LTC3623

13623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

標準的応用例

特長 概要

15V、±5Aレール・トゥ・レール 同期整流式降圧レギュレータ

LTC®3623は、1本の外付け抵抗で出力電圧を設定可能な、高効率モノリシック同期整流式降圧レギュレータです。ISET

ピンで内部生成される高精度の50μA電流源により、1本の外付け抵抗を使用して0V～VIN－0.5Vの範囲で出力電圧を設定できます。ユーザーは、コンバータのVOUTを設定するために、外部電圧電源を使用してISETピンを直接駆動することもできます。VOUT電圧はエラーアンプに直接フィードバックされ、ISET電圧に安定化されます。SVINピンの動作電源電圧範囲は4V～15V、PVINピンの電圧範囲は1.5V～15Vであるため、デュアル・リチウムイオン・バッテリ、および12Vまたは5Vレールから電力を受け取る場合に適しています。

動作周波数は外付けRT抵抗により400kHz～4MHzの範囲で設定できます。高いスイッチング周波数によって小型表面実装インダクタを使用可能にするとともに、より低い周波数によって高い電力効率を実現します。独自の固定周波数 /オン時間制御アーキテクチャは、高周波で動作しながら高速トランジェント応答を必要とする高降圧比アプリケーションに最適です。

効率および電力損失と負荷電流

アプリケーション

n 1本の抵抗で設定可能なVOUT：0V～VIN–0.5Vn Silent Switcher®アーキテクチャn ISETの精度：±1% n VOUTの範囲での高精度のVOUTレギュレーションn 出力電流モニタの精度：±5% n プログラム可能なワイヤ電圧降下補償n 並列接続が容易なので電流値が増加し放熱特性が向上n 入力電源電圧レギュレーション・ループn 高効率：最大96%n 出力電流：±5An NーMOSFET内蔵（上側60mΩ、下側30mΩ）n 調整可能なスイッチング周波数：400kHz～4MHzn 入力電圧範囲：4V～15Vn 電流モード動作による優れた入力および

負荷トランジェント応答n シャットダウン・モードで流れる電源電流：1μA未満n 高さの低い24ピン3mm×5mm QFNパッケージ

n トラッキング電源またはDDRメモリ電源n ASIC基板のバイアスn ポイントオブロード（POL）電源n 携帯機器、バッテリ駆動機器n 熱電冷却器（TEC）システム

L、LT、LTC、LTM、OPTI-LOOP、Silent Switcher、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。Hot Swapはリニアテクノロジー社の商標です。その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5705919、5847554、6580258をはじめとする米国特許によって保護されています。

PWM CONTROL

AND SWITCH DRIVER

ERRORAMP

LOAD

LTC3623EUD

BOOST

VIN (5.5V TO 15V)

VOUT 5V5A

VOUT

IOUT/50k

PGND

PVIN

SW

SVIN

RUN 50µA

VIN_REG

22µF

0.1µF

1µH

47µF

1µF

10nF

3623 TA01

0.1µF

10k100k

MOD

E/SY

NC

INTV

CC

RT SGND

PGFB

PGOO

D

IMON

ITH

ISET

VIN = 12VVOUT = 5V

DCM

POWERLOSS

DCM

CCM

CCM

LOAD CURRENT (A)0.001 0.01 0.1 1 100

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

0

0.6

1.2

1.8

2.4

3.0

EFFI

CIEN

CY (%

)

POWER LOSS (W

)

3623 TA01a

LTC3623

23623f

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ピン配置絶対最大定格

PVIN、SVINの電圧 ..................................................–0.3V～17VVOUT、ISETの電圧 ..................................................... 0.3V～VIN

BOOSTの電圧 ............................................. SW-0.3V～SW+6VRUNの電圧 ...........................................................–0.3V～SVIN

MODE/SYNCの電圧 .................................................–0.3V～6V ITH、RT、VIN_REGの電圧 .................................–0.3V～ INTVCC IMON、PGOOD、PGFBの電圧............................–0.3V～ INTVCC

GSNSの電圧 ..........................................................–0.3V～12V動作接合部温度範囲

（Note 4、5） ..........................................................–40˚C～125˚C

（Note 1）

24 23 22 21

9 10

TOP VIEW

25PGND

UDD PACKAGE24-LEAD (3mm × 5mm) PLASTIC QFN

11 12

6

5

4

3

2

1

15

16

17

18

19

20ISET

PGOOD

RUN

GSNS

PVIN

SW

NC

MODE/SYNC

PGFB

INTVCC

BOOST

SVIN

PVIN

SW

NC

VOUT

ITH

RT VIN_

REG

IMON

PGND

PGND

PGND

PGND

147

138

TJMAX = 125˚C, θJA = 36˚C/W EXPOSED PAD (PIN 25) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB

発注情報

無鉛仕上げ テープ・アンド・リール 製品マーキング パッケージ 温度範囲LTC3623EUDD#PBF LTC3623EUDD#TRPBF LGMW 24-Lead (3mm×5mm) Plastic QFN –40˚C to 125˚C

LTC3623IUDD#PBF LTC3623IUDD#TRPBF LGMW 24-Lead (3mm×5mm) Plastic QFN –40˚C to 125˚Cより広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 一部のパッケージは、指定販売チャネルを通じて、#TRMPBFの接尾辞付きで500単位のリールで供給されます。

（http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC3623#orderinfo）

LTC3623

33623f

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電気的特性

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

SVIN Signal VIN Supply Range 4 15 V

PVIN Power VIN Supply Range 1.5 15 V

VOUT VOUT Range (Note 6) VIN = 15V 0 14.5 V

ISET Reference Current 25˚C 25˚C to 130˚C –45˚C to 25˚C

l

l

49.5 49

49.5

50 50 50

50.5 50.5 51.5

µA µA µA

ISET Dropout Voltage VIN – ISET 360 mV

ISET Line Regulation VIN = 5V to 15V l -10 10 nA/V

ISET Load Regulation (Note 6) ILOAD = 0 to 5A 0.5 %

VOUT Load Regulation ITH = 0.9V to 1.6V 0.05 %

EAʼs Input Offset ISET = 3V -4.5 4.5 mV

gm (EA) Error Amplifier Transconductance ITH = 1.2V 0.21 0.28 0.35 mS

IQ Input DC Supply Current (Note 2) Shutdown Discontinuous

RUN = 0 Mode = 0, RT = 33.2k

0

1.45

5

1.75

µA

mAton(min) Minimum On Time (Note 6) 30 ns

toff(min) Minimum Off Time (Note 6) 100 ns

ILIM Current Limit l 5.2 6.2 7.4 A

Negative Current Limit -5 -6.5 -9

RTOP Top Switch ON Resistance 60 mΩ

RBOTTOM Bottom Switch On Resistance 30 mΩ

VINTVCC Internal VCC Voltage 5.5V < VIN < 15V 5 V

VUVLO INTVCC Undervoltage Lockout Threshold INTVCC Rising 3.6 3.8 4 V

UVLO Hysteresis 0.36 V

VRUN Run Threshold Run Hysteresis

RUN Rising l 1.2 1.45 0.34

1.67 V V

Run Leakage RUN = 15V 0 1 µA

INTVCC Load Regulation ILOAD = 0 to 20mA 0.5 %

OV Output Overvoltage PGFB Upper Threshold

PGFB Rising 0.585 0.63 0.67 V

PGFB OV Hysteresis 15 mV

UV Output Undervoltage PGFB Lower Threshold

PGFB Falling 0.5 0.54 0.575 V

PGFB UV Hysteresis 15 mV

RPGOOD PGOOD Pull-Down Resistance 5mA Load 100 Ω

PGOOD Leakage 1 µA

fOSC Frequency RT = 33.2k RT = INTVCC

l 0.94 0.75

1 1

1.07 1.22

MHz MHz

MODE/SYNC Threshold MODE/SYNC Pin Current

MODE VIL(MAX) MODE VIH(MIN) SYNC VIH(MIN) SYNC VIL(MAX) MODE/SYNC = 5V

4.5 2.5

10

0.4

0.4

V V V V

µAVIN_REG Input Voltage Regulation Reference (Note 6) 1.45 V

lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25˚Cでの値。（Note 4) 注記がない限り、VIN = 12V。

LTC3623

43623f

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SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VOUT Resistance to GND 600 kΩ

VINOV VIN Overvoltage Lockout VIN Rising 15.5 16.8 V

VIN 0V Hystersis 1.4 V

IIMON IMON Current Limit Threshold 2.15 2.35 2.55 V

IMON Gain ILOAD = 5A, Not Switching 20 21 22 µA/A

電気的特性 lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25˚Cでの値。（Note 4) 注記がない限り、VIN = 12V。

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに回復不可能な損傷を与える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与えるおそれがある。絶対最大定格は、それを超えるとデバイスの寿命に悪影響を与える恐れがある値。Note 2：スイッチング周波数で供給される内部のゲート電荷により動的電源電流は増加する。Note 3：LTC3623は、エラーアンプの出力が規定された電圧（ITH）になるようにVOUTを調節する帰還ループでテストされている。Note 4：LTC3623はTJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3623Eは、0˚C～85˚Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40˚C～125˚Cの動作接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で

確認されている。LTC3623Iは–40˚C～125˚Cの全動作接合部温度範囲で動作することが保証されている。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。接合部温度（TJ（˚C））は周囲温度（TA（˚C））および電力損失（PD（W））から次式に従って計算される。 TJ = TA＋(PD • θJA)、ここで、θJA （単位：C/W）はパッケージの熱インピーダンス。Note 5：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機能が備わっている。過熱保護機能が動作しているとき接合部温度は125˚Cを超える。規定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。Note 6：設計により保証されている。

LTC3623

53623f

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標準的性能特性

ISET電流入力レギュレーション効率と負荷電流 （VOUT = 5V、VIN = 12V）

効率と負荷電流 （VOUT = 3.3V、VIN = 12V）

効率と負荷電流 （VOUT = 1.8V、VIN = 12V） 静止電流とVIN シャットダウン電流とVIN

ISET電流と温度 負荷レギュレーション ISET電流とVISET

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

49.0

49.5

50.0

50.5

51.0

I SET

(µA)

3623 G01

VISET

VOUT

VIN = 12VVOUT = 3.3V

LOAD CURRENT (A)0 1 2 3 4 5

95

96

97

98

99

100

NORM

ALIZ

ED V

ISET

AND

VOU

T (%

)

3623 G02

VIN = 16V

VISET (V)0 2 4 6 8 10 12 14 16

44

45

46

47

48

49

50

51

I SET

(µA)

3623 G03

VIN (V)0 2 4 6 8 10 12 14 16

49.8

49.9

50.0

50.1

50.2

ISET

(µA)

3623 G04

VISET = 2.5V

DCM

CCM

LOAD CURRENT (A)0.001 0.01 0.1 1 100

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

3623 G05

fSW = 1MHz

DCM

CCM

LOAD CURRENT (A)0.001 0.01 0.1 1 100

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

3623 G06

fSW = 1MHz

DCM

CCM

LOAD CURRENT (A)0.001 0.01 0.1 1 100

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

3623 G07

fSW = 1MHz DCM

VIN (V)0 2 4 6 8 10 12 14 16

0

1

2

3

4

5

I Q (m

A)

3623 G08

VRUN = 0

VIN (V)0 2 4 6 8 10 12 14 16

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

I Q (µ

A)

3623 G09

注記がない限り、TA = 25˚C。

LTC3623

63623f

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標準的性能特性

トランジェント応答 （CCM動作、内部補償）

トランジェント応答 （DCM動作、外部補償）

トランジェント応答 （DCM動作、内部補償）

出力トラッキング 不連続導通モード（DCM）動作 連続導通モード（CCM）動作

RDS(ON)とVIN RDS(ON)と温度トランジェント応答 （CCM動作、外部補償）

注記がない限り、TA = 25˚C。

MTOP

MBOT

VIN (V)0 3 6 9 12 15 18

0

20

40

60

80

100

R DS(

ON) (

mΩ

)

3623 G10

MTOP

MBOT

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

0

30

60

90

120

150

R DS(

ON) (

mΩ

)

3623 G11

VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0A TO 4AL = 1.2µH

fSW = 1MHzRITH = 20kΩ, CITH = 470pFMODE = INTVCCCOUT = 47µF

20µs/DIV

VOUT(AC)200mV/DIV

IL5A/DIV

3623 G12

VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0A TO 4AL = 1.2µH

fSW = 1MHzITH = INTVCCMODE = INTVCCCOUT = 47µF

20µs/DIV

VOUT(AC)200mV/DIV

IL5A/DIV

3623 G13

VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0.5A TO 4AL = 1.2µH

fSW = 1MHzRITH = 20kΩ, CITH = 470pFMODE = 0VCOUT = 47µF

20µs/DIV

VOUT(AC)200mV/DIV

IL5A/DIV

3623 G14

VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0.5A TO 4AL = 1.2µH

fSW = 1MHzITH = INTVCCMODE = 0VCOUT = 47µF

20µs/DIV

VOUT(AC)200mV/DIV

IL5A/DIV

3623 G15

ISETVOLTAGE

VOUT

1ms/DIV

ISETVOLTAGE

VOUT2V/DIV

IL2A/DIV

3623 G16VIN = 16VVOUT=2.5VMODE=0VL=1.0µH

500ns/DIV

VSW10V/DIV

IL2A/DIV

3623 G17VIN = 16VVOUT=2.5VMODE=INTVCCL=1.0µH

500ns/DIV

VSW10V/DIV

IL2A/DIV

3623 G18

LTC3623

73623f

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注記がない限り、TA = 25˚C。標準的性能特性

RUNの上昇時しきい値と温度 CCMでの起動波形 DCMでの起動波形

CCMでのプリバイアスした 起動波形

DCMでのプリバイアスした 起動波形 VINの過電圧

スイッチング周波数 /周期とRT スイッチの漏れ電流 INTVCCの負荷レギュレーション

fSWTSW

RT (kΩ)0 20 40 60 80 100

0

1

2

3

4

5

0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

FREQ

UENC

Y (M

Hz)

PERIOD (µs)

3623 G19

MTOP

MBOT

VIN = 15V

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

0

30

60

90

120

LEAK

AGE

CURR

ENT

(µA)

3623 G20LOAD CURRENT (mA)

0 20 40 60 80 1004.75

4.80

4.85

4.90

4.95

5.00

INTV

CC V

OLTA

GE (V

)

3623 G21

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

1.30

1.35

1.40

1.45

1.50

RUN

THRE

SHOL

D (V

)

3623 G22

MODE = INTVCCNO PREBIASED VOUTVIN = 12VVOUT = 3.3V

1ms/DIV

RUN5V/DIV

VOUT(DC)2V/DIV

IL2A/DIV

3623 G23

MODE = OVNO PREBIASED VOUTVIN = 12VVOUT = 3.3V

1ms/DIV

RUN5V/DIV

VOUT(DC)2V/DIV

IL2A/DIV

3623 G24

MODE = INTVCCVOUT IS PREBIASED TO 2VVIN = 12VVOUT = 3.3V

1ms/DIV

RUN5V/DIV

VOUT(DC)2V/DIV

IL2A/DIV

3623 G25

MODE = OVVOUT IS PREBIASED TO 2VVIN = 12VVOUT = 3.3V

1ms/DIV

RUN5V/DIV

VOUT(DC)2V/DIV

IL2A/DIV

3623 G26

VIN = 12V TO 18V TO 12VVOUT = 3.3VIOUT = 1AMODE = CCM

20ms/DIV

SW10V/DIV

VIN5V/DIV

VOUT1V/DIV

3623 G27

LTC3623

83623f

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ピン機能ISET（ピン1）：高精度の50µA電流源。エラーアンプへの正入力。外部抵抗をこのピンから信号グランドに接続して、VOUT

電圧を設定します。外部コンデンサをISETからグランドに接続すると、起動時に出力電圧がソフトスタートし、入力コンデンサでの突入電流が減少します。VOUTは、0～VINの高精度の外部電源を使用してISETを直接駆動することによって設定することもできます。その場合、外部電源はこの50μAをシンクします。ISETを、VINより高く、またはGNDより低く駆動しないでください。

PGOOD（ピン2）：オープンドレイン・ロジックを備えた出力パワーグッド・ピン。PGOODは、PGFBピンが0.63Vを上回るか、0.54Vを下回ると、グランドに引き下げられます。PGFBをNTVCCに接続した場合、PGOODでのオープンドレイン・ロジックがディスエーブルされます。PGOOD電圧はGSNSを基準にします。

RUN（ピン3）：実行制御入力ピン。RUNピンを1.45Vより高い電圧に接続すると、デバイスの動作がイネーブルされます。RUNを1Vより低い電圧に接続すると、スイッチング・レギュレータをシャットダウンします。RUNを0.4Vより低い電圧に接続すると、デバイス全体をオフにします。RUN電圧はGSNS

を基準にします。

GSNS（ピン4）：システム・グランド検出。RUNピン、PGOOD

ピン、およびMODE/SYNCピンのグランド・リファレンス。正VOUTアプリケーションの場合、GSNSをPGNDに接続します。負VOUTアプリケーションの場合、GSNSをシステム基板のグランド・リターンに接続します。

PVIN（ピン5、16）：大電力用VINピン。上側パワーNMOSのドレインに接続される入力電圧。PVINピンの近くに置いたコンデンサを使ってPGNDにデカップリングする必要があります。PVINは、SVINが4Vを上回る限り、1.5Vにできます。

SW（ピン6、15）：外付けインダクタへのスイッチ・ノードの接続ピン。SWの電圧振幅の範囲は、グランドよりダイオードの電圧降下分だけ低い電位からPVINまでです。

MODE/SYNC（ピン8）：動作モード選択ピン。全ての出力負荷で連続同期動作を強制するには、このピンをINTVCCに接続します。GNDに接続すると、軽負荷で不連続モード動作がイネーブルされます。外部クロック信号をこのピンに与えると、スイッチング周波数は外部クロックに同期します。MODE/SYNC

電圧はGSNSを基準にします。外部クロックに同期させるときは、自走周波数が外部クロックの周波数の±30%以内に入るようにRTの値を設定します。

PGND（ピン9、10、11、12、露出パッド・ピン25）：電源グランド。内部パワーMOSFETのリターン・パス。これらのピンは入力コンデンサと出力コンデンサの負端子に接続します。電気的接触と定格の熱性能を得るため、露出パッドはPCBのグランドに半田付けする必要があります。

VOUT（ピン13）：出力電圧ピン。エラーアンプの負入力であり、ISETと同じ電圧にドライブされます。

SVIN（ピン 17）：信号用VINピン。内部バイアス回路に電力を供給する入力電圧。SVINは4Vを超える必要があります。

BOOST（ピン18）：内部の上側パワーMOSFET用の昇圧されたフロート・ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの(+)

端子をここに接続します。このピンの振幅範囲は、INTVCC

よりダイオードの電圧降下分だけ低い電位からPVIN＋INTVCCまでです。

INTVCC（ピン19）：内蔵5Vレギュレータの出力。内部パワー・ドライバおよび制御回路はこの電圧から電力を供給されます。最小1μFの低ESRセラミック・コンデンサを使って、このピンをPGNDにデカップリングします。

PGFB（ピン20）：パワーグッドのフィードバック。抵抗分割器をVOUTに接続して、パワーグッドのレベルを検出します。PGFB

が0.63Vを上回るか、0.54Vを下回ると、PGOODはプルダウンされます。PGOOD機能をディスエーブルするには、PGFBをINTVCCに接続します。PGFBを0.67V～4Vの電圧に接続すると、MODE/SYNCの状態に関係なく、連続同期動作が強制されます。

IMON（ピン21）：電流モニタ・ピン。IMONピンからは、21μA

• IOUTに等しい電流が流れます。IOUTをレポートするには、IMONからGNDへフィルタ・コンデンサ（10nF）と並列に抵抗を配置します。IMONでの電圧が2.35Vを越えると、IOUTが制限されます。IMONを使用して、IMON電流をISET抵抗の一部に注入することによって、配線抵抗に起因する負荷での出力電圧降下を補償するようにVOUTを設定することもできます。

VIN_REG（ピン22）：VINレギュレーション用の制御ピン。VOUT

が ISETに安定化される降圧コンバータ動作の場合、このピンをINTVCCに接続します。このピンをVINとGNDの間の抵抗分割器に接続して、入力電圧レギュレーションをイネーブルします。VIN_REGの電圧が1.45V未満に低下すると、システムはインダクタ電流を減らして、VINが低下しないようにします。

LTC3623

93623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

ピン機能RT（ピン23）：スイッチング周波数設定ピン。外部抵抗（100k～10k）をRTからGNDに接続して、周波数を400kHz～4MHz

に設定します。RTピンをINTVCCに接続すると、1MHz動作に設定されます。RTピンをフロート状態にすると、パワー・スイッチがオフになります。

ITH（ピン24）：エラーアンプの出力およびスイッチング・レギュレータの補償点。内部電流コンパレータのトリップ・スレッショルドは（通常0.55V～1.85Vの）この電圧に比例します。外部補償のため、抵抗 (RITH)とコンデンサ(CITH)を直列に信号グランドに接続します。それとは別に、高周波除去用の10pFコンデンサをITHから信号グランドに接続することもできます。ITHをINTVCCに接続すると、デフォルトの内部補償がイネーブルされ、外付け補償部品が不要になります。

LTC3623

103623f

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機能図

VONBUFFER

VON

VOUTSVIN

PVIN

VIN

CIN

CVCC

VOUT

COUT

VOUT

RPG2

RPG1

CITH

VIN

RITH

SVIN

RISET

ISET

INTVCC

ITH

CB

INTVCC

BOOST

TG

SW

M1

L1

BG

PGND

PGOOD

PGFB

0.63V

0.54V

1.45V

1.45V

100k50pF

50µA

6.7µA0µA TO 10µA

–6.7µA TO 3.3µA

PGB

M2

SENSE+

SENSE–

IMON

IION =0.0122• VIN

RT

IONPLL-SYNC

(±30%)

OSC

!VIN

INTVCC

5, 16

6, 15

17

21

2

3

4

8

23

1

18

19

20

24

13

SWITCH LOGIC AND ANTI-

SHOOT-THROUGH

R

S Q

tON =VVONIION

(1pF)

5VREG

9-12, 25

IOUT50k

100k200k 400k

ON

20k

600k

GSNSRT

RT

ENABLE

MODE/SYNC

100pF2pF

0.2V 4V

–

+

–

+

+

–

+

–

+–

+–

–+

1180k

GND

OV

UV

RUN

VIN_REG

RUN

EAVIN

RIN22(OPT)

RIN12(OPT)

RIN11(OPT)

RIN21(OPT)

22

+–

gm

ICMP IREV

3623 FD

LTC3623

113623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作メイン制御ループLTC3623は電流モードのモノリシック降圧レギュレータです。ISETピンの50μA電流源は正確なので、ユニティゲインのバッファの場合と同様に、外部抵抗を1個だけ使って、出力電圧をプログラムすることができます。通常動作では、内部トップMOSFETは固定ワンショット・タイマOSTによって定まる一定時間オンします。上側パワーMOSFETがオフすると、下側パワーMOSFETがオンします。このオン状態は、電流コンパレータICMPが作動してワンショット・タイマが再始動し、次のサイクルが開始されるまで持続します。インダクタ電流は、ボトム・パワーMOSFETのSWノードとPGNDノードの間の電圧降下を検出することにより決定されます。ITHピンの電圧により、インダクタの谷電流に対応したコンパレータのしきい値が設定されます。エラーアンプEAは、VOUT電圧をISETの電圧と比較して、このITH電圧を調整します。負荷電流が増加すると、VISETに比べてVOUT電圧が低下します。そのため、ITHピンの電圧は、平均インダクタ電流が負荷電流に釣り合うまで上昇します。

軽負荷電流では、インダクタ電流はゼロに低下し、さらに負になることがあります。これを電流反転コンパレータIREVが検出し、下側パワーMOSFETをオフするので、デバイスは不連続動作に入ります。ITH電圧がゼロ電流レベルを超えて新しいサイクルが開始されるまで、上下両側のパワーMOSFETがオフ状態に保たれ、出力コンデンサが負荷電流を供給します。MODEピンをINTVCCに接続して不連続モード動作をディスエーブルすると、出力負荷に関係なく連続同期動作が強制されます。

動作周波数は、内部発振器の電流および内部ワンショット・タイマの電流をプログラムするRT抵抗の値によって決まります。内部フェーズロック・ループがスイッチング・レギュレータのオン時間をサーボ制御して内部発振器を追尾し、固定スイッチング周波数を強制します。外部同期クロックをMODE/SYNC

ピンに与えると、レギュレータのオン時間とスイッチング周波数は外部クロックを追尾します。

過電圧コンパレータOVと低電圧コンパレータUVは、出力パワーグッド帰還電圧VPGFBがレギュレーション・ポイントの両側±7.5%のウィンドウを外れると、PGOOD出力を”L”に引き下げます。OV状態の間は連続動作が強制されます。PGOOD

機能を無効にするには、単にPGFBをINTVCCに接続します。

RUNピンをグランドに引き下げると、LTC3623をシャットダウン状態に強制して、両方のパワーMOSFETおよび全ての内部制御回路をオフにします。RUNピンの電圧を0.7Vより高くすると、内部リファレンスだけはオンしますが、パワーMOSFET

は依然オフに保たれます。RUNの電圧をさらに1.45Vより高くすると、デバイス全体がオンします。

INTVCCレギュレータ内部の低損失（LDO）レギュレータが、ドライバと内部バイアス回路に電力を供給する5V電源として機能します。INTVCC

は50mA RMSまで供給することができ、最小1μFのセラミック・コンデンサを使ってグランドにバイパスする必要があります。パワーMOSFETのゲート・ドライバが必要とする大きなトランジェント電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。入力電圧が高く、スイッチング周波数が高いアプリケーションでは、LDO内の電力損失が高いためダイ温度が上昇します。負荷をINTVCCピンに接続すると、LDOはRMS電流定格に向かってさらに近づき、電力損失が増加してダイ温度が上昇するので、負荷をINTVCCに接続することは推奨しません。

VIN過電圧保護内部のパワーMOSFETデバイスをトランジェント電圧スパイクから保護するため、LTC3623ではVINピンを絶えずモニタして、過電圧状態の有無を検査します。VINが16.8Vを超えると、レギュレータは両方のパワーMOSFETをオフして動作を一時停止し、ISETピンを放電して電圧をグランドまで下げます。VINが15.4Vを下回ると、レギュレータはまず ISETピンをその設定電圧まで充電して、直ちに通常のスイッチング動作を再開します。

スイッチング周波数のプログラミング抵抗をRTピンからGNDに接続すると、次式に従ってスイッチング周波数が400kHz～4MHzに設定されます。

Frequency(Hz)= 3.32•1010

RT

使いやすくするため、1MHz動作ではRTピンをINTVCCに直接接続することができます。内部のオン時間フェーズロック・ループの同期範囲は、その設定された周波数のまわり±30%

です。したがって、RTの適切な値を選択して、外部クロック同期の間、外部クロック周波数がRTによって設定された周波数の±30%の範囲内に入るようにします。

LTC3623

123623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作MODE/SYNC動作MODE/SYNCピンは、モード選択と動作周波数同期の両方が可能な多目的ピンです。このピンをグランドに接続すると、不連続モード動作がイネーブルされます。これにより、軽負荷電流での効率が向上しますが、その代償として出力電圧リップルがわずかに大きくなります。MODE/SYNCピンをINTVCC

に接続すると、強制連続モード動作が選択され、発生する固定出力リップルは最小になりますが、軽負荷時の効率低下が代償となります。LTC3623は、MODE/SYNCピンに外部クロック信号が与えられていると、それを検出して、スイッチング周波数を入力クロックの周波数に同期させます。外部クロック信号が与えられていることが検出されると、デバイスは強制連続モード動作に移行します。

電流モニタおよび設定可能な出力電流制限LTC3623は、21μAでスケール調整された平均出力電流の複製をIMONピンで供給します。外付け抵抗をIMONピンに接続すると、出力電流をの電圧を反映した対応するIMON電圧が生成されます。2.35Vのしきい値を備える内部電流制限アンプが IMONピンに接続されており、ユーザーは適切な値の抵抗を使用して、次式に従って出力電流制限を設定できます。

RLIM =2.35V

21µA •ILIM

ここで、ILIMは設定可能な出力電流制限値です。

例えば、IMONとグランドの間に50kの抵抗を接続すると、約2.2Aの出力電流制限を設定します。

設定可能な電流制限機能を用いるときには、上記のようにして選択した抵抗に並列に補償コンデンサ（標準10nF）を接続します。出力電流モニタをディスエーブルするか、出力電流設定機能を無効にするには、IMONをグランドに接続します。

出力ケーブル電圧降下補償実際の負荷がLTC3623コンバータの出力から遠く離れており、接続ケーブルの抵抗が負荷での出力レギュレーション電圧に影響を与えるアプリケーションでは、ユーザーは、追加抵抗をIMONとISETの間に接続することによって、そのようなケーブル電圧降下を補償できます。この抵抗値は、測定されたケーブル抵抗値の(1/21µ)倍である必要があります。

RISET2 =2•RCABLE / 21µA

VOUT =IISET •(RISET1+RISET2)

VOUT,COMP =IISET •RISET1+(IISET +IIMON)•RISET2

LTC3623

SW

VOUT

PGNDIMONISET

COUT

CISET10nF

RCABLE

RCABLE

VOUT,COMP

RISET1

RISET2

L

ILOAD

VOUT

3623 F01

図1.出力ケーブル電圧降下補償

負荷とコンバータの間にグランド・リターンの等価ケーブル抵抗が存在する場合、抵抗の値を2倍にする必要があります。その結果、負荷電流が増えるにつれてISET設定リファレンス電圧が増加し、負荷でのVOUTのケーブル電圧降下を補償します。

出力電圧トラッキングとソフトスタートユーザーはLTC3623のISETピンによってその出力電圧のランプ・レートを設定することができます。VOUTの電圧はISET

ピンの電圧に追従するので、外部コンデンサCISETをISETピンに接続してISETピンのランプアップ・レートを設定すると、VOUT電圧のランプアップ・レートが設定されます。

VOUT(t)=IISET •RISET 1-e

-tRISET •CISET( )

⎡

⎣

⎢⎢⎢

⎤

⎦

⎥⎥⎥

From 0 to 90% of VOUT

tSS = –RISET •CISET •ln(1-0.9)

tSS =2.3•RISET •CISET

LTC3623

133623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作出力パワーグッドLTC3623の出力電圧がレギュレーション点の前後±7.5%の範囲内にある場合は（そのことはVPGFBの電圧が0.54V～0.63Vの範囲内にあることとして反映され）、出力電圧はレギュレーション状態にあり、PGOODピンは外付け抵抗によって“H”になります。そうでない場合は、オープンドレインの内部プルダウン・デバイス（100Ω）により、PGOODピンは“L”になります。過渡時またはVOUTの動的変更時に、不要のPGOODグリッチを防ぐため、LTC3623のPGOODの立ち下がりエッジには約20μsのブランキング遅延が含まれています。

内部 /外部の ITH補償使いやすくするため、ユーザーは、ITHピンをINTVCCに接続して内部補償をイネーブルすることにより、ループ補償を簡素化することができます。こうすると、50pFのコンデンサに直列な内部100k抵抗がエラーアンプの出力（内部 ITH補償ポイント）に接続されます。この場合には簡素化を優先させているので、OPTI-LOOP®による最適化は犠牲になっています。後者では、ITHの部品は外付けであり、ループのトランジェント応答を最小の出力容量で最適化するようにITHの部品が選択されます。

最小オフ時間に関する検討事項最小オフ時間 tOFF(min)は、LTC3623が下側パワーMOSFET

をオンし、電流コンパレータを作動させて、下側パワーMOSFETをオフに戻すことができる最小時間です。この時間は通常約100nsです。最小オフ時間の制約により、最大デューティ・サイクルはton/(tON+tOFF(min))に制限されます。例えば、入力電圧が低下したために最大デューティ・サイクルに達すると、出力が低下してレギュレーション状態から外れます。ドロップアウトを避けるための最小入力電圧は次のとおりです。

VIN(MIN) = VOUT •tON + tOFF(MIN)( )

tON

⎛

⎝⎜⎜

⎞

⎠⎟⎟

逆に、最小オン時間は上側のパワーMOSFETがその「オン」状態に留まることのできる最小時間です。この時間は標準30nsです。連続モード動作では、最小オン時間の制限により、最小デューティ・サイクルが次のようになります。

DCMIN = f • tON(MIN)

ここで、tON(MIN)は最小オン時間です。この式が示すように、動作周波数を下げると最小デューティ・サイクルの制約が緩和されます。

ソフトスタート時間 tss（VOUTの0%から90%）は時定数

（RISET • CISET）の2.3倍です。ISETピンは供給された50μAをシンクできる外部電圧源によって駆動することもできます。

VOUTが予めバイアスされている状態で起動する場合、ISET

の電圧がランプアップしてVOUTに等しくなるまで、LTC3623

は不連続モードに留まり、パワースイッチをオフに保ちます。予めバイアスされたポイントに達すると、スイッチャがスイッチングを開始し、VOUTはISETに追従してランプアップします。

バックアップ電源用の入力電圧レギュレーション・ループ出力電圧レギュレーション・ループ回路は、入力電源が取り外された場合、または入力電源の抵抗が非常に高くなった場合に、バックアップ電源アプリケーション用の入力電圧を維持して安定化するために使用されます。VINから外付け抵抗分割器を使用して、VIN電圧を検出し、LTC3623のVIN_REGピンに供給することができます。VIN_REGピンの電圧が1.45V未満になると、デバイスは動的にインダクタ電流を減らして、入力電圧が1.45Vのしきい値未満に低下しないようにします。VIN

電圧およびVIN_REGピンの電圧が低下し続けた場合、VIN

電圧を維持するために、電荷がVOUTコンデンサからVINコンデンサに転送されます。この維持期間は、出力コンデンサに蓄積された電荷量によって決まります。入力電圧レギュレーション・ループの有効化および終了は、VINから別の抵抗分割器を使用してRUNピンを駆動することで、設定することもできます。RUNピンは、デバイスをイネーブルする1.45Vの上昇時しきい値およびデバイスをディスエーブルする1.1Vの下降時しきい値を備えています。VIN電圧レギュレーション機能を使用しない場合は、VIN_REGピンをINTVCCに接続します。

VINholdup =RDIR1+RDIR2

RDIR1

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟•1.45V

図2．入力電圧レギュレーション

RDIR145K

RDIR210K

RRUN150K

VIN

RRUN210K

RUN

PGND

LTC3623VIN_REG

PVIN/SVIN

3623 F02

LTC3623

143623f

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動作最小デューティ・サイクルを超える稀なケースでは、出力電圧はレギュレーション状態に留まりますが、スイッチング周波数は設定値より減少します。多くのアプリケーションではこれを許容できるので、この制約はほとんどの場合決定的に重要だというわけではありません。深刻な結果を懸念することなく高いスイッチング周波数を設計に使用することができます。インダクタとコンデンサの選択のセクションで示すように、スイッチング周波数が高いと小型の基板部品を使用することができるので、アプリケーション回路のサイズが小さくなります。

CINとCOUTの選択入力容量CINが必要なのは、上側パワーMOSFETのドレインで台形波電流を除去するためです。大きなトランジェント電圧の発生を防ぐには、最大RMS電流に対応できる大きさの低ESR入力コンデンサを使用します。最大RMS電流は次式で与えられます。

IRMS =IOUT(MAX)VOUTVIN

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

VINVOUT

–1⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟1/2

この式はVIN = 2VOUTのときに最大値になります。ここで、IRMS = IOUT/2です。設計ではこの単純なワーストケース条件がよく使用されます。条件を大きく振っても値は改善されないからです。コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格は多くの場合2000時間の寿命試験のみに基づいているので、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり必要とされるより高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。

設計でのサイズまたは高さの要件を満たすため、数個のコンデンサを並列に接続することもできます。入力電圧が低いアプリケーションでは、出力負荷の変化時にトランジェントの影響を最小限に抑えるのに十分な大容量の入力容量が必要です。

COUTの選択は、電圧リップルと負荷ステップによるトランジェントを最小に抑えるのに必要な等価直列抵抗（ESR）、および制御ループの安定性を確保するのに必要なバルク容量の大きさによって決まります。ループの安定性は、負荷トランジェント応答を観察することによってチェックすることができます。出力リップルΔVOUTは次式で決定されます。

ΔVOUT <ΔIL1

8 • fSW •COUT+RESR

⎛

⎝⎜⎜

⎞

⎠⎟⎟

∆ILは入力電圧に応じて増加するので、出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。ESRおよびRMS電流処理の要件を満たすために、複数のコンデンサを並列に配置する必要がある場合があります。乾式タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コンデンサはすべて表面実装パッケージで入手できます。特殊ポリマー・コンデンサはESRが非常に低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が低くなります。タンタル・コンデンサは容量密度が最高ですが、スイッチング電源に使用するにはサージ・テストが実施されているタイプのみを使用することが重要です。アルミ電解コンデンサのESRはかなり大きいのですが、リップル電流定格および長期信頼性に対して配慮すれば、コストに敏感なアプリケーションに使うことができます。セラミック・コンデンサは実装面積が小さく、低ESRの優れた特性をもっています。それらのバルク容量は比較的小さいので、複数個並列に使うことが必要な場合があります。

セラミックの入力コンデンサおよび出力コンデンサの使用現在では、値の大きい低価格セラミック・コンデンサが小型ケース・サイズで入手できるようになっています。これらはリップル電流と電圧定格が大きく、ESRが小さいので、スイッチング・レギュレータのアプリケーションに最適です。ただし、入力と出力にこれらのコンデンサを使うときは注意が必要です。入力にセラミック・コンデンサを使用し、コードの長いACアダプタで電力を供給すると、出力の負荷ステップによってVIN入力にリンギングが誘起されることがあります。最善の場合でも、このリンギングが出力に結合して、ループの不安定性と誤認されることがあります。最悪の場合、長いコードを通して電流が急に突入すると、VINに電圧スパイクが生じてデバイスを損傷するのに十分な大きさになる恐れがあります。

入力と出力にセラミック・コンデンサを選択する場合は、X5R

やX7Rの誘電体を使ったものを選択します。これらの誘電体は、ある特定の値とサイズについて全てのセラミックの中で温度特性と電圧特性が最も優れています。

セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいため、代わりに入力コンデンサと出力コンデンサが電荷保存の要件を満たす必要があります。負荷ステップ発生時には、帰還ループがスイッチ電流を十分増加させて負荷を支えるまで、出力コンデンサが即座に電流を供給して負荷を支える必要があります。帰還ループが応答するのに要する時間は補償と出力コンデンサのサイズに依存します。負荷ステップに応答するには標準で3～4サイクルを要しますが、最初のサイクルだけ出力が直線的に低下します。出力の低下量VDROOPは、通常最初のサイ

LTC3623

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動作クルの直線的な低下の約2～3倍です。したがって、おおよそ以下の出力コンデンサの値から開始するのが良いでしょう。

COUT ~2.5 • ΔIOUTf SW• VDROOP

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

デューティ・サイクルと負荷ステップの要件に依存して、さらに大きな容量が必要になることがあります。

ほとんどのアプリケーションでは、電源のインピーダンスは非常に小さいので、入力コンデンサが必要なのは高周波をバイパスするためだけです。これらの条件では、通常22μFのセラミック・コンデンサで十分です。この入力コンデンサはVINピンにできるだけ近づけて配置します。

インダクタの選択望みの入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ値と動作周波数によってリップル電流が決まります。

ΔIL =VOUT

fSW •L

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ 1– VOUT

VIN

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力コンデンサのESR損失、および出力電圧リップルが減少します。最大効率の動作は低周波数でリップル電流が小さいときに得られます。ただし、これを達成するには大きなインダクタが必要です。部品サイズ、効率、動作周波数の間にはトレードオフが必要です。

妥当な出発点として、IOUT(MAX)の約40%のリップル電流を選択します。VINが最大のときに最大リップル電流が生じることに注意してください。リップル電流が規定された最大値を超えないことを保証するには、次式に従ってインダクタンスを選択します。

L=VOUT

fSW •ΔIL(MAX)

⎛

⎝⎜⎜

⎞

⎠⎟⎟ 1– VOUT

VIN(MAX)

⎛

⎝⎜⎜

⎞

⎠⎟⎟

Lの値が分かったら、インダクタの種類を選択する必要があります。インダクタ値が固定の場合、実際のコア損失はコア・サイズに無関係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダクタンスが大きいほどコア損失は減少します。インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があるため、残念ながら銅損失が増加します。

フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて小さく、高いスイッチング周波数に適しているので、設計目標を銅損失と飽和防止に集中することができます。フェライト・コアの材質は「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超えるとインダクタンスは急激に低下します。その結果、インダクタのリップル電流が急増し、そのため出力電圧リップルが増加します。コアを飽和させないでください。

コアの材質と形状が異なると、インダクタのサイズ /電流の関係および価格 /電流の関係が変化します。フェライトやパーマロイを素材とするトロイド・コアやシールドされたポット型コアは小型で、エネルギー放射は大きくありませんが、同等の特性を有する鉄粉コアのインダクタより通常は高価です。使用するインダクタの種類をどう選択するかは、主に価格とサイズの要件や放射フィールド/EMIの要件に依存します。新しいデザインの表面実装型インダクタは、東光、Vishay、NECトーキン、Cooper、TDK、およびWürth Electronikから入手できます。詳細については表1を参照してください。

トランジェント応答の確認OPTI-LOOP補償により、広範な負荷と出力コンデンサに対してトランジェント応答の最適化を図ることができます。ITHピンが備わっているので制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結合され、ACフィルタを通した閉ループ応答のテスト・ポイントが与えられます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリングは、閉ループ応答を正確に反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰係数は、このピンで見られるオーバーシュートのパーセンテージを使って概算することができます。

図5の回路に示されているITHピンの外付け部品はほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。直列R-Cフィルタにより、支配的なポール-ゼロのループ補償が設定されます。これらの値は、最終的なプリント基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定してからは、トランジェント応答を最適化するために多少の（推奨値の0.5～2倍）変更が可能です。ループ帰還係数の利得と位相は出力コンデンサの種類と値によって決まるので、出力コンデンサを選択する必要があります。立ち上がり時間が

1μs～10μsの、最大負荷電流の20%～100%の出力電流パルスによって、帰還ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断することができる出力電圧波形とITHピンの波形が発生します。

LTC3623

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詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作スイッチング・レギュレータは負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUT

はΔILOAD • ESRに等しい大きさだけ即座にシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。さらに、ΔILOADによりCOUTの充電または放電が開始され、レギュレータがVOUT

をその定常値に戻すために使う帰還誤差信号が発生します。この回復時間にVOUTをモニタして、安定性に問題があることを示すオーバーシュートやリンギングがないかチェックすることができます。

初期出力電圧ステップが帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相余裕を決定するのに、標準的2次オーバーシュート/DC比を使用することはできません。ループの利得はRが大きくなるにつれて大きくなり、ループの帯域幅はCが小さくなるにつれて大きくなります。Rの増加率がCの減少率と同じである場合はゼロ周波数が同じ値に保たれるので、帰還ループの最重要周波数範囲では位相が同じ状態に保たれます。さらに、図1に示すようにフィードフォワード・コンデンサCFFを追加すると、高周波数応答を改善することができます。コンデンサCFFは、R2との組み合わせで高周波のゼロを発生することにより位相進みを得ることができるので、位相余裕が改善されます。

出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。制御ループ理論の要点を含む補償部品の最適化の詳細については、弊社の「アプリケーションノート76」を参照してください。

アプリケーションによっては、（10µFを超える）大容量の入力コンデンサが接続されている負荷でスイッチングが行われるとさらに大きなトランジェントが発生することがあります。放電した入力コンデンサが実質的にCOUTと並列接続された状態になるため、VOUTの急激な低下を引き起こします。負荷に接続しているスイッチの抵抗が低く、急速に駆動された場合、この問題を防止するのに十分な電流を供給できるレギュレータはありません。この解決策は負荷スイッチのドライバのターンオン速度を制限することです。Hot Swap™コントローラはこの目的専用に設計されており、通常は電流制限機能、短絡保護、ソフトスタート機能が組み込まれています。

表1.インダクタの選択表インダクタンス DCR 最大電流 寸法 高さ

Vishay IHLP-2525CZ-01 シリーズ0.33µH 4.1mW 18A 6.7mm×7mm 3mm

0.47µH 6.5mW 13.5A

0.68µH 9.4mW 11A

0.82µH 11.8mW 10A

1.0µH 14.2mW 9A

Vishay IHLP-1616BZ-11 Series

0.22µH 4.1mW 12A 4.3mm×4.7mm 2.0mm

0.47µH 15mW 7A

Toko FDV0620シリーズ0.20µH 4.5mW 12.4A 7mm×7.7mm 2.0mm

0.47µH 8.3mW 9A

1µH 18.3mW 5.7A

NEC/Tokin MLC0730Lシリーズ0.47µH 4.5mW 16.6A 6.9mm×7.7mm 3.0mm

0.75µH 7.5mW 12.2A

1µH 9mW 10.6A

Cooper HCP0703シリーズ0.22µH 2.8mW 23A 7mm×7.3mm 3.0mm

0.47µH 4.2mW 17A

0.68µH 5.5mW 15A

0.82µH 8mW 13A

1µH 10mW 11A

1.5µH 14mW 9A

TDK RLF7030シリーズ1µH 8.8mW 6.4A 6.9mm×7.3mm 3.2mm

1.5µH 9.6mW 6.1A

2.2µH 12mW 5.4A

Würth Electronik WE-HC 744312 シリーズ0.25µH 2.5mW 18A 7mm×7.7mm 3.8mm

0.47µH 3.4mW 16A

0.72µH 7.5mW 12A

1µH 9.5mW 11A

1.5µH 10.5mW 9A

LTC3623

173623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作効率に関する検討事項スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよくあります。パーセント表示の効率は、次式で表すことができます。

%効率 = 100%–(L1＋L2＋L3＋…)

ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表した個々の損失です。

回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、LTC3623の回路の損失の大部分は、次の4つの主な損失要因によって生じます。これらは、1)I2R損失、2)遷移損失、3)スイッチング損失、4)その他の損失です。

1．I2R損失は、内部スイッチのDC抵抗（RSW）、外部インダクタの抵抗（RL）、および基板のトレース抵抗（Rb）から計算されます。連続モードでは、インダクタLを流れる平均出力電流は内部の上側パワーMOSFETと下側パワーMOSFETの間で「こま切れ」にされます。したがって、SWピンを見たときの直列抵抗は、次式のように、上側MOSFET

および下側MOSFETの両方のRDS(ON)とデューティ・サイクル（DC）の関数になります。

RSW = RDS(ON)(TOP)(DC)＋RDS(ON)(BOT)(1-DC)

上側MOSFETと下側MOSFETのRDS(ON)は、両方とも「標準的性能特性」のグラフから求めることができます。したがって、I2R損失は次式で求められます。

I2R損失 = IOUT2(RSW＋RL + Rb)

2.遷移損失は、スイッチ・ノードが遷移する間、トップ・パワーMOSFETが短時間飽和領域に留まることから生じます。これは、入力電圧、負荷電流、内部パワーMOSFETのゲート容量、内部ドライバの能力、およびスイッチング周波数に依存します。

3．INTVCCの電流はパワーMOSFETドライバ電流および制御回路電流の和です。パワーMOSFETドライバ電流は、パワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることから発生します。パワーMOSFETのゲートが“L”から“H”に切り替わり、再び“L”に戻るたびに、電荷の塊dQがVINからグランドに移動します。そのときのdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、一般にはDC制御バイアス電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG = fSW(QT ＋QB)

です。ここで、QTおよびQBは内蔵の上側および下側パワーMOSFETのゲート電荷であり、fSWはスイッチング周波数です。別の電源 (5V～6V)を使ってINTVCCをドライブしない限り、INTVCCはVINによって給電される低損失レギュレータの出力なので、INTVCCの電流もVINの電流として現れます。

4．銅トレースの抵抗、内部負荷抵抗など、他の「隠れた」損失が電源システム全体のさらなる効率低下の原因になる可能性があります。これらの「システム」レベルの損失をシステムの設計段階で盛り込むことが非常に重要です。その他の損失（デッドタイム中のダイオードの導通損失やインダクタのコア損失など）は、一般には追加される全損失の2%未満にしかなりません。

熱に関する検討事項大半のアプリケーションで、LTC3623は効率が高く、LTC3600

に使われている底面が露出したDFNパッケージやMSOPパッケージの熱抵抗は低いので、大きな発熱はありません。ただし、高い周囲温度、高いVIN、高いスイッチング周波数、最大出力電流負荷でLTC3623が動作するアプリケーションでは、放散される熱がデバイスの最大接合部温度を超えることがあります。接合部温度が約160˚Cに達すると、温度が約15˚C下がるまで両方のパワースイッチがオフします。

LTC3623が最大接合部温度を超えないようにするには、何らかの熱解析を行う必要があります。熱解析の目的は、電力損失によりデバイスが最高接合部温度を超えるかどうかを判断することです。温度上昇は次式で与えられます。

TRISE = PD • θJA

LTC3623

183623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

一例として、VIN = 12V、IOUT = 5A、f = 1MHz、VOUT = 1.8V

のアプリケーションにLTC3623を使用する場合を検討します。パワーMOSFETの等価抵抗RSWは次のようになります。

RSW =RDS(ON)TOP • 1.812+RDS(ON)BOT

• 10.212

=0.06 • 1.812

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟+0.03 10.2

12⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

=0.0345Ω

無負荷で1MHz強制連続動作の間のVIN電流は約6mAであり、それにはスイッチング損失と内部バイアス電流損失、遷移損失、インダクタのコア損失、アプリケーション内の他の損失が含まれます。したがって、デバイスによる全電力損失は次のとおりです。

PD = IOUT2 • RSW＋VIN • IVIN(No Load)

= 25A2 • 0.0345＋12V • 6mA

= 0.93W

QFN 5mm×3mmパッケージの接合部－周囲雰囲気間熱抵抗θJAは約36˚C/Wです。したがって、周囲温度25˚Cで動作するレギュレータの接合部温度は、およそ次の値になります。

TJ = 0.93 • 36＋25 = 59˚C

上の接合部温度は25˚CでのRDS(ON)から得られたことに留意すると、RDS(ON)は温度に依存して増加するので、より大きなRDS(ON)に基づいて接合部温度を再計算することもできます。RSWが59˚Cで25%増加したと仮定して計算しなおすと、70˚Cの新しい接合部温度が得られますが、依然としてサーマル・シャットダウンや最大定格許容接合部温度からは遠く離れています。

レイアウトに関する検討事項プリント回路基板をレイアウトするときには、以下のチェックリストを使用してLTC3623が正しく動作するようにします。レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。

1. コンデンサCINは電源VINと電源グランドにできるだけ近づけて接続されていますか。これらのコンデンサは内蔵のパワーMOSFETとそれらのドライバにAC電流を供給します。

動作2. COUTとL1は近づけて接続されていますか。COUTの（-）電極はPGNDとCINの（-）電極に電流を戻します。

3. ISETの抵抗のグランド端子は他の静かな信号グランドに接続する必要があり、電源グランドに一点接続します。ISETの抵抗はSWラインのようなノイズの多い部品やトレースから離して配置し、配線し、トレースをできるだけ短くします。

4. 影響を受けやすい部品はSWピンから遠ざけてください。ISET抵抗、RT抵抗、補償コンデンサのCCとCITH、全ての抵抗R1、R3およびRC、さらにINTVCCバイパス・コンデンサは、SWトレースおよびインダクタL1から離して配線します。

5. グランド・プレーンが望ましいのですが、それが利用できなければ信号グランドと電源グランドを分離し、小さな信号部品は1点で信号グランドに戻し、この1点を最小の抵抗で、露出した底面のところで電源グランドに接続します。

全ての層の未使用領域は銅で覆ってください。これにより、電力部品の温度上昇が小さくなります。これらの銅領域は入力電源（VINまたはGND）の1つに接続します。

設計例設計例として、次の仕様のアプリケーションでLTC3623を使用する場合を考えます。

VIN = 10.8V to 13.2V, VOUT = 1.8V, IOUT(MAX) = 5A,

IOUT(MIN) = 500mA, fSW = 2MHz

高負荷電流と低負荷電流の両方で効率が重要なので、不連続動作を利用します。まず、2MHzのスイッチング周波数に対応する正しいRT抵抗値を特性曲線から選択します。それを基準にすると、RTは16.5kになります。次に、最大VINで約40%

のリップル電流になるようにインダクタ値を計算します。

L= 1.8V2MHz •2A⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ 1– 1.8V

13.2V⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟=0.39µH

最も近い標準値のインダクタは0.33µHです。

LTC3623

193623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

動作COUTは、出力電圧リップルの要件を満たすのに必要なESR

と、ループの安定性を確保するのに必要なバルク容量に基づいて選択します。このデザインでは、47μFセラミック・コンデンサを1個使用します。

図3．PCBレイアウト上面 図4．PCBレイアウト

CINは次の最大電流定格を満たすサイズのものにします。

IRMS = 5A1.8V13.2V

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

13.2V1.8V

–1⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

1/2=1.7A

ほとんどのアプリケーションでは、VINピンを22μFセラミック・コンデンサでデカップリングすれば十分です。

3623 F03 3623 F04

LTC3623

203623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

図5．差動リモート検出を備える12Vから1.2Vへの1MHz降圧レギュレータ

標準的応用例

図6．ケーブル電圧降下補償を備える12Vから2.5Vへの1MHz降圧レギュレータ

VIN12V

VOUT1.2V5A

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

100k

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

ISETRT

50µA

4.7µF 0.1µF 10nF

10pF

470pF33.2k 10k

3623 F05

24.3k 10k 10k

10k

IMON PGFB

PGND

ITH

47µF

REMOTE SENSE GROUNDAT OUTPUT LOAD

0.1µF

1µHPWM

CONTROLAND

SWITCHDRIVER

ERRORAMP

VIN12V

VOUT2.5V/5A

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

ISETRT

4.7µF470pF10nF

0.1µF

45.2k

4.99k

10pF

3623 F06

10k

IMONPGFB

PGND

ITH

47µF 5ALOAD

RCABLE50mΩ

RCABLE50mΩ

0.1µF

2.2µH50µA PWM

CONTROLAND

SWITCHDRIVER

ERRORAMP

1Ω

LTC3623

213623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

標準的応用例

VIN12V

VOUT3.3V/5A

COUT4700µF

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

ISETRT

4.7µF 0.1µF470pF

66.5k

10pF

3623 F07

10k

IMONPGFB

PGND

ITH

3.3µH

RDIR145.2k

RRUN149.9k

RRUN210k

RDIR210k

50µA PWMCONTROL

ANDSWITCHDRIVER

ERRORAMP

0.1µF

図7．入力電源レギュレーション・ループを備える12Vから3.3Vへの1MHz降圧レギュレータ

入力電圧の維持

SW

VIN

VOUT

IL

3623 F07a

LTC3623

223623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

標準的応用例

470pF

10k

VIN12V

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

BOOSTLTC3623

LTC3623

ISETRT

4.7µF 10nF 10pF

3623 F08

10k 10k

IMONPGFB ITH

47µF

0.1µF

1µH

VIN12V

VOUT 3.3V10A

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

INTVCC

SW

BOOST

LTC3623

ISETRT

4.7µF

10pF33.2k 10k

IMONPGFB

PGND

ITH

47µF

1µH

0.1µF

10nF0.1µF

OUT2

OUT1

MOD

GND

V+

LTC6908-1*

SET

100k

*EXTERNAL CLOCK FOR FREQUENCY SYNCHRONIZATION IS RECOMMENDED

VOUT

SW

PGND

50µA PWMCONTROL

ANDSWITCHDRIVER

ERRORAMP

VOUT

50µA PWMCONTROL

ANDSWITCHDRIVER

ERRORAMP

図8．12Vから10Aへの2相単一出力レギュレータ

LTC3623

233623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

標準的応用例

+–

VIN

VSHUNT

IOUT0A TO 5A

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

50µA

ISETRT

4.7µF

470pF

10k

0 TO 0.5V

LTC2054

BSC019N02KS

10pF

3623 F09

10k

10k

IMONPGFB

PGND

ITH

47µF

0.1µF

0.1Ω1µHPWM

CONTROLAND

SWITCHDRIVER

ERRORAMP

+–

IOUT

VSHUNT

5A

0.50

図9．プログラム可能な5A電流源

図10．12V入力 /-1V出力の1MHz降圧レギュレータ

VIN12V

VOUT–1V

COUT47µF

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

0V5V

0V5V

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

ISETRT

4.7µF 0.1µF470pF

20k

10pF

3623 F10

10k

IMONPGFB

PGND

ITH

1µH50µA PWM

CONTROLAND

SWITCHDRIVER

ERRORAMP

0.1µF

LTC3623

243623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

図11．設定可能な制御付きLEDドライバVIN

IOUT0A TO 3A

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

50µA

ISETRT

4.7µF

1nF10k

10pF

3623 F11

5.23k

IMONPGFB

PGND

ITH

22µF

0.1µF

0.1Ω1µHPWM

CONTROLAND

SWITCHDRIVER

ERRORAMP

+–VSHUNT

10k

0V TO 0.3V

LTC2054

BSC019N02KS+–

IOUT

VSHUNT

3A

0.30

標準的応用例

LTC3623

253623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

図12．高効率12Vオーディオ・ドライバ

標準的応用例

10µF

10µF

VIN12V

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

0.1µF

1Ω

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

50µA

ISETRT

4.7µF

10nF

3623 F12

IMONPGFB

PGND

ITH

0.1µF 8Ω SPEAKER

4.7µH

4.7µF

PWMCONTROL

ANDSWITCHDRIVER

ERRORAMP

121kAUDIOSIGNAL

220pF

3.01k

LTC3623

263623f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC3623

標準的応用例

0.1µ

F*O

PTIO

NAL

FOR

MIN

IMUM

1m

A LO

AD R

EQUI

REM

ENT

LDO

OUTP

UT0V

TO

12V

I MAX

= 3

A10

µF

V IN

LDO

OUTP

UT +

0.6

V

10µF

PVIN

SVIN

RUN

VIN_

REG

MOD

E/SY

NC

PGOO

D

GSNS

22µF

x2

0.1µ

F

1Ω

INTV

CC

V OUTSW

BOOS

TLT

C362

3

ISET

RT

4.7µ

F

470p

F

10pF

0 to

121

k

0.1µ

F

3623

F13

12.1

k

IMON

PGFB

PGND

ITH

50µA

2.2µ

H

10k

INOU

T

V CON

TROL

SET

LT30

83

909Ω

*

PWM

CONT

ROL

AND

SWIT

CHDR

IVER

ERRO

RAM

P

0.1µ

F

図13．低ノイズの降圧レギュレータ

LTC3623

273623f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージ寸法最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC3623#packagingを参照してください。

3.00 ±0.10 1.50 REF

5.00 ±0.10

PIN 1TOP MARK(NOTE 6)

0.40 ±0.10

23 24

1

2

BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD

3.50 REF

0.75 ±0.05

R = 0.115TYP

PIN 1 NOTCHR = 0.20 OR 0.25× 45° CHAMFER

0.25 ±0.05

0.50 BSC

0.200 REF

0.00 – 0.05

(UDD24) QFN 0808 REV Ø

RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONSAPPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED

0.70 ±0.05

0.25 ±0.05

3.50 REF

4.10 ±0.055.50 ±0.05

1.50 REF

2.10 ±0.053.50 ±0.05

PACKAGE OUTLINE

R = 0.05 TYP

1.65 ±0.10

3.65 ±0.10

1.65 ±0.05

UDD Package24-Lead Plastic QFN (3mm × 5mm)

(Reference LTC DWG # 05-08-1833 Rev Ø)

3.65 ±0.05

0.50 BSC

注記：1. 図は JEDECのパッケージ外形ではない2. 図は実寸とは異なる3. 全ての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは（もしあれば）各サイドで 0.15mmを超えないこと

5. 露出パッドは半田メッキとする6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1の位置の参考に過ぎない

LTC3623

283623f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2016

LT0816 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp/LTC3623

関連製品

標準的応用例

VDD2.5V

VTT1.25V±5A

47µF

PVINSVIN

RUN

VIN_REG

MODE/SYNC

PGOOD

GSNS

22µFx2

INTVCC

VOUT

SW

BOOSTLTC3623

ISETRT

4.7µF 0.1µF470pF

24.9k

10pF

3623 F14

10k

IMONPGFB

PGND

ITH

1µH

VIN5V

50µA

PWMCONTROL

ANDSWITCHDRIVER

ERRORAMP

0.1µF0.1µF

図14．DDR終端用の高効率の±5A VTT電源

製品番号 説明 注釈LTC3600 15V、1.5A（IOUT）、同期整流式レール・トゥ・レール降

圧DC/DCコンバータ96%の効率、VIN：4V～15V、VOUT(MIN) = 0V、IQ = 700μA、 3mm×3mm DFN-12およびMSOP-12Eパッケージ

LTC3601 15V、1.5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ

95%の効率、VIN：4.5V～15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 300μA、 ISD < 1μA、4mm×4mm QFN-20およびMSOP-16Eパッケージ

LTC3603 15V、2.5A（IOUT）、3MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ

95%の効率、VIN：4.5V～15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 75μA、 ISD < 1μA、4mm×4mm QFN-20およびMSOP-16Eパッケージ

LTC3633/LTC3633A

15V/20V、デュアル3A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ

95%の効率、VIN：3.6V～15V/20V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 500μA、 ISD < 15μA、4mm×5mm QFN-28およびTSSOP-28Eパッケージ

LTC3605/LTC3605A

15V/20V、5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ

95%の効率、VIN：4V～15V/20V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 2mA、 ISD < 15μA、4mm×4mm QFN-24およびMSOP-16Eパッケージ

LTC3604 15V、2.5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ

95%の効率、VIN：3.6V～15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 300μA、 ISD < 14μA、3mm×3mm QFN-16およびMSOP-16Eパッケージ

LT3080 並列接続可能な1.1A、低ノイズ、低ドロップアウト・リニア・レギュレータ

ドロップアウト電圧：300mV（2電源動作）、低ノイズ = 40μVRMS、VIN：1.2V～36V、VOUT：0V～35.7V、MSOP-8、3mm×3mm DFNパッケージ

LT3083 単一抵抗型の可変3A低ドロップアウト・レギュレータ ドロップアウト電圧：310mV、低ノイズ40μVRMS、VIN：1.2V～23V、 VOUT：0V～22.7V、4mm×4mm DFN、TSSOP-16Eパッケージ

LTC7149 反転入力用の60V、4A同期整流式降圧レギュレータ 広い入力電圧範囲：3.4V～60V、広いVOUTの範囲：0V～28V、1つの抵抗によるVOUTの設定、12VINおよび–5VOUTでの効率：92%、安定化 IQ：440μA、シャットダウン時 IQ：15μA、28ピン（4mm×5mm）QFNパッケージおよびTSSOPパッケージ

LTC3649 レール・トゥ・レールの設定可能な出力を備える60V、4A同期整流式降圧レギュレータ

広い入力電圧範囲：3.1V～60V、広いVOUTの範囲：0V～（VIN – 0.5V）、1つの抵抗によるVOUTの設定、12VINおよび5VOUTでの効率：95%、安定化IQ：440μA、シャットダウン時IQ：15μA、28ピン（4mm×5mm）QFNパッケージおよびTSSOPパッケージ