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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA ARGENTINA
“SANTA MARÍA DE LOS BUENOS AIRES”
FACULTAD DE CIENCIAS FÍSICO-MATEMÁTICAS E INGENIERÍA
Advanced Metering Infrastructure. Smart-Grid
De una prospección a una realidad
La puerta hacia la internet de las cosas
Alumno: Tutor:
Juan María BOGGIANO Ing. Juan Alberto PÖEY
02-070279-7
Profesor:
Ing. Norberto HEYACA
08/09/2015
1
Contenido
CONTENIDO ................................................................................................................................................................. 1
1 OBJETIVO .................................................................................................................................................................. 5
1.1 INTRODUCCIÓN ............................................................................................................................................................. 6
2 UNA PROPUESTA REAL ............................................................................................................................................. 8
2.1 UN PRIMER ACERCAMIENTO A LAS TECNOLOGÍAS DISPONIBLES. ............................................................................................... 9
2.1.1 Radiofrecuencia ............................................................................................................................................... 10
3 UNA MAYOR APROXIMACIÓN ................................................................................................................................ 13
3.1 DESCRIPCIÓN DE LAS POSIBLES TECNOLOGÍAS .................................................................................................................... 14
3.2 TECNOLOGÍA DE RF DE LARGO ALCANCE. GPRS ................................................................................................................. 14
3.3 TECNOLOGÍAS RF DE CORTO ALCANCE .............................................................................................................................. 15
3.4 ZIGBEE Y LA NORMA IEEE 802.15.4 (WWW.ZIGBEE.ORG) .............................................................................................. 15
3.4.1 Descripción de capas ....................................................................................................................................... 18
3.4.2 La capa física: .................................................................................................................................................. 18
3.4.3 Esquema de modulación utilizado ................................................................................................................... 20
3.4.4 Modulación por desplazamiento de Fase (PSK)............................................................................................... 21
3.4.5 PSK de cuatro niveles....................................................................................................................................... 22
3.4.6 PSK multinivel .................................................................................................................................................. 24
3.4.7 Técnica de Spread Spectrum-Direct Sequence ................................................................................................ 24
4 VOLVIENDO A LA DESCRIPCIÓN DE CAPAS .............................................................................................................. 29
5 TOPOLOGÍA DE LA RED ZIGBEE ............................................................................................................................... 30
5.1 TOPOLOGÍA RED MESH ................................................................................................................................................. 31
5.2 LA CAPA MAC ............................................................................................................................................................ 32
5.2.1 Características principales: ............................................................................................................................. 32
5.2.2 Estructura de las tramas ................................................................................................................................. 32
5.2.3 La estructura de super trama .......................................................................................................................... 36
5.2.4 Application Profiles, Clusters y Endpoints y capa de aplicación ...................................................................... 37
5.2.5 Seguridad ........................................................................................................................................................ 39
6 UNA IMPLEMENTACIÓN: ........................................................................................................................................ 40
6.1 ATMEL AVR LOW POWER AT86RF230 2.4 GHZTRANSCEIVER FOR ZIGBEE, IEEE 802.15.4, 6LOWPAN, RF4CE AND ISM. ....... 40
6.2 DIAGRAMA DE PINES .................................................................................................................................................... 40
6.3 DESCRIPCIÓN GENERAL DEL CIRCUITO ............................................................................................................................... 40
6.4 CIRCUITO DE APLICACIÓN .............................................................................................................................................. 42
6.5 DESCRIPCIÓN DE FUNCIONES CLAVES................................................................................................................................ 43
7 INTERFERENCIAS EN LA BANDA LIBRE 2.4 GHZ ....................................................................................................... 48
7.1 Data Rate. .......................................................................................................................................................... 50
7.2 Scaneo y Reporte de Canal. ................................................................................................................................ 50
2
7.3 Acknowledgments y Retransmisiones. ............................................................................................................... 50
7.4 Frequency Agility. ............................................................................................................................................... 50
8 PRUEBAS EN SCHNEIDER ELECTRIC’S INNOVATION DEPARTMENT .......................................................................... 50
8.1 Daintree Networks ............................................................................................................................................. 51
8.2 Freescale ............................................................................................................................................................ 53
8.3 University of Cooperative Education Lorrach ..................................................................................................... 54
8.4 Resumen y conclusiones de las pruebas ............................................................................................................. 55
8.5 El siguiente cuadro muestran los datos relevantes de cada experimento. ........................................................ 57
8.6 Conclusiones ....................................................................................................................................................... 58
9 SMART GRIDS EN EL MUNDO .................................................................................................................................. 59
9.1 PLC POWER LINE COMMUNICATIONS .............................................................................................................................. 60
9.1.1 Ruido ............................................................................................................................................................... 60
9.1.2 Ruido Impulsivo Asíncrono .............................................................................................................................. 61
9.1.3 Ruido Impulsivo Ciclo Estacionario. ................................................................................................................. 62
9.1.4 Mitigaciones de ruido impulsivo asíncrono ..................................................................................................... 63
9.1.5 Mitigación de ruido impulsivo ciclo estacionario ............................................................................................ 64
9.1.6 Canal PLC vs Canal Wireless ............................................................................................................................ 65
10 PROTOCOLO PRIME ALLIANCE .............................................................................................................................. 66
10.1 PHY LAYER............................................................................................................................................................... 66
10.2 BANDA DE FRECUENCIA ............................................................................................................................................... 67
10.3 ESPACIO ENTRE SUB PORTADORAS ................................................................................................................................. 68
10.4 NIVELES DE POTENCIA ................................................................................................................................................. 69
10.5 FORWARD ERROR CORRECTION ..................................................................................................................................... 69
10.6 SCRAMBLER .............................................................................................................................................................. 70
10.7 MODULACIÓN DIGITAL ................................................................................................................................................ 70
10.8 EL FORMATO DE LA TRAMA .......................................................................................................................................... 71
10.8.1 Preámbulo ..................................................................................................................................................... 72
10.8.2 Header y payload .......................................................................................................................................... 72
10.7 CHANNEL ACCESS ...................................................................................................................................................... 74
10.8 RETRANSMISIONES ..................................................................................................................................................... 74
10.9 CONVERGENCE LAYER ................................................................................................................................................. 75
10.10 IPV4 CONVERGENCE LAYER ....................................................................................................................................... 75
11 IMPLEMENTACIÓN EN UN CIRCUITO INTEGRADO: ATMEL. ATPL 230 .................................................................... 76
11.1 DIAGRAMA EN BLOQUES ............................................................................................................................................. 77
11.2 ANALOG FRONT-END. CIRCUITO DE ACOPLAMIENTO PARA PLC. ......................................................................................... 77
11.2.1 Etapa de transmisión .................................................................................................................................... 78
11.2.2 Driver ............................................................................................................................................................. 79
11.2.3 Amplificador .................................................................................................................................................. 79
11.2.4 Etapa de filtrado............................................................................................................................................ 79
11.2.5 Etapa de acomplamiento .............................................................................................................................. 79
11.2.6 Etapa de recepción ........................................................................................................................................ 79
3
11.3 CONTROL AUTOMATICO DE GANANCIA (AGC). ................................................................................................................ 80
11.4 LAS BANDAS DE OPERACIÓN DEL SOC (SYSTEM ON CHIP) ................................................................................................... 81
11.5 VITERBI SOFT DECISION .............................................................................................................................................. 81
11.6 VITERBI HARD DECISION ............................................................................................................................................. 82
11.7 PRIME PHY LAYER DIAGRAMA EN BLOQUES. ................................................................................................................. 83
11.8 ALGUNOS REGISTROS IMPORTANTES .............................................................................................................................. 84
11.8.2 CD: Carrier Detect bit .................................................................................................................................... 84
11.8.3 UMD: Unsupported Modulation Scheme flag ............................................................................................... 84
11.8.4 INT_PHY: Physical Layer interruption ............................................................................................................ 84
12 PROTOCOLO G3 PLC ALLIANCE .............................................................................................................................. 88
12.1 DESCRIPCIÓN DE CAPAS ............................................................................................................................................... 89
12.2 DIAGRAMA DEL TRANSRECEPTOR .................................................................................................................................. 90
12.3 FEC ENCONDER ......................................................................................................................................................... 90
12.4 REED SOLOMON ENCODER........................................................................................................................................... 91
12.4.1 Modos robusto y super robusto .................................................................................................................... 91
12.4.2 Dominio de frecuencia pre-énfasis ................................................................................................................ 91
12.4.3 Generación de OFDM (IFFT y adición CP) ...................................................................................................... 92
12.4.4 Windowing .................................................................................................................................................... 93
12.5 ESTRUCTURA DE LA TRAMA. ......................................................................................................................................... 94
12.5.1 Data frame .................................................................................................................................................... 95
12.5.2 Trama ACK / NACK ........................................................................................................................................ 95
12.5.3 Frame Control Header (FCH) ......................................................................................................................... 96
12.6 TABLA DE PARÁMETROS FÍSICOS APLICADOS EN LA BANDA CENELC. .................................................................................... 98
12.7 TIEMPO DE TRAMA ................................................................................................................................................... 102
12.8 CÁLCULO DEL DATA RATE Y TAMAÑO DEL BLOQUE REED SOLOMON. ................................................................................... 102
13 IMPLEMENTACIÓN EN UN CIRCUITO INTEGRADO: MAXIM INTEGRATED. MAX2992........................................... 104
13.1 DESCRIPCIÓN GENERAL ............................................................................................................................................. 104
14 IMPLEMENTACIÓN EN UN CIRCUITO INTEGRADO: TEXAS INSTRUMENTS. .......................................................... 110
14.1 TMS320F28PLC8X POWER LINE COMMUNICATIONS ................................................................................................... 110
14.2 DESCRIPCIÓN .......................................................................................................................................................... 111
14.3 CPU ..................................................................................................................................................................... 111
14.4 VITERBI, COMPLEX MATH, CRC UNIT .......................................................................................................................... 111
14.5 MEMORY BUS (HARVARD BUS ARCHITECTURE) ............................................................................................................. 113
14.6 SEGURIDAD ............................................................................................................................................................ 113
14.7 LOW-POWER MODES ................................................................................................................................................ 114
15 UNA COMPARACIÓN DE LAS TECNOLOGÍAS PLC ................................................................................................. 114
15.1 UN CUADRO DE PRECIOS DE FABRICANTES DE CHIPS ........................................................................................................ 118
15.2 UN CUADRO DE PRECIOS DE FABRICANTES DE MEDIDORES. ............................................................................................... 118
15.3 CONCLUSIÓN: ......................................................................................................................................................... 119
16 BIBLIOGRAFÍA ..................................................................................................................................................... 121
4
Resumen Ejecutivo:
El bajo costo de fabricación de los circuitos integrados ha logrado encontrar múltiples mercados
donde pueden explotarse nuevas tecnologías en rincones antes impensados. Este cambio disruptivo
es lo que se conoce hoy como "La Internet De Las Cosas". Necesidades industriales y decisiones
políticas confluyeron para obtener una solución en común. Las utilidades de los medidores
inteligentes en el sector energético se ven reflejadas en numerosos beneficios como ser: el
monitoreo continuo de la red eléctrica de baja tensión, ubicación de puntos de falla de forma
remota, mitigación de fraudes, logro de mayor eficiencia de las cuadrillas de trabajo, eficiencia en
el consumo, tarifación diferencial, entre otros. Además frente al cambio climático global, la
decisión de reducir la emisión de dióxido de carbono (CO2) es unánime en el mundo. La
plataforma de red inteligente es la respuesta a esta problemática mundial. La Unión Europea se ha
consolidado para llevar a cabo esta transformación. Para el año 2020 200 millones de medidores
inteligentes serán instalados en 16 países (Austria, Dinamarca, Estonia, Finlandia, Alemania,
Irlanda, Italia, Luxemburgo, Malta, Holanda, Polonia, Romania, España, Francia, Suecia, y Gran
Bretaña) con un costo estimado de 35 billones de euros. Estados Unidos alcanza los 52 millones de
medidores inteligentes, y China para 2014 ya instaló 210 millones. En el año 2020 se llegará
aproximadamente a 800 millones de medidores inteligentes en todo el mundo. La concientización
de la población sobre el uso eficiente de la energía es fundamental para revertir el cambio
climático.
Executive Summary:
The low cost of integrated circuits manufacturing has successfully found multiple markets where
new technologies can be exploited. This disruptive change is known as “The Internet of Things”.
The benefits of smart meters in the electricity sector are plenty: continuous monitoring of the low
voltage electric grid, remotely failure points location, fraud mitigation, efficiency improvement of
work crews, efficient consumption and differential pricing amongst others. Moreover, the smart
grid platform helps fighting global warming as it reduces carbon dioxide emissions (CO2) The
European Union is leading this transformation. By the year 2020, 200 million smart meters will
have been installed in 16 countries (Austria, Denmark, Estonia, Finland, Germany, Ireland, Italy,
Luxemburg, Malta, Netherlands, Poland, Romania, Spain, France, Sweden and Great Britain) with
an estimated cost of 35 billion euros. The United States and China have respectively 52 million and
210 million smart meters installed today. By the year 2020 approximately 800 million smart meters
will be installed all over the world. Awareness about the efficient use of energy is critical to reverse
global warming.
5
1 Objetivo
En este trabajo se mostrará como el ingeniero electrónico tiene el rol clave de
analizar tecnologías de vanguardia de comunicaciones para un proyecto de gran
envergadura como un AMI (Advanced Metering Infrastructure) o Smart Grid. Este
trabajo está basado en un proyecto real.
Edenor efectuará una prueba piloto de aproximadamente 500 clientes multi-tarifa
(residencial, comercial, balance de energía, etc) con 4 concentradores en 4 centros
de transformación ubicados en la zona de Olivos.
El presente trabajo ilustrará el camino y los pasos a seguir para diseñar la solución
que mejor se adapte a los requerimientos del proyecto.
Se hará un estudio exhaustivo del abanico de tecnologías posibles. Se revelarán los
aspectos positivos y negativos para acotar las posibilidades y así encaminarse hacia
la mejor solución de compromiso.
6
1.1 Introducción
¿Qué es Smart Grid o AMI?
Smart Grid significa red o rejilla inteligente, qué red, la red de distribución eléctrica.
AMI significa infraestructura avanzada de medición, que propone mejorar la
infraestructura eléctrica ya instalada de manera que sea medible y monitoreada.
Para hacer de esta red una red inteligente se necesita de un “Smart meter”, de un
“Smart Concentrator”, y que ellos se comuniquen entre sí por un medio.
7
Como se ve en esta figura, hay varias redes diferentes. La primera red, la de
actuadores es una red Home Net donde electrodomésticos inteligentes u otros
dispositivos se puedan comunicar con el medidor, no serían simplemente las cargas
para el medidor sino cargas inteligentes. Todo lo referido a domótica o Home
Automation se encuentra en esta red.
La segunda red es la red LAN entre el medidor y el concentrador.
La tercera red es la del concentrador a una subestación, allí ya la red es la intranet
corporativa de la empresa. Dentro de esta red, en algún nodo central se puede
concentrar toda la información con el MDM (Metering Data Managment) y
gestionar toda la red eléctrica.
8
2 Una propuesta real
Edenor pidió a la gerencia de telecomunicaciones que proponga la solución de
comunicaciones LAN y WAN, es decir desde el medidor hacia el centro de control
remoto.
Se eligieron estratégicamente 4 centros de transformación que ya tienen equipo de
comunicaciones y fibra óptica ubicados en la zona de Olivos. Estos equipos ya
forman parte de la red intranet de Edenor, por lo tanto la solución WAN ya está
resuelta. En el siguiente mapa se muestran esos centros de transformación y la
subestación asociada.
Este trabajo se focaliza en encontrar la solución LAN.
9
2.1 Un primer acercamiento a las tecnologías disponibles.
Acá es donde el ingeniero tiene que definir cómo será la solución de comunicaciones
entre los medidores y el concentrador. El abanico de soluciones es muy amplio y
variado. En una primera etapa el ingeniero debe ubicarse en contexto y establecer
las condiciones iniciales. Es normal que al principio haya muchas preguntas y un
horizonte difuso.
Esas preguntas ayudarán a establecer un camino para resolver las primeras
dificultades. Por ejemplo:
¿Qué tiene Edenor hoy por hoy? ¿Alguna vez tuvo experiencias con algo similar?
Edenor tiene hoy algunos clientes T3 (tarifa 3) tele-leídos por GPRS vinculados a un
servidor modesto en una PC estándar. Hay también una prueba piloto de algunos
medidores con la posibilidad de hacer corte a distancias de 100 metros
aproximadamente por medio de una pc.
La mayoría de las veces, sin embargo ocurre que la información con que se cuenta
no está ordenada ni organizada y muchas veces se tienen partes aisladas en
desorden.
En un primer momento se pensó de manera genérica todas las posibilidades
conocidas para a partir de allí ir vislumbrando una solución particular. Por lo tanto
se propuso en la gerencia de telecomunicaciones una recopilación de datos pasados
y comparaciones de tecnologías.
A continuación se muestran unas graficas que lo resumen.
10
2.1.1 Radiofrecuencia
Es el término utilizado para la porción del espectro electromagnético en la cual las
ondas pueden ser transmitidas aplicando corriente alterna a una antena.
11
Cuanto más larga la longitud de onda, más lejos llega. Su frecuencia es menor.
Cuanto más larga la longitud de onda, mejor viaja a través y alrededor de los
obstáculos.
Cuanto más corta la longitud de onda, puede transportar más datos. Su
frecuencia es mayor, y su alcance es menor.
Durante el trayecto las ondas de radio sufren:
Absorción
Reflexión
Difracción
Interferencia
12
13
3 Una mayor aproximación
¿Dónde hay implementado Smart Grid? Instruirse más en el tema.
Este es un punto de partida clave para poder orientarse mejor.
A medida que se iba investigando las Smart Grids en el mundo las siguientes
tecnologías eran las nombradas.
Tecnología de Radio Frecuencia de largo alcance GRPS.
Tecnología de Radio Frecuencia de mediano y corto alcance.
Tecnología de línea eléctrica.
14
A continuación se describe como a partir del abanico de tecnologías se fueron
acotando las opciones.
3.1 Descripción de las posibles tecnologías
3.2 Tecnología de RF de largo alcance. GPRS
Por un lado ya había experiencias con esta tecnología.
Por otro lado el rechazo que provocan las prestadoras Movistar, Personal y Claro
hacía que ésta no fuera una solución atrayente. El servicio necesita ser robusto y
altamente confiable, los datos no pueden tener el lujo de perderse.
En sintonía a esto, la licitación de espectro radio eléctrico hacia las bandas para 4G
podría liberar las demás bandas y el servicio podría mejorar.
15
3.3 Tecnologías RF de corto alcance
3.4 ZigBee y la norma IEEE 802.15.4 (www.zigbee.org)
Esta fue la primer tecnología en estudio; por 2 razones, primero que la prueba piloto
de los medidores con corte a distancia usaban la norma IEEE 802.15.4 como capa
física.
Segundo que era una tecnología nueva pero asentada en varios mercados y uno era
el energético.
Principales características
ZigBee trabaja sobre el protocolo de capa física IEEE 802.15.4 añadiendo más
funcionalidades en sus capas superiores.
El estándar IEEE 802.15.4 especifica la capa física y de control de acceso al
medio (MAC) para redes wireless de baja velocidad.
Está orientado a bajo costo y baja velocidad utilizando poca infraestructura
para lograr un consumo de potencia menor.
16
Aplicaciones y motivaciones
ZigBee es un protocolo que satisface la mayoría de las necesidades de los sistemas
de monitoreo y control de sensores en red.
Aquellos productos que cumplen satisfactoriamente el estándar pueden tener el
logo impreso.
17
Un cuadro comparativo de distintas tecnologías
Lo importante acá es ver la aplicación.
18
3.4.1 Descripción de capas
3.4.2 La capa física:
La capa física se encarga de proveer la transmisión de los datos y seleccionar
el canal y la energía de la señal. Trabaja en estas posibles frecuencias.
868.0- 868.6 MHz en Europa con 3 canales.
902-928 MHhz en EEUU con 30 canales.
2.4-2.483 GHz en el resto del mundo con 16 canales, denominados de 11 a 26.
Cada uno con 5 MHz, 2 MHz efectivos.
Datos de 2006, último review. Tener en cuenta cuál es el review utilizado en
los equipos de las distintos vendors, Microchip, Motorolla, etc.
19
Todos los canales de Wi-Fi
20
Notar que IEEE 802.15 no utiliza 802.1d o 802.1q por lo que no intercambia
estándares con tramas Ethernet.
En las redes 802.15.4 sólo es posible la comunicación directa entre los
dispositivos. No se puede dialogar entre dos dispositivos que no sean visibles
entre sí, aunque exista uno intermedio que vea ambos, es decir no se puede
hacer “routing”. ZigBee nace como consecuencia de esta limitación e implementa
equipos intermedios que cumplirán el papel de routers.
Recuerde
Una cobertura perfectamente definida no existe para el medio inalámbrico
debido a las características de propagación de las ondas, que son dinámicas e
inciertas y de los obstáculos presentes y futuros. Del mismo modo, pequeños
cambios en la posición o dirección del equipamiento puede resultar en una
diferencia drástica en la fuerza de la señal y la calidad del enlace de
comunicación. Esto puede ocurrir si bien el equipamiento es estacionario o móvil.
3.4.3 Esquema de modulación utilizado
La norma IEEE 802.15.4 especifica en su capa física el tipo de modulación. Es O-
QPSK (Offset Quadrature Phase Shift Keying) con un bit rate de 250 kb/s, un
symbol rate de 62.5 ksymbol/s (también llamado baudios/s) y la cantidad total de
símbolos, 16-ary orthogonal.
A continuación se explican estos conceptos.
21
3.4.4 Modulación por desplazamiento de Fase (PSK)
En esta figura se muestra este sistema, que utiliza dos fases para representar los
dos dígitos binarios. La señal transmitida resultante durante el tiempo de un bit es:
Esta ecuación muestra que se produce un desplazamiento de 180° (π), lo que es
equivalente a invertir la onda sinusoidal, o lo que es lo mismo que multiplicarla
por -1.
Una alternativa a la PSK de dos niveles es la PSK diferencial (DPSK, Differential
PSK). En este esquema, un ‘0’ binario se representa enviando un elemento de
señal con la misma fase que el elemento anterior transmitido.
Y un ‘1’ binario se representa enviando un elemento de señalización con fase
invertida respecto al anterior elemento transmitido.
22
Diferencial se refiere al hecho de que el desplazamiento de fase es respecto al bit
transmitido anterior, en lugar de la señal en sí. DPSK evita la necesidad de utilizar
en el receptor un oscilador local de fase preciso, el cual debe estar acoplado con el
transmisor. No hace falta un enganche de fase preciso cuando la señal es recibida.
3.4.5 PSK de cuatro niveles
Se puede conseguir un uso más eficaz del ancho de banda si cada elemento
de señalización representa más de un bit. Por ejemplo el desplazamiento en
cuadratura, quadrature, considera desplazamientos multiplos de π/2 (90°). Por
tanto cada elemento de señal representa 2 bits en lugar de 1.
23
24
También se muestra una variante de QPSK denominada QPSK desplazada, Offset
QPSK u Ortogonal - QPSK. Lo que se hace es agregar un retardo en la secuencia de
cuadratura (Q) que dure un tiempo de bit (Tb).
De la última figura se ve que sólo uno de los dos bits en el par puede cambiar de
signo en cualquier instante de tiempo y por tanto, el cambio en la fase de la señal
combinada nunca sobrepasa los 90°. Esto puede ser una ventaja debido a que las
limitaciones físicas en los moduladores de fase hacen que sea difícil conseguir
grandes desplazamientos de fase a velocidades de transición altas. OQPSK también
proporciona mejores prestaciones cuando el canal de transmisión tiene
componentes no lineales significativas.
Esta es una característica muy deseable cuando se desea robustez y fidelidad.
3.4.6 PSK multinivel
La utilización de varios niveles se puede extender para transmitir más de dos bits
de una vez. Por ejemplo, usando 8 ángulos de fase diferentes es posible transmitir
de una vez tres bits. Si los ángulos son 16, 4 bits y así.
El documento de la norma IEEE especifica que son 16 símbolos. Es decir que en
cada símbolo hay 4 bits, esto da 62,5 k símbolos/s × 4 bit/símbolo = 250 kbits/s
3.4.7 Técnica de Spread Spectrum-Direct Sequence
Junto con el esquema de modulación se utiliza esta técnica de codificación cada vez
más utilizada en comunicaciones inalámbricas (redes 3G y LTE-4G Wi-Fi, etc.)
En DSSS cada bit de la señal original se representa mediante varios bits en la señal
transmitida, haciendo uso de un código de expansión. Este código expande la señal
sobre una banda de frecuencias más ancha de forma directamente proporcional al
número de bits del código.
25
El código es una secuencia de números pseudoaletaroios o pseudoruido para que
solo el receptor pueda descifrarla con el algoritmo indicado y un valor inicial llamado
semilla.
Ejemplo:
Un bit ‘1’ de información invierte los bits del código, mientras que un bit de
información igual a ‘0’ hace que los bits del código se transmitan sin ser
invertidos. La cadena resultante tendrá la misma velocidad de transmisión
que la secuencia original pseudoaleatoria, por lo que tendrá un ancho de
banda mayor que la secuencia de información. En el ejemplo el código de
expansión tiene una frecuencia de reloj igual a cuatro veces la velocidad de la
información.
La operación A B es la operación XOR (OR exclusivo).
26
DSSS Usando BPSK
Para ver cómo funciona esta técnica en la práctica, supongamos un esquema de
modulación BPSK. En lugar de representar los datos binarios con 1 y 0, es más
adecuado +1 y -1 para representar los dígitos binarios.
A=amplitud de la señal
fc= frecuencia portadora
d(t)= función discreta que toma el valor +1 durante un intervalo de bit si el bit
correspondiente de la secuencia es 1 y el valor -1 durante un intervalo de bit si el bit
correspondiente de la secuencia es 0.
En el receptor, la señal entrante se multiplica de nuevo por c(t). Dado que c(t)
x c(t) =1 , se consigue recuperar la señal original:
En las siguientes figuras se muestra una implementación.
27
28
29
4 Volviendo a la descripción de capas
Esta imagen más detallada ilustra la complejidad de todo el sistema de
comunicación del protocolo ZigBee. Se puede profundizar cualquiera de estas
capas en la documentación de la ZigBee Alliance. En este trabajo se hace más
hincapié en la capa física.
30
5 Topología de la red ZigBee Compuesta por 3 tipos de funcionalidades:
- Coordinador
- Routers
- Equipo terminal ( end device)
31
En el protocolo ZigBee hay 2 tipos de dispositivos físicos.
Full function device (FFD) y Reduced Function Device (RFD).
El FFD puede:
Funcionar en cualquier topología.
Puede ser el dispositivo coordinador de una red.
Puede ser router de una red.
Puede comunicarse con cualquier otro device.
El RFD:
Está limitado a la topología estrella.
No puede ser coordinador ni router.
Puede comunicarse sólo con un coordinador o router.
5.1 Topología Red Mesh
También llamada peer-to-peer (punto a punto) consiste en una interconexión
de routers y end devices.
La red mesh permite la tecnica de “multi-hop communications” en donde la
información va pasando de router a router por la mejor ruta.
Cuando hay sectores sin señal o señal baja, se agregan routers.
32
5.2 La capa MAC
Todas las LAN y MAN constan de un conjunto de dispositivos que deben
compartir la capacidad de transmisión de la red por un medio (en este caso aire,
inalámbrico), de manera que se requiere un control de acceso al medio con
objeto de hacer un uso eficiente de esta capacidad. Esta es la función principal de
la capa MAC.
5.2.1 Características principales:
Una principal característica es que incluye reservación de time slots
garantizados en tiempo real, evita colisiones con CSMA/CA (Carrier Sense
Multiple Access with Collision Avoidance ) y brinda comunicación segura. Los
dispositivos de este estándar incluyen managment de potencia como ser energy
detection o quality link indicator.
Se verá en detalle estas funcionalidades en un circuito real.
5.2.2 Estructura de las tramas
Las tramas están diseñadas para brindar mayor robustez en una transmisión
con ruido. Hay 4 tipos de tramas.
- Beacon frame: usada por el coordinador de la red.
Un beacon es una trama especial que informa que existe una red Wireless o
inalámbrica.
- Data Frame: todos los equipos.
- Acknowledgment frame: usada para confirmación satisfactoria de recepción
de trama.
- MAC command frame: usada para mantener el control de las transferencias
punto a punto.
33
El campo llamado payload es variable en longitud; sin embargo, la trama completa MAC no debe de exceder los 127 bytes. Los datos que lleva el payload dependen del tipo de trama. La máxima trama de 127 bytes equivale a 127*8=1016 bits. El data rate es 250kbps. 1016bits/250kbit/s = 4.064ms, el tiempo en que se transmite un paquete de máxima capacidad. En 1 segundo se pueden enviar 264 paquetes! Sólo las tramas de datos y de beacon contienen información proveniente de capas superiores. Las tramas acknowledgment frame y MAC command frame originados en el MAC son usados para comunicaciones MAC peer-to-peer. Otros campos en la trama MAC son una secuencia de números al igual que tramas de chequeo (FCS). La secuencia de números en los encabezados enlaza a las tramas de acknowledgment con trasmisiones anteriores. La transmisión se considera exitosa solo cuando la trama de acknowledgment contiene la misma secuencia de números que la secuencia anterior trasmitida. Las FCS ayudan a verificar la integridad de las tramas del MAC.
- Data-Frame:
34
Beacon Frame
Acknowledgment Frame:
35
MAC Command Frame:
36
5.2.3 La estructura de super trama
En este estándar de redes LR-WPAN existe una trama opcional, la supertrama. Su
formato está definido por el dispositivo coordinador, está acotada por una tramas
beacon al comienzo para sincronización. Dividida entre 16 slots iguales.
37
Para aplicaciones con requerimientos de bajo retardo (low latency) y que
requieran específico ancho de banda el dispositivo coordinador puede dedicar
porciones de la super trama para esa aplicación en particular. Esta porción se le
llama “Guaranteed Time Slots” (GTSs).Estas tramas se encuentran ubicadas en el
espacio de “Contention Free Period”. El coordinador puede aplicar hasta 7 GTSs y
cada uno puede tener más de un time slot. El resto del espacio entre beacons
“Contention Access Period” puede ser utilizado por el resto de dispositivos
5.2.4 Application Profiles, Clusters y Endpoints y capa de aplicación
El application profile describe una colección de equipos para una aplicación
específica e implícitamente los esquemas de mensajes entre los equipos. Por ejemplo
hay perfiles de aplicación para “Home Automation”, “Smart Energy”, etc. El perfil
tiene un ID para identificación.
Los equipos dentro del perfil de aplicación se comunican entre sí mediante los
“clusters” que pueden ser tanto entradas como salidas del equipo terminal. Por
ejemplo en “HA (home automación) hay un cluster dedicado al control de luces, un
38
sub-sistema o bloque específico de función. Un cluster ID identifica el cluster con el
alcance que soporta en el perfil.
Cada equipo terminal puede manejar 240 objetos de aplicación o perfiles.
Public Application Profile: soporta todas las funciones de ZigBee Alliance
Manufacturer_Specific Profiles: soporta el perfil de aplicación específico de una
compañía en particular.
Los productos que usan el perfil de “manufacturer application” pueden
trabajar como sistemas cerrados y son testeados para asegurar que no
impacten adversamente con otro sistema cerrado. En este modo los sistemas
“coexisten”.
Los productos que usan el perfil “public application” son testeados para
operar con otros equipos terminales ZigBee. De este modo la red es más
versátil brindando interoperabilidad.
ZDO (ZigBee Device Object) es el protocolo principal en el stack de sus
protocolos encargado del managment de los dispositivos, la seguridad y las
políticas de privacidad. Es el más importante de los protocolos.
39
ZDO (ZigBee Device Object) es el protocolo principal en el stack de sus
protocolos encargado del managment de los dispositivos, la seguridad y las
políticas de privacidad. Es el más importante de los protocolos.
ZigBee Cluster Library (ZCL)
Es una librería de clusters que puede ser usada en cualquier aplicación.
5.2.5 Seguridad
Se provee seguridad en la capa física, la capa MAC, la capa Red y de
Aplicación.
El “Trust Center” decide cuando se aceptan o no nuevos equipos a la red.
Puede cambiar la seguridad de toda una red. En general es el coordinador o
puede ser un dispositivo en particular.
Se usan 3 tipos de claves: Master Key, Network Keys y Link Keys.
Se utiliza criptografía simétrica y puede restringirlo a un grupo de dispositivos o solo
en un enlace punto a punto, esto se puede especificar en las listas de control de
acceso.
40
6 Una Implementación:
6.1 Atmel AVR Low Power AT86RF230 2.4 GHzTransceiver for
ZigBee, IEEE 802.15.4, 6LoWPAN, RF4CE and ISM.
En esta parte del trabajo se quiere mostrar cómo se implementan las
funcionalidades de la tecnología en un circuito real y actual.
6.2 Diagrama de pines
6.3 Descripción general del circuito
Este chip CMOS (Complementary MOSFET) comprende la parte analógica de radio transreceptor y la parte digital de demodulación, incluyendo sincronización en tiempo y frecuencia. El número de componentes externos está minimizado de modo que se utilice solo una antena, un cristal y 4 capacitores de acoplamiento. El diagrama en bloques del circuito se puede ver en esta figura.
41
La señal RF recibida en los pines RFN y RFP es alimentada diferencialmente a través
del amplificador de bajo ruido (LNA) y hacia el filtro (PFP) para generar una señal
compleja.
Esta señal es convertida por los mezcladores hacia una frecuencia intermedia y
alimentada al filtro de canal SSBF, (Single Side Band Filter). Se genera una señal digital
RSSI (Received Signal Strengh Indicator) a través del ADC (Analog to Digital Convertor)
con 3 dB de granularidad. La salida de la conversión ADC es muestreada por el
receptor de banda base digital Rx BBP (Receiver Base Band Procesor). El esquema de
modulación es offset QPSK (O-QPSK) con un código de expansión spread spectrum. La
señal modulada es generada en el transmisor digital TX BBP (Transmisor Base Band
Processor) y aplicada al sintetizador de frecuencias PLL (Phase Lock Loop) generando
una modulación coherente en fase requerida para la demodulación de señales O-
42
QPSK. La señal modulada es luego alimentada por el amplificador PA (Power
Amplifier).
Un buffer de tramas de 128 bytes para RX y TX está integrado para recepción y
transmisión. Dos reguladores de voltaje dentro del chip proveen la alimentación 1.8 V
para el dominio digital y analógico.
6.4 Circuito de aplicación
Un circuito de aplicación del AT86RF230 radio transceiver con un simple conector RF se muestra en la figura El balun B1 transforma el puerto diferencial de 100Ω (RFP/RFN) a uno de 50Ω, puerto RF. Los capacitores C1 y C2 proveen acoplamiento de la señal RF.
43
Todos los capacitores de bypass y acoplamiento tienen que ubicarse lo más cerca
posible del chip y deben tener baja resistencia e impedancia para el mejor
performance.
Las líneas del cristal tienen que ser lo más cortas posibles y en lo posible alejado de
los pines digitales para que no haya cruces de señales analógicas con digitales. Se
conecta un filtro pasa bajos C3, R2 cerca de la señal de reloj (output pin) para reducir
la radiación y las armónicas que se puedan generar
6.5 Descripción de funciones claves
6.5.1 RSSI (Received Strengh Signal Indicator) y Detección de energía.
Es un indicador de la potencia recibida en el canal seleccionado, en un valor de 5 bits
en pasos de 3 dB. No se distinguen entre señales de IEEE 802.15.4 u otras normas,
solo la potencia de una señal electromagnética. Su valor es guardado en el registro
PHY_RSSI y es refrescado cada 2 us. El rango es de 0 a 28 donde 0 es una potencia
menor a la sensibilidad del receptor (-90 dBm) y 28 es -10 dBm. La medición esta
implementada como se muestra.
44
6.5.2 Energy Detection
La detección de energía (ED) se caracteriza por tener 85 niveles de energía definidos
con 1 dB de resolución. Es una estimación de la potencia de señal recibida. Es
calculada promediando los valores de RSSI sobre 8 símbolos (128 us). El valor se
guarda en el registro PHY_ED_LEVEL.
El registro PHY_ED_LEVEL es de 8 bits. Tiene un valor de 0 a 53 con una resolución
de 1 dB. Dadas las condiciones ambientales (temperatura, voltaje, parámetros de
semiconductores, etc) el valor ED calculado tiene un máximo de tolerancia de +-5 dB,
esto es considerado un offset constante sobre el rango de medida. Un valor ED de 0
indica una potencia menor a -90 dBm. Para un valor en el rango de 0 a 83, la potencia
RF recibida se calcula como sigue:
45
6.5.3 Link Quality Indication (LQI)
Es una característica de la fuerza y/o calidad de un paquete recibido. La medición
puede implementarse mediante detección de energía ED, signal to noise ratio
estimation o combinación de ambos métodos. El valor de LQI será utilizado por la
capa de red o de aplicación. Los valores de LQI son enteros dentro del rango 0 a 255
reflejando los valores extremos asociados a una baja o alta calidad de señal. Este
valor es bien descripto con el PER (Packet Error Rate) del canal. Un valor LQI puede
ser asociado a un PER esperado. El PER es el promedio de tramas erradas o no
recibidas sobre el total de tramas. Un PER de cero indica que no hubo tramas erradas
mientras un PER de 1 indica que no hubo tramas recibidas correctamente. El mínimo
tamaño de trama es de 2 octetos para un valor valido de LQI. La siguiente figura
46
muestra un ejemplo de un conditional packet error rate cuando se recibe un cierto
valor LQI.
Los valores son tomados de tramas de 20 octetos en una trasmisión con bajo multi
path delay. Como el packet error rate es un valor estadístico, en esta figura se usó un
número grande de transmisiones para que sea una medida leal.
De acuerdo con la IEEE 802.15.4 un bajo valor LQI es asociado con una señal baja o
con distorsiones. Las señales distorsionadas son mayormente causadas por
interferencia de otras señales y/o propagaciones multi path. Valores altos de LQI
indican una señal suficientemente fuerte y sin distorsión. Notar que el RSSI y el ED no
caracterizan la calidad de la señal o la decodificación de la misma. Como un ejemplo
una señal recibida con 6 dB por encima de la sensibilidad del receptor resulta en un
47
LQI cercano a 255 para canales con bajo nivel de distorsión. Para señales más
potentes (RSSI y ED mayores) el valor de LQI se torna independiente de la fuerza de la
señal. Esto es porque la tasa de paquetes errados (PER) para este escenario tiende a
cero y el incremento de la señal no hace que el PER baje aún más. En este caso el RSSI
o ED pueden ser utilizados para el margen de ganancia.
En las redes ZigBee frecuentemente se requiere la identificación de la “mejor” ruta
entre 2 nodos. El LQI y el RSSI/ED pueden ser usados para esto, La combinación de
estas medidas pueden ser usadas para decisiones de ruteo. Como regla general los
valores de RSSI y ED son útiles para diferenciar entre canales con gran LQI. Canales de
trasmisión con bajo LQI deben ser descartados por decisiones de ruteo aun cuando
los valores RSSI/ED son altos. Esto es porque RSSI y ED no dicen nada acerca de la
posibilidad de decodificar la señal, es solo una información acerca de que tan fuerte
es la señal mientras la fuente puede tener interferencia.
6.5.4 Los registros
El AT86RF230 tiene 64 registros de 8 bits. Toda la configuración y operación del
transreceptor se ejecuta a través de la manipulación de estos registros.
Muchos de los registros están reservados para uso interno y no son accesibles.
Aquí se muestra una breve tabla para hacer referencia a algunos de ellos.
48
7 Interferencias en la banda libre 2.4 GHz
Cada vez hay más dispositivos en esta banda de 2.4 GHz ISM (Industrial Scientific
Medical) que comparten el espectro como ser Wi-Fi, Bluetooth, Teléfonos
Inalámbricos, y otros dispositivos de radio.
A continuación se hace una síntesis de un informe de Schenider Electric y Atmel
Corporation. Ambos informes hacen hincapié en que Wi Fi es aquella que podría
interferir seriamente a ZigBee si no se toman ciertos recaudos.
El informe de Schenider Electric tiene una extensa cantidad de pruebas con
multiples vendors como Daintree Networks, Ember, Freescale entre otros y un
grupo de investigación de una universidad de Alemania.
49
En la siguiente figura se muestra el espectro y los canales usados por Wi Fi (IEEE
802.11b/g) y ZigBee (IEEE 802.15.4).
La principal característica que se puede ver en esta imagen es que:
ZigBee tiene 16 canales de los cuales el 15, 16, 21, y 22 no tienen solapamiento con
los canales 1, 7 y 13 de Wi Fi.
Otra característica muy importante es el offset entre canales Wi Fi y ZigBee. Esto es
cuanto ancho de banda hay entre los canales usados. En el cuadro siguiente se
muestra para el caso de la figura anterior.
50
7.1 Data Rate.
Una manera de minimizar el riesgo de interferencia es reduciendo la ocupación del
canal. ZigBee está orientado a bajo tráfico, es decir, no es tráfico de video, ni voz ni
trafico real time, los paquetes son de tamaños relativamente pequeños. Debido a
que el throuput es de 250 kbps la trama es enviada a una gran velocidad ocupando
un tiempo de canal muy corto (en el orden de los cientos de us). Este es el famoso
duty cycle del equipo.
7.2 Scaneo y Reporte de Canal.
La capa física tiene la habilidad de medir la energía del canal y reportar cuando el
canal está libre para transmitir. Estas medidas son usadas por la capa Mac y también
capa de red.
7.3 Acknowledgments y Retransmisiones.
Esta técnica permite a los mensajes que son enviados pero no recibidos que sean
detectados. Si no hubo un acknowledgment en una ventana de tiempo, se reenvía el
mensaje.
De la misma manera en redes Mesh se puede implementar mensajes de
acknowledgment entre destinos finales pasando por hops intermedios.
7.4 Frequency Agility.
Gracias al stack de protocolo ZigBee PRO es que se puede intercambiar los canales
en una red mientras se encuentra en operación. Esta información también es usada
a nivel de capa de red para ser ruteada a otros hops que deban cambiar su canal.
8 Pruebas en Schneider Electric’s Innovation Department
Se hizo una prueba real con una aplicación típica de domótica como ser apagar y
prender una luz.
51
Consiste en un transreceptor que actúa como un switch y otro actuando como
lámpara o sensor y un interferente Wi Fi implementado con un Gateway IEEE
802.11b conectado a un FTP client y un accesos point conectado a un FTP server.
Un simple mensaje on/off fue enviado un gran número de veces para ver el
comportamiento.
Los resultados se muestran en la siguiente tabla.
Se hicieron las siguientes recomendaciones.
La distancia entre nodos ZigBee debería ser idealmente de menos de 9
metros.
La distancia entre un nodo ZigBee y otro WiFi debe ser por lo menos mayor a
2 metros.
El frequency offset entre el dispositivo ZigBee y el WiFi debe ser de al menos
30 MHz.
8.1 Daintree Networks
En 2007 se hizo una prueba de tráfico de paquetes ZigBee en un canal adyacente a
uno de WiFi.
52
En la capa de red, Daintree Networks encontró un 2% de packet loss rate. Se hizo la
misma prueba pero utilizando las funcionalidades de capa de aplicación de ZigBee
obteniendo 0% packet loss rate.
Otra prueba se hizo en un ambiente de laboratorio con gran cantidad de tráfico
pesado WiFi. Los equipos se dispusieron como se muestra:
En cada test, 1000 mensajes de aplicaciones fueron enviadas cada 50 ms. Los
mensajes contenían 4 bytes de longitud de la aplicación Home Automation Profile
para prender y apagar luces.
Se dispusieron de varios equipos interferentes, se enviaba audio streaming con WiFi,
una transferencia de archivo por bluetooth. Wifi operaba en el canal 6, solapando el
canal 18 de ZigBee.
Los resultados:
53
En toda la prueba, no hubo pérdida de mensajes de ZigBee.
La interferencia tampoco tuvo impacto en la latencia.
Redes IEEE 802.11g tienen menor impacto en ZigBee que la IEEE 802.11b
debido a menor tiempo de uso del espectro.
8.2 Freescale
Freescale realizó pruebas con sus chipset ZigBee e interferencias de bluetooth y
WiFi. En la siguiente figura se muestra que cuando el transreceptor se ubicó a 15
metros del receptor y el interferente a 30 cm del receptor, los paquetes de ZigBee
eran entregados con un frequency offset mayor a 25 MHz. Cuando el offset era
menor, la interferencia empezaba a degradar la performance.
54
8.3 University of Cooperative Education Lorrach
Uno de los primeros reportes evaluando ZigBee RF coexistencia fue realizado por un
equipo de trabajo de esta universidad, en Alemania. El paper presenta experimentos
apuntando a la compatibilidad de 2.4 Ghz IEEE 802.15.4 con IEEE 802.11, bluetooth y
hornos de microondas. Las pruebas fueron evaluadas a nivel Mac y capa física.
Se quiso hacer el peor escenario posible con la máxima capacidad de trafico WiFi en
un canal totalmente solapado. Canal 6 WiFi y canal 18 ZigBee.
La siguiente figura muestra la topología:
55
La siguiente figura muestra el extracto del experimento. El eje horizontal muestra el
número de tramas y el vertical indica el estatus de la transmisión (0 para success, 1
para perdida). Más del 92% de los paquetes ZigBee fueron destruidos por
interferencia por tráfico Wifi. Se sugirió luego que debería haber un offset de canal de
por lo menos 25 MHz.
8.4 Resumen y conclusiones de las pruebas
Todas las pruebas en PHY y MAC layer generaron reporte de paquetes
perdidos dependiendo del offset de frecuencia entre los canales ZigBee y WiFi y la
distancia física entre ellos. En estos casos hubo un consensuado acuerdo de que la
56
interferencia es imperceptible cuando el offset es del tamaño de un lóbulo de WiFi,
cerca de 20 MHz y la mínima distancia entre equipos debe ser de 1 o 2 metros.
Las pruebas utilizando capas superiores, como de red y aplicación tienen
impacto en latencia pero no en paquetes perdidos.
El nivel de potencia de WiFi es de 20 dBm (limite teórico) tiene mucho mayor
impacto que los niveles comerciales de 15 dBm.
El trafico real WiFi (audio streaming y FTP) tiene en general menos impacto
que uno simulado con mucha carga de paquetes UDP por un generador de tráfico.
Hay un gran consenso de que la interferencia por equipos IEEE 802.11b es
mucho mayor que los de IEEE 802.11g. Esto es entendible ya que este último emplea
menos tiempo de paquetes en el aire (el medio) reduciendo el riesgo de colisión.
57
8.5 El siguiente cuadro muestran los datos relevantes de cada experimento.
Un sumario de pruebas de laboratorio de Schneider Electric de diferentes perfiles de
tráfico WiFi como video, audio y navegación web se resumen en los siguientes
cuadros:
Los datos sugieren que el tráfico real no tiene un impacto significativo en las
transmisiones ZigBee. La latencia es, como se esperaba, incrementada bajo gran
cantidad de trafico WiFi. Esto ocurre en especial cuando la potencia supera los niveles
de 20 mW. Se muestra también que se pueden perder algunos paquetes (1%) en
potencias mayores.
58
8.6 Conclusiones
En presencia de trafico WiFi real (web surfing, file transfer, audio y video
streaming), ZigBee opera satisfactoriamente, incluso en los casos más adversos.
Cuando se incrementa el duty cycle de los equipos WiFi y los niveles de
potencia sobrepasan los niveles comerciales, la coexistencia se puede ver afectada y
los paquetes se pueden perder.
Como consecuencia Schneider Electric no ve la interferencia WiFi como un
obstáculo en las transmisiones ZigBee. Se recomienda enfáticamente el uso de
frequency agility.
59
9 Smart Grids en el mundo
Luego de buscar experiencias en varias partes del mundo como Estados Unidos,
ASIA, Europa y Brasil se descubrió que Europa comenzó un proyecto de Smart Grid
en donde se estipuló que para el 2020 la totalidad de la Unión Europea tendrá que
poseer AMI.
El informe del año 2014 señala que ya hay un total de 459 proyectos Smart Grid
lanzados desde 2002 hasta la fecha con un presupuesto de 3.15 billones de euros.
En el periodo 2008-13 las inversiones fueron consistentemente sobre los 200
millones de euros por año alcanzando los 500 millones en 2011 y 2012. Los sectores
en donde más dinero se inyectó fueron diseño y desarrollo (Research &
Development) y demonstración e implementación (Demonstrations and
Deployment).
http://ses.jrc.ec.europa.eu/sites/ses.jrc.ec.europa.eu/files/u24/2014/report/ld-na-
26609-en-n_smart_grid_projects_outlook_2014_-
online.pdf?bcsi_scan_83908CECD63E2C59=0&bcsi_scan_filename=ld-na-26609-en-
n_smart_grid_projects_outlook_2014_-_online.pdf
Con ese documento oficial se deja constancia de su envergadura y se deja de lado
toda aquella incertidumbre y suposiciones que hacían aún más difuso el horizonte.
Ahora el camino está más claro. Smart Grid es una realidad y lo dicen los números.
¿Pero cuál es la mejor tecnología que se adaptará para comunicar a los
medidores? Power Line Communications es el candidato más fuerte.
60
9.1 PLC Power Line Communications
Esta tecnología tiene como premisa utilizar el cable de red eléctrico como medio
de comunicación, de modo tal de no tener que invertir en una infraestructura
nueva. Simplemente dos modem PLC pueden comunicar datos bidireccionalmente
de forma transparente en un cable de red mientras este entrega energía.
Sin embargo, la red eléctrica originalmente fue construida con el propósito de
entregar sólo energía en una dirección. El gran desafío que enfrenta esta tecnología
es mitigar todos los tipos de ruido, distorsión de canal y fading que se encuentran en
su hostil ambiente. Además, la extensión de la red PCL requiere poder atravesar la
señal a través de transformadores entre baja y media tensión.
A continuación se hará una breve introducción a los diferentes tipos de ruido que
se encuentra en la red eléctrica. Uno de los mayores impedimentos es el ruido
aditivo No Gaussiano. Debido a la complejidad del tema se recomiendan las
bibliografías citadas. [45][46][47][48].
9.1.1 Ruido
Los sistemas de PLC pensados para baja y media tensión utilizan la banda de 3-500
KHz llamados NB-PLC, narrow band. El ruido en esta banda se puede descomponer
en ruido blanco, ruido impulsivo ciclo estacionario, y ruido impulsivo asíncrono. El
ruido impulsivo consiste en ráfagas cortas de ruido con densidad espectral de ruido
PSD (Power Spectral Density) mucho mayor que el ruido blanco o de fondo. Como
puede ser periódico o aleatorio se le llamo ciclo estacionario y asíncrono.
Mediciones en campo de media y baja tensión han mostrado que el ruido ciclo
estacionario está sincronizado con la mitad del ciclo de la línea eléctrica (50/60 Hz) y
es uno de los componentes de ruido predominante en esta banda de 3-500 KHz.
En muchos sistemas de comunicaciones el ruido es modelados como un proceso
aleatorio Gaussiano pero no es el apropiado en las redes PLC. El ruido en esta red es
naturalmente impulsivo. Dependiendo del rango de frecuencias se pueden distinguir
2 tipos de ruido impulsivos en PLC, asíncrono y ciclo estacionario.
61
9.1.2 Ruido Impulsivo Asíncrono
El ruido impulsivo asíncrono proviene de emisiones de eventos aleatorios que
ocurren en sitios tanto residenciales como industriales, encendido y apago de
diferentes circuitos (rectificadores, motores, dimmers, equipo industrial, etc) que
provocan transitorios diferentes. Este tipo de ruido es dominante en altas
frecuencias, desde cientos de KHz hasta 20 MHz. Se realizaron modelados para este
tipo de ruido.
El primero Gaussian Mixture Model: Una variable Z tiene una distribución mezcla
Gaussiana si su función de densidad de proabilidad pdf (probability density function)
es una sumatoria de diferentes distribuciones Gaussianas:
Donde denota una función Gaussiana con media cero y varianza y
es la probabilidad de la función mezcla del k-ésimo termino
El segundo es Middleton Class A Model, donde cambia y A es
un factor de overlapping comprendido entre valores de 0,01 y 1 y con
power ratio. Cuando K se hace incrementa solo los primeros términos
son significativos.
62
9.1.3 Ruido Impulsivo Ciclo Estacionario.
Este ruido tiene variaciones periódicas con periodo igual a la mitad del periodo de
la línea eléctrica (50 o 60 Hz). El espectrograma de la siguiente figura indica que el
ruido exhibe regiones durante cada periodo donde parece estacionario. Cada región
está caracterizada por la forma de su espectro y un correspondiente filtro lineal e
invariante temporal (LTI).
63
Dado este modelo, el ruido ciclo estacionario n[k] se puede generar con la
convolución de una señal AWGN S[k] y el filtro dado LPTV como:
En las figuras anteriores se pueden apreciar 3 regiones:
La primera región con un ruido blanco gaussiano típico, la segunda región con
ruido periódico y la tercera con ruido impulsivo asíncrono.
9.1.4 Mitigaciones de ruido impulsivo asíncrono
En algunos receptores se asume un modelo estadístico particular y se estiman los
parámetros durante un periodo de entrenamiento del receptor. Por ejemplo en
técnicas de pre-filtrado basadas en Alpha-Stable model. Mientras que no son
complejos en su implementación, su performance se puede deteriorar
significativamente cuando la constelación de los símbolos aumenta. Resultados más
prometedores resultan utilizando 2 ecualizadores minimun mean squared error
(MMSE) estimando símbolo por símbolo derivados de un modelo de ruido. La
desventaja de usar métodos paramétricos para mitigar el ruido es que si el ruido se
modela con parámetros incorrectos se produce un missmatch de los parámetros
que hace que la performance caiga drásticamente. En situaciones donde el ruido
cambia de tal manera que un simple modelo no basta, esta técnica pierde
confiabilidad. Además se tiene un overhead para el proceso de adaptación o training
en el canal. Los métodos no paramétricos no requieren estimación de parámetros o
entrenamiento ya que no asumen un modelo de ruido en particular. Tomando
ventaja de la escasez en el dominio del tiempo del ruido impulsivo se aplica la
técnica de compresión de sensor (compressed sensing) para estimar el ruido
impulsivo a partir de tonos (null tones) en la señal receptora.
64
9.1.5 Mitigación de ruido impulsivo ciclo estacionario
Típicamente el ruido ciclo estacionario en los sistemas de PLC consisten en ráfagas
de alta densidad de ruido que barre el 30% del periodo (2,5ms), que es mucho
mayor que la duración de un símbolo OFDM como está especificado en los
estándares. Por ejemplo el símbolo OFDM en el estándar G3 es de 231,7us en la
banda FCC en un periodo de 8,33ms. En esta situación, los algoritmos de mitigación
de ruido que expanden múltiples símbolos OFDM son deseables. Si la duración del
paquete es mucho mayor que la ráfaga del ruido, se puede recuperar el símbolo
contaminado usando información de otros símbolos que no hayan sido afectados
por ruido. Un bloque de interleaved en el dominio del tiempo es propuesto en el
transreceptor para expandir largas ráfagas de ruido en cortas sobre múltiples
símbolos OFDM.
65
9.1.6 Canal PLC vs Canal Wireless
El campo de la comunicación Wireless ha madurado suficiente y ha quedado
asentada. El éxito de la tecnología PLC depende fuertemente de las condiciones de
canal. Un cuadro comparativo ilustra esta motivación.
En este trabajo se analizan los estándares PRIME y G3 de tecnología PLC.
66
10 Protocolo PRIME Alliance
Power Line Intelligent Metering Evolution aprobado como un estándar internacional
ITU G.9904
Lanzado por Iberdrola, España, una de las mayores compañía eléctricas en el
mundo. PRIME define las capas PHY y MAC.
Arquitectura del Sistema
El sistema PRIME está compuesto por subredes, cada una definida en el contexto de
una cámara transformadora. Cada sub red está compuesta de 2 tipos de nodos, Base
Node y Service Node. El Base Node que es la raíz de la subred gerencia todos los
recursos y conexiones. El Service Node es cada punto de la red mesh, se puede
comunciar con cualquier otro nodo y también puede reenviar tráfico hacia otros
nodos.
10.1 PHY Layer
Utiliza un esquema basado en modulación adaptada OFDM (Orthogonal Frequency
Division Multiplexing) con FEC (Forward Error Correction) y data interleaving.
67
Un diagrama en bloques:
L
a capa física PHY recibe los datos de la capa MAC. Luego del bloque CRC la trama
puede pasar por un bloque de código de convolución, un scrambler para aleatorizar
los datos (pseudoaleatorios) y un interleaver para mezclaros. Luego pasa por el
bloque de modulación que puede ser DBPSK, DQPSK o D8PSK. El siguiente paso es el
multiplexor OFDM compuesto por un bloque Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) y
finalmente un generador de prefijo cíclico.
Debido al esquema OFDM se tienen las siguientes ventajas:
- Menos precisión es requerida para la sincronización del receptor
- La extensión del tiempo de símbolo en OFDM lo hace más robusto al ruido
impulsivo ya que solo puede impactar en una porción del símbolo en el
tiempo.
- Se explota mejor la utilización del espectro, critico en sistemas de banda
limitada.
10.2 Banda de frecuencia
La banda de frecuencia se pensó para que su implementación sea de bajo costo,
tenga comportamiento aceptable de canal y que no tenga interferencias con otros
equipos y/o servicios.
La elección natural fue evidente ya que en Europa ya existe una frecuencia regulada
para electricity suppliers llamada CENELC-A que va desde 3 a 95 KHz. En EEUU la FCC
otorga el rango hasta 500 KHz.
68
Estudios de campo de PRIME indican que el espectro de mayor interés está alocado
entre 45 KHz y 90 KHz.
El uso de la señal de PRIME OFDM es:
La primer sub portadora centrada en 41992.1875 Hz.
La ultima sub portadora centrada en 88867.1875 Hz.
El ancho de banda es de casi 47 KHz.
10.3 Espacio entre sub portadoras
La inversa del espacio entre sub portadoras es igual a la duración del símbolo OFDM
(el intervalo de la IFFT) luego un espacio reducido de sub portadoras implica un
tiempo de símbolo mayor lo que ayuda a prevenir impedimentos por el ruido
impulsivo. PRIME efectuó una campaña de medidas detalladas en varias ciudades de
España, seleccionando varios tipos de cables, de distinta edad, distancias y
topologías. Se hicieron pruebas con 12, 26,38 y 96 sub portadoras. Los resultados
mostraron la ventaja de elegir 96 subcarriers que no implica un impacto en su costo.
El espaciado de subportadoras es por tanto de exactamente 488.28125Hz. 96
subportadoras de datos y 1 subportadora de control. El intervalo de la IFFT es de
2.048ms más el del prefijo cíclico de 0.192ms. Para un clock propuesto de 250 KHz,
los parámetros de PRIME OFDM se resumen en la siguiente tablal.
69
10.4 Niveles de potencia
Se define una PSD (Power Spectral Density) injectada por los amplificadores de
120dBu Vrms (1 Vrms).
10.5 Forward error correction
Es importante tener alguna codificación de canal en caso donde la Signal to Noise
Ratio (SNR) sea baja. PRIME analizó específicamente los bloques de códigos
convolucionales y los resultados de las mediciones constataron que los códigos
tradicionales simples eran mejores que otros propuestos. La explicación es que los
códigos en general son efectivos para un modelo de ruido bien conocido y se
comportan mucho peor si hay desviaciones del escenario del ruido. La variabilidad
de los perfiles de ruido parece ser muy distantes en diferentes lugares, por lo que es
sensible confiar en un esquema de codificación con resultados aceptables en la
mayoría de los casos.
El encoder seleccionado es con ½ del rate binary no recursivo, no sistemático con un
k=7 de constraint y una distancia libre de 10.
Adicionalmente es necesario efectuar un interleaving: a causa del frequency fading
de los típicos canales de las líneas de potencia, las subcarriers de OFDM en el
receptor generalmente muestran diferentes amplitudes. Grandes dispersiones en el
espectro pueden causar grupos de subcarriers que son menos confiables que otras,
70
causado así bit errors en ráfagas y no son aleatorizados (scattered). Interleaving es
aplicado junto con el código convolucional para aleatorizar la ocurrencia de errores
de bits antes que la decodificación. En el transmisor, los bits codificados son
permutados en cierta manera que hace segura que los bits adyacentes estén
separados por algunos bits después de ser mezclados (interleaving). PRIME utiliza 3
diferentes esquemas de interleaving dependiendo en la constelación que utilice.
10.6 Scrambler
Añadir un scrambler es siempre usado para evitar que ocurran grandes secuencias
de bits idénticos. Aleatorizando el bit stream, el factor de cresta a la salida de la IFFT
es reducido. Este es un mecanismo de bajo costo pero muy útil para decrementar el
promedio de potencia pico a pico en la señal OFDM, que de lo contrario puede
alcanzar valores peligrosos.
10.7 Modulación digital
Fueron medidos y evaluados diferentes esquemas de modulación en el dominio del
tiempo y de frecuencia. Se concluyó que la familia de modulación PSK era la mejor
solución de compromiso y resultados mostraron ventajas insignificantes entre la
16QAM y 8PSK. El hecho de que la familia de modulación sea la misma hace que el
costo sea reducido.
En la siguiente tabla se resume los tipos de modulación utilizados.
71
Diagrama de constelación
10.8 El formato de la trama
72
Cada trama PHY empieza con el preámbulo que tarda 2.048 ms, seguido por un
número de símbolos OFDM, cada uno de duración 2.24 ms. Los primeros 2 símbolos
OFDM llevan el PHY frame header. Los demás M símbolos llevan el payload. El valor
de M es señalizado en el header y puede tener como máximo el valor de 63.
Por lo tanto una trama con máximo payload tiene una duración de:
2.048ms+4.48ms+63*2.24ms = 147.648ms.
10.8.1 Preámbulo
Toda transmisión empieza con un preámbulo fijo. Este elemento es crucial para
propósitos de sincronismo. El uso de un símbolo OFDM como preámbulo no es
apropiado. Para tener un sincronismo robusto, un tipo de señal fue seleccionado
con una envolvente constante para que se pueda enviar un máximo de energía en la
señal. Adicionalmente, el preámbulo necesita frequency agility para evitar que la
atenuación la suprima, una excelente propiedad de autocorrelación es necesaria.
Una clase de señal bien conocida que completa los requerimientos es la linear chirp.
La forma de onda del preámbulo es como sigue:
Donde T=2048us, fo=41992 Hz (frecuencia de comienzo), ff=88867 Hz (frecuencia
final) y u= (ff-fo)/T.
10.8.2 Header y payload
Justo después del preámbulo, 13 subcarriers piloto son insertados en cada uno de
los primeros 2 OFDM símbolos para proveer suficiente información para estimar el
sampling start error y el sampling frequency offset. El header es modulado con
73
DBPSK con 84 subcarriers de datos que constan de 84 bits por símbolo. El header es
siempre enviado utilizando FEC ON.
Sin embargo el payload es codificado con la modulación correspondiente de
acuerdo al SNR para tener un BER (Bit Error Rate) deseado. La capa MAC
seleccionara la mejor modulación usando información de los errores en tramas
pasadas. El sistema se configurara así dinámicamente para proveer el mejor
compromiso entre throughput y eficiencia. Esto incluye si debe usarse o no FEC.
Cada símbolo OFDM en el payload lleva 96 subcarriers de datos y 1 de piloto Cada
subcarrier de datos tendrá una carga de bit de 1,2 o 3 bits.
El campo que forma el header y el payload son mostrados (bis transmitidos antes
de codificar)
Header: compuesto por los siguientes campos:
Protocol: contiene el esquema de trasmisión del payload.
Res significa Reservado y el sufijo _F significa FEC esta ON.
LEN: define el temaño del payload en símbolos OFDM. Así un máximo de 63
símbolos OFDM se transmitirán en un solo payload.
PAD_LEN: define el tamaño del campo PAD en bytes.
MAC_H: MAC layer Header. Es incluido dentro del HEADER, símbolos para
proteger la información contenida.
74
CRC_Ctrl: El CRC_Ctrl(m), m=0…7, contiene el CRC chcksum sobre los campos
PROTOCOL, LEN, PAD_LEN y MAC_H . El polinomio que se utiliza es expresado
como sigue: El checksum es calculado como sigue: el resto
de la división de PD_Ctrl por el polinomio forma el
CRC_Ctrl(m), donde CRC_Ctrl(0) es el LSB (Least Significant Bit). El generador
polinomial es el bien conocido CRC-8ATM.
FLUSHING_H: flushing bits necesarios para la decodificación convolucional.
Todos los bits en este campo están seteados a cero para resetear el encoder. Este
campo solo existe cuando FEC está ON.
PAYLOAD:
MSDU:Uncoded MAC layer Service Data Unit
FLUSHING_D: flushing bits necesarios para decodificación convolucional. Este
campo sólo existe para cuando FEC esta ON.
PAD: Campo de Padding. Si el último símbolo OFDM no esta completado, el
padding data debe ser insertado.
10.7 Channel Access
Las aplicaciones para esta tecnología generan pequeñas ráfagas de tráfico que
pueden tener requerimientos de real-time delay. Por eso la técnica de CSMA/CA es
adecuada. Sin embargo también habrá casos en que un gran volumen de tráfico es
necesario hacia y desde los nodos. Este es un caso que justifica el uso de TDM.ya
que CSMA/CA podría generar colisiones indeseables. Por lo tanto utiliza las 2
técnicas según sea conveniente.
10.8 Retransmisiones
Se utiliza ARQ Selective Repeat que es más eficiente en cuanto a su performance
comparado con otros esquemas ARQ.
75
10.9 Convergence Layer
En esta capa se clasifica el tráfico que está asociado con la capa MAC. Se realiza
un mapeo de cualquier tipo de tráfico.
Está dividida en 2 subcapas.
Common Part Convergence Sublayer para servicios genéricos y Sevice Specific
Convergence Sublayer para servicios específicos. Por cada aplicación puede haber
más de un servicio específico pero solo uno genérico.
10.10 IPv4 Convergence Layer
Transferencias de paquetes ip v4 son posibles.
El nodo base actúa como router entre la red PRIME y el backbone. También
puede utilizar NAT.
Los otros nodos pueden usar dirección ip estatica o DHCP.
Los nodos mandan mensajes query al nodo base para resolver las direcciones IP.
Esto requiere una conexión dedicada.
76
11 Implementación en un circuito integrado: Atmel. ATPL 230
77
11.1 Diagrama en bloques
11.2 Analog Front-End. Circuito de acoplamiento para PLC.
Atmel provee unos diseños de referencia de acomplamiento para mayor
performance, bajo costo y simplicidad.
78
La tecnología Atmel es puramente digital y no necesita conversores DAC/ADC,
simplificando así el circuito externo. Todos los diseños de referencia de
acomplamientos PLC tienen los mismos sub-circuitos:
Etapa de transmisión.
Etapa de recepción.
Etapa de filtrado.
Etapa de acoplamiento.
11.2.1 Etapa de transmisión
Esta etapa adapta las señales EMIT (no espurias) y las amplifica de ser necesario.
Puede ser compuesta por:
79
11.2.2 Driver
Un grupo de resistores que adaptan las señales EMIT para el control del
amplificador clase D o para el filtrado de la siguiente etapa.
11.2.3 Amplificador
Si es requerido, un amplificador clase D que genera una forma de onda
cuadrada de amplitud 0 a VDD.
Protección y bias: Resistores y diodos Schottky de barrera proveen una
componente DC y protección de las señales espurias.
11.2.4 Etapa de filtrado
Está compuesta de un filtro pasa banda. La respuesta plana en la banda de interés
no distorsiona la señal inyectada, reduce las emisiones espurias y bloquea
potenciales interferencias de la transmisión de otros canales.
Esta etapa tiene 3 objetivos:
Filtrar las componentes de las altas frecuencias de la señal cuadrada.
Adaptar las impedancias Input/Output para optima recepción y transmisión. Esto es
controlado por las señales TXRX.
11.2.5 Etapa de acomplamiento
Esta etapa bloquea la componente DC desde y hacia la línea donde la señal es
inyectada y recibida. Se utiliza un capacitor de alto voltaje. Esta etapa también
podría aislar eléctricamente el circuito de acomplamiento del mundo exterior por
medio de un transformador 1:1.
11.2.6 Etapa de recepción
Esta etapa adapta la señal analógica recibida para ser apropiadamente capturada
por la cadena de recepción del ATPL230A El circuito de recepción es independiente
del canal PLC en el cual este siendo usado. Básicamente consiste en:
Filtro anti aliasing.
80
11.3 Control Automatico de ganancia (AGC).
Driver del ADC interno.
El circuito AGC evita distorsiones en la señal recibida que puede subir cuando la
señal de input es suficientemente alta como para polarizarlos diodos de protección
en la región directa. El driver del ADC interno compuesto de unos resistores y
capacitores proveen una componente DC y adapta la señal recibida para ser
apropiadamente convertida por el internal reception chain.
81
11.4 Las bandas de operación del SoC (system on Chip)
Se pueden diferenciar las diferentes bandas, en la FCC se tiene el mejor
rendimiento del dispositivo alcanzando los 8 canales hasta cerca de los 500 kHz.
11.5 Viterbi Soft Decision
En “soft” decisión hay 16 niveles de decisión. Una vez decodificado el símbolo, un
“strong ‘0’ “es representado por el valor de “0”, mientras un “strong” ‘1’ es
representado por el valor de 15. El resto de los valores son intermedios, entonces un
“7” es utilizado para representar un “weak” ‘0’ y un “8” representa un “weak” ‘1’.
Soft decisión calcula el error en un bit recibido como la distancia en niveles de
decisión entre el valor recibido (un valor entre 0 y 15) y el correcto (0 o 15).
Luego de recibir un mensaje en un búfer, se guarda en su registro el logaritmo del
número de errores acumulados de los bits recibidos, usando Viterbi Soft Decision.
82
11.6 Viterbi Hard Decision
En detección “hard” hay solo 2 niveles de decisión. Si el valor recibido es diferente
del correcto, el valor del error es tomado como “1”. En caso contrario el error es
tomado como “0”.
83
11.7 PRIME PHY Layer Diagrama en bloques.
84
11.8 Algunos registros importantes
11.8.1 BCH_ERR: Busy Channel Error Flag Este bit es definido como ‘0’ por hardware para indicar la presencia de una señal
OFDM en el instante de transmisión. De lo contrario es seteado como ‘1’. Este bit es
usado para retornar un resultado de “Busy Channel” (canal ocupado) en la primitiva
PHY_DATA confirm.
11.8.2 CD: Carrier Detect bit
Este bit es seteado como ‘1’ cuando una señal OFDM es detectada y permanece
activa durante todo el proceso de recepción. Es usado en cannel Access (CSMA-CA
algorithm) para performar el sensado de canal (cannel-sensing).
11.8.3 UMD: Unsupported Modulation Scheme flag
Esta bandera es seteada a ‘1’ cada vez que un header con CRC correcto es
recibido, pero el campo PROTOCOLO en este header indica una modulación no
soportada por el sistema.
11.8.4 INT_PHY: Physical Layer interruption
Este bit es internamente conectado con el EINT pin. Es de nivel bajo activo y
seteado a ‘0’ por la PHY layer para disparar una interrupción en el host externo.
En la recepción, cada vez que un mensaje PLC es recibido, la PHY layer genera 2
interrupciones.
85
Una de ellas cuando el header es correcto ( los primeros 2 símbolos ) y la otra
cuando el mensaje es completamente recibido.
En transmisión, una interrupción será generada cada vez que un mensaje
completo ha sido enviado.
La señal es reseteada escribiendo ‘1’ en el bit PHY_SFR.
86
Hay registros semejantes para el RSSI promedio y máximo.
Hay registros semejantes para el CINR promedio y máximo.
87
88
12 Protocolo G3 PLC Alliance
Este estándar fue desarrollado para alcanzar los siguientes objetivos:
Robustez: La comunicación debe ser apropiada ante severos ambientes (como
son las líneas de potencia).
Performance: Debe tomar toda la ventaja de la banda CENELAC A.
Simplicidad: Debe ser simple de implementar, instalar (Plug and Play), operar y
mantener.
Flexibilidad: Debe ser compatible con diversas aplicaciones y topologías de red.
Seguridad: Debe ofrecer un entorno seguro para la promoción de “Value Added
services”.
Abierto: Debe estar basado en un estándar abierto capaz de soportar soluciones
multi-suppliers.
Para lograr este fin, G3 añade las siguientes capas y subcapas:
Una capa física robusta y de high performance orientada a ambientes PLC.
Una subcapa MAC del tipo IEEE apropiada para bajas tasas de transmisión.
IPv6, la nueva generación IP que abre un amplio rango de nuevas aplicaciones
y servicios potenciales.
Para lograr buen IPv6 y MAC interoperabilidad, se agrega una subcapa de
adaptación tomada del internet world llamada 6LoWPAN.
89
12.1 Descripción de capas
Una canal siego para estimación de canal es usado para la adaptación del vínculo
(adaptation link). Basado en la calidad de la señal recibida, el receptor decide la
modulación de acuerdo al esquema de modulación. Además, el sistema diferencia
las subportadoras con malos valores de SNR y no trasmite datos en ellas.
90
12.2 Diagrama del transreceptor
12.3 FEC enconder
El codificador FEC está compuesto por un Reed-Solomon enconder seguido de
un codificador convolucional. En modo robusto y extra robusto, llamado,
Repetition Code (RC) es usado después del código convolucional para repetir
bits a la salida.
91
12.4 Reed Solomon encoder
Los datos del scrambler son codificados por el código “shortened systematic
Reed – Solomon (RS) usando campos “Galois”. Dependiendo del modo de uso, los
siguientes parámetros son aplicados:
Modo normal RS (N=255, K=239, T=8) usando Galois Field (2exp 8).
Modo robusto RS (N=255, K=247, T=4) usando Galois Field (2exp 8).
Donde N, K y T son respectivamente el número total de símbolos transmitidos, el
número de símbolos de datos, el número de símbolos errados corregibles.
12.4.1 Modos robusto y super robusto
En modo robusto, el stream binario que viene del codificador convolucional
es repetido 4 veces antes de la transmisión al interleaver. La repetición es hecha bit
por bit. Por ejemplo para una entrada de ‘0101’ la salida sería ‘0000111100001111’
(sólo para la parte de datos de la trama).
Modo super robusto: En este modo el binary stream es repetido 6 veces. Por
ejemplo para una entrada de ‘0101’, la salida sería ‘000000111111000000111111’.
Este modo es usado por el Frame Control Header de la trama.
12.4.2 Dominio de frecuencia pre-énfasis
El propósito de este bloque es proveer la forma de frecuencia a la señal transmitida
en orden de compensar la atenuación introducida a medida que la señal atraviesa la
línea de potencia.
El filtro de frecuencia pre énfasis consiste en un multiplicador que multiplica las
muestras de la señal compleja de un símbolo OFDM con 128 coeficientes reales del
filtro.
92
Si el parámetro opcional TXCOEFF no está implementado, el filtro pre énfasis usará
valores para satisfacer la planicidad del espectro. De lo contrario, los coeficientes del
filtro son representados por 4 bits con signo de valores de -8 a +7.
Esos valores son computados desde los parámetros TXRES y TXCOEF que son parte
del Tone Map Response message que la estación destinataria envía hacia la fuente.
El filtro multiplica las primeras 128 muestras de un símbolo OFDM con 128
coeficientes reales del filtro. El resto es seteado a cero. La siguiente figura muestra
el diagrama en bloque del filtro. La salida del filtro es la entrada de la IFFT.
12.4.3 Generación de OFDM (IFFT y adición CP)
La señal OFDM es generada usando IFFT. El bloque IFFT toma las 256 muestras
del vector de entrada y genera las 256 OFDM palabras en el dominio del tiempo
prefijadas con 30 muestras del cyclic prefix (CP). En otras palabras, se toman las
últimas 30 muestras a la salida de la IFFT y se colocan en frente del símbolo.
La parte útil de la salida es la parte real de los coeficientes de la IFFT. La configuración
entrada/salida se muestra en esta figura:
93
12.4.4 Windowing
Para reducir la emisión de fuera de banda y reducir el lóbulo del espectro, la forma
del coseno elevado es aplicado para todos los símbolos. Luego la cola y la cabeza
de los sucesivos símbolos son sobrepuestos y sumados juntos. Este proceso es
descripto como se muestra. A cada lado del símbolo se le aplica la forma de la
función de coseno elevado.
94
La función windowing en cada muestra de borde es un una función coseno elevado
y sus valores están dados en la siguiente tabla.
Las formas de las muestras de las 8 colas y las 8 cabezas del símbolo son superpuestas
con la cola y la cabeza de los símbolos adyacentes.
12.5 Estructura de la trama.
La capa física soporta 2 tipos de trama: datos y acknowledgment / non-
acknowledgment (ACK/ NACK) frame.
95
12.5.1 Data frame
Una trama típica de datos es como la siguiente:
Cada trama empieza con un preámbulo usado para sincronización y detección
mediante el automatic gain control (AGC).
El preámbulo es seguido por n símbolos de datos alocados en el Frame Control
Header (FCH).
El número de símbolos dependen del número de portadoras usadas por
el tipo de modulación OFDM dependiendo de la banda del sistema. FCH
lleva información de control requerida para demodular la trama de datos.
Los símbolos de datos son transmitidos luego. En la figura ‘GI’ significa
“guard interval”, que es el intervalo conteniendo el cyclic prefix.
12.5.2 Trama ACK / NACK
Consiste de un preámbulo y de FCH solamente como se muestra:
El preámbulo está compuesto por 8 símbolos idénticos P y 1½ símbolos idénticos
M. SYNCP se refiere a símbolos multiplicados por +1 y SYNCM se refiere a símbolos
multiplicados por -1
96
El preámbulo consiste de 8 símbolos SYNCP seguidos por uno y medio de
símbolos SYNCM, sin símbolos cyclic prefix entre ellos. El primer símbolo
incluye la forma de coseno elevado en los puntos de borde. Cada uno de
los P y M símbolos contienen 256 muestras y son pre guardados en el
transmisor y transmitidos justo antes de los símbolos de datos.
Los símbolos P son usados por la adaptación AGC (Automatic Gain
Controler) , sincronización de símbolo, estimación de canal y estimación de
comienzo de referencia de fase.
Los símbolos M son idénticos a los P sólo que todas las portadoras están
defasadas en .
En el receptor, la distancia de fase entre las formas de onda de los símbolos
P y los M es usada para la sincronización. Un símbolo P es generado creando
n portadoras igualmente espaciadas con la fase de cada portadora dada por
el vector de fase ( c). La definición del vector de fase depende del número
de portadoras usadas.
12.5.3 Frame Control Header (FCH)
Inmediatamente después del preámbulo, los siguientes símbolos de datos
son reservados por el frame control header. Dependiendo del número de
portadoras usadas, el número de símbolos varía según la siguiente tabla.
97
El máximo número de portadoras que pueden ser seleccionadas es 128,
formando un tamaño de IFFT de 256. Este resultado en un espacio de frecuencia
entre cada portadora OFDM igual a1,5625 kHz (Fs/N) donde Fs es la frecuencia
de muestreo y N el tamaño de la IFFT. Las imperfecciones como la variación
del reloj de frecuencia de muestreo puede causar Inter Carrier Interference. En la
la práctica la ICI causada por una desviación típica del 2% es despreciada. Que es
98
lo mismo que decir un 25 pmm (parte por millón) de variación del reloj.
La desviación típica en general es de 8 Hz (0,5 %).
12.6 Tabla de parámetros físicos aplicados en la banda CENELC.
PLC OFDM type 2 soporta la porción entre 35,9 kHz y 90,6 kHz de la banda
CENELEC A. Con un esquema de modulación DBPSK, DQPSK y D8PSK por
Portadora la velocidad de transmisión data rate en modo normal alcanza
los 48 kbps.
99
El número de símbolos, el tamaño de bloques Reed-Solomon, y el data rate
asociados con las 36 portadoras esta tabulado en las siguientes dos tablas.
100
101
La siguiente tabla muestra el data rate incluyendo los datos de FCH.
102
12.7 Tiempo de trama
El tiempo de duración de una trama se calcula con la siguiente fórmula:
Dónde:
NS es el número de símbolos a transmitir.
Npre es el número de símbolos del preámbulo.
N es el tamaño de la FFT.
No es el número de muestras superpuestas en cada lado del símbolo
Ncp es el número de muestras en prefijo cíclico.
NFCH es el número de símbolos del FCH.
Fs es la frecuencia de muestreo (en Hz).
12.8 Cálculo del data rate y tamaño del bloque Reed Solomon.
El data rate es calculado basado en el número de símbolos por trama PHY (Ns),
el número de subportadoras por símbolo (Ncar) y el número de paridad de bits
añadidos por los bloques FEC.
Un ejemplo de cómo calcular el data rate se muestra usando los parámetros de la
banda CENELEC-A.
Tamaño de la FFT o número de puntos de la FFT N=256.
Número de subportadoras Ncar=36.
Número de muestras superpuestas No=8.
Número de muestras del prefijo cíclico Ncp=30.
Número de símbolos FCH=13.
Frecuencia de muestreo Fs=0.4MHz.
103
Número de símbolos de preámbulo =9,5.
Considerando en modo robusto, el total de bits en la trama es :
Total_No_Bits=Ns x Ncar=40 x 36 =1440 bits.
El número de bits requeridos en el encoder robusto es dado por:
No_Bits_Robust=1440 x Robust_Rate=1440 x ¼ =360 bits.
Considerando el hecho de que el encoder tiene un rate adicional de ½ y también
considerando el agregado de los bits CCzerotail= 6 bits de ceros.
Removiendo 8 bytes asociados con los bits de paridad (en modo robusto) se tiene:
DataLength=(21- 8) x 8=104 bits.
Estos 104 bits son transmitidos dentro de la duración de la trama PHY. El tiempo de la trama
PHYera calculado por
Luego el data rate se calcula como: Data rate= 104/0.042 ~ 2,4 kbps.
104
13 Implementación en un circuito integrado: Maxim Integrated. MAX2992
13.1 Descripción general
El modem PLC de banda base MAX2992 entrega una comunicación de datos
half dúplex asíncrona sobre la línea de potencia AC a una velocidad de hasta 300
kbps. El MAX2992 es un SoC (System on Chip) que combina la capa física PHY y
la MAC (Media Acces Control) usando el microcontrolador de 32 bit MAXQ30
como core. El transreceptor analog front-end MAX2991 junto con el MAX2992
y el firmware G3 forman una solución completa de la G3-PLC-compliant.
Utiliza técnicas de modulación OFDM junto con DBPSK, DQPSK, D8PSK y FEC.
El diseño provee inherente adaptabilidad a frecuencias de canales seleccionables,
brindando mayor robustez en presencia de delay de grupo, e inmunidad al
ruido impulsivo.
La MAC del MAX2992 incorpora una capa 6loWPAN para soportar paquetes
IPv6. Una mejorada CSMA/CA y ARQ (Automatic Repeat Request), junto con el
protocolo de ruteo mesh soporta todos los servicios comunes MAC de cualquier
topología de red.
105
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107
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109
El MAX2992 puede ser configurado para operar en un rango de frecuencias
entre 10 kHz y 490 Khz según las normas CENELEC, ARIB y FCC. Tres modulaciones
pueden elegirse dando así lugar a un compromiso entre la condición del canal y la
velocidad de transmisión de datos para tener la máxima según sea la condición del
canal. Adicionalmente se obtiene mayor performance con adaptive tone mapping,
un proceso donde se detecta una portadora con pobre SNR y redistribuye
el tráfico sobre otro canal de mejores condiciones.
La interferencia inter símbolo (ISI) es eliminada insertando intervalos de guarda y
cyclic prefixes entre los símbolos.
110
14 Implementación en un circuito integrado: Texas Instruments.
14.1 TMS320F28PLC8x Power Line Communications
1 Device Overview 1.1 Features 1 • System-on-Chip for Power Line Communications • Power Supply – Supports PLC Networks Using G3-PLC, PRIME, – Single 3.3-V Power Supply IEEE-1901.2, ITU G.9903, ITU G.9904 – Option to Disable On-chip Low-Dropout (LDO) Standards in the CENELEC Frequency Band Regulator and Supply 1.8-V Core VoltageWith (35 kHz–90 kHz) External Regulator – Designed to Operate With the AFE031 Analog • Communications Peripherals Front End (AFE) for PLC – Two Serial Peripheral Interface (SPI) Ports • Supports Texas Instruments PLC Software – Two Serial Communications Interface (SCI) – IEEE 1901.2 Ports – ITU G.9903 – One Multichannel Buffered Serial Port(McBSP) – ITU G.9904 • McBSP Port can Also be Used as SPI – PRIME – One Inter-Integrated-Circuit (I2C) Port – G3-PLC • Analog Subsystem • TMS320F28PLC84 Includes Key G3-PLC – 12-Bit Analog-to-Digital Converters (ADCs), Firmware Routines Loaded into On-chip ROM Each With Dual Sample-and-Hold (S/H) – Opens On-chip Flash Memory for Future – ADC Operates at 3.4 MSPS Firmware Enhancements • 128-Bit Security Key and Lock • 32-Bit C28x CPU Architecture Optimized for – Protects Secure Memory Blocks Orthogonal Frequency-Division Multiplex (OFDM) Prevents Firmware Reverse Engineering Communications – Viterbi/Complex Math Unit (VCU) – Blocks JTAG Access When Enabled – 90 MHz • 80-Pin PN Low-Profile Quad Flatpack (LQFP) • On-chip Memory • Industrial Temperature Range: –40ºC to 105ºC – 256KB of Flash – 100KB of RAM – Boot ROM 1.2 Applications • Electric Meters • Solar Inverters • Power Line Communications Data Concentrators
111
14.2 Descripción
Los procesadores TMS320F28PLC8x están optimizados para alcanzar los
requerimientos de las redes AMI en las instalaciones Smart Grid que
usarán narrowband power line communications en las bandas CENELEC.
Diseñados para ejecutar enteramente el stack de protocolos PLC para los
estándares de la industria. TI provee estas librerías de firmwares sin licencias
adicionales. También son usados en los concentradores PLC.
Los procesadores F28PLC8x son optimizados para trabajar con el AFE031
analog front end, un integrado al mismo, capaz de controlar un acoplamiento
del transformador conectado a la línea principal AC. Ideal para entregar alta
corriente,bajas líneas de impedancia hasta 1,9 A en cargas reactivas.
14.3 CPU
El TMS320F28PLCx (C28x) es un miembro de la familia del TMS320C2000
MCU. Los controladores C28x están basados en una arquitectura fixed-point
32-bit.Es un motor C/C++ muy eficiente, permitiendo a los usuarios desarrollar
el software de control y también algoritmos matemáticos usando C/C++.
Esta eficiencia evita el uso de un segundo procesador en muchos sistemas.
Gracias a su multiplicación 32x32-bit y acumulador (MAC) 64-bit permite
controlar grandes problemas de resoluciones numéricas. Además, las
rápidas respuestas de interrupciones de contexto automático que se guardan
en críticos registros, da por resultado un dispositivo que es capaz de servir
muchos eventos asíncronos con mínima latencia.
14.4 Viterbi, Complex Math, CRC Unit
El C28 x VCU mejora el poder de procesamiento del C2000 añadiendo
instrucciones Embebidas para objetivos de matemática compleja, Viterbi
decode, y cálculos Cyclic Redundancy Check (CRC).
Las instrucciones VCU aceleran muchas aplicaciones incluyendo:
112
OFDM usado en los estándares PRIME y G3 de PLC.
Cálculos de matemática compleja para radares de corto alcance.
Cálculos de potencia.
Chequeos de memoria y paquetes CRC (Memory and data communications packet
checks).
Los features del VCU incluyen:
Instrucciones para Cyclic Redundancy Checks con código cheksum de polinomios
CRC8,CRC16,CRC32.
Instrucciones para dar soporte a un software flexible de implementación de decoder
Viterbi.
- Cálculos de branch metric con un code rate de ½ o 1/3.
- Suma, comparación y selección de Viterbi Butterfly en 5 ciclos por butterfly.
- Traceback en 3 ciclos por etapa.
- Fácilmente soporta un constraint length de K=7 usando PRIME y G3.
- Unidad aritmética compleja:
- -Single cycle Add or Subtract
- -2-cycle multiply
- -2-cycle MAC
- -Single cyle repeat MAC
- Espacio independiente de registro.
113
14.5 Memory Bus (Harvard Bus Architecture)
En este tipo de dispositivos MCU, múltiples busses son usados para mover datos
entre la memoria y los periféricos y la CPU. La arquitectura del bus de memoria
contiene un bus de lectura de programa (program read bus), uno de lectura
de datos (data read bus) y uno de escritura de datos (data write bus). El bus
de lectura de programa contiene 22 líneas de direcciones y 32 líneas de
datos. El de lectura de datos y escritura de datos consiste de 32 líneas de
direcciones y 32 líneas de datos cada uno. Los busses de datos de 32-bit
de ancho hacen posible operaciones en un único ciclo.
La arquitectura múltiple de busses, comúnmente llamada Harvard Bus,
permite al C28x buscar una instrucción, leer un valor del dato y escribir
un valor de dato en un único ciclo.
14.6 Seguridad
El F28PLC8x soporta altos niveles de seguridad para proteger que el
firmware del usuario sea violado con ingeniería inversa. La seguridad tiene
un feature de un password de 128-bit (en hardware para 16 estados
de espera), que el usuario programa en la flash. Un code security
module (CSM) es usado para proteger los bloques SARAM flash/OTP y la
L0/L1. Previene que usuarios no autorizados accedan a los
contenidos de memoria vía el puerto JTAG, ejecutando código de
memoria externa o tratando de hacer un boot-load de algún software
malintencionado. Para tener acceso a los bloques seguros, el usuario debe
escribir el correcto KEY de 128-bit que matchee el valor guardado.
114
14.7 Low-power modes
El dispositivo es de tecnología CMOS full static. Tres modos de baja potencia
son provistos:
Modo IDLE: Los clocks de los periféricos pueden apagarse selectivamente y
Sólo aquellos periféricos que necesitan funcionar durante el modo IDLE se
dejan en operación. Un enable interrupt en un periférico activo o
el watchdog timmer podrán despertar el procesador del modo IDLE.
Modo Standby: Apaga el clock y los periféricos del CPU. Este modo deja
al oscilador y al PLC funcionando. Un external interrupt event
despertarán el procesador y los periféricos.
Modo Halt: Este modo básicamente apaga el dispositivo y coloca el mismo
en el menor consumo de potencia posible.
15 Una comparación de las tecnologías PLC
Las 2 tecnologías más difundidas y conocidas en el mundo son G3 y PRIME.
Dada la variedad de ambientes en donde el PLC puede operar y los diferentes
tipos de interferencia presentes, la robustez de G3 para resistir ruido
frecuentemente lo hace más convincente en las decisiones de los
desarrollos en el mundo. Capaz de alcanzar casi 10 km de distancia
atravesando transformadores de medio voltaje.
En la búsqueda de la implementación PLC más apropiada, muchos
países han empezado sus evaluaciones caracterizando lo bien que G3 daba
115
servicio bajo condiciones de operación con ruido típicas de la región.
En Corea, por ejemplo, muchos cables están instalados bajo tierra. En
ese momento, el gobierno de Corea creía que sería posible usar tecnología
de banda ancha PLC (broadband plc). Sin embargo, la fidelidad sufría
desperfectos con la instalación bajo tierra. Una implementación de
banda angosta (narrowband plc) es más adecuada para estas condiciones.
Mientras un gran número de países se han estandarizado con G3,
notablemente Francia, algunos como España eligieron PRIME. La
verdadera batalla por los estándares recién ha empezado. Países como
China, Indonesia y Japón todavía no han elegido ningún gusto en
particular.
G3 suporta mejoras adicionales que mejoran aún más la robustez para
aplicaciones operando en ambientes ruidosos y duros. Por ejemplo los
diseñadores pueden utilizar modulación coherente, un preámbulo más largo,
algoritmos de recepción robusta y detección automática de frecuencia o tone
mask basado en cambios dinámicos del canal. Texas Instruments es dedicado
a avanzar en el desarrollo del PLC y activamente contribuye tanto a la G3
Alliance como a PRIME y la IEEE P1901.2. TI también tiene un equipo de
trabajo de diseño y desarrollo en Dallas para innovar PLC software y hardware
y en Francia también.
116
117
TI hizo un estudio de los casos de implementación real de redes PLC en el
mundo para medir cómo variaba el impacto de la señal, la performance y
la robustez en los diferentes ambientes.
Ti también contribuyó mucho al desarrollo de los modelos de canal PLC
P1901.2 Los modelos de canales juegan un papel clave habilitando
desarrolladores crear una tecnología que cumpla con las características
deseadas.
118
15.1 Un cuadro de precios de fabricantes de chips
observaciones observaciones
Modem 2,81 $ c/u
SoC (system on Chip) 900u a 13,32 $ = 11988 $
180u a 15,54 $
= 2797,2 $
15% mas caro
que PRIME 5,16 $ c/u
ya habia un IC de
64 pines hasta
Microcontrolador
Modem 1ku a 5,7 $ =5700 $
SoC (system on Chip)
Microcontrolador 1ku a 20,21 $ = 2021 $
Modem
SoC (system on Chip)1u 13.51$ 25u 12.28
50u 11.52 $
Microcontrolador
Modem
SoC (system on Chip) 15 $ c/u
Microcontrolador
Modem
SoC (system on Chip)
Microcontrolador
Modem
SoC (system on Chip) 12,38 $ c/u
Microcontrolador
Modem 10 $
SoC (system on Chip) 17,5 $ modulo
Microcontrolador
12,2 $ c/u de ON
Semiconductor
Precios en dolares
ST Microelectronics
Microchip
Atmel
Texas Instruments
Maxim Integrated
Renasas
Risecom
PRIME G3 Yitran DCSK FSK Tradicional ZigBee
15.2 Un cuadro de precios de fabricantes de medidores.
Modelo Precio (us$) Modelo Precio (us$) Modelo Precio (us$) Modelo Precio (us$) Modelo Precio (us$) Modelo Precio (us$)
Medidor Monofasico CIRWATT 172,5 $ AS300 DC450 E450 PRIME
Medidor Trifasico CIRWATT BB41RCP 374 $ NP73E.1-X-X E450-PRIME-3ph
Concentrador SGE-PLC1000 1590 $
Medidor Monofasico HXE110
Medidor Trifasico HXE310
Concentrador
Medidor Monofasico
Medidor Trifasico
Concentrador
Medidor Monofasico
Medidor Trifasico
Concentrador
Medidor Monofasico
Medidor Trifasico
Concentrador
Gridstream AIM
Landys+Gyr
FSK Tradicional
ZigBee
Precios de Medidores y Concentradores
en dolares
ADD GRUPDiscar
Yitran DCSK Modulacion Patentada
G3
PRIME
Circutor Hexing Elster
Software AMI
119
15.3 Conclusión:
Por medio de este trabajo Edenor conoce y comprende fehacientemente
las tecnologías de comunicaciones que se están implementando en el
mundo a saber:
GPRS de la red celular.
Radiofrecuencia de bandas restringidas a AMI en bandas de 800 y 900 MHz.
PLC de banda angosta de protocolos PRIME y G3.
ZigBee o IEEE 802.15.4/g/e orientadas a smart metering.
La red celular en Argentina lamentablemente no es considerada estable ni
confiable por lo que no se contemplará en un proyecto AMI.
Las bandas de frecuencias en 800 y 900 MHz no están disponibles en Argentina
para implementar AMI. Tampoco es viable el costo de adquirir tantas licencias
como equipos radiantes haya.
La solución será mayormente en PLC con protocolo PRIME debido al mayor
volumen de suministro por parte de los fabricantes e importadores, ya que está
más difundido. Sin embargo podrían requerirse soluciones PLC G3 en algunos
sitios ya que es una tecnología más robusta y confiable.
Finalmente en sitios donde:
No se justifique el costo de un concentrador PLC.
120
Haya una línea de vista considerablemente mayor como puede ser el delta
de Tigre.
No esté en cercanía de muchos equipos potencialmente interferentes en la
banda de 2,4GHz.
Donde sea muy atrayente el bajo costo y facilidad de implementación.
La solución será ZigBee o IEEE 802.15.4g/e.
121
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