thống lý tưởng (bỏ qua mất mát SW ), một trong hai phương trình sau được sử dụng :

)8/( 02 LfVP LL (3.12)

Hoặc dưới dạng ton :

)4/(2 LtVP onLL (3.13)

Thay thế giá trị LP vào ta được biểu thức tính L :

)(8 0

2

inDoutout

in

VVVIf

VL

(3.14)

Với f0 là tần số SW có chu kỳ nhiệm vụ 50%. Khi sử dụng phương trình trên tính L, nên chọn Vin min để đảm bảo công suất ra được ứng với tầm điện áp vào cho phép . Chọn giá trị L phải đáp ứng dòng tỉnh Ipk:

Lf

V

L

tVI inoninpk

02 (3.15)

Với ton là thời gian nạp =1/2 chu kỳ . Phương trình Ipk giả sử điện trở Ron của SW không đáng kể so với điện trở cuộn dây và điện áp trên cuộn dây VL≃Vin . Khi sử dụng phương trình Ipk chọn Vinmax để đảm bảo dòng đỉnh tối đa cho phép .


Sau khi tìm được Ipk, so sánh với giới hạn dòng qua cuộn dây và giới hạn dòng qua SW. Ipk phải đảm bảo hơn 2 giá trị giới hạn trên . Nếu Ipk vượt quá giá trị dòng max của transistor trong IC (chẳng hạn 550mA với MAX 630/4193 và 475mA với MAX631/32/33), chọn transistor ngoài để đảm bảo dòng qua SW . Bảng 3.4 giới thiệu 1 số MOSFET thông dụng . Bảng 3.4 : Một số MOSFET công suất tiêu biểu Kênh N Mã số Vỏ ngoài Ron (Ω)(IDS,VGS ) Vmax(v) Nhà sản xuất BUZ71A TO-220 0,12(6A,10V) 50 MOT/SI/SM BUZ21 TO-220 0,1(9A,5V) 100 MOT/SI/SM 0,2(5A,5V) IRF513 TO-220 0,8(2A,10V) 100 IR/SI/GE/MOT 1,2(1A,5V) IRF530 TO-220 0,18(8A,10V) 100 IR/SI/GE/MOT 2,0(4A,5V) IRF540 TO-220 0,085(8A,10V) 100 IR/SI/GE/MOT 0,1(5A,5V) IRF620 TO-220 0,8(2,5A,10V) 200 IR/SI/GE/MOT 1,3(2,5A,5V) IRF640 TO-220 0,18(10A,10V) 200 IR/SI/GE/MOT IRFD121 4pinDip 0,3(1,3A,10V) 60 IR/GE RFP12N08L TO-220 0,2(1,3A,5V) 80 RCA

Kênh P Mã số Vỏ ngoài Ron (Ω) (IDS,VGS) Vmax(v) Nhà sản xuất IRFD120 4pinDIP 0,6(1,3A,-10V) -100 IR/GE IRF9520 TO-220 0,6(3,5A,-10V) -100 IR IRF9540 TO-220 0,2(10A,-10V) -100 IR IRF9543 TO-220 0,3(10A,-10V) -60 IR IRF9620 TO-220 1,5(3,5A,-10V) -200 IR RFP6P08 TO-220 0,6(-10V) -100 RCA MTP2P45 TO-220 6(1A,-10V) -450 MOT MTP8P08 TO-220 0,4(4A,-10V) -80 MOT Nhà sản xuất : IR=International Rectifier, SI=Siliconix, MOT=Motorola GE=General Electric, SM=Siemens, RCA=RCA 3/ Chọn điện cảm cuộn dây cho nguồn buck: Bước đầu tiên là chọn Vout, Vin(min),Vin(max), Iout . Lưu ý rằng trong thiết kế nguồn buck Vin(min) phải>Vout . Nếu vì lý do gì mà Vin ≤Vout, nên nghĩ đến dạng nguồn inverter . Vin(min) và Vin(max) bao cả tầm điện áp vào.Công suất ngõ ra Pout =Vout x Iout . Tuy nhiên phải kể đến mất mát cuộn dây, transisitor SW, diode khoảng 10->25%. Trong thiết kế nguồn buck, công suất ngõ ra là tổng công suất cấp cho cuộn dây và công suất cấp trực tiếp từ ngõ vào . Khi cuộn dây nạp điện, nó kết nối ngõ vào với ngõ ra , nên dòng nạp qua cuộn dây cũng là dòng ra tải . Khi cuộn dây xả điện, dòng xả ghép qua tải về cuộn dây . Tổng công suất ra : 4/pkoutLout IVPP (3.16)

Với LP là công suất cấp từ cuộn dây và Vout.Ipk/4 là công suất cấp trực tiếp từ ngõ vào khi

cuộn dây nạp . Ipk là dòng đỉnh nạp cuộn dây, với giả sử dòng nạp cuộn dây tăng tuyến tính từ 0 đến Ipk trong nửa chu kỳ giao hoán, dòng trung bình là Ipk/4. Dòng đỉnh cuộn dây là hàm của điện áp nạp (Vin –Vout), thời gian nạp (ton) và điện cảm L : LtVVI onoutinpk /)( (3.17)

Hay )2/()( 0LfVVI outinpk (3.18)


với f0 là tần số SW . Hầu hết cuộn dây có thể nạp trong ½ chu kỳ SW (1/2f0) Kết hợp phương trình Pout và Ipk : )8/()( 0LfVVVPP inoutoutLout (3.19)

Thay các phương trình trên :

Lf

VVP outinL

0

2

8

)( (3.20)

Lf

VVVP outininout

08

)( (3.21)

Nhân Pout cho 1,25 (bù mất mát ), tìm được L :

out

outinin

Pf

VVVL

010

)( (3.22)

Sử dụng giá trị Vin min để tính L và Vinmax để tính Ipk . 4/ Chọn điện cảm cuộn dây cho nguồn inverter : Bước đầu tiên là chọn Vout, Vin(min),Vin(max) và Vout. Khi chọn cấu hình Vin có thể lớn, bằng hoặc nhỏ hơn Vout . Công suất ngõ ra Pout=VoutxIout. Tuy nhiên do các mất mát cuộn dây SW,diode nên nhân công suất ngõ ra với hệ số 1,25. Trong nguồn inverter, tất cả công suất ngõ ra được cấp qua cuộn dây . Một đầu cuộn dây được nối masse khi nạp xả . Tổng công suất ngõ ra là : Lout PP (3.23)

Lf

VP inL

0

2

8 (3.24)

Và nhân Pout cho 1,25, tìm được L :

outout

in

VIf

VL

0

2

10 (3.25)

f0 là tần số SW chu kỳ nhiệm vụ 50% oninpk tLVI )/( (3.26)

Hay )2/( 0LfVI inpk (3.27)

Sử dụng Vinmin để tính L và Vinmax tính Ipk . 5/ Chọn biến áp cho nguồn flyback: Bước đầu tiên là chọn Vout, Vin(min), Vin(max), Iout. Với nguồn flyback Vin có thể lớn, nhỏ hơn hoặc bằng Vout . Nguồn flyback có thể đổi cực tính ngõ ra .

Công suất ngõ ra ,outDTout IVPP với TP là công suất nguồn cấp cho biến áp và outDIV là

mất mát trên diode . TP phải đặt vào sơ cấp :

PRI

inT

Lf

VP

0

2

8 (3.28)

f0 là tần số SW chu kỳ nhiệm vụ 50%, PRIL điện cảm sơ cấp .

Giải ra tìm được :

)(8 0

2

Doutout

inPRI

VVIf

VL

(3.29)

Lf

V

L

tVI in

PRI

oninpk

02

(3.30)

ton là thời gian nạp/ 1 chu kỳ bằng ½ chu kỳ . Chọn Vinmin khi tính PRIL và Vinmax khi tính Ipk .


Giá trị PRIL và Ipk dùng để tính toán thiết kế biến áp sẽ được đề cập ở phần sau .

3.2.3 Thiết kế cuộn dây và biến áp : Phần này trình bày 1 trong những phương pháp thiết kế nhanh cuộn dây và biến áp cho các dạng lõi nồi và xuyến . Tất nhiên để đạt tốt tối ưu phải qua bước thí nghiệm và điều chỉnh kích thước lõi, số vòng dây, cở dây . 1/ Thiết kế cuộn dây :

Khi biết giá trị L và Ipk từ các phương trình trên bước đầu tiên là tính tích số 2LI (mH x 2A =mJ) . Tích số này biểu diễn năng lượng tích trữ 2/2LI .

Từ 2LI tính được, dựa vào hình 3.26 xác định kích thước lõi : xác định 2LI trên trục hoành,

kẻ đường vuông góc với trục 2LI tại điểm đã chọn cắt đường chéo thấp nhất, kẻ song song trục 2LI cắt trục tung LA , đọc giá trị LA . Đường chéo biểu diễn kích thước lõi nhỏ nhất và LA là giá trị

max sử dụng ( LA là điện cảm/số vòng2 ứng với lõi được chọn). Điều này có nghĩa là với lõi đã

chọn giá trị LA nhỏ hơn LA trên trục tung sẽ không làm lõi bão hòa .

Cũng vậy, bất kỳ đường chéo biểu diễn kích thước lõi cắt đường thẳng vuông góc trục

hoành tại điểm 2LI cũng đều sử dụng được lõi đó nếu giá trị LA dưới giá trị LA tìm được ở trên .

Từ LA tìm được , số vòng dây quấn N được tính

)/(16,3 LALN (μH) (3.31)

Sau khi tìm được số vòng, chọn cở dây có kích thước lớn nhất có thể quấn được trên lõi để giảm điện trở DC . Tiết điện dây thích hợp Aw ứng với kích thước lõi nồi ferrrite cho trong bảng 3.5 Bảng 3.5 : Kích thước dây ứng với lõi nồi ferrite Kích thước lõi Tiết diện dây (cm) Chiều dài TB/vòng (Feet) (mm x mm) 1 ngăn 2 ngăn 3 ngăn 14 x8 0,098 0,044 0,0953 18 x 11 0,170 0,084 0,049 0,121 22 x 13 0,292 0,138 0,087 0,145 26 x 16 0,421 0,202 0,128 0,173 30 x19 0,542 0,254 0,159 0,204 36 x22 0,755 0,357 0,225 0,244 Hình 3.26 : Đồ thị lựa chọn lõi nồi

Bước tiếp theo là tìm T(số vòng / 2cm ). T phải lớn hơn N/ WA , được xác địnhở bảng 3.6 sử

dụng dây có kích thước ứng với giá trị chọn T .


Bước kế tiếp là tính giá trị điện trở dây : wwrNIR (3.32)

N là số vòng dây, WI là chiều dài TB của 1 vòng ứng với lõi đã chọn và wr là điện trở / foot

của dây đã chọn . R tính được sao cho không gây tổn hao công suất quá 1 hoặc 2% tổng công suất ra . Công suất mất mát do dây trong mạch flyback được tính gần đúng :

3/)( 2 RIP pkR (3.33)

2/ Thiết kế biến áp : Biến áp (cho flyback) được thiết kế tương tự như cuộn dây . Sau khi xác định số vòng sơ

cấp từ điện cảm sơ cấp và dòng đỉnh, số vòng thứ cấp được xác định từ tỉ số vòng theo tỉ số áp vào / áp ra và cở dây thứ cấp tùy thuộc vào dòng ngõ ra . 3/ Ví dụ thiết kế biến áp : Hình 3.27 là dạng mạch nguồn xung flyback sử dụng IC MAX641 . Cho ngõ ra 5V/1A, ngõ

vào từ 4-5.2V. Hình 3.27 : Nguồn xung flyback biến áp Giả sử chọn diode 1N5817 có VVf 5.0 . Như vậy cần công suất ngõ ra biến áp là

(5+0.5)x1=5,5W. Với f0 =50kHz và Vin(min) =4V

)(8 0

2

Doutout

in

VVIf

VL

H27,7)5,05(1.10.50.8

43

2

Với Vin(max) =5,2V

Lf

VI inpk

02

A15,710.27,7.10.50.2

2,563

mJLI 372,0)15,7.(10.27,7 262

Từ hình 3.26, 0,372mJ dẫn đến tìm được lõi kích thước 18x11mm và 330LA

Ta chọn LA chuẩn=250.

4,5250/27,716,3 N

Do tỉ lệ sơ/thứ ≈1:1 nên số vòng thứ cấp cũng =5,4

wA cho cuộn dây có 2 ngăn là 0,084 2cm ứng với lõi 18 x11 theo bảng 3.5 và hình 3.28 .

Tìm T : 64084,0/4,5/ wANT

Từ bảng 3.6, chọn dây #18, dây #18 có số vòng/ 2cm =79,1, dây #17 là 63,6 và dây #19 là 98,4.


L

Aw Aw

L: chiều dài trung bình cuộn dâyAw: tiết diện cuộn dây

Bảng 3.6 cũng cho dây #18 có điện trở 6,386Ω/1000feet. Chiều dài trung bình 1 vòng với lõi 18 x11 là 0,121 feet theo bảng 3.5. 0042,000638,0.121,0.4,5wwrNIR

Với dòng đỉnh Ipk=7,15A, công suất mất mát trung bình :

%4,1#723/)0042,0.15,7(3/)( 22 mWRI pk công suất ra.

Hình 3.28: Chiều dài trung bình và tiết diện cuộn dây


Bảng 3.6 : các thông số dây điện từ Magnet Wire Table

Wire Size Wire area(max) (Circular Mils) Turns Resistance Current capacity(ma)

AWG Heavy QUAD per in2 per 2cm ohms/1000 @750cir.Mil/amp @500Cir 10 11,470 12,230 89 13,8 0,9987 13,840 20,768

11 9,518 9,821 112 17,4 1.261 10,968 16,452 12 7,310 7,885 140 21,7 1.588 8,705 13,058 13 5,852 6,336 176 27,3 2.001 6,912 10,368 14 4,679 5,112 220 34,1 2.524 5.479 8,220 15 3,758 4,147 260 40,3 3.181 4,347 6,520

16 3,003 3,329 330 51,2 4.020 3,441 5,160 17 2,421 2,704 410 63,6 5,054 2,736 4,100 18 1,936 2,190 510 79.1 6,386 2,165 3,250 19 1,560 1,781 635 98.4 8,046 1,719 2,580 20 1,246 1,436 800 124 10,13 1,365 2,050

21 1,005 1,170 1,000 155 12,77 1,083 1,630 22 807 949 1,200 186 16,20 853 1,280 23 650 778 1,500 232 20,3 681 1,020 24 524 635 1,900 294 25,67 539 808 25 424 520 2,400 372 32,37 427 641

26 342 424 3,000 465 41,0 338 506 27 272 342 3,600 558 51,4 259 403 28 219 276 4,700 728 65,3 212 318 29 180 231 5,600 868 81,2 171 255 30 144 188 7,000 1,085 104 133 200

31 117 154 8,500 1,317 131 106 158 32 96,0 128 10,500 1,628 162 85 128 33 77,4 104 13,000 2,015 206 67 101 34 60,8 82,8 16,000 2,480 261 53 79 35 49,0 67,2 20,000 3,100 331 42 63

36 39,7 54,8 25,000 3,876 415 33 50 37 32,5 44,9 32,000 4,961 512 27 41 38 26,0 36,0 37,000 5,736 648 21 32 39 20,2 28,1 50,000 7,752 847 16 25 40 6,0 22,1 65,000 10,077 1,080 13 19

41 13,0 80,000 12,403 1,320 11 16 42 10,2 100,000 15,504 1,660 8,5 13 43 8,40 125,000 19,380 2,140 6,5 10 44 7,30 150,000 23,256 2,590 5,5 8 45 5,30 185,000 28,682 3,348 4,1 6,2


5.4: Các giải pháp thiết kế :

Trong phần này sẽ khảo sát 2 vi mạch tiêu biểu UC3844 và TL494, các dạng nguồn ổn áp xung thiết kế trên 2 vi mạch này .Tham khảo thêm các đặc tính và thông số kỹ thuật của 2 vi mạch trên trong data sheet . 5.4.1 : Vi mạch UC 3844/45 Họ vi mạch UC 3844/45 là các vi mạch điều khiển bằng mode dòng điện tần số cố định chỉ

tiêu cao . Vi mạch được thiết kế đặc biệt cho các ứng dụng bộ biến đổi dc sang dc offline, cung cấp cho người thiết kế giải pháp rẻ tiền với các linh kiện ngoài ít nhất .Cấu hình gồm một bộ dao động , bộ tham chiếu bù nhiệt, bộ khuếch đại sai lệch độ lợi cao , bộ so sánh nhạy dòng, và ngõ ra totem dòng cao thích hợp lái MOSFET công suất . Ngoài ra vi mạch còn bao gồm bộ bảo vệ gồm các bộ khóa dưới áp ngõ vào và tham

chiếu có vòng trễ, bộ hạn dòng theo từng chu kỳ, bộ chốt kiểm soát xung đơn , và một FF xóa ngõ ra trong mỗi chu kỳ dao động, cho phép lập trình thời gian chết từ 50% đến 70% . Tất cả các mạch trên được đóng gói trong vỏ nhựa 8 chân theo dạng DIP, hoặc 14 chân

dạng dán SOIC . Họ UCX844 có ngưỡng khóa dưới áp UVLO (under volltage lock out ) 16V(on) và 10V

(off) . Còn họ UCX845 có ngưỡng UVLO 8,5V(on) và 7,6V(off) Các chỉ tiêu chính của họ UCX844/45 được tóm tắt như sau :

Hoạt động mode dòng điện với tần số giao hoán đến 500kHZ Điều chỉnh thời gian chết ngõ ra từ 50% đến 70% Tự động bù cấp phát thuận (Feed Forward) Chốt PWM cho hạn dòng từng chu kỳ Điện áp tham chiếu điều chỉnh từ bên trong theo bộ khóa dưới áp Ngõ ra totem dòng cao Bộ khóa dưới áp ngõ vào có vòng trễ Dòng điện khởi động và làm việc thấp Hình 1 minh họa sơ đồ khối cơ bản sơ đồ chân của họ vi mạch UC 3844/45 a) Sơ đồ khối cơ bản UC3844/45 b) Sơ đồ chân

(số chân trong dấu ngoặc cho vỏ SO-14 pin) Hình 3.29: Sơ đồ khối cơ bản và sơ đồ chân UC3844/45 * Mô tả cấu hình UC 3844/45 Vi mạch UC 3844/45 rất thích hợp trong các thiết kế nguồn ổn áp xung mode dòng điện chỉ tiêu cao . Hình 15 mộ tả sơ đồ khối cấu hình của vi mạch .

1/ Bộ dao động :


Hình 3.30: Sơ đồ khối chi tiết UC3844/45 Tần số dao động được chọn qua các giá trị định thời RT và CT . Tụ điện CT được nạp từ

điện áp tham chiếu 5V qua điện trở RT đến gần 28V và xả đến 1.2V bằng nguồn dòng rút bên trong . Trong khoảng thời gian xả của CT , bộ dao động phát ra 1 xung xóa bên trong để giữ mức logic của chân giữa cổng NOR ở mức cao . Điều này làm ngõ ra xuống mức thấp, tạo việc điều khiển khoảng thời gian chết .Một FF được bố trí bên trong để xóa ngõ ra theo mỗi chu kỳ bằng cách giữ 1 ngõ vào cổng NOR ở mức cao . Điều này kết hợp với chu kỳ xả của CT cho phép lập trình thời gian chết ngõ ra từ 50% đến 70%. Hình 3.31: Giản đồ xung thời gian Hình 3.32a biểu diễn RT theo tần số dao động và hình 3.32b là thời gian chết theo tần

số ,với giá trị CT cho trước . Lưu ý có nhiều giá trị RT sẽ cho ra 1 thời gian chết cụ thể với 1 tần số cho trước . Trong nhiều ứng dụng nhạy với nhiễu, người ta nên khuyên khóa tần số bộ chuyển đổi

bằng xung clock từ hệ thống ngoài . Điều này có thể thực hiện bằng cách áp 1 tín hiệu clock vào mạch như hình 3.33 . Để việc khóa được tin cậy, tần số dao động tự do nên đặt thấp hơn tần số


xung clock khoảng 10% . Một phương pháp đồng bộ nhiều bộ như hình 3.34 . Bằng cách kéo dài dạng sóng clock, việc ghim chu kỳ nhiệm vụ chính xác có thể đạt được thời gian chết ngõ ra vượt hơn 70% .

a) RT theo tần số/CT b) Thời gian chết output theo tần số/CT Hình 3.32: Chọn RT và thời gian chết output theo tần số dao động và CT Hình 3.33: Đồng bộ dao động bằng Hình 3.34: Đồng bộ nhiều bộ bằng dao động ngoài xung clock ngoài

2/ Bộ khuếch đại sai lệch : Bộ khuếch đại sai lệch bù toàn phần có 2 ngõ

vào đảo và không đảo . Hệ số khuếch đại DC tiêu biểu 90dB, và độ lợi đơn vị khổ tần 1 MHZ với độ lệch pha 57 độ (hình 3.35).Ngõ vào không đảo được phân cực bên trong 2,5V không đưa ra ngoài vỏ.Điện áp ngõ ra được chia xuống và kiểm soát bởi ngõ vào đảo . Dòng phân cực vào tối đa là -2μA tạo độ lệch áp ngõ ra bằng với tích số dòng phân cực và điện trở tương đương ngõ vào bộ chia điện trở . Hình 3.35: Độ lợi và pha theo tần số Bộ KĐ sai lệch(EA) Ngõ ra bộ khuếch đại sai lệch ( chân 1) có thể sử dụng mạch vòng hồi tiếp bù bên ngoài như

hình 3.35b. Ngõ ra được giảm áp qua diode ( 1,4V) và chia 3 trước khi dẫn đến ngõ vào đảo của bộ so sánh nhạy dòng . Điều này đảm bảo không có xung xuất hiện ở ngõ ra (chân 6) khi chân 1 ở mức áp thấp (VOL). Điều này xảy ra khi nguồn đang hoạt động không tải , hoặc bắt đầu Hình 3.35b: Mạch hồi tiếp ngoài EA


giai đoạn khởi động mềm (soft start ) ( hình 3.36,3.37) . Điện trở hồi tiếp tối thiểu cho bộ khuếch đại sai lệch giới hạn bởi dòng cấp ngõ ra yêu cầu để đạt đến mức ghim 1,0V của bộ so sánh . 800.85,0/]4,1)0,1(0,3[(min) mAVVRf (3.34)

3/ Bộ so sánh nhạy dòng và chốt PWM : Vi mạch UC3844/45 hoạt động như là bộ điều khiển mode dòng điện, trong đó phần tử

giao hoán ngõ ra được khởi động bởi dao động và kết thúc dẫn khi dòng đỉnh qua cuộn dây đạt Hình 3.36: Khởi động mềm(soft start)

Hình 3.37: Mạch đệm khởi động mềm giảm ảnh hưởng mức ghim

đến ngưỡng thiết lập bởi ngõ ra bộ khuếch đại sai lệch (chân 1) . Vì thế , tín hiệu sai lệch sẽ điều khiển dòng qua cuộn dây theo từng chu kỳ một . Bộ so dánh nhạy dòng và chốt PWM có mặt để đảm bảo chỉ có 1 xung duy nhất xuất hiện ở ngõ ra tương ứng với 1 chu kỳ dao động cho trước . Dòng qua cuộn dây có thể chuyển thành điện áp bằng cách gắn thêm điện trở RS nối tiếp giữa chân nguồn Q1 và GND . Điện áp này được ngõ vào nhạy dòng (chân 3) theo dõi và so sánh với mức điện áp tạo ra từ bộ khuếch đại sai lệch . Dòng đỉnh cuộn dây trong điều kiện hoạt động bình thường được kiểm soát bởi điện áp ở chân 1 .

S

pkR

VpinVI

3

4,1)1( (3.35)

Các điều kiện làm việc bất thường xảy ra khi ngõ ra nguồn cấp điện bị quá tải hoặc việc cảm áp ngõ ra bị mất . Khi đó, ngưỡng bộ so sánh nhạy dòng được ghim ở bên trong là 1V, cho nên dòng đỉnh tối đa là :

S

pkR

VI

0,1(max) (3.36)

Khi thiết kế nguồn ổn áp xung công suất lớn,người ta thường quan tâm tới việc giảm điện áp ghim bên trong để giữ công suất tiêu tán trên Rs ở mức chấp nhận được. Phương pháp đơn giản để điều chỉnh hiệu áp này như hình 3.38, hai diode ngoài được sử dụng để bù các diode bên trong tạo ra điện áp ghim hằng số trên toàn tầm nhiệt độ .Nếu giảm quá nhiều điện áp ghim do Ipk (max),mạch sẽ dễ bị nhiễu!

Một xung hẹp trên cạnh lên của dạng sóng dòng điện có thể dễ dàng thấy được và làm cho nguồn cấp điện làm việc mất ổn định khi ngõ ra nhẹ tải . Xung này xuất hiện do điện dung giữa các vòng dây của biến áp xung và thời gian phục hồi của mạch chỉnh lưu ngõ ra . Mạch lọc RC thêm vào ở ngõ vào nhạy dòng với thời hằng xấp xỉ bằng độ rộng xung nhiễu sẽ loại được việc mất ổn định, như hình 3.39 .


Hình 3.38: Điều chỉnh mức áp ghim Hình 3.39: Mạch lọc RC triệt gai xung dòng 4/ Bộ khóa dưới áp : Hai bộ so sánh khóa dưới áp kết hợp với nhau để bảo đảm IC làm việc hoàn toàn trước

khi tầng ra được phép làm việc . Ngõ cấp nguồn dương (Vcc) và ngõ ra tham chiếu (Vref) đều được kiểm soát bởi mỗi bộ so sánh . Mỗi bộ so sánh có vòng từ trễ bên trong để tránh các rối loạn ở ngõ ra khi ngõ vào qua ngưỡng tác động tương ứng . Ngưỡng cao/thấp của bộ so sánh Vcc của UCX844 là 16V/10V và 8,4V/7,6V cho UCX845, ngưỡng cao thấp của bộ so sánh Vref là 3,6V/3,4V .

Vòng trễ rộng và dòng khởi động thấp của UCX844 rất thích hợp cho các ứng dụng bộ chuyển đổi offline sử dụng kỹ thuật khởi động boostrap như hình 3.41 (sẽ giới thiệu ở phần sau ) . UCX845 được sử dụng cho các bộ chuyển đổi dc-dc điện áp thấp hơn . Diode zenner 36V nối rẽ giữa chân nguồn Vcc và GND, nhằm bảo vệ quá áp cho IC có thể xảy ra khi khởi động hệ thống . Điện áp làm việc tối thiểu của UCX844 là 11V và UCX845 là 8,2V .

5/ Ngõ ra : Ngõ ra có dạng totem đơn cực thích hợp để lái trực tiếp MOSFET công suất, nó có khả

năng cấp dòng đến ±1,0A dòng đỉnh và có thời gian lên/xuống tiêu biểu 50ns, với tải 1nF . Mạch điện thêm vào bên trong có tác dụng giữ ngõ ra ở mode rút dòng bất cứ khi nào bộ

khóa dưới áp tác động . Đặc tính này loại trừ việc có thêm điện trở kéo xuống bên ngoài . Loại SOIC 14 chân có thêm 2 chân phân biệt Vc (output supply) và power Ground . Việc

cấp nguồn riêng cho khối output sẽ giảm thiểu nhiễu quá độ giao hoán xếp chồng lên tín hiệu điều khiển . Điều này đặc biệt hữu dụng khi giảm mức ghim IPK (max). Ngoài ra,chân cấp nguồn Vc độc lập cho phép người thiết kế linh động chọn điện áp lái độc lập với Vcc .

Một diode ghim Zener thường được nối ở ngõ này khi lái MOSFET trong hệ thống nguồn lớn hơn 20 . Hình 3.40 cho thấy kết nối nguồn và GND thích hợp khi lái MOSFET.

Hình 3.40:Kết nối sử dụng MOSFET cảm dòng


6/ Điện áp tham chiếu :

Điện áp tham chiếu 5V hiệu chỉnh sai số ±1,0% ở TJ=025 C trên UC284X và ±2,0%trên

UC384X . Nguồn này chủ yếu cấp nạp dòng cho tụ điện định thời CT . Bộ tham chiếu có bảo vệ ngắn mạch và có khả năng cấp dòng đến 20mA .

7/ Giới thiệu nguồn ổn áp xung tiêu biểu sử dụng vi mạch UC 3844: Hình 3.41 minh họa sơ đồ nguồn ổn áp xung dạng flyback 27W . Ngõ vào biến thiên từ 95-

130VAC . Ngõ ra gồm đường nguồn 5V/4A, đường nguồn ±12V/0,3A. Cầu diode D1 chỉnh lưu và C1 lọc nguồn từ nguồn cao áp 115VAC cấp trực tiếp cho mạch

MOSFET Q1. R1 hạn dòng khởi động nạp cho tụ khi mới cấp điện. R2 nối nguồn cao áp DC đến chân 7 (Vcc) cấp nguốn khởi động cho IC (Vcc≥16V). Khi có dao động kích Q1 làm việc, có dòng qua biến áp T1 và lấy xung xuất hiện trên thứ cấp qua mạch chỉnh lưu và lọc D3,R3,C3,D2,C2 đưa về chân 7 cấp nguồn thường trực cho mạch.Với cách cấp nguồn như vậy,mạch làm việc ổn áp rất tốt và đảm bảo cắt nguồn cung cấp cho IC khi bị quá tải hoặc ngắn mạch ngõ ra, hoặc điện áp nguồn thường trực giảm đến mức mạnh khóa dưới áp làm việc (<11V), bảo vệ mạch rất tốt . R12 và C9 quyết định tần số dao động, C8 mắc ở chân 8(Vref) lọc nhiễu cao lần. Đường hồi

tiếp từ ngõ ra lấy từ nguồn thường trực qua cầu phân áp R9,R10 đưa vào chân 2 (VFB). R11 là điện trở hồi tiếp mắc từ ngõ ra chân 1 (output comp) đưa về ngõ vào chân 2.Hệ số khuếch đại mạch khuếch đại sai lệch có giá trị bằng R11/(R9//R10).C7 lọc nhiễu cao tần cho khuếch đại sai lệch .

Xung dao động xuất ra chân 6 (output) ghép qua R6 kích vào cực GQ1.DZ1 ghim áp bảo vệ ngõ vào GS Q1 . Hồi tiếp dòng lấy trên R8 qua mạch lọc nhiễu R7C6 đưa về chân 3(current sense) so sánh với tín hiệu từ khuếch đại sai lệch. Các mạch snubber C5,R5,D5 và D4,R4,C4 triệt các gai vọt lố khi Q1 giao hoán tắt . Biến áp xung gốm các cuộn : TL1 : cuộn sơ cấp kết hợp Q1 chạy ở mode flyback TL2: cuộn thứ cấp tạo nguồn thường trực cấp nguồn IC và hồi tiếp TL3: cuộn thứ cấp tạo nguồn 5VDC TL4,TL5 : cuộn thứ cấp tạo nguồn ±12VDC T1: sơ cấp 45 vòng dây AWG26 L1: 15μH@5A,Coilcraft Z7156 thứ cấp ±12V 9 vòng dây AWG30 cặp 2 sợi L2,L3: 25μH@1,0A,Coilcraft Z7157 thứ cấp 5V 4 vòng dây AWG26 cặp 6 sợi thứ cấp hồi tiếp 10 vòng AWG30 cặp 2 sợi Lõi Ferroxcube EC35-3C8 Cuộn dây: Ferroxcube EC35PCB1 Khe hở=0,01” cho điện cảm sơ cấp 1,0mH Hình 3.41: Nguồn ổn áp xung flyback 27W


5.4.2 : Vi mạch TL494 1 . Tóm tắt chức năng chính:

Điều khiển hoàn toàn dùng PWM 2 ngõ ra cấp nhận dòng 500mA Chọn ngõ ra đơn/đẩy kéo(pushpull) Mạch điện bên trong chọn xung kép cho mỗi ngõ ra Điều khiển thời gian chết toàn tầm Mạch ổn áp bên trong 5V±5% Mạch dao động bên trong Bộ khóa dưới áp Cấu trúc mạch cho phép dễ dàng đồng bộ Sơ đồ chân TL494 như hình 3.42, các đặc tính và chỉ tiêu Hình 3.42: Sơ đồ chân TL494 kỹ thuật xem ở phụ lục

2. Mô tả : TL494 có chức năng hoàn hảo của mạch điều khiển PWM trong 1 chip đơn. Vi mạch chủ

yếu được thiết kế cho điều khiển nguồn cấp điện có thể linh động áp dụng cho các mạch cụ thể có điều khiển cấp nguồn .

TL494 gồm 2 mạch khuếch đại sai lệch, một bộ dao động nội điều chỉnh được, một bộ so sánh điều khiển thời gian chết(DTC), một FF điều khiển phát xung, một nguồn ổn áp 5V±5%, và mạch kiểm soát ngõ ra . Các bộ khuếch đại sai lệch có tầm điện áp cách chung (common mode) từ -0,3V đến Vcc-2V . Bộ so sánh điều khiển thời gian chết có điện áp offset cố định khoảng 5% thời gian chết . Bộ dao động nội có thể không sử dụng bằng cách kéo RT lên nguồn Vref và cấp tín hiệu răng cưa ngoài vào ngõ CT, hoặc nếu sử dụng dao động nội bằng cách mắc RT,CT thích hợp xuống GND (hình 3.43)

Hai transistor ngõ ra có các chân C và E đưa ra ngoài C1,E1 (pin8,9) và C2,E2(pin11,10) có thể cho phép mắc EC hay CC . Ngõ out control (pin13) cho phép ngõ ra làm việc ở mode đơn tần hay đẩy kéo(pushpull).

Hình 3.43: Sơ đồ khối IC TL494


3. Hoạt động : TL494 là vi mạch điều khiển PWM tần số cố định, sơ đồ khối căn bản như hình 3.43. Một dao động tạo sóng răng cưa tuyến tính bên trong được chọn tần số bằng 2 linh kiện

ngoài RT (pin6) và CT(pin5) nối xuống GND .Tần số dao động xác định gần đúng bởi biểu thức : )/(1,1 TTosc CRF (3.37)

Hình 3.44 minh họa đồ thị chọn RT và CT để có tần số dao động mong muốn .Tần số làm

việc của TL494 được cho từ 1-200kHZ. Hình 3.44: Đồ thị chọn tần số dao động theo RT và CT Việc điều chế độ rộng xung tạo ra từ việc so sánh tín hiệu răng cưa trên CT với 1 trong 2

tín hiệu điều khiển .Các cổng NOR lái các transistor ngõ ra Q1Q2 chỉ được mở khi tín hiêu clock ngõ vào FF ở mức thấp . Điều này chỉ xảy ra khi trong thời đoạn tín hiệu răng cưa có điện áp lớn hơn các tín hiệu điều khiển . Do đó, biên độ tín hiệu điều khiển tăng sẽ làm độ rộng xung ngõ ra giảm tuyến tính tương ứng (hình 3.45)

Hình 3.45: Giản đồ xung hoạt động của TL494 Các tín hiệu điều khiển có ngõ vào tương ứng là điều khiển thời gian chết DTC (pin4), các

ngõ vào 2 bộ khuếch đại sai lệch (pin1,2,15,16), ngõ vào hối tiếp FB (pin3).Bộ so sánh DTC có điện áp offset ngõ vào khoảng 120mV làm giới hạn thời gian chết ngõ ra tối thiểu bắt đầu khoảng 4% của chu kỳ sóng răng cưa .Hay nói cách khác chu kỳ nhiệm vụ tối đa là 96% với ngõ ra đơn


tần ( chân output control pin 13 nối GND), hoặc 48% với ngõ ra pushpull (pin13 nối Vref). Có thể kiểm soát độ rộng xung ngõ ra cực đại bằng cách đặt điện áp ở ngõ DTC(pin4)cố định từ 0 - 3,3V. Hoặc có thể sử dụng chân DTC làm khởi động mềm(hình 3.46).

b) Điều khiển khởi động mềm

a) Điều khiển thời gian chết quyết định độ rộng xung cực đại Hình 3.46: Điều khiển DTC(pin 4) Khi ngõ vào DTC (pin4) bằng 0V, bộ so sánh PWM là phương tiện để các bộ khuếch đại

sai lệch điều chỉnh độ rộng xung ngõ ra từ giá trị cực đại (CKNV max 45%) xuống 0, tương ứng với điện áp VFB (pin3) biến thiên từ 0,5-3,5V . Cả hai bộ khuếch đại sai lệch đều có tầm điện áp ngõ vào cách chung từ 0,3→(Vcc-2V), và dùng để cảm điện áp và dòng điện ngõ ra.Các ngõ ra bộ khuếch đại sai lệch được OR với nhau qua 2 diode và đưa đến ngõ vào đảo của bộ so sánh PWM .

Hình 3.47: Các cách hồi tiếp ngõ ra về khuếch đại sai lệch Hình 3.48: Kết nối ngõ ra dạng đẩy kéo hay đơn tầng Khi CT xả điện, 1 xung dương phát ra ở ngõ ra bộ so sánh DTC, xung này là xung

nhịp(clock) FF và tác động đến ngõ ra Q1Q2. Với output control (pin13) nối Vref ,FF lần lượt mở cổng cho các xung PWM hay xung clock kích dẫn Q1,Q2 tương ứng, làm Q1,Q2 hoạt động ở mode pushpull (1 con dẫn, 1 con tắt ). Tần số xung ngõ ra bằng ½ fosc. Độ rộng xung PWM biến thiên từ 0-45% . Nếu ngõ output control (pin 13 ) nối GND, các cổng NOR ngõ vào Q1,Q2 luôn mở, xung PWM đưa trực tiếp đến kích đồng thời Q1 và Q2, làm Q1,Q2 hoạt động ở mode đơn


tần . Có thể ghép song song Q1,Q2 để tạo thành 1 transistor dẫn dòng cao trong trường hợp công suất lớn . Tần số ngõ ra lúc này bằng tần số dao động, độ rộng xung PWM biến thiên trên lý thuyết từ 0-96% .

TL494 còn có nguồn ổn áp nội 5V±5% cấp dòng đến 10mA phục vụ cho việc phân cực (pin14).

Hình 3.49: Nguồn cấp TL494>40V Hình 3.50: Mạch đồng bộ dao động chủ/tớ Hình 3.49 sử dụng cho nguồn cung cấp TL494>40V.Diode zener ngoài ghim áp 39V(giới hạn nguồn cấp cho TL494<40V). Hình 3.50 là mạch dao động đồng bộ cho mạch chủ và tớ.

4. Phân tích một số mạch ổn áp xung sử dụng TL494: Hình 3.51: Mạch buck hạ áp sử dụng TL494 Hình 3.51 là dạng mạch buck hạ áp sử dụng TL494.Mạch kết nối ngõ ra mode đơn tầng, chân O.C.(pin 13)nối Gnd(pin 7),các transistor output kết nối song song E1(pin 9) nối E2(pin),C1(pin 8) nối C2(pin11)để tăng dòng lái ngõ ra gấp đôi.Mạch dao động nội quyết định bởi R8,C3 nối Gnd.Từ giá trị R8 và C3,đối chiếu hình 3.44,tần số dao động khoảng 40Khz. Mạch khuếch đại sai lệch EA1 dạng không đảo,điện áp V0 đưa về chân 1(in +) qua R9.Chân 2(in -) qua R5 nhận áp phân cực từ Vref=5V(pin 14).Hệ số khuếch đại quyết định bởi R4 và R5.R3 và C2 triệt nhiễu RF(giảm HSKĐ EA1).Điện áp chân 3 VFB được tính(hình 3.52): 5/4.)5/41(0 RRVRRVV refFB (3.38)


-

+

-

+

Vref=5V

14

V0

R5 5K1

R9 5K1

R3 47K C2 0,1

R4 1M

2

1

3

15

16

R10 0,1+ -

COM

ILGND

R7 150

R6 5K1 Vref=5V

EA 1 EA 2

Ngõ ra TL494 lái Q1 qua phân cực R1,R2 nâng dòng tải lên 2A.L1,C5 lọc gợn và ổn định áp DC ngõ ra tải.D1 là diode kẹp dẫn khi Q1 tắt,xả dòng nạp từ L1,đảm bảo dòng chảy ra tải liên tục. Xem mạch bảo vệ quá dòng như hình 5.32.Khuếch đại EA2 đóng vai trò mạch so sánh. Lưu ý ngõ ra tải có chân Gnd là COM khác với GND ngõ vào.Giữa COM và GND nối R10 cảm dòng tải IL tạo một điện áp dương áp vào chân 16(in +)so với GND.Chân 15(in -) phân cực một điện áp dương nhỏ so với GND qua cầu phân áp R6,R7 từ Vref=5V.Khi IL bé,áp ở chân 16 bé hơn áp chân 15,dẫn đến 0 iV ,làm ngõ ra EA2 =0V,diode nối ngõ ra EA2 tắt cách ly EA2 với

chân 3.Khi IL đạt tới ILmax,áp trên chân 16 dương hơn áp trên chân 15 làm 0 iV ,ngõ ra EA2

mức cao 5V,diode nối ngõ ra EA2 dẫn ghim áp 5V vào chân 3,dẫn đến độ rộng xung ngõ ra bằng 0 mất dao động,ngõ ra IC mức cao(pin 8 và 11)làm Q1 tắt,V0 giảm về 0. Dòng tải ILmax được tính:

076

710max

refL V

RR

RRI (3.39)

Thay các giá trị vào tìm được:

051505100

1501,0max

LI

AIL 5,1max

Hình 3.52: Mạch tương đương khối EA1 và EA2 Hình 3.53 minh họa mạch ổn áp xung dạng forward đẩy kéo sử dụng IC TL494.Dựa vào phân tích hình 3.51 và 3.52,sinh viên có thể tự phân tích hình này. Hình 3.53: Sơ đồ mạch ổn áp xung dạng forward đẩy kéo sử dụng TL494


GND

FB

Vref

+V0

R2

R1

IC

ĐK

GND

FB

Vref

-V0

R1

R2

IC

ĐK

GND

FB

Vref

+VFB

R2

R1

IC

ĐK

+

-

Vp

+

-

Vs

-

GND

FB

Vref

+V0

R2

R1

IC

ĐKVp

-

+

-

TL431

3

1

2

bù đáp ứng nhanh

Rb Cb

OPTO COUPLER Ra

Rfb

A

K

G

5.4.3: Kỹ thuật hồi tiếp trong nguồn ổn áp xung: 1. Hồi tiếp không cách ly: Hình 3.54 là sơ đồ mạch hồi tiếp từ ngõ ra về ngõ va VFB của mạch IC điều khiển.

a) Hồi tiếp với V0 dương b) Hồi tiếp với V0 âm Hình 3.54: Hồi tiếp không cách ly

Trong hình 3.54a:

021

1V

RR

RVFB

(3.40)

Trong hình 3.54b:

21

.1.2 0

RR

VRVRV ref

FB

(3.41)

2.Hồi tiếp cách ly: Hình 3.55 sử dụng biến áp có thêm cuộn thứ cấp để tạo tín hiệu hồi tiếp cách ly. Cực tính điện áp hồi tiếp về cũng tương tự như hình 3.54a,b.

Hình 3.55: Hồi tiếp cách ly qua biến áp Hình 3.36 sử dụng IC kiểm soát dòng TL431 và optocoupler tạo hồi tiếp cách ly. Hình 3.56: Hồi tiếp cách ly sử dụng IC TL431 và optocoupler Phương pháp này cách ly hoàn toàn đường GND giữa ngõ ra và IC điều khiển. Phân áp R2,R1 tạo áp tham chiếu 2,5V cho ngõ điều khiển G(pin 1) TL431.Dòng qua diode optocoupler được điều khiển bởi dòng qua TL431 IAK,từ đó điều khiển dòng Ic transistor của optocoupler,tạo áp Vp=VFB=Ic.Rfb.Khi V0 tăng làm VG TL431 tăng,dẫn đến IAK=ID tăng,Ic tăng làm VFB tăng,IC điều khiển tác động làm độ rộng xung hẹp lại,ngõ ra V0 sẽ giảm lại. Rb và Cb tăng tốc độ đáp ứng nhanh cho optocoupler. Hình 3.57 minh họa cách kết nối tạo hồi tiếp trong trường hợp có 2 ngõ ra +5V và +12V. Hai nguồn ra +5V và +12V được cộng lại qua R3 và R4 phân cực cho chân G TL431.


GND

FB

Vref

R2

R1

IC

ĐKVp

+

-

TL431

3

1

2

bù đáp ứng nhanh

Rb Cb

OPTO COUPLER Ra

+5V

R2

R1

+

-

Vp

+

-

Vs

-

+ +

+12VR3

R4

G

K

A

Rfb

L1

L2

D1

D2

Hình 3.57:Hồi tiếp cho mạch có nhiều ngõ ra Để đảm bảo cả 2 nguồn áp ngõ ra đều ổn định không phụ thuộc vào tải của nguồn khác, ngõ ra +12V tạo thành từ cách chồng áp,cuộn L1 và D1 tạo nguồn +5V,cuộn L2 và D2 tạo nguồn áp +7V xếp chồng lên nguồn +5V.

Lưu ý: tùy thuộc vào biến thiên điện áp VFB của IC điều khiển và mạch lái BJT hoặc MOSFET công suất,mạch hồi tiếp phải đảm bảo hồi tiếp âm!


S1 on S1 off

A

B

0,45T

0,45T

T

T/2

BÀI TẬP CHƯƠNG 3 3.1: Mô tả hoạt động của mạch ổn áp xung dạng boost hình 3.6.Phân tích chi tiết dạng sóng trên

hình 3.7. 3.2: Mô tả hoạt động của mạch ổn áp xung dạng buck-boost hình 3.10.Phân tích chi tiết dạng

sóng trên hình 3.11. 3.3: Mô tả hoạt động của mạch ổn áp xung dạng buck hình 3.13.Phân tích chi tiết dạng sóng trên

hình 3.14. 3.4: Mô tả hoạt động của mạch ổn áp xung dạng flyback hình 3.17.Vẽ lại dạng sóng dòng và áp

trên sơ cấp và thứ cấp biến áp T1. 3.5: Cho chuỗi xung kích S1 on/off hình 3.18 như hình BT3.5.Vẽ dạng sóng điện áp tại các điểm:

trên S1,trên cathode D3,trên cuộn thứ cấp ghép ra tải(anode D1). Hình BT 3.5 3.6: Cho dạng sóng các ngõ A,B hình 3.19 Như hình BT 3.6. Mô tả hoạt động mạch ổn áp xung dạng Forward đẩy kéo như hình 3.19,chức năng Hình BT 3.6 của R1,C2,D3 và R2,C3,D4.Vẽ dạng sóng trên các cực C Q1,Q2,anode D1,D2. 3.7: Giải thích tại sao nguồn ổn áp xung fly back thường phải sử dụng biến áp xung có khe hở

từ,trong khi dạng forward lại không cần khe hở từ.Cho biết chức năng của khe hở từ. 3.8: Trong mạch buck nâng dòng như hình 3.21,cho tỉ lệ áp sơ/thứ là Up/Us,tỉ số vòng sơ/thứ là

1/N.Thiết lập biểu thức tính tỉ số dòng điện thứ/sơ và điện áp trên SW theo Up,Us và N.Kiểm chứng lại giá trị đã cho ở ví dụ hình 3.21.

3.9: Thiết kế cuộn dây cho nguồn buck có Vin=12V±20%,Vout=5V,Iout=2A. 3.10: Thiết kế biến áp xung nguồn flyback có áp AC in từ 90 – 260Vac,Vout=5V,Iout=2A. 3.11: Giải thích hoạt động mạch khởi động mềm cho IC UC3844.Thiết kế mạch khởi động mềm

cho IC UC3844,thời gian khởi động mềm khoảng 3s. 3.12: Tính hệ số khuếch đại mạch EA của IC UC3844 hình 3.35b. 3.13: Kiểm chứng lại công thức tính Vclamp cho IC UC3844 hình 3.38. 3.14: Giải thích cách cấp nguồn cho IC UC3844 hình 3.41.Cách tính R2. 3.15: Thiết kế lại biến áp T1 hình 3.41. 3.16: Tìm tần số dao động và tính hệ số khếch đại mạch IC UC3844 hình 3.41. 3.17: Giải thích hoạt động mạch khởi động mềm cho IC TL494.Thiết kế mạch khởi động mềm

cho IC TL494,thời gian khởi động mềm khoảng 3s. 3.18: a) Tìm tần số dao động mạch IC TL494 hình 3.53. b) Mạch hình 3.53 có khởi động mềm không,nếu có thời gian khởi động mềm khoảng bao

lâu? 3.19: Vẽ lại mạch tương đương hồi tiếp và tính hệ số khuếch đại mạch hình 3.53. 3.20: Tính giá trị ILmax mạch hình 3.53. 3.21: Giải thích hoạt động mạch cấp nguồn IC TL494 hình 3.49,khi nguồn cấp >40V. 3.22: Vẽ sơ đồ nguồn buck sử dụng IC UC3844. 3.23: Vẽ sơ đồ nguồn boost sử dụng IC UC3844. 3.24: Vẽ sơ đồ tạo nguồn âm từ ngõ vào Vin dương sử dụng IC TL494 3.25: Vẽ sơ đồ nguồn buck nâng dòng sử dụng IC TL494. 3.26: Vẽ sơ đồ nguồn flyback sử dụng IC TL494. 3.27: Thiết kế mạch ổn áp xung thỏa các yêu cầu sau:

Input 8VDC±20% Output 5VDC/2A


Bảo vệ quá dòng 2A Tự chọn các linh kiện trong thiết kế

3.28: Thiết kế mạch ổn áp xung flyback thỏa các yêu cầu sau: Input 90 – 260VAC Output 5VDC/3A Bảo vệ quá dòng 3A Tự chọn các linh kiện trong thiết kế

3.29: Thiết kế mạch ổn áp xung thỏa các yêu cầu sau: Input 12VDC±20% Output -5VDC/2A Bảo vệ quá dòng 2A Tự chọn các linh kiện trong thiết kế

3.30: Thiết kế mạch ổn áp xung forward đẩy kéo thỏa các yêu cầu sau: Input 90 – 260VAC Output 5VDC/3A Bảo vệ quá dòng 3A Tự chọn các linh kiện trong thiết kế

3.31: Tìm hiểu hoạt động IC VIPER22A.Từ đó thiết kế nguồn ổn áp xung thỏa các yêu cầu sau: Input 90 – 260VAC Output1: 5VDC/1A,output2: +12VDC/0,5A.

3.32: Thiết kế mạch ổn áp xung thỏa các yêu cầu sau: Input 24VDC±20% Output1: 5VDC/10A,output2: 48VDC/2A Tự chọn các linh kiện trong thiết kế

Documents

Chuong 3-Nguon on AP Xung