台灣科技大學電子工程系1 02學年度第一學期實務專題

總 報 告

組 別 ： IOIB7

B9902104

中華民國 103 年 5 月 30 日

題

組員姓名及學號：一施昀晴 B9902104

組 別： 10IB7

一、 摘要：

近年來由於數位訊號的傳輸速度增加、印刷電路板上佈線的密度增加，

造成傳輸線之間的干擾日趨嚴重。因此，本專題擬使用文獻中一些熟知的技

術，來消除印刷電路板佈線之間的干擾。

將只有兩條平行的微帶線之傳輸線、兩條平行的徽帶線之傳輸線中間等

距處加一條平行於兩微帶線且經匹配的傳統防護線、兩條平行的微帶線之傳

輸線中間等距處加一條平行於兩徽帶線且有接地連通柱的防護線與兩條平

行的微帶線之傳輸線中間加一條蛇形且經匹配的防護線互相比較。

改變接地防護線上接地點的個數與位置，觀察不同結構對降低串音雜訊

干擾的效能：改變蛇形防護線的轉彎數與各段長度，比較各種情況對降低串

音雜訊干擾的效能，藉由增加線與線之間的耦合電容使受擾線的遠端串音雜

訊降低，並找出雜訊抑制最佳者。

二、 簡介：

現今的電子電路中，電路板上的傳輸線越來越密、越來越複雜，速度也

越來越快，線與線之間相互耦合造成的串音干擾、時序不穩定都會造成訊號

的失真，因此訊號完整度之議題探討更顯重要。如何能將雜訊降至最低，使

訊號保持其完整性，與傳輸線之間的電容和電感有極大的關係，因此在此專

題中運用各種方法分析和比較，探討如何有效消除印刷電路板佈線之間的干

擾。

三、 使用方法：

FR4板上兩條互相耦合的微帶線(圖l，a)，運用加入傳統防護線（圖

l，b)、接地防護線(圖1，C)與蛇形防護線（圖1，山的方式抑制遠端串音雜

訊，將其轉換咸電路等效模型，針對互容、互感、自感探討彼此之間的差異

性，利用數學公式及奇偶模態分析去進行，觀察遠端雜訊獲得抑制的效率，

找出能夠使訊號盡可能保持完整性的方法。

公式l 無損耦合徽帶線遠端串音雜訊電壓值

由公式1可知，傳輸時間(TD)和電壓訊號(Va)的微分項皆為正數，

而互容與總電容的比值減去互感與自感的比值為負，因此相乘後得知遠

2

端串音雜訊的電壓值為負數。在兩平行微帶線中間等距處加上接地防護

線，其接地點能使互容增加；蛇形的防護線中，垂直於微帶線的部分會

增加主動線與受擾線之間的亙容，但並不會增加主動線和受擾線之間的

互感，使得遠端耦合電壓量降低，達到抑制雜訊的效果，且蛇形防護線

只需端接匹配的阻抗，因此實務上較接地防護線可行。

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(a)

(C)

(b)

(d)

圖1 (a)兩條相距三倍寬的微帶線，(b)(c)(d)加上不同防護線之電路

四、 實驗：

運用ADS軟體將四種結構的電路佈局圖繪出，執行S參數模擬，並將模

擬完成的結果匯出成為s4p元件或是圖示為layout結構的component，再

連接外部電路繪咸電路示意圖（圖2），並執行時域的模擬，於主動線portl

輸入一步階訊號。觀察受擾線輸出訊號之時域與頻域的模擬情況和訊號雜訊

抑制的程度。

(a)

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(b)

圖2 電路示意圖

(a)layout以 S4p元 件 匯 出 ， 連 接 外 部 電 路

(b)layout以component形式匯出，連接外部電路

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FR4電路板 介質厚度 0.8 mm Cond(PEC)厚度 0. 035 mm

Er(Real) 4.4 Loss Tangent 0. 02

微帶線尺寸 線寬 1. 47聊 線長 30mm

阻抗 50 0hm騫囊——一 丫．、＼ —、、乏＼ ——＼ 、、＼

防護線尺寸 線寬 0.6了咖 ＼

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阻抗 75 0hm ＼＼

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表1 印刷電路板各項參數與尺寸

表2 模擬參數

4

五、討論：

(1)四種結構的比較

只有兩條平行微帶線，中間區域未加防護線，雜訊無法有效抑制；若

中間等距處加上一條平行的傳統防護線，將提升雜訊抑制能力；而將防護線

間隔接地，訊號的完整程度較高：把傳統防護線換咸蛇形防護線，將呈現更

高的訊號完整度，不失真的狀況明顯比前三種方式明顯，從頻域模擬與時域

模擬皆可看出四種電路模型之雜訊抑制程度的效果(圖3)，得以了解到在兩

條平行傳輸線中間處加入蛇形防護線最能有效抑制受擾線的遠端串音雜訊。

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(2)傳統防護線

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圖3 (a)四種狀況的頻域模擬結果[S(4，l)]

(b)四種狀況的時域模擬結果[port 4]

蛇形

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傳統

兩平行微帶線中間等距處加上傳統防護線，分別比較50歐姆(1. 47mm)

與75歐姆(0. 67mm)的結構，發現雜訊抑制能力相差並不多(圖4)。

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(3)接地防護線

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(a)

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(b)

圖4 兩種傳統防護線之(a)頻域與(b)時域模擬

比較接地防護線不同的接地個數，以兩端打via和四個等距點打via為

例(圖5)。因v=f束（波長），訊號在兩者中傳播的速度相同，又（波長）二

2冰L,四個接地點將防護線分為三段，波長(L‘)變成1/3倍，因此共振頻

率點的頻率變為3倍左右（圖6），接地點越多，共振頻率越大。且單看防護

線兩端打via的共振頻率點，發現呈最低頻率點的倍數，如圖6(a)的共振

頻率點約為3GHz - 6GHz - 9GHz、12GHz。

(a) (b)

圖5 (a)防護線兩端打via之結構 (b)防護線四個等距點打via之結構

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圖6 (a)防護線兩端打via之結構之頻域模擬

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(b)

(b)防護線四個等距點打via之結構之頻域模擬

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(a)

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圖7 (a)防護線兩端打via之結構的時域模擬

(4)蛇形防護線

(b)

(b)防護線四個等距點打via之結構的時域模擬

8 09 10

蛇形防護線兩端若沒有匹配，訊號會從主動線耦合至防護線，再從防

護線耦合至主動線和受擾線，造成主動線和受援線的阻抗不匹配，使得雜訊

更加明顯。(圖8)

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圖8 蛇形防護線未匹配的頻域模擬結果與SII在史密斯圖的表現

14

匹配後的蛇形防護線，因垂直段電流方向與主動線的磁場方向垂直，因

此不增加電感，但可增加互容，使公式中電容比與電感比的差距變小，降低

偶和電壓值。比較阻抗匹配50歐姆（1. 47mm）的蛇形防護線與阻抗匹配75歐

姆(0. 67mm)的蛇形防護線，75歐姆的雜訊抑制效果更好些：

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圖9 兩種不同阻抗之蛇形防護線(a)頻域與(b)時域模擬

使用匹配的蛇形防護線加於兩條傳輸線之間，改變轉折的次數，發現彎

咸四段的蛇形防護線（垂直部分共五截，圖10）抑制遠端串音雜訊的能力最

佳，超過四段的蛇形防護線效果與四段蛇形防護線效果差不多，並不會出現8

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轉彎數越多效果越好的狀況。（圖II）

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(a)

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(b)

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水平共四段垂直共五段

圖10 (a)四段蛇形防護線(b)四段蛇形防護線與無防護線之結構，受擾線近端和遠端

的串音雜訊在時域模擬的比較。

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(b)

圖II (a)傳統防護線、二—四段蛇形防護線，受擾線遠端，時域模擬

(b)四 — 十 段 蛇 形 防 護 線 ， 受 擾 線 遠 端 ， 時 域 模 擬

蛇形防護線兩端要用垂直段拉長，以遠離主動線和受擾線，再進行端接

75 0hm阻抗匹配。否則端點會互相耦合，使防護線阻抗不再是75 0hm、

主動線和受擾線阻抗不再是50 0hm，導致端接的阻抗不匹配。

1．頻域模擬的最大值要取3db頻寬的兩倍以上，輸入port 1之訊號rise

time設為50 psec，由方令Rise time (in seconds)二0.35/bandwidth

(in Hz)，3db頻寬為7 GH則需模擬至14GHz以上。圖12為頻域只模

擬到IOGHz時，時域模擬的狀況。

公式2 3db頻寬和上升時間關係式

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圖12四段蛇形防護線頻域模擬從0. OIGHz-IOGHz時的時域模擬結果

六、 結論：

欲做印刷電路板遠端串音干擾的防治，在佈線中間加入蛇形防護線

的效果為最佳，然而加入各種防護線最多也只能讓串因雜訊消除至60%

左右，且佈線更加複雜，蛇形防護線的轉彎個數和各段長度也依電路板

實際走線的不同而變化，因此如何使用更加有效方法消除串音雜訊仍是

個值得繼續發掘的議題。

七、 參考資料：

1)論文

1. Kyoungho Lee, Hyun-Bae, Hae-Kang Jung, Jae-Yoon Sim, Hong-june Park, A

Serpentine Guard Trace to Reduce the Far-End Crosstalk Voltage and

the Crosstalk Induced Timing Jitter of Parallel Microstrip Lines, 2008

2．趙家澄，使用接地防護線降低串音雜訊，2007

2)書籍

1． 翁敏航，射頻被動元件設計，東華，台北，2006.9月

2． David M．Pozar，郭仁財譯，微波工程High-speed digital system

design，高立，台北，2006

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