ISRN UTH-INGUTB-EX-E-2010/03-SE

Examensarbete 15 hpSeptember 2010

Design och konstruktion av laborationsutrustning till en kraftelektronikkurs

Joel Ebersson

Teknisk- naturvetenskaplig fakultet UTH-enheten Besöksadress: Ångströmlaboratoriet Lägerhyddsvägen 1 Hus 4, Plan 0 Postadress: Box 536 751 21 Uppsala Telefon: 018 – 471 30 03 Telefax: 018 – 471 30 00 Hemsida: http://www.teknat.uu.se/student

Abstract

Design och konstruktion av laborationsutrustning till enkraftelektronikkursDesign and construction of laboratory equipment for acourse in power electronics

Joel Ebersson

The purpose of this degree project was to build laboratory equipment for a newcourse in power electronics that starts this autumn 2010 at Uppsala University. Theequipment is intended for student labs and it covers the most important areas of thecourse including rectifying, buck-/boost-converters and PWM-modulation. It is built asone sealed unit where all the electronics are built-in but visible and it has aconnection board where students safely can connect the different circuits. Theproject has advanced from theoretical studies of circuit design, choosing ofcomponents and simulations to drawing the printed circuit board (PCB), soldering,case building, final testing and troubleshooting - basically most steps from an early ideato a final product. Measurements on the final product gave about the same results asthe earlier simulations of the circuits and the result is overall satisfying.

ISRN UTH-INGUTB-EX-E-2010/03-SEExaminator: Nora MassziÄmnesgranskare: Mats LeijonHandledare: Olle Svensson

Sammanfattning Syftet med det här examensarbetet var att bygga laborationsutrustning till en ny kurs i kraftelektronik som börjar hösten 2010 på Uppsala Universitet. Utrustningen är avsedd för studentlaborationer och den täcker de viktigaste delarna av kursen inklusive likriktning, buck-/boost-omvandlare och pulsbreddsmodulering (PWM). Laborationsutrustningen är byggd som en sluten enhet där all elektronik är inbyggd men synlig och den har en kopplingsplatta där studenterna säkert kan koppla ihop olika kretsar. Projektet har sträckt sig från teoretiska studier inklusive kretsdesign, komponentval och simuleringar till ritande av kretskortet (PCB-kortet), lödning, byggande av höljet, sluttestning och felsökning - i huvudsak de flesta stegen från en tidig idé till en färdig produkt. Mätningar på den färdiga produkten är ganska lika de tidigare simuleringarna av kretsarna och resultatet är totalt sett tillfredställande.

1

Innehåll Innehåll....................................................................................................................................... 1 Förord ......................................................................................................................................... 2 Ordlista ....................................................................................................................................... 2 1. Inledning................................................................................................................................. 3

1.1 Bakgrund .......................................................................................................................... 3 1.2 Syfte ................................................................................................................................. 3 1.3 Mål ................................................................................................................................... 3

2. Teori ....................................................................................................................................... 4 2.1 Komponenter .................................................................................................................... 4

2.1.1 Dioder........................................................................................................................ 4 2.1.2 Tyristorer ................................................................................................................... 5 2.1.3 BJT (Bipolar Junction Transistor)............................................................................. 6 2.1.4 MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor) ........................... 7 2.1.5 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)................................................................. 8

2.2 Likriktare.......................................................................................................................... 8 2.3 DC/DC-omvandlare ......................................................................................................... 9 2.4 Boost-omvandlare ............................................................................................................ 9

2.4.1 Kontinuerligt eller diskontinuerligt strömflöde......................................................... 9 2.4.2 Val av induktor och kondensator ............................................................................ 10

2.5 Buck-omvandlare ........................................................................................................... 11 2.6 Pulsbreddsmodulering (PWM)....................................................................................... 11 2.7 Effektfaktorkorrigering (PFC)........................................................................................ 12

2.7.1 Passiv PFC............................................................................................................... 13 2.7.2 Aktiv PFC................................................................................................................ 13

3. Utförande.............................................................................................................................. 14 3.1 Modulerna ...................................................................................................................... 14

3.1.1 Likriktarbrygga........................................................................................................ 15 3.1.2 PFC.......................................................................................................................... 15 3.1.3 DC/DC..................................................................................................................... 16

3.2 Konstruktion................................................................................................................... 17 4. Resultat................................................................................................................................. 20

4.1 PFC/Boost ...................................................................................................................... 20 4.2 PWM & Buck................................................................................................................. 23

5. Diskussion ............................................................................................................................ 27 5.1 Skillnader mellan simuleringar och mätningar .............................................................. 27 5.2 Handhavande.................................................................................................................. 27 5.3 Förbättringar................................................................................................................... 27

6. Slutsatser .............................................................................................................................. 29 7. Referenser............................................................................................................................. 30 8. Bilagor .................................................................................................................................. 31

8.1 Kretsscheman ................................................................................................................. 31 8.2 PCB-layout ..................................................................................................................... 35 8.3 Specifikationer ............................................................................................................... 37 8.4 Komponentlista .............................................................................................................. 38 Documentation for SMPS laboratory equipment used in the course Power Electronics 1TE046 5HP......................................................................................................................... 40

2

Förord Jag vill tacka följande personer för deras medverkan och stöd i mitt arbete (i bokstavsordning): Prof. Mats Leijon Nora Masszi Sara Sjöwall Olle Svensson Kurupath Venugopalan Mattias Wallin Vill dessutom skänka ett speciellt tack till en mycket nära och kär vän som tragiskt avled under mitt arbetes gång.

Ordlista HVDC - High Volt Direct Current = Högvoltslikström AC/DC - Alternate Current/Direct Current = Växelström/Likström DC/DC - Direct Current/ Direct Current = Likström/Likström PFC - Power Factor Correction = Effektfaktorkorrigering PWM - Pulse Width Modulation = Pulsbreddsmodulering SMPS - Switched Mode Power Supply = Switchat nätaggregat Switch = Strömbrytare Duty-cycle = Arbetscykel

3

1. Inledning

1.1 Bakgrund Hösten 2010 startar en ny kurs i kraftelektronik vid Uppsala Universitet. Kraftelektronik är en benämning på en typ av elektronik vars syfte är att omvandla och leverera strömmar och spänningar som är anpassade till önskade värden1. Huvudsyftet är att leverera elektrisk energi snarare än information eller signaler. Modern kraftelektronik är baserad på halvledarkomponenter som på olika sätt omvandlar strömmar och spänningar mellan olika nivåer och frekvenser. Ett mycket viktigt användningsområde är också omvandling mellan växel- och likström. Man kan hitta kraftelektronik i allt från små mobiltelefoner, där en konstant spänningsnivå måste hållas från batteriet, upp till enorma HVDC-anläggningar som hanterar spänningar på hundratusentals volt. Kraftelektronik är ett område som ständigt utvecklas och expanderar, därför är det viktigt att utbildningarna inom området följer utvecklingen.

1.2 Syfte Syftet med det här examensarbetet är att designa och konstruera experimentutrustning för laborationer i masterkursen Power Electronics 1TE046 5HP som startar hösten 2010 vid Uppsala Universitet. Experimenten ska innefatta flera av de viktiga delarna som ingår i kursen.

1.3 Mål Målet är att bygga en laborationsplatta som innehåller kretsar som dels kan testas var för sig men också kopplas ihop till ett komplett switchat AC/DC-nätaggregat. Detta nätaggregat ska innehålla vitala delar som likriktarbrygga, effektfaktorkorrektion (PFC), DC/DC-omvandlare och pulsbreddsmodulering (PWM). Tanken är att studenterna på ett pedagogiskt sätt ska kunna se och förstå hur ett nätaggregat kan vara uppbyggt och hur de olika delkretsarna fungerar.

1 Mohan et al. (2003) s.3

4

2. Teori Detta avsnitt kommer att ge en översiktlig beskrivning av komponenter och kretsar som används inom kraftelektronik.

2.1 Komponenter Några av de viktigaste och mest använda halvledarkomponenterna inom kraftelektronik är: dioder, tyristorer, BJT, MOSFET och IGBT. Dessa är alla exempel på switchar och kan delas in i tre grupper utifrån hur de kan kontrolleras; dioder, tyristorer och kontrollerbara switchar.

2.1.1 Dioder Dioden är en viktig komponent inom kraftelektronik som främst används för att likrikta växelström till likström men också till att kontrollera strömmens väg i en induktiv krets. En diod kan i idealfallet betraktas som kortsluten i framriktningen och som en öppen brytare i backriktningen2. Ström går alltså bara i en riktning genom dioden och blockeras i den andra riktningen. I verkligheten går det dock en liten läckström i backriktningen när dioden blockerar. För att dioden skall börja leda i framriktningen krävs det en viss spänning över den, det så kallade framspänningsfallet, vilket brukar ligga på cirka 0.7 V. Dioden är då i framspänt läge. Dioder kan inte styras direkt, utan dess av- och på-status bestäms av kretsen. Om det blir högre potential på katoden än anoden blir dioden backspänd och hindrar ström i backriktningen. Dock kan inte dioden blockera hur stor backspänning som helst; om tröskelvärdet (breakdown voltage) överskrids börjar den leda även i backriktningen (Fig. 1).

Figur 1. Diodsymbol och generell karaktäristik för en diod.

Det finns olika typer av dioder med olika användningsområden, några av de viktigaste är3:

• Schottkydioder: Dessa dioder har ett lågt framspänningsfall (~0.3V) men dess förmåga att blockera backspänning är begränsad till några få hundra volt.

• Likriktardioder/långsamma dioder: Dessa används främst i nätspänningssammanhang och klarar stora strömmar och kan blockera stora backspänningar, nackdelen är att återställningstiden är långsam.

2 Ben G. Streetman (1995) s.201 3 Mohan et al. (2003) s.17

5

• Switchdioder/snabba dioder (Fast-recovery diodes): Används i högfrekventa kopplingar där snabba återställningstider krävs. Även dessa klarar stora backspänningar och strömmar.

De vanligaste dioderna (gäller ej Schottkydioder) är uppbyggda av två dopade halvledarskikt; ett n-dopat skikt med negativa ledningsbärare (elektroner) vilket utgör katoden och ett p-dopat skikt med positiva ledningsbärare (hål) som är anoden. Området mellan dessa skikt kallas PN-övergång och här överförs elektroner från n-skiktet som rekombinerar med hål i p-skiktet. När ett elektron-hål-par rekombinerar uppstår joner i de båda skikten, med motsatta laddningar. Med tiden när fler och fler joner skapas uppstår en laddning mellan de båda skikten på grund av jonerna vilket gör att rekombineringarna saktas ner och till slut upphör. Detta är det så kallade framspänningsfallet som brukar vara cirka 0.7 V. Om det läggs en extern spänning som är större än detta över anod-katod kan rekombineringarna fortsätta och dioden leder ström från anoden till katoden. Förhållandet mellan ström och spänning över dioden kan beräknas med Schokleys diodekvation4 (Ekv. 1, Ekv. 2):

Ekvation 1

Där I är diodströmmen, IS är mättnadsströmmen i backriktningen, VD är spänningen over dioden, VT är den termiska spänningen, och n är strålningskoefficienten vilken oftast antas vara lika med 1. Den termiska spänningen kan beräknas med:

Ekvation 2

Där k är Boltzmanns konstant, T är den absoluta temperaturen i PN-övergången, och q är elementarladdningen.

2.1.2 Tyristorer Nästa viktiga komponent inom kraftelektroniken är tyristorn. Denna används bland annat till motorstyrning, ljusdimmrar och effektstyrning av olika slag. Den används också för likriktning inom HVDC (högspänningslikström). Det finns olika typer av tyristorer, men den vanligaste kallas SCR (Silicon Controlled Rectifier, Fig. 2). Det är i princip en diod med skillnaden att den dessutom har en styringång som triggar tyristorn att börja leda när en ström läggs på denna styringång.

Figur 2. Symbol för en SCR-tyristor

4 http://en.wikipedia.org/wiki/Diode (100519)

6

Tyristorn är uppbyggd av fyra lager, pnpn, och för att den ska kunna börja leda krävs det, precis som för dioden, att den är i framspänt läge, dvs. att anoden har högre potential än katoden. I avstängt läge är det ena pn-lagret framspänt och det andra backspänt. När en ström läggs på styringången framspänns även det andra lagret och tyristorn kan börja leda. När den väl har börjat leda krävs det ingen ström på styringången och den kan inte heller stängas av med denna utan det är först när anodströmmen sjunker under ett visst värde (holding current) som tyristorn stängs av5. Precis som för dioden finns det en begränsning för hur stor spänning tyristorn kan blockera i backriktningen men det finns också en begränsning för hur mycket den kan blockera i framriktningen (forward breakover voltage). Om denna spänningströskel överstigs börjar tyristorn leda även om det inte finns någon styrström (Fig. 3).

Figur 3. Karaktäristik för en SCR

En annan typ av tyristorer som kan leda ström i båda riktningarna kallas TRIAC. Det är i princip två SCR-tyristorer ihopkopplade antiparallellt där riktningen som den leder i bestäms av polariteten på styrsignalen. Det finns även tyristorer som kan stängas av genom att man lägger en negativ signal på styringången, sk. GTO (Gate Turn-Off Thyristor).

2.1.3 BJT (Bipolar Junction Transistor) BJT tillhör gruppen kontrollerbara switchar och kan till skillnad från SCR-tyristorn både startas och stängas av via en styringång. En BJT kan användas både som switch och i förstärkarkretsar. Den består av tre lager och finns i två varianter; antingen pnp- eller npn-typ (Fig. 4), inom kraftelektroniksammanhang är npn-typen den vanligaste6,7. Lagren kallas kollektor, bas och emitter. Transistorn kan börja leda ström från kollektorn till emittern när en tillräcklig ström flyter genom bas-emitter. Denna styrström är mycket mindre än kollektorströmmen och måste flyta hela tiden i motsats till för tyristorn. Förstärkningen i transistorn bestämmer proportionsförhållandet mellan basströmmen och kollektorströmmen. För att det ska gå ström in i basen krävs en viss spänning över bas-emitter, vanligtvis kring

5 Mohan et al. (2003) s.18 6 Timothy L. Skvarenina et al. (2002) s.1-28 7 Mohan et al. (2003) s.546

7

0.7V. Förstärkningen i en högeffekts BJT är ofta ganska liten, 5-10 gånger8, vilket gör att man ibland kopplar ihop flera BJT i en s.k. Darlingtonkoppling som medger en större kollektorström vid en mindre basström. En annan nackdel med BJT är att switchtiderna ofta är relativt långsamma. Fördelen med dem är att de finns i modeller som klarar stora strömmar och spänningar, vilket gör de vanliga inom kraftelektronik.

Figur 4. Symbol för PNP- respektive NPN-BJT

2.1.4 MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effe ct Transistor) MOSFET-transistorn dök upp på 1970-talet och har utvecklats en hel del sedan dess9. Denna transistor har inom många områden ersatt BJT:n eftersom den har flera överträffande egenskaper. Den är väl använd inom kraftelektronik och särskilt i högfrekventa kopplingar tack vare dess snabba switchegenskaper. Till skillnad från BJT:n som är strömstyrd så är denna spänningsstyrd, vilket innebär att ingen ström flyter genom styringången. Denna egenskap fås genom att styringången är isolerad från den dopade ledningskanalen med ett lager av kiseloxid och genom fälteffekt påverkar en kapacitans som reglerar strömflödet genom transistorn. Det krävs en kontinuerlig spänning för att hålla ledningskanalen öppen. MOSFET:ens inre resistans ökar med temperaturen vilket ger ökat spänningsfall och därmed ökad förlusteffekt, vilket innebär att god kylning krävs men också att den lämpas väl för parallellkoppling eftersom strömmen fördelas jämnt över komponenterna på grund av att strömmen väljer vägen med lägst motstånd10. MOSFET:en har tre terminaler; gate, source och drain. Det finns två typer av MOSFET:er som skiljer sig åt i hur ledningskanalen är dopad, antingen som n eller p-typ (Fig. 5).

Figur 5. Symboler för de två typerna av MOSFET

8 Mohan et al. (2003) s.24 9 Timothy L. Skvarenina et al. (2002) s.1-45 10 Timothy L. Skvarenina et al. (2002) s.1-46

8

2.1.5 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) Både MOSFET och BJT har sina för- och nackdelar. MOSFET:ens styrka är dess snabba switchtider och högimpedanta styringång medan BJT:n har en låg resistans i påslaget läge. Av denna anledning utvecklades i början av 1980-talet IGBT:n (Fig. 6) som kombinerar styrkorna från de två ovan nämnda transistorerna. Det är i princip en BJT med en MOS på styringången, vilket ger ett högimpedant spänningsstyrt styre och en låg resistans när den leder. Denna transistor är den mest använda typen för spänningar mellan 600V till 3000V, vid lägre spänningar är MOSFET vanligast.

Figur 6. Symbol för en IGBT

2.2 Likriktare Normalt sett distribueras elektricitet som växelström medan mycket elektronik kräver likström för att fungera. Man använder då en likriktare för att omvandla växelströmmen till likström. Som tidigare nämnts används ofta dioder för likriktning. Om man kopplar in en diod på växelspänningskällan kommer de positiva halvperioderna att ledas genom dioden medan de negativa halvperioderna blockeras. Utspänningen kommer då att se ut som i Figur 7.

Figur 7. Halvvågslikriktning

Om man istället vill ha en helvågslikriktning kan man använda fyra dioder för att skapa en diodbrygga. De negativa halvperioderna spegelvänds då och man får en enbart positiv utspänning (Fig. 8). För att få en användbar likström kan man koppla på en glättnings-kondensator efter likriktarbryggan, denna kondensator kommer då att göra utspänningen mycket jämnare.

Figur 8. Helvågslikriktning

9

2.3 DC/DC-omvandlare Efter likriktning av växelspänningen behövs ofta en förändring av likspänningsnivån. Vill man minska spänningen kan man exempelvis använda sig av spänningsdelning med flera resistorer, vilket dock bland annat har nackdelen att det ger stora energiförluster i form av värme. Man kan istället använda switchade kretsar som hackar upp spänningen i pulser vilket kan ge antingen en ökning eller minskning av spänningsnivån beroende på design. Viss energiförlust förekommer i switchelementet på grund av strömspikar vid switchningarna, men det är betydligt mindre än om man använder resistorer. Det finns många olika typer av sådana switchade kretsar men de vanligaste kallas boost- och buck-omvandlare som höjer respektive sänker utspänningen. Dessa består i huvudsak av en switch, en induktans, en diod och en kondensator.

2.4 Boost-omvandlare En boost- eller step-up-omvandlare kan användas för att ge en högre utspänning än inspänning. Som nämnts tidigare är den uppbyggd av ett fåtal komponenter och utnyttjar på ett smart sätt induktansens förmåga att lagra energi för att höja utspänningen. När switchen S (Fig. 9) är stängd är dioden backspänd vilket isolerar utsteget och induktansen L laddas upp med energi11. När switchen sedan öppnar flyter strömmen genom dioden och lasten R, denna ström består dels av matningsströmmen men också av den lagrade strömmen i spolen, vilket ger en ”boostad” utspänning över lasten, alltså högre än om det inte funnits någon switch. För att spänningen inte ska sjunka nämnvärt när switchen är sluten krävs en ganska stor kapacitans C som kan hålla upp spänningsnivån och ge en jämn utspänning.

Figur 9. Schematisk skiss över en boost-omvandlare.

Ofta används en MOSFET eller IGBT som switch på grund av deras snabba switchtider. Dessa behöver en styrenhet som reglerar switchperioderna, mer om detta senare. Dioden som används måste ha en snabb återställningstid eftersom switchfrekvenserna ofta är höga och dioden måste hinna växla mellan att vara backspänd och framspänd. Storleken på induktansen och kondensatorn måste beräknas och väljas till lämpliga värden så att en stabil utspänning med så lite rippel som möjligt erhålls. 2.4.1 Kontinuerligt eller diskontinuerligt strömflö de Det finns två möjliga lägen som kretsen kan operera i, antingen kontinuerligt strömflöde (Continous-Conduction Mode; CCM) som innebär att strömmen genom induktorn aldrig faller ner till noll och diskontinuerligt strömflöde (Discontinous-Conduction Mode; DCM) som innebär att strömmen går ner till noll i slutet av varje switch-period. För det mesta är

11 Mohan et al. (2003) s.172

10

kontinuerligt strömflöde att föredra men om lasten drar en liten ström kan kretsen övergå i diskontinuerligt läge. 2.4.2 Val av induktor och kondensator Det svåraste vid designen av en boost-omvandlare är valet av induktor och kondensator. Dessa har stor påverkan på kretsens egenskaper. Kondensatorn måste vara tillräckligt stor för att utspänningen ska bli jämn och med acceptabelt rippel, men en större kondensator tar också längre tid att ladda upp. Induktansen måste vara tillräckligt stor så att den lagrade strömmen i den aldrig sjunker till noll när switchen är öppen (om kretsen arbetar i kontinuerligt läge, mer om detta senare) och en större induktans ger också mindre rippel, dock innebär en större induktans och kondensator dyrare och mer platskrävande komponenter. Av denna anledning väljer man ofta en hög switchfrekvens i kretsen, eftersom ju högre frekvens kretsen jobbar med desto mindre värden krävs på komponenterna. Det finns dock även nackdelar med att välja alltför höga frekvenser, som exempelvis ökade effektförluster i switchen. Det krävs nämligen en viss energi vid switchningen och ju oftare det sker desto större blir förlusterna. Se Ekvation 3, där effektförlusten Psw i switchen beror på spänningsfallet Vsw över switchen i öppet läge, utströmmen Io, stig- och falltiderna trise och tfall för switchen samt periodtiden T. Ekvation 3

Psw = T

ttIV fallrisesw

*2

)(** 0 +

För att beräkna induktorn bör man känna till den maximala rippelströmmen, alltså hur stor variationen på inströmmen är multiplicerat med maxströmmen (Ekv. 4)12. Ofta bestämmer man hur stor denna tillåts vara, exempelvis 20 % rippel. Ekvation 4

Iripple = ∆ Iripple * Iin_max

Vidare kan man då beräkna hur stor induktorn minst måste vara (Ekv. 5)13. Där Vout är utspänningen, fsw switchfrekvensen och D är den så kallade Duty-cykeln (mer om denna senare). Ekvation 5

Lmin ≥ ripplesw

out

If

DDV

*

)1(* −

För beräkning av kondensatorn användes en ekvation som är specifik för PFC/boost-kretsen i detta projekt (Ekv. 6)14. Den används för att dimensionera kondensatorn så att utspänningen aldrig faller under en viss önskad nivå. POUT är uteffekten, VOUT utspänningen, VOUT-

HOLDUP(min) den lägsta accepterade utspänningen och tHOLDUP=1/f(min), där f(min) är den lägsta frekvensen man kan förvänta sig i nätspänningen. 12,13,14 Datablad; Texas Instrument UCC28019 – PFC Controller

11

Ekvation 6

COUT(min) ≥ 2POUT t HOLDUP

V OUT2 − VOUT− HOLDUPmin

2

2.5 Buck-omvandlare En annan typ av DC/DC-omvandlare är buck- eller step-down-omvandlaren som i motsats till boost-omvandlaren alltid har en lägre utspänning än inspänning. Den är uppbyggd på ett liknande sätt med samma typ av komponenter. Utspänningen har ett linjärt samband med duty-cykeln hos switchen (Ekv. 7). Man kan säga att spänning*tid = lägre spänning*hela tiden. Ekvation 7

Vout = D*V in

I buck-omvandlaren fungerar induktorn främst som ett filter för utspänningen. I Figur 10 visas en schematisk skiss över hur en buck-omvandlare är uppbyggd. Dioden D kallas frihjulsdiod (freewheeling diode) och har till uppgift att förhindra att strömmen laddas ur induktorn åt fel håll när switchen öppnas.

Figur 10. Schematisk skiss över en buck-omvandlare

2.6 Pulsbreddsmodulering (PWM) Som nämnts tidigare kan ovanstående kretsar styras så att önskad utspänning erhålls. Genom att variera bredden på pulserna som styr switchen får man olika utspänning, detta kallas pulsbreddsmodulering. Ofta använder man höga switchfrekvenser, ofta hundratals kilohertz, vilket ger fördelen att mindre komponenter kan väljas. Detta har stor betydelse i små portabla apparater som exempelvis mobiltelefoner där utrymmena är starkt begränsade och effektförlusterna behöver minimeras. Pulståget som genereras är en fyrkantsvåg som består av en del där pulsen är hög Ton och en del där den är låg Toff. Den totala perioden kallas Ts. Den så kallade duty-cykeln D är kvoten mellan Ton och Ts (Ekv. 8). Ekvation 8

D = s

on

T

T

12

Det finns flera olika sätt som man kan generera en fyrkantsvåg på. En vanlig metod bygger på att en kontrollsignal jämförs med en bärvåg, vilken ofta är en triangelvåg. Genom att variera kontrollsignalen fås en varierande duty-cykel. Kontrollsignalen kan exempelvis vara en konstant likspänning eller en sinusvåg. Figur 11 visar hur en fyrkantsvåg kan genereras genom att en triangelvåg jämförs med en konstant likspänning. Duty-cykeln är i detta fall cirka 30 %, vilket innebär att storleken på utspänningen blir 30 % av inspänningen om referenssignalen arbetar mot jord. Även om det är möjligt att få en duty-cykel mellan 0-100 % bör man begränsa intervallet något för att inte riskera övermodulering, vilket innebär att switchen är konstant på eller av. I Figur 12 visas en hur en pulsbreddsmodulering med en triangelvåg och en sinussignal ser ut. Även andra vågformer kan användas så länge bärvågens frekvens är minst tio gånger så hög som kontrollsignalens15.

Figur 11. Fyrkantsvåg genererad ur en triangelvåg som jämförs mot en konstant likspänning.

Figur 12. Sinusformad PWM-signal genererad ur en triangelvåg som jämförs mot en sinussignal.

2.7 Effektfaktorkorrigering (PFC) När en elektrisk apparat kopplas in till en växelspänningskälla utvecklas det en effekt i apparaten som är produkten av spänningen och strömmen. Denna effekt kallas skenbar effekt. Om lasten är induktiv kommer den levererade växelströmmen att fasförskjutas i förhållande till växelspänningen, vilket innebär att den verkliga effekten som levereras blir högre än den som förbrukas i apparaten. Förhållandet mellan den skenbara och den verkliga effekten kallas effektfaktor och har ett värde mellan 0 och 1. Ofta betecknas effektfaktorn i procent, t.ex. 0.8 pf = 80% pf. Den verkliga effekten P är produkten av den skenbara effekten S och effektfaktorn cosϕ (Ekv. 9). Vid cosϕ=1 är alltså ström och spänning helt i fas.

15 Timothy L. Skvarenina et al. (2002) s 7-7

13

Ekvation 9 P = S*|cosϕ| = UI*|cosϕ|

Man eftersträvar att ha så hög effektfaktor som möjligt för att minimera onödiga effektförluster och ofta har elleverantörerna regler på hur låg effektfaktorn får vara på apparater som ansluts till nätet, eftersom för låg effektfaktor medför extra kostnader. Om lasten är linjär som exempelvis en induktiv motor kan effektfaktorn korrigeras med ett passivt nätverk av kondensatorer och induktanser. Om lasten är icke-linjär vilket är fallet för bland annat likriktare så kommer även den dragna strömmen att deformeras (Fig. 13) och då kan antingen en aktiv eller passiv korrigering av effektfaktorn och deformeringen användas. Deformeringarna beror på övertoner i signalen, vilka måste filtreras bort för att en sinusformad signal ska återfås. En annan icke-linjär last som är mycket vanlig är switchade nätaggregat (SMPS; Switched-Mode Power Supply) som sitter i alla persondatorer. Dessa måste innehålla en PFC om deras effektrating överstiger 75W enligt EU-regler16.

Figur 13. En deformerad växelström ur fas med växelspänningen.

2.7.1 Passiv PFC Som tidigare nämnts så kan ett passivt nätverk av kondensatorer och induktanser användas för att korrigera effektfaktorn. Strömmen som dras av en icke-linjär last blir deformerad på grund av störningar av andra frekvenser är nätfrekvensen. Med ett passivt filter kan man filtrera ut nätfrekvensen och få den önskade vågformen. En passiv PFC är ibland billigare än en aktiv, men inte lika effektiv. 2.7.2 Aktiv PFC En aktiv PFC, vilket används i detta projekt, är effektivare och kan tillverkas av komponenter med mindre storlek än en passiv PFC. De bygger oftast på en buck- eller boost-omvandlare, vilka har beskrivits tidigare. I många SMPS sitter en boost-omvandlare efter likriktarbryggan som aktivt reglerar inströmmen så att den ligger i fas och frekvens med inspänningen. Denna PFC skapar en reglerad likspänningsnivå som sedan switchas ned till önskad spänning med en buck-omvandlare. Effektfaktorn kan förbättras upp till mycket nära 100 % med en aktiv PFC, och den kan ofta hantera olika inspänningar och ändå ge samma likspänningsnivå ut vilket är lämpligt då de kan användas i länder med olika nätspänning.

16 http://en.wikipedia.org/wiki/Power_factor (100520)

14

3. Utförande Detta examensarbete har till största delen bestått av informationssökning, komponentval och simuleringar. Mycket tid har spenderats på att hitta lämpliga komponenter som har varit möjliga att simulera. För simulering har programmen LTspiceIV och OrCAD Capture använts. För kretsdesign och PCB-layout användes Eagle. Målet var att designa en labbplatta som innehåller flera olika experiment som kan testas var för sig eller kopplas ihop. Varje experiment ska alltså vara en modulär enhet som är intressant i sig och relevant för kursen. Från början var tanken att varje experiment skulle byggas på ett separat kretskort men det bestämdes ganska snabbt att det var bättre att lägga allt på samma kretskort.

3.1 Modulerna De enskilda experimenten består av en likriktarbrygga, en boost-omvandlare med en PFC-styrkrets och en buck-omvandlare med tillhörande PWM-modul. Tillsammans bildar dessa en SMPS som konverterar en växelspänning till en stabil likspänning (Fig. 14).

Figur 14. Schematisk bild över en SMPS

Under designfasen gick simulering, komponentval och kretslayout hand i hand. De flesta kretsscheman bygger på exempeldesigner hämtade ur datablad och läroböcker. Dessa har sedan anpassats till detta projekt med lämpliga komponenter och värden. Dessa kretsscheman har ritats i programmet Eagle, vilket också användes för designen av själva kretskortet (PCB). Värdena på komponenterna har antingen bestämts med hjälp av simuleringar för att hitta lämpliga värden eller räknats ut med formler och designverktyg.

15

3.1.1 Likriktarbrygga Likriktaren består av fyra dioder som bildar en helvågslikriktare (Fig. 8, Fig. 15). Dioderna är likriktardioder med hög ström- och backspänningstålighet (6A/1000V). Inspänningen kan ligga mellan 18-36VAC vilket ger en likspänning på cirka 25-50VDC efter likriktaren.

Figur 15. Likriktarbrygga 3.1.2 PFC Som har beskrivits tidigare används ofta en boost-omvandlare som PFC för att korrigera inströmmen och för att skapa en likspänningsnivå. Boost-switchen styrs av en IC-krets som känner av spänning och ström på in- och utgången och kontinuerligt anpassar styrsignalen till switchen så att det dras en sinusformad inström som ligger i fas med inspänningen och så att en jämn likspänning produceras på utgången. I detta projekt har IC-kretsen UCC28019 från Texas Instruments använts, detta är en PFC-styrkrets som genererar en anpassad PWM-signal till switchen. Ett flertal ytterligare komponenter krävs för att skapa en komplett PFC-modul, (Fig. 16). Likspänningen på utgången från boost-omvandlaren ligger konstant omkring +55V. På utgången sitter en stor kondensator för mellanlagring av energi innan DC/DC-steget, denna är dimensionerad enligt Ekvation 6. För design av PFC-steget användes tips i databladet för UCC28019 och en designkalkylator som finns på tillverkarens hemsida17. Vid designen bestämdes vilken effekt kretsen skulle kunna leverera och den önskade utspänningsnivån tillsammans med flertalet andra parametrar. Utifrån detta kunde sedan lämpliga komponentvärden i en föreslagen kretsdesign räknas ut.

Figur 16. Kretsschema för PFC:n

17 http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/ucc28019.html (100520)

16

3.1.3 DC/DC DC/DC-steget konverterar ner spänningen från PFC:ns utspänningsnivå till en valfri lägre spänning. Det är uppbyggt av en buck-omvandlare som styrs av en PWM-krets som har valbar frekvens och duty-cykel. Switchen i buck-omvandlaren drivs av en ”high-side”-drivkrets från International Rectifier; IR2117. Till denna krävs en bootstrap-kondensator och en diod (Fig. 17). Värdena för induktorn och kondensatorn i buck-delen valdes med hjälp av simuleringar för önskat resultat. PWM-modulen är uppbyggd kring en 555-timer och en OP-förstärkare (Fig. 18). Timern genererar en triangelvåg med hjälp av några externa komponenter och har en valbar frekvens mellan cirka 4.2 kHz – 13.3 kHz. Denna triangelvåg jämförs i OP-förstärkaren mot en valfri referenssignal, exempelvis en sinusvåg eller en konstant likspänning, för att på så sätt generera en fyrkantsvåg med varierbar duty-cykel.

Figur 17. Kretsschema för buck-omvandlaren

Figur 18. Kretsschema för PWM-modulen

17

3.2 Konstruktion När kretsschemana var färdiga och komponentvärdena bestämda så designades PCB-kortet i Eagle med allt vad det innebär och skickades sedan in för tillverkning. Kortet är tvåsidigt och består av flera lager av olika masker och lackering. Figur 19 visar hur botten- och topplagret av kortet ser ut i Eagle. I Figur 20 ser vi det färdiga tillverkade kortet.

Figur 19. Topp- resp. bottenlager av PCB-kortet i Eagle.

Figur 20. Det färdiga PCB-kortet tillbaka från tillverkaren.

18

Med kortet färdigt var det dags att montera alla komponenter, löda kablar (Figur 21) och bygga en låda med en kopplingsplatta där de olika kretsarna ska kunna kopplas in och testas. Figur 22 visar hur det färdiga resultatet blev. Figur 23 och Figur 24 visar de olika delarna i den färdiga produkten.

Figur 21. Kabeldragning och lödning

Figur 22. Det färdiga resultatet

19

Figur 23. Översikt av experimentutrustningen

Figur 24. Översikt av kretskortet med dess sektioner.

20

4. Resultat Kretsdesign och simulering gick hand i hand under hela utvecklingsfasen. I denna del kommer resultatet av dessa simuleringar tillsammans med oscilloskopmätningar på den färdiga produkten att redovisas.

4.1 PFC/Boost Om man kopplar in endast en likriktarbrygga med en glättningskondensator och en last på nätet kommer inströmmen inte att vara sinusformad. Figur 25 visar inspänning resp. inström vid simulering, översta kurvan visar inspänningen och den nedre inströmmen. Figur 26 visar en riktig mätning på kretskortet med ett oscilloskop.

Figur 25. Simulering av inspänning resp. inström när likriktarbrygga med kondensator och last är inkopplat. Översta kurvan visar inspänningen och den nedre inströmmen

Figur 26. Oscilloskopmätning av inspänning resp. inström när likriktarbrygga med kondensator och last är inkopplat.

21

Om man istället kopplar in en PFC efter likriktarbryggan (utan glättningskondensator) kan man korrigera den dragna inströmmen. Figur 27 visar simuleringen och Figur 28 den riktiga mätningen, observera att det förekommer visst mätbrus.

Figur 27. Simulering av inspänning resp. inström med PFC inkopplad efter likriktarbryggan. Översta kurvan visar inspänningen och den nedre inströmmen.

Figur 28. Oscilloskopmätning av inspänning resp. inström med PFC inkopplad efter likriktarbryggan. Översta kurvan visar inspänningen och den nedre inströmmen

22

Enligt beräkningar skulle utspänningen från PFC/Boost-kretsen vara +55VDC, vilket bekräftas av simuleringen i Figur 29, observera att detta är i startögonblicket och att det tar en kort stund innan utspänningen stabiliserats. Figur 30 visar den riktiga mätningen på kretskortet.

Figur 29. Simulering av utspänningen från PFC/Boost-kretsen.

Figur 30. Mätning av utspänningen från PFC/Boost-kretsen.

23

4.2 PWM & Buck PWM-modulen generar en fyrkantsvåg med varierbar duty-cykel. Simuleringarna nedan använder den interna spänningsdelaren vilken ger en konstant likspänningsnivå som referens för triangelvågen. Denna spänningsdelare kan justeras med en potentiometer så att duty-cykeln kan variera mellan cirka 0-100 procent. Figur 31 visar en simulering av PWM:en med 50 % duty-cykel, den blåa triangelvågen är bärvågen mot vilken den konstanta likspänningsnivån jämförs för att skapa fyrkantsvågen som är den gröna kurvan i figuren. Figur 32 visar mätningen med oscilloskop på PWM-utgången på kretskortet. Alla simuleringar och mätningar som redovisas här är gjorda i den lägsta frekvensen 4.2kHz som PWM-kretsen i detta projekt kan arbeta med.

Figur 31. Simulering av PWM-kretsen med 50% duty-cykel.

Figur 32. Mätning av PWM-kretsen med 50% duty-cykel.

24

Duty-cykeln på PWM-kretsen kan som tidigare nämnts justeras mellan cirka 0-100 % med en potentiometer. Figur 33, 34, 35 och 36 visar simuleringar och mätningar av minimal resp. maximal duty-cykel.

Figur 33. Simulering av PWM-kretsen med minimal duty-cykel.

Figur 34. Mätning av PWM-kretsen med minimal duty-cykel.

25

Figur 35. Simulering av PWM-kretsen med maximal duty-cykel.

Figur 36. Mätning av PWM-kretsen med maximal duty-cykel.

26

Som tidigare nämnts används en triangelvåg som bärvåg i PWM-kretsen för att generera en fyrkantsvåg genom att jämföra triangelvågen mot en kontrollsignal, vilket kan vara till exempel en konstant likspänningsnivå eller en sinussignal. Simulering av denna triangelvåg kan ses i de föregående figurerna och en mätning av den i Figur 37. Slutligen visar Figur 38 hur utspänningen från Buck-omvandlaren kan se ut när en fyrkantsvåg från PWM-kretsen med cirka 50 % duty-cykel skickas in till ”high-side”-drivkretsen. Observera att det förekommer spikar i utspänningen på grund av switchningarna.

Figur 37. Oscilloskopmätning av triangelvågen i PWM-kretsen.

Figur 38. Mätning av utspänningen från Buck-omvandlaren.

27

5. Diskussion 5.1 Skillnader mellan simuleringar och mätningar I det föregående avsnittet kan vi se jämförelserna mellan de på förhand gjorda simuleringarna och de i efterhand gjorda mätningarna. Vi kan se att det förekommer lite oscillationer och spikar vid vissa mätningar. Både buck- och boost-omvandlaren innehåller en switch som ger upphov till spikar i strömmen när den öppnas och sluts, dessa spikar syns exempelvis i Figur 38. Det kan även uppstå viss oscillation efter att switchen har slutits. Vid mätningar av inströmmen över shuntresistorn förekommer visst mätbrus (Fig. 28), detta brus minskar ju närmare shuntresistorn man mäter. Bruset troddes först bero på oscillationer i PFC-kretsen men det visade sig senare att det är relaterat till själva mätproberna och hur långt avståndet mellan dessa är när man mäter. Därför får man minst brus om man mäter direkt över shuntresistorn. Notera förövrigt att både simuleringen i Figur 27 och mätningen i Figur 28 visar ett litet ”knä” på inströmmen. Det är lite oklart vad oscillationerna i mätningarna på PWM-kretsen (Fig. 32, 34, 36) beror på, men det kan ha att göra med kablarna och induktanser som uppstår på grund av dessa.

5.2 Handhavande Det krävs att man har förstått hur denna utrustning fungerar innan man börjar koppla in sladdarna. I bilagorna finns en mer detaljerad handledning, men det finns några saker som är värda att påpeka. Det är viktigt att man inte ansluter två olika jordar från ett analogt oscilloskop vid mätning på skilda punkter på kretskortet eftersom jordarna är internt ihopkopplade i oscilloskopet vilket kan leda till kortslutning. Detta kan vara fallet om man exempelvis vill mäta både inspänningen och strömmen över shuntresistorn samtidigt. Det krävs då ett oscilloskop med flytande jordar. Nästa viktiga påpekande är att man måste koppla in jord och 12V-matning till PFC-kretsen innan man ansluter strömmen från likriktaren (PFC IN+ och PFC IN-), på samma sätt måste man dra ut PFC IN+ och PFC IN- innan man kopplar ur jord och 12V-matning. I annat fall är risken stor att PFC IC-kretsen förstörs. Man bör heller inte ansluta en last med lägre värde än 200Ω till någon av kretsarna. Slutligen bör man undvika att ha duty-cykel-potentiometern i dess ändlägen eftersom switchen kan ta skada.

5.3 Förbättringar Från början designades PFC-kretsen för en last på 100Ω men det visade sig att strömmen blev för stor vilket resulterade i att switchen blev överhettad, därför minskades lasten till 220Ω. Dessutom blev 100Ω lasten mycket het om den kopplades in direkt efter likriktarbryggan, så det var bättre att välja en mindre last. Vidare förekom det ganska mycket brus på 12V-matningen vilket reducerades genom att avkopplingskondensatorer på 15nF placerades mellan matning och jord i de olika kretsarna. Några förbättringar som skulle kunna göras är bland annat fler skyddskretsar. I nuläget sitter det två säkringar på 18VAC-matningen och 230V-kretskortstransformatorn är internt kortslutningsskyddad, men eventuellt skulle man kunna ha fler dioder och skyddskretsar för att förhindra skador vid felkopplingar eller på grund av spikar vid i- och urkoppling av sladdar. En annan förbättring som behövs är några fler mätpunkter för att mäta

28

induktorströmmarna i buck- och boost-kretsarna, det krävs då shuntresistorer i serie med induktanserna vilka man kan mäta spänningen över.

29

6. Slutsatser Som bilderna i resultatdelen visar stämmer mätningarna ganska bra överens med de förväntade värdena. Även om vissa störningar och oscillationer förekommer i mätningarna så är resultatet som helhet tillfredsställande. Slutprodukten är inte enbart funktionell utan också estetiskt tilltalande med tydliga färger och markeringar för att underlätta laborerandet och med ett transparent hölje som visar elektroniken inuti. Målet var att bygga en laborationsplatta där studenter på ett pedagogiskt sätt skulle kunna koppla ihop olika kretsar och se hur de fungerar, detta mål kan anses vara uppfyllt. Eventuellt kommer det att upptäckas att förbättringar behöver göras efter kursens slut och förhoppningsvis är plattformen tillräcklig för att ge utrymme åt dessa. Institutionen har beställt ytterligare kopior av utrustningen för att kunna täcka det behov som behövs inför laborationerna och några förbättringar kommer redan att implementeras i dessa, bland annat shuntresistorer på buck-/boost-omvandlarna för mätning av induktorströmmarna.

30

7. Referenser

Böcker

[1, 3, 5, 7, 8, 11] MOHAN ET AL. (2003) Power Electronics – Converters, Applications and Design. 3rd Edition. Wiley. [6, 9, 10, 15] TIMOTHY L. SKVARENINA ET AL. (2002) The Power Electronics Handbook – Industrial Electronics Series. CRC Press. O.P. ARORA (2007) Power Electronics Laboratory – Theory, Practice and Organization. Alpha Science. 2 BEN G. STREETMAN (1995) Solid State Electronic Devices. 4th Edition. Prentice Hall. Internetlänkar

[12, 13, 14, 17] http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/ucc28019.html (100520) 4 http://en.wikipedia.org/wiki/Diode (100519) 16 http://en.wikipedia.org/wiki/Power_factor (100520) Figurkällor

Figur 1: http://www.reuk.co.uk/What-is-a-Zener-Diode.htm Figur 2-10: http://www.wikipedia.com Figur 11-38: Joel Ebersson

31

8. Bilagor 8.1 Kretsscheman 8.1.1 PFC/Boost:

32

8.1.2 Buck:

33

8.1.3 PWM:

34

8.1.4 12V-supply:

35

8.2 PCB-layout 8.2.1 Undersidan:

36

8.2.2 Översidan:

37

8.3 Specifikationer Allmänt Nätspänning: 230VAC Matningsspänningar till kretskortet: 18VAC + 18VAC + 230VAC Intern matningsspänning: +/- 12VDC Likriktarbrygga Inspänning: 18/36VAC Rekommenderad last: >100Ω PFC/Boost Inspänning: Från likriktarbrygga, utan glättningskondensator. (18/36VAC) Matningsspänning: +12VDC Utspänning: +55VDC Rekommenderad last: >200Ω Switchfrekvens: 65kHz PWM Matningsspänning: +12VDC Justerbar duty-cykel: 0-100% Justerbar frekvens: 4.2kHz – 13.3kHz Buck Inspänning: 0-55VDC Matningsspänning: +12VDC Utspänning: 0- [Inspänning] VDC PWM insignal: Fyrkantsvåg från PWM-modulen Rekommenderad last: >200Ω

38

8.4 Komponentlista - Komponenter för en enhet

Diverse *Transformator 80VA, 2 X 18V, MCFE080/18 (Farnell, 953-1831) *5st Säkring 5 x 20 mm 3.15 A Snabb, F, 0001.1009 (ELFA; 33-173-68) *4st Öppen säkringshållare H=10,4 mm ø 5 x 20 mm, 05200001N (ELFA; 33-154-39) *3st Kopplingsplint för kretskort, raster 5,0 3pol 3-P, MKDS 3/3 (ELFA; 48-336-41 ) *4st DIL-8 socket *2st Ratt utan streck 14.5 mm svart, 020-3420 (ELFA: 38-001-82) *2st Täcklock utan streck 14.5 mm svart, 040-3020 (ELFA: 38-008-93) *Plexiglas 610x1250x4 mm (Farnell, 521-401) *Dragavlastning vit, 706 VIT (ELFA: 55-016-89) *Apparatkabel 2P EU 2 m sv avmantlad, EK 2 S (ELFA: 43-206-78) *24st Spacer, M4X10-NI (Farnell, 146-6853) *25st Cylindrisk skruv, Pozidriv M4 12 mm (ELFA: 48-019-24) *36st Spacer, M4X40-VZK (Farnell, 146-6728) *10st Socket, 4MM, SAFETY, Black (Farnell, 101-1407) *10st Socket, 4MM, SAFETY, Red (Farnell, 101-1408) *10st Socket, 4MM, SAFETY, Blue (Farnell, 101-1409) *10st Socket, 4MM, SAFETY, Yellow (Farnell, 101-1410) *10st Socket, 4MM, SAFETY, Green (Farnell, 101-1411) *3st 15nF avkopplingskondensatorer * OHMITE - 13FR150E - RESISTOR, R15, 1%, 3W (Farnell: 163-3920) Likriktarbrygga & komponenter *4st Likriktardiod R6 1000 V 6 A, 6A 100 (ELFA 70-039-65) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 4700uF 50 VDC 4m (Farnell, 945-2893) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 470 µF 100 VDC (ELFA; 67-043-24) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 22uF/50V 2mm (ELFA 67-013-61) *Effektmotstånd HS100 220ohm 5% 100W (ELFA 60-682-09) *Filterdrossel 1000uH/1A (ELFA 58-700-50) 12V-matning *Kretskortstransformator 3.0 VA 12 VAC (1x), EI306 3365 (ELFA; 56-175-84) *DC/DC-omvandlare 6 W DIL24, TEN 5-2422WI (ELFA; 69-523-37) *Likriktarbrygga 700 V 1.5 A DIL, DB 157G (ELFA; 70-084-85) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 4700uF 50 VDC 4m (Farnell, 945-2893) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 100 µF 100 VDC (ELFA; 67-043-22) *Drossel radiell 0.01 mH 2.6 A ±20%, 744772100 (ELFA; 58-578-24) PWM *Keramikkondensator 4.7 nF 100 VDC 5.08 mm (ELFA; 65-714-91) *Keramikkondensator 10 nF 50 VDC 5.08 mm (ELFA; 65-715-41) *2st Kolbanepotentiometer linjär, PC16SH10CP06-223A202 (22k/lödör) (ELFA; 64-252-84) *Operationsförstärkare DIL-8, LF411CN (ELFA; 73-275-25) *Timerkrets DIL-8, NE555P (ELFA; 73-042-65)

39

*2st Metallfilmsmotstånd 10 kΩ 0.6 W ±1 %, MBB/SMA0207 (ELFA; 60-592-39) *2st Metallfilmsmotstånd 22 kΩ 0.6 W ±1 %, MBB/SMA0207 (ELFA; 60-592-51) *2st Diod DO-35 75 V, 1N 4448 (ELFA; 70-180-21) BUCK *2st Schottkydiod DO204AR 100 V 5 A (ELFA: 70-031-97) *MOSFET IRF 840PBF TO-220AB N 500 V 8 A, (ELFA: 71-162-05) *Bridge DIL-8, IR2117 (ELFA: 73-434-03) *Kylelement, FK 237 SA 220 H (ELFA: 75-602-11) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 22 µF 100 VDC (ELFA: 67-043-20) *Radiell aluminium-elektrolytkondensator 2.2 µF 100 VDC (ELFA: 67-043-17) *Keramikkondensator 1 nF 100 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-713-84) *Toroiddrossel 2500 µH 1 A, TI-53106 2500UH/1A (ELFA: 58-700-76) PFC PFC: TEXAS INSTRUMENTS - UCC28019P - PFC CONTROLLER, CCM, PDIP8 (Farnell: 1366267) Lbst: D=38mm, Toroiddrossel 400 µH 3.15 A, TI-53114; (ELFA: 58-702-09) Boost diode: Schottkydiod DO204AR 100 V 5 A (ELFA: 70-031-97) Gate diode: Schottkydiod DO204AR 100 V 5 A (ELFA: 70-031-97) Bypass diode: Likriktardiod R6 1000 V 6 A, 6A 100 (ELFA 70-039-65) Switch: MOSFET TO-220AB N 500 V 8 A, IRF 840PBF (ELFA: 71-162-05) Kylfläns_mosfet: Kylelement, FK 237 SA 220 H (ELFA: 75-602-11) Rsense: OHMITE - 13FR150E - RESISTOR, R15, 1%, 3W (Farnell: 163-3920) Risense: Metallfilmsmotstånd 220 Ω 0.6 W ±1 % (ELFA: 60-591-98) Rfb1: Metallfilmsmotstånd 1 MΩ 1 W ±1 % (ELFA: 60-599-58) Rfb2: Metallfilmsmotstånd 100 kΩ 0.6 W ±1 % (ELFA: 60-592-67) Rvcomp: Metallfilmsmotstånd 18.2 kΩ 0.6 W ±1 % (ELFA 60-737-04) Rvins1: Metallfilmsmotstånd 1.3 MΩ 0.6 W ±1 % (ELFA: 60-592-94) Rvins2: Metallfilmsmotstånd 100 kΩ 0.6 W ±1 % (ELFA: 60-592-67) Rgate: Metallfilmsmotstånd 3.3 Ω 0.6 W ±1 %, MBB/SMA0207 (ELFA: 60-591-53) Rgate2: Metallfilmsmotstånd 10 kΩ 0.6 W ±1 %, MBB/SMA0207 (ELFA; 60-592-39) Cin: Plastkondensator axiell 1 µF 160 VDC , 90 VAC, MPL 116 4100 (ELFA; 65-465-01) Cisense: Keramikkondensator 1.2 nF 100 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-733-80) Cout: Radiell aluminium-elektrolytkondensator 2200 µF 63 VDC (ELFA: 67-044-73) Cvsense: Keramikkondensator 100 pF 200 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-732-40) Cicomp: Keramikkondensator 820 pF 200 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-733-64) Cvcomp: Keramisk kondensator SMD 10 µF 16 V 1210 (ELFA: 65-721-40) Cvcomp_p: Keramikkondensator 470 nF 50 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-742-63) Cvins: Keramikkondensator 1 µF 50 VDC 5.08 mm (ELFA: 65-743-05) Vcc-c1: Keramisk kondensator SMD 0.1 µF 50 VDC 1206 (ELFA: 65-776-88) Vcc-c2: Keramisk kondensator SMD 1 µF 50 V 1206 (ELFA: 65-721-10) Vcc_cin: Radiell aluminium-elektrolytkondensator 47 µF 50 VDC (ELFA: 67-043-01)

40

Uppsala Universitet Department of Engineering Sciences,

Division of Electricity 2010-08-04

Documentation for SMPS laboratory equipment used in the course Power

Electronics 1TE046 5HP

Degree project by Joel Ebersson 2010 joeb7273@student.uu.se

Supervisor: Olle Svensson

41

Instructions This equipment is intended for laboratory experiments to show the function of some power electronic devices. The instructions should be read carefully before use to avoid damage to the equipment.

Fig.2 The main sections of the unit

Power The unit is supplied with 230VAC by a euro wall-plug. Internally there are two transformers; one big that is 230VAC -> 2*18VAC and one on the circuit board that is 230VAC -> 12VAC. The dual 18VAC input is fused with one fuse on each line. Those 18VAC lines are directly wired to the connection board and have to be externally connected to the rectifier bridge. The other transformer (230VAC->12VAC) is internally connected to a rectifier bridge and an output filter and lastly to a TRACO which is used to supply the circuits with a stable 12VDC. The output from the TRACO is directly wired to the connection board, where ground, +12VDC and -12VDC can be connected externally to the various circuits. The Common output from the TRACO is connected to ground planes on the printed circuit board (PCB). Each circuit (PFC, Buck, PWM) need their own separate +12VDC supply. This is done by connecting external cables to the corresponding sockets on the connection board.

42

Fig.3 The circuit board with its sections

Rectifier Bridge The rectifier bridge consists of four rectifier diodes with a rating of 1000V/6A. They are wired to the connection board. External wires are connected from the 18VAC source to the blue/yellow sockets on the rectifier. The two 18VAC lines can be connected in series to get 36VAC, but be careful how the connection is made!! Only connect the upper yellow socket to the lower blue socket on the both 18VAC lines. NEVER blue to blue or yellow to yellow!! The Shunt resistor on the connection board can be connected in series with the AC line before the rectifier bridge to measure the input current. The current may be a little distorted due to measure noise from the wires. The rectified output from the rectifier bridge can be connected to the PFC IN+/- on the PFC circuit or they can be connected to a load and various filters. Attention! DO NOT connected two grounds from an oscilloscope to different points on the connection board, unless it is an oscilloscope with floating grounds. For example, do not try to measure both the input current across the shunt resistor and the input voltage across the input at the same time with a normal oscilloscope. This will result in a shortcut since the grounds are internally connected in the oscilloscope.

43

PFC/Boost The Power Factor Corrector (PFC) is used to correct the drawn input current. The rectifier bridge with a smoothing capacitor and filters distorts the input current and can make it out of phase with the input voltage, thus making the power factor decrease. A PFC can be used to make the input current sinusoidal and to correct the phase. A smoothing capacitor after the rectifier should not be used when the PFC is connected. The PFC IN+/- input from the rectifier can be 18 or 36VAC rectified. The output from the PFC is always +55VDC. Attention! DO NOT disconnect the ground cable from the PFC circuit while PFC IN+ or PFC IN- is connected!! Always disconnect PFC IN+ and PFC IN- before disconnecting +12VDC and ground. Otherwise the PFC IC might break. DO NOT connect a load with lower value than 200Ω to the PFC. Otherwise the MOSFET might get overheated.

PWM The Pulse Width Modulator (PWM) consists of two IC, one 555-timer and one OP-amp. The 555 is used to generate a triangular wave with a frequency that can be adjusted between 4.2kHz-13.3kHz with a potentiometer. This triangular wave is then fed to the OP-amp and compared with another signal that for example can be an external sinusoidal signal or it can be compared to a constant DC-level which can be adjusted with a potentiometer. The output from the OP-amp will be a square wave, with a certain duty cycle depending on the input signals. With a sinusoidal input the duty cycle of the square wave will be changing according to the sinus wave. With a constant DC-level the duty cycle will be constant but can be changed by turning the DC-level potentiometer, named Duty Cycle. Attention! DO NOT keep the Duty Cycle potentiometer in its end positions, this may harm the MOSFET.

Buck The Buck converter is controlled by the PWM signal from the PWM module. The DC IN is the input voltage that are to be stepped-down. It can be taken either directly from the rectifier bridge with a smoothing capacitor connected or from the output of the PFC (Problems?). The DC IN should not exceed +55VDC. The output voltage will be between zero and DC IN and can be adjusted by changing the duty cycle of the input PWM-signal.