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Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 1
Universita’ di TorVergata-Facolta’ di Ingegneria
Trasmissioni Radiomobili (III parte)
Anno Accademico 2007-2008Antonio Saitto
Romeo Giuliano
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 2
Modem per sistemi di comunicazione numerica
via radio:Modulazione a spettro espanso
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 3
Classificazione dei canali di trasmissione
Un segnale e’ caratterizzato dalla banda B e dal periodo di simbolo TSe B <BC ilcanale appare piatto in frequenza al segnaleSe T<t0 il canale appare piatto nel tempo al segnaleSe T<t0 e B <BC il canale appare piatto nel tempo ed in frequenza al segnale
Canale NON piatto
t0
BC
Canale piatto nel tempo
Canale piatto in frequenza
Canale piatto-piatto
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 4
Sistemi di modulazione per trasmissioni radiomobili
SorgenteCodifica di canale
MOD Emettitore
Tx AntennaDecodif. di canale
DEMODRicevitore
Rx Antenna
Destinatario
Canale di propagazione
Canale numerico
Canaledella modulazione
Canale radio/tratta radio
L’amplificatore e’ usato vicino alla saturazioneNecessita’ di usare modulazioni ad inviluppo costanteContenimento dei lobi secondari per massimizzare l’efficienza spettrale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 5
Generalità• I segnali a spettro espanso hanno un’occupazione di
banda molto maggiore di quella strettamente necessaria per il trasporto dell’informazione (ad es. nel caso più semplice la banda di Nyquist).
• I segnali a spettro espanso sono stati concepiti in ambito militare in modo da contrastare gli effetti dovuti ad interferenze sia intenzionali che provenienti da altri canali di trasmissione.
• Essi possono contrastare in modo efficace anche l’auto interferenza proveniente da fenomeni di multipropagazione.
• I sistemi a spettro espanso sono progettati introducendo in modo opportuno delle componenti pseudoaleatorie il cui scopo `e quello di far apparire il segnale trasmesso molto simile ad un rumore bianco.
• Questo tipo di segnale risulta molto difficile da demodulare da parte di ricevitori non autorizzati.
• I segnali a spettro espanso sono anche utilizzati in applicazioni diverse dalle telecomunicazioni per ottenere misure accurate di distanza attraverso la misura dei ritardi di propagazione, misure di velocità, misure con sistemi radar e navigazione satellitare (sistema GPS).
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 6
Caratteristiche generali dello Spettro espanso usato come tecnica di
accesso e multiplazione
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 7
Logica del processo di espansione (spreading) e despreading
• Ogni segnale viene associato ad una specifica funzione di spreading (codice)
• Più segnali si sovrappongono nel tempo ed in banda, ma sono distinguibili attraverso una tecnica di despreading (filtro adattato con il codice di spreading)
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 8
Elementi del segnale a spettro espanso
• Gli elementi di base di un sistema di comunicazione numerica che utilizza segnali a spettro espanso sono:
• Nel caso più semplice ciascuno di questi generatori crea una sequenza binaria pseudoaleatoria (pseudonoise, PN) che viene impressa sul segnale trasmesso e successivamente rimossa dal segnale ricevuto. Per demodulare in modo corretto il segnale ricevuto è assolutamente necessario sincronizzare le due sequenze PN del trasmettitore e del ricevitore.
• Le modalità con cui la sequenza PN viene impressa sul segnale definiscono la categoria del sistema a spettro espanso. Di solito si considerano soltanto due tipi di segnale modulato che contiene l’informazione da trasmettere: segnali modulati PSK (BPSK o QPSK) e segnali FSK. Nel caso di segnali PSK la sequenza pseudoaleatoria generata viene utilizzata per variare in modo pseudoaleatorio la fase del segnale PSK.
• Questo tipo di sistema è detto sistema a spettro espanso a modulazione diretta (DSSS: direct sequence spread spectrum). Quando si utilizza un segnale FSK la sequenza pseudoaleatoria viene utilizzata per selezionare la frequenza su cui trasmettere almeno per un certo periodo di tempo. Questo tipo di sistema è detto a spettro espanso con salto di frequenza (FH-SS: frequency hopping sprad spectrum).
• il sistema DS-SS è quello utilizzato nel sguito
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 9
Schema del DS-SSSi supponga di avere un sistema di codifica a blocchi che prende k bit in ingresso e restituisce n > k bit in uscita. In questo caso gli n bit vengono trasmessi in un periodo di tempo k·Tb. Se ad ogni bit da codificare si associano Nc bit allora si può selezionare la lunghezza del codice n in modo che n = k·Nc. Con tali scelte il ritmo di codifica è pari a Rc = k/n = 1/Nc. Lo stesso discorso si applica nel caso in cui si utilizzino dei codificatori di tipo convoluzionale.Anche in questo caso il ritmo di codifica deve essere sempre uguale a Rc = k/n = 1/Nc.
Un metodo per imprimere la sequenza PN sul segnale trasmesso consiste nell’alterare direttamente il bit all’uscita del codificatore (che per ipotesi hanno un periodo pari a Tc = Tb/Nc) attraverso un’operazione di addizione modulo 2 con la sequenza PN.
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 10
Segnale a spettro espanso a sequenza diretta DS-SS
Consideriamo una modulazione di tipo M-PSK:
Consideriamo una sequenza pseudo aleatoria di tipo B-PSK e lunghezza LTc:
pn(t)= ((Tc/Tb) airect(t/Tc) i=0
LTc
Dove {ai} sono i termini della sequenza pseudo aleatoria e possono valere 1
Il segnale modulato a spettro espanso a sequenza diretta risulta:
s(t)= (2/Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)
sDS-SS(t)= ((2 /Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)pn(t)
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Trasmissioni radiomobili 11
Parametri di banda DS-SS
Tb e’il periodo di simbolo del segnale, Il rate
relativo risulta R=1/Tb
Tc e’il periodo del chip della sequenza
pseudo casuale il rato relativa risulta=1/Tc.La banda di canale disponibile B deve essere almeno eguale a 1/Tc:
B=1/Tc
Il rapporto B/R= Tb/Tc
viene definito il fattotr di espansione spettrale
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Trasmissioni radiomobili 12
Sequenza DS-SS con segnali modulati B-
PSK o Q-PSK (1)
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0 200 400 600 800 1000
campo I campo Q
-1-0.8-0.6-0.4-0.2
00.20.40.60.8
10 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
data sequence I data sequence Q
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Trasmissioni radiomobili 13
Sequenza DS-SS con segnali modulati B-
PSK o Q-PSK (2)
-60
-56
-52
-48
-44
-40
-36
-32
-28
-24
-20
-16
-12
-8
-4
0
-10000 -6000 -2000 2000 6000 10000
Spettro segnale Spettro PN
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Trasmissioni radiomobili 14
Caratteristiche generali delle sequenze DS-SS
• Una sequenza DS-SS deve avere buone caratteristiche di auto correlazione: possibilmente un solo picco in corrispondenza di =0
• Una sequenza DS-SS deve appartenere ad una famiglia di sequenze o codici con buone caratteristiche di cross correlazione, tipicamente ∫cn(t)cm(-t)dt=0 per ogni valore di t=kTb e per ogni n e m
• Tipicamente il rapporto tra Tb e Tc e’ un numero intero.
2/Tc
2/Tc(1+Tc /Tb)
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Trasmissioni radiomobili 15
Trasmettitore DS-SS con segnali modulati
B-PSK o Q-PSK
GeneratorePN
GeneratorePN
Codificatore
Modulatore bilanciato
Modulatore bilanciato
cos(2flot)
-sin(2flot)
cos(2flot)
090
Dati Adder Segnale DS-SS Q-PSK
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Trasmissioni radiomobili 16
Codifica per segnali modulati DS-SS B-
PSK o Q-PSK Assumiamo un rate di codifica Rc=k/n dove n sono i bit codificati e k quelli di informazioneSi ha ;kTb= durata del frame
Nc=Tb/Tc numero di chip per bit di informazione
Se si utilizza un rapporto di codifica n/k tale che n=kNc
Si ottiene:Rc=k/n=1/Nc
Il valore per Rc e’ il massimo possibile
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Trasmissioni radiomobili 17
Rappresentazione di segnali codificati DS-SS
ai=bici
codificatore
ai
bi
PN generator ci
dati
Il modulatore genera la sequenza
s(t)={ai-1)g(t-iTc)e j2f0t}= {bi -1)ci -1) g(t-iTc)e j2f0t}i=-
i=-
ai,,bi ,ci={0,1}
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Trasmissioni radiomobili 18
Segnale DS SS con rumare additivo(1a)
Matched filterg(Tc-t)
Sample
Chip rate clock
Generatore sequenza PN
r(t)
(2bi-1)
yi
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Trasmissioni radiomobili 19
Segnale DS SS con rumare additivo(2)
In presenza di un canale non distorcente con solo rumore additivo si puo’ scrivere:
y(t)=(2bi-1)(2ci-1)g(t-iTc)+(t) iTct(1+i)Tc
zi=Ec(2bi-1)+i
All’uscita del filtro matched:
All’uscita del ricevitore:
yi=Ec+(2bi-1)i
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Trasmissioni radiomobili 20
Altre architetture di ricevitore DS-SS (b)
Sample
Chip rate clock
Generatore sequenza PN
r(t) yi
g(t)
∫0
Tc
( )dt
pi(t)
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Trasmissioni radiomobili 21
Altre architetture di ricevitore DS-SS (c)
Sample
Chip rate clock
Generatore sequenza PN
r(t) yi
g(t)
∫0
Tc
( )dt
(2bi-1)
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 22
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (1)
In caso di decodifica soft si ha:
CMi= (2cij-1)yj, i=1,2,…, 2kj=1
n
Per il codice composto di tutti 0 si ottiene:
CM1= (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc- (2bj-1)j j=1
n
cij=0
j=1
n
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Trasmissioni radiomobili 23
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (2)
Il termine wij e’ detto peso del codice, pari al numero di termini cij0
CMi= (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc(1-2wi/n)+ (2cmj-1)(2bj-1)j j=1
n
j=1
n
Per un codice arbitrario si ottiene:
Dm=CM1-CMj= 2Ecwm- cmj(2bj-1)j j=1
n
Considerando il teorema del limite centrale si puo’
approssimare con un rumore gaussiano
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 24
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (3)
La varianza della variabile aleatoria gaussiana risulta:
2m=4wmE{2
}
E{2}= IG(f)I2(f)df∫ -
Se l’andamento di (f) e’ piatto nella banda del segnale si ha;
(f)=J0 , per If I0.5B
E quindi
2m=4wmEcJ0
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Trasmissioni radiomobili 25
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (4)
La probabilita’ che per la singola differenza Dm <0 risulta:
P(m)=Q((Ecwm/J0)), m=2,3,4,….2k
Dalla teoria dei codici si che la probabilita’ sulle 2k parole di codice ha come limite superiore :
Sapendo che Ec=k/nEb con Rc=k/n si ha:
P(m)=Q((EbRcwm/J0)), m=2,3,4,….2k
PM Q((EbRcwm/J0))m=2
M
La fornula e’ identica a quella ottenuta sul canale AWGN in caso N0=J0 con codifica a blocchi, la formula e’ estensibile anche a codifica convoluzionale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 26
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza di rumore additivo (5)
P2Q((Eb/J0))
Nel caso si abbia un codice a blocchi con ripetizione
si hanno solo 2 parole di codice essendo 2k=21=2, non vi e’ quindi nessun guadagno di codice Rcw=1
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 27
Guadagno di Processo
Eb/J0=BC/RJp=(B/R)(C/Jp)
Si puo’ scrivere ponendo Eb=CTb, dove CTb e’ l’energia associata al bit e J0=Jp/B, essendo Jp la potenza media interferente:
Introducendo la codifica si ha:
PM Q( ( Rcwm))m=2
M
BCRJp
Ponendo min al posto di wm si ha:
m=2
M
PM Q( ( Rcwm)) (M-1)Q( ( Rcmin))
BCRJp
BCRJp
Il rapporto S/N per ottenere una data probabilita’ in dB si esprime come:
(S/N)dB=(B/R)dB+(Rcmin)dB-(Jp/C)dB
Guadagno di processo
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 28
Esempio di Prestazioni di segnale SS-DS
-40
-36
-32
-28
-24
-20
-16
-12
-8
-4
0
-12000 -7000 -2000 3000 8000
Frequency
dB
Spettro segnale Spettro interferente max in banda base Spettro PN Spettro interferente max
Fasi 4Expansion ratio 50Numero di utenti max 50Rapporto Eb/No (dB) 4.5Coding gain (dB) 5Rapporto utente/interferente medio (dB) -1bitrate (Kbps) 400
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 29
Esempio di probabilita’ d’errore per un segnale SS-DS in presenza di
disurbo additivo
-4,0
-2,0
0,0
2,0
4,0
6,0
8,0
10,0
12,0
0 10 20 30 40 50 60
1,0E-10
1,0E-09
1,0E-08
1,0E-07
1,0E-06
1,0E-05
1,0E-04
1,0E-03
1,0E-02
1,0E-01
1,0E+00
S/N coding gain=6 S/N coding gain=3 S/N
Probabilita' di errore coding gain=6 Probabilita' di errore coding gain=3 Probabilita' di errore coding
n 10k 5Fasi 4Expansion ratio 50Numero di utenti max 50Rapporto Eb/No (dB) 4,5Coding gain (dB) 6Rapporto utente/interferente medio (dB) -1bitrate (Kbps) 400
n 6k 3Fasi 4Expansion ratio 50Numero di utenti max 50Rapporto Eb/No (dB) 4,5Coding gain (dB) 3Rapporto utente/interferente medio (dB) -1bitrate (Kbps) 400
n 1k 1Fasi 4Expansion ratio 50Numero di utenti max 50Rapporto Eb/No (dB) 4,5Coding gain (dB) 0Rapporto utente/interferente medio (dB) -1bitrate (Kbps) 400
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Trasmissioni radiomobili 30
SS-DS con ricevitore di Rake(1)
Canale NON piatto
t0
BC
Canale piatto nel tempo
Canale piatto in frequenza
Canale piatto-piatto
Segnale SS-DS
r(t) = hn(t)u(t-n/B)n=-
B
hn(t)=h(t,)I=n/
B
L’inviluppo complesso del segnale ricevuto privo di disturbo risulta, utilizzando il teorema del campionamento:
h(t,)= hn(t)(t-n/B)
n=-
Canale con linea di ritardo e prese infinite
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Trasmissioni radiomobili 31
SS-DS con ricevitore di Rake(2)
r(t) = hn(t)u(t-n/B)n=1
L
Considerando la banda di coerenza del canale Bc=1/m si ha che il segnale puo’ essere troncato a L tale che:
L=B/Bc+1
Assumiamo di avere segnali antipodali (derivati da modulazioni BPSK o QPSK)I due segnali possono essere espressi come s1(t) e s2(t), si ha (trascuriamo l’interferenza intersimbolica,assumendo T>>m):
r(t) = ck(t)si(t-k/B)+ (t)=vi(t)+ (t), i=1,2 0tT
k=1
L
ck(t) sono i coefficienti del canale
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Trasmissioni radiomobili 32
Transito del segnale nel filtro adattato
Le uscite dei filtri adattati vengono campionate col periodo di simbolo T, si ha:
Ui= r(t)c*k(t)s*i(t-k/B)dt i=1,2k=1
L
∫0
T
1/B
1/B 1/B1/B
1/B 1/B
e ∫
e ∫
s*1(t)
s*2(t)
c*1(t) c*2(t) c*L(t)
c*1(t) c*2(t) c*L(t)
r(t)U1= { }
U2= { }
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Trasmissioni radiomobili 33
Schema del filtro con una linea di uscita
1/B
1/B 1/B1/B
1/B 1/B
e ∫
e ∫
s*1(t)
s*2(t)
c*1(t) c*2(t) c*L(t)
r(t) -al
circuito di
decisione
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Trasmissioni radiomobili 34
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (1)
Considerando l’affievolimento lento rispetto a T, si ha:
Ui= c*k r(t) s*i(t-k/B)dt i=1,2k=1
L
∫0
T
Trasmettendo il segnale s1(t), si ha:
k=1
L
+ c*k (t) s1(t-k/B)dt ∫0
T
cn c*k s1(t-n/B) s*1(t-k/B)dtUi= ∫0
T
k=1
L
n=1
L
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Trasmissioni radiomobili 35
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (2)
In generale le sequenze pseudo casuali si ha un contributo di auto disturbo molto basso:
Si puo’ quindi scrivere:
IckI2 s1(t-k/B) s*k(t-k/B)dtUi= ∫0
T
k=1
L
k=1
L
+ c*k (t)
s*1(t-k/B)dt
∫0
T
I I si(t-n/B) s*i(t-k/B)dt 0, se kn∫0
T
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 36
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore (3)
Per segnali antipodali si ha:
EbIckI2U1= k=1
L
k=1
L
+ IckINk
Nk=e jk (t) s*1(t-k/B)dt .T
0
P2Q((b(1-))
=-1 per BPSK e 0 per QPSK
b=Eb/(2N0) IckI2k=1
L
Si suppone di avere una stima dei coefficienti ck del canalein generale questo e’ possibile solo se il tempo di coerenza t0>>T ;tipicamente almeno 100
Il rapporto b e’ pari alla somma dei rapporti segnale rumore di ogni singolo ramo del ricevitore Rake
s1(t-k/B) s*k(t-k/B)dt=Eb0
T
∫
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 37
Modulazione OFDM• Il principio di base della multiplazione a divisione
di frequenze ortogonali (orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM) `e suddividere un flusso di dati ad alto bit rate, Rb, in un numero di flussi a bit rate N volte piu basso, Rb/N, che sono trasmessi contemporaneamente su N sottoportanti.
• La trasmissione su più sottoportanti risulta estremamente utile su canali radio particolarmente distorcenti. Infatti, in questo caso, se si trasmettesse l’intero flusso Rb, si avrebbe forte interferenza intersimbolica e quindi la necessita di inserire un equalizzatore.
• Se, invece, si trasmette su N flussi a velocita Rb/N in N sottobande adiacenti, si può dire che il canale risulta non distorcente (se l’occupazione spettrale del singolo flusso è piccola) e quindi non si richiede l’equalizzazione del canale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 38
Ortogonalità dei segnali OFDM• L’ortogonalità dei segnali OFDM si basa non
solo sul fatto che ad ogni canale sia associata una sottoportante diversa, ma anche sulla forma dello spettro di potenza associato e sulla sincronizzazione dell’invio dei simboli su di ogni sottoportante.
• Queste caratteristiche permettono di sovrapporre parzialmente le bande dei segnali, che mantengono le caratteristiche di ortogonalità.
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 39
Importanza dell’Ortogonalità
• A differenza di una trasmissione FDM, nell’OFDM è possibile posizionare le portanti sovrapposte tra loro in modo che i segnali possono ancora essere ricevuti senza interferenza da canali adiacenti, sfruttando l’ortogonalità matematica delle portanti.
• Il ricevitore agisce come un banco di filtri demodulatori che traslano ogni portante in banda base.
• Il segnale risultante è integrato sul periodo di simbolo Ts e permette il recupero dei dati completi.
• le portanti subiscono la stessa traslazione ma presentano un numero intero di cicli complessivi nel periodo di simbolo, il processo di integrazione risulta nullo.
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 40
Esempio di portanti orogonali
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 41
Schema di generazione del Segnale OFDM
-1
-0,8-0,6
-0,4-0,2
0
0,20,4
0,60,8
1
0 100 200 300 400 500
campo I campo Q
-1
-0,8-0,6
-0,4-0,2
0
0,20,4
0,60,8
1
0 100 200 300 400 500
campo I campo Q
ai………ai+N-1.
ai
ai+1
ai+2
ai+3
ai+N-1
Ts
NTs
e j2t i/(NTs)
Parte reale I
-1,5
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
0,0 10,0 20,0 30,0 40,0 50,0 60,0
-8
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
Parte quadratura Q
-1,5
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
0 10 20 30 40 50 60
-8
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 42
• I segnai OFDM possono essere scritti come
• Dove è la frequenza centrale del segnale ennesimo e il simbolo ennesimo corrispondente
• I segnali sono ortogonali nel periodo [0, T ]
OFDM Cenni di Teoria
1
0
0 ,2exp)(N
n
nnc TttT
njAts
nn fT
nf nA
tT
nj 2exp
nm
T
dttT
mjt
T
njT )2exp().2exp(1
0
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 43
OFDM e Trasformata inversa di Fourier
• Campionando con periodo il segnale OFDM si ha:
• Considerando la trasformata inversa di un segnale si ha
• La prima e la seconda sono analoghe, posto:
sT
1
0
2exp)(N
n
nsnnsc kTfjAkTs
1
0
/2exp)/()(N
n
ss NnkjNTnGkTg
)(exp)/( nns jANTnG
ns
fT
n
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 44
Cenni sulla Trasformata di Fourier• La trasformata di Fourier convenzionale lega segnali
continui che risultano illimitati sia nel tempo che nella frequenza.
• Se il segnale è campionato, si facilita il processamento del segnale stesso, tuttavia si verificano problemi di “aliasing” e problemi di memorizzazione.
• Per limitare questi inconvenienti, i dispositivi di processamento del segnale ricorrono ad alla versione discreta della trasformata di Fourier (discrete Fourier transform, DFT).
• La DFT è una variante della trasformata di Fourier in cui il segnale `e campionato sia nel tempo che in frequenza.
• La trasformata di Fourier veloce (Fast Fourier transform, FFT) è un rapido metodo matematico di implementazione della DFT su computer.
• Grazie alla FFT e alla tecnologia DSP è stato possibile lo sviluppo e l’implementazione di circuiti integrati della modulazione OFDM a prezzi ragionevoli.
• La IFFT è la trasformazione inversa della FFT
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 45
FEC IFFT
DAC
LinearPA
add cyclic extension
bits
fc
OFDM symbol
Pulse shaper &
view this as a time tofrequency mapper
Schema Trasmettitore OFDM
La complessità è riportata dal dominio digitale a quello analogico
Serial toParallel
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 46
AGC
fc
VCO
Sampler FFTError
gross offset
Slot &
fine offset
Freq. Offset
Estimation
TimingSync.
Schema di un Ricevitore OFDM
RecoveryP/S and
Detection
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili 47
OFDM Vantaggi• OFDM è spettralmente efficiente e l’ IFFT/FFT si fanno
carico di minimizzzare l’interferenza fra simboli.• OFDM ha una capacità intrinseca di resistere
all’interferenza a banda stretta. • OFDM ha una robustezza molto alta in ambiente multi
path Il prefisso ciclico preserva l’ortogonalità fra sotto-portanti e permette al ricevitore di utilizzare efficientmente l’energia del multipath.
• in un canale lentamente variabile, per aumentare la capacità è possibile adattare il ritmo binario per sottoportante secondo la potenza ricevuta su ogni singola portante.
• L’equalizzazione è molto più semplice rispetto a quella di un sisema a singola portante
• con l’OFDM `e possibile progettare un sistema cellulare a singola frequenza, che è adatto per le comunicazioni broadcast.
• Capacità di adattarsi ai regolamenti a livello mondiale (spegnendo le sotto portanti dinamicamente)
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Trasmissioni radiomobili 48
OFDM Svantaggi
• Sensibilità all’interferenza da canae adiacente (ICI)
• Sensibilità all’offset di frequenza, di fase e di clock
• Le caratteristiche del segnale OFDM nel tempo sono tali che richiedono amplificatori LINEARI e quindi tendno aridurre l’efficienza dell’ amplificatore di potenza.
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Delay Spread e ICI• A parità di delay spread, dividendo il flusso dati su N
sottoportanti, il sistema su ogni singola portante si comporta meglio contro il multipath visto che il periodo di simbolo è N volte maggiore.
• Tuttavia seppur in maniera limitata, il multipath produce comunque interferenza intersimbolica (ISI).
• Per eliminare l’ISI, si introduce un tempo di guardia, Tg, in ogni simbolo OFDM.
• Tg è scelto maggiore del maximum exceed delay in modo che le componenti di multipath di un simbolo non interferiscano con il simbolo successivo.
• È possibile non trasmettere niente durante il tempo di guardia. Tuttavia in questo modo si espone il sistema all’interferenza tra le diverse portanti (InterCarrier Interference, ICI).
• L’ICI è la ricezione su una portante di dati trasmessi su un’altra portante, provocata dalla perdita di ortogonalità
• Per eliminare l’ICI, si estende ciclicamente il segnale OFDM nel tempo di guardia Ciò assicura che la replica ritardata ha un numero intero di cicli d’onda nell’intervallo di integrazione fintanto che il ritardo rimane inferiore al tempo di guardia,
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Trasmissioni radiomobili 50
Esempio di segnali OFDM (con il tempo di guardia senza
segnale)
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Esempio di segnali OFDM (con il tempo di guardia e prefisso ciclico) su due portanti
sincronizzate.
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Trasmissioni radiomobili 52
Proprietary OFDM Flavours
Wideband-OFDM(W-OFDM) of Wi-LAN
www.wi-lan.com
Flash OFDMfrom Flarion
www.flarion.com
Vector OFDM(V-OFDM) of Cisco, Iospan,etc.
www.iospan.com
-- 2.4 GHz band-- 30-45Mbps in 40MHz-- large tone-width (for mobility, overlay)
-- Freq. Hopping for CCI reduction, reuse-- 1.25 to 5.0MHz BW -- mobility support
-- MIMO Technology-- non-LoS coverage, mainly for fixed access-- upto 20 Mbps in MMDS
Wi-LAN leads the OFDM Forum -- many proposals submitted to IEEE 802.16 Wireless MANCisco leads the Broadand Wireless Internet Forum (BWIF)