Download pdf - Dispozitive Si Circuite Electron Ice 1

Universitatea Petru Maior Facultatea de Inginerie Catedra de Inginerie Electrică

Şef lucrări ing Germán Z

Dispozitive şi circuite electronice I

Partea 1

Dispozitive electronice

Curs. Format electronic

Anul universitar 2005-2006

Germán Zoltán Dispozitive electronice1 curs partea I

2

Cuprins Introducere 1 DISPOZITIVE ELECTRONICE 1.1 Joncţiunea p-n

1.1.1 Joncţiunea p-n la echilibru termic 1.1.2 Caracteristica statică a joncţiunii p-n. Ecuaţia diodei ideale 1.1.3 Străpungerea joncţiunii p-n 1.1.4 Circuitul echivalent al joncţiunii p-n

1.2.Diode semiconductoare 1.2.1 Diode redresoare. Caracteristica statică. Funcţionare 1.2.2 Diode varicap. 1.2.3 Diode stabilizatoare (ZENER) Caracteristica statică. Funcţionare. Stabilizator parametric.

1.3 Tranzistorul bipolar 1.3.1. Introducere. Simboluri. Tipuri de caracteristici. 1.3.2 Principiul de funcţionare (efectul de tranzistor) 1.3.3 Componentele curenţilor prin tranzistor 1.3.4 Descrierea funcţionării în regiunea activă normală (conexiunile BC, EC) 1.3.5 Modelul de semnal mare (EBERS - MOLL) al tranzistorului bipolar 1.3.6.Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar

1.3.6.1. Caracteristicile statice în conexiunea bază comună (BC) 1.3.6.2. Caracteristicile statice în conexiune emitor comun (EC)

1.3.7 Polarizarea tranzistorului într-un punct dat de funcţionare, în regiunea activă 1.3.8.Limitări în funcţionare datorată variaţiei temperaturii şi disipaţiei de putere

1.3.8.1 Variaţia caracteristicilor electrice cu temperatura 1.3.8.2 Stabilizarea PSF în raport cu variaţiile de temperatură

1.3.9.Tranzistorul bipolar în regim dinamic 1.3.9.1 Modelul de semnal mic. Circuit echivalent natural

1.3.9.2. Circuit echivalent cu parametri hibrizi 1.3.9.3 Exemplu de utilizare a circuitului echivalent. Etaj de amplificare cu emitorul comun

1.3.10 Caracteristica dinamică şi limitarea amplitudinii semnalului 1.4 Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune (TEC-J)

1.4.1 Introducere. Simboluri.Notaţii.Funcţionare 1.4.2 Caracteristici statice de ieşire şi de transfer (canale n şi p). Regim liniar. Regim de saturaţie 1.4.3 Polarizarea TEC-J.Scheme de polarizare. Dreapta de sarcină. Punct static de funcţionare 1.4.4 Modelul de semnal mic pentru TEC-J. Frecvenţe joase şi înalte.

1.5 Tranzistorul cu efect de câmp tip "MOS" (TEC-MOS) 1.5.1.Introducere. Simboluri.Notaţii.Funcţionare. Tipuri de caracteristici. 1.5.2.Caracteristici statice de ieşire şi de transfer (canale n şi p). Regim liniar. Regim de saturaţie 1.5.3.Polarizarea TEC-MOS (canal iniţial şi indus). Scheme de polarizare pentru canal indus şi canal iniţial. Dreapta de sarcină. Punct static de funcţionare. 1.5.4.Model de semnal mic pentru TEC-MOS. Frecvenţe joase şi înalte.

1.6 Dispozitive electronice uni- şi multijoncţiune 1.6.1.Dioda pnpn. Caracteristica curent-tensiune 1.6.2 Tiristorul convenţional. Caracteristica curent-tensiune. Amorsarea tiristorului. Blocarea tiristorului. Aplicaţii 1.6.2.Diacul, triacul. Caracteristici curent-tensiune. Amorsare. Blocare. Aplicaţii

1.7 Dispozitive optoelectronice 1.7.1 Fotorezistenţa. 1.7.2 Fotoelementul. Fototranzistorul.Fotodioda. Fototiristorul 1.7.2.Dioda electroluminescentă(LED).Optocuplorul.


3

Introducere

Corpurile solide au o structură cristalină cu atomii şi moleculele distribuite într-o reţea regulată, în care unitatea structurală (cub, tetraedru, etc.) se repetă periodic. Atomii situaţi în nodurile reţelei cristaline sunt legaţi între ei prin electronii de valenţă. Din punct de vedere electric, corpurile solide se împart în trei mari grupe: -conductoare -semiconductoare -izolatoare Această clasificare are la bază valoarea conductivităţii electrice măsurată la temperatura camerei.La această temperatură se obţin următoarele valori pentru conductivitate electrică: ( )( ) 168 1010 −Ω÷= mσ la materialele conductoare ( )( ) 195 1010 −− Ω÷= mσ la materialele semiconductoare ( )( ) 1910 −− Ω= mσ la materiale izolatoare

Dispozitivele electronice sunt acele componente ale circuitelor electronice a căror comportare se bazează pe controlul mişcării purtătorilor de sarcină în corpul solid, în gaze sau în vid. Aproape toate dispozitivele electronice folosesc conducţia în corpul solid, de regulă în semiconductoare. Prin controlul miţcării purtătorilor de sarcină se înţelege fie controlul injecţiei de purtători de sarcini, fie controlul propriu-zis, care se poate exercita prin câmpul electric care apare datorită unei diferenţe de potenţial. Controlul mărimii curentului electric se poate realiza şi prin efectul unui flux luminos (fotoni) asupra numărului de purtători de sarcină dintr-o anumită zonă a dispozitivului electronic , care este cazul particular al dispozitivelor optoelectronice

Circuitele electronice sunt de fapt circuite electrice care utilizează dispozitive electronice pentru realizarea unor funcţii cum ar fi: -amplificarea, generarea unor oscilaţii armonice, redresarea tensiunii alternative, stabilizarea tensiunii, modulare/demodulare

Funcţiile electronice pot fi asociate la două categorii mari de aplicaţii: -controlul şi conversia energiei, -prelucrarea sau transmiterea semnalelor electrice purtătoare de informaţii Dispozitivele electronice pot fi privite ca elemente ale circuitelor electronice, ca urmare mărimile care apar la bornele acestora sunt tensiuni electrice şi curenţi electrici. La dispozitivele mai simple cu două borne, caracterizarea se face prin legătura care există între tensiunea aplicată şi curentul rezultat, de exemplu ca pe figura alăturată:

Dependenţa poate fi o caracteristică statică sau una dinamică dacă apare posibilitatea stocării energiei electrice de către dispozitivul electronic. La dispozitivele cu trei sau mai multe borne descrierea se poate face prin relaţiile care există între patru mărimi electrice: doi curenţi şi două tensiuni , deoarece al treilea curent se obţine în funcţie de ceilalţi doi.

Caracteristicile statice ce descriu complet funcţionarea acestui dispozitiv cu trei borne sunt două funcţii de două variabile, de exemplu

( )2111 ,uuii = ),( 2122 uuii =

Este interesant de remarcat că în majoritatea cazurilor proprietăţile de interes ale dispozitivelor

electronice pot fi descrise cu referire la caracteristicile statice.


4

O primă proprietate a dispozitivelor electronice este caracterul lor neliniar. Toate dispozitivele electronice au caracteristici statice neliniare. Caracteristica statică a diodei semiconductoare, de exemplu, permite redresarea unui semnal alternativ. O a doua proprietate este caracterul parametric al unor dispozitive electronice. Un anumit parametru al dispozitivului poate fi controlat electric. Rezistenţa tranzistorului cu efect de câmp între sursă şi drenă poate fi controlată de tensiunea aplicată între poartă şi sursă.Această rezistenţă controlată poate fi folosită în reglajul automat al amplificării. O a treia proprietate importantă pe care o prezintă unele dispozitive electronice este caracterul lor activ.Numim active acele dispozitive electronice care pot asigura transformarea puterii absorbite de la sursele de alimentare în curent continuu în putere de semnal. 1.DISPOZITIVE ELECTRONICE 1.1 Joncţiunea pn

Dispozitivele semiconductoare au în construcţia lor regiuni ale reţelei monocristaline cu diverse impurificări atât ca mărime a concentraţiei cât şi ca tip de impuritate (n-regiune tip donor, p-regiune tip acceptor).Joncţiunea pn reprezintă o structură fizică realizată într-un monocristal care are două regiuni vecine, una de tip p alta de tip n.Intre aceste două regiuni de conductibilitate electrică diferită apare o variaţie a distribuţiei impurităţilor. Linia de demarcaţie dintre cele două regiuni se numeşte joncţiune metalurgică. Joncţiunea pn are o importanţă esenţială în funcţionarea unei clase mari de dispozitive electronice. Majoritatea dispozitivelor electronice semiconductoare conţin una sau mai multe joncţiuni. Cunoaşterea fenomenelor din joncţiunea pn serveşte şi la înţelegerea unor fenomene cum sunt cele legate de suprafaţa semiconductorului, de contacte metalice, etc. 1.1.1 Joncţiunea pn la echilibru termic

Într-o joncţiune pn aflată la echilibru termic concentraţiile de purtători mobili de sarcină diferă în zona joncţiunii metalurgice faţă de valorile din structură datorită fenomenelor de difuzie a purtătorilor mobili. Astfel, golurile din regiunea p, aflate în concentraţii mari, difuzează spre regiunea n unde concentraţia lor este foarte mică, aici ele se recombină datorită tendinţei semiconductorului de tip n de a restabili echilibrul. In mod similar electronii in zona n difuzează spre zona p. Procesele de difuzie încep evident cu purtătorii aflaţi în apropierea joncţiunii metalurgice. In zona p adiacentă joncţiunii metalurgice, prin plecarea golurilor apare un exces de sarcină negativă datorită ionilor acceptori (sarcini fixe). Zona n din apropierea joncţiunii metalurgice capătă o sarcină în exces pozitivă , prin acelaşi procedeu. Caurmare se stabileşte un câmp electric intern orientat de la regiunea n spre regiunea p. Acest câmp electric transportă golurile dinspre regiunea n spre regiunea p şi electronii dinspre regiunea p spre regiunea n, deci în sens opus fluxurilor de difuzie

Ca urmare, procesul de scădere a concentraţiilor de purtători majoritari nu se continuă până la uniformizarea concentraţiilor (conform tendinţei de difuzie), ci se autolimitează (prin generarea câmpului electric intern) la valori care asigură echilibrul curenţilor (fluxurilor) de difuzie şi de câmp.Această situaţie corespunde unui curent electric nul prin structură, rezultat compatibil cu condiţia de echilibru termic.


5

1.1.2. Caracteristica statică a joncţiunii pn Caracteristeica statică desemnează dependenţa curentului prin joncţiune , de tensiunea aplicată acesteia. Convenţia de notaţii prezentată pe figura este următoarea:

-polarizare directă pentru care 00 >→> AA IU -polarizare inversă pentru care 00 <→< AA IU În polarizare directă se fac notaţiile FA II = şi FA UU = , iar în polarizare inversă se notează RA II −= şi RA UU −= (direct-forward, invers-reverse)

Aplicarea unei polarizări directe duce la micşorarea câmpului electric intern (sensul tensiunii aplicate este contrar sensului câmpului intern de la echilibru termic). Aceasta duce la la micşorarea curenţilor de câmp şi mărirea curenţilor de difuzie, rezultând un curent IF nenul. Micşorarea câmpului electric intern duce la creşterea concentraţiei purtătorilor mobili de sarcină datorită deplasarii golurilor spre regiunea n şi a electronilor spre regiunea p (în cantităţi mai mari ca la echilibru termic). Acest proces se numeşte injecţie de purtători minoritari. Existenţa unui excedent de concentraţii duce la preponderenţa fenomenelor de recombinare.Recombinarea purtătorilor mobili de sarcină are loc atât în regiunile neutr cât şi în interiorul regiunii de trecere. Aplicarea unei polarizări inverse măreşte câmpul electric intern. Curenţii de difuzie se vor micşora în favoarea curenţilor de câmp. Concentraţiile de electroni şi goluri vor fi mai mici decât la echilibru termic datorită câmpului electric intern crescut, care extrage golurile din regiunea n şi electronii din regiunea p. ca urmare vor predomina fenomenele de generare. Odată generată, perechea electron-gol este despărţită prin antrenarea de către câmp, a electronului şi golului în sensuri contrare.Având în vedere cele prezentate mai sus, se poate generaliza că în ambele regimuri de polarizare curentul prin joncţiunea pn se datorează atât fenomenelor din regiunea de sarcină spaţială, cât şi celor din regiunile neutre. Caracteristica statică ideală a joncţiunii pn are următoarea formă matematică:

−

= 1expmkTqUII A

OA

unde q-sarcina electrică, UA -tensiunea aplicată joncţiunii, m -constantă de material cu valori între (1,2), k-constanta lui Boltzmann, T -temperatura absolută. Graficul caracteristicii

statice este :

−

=

−

= 1exp1exp

T

AO

AOA U

UImkTqUII

În polarizare directă predomină fenomenele de difuzie, de obicei valoarea tensiunii aplicate este mult mai mare ca tensiunea termică

qmkTUU TA =>> astfel încât ecuaţia poate fi aproximată cu:

⋅=mkTqU

II AOF exp

(partea exponenţială din cadranul I al caracteristicii statice)


6

În polarizare inversă, pentru tensiuni negative mult mai mari în valoare absolută ca tensiunea termică

qmkTUU TR =>>

curentul prin joncţiune depinde foarte slab de tensiunea aplicată, având valoarea curentului de saturaţie: OR II −=

Datorită modului rapid de variaţie a funcţiei exponenţiale, se observă că într-un domeniu limitat de curent, tensiunea pe joncţiune în polarizare directă poate fi presupusă constantă, valoarea tipică a acesteia este de 0,7V pentru Si, 0,3V pentru Ge, As. 1.1.3. Străpungerea joncţiunii pn Fenomenul electric de străpungere a joncţiunii pn constă în creşterea puternică a curentului în polarizare inversă la o anumită tensiune, aşa cum rezultă din figura de mai jos. In dreptul tensiunii BRU numite tensiune de străpungere, curentul invers RI tinde către infinit.

Dacă circuitul electric exterior limitează curentul prin joncţiune la o valoare care nu duce la

distrugerea structurii prin încălzire excesivă, fenomenul de străpungere este reversibil. Străpungerea joncţiunii poate fi explicată prin două efecte, amândouă fiind legate de valorile mari ale intensităţii câmpului electric la tensiuni inverse mari. Multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină. La tensiuni inverse ridicate, câmpul electric din regiunea de sarcină spaţială atinge valori mari şi imprimă o energie crescută purtătorilorde sarcină. In urma ciocnirii cu atomii reţelei cristaline, un purtător de sarcină poate avea energie suficientă pentru a forma o pereche electron gol prin ruperea unei legături covalente.Aceşti purtători de sarcină suplimentari sunt antrenaţi la rândul lor de câmpul electric şi în mod similar pot rupe legături covalente, fenomenul ducând la o creştere nelimitată a curentului.Din punct de vedere cantitativ, prezenţa fenomenului de multiplicare este luat în consideraţie prin înmulţirea valorii curentului invers OI (în absenţa acestui fenomen) cu un coeficient M de multiplicare în avalanşă:

OR IMI ⋅= Coeficientul M poate fi calculat cu o relaţie empirică:

n

BR

R

UU

M

−

=

1

1

unde n este un exponent cuprins între 4 şi 7, valoarea sa depinzând de semiconductor. Efectul Zener.Pentru concentraţii mari de impurităţi (>1018 cm-3) strapungerea joncţiunii nu se mai face prin multiplicare în avalanşă, ci prin efect Zener. Aceasta constă în apariţia unui număr crescut de purtători de sarcină prin ruperea unor legături covalente sub acţiunea directă a câmpului electric.Efectul Zener apare la un număr redus de tipuri de joncţiuni şi anume acelea cu tensiuni mici de străpungere (<5V). Regiunea de străpungere a caracteristicii electrice (cadranul trei), unde tensiunea este practic independentă de valoarea curentului se numeşte şi regiune de stabilizare. Suprafaţa semiconductorului poate juca un rol important în străpungerea joncţiunii, imperfecţiuni majore şi impurităţi nedorite contribuie la o străpungere prematură.


7

1.1.4 Circuitul echivalent al joncţiunii pn

Circuitul echivalent pentru semnal mic este alcătuit din rezistenţa internă Ri (care ţine seama de toate efectele staţionare ale tuturor componentelor curentului) şi din două capacităţi, Cb , capacitatea de barieră şi Cd , capacitatea de difuzie. Acest circuit echivalent poate căpăta forme particulare în funcţie de polarizarea de curent continuu a joncţiunii.

1.2 Diode semiconductoare Dioda este un dispozitiv electronic care prezinta conducţie electrică unilaterală. Simbolul diodei este reprezentat în figura de mai jos, terminalele dispozitivului se numesc anod (A), respectiv catod (C ). Sensul direct de conducţie este de la anod la catod.

Majoritatea diodelor semiconductoare este realizată pe baza joncţiunii pn într-o mare varietate de tipuri după cum vom vedea în cele din urmă. 1.2.1 Diode redresoare Diodele redresoare se folosesc la transformarea curentului alternativ în curent continuu, de obicei sunt utilizare la frecvenţe joase ( 50/60 Hz). Principalii parametri ale diodelor redresoare sunt curentul în polarizare directă maxim admisibil ( IFM ) şi tensiunea în polarizare inversa maxim admisibila (URM ) . Realizările actuale permit curenţi direcţi până la ordinul sutelor de amperi şi tensiuni inverse de mii de volţi.

1.2.2 Diode varicap Diodele varicap servesc drept condensatoare cu capacitate variabilă prin tensiunea (curentul) inversă aplicată unei joncţiuni pn. Mărirea capacităţii de barieră (dominantă faţă de capacitatea de difuzie, în cazul polarizării inverse) se controlează prin valoarea tensiunii inverse aplicate.


8

1.2.3 Diode stabilizatoare (Zener) Diodele stabilizatoare folosesc regiunea de străpungere (efect Zener) a caracteristicii statice în vederea stabilizării tensiunii continue. În vederea stabilizării este necesar, ca în domeniul de stabilizare rezistenţa diferenţială rz sa fie cât mai mică (adica unei variatii mari de curent sa-i corespunda o variatie foarte mică de tensiune), acest lucru este echivalent cu asigurarea unei tensiuni stabilizate U UZ BR≅ cât mai constante. De asemenea, este foarte important ca tensiunea de stabilizare sa depindă cât mai slab de temperatură.

! Aplicaţie În circuitul de pe figura de mai jos dioda este realizată pe baza unei joncţiuni pn cu I AO = 1µ şi m = 1 . Să se calculeze punctul static de funcţionare al diodei.

Punctul static de funcţionare ( )I UA A, rezultă din rezolvarea sistemului de ecuaţii:

U RI U

I IqUmkT

A A

A OA

+ =

=

−

exp 1

Rezolvarea acestei ecuaţii duce la o ecuaţie transcendentă, de aceea vom prefera o rezolvare

iterativa, bazată pe aproximaţii succesive. Se presupune iniţial UA = 0 ; rezultă atunci curentul de valoarea

IUR

mAA = = 10 . Cu aceasta valoare a curentului se recalculează tensiunea pe diodă:

( )U mkTq

II

VAA

O= +

= + =ln . ln .1 0 026 10 1 0 2394

Noua valoare a curentului este acum I U UR

mAAA=

−= 9 76. iar U VA = 0 238. .

Aceste valori se retin ca fiind solutia problemei. Se remarca convergenta rapida calculului iterativ. Rezolvarea sistemului se poate face şi grafic, după cum se vede pe figura alăturată


9

! Aplicaţie În circuitul serie din figura cele doua diode au I AO1 1= µ şi I AO2 9= µ şi se cere să se calculeze tensiunile la bornele celor două diode.

Diodele sunt polarizate invers la acelasi curent I I IA A A1 2= = ca urmare acest curent nu poate depăşi valoarea celui mai mic dintre curenţii de saturaţie : I I I AA A A1 2 1= = = − µ .

Tensiunea la bornele diodei D2 este U kTq

II

VAA

O2

21 0 003=

−+

= −ln . şi poate fi neglijată. Atunci

U U RI U VA A2 200= − + ≅ − = − deci practic întreaga tensiune a sursei U se regăseşte pe dioda D2 . Împărţirea inegală a tensiunii de alimentare între diodele D1 şi D2 se regăseşte ilustrat în figura alăturată, fenomen ce este suparator deoarece diodele sunt puse în serie de obicei întocmai pentru a suporta în polarizare inversă o tensiune mai mare decât poate suporta fiecare diodă în parte. ! Aplicaţie Sa se calculeze tensiunile la bornele celor doua diode din figura de mai jos, diodele având aceleaşi caracteristici ca în problema precedenta.

Neglijând într-o prima aproximare, curentii prin diodele polarizate invers se obţine:

I I IUR

A I IO O≅ ≅ = = >>1 1 22100µ ,

în aceste conditii :

U UUR

VR R1 2 2100≅ = = . Pe baza acestui calcul aproximativ

se poate afirma ca prin diode circula curentii inversi:

I I I IR O R O1 1 2 2= =;

se poate face un calcul mai exact al punctelor statice de funcţionare cu ajutorul relatiilor:

U U UUR

IUR

I I

R R

RO

RO

1 2

11

22

+ =

+ = + =

Se obtin rezultatele: U V U V I AR R1 2104 96 105= = =; ; µ

Acest circuit asigura o împartire mai buna a tensiunii de alimentare între cele doua diode, rezistentele acestea numindu-se rezistenţe de egalizare.


10

! Aplicaţie În circuitul din figură diodele au I pAO1 2= şi respectiv I pAO2 8= . Caracteristicile lor se considera a fi ideale , m=1. Se cere sa se calculeze curentii prin cele doua diode.

Diodele D1 şi D2 sunt polarizate direct, caracteristica statica a grupului celor doua diode legate în paralel este:

I IqUkT

I I IOa

O O O= = +exp ; 1 2

efectuând un calcul iterativ (ca în prima aplicatie) se obţine:

I mA U VA≅ ≅99 4 0 6. ; .

Curentul total I se divide prin fiecare dioda proportional cu curenţii de saturaţie:

I II

I ImA I mAA

O

O OA1

1

1 2219 9 79 5=

+= =. ; .

Observatie. Împărţirea inegală a curenţilor prin cele două diode este nefavorabilă, deoarece diodele sunt puse în paralel pentru a nu fi suprasolicitate la curenti prea mari. ! Aplicatie

Circuitul din figura de mai jos înseriază cu fiecare diodă câte o rezistenţa mică, de 20Ω; aceste rezistenţe se numesc rezistenţe de egalizare. Să se arate că, folosind aceleaşi diode ca în problema precedentă, curenţii prin diode au valori apropiate.

Se face un calcul iterativ care pleaca de la VA1 = VA2 = 0. Atunci curentul I are valoarea:

IV

RR RR R

mA=+

+

=1 21 2

99


11

iar Ia1 = IA2 = 49,5 mA. Atunci, tensiunile pe diode au valorile: V

kTq

II

V

VkTq

II

V

AA

AA

11

01

22

02

0 622

0 586

= =

= =

ln ,

ln ,

Cu aceste valori ale tensiunilor pe diode, curenţii se recalculează cu relaţiile:

IVR V R V R R

R R R R R RmA

IVR V R V R R

R R R R R RmA

AA A

AA A

12 2 1 2

1 2 1 2

21 1 2 2

1 2 1 2

48 3

50 1

=+ − +

+ +=

=+ − +

+ +=

( ),

( ),

Aceste valori ale curentului nu duc la modificări notabile ale tensiunilor pe diode şi se reţin ca soluţii. 1.3. Tranzistorul bipolar 1.3.1. Introducere. Simboluri. Tipuri de caracteristici.

Tranzistorul bipolar este un dispozitiv electronic cu trei borne: emitor, bază, colector. Aceste trei borne fac legătura la trei regiuni semiconductoare de conductibilitate diferită (n, p) ale aceluiaşi cristal semiconductor. Se numeşte " bipolar" deoarece conducţia este asigurată de două tipuri de purtători de sarcină cu sarcină de semn diferit: electroni şi goluri. În figurile următoare se arată simbolurile grafice corespunzătoare celor două structuri, npn şi pnp. Săgeata din simbol corespunde joncţiunii pn emitor-bază (vârful săgeţii merge întotdeauna de la zona p spre zona n) şi arată şi sensul normal pozitiv al curentului principal prin tranzistor.

Se pot defini trei curenţi şi trei tensiuni , dar pentru descrierea funcţionării nu sunt necesare toate aceste şase mărimi. Tensiunile şi curenţii sunt legate prin realaţia:

u u ui i iCB CB EB

E B C

= += +

Tranzistorul poate fi asimilat cu un nod în care suma algebrică a curenţilor este zero, deci numai două tensiuni şi doi curenţi sunt independenţi. Alegerea mărimilor electrice care descriu comportarea tranzistorului se poate face în moduri diferite.


12

Criteriul este următorul: se consideră tranzistorul ca un diport (cuadripol), adică un bloc cu două intrări şi cu două ieşiri dar dat fiind faptul că tranzistorul are numai trei borne, una trebuie să fie comună intrării şi ieşirii. Borna comună defineşte conexiunea tranzistorului. De exemplu: - emitor comun (EC) - bază comună (BC)

- colector comun (CC) Tipuri de caracteristici.

Pentru un tranzistor dat, curenţii rezultă atunci când se dau tensiunile aplicate pe joncţiuni. Alegând de exemplu pentru exemplificare conexiunea bază comună (BC):

( )

( )i i u u

i i u uE E EB CB

c c EB CB

=

=

,

,

Grafic, aceste funcţii de două variabile corespund la două familii de caracteristici. În descrierea

tranzistorului bipolar se folosesc caracteristici : - de intrare: ( )i i u u iE E EB CB C= , , parametri

- de transfer: ( )i i u u iC C EB CB B= , , parametri - de ieşire: ( )i i u u iC C CB EB B= , , parametri

OBSERVAŢIE: tranzistorul va fi complet descris prin specificarea a două seturi de caracteristici independente. Pentru comoditate însă se folosesc, după caz, toate tipurile de caracteristici de mai sus, atât în conexiune bază comună(BC), cât şi în conexiunea emitor-comun (EC).

1.3.2 Principiul de funcţionare (efectul de tranzistor) Efectul de tranzistor va fi explicat pe schema unui tranzistor pnp de pe figura de mai jos, care cuprinde două joncţiuni semiconductoare, joncţiunea emitor-bază şi joncţiunea colector bază

Ecuaţii de dispozitiv. În funcţionare normală, joncţiunea colector-bază se polarizează invers iar

joncţiunea emitor-bază direct. Dacă uKTqEB >> , atunci iE este mare şi uEB ≅ constant cu valori

tipice de ordinul 0.6-0.7 V (Si) sau 0.3-0.4 V (Ge). Pentru ca două astfel de joncţiuni să satisfacă cerinţele funcţionale ale unui tranzistor cuplarea lor

trebuie să satisfacă două condiţii importante: a. joncţiunea emitorului să fie puternic asimetrică (tip p n+ ) ca urmare iE va fi un curent de goluri. b. baza să fie foarte subţire în comparaţie cu lungimea de difuzie a golurilor,astfel încât fluxul de

goluri să ajungă practic în totalitate la colector, deci i iE C≅ Examinând, de exemplu circuitul din figură, putem determina mărimile electrice:


13

( )

u u R I uu u R I

Iu uR

uR

u u

EE EB E E EB

CC CB C C

EEE EB

E

EE

EEE EB

= += − +

=−

≅ >>

,

I IC E≅ iar u u R ICB CC C C= − + . (calculul de mai sus e valabil dacă uCB < 0 ).

Comportarea tranzistorului ca amplificator.Dacă presupunem o mică variaţie ∆uEB , aceasta provoacă variaţia lui i iE C≅ , şi a lui uCB

∆ ∆uRR

uCBC

EEB≅ iar ∆uEB va apărea "amplificat" dacă R RC E< .

Este de remarcat că rezultatul nu este edificator, deoarece aplicarea semnalului în serie cu sursa de alimentare nu este deloc inspirată ( de obicei se "atacă" printr-un condensator care blochează curentul continuu dar permite trecerea semnalului alternativ).

Considerând i i constquKTC EEB≅ ≅ ×

. exp ,

∆∆iu

qIKT

gC

EB

Cm= = , unde IC este curentul continuu în

jurul căruia au loc variaţiile produse de semnal, iar gm este panta (tansconductanţa) tranzistorului. ∆ ∆u R i g R uCB C C m C EB= =

deci amplificarea în tensiune este g Rm C . Această amplificare poate lua valori mari. Deoarece ∆ ∆i iC E≈ tranzistorul amplifică în putere, adică transferă curentul din circuitul de intrare de rezistenţă mică în circuitul de ieşire de rezistenţă mare, de aici denumirea TRANSfer reZISTOR adică rezistenţă de transfer.

1.3.3 Componentele curenţilor prin tranzistor Vom considera un tranzistor pnp în conexiune bază comună polarizat normal, vom analiza separat curenţii de electroni şi curenţii de goluri la cele două joncţiuni

0,

,

,,

CBpCC

rpECp

nEpEE

Iii

iiiiii

+=

−=

+=

O parte din curentul de electroni injectat de emitor în bază se pierde prin recombinare, ca urmare,

curentul de goluri injectate de emitor şi colectatate de colector este iC p, . Curentul propriu al joncţiunii colectorului ICB0 este susţinut de purtători minoritari, electroni şi goluri ( curent rezidual ).

i i i i i i i I i i IB E C E p E n E p r CB E n r CB= − = + − + − = + −, , , ,0 0 unde iE n, este curentul propriu de electroni al joncţiunii emitorului.

Se defineşte eficienţa emitorului : γ EE p

E

E p

E p E n

ii

ii i

= =+

, ,

, , ( )γE → 1


14

factorul de transport : βEC p

E p

C p

C p r

ii

ii i

= =+

,

,

,

, ( )βT → 1

i i i i i I i i IE E p E n C E T E CB C F E CB= + ⇒ = + ⇒ = +, , γ β α0 0 unde α γ βF E T= este factorul de amplificare în curent în sens direct, în conexiunea BC. O altă condiţie pentru funcţionarea eficace al tranzistorului este ca ICB0 0→ ( să fie neglijabil ). 1.3.4 Descrierea funcţionării în regiunea activă normală • conexiunea BC (bază comună)

uKTqEB >> , uCB < 0 , u

KTqCB >> → = +i i IC F E CBα 0 , unde αF CBI, 0 sunt presupuse constante.

• conexiunea EC (emitor comun)

CCCECC

BBEBBB

IRuuIRuu

+−=+=

Se va considera U constEB ≅ . înlocuind, obţinem I I IC T B CE= +β 0 unde βα

αTF

F=

−1 este factorul

de amplificare în curent (conexiunea EC), iar ( )II

I ICECB

FF CB C IB0

00 01

1=−

= + = =αβ este curentul

rezidual de colector în conexiunea EC (măsurat cu baza în gol). Noul factor de amplificare în curent poate avea valori mari (sute, zeci ).

1.3.5 Modelul de semnal mare (EBERS - MOLL) al tranzistorului bipolar a). modelul cu generatoare de curent controlate de curenţii la borne

Curentul de colector poate fi scris: i i IquKTC F E CBCB= −

−

α 0 1exp , unde primul termen este curentul

injectat de emitor în joncţiunea colectorului iar al doilea, curentul propriu al joncţiunii colectorului. O relaţie similară poate fi scrisă făcând bilanţul curenţilor la joncţiunea emitorului, astfel:

( )− = − −

−

i i I

quKTE R C EBEBα 0 1exp sau i i I

quKTE R C EBEB= +

−

α 0 1exp

unde αR este un factor de amplificare în curent invers (intrare pe colector şi ieşire pe emitor) cu emitor scurtcircuitat la bază iar IEB0 este curentul de saturaţie al joncţiunii emitor-bază determinat cu colectorul în gol.


15

Figura de mai sus reprezintă un circuit echivalent al tranzistorului care corespunde ecuaţiilor

Ebers-Moll. Ea cuprinde generatoare de curent constant comandate de curenţii la bornele dispozitivului.

b). Model cu generatoare de curent comandate de curenţii prin diode

Rezolvând sistemul format i i I

quKT

i i IquKT

C F E CBCB

E R C EBEB

= −

−

= +

−

α

α

0

0

1

1

exp

exp obţinem un alt set de ecuaţii

Ebers-Moll:

i IquKT

IquKT

i IquKT

IquKT

E ESEB

R CSCB

C F ESEB

CSCB

=

−

−

−

=

−

−

−

exp exp

exp exp

1 1

1 1

α

α

unde II

ESEB

P R=

−0

1 α α ; I

ICS

CB

F R=

−0

1 α α, iar IES este curentul de saturaţie al diodei emitor-bază

măsurat cu colectorul scurtcircuitat la bază, iar ICS este curentul de saturaţie al diodei colector-bază determinat cu emitorul scurtcircuitat la bază. Circuitul echivalent coresponzător apare în figura alăturată.

α αF ES R CSI I= deci cei patru parametrii nu sunt independente.

c Modelarea tranzistorului în diverse regiuni de lucru Modelul Ebers-Moll este valabil pentru orice polaritate a tensiunilor aplicate din exterior . Considerăm separat patru regiuni de lucru distincte care se deosebesc prin polaritatea tensiunilor aplicate din exterior.

• regimul de blocare (de tăiere) al unui tranzistor pnp este caracterizat de

uCB < 0 , uEB < 0 (ambele mari faţa de KTq

în modul)

• regimul normal de lucru (regiunea activă normală) uEB > 0 , uCB < 0 (jEB pd + jCB pi) • regimul inversat de lucru (regiunea activă inversă) uEB < 0 , uCB > 0 • regimul de saturaţie (uEB > 0 , uCB > 0 ) ambele polarizate direct.

d. Modelul Ebers-Moll pentru un tranzistor npn


16

Trecând de la un tranzistor pnp la unul npn, vom aplica tensiuni de polaritate opusă şi vom obţine curenţi de sens opus. Convenţia de semn pentru curenţi schimbă în mod automat sensul normal pozitiv atunci când se trece la tranzistorul npn.

u uEB BE= − , u uCB BC= −

1.3.6. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar

1.3.6.1. Caracteristicile statice în conexiunea bază comună (BC) • caracteristicile de intrare

i IquKT

IquKT

i IquKT

IquKT

E ESEB

R CSCB

C F ESEB

CSCB

=

−

−

−

=

−

−

exp exp

exp exp

1 1

1

α

α

prima ecuaţie poate fi interpretată ca i i uE E EB= ( ) ca o caracteristică de intarare

pentru uCB < 0 i IquKTE ESEB=

−

exp 1 este o caracteristică de diodă,

pentru uCB < 0 uKTqCB >> obţinem

( )i IquKT

I IquKT

IE ESEB

R CS ESEB

ES F=

−

+ =

− −exp exp1 1α α

• Caracteristicile de transfer ( )i i uC C EB=

Caracteristica de transfer este dată de ecuaţia următoare ca ( )i i uC C EB=

i IquKT

IquKTC F ES

EBCS

CB=

−

−

−

α exp exp1 1 pentru u ctCB = .

în funcţionare normală ea diferă foarte puţin de caracteristica de intrare: `

( )i IquKT

I IquKT

I IquKTC F ES

EBCS F ES

EBCS R F ES

EB≈

−

+ =

+ − ≈α α α αexp exp exp1 1


17

• Caracteristicile de ieşire aceste caracteristici pot fi interpretate fie pentru i constE = fie pentru u constEB =

pentru iE = 0 vom folosi ecuaţia: i i IquKTC F E CBCB= −

−

α 0 1exp

caracteristica iE = 0 este următoarea: I IquKTC CBCB= −

−

0 1exp

iar pentru i ctE = . caracteristicile se obţin prin translatarea curbei pe verticală pe distanţe egale:

1.3.6.2. Caracteristicile statice în conexiune emitor comun (EC) Prin scăderea ecuaţiilor

i IquKT

IquKT

i IquKT

IquKT

E ESEB

R CSCB

C F ESEB

CSCB

=

−

−

−

=

−

−

−

exp exp

exp exp

1 1

1 1

α

α

obţinem:

( ) ( ) ( )i i i IquKT

IqKT

u uB E C F ESEB

F CS CE EB= − = −

−

+ − + −

1 1 1 1α αexp exp

ecuaţie ce poate fi folosită pentru trasarea caracteristicilor de intrare • Caracteristicile de intrare ( )i i uB B EB= pentru u ctCE = . Caracteristica uCE = 0 este de asemenea de tip diodă:

( ) ( )[ ]i I IquKTB F ES R CSEB= − + −

−

1 1 1α α exp

• Caracteristica de transfer ( )i i uc C EB= pentru uCE = ct.

( )i IquKT

IqKT

u uC F ESEB

CS CE EB=

−

− + −

α exp exp1 1

dacă uCE este suficient de negativă (pnp) şi ukTqEB >> ,atunci obţinem caracteristica de transfer

i IquKTC F ESEB≈

α exp .

Deci se obţine o caracteristică exponenţială iC = iC (uEB) ceea ce este o trăsătură de bază a tranzistorului bipolar.Forma exponenţială a caracteristicii de transfer a tranzistorului în regiunea activă normală (RAN) trebuie reţinută deoarece ea este folosită ca atare în studiul comportării neliniare a tranzistorului în unele circuite electronice.


18

• Caracteristici de ieşire Cele mai folosite sunt iC =iC (-uCE ) pentru iB = ct.

( )i i i i iI q

KTu uE C B C

F

FB

CB

FCE EB= + → =

−−

−+ −

αα α1 1

10 exp sau

( ) ( )i i IqKT

u uC F B F CB CE EB= − + + −

β β 1 10 exp ; βα

αFF

F=

−1

Îîn regiunea activă normală (RAN) uEB > 0, uEB = ct.Pentru uCB = uCE + uEB < 0,1 V de exemplu

( )i i I I IC F B F CB F B CE≈ + + = +β β β1 0 0 . Caracteristica iB = 0 nu este limita regiunii de tăiere. Pentru a bloca tranzistorul eset necesar să blocăm joncţiunea emitor - bază.

Curbele i constB = nu sunt orizontale, deoarece βF depinde de lăţimea bazei, de fapt curentul de colector creşte cu creşterea tensiunii colector-emitor 1.3.7. Polarizarea tranzistorului într-un punct dat de funcţionare, în regiunea activă Dispersia parametrilor tranzistorului de la un exemplar la altul face ca să nu se poată pune bază pe caracteristicile acestuia. Situaţia este foarte dramatică pentru tranzistorul în conexiunea emitor comun (EC), unde dispozitivul polarizat în regiunea activă normală poate fi caracterizat cu aproximaţie de parametrii uEB , βF , ICB0 unde dispersia uEB este mică, dar dispersia lui βF , ICB0 este foarte mare.

u u R Iu u R II I I

BB EB B B

CC CE C C

C F B CE

= += − +

= +β 0

(*)

Punctul static de funcţionare (PSF) se va găsi la intersecţia caracteristicii iB = IB = ct. ,unde

Iu uRB

BB EB

B=

− cu linia (*) care se numeşte dreapta de sarcină.


19

Pentru alt βF , caracteristica iB = IB = ct. are altă poziţie şi PSF se schimbă. Dacă presupunem dreapta de sarcină dată , adică tensiunea de alimentare şi rezistenţa de colector bine precizate, atunci fixarea (printr-o tehnică oarecare) a valorii curentului înseamnă de fapt "imobilizarea" punctului de funcţionare într-o poziţie bine determinată.

În continuare se prezintă un circuit de polarizare cu rezistenţă în emitor, unde pentru simplitate vom presupune vom presupune I i iCB C F B0 0≈ → ≈ β , ( )i iE F B≈ +β 1 . Schema diferă de schema anterioară prin rezistenţa de emitor RE care introduce o "reacţie negativă".

( )[ ] BEFBEBEEBBEBBB IRRuRIRIuu 1+++=++= β

( )( )Iu u

R RCF BB EB

B F E

=−

+ +β

β 1

• Se observă că IC , curentul de colector al tranzistorului presupus a funcţiona în regiunea activă normală, este independent de polarizarea colectorului dacă βF # ∞ ,atunci IC devine independent de βF , pentru

(βF + 1) RE >> RB la limită am putea pune RB = 0 # Iu uR

I I ctEBB EB

EC

F

FE=

−→ =

+≈

ββ 1

. dar

această polarizare particulară nu ne convine (RB = 0) deoarece semnalul care se aplică de obicei în bază ar fi scurtcircuitat. Schemele practice folosesc o singură sursă de alimentare , după cum se vede pe figura alăturată:

Dimensionarea rezistenţei RB ne conduce la valori mari, ceea ce nu satisface condiţiile enunţate mai înainte, o soluţie mai bună este divizorul rezistiv din bază. Aplicând teorema Thévenin la stânga punctelor a şi b, obţinem echivalarea cu figura anterioară

uR

R Ru

RR RR R

BB CC

B

=+

=+

2

1 2

1 2

1 2

Polarizarea tranzistorului cu generator de curent constant. În scheme practice apare frecvent acest mod de polarizare. Un generator de curent constant este construit cu unu sau mai multe dispozitive electronice. O schemă simplă de generator de curent constant este cea de tranzistor cu rezistenţă în emitor şi divizor de polarizare a bazei, reprezentată pe figura de mai jos:


20

I I I

u uRC E

BB EB

E0 = ≈ =

−

! Aplicaţie În circuitul din figura de mai jos tranzistorul are tensiunea bază-emitor de 0.7V . Se cere să se determine punctul static de funcţionare şi să se specifice regimul de funcţionare

Într-un caz simplificat se poate considera că EC II ≅ , iar curentul de bază se poate neglija pe lîngă curentul care circulă prin divizorul rezistiv. Se calculează potenţialul bazei:

EEBEBBCCBB RIUUVURR

RU ⋅+==⋅=+

= ;4123010

21

2

mAkV

kVV

RUUIIE

BEBBCE 1

3.33.3

3.37.04 =

Ω=

Ω−=−== → ( ) VRRIUU CECCCCE 48112 =⋅−=+−=

Din aceste relaţii rezultă că tranzistorul bipolar se află în regimul normal de funcţionare, deoarece ( )CEC UI , se află într-o poziţie de mijloc între blocare şi saturaţie ! Aplicaţie În circuitul din figura de mai jos tranzistorul are 100=β şi tensiunea bază-emitor de 0.7V . Se cere să se determine punctul static de funcţionare şi să se specifice regimul de funcţionare


21

βC

B

BECB

IRUU

I =−

= presupunând CCCCCBC RIUUII −≅→>>>

βββ B

C

BECCCBECCCC

BC

B

BECCCCC

RR

UUIUURI

RIR

URIUI

+

−=→−=+

⋅→

−−= , iar CCE UU =

Cu valorile numerice din schemă rezultă mAIC 5.1= şi VUU CCE 5.4== , regim liniar.

1.3.8.Limitări în funcţionare datorată variaţiei temperaturii şi disipaţiei de putere

1.3.8.1 Variaţia caracteristicilor electrice cu temperatura Un tranzistor care funcţionează în regiunea activă normală (RAN)poate fi caracterizat cu aproximaţie de parametrii uEB (uBE) , βF , ICB0 .Pentru variaţia lui uEB şi ICB0 vom prelua rezultatele cunoscute de la joncţiunea pn:

• uEB scade cu temperatura cu o rată de 2-2,5 mV/ 0C la iE = ct. • ICB0 creşte cu temperatura după o lege exponenţială dificil de prezis (orientativ ICB0 se

dublează la fiecare creştere de circa 10 oC) • când nu este dată în catalog ßF variaţia cu temperaturapoate fi estimată după formula:

β β βF F FT TT TK

→ =−

( ) ( )00 T0 =25 0C , K =100 0C (Si) , 500C (Ge)

Pe baza acestora se poate vedea cum se modifică caracteristicile statice cu creşterea temperaturii.

1.3.8.2 Stabilizarea PSF în raport cu variaţiile de temperatură

Să considerăm un tranzistor în conexiune emitor comun (EC), polarizat cu iB=IB=constant. Punctul static de funcţionare se va găsi la intersecţia caracteristicii iB=IB cu dreapta de sarcină statică.Dacă temperatura creşte, caracteristicile se vor deplasa în sus şi punctul static de funcţionare se va deplasa şi el pe dreapta de sarcină spre curenţi de colector mai mari. Pentru a reduce deplasarea punctului static ar fi indicat ca circuitul să asigure o scădere a lui IB cu tendinţa de a menţine curentul de colector constant (IC=constant). Adică ar fi de dorit ca BI să scadă cu creşterea T ca să rămână curentul de colector IC = ct. , de aici rezultă importanţa circuitului de polarizare în stabilizarea PSF. Vom prezenta în continuare una din cele mai des întâlnite procedee de stabilizare a punctului static de funcţionare. Pentru ilustrare vom considera din nou schema de mai jos, însă fără a mai neglija de această dată curentul rezidual al joncţiunii bază-emitor ICBO .

uBB = RB IB + uBE ; IC = βF IB + (βF +1)ICB0 + RE IE IE =IB + IC = (βF + 1)IB + (βF + 1)ICB0

uBB - uBE = RBIB + RE (βF + 1)IB + RE (βF + 1)ICB0

Iu u

R RR IR RB

BB BE

B F E

E F CB

B F E=

−+ +

−+

+ +( )( )

( )ββ

β11

10

( )( )

( )( )

( )( )

( )( ) 0

00

0

1)1(

1

)1(11

1)1(

CBEFB

EBF

EFB

BEBBF

CBFEFB

CBFEF

EFB

BEBBFCBFBFC

IRR

RRRR

uu

IRRIR

RRuu

III

+++

++++

−=

=+++++

−+−

=++=

ββ

ββ

ββββ

ββββ

iar uCE = uCC - RCIC - REIE = uCC - (RC + RE )IC


22

• Stabilizarea PSF la variaţia temperaturii se reduce la stabilizarea lui IC (tensiunea colector-emitor rezultă din relaţiile de mai sus) • Creşterea temperaturii duce la creşterea curentului de colector IC prin intermediul tuturor celor trei parametri (uBE , βF , ICB0). Problema care se pune este, cum poate fi minimizată creşterea lui IC prin alegerea elementelor circuitului ?

Pentru a insensibiliza pe IC la variaţiile lui ßF trebuie aleasă o rezistenţă ( )R RB F E<< +1 β

astfel avem: IU uR

RR

ICBB BE

E

B

ECBO≅

−+ +

1 , ceea ce recomandă circuitul cu divizor pe bază , în care se

poate asigura o valoare suficient de mică pentru RB . Pe de altă parte, deoarece

( )∆∆Iu R RC

BE

F

B E F

= −+ +

ββ 1

se mai foloseşte şi circuitul cu o singură rezistenţă în bază, deoarece la valori mari ai lui RB variaţia de mai sus devine mai mică.

1.3.9.Tranzistorul bipolar în regim dinamic

1.3.9.1 Modelul de semnal mic. Circuit echivalent natural În stabilirea unui circuit echivalent de semnal mic nu ne va interesa decât funcţionarea tranzistorului în regiunea activă normală, acolo unde se pune problema de a amplifica semnalul (fără a introduce distorsiuni ale formei acestuia)

η factorul de modulare a grosimii bazei, gm -panta (transconductanţa) tranzistorului gπ -conductanţa bază-emitor, CdE -capacitatea de difuzie (joncţiunea emitorului)

1r

g gb e

b e'

'= = π C C C CC C C Cb e dE bE dE

b c dE bc bc

'

'

= + ≅= + ≈η

g grb c b eb c

' ''

= ⋅ =η1

g grce mO

= ⋅ =η1

Capacitatea de barieră poate fi practic neglijată pe lângă capacitatea de difuzie în cazul în care joncţiunea emitorului este puternic deschisă. Circuitul echivalent se numeşte natural, deoarece elementele sale au fost deduse în strânsă legătură cu fenomenele fizice care au loc în dispozitiv.

1.3.9.2. Circuit echivalent cu parametri hibrizi

Circuitul echivalent cu parametri hibrizi este echivalent cu circuitul echivalent natural, considerând efectul ieşirii neglijabil la intrare

h rgh h g r h

ri r f m OO

= = = = =ππ

π1

01

; ; ;


23

1.3.9.3 Exemplu de utilizare a circuitului echivalent. Etaj de amplificare cu emitorul comun. Figura de mai jos arată un etaj de amplificare EC, caracteristica de transfer ( )u u uO O I= , unde uO este tensiunea de ieşire. Presupunând că:

( ) ( )u t U u tI I i= +

Răspunsul în curent continuu se deduce uşor de pe caracteristica de transfer ( )U u UO O I= , iar răspunsul liniar al dispozitivului se poate calcula direct pe baza circuitului echivalent:

u t R i t R g u t

u t u tr

r r

C C C m b e

b e ib e

b s b e

0 ( ) ( ) ( )

( ) ( )

'

'

'

' '

= − = −

=+

Au tu t

g R u tr rr

u t

g r Rr rU

o

i

m C b e

b s b e

b ei

m b e C

b s b e

= =−

+ =−

+( )( )

( )

( )

'

' '

'

'

' '

Ai ti t

g u tg t

g rIc

b

m b e

b cm b e F= = = =

( )( )

( )( )'

'' β

• amplificatorul preia putere de la sursa de curent continuu (+UCC) şi o transformă în putere de curent alternativ (de semnal) • bilanţul energetic în circuitul de colector: - în absenţa semnalului : UCC = RCIC + uCE UCC IC = RL IC2 + uCE IC - în prezenţa semnalului alternativ, puterea de curent alternativ disipată pe RL trebuie să fie 12

2R IL c (IC - amplitudinea semnalului alternativ)

U I u I R I R I R ICC C CE C L C L C L C= − + +12

12

2 2 2

• puterea medie disipată pe tranzistor se micşorează la apariţia semnalului exact cu puterea de curent alternativ (utilă) debitată în sarcină. • acest fenomen este caracteristic funcţionării tranzistorului ca VENTIL DE COMANDă care controlează pur şi simplu puterea instantanee pe care sursa de curent continuu o debitează la un moment dat în rezistenţa de sarcină. • randamentul creşte cu amplitudinea semnalului.


24

1.3.10 Caracteristica dinamică şi limitarea amplitudinii semnalului

În figura de mai jos apare o schemă practică de amplificator cu tranzistor bipolar în conexiune emitor-comun (EC). Capacităţile de cuplaj blochează componentele de curent continuu , lăsând să treacă semnalul variabil.

schema echivalentă de curent alternativ

R R RL L C' ( )= × adică legarea în paralel a celor două rezistenţe

( )U u i R i R u R R iCC CE C C E E CE C E C= + + ≅ + + ( ) ( )i t I i tC C c= +

( ) ( )u t U u tCE CE ce= + Punctul instantaneu de funcţionare cu coordonatele iC(t), uCE(t) descrie aşa-numita " CARACTERISTICă DINAMICĂ", care nu mai coincide aici cu dreapta de sarcină statică.

U U I R R u t R R i tCC CE C C E ce C E c= + + + + +( ) ( ) ( ) ( )

• dacă se liniarizează caracteristicile dispozitivului în jurul PSF (uCE, ICE) atunci valoarea medie a mărimilor electrice nu depinde de amplitudinea semnalului deci este aceeaşi ca la semnal zero. (Punctul mediu de funcţionare în regim dinamic coincide cu puctul static de funcţionare în absenţa semnalului.) • Se poate reprezenta locul geometric al punctului instantaneu de funcţionare în planul (ic(t), uce(t)) plan definit pe un sistem rectangular

u t R i tce L c( ) ( )'= − • caracteristica dinamică este de fapt un segment al acestei drepte, segment al cărui lungime depinde de amplitudinea semnalului dacă admitem

i tu t u t

Ru tRb

g be

G

g

G( )

( ) ( ) ( )=

−≈ atunci o tensiune ug(t) sinusoidală # ib(t) sinusoidal.

Limitarea amplitudinii semnalului Deoarece caracteristicile statice sunt imprecis cunoscute se preferă să se facă calcule aproximative ignorănd neliniaritatea dispozitivelor, admiţănd i t I tc C( ) cos= ω , u t U tce CE( ) cos= − ω , u R i tce L c= − ' ( ) , U u U u

MAX ce CE CEsat0 = = −max

Pentru limitarea dispozitivului în regiunea de blocare se impune: Ic max = IC, U u R Ice L C0max max

'= = , iar limita este cea mai restrictivă dintre cele două condiţii .


25

Alegerea punctului static de funcţionare (PSF) Caracteristica dinamică este limitată inferior de axa orizontală (tăiere).Dacă UO max este amplitudinea

maximă impusă semnalului, atunci: I IURC cC

> =min

max0 . Curentul maxim de lucru se dtermină luând

U VCEsat = 05. ca limitare pentru evitarea saturaţiei. Se obţine: I IU U V

R RC CCC

C EMAX

< =− +

+( , )

max0 0 5

! Aplicaţie În circuitul din figură tranzistorul bipolar are αF EBU V= ≅0 99 0 2. , . şi I ACBO = 2µ . Între ce limite putem găsi punctul static de funcţionare dacă rezistenţele din circuit au toleranţe de ±5% ?

În relaţia : I I IC F E CBO= +α vom lua αF ≅ 1 şi ICBO ≅ 0 . Pentru valorile nominale ale rezistenţelor se calculează:

VIRUUmARUUII CCCCCBE

EBEEEC 2.69.2212;9.2

22.06 −=⋅+−=+−==−=−==

Limitele între care poate varia curentul prin tranzistor sunt:

mARUUIImA

RUUII

E

EBEEEC

E

EBEEEC 76.2

1.22.06;05.3

9.12.06

maxminmin

minmaxmax =−=−===−=−==

Valorile extreme ale tensiunii de colector se calculează astfel: ( ) VIRUU CCCCCB 76.676.29.112minminmax =⋅−=−=− , ( ) VIRUU CCCCCB 60.505.31.212maxmaxmin =⋅−=−=−

Locul geometric al punctelor de funcţionare este reprezentat în figura de mai jos, unde mai sunt reprezentate dreptele statice de funcţionare pentru valorile extreme ale lui RC.


26

! Aplicaţie În circuitul din figură tranzistorul npn are parametrii α αF R= =0 99 0 6. , . şi I AES = 2µ . se cere să se determine punctul static de funcţionare ( )I UC CE, .

În ipoteza funcţionării în regiunea activă normală tranzistorul este descris cu aproximaţie de re;aţiile:

( )i i I i IqukT

I I II

C F B CBO E ESBE

CBO F R CS CSF ES

R= + =

= − =α α α

αα

; exp ; ;1

Ecuaţiile circuitului se obţin aplicând legile lui Kirchhoff circuitului de bază (care cuprinde joncţiunea bază-emitor) şi respectiv circuitul de colector:

U R i U R iU R i U R iBB B B BE E E

CC C C CE E E

= + += + +

;

la care se mai adaugă i i iE C B= + . Obţinem astfel un sistem de cinci ecuaţii cu cinci necunoscute ( )I I I U UE B C BE CE, , , , , una din ecuaţii fiind neliniară. Vom estima IE presupunând pentru început UBE ≅ 0 şi ICBO ≅ 0 ;

I I ICF

FB F B=

−=

αα

β1

IUR

RmAE

BB

B

FE

=

++

=+

=

β 1

6300100

31

apoi obţinem: UkTq

II

VBEE

ES= = ⋅ =ln . ln .0 026 500 016 . Aceasta valoare a lui UBE va fi considerată

suficient de precisă pentru calculul curenţilor (ceea ce se poate verifica prin încercări succesive). fără a mai neglija de aceasta dată pe ICBO (calcul mai precis) obţinem:

( ) ( )( )( )I

U UR R

I R RR R

mACF BB BE

B E F

CBO E B F

B E F

=−

+ ++

+ ++ +

=β

ββ

β( ).

11

1103

Aproximând I IC E≅ obţinem: ( )U U R I R I U R R I VCE CC C C E E CC C E C= − − ≅ − + = 4 8. Deoarece tensiunea colector-emitor este pozitivă şi suficient de mare, tranzistorul nu este saturat ! Aplicaţie În circuitul din figura de mai jos tranzistorul are βF cuprins între 100 şi 200 , tensiunea bază-emitor de 0.6V . Se cere să se determine poziţia punctului static de funcţionare în planul caracteristicilor de ieşire

( )i i uC C CE= . Presupunând RC variabil, să se determine plaja de valori pe care o poate lua astfel ca tranzistorul să funcţioneze în regiunea activă normală


27

Cu o echivalare Thévenin la stânga bornelor A,B se obţine circuitul echivalent din figura a doua, unde:

UR

R RU V R

R RR R

kBB CC B=+

= ⋅ = =+

=⋅

=2

1 2

1 2

1 2

1030

18 610 20

306 66, . Ω

Se rezolvă sistemul de ecuaţii: U R I U R II I II IU R I U R I

BB B B BE e e

E B C

C F B

CC C C CE E E

= + += +=

= + +

;;

;;

β

cu necunoscutele: IE, IB, IC, UCE . Din primele trei ecuaţii rezultă expresia curentului de colector:

( )( )IU U

R RCF BB BE

B F E

=−

+ +β

β 1

valoare independentă de RC , atât timp cât tranzistorul funcţionează în regiunea activă normală. Introducând valori numerice se obţine I mAc = 2 59. pentru βF = 100 I mAc = 2 64. pentru βF = 200 Curentul de colector depinde foarte slab de factorul de amplificare în curent βF Din punct de vedere matematic, IC independent de factor de amplificare se asigură prin: ( )βF E BR R+ >>1 Aceasta echivalează cu neglijarea căderii de tensiune pe RB în circuitul bază-emitor. Ca urmare, potenţialul bazei faţă de punctul de referinţă este aproximativ constant şi egal cu UBB ,iar :

I IU U

RmAC E

BB BE

E≅ ≅

−=

−=

6 0 62

2 7.

.

Cu ajutorul divizorului pe bază şi al rezistenţei din emitor, tranzistorul este polarizat la un curent constant, aproximativ independent de tranzistor. Neglijând curentul de bază faţă de curentul de colector, obţinem aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff:

( )U U R R ICC CE C E C≅ + + care este ecuaţia dreptei de sarcină reprezentete în figura de mai jos:


28

Punctul static de funcţionare se vagăsi pe această dreapta de sarcină, la curenţii cuprinşi între 2,59 şi 2, 64 mA. Luând I mA U VC CE= → =2 6 7 6, ,

RC min = 0 şi RU UI

R kCCC O

CEmax

max

,,

,=−

− =−

− =18 0 5

2 642 4 63 Ω

Valoarea maximă se calculează astfel încât tensiunea colector-emitor la curent de colector de valoare maximă să nu scadă sub valoarea de saturaţie, considerată în acest caz de o valoare acoperitoare de 0,5V. 1.4 Tranzistoare cu efect de câmp cu joncţiune 1.4.1 Generalităti.Principii de funcţionare.Simboluri. Noţatii. Tranzistoarele la care conducţiaelectrică este asigurată de un singur tip de purtător de sarcină se întâlnesc în literatura de specialitate sub denumirea de tranzistoare unipolare sau tranzistoare cu efect de câmp. Pentru aceste tranzistoare se foloseste curent prescurtarea de tranzistoare TEC sau FET (Field Effect Transistor). Funcţionarea lor se bazeaza pe variatia conductibilitatii unui "canal" dintr-un material semiconductor, ale carui dimensiuni transversale sau concentratii de purtatori de sarcina mobili pot fi controlate cu ajutorul câmpului electric transversal, creat între un electrod de comanda numit poarta (gate) situat în vecinatatea canalului şi masa semiconductorului unde este format sau indus acest canal. Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune (TECJ) funcţionează cu purtători majoritari (electroni în canalul n , vezi figura de mai jos, respectiv goluri în canalul p) Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune (TECJ) a fost propus de Schockley în 1952 şi este în esenţă un rezistor a cărui secţiune este controlată de grosimea regiunii sarcinii spaţiale a unei joncţiuni pn. Termenul de efect de câmp este legat de existenţa câmpului electric în zona de sarcină spaţială , câmp a cărui intensitate este determinată de tensiunea aplicată pe terminalul poartă (gate). Figura de mai jos arată un tranzistor cu efect de câmp cu joncţiune realizat în construcţie planar-epitaxială. Conducţia are loc într-un canal n între contactele sursă (care emite electroni) şi respectiv drenă (care îi colectează). Electrodul denumit "poartă" contactează zona difuzată p+ care împreună cu substratul p+ delimitează canalul n. Joncţiunea pn poarta-canal este polarizata invers, iar grosimea regiunii de sarcina spatiala asociata acestei joncţiuni face ca sectiunea conductiva a canalului (regiunea n neutra) sa fie mai mică decât distanta dintre cele doua joncţiuni. Aceasta sectiune este controlabila electric prin diferenta de potential care exista între poarta şi canal.

Simboluri grafice

Observatie. şi substratul p+ poate fi folosit ca electrod poarta. Dacă este legat la acelasi potential cu propriu-zisa, atunci se obţine un "efect de câmp" aproximativ simetric fata de axa longitudinala a dispozitivului. Dar substratul poate fi folosit ca un al patrulea electrod, independent, caz în care se obţine "tetroda cu efect de câmp".

Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune are avantaje importante fata de tranzistorul bipolar: -dependenta de temperatura mai redusa a caracteristicilor (nu sunt purtatori minoritari) -rezistenţa de intrare (pe electrodul poarta) foarte mare (sute, mii de MΩ, pentru ca iG=0) -inexistenta tensiunii de decalaj (tensiunea drena-sursa este zero la curent de drena zero)


29

-zgomotul mai redus Pe de alta parte TECJ nu amplifica în curent, iar amplificarea în tensiune este mai mică. De obicei în circuitele electronice discrete se întâlneste şi în combinatie cu tranzistorul bipolar (se exploateaza avantajele ambelor tipuri de tranzistoare) Trebuie remarcat faptul ca sageata din simbolul grafic şi în acest caz desemneaza o joncţiune pn (sensul sagetii de la p la n). Curentul de poartă este foarte mic (de ordinul nA) şi va fi considerat practic nul. Curentul de drena iD este normal pozitiv: intra în drena tranzistorului cu canal n (electrod care evacueaza electroni) şi iese din drena tranzistorului cu canl p. Curentul de sursă este egal cu cel de drenă. 1.4.2 Caracteristicile statice ale TECJ a.Caracteristici de ieşire ( )i i uD D DS= cu u cons tGS = tan parametru numite şi caracteristici de drenă. Pentru o anumită valoare a tensiunii poarta-sursă, numite tensiunea de prag TU (threshold), dacă negativarea portii creste, grosimea efectiva a canalului scade şi se anuleaza precum

şi curentul de drena. pentru tensiuni uDS mici cu uGS=constant caracteristicile sunt:

i GuU

uD OGS

TDS= −

1

12

Aceste caracteristici sunt schiţate pe figura de mai jos:

unde GO este conductanta canalului la tensiune poarta-sursa nula.Liniile sunt trasate şi în cadranul al treilea (dar numai pentru tensiuni mici!) pentru a arata ca tranzistorul se comporta ca o conductanta liniară şi pentru tensiuni drena-sursa mici. TECJ este folosit în regiunea liniară la tensiuni mici drena-sursa ca rezistenţa controlata în tensiune. Aici conductanta drena-sursa este identica cu conductanta canalului şi rezistenţa drena-sursa este functie liniară de tensiunea poarta-sursa aplicata.

Pentru calcule practice se poate aproxima rezistenţa canalului cu expresia empirica: rrKUd

GS=

−0

1

unde r0 este rezistenţa pentru tensiune poarta-sursa nula, iar K este o constanta a tranzistorului. Pentru valori mai mari ai tensiunii uDS avem următoarele caracteristici de drena:

Aceste caracteristici sunt liniare numai la tensiuni drena-sursa foarte mici, pentru tensiuni mai mari, distingem a zona neliniară, o zona de saturaţie a curentului de drena (aici curentul de drena depinde foarte slab de tensiunea drena-sursa), după care urmeaza o zona de creştere abrupta (strapungere) a curentului, nemarcata pe grafic.

Zona neliniară este caracterizata de u uDS DS sat< , , unde uDS,sat este tensiunea la care apare saturatia curentului de drena. Zona de saturaţie este caracterizata de faptul ca ID nu mai creste cu uDS. Prin definitie

u uDS DS sat≥ , , i ID D sat= ,


30

Teoria arata ca saturatia corespunde momentului în care canalul este strangulat lânga drena. Aceasta strangulare apare la rândul ei atunci când diferenta de potential între poarta şi extremitatea de lânga drena a canalului este egala cu tensiunea de prag, deci:

u u U u u UGS DS sat T DS sat GS T− = → = −, ,

Din grafic se vede cum uDS,sat creste cu uGS. La tensiuni mari uDS apare o creştere foarte puternica a lui iD datorită strapungerii prin multiplicare în avalansa care apare la capatul de lânga drena al joncţiunii poarta-canal. b.Caracteristicile de transfer sunt iD=iD(uGS). Dispozitivul este folosit ca amplificator în zona de saturaţie caracterizata de u uDS DS sat> , , unde iD este practic independent de uDS. Pentru calcule se foloseste aproximatia parabolica a acestei caracteristici:

i i IuUD D sat DSSGS

T

= = −

, 1

2

Grafic, caracteristica statică de transfer se prezintă în figura următoare. Zona preferată de lucru este cea de la curenţi mari, acolo unde şi panta caracteristicii este mai mare. Aici curentul scade cu creşterea temperaturii (la constUGS = ) dar problema ambalării termice nu se pune în cazul TECJ.

1.4.3 Polarizarea tranzistorului cu efect de câmp cu joncţiune (TECJ)

Figura de mai jos prezintă un circuit în care polarizarea porţii faţă de sursă se asigură prin căderea de tensiune dată de curentul de sursa iD pe rezistenţa RS. Aceasta tensiune este aplicata pe poarta prin rezistenţa RG , care are valori de ordinul MΩ.

Deoarece u R iGS S D= − punctul de funcţionare în planul caracteristicii de transfer poate fi determinat prin intersectia dreptei de mai sus numite dreapta de polarizare, ca în figura. datorită dispersiei caracteristicilor (variatia tensiunii de prag la diferite cdispozitive), caracteristica ( )i i uD D GS= este însa nesigura.. Pentru o polarizare corecta, bine determinata, linia de polarizare trebuie sa intersecteze caracteristicile de transfer între punctele A,B, lucru deloc usor de realizat. Atunci când este impus un domeniu foarte mic pentru variatia curentului de drena, se recomanda polarizare cu divizor rezistiv pe poarta


31

u U i RGS GG D S= − U

RR R

UGG DD=+

⋅2

2 1

asigurând astfel o polarizare corectă, respectând limitele impuse, lucru imposibil de realizat cu schema anterioară.

1.4.4 Circuitul echivalent de semnal mic

La frecvenţe joase comportarea tranzistorului este cvasistaţionară şi modelul de semnal mic poate fi dedus prin liniarizarea caracteristicilor în jurul unui punct de funcţionare. Definirea parametrilor circuitului echivalent se face plecând de la:

( )i i u uD D GS DS= , diferenţiind:

diiu

duiu

duDD

GSGS

D

DSDS= ⋅ + ⋅

δδ

δδ

trecând la variaţii finite (dar foarte mici): ∆ ∆ ∆i g u g uD m GS d DS= +

definim panta sau transconductanţta:

giu

ium

D

GS u

D

GS UDS DS

= ≅δ

δ∆

∆

si conductanţta de drenă sau de ieşire

giu

iu rd

D

DS u

D

DS u dGS GS

= ≅ =δ

δ∆

∆1

unde rd este rezistenţa de drena.

Dacă tranzistorul este polarizat în regiunea activa normala, atunci panta gm şi rezistenţa de drena rd au valori mici. Valoarea maximă a pantei se poate calcula:

giu

IU

uU

guUm

D

DS u

DSS

T

GS

Tm

GS

TDS

= =−

−

= −

δδ

21 10

unde giu

IU

UmD

GS U

DSS

TT

GS

00

20 0= =

−> <

=

δδ

, este panta maximă la uGS=0

Circuitul echivalent din figura de mai jos corespunde relaţiei anterioare şi este valabil la excursii suficient de mici ale variabilelor în jurul punctului de funcţionare.


32

La frecvenţe înalte trebuie luate în considerare capacităţile dintre electrozi, asa cum se indică în figura de mai jos

Cgs este capacitatea de barieră dintre poartă şi sursă, iar Cgd capacitatea de barieră dintre poartă şi drena. Valorile obişnuite pentru aceste capacităţi sunt de ordinul 1-10 pF. Capacitatea drenă-sursă a canalului Cds poate avea valori cuprinse între 0.1-1 pF. Datorită acestor capacităţi în tranzistor apare o reacţie negativă internă iar amplificarea scade la frecvente înalte.

! Aplicaţie Se da circuitul din figură, unde tranzistorul cu efect de câmp este descris de legea:

i IuUD DSSGS

T

= −

1

2

cu I mADSS = 9 şi U VT = −3 . Între ce limite poate varia rezistenţa de drenă astfel încât tranzistorul să funcţioneze în regiunea de saturaţie ?

Înlocuind u R iGS S D= − în Ecuaţia caracteristicii de transfer, obţinem: ii

DD= −

9 1

12

2

sau

i iD D2 8 144 0− + = cu solutiile 36 mA şi 4 mA. Evident, numai a doua solutie convine problemei. În

general. dintre cele doua solutii obtinute din Ecuaţia de gradul doi în curentul de drena, pentru circuitul din figura numai valoiarea cea mai mică este cea corecta. Pentru tensiunea poarta-sursa numai solutia U uT GS< < 0 este corecta. În cazul de fata avem: U R I VGS s D= − = − ⋅ = −0 25 4 1. Modificarea rezistentei de drena nu are nici un efect asupra curentului de drena.

( )U U I R R U U I RDS DD D D S DD GS D D= − + = + − Impunând condiţia pentru saturaţie:

U U U U VDS DSsat GS T< = − = 2 obţinem:

R RU U U

IU UI

kD DDD GS DSsat

D

DD T

D< =

+ −=

+=

−=max ,

16 34

3 25 Ω

deci, rezistenţa de drena poate fi cuprinsa între ( )R kD ∈ 0 325, . Ω


33

! Aplicaţie Să se determine limitele între care variază punctul static de funcţionare al tranzistorului din figura de mai jos, dacă tensiunea de prag (UT) variază între -4V şi -3V, iar curentul IDSS între 12 mA şi 9 mA. Calculele se vor face pentru R kD = 2 Ω şi R kd = 2 7. Ω .

Pentru U VT = −3 şi I mADSS = 9 calculul a fost facut în problema precedenta şi avem punctul de funcţionare I mAD = 4 şi U VGS = −1 . Atunci când UT şi IDSS variază, punctul static de funcţionare se deplaseaza pe dreapta de sarcina a portii u R iGS S D= − . Cealalta extrema a punctului static de funcţionare se obţine pentru U U VT T= = −1 4 şi I I mADSS DSS= =1 12

Se calculează: I mA U VD GS= = −533 133. ; . . Tensiunea de drenă se calculează cu: U U U I RDS DD GS D D= + −

Pentru R kD = 2 Ω obţinem U V U VDS DSsat= − − = > = − + =16 1 8 7 1 3 2 pentru primul punct de funcţionare şi

U V U VDS DSsat= − − = > = − + =16 133 10 67 4 133 4 2 67. . . . pentru al doilea punct de funcţionare.

Dacă R kD = 2 7. Ω obţinem U V U VDs Dssat= > =4 2 2. în primul caz şi U V U VDS DSsat= < =0 28 2 67. . . În acest al doilea caz tranzistorul cu efect câmp nu funcţionează în regiunea de saturaţie. Ca urmare, nici caracteristica parabolică nu este valabilă iar valorile determinate anterior pentru ID şi UGS (al doilea punct static de funcţionare) nu sunt corecte. Dacă există dispersia enunţată atunci rezistenţa R kD = 2 7. Ω nu este aleasă corect. 1.5 Tranzistoare cu efect de câmp MOS

1.5.1 Generalitati.Principii de funcţionare.Simboluri. Notatii Tranzistorul MOS este un dispozitiv electronic bazat pe conducţia curentului electric la suprafata semiconductorului. Proprietăţile conductive ale suprafetei semiconductorului sunt controlate de un câmp electric aplicat printr-un electrod izolat de semiconductor (poartă). Aceste aspecte constructive definesc familia tranzistoarelor cu efect de câmp cu poarta izolată sau, pe scurt, TEC-MIS (tranzistor cu efect de câmp-metal-izolator-semiconductor). Izolatorul folosit este un strat subţire de oxid (SiO2) crescut prin oxidarea termică a suprafeţei siliciului (de unde denumirea TEC-MOS, adică tranzistor cu efect de câmp-metal-oxid-semiconductor). Poarta este realizată, de regulă din aluminiu, dar poate fi realizată şi din alte materiale, de exemplu siliciu policristalin puternic dopat. Conducţia se realizează pe suprafaţa substaratului de siliciu, între doua zone cu tip de conductivitate opus celui al substratului; cele două zone se numesc sursă (S) şi drenă (D).


34

În figură s-a considerat un substrat de tip n; în acest caz sursa şi drena sunt de tip p. Pentru a se putea stabili un curent electric între sursa şi drena, suprafaţa semiconductorului trebuie inversată ca tip de conductivitate, adică să devină de dip p. În acest caz, la suprafaţa apare un canal conductor, de tip p., care leagă sursa de drenă. Inversarea tipului de conductivitate a suprafeţei, precum şi controlul rezistivităţii canalului se face de către poartă. Simbolurile grafice pentru tranzistoare MOS cu canal n şi p sunt prezentate în continuare:

De obicei în aplicaţii obişnuite substratul se leagă la sursă, dar există dispozitive la care substratul apare ca un terminal separat. Se observă aceeaşi semnificaţie pentru săgeata din simbolul grafic.

1.5.2 Caracteristicile statice ale tranzistorului MOS

Fie un TEC-MOS cu canal n (cel cu canal p se descrie identic) la care substratul se leagă la sursă. Tensiunile de poartă UGS şi de drenă UDS sunt pozitive. Pentru tensiuni de poartă mai mici de tensiunea de prag UT nu apare canal la suprafata şi ca urmare curentul de drena ID este nul.Dacă tensiunea de poarta depaseste valoarea de prag, între sursa şi drena se formeaza un canal n care permite conducţiacurentului electric (cu atât mai bine cu cât tensiunea UGS este mai mare). Caracteristicile staice ale tranzistorului MOS reprezintă dependenţa curentului de drenă de tensiunile de poartă şi de drenă:

( )I I U UD D GS DS= , Caracteristicile de drenă sau de ieşire au aceeasi forma ca şi în cazul TECJ, se pot deosebi o zonă cvasiliniară şi a zona de saturaţie:

Ecuaţia caracteristicii statice în regiunea cvasiliniară este:

( )I U U UU

U UD GS T DSDS

DS DS sat= − −

< <2

20

2

β , ,

unde β este un parametru constructiv al tranzistorului. tensiunea de saturaţie are forma aproximativă:

U U UDS sat GS T, ≅ −

În zona de saturaţie curentul de drena are o valoare constantă în raport cu UDS pentru tensiuni mai mari ca tensiunea de saturaţie, şi caracteristica statică de transfer are următoarea formă:

( )I U U U UD GS T

m

DS DS sat= − >β ; ,

unde m este un coeficient cuprins între 1 şi 2 , dar de obicei în calcule mai simple se utilizează:

( )I U U U UD GS T DS DS sat= − >β2; ,


35

În figura de mai jos se reprezintă această caracteristică pentru un tranzistor MOS cu canal n Observaţie. Din punctul de vedere al dependenţei de temperatură, tranzistorul MOS prezintă avantaje deosebite faţă de tranzistoarele bipolare. La creşterea temperaturii, curentul de drenă scade, dar dependenţa este foarte slabă. Ca urmare tranzistoarele MOS nu prezintă fenomenele de străpungere secundară şi ambalare termică.

În figura următoare este prezentată caracteristica statică de transfer pentr un TECMOS cu canal p

În cazul TECMOS cu canal p ambele tensiuni UGS, UDS sunt negative. Aceste tranzistoare au canal indus prin aplicarea unei tensiuni UGS mai mari decât valoarea de prag.

Unele tranzistoare prezintă canal chiar la tensiuni poartă-sursă nule ( )UGS = 0 şi se numesc tranzistoare MOS cu canal iniţial. Această situaţie se întâlneşte în special la tranzistoare cu canal n. Un asemenea tranzistor poate lucra cu orice polaritate a tensiunii de poartă. Dacă tensiunea de poartă este pozitivă UGS > 0 , regimul se numeşte regim de îmbogăţire datorită creşterii concentraţiei de electroni în canal; dacă tensiunea de poartă este negativă UGS < 0 , regimul poartă denumirea de regim de sărăcire şi duce la scăderea concentraţiei de electroni din canal până la dispariţia lui (la U UGS T= ) Caracteristicile de transfer pentru TECMOS cu canal iniţial n şi p sunt prezentate în figurile următoare:

TECMOS cu canal p iniţial TECMOS cu canal n iniţial

1.5.3 Polarizarea TECMOS alegerea unui anumit punct static de funcţionare se face în functie de scopul dorit: obţinerea unei anumite pante, folosirea unei regiuni cât mai liniare a caracteristicilor, etc Pentru tranzistoare MOS cu canal indus tensiunile de poarta şi de drena au aceeasi polaritate. ca urmare, pentru polarizare se poate folosi un circuit simplu, cu o singura sursa de curent continuu, cum se vede pe figura:

U UR

R RGS DD=+

2

1 2

pe baza caracteristicii de transfer se poate determina curentul ID; tensiunea de drenă este atunci:

U U R IDS DD D D= −


36

Tranzistoarele MOS cu canal iniţial trebuie polarizate astfel încât tensiunea de poartă să poată

căpăta atât valori pozitive cât şi valori negative. În figura de mai jos se prezintă un astfel de circuit de polarizare, cu o singură sursă de alimentare.

Tensiunea de poartă se calculează cu relaţia:

U UR

R RR IGS DD S D=

+−2

1 2

Se observă posibilitatea realizării ambelor semne pentru tensiunea de poartă. Circuitele de curent continuu ale tranzistoarelor MOS nu au, de regulă, sarcina stabilizării termice a punctelor statice de funcţionare, datorită dependentei slabe de temperatură a caracteristicilor statice.

! Aplicaţie Tranzistorul MOS din figură are 225.0 VmA=β şi VUT 4= . Se cere să se calculeze : DSDGS UIU ,,

Soluţie:

VURR

RU DDG 6121010

10

21

2 =+

→⋅+

= , unde VUU GGS 6==

( ) ( ) mAUUI TGSD 14625.0 22 =−⋅=−= β

VUUUVRIUU TGSDSsatDDDDDS 291312 =−=>=⋅−=−=

Din rezultatele obţinute se vede că tranzistorul MOS se află în regim de saturaţie ( DSsatDS UU > )

! Aplicaţie Tranzistorul MOS din figură are 2125.0 VmA=β şi VUT 2−= . Se cere să se calculeze : DSDGS UIU ,,

Soluţie:

VURR

RU DDG 41263

3

21

2 =+

→⋅+

=

( ) mAUUI TGSD 5.4)24(125.0 22 =+⋅=−= β VRIUURIUU SDGGSSDGSG 2.34.05.44 =⋅−=−=→+=

VUUUVRRIUU TGSDSsatSDDDDDS 67.54.15.412)( =−=<=⋅−=+−=

Din rezultatele obţinute se vede că tranzistorul MOS se află în regim de saturaţie ( DSsatDS UU > )


37

1.5.4 Regim variabil de semnal mic.Schema echivalenta de semnal mic. Utilizarea tranzistoarelor MOS în circuite de amplificare necesita stabilirea unei scheme echivalente pentru regimul variabil de semnal mic. Tranzistorul MOS lucreaza în regiunea de saturaţie. Dacă frecventa semnalului este joasa se poate adopta ipoteza cvasistationara, potrivit careia dependenta între valorile instantanee ale marimilor electrice ( )i u uD GS DS, , este aceeasi ca în curent continuu, conform relaţiei:

( )i u UD GS T

m= −β

diferenţiind oţinem:

diiu

duiu

duDD

GSGS

D

DSDS= ⋅ + ⋅

δδ

δδ

notând variaţiile mici de semnal: du u du u di iDS d GS g D d= = =, , , rezulta o relaţie între componentele variabile ale mărimilor electrice:

( ) ( )i m U U u U Uuu g u

rud GS T

mg GS T

m

DSd m g

dd= − + − = +−β δβ

δ1 1

unde s-au utilizat următoarele notatii: gm panta tranzistorului la frecvente joase data de:

( )g m U UmI

U Um GS T

m D

GS T= − =

−−

β1

rd rezistenţa diferenţialăa canalului în regiunea de saturaţie:

( )1r

U Uu

Iud

GS T

m

DS

D

DS= − =

δβδ β

δβδ

Pe baza acestora se poate realiza schema echivalenta la semnale mici:

La frecvenţe înalte trebuie luate în considerare capacităţile între electrozi, asa cum se indică în figura de mai jos


38

SINTEZA UNOR DISPOZITIVE ELECTRONICE FUNDAMENTALE Denumire/

Simbol grafic Caracteristica de intrare Caracteristica de transfer Caracteristica de ieşire

Tranzistor bipolar pnp

Tranzistor bipolar npn

Comandă în putere

TEC-J canal n

TEC-J canal p

TEC-MOS canal n iniţial

TEC-MOS canal p iniţial

TEC-MOS canal n indus

TEC-MOS canal p indus

Comandă în tensiune


39

1.6 Dispozitive multi- şi unijoncţiune

1.6.1 Introducere Dispozitivele multijoncţiune au trei sau mai multe joncţiuni, au la baza structura pnpn, care are patru straturi şi trei joncţiuni şi care, datorită caracteristicii sale statice curent-tensiune cu două stări stabile, se foloseşte în circuitele de comutaţie. Vor fi tratate în acest capitol următoarele dispozitive multijoncţiune: dioda pnpn, tiristorul convenţional, tiristorul tetroda, diacul, triacul. Aceste dispozitive multijoncţiune sunt folosite în circuite de impulsuri, în circuite pentru conversia energiei electrice, circuite de comutaţie.

1.6.2 Dioda pnpn Dioda pnpn este o structura de siliciu monocristalin cu patru zone alternativ dopate cu impurităţi acceptoare şi donoare. În figura de mai jos este prezentet schematic modelul unidimensional al acestui dispozitiv cu trei joncţiuni (J1,J2,J3). Zonele extreme mai puternic dopate se numesc emitori, iar zonele interioare se numesc baze. Emitor p1+ se mai numeste anod, iar emitorul n2+ catod. Joncţiunile se afla la distante mici între ele, astfel ca regiunile A-J3 şi J1-C sa poata Îndeplini functia de tranzistor. Dioda pnpn se mai numeste şi dioda Shockley, dinistor sau dioda cu patru straturi. Simbolul grafic al acestui dispozitiv, precum şi sensurile pozitive pentru curent şi tensiune sunt prezentate în figura de mai jos:

Caracteristica statica este aratata în aceeasi figura: în polarizare inversa joncţiunile J1,J3 sunt alimentate invers, iar joncţiunea J2 direct şi ca urmare curentul prin dispozitiv are valori mici, de ordinul curentului invers printr-o joncţiune pn. La o anumita valoare a tensiunii inverse UB (breakdown) curentul invers prin dioda creste foarte rapid datorită strapungerii prin multiplicarea în avalansa a purtatorilor de sarcina a joncţiunii J1 sau J3. în polarizare directă avem doua stari stabile. una caracterizata prin curent mic şi tensiune mare (rezistenţa mare),de blocare, alta prin curent mare şi tensiune mică (rezistenţa mică), de conductie. Crescând tensiunea directă pe dioda, curentul are valori mici, practic curentul invers al joncţiunii centrale polarizate invers. La o tensiune numita de aprindere (de amorasare) notata cu UBO dispozitivul comuta în cealalta stare stare stabila, cea de conductie.Regiunea O-A se numeste regiune de blocare, iar regiunea B-C de conductie. Portiunea intermediara A-B de rezistenţa dinamică negativa este instabila. Comutarea inversa are loc atunci când curentul direct sau tensiunea directă scad sub valorile de mentinere IH, respectiv UH.Pentru a studia fenomenele fizice din structuar diodei pnpn se adopta modelul lui Ebers, şi anume descompunerea structurii pnpn în doua tranzistoare T1 pnp şi T2 npn conectate ca în figura de mai jos:

i i Ii i IC F E CB

C F E CB

1 1 1 01

2 2 2 02

= += +

αα


40

unde Fα sunt factori de amplificare în curent direct, iar 0CBI sunt curenţii reziduali de colector. Prin joncţiunea centrala va trece curentul : i i i i i IA C C F A F A O= + = + +1 2 1 2 2α α , unde I I IO CBO CBO2 1 2= + este curentul rezidual al joncţiunii J2.

Din relatia anterioara rezulta: ( )iI

AO

F F

=− +

2

1 21 α αde unde condiţia de amorsare: α αF F1 2 1+ = .

În momentul amorsării, la joncţiunea J2 apare multiplicarea în avalanşă a purtătorilor, ce atrage după sine o creştere puternică a curentului iA.Tensiunea la care se realizează amorsarea este denumită tensiune de autoamorsare, notată cu 0BU . Amorsarea diodei pnpn prin creşterea tensiunii anodice reprezintă modul normal de funcţionare. Exista însă şi moduri parazite de amorsare, prin creşterea temperaturii sau printr-o variaţie bruscă a tensiunii anodice, moduri ce trebuie evitate la o funcţionare normală.

1.6.3 Diacul Diacul (Diode alternating current) este un dispozitiv multijoncţiune care are proprietatile diodei pnpn în ambele sensuri de conductie. Dispozitivul are cinci straturi şi patru joncţiuni, poate fi considerat ca fiind realizat din doua structuri pnpn asezate antiparalel în acelasi monocristal de siliciu. Diacul are conduvctibilitate bidirectionala, cei doi electrozi între care circula curentul principal iT se numesc terminal T1 şi terminal T2. La aplicarea unei tensiuni pozitive (vezi figura următoare) structura din dreapta este pola-rizata direct, se amorseaza la o tensiune de amorasare naturala şi are caracteristica din cadranul I.

Când polaritatea tensiunii se inversează, intră în conducţie structura din stânga, rezultând ramura simetrică a caracteristicii. Este de dorit ca tensiunile de amorsare să fie egale, pentru o caracteristică simetrică. Datorită caracteristicii bidirecţionale, simetrice, diacul se foloseşte în circuitele de curent alternativ, fiind un dispozitiv de putere mică, se utilizează în circuitele de comandă ale tiristoarelor şi dispozitivelor triac. 1.6.4 Tiristorul conventional Tiristorul este o structură pnpn prevăzută cu electrod de comandă prin conectarea zonei p adiacente catodului, după cum se vede pe figură:

Electrodul de comanda, poarta, G (gate), anod şi catod sunt cele trei terminale ale tiristorului. Acest tiristor se numeste "conventional" deoarece el constituie varianta cea mai des întâlnită.


41

Amorsarea tiristorului se realizeaza prin injectarea unui curent pe poarta, la o tensiune mai mică decât cea de autoamorsare sau la tensiunea de autoamorsare fara curent de poarta, mod utilizat foarte rar sau deloc. Denumirea de "tiristor" provine de la numele unui tubul electronic cu gaz cu funcţionare asemănătoare numit tiratron (TIRatron transISTOR) Analiza fenomenelor fizice ce au loc la amorasarea tiristorului prin injectarea unui curent de poartă se poate face echivalând structura cu două tranzistoare complementare , ca în cazul diodei pnpn, după cum se vede pe figura următoare:

Avem relatiile:

( )i i i Ii i IC F A G CB

C F E CB

2 2 02

1 1 1 01

= + += +

αα

prin joncţiunea J2 circulă curentul:

( ) ( )i i i i I ii I

A F A F A G CB AF G O

F F

= + + + → =+

− +α α

αα α1 2 022 2

1 21

Această relaţie indică posibilitatea creşterii nelimitate a curentului prin structură, dacă este îndeplinită condiţia de amorsare, amorsarea poate avea loc la o tensiune anodica mai mică decât tensiunea de autoamorsare. Procesele fizice sunt aceleaşi ca la amorsarea diodei pnpn, deosebirea fiind ca iniţierea amorsării este provocată prin injectarea unui curent iG prin joncţiunea J3 şi nu prin creşterea tensiunii anodic. Dependenţa factorilor de curent de curentul prin dispozitiv stă la baza procesului de amorsare a tiristorului. Urmărind caracteristicile statice curent-tensiune, se observă că la curenţi de poartă mai mari tensiunea de amorsare este mică, peste o anumită valoare a curentului de poartă, amorsarea are loc pe curba punctată, ca la o joncţiune pn (tiristorul este de fapt o diodă comandată).

În funcţionare normală, tensiunea anodică trebuie să fie mai mică decât tensiunea de autoaprindere UBO. Pentru comutare directă se aplică un curent de poartă căruia îi corespunde o tensiune de aprindere UA<UBO. În polarizare inversă, tiristorul se comportă ca o dioda pnpn, prin el trecând un curent mic, iar la tensiunea UB are loc străpungerea tiristorului. Pentru a bloca tiristorul trebuie micşorat curentul prin structură sub valoarea de menţinere IH (HOLD) (tensiunea la borne scade şi ea sub valoarea de mentinere UH), deoarece după amorsare, poarta îsi pierde rolul de electrod de comandă, în sensul că nu poate acţiona şi pentru blocarea tiristorului, totuşi acest rol va fi reluat dar numai după blocarea tiristorului. Semnalul de comandă pentru amorsarea tiristorului poate fi atât semnal continuu cât şi impulsuri de polaritate corespunzătoare. Comutarea directă şi blocarea tiristorului au loc în timp finit, fiind legate de procese fizice de injecţie şi extracţie de purtători de sarcină. Timpul de comutare directă creste cu temperatura şi cu curentul anodic, dar scade când amplitudinea semnalului de comandâ creste. Dacă semnalul de comanda este un impuls, trebuie sa aibă o durata minima, timp de mentinere pe poarta, sub care comutarea nu are loc.Timpul de comutare inversa creste de asemenea cu temperatura şi curentul anodic şi scade când amplitudinea semnalului de comutare creste. Astfel, pentru blocare este suficient sa micşorăm tensiunea anodică sub valoarea de menţinere, dar timpul de comutare inversă scade dacă inversăm polaritatea tensiunii pe anod. Dacă semnalul de blocare este un impuls, există o durată minimă a acestuia, numită timp de revenire pe poartă sub care blocarea nu are loc.În tiristoarele rapide timpii de comutare sunt de ordinul a câteva microsecunde, iar timpul de blocare este în general mai mare decât cel de comutare directă.


42

1.6.5 Tiristorul tetrodă

Este un dispozitiv pnpn la care se contactează şi cel de al patrulea strat, care are tot rol de

electrod de comandă, de poartă, numit poartă anodică

Pe poarta catodică tiristorul tetrodă poate fi amorsat ca şi tiristorul convenţional, prin aplicarea unei

tensiuni (curent) pozitive sau a unui impuls pozitiv, iar pe poartă anodică dispozitivul se poate amorsa prin aplicarea unei tensiuni sau a unui impuls negativ. Amorsarea pe poarta anodică necesită un curent de comanda mai mare decât pe poarta catodică. Existenţa celei de a doua porţi de comandă extinde posibilităţile de utilizare ale tiristorului tetrodă în raport cu acelea ale tiristorului convenţional Tiristorul tetrodă are dezavantajul unor puteri disipate şi al unor tensiuni de lucru relativ reduse.

1.6.6 Triacul Triacul este un dispozitiv cu cinci straturi, echivalent cu două tiristoare aşezate antiparalel în acelaşi monocristal de siliciu, având un singur electrod de comandă (TRIode Alternating Current). Caracteristica curent tensiune pentru ambele sensuri ale tensiunii aplicate în circuitul principal, are forma corespunzătoare tiristorului polarizat în sens direct.

Datorită conductibilităţii bidirecţionale, cei doi electrozi între care circulă curentul principal iT se

numesc terminalul T1 şi terminalul T2. Comanda pe poartă se poate face cu semnale de ambele polarităţi pentru fiecare dintre cele două sensuri ale curentului principal. Se disting patru moduri de funcţionare: modul I u uT G> >0 0, modul II u uT G> <0 0, modul III u uT G< <0 0, modul IV u uT G< >0 0, Triacul se foloseste în circuitele de reglare şi comandă a puterii de curent alternativ. tensiunea de autoaprindere trebuie să fie mai mare decât valoarea de vârf aplicată triacului între cele două terminale pentru a asigura amorsarea dispozitivului pe poartă la orice valoare instantanee a tensiunii de alimentare. Comanda porţii se face prin tensiune continuă, tensiune alternativă redresată (nefiltrată), alternativă sau în impulsuri. IPRS Baneasă produce triace de 6 (de exemplu TB10N6 pentru 600V), respectiv 10 A, (TB10N6), diace de 32, 38, 44, 50 V (DC32, DC38, DC44, DC50). Pentru aplicaţii de putere se recomandă utilizarea triacelor cu radiator pentru eliminarea puterii disipate.


43

! Aplicaţie Pe schema de mai jos se reprezintă o schema de variator de curent alternativ, realizat cu un triac, comandat cu ajutorul unui diac.

Condensatorul C1 se încarcă până la tensiunea de autoaprindere a diacului, moment în care diacul

se deschide asigurând curentul de poartă necesar amorsării triacului. Puterea pe sarcină se variază prin variaţia unghiului de conducţie a triacului. Prin R1, se reglează durata de încărcare a condensatorului C1,, iar R2 are rolul de a limita curentul prin diac, iar C2 are rol de filtrare. 1.7 Dispozitive optoelectronice

1.7.1 Generalităţi. Clasificări Dispozitivele optoelectronice reprezintă o categorie de dispozitive electronice a caror funcţionare presupune existenta unei radiatii electromagnetice în domeniul optic Transformarea energiei radiatiei electromagnetice în energie electrică şi invers se face în mod direct, fara intermediul altor forme de energie. Fenomenele fizice fundamentale care stau la baza funcţionarii dispozitivelor optoelectronice sunt absorbtia radiatiei electromagnetice în corpul solid şi recombinarea radiativa a purtatorilor de sarcina în semiconductor. dispozitivele electronice se împart în doua mari categorii: -dispozitive bazate pe efectul fotoelectric intern -dispozitive optoelectronice electroluminescente

1.7.2 Dispozitive optoelectronice bazate pe efectul fotoelectric intern 1.7.2.1 Fotorezistenţa Fotorezistenţa este un rezistor realizat dintr-un material semiconductor, a carei rezistenţa depinde de valoarea intensitatii fluxului luminos. Constructiv este realizata dintr-o placuta de material semiconductor omogen, prevazuta cu capete cu contacte ohmice. o mArime importantA ce defineste fotorezistenţa este rezistenţa de întuneric, ca fiind rezistenţa la echilibru termic:

RlwdO O= ρ , unde ρO este rezistivitatea în absenta iluminării

Pentru grosimi w mici se poate considera ca lumina este absorbita uniform în tot volumul

materialului. În urma absorbtiei, în semiconductor se genereaza perechi electron-gol care duc la micsorarea rezistivitatii si, implicit a rezistentei. Conductanta fotorezistentei este direct proportionala cu intensitatea fluxului luminos incident. Alte marimi ce definesc funcţionarea fotorezistentei sunt:


44

-pragul fotoelectric, adica lungimea de unda maxima pâna la care efectul fotoelectric mai este prezent -inertia fotorezistentei, exprimata prin timpul necesar stabilirii valorilor stationare ale concentratiilor purtatorilor mobili. 1.7.2.2 Fotodioda Fotodioda este un dispozitiv optoelectronic realizat pe baza unei joncţiuni pn sau a unui contact metal-semiconductor, polarizat imvers. În conditii de întuneric, curentul prin joncţiune polarizata invers este datorat perechilor electron-gol generate în interiorul regiunii de sarcina spatiala şi în regiunile neutre.

În prezenta luminii apare o generare suplimentara de purtatori, deci un curent suplimentar IL , atunci curentul invers are expresia:

I I IR O L= + Generarea de purtatori sub influenta luminii se face în tot volumul joncţiunii unde lumina este absorbita. Purtatorii de sarcina generati în regiunile neutre se deplaseaza spre regiunea de sarcina spatiala prin curenti de câmp sau de difuzie, dar sunt supusi recombinării. În figura de mai jos se prezinta caracteristicile statice ale fotodiodei la diferite valori ale iluminarii:

I IqUmkT

IA oA

L=

−

−exp 1

O altă caracteristică importantă a fotodiodei este caracteristica spectrală, care indică răspunsul

relativ al fotodiodei în funcţie de lungimea de undă a radiaţiei luminoase.

1.7.2.3 Fotoelementul Fotoelementul este un dispozitiv optoelectronic care realizează conversia directă a energiei luminoase în energie electrică , prin apariţia la borne a unei tensiuni electromotoare. Constructiv, se poate spune, este identic cu fotodioda, doar că aria sa este mult mai mare pentru a putea oferi o suprafaţă mai mare de iluminare şi , deci o energie electrică mai mare. Întrucât de cele mai multe ori energia luminoasă este cea solară fotoelementele se mai numesc şi baterii solare. Circuitul electric pentru aplicaţii nu mai cuprinde surse exterioare ci numai rezistenţa de sarcina.

Mărimea tensiunii electromotoare rezultă din următoarea relaţie: E UmkTq

IIFE FE IL

OFE= = +

=01ln

Puterea maximă ce se poate obţine la ieşire este în jur de 30 mW


45

1.7.2.4 Fototranzistorul

Fototranzistorul este un dispozitiv optoelectronic, realizat pe o structură de tranzistor, al cărui curent de colector este comandat de un flux luminos. Baza tranzistorului este înlocuită cu o suprafaţă care poate fi iluminată, asigurând astfel curentul de bază necesar. Cu toate acestea unele fototranzistoare sunt prevăzute şi cu electrod de bază . Simbolul grafic este prezentat pe figura următoare, iar caracteristicile sunt practic identice cu caracteristicile tranzistorului bipolar.

1.7.2.5 Fototiristorul

Fototiristorul este un dispozitiv optoelectronic realizat pe o structura de tiristor, a carui aprindere se face sub actiunea unui flux luminos. Şi în acest caz tensiunea de amorsare scade cu creşterea intensitatii fluxului luminos

1.7.3 Dispozitive optoelectronice bazate pe emisia radiaţiei luminoase 1.7.3.1 Dioda electroluminescentă Fenomenul de emisie a radiatiei luminoase se mai numeste şi luminescenta. Emisia de lumina în semiconductoare se datoreaza recombinarii radiative a purtatorilor de sarcina. Dioda electroluminescenta (Light Emitting Diode), dioda LED, este realizata dintr-o joncţiune pn polarizata direct. luminescenta se realizeaza prin injectie de purtatori minoritari. simbolul grafic şi caracteristicile curent-tensiune, respectiv cele spectrale se prezinta în figura următoare:

Diodele electroluminescente sunt folosite ca simple indicatoare luminoase sau servesc la

realizarea elementelor de afisare, dar elementele de afisaj de dimensiuni reduse nu folosesc diode separate, ci acestea se realizeaza integrat în aceeasi placuta de semiconductor (GaAs). În scopul economisirii materialului semiconductor, dimensiunea reala a cifrei este foarte mică, pentru a fi usor observabila deasupra structurii se monteaza lentile convergente, care maresc imaginea. 1.7.3.2 Optocuploare Optocuplorul se obţine prin interconectarea unei diode electroluminescente cu un fototranzistor (fotodioda, fototiristor, fotoelement, etc) astfel încât semnalul electric ajuns pe dioda LED sa fie transferata de aceasta catre fototranzistor.

De obicei randamente de transfer relativ ridicate se obtin în domeniul frecventelor infrarosii. Optocuploarele pot fi utilizate pentru transfer de semnale atât de curent continuu, cât şi de curent alternativ, frecventa limita fiind ordinul zecilor de MHz.


46

Receptoare foto

În schemele următoare se prezinta doua circuite simple, receptoare foto. În primul caz la apariţia fluxului luminos, fototranzistorul intra în saturaţie, tensiunea de ieşire fiind practic nula.

În al doilea caz , la apariţia fluxului luminos tranzistorul intra în conductie, tensiunea de ieşire va avea valoare foarte apropiată de valoarea tensiunii de alimentare.

Pentru a obţine valori mai mari pentru curentul de ieşire, se poate utiliza încă un tranzistor bipolar pentru un montaj Darlington.