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Capítulo 27

Antena y transmisión-Línea Mediciones

él principales cantidades que se medirán en las líneas de transmisión son la corriente de línea o voltaje, y stand- relación de onda ing. Las mediciones de corriente o de tensión se realizan con el propósito de determinar la entrada de energía a la línea. SWR mediciones son útiles en conexión con el diseño de acoplamientocircuitos y el ajuste de la coincidencia entre la antena y la línea de transmisión, así como en elajuste de circuitos de adaptación. Para efectos prácticos una relativomedición es suficiente. Un indicador que muestra sin calibrarcuando se está poniendo en la línea de la mayor cantidad posible de poder es tan útil, en la mayoría de los casos, como uninstrumento que mide la potencia con precisión. Rara vez es necesario conocer el número real de vatiosentrar en la línea a menos que se está investigando la eficacia global del sistema. Un instrumento que muestracuando el SWR está cerca de 1 a 1 es todo lo que se necesita para la mayoría de los ajustes de impedancia de coincidencia. Exactomedición de SWR es necesario sólo en los estudios de características de la antena como el ancho de banda, o para eldiseño de algunos tipos de sistemas de juego, tales como un partido trozo. Las medidas cuantitativas de precisión razonable exigir un buen diseño y construcción cuidadosa en elinstrumentos de medición. También requieren un uso inteligente de los equipos, incluyendo un conocimiento no sólode sus limitaciones, sino también de los efectos abandonados que a menudo conducen a resultados falsos. Hasta las condiciones completas de lamediciones son conocidos, una cierta cantidad de escepticismo con respecto a los datos numéricos resultantes de aficionadosmediciones con equipo sencillo se justifica. Por otra parte, puramente cualitativa o relativa mediciónmentos son fáciles de hacer y son fiables para los fines mencionados anteriormente.

T

LÍNEA DE CORRIENTE Y VOLTAJE Un indicador de corriente o de tensión que puede ser utilizadocon línea coaxial es una pieza útil de los equipos. Ellano tiene que ser complicado o costoso. Su principal funciónción es mostrar cuando la potencia máxima es de estartomado desde el transmisor; para cualquier conjunto dado de líneacondiciones (longitud, SWR, etc) esto ocurrirá cuandoel acoplamiento transmisor se ajusta para obtener la máximacorriente o tensión en el extremo de entrada de la línea. Al-aunque la placa definitiva-amplificador o corriente de colectormetro se utiliza con frecuencia para este propósito, no essiempre un indicador fiable. En muchos casos, particu-larmente con un tubo de pantalla de la red en la etapa final, mini-corriente de placa cargada mamá no ocurre simultánea-neamente con potencia máxima.

VOLTÍMETRO RF Un diodo de germanio en combinación con una bajamiliamperímetro gama y algunos resistencias pueden ser AS-montada para formar un voltímetro de RF adecuado para con-nectar través de los dos conductores de una línea coaxial,como se muestra enFigura 1.Se compone de un divisor de tensión,

Voltímetro figura 1-RF para la línea coaxial.C1, C2-0.005 o 0,01-mF cerámica.Diodo D1-germanio, 1N34A.J1, J2-accesorios coaxiales, tipo de chasis de montaje.M1-0-1 miliamperímetro (metro más sensible puede ser utilizado si se desea; ver texto).R1-6.8 kW, composición, 1 W por cada 100 W de Potencia de RF.R2-680Ω1/2o 1 W composición.R3-10 kW,1/2W (ver texto).

Antena y línea de transmisión Mediciones 27-1

R1-R2, que tienen una resistencia total cerca de 100 veces la Z0de la línea (por lo que la potencia consumida seráinsignificante) con un rectificador de diodo y miliamperímetro conectado a través de parte del divisor para leer relativaTensión de RF. El propósito de R3 es hacer que las lecturas del medidor directamente proporcional a la tensión aplicadala edad, tan cerca como sea posible, por "inundar" la resistencia de D1, ya que la resistencia del diodo variarácon la amplitud de la corriente a través del diodo. El voltímetro se puede construir en una pequeña caja de metal, indicado por la línea de puntos en el dibujoing, y equipado con receptáculos coaxiales. R1 y R2 deben ser resistencias de composición. La potencia nominal deR1 debe ser de 1 W por cada 100 W de potencia de la portadora en la línea coincidente; resistencias de 1 o 2-W separadasdeben utilizarse para compensar la potencia total requerida, a una resistencia total como dados. Cualquier tipo deresistor puede ser utilizado para R3; la resistencia total debe ser tal que se desarrollará sobre 10 V dca través de ella a escala completa. Por ejemplo, un miliamperímetro 0-1 requeriría 10 kW, un microamperímetro 0-500tomaría 20 kW, y así sucesivamente. Sólo para mediciones comparativas, R3 puede ser un resistor variable por lo que ella sensibilidad se puede ajustar para diferentes niveles de potencia. En la construcción de un voltímetro tal, se debe tener cuidado para evitar el acoplamiento inductivo entre R1y el bucle formado por R2, D1 y C1, y entre el mismo bucle y los conductores de línea en elasamblea. Con el extremo inferior de R1 R2 y desconectado de conexión a tierra para el recinto, pero sincambiando su posición con respecto al bucle, no debe haber ninguna indicación de metros cuando todo el poder espasando por la línea. Si más de una resistencia se utiliza para R1, las unidades deben estar dispuestos de extremo a extremo, con muy cortaconduce. R1 y R2 deben mantenerse1/2pulgada o más de las superficies metálicas paralela al cuerpo de la resistencia.Si se observan estas precauciones el voltímetro dará lecturas consistentes a frecuencias de hastaa 30 MHz. Capacidad parásita y acoplamiento parásita limitan la exactitud en las frecuencias más altas, pero no lo hacenafectar la utilidad del instrumento para mediciones comparativas.

Calibración El medidor puede ser calibrado en el voltaje de RF por comparación con un estándar, tal como un amperímetro de RF. Esterequiere que la línea de ser bien adaptado de modo que la impedancia en el punto de medición es igual a la Z real0de la línea. Dado que en ese caso P = I2Z0, La potencia puede calcularse a partir de la corriente. EntoncesE = PZ0. Al hacer mediciones de corriente y voltaje en un número de diferentes niveles de potencia, lo suficientementepuntos se pueden obtener para permitir trazar una calibraciónla curva para el voltímetro.

AMPERÍMETROS RF Un amperímetro de RF puede ser montado en cualquier con-veniente ubicación en el extremo de entrada de la transmisiónlínea sión, la precaución principal en su montajesiendo que la capacitancia a tierra, el chasis, yconductores cercanos deben ser bajos. A-caso baquelitainstrumento puede ser montado en un panel de metal con-a cabo la introducción de suficiente capacidad de derivacióntierra para causar grave error de hasta 30 MHz. ¿Cuándoun instrumento de metal-caso está instalado en un metalel panel debe montarse en una hoja apartematerial aislante de tal manera que hay1/8

pulgada o más de separación entre el borde de lacaso y el metal. Un instrumento de 2 pulgadas se puede montar en un 2 4Caja de metal de 4 pulgadas como se muestra enFig 2.Esto es unarreglo conveniente para el uso con la línea coaxial. Instalado esta manera, una buena calidad RF amperímetroter medirá actual con una precisión que es

27-2 Capítulo 27

Fig 2-Un método conveniente de montaje de un RFamperímetro para su uso en una línea coaxial. Esto es uninstrumento de metal caso montado en una delgadapanel de baquelita. El recorte en los claros de metalel borde de la metros por sobre1/8pulgada.

completamente adecuado para el cálculo de la energía en la línea. Como se ha discutido anteriormente en relación con la calibraciónVoltímetros de RF, la línea debe ser muy igualados por su carga de modo que la impedancia real será resistivae igual a la Z0. Las escalas de tales instrumentos son estrechas en la parte baja, sin embargo, lo que limita lagama de potencia que puede ser medido por un solo metro. La gama actual útil es de aproximadamente 3 a 1, pondientepondiente a un rango de potencia de alrededor de 9 a 1.

Mediciones SWR En las líneas paralelo conductores es posible medir la relación de onda estacionaria moviendo una corriente(O tensión) indicador a lo largo de la línea, teniendo en cuenta los valores máximos y mínimos de corriente (o tensión)y luego calcular la ROE de estos valores medidos. Esto no se puede hacer con la línea coaxial desdeno es posible hacer mediciones de este tipo en el interior del cable. La técnica es, de hecho, rara vezse utiliza con líneas abiertas, porque no sólo es molesto, pero a veces imposible llegar a todas las partes dellos conductores de línea. Además, el método está sujeto a considerable error de las corrientes que fluyen en la antenala línea. Mediciones SWR actuales hechas por aficionados casi siempre usan alguna forma de "direcciónacoplador cional "o circuito de puente de RF. Los circuitos de indicadores propios son fundamentalmente simple, peroSe requiere mucho cuidado en su construcción si las medidas son para ser exactos. El requisitomentos para los indicadores utilizados sólo para el ajuste de los circuitos de impedancia de coincidencia, más que realMedición de SWR, no son tan estrictas y un instrumento para este fin se puede hacer fácilmente.

CIRCUITOS DEL PUENTE Dos circuitos puente comúnmente utilizados se muestran en laFig 3.Los puentes consisten esencialmente en dosdivisores de tensión en paralelo, con un voltímetro conectado entre las uniones de cada par de "brazos"como los elementos individuales se llaman. Cuando las ecuaciones que se muestran a la derecha de cada circuito sonsatisfecho no hay diferencia de potencial entre las dos uniones, y el voltímetro indica ceroVoltaje. El puente a continuación se dice que está en "equilibrio". Tomando la figura 3A como una ilustración, si R1 = R2, la mitad de la tensión aplicada, E, aparecerá a través de cadaresistor. Entonces, si RsR =X,1/2E aparecerá a través de cada una de estas resistencias y la lectura voltímetroser cero. Recuerde que una transmisión emparejadolínea tiene una impedancia de entrada puramente resistiva, ysupongamos que los terminales de entrada de una línea son talessustituido por RX. Entonces, si Rses una resistencia igual ala Z0de la línea, el puente será equilibrado. Sila línea no se adapta perfectamente, su entrada de impedanciaANCE no será igual Z0y por lo tanto no será igualRs, Ya que este último se elige igual a Z0. Allíserá entonces una diferencia de potencial entrepuntos X e Y, y el voltímetro mostrará una lecturaing. Tal un puente, por lo tanto se puede utilizar para mostrarla presencia de ondas estacionarias en la línea, BE-hacer que la impedancia de entrada de línea será igual aZ0sólo cuando no hay ondas estacionarias. Teniendo en cuenta la naturaleza del incidente y volver areflejado componentes de tensión que componen eltensión real en los terminales de entrada de la línea, comodiscutido enCapítulo 24,debe quedar claro queCircuitos de la figura 3-Puente adecuados para los cables de acerocuando Rs= Z0, El puente está siempre en equilibrio paramedición. A-Wheatstone tipo usando brazos de resistencia. B-capacitancia-resistenciael componente incidente. Así, el voltímetro hace puente ("Micromatch"). Condiciones para el equilibriono responder al componente incidente en cualquier momento son independientes de la frecuencia en ambos tipos.pero lee sólo el componente reflejada (suponiendo


Figura 4-Varios tipos de circuitos indicadores ROE y los nombres comunes y conocidas de circuitos puente odispositivos en los que se han utilizado. Detectores (D) son generalmente diodos semiconductores con metros,aislada con bobinas de RF y condensadores. Sin embargo, el detector puede ser un receptor de radio. En cada circuito,Z representa que se mide la carga. (Esta información fue proporcionada por David Geiser, WA2ANU)

27-4 Capítulo 27

ing que R2 es muy pequeña en comparación con la impedancia voltímetro). El componente puede ser incidentemedida a través de R1 o R2, si son iguales resistencias. La relación de onda estacionaria es entoncesROE =

E1 + E2E1 - E2 (Ecuación 1)

donde E1 es el voltaje incidente y E2 es la tensión reflejada. A menudo es más fácil de normalizar lavoltajes de expresar E2 como una fracción de E1, en cuyo caso la fórmula se convierte

ROE =1+ k1- k (Ecuación 2)

donde k = E2 / E1. El funcionamiento del circuito en Fig 3Bes esencialmente el mismo, aunque este circuito tiene brazos con-que contiene reactancia, así como resistencia. No es necesario que R1 = R2 en la figura 3A; el puente se puede equilibrar, en teoría, con cualquier relación deestas dos resistencias R proporcionadassse cambia en consecuencia. En la práctica, sin embargo, la precisión es más altocuando los dos son iguales; Este circuito es generalmente tan utilizado. Un número de tipos de circuitos de puente aparece en Fig 4,muchos de los cuales han sido utilizados en aficionadoproductos o proyectos de construcción de aficionados. Todos excepto que en G puede tener el generador y la carga en unapotencial común. En G, el generador y detector se encuentran en un potencial común. Las posiciones de ladetector y el transmisor (o generador) se pueden intercambiar en el puente, y esto puede ser una ventajaen algunas aplicaciones. Bridges se muestran en D, E, F y H pueden tener un terminal del generador, detector y cargar com-lun Puentes en A, B, E, F, G y H tienen constantesensibilidad en un amplio rango de frecuencias. Puentesen B, C, D y H se pueden diseñar para no mostrardiscontinuidad (bulto impedancia) con un igualadolínea, como se muestra en el dibujo. Las discontinuidades conA, E y F pueden ser pequeñas. Los puentes son generalmente más sensible cuando eldetector de puente el punto medio del generador de voltajeedad, como en G o H, o en B cuando cada resistor es igualla impedancia de carga. La sensibilidad también aumentacuando las corrientes en cada pierna son iguales.

Puente de resistencias El tipo de puente básico se muestra en Fig 3Apuede sercasa construida y es razonablemente preciso paraMedición de SWR. Un circuito práctica para tal unapuente se da enFig 5y una disposición representantese muestra en laFig 6.Correctamente construido un puente de estadiseño se puede utilizar para la medición de standing-ratios de onda de hasta aproximadamente 15 a 1 con una buena precisión. Puntos de construcción importantes que deben observarseson: 1) Mantenga los cables en el circuito de RF de corto, para volver aduce desvían inductancia. 2) Monte resistencias dos o tres veces sudiámetro del cuerpo alejados de las piezas de metal, para reducircapacitancia parásita.

Puente de la figura 5-resistencia para la medición de SWR.Los condensadores son de cerámica del disco. Las resistencias son1/2-Wcomposición excepto como se indica a continuación.D1, D2-diodo de germanio, de alta resistencia a la espalda escriba (1N34A, 1N270, etc).J1, J2-coaxial conectores, chasis de montaje escriba.M1-0-100 microamperímetro de CC.R1, R2-47Ω1/2Composición -W (ver texto).R3-Ver texto.R4-50-kW control de volumen.Rs-Resistencia Igual a la línea Z0(1/2o 1 W composición).Basculante S1-SPDT.


3) Coloque los componentes de RF por lo que no es tan poco acoplamiento inductivo y capacitivo posible BE- interpolar los brazos del puente. En el instrumento que se muestra en la figura 6, la entrada y los conectores de línea, J1 y J2, se montan bastante cerrar juntos por lo que la resistencia estándar, Rs, Puede ser apoyado con cables cortos directamente entre el terminales centrales de los conectores. R2 está montado en ángulos rectos a Rs, Y se utiliza una partición escudo entre estos dos componentes y los otros. Las dos resistencias de 47 kW, R5 y R6 en Fig 5, son multiplicadores voltímetro para el 0-100 microamperímetro utilizado como un indicador. Esto es sufi- resistencia ciente para que el lineal voltímetro (que es, la lectura del medidor es directamente proporcional a la Tensión de RF) y no hay curva de calibración de tensión es sea necesario. D1 es el rectificador para la tensión reflejada y D2 es para la tensión incidente. Debido a manualmenteFig 6-A 24Caja de aluminio de 4 pulgadas se utiliza para facturing variaciones de resistencias y diodos, la lecturaalbergar este puente SWR, que utiliza el circuito de Ings puede variar ligeramente con dos multiplicadores de laFig 5.El resistor variable, R4, está montado en el mismo valor de resistencia nominal, por lo que una corrección de re-lado. Los componentes del puente se montan en uno Sistor, R3, está incluido en el circuito. Su valor debeplaca lateral de la caja y un subchasis formadaa partir de una pieza de aluminio. El conector de entrada esser seleccionado de modo que la lectura del medidor es el mismoen la parte superior en esta vista. Rsestá conectado directamentecon S1 en cualquier posición, cuando se aplica a RFentre los dos postes centrales de los conectores. el puente con la conexión de la línea abierta. En el in-R2 es visible detrás de ella y perpendicular a la misma.instrumento se muestra, un valor de 1000Ωse requería enUn terminal de proyectos de D1 a través de un agujero en el serie con el multiplicador de tensión reflejada; enchasis de modo que el plomo se puede conectar a J2. R1 es otros casos diferentes valores probablemente seríanmontado verticalmente a la izquierda del chasis eneste punto de vista, con D2 conectado entre la uniónnecesario y R3 podría tener que ser puesto en serie conde R1-R2 y un punto de unión.el multiplicador para la tensión incidente. Esto puede ser determinado por experimento. El valor utilizado para R1 y R2 no es crítica, pero las dos resistencias debe corresponder al plazo de 1 o2% si es posible. La resistencia de Rsdebe estar tan cerca como sea posible a la Z real0de la línea que se utilizará(Generalmente 52 o 75ΩLa resistencia debe ser seleccionado por la medición real con una resistencia precisapuente de distancia, si uno está disponible. R4 es para ajustar la lectura incidente tensión a gran escala en el procedimiento de medición de-describe a continuación. Su uso no es esencial, pero ofrece una alternativa conveniente para el ajuste exacto de laVoltaje de entrada de RF.

Pruebas R1, R2 y Rsse debe medir con un ohmetro confiable o un puente de resistencia después del cableado escompletado, con el fin de asegurarse de que sus valores no han cambiado desde el calor de la soldadura. Desconectarun lado de la microamperímetro y dejar los terminales de entrada y salida de la unidad abiertodurante tales mediciones, a fin de evitar caminos de derivación callejeros a través de los rectificadores. Compruebe los dos circuitos voltímetro como se describe anteriormente, aplicando suficiente RF (alrededor de 10 V) a la entradaterminales para dar una lectura a gran escala con los terminales de línea abiertos. Si es necesario, probar diferentes valores paraR3 hasta que la lectura es la misma con S1 en cualquier posición. Con J2 abierto, ajustar la tensión de entrada de RF y R4 para la lectura a gran escala con S1 en el episcopiaposición de tensión. Luego cambiar S1 a la posición de tensión reflejada. La lectura debe permanecer en completoescala. A continuación, J2 cortocircuito al tocar un destornillador entre el terminal central y el marco deel conector para realizar una baja inductancia corto. Interruptor S1 a la posición incidente tensión y reajustar

27-6 Capítulo 27

R4 para la escala completa, si es necesario. A continuación, tirar S1 a la posición de tensión reflejada, manteniendo J2 en corto, yla lectura debe ser a gran escala como antes. Si las lecturas difieren, R1 y R2 no son los mismosvalor, o hay acoplamiento parásita entre los brazos del puente. Es necesario que la tensión reflejadaedad leer a gran escala con J2 ya sea abierta o en cortocircuito, cuando el voltaje incidente se establece en gran escala en cadacaso, con el fin de realizar mediciones precisas de SWR. El circuito debe pasar estas pruebas en todas las frecuencias en las que es para ser utilizado. Es suficiente para probaren las frecuencias más bajas y más altas, por lo general 1,8 o 3,5 y 28 o 50 MHz. Si R1 y R2 son pobrementeigualada, pero la construcción del puente es de otra manera bueno, discrepancias en las lecturas seránsustancialmente la misma en todas las frecuencias. A diferencia de comportamiento en los extremos inferior y superior delrango de frecuencia se puede atribuir a acoplamiento parásita entre brazos de puente, o capacitancia o inductancia parásitatancia en los brazos. Para comprobar el puente para mantener el equilibrio, aplique RF y ajustar R4 para toda la escala abierta con J2. A continuación, conecteuna resistencia idéntica con Rs(La resistencia debe coincidir dentro de 1 o 2%) a los terminales de línea, utilizando elmás cortas pistas posibles. Es conveniente montar la resistencia de prueba dentro de un conector de cable (PL-259), unamétodo de montaje que también minimiza la inductancia plomo. Cuando se conecta la resistencia de prueba, la re-lectura reflejó tensión debe caer a cero. La tensión incidente debe restablecerse a gran escala por mediode R4, si es necesario. La lectura refleja debería ser cero en cualquier frecuencia en el rango para ser utilizado. Si unabuena nulo se obtiene a bajas frecuencias, pero algunos de corriente residual muestra en la parte alta, el problemapuede ser la inductancia de los cables de prueba de resistencia, aunque también puede ser causada por acoplamiento parásitaentre los brazos de la propia puente. Si hay una baja (pero no cero) lectura constante en todas las frecuenciasla causa es mala adecuación de los valores de resistencia. Ambos efectos pueden estar presentes al mismo tiempo. Un buennula debe obtenerse en todas las frecuencias antes de que el puente está listo para su uso.

Puente de la Operación La entrada de energía RF a un puente de este tipo debe limitarse a unos pocos vatios como máximo, a causa de laclasificaciones de potencia de disipación de las resistencias. Si el transmisor tiene ninguna disposición para reducir la potencia de salidaa un valor de menos de un 5 W-un simple "absorbedor de energía" muy baja circuito puede estar compuesto como se muestra enFig 7.El DS1 lámpara tiende a mantener la corriente constante a través de la resistencia durante un bastante amplio podergama, por lo que la caída de voltaje a través del resistor también tiende a ser constante. Este voltaje se aplica a lapuente, y con las constantes dadas está en el rango adecuado para puentes de tipo de resistencia. Para realizar la medición, conecte el desconocido para J2 y aplicar tensión de RF suficiente para J1 para daruna lectura incidente voltaje a escala completa. Uso R4 para establecer el indicador de la escala exactamente completa. A continuación, tirar S1 ala posición y la tensión reflejada en cuenta la lectura del medidor. El ROE se encuentra a continuación, sustituyendo lalecturas enLa ecuación 1. Por ejemplo, si la calibración a escala completa del instrumento dc es 100y la lectura con S2 enla posición de tensión reflejada es 40la ROE es 100 + 40 140ROE =2,33-1 100-40 60

Fig 7- "absorbedor de energía" circuito para su uso con tipo resistenciaPuentes SWR cuando el transmisor no tiene disposiciones especialespara la reducción de potencia. Para potencias de RF de hasta 50 W, DS1 es un 117-V 40 W lámpara incandescente y DS2 no se utiliza. Para una mayorpoderes, use suficiente capacidad lámpara adicional en DS2 paracargar el transmisor a aproximadamente salida normal; por ejemplo, para250 W de salida DS2 puede consistir en dos lámparas de 100-W enparalelo. R1 está hecho de tres resistencias de 68 Ω-1-W conectadosen paralelo. P1 y P2 son conectores coaxiales de cable de montaje.Lleva en el circuito formado por las lámparas y R1 debe sermantenerse cortas, pero las longitudes convenientes de cable pueden usarentre esta reunión y de los conectores.


En lugar de determinar el valor de ROE por cálculociones, elvoltajecurva deFig 8puede ser usado.En este ejemplo la relación de reflejo para reenviartensión es 40/100 = 0,4, y a partir de la figura 8 la SWRvalor se ve que es aproximadamente 2,3 a 1. La escala del medidor puede ser calibrado en cualquier ar-bitrary unidades, siempre y cuando la escala tiene igual divisiónsiones, puesto que es las relaciones de los voltajes, yno los valores reales, que determinan la SWR.

EVITAR ERRORES EN SWR MEDICIONES Las principales causas de imprecisiones dentroel puente son las diferencias en las resistencias de R1y R2, inductancia parásita y la capacitancia en elbrazos del puente, y acoplamiento parásita entre los brazos. Siel procedimiento de control establecido anteriormente es guienteguido con cuidado, el puente deFig 5debería serampliamente precisa para el uso práctico. La precisión esmás alto de bajas proporciones de onda estacionaria debidola naturaleza de la SWR cálculo; a altas proporcionesel divisor en la ecuación anterior representa elFigura 8-Chart para encontrar voltaje de onda estacionaria relación cuando la relación de reflejada hacia adelante-a-diferencia entre dos cantidades casi iguales, se conoce voltaje o potencia reflejada-to-adelante.por lo que un pequeño error en la medición de tensión puede significaruna diferencia considerable en la ROE calculado. El resistor R estándarsdebe ser igual a la Z real0de la línea. El Z real0de una muestra de la línea puededifieren en un pequeño porcentaje de la cifra nominal debido a las variaciones de fabricación, pero esto tiene que sertolerado. En el rango de 52 a 75-Ω, la resistencia de una resistencia RF composición de1/2o 1 W calificación esesencialmente idéntico a su resistencia a la corriente continua.

corrientes "Antena" Como se explica enCapítulo 26,hay dos formas en las que o corrientes "paralelas", "antena" pueden ser causadosa fluir en elfuerade un coaxiales alineaciones corrientes inducidas en la línea debido a su relación espacial a lade antena, y las corrientes que resultan de la conexión directa entre el conductor exterior coaxial y (generalmente)un lado de la antena. La corriente inducida por lo general no será problemático si el puente y el transmisor(U otra fuente de potencia de RF para el funcionamiento del puente) están protegidos de modo que cualquier corrientes de RF que fluye en elfuera de la línea no puede encontrar su camino en el puente. Este punto se puede comprobar "el corte en" unasección adicional de la línea (1/8a1/4longitud de onda eléctrica, de preferencia) de la misma Z0. El SWR indicado porel puente no debe cambiar con la posible excepción de un ligero descenso debido a la pérdida de línea adicional. Sí hayes un cambio notable, puede ser necesaria una mejor protección. Corrientes de tipo paralelo causados por la conexión a la antena causarán un cambio en los cables de acero con la línea delongitud, a pesar de que el puente y el transmisor son bien blindado y el blindaje se mantiene durante todoel sistema por el uso de accesorios coaxiales. A menudo, simplemente moviendo la línea de transmisión en todo hará que elSWR indica al cambio. Esto es porque el exterior del cable coaxial tiende a convertirse en parte de la antenasistema, estando conectado a la antena en el punto de alimentación, y así constituye una carga en la línea, junto con elcarga deseada representada por la propia antena. El SWR en la línea a continuación, se determina por el compuestocarga de la antena y el exterior del cable coaxial, y puesto que el cambio de la longitud de la línea (o posición) cambia unocomponente de esta carga compuesta, la ROE cambia también. El remedio para una situación de este tipo es utilizar un buen balun o para desafinar el exterior de la línea por adecuadaelección de la longitud. Es bien tener en cuenta que esto no es un error de medición, ya que lo que el instrumento lee es laSWR real en la línea. Sin embargo, es una condición indeseable ya que la línea está funcionando a una SWR mayorde lo que debería-y-sería si la corriente de tipo paralelo en el exterior del cable coaxial fueron eliminados.

27-8 Capítulo 27

Las frecuencias espurias Off-frecuencia de los componentes de la tensión de RF aplicada al puente pueden causar considerable error.Los principales componentes de este tipo son armónicos y subarmónicos de baja frecuencia que puede ser alimentadoa través de la etapa final del transmisor de conducción del puente. La antena es casi siempre una bastantecircuito selectivo, y aunque el sistema puede estar funcionando con una SWR muy bajo en el deseadofrecuencia, es prácticamente siempre no coincidentes en las frecuencias armónicas y sub-armónico. Si tales spu-rias frecuencias se aplican al puente en amplitud apreciable, la indicación SWR será muytanto en error. En particular, puede que no sea posible obtener un valor nulo en el puente con cualquier conjunto de ajustementos del circuito de adaptación. El único remedio es para filtrar los componentes no deseados, aumentandola selectividad de los circuitos entre el amplificador final del transmisor y el puente.

LONGITUD LÍNEA DE MEDICIÓN El siguiente material se toma de la información en septiembre de 1985QSTpor Charlie Michaels,W7XC (ver bibliografía). Hay un mito popular que se puede preparar una línea de cuarto de onda abierta mediante la conexión de un aro de alambre a unoEnd y el recorte de la línea a la resonancia (como se indica por un metro dip). En realidad, esto produce una línea con capacitivoreactancia igual a la reactancia inductiva del circuito: Un lazo de alambre de 4 pulgadas produce una línea de 82,8 ° tiempo a 18 MHz; unBucle de 2 pulgadas produce una línea de 86 °. A medida que se reduce el tamaño de lazo, longitud de la línea se acerca, pero nunca es igual a-90 °. Para hacer una línea abierta de cuarto de onda, paralelo conectar una bobina y un condensador que resuenan en la cuencia requeridacuencia (ver figura 9A). Después de ajustar la red a la resonancia, no hacer más ajustes de red. Abiertola conexión entre la bobina y el condensador serie y conectar la línea a la par. Comience con una línea un tantomás tiempo del necesario, y el asiento hasta que el circuito resuena de nuevo a la frecuencia deseada. Para un trimestre- cortocircuitolínea de onda o una línea de media onda abierta, conecte la líneaen paralelo con la bobina y el condensador (ver figura 9B).

Reflectómetros Reflectómetros de bajo costo que no tienen una ga-calibración vatímetro tizado no son normalmente confiablecapaz para la medición numérica exacta de stand-relación de onda ing. Ellos son, sin embargo, muy útil comoayuda en el ajuste de las redes de adaptación, ya queel objetivo de tal ajuste es reducir la re-reflejado voltaje o potencia a cero. Relativamente inex-pensativo dispositivos se pueden utilizar para esto, ya que sólo buenaSe requiere equilibrio del puente, no de calibración real.Puentes de este tipo son por lo general "en frecuencia sensiblestiva ", es decir, la respuesta metros se hace mayorcada vez con mayor frecuencia, por la misma tensión aplicadala edad. Cuando a juego y supervisión de la línea, en lugar deMedición de ROE, es el uso principal de la de-vicio, esto no es un impedimento grave. Varios reflectómetros simples, útiles para empareja-ING y seguimiento, se han descrito de vezde vez enQSTy enEl Manual de la ARRL.Porquela mayoría de éstos son sensible a la frecuencia, es difícilpara calibrar con precisión para la medición de energía,pero su bajo costo y la idoneidad para el uso a moderadaniveles de potencia, combinado con la capacidad de mostrar accióncurately cuando un circuito de adaptación ha sido adecuadamenteajustado, que sean una valiosa adición a laestación de aficionado.

Fig 9-Métodos de determinación1/4y1/2línea -λlongitudes. En A,1/4-λ línea en circuito abierto; en B,1/4-λcortocircuito y1/2-λ línea en circuito abierto.


El tándem Match-Un Precisa Direccional vatímetro

Mayoría de los medidores de ROE no son muy precisos a niveles de potencia bajos debido a que los diodos detectores no responden ade bajo voltaje de una forma lineal. Este diseño utiliza un circuito de compensación para cancelar la no linealidad de diodos. Tambiénproporciona detección de picos para la operación SSB y lectura SWR directa que no varía con el nivel de potencia. LaEsta información está condensado a partir de un artículo de John Grebenkemper, KI6WX, en enero de 1987QST.

PRINCIPIOS DE DISEÑO Vatímetros direccionales para el uso de Radioaficionados se componen de tres elementos básicos: un acoplador direccionalpler, un detector y un circuito de procesamiento de señales y la pantalla. A direccionales muestras acoplador hacia adelante y hacia componentes potencia reflejada en una transmisión la línea. Un acoplador direccional ideal sería proporcionar señales proporcionales al delantero y reflejados voltajes (independientes de la frecuencia), lo que podría a continuación, ser utilizado para medir directa y reflejada poder sobre una amplia gama de frecuencias. Lo mejor diseños contemporáneos trabajan más de dos décadas de frecuencia. El circuito detector proporciona una salida de CC tensión proporcional a la tensión de entrada de corriente alterna. Más vatímetros direccionales utilizan un solo germanio diodo como el elemento detector. A germanio, en lugar que el silicio, el diodo se utiliza para minimizar diodoFig 10-El Partido Tandem utiliza un par de metros no linealidad en los niveles de baja potencia. No Diodopara mostrar pívot neta y verdadero SWR linealidad sigue causando errores de medición SWRsimultáneamente.

Fig 11 Diagrama de bloques de Partido Tandem.

27-10 Capítulo 27

a menos que se compensa por delante de la pantalla cir- Tabla 1cuit. La mayoría de los vatímetros direccionales no funcionan bien Especificaciones de rendimiento para el Partido Tandema bajos niveles de energía, debido a la no linealidad de diodos.Rango de potencia: 1,5 a 1500 W

Los circuitos de procesamiento de señal y visualización com- Rango de frecuencia: 1,8 a 54 MHz Exactitud de energía: Mejor que 10% (0,4 dB)computar y visualizar la SWR. Hay un número de Exactitud SWR: Mejor que5%formas para llevar a cabo esta función. Los medidores que muestran ROE mínima: Menos de 1.05: 1solamente la potencia directa y reflejada requieren la Exhibición de la energía: Lineal, adecuado para su uso con cualquieraoperador para calcular la ROE. Muchos instrumentosmedidores analógicos o digitales

Los medidores analógicos o digitalesrequiere que el operador ajuste el medidor a una referencia Sólo requiere una precisanivel cia mientras se mide de ala-pivote, entoncesCalibración: voltímetrocambiar a medir la potencia reflejada en una escala especialque indica la ROE. Medidores de que calculan directamente elCircuitos de procesamiento de señales analógicas mediante cables de acero tienensido descrito por Fayman, Perras, Leenerts y Bailey (ver elBibliografíaal final de este capítulo). La siguiente sección hace una breve mirada a varios circuitos populares que realizan las funciones anterioresy los compara con los circuitos utilizados en el ajuste de Tandem. Las especificaciones de diseño del tándemPartido se muestran enTabla l,y un diagrama de bloques se muestra en laFig 11.

DESCRIPCION DEL CIRCUITO Un acoplador direccional consta de un puerto de entrada, un puerto de salida y un puerto acoplado. El dispositivo tomauna parte de la energía que fluye desde el puerto de entrada al puerto de salida y la dirige al puerto acoplado,peroningunode la potencia que fluye desde el puerto de salida al puerto de entrada se dirige al puerto acoplado.Hay varios términos que definen el rendimiento de un acoplador direccional: 1) Pérdida de inserciónes la cantidad de energía que se pierde como los flujos de señal desde el puerto de entrada a lapuerto de salida. La pérdida de inserción debe reducirse al mínimo por lo que el acoplador no se disipa una cantidad significativa dela potencia transmitida. 2) Factor de acoplamientoes la cantidad de energía (o tensión) que aparece en el puerto relativa acoplado ala cantidad de energía (o voltaje) transferida desde el puerto de entrada al puerto de salida. El "planitud" (confrecuencia) del factor de acoplamiento determina la precisión con la vatímetro direccional puede determinarhacia delante y potencia reflejada sobre un rango de frecuencias. 3) Aislamientoes la cantidad de energía (o tensión) que aparece en el puerto acoplado a la relativacantidad de energía (o voltaje) transferida desde el puerto de salida al puerto de entrada. 4) Directividades el aislamiento menos el factor de acoplamiento. Directividad dicta el mínimo medibleSWR. Un acoplador direccional con 20 dB de medidas de directividad al: l SWR como l 0.22: l, pero con 30 dBmide un l: l SWR como 1.07: 1. El acoplador direccional más utilizado en Radio Amateur fue descrita por primera vez en 1959 porBruene enQST(VerBibliografía).El factor de acoplamiento era bastante plana (± l dB), y la directividad eraaproximadamente 20 dB para un acoplador Bruene medido de 3 a 30 MHz. Ambos factores limitan la exactitud de laAcoplador Bruene para medir valores bajos de potencia y los cables de acero. Se trata de un acoplador direccional simple, sin embargonunca, y que funciona bien sobre un amplio rango de frecuencia si no se requiere gran precisión. El acoplador utilizado en el Partido Tandem (ver Fig 12)se compone de un par de transformadores toroidalesconectados en tándem. La configuración fue patentado por Carl G. Sontheimer y Raymond E. Fredrick(Patente de EE.UU. no. 3.426.298, expedida el 04 de febrero 1969). Se ha descrito por Perras, Spaulding (verBibliografía)y otros. Con factores de acoplamiento de 20 dB o mayor, este acoplador es adecuado para la muestraadelante y refleja el poder. La configuración utilizada en el ajuste de Tandem funciona bien sobre el rango de frecuencia de 1,8 a54 MHz, con un factor de acoplamiento nominal de 30 dB. Durante este intervalo, la pérdida de inserción es menos de 0,1 dB.El factor de acoplamiento es plana dentro de0,1 dB 1,8 a 30 MHz, y aumenta a solamenteen dB50 MHz. Directividad excede 35 dB 1,8 a 30 MHz y excede 26 dB a 50 MHz. El límite de baja frecuencia de este acoplador direccional está determinada por la inductancia de la trans-ex devanados secundarios. La reactancia inductiva debe ser mayor que 150Ω(Tres veces la línea


Fig diagrama del acoplador direccional Tandem Partido 12-simplificado. En A, un esquema de los dostransformadores. En B, un circuito equivalente.

impedancia característica) para reducir la pérdida de inserción.El límite de alta frecuencia de este acoplador direccionalPler se determina por la longitud del transformadordevanados. Cuando la longitud de bobinado se aproxima a unafracción significativa de una longitud de onda, el acoplador per-rendimiento se deteriora. El acoplador descrito aquí puede sobrecalentarse en 1500W en 160 metros (a causa de la corriente que circula altaalquilar en el secundario de T2). El problema podría ser correlaciónrected mediante el uso de un núcleo más grande o uno con mayor permeabilidadhabilidad. Un núcleo más grande requeriría devanados más largos;que opción sería disminuir el límite de alta frecuencia.

Circuitos detectores La mayoría de los vatímetros direccionales aficionados utilizan undetector diodo de germanio para minimizar el delanterocaída de tensión. Caída de tensión del detector sigue siendo significativano puede, sin embargo, y un diodo no compensada de-detector no responde a las señales pequeñas de una forma lineal. Muchos vatímetros direccionales compensande diodo no linealidad mediante el ajuste de la escala del medidor. El efecto de subestimar el poder detectado empeora en los niveles de baja potencia. Bajo estas condi-ciones, la relación de la potencia hacia adelante a la potencia reflejada se sobreestima porque la reflejadade potencia es siempre menor que la potencia hacia adelante. Esto resulta en un instrumento que subestima SWR,especialmente en lo que se reduce el poder. Un vatímetro direccional se puede comprobar este efecto mediante la mediciónSWR en varios niveles de potencia: la SWR debe ser independiente del nivel de potencia. El Partido Tandem utiliza un circuito de realimentación para compensar la no linealidad de diodos. Un diagrama simplificadodel detector se muestra en la compensadoFig 13.Cuando se utiliza con el acoplador direccional 30-dB, la salidavoltaje de este circuito un seguimiento de la raíz cuadrada de la potencia en un rango de 10 mW a 1.5 kW. El compensadadetector de diodo seguimiento de la tensión de entrada de pico a 30 mV, mientras que un diodo de germanio-no compensadadetector de errores muestra signo) significa- en las entradas máximas de 1 V y menos. Más información sobre compensadodetectores aparece en Grebenkemper deQEXartículo, "Calibración de Detectores de diodo" (véaseBibliografía).

27-12 Capítulo 27

Diagrama de la figura 13-simplificado del circuito detectorutilizado en el Partido Tandem. La tensión de salida, Voes aproximadamente igual a la tensión de entrada. D1y D2 debe ser un par coincidente (ver texto). El opamplificador debe tener una tensión de offset bajo (menos de1 mV), una baja corriente de fuga (menos de 1 nA), yser estable en el tiempo y la temperatura. El resistory el condensador en el camino de realimentación asegura queel amplificador operacional será estable.

El circuito de compensación utiliza el voltaje a través de un diodo de retroalimentación, D2, para compensar lacaída de voltaje a través del diodo detector, D1. (Los diodos deben ser un par coincidente.) La corriente mediaa través de D1 está determinada por la resistencia de carga diodo detector, R1. El pico de corriente a través de este diodo esvarias veces mayor que la corriente media; Por lo tanto, la corriente a través de D2 debe ser varias vecesmás grande que la corriente media a través D1 para compensar adecuadamente la caída de tensión a través de repiqueD1. Esto se logra haciendo que la resistencia de carga de la retroalimentación del diodo, R2, varias veces más pequeñas queR1. La tensión en la salida del detector compensado se aproxima a la tensión de RF en el picode entrada. Para diodos de barrera Schottky y una resistencia de carga detector de diodos 1 MW, una proporción de 5: 1 de R1 a R2 escasi óptima.

Señal de procesamiento y visualización de Circuitos El circuito de procesamiento de señales calcula y muestra el poder de línea de transmisión y los cables de acero. ¿Cuándomedición de ala-pívot, la mayoría de los vatímetros direccionales muestran la actual ala-pívot presente en ellínea de transmisión, que es la suma de la potencia reflejada hacia adelante y si existe una coincidencia en el extremo de entrada dela línea. Transmisión línea ala-pívot está muy cerca de la potencia neta a plazo (el poder realentregada a la línea) siempre y cuando el SWR es baja. A medida que el ROE aumenta, sin embargo, ala-pívotse convierte en un cada vez más pobres medida de la potencia entregada a la carga. En una ROE de 3: 1, un delanterolectura de la potencia de 100 W implica que sólo 75 W se entrega a la carga (la potencia reflejada es 25 W),asumiendo la pérdida de línea de transmisión es igual a cero. El Partido Tandem se diferencia de la mayoría de los vatímetros en queellamuestra la potencia neta hacia adelante, en lugar de la suma de potencia directa y reflejada.Esta es la cantidadque debe ser optimizado para dar lugar a la máxima potencia radiada (y que se refiere a la FCC). El Partido Tandem calcula directamente y muestra la SWR-línea de transmisión en una escala lineal. Comoel ROE se muestra no se ve afectada por los cambios en la potencia del transmisor, una red de adaptación puede ser simplementeajustada para minimizar SWR. Transmatch ajuste requiere sólo unos pocos vatios. El corazón del circuito de procesamiento de señales Tandem Match es el logaritmo analógico y antilogaritmocircuitería se muestra en laFig 14.El circuito se basa en el hecho de que la corriente de colector en un transistor de silicio esproporcional a la exponencial (antilogaritmo) de su tensión de base-emisor en un rango de corrientes de colectordesde unos pocos nanoamperios a unos pocos miliamperios cuando la tensión colector-base es cero (ver Gibbonsy el Cuerno de referencia en elBibliografía).Las variaciones de este circuito se utilizan en los circuitos de escuadra aconvertir tensión a la energía y en el divisor de cir-cuit utiliza para calcular la ROE. Con una buena opamperios, este circuito va a funcionar bien para la entrada de tensiónlas edades de menos de 100 mV a mayor de 10 V.(Para el Partido Tandem, "buenas" amplificadores operacionales sonquad-envasados, de bajo consumo de energía,partes de ganancia unitaria-estables con polarización de entrada menos 1nA y compensado tensión inferior a 5 mV. Amplificadores operacionalesque consumen más energía que los que se muestran pueden serrequerir cambios en la fuente de alimentación).

CONSTRUCCIÓN El diagrama esquemático para el Partido Tandemse muestra en laFig 15.El circuito está diseñado para op-eRate de las baterías y sacar muy poca energía.Gran parte de los circuitos es de alta impedancia, así que tomecuidar para aislarlo de los campos de RF. Casa en un metalcaso. La mayoría de los problemas en el prototipo fueron causadospor RF parásita en el circuito amplificador operacional.

Acoplador direccionalEl acoplador direccional está construido en suDiagramas del circuito de registro de la figura 14-simplificado

en Ay el circuito de antilogaritmo en B.


Fig diagrama 15-Esquema para el vatímetro direccional Tandem Partido. Piezas identificados como RS son deRadio Shack. Para otras fuentes de piezas, consulteTabla 3.VerFig 17para la construcción de 50-Ω cargas a J1 y J2.D1, D2-Igualados par 1N5711 o equivalent.Q2-2N2907 o equiv.D3, D4-Igualados par 1N5711 o equivalent.R1, R2, R5-100 kW, 10 vueltas, cermet Trimpot.D6, D7-1N34A.R3, R4-10 kW, 10 vueltas, cermet Trimpot.D8-D14-1N914.U1-U3-TLC27L4 o TLC27M4 cuádruple amplificador operacionalGrano-FB ferrita, Amidon FB-73-101 o equiv. (Texas Instruments).J1, J2-SO-239 connector.U4-TLC27L2 o TLC27M2 doble amplificador operacional.J3, J4-circuito abierto jack.U5-U7-CA3146 matriz de transistores quad.M1, M2-50medidor de panel, RS 270-1751.U8-LM334 fuente de corriente ajustable.Q1, Q3, Q4-2N2222 o equiv.U9-U10-LM336 diodo de referencia de 2,5 V. Véase el texto.

27-14 Capítulo 27


propia pequeña (23/423/421/4pulgadas) caja de aluminio(VerFig 16).Dos pares de conectores son S0-239montado en lados opuestos de la caja. Una pieza dePlaca de circuito impreso se ejecuta en diagonal a través de la caja para mejo-demostrar directividad acoplador. Las piezas de RG-8Xcable coaxial de pasar a través de agujeros en la placa de circuito impreso.(Nota: Algunas marcas de cable "mini 8" tienen ex-extremadamente calificaciones bajo voltaje de ruptura y sonno aptos para llevar incluso 100 W cuando el SWRexceda de 1: 1. Vea la sección siguiente,"Operación de alta potencia", para los detalles de un acopladorhecha con RG-8 cable.) Comience por la construcción de la T1 y T2, que sonidénticas excepto por sus conexiones finales. Referirse aFig detalles 16-construcción para la direccionalFig 16. El principal de cada transformador es el cen-acoplador.conductor de ter de una longitud de cable coaxial RG-8X.Cortar dos longitudes de cable suficientes para el montaje comose muestra en la figura. Pele el revestimiento del cable, trenza ydieléctrico como se muestra. La trenza de cable se utiliza como un Faradayescudo día entre los devanados del transformador, por lo quesólo es conectado a tierra en un extremo.Importante a conectar eltrenza sólo a uno de los cir- direccional acoplador fin ocuit no funcionará correctamente!Enrolle dos transformadoressecundarias, cada 31 vueltas de alambre esmaltado # 24 enun T50-3 Amidon o núcleo de hierro en polvo equivalente.Deslice cada núcleo sobre una de las piezas de cable preparados(Incluyendo tanto el escudo y el aislamiento exterior).Montar y conectar los transformadores como se muestra en la figura16, con el hilo ejecuta a través de agujeros separados enla placa de circuito impreso con revestimiento de cobre. El acoplador direccional se puede montar separado Fig resistencias 17-La carga montadas en paralelo 1separado del resto de la circuitería si se desea. Si es así,un conector SO-239. Cuatro de 200 Ω, 2%, /2-W resistencias están montados en paralelo para proporcionar unautilizar dos cables coaxiales para llevar el avance y Carga detector 50-Ω.señales de potencia reflejada desde el acoplador direccionala las entradas del detector. Tenga en cuenta, sin embargo, que cualquierpérdidas en los cables afectarán las lecturas de potencia. Este acoplador direccional no se ha utilizado a niveles de potencia de más de 100 W. Para obtener más informaciónción sobre el uso de Partido Tandem en niveles altos de energía, consulte la sección, "de alta potencia de funcionamiento."

Detector y circuitos de procesamiento de señal Los circuitos detectores y de procesamiento de la señal se construyeron en un circuito perforado, revestido de cobrebordo. Estos circuitos utilizan dos motivos-it separadases extremadamente importante que los motivos sean aisladoscomo se muestra en el diagrama del circuito.El no hacerlo puede resultar en el funcionamiento del circuito defectuoso. Motivos independientesevitar que las corrientes de RF en el cable trenzado de afectar a los circuitos op-amp. El acoplador direccional requiere buenas cargas de 50 Ω. Se construyen en la parte posterior de UHF hembraconectores de chasis donde los cables del acoplador direccional entran en la vivienda vatímetro. Cadacarga consta de cuatro resistencias de 200 Ω-conectados desde el conductor central del conector UHF a lacuatro orificios de la brida de montaje, como se muestra enFig 17.El diodo detector se ejecute desde el centroconductor del conector a la 100-pF y 1000-PF condensadores de desacoplo, que están montados al lado deel conector. La respuesta de esta combinación de carga y detector mide plana hasta más allá de 500 MHz. Diodos Schottky de barrera (tipo lN5711) se utilizaron en este diseño porque eran fácilmente disponibles

27-16 Capítulo 27

capaces. Cualquier diodo RF-detector con una caída de tensión hacia adelante bajo (menos de 300 mV) y revertir desgloseabajo tensión superior a 30 V podría ser utilizado. (Diodos de germanio se podrían utilizar en este circuito, peroel rendimiento se verá afectada. Si se utilizan diodos de germanio, reducir los valores de resistencia para el detector de diodoy resistencias de carga de la retroalimentación del diodo por un factor de 10.) Los diodos detectores deben coincidir. Esto se puede hacer con dc, utilizando el circuito mostrado en la Fig 18.Utilizar unavoltímetro de alta impedancia (10 MW o más). Para este proyecto, los diodos se emparejan cuando su tensión hacia adelantegotas de edad son iguales (dentro de unos pocos milivoltios). Diodos del mismo lote probablemente serán suficientemente emparejados. El resto del trazado del circuito no es crítica, pero mantener las longitudes principales del 0,001 y 0,01 pFcondensadores de bypass cortos. Los condensadores proporcionan derivación adicional para el circuito op-amp. D6 y D7 forman un duplicador de tensión para detectar la presencia de un portador. Cuando el ala-pívotsupera 1,5 W, Q3 se enciende y permanece encendida hasta unos 10 segundos después de las gotas portadoras. (Una conexiónción de TP7 a TP9 obliga a la unidad, incluso con ninguna compañía presente.) Las referencias reguladas de 2,5V y-V generada por el LM334 y dos LM336s son críticos. Sustitutos de diodos Zener- haríadegradar significativamente el rendimiento. Los cuatro amplificadores operacionales en U1 compensar la no linealidad de los diodos detectores. D1-D2 y D3-D4 sonlos pares de diodos emparejados discutidos anteriormente. LaGAMAinterruptor selecciona el rango de metro. (Un interruptor de seis posicionesse utilizó aquí porque era muy útil.) Los valores de resistencia para elGAMAinterruptor se muestran enTabla 2.En gran escalapotencia de entrada da una salida en U1C o U1D de 7,07V. El delantero y detectores de potencia reflejada sonpuesto a cero con R1 y R2. Las tensiones directas y reflejadas son detectorescuadrado de U2, U5 y U6 de modo que la tensión de salidaedades son proporcionales a remitir y la potencia reflejada.Las constantes de ganancia se ajustan con R3 y R4 de modoque una entrada de 7,07 V al circuito de elevación al cuadrado dauna salida de 5 V. La diferencia entre estos dosvoltajes es utilizado por U4B para producir una salida que es Fig 18-Diodo configuración de la prueba correspondiente.proporcional a la potencia entregada a la transmisiónlínea sión. Este voltaje es pico detectado (por un RCcircuito conectado a laOPERARposición de laMODOTabla 2cambiar) para mantener e indicar la potencia máxima Los valores de resistencias Range-Switchdurante CW o SSB transmisiones. Resistencia completa ScaleRange ROE se calcula a partir del avance y re-Nivel de potencia (1% de precisión) (W) (k Ω)voltajes reflejado por U3, U4 y U7. Cuando ninguna compañía 12.32está presente, Q4 obliga a la lectura de ROE a cero 23.24(Es decir, cuando la alimentación hacia delante es menor que 2% de 34.02el ajuste a gran escala de laGAMAcambiar). El ROE 55.23ganancia del circuito de cálculo se ajusta por R5. La salida 107.68puesto que se detecta el pico en elOPERARmodo para estabilizar159.53

2011.0la lectura SWR en CW o SSB transmisiones. 2512.7Se utilizan matrices de transistores (U5, U6 y U7) 3014.0para los circuitos de registro y Antilog para garantizar que 5018.7


son posibles lecturas Cise que con medidores analógicos. El rango de potencia de salida es de 0 a 5 V (0 V = 0 W y5 V = escala completa). SWR salida varía de 1 V (SWR = 1: 1) a 5 V (SWR = 5: 1). Tensiones superiores a 5 V sonpoco fiable debido a la limitación de voltaje en algunos de los circuitos del amplificador operacional. Calibración El vatímetro direccional se puede calibrar con un voltímetro preciso. Toda la calibración se realiza convoltajes de corriente continua. Los circuitos direccionales-acopladores y detectores son intrínsecamente precisa si se ha construido correctamente. Acalibrar el vatímetro, utilice el siguiente procedimiento: 1) Establecer el MODOcambiar aAJUSTEy laGAMAcambiar a 100 W o menos. 2) Jumper TP7 a TP8. Esto convierte a la unidad. 3) Jumper TP1 a TP2. Ajuste R1 para 0 V en TP3. 4) Jumper TP4 a TP5. Ajuste R2 para 0 V en TP6. 5) Ajuste R1 de 7,07 V en TP3. 6) Ajuste R3 para 5.00 V a TP9, o una lectura a gran escala contra Ml. 7) Ajuste R2 para 7.07 V a TP6. 8) Ajuste R4 para 0 V en TP9, o una lectura de cero en la M1. 9) Ajuste R2 para 4,71 V en TP6. 10) Ajuste R5 de 5,00 V en TP10, o una lectura de escala completa en M2. 11) Ajuste el GAMAcambiar a su escala más sensible. 12) Retire los puentes de TP1 a TP2 y TP4 a TP5. 13) Ajuste R1 para 0 V en TP3. 14) Ajuste R2 para 0 V en TP6. 15) Retire el puente de TP7 a TP8. Esto completa el procedimiento de calibración. Este procedimiento se ha encontrado a la igualdad de calibración conequipos de laboratorio caro. El vatímetro direccional debe estar listo para su uso. PRECISIÓN Rendimiento de Partido Tandem ha sido comparado con otros acopladores direccionales conocidosy equipo de prueba de laboratorio, y es igual a cualquier vatímetro direccional de aficionados que he probado. Energíaprecisión de la medición se compara bien con un medidor de potencia HP-436A Hewlett-Packard. El metro HP cuentaun error de medición especificado de menos de0,05 dB. El Partido Tandem siguió el HP436A dentro +0,5 dB de 10 mW a 100 W, y dentro de0,1 dB de 1 W a 100 W. La unidad no se probó anteriormente100 W porque un transmisor con una potencia superior no estaba disponible. Rendimiento SWR era igual de bueno en comparación con el SWR calculado a partir de medicioneshecho con el HP436A y un acoplador direccional calibrado. El Partido Tandem rastrearon la calcuflatedSWR dentro5% para los valores de ROE de 1: 1 a 5: 1. Medidas de ROE se hicieron a 8 W y 100 W.

FUNCIONAMIENTO Conecte el Partido tándem en la línea de 50 Ω entre el transmisor y la adaptación de la antenared (o la antena si no se usa red de adaptación). Ajuste elGAMAcambiar a un rango mayor que elValoración de salida del transmisor y laMODOcambiar aAJUSTE. Cuando se teclea el transmisor, el TandemPartido enciende automáticamente e indica tanto la potencia suministrada a la antena y los cables de acero en lalínea de transmisión. Cuando no portador está presente, elPOTENCIA DE SALIDAySWRmedidores indican cero. La OPERARModo incluye circuitos RC para mantener momentáneamente las lecturas pico potencia y ROEdurante CW o SSB transmisiones. Los detectores de cresta no son ideales, por lo que podrían ser alrededor del 10% variaciónción de los picos de potencia real y la lectura SWR. LaSWREl modo de 10 aumenta el máximoSWR legible a 50: 1. Este rango debe ser suficiente para cubrir cualquier vaIor SWR que se produce en aficionadousar. (Un talón abierto de 50 pies de RG-8 se obtiene un ROE medida de sólo el 43: 1, o menos, a 2,4 MHz debidopérdida de cable. Las frecuencias más altas y cables más largos presentan un ROE máximo menor.) lt es fácil de usar Partido Tandem para ajustar una red de adaptación de antena: Ajustar el transmisor parapotencia de salida mínima (por lo menos 1,5 W). Con el portador y en elMODOinterruptor SET paraAJUSTEoSWR10,ajustar la red de adaptación de ROE mínima. Una vez obtenida la SWR mínimo, ajuste el transmisor a

27-18 Capítulo 27

el correcto modo de funcionamiento y potencia de salida. Coloque el Partido Tandem en elOPERARde modo. VARIACIONES DE DISEÑO Hay varias formas en las que este diseño podría mejorarse. El más importante es añadir UHFcapacidad. Para ello sería necesario un nuevo diseño direccional acoplador para la banda de interés. (La existenciacircuito detector debe trabajar por lo menos a 500 MHz.) Aquellos que desean un vatímetro direccional de baja potencia puede construir un acoplador direccional con un 20 dBfactor de acoplamiento por la disminución de la relación de vueltas del transformador a 10: 1. Esa versión debe ser capaz demedir la potencia de salida de 1 mW a 150 W (y debe encender en alrededor de 150 mW). Este cambio también debe aumentar la frecuencia máxima de funcionamiento a 150 MHz (en virtudde los devanados del transformador más cortos). Si usted desea operación de 1.8 MHz, puede ser necesario cambiarel material del núcleo toroidal de suficiente reactancia (baja pérdida de inserción). El circuito tándem Partido puede acomodar cable coaxial con una impedancia característica otrade 50Ω.El detector de resistencias de terminación, secundarios del transformador y resistencias de rango debe cambiarpara que coincida con la impedancia de nuevo diseño. El circuito detector se puede utilizar (sin el acoplador direccional) para medir la potencia de RF de bajo nivelen los circuitos 50-Ω. RF es alimentada directamente al detector hacia adelante (J1,Fig 15),y la potencia se lee desde elmedidor de potencia de salida. El detector es lineal bastante desde 10a 1,5 W.

FUNCIONAMIENTO DE ALTA POTENCIA Este material se condensó a partir de información de Frank Van Zant, KL71BA, en julio de 1989QST.EnAbril de 1988, Zack Lau, W1VT, describe un circuito acoplador direccional (basado en el mismo principio que

La Fig diagrama 19-Esquema del acoplador direccional de alta potencia. D1 y D2 son diodos de germanio (1N34 oequiv). R1 y R2 son 47 o 51 Ω,1/2Resistencias -W. C1 y C2 tienen calificaciones 500-V. Los devanados secundarios de T1y T2 cada uno consta de 40 vueltas de # 26 a # 30 alambre esmaltado en T-68-2 núcleos toroidales de hierro en polvo. Si elacoplador está construido en un sintonizador de antena existente, el primario de T1 puede ser parte de la línea de salida coaxial sintonizador.Los medidores situados a distancia (M1 y M2) están conectados a la caja de acoplador en J1 y J2 a través de P1 y P2.


Circuito de Grebenkemper) para un transceptor QRP (ver la bibliografía al final de este capítulo). Laprincipal ventaja del circuito de Lau es contar piezas muy bajos. Grebenkemper utiliza amplificadores log-Antilog complejas para proporcionar una buena precisión de la medición.Esta aplicación se aleja de circuitos complejos,pero conserva precisión de la medición razonable sobreel rango de 1 a 1.500-W. También pierde elCaracterística SWR-cálculo. Acoplador de Lau utiliza toroides de ferrita. Funciona bienen niveles de baja potencia, pero el calor toroides de ferritaexcesivamente con alto poder, causando metros erráticalecturas y el potencial de las partes quemadas.

El diseño revisado Loroids-hierro en polvo se utilizan para la trans-formadores en esta versión del circuito básico de Lau. Lanúmero de vueltas en los secundarios se incrementó acompensar la menor permeabilidad de polvode hierro. Dos metros de visualización reflejan y hacia adelantealimentación (consulteFig 19).El di- detector de germanioodas (D1 y D2-1N34) proporcionan bastante exactalecturas de los contadores, en particular si el medidor está cali-brado (usando R3, R4 y R5) para colocar la normalidadsalida del transmisor a mediados escala. Si el sentido de bobinadode los transformadores se invierte, los medidores sontranspuesta (el metro con visión de poder se convierte en elmetros de potencia reflejada, y viceversa)

Construcción Fig 20muestra la disposición física del acopladorpler. La unidad de recogida está montado en un 31/231/2Caja de 4 pulgadas. Los contadores, potenciómetros PC-montajeyALTA/BAJAinterruptor de alimentación están montados en una separacióncaja de tarifa o un compartimento en un sintonizador de antena.Piezas para este proyecto están disponibles en el soportealicates enumerados enTabla 3. Los arrollamientos primarios de Tl y T2 son con-truido tanto como Grebenkemper descrito, pero el usoEliminó RG-8 con su chaqueta de modo que el núcleo ydevanado secundario puede ajustarse sobre el cable. Latrenza está envuelto con cinta de fibra de vidrio para aislarlodesde el devanado secundario. Una excelente alternativativa a la fibra de vidrio con cinta aún mayor RFvoltaje de descomposición características es ordinarioTeflón cinta de tubería de plomero, disponible en más hardwaretiendas de ropa. Los secundarios del transformador se enrollan enT-68-2 núcleos toroidales de hierro en polvo. Son 40resulta de # 26 a # 30 propagación alambre esmaltado uniformementealrededor de cada núcleo. Mediante el uso de # 26 a # 30 alambre en elnúcleos, los núcleos se deslizan sobre el RG-8-cinta envuelta

27-20 Capítulo 27

Fig 20-direccional-acoplador detalles constructivos.Ojales del paso de cables o aislantes pueden utilizarsepara encaminar el devanado secundario de T1 y T2a través del protector de la placa PC. A 31/231/24 pulgadascuadro sirve como recinto.

Tabla 3Fuentes Piezas

(Véase también el Capítulo 21)ComponentesTLC-seriey circuitos integrados CA3146

LM334, LM336,1% resistencias,potenciómetros recortadora

Núcleos toroidales,Cinta de fibra de vidrio

Metros

Núcleos toroidales

Partes diversos, núcleos toroidales

Escala 1500-W 0-150 /metros, A & M modelo no.255-138, diodos 1N5711

FuenteNewark Electrónica4801 N Ravenswood StChicago, IL 60640312-784-5100Digi-Key Corporation701 Brooks Ave SPO Box 677Thief River Falls, MN 56701800-344-4539Amidon AssociatesPO Box 956Torrance, CA 90508213-763-5770Feria Radio VentasPO Box 1105Lima, OH 45802419-227-6573Palomar IngenierosPO Box 455Escondido, CA 92033RadiokitPO Box 973Pelham NH 03076Las ventas de excedentes de Nebraska1315 Jones StOmaha, NE 68102

líneas. Con # 26 de alambre en los toroides, una sola capa de cinta (un poco más con cinta de teflón) sobre la trenzaproporciona un ajuste extremadamente apretado un poco para el núcleo. Tenga cuidado al montar los núcleos en los RG-8 asambleas.Después de los toroides se montan en los RG-8 secciones, capa del conjunto con el General Cement CorpPoliestireno Q Dope, o utilizar un punto o dos de sellador RTV para mantener los bobinados en su lugar y fijar latransformadores en los RG-8 arrollamientos primarios. Montar un escudo PC a bordo en el centro de la caja, entre T1 y T2, para minimizar ESTÁ el acoplamientointerpolar los transformadores. Suspender T1 entre los conectores S0-239 y T2 entre dos enfrentamiento ais-dores. Los circuitos detectores (C1, C2, D1, D2, R1 y R2) están montados dentro de la caja acoplador tal como se muestra.

Calibración, Tune Up y Funcionamiento El acoplador tiene una excelente directividad. Calibrar los metros para diversos niveles de potencia con un RFamperímetro y una carga ficticia de 50 Ω. Calcula I2R para cada nivel de potencia, y marque el medidor enfrenta ac-Cordingly. Uso R3, R4 y R5 para ajustar las lecturas de metros dentro de los intervalos. Linealidades diodo sonpor tanto, tienen en cuenta, y los circuitos de procesamiento de señal de Grebenkemper no son necesarios para relativamentelecturas de potencia precisas. Iniciar el proceso de puesta a punto utilizando aproximadamente 10 W, ajustar el sintonizador de antena para la mínima potencia reflejada,y aumentar la potencia mientras se ajusta el sintonizador para minimizar la potencia reflejada. Este circuito se ha construido en varios sintonizadores de antena con buen éxito. Las obras de instrumentosbien en la salida de 1.5 kW en 1,8 MHz. También funciona bien 3,5-30 MHz con salida de 1,2 y 1,5 kW.La antena es fácilmente ajustado para una relación 1: 1 SWR usando la indicación nula proporcionada. Configuración del amplificador para una antena compatible, como se indica con el vatímetro, cerca estuvieron de acuerdo conlos de una carga ficticia de 50 Ω. Los cheques con un puente de ruido Palomar y Objeto Heath antena tambiénverificado estos hallazgos. Este circuito debe manejar más de 1,5 kW, siempre y cuando la SWR en la alimentaciónlínea a través del vatímetro se mantiene en o cerca de 1: 1. (En una ocasión alta potencia se aplicó mientras que elsintonizador de antena no se acopló a una carga. Naturalmente, el ROE fue extremadamente alta, y la salida del transformadorex devanado secundario abierto como un fusible. Esto se debió a la excesivamente alta tensión a travésel secundario. El daño fue reparado con facilidad y rapidez.)

Un Barato VHF Acoplador direccional Dispositivos de medición de precisión en línea capaces delectura delante y potencia reflejada en un ampliogama de frecuencias son muy útiles en aficionadosVHF y UHF trabajo, pero sus puts en lugar de alto costofuera del alcance de muchos entusiastas de VHF.El dispositivo mostrado enFiguras 21a través de24es un in-caro adaptación de sus principios básicos. Ellase puede hacer por el costo de un metro, unos pequeñospartes y pedazos de tubo de cobre y accesorios que puedense encuentran en las poblaciones de plomería en muchos hardwaretiendas. Este proyecto fue descrito originalmente porThomas McMullen, W1SL, en abril de 1972QST.

Construcción La toma de muestras se compone de una sección corta de manohecha línea coaxial, en este caso, de 52ΩimpedanciaANCE, con una sonda reversible acoplado a ella. Una pequeñabucle de recogida incorporado en la sonda se termina conun resistor en un extremo y un diodo en el otro. Laresistor coincide con la impedancia del bucle, no elimpedancia de la sección de línea. Energía recogió

Diagrama de la figura 21-Circuit para la toma de muestras de línea.C1-500-pF feedthrough condensador, tipo de soldadura-in.C2-1000-pF feedthrough condensador, tipo de rosca.D1-Germanio diodo 1N34, 1N60, 1N270, 1N295, o similar.J1, J2-conector coaxial, tipo N (UG-58A).L1-Pickup lazo, correa de cobre de 1 pulgada de largo3/16pulgadas de ancho. Curva en forma de "C" con plana porción 5/8pulgadas de largo.M1-0-100metro.Resistor R1-Composición, 82-100ΩVéase el texto.Control de la composición R3-50-kW, forma cónica lineal.


Figura 22-Principales componentes de la línea de toma de muestras. Lalatón T y dos secciones finales están en la parte superior izquierdaen esta foto. Un conjunto de sonda es completado enel derecho. Los conectores N tienen sus pines centraleseliminado. Los pines se muestran con una insertada enel extremo izquierdo del conductor interno y el otrotumbado en primer plano a la derecha.

Sección 23-Cruz figuravista de la líneasampler. La camionetabucle está soportado pordos enfrentamiento teflónaisladores. La sondacuerpo está asegurada encolocar con uno omás tornillos de bloqueoa través de agujeros en elT. latón

Fig 24-Dos versiones de la línea de toma de muestras. Lade una sola unidad se describe en detalle aquí es en elprimer plano. Dos secciones de un único conjuntoprever la vigilancia directa y reflejadapoder sin reversión sonda.

27-22 Capítulo 27

por el bucle es rectificada por el diodo, y la corriente resultante se alimenta a un metro equipado con una calibracióncontrol de la. Las partes metálicas principales del dispositivo son un plomería de latón T, un casquillo de la pipa, piezas cortas de3/4pulgadas ID y5/16tubería pulgadas OD cobre, y dos conexiones coaxiales. Otras combinaciones de tubos disponiblespara la línea de 52 Ω puede ser utilizable. La relación de ID conductor exterior a OD conductor interior debe ser 2,4 / 1.Para un muestreador para ser utilizado con otras impedancias de línea de transmisión, verCapítulo 24para relaciones adecuadasde tamaños de conductores. Las fotografías yFig 23mostrar detalles de la construcción. Soldadura de las piezas grandes se puede hacer con una plancha de 300-W o una pequeña linterna. Un trabajo limpio se puede hacersi el interior de la T y el exterior de la tubería se estañado antes de ensamblar. Cuando las piezas sonrecalienta y empujó juntos, resultará una buena unión mecánica y eléctrica. Si se utiliza un soplete, vayafácil con el calor, como un montaje sobre-calentado y descolorida no aceptará soldadura así. Se recomiendan conectores coaxiales con Teflon u otro aislamiento resistente al calor. Tipo N, conretenes de anillo de división para los conductores centrales, son los preferidos. Haga palanca en las arandelas de anillo de división con un cuchillopunto o destornillador pequeño. No pierda de ellos, ya que va a ser necesarios en el montaje final. El conductor interno se prepara haciendo ocho cortes radiales en un extremo, usando una sierra de calar con unahoja de dientes finos, a una profundidad de1/2pulgada. Los dedos de modo hechas luego se doblan juntos, formando una cónicafinal, como se muestra en las Figs22y23.Soldar el pin central de un montaje coaxial en esto, siendo más cuidadosono sobrecalentar el trabajo. En la preparación para soldar el cuerpo del conector coaxial a la tubería de cobre, es convenienteutilizar un accesorio similares sujeta en un tornillo de banco como un dispositivo de sujeción. Descanse el conjunto T en la parte superior, que se celebró en su lugarpor su propio peso. Utilice el conductor central preparado parcialmente para asegurar que el conector coaxial esconcéntrico con el conductor exterior. Después de estar seguro de que los extremos del tubo se cortan exactamente perpen-dicular al eje, aplique calor a la coaxial apropiado, usando lo suficiente para un buen filete de soldadura puede serformado en la brida y el tubo se encuentran. Antes de completar el conductor central, compruebe su longitud. Se debe limpiar la superficie interior de laconector por el grosor del anillo partido en el pasador central. Presentar a la longitud; si es necesario, como con la ranuraotro extremo, y soldar el pasador central en su lugar. El accesorio puede ahora ser soldado sobre el tubo, para completarla sección de línea de 52 Ω. El conjunto de sonda está hecha de un 1 1/2pulgadas de largo de la tubería de cobre, con un casquillo de la pipa en la parte superiorpara apoyar el condensador de alimentación de paso superior, C2. El bucle de acoplamiento está montado por medio de pequeño Teflonseparadores en un disco de cobre, cortado para caber dentro de la tubería. El disco cuenta con cuatro pequeñas pestañas alrededor del borde desoldadura en el interior del tubo. El diodo, D1, está conectado entre un extremo del bucle y un 500 pF-condensador de conexión de interfaz, C1, soldada en el disco. La resistencia de terminación, R1, está conectado entreel otro extremo del bucle y suelo, tan directamente como sea posible. Cuando se completa el conjunto de disco, insértelo en la tubería, aplique calor al exterior, y la soldaduralas pestañas en lugar de fusión de la soldadura en el conjunto de las pestañas. La posición del bucle

Calibración El muestreador es muy útil para muchos puestos de trabajo, incluso si no está calibrado con precisión, aunque esdeseable para calibrar contra un vatímetro de precisión conocida. Se requiere una buena carga ficticia de 52 Ω. El primer paso es para ajustar la inductancia del bucle, o el valor de la resistencia de terminación, para más bajolectura de la potencia reflejada. El bucle es la más fácil de cambiar. La presentación a reducir su anchura aumentará suimpedancia. El aumento de la sección transversal del bucle bajará la impedancia, y esto puede ser hecho porrecubrimiento con soldadura. Cuando la lectura potencia reflejada se reduce en la medida de lo posible, revertir la sonda y


calibrar para poder hacia adelante mediante el aumento de la potencia de salida del transmisor en los pasos y hacer un gráfico de lalecturas metros obtenidos. Utilice el control de calibración, R3, para establecer la lectura máxima. Variaciones En lugar de utilizar una toma de muestras para el control de adelante y refleja el poder mediante la inversión en varias ocasionesla sonda, es mejor hacer dos asambleas montando dos accesorios T de extremo a extremo, usando uno para adelantey uno para la potencia reflejada. El medidor se puede cambiar entre las sondas, o dos metros puede ser utilizado. La toma de muestras descrito fue calibrado en 146 MHz, ya que fue diseñado para su uso repetidor. El más altobandas de la lectura del medidor será mayor para un nivel de potencia dado, y será baja para la frecuencia más bajabandas. Calibración para dos o tres bandas adyacentes se puede lograr haciendo que el ajuste de profundidad de la sondacapaz, con paradas o marcas para ayudar en el restablecimiento de una banda determinada. Por supuesto más sondas se pueden hacer, concada sonda calibrada para una banda dada, como se hace en algunas de las unidades disponibles comercialmente. Otros tamaños de tuberías y accesorios se pueden utilizar al hacer uso de la información dada en Capítulo 24aseleccione tamaños de conductores necesarios para las impedancias deseados. (Ya que es de vez en cuando sea posible para recogerbuenas ofertas en línea de 75 Ω, un sampler de esta impedancia podría ser deseable.) Accesorios N Tipo fueron utilizados debido a su impedancia constante y su facilidad de montaje. Mástener el retenedor de anillo partido, que es fácil de usar en esta aplicación. Algunos tienen un método de prensado, comohacer parecer que todos los conectores BNC. Si un accesorio debe ser + SED y no puede ser desmontado, perfore un agujero grandesuficiente para despejar una punta de soldadura de hierro en el conductor exterior de cobre y tubo. Un agujero de hasta3/8Diámetro pulgadastendrá muy poco efecto sobre el funcionamiento del muestreador.

Un calorímetro para VHF y UHF Mediciones Eléctricas

Un litro de agua en un cubo de hielo de espuma de poliestireno, un rollo de pequeño cable coaxial y un termómetro son todoslos ingredientes necesarios para un vatímetro RF precisa. Su calibración es independiente de la frecuencia. Lavatímetro funciona según el principio calorímetro: Una determinada cantidad de energía de RF es equivalente a una cantidadde calor, que puede ser determinada midiendo el aumento de temperatura de una cantidad conocida de térmicamentematerial aislante. Este principio se utiliza en muchos de los vatímetros de alta potencia más precisos. Esteprocedimiento fue desarrollado por James Bowen, WA4ZRP, y fue descrita por primera vez en diciembre de 1975QST. El rollo de cable coaxial sirve como una carga ficticia para convertir la potencia de RF en calor. Cable RG-174fue elegido para su uso como la carga ficticia en este calorímetro debido a su factor de pérdida alta, pequeño tamaño, ybajo costo. Se trata de un cable 52-Ω estándar de diámetro de aproximadamente 0,11 pulgadas. Un rollo marcó preenvasados como 60 pies de largo, pero medido a ser 68 pies, fue comprado en una tienda de electrónica. Una parcela de factor de RG-174 pérdida medido como una función de la frecuencia se muestra en 25 Fig. En uso, el extremo del cable no está conectado a la transmisor se deja en circuito abierto. Por lo tanto, a 50 MHz, la onda reflejada de regresar al transmisor (después de haciendo un ida y vuelta de 136 pies a través del cable) se 6.7 dB 1,36 = 9,11 dB por debajo de la onda hacia adelante. La onda reflejada 9,11 dB por debajo representa un ROE de el transmisor de 2,08: 1. Si bien este valor parece más grande de lo que se desea, tener en cuenta que la mayoría Transmisores de 50 MHz pueden ajustarse para que coincida en un SWR de esta magnitud eficiente. Para asegurar precisa resultados de la tasa, simplemente sintonizar el transmisor para una máxima alimentación a la carga antes de hacer la medición.Fig factor de 25-Pérdida de la RG-174 en coaxiales utiliza en el A frecuencias más altas de pérdida de los cables se incrementa por lo que elcalorímetro.

27-24 Capítulo 27

SWR baja.Tabla 4presenta los valores de ROE de entrada calculados a varias frecuencias de 68 pies de RG174. En 1000 MHz y superiores, la ROE causada por el conector del cable, sin duda, superar la muy bajacable de SWR lista de estas frecuencias. En funcionamiento, el cable está sumergido en un litro de agua y la energía fluye calor disipado desde el cableen el agua, elevando la temperatura del agua. VerFig 26.La calibración de la vatímetro se basa en lahecho físico de que una caloría de energía de calor elevará un gramo de agua líquida 1 ° C. Desde un litro deagua contiene 946,3 gramos, el emisor deberá entregar 946,3 calorías de energía de calor al agua para aumentarsu temperatura de 1 ° C. Una caloría de energía es equivalente a 4.186 julios y un joule es igual a 1 W durante 1segundo. Por lo tanto, la capacidad de calor de 1 cuarto de agua expresada en julios es 946.34.186 = 3.961 julios / ° C. La capacitancia calor del cable es pequeño con respecto a la del agua, pero sin embargo suefecto se debe incluir a la mejor precisión. La capacitancia calor del cable se determinó en elmanera descrita a continuación. Se planteó la rollo de 68 pies de cable RG-174a una temperatura uniforme de 100 ° C por inmersiónTabla 4en una cacerola de agua hirviendo durante unos minutos. La SWR entrada Calculado para 68 Pies delitro de agua del grifo se vertió en la espuma de poliestirenoRG-174 sin terminar por cablecubo de hielo y su temperatura se midió a28.7 ° C. A continuación, el cable se transfirió rápidamenteFreqSWR (MHz)desde el agua hirviendo para el agua en el hielocubo. Después de la temperatura del agua en el hielo502.08

1441.35balde había dejado de aumentar, que mide 33.0 ° C. 2201.20Dado que el calor total adquirida por el litro de agua 4321.06fue igual al total de calor perdido desde el cable, que 12961.003puede escribir la siguiente ecuación: 23041.0003

(? TAGUA) (CAGUA) = - (? TCABLE) (CCABLE)

donde ΔAGUA= El cambio en la temperatura del agua C AGUA= La capacidad de calor de agua ΔCABLE= El cambio en la temperatura de cable C CABLE= La capacidad de calor por cable

Sustituyendo y resolver:(33,0 a 28,7) (3961) = - (33,0-100) (CCABLE)

4.33961C67 CABLE

254 julios / ° C =CABLE

Por lo tanto, la capacitancia total de calor del agua ycable en el calorímetro es 3.961 + 254 = 4.215 julios /Desde el 1 ° F = 9.5 ° C, la capacidad total de calor puedetambién ser expresada como 42155/9 = 2.342 julios / ° F.

Materiales y Construcción El litro de agua y el cable debe ser térmicamenteaislada para asegurar que ningún calor se obtiene de operdido en los alrededores. Un recipiente de espuma de poliestireno esideal para este propósito ya que la espuma de poliestireno tiene una muybaja conductividad térmica y una ca- térmica muy bajapacitance. Una tienda de variedad local era la fuente de un

Fig 26-El calorímetro listo para su uso. El rollode cable coaxial se encuentra inmersa en un litro deagua en el compartimento izquierdo de laRecipiente de espuma de poliestireno. También se muestra latermómetro, que funciona como una barra de agitación.


pequeña espuma de poliestireno en el pecho frío con compartimentos para llevar bocadillos y latas de bebida. El rectangularcompartimento para sándwiches se encontró que era de un tamaño adecuado para la celebración del cuarto de agua y coaxial. El termómetro puede ser una Celsius o Fahrenheit tipo, pero trate de elegir uno que tiene divisiónsiones para cada grado espaciados lo suficientemente amplia como para que la temperatura se pueden estimar fácilmente a una décima partegrado. Tiendas de artículos fotográficos llevan termómetros cuarto oscuro, que son ideales para este propósito. En, termómetros generales bulbo de vidrio son más precisos que los tipos de línea-puntero mecánicas. El conector de RF en el extremo del cable debe ser un tipo constante impedancia. A con- tipo BNCconector diseñado especialmente para su uso en el cable de diámetro 0,11 pulgadas se localizó a través de canales excedentes. Siusted no puede encontrar uno de estos, envuelva cinta aislante de plástico alrededor del cable cerca de su extremo hasta que eldiámetro de la envoltura de cinta es la misma que la de RG-58. A continuación, conecte un conector estándar BNC paraRG-58 de la manera normal. Sellar con cuidado el extremo abierto opuesto del cable con cinta de plástico o compuesto de calafateo de siliconaasí que no hay agua puede filtrarse en el cable en este punto.

Procedimiento para el Uso Vierta 1 cuarto de agua (4 tazas de medir) en el recipiente de espuma de poliestireno. Mientras la temperatura del aguatura no es muy caliente o muy frío, no es necesario para cubrir la parte superior del recipiente de espuma de poliestirenodurante las mediciones. Desde el transmisor con el tiempo calentar el agua varios grados, el aguainicialmente unos pocos grados más fría que la temperatura del aire es ideal ya que la temperatura media del agua harácasi igual se reducirán al mínimo la temperatura del aire y la transferencia de calor al aire. Conecte el RG-174 carga ficticia al transmisor a través de la longitud más corta posible de menorcable de la pérdida como RG-8. Tape los conectores y el adaptador en el RG-8 al conjunto RG-174 con cuidado concinta de plástico para evitar que el agua se filtre en los conectores y el cable en este punto. Rollo de la RG-174en una bobina suelto y sumergirlo en el agua. No obligar a las vueltas de la bobina juntos en cualquier forma, comoel agua debe poder circular libremente entre las vueltas de cable coaxial. Todo el cable RG-174 debe estarsumergido en el agua para garantizar una refrigeración suficiente. También sumerja parte de la AT- conector grabadatached a la RG-174 como una precaución adicional. Al completar los pasos anteriores, sintonizar rápidamente el transmisor de potencia máxima en elcarga. Cese transmitir y revuelva el agua lentamente durante un minuto o así hasta que su temperatura se ha estabilizado.A continuación, medir la temperatura del agua con la mayor precisión posible. Después que la temperatura inicial ha sido deter-minado, comenzará la "transmisión", prueba que mide el número total de segundos de tiempo clave hacia abajo con precisión.Revuelva el agua poco a poco con el termómetro y continuar transmitiendo hasta que haya un aumento significativo en eltemperatura del agua, por ejemplo 5 a 10 grados. La prueba puede ser dividido en una serie de cortos períodos, siempre y cuandoa realizar un seguimiento del tiempo total de teclado hacia abajo. Cuando else completa la prueba, siga revolviendo el agua lentamentey controlar su temperatura. Cuando la temperaturadeja de aumentar, tenga en cuenta la indicación final con la mayor precisióncomo sea posible. Para calcular la potencia de salida del transmisor, multi-ejercer la capacidad de calor calorímetro (4.215 para C o2342 para F) por la diferencia en WA- inicial y finaltemperatura ter. Luego divida por el número total desegundos de tiempo clave hacia abajo. La resultante es la trans-el poder emisor en vatios. Un nomograma que también puedeser utilizado para encontrar la potencia de salida del transmisor se da enFig 27.Con una línea recta, conecte el número totaldel segundo clave hacia abajo en la columna de la hora de la roero de grados cambio (F o C) en la temperaturaaumentando la columna, y leer la potencia del transmisor fueraponer en el punto donde la recta cruza elFig 27-Nomograma para encontrar la potencia del transmisor de salida para el calorímetro.columna de potencia de salida.

27-26 Capítulo 27

Fig 28-exterior e interiorvistas del puente de ruido.La unidad tiene un acabado en rojoesmalte. Prensa-en letras esutilizado para la calibraciónmarcas. Tenga en cuenta que lapotenciómetro debe estaraislado del suelo.

Limitación de la potencia La máxima capacidad de manejo de potencia del calorímetro está limitada por la siguiente. En muyaltos poderes del material dieléctrico en la línea coaxial se derretirá debido a un calentamiento excesivo o lacable será arco relevo de tensión excesiva. A medida que la frecuencia de transmisión se hace mayor, la excessive-problema de calentamiento se acentúa, ya que más de la energía se disipa en los primeros pies de cable. Paraejemplo, en 1296 MHz, aproximadamente el 10% de la potencia de transmisión se disipa en el primer pie decable. El sobrecalentamiento puede prevenirse cuando se trabaja con alta potencia mediante el uso de un ciclo de trabajo de menos a másreducir la potencia disipada media. Utilice una serie de transmisiones cortas, por ejemplo, dos segundos activado, 10segundo apagado. Mantenga conteo del tiempo total tecla hacia abajo para fines de cálculo de potencia. Si los arcos de cablemás, utilizar un cable de mayor diámetro, tales como RG-58, en lugar de la RG-174. El cable debe ser largasuficiente para asegurar que la onda reflejada estará abajo 10 dB o más en la entrada. Puede ser necesarioutilizar más de un litro de agua con el fin de sumergir todo el cable convenientemente. Si es así, asegúrese decalcular el nuevo valor de la capacitancia de calor para la cantidad más grande de agua. También usted debe medirel nuevo cable coaxial capacitancia de calor usando el método descrito anteriormente.

Un puente de ruido Para 1.8 A través de 30 MHz

El puente de ruido, a veces referido como una antena (RX) Puente de ruido, es un instrumento que harápermite al usuario medir la impedancia de una antena u otros circuitos eléctricos. La unidad que se muestra aquí,diseñado para su uso en el rango de 1.8 a través de 30-MHz, proporciona una precisión adecuada para la mayoría de las mediciones.El funcionamiento de la batería y el pequeño tamaño físico hacen de esta unidad ideal para uso remoto-ubicación. Modulación del tonoción se aplica al generador de ruido de banda ancha como una ayuda para la obtención de una indicación nulo. Un detector,tales como el receptor de la estación, que se requiere para la operación. El puente de ruido consiste en dos partes: el generador de ruido y el circuito de puente. Ver Fig 29.La6,8-V diodo Zener sirve como la fuente de ruido. U1 genera un ciclo de trabajo de aproximadamente el 50%, 1,000 Hz-señal de onda cuadrada que se aplica al cátodo del diodo Zener. La modulación AP-1000 Hzperas en la señal de ruido y proporciona un efecto adicional de detección nula utilidad. La banda ancha-ruidola señal es amplificada por Q1, Q2 y los componentes asociados a un nivel que produce una S9 aproximadaseñal en el receptor. Ligeramente más ruido está disponible en el extremo inferior de la gama de frecuencias, ya que ningúncompensación de frecuencia se aplica al amplificador. Aproximadamente 20 mA de corriente se extrae de laBatería de 9 V, lo que garantiza una larga vida útil de la batería, proporciona el poder se apaga después de su uso! La parte de puente del circuito consiste en T1, C1, C2 y R1. T1 es un transformador trifilar de heridascon uno de los arrollamientos utilizados para energía de ruido par en el circuito de puente. Los dos devanado restante


Ings están dispuestos de modo que cada uno está en un brazo del puente. C1 y R1 completa un brazo y elDESCONOCIDOcircuito, junto con C2, comprenden el resto del puente. El terminal marcadoRCVRespara la conexión al detector. El rango de reactancia de un puente de ruido depende de varios factores, incluyendo la operación de fre-cuencia, el valor de condensador en serie (C3 o C4 C3 además en la figura 29) y el rango de la capacitancia variable detor (C1 en la figura 29). LaGAMAinterruptor selecciona las mediciones de reactancia ponderados hacia cualquiera capacitanciadistancia o mediante la colocación de C4 inductancia en paralelo con C3. El punto cero reactancia ocurre cuando C1 esya sea casi totalmente mallada o totalmente unmeshed. LaGAMAInterruptor casi duplica la resolución de lalecturas de reactancia.

La Fig diagrama 29-Esquema del puente ruido. Uso1/4Resistencias composición -W. Los condensadores sonunidades de cerámica en miniatura a menos que indique lo contrario. Denominaciones de componentes indicados en elesquemática, pero no gritó en la lista de piezas son para el texto y partes colocación referencia solamente. ambos agujeros en el núcleo. Batería TheBT1-9-V, NEDAUse un buen grado de resistencia. 1604A o equiv.S1, S2-Toggle, SPST.primary comienza sinuosas en un únicoC1-15- a 150 pF variableT1-transformador; 3 devanados del transformador de fuera de juego, yC2-20-pF mica.an Amidon BLN-43-2.402 ferritethe secundaria y terciariaC3-47-pF núcleo mica.binocular. Cada windingwindings comienzan en el lado opuestoC4-82-pF mica.is tres vueltas de # 30 enameledside. U1-Timer, NE555 o equiv.J1, J2-Coaxial connector.wire. Una vuelta es igual a la que pasa el alambre una vez throughR1-lineal, 250 ΩTipo AB.

27-28 Capítulo 27

CONSTRUCCIÓN El puente de ruido está contenido en una carcasa de aluminio casera que mide 523/833/4

pulgadas. Muchos de los componentes del circuito están montados en una placa de circuito que se sujeta a la pared traseradel gabinete. El trazado del circuito a bordo es tal que el plomo longitudes al tablero del puente yconectores coaxiales están en un mínimo. Un patrón de grabado y una guía de colocación de piezas para el circuitose muestran en la tabla deFiguras 30y31. Se debe tener cuidado al montar el potenciómetro R1. Para lecturas exactas del potenciómetrodeben estar bien aislado del suelo. En la unidad mostrada esto se logró mediante el montaje del control deen un pedazo de plexiglás, que a su vez se sujeta al chasis con un trozo de ángulo de aluminio de valores.Además, una1/4acoplamiento de control de eje pulgadas y una longitud de varilla fenólico se utilizaron para aislar aúnel control de la tierra donde el eje pasa a través del panel frontal. Un potenciómetro de alta calidad esnecesarios si buenos resultados de las mediciones se han de obtener. No hay tal problema al montar el condensador variable debido a que el rotor está conectado a tierra. Usoun condensador de alta calidad; no trate de ahorrar dinero en ese componente. Dos conectores de RF en la parte posteriorPanel están conectados a un detector (receptor) y alDESCONOCIDOcircuito. No utilice plástico con aislamientoconectores RCA (que podrían influir en la precisión de puente a frecuencias más altas). Utilice coaxiales miniaturacable (RG-174) entre laRCVRconector y la placa de circuito. Conecte un extremo del C3 al circuitotablero y el otro directamente a laDESCONOCIDOconector de circuito.

Puente de Compensación Capacitancia e inductancia parásita en el circuito de puente pueden afectar las lecturas de impedancia. Si un muySe requiere puente precisa, utilice los siguientes pasos para contrarrestar los efectos de la reactancia de dispersión. Porquela ubicación física de la placa, conectores y controles en el gabinete a determinar dónde compensaciónción se necesita, no existe ninguna disposición para los componentes de compensación en la placa de circuito impreso. Buenas cargas de calibración son necesarias para comprobar la exactitud del puente ruido. Cuatro son necesarios aquí: un0-Ω (corto circuito) de carga, una carga de 50 Ω, una carga de 180-Ω, y una carga de resistencia variable. El cortocircuito ycargas de resistencia fija se utilizan para comprobar la exactitud del puente de ruido; se utiliza la carga varaible-resistenciacuando se mide la pérdida de cable coaxial.

Patrón de la figura 30-Grabado para el PC puente del ruidobordo, en su tamaño real. Negro representa cobre. Estees el modelo para el lado inferior de la placa. Lalado superior de la placa es un plano de tierra completacon una pequeña cantidad de cobre eliminadaalrededor de los orificios de los componentes.

Fig guía 31-Piezas-colocación para el ruidopuente como se ve desde el componente o la parte superiordel tablero. Los agujeros de montaje están ubicados en dosesquinas de la placa, como se muestra.


Detalles constructivos de las cargas se muestran enFig 32.Cada carga se construye dentro de una conexióntor. Cuando la construcción de las cargas, mantener los cables tan cortoscomo sea posible para minimizar efectos parásitos. Ya está-resistores deben ser no inductiva (no bobinados).Barrio vatios, resistencias de composición de carbono deberíanfuncionar bien. El potenciómetro en la variable de re-carga de resistencia es una unidad de montaje en PC en miniatura con unaresistencia máxima de 100Ωo menos. El poten-limpiaparabrisas ciómetro y uno de los cables finales son con-conectado al pin central del conector; el otroplomo está conectado a tierra.

Capacidad parásita

Capcitance callejero en la parte variable de la resistenciadel puente tiende a ser mayor que la de lalado desconocido. Esto es así porque la ca- parasitariapacitance en la resistencia variable, R1, es comparativativamente alta. El efecto de la capacitancia parásita es másdetectada fácilmente mediante la carga de 180 Ω. Mida ygrabar la resistencia real de la carga, RL. Con-conectar la carga a laDESCONOCIDOconector, lugarS2 en el XLposición, sintonizar el receptor a 1,8 MHz,y nulo el puente. (Vea la sección "Encontrar elNull "para los consejos.) Utilice un ohmímetro a través de R1 amedir su resistencia dc. La magnitud de lacapacitancia parásita se puede calcular por

R1CpC3- 1(Ecuación 4) RLdonde RL= Resistencia de carga (medida) R1 = resistencia de la resistencia variable C3 = capacitancia en serie.

Fig detalles 32-Construcción de la resistenciacargas utilizan para comprobar y calibrar el ruidopuente. Cada una de las cargas se construye en el interiorun conector coaxial que coincide con los de lapuente. (Visto que se muestran son secciones transversales dePL-259 cuerpos; no se muestran las mangas.)Potenciales deben mantenerse lo más corto posibleminimizar la inductancia parásita. A es una carga de 0 Ω;B representa una carga de 50 Ω; C es una carga de 180 Ω; Dmuestra una carga de resistencia variable utilizada paradeterminar la pérdida en un cable coaxial.

Puede compensar C pmediante la colocación de un condensador variable, CC, En el lado del puente con menorcapacitancia parásita. Si R1 es mayor que RL, Capacitancia parásita es mayor en el lado de resistor variable deel puente: Lugar Ccentre el punto U (en el circuito) y tierra. Si R1 es menor que RL, Callejerocapacitancia es mayor en el lado desconocido: Lugar Ccentre el punto B y tierra. Si la capacidad de compensación requerida es de sólo unos pocos picofaradios, puede utilizar un truco de capacitanciator (hecha por torciendo dos piezas cortas de aislamiento, alambre sólido juntos) para Cc. Un condensador truco esajustado por el recorte de su longitud.

Inductancia parásita Inductancia parásita, si está presente, debe ser sólo unas pocas decenas de nanohenrios. Esto representa unos pocosohmios de reactancia inductiva a 30 MHz. El efecto se observa mejor mediante la lectura de la reactancia de laCarga de prueba 0-Ω a 1,8 y 30 MHz; la reactancia indicado debe ser el mismo en ambas frecuencias. Si la lectura de reactancia disminuye a medida que se incrementa frquency, inductancia parásita es mayor en elbrazo conocido, y se necesita compensar la inductancia entre el punto T y C3. Si la reactancia aumenta

27-30 Capítulo 27

con frecuencia, la inductancia desconocido-brazo es mayor, y la inductancia de compensación debe ser colocadoentre el punto B y R1. Compensar inductancia parásita mediante la colocación de una bobina de una sola vez, a partir de una longitud de 1 a 2 pulgadas dealambre sólido, en el brazo correspondiente del puente. Ajuste el tamaño de esta bobina hasta que la lectura de reactanciapermanece constante 1,8-30 MHz.

Calibración Buena exactitud de la calibración es necesaria para las mediciones de ruido puente precisos. Calibración de laescala resistencia es sencillo. Para ello, sintonizar el receptor a una frecuencia cercana a 10 MHz. Conecte elCarga 0-Ω a laDESCONOCIDOconector y nulo el puente. Este es el punto de resistencia a cero; márquela enla escala de la resistencia del panel frontal. El resto de la gama de resistencia está calibrada mediante el ajuste de R1, medicióning R1 con un ohmímetro exacta, el cálculo del aumento del punto cero y que marca el in-pliegue en el panel frontal. La mayoría de los puentes tienen la escala reactancia marcada en la capacitancia debido capacitancia no varíacon la frecuencia. Por desgracia, eso requiere curvas de calibración o cálculos no triviales para llegar ala reactancia de carga. Un método alternativo es marcar la escala reactancia enohmiosen una cuencia de referenciacuencia de 10 MHz. Este método se calibra el puente cerca del centro de su área de distribución y muestra reactanciadirectamente, sino que requiere un cálculo sencillo para escalar la lectura reactancia para frecuencias distintas de 10MHz. La ecuación de escala es: 10 X u (f)Xu (10)(Ecuación 5) Fdonde f = frecuencia en MHz Xu (10)= Reactancia de la carga desconocida en 10 MHz Xu (f)= Reactancia de la carga desconocida en f. Una pieza en corto de cable coaxial sirve como una fuente de reactancia. (La reactancia de un cortocircuito, baja pérdidacable coaxial sólo depende de la longitud del cable, la frecuencia de medición y el cable de ca-impedancia carac-.) Radio Shack RG-8M se utiliza aquí, ya que es de fácil acceso, tiene relativamente bajala pérdida y tiene una impedancia casi puramente resistiva característica. Preparar el cable de calibración de la siguiente manera: 1) Cortar una longitud de cable coaxial que es ligeramente más largo que 1/4a 10 MHz (alrededor de 20 pies paraRG-8M). Adjuntar un conector adecuado a un extremo del cable; dejar el otro extremo en circuito abierto. 2) Conecte la carga de 0 Ω hasta el puente del ruido DESCONOCIDOconector y ajustar la frecuencia del receptor para10 MHz. Ajuste el puente de ruido para un nulo. No ajuste el control de reactancia después de que se encontró el nulo. 3) Conecte el cable de calibración al puente DESCONOCIDOTerminal. Null el puente mediante el ajustesolamentela resistencia varaible y la frecuencia del receptor. La frecuencia del receptor debe ser inferior a10 MHz; si es superior a 10 MHz, el cable es demasiado corto, y lo que necesita para preparar una más larga. 4) reducir gradualmente longitudes cortas desde el extremo del cable coaxial hasta obtener un valor nulo a 10 MHzmediante el ajuste de sólo el control de la resistencia. A continuación, conecte el centro del cable y conductores de escudo en laextremo abierto con una longitud corta de trenza. Verifique que los nulos puente con cero reactancia a 20 MHz. 5) La reactancia del cable coaxial (normalizado a 10 MHz) se puede calcular a partir de: ff Xi (10)R0bronceado2(Ecuación 6)1040donde Xi (10)= Reactancia del cable a 10 MHz R 0= Resistencia característica del cable coaxial (52,5Ωpara Radio Shack RG-8M) f = frecuencia en MHz

Los resultados de la ecuación 6 tienen menos del 5% de error para reactancias menos de 500 Ωsiempre que el cable de prueba-la pérdida es inferior a 0,2 dB. Este error se convierte en mucho menos en reactancias inferiores (error 2% a 300Ωpara Antena y línea de transmisión Mediciones 27-31

un cable de 0,2 dB de pérdida). La pérdida de 18 pies de RG8M es 0,13 dB a 10 MHz. Datos de reactancia para Ra-dio Shack RG-8M se da enTabla 5. Con los valores de cable y de calibración preparadaen parte, proceder a calibrar la escala de reactancia.Sintonizar el receptor a la frecuencia apropiada parala reactancia deseado (dada en la Tabla 5, o encontró US-ING ecuación 6). Ajuste el con- resistencia y reactanciacontroles a NULL el puente. Marque la lectura reactanciaen el panel frontal. Repita este proceso hasta que todos los de-valores de reactancia engendrados se han marcado. La resistenciavalores tancia necesarios para anular el puente durante esteprocedimiento de calibración puede ser significativo (más de100Ωen las reactancias más altas. Este método de calibración es mucho más precisatasa de que el uso de condensadores fijos a través de laONU-CONOCIDOconector. Además, se puede calibrar un ruidoPuente en menos de una hora mediante este método.

Tabla 5Ruido de datos de calibración del puente:Coaxial Cable MétodoEstos datos son por cable Radio Shack RG-8M (R0=52.5Ω) Cortado exactamente1/4a 10 MHz; las reactanciasy capacitancias mostrados corresponden a esta frecuencia.

ReactanciaXyof (MHz)

10 20 30 40 50 60 70 80 90100110120130140150160170180190200210220230240250260270280290300350400450500

3,3184,4845,2625,8386,2866,6476,9437,1917,4047,5867,7477,8848,0098,1198,2178,3068,3878,4608,5278,5888,6458,6978,7468,7918,8328,8728,9088,9428,9759,0059,1339,2329,3119,375

Xyo

-10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 -90-100-110-120-130-140-150-160-170-180-190-200-210-220-230-240-250-260-270-280-290-300-350-400-450-500

f (MHz)19,37618,72218,04817,36816,70116,06215,47114,93614,46214,04413,68213,36913,09712,86112,65412,47312,31312,17212,04511,93211,83111,73911,65511,57911,51011,44611,38711,33311,28311,23611,04510,90510,79810,713

CapacidadC (pF) f (MHz) 10 20 30 40 50 60 70 80 90100110120130140

9,7989,6129,4409,2809,1308,9908,8598,7358,6188,5088,4038,3048,2098,119

Encontrar el Null En uso, un receptor está unido a laRCVRconexióntor y algo de carga de valor desconocido se conecta alaDESCONOCIDOTerminal. El receptor nos permite escucharel ruido presente a través de los brazos del puente en la cuenciacuencia de la banda de paso del receptor. La fuerza de laseñal de ruido depende de la fuerza del ruido-puente -1010.219

de la batería, el receptor de ancho de banda / sensibilidad y la im- -2010.459

diferencia entre la impedancia conocidos y desconocidos -3010.721

brazos de puente. El ruido es más fuerte y la nula más-4011.010

-5011.328obvio con bandas de paso del receptor de ancho. Configurar el receptor -6011.679para el modo de ancho de banda de AM más amplia disponible. -7012.064

La salida de ruido puente se escucha como una 1000- -8012.484

Tono Hz. Cuando las impedancias de la conocida y -9012.935

brazos de puente desconocidos son iguales, el voltaje a través-10.013,407

-11013,887el receptor se reduce al mínimo; este es un valor nulo. En uso, -12,014.357

la hipótesis nula puede ser difícil de encontrar, ya que parece -13014.801

sólo cuando ambos controles puente se acercan a la va- -14015,211

UES necesario para equilibrar el puente. Para encontrar la nula, establecer C1 a mediados de escala, barridoR1 lentamente a través de su área de distribución y escuchar una reducción de ruido (también es útil para ver el metro S).Si no se oye ninguna reducción, ajuste R1 para gama media y barrido C1. Si todavía no hay reducción, comenzará a la unafinal del intervalo de C1 y R1 barrido. Incremento C1 aproximadamente el 10% y barrido R1 con cada incremento hastaaparece una cierta reducción de ruido. Una vez que comienza la reducción de ruido, ajuste C1 y R1 alternativamente durante mínimoseñal.

MEDICIÓN DE PARÁMETROS COAXIAL-CABLE CON UN PUENTE DE RUIDO Los cables coaxiales tienen una serie de propiedades que afectan a la transmisión de señales a través de ellos.En general, los radioaficionados tienen que ver con la atenuación del cable y la impedancia característica. Si tuplanea usar un puente para hacer mediciones de ruido de la antena impedancia, sin embargo, necesita precisióndeterminar no sólo la impedancia del cable y atenuación, sino también longitud eléctrica. Afortunadamente, todos estosparámetros son fáciles de medir con un puente de ruido precisa.

27-32 Capítulo 27

Cable eléctrico Longitud Con el puente de ruido y un receptor de cobertura general, usted puede localizar fácilmente las frecuencias en la quela línea en cuestión es un múltiplo de1/2porque un cortocircuito1/2línea tiene una impedancia 0-Ω (despreciandopérdida de línea). Al ubicar dos frecuencias nulos adyacentes, puede resolver por la longitud de la línea en términos de1

/2en una de las frecuencias y calcular la longitud de línea (precisión global está limitada por el ruido puente-la precisión y la línea de la pérdida, que amplía los nulos). Como una variable intermedia, expresar la longitud del cable comofrecuencia a la que un cable es 1de largo. Esta longitud estará representada por f. Siga estos pasos paradeterminar fpara un cable coaxial. 1) sintonizar el receptor a la gama de frecuencias de interés. Coloque la carga de cortocircuito al ruidopuenteDESCONOCIDOconector y nulo el puente. 2) Desconecte el otro extremo del cable coaxial de su carga (la antena) y conectarlo a la 0-Ωcarga de prueba. Conectar el extremo cercano del cable al puenteDESCONOCIDOconector. 3) Ajuste la frecuencia del receptor y el control de la resistencia al ruido puente para un nulo. No cambie laajuste de control de reactancia puente ruido durante este procedimiento.Tenga en cuenta la frecuencia con la que se encuentra la hipótesis nula;llamar a esta frecuencia fn. La resistencia al ruido-puente en el nulo debe ser relativamente pequeño (menos de 20Ω4) Sintonice el receptor al alza en la frecuencia hasta que se encuentre la próxima nulo. Ajuste el control de la resistencia,si es necesario, para mejorar la null,pero no ajuste el control de reactancia.Tenga en cuenta la frecuencia a la cualesta segunda nula se encontró; esto es fn + 2. 5) Resolver la ecuación 7 para n y la longitud eléctrica del cable.

n

F

l

2fnFn2- Fn

4fn n

(Ecuación 7)

(Ecuación 8)

(Ecuación 9)F0

F

donde n = longitud del cable eléctrico en cuartos de onda, en fn F= Frecuencia a la que el cable es 1l= Longitud de cable elctrical, en Por ejemplo, considere una longitud de 74 pies de factor de Columbia 1188 cable de espuma dieléctrica (velocidad =0.78) que se utilizará en la banda de 10 m. En base a las especificaciones del fabricante, el cable es 2.796en29 MHz. Nulos fueron encontrados en 24.412 (fn) Y 29.353 (fn + 2) MHz. Ec 7 rendimientos n = 9,88, lo que produce9.883 MHz de la ecuación 8 y 2.934para la ecuación 9. Si la especificación del fabricante es correcta, la medidala longitud es de menos de un 5%, que es muy razonable. Idealmente, n produciría un número entero. La diferenciaentre n y el número entero más cercano indica que hay algún error. Este procedimiento también funciona para las líneas con un circuito abierto como la terminación (n estará cerca de unanúmero impar). Efectos fin desde el PL-259 incrementan la longitud efectiva del cable coaxial, sin embargo;esto disminuye la f calculado.

Cable Impedancia característica La impedancia característica del cable coaxial se encuentra mediante la medición de su impedancia de entrada a las dosfrecuencias separadas por1/4F. Esto debe hacerse cuando el cable se termina en una carga resistiva.Impedancia característica cambia lentamente como una función de la frecuencia, por lo que esta medición se debe hacercerca de la frecuencia de interés. El procedimiento de medición es como sigue. 1) Coloque la carga de 50 Ω en el otro extremo del cable coaxial y conecte el extremo más cercano a la ONU-CONOCIDOconector del puente de ruido. (El error de medición se minimiza cuando la resistencia de carga escerrar a la impedancia característica del cable. Esta es la razón para el uso de la carga de 50 Ω). 2) Sintonice el receptor aproximadamente 1/8Fpor debajo de la frecuencia de interés. Ajuste la resistencia del puente


controles tancia y reactancia para obtener un nulo, y tenga en cuenta sus lecturas como Rf1y Xf1. Recuerde, ellectura reactancia debe hacerse a escala en la frecuencia de medición. 3) Aumentar la frecuencia del receptor exactamente 1/4F. Null el puente nuevo, y tenga en cuenta las lecturas comoRf2y Xf2. 4) Calcular la impedancia característica del cable coaxial utilizando las ecuaciones 10 a 15. Un científicocalculadora es útil para esto.R = Rf1Rf2- Xf1Xf2

X = Rf1Xf2+ Xf1Rf2

ZR2X2

R0Cos Z1 bronceado-1XR2

Z0Z pecado1 bronceado-1

2Z0R =0+jX0

Sigamos con el ejemplo utilizado anteriormente para la longitud del cable. Las medidas son:

f1 = 29.000 - (9.883 / 8) = 27.765 MHzRf1= 64ΩXf1= -22Ω(10 / 27,765) = -7.9Ωf2 = 27,765 + (9,883/4) = 30.236 MHzRf2= 50ΩXf2= -24Ω(10 / 30,236) = -7.9Ω

Cuando se utiliza en las ecuaciones 10 a 15, estos datos dan:R = 3137,59X = -900,60Z = 3.264,28R0= 56.58ΩX0= -7.96Ω

Cable de atenuación Pérdida de cable se puede medir una vez se conocen la longitud eléctrica del cable y resistencia característica. Lala medición debe realizarse con una frecuencia donde el cable no presenta reactancia. Reactancia es cero cuandola longitud eléctrica del cable es un múltiplo entero deUsted puede fácilmente satisfacer esa condición, haciendo que elfrecuencia de medición un múltiplo entero de1/4F. Pérdida en otras frecuencias se puede interpolar conuna precisión razonable. Este procedimiento emplea un método de sustitución de resistencia que proporciona mucho mayorprecisión que se logra mediante rewading directamente la resistencia por parte de la escala de ruido puente. 1) Determinar la frecuencia aproximada a la que desea realizar la medición de la pérdida poruso

n 4f0

F (Ec 16A)

(Ecuación 10)(Ecuación 11)(Ecuación 12)

XR

(Ecuación 13)

(Ecuación 14)(Ecuación 15)

N Redondea al entero más cercano, entoncesf1n f

(Ec 16B) 4 2) Si n es impar, deje el otro extremo del cable abierto; si n es par, conectar la carga de 0 Ω hasta el final27-34 Capítulo 27

del cable. Conecte el extremo cercano del cable a laDESCONOCIDOconector en el puente de ruido. 3) Ajuste el puente de ruido a cero reactancia y el receptor de f1. Afinar la frecuencia del receptory la resistencia al ruido del puente para encontrar el nulo. 4) Desconecte el cable de la DESCONOCIDOterminal, y conecte la resistencia variable de calibracióncarga de la en su lugar. Sin cambiar la configuración en el puente de resistencia, ajuste la resistencia de carga yla reactancia puente para obtener un valor nulo. 5) Retire la carga de resistencia variable desde el puente DESCONOCIDOterminal y medir la resistencia de cargadistancia usando un ohmímetro que es precisa en niveles de baja resistencia. Consulte esta resistencia como Ryo. 6) Calcular la pérdida del cable en decibelios utilizando

Ryo

(Ecuación 17) R0

Para continuar con este ejemplo, la ecuación da 16A n = 11,74, por lo que medir la atenuación en n = 12. A partir de la ecuación16B, f1 = 29.649 MHz. La resistencia de entrada del cable mide 12,1Ωcon carga 0-Ω en el extremo más alejadodel cable; esto corresponde a una pérdida de 1,86 dB.

8.69 USO DE UN PUENTE DE RUIDO para medir la impedancia de una antena La impedancia en el extremo de una línea de transmisión se puede medir fácilmente utilizando un puente de ruido. Enmuchos casos, sin embargo, que realmente quieren para medir la impedancia de una antena, es decir, la impedanciade la carga en el otro extremo de la línea. Hay varias maneras de manejar esto. 1) Las mediciones pueden realizarse con el puente de ruido en la antena. Esto es por lo general no es prácticodebido a que la antena debe estar en su posición final para la medida que sea preciso. Incluso si puede serhecho, haciendo una medición de este tipo ciertamente no es muy conveniente. 2) Las mediciones se pueden realizar en el extremo de la fuente de un cable coaxial, si la longitud del cable es una exactamúltiplo entero de1/2Esto restringe efectivamente mediciones a una sola frecuencia. 3) Las mediciones se pueden realizar en el extremo de la fuente de un cable coaxial y corregida mediante un SmithGráfico como se muestra en el capítulo 28. Este método gráfico puede dar lugar a estimaciones razonables de antena im--impedancia siempre y cuando la SWR no es demasiado alta y el cable no es demasiado pérdida. Sin embargo, no com-compensar a las complejas características de impedancia de los cables coaxiales del mundo real. Además, la compensaciónpara la pérdida del cable puede ser complicado de aplicar. Estos problemas también pueden dar lugar a errores significativos. 4) Por último, las mediciones se pueden corregir usandola ecuación de línea de transmisión, como se discute in-der "Transmission Line ecuaciones" más adelante. LaTabla 6ecuación de línea de transmisión se puede resolver utilizandoLos datos de impedancia para Inverted-V AntenaSólo una calculadora científica, pero se maneja mejor FreqRuXu@ 10 MhzxuRLXL

con una calculadora programable o composición personal(MHz) (Ω) (Ω) (Ω) (Ω) (Ω)ordenador. * Este es el mejor método para el cálculo de an- 27.0448531.524-65impedancias Tenna de parámetros medidos, pero 27.2609534.926-56requiere que se mide la ca- feed-line 27.4758531.030-51cas de antemano-mediciones para que 27.6904014.532-42necesita tener acceso a ambos extremos de la línea de alimentación.27.890 -20-7.235-34

28.075 -58-20.738-24El procedimiento para determinar la antena impedancia 28.265 -65-23.040-19ANCE es medir primero la longitud eléctrica, caracterizado 28.456 -52-18.344-12impedancia carac-, y la atenuación de la coaxial 28.650 -40-14.044-6cable conectado a la antena. Después de hacer esto 28.848 -20-6,9471mediciones, conecte la antena al coaxial 29.05000.0528cable y medir la impedancia de entrada del cable29.255206.85715

* Listas para programas calculadora básica y HP-41C sondisponible en el Departamento Técnico en la sede de la ARRL paraun SASE. Solicitud de pedido. 3495, y enviar un Business-tamaño estampada sobre de respuesta.

29.429.629.830.0

64788590

30 20 0-50

10.2 6.8 0-16.7

63757889

21263033

27-35Antena y línea de transmisión Mediciones

Fig 33-Impedancia parcela de una antena de V invertidacorte de 29 MHz. En A, una parcela de resistencias yreactancias, medido utilizando el puente de ruido, alel extremo de una longitud de 74 pies de Columbia 1188Cable coaxial. En B, la antena- realparcela de impedancia (que se encuentra utilizando la transmisión-ecuación de la línea para eliminar los efectos de lalínea trnasmission).

en un número de frecuencias. A continuación, utilice estos mediciónmentos en la ecuación trnasmission línea para determinarla impedancia de la antena real en cada frecuencia. Tabla 6yFig 33dar un ejemplo de talcálculo. La antena utilizada para este ejemplo esa 10 metros de V invertida sobre 30 pies por encima de lasuelo. Los brazos de la antena están separados porun ángulo de 120 °. Cada brazo es exactamente 8 pies de largo, yla antena es de # 14 alambre. La línea de alimentación esla longitud de 74 pies de Columbia 1188 caracterizadozado antes. Ver la figura 33A. A partir de esta parcela de la impedanciamediciones, es muy difícil determinar any-cosa sobre la antena. Resistencia y reactanciavariar sustancialmente en esta gama de frecuencias, yla antena parece ser resonante a 27,7, 29,0y 29,8 MHz. La parcela en la figura 33B muestra la verdadera im- antenaimpedancia. Esta parcela se ha corregido para los efectosdel cable utilizando la ecuación de línea de transmisión. Laverdadera resistencia y la reactancia de la antena tanto aumentosin problemas con frecuencia. La antena es resonante a28,8 MHz, con una resistencia a la radiación en la resonanciade 47ΩEsto es normal para una V invertida Al hacer las conversiones, tenga cuidado de nopara que los errores de medición. Tales errores intro-ducir más errores en los datos corregidos. Esta probabilidadlem es más significativo cuando la línea de transmisiónes cerca de un múltiplo impar de una1/4y la línea de cables de aceroy / o atenuación es alta. Los errores de medición sonprobablemente presente si los pequeños cambios en la entrada de im-Aparecen características impedancia o línea de transmisióncomo grandes cambios en la impedancia de la antena. Si este esfuerzofect está presente, se puede minimizar haciendo que elmediciones con una línea de transmisión que es APmadamente un múltiplo entero de1/2

ECUACIONES línea de transmisión La transformación de impedancia que se produce cuando una señal se propaga en una línea de transmisión puede serresuelto ya sea gráficamente (mediante un carta de Smith), o numéricamente, utilizando la línea de transmisión equation.Thelínea de transmisión puede ser de línea abierta de alambre o cable coaxial. Con el advenimiento de los ordenadores personales,transformación de impedancia en una línea de transmisión es más fácil y claculated precisión numéricaque con la carta de Smith. La transformación de impedancia a lo largo de una línea de transmisión se da por la ecuación 18,que se toma de trabajo por S. Ramo, J. Whinnery y T. Van Duzer (verBibliografía).Todo basado trig-funciones en las ecuaciones 18 y 38 se expresan o calculados en radianes. (Un radián es 360 / 2π≈57.29 °.)

Cosh ZlZ0senhlZyoZ0LZ0coshlZLsenhldonde Zyo= Impedancia de entrada de la línea de transmisión27-36 Capítulo 27

(Ecuación 18)

Z0= Impedancia característica de la línea de transmisiónZL= Impedancia de carga al final de la línea de transmisiónl= Longitud de la línea de transmisión en radianes= Complejo constante de propagación (γ =+j)= Atenuación constante en nepers por unidad de longitud (1 neper = 8,69 dB)= Constante de fase en radianes por unidad de longitud

Las impedancias y la constante de propagación pueden ser números complejos. El complejo seno hiperbólicoy coseno se puede encontrar porsinh (αl +jl)= cos (l)sinh (αl) +Jsin (l)cosh (αl) (ecuación 19)cosh (αl +jl)= cos (l)cosh (αl) +Jsin (l)sinh (αl) (ecuación 20) e l- E-l

senhl2

(Ecuación 21)

e l+ E-l

(Ecuación 22)coshl2Para encontrar la impedancia de carga (con una impedancia de entrada conocida línea de transmisión), la transmisión-ecuación de la línea es el mejor escrito comoCosh Zl- Z0senhlZLZ0yoZ0coshl- Zyosenhl

(Ecuación 23)

La mayoría de las mediciones se realizan a través de la antena una longitud fija de cable coaxial. Por lo tanto, vamos aasumir quees una sola unidad que vamos a llamar a la atenuación del cable. Esto se mide comúnmenteen decibelios, pero se debe convertir a nepers para su uso en la ecuación de línea de transmisión. La concentración de faseconstante se puede expresar como una función de la frecuencia y la longitud de la línea de transmisión por:

l2 FF (Ecuación

24)donde f = frecuencia de operación F = Frecuencia a la que la línea de transmisión es 1larga eléctricamente

Una línea de transmisión en corto se utiliza para medir f. Para ello, encontrar una frecuencia en la que la transmisiónlínea de misión tiene cero reactancia y una resistencia baja (menor que la resistencia característica dellínea de transmisión). Llame a esta frecuencia fn. Aumentar la frecuencia hasta que la próxima reactancia cero, bajapunto de resistencia es found.We'll llamar a este fn + 2. (El subíndice indica el número de cuarto de ondalongitudes que están presentes en la línea de transmisión; n es siempre un número entero.)

n 2fn

Fn2- Fn (Ecuación 25)

donde n = 2, 4, 6,. . . 4fn

(Ecuación 26) n El valor de fcalculada en la ecuación 26 asume que la línea de transmisión tiene una ca- no reactivoimpedancia istic. Esto generalmente no es cierto, pero la ecuación 26 es exacta, sin embargo; se produce un error de menosde 2,5% para una línea de transmisión con la pérdida de menos de 3 dB y una característica impedancia reactivacomponente de menos de 10ΩTransmisión línea impedancia característica es casi siempre compleja. Bueno cable coaxial tiene unamuy pequeño componente característico impedancia reactiva (en el orden de unos pocos ohmios). Caracterizado por cable

F


istic impedancia se calcula más fácilmente mediante la colocación de una carga en un extremo del cable y medir laimpedancia en el otro extremo a dos frecuencias separadas por1/4F. La impedancia de entrada del cable esentoncesCosh ZlZ0senhlZyoFZ0LZ0coshlZLsenhlZ senhlZ0coshlZyof + f/ 4Z0LZ0senhlZLcoshlLas ecuaciones 27 y 28 pueden ser manipulados de manera que la impedancia característica se puede encontrarZ0ZyoFZyoFF/ 4

Z = R +jX= Zyo(F) Zyo(F + f/ 4)

ZR2X2

R0

X0

Cos Z1/2bronceado-1XR

Z pecado1/2bronceado-1

(Ecuación 29)

(Ecuación 27)

(Ecuación 28)

La raíz cuadrada es compleja, y se puede calcular con una calculadora científica utilizando las ecuaciones 30 a 34. (Ecuación

30)(Ecuación 31)

X

R

(Ecuación 32)

(Ecuación 33)(Ecuación 34)

Z0R =0+jX0

Atenuación de transmisión de línea se puede calcular después de usar esta ecuación de impedancia de línea de transmisión 1/2

ZLcosljlpecadolZ0lcosljpecadolZyoZ0(Ecuación 35) cos

Z012ljlpecadolZLlcosljpecadol/Esta ecuación produce un error de menos de 5% -como siempre y cuando la pérdida de línea de transmisión es inferior a 3 dB. Sila línea de transmisión es un múltiplo impar de un cuarto de longitud de onda (n = 1, 3, 5,...) y se termina porun circuito abierto, o si la línea de transmisión es un múltiplo par de un cuarto de longitud de onda (n = 2, 4, 6,...)y se termina por un corto circuito, la impedancia de entrada está dada por

Zyo=Z0

La atenuación de la línea de transmisión se puede encontrar Ryo

R0 (Ecuación 37)

(Ecuación 36)

donde Ryoy R0son las partes resistivas de la impedancia de entrada y la impedancia característica, respec-tivamente. La atenuación de línea de transmisión aumenta con la frecuencia. Una estimación para esta atenuación esdada por FlFlFFdonde 0,5 <<1

Esta ecuación se puede usar para interpolar entre los valores medidos de la atenuación. Para la mayoría coaxialcables,= 0.5 funciona bien.

27-38 Capítulo 27

(Ecuación 38)

A Time-Domain Práctico Reflectómetro Un reflectómetro de dominio de tiempo (TDR) es un sencillo pero potenteherramienta utilizada para evaluar las líneas de transmisión. Cuando se utiliza con un oscilométricoalcance, una impedancia pantallas TDR "baches" (circuitos abiertos y cortos,torceduras, etc.) en las líneas de transmisión. TDR producidos comercialmentecosto de cientos de miles de dólares cada uno, pero puede agregarel TDR se describe aquí a su choza por mucho menos. Este materialse basa en unaQSTartículo de Tom King, KD5HM (ver bibliografíasPHY) y que será completada con la información de las referencias.

Cómo un TDR Obras Un simple TDR consiste en un generador de onda cuadrada y un oscilométricoFig 34-El reflecto- el dominio del tiempo metros que se muestra aquí se une a unámbito de aplicación. El generador envía un tren de pulsos de corriente continua por una transmisiónpequeño osciloscopio portátil.

línea, y el osciloscopio le permite observar el incidente y reflejadalas ondas de los pulsos (cuando el ámbito de aplicación se sincroniza a los pulsos).Un pequeño análisis de la pantalla alcance cuenta la naturaleza y ubicación de los cambios de impedancia a lo largo de la línea. La naturaleza de una perturbación impedancia se identifica mediante la comparación de su patrón a los de Fig 35.Lapatrones se basan en el hecho de que la onda reflejada de una perturbación se determina por la onda incidentemagnitud y el coeficiente de reflexión de la perturbación. (Los modelos mostrados pérdidas negligencia; PAT- realcharranes pueden variar ligeramente de los que se muestran.)

Fig 35-ticaspatrones istic TDR paravarias cargas. Laubicación de la cargase puede calculardesde el tiempo de tránsito,t, que se lee desdeel osciloscopio (vertexto). Valores de R pueden sercalculado como se muestra(Para puramente resistivacargas sólo-<0cuando R <Z;> 0 0cuando R>Z). Valores 0para cargas reactivasno se puede calcularsimplemente.


La Fig diagrama 36-esquemática de lareflectómetro de dominio de tiempo. Todosresistencias son1/4W, la tolerancia del 5%. U1es un CMOS 555 temporizador. Actual Circuitode drenaje es de 10 a 25 mA. Cuando la construcciónel TDR, observar la construcciónprecauciones discutidos en el texto. C2 estrom disponibles Mouser Electronics,NO. ME242-8050. Ángulo rectoConectores BNC para uso en J1 y J2se puede obtener trom NewarkElectrónica, parte no. 89N1578. S1pueden obtenerse en Todo electronesics, NO. NISW-1. Una palanca SPSTinterruptor también se puede utilizar en S1.

Se calcula la ubicación de una perturbacióncon un simple método de integración proporcional: el de ida y vueltatiempo (a la perturbación) se puede leer desde la os-pantalla cilloscope (retícula). Por lo tanto, sólo es necesarioleer la hora, se multiplica por la velocidad de laondas de radio (la velocidad de la luz, ajustado por el ve-factor de locity de la línea de transmisión) y dividirpor dos. La distancia a una perturbación viene dada por:

l983.6VFt

2

(Ecuación 1)

dondel =longitud de la línea en piesVF = factor de velocidad de la línea de transmisión (De 0 a 1.0)t = tiempo de retardo en microsegundos (microsiemens). El Circuito

El circuito reflectómetro de dominio de tiempo enFig 36se compone de un CMOS de 555 temporizador configuradocomo un multivibrador astable, seguido de unaMPS3646 transistor actúa como un tiempo de subida-ns-15tampón. El temporizador proporciona una onda cuadrada de 71 kHz.Esto se aplica a la línea de transmisión de 50 Ω-ONUprueba der (conectado al J2). El osciloscopio es con-conectado al circuito en J1.

Construcción Un patrón de grabado para el TDR se muestra enFig 37. Fig 38es el diagrama parcial de la colocación. LaTDR está diseñado para un 4 × 3 × recinto de 1 pulgada (in-27-40 Capítulo 27

Fig 37 de tamaño completo modelo de PC a bordo de grabado tor delTDR. Las áreas negras representan sin grabar lámina de cobre.

Flg diagrama 38-Part-colocación para el TDR. Las piezas sonmontado en el lado nonfoil de la junta; la sombraárea representa una vista de rayos X del patrón de cobre.Asegúrese de observar las marcas de polaridad de C3, C4y C5.

INCLUYENDO las baterías). Sl, Jl y J2 son componentes de ángulo recto montado. Dos aspectos de la construcción son críticos. Primer uso solamenteun MPS3646 para Q1! Este tipo fue elegido por subuena performanee en este circuito. Si sustituye otro transistor, el circuito puede no funcionar correctamente. En segundo lugar, para el TDR para proporcionar mediciones exactas, el cable conectado a J1 (entre elTDR y el osciloscopio) no deben introducir desajustes de impedancia en el circuito.No haga estocable del cable coaxial ordinario.Cable del osciloscopio-sonda es la mejor que se puede utilizar para esta conexiónción. (Le tomó el autor de una semana y varias llamadas telefónicas para determinar que el cable alcance-sonda no es"Coaxial simple y llano." Cable de la sonda tiene características especiales que impiden timbre deseado y otra mablemas.) Montar un puesto de unión en J1 y conecte una sonda alcance al borne al probar cablescon el TDR. R5 y C2 forman una red muy indemnización como las redes en el osciloscopiosondas para ajustar los efectos del cable de la sonda. El TDR está diseñado para funcionar con corriente continua de 3 a 9 V. Dos células C (en serie-3 V) de suministrotensión de servicio en esta versión. El circuito se basa sólo de 10 a 25 mA, por lo que las células debe durar muchotiempo (alrededor de 200 horas de funcionamiento). U1 puede funcionar con tensiones de alimentación tan bajos como 02/25 a 02/05. Si desea utilizar el TDR en los sistemas de línea de transmisión con impedancias características distintas de50Ωcambiar el valor de RLpara que coincida con la impedancia del sistema tan estrechamente como sea posible.

Calibración y uso del TDR Casi cualquier ámbito con un ancho de banda de al menos 10 MHz debería funcionar bien con el TDR, pero parapruebas en cables de longitud corta, un alcance de 50 MHz proporciona para mediciones mucho más precisas. Para cali-brate el TDR, terminarCable bajo pruebaconector, J2, con una resistencia de 51-Ω. Conecte el alcanceentrada vertical a J1. Encienda el TDR, y ajustar la base de tiempo para que alcance un ciclo de onda cuadradadesde el TDR llena tanto de la pantalla alcance como sea posible (sin uncalibrating la base de tiempo). Laforma de onda debe ser similarFig 39.Ajuste C2 para obtener la máxima amplitud y esquinas más agudas enla forma de onda observada. Eso es todo lo que hay es el proceso de calibración! Para utilizar el TDR, conecte el cable bajo prueba a J2, y conectar la entrada vertical de alcance a J1. Si elforma de onda se observa es diferente de la que observó durante la calibración, hay impedanciavariaciones en la carga que está probando. VerFig 40,que muestra un cable de prueba sin terminación conectada a laTDR. El principio del cable se muestra en el punto A. (AB representa la salida TDR-tiempo de subida del pulso).Segmento AC muestra la parte de la línea de transmisión que tiene una impedancia de 50-Ω. Entre los puntos Cy D, hay una falta de coincidencia en la línea. Debido a que la traza alcance es más alta que la traza 50-Ω, laimpedancia de esta parte de la línea es mayor que 50Ωeste caso, un circuito abierto.

Fig 39-TDR rastro de calibración como se muestra en unaosciloscopio. Ajuste C2 (Ver Figs36y38)paradeflexión máxima y forma de onda más agudaesquinas durante la calibración. Véase el texto.

Fig cable de prueba de 40 en circuito abierto. El alcance esfijado para 0,01por división. Véase el texto parainterpretación de la forma de onda.


Para determinar la longitud de este cable, leer lalongitud de tiempo durante el cual la traza de 50 Ω se visualizajugado. El ámbito de aplicación se establece para 0.01por división,por lo que el retardo de tiempo para la sección 50-Ω es (0,014.6 divisiones) = 0,046Del fabricantefactor de velocidad especificado (VF) del cable es de 0,8.La ecuación 1 nos dice que la sección 50-Ω del cable es 2 El TDR proporciona acuerdo razonable conla longitud real del cable en este caso, el cable esRealmente 16.5 pies de largo. (Variaciones en TDR derivan-cálculos y longitudes de cable reales pueden ocurrir comoresultado de VFs de cable que puede variar considerablementeFig pantalla 41-TDR de la impedanciaa partir de los valores publicados. Muchos cables varían tantocaracterísticas de los 142 pies de ejecución de línea dura a la antena de 432 MHz en KD5HM. El alcance se establececomo el 10% de los valores indicados!) Un segundo ejemplo se muestra en Fig 41,donde unde 0,05por división. Véase el texto para la discusión.longitud de3/4pulgadas de línea dura se está probando. La líneaalimenta una antena vertical de 432 MHz en la parte superior de una torre. La figura 41 muestra que la sección de la línea de 50 Ω tiene un retraso(de 6,6 divisiones0.05= 0,33Debido a que la traza es recto y nivelado en el nivel de 50 Ω, la línea está enbuena forma. El borde de salida en el extremo de la derecha muestra donde la antena está conectada a la línea de alimentación. Para determinar la longitud real de la línea, utilice el mismo procedimiento que antes: Uso de la VF publicado porla línea dura (0.88) en la ecuación 1, la longitud de la línea es

l

l983.60.80,046s18.1 ft

983.60.880.33s142.8 ft

2Una vez más, la medición TDR-derivada es bastante cerca en acuerdo con la longitud del cable real (142 pies).

Notas Finales El reflectómetro de dominio de tiempo se describe aquí no es específico de frecuencias; sus mediciones no se hacena la frecuencia a la que un sistema está diseñado para ser utilizado. Debido a esto, el TDR no puede ser utilizado para verificarla impedancia de una antena, ni puede ser utilizado para medir la pérdida de cable a una frecuencia específica. Justo lo mismo,en dos años de uso, que nunca ha dejado de ayudar a localizar un problema de línea de transmisión. La gran mayoría de trans-problemas de la misión de la línea son el resultado de la instalación de cable inadecuado o conector intemperie.

Limitaciones Ciertas limitaciones son característicos de los TDR porque la señal utilizada para probar la línea difiere de lasistema de frecuencia de funcionamiento y porque un osciloscopio es un dispositivo de banda ancha. En el instrumento descritoaquí, las mediciones se realizan con una onda cuadrada de 71 kHz. Esa ola contiene componentes a 71 kHz y extrañaarmónicos de los mismos, con la mayoría de la energía procedente de las frecuencias más bajas. El borde de ataque de latraza indica que la respuesta cae rápidamente por encima de 6 MHz. (El borde de ataque enFig 40es 0.042pondientepondiente a un período de 0.168y una frecuencia de 5,95 MHz). El resultado es pulsos de corriente continua de aproximadamente 7duración. La pantalla alcance combina las respuestas de circuitos a todas esas frecuencias. Por lo tanto, puede ser cilculto a interpretar cualquier perturbación que es de banda estrecha en la naturaleza (que afecta sólo a una pequeña gama de frecuencias, yasí una pequeña parte de la potencia total), o para los que el tiempo de viaje, más duración patrón supera 7La antena vertical 432-MHz en la figura 41 ilustra un error en la presentación que resulta de la respuesta de banda estrecha.La antena se muestra como una de las principales alteraciones de impedancia ya que no coincide con las frecuencias bajas quedominar la pantalla TDR, sin embargo, se corresponde a 432 MHz. Para un evento que excede la ventana de observación,considerar un condensador l-mF a través de una línea de 50 Ω. Verá que sólo una parte del patrón que se muestra enFigura 35Cporque la constante de tiempo (1 × 10-50 = 50es mucho más grande que la ventana 7-mu s.

27-42 Capítulo 27

Además, los TDR no son adecuados para mediciones en las que hay grandes cambios de impedanciadentro de la sección de línea a probar. Tales cambios importantes enmascaran reflejos de cambios adicionales FAR-ther en la línea. Debido a estas limitaciones, los TDR son los más adecuados para la detección de fallas en sistemas de corriente continua continua quemantener una impedancia constante desde el generador a la carga. Afortunadamente, la mayoría de las estaciones de aficionado seríansujetos ideales para el análisis de TDR, que pueden comprobar convenientemente cables de antena y conectores para abreviary las condiciones de circuito abierto y localizar la posición de tales fallas con bastante exactitud.

La medición de la conductividad del suelo Un parámetro importante para ambas antenas verticales y horizontales es la conductividad del

suelo. Para horizontalTal antenas, la energía reflejada de la tierra debajo de ella afecta a la impedancia de la antena, por lo tantoque afecta a la ROE y la corriente que fluye en los elementos de antena, que a su vez afecta a la lejanaIntensidad de señal. (Esto se discused en más detalle en el capítulo 3.) La conductividad de la tierra dentro devarias longitudes de onda de la antena también afecta a los factores de reflexión suelo discutidos en el Capítulo 3. La conductividad del suelo bajo y en las inmediaciones de una antena vertical es más importante endeterminar la extensión del sistema radial requerida y el rendimiento general. Verticales cortos conmuy pequeños sistemas radiales pueden ser sorprendentemente efective-en el lugar correcto. El material de esta secciónción fue preparado por Jerry Sevick, W2FMI. La mayoría de los suelos son no conductores de la electricidad cuando está completamente seco. Conducción a través de los resultados de suelodesde la conducción pensó que el agua retenida en el suelo. Por lo tanto, la conducción es electrolítica. Técnicas para Dcmedir la conductividad son poco prácticos, ya que tienden a agotar los portadores de energía eléctrica en las proximidadesde la electricidad en las proximidades de los electrodos. Los principales factores que contribuyen a la conductividad del suelo son 1) Tipo de suelo. 2) Tipo de sales contenidas en el agua. 3) concentración de sales disueltas en el el agua contenida. 4) Contenido de humedad. 5) El tamaño del grano y la distribución de material. 6) temperatura. 7) la densidad de embalaje y la presión. Aunque el tipo de suelo es un factor importante endeterminar su conductividad, más bien grandes variaciones puedenllevará a cabo entre los lugares a causa de otro factortores involucrados. Generalmente, margas y suelos de jardín tienenlas más altas conductividades. Estos son seguidos con el finpor arcillas, arena y grava. Los suelos se han clasificadode acuerdo a la conductividad, como se discute en el Capítulo 3.

Mediciones de conductividad Desde conducción a través del suelo es casi, las técnicas de medición de corriente alterna totalmente electrolíticosson preferibles. Muchos instrumentos comerciales US-técnicas de corriente alterna de ING están disponibles y descritos enla literatura. Pero medición ac bastante simpletécnicas pueden ser utilizadas que proporcionan precisiones enel orden de 25% y son bastante adecuada para laradioaficionado. Dicha instalación fue desarrollado por JerrySevick, W2FMI, y M. C. Waltz, W2FNQ, yfue publicado por Sevick en abril de 1978 y marzo1981QST.Se muestra enFiguras 42a través de44.

Fig 42-La conductividad del suelo completamedición de configuración. Las cuatro sondas se cortan aLongitudes de 18 pulgadas de un niño de 8 pies revestido de cobrevarilla de tierra de acero. (Esta longitud proporciona unavara de medir para espaciar las sondas cuandoconduciéndolos en el suelo.) La punta de cada sondase muele a un punto, y la cinta de electricistas negros 'indica la profundidad a la cual es para ser accionado paramediciones. Dos abrazaderas de tierra prevénlas conexiones a las sondas conducido.


Se utilizan cuatro sondas. Cada uno es 9/16 de pulgada de diámetro, y pueden estar hechos de hierro o de cobre. Lasondas se insertan en una línea recta a una distancia de 18 pulgadas (dimensiónden la figura 44). La penetraciónla profundidad es de 12 pulgadas.Precaución:No inserte las sondas con la potencia aplicada! Existe un riesgo de descarga eléctrica!Después de aplicar el poder, medir la tensión cae por V1 y V2, como se muestra en el diagrama. Dependiendo delas condiciones del suelo, las lecturas deben caer en el rango de 2 a 10 voltios. Conductividad de la Tierra, c, puede determinarse a partir V1c21milisiemens por metro V2Por ejemplo, supongamos que la lectura a través del resistor (V1) es de 4,9 V, y la lectura entre los dossondas centrales (V2) es 7,2 V. La conductividad se calcula como el 214,9 / 7,2 = 14ms / m. Las condiciones del suelo pueden no ser uniforme en diferentes partes de su patio. Algunas mediciones rápidasrevelará si éste es el caso o no.Fig 45muestra las lecturas de conductividad tomadas en un solo lugardurante un período de tres meses. Es interesante observar la caída general de la conductividad sobre los tresmeses, así como los cambios a corto plazo de los períodos de lluvia.

Fig diagrama 44-esquemática, la sonda de cuatro puntosmétodo para medir la conductividad tierra.-DS1-100 W bombilla eléctrica.R1-14.6Ω5 W. Una resistencia adecuada puede ser hecha por cinco resistencias en paralelo 1-W, tres de 68 Ωy dos de 82Ω(La calificación de la disipación esta combinación será 4,7 W.)Sondas-Ver texto yFig 42.

Figura 43-A estándar 31/2pulgadas caja de salida eléctricay una lámpara de techo de porcelana puede ser usado paraconstruir el equipo de prueba de conductividad del suelo. Larersistors que comprenden R1 están montados en un tie-tomas de tiras punto dentro de la caja, y la prueba de puntoproporcionar para medir la caída de voltaje a travésla combinación de la resistencia. Conduce salir del cuadroa través de la abrazadera del cable están protegidos convarias capas de cinta electricistas. Estos cablesejecutar aproximadamente 4 pies a la clavija de alimentación ya las pequeñas pinzas de cocodrilo que se muestran enFig 42.Grandetales como clips para la conexión a la automociónbornes de la batería se pueden utilizar en lugar de sueloabrazaderas.

27-44 Capítulo 27

Conductividad figura 45-Tierra en un centro de Nueva Jerseyubicación durante un período de tres meses. Los números enparéntesis indican pulgadas de lluvia.

Un atenuador de RF conmutable Un atenuador de RF conmutable es útil para hacer comparaciones de ganancia de antena o el trazado de la antenadiagramas de radiación; atenuación puede ser conmutado en o fuera de la línea que conduce al receptor para obtener unalectura inicial o de referencia en un medidor de intensidad de la señal. Alguna forma de atenuador también es útil paralocalizar transmisores ocultos, donde el verdadero truco es la localización de la fuente de la señal dentro de un pocoscien pies. A corta distancia, las señales fuertes pueden sobrecargar el extremo frontal del receptor, MAK-ing imposible obtener ninguna indicación de un rodamiento. El atenuador de Figuras 46y47está diseñado para los niveles de baja potencia, que no exceda de1/4W. Si por algunarazón el atenuador estará conectado a un transceptor, un medio de pasar por la unidad de transmisión duranteperíodos deben concebirse. Un atenuador de este tipo se conoce comúnmente como un atenuador de paso, porque cualquiercantidad de atenuación de 0 dB a la máxima disponible (81 dB para este instrumento en particular) puedeser obtenidos en pasos de 1 dB. Como cada interruptor se lanza sucesivamente desde laOUTalENposición, elsecciones de atenuación añaden en cascada para obtener el total del atenuador pasos cambiados. El máximoatenuación de cualquier sola sección está limitada a 20 dB, porque a través de fugas probablemente degradar laexactitud de los valores más altos. La tolerancia de los valores de resistencia también se vuelve más significativa con respectoexactitud en valores de atenuación mayores.Fig 46-Un método de construcción de un atenuador de paso. Doble cara de material de circuito a bordo, sin grabar(Excepto para la identificación de panel), se corta al tamaño deseado y soldado en su lugar. Intermitente cobre puedetambién ser utilizado, aunque no es tan robusto. Cubrirse particiones entre secciones son necesarias parareducir la fuga de señal. Tuercas de latón soldadas en cada una de las cuatro esquinas permiten tornillos de máquina aasegurar la cubierta inferior. El límite práctico para la atenuación total es de 80 o 90 dB, como la fuga de señalalrededor del exterior del atenuador se derrotar los intentos de obtener cantidades mucho mayores.

La Fig diagrama 47-Esquema del atenuador de paso, diseñado para una impedancia nominal de 52 ohmios.Los valores de resistencia están en ohmios. Las resistencias son1/4watt, tipos de composición de carbono, de tolerancia del 5%.Las líneas discontinuas indican paredes de material de circuito a bordo. Un pequeño agujero se perfora a través de cada pared de separaciónde alambre de autobús de ruta. Mantenga todos los cables lo más corto posible. El atenuador es bilateral; es decir, la entrada y laextremos de salida pueden invertirse.J1, J2 conectores BNC-Hembra, Radio ShackS1-S8, interruptores deslizantes incl.-DPDT, tamaño estándar. 278-105 o equiv. (Evite subminiatura o interruptores de palanca.) Interruptores Stackpole S-5022CD03-0 se utilizan aquí.


Una buena calidad de fabricación comercial atenuador costará hacia arriba de $ 150, pero por menos de $ 25 enpiezas y unas pocas horas de trabajo, un atenuador pueden ser construidos en casa. será adecuado para frecuencias de hastaa 450 MHz. Tablero de doble cara PC se utiliza para el recinto. La versión del atenuador mostrado en laFig 46tiene letras de identificación grabado en la superficie superior (o el panel frontal) de la unidad. Esto añade unabuen toque y es un medio permanente de etiquetado. Desde luego frotar-en transferencias o etiquetas de cinta Dymo podíaser utilizado también. BNC hembra de un solo orificio, conectores de chasis de montaje se utilizan en cada extremo de la caja. Estosconectores proporcionan un medio de fácil conectar y desconectar el atenuador.

Construcción Después de todas las piezas de la caja se cortan a la medida y los agujeros necesarios hechas, líneas de luz escribano para localizar elparticiones interiores. Cuidadosamente tack-soldar todas las particiones en su posición. Un 25-W Tipo de lápiz del hierro debeproporcionar calor suficiente. Viste cualquier parte del consejo de PC que no encajan de lleno. Una vez que todo está en buenposición, correr un cordón de soldadura todo el camino alrededor de las articulaciones. ¡Precaución! No utilice cantidades excesivas desoldadura, como los interruptores tarde debe estar en forma plana dentro de las secciones. Los mejores, los lados, extremos y particiones pueden losser completado. Viste el exterior de la caja a su gusto. Por ejemplo, es posible que desee el biselbordes de la caja. Pula el cobre con lana de acero, añadir las letras, y terminar el trabajo con una capa de claralaca o barniz de poliuretano. El uso de un poco más delgado de laca o acetona (y mucha precaución), remoje los interruptores para eliminar elgrasa que se ha añadido durante su fabricación. Cuando se secan, rocíe el interior de los interruptores de la ligeracon un sintonizador de TV limpiador / lubricante. Utilice una broca afilada (alrededor3/16pulgadas va a hacer), y avellanar laagujeros de montaje en el lado de accionamiento de la placa de montaje del detector. Esto asegura que los interruptores cabránras de la placa superior. En un extremo de cada interruptor, doblar las dos orejetas sobre y soldarlos juntos.Cortar las mitades superiores de las orejetas de conmutación restantes. (Una mirada cercana aFig 46ayudará a aclarar estospasos). Soldar las resistencias serie de brazo entre los salientes de conmutación correspondientes. Mantenga las longitudes de cable lo más cortoposible y no recalentar las resistencias. Ahora soldar los interruptores en su lugar a la sección superior de la armarios paraSeguro que fluye por la soldadura a través de los orificios de montaje y en el material de circuito a bordo. Asegúrese de que ustedcolocar los interruptores en la posición adecuada; correlacionar los valores de resistencia con el grado de atenuación.De lo contrario, usted puede terminar con el paso de 1 dB en el lado equivocado de la caja-qué vergüenza! Una vez instalados los interruptores, enhebrar una pieza de # 18 alambre de cobre desnudo a través de las patillas centrales detodos los interruptores, pasándolo a través de los agujeros en las particiones. Suelde el cable en cada terminal del interruptor.Cortar el hilo entre los polos de cada interruptor individual, dejando el cable de conexión de un polo del interruptora la de la vecina uno en el otro lado de la partición, como se muestra enFig 46.En cada uno de los dosterminar terminales del interruptor, deje una longitud de cable de aproximadamente1/8pulgada. Instale los conectores BNC ysoldar las piezas de alambre a los conductores centrales conector. Ahora instale las resistencias shunt-brazo de cada sección. Utilice longitudes de entrega cortos. No utilice excesivacantidades de calor al soldar. Soldar un no. 4-40 tuerca de bronce en cada esquina en el interior del recinto.Receso las tuercas aproximadamente1/16pulgadas desde el borde inferior de la caja para dejar espacio suficiente parael panel inferior para adaptarse al ras. Fije el panel inferior con cuatro no. 4-40,1/4tornillos de máquina-pulgadas yse completa el proyecto. Recuerde tener cuidado, siempre, cuando su configuración de prueba ofrece la posibili-dad de transmitir potencia en el atenuador.

27-46 Capítulo 27

Un medidor de intensidad de campo portátil Pocas estaciones de aficionados, fijos o móviles, no tienen necesidad de un metro de intensidad

de campo. Un instrumento deeste tipo sirve para muchos propósitos útiles durante experimentos de antena y ajustes. Cuando el trabajo espor hacer de muchas longitudes de onda de distancia, un simple ondámetro carece de la sensibilidad necesaria. Además,tal dispositivo tiene un fallo grave porque su linealidad deja mucho que desear. La información enesta sección se basa en un 01 1973QSTartículo escrito por Lew McCoy, W1ICP. El medidor de intensidad de campo se describe aquí se ocupa de estos problemas. Además, es pequeño,que mide sólo 458 pulgadas. La fuente de alimentación consta de dos baterías de 9-V. La sensibilidad se puede ajustarpara prácticamente cualquier cantidad deseada. Sin embargo, desde un punto de vista de la utilidad, el circuito no debe serdemasiado sensible o responderá a las señales no deseadas. Esta unidad también tiene excelente linealidad con respecto aintensidad de campo. (La intensidad de campo de una señal recibida varía inversamente con la distancia de la fuente,todos en igualdad de condiciones.) El rango de frecuencia incluye todas las bandas de aficionados de 3.5 a través148 MHz, con circuitos de conmutación de banda, evitando así el uso de inductores de plug-in. En definitiva, se trata de una muyinstrumento útil. La unidad se representa en Figuras 48y49,y el diagrama esquemático se muestra enFig 50.Un tipo 741op-amp IC es el corazón de la unidad. La antena está conectado a J1, y un circuito sintonizado se usa delante deun detector de diodo. La señal rectificada se acopla como dc y amplifica en el amplificador operacional. La sensibilidad de la opamplificador se controla mediante la inserción de las resistencias R3 a R6 en el circuito por medio de S2. Con el circuito mostrado, y en su configuración más sensible, M1 detectará una señal desde la antenadel orden de 100La linealidad es pobre para aproximadamente la primera1/5del rango de metros, pero luego escasi en línea recta desde allí hasta la desviación a gran escala. La razón para la pobre linealidad en el inicio delas lecturas es debido a la no linealidad de los diodos en el punto de primera conducción. Sin embargo, si la ganancialas mediciones se están haciendo esto es de ninguna importancia real, ya que las mediciones precisas de ganancia pueden serhecho en la porción lineal de las lecturas. El 741 amplificador operacional requiere tanto una positiva y una fuente de voltaje negativo. Esto se obtiene por con-nectar dos baterías de 9 V en serie y la conexión a tierra del centro. Otra característica del instrumento es queque puede ser utilizado de forma remota mediante la conexión de un medidor externo en J2. Esto es útil si desea ajustar unantena y observar los resultados sin tener que salir del emplazamiento de la antena.Fig 48-El medidor de intensidad de campo lineal. Lacontrol en la parte superior izquierda es para C1 y la dela derecha para C2. En la parte inferior izquierda es la bandainterruptor, ya su derecha el interruptor de sensibilidad. Lacontrol de ajuste a cero para M1 se encuentra directamente debajoel metro.

Vista la figura 49-En el interior del medidor de intensidad de campo. Enla parte superior derecha es C1 y a la izquierda, C2. La oscuridadva desde la placa de circuito en el panel frontal selos cables blindados describen en el texto.Antena y línea de transmisión Mediciones 27-47

Diagrama de la figura 50-circuito del medidor de intensidad de campo lineal. Todas las resistencias son1/4o1/2Composición -Wtipos.C1 - 140 variables pF.C2 - variable de 15 pFD1, D2 - 1N914 o equiv.L1 - 34 gira # 24 ENAM. alambre enrollado en una Amidon T-68-2 núcleo, golpeó 4 vueltas de final de tierra.L2 - 12 gira # 24 ENAM. alambre enrollado en T-68-2 núcleo.L3 - 2 vueltas # 24 ENAM. alambre enrollado en el extremo de tierra de la L2.L4 - 1 vuelta # 26 ENAM. alambre enrollado en el extremo de tierra de L5.L5 - 12 gira # 26 ENAM. alambre enrollado en T-25-12 núcleo.L6 - 1 vuelta # 26 ENAM. alambre enrollado en el extremo de tierra de L7.L7 - 1 vuelta # 18 ENAM. alambre enrollado en T-25-12 núcleo.M1 - 50 o 100dc.R2 --10 kW de control, la forma cónica lineal.S1 - Interruptor giratorio, 3 polos, 5 posiciones, 3 secciones.S2 - Interruptor giratorio, 1 polo, 4 posiciones.S3 - DPST alternar.U1 - Tipo 741 amplificador operacional. Pin nn. muestran son para un paquete de 14 pines.

L1 es la bobina de 3,5 / 7 MHz y se sintoniza por C1. La bobina está enrollada en una forma toroidal. Para el 14, 21 o28 MHz, L2 se conecta en paralelo con L1 para cubrir las tres bandas. L5 y C2 cubren aproximadamente 40a 60 MHz, y L7 y C2 de 130 MHz a 180 MHz aproximadamente. Las dos bobinas VHF son tambiénherida en formas toroidales. Notas Construcción La mayoría de los componentes puede ser montado en una placa de circuito grabado al ácido. Un plomo blindado debeser utilizado entre el pin 4 de la IC y S2. Lo mismo es cierto para los cables de R3 a R6 a lainterruptor. De lo contrario, las oscilaciones parásitas pueden ocurrir en el IC debido a su muy alta ganancia. Para que la unidad para cubrir la banda de 144 MHz, L6 y L7 deben montarse directamente a través delterminales apropiados de S1, en lugar de en una placa de circuito. La longitud del cable adicional agrega demasiada perdida

27-48 Capítulo 27

capacitancia al circuito. No es necesario el uso de formas toroidales para las bobinas 50 y 144 MHz. Ellosse utilizaron en la versión descrita aquí simplemente porque estaban disponibles. Bobinas de Aire para heridas de lainductancia apropiado puede ser sustituido. Calibración El medidor de intensidad de campo se puede utilizar "tal cual" para un dispositivo de lectura relativo. A escala indicadora linealservirá admirablemente. Sin embargo, va a ser un instrumento mucho más útil para el trabajo de la antena si escalibrado en decibelios, lo que permite al usuario comprobar ganancia relativa y los coeficientes de adelante a atrás. Si uno tieneel acceso a un generador de señal calibrada, que puede ser conectado al medidor de intensidad de campo y diferenteniveles de señal pueden ser alimentados al dispositivo para la fabricación de una tabla de calibración. Relaciones de voltaje de señal-generador puedeser convertido en decibelios mediante el uso de la ecuación,

dB = 20 log (V1 / V2)

donde V1 / V2 es la relación de las dos tensiones log es el logaritmo común (base 10)

Vamos a suponer que M1 está calibrado de manera uniforme entre 0 y 10. A continuación, suponemos fijamos el generador de señales deproporcionar una lectura de 1 en la M1, y de que el generador está alimentando una señal de 100 mV-en el instrumento.Ahora aumentamos la salida del generador a 200que nos da una relación de tensión de 2 a 1. También asumamosM1 lee 5 con la entrada 200-mV. De la ecuación anterior, nos encontramos con que la relación de voltaje de 2 iguales6,02 dB entre 1 y 5 en la escala de metros. M1 se puede calibrar con mayor precisión entre 1 y 5 desu escala ajustando el generador y averiguar la razón. Por ejemplo, una proporción de 126a 100es1,26, correspondiente a 2,0 dB. Mediante el uso de este método, todos los ajustes de S2 puede calibrarse. En elinstrumento muestra aquí, el lugar más sensible de S2 con R3, 1 MW, ofrece una gama de aproximaciónmadamente 6 dB para M1. Tenga en cuenta que la escala del medidor para cada ajuste de S1 debe calibrarsede manera similar para cada banda. El grado de acoplamiento de los circuitos sintonizados para las diferentes bandas variará,por lo que cada grupo debe ser calibrado por separado. Otro método para calibrar el instrumento está utilizando un transmisor y midiendo su potencia de salidacon un vatímetro RF. En este caso se trata de poder en lugar de relaciones de voltaje, por lo que esta ecuaciónse aplica:

dB = 10 log (P1 / P2)

donde P1 / P2 es la relación de potencia. Con la mayoría de los transmisores de la potencia de salida se puede variar, por lo que la calibración del instrumento de prueba esbastante fácil. Conecte una antena de recogida para el medidor de intensidad de campo (un cable corto un pie o tan largo va a hacer)y colocar el dispositivo en el campo de la antena del transmisor. Supongamos que establecemos la salida del transmisor para10 W y obtener una lectura en M1. Tomamos nota de la lectura y luego aumentar la salida de 20 W, una relación de potencia2. Nota de la lectura en M1 y luego usar la ecuación 2. Una relación de potencia de 2 es de 3.01 dB. Mediante el uso de este método, elinstrumento se puede calibrar en todas las bandas y gamas. Con los circuitos sintonizados y enlaces de acoplamiento especificados en Fig 50,este instrumento tiene un rango promedioen las diversas bandas de 6 dB para las dos posiciones más sensibles de S2 y 15 dB y 30 dB para elpróximos dos rangos sucesivos. La escala de 30 dB es muy útil para realizar mediciones de antenas de adelante a volversin tener que cambiar S2.


Una RF Sonda de corriente La sonda de corriente de RF de Figuras 51a través de53opera en el componente magnético de

la electromagnéticocampo, en lugar de que el campo eléctrico. Puesto que los dos campos están relacionados precisamente, como se discutió en el capítulo 23, elmediciones de intensidad de campo relativos son completamente equivalentes. El uso del campo magnético ofrece ciertaventajas, sin embargo. El instrumento se puede hacer más compacto para la misma sensibilidad, pero su principalventaja es que se puede utilizar cerca de un conductor para medir el flujo de corriente sin cortar el conductor. En la ubicación aficionado medio puede haber corrientes sustanciales que fluyen en cables tensores, mástiles ytorres, trenzas coaxial-cable, canales y líderes, tuberías de agua y gas, y tal vez incluso tubos de drenaje.Actual puede estar fluyendo en líneas telefónicas y eléctricas, así. Todas estas corrientes de RF pueden tener uninfluencia en los patrones de antena o de importancia en el caso de RFI. El diagrama del circuito de la sonda actual aparece en la figura 52, y la construcción se muestra en la foto,Fig 53.Los datos sinuosas que se dan aquí se aplican solamente a una varilla de ferrita de las dimensiones y mate- particularesrial especificado. Casi cualquier microamperímetro puede ser utilizado, pero por lo general es conveniente utilizar una vezmetros sensible y proporcionar una resistencia en serie a "inundar a cabo" no linealidad que surge de conductividad diodocaracterísticas ción. Un control también se utiliza para ajustar la sensibilidad del instrumento según sea necesario durante la operación.El condensador de sintonía puede ser casi cualquier cosa que cubra el rango deseado. Como se muestra en las fotos, el circuito está construido en una caja de metal. Este recinto protege la deteccióncircuito Tor desde el campo eléctrico de la onda de radio. Una ranura debe ser cortado con una sierra en la espaldade la caja, y un archivo fina se puede utilizar para suavizar el corte. Esta ranura es necesaria para evitar que el cuadro deactuando como un giro en cortocircuito.

Fig 51-La sonda de corriente de RF. Lacontrol de sensibilidad se monta enla parte superior del instrumento, con elajuste y banda interruptores en elparte inferior del panel frontal.Calibración de frecuencia de lacontrol de sintonización no era necesaria parael uso previsto de este particularinstrumento, pero las marcas de identificaciónlas diversas bandas de aficionados haríaser útil para fines generalesusar. Si la unidad está provista de unadial calibrado, también se puede utilizarcomo un wavemeter absorción.

La Fig diagrama 52-esquemática de la sonda de corriente de RF. Resistencias sonen ohmios; k = 1000. capacitancias están en picofaradios; condensadores fijos sonmica plata. Asegúrese de poner a tierra el rotor de C1, en lugar de el estator, aevitar la capacitancia mano. L1, L2 y L3 son cada cierre de cuerda con # 22ENAM. alambre en una sola barra de ferrita, 4 pulgadas de largo y1/2pulgadas de diámetro,con= 125 (Amidon R61-50-400). Bobinados están espaciados aproximadamente1/4pulgada de distancia. La varilla de ferrita, el condensador variable, y otracomponentes pueden ser obtenidos a partir Radiokit (véase el capítulo 21).Variable de C1-Air, 6-140 pF; Hammarlund HF140 o equiv.Diodo D1-Germanio; 1N34A, 1N270 o equiv.MHz L1-1.6-5; 30 vueltas, roscados en 3 vueltas de final a tierra.MHz L2-5-20; 8 vueltas, roscados en 2 vueltas de final a tierra.MHz L3-17-39; 2 vueltas, roscados a 1 vuelta.Cualquier M1-microamperímetro puede ser utilizado. El de la foto es un Microntametros, Radio Shack no. 270 a 1.751.R1-lineal se estrechan.RFC1-1 mH; Miller no. 4642 o equiv. El valor no es crítica.Interruptor giratorio S1-cerámica, 1 sección, 2 polos, 2 a 6 posiciones;PA2002 o PA2003 CentraLab o equiv.


Fig 53-La sonda de corriente justo antes de finalesasamblea. Tenga en cuenta que todas las partes excepto la varilla de ferritaestán montados en un solo medio de la × 4 × 5 pulgadas 3Minibox (Bud CU-2105B o equiv.). Cauchoojales están equipados en agujeros en los extremos de laranura para aceptar la varilla durante el montaje de larecinto. Lleva en la sección de RF debe serlo más corto posible, aunque los delos devanados de varilla necesariamente deben dejarseun poco largo para facilitar el montaje final.

Uso de la sonda En la medición de la corriente en un conductor, la varilla de ferrita debe mantenerse en ángulos rectos a la conductividadTor, y a una distancia constante de la misma. En su posición vertical o vertical, este instrumento está orientado paratomar mediciones en conductores verticales. Debe colocarse horizontal para medir la corriente en horizontalconductores. Numerosos usos para el instrumento se sugieren en un párrafo anterior. Además, la sonda es unainstrumento ideal para el control de la distribución actual de elementos de antena. También es útil para la medicióncorrientes de tierra ing RF en sistemas radiales. A radial enterrado puede estar situada fácilmente mediante el barrido de la planta.División actual en las uniones puede ser investigado. "Los puntos calientes" por lo general indican zonas donde adicionalradiales serían eficaces. Corrientes parásitas en los conductores no pretenden ser parte del sistema de antena puede a menudo ser eliminadopor unión o cambiando las longitudes físicas implicadas. Cables de retención y otros no deseados "parasitaria"elementos suelen dar una inclinación para el plano de polarización y hacer una diferencia marcada en frente-to-relaciones de la espalda. Cuando la barra de ferrita está orientado paralelo a las líneas de campo eléctrico, habrá un nulo agudolectura que se puede utilizar para localizar el plano de polarización con bastante precisión. Cuando se utiliza el metro,recuerda que el campo magnético es en ángulo recto con el campo eléctrico. La sonda de corriente también se puede usar como un medidor de intensidad de señal relativa. Al hacer mediciones enuna antena vertical, el medidor se debe colocar al menos dos longitudes de onda de distancia, con la varilla en un hori-posición hori-. Para antenas horizontales, el instrumento debe estar aproximadamente a la misma altura quela antena, con la varilla vertical.

27-52 Capítulo 27

Las mediciones de antenas De todas las mediciones realizadas en los sistemas de radioaficionados, tal vez el más difícil y menosentendido son diversas mediciones de antenas. Por ejemplo, es relativamente fácil de medir lasalida de frecuencia y la potencia de un transmisor de CW, la respuesta de un filtro, o la ganancia de un amplificador.Todos estos son lo que podríamos llamar las mediciones de banco, ya que, cuando se realiza correctamente, toda lafactores que influyen en la precisión y el éxito de la medida están bajo control. Al hacer an-mediciones Tenna, sin embargo, el "banco" es ahora quizás el patio trasero. En otras palabras, el medioMent que rodea la antena puede afectar a los resultados de la medición. De control del medio ambiente esno es en absoluto tan simple como lo fue para la medición banco, porque ahora el área de trabajo puede ser bastanteespaciosa. Esta sección describe las técnicas de medición de antenas que están estrechamente aliados a losutilizado en un evento de medición antena o concurso. Con estos procedimientos de las mediciones se pueden hacercon éxito y con resultados significativos. Estas técnicas deberían proporcionar una mejor comprensión delos problemas de medición, lo que resulta en una tarea más precisa y menos difícil. La información en estesección fue proporcionada por Dick Turrin, W2IMU, y publicado originalmente en noviembre de 1974QST.

ALGUNAS IDEAS BÁSICAS Una antena es simplemente un transductor o acoplador entre una línea de alimentación adecuada y el medio ambienteque lo rodea. Además de la transferencia eficiente de la energía de la línea de alimentación con el medio ambiente, una antena enVHF o UHF está más frecuentemente obligados a concentrar la potencia radiada en una región particular deel medio ambiente. Para ser consistente en la comparación de diferentes antenas, es necesario que el entorno que rodea a laestandarizarse antena. Idealmente, las mediciones deben hacerse con la antena mide tan lejosde cualquier objeto causar efectos ambientales que es, literalmente, en el espacio ultraterrestre, una situación muy poco prácticoción. El objetivo de las técnicas de medición está por lo tanto para simular, en condiciones reales, unambiente controlado. En VHF y UHF, y con antenas de tamaño práctico, el entornolataser con-Controlados por lo que las mediciones de éxito y precisas se pueden hacer en una cantidad razonable de espacio. Las características eléctricas de una antena que son más deseable obtener por medición directason: (1) ganancia (relativa a una fuente isotrópica, que por definición tiene una ganancia de unidad); (2) Espacio-radiaciónpatrón de la; (3) Impedancia puntos alimentar (desajuste) y (4) la polarización.

Polarización En general, la polarización se puede suponer a partir de la geometría de los elementos radiantes. Esdecir, si la antena se compone de una serie de elementos lineales (longitudes rectas de la varilla o alambre que sonresonante y conectado al punto de alimentación) la polarización del campo eléctrico será lineal y polarizaciónzado paralelo a los elementos. Si los elementos no son paralelas constantemente entre sí, entonces lapolarización no puede fácilmente ser asumida. Las siguientes técnicas se dirigen a las antenas que tienen polaridadzación que es esencialmente lineal (en un plano), aunque el método se puede ampliar para incluir todosformas de elíptica (o mixta) de polarización.

Alimente punto coinciden los tipos El desajuste punto de alimentación, aunque afectada hasta cierto punto por el entorno inmediato de laantena, hacenoafectar a las características de ganancia o de radiación de una antena. Si el entorno inmediatoción de la antena no afecta a la impedancia feed-punto, entonces cualquier desfase intrínseco a la an-la sintonización de antena refleja una porción de la parte posterior potencia incidente a la fuente. En una antena de recepción de estepotencia reflejada se re-irradiada de nuevo en el medio ambiente, "espacio libre", y se puede perder por completo. En unantena de transmisión, la potencia reflejada se remonta al amplificador final del transmisor si no esemparejado. En general un amplificador por sí mismo es nouna fuente adaptada a la línea de alimentación, y, si la línea de alimentación tienemuy baja pérdida, los controles de salida del amplificador se alteran habitualmente durante el procedimiento normal de sintoníapara obtener máxima transferencia de potencia a la antena. El poder que se ha reflejado desde el an-


tenna combina con la fuente de energía para viajar de nuevo a la antena. Este procedimiento se llama conjugadoemparejando, y la línea de alimentación es ahora parte de un sistema resonante formado por la antena no coincidentes, alimentaciónlínea, y ajuste amplificador circuitos. Por tanto, es posible utilizar una antena coincidentes a su ganancia completapotencial, siempre que la falta de coincidencia no es tan grave como para causar pérdidas de calefacción en el sistema, especialmente ellínea de alimentación y los dispositivos que coinciden. (Véase también el análisis de la pérdida adicional causada por cables de acero enCapítulo24.)De manera similar, una antena de recepción no coincidentes puede ser conjugada igualada en el extremo frontal del receptorpara la máxima transferencia de potencia. En cualquier caso se debe claramente tener en cuenta que la falta de coincidencia de alimentación de puntohacenoafectar a las características de radiación de una antena. Sólo puede afectar a la eficiencia del sistemaen el que las pérdidas de calefacción se refiere. ¿Por qué entonces ¿debemos incluir puntos alimentar desajuste como parte de las características de la antena? La razón esque para un rendimiento eficiente, la mayoría de las antenas son transductores resonantes y presentan un razonablecoincidir con más de una gama de frecuencias relativamente estrecha. Por tanto, es deseable diseñar una antena, sise trate de un dipolo simple o una serie de Yagis, de tal manera que la impedancia de alimentación de un solo punto final sea esencialmenteresistiva y de magnitud consistente con la impedancia de la línea de alimentación que se va a utilizar. ULTERIORESmás, con el fin de realizar mediciones precisas de ganancia, en términos absolutos, es vital que la antena bajo pruebaaceptar todo el poder de un generador de código emparejado, o que la potencia reflejada causada por la misiónpartido ser medido y una corrección de error adecuado para pérdidas de calefacción se incluirá en el cálculo de gananciaciones. Pérdidas de calentamiento puede ser determinadas a partir de información contenida enCapítulo 24. Mientras que en el tema de la alimentación de puntos de impedancia, cabe destacar la utilización de baluns enantenas. Un balun es simplemente un dispositivo que permite una transición sin pérdidas entre un sistema- equilibradalínea de alimentación o de antena y una línea de alimentación desequilibrada o sistema. Si el punto de una antena de alimentación es symmet-ric tal como con un dipolo y se desea alimentar esta antena con una línea de alimentación desequilibrada, tales como cable coaxial,es necesario proporcionar un balun entre la línea y el punto de alimentación. Sin el balun, la corriente serádeja fluir en el exterior del cable coaxial. La corriente en el exterior de la línea de alimentación provocarála radiación y por lo tanto la línea de alimentación se convierte en parte del sistema de radiación de la antena. En el caso de hazantenas donde se desea para concentrar la energía radiada es una dirección específica, esta radiación adicionalción de la línea de alimentación será perjudicial, causando distorsión del diagrama de antena esperado.

ANTENA DE PRUEBAS DE CONFIGURACIÓN Y EVALUACIÓN Desde una antena es un dispositivo recíproco, las mediciones de los patrones de ganancia y de radiación se pueden hacercon la antena de ensayo utilizado ya sea como un transmisor o como una antena de recepción. En general y para la prácticarazones, la antena de prueba se utiliza en el modo de recepción, y la fuente o antena de transmisión es lo-cado en un sitio remoto fijo determinado y sin vigilancia. En otras palabras la antena fuente, energizado porun transmisor adecuado, es simplemente necesario para iluminar o inundar el lugar de recepción de forma controlada yde manera constante. Como se mencionó anteriormente, las mediciones de antenas idealmente deben hacerse bajo condición "espacio libre"ciones. Una restricción adicional es que la iluminación de la antena fuente sea una onda plana sobre elabertura efectiva (área de captura) de la antena de prueba. Una onda plana, por definición, es una en la que lamagnitud y la fase de los campos son uniformes, y en la situación de prueba-antena,uniforme sobre laavión área efectiva de la antena de prueba.Puesto que es la naturaleza de toda la radiación se expanda en un esféricaforma a gran distancia de la fuente, que parece ser más deseable para localizar la fuenteantena lo más lejos desde el sitio de prueba como sea posible. Sin embargo, ya que por razones prácticas, el lugar de la prueba y la fuenteubicación deberá estar cerca de la Tierra y no en el espacio exterior, el medio ambiente debe incluir los efectosde la superficie del terreno y otros obstáculos en las proximidades de ambas antenas. Estos efectos casi siempredicta que el rango de prueba (espaciado entre antenas de origen y de prueba) sea lo más corto posible, compatiblecon el mantenimiento de una onda plana casi libre de errores iluminando la pruebaabertura. Una onda plana casi libre de errores se puede especificar como una en la que la fase y amplitud, a partir decentro hasta el borde del campo que ilumina sobre la abertura de prueba, no se desvíe en más de aproximadamente30 ° y 1 dB, respectivamente. Estas condiciones darán como resultado un error de ganancia de medición de no más de unapequeño tanto por ciento menos que la ganancia real. Basado en el error 30 ° fase solos, se puede demostrar que la mini-distancia momia rango es de aproximadamente

27-54 Capítulo 27

D2

Smin= 2 donde D es la dimensión mayor apertura yes la longitud de onda en el espacio libre en las mismas unidades que D.El error de fase sobre la abertura D para esta condición es1/16longitud de onda. Desde la apertura del diafragma y la ganancia están relacionados por 4 Lae

2

donde unees el área de abertura efectiva, la dimensión D puede obtenerse, por sencilla configuración de aberturaraciones. Para una abertura cuadrada

Ganancia =

2

= G 4lo que resulta en una distancia mínima rango para una abertura cuadrada de

D2

Smin= G2y para una abertura circular de

Smin= G

Para aberturas con un área física que no está bien definido o es mucho mayor en una dimensión queen otras direcciones, tales como una matriz larga y delgada para la máxima directividad en un plano, es aconsejable utilizarla estimación máxima de D, ya sea la ganancia esperada o dimensiones de apertura físicas. Hasta este punto en el desarrollo rango, sólo las condiciones para la longitud de alcance mínimo, Smin,se han establecido, como si la superficie del suelo no estuviera presente. Por lo tanto, un Este mínimo S escondición necesaria, incluso en medio ambiente "espacio libre". La presencia de la ulterior cumplimiento plantaCates la selección del rango, no en la determinación de S pero en la ubicación exacta de la fuente y pruebaantenas sobre la tierra. Siempre es recomendable seleccionar un rango cuyo terreno intermedio es esencialmente plana, libre de obstruccióntrucciones y de las condiciones de superficie uniforme, como toda la hierba o la totalidad del pavimento. La amplitud de la gamaestá determinado por la iluminación de la antena fuente, por lo general un haz, cuya ganancia no es mayor quela antena de ganancia más alta para ser medida. Para medidas de ganancia de la gama se compone esencialmente de laregión en el haz de la antena de prueba. Para las mediciones de la radiación-patrón, el rango es considerablementemás grande y consta de todo lo que el área iluminada por la antena fuente, especialmente alrededor y detrás de lalugar de la prueba. Lo ideal sería que un sitio debe elegirse cuando el lugar de la prueba, la antena se encuentra cerca del centro de una granárea abierta y la antena fuente situada cerca del borde donde la mayoría de los obstáculos (árboles, postes,vallas, etc.) se encuentran. El efecto principal de la superficie del campo es que parte de la energía de la antena fuente habráreflejada en la antena de prueba mientras otra energía llegará a un camino directo de línea de vista. Esto esse ilustra en laFig 54.El uso de una superficie de suelo plana, uniforme asegura que no habrá esencialmente una

Fig 54-On un rango de prueba de la antena, la energíaalcanzando el equipo receptor podrá llegardespués de haber sido reflejada desde la superficie de lasuelo, así como por el camino directo. Los dosolas tienden a anularse entre sí, o puedereforzarse mutuamente, en función de surelación de fase en el punto de recepción.


reflejo en el espejo, aunque la energía reflejadapuede ser debilitado ligeramente (absorbida) por la superficieMaterial de la superficie (tierra). Con el fin de realizar unaanálisis, es necesario darse cuenta de que en horizontalondas polarizadas experimentan un cambio de fase de 180ºen la reflexión de la tierra. La ilu- resultanteamplitud minación en cualquier momento de la prueba aber-tura es la suma vectorial de los campos eléctricos de animales recibidosción de las dos direcciones, el camino directo yla trayectoria reflejada. Si un espejo perfecto reflejo esasumido desde el suelo (es casi que para prácticacondiciones del terreno ticos en VHF / UHF) y la Fig 55-El perfil vertical, o el argumento de la señalantena fuente es isotrópico, irradiando igualmente en fuerza respecto a la altura de la antena de prueba, para que una fijatodas las direcciones, a continuación, un análisis geométrico simple de altura de la fuente de señal por encima del suelo y allas dos longitudes de trayectoria mostrarán que en varios una distancia fija. Véase el texto para las definiciones deseñala en el plano vertical en el lugar de prueba de antena símbolos.las olas se combinarán en diferente fase de relaciónrelacio-. En algunos puntos las olas que llegan seestar en fase, y en otros puntos que serán 180 ° fuera de fase. Puesto que las amplitudes de campo son casiigual, el cambio de fase resultante causada por diferencia longitud del camino producirá una variación de amplituden la dirección de prueba de sitio vertical similar a una onda estacionaria, como se muestra enFig 55. La fórmula simplificada relacionando la ubicación de h2 para los valores máximos y mínimos de la de dossumatoria camino en términos de h1 y S es

h2 = n. S 4 h1con n = 0, 2, 4,. . . de los mínimos y n = 1, 3, 5,. . . para máximos, y S es mucho más grande que cualquiera h1 o h2.

La importancia de esta fórmula simple reflexión en el suelo es que permite la localización aproximadala fuente de la antena a ser determinado para lograr una distribución de amplitud casi-onda planaenla dirección verticala través de una prueba en particulartamaño de la abertura.Debe quedar claro a partir del examen de lafórmula de altura que, como h1 se disminuye, el patrón de distribución vertical de la señal en el lugar de la prueba, h2,se expande. También tenga en cuenta que el nivel de señal para h2 igual a cero es siempre cero en el suelo, independientemente dela altura de h1. El objetivo en el uso de la fórmula de altura entonces es, dada una apertura efectiva de la antena sea ilumi-nado a partir del cual un mínimo S (longitud de rango) se determina y un sitio de rango adecuado elegido, para encontrar unavalor de h1 (altura de la antena fuente). El valor requerido es tal que laprimeromáximo de verticalesdistribución en el sitio de prueba, h2, está a una distancia práctica por encima del suelo y al mismo tiempo laamplitud de la señal sobre la abertura en la dirección vertical no varía más de aproximadamente 1 dB. Esteúltima condición no es sagrado pero está estrechamente relacionado con la antena particular bajo prueba. En la práctica estosfórmulas sólo son útiles para inicializar el rango de puesta a punto. Una revisión final de la distribución vertical en elsitio de la prueba debe ser hecha por medición directa. Esta medición debe llevarse a cabo con una pequeñabaja ganancia, pero la antena sonda unidireccional, como un reflector de esquina o de dos elementos Yagi que se muevea lo largo de una línea vertical sobre el sitio de la abertura prevista. Se debe tener cuidado para minimizar los efectos de lamedio ambiente local alrededor de la antena de la sonda y que el haz de la sonda se dirige a la fuenteantena en todo momento de máxima señal. Un simple dipolo es indeseable como una antena de la sonda porquees susceptible a los efectos ambientales locales. La forma más práctica de instrumento la medición distribución vertical es la construcción de algunostipo de pista vertical, preferiblemente de madera, con un carro o plataforma deslizante que puede ser utilizada paraapoyar y mover la antena de la sonda. Se supone, por supuesto, que un emisor de alimentación estable y cali-

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receptor brado o detector están disponibles para que las variaciones del orden de1/2dB se puede distinguir con claridad. Una vez que estas mediciones iniciales de rango se han completado con éxito, el rango está ahora listo para ac-comodato cualquier tamaño de la abertura inferior en extensión vertical de la más grande de la que Sminy el campo verticalSe seleccionaron distribución. La antena de ensayo se coloca con el centro de su abertura en la altura h2donde se encontró señal máxima. La antena de prueba debe ser inclinado de manera que su haz principal se señaló enla dirección de la antena fuente. La inclinación final se encontró observando la salida del receptor para maxi-señal de la mamá. Este último proceso debe hacerse empíricamente desde la aparente ubicación de la fuente esen algún lugar entre la fuente real y su imagen, por debajo del suelo. Un ejemplo ilustrará el procedimiento. Supongamos que queremos medir un diámetro de 7 pies apartadoantena de reflector bolic a 1296 MHz (λ = 0,75 pies). La distancia rango mínimo, Smin, Puede ser fácilmentecalculado a partir de la fórmula para una abertura circular.

D 2249131 FTSmin= 2 0.75Ahora un sitio adecuado se selecciona en base a la discusión cualitativa dado antes. Siguiente determinar la altura de origen, h1. El procedimiento es elegir un h1 altura tal que la primeramínima desde el suelo (n = 2 en la fórmula) es al menos dos o tres veces el tamaño de la abertura, o alrededor de20 pies.h1 = nS20.751312.5 ft 4 h2420Coloque la antena fuente a esta altura y sondear la distribución vertical sobre la abertura de 7 piesubicación, que será de unos 10 pies de la tierra.h2 = nS10.751319,8 pies 4 h142.5 El perfil medido del nivel de la señal vertical de frente altura debe ser trazada. A partir de esta trama, empíricocamente determinar si la abertura de 7 pies puede montarse en este perfil tal que la variación 1- dB esno superado. Si la variación supera 1 dB sobre la abertura de 7 pies, la antena debe ser fuenterebajado y h2 levantó. Pequeños cambios en h1 pueden alterar rápidamente la distribución en el sitio de la prueba.Fig 56ilustra los puntos de la discusión anterior. El mismo procedimiento de configuración se aplica, ya sea para la polarización lineal horizontal o vertical. Sin embargo, esrecomendable comprobar por medición directa en el lugar para cada polarización para asegurarse de que el bución vertical,ción es satisfactoria. Distribución de sondeo en el plano horizontal es innecesario, ya que poca o ninguna variación enamplitud se debe encontrar, ya que la geometría de la reflexión es constante. Debido a esto, las antenas con aber-turas que son largas y delgadas, como una colineal apilado vertical, se deben medir con la larga dimensiónSion paralelo al suelo. Un problema particularmente difícil rango se produceen las mediciones de antenas que tienen profundidad comoasí como área de apertura de sección cruzada. Largo End-antenas de fuego como Yagis largo, rhombics, V-vigas, o matrices de estas antenas, irradian como volumetríaarrays métricas y por lo tanto es aún más esen-cial que el campo iluminando desde la an- fuenteantena sea razonablemente uniforme en profundidad, así comoonda plana en sección transversal. Para la medición de estostipos de antenas, es aconsejable hacer variosmediciones de perfiles verticales que cubren laprofundidad de la matriz. Una verificación cualitativa sobre la in-integridad de la iluminación por mucho tiempo el fuego extremo ante-nas se pueden hacer moviendo la matriz o de la antenaaxialmente (adelante y atrás) y tomando nota de laFig parcela 56-Muestra de una vertical medidacambio en el nivel de la señal recibida. Si el nivel de señalperfil.


varía de menos de 1 o 2 dB para un movimiento axial de varias longitudes de onda, entonces el campo puede ser conside-Ered satisfactoria para la mayoría de las demandas de precisión. Grandes variaciones indican que el campo es iluminandogravemente distorsionados sobre la profundidad matriz y mediciones posteriores son cuestionables. es interesanteseñalar en relación con las mediciones de ganancia que cualquier distorsión iluminando campo siempre resultará enmediciones que son inferiores a los valores verdaderos.

MEDICIÓN ganancia absoluta Después de haber establecido un intervalo adecuado, la medición de la ganancia con relación a una (fuente puntual) isotrópicaradiador está casi siempre logra mediante la comparación directa con una antena estándar de ganancia calibrada.Es decir, se observa el nivel de señal con la antena de prueba en su ubicación óptima. A continuación, la antena de prueba esretiró y la antena estándar de ganancia se coloca con su abertura en el centro del lugar donde laantena de prueba se encuentra. La diferencia en el nivel de la señal entre la norma y las antenas de prueba esmedido y apropiadamente suma o se resta de la ganancia de la antena estándar de ganancia para obtenerla ganancia absoluta de la antena de prueba, lo que significa aquí absoluta con respecto a una fuente puntual que tiene unaganancia de la unidad por definición. La razón de usar esta referencia en lugar de un dipolo, por ejemplo, es quees más útil y conveniente para la ingeniería de sistemas. Se supone que tanto estándar como pruebaantenas han sido cuidadosamente adaptada a la impedancia apropiada y un calibrado con precisión yse utiliza dispositivo de detección emparejado. Una antena estándar de ganancia puede ser cualquier tipo de unidireccional, preferiblemente planar-abertura, antena, quese ha calibrado bien por medición directa o en casos especiales por construcción precisa de acuerdo adimensiones calculadas. Una antena estándar de ganancia ha sido sugerido por Richard FH Yang (verBibliografía).Se muestra enLa figura 57,consta de dos dipolos en fase1/2aparte y respaldado con un plano de tierra 1cuadrado. En el diseño original de Yang, el talón en el centro es un balun formada cortando dos ranuras longitudinales de1/8ancho pulgadas, diametralmente opuesta, en un1/4sección -λ de7/8pulgadas rígida coaxial de 52 Ω. Un método alternativode la alimentación es alimentar RG-8 o RG-213 coaxial a través ranurado7/8tubería de cobre pulgadas. Asegúrese de dejar el exteriorchaqueta en el cable coaxial para aislarlo de la sección de balun de cobre y tubos. Cuando se construye con precisión a escalapara la frecuencia de interés, este tipo de estándar tendrá una ganancia absoluta de 7,7 dBd de ganancia (dB sobre unadipolo) con una precisión de más o menos 0,25 dB.

Fig 57-Standard-gainantena. Cuando precisiónconstruido para lala frecuencia deseada, estaantena exhibirá una gananciade 7,7 dB sobre un dipoloradiador, más o menos0,25 dB. En este modelo,construido para 432 MHz,los elementos están3/8pulgadastubo de diámetro. Lapuesta en fase de apoyo y líneasson de5/16Diámetro pulgadastubo o varilla.

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MEDICIONES DE RADIACIÓN-PATRÓN De todas las mediciones de antenas, el patrón de radiación es la más exigente en la medición ymás difícil de interpretar. Cualquier antena irradia en cierto grado en todas las direcciones en el espacio superficieredondeo. Por lo tanto, el patrón de radiación de una antena es una representación tridimensional de lamagnitud, fase y polarización. En general, y en los casos prácticos para Radioaficionados comunicaciónciones, la polarización está bien definido y sólo la magnitud de la radiación es importante. Además, enmuchos de estos casos la radiación en un plano particular, es de interés primordial, por lo general el diente planopondiente a la de la superficie de la tierra, independientemente de la polarización. Debido a la naturaleza de la configuración de la gama, la medición de patrón de radiación se puede hacer con éxitosólo en un plano casi paralelo a la superficie de la tierra. Con antenas de haz es aconsejable y por lo general sufi-ciente para tomar dos mediciones de los diagramas de radiación, uno en el plano de polarización y uno en ángulos rectos a laplano de polarización. Estos patrones de radiación se denominan en la literatura antena como la E-plano principaly los patrones de plano H, respectivamente, E significa plano paralelo al campo eléctrico que es la polarizaciónavión y H significa plano paralelo al campo magnético. El campo eléctrico y el campo magnético son siempreperpendiculares entre sí en una onda plana medida que se propaga a través del espacio. La técnica en la obtención de estos patrones es simple en el procedimiento, pero requiere más equipo yQué paciencia que hacer una medición de ganancia. En primer lugar, una montura adecuada se requiere que se puede giraren el plano de acimut (horizontal) con cierto grado de exactitud de posicionamiento ángulo azimutal.En segundo lugar, un indicador de nivel de señal de calibrado en al menos un rango dinámico de 20 dB con una resolución de lecturase requiere la de al menos 2 dB. Un rango dinámico de hasta aproximadamente 40 dB sería deseable pero no lo haceañadir en gran medida a la importancia de medición. Con esta cantidad de equipos, el procedimiento consiste enlocalizar primero la zona de máxima radiación de laantena de haz ajustando cuidadosamente el acimut yposicionamiento de elevación. Estos ajustes son entonces arbi-trarily asignado un ángulo azimut de cero grados yun nivel de señal de cero decibelios. A continuación, sin cambiardel ajuste de elevación (inclinación del eje de rotación), elantena se hace girar cuidadosamente en azimut en pequeños pasosque permiten la lectura de nivel de señal de cada 2 o 3 dBpaso. Estos puntos de nivel de señal correspondiente aun ángulo de azimut se registran y se representa en polarcoordinar papel. Se muestra un ejemplo de los resultadosen ARRL coordinar papelFig 58. En el diagrama de radiación de la muestra de la medidapuntos están marcados con una X y una línea continua esdibujado en, ya que el patrón es una curva continua.Diagramas de radiación deben ser trazados preferentemente en unescala logarítmica radial, en lugar de un voltaje oescala de potencia. La razón es que la aproximación escala logarítmicaSe acopla la respuesta del oído a las señales en el audiogama. También muchos receptores tienen sistemas de AGC queson algo en respuesta logarítmica; Por lo tanto, laescala logarítmica es más representativo del sistema actualoperación. Después de haber completado una serie de radiación patrón Fig parcela 58-Muestra de una radiación medidamediciones, uno se llevaron a preguntar: "¿De quépatrón, utilizando las técnicas descritas en el texto.


sabe cómo la antena discriminará a las señales de interferencia desde varias direcciones. Considere ahora el uso de diagnóstico de los patrones de radiación. Si el haz de radiación está bien definido,entonces hay una fórmula aproximada que relaciona la ganancia de la antena a la anchura de haz de media potencia medidadel E y patrones de radiación H-avión. El ancho de haz de media potencia se indica en el gráfico polar dondeel nivel de radiación cae 3 dB por debajo de la viga principal 0 dB referencia a cada lado. La fórmula es

Ganancia≅41253EH

dondeEyHson las anchuras de haz de media potencia en grados de la E y los patrones de plano H, respectivamente.Esta ecuación supone un sistema de antena sin pérdidas. Para ilustrar el uso de esta ecuación, supongamos que tenemos una antena Yagi con una longitud de pluma de doslongitudes de onda. De las relaciones conocidas (descrito enCapítulo 11)la ganancia esperada de una Yagi con una plumalongitud de dos longitudes de onda es de aproximadamente 12 dB; su ganancia, G, es igual a 15,8. Usando la relación anterior, el productodeEH≅2.600 grados cuadrados. Dado que una Yagi produce una forma del haz casi simétrica en sección transversal,E≅H= 51 °. Ahora bien, si los valores medidos deEyHson mucho mayores que 51 °, entonces la ganancia será muchoinferiores a los esperados 12 dB. Como otro ejemplo, supongamos que la misma antena (una longitud de onda 2--boom Yagi) da una medidaganancia de 9 dB ancho de haz de energía, pero el patrón de radiación media son aproximadamente 51 °. Esta situaciónindica que aunque los patrones de radiación parecen ser correctas, la ganancia baja muestra alguien ineficienciadonde en la antena, tales como materiales con pérdida o conexiones pobres. Las grandes antenas colineales del costado se puede comprobar por excesivas pérdidas phasing-line mediante la comparaciónla ganancia calculada a partir de los diagramas de radiación con la ganancia directa medido. Parece paradójico, perosí es posible construir un arsenal grande con un ancho de haz muy estrecho que indica una alta ganancia, peroen realidad tiene muy baja ganancia debido a las pérdidas en el sistema de distribución de alimentación. En general, y para la mayoría de VHF / UHF comunicaciones Amateur Radio, la ganancia es el atributo principal de unantena. Sin embargo, la radiación en otras direcciones que el haz principal, llamada radiación del lóbulo lateral, debe serexaminado por la medición de los patrones de radiación para efectos tales como nonsymmetry a cada lado de la principalhaz o magnitud excesiva de lóbulos laterales. (Cualquier lóbulo lateral que es inferior a 10 dB por debajo de la viga principalnivel de referencia de 0 dB se debe considerar excesivo.) Estos efectos suelen ser atribuible a incorrectaeliminación gradual de los elementos radiantes o radiación de otras partes de la antena que no fue la intención,tales como la estructura de soporte o línea de alimentación. La interpretación de los patrones de radiación está íntimamente relacionada con el tipo particular de antena bajomedición. Los datos de referencia deben ser consultados para el tipo de antena de su interés, para verificar que elresultados medidos están de acuerdo con los resultados esperados. Para resumir el uso de mediciones de los diagramas, si una antena de haz se comprueba primero para ganancia (lala medición más fácil de hacer) y está como se esperaba, entonces las mediciones del patrón puede ser académico. Cómo-nunca, si la ganancia es inferior al esperado, es aconsejable hacer las mediciones del patrón como una ayuda endeterminar la posible causa de baja ganancia. En cuanto a las mediciones del patrón de radiación, recuerde que los resultados medidos bajo rango adecuadoinstalaciones no serán necesariamente el mismo como se observa por la misma antena en una casa de la estación de instalaciónción. Las razones pueden ser obvio ahora a la vista de la información anterior sobre la configuración rango, plantareflexiones y los perfiles de distribución vertical de campo. Para trayectos largos sobre terreno irregular donde muchospueden existir grandes obstáculos, los efectos de reflexión en el suelo tienden a ser difundida,

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BIBLIOGRAFÍA El material original y la discusión más amplia de los temas tratados en este capítulo se pueden encontrar en lareferencias dan a continuación.A. Bailey, "La Antena Lab, partes 1 y 2"Comunicación Radio,Agosto y septiembre 1983.L. Blake,Líneas de Transmisión y guías de onda(Nueva York: John Wiley & Sons, 1969), pp 244-251.JH Bowen, "Un calorímetro de VHF y UHF Potencia Mediciones,QST,12 1975, pp 11-13.W. Bruene, "An Inside Imagen direccional Vatímetros"QST,04 1959.J. Carr, "Fond Falla con su Coaxial"73,Octubre 1984, pp 10-14.D. DeMaw, "In-Line RF de potencia Medición"QST,12 1969.D. Fayman, "Un Informática simple SWR Meter"QST,07 1973, pp 23-33.J. Gibbons y H. Horn, "un circuito con respuesta logarítmica más de nueve décadas"IEEE transacciones ciones sobre Teoría de Circuitos, Vol CT-11, No. 3, Sep 1964, pp 378-384.J. Grebenkemper, "Detectores de Calibración Diode"QEX,08 1990.J. Grebenkemper, "El Partido-Un tándem Precisa direccional vatímetro"QST,Enero 1987.J. Grebenkemper, "Mejora y uso de puentes de ruido RX"QST,08 1989; retroalimentación,QST,Ene 1990, p 27.T. King, "Un práctico Tiempo-reflectómetro de dominio"QST,Mayo 1989, pp 22-24.Z. Lau y C. Hutchinson, "Mejoramiento de la HW-9 transceptor"QST,Abril 1988, pp 26-29.VG Leenerts, "ROE automático y medidor de energía,"Ham Radio,Mayo 1980, pp 34-43.J. Lenk,Manual de los osciloscopios(Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1982), pp 288-292.L. McCoy, "Un Campo lineal-Strength Meter"QST,De enero de 1973.T. McMullen, "La Línea Sampler, un monitor de energía de RF para VHF y UHF,"QST,04 1972.C. Michaels, "Determinación de longitudes de línea," Correspondencia Técnica,QST,Septiembre 1985, pp 43-44.H. Perras "Broadband Power-Tracking Puente ROE"Ham Radio,Agosto 1979, pp 72-75.S. Ramo, J. Whinnery y T. Van Duzer,Campos y Ondas en Comunicación Electrónica(Nueva York: John Wiley & Sons, 1967), cap 1.J. Sevick, "Short sistemas Tierra-radiales de corto Verticales"QST,Abril 1978, pp 30-33.J. Sevick, "La medición de la conductividad del suelo"QST,03 1981, pp 38- 39.W. Spaulding, "Una banda ancha de dos puertos S-parámetro Test Set"Hewlett-Packard Journal,11 1984.D. Turrin, "Medidas de rendimiento de la antena"QST,Noviembre 1974, pp 35-41.F. Van Zant, "Operación de alta potencia con el tándem Partido Acoplador direccional," diente técnico correspon-, QST,Julio 1989, pp 42-43.RFH Yang, "Un estándar Ganancia propuesto para VHF Antenas"IEEE Transactions on Antenas y Propagación, 11 1966.


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