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Sistema Móvel de Ensaios Não-Destrutivos com Correntes Turbilhonares Tiago Jorge Rocha Dissertação para obtenção do grau de Mestre em Engenharia Electrotécnica e de Computadores Júri Presidente: Prof. Marcelino Bicho dos Santos Orientador: Prof. Artur Fernando Delgado Lopes Ribeiro Co-Orientador: Profª. Helena Maria dos Santos Geirinhas Ramos Vogal: Prof. Carlos Francisco Beltran Tavares de Almeida Junho 2011

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Sistema Móvel de Ensaios Não-Destrutivos comCorrentes Turbilhonares

Tiago Jorge Rocha

Dissertação para obtenção do grau de Mestre em

Engenharia Electrotécnica e de Computadores

Júri

Presidente: Prof. Marcelino Bicho dos SantosOrientador: Prof. Artur Fernando Delgado Lopes RibeiroCo-Orientador: Profª. Helena Maria dos Santos Geirinhas RamosVogal: Prof. Carlos Francisco Beltran Tavares de Almeida

Junho 2011

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Agradecimentos

As minhas primeiras palavras de agradecimento são dedicadas aos meuspais Fernanda Rocha e Carlos Rocha, à minha irmã Ana Rocha, assimcomo ao resto da minha família, pelo apoio e motivação que me deram du-rante todo o meu percurso escolar incluindo os anos que frequentei o cursode engenharia electrotécnica e de computadores.

Pela disponibilidade e orientação agradeço aos Professores HelenaRamos e Artur Ribeiro, que contribuíram muito para o aumento dos meusconhecimentos na área da instrumentação e que sempre acreditaram nasminhas ideias para o desenvolvimento deste trabalho.

Agradeço ao meu amigo e colega Dário Pasadas pelo apoio e presençadurante o desenvolvimento e implementação deste trabalho, e por estarsempre pronto para ajudar nos momentos difíceis.

Quero também agradecer à minha amiga e ex-colega Catarina Carvalhopor proporcionar um excelente ambiente de estudo durante todo o curso epela companhia nas aulas de praticamente todas as disciplinas que concluí.

Por último, mas não menos importante, agradeço aos meus amigos comquem estou quase diariamente pela boa disposição e incentivos que metransmitiram em todos estes anos.

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Resumo

Os ensaios não destrutivos desempenham um papel importante na pre-venção, segurança e custo das aplicações industriais, tais como oleo-ductos,aviões e caminhos de ferro.

Este trabalho tem como objectivo projectar e implementar um sistemaportátil capaz de detectar fissuras em metais, mais especificamente, emalumínio utilizado na indústria de aviação e aeroespacial. O método deensaios não destrutivos baseia-se no princípio das correntes turbilhonares,que é um método comum utilizado nesta área, pois está particularmentebem adaptado para a detecção de fissuras causadas pela fadiga do materiale corrosão, não sendo necessária uma preparação do material em causa.

A ponta de prova do sistema implementado contém uma bobina de ex-citação e um sensor magnético baseado em magnetoresistências gigantes(Giant Magnetoresistance - GMR). Solidário com a ponta de prova encontra-se um rato óptico de computador, cuja função é operar como sistema deposicionamento. Foi também implementado um gerador de corrente, res-ponsável pela excitação da bobina que cria o campo magnético no materialem ensaio e um bloco analógico de processamento de sinais do ensaio,cujo objectivo é obter os parâmetros (amplitude e diferença de fase) destessinais de forma simples e com baixo custo.

Todo o sistema é controlado por um microcontrolador da Microchip, queexecuta a conversão dos parâmetros obtidos para formato digital a partirde um conversor analógico/digital embutido, determina a posição da pontade prova, guarda a informação numa memória estática de acesso aleatório(Static Random Access Memory - SRAM), e envia-a para um computadorpessoal através de um sistema de comunicação sem fios Bluetooth.

Foi desenvolvida uma aplicação no computador pessoal cuja função éreceber os dados do ensaio e posições da ponta de prova, e apresentar aoutilizador uma representação gráfica do ensaio.

Palavras-chave: ensaio não destrutivo, GMR, correntes turbilhonares,correntes de Foucault.

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Abstract

Non destructive testing plays an important role in prevention, safety andcost of industrial application, such as oleo-ducts, aircrafts and rail roads.

This works focuses on the project and implementation of a portable sys-tem capable of detecting defects on metals, more specifically, in aluminumused in the industry of aviation. The method of non destructive testing isbased in the principle of Foucault currents, which is commonly used in thisfield. The method is particularly well adapted for the detection of defects inmetals caused by fatigue and corrosion, and does not require a preparationof the material under testing.

The probe implemented in the system contains an excitation coil anda magnetic sensor based in giant magnetoresistances (GMR). An opticalcomputer mouse was attached to the probe with the purpose of functioningas a positioning system. A current generator was also developed and it isresponsible for the excitation of the coil. An analog processing block wasimplemented to obtain the parameters from the magnetic sensor signals ina simple and low cost manner.

The whole system is controlled by a microcontroller from Microchip Tech-nology, which executes the conversion of the obtained parameters to digitalformat, obtains the probe position, stores the information in a static randomaccess memory (SRAM), and sends it to a personal computer through awireless Bluetooth communication system.

An application was developed in the personal computer whose function isto obtain the data from a test and the probe position and display a graphicalrepresentation of the test to the user.

Keywords: non-destructive testing, GMR, eddy currents.

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Conteúdo

Agradecimentos i

Resumo iii

Abstract iv

Conteúdo v

Lista de Figuras vii

Lista de Tabelas ix

Lista de Acrónimos x

1 Introdução 11.1 Enquadramento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2 Objectivo do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.3 Descrição do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.4 Estado da Arte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Testes Não Destrutivos com Correntes Turbilhonares 52.1 Descrição do Método . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1.1 Descrição da Ponta de Prova . . . . . . . . . . . . . . 62.1.1.1 Bobina de Excitação . . . . . . . . . . . . . . 62.1.1.2 Sensor Magnético . . . . . . . . . . . . . . . 82.1.1.3 Circuito de Saída . . . . . . . . . . . . . . . 102.1.1.4 Posicionamento dos Componentes e Fenó-

menos Envolvidos . . . . . . . . . . . . . . . 102.1.2 Sistema de Localização . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.2 Detector de Falhas com Processamento num ComputadorPessoal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

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2.2.1 Sistema de Medida com Processamento de Sinais numComputador Pessoal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.2.2 Processamento Digital de Sinais . . . . . . . . . . . . 142.2.3 Apresentação das Leituras ao Utilizador . . . . . . . . 152.2.4 Apresentação de um Ensaio . . . . . . . . . . . . . . 162.2.5 Limitações do Sistema de Detecção . . . . . . . . . . 18

3 Sistema de Medida com Processamento Analógico 193.1 Utilização de Circuitos Analógicos no Processamento dos Si-

nais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 193.2 Descrição Geral do Sistema Desenvolvido . . . . . . . . . . . 203.3 Melhoramento da Ponta de Prova e Sistema de Localização . 213.4 Processamento Analógico de Sinais . . . . . . . . . . . . . . 223.5 Componente Analógica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.5.1 Filtros Passa Banda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 253.5.2 Medidor de Amplitude . . . . . . . . . . . . . . . . . . 263.5.3 Medidor de Desfasamento . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.6 Gerador da Corrente de Excitação . . . . . . . . . . . . . . . 303.6.1 Filtro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 313.6.2 Amplificador de Transadmitância . . . . . . . . . . . . 31

3.7 Componente Digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 333.7.1 Microcontrolador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 343.7.2 Memória Estática de Acesso Aleatório (SRAM) . . . . 353.7.3 Algoritmo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 373.7.4 Módulo de Radiofrequência e Transmissão de Dados 40

3.8 Apresentação dos resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.8.1 Exemplo de Ensaio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.9 Consumo Energético . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 423.10 Custo do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4 Resultados Experimentais 454.1 Amplitude e Desfasamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 474.2 Assinaturas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5 Conclusões e Trabalho Futuro 53

Referências 55

A Tabelas de Custos 57

B Esquemáticos 59

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Lista de Figuras

2.1 Bobina de excitação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62.2 Parâmetros da impedância bobina em função da frequência. 72.3 Profundidade de penetração das correntes turbilhonares no

alumínio em função da frequência de excitação. . . . . . . . 82.4 Circuito integrado do GMR (AA002-02) (Cópia do catálogo) . 92.5 Respostas do sensor magnético alimentado com tensão de

5V para várias temperaturas. (1 Oe = 1 Gauss no ar) . . . . 92.6 Fenómenos envolvidos na detecção de correntes turbilhona-

res: na ausência de fissura (a); na presença de fissura (b). . 112.7 Posição do sensor magnético dentro da bobina. . . . . . . . 112.8 Sistema de localização composto por um rato óptico solidário

com a ponta de prova. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.9 Sistema inicialmente desenvolvido. . . . . . . . . . . . . . . . 142.10 Interface da aplicação no computador pessoal. . . . . . . . . 162.11 Interface de calibração do sistema de localização. . . . . . . 172.12 Falha ensaiada com 1 mm de largura, 20 mm de compri-

mento e 2 mm de profundidade. . . . . . . . . . . . . . . . . 172.13 Parâmetros obtidos em função da posição da ponta de prova. 18

3.1 Esquema em blocos do sistema desenvolvido. . . . . . . . . 203.2 Ponta de prova melhorada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 223.3 Exemplo de sinusóides desfasadas de 0,6 radianos. . . . . . 233.4 Blocos que constituem a componente analógica. . . . . . . . 243.5 Resposta do filtro implementado em função da frequência. . 253.6 Tensão de saída do GMR antes e depois de filtrada. . . . . . 263.7 Detector de envolvente simulado com um díodo comum. . . . 263.8 Simulação da resposta do detector de envolvente com díodo

comum a uma sinusóide. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273.9 Detector de envolvente com rectificador de precisão utilizado

para detecção da amplitude. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

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3.10 Resposta do detector de envolvente com rectificador de pre-cisão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.11 Circuito utilizado na medição do desfasamento. . . . . . . . 293.12 Resposta do Schmitt trigger a uma tensão sinusoidal. . . . . 293.13 Blocos que constituem o gerador de corrente de excitação. . 303.14 Tensões de entrada e de saída do filtro do gerador de corrente. 313.15 Circuito do amplificador de transadmitância. . . . . . . . . . . 323.16 Blocos da componente digital. . . . . . . . . . . . . . . . . . 333.17 Circuito de condicionamento de cada sinal (digital) de en-

trada na SRAM (5 V para 3,3 V). . . . . . . . . . . . . . . . . 373.18 Fluxograma do algoritmo implementado. . . . . . . . . . . . . 393.19 Módulo Bluetooth utilizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.20 Exemplo obtido com um ensaio sobre uma falha de 1 mm de

largura, 20 mm de comprimento e 2 mm de profundidade. . . 423.21 Distribuição de custos dos materiais do sistema desenvolvido. 43

4.1 Representação do corte transversal da placa metálica. . . . . 464.2 Amplitude e desfasamento da falha A (2 mm profundidade)

com amplitudes de excitação de 50, 100 e 150 mA . . . . . . 474.3 Amplitude e desfasamento da falha B (1 mm profundidade)

com amplitudes de excitação de 50, 100 e 150 mA . . . . . . 484.4 Amplitude e desfasamento da falha C (0,5 mm profundidade)

com amplitudes de excitação de 100, 150 e 200 mA . . . . . 484.5 Amplitude e desfasamento da falha D com amplitudes de ex-

citação iguais a 50, 100 e 150 mA. . . . . . . . . . . . . . . . 484.6 Amplitude e desfasamento das falhas A, B e C com amplitude

de excitação igual a 100 mA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 494.7 Assinaturas da falha A (2 mm de profundidade) obtidos com

o sistema desenvolvido e comercial. . . . . . . . . . . . . . . 504.8 Assinaturas da falha B (1 mm de profundidade) obtidos com

o sistema desenvolvido e comercial. . . . . . . . . . . . . . . 504.9 Assinaturas da falha C (0.5 mm de profundidade) obtidos

com o sistema desenvolvido e comercial. . . . . . . . . . . . 514.10 Assinaturas da falha D (2 mm de profundidade) obtidos com

o sistema desenvolvido e comercial. . . . . . . . . . . . . . . 51

B.1 Esquemático da componente digital. . . . . . . . . . . . . . 59B.2 Esquemático do gerador de corrente. . . . . . . . . . . . . . 60B.3 Esquemático da componente analógica. . . . . . . . . . . . 61

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Lista de Tabelas

3.1 Formato dos pacotes enviados para o computador pessoal. . 413.2 Correntes injectadas pela fonte de alimentação dupla. . . . . 423.3 Custo total dos materiais do sistema desenvolvido. . . . . . . 43

4.1 Características das falhas ensaiadas. . . . . . . . . . . . . . 45

A.1 Custo detalhado da componente digital. . . . . . . . . . . . . 57A.2 Custo detalhado da componente de processamento analógico.

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57A.3 Custo detalhado do gerador de corrente de excitação. . . . . 58A.4 Custo detalhado da ponta de prova. . . . . . . . . . . . . . . 58

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Lista de Acrónimos

ADC Analog-Digital converter

AMR Anisotropic magnetoresistance

bps Bits per second

CMRR Common-mode rejection ratio

DC Direct current

DDS Direct digital synthesizer

DPI Dots per inch

ECT Eddy current testing

f.e.m. Força electromotriz

Fs Frequência de amostragem

Ft Frequência de trabalho

GMR Giant magnetoresistance

MCU Microcontroller unit

PLL Phase locked loop

PS/2 Personal system/2

PWM Pulse width modulation

SPI Serial peripheral interface

SQUIDS Superconducting Quantum Interference Devices

SRAM Static random access memory

TND Testes não destrutivos

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Capítulo 1

Introdução

1.1 Enquadramento

A manutenção preventiva é uma questão crítica na segurança e no custode aplicações industriais. A inspecção de materiais condutores é uma áreaque tem assumido uma crescente relevância nos últimos anos. São muitasas aplicações da ciência de detecção de defeitos em placas metálicas: avi-ação, marinha, sector aeroespacial, cabos e tubagens, carris de comboios,depósitos metálicos de materiais perigosos, etc.

Consciente da importância de sistemas que permitem a detecção dedefeitos em superfícies metálicas, este trabalho dedica-se ao desenvolvi-mento de um sistema que cumpra essa função de forma económica e queseja portátil. A detecção de fissuras neste sistema tem como base tes-tes não-destrutivos. Estes são testes que se realizam sem alterar ou da-nificar as propriedades dos materiais. São várias os métodos de testesnão-destrutivos disponíveis no mercado, destacando-se os mais relevan-tes: ultra-sons, correntes de Foucault, radiografia, emissões acústicas elíquidos penetrantes. Consoante o tipo de material em inspecção existemtestes mais ou menos adequados. Neste trabalho, onde se pretende ins-peccionar placas metálicas, utilizou-se o método de testes não-destrutivosbaseados nas correntes de Foucault (ou correntes turbilhonares) .

1.2 Objectivo do Trabalho

Neste trabalho optou-se pelo estudo, projecto e implementação de umasolução analógica baseada em correntes de Foucault para detecção dedefeitos e outras não homogeneidades em placas de material condutor não

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ferromagnético.São várias as soluções de testes não destrutivos que podem ser utiliza-

das na concretização deste objectivo, no entanto este trabalho dedica-seà pesquisa e aplicação de uma solução analógica baseada em testes nãodestrutivos por correntes de Foucault.

Durante o ano de 2008/2009 foram iniciados os estudos nesta área de in-vestigação em conjunto com a colega Catarina Carvalho. Foi desenvolvidauma ponta de prova cuja excitação provinha de um calibrador e as medi-das eram realizadas com equipamentos de laboratório. O processamentode sinal era feito digitalmente utilizando um computador pessoal. A pontade prova estava solidária com um rato óptico que funcionava como locali-zador da posição de medida. Com base nos dois sinais da ponta de provae no sistema de localização, o trabalho agora projectado e implementadoevoluiu para uma solução com processamento de sinal analógico que façaface à necessidade crescente de ter um sistema de baixo custo capaz dedetectar de forma eficaz fissuras em materiais metálicos tendo em conta aimportância da portabilidade do aparelho.

1.3 Descrição do Trabalho

Além desta introdução o trabalho encontra-se dividido em cinco capítu-los.

No capítulo 2 faz-se uma descrição do método de medida utilizado a par-tir da apresentação de um protótipo por nós realizado numa fase preliminardo estudo dos métodos de teste não destrutivo utilizando correntes turbi-lhonares. Nas conclusões desse capítulo são apresentadas as limitaçõesdeste primeiro protótipo e as razões que motivaram o desenvolvimento dosistema de detecção com processamento analógico, objecto desta tese.

No terceiro capítulo apresenta-se em detalhe o protótipo desenvolvidocom processamento analógico de sinais, que foi melhorado utilizando comobase os fundamentos aprendidos no primeiro protótipo. A organizaçãodeste capítulo está dividida em secções correspondentes a cada bloco de-senvolvido, onde se explica a a sua função, dimensionamento e caracterís-ticas de funcionamento. Também se fez uma quantificação do custo dosmateriais utilizados no desenvolvimento do protótipo.

No capítulo 4 são apresentados e analisados os resultados experimen-tais obtidos a partir de ensaios feitos utilizando o protótipo desenvolvidocom processamento analógico.

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Finalmente o último capítulo contém as conclusões deste trabalho eapresentam-se possíveis soluções para o melhorar.

1.4 Estado da Arte

A necessidade de testes não destrutivos em aplicações industriais levouao desenvolvimento de várias tecnologias que permitem analisar materiaissem alterar as propriedades destes. Os métodos de testes não destrutivosutilizados mais frequentemente são: líquidos penetrantes, raios-x, partícu-las magnéticas, ultra-sons, endoscopia e indução de correntes turbilhona-res [1]. Neste trabalho estudam-se ensaios com correntes turbilhonares,também referidos por correntes de Foucault. Este método só permite efec-tuar ensaios em materiais condutores, o que neste trabalho não representauma desvantagem pois o material em estudo é o alumínio.

As vantagens deste tipo de testes face aos acima referidos são:

• A possibilidade de efectuar ensaios rapidamente, não sendo necessá-ria uma preparação da superfície do material em teste [1].

• A capacidade de efectuar ensaios em superfícies metálicas que nãoestejam em contacto com o sensor (como por exemplo uma superfíciepintada).

• Baixo custo associado ao método utilizado.

• Possibilidade de automatização do ensaio.

A pincipal desvantagem deste método é que só permite a detecção de de-feitos próximos da superfície do material ensaiado.

Com este tipo de testes não destrutivos é possível efectuar mediçõessobre a presença de defeitos, corrosão, fissuras e espessura do mate-rial [2, 3, 4]. Este método utiliza um campo electromagnético de excitaçãovariável no tempo para induzir correntes turbilhonares na superfície metá-lica em teste. A intensidade destas correntes no material depende da per-meabilidade magnética e condutividade do mesmo, assim como da intensi-dade e frequência do campo de excitação. A sua intensidade também dimi-nui exponencialmente ao longo da profundidade da superfície metálica [5].Na presença de um defeito superficial as correntes turbilhonares são per-turbadas, o que resulta numa variação dos campos electromagnéticos. Adetecção destas perturbações pode ser feita utilizando a bobina geradorado campo magnético (bobina de excitação), através da medida da impedân-cia da mesma [6]. No entanto este método apresenta baixa sensibilidade e

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resolução além de se verificar uma variação da impedância da bobine de-pendendo de vários factores, como por exemplo o aumento temperatura dabobine por auto-aquecimento, o que levou ao desenvolvimento de soluçõesmais eficazes. Em [7] foram obtidos melhores resultados utilizando umaponta de prova com bobinas diferenciais. Esta ponta de prova é constituídapor uma bobina de excitação, e por duas bobinas sensoriais colocadas noseu núcleo com enrolamentos opostos. A tensão diferencial entre as bo-binas sensoriais é utilizada para medir as alterações de campo magnéticogeradas pelas correntes turbilhonares. Ao estarem em oposição de fase,as bobinas sensoriais ignoram o campo magnético de excitação. Quandoa ponta de prova está afastada do material condutor em ensaio a tensãodiferencial entre as duas bobinas sensoriais é nula, o que não acontecena proximidade do material condutor, onde passa a existir uma tensão dife-rencial constante. Os sensores magnéticos que utilizam SuperconductingQuantum Interference Devices (SQUIDS) medem as alterações do campomagnético com um gradiómetro [8]. Outra solução possível para detectaras alterações de campo magnético tem como base sensores de efeito deHall [9]. Nos últimos anos surgiram novas soluções baseadas em magne-toresistências, tais como magnetoresistências anisotrópicas (AMR) [10] emagnetoresistências gigantes(GMR) [11]. Os sensores magnéticos GMRapresentam várias vantagens face aos acima referidos, pois possuem umagrande sensibilidade ao campo magnético segundo um eixo, a sua sensi-bilidade é independente da frequência de trabalho e apresentam uma res-posta quase linear quando polarizados (possui uma pequena histerese).Estes factores fazem do GMR uma boa opção na detecção e análise dedefeitos superficiais, mostrando maior facilidade em detectar fissuras maisprofundas [12, 13, 14, 15].

A localização da ponta de prova dos sistemas de teste não destrutivospermite ao utilizador observar detalhadamente as perturbações das corren-tes turbilhonares relativamente à posição da ponta de prova. A localizaçãoda mesma é geralmente feita com um posicionador de precisão. Em [16] foidesenvolvido um sistema de localização baseado num rato de computadorque oferece uma vantagem na portabilidade do equipamento.

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Capítulo 2

Testes Não Destrutivos com

Correntes Turbilhonares

2.1 Descrição do Método

O trabalho nesta área começou pelo projecto e implementação de umsistema que incluía uma ponta de prova responsável pela excitação e aqui-sição de sinais no material condutor em teste (neste trabalho em particular,uma placa de alumínio) solidária com um rato óptico que permitia a locali-zação do ponto onde era efectuada a medida.

O funcionamento da ponta de prova, baseia-se na indução de correntesturbilhonares no material condutor. Assim, quando a bobina que constituia ponta de prova é percorrida por uma corrente variável no tempo é criadotambém um campo magnético variável no tempo. Se este campo é criadona proximidade de um material condutor, são induzidas correntes no ma-terial que são perpendiculares ao campo magnético. Estas correntes sãodesignadas por correntes turbilhonares ou correntes de Foucault.

É possível a prática de testes não destrutivos (TND) em superfícies con-dutoras utilizando correntes de Foucault, pois estas variam com as carac-terísticas da superfície condutora. É necessário no entanto uma bobina deexcitação para criar correntes turbilhonares no metal e um sensor que sejasensível ao campo magnético criado pelas correntes turbilhonares para queseja possível concluir sobre a superfície que se pretende medir. Este con-junto composto pelo sensor e bobina de excitação é denominado de pontade prova. O sensor que se utilizou neste trabalho tem como base o efeito daGiant magnetoresistance (GMR) ou Magnetoresistência Gigante. Foi esco-lhido devido à sua grande sensibilidade ao campo magnético segundo um

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eixo e devido à sua resposta ao campo magnético que possui uma carac-terística linear para uma polarização adequada.

2.1.1 Descrição da Ponta de Prova

A ponta de prova é composta pelos elementos responsáveis para a cria-ção e detecção das correntes de Foucault. Neste trabalho a ponta de provaincluí a bobina de excitação, o sensor magnético e um circuito de amplifica-ção de tensão de saída do sensor.

2.1.1.1 Bobina de Excitação

A bobina pode ser observada na Figura 2.1 e consiste num enrolamentode fio de cobre com 0,5 mm de diâmetro com 60 espiras (10 camadas e6 voltas por camada). O diâmetro interno da bobina são 8 mm e externo17,9 mm e contém uma resistência em corrente contínua de 0,5 Ω. A fun-ção da bobina é criar um campo magnético sinusoidal no tempo que induzforças electromotrizes (f.e.m.) na placa metálica. Como a placa é condu-tora, as forças electromotrizes dão origem a correntes turbilhonares.

Figura 2.1: Bobina de excitação.

A impedância característica da bobina pode ser observada na Figura 2.2,onde (a) representa o módulo da impedância e (b) a fase da impedância,ambas em função da frequência. Esta característica foi obtida utilizando omedidor de impedâncias HIOKI 9518.

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(a) Módulo da impedância da bobina. (b) Fase da impedância da bobina.

Figura 2.2: Parâmetros da impedância bobina em função da frequência.

Ao ser imposta uma corrente alternada na bobina de excitação são pro-duzidos campos magnéticos proporcionais à intensidade da corrente. Oscampos magnéticos por sua vez induzem correntes turbilhonares na super-fície metálica proporcionais à derivada temporal dos campos. A intensidadee profundidade destas correntes são factores importantes na detecção defissuras no metal.

A profundidade das correntes turbilhonares δ [m] depende de vários fac-tores: frequência f [Hz], condutividade eléctrica σ [S/m] e permeabilidademagnética do metal µ [H/m]. Definindo o limiar da profundidade de cor-rentes turbilhonares quando a intensidade destas corresponde a 37% dasexistentes à superfície do material metálico, a profundidade de penetraçãoé definida pela Equação 2.1.

δ =

√2

ωµσ(2.1)

No caso do material condutor ser alumínio a permeabilidade magnéticaé igual à do vazio (µ = µ0) e a condutividade eléctrica aproximadamenteigual a 3,5× 107 [S/m], sendo possível alterar o valor da frequência de ex-citação de forma a controlar a profundidade das correntes turbilhonaresgeradas que por sua vez permite a detecção de fissuras até às profundi-dades correspondentes. Na Figura 2.3 está representada a profundidadede penetração das correntes turbilhonares no alumínio para uma gama defrequências entre 10 Hz e 100 kHz para uma placa de alumínio com condu-tividade eléctrica proximadamente igual a 3,5×107 [S/m].

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Figura 2.3: Profundidade de penetração das correntes turbilhonares no alumínio em funçãoda frequência de excitação.

2.1.1.2 Sensor Magnético

De forma a detectar o campo magnético criado pelas correntes turbilho-nares na superfície metálica é necessário utilizar um sensor magnético naproximidade da mesma. O sensor magnético utilizado foi o um sensor ba-seado no fenómeno de magnetoresistência gigante designado GMR, poiseste apresenta várias características que facilitam a detecção de correntesturbilhonares:

• Sensibilidade independente da frequência de trabalho.

• Tolera uma grande gama de frequências.

• Grande sensibilidade axial ao campo magnético.

• Resposta quase linear quando polarizado.

• Dimensões do circuito integrado relativamente pequenas.

Estas características permitem efectuar testes com Eddy Currents (ECT -Eddy current testing) com baixas frequências de trabalho (10 Hz - 1 MHz)e assim obter maiores profundidades de penetração no material condutor.

O sensor magnético escolhido para o sistema é o AA002-02 [17] produ-zido pela NVE Corp. É composto por uma ponte de Wheatstone que incluiquatro GMRs, onde dois deles possuem blindagem magnética, isto é, sãoimunes ao campo magnético, e os restantes são sensíveis ao campo exte-rior segundo um determinado eixo. A montagem em ponte de Wheatstoneestá representada na Figura 2.4a e o eixo de sensibilidade magnético naFigura 2.4b.

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(a) Esquema eléctrico do sensor magnético com mon-tagem em ponte de wheatstone.

(b) Encapsulamento com o eixo de sensibilidade do cir-cuito.

Figura 2.4: Circuito integrado do GMR (AA002-02) (Cópia do catálogo)

A resposta do sensor ao campo magnético pode ser observada na Fi-gura 2.5.

Figura 2.5: Respostas do sensor magnético alimentado com tensão de 5V para váriastemperaturas. (1 Oe = 1 Gauss no ar)

Estão identificadas três zonas na resposta do sensor:

A: Zona de inversão de sensibilidade.

B: Zona quase linear.

C: Zona de saturação.

Tanto na zona de saturação como na de inversão a resposta dinâmica dosensor não é linear, no entanto a zona B tem um declive quase constante, oque resulta numa resposta dinâmica muito próxima do linear. Esta caracte-rística simplifica muito a detecção de correntes turbilhonares e é desejada,

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tornando necessário polarizar o sensor magnético com um campo cons-tante de forma a que a componente de tensão constante na saída estejafixa idealmente no ponto médio da zona B. Isto é feito com um íman perma-nente colocado cuidadosamente na proximidade do sensor magnético. Poroutro lado, como a excitação é alternada e sem componente contínua temque se garantir que o sensor esteja a funcionar num dos ramos da zonaquase linear, quer com declive positivo que negativo.

2.1.1.3 Circuito de Saída

Uma vez que o sensor magnético possui uma saída diferencial com umacomponente de tensão de modo comum é importante que o amplificadorque o sucede tenha uma boa rejeição em modo comum(common-moderejection ratio - CMRR), isto é, que rejeite a componente de tensão cons-tante presente em ambos os sinais de entrada. O amplificador escolhido(INA118 da Texas Instruments) é de instrumentação, pois esta classe apre-senta melhores CMRR que outros amplificadores diferenciais. Neste casoo amplificador escolhido apresenta um CMRR de 100 dB para um ganho de1000 assim como uma baixa tensão de offset (50 µV ).

Para diminuir o ruído captado pelos fios entre a saída do sensor magné-tico e a entrada do amplificador de instrumentação, este deve ser posicio-nado o mais próximo possível do sensor magnético.

2.1.1.4 Posicionamento dos Componentes e Fenómenos Envolvidos

A posição e geometria da bobina e do sensor magnético relativas à su-perfície metálica que se quer ensaiar são essenciais na detecção de cor-rentes turbilhonares, pois na geração e detecção destas correntes estãoenvolvidos vários campos magnéticos distintos. É assim necessária a ca-pacidade de distinguir estes campos, que pode ser feita recorrendo ao po-sicionamento cuidadoso dos componentes.

Para gerar o máximo de correntes turbilhonares na superfície metálica énecessário colocar a bobina de excitação com o eixo magnético perpendi-cular à superfície do metal condutor, já que os campos magnéticos geradospela mesma são mais intensos no interior da bobina e seguem a direcçãodo seu eixo.

Na ausência de uma falha no metal condutor as correntes turbilhonaresgeradas estão localizadas na superfície metálica, em linhas circulares con-

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tidas em planos perpendiculares ao o eixo da bobina, e produzem o campomagnético secundário (aproximadamente contrário ao de excitação) coa-xial com o campo de excitação. Este fenómeno está representado na Fi-gura 2.6(a). Na presença de uma falha as correntes turbilhonares geradasjá não são perfeitamente circulares, pois o seu circuito é deformado pela fis-sura. Assim as correntes obrigadas a contornar a falha, geram um campomagnético secundário distorcido, como se pode observar na Figura 2.6(b).

Figura 2.6: Fenómenos envolvidos na detecção de correntes turbilhonares: na ausênciade fissura (a); na presença de fissura (b).

O sensor magnético tem então de ser capaz de ignorar os campos mag-néticos de excitação e turbilhonares no caso da ausência de uma falha. Asua sensibilidade segundo um único eixo aliado a uma posição espacialcorrecta permite idealmente só detectar os campos gerados pelas corren-tes turbilhonares segundo uma direcção paralela à superfície metálica (sógerados na presença de uma falha). Para isso é necessário colocar o eixode sensibilidade paralelo à superfície metálica e posicionar o sensor nointerior da bobina, posicionando-o junto ao metal, pois a intensidade doscampos que se quer detectar é maior perto da superfície. Pode-se obser-var o sensor magnético na posição descrita na Figura 2.7.

Figura 2.7: Posição do sensor magnético dentro da bobina.

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2.1.2 Sistema de Localização

Para além da utilização de um sensor GMR (não sao conhecidos equi-pamentos comerciais com recurso a GMRs como sensores magnéticos) aoriginalidade do projecto inclui a capacidade de localizar a medida efectu-ada.

O trabalho desenvolvido no laboratório de Instrumentação e Medidas porcolegas na mesma área utilizou um posicionador XY com boa precisão econtrolado por um computador pessoal para localizar a ponta de prova. Noentanto essa solução apresentou duas desvantagens: o seu preço elevadoe a pouca disponibilidade de acesso ao posicionador, já que vários cole-gas o utilizavam frequentemente. Trata-se, de facto, de um equipamentolaboratorial não próprio para ensaios.

A solução escolhida foi utilizar um rato óptico de computador solidáriocom a ponta de prova capaz de detectar deslocamentos relativos. Assimconseguiu-se obter uma precisão de 1800 pontos por polegada (DPI), oude aproximadamente 0,014 mm nas coordenadas de localização da pontade prova. Este grau de precisão é suficiente para a implementação dosistema de localização.

O sistema de localização pode ser observado agregado à ponta de provana Figura 2.8:

Figura 2.8: Sistema de localização composto por um rato óptico solidário com a ponta deprova.

Apesar desta solução fornecer um grau de precisão suficiente e ter um

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Page 25: Tese 8,7 MB

custo relativamente baixo, o seu bom funcionamento como sistema de loca-lização implica que não sejam efectuados movimentos de rotação no rato,ou seja, implica a manutenção da direcção do rato durante uma sequênciade medidas.

2.2 Detector de Falhas com Processamento num Compu-

tador Pessoal

Com o objectivo de obter uma “imagem” da chapa metálica a ensaiar foidecidido medir a corrente de excitação e a tensão de saída do sensor. Aamplitude da corrente de excitação deverá manter-se constante ao longodo ensaio enquanto que a amplitude da tensão à saída do sensor mag-nético e o desfasamento entre as duas sinusóides varia com as correntesturbilhonares geradas à superfície da placa metálica. Impôs-se a correntede excitação com um calibrador e para se obterem os parâmetros das si-nusóides automaticamente, foi necessário adquirir as tensões sinusoidaise processar a informação adquirida. Para tal utilizou-se um instrumento demedida e um computador pessoal.

2.2.1 Sistema de Medida com Processamento de Sinais num Compu-

tador Pessoal

Na Figura 2.9 pode-se observar uma representação esquemática do sis-tema desenvolvido. Com o objectivo de obter leituras relativas às correntesturbilhonares na superfície metálica, o sistema desenvolvido é compostopor um computador pessoal, a placa de aquisição, a ponta de prova, o sis-tema de localização da ponta de prova e o gerador de corrente.

O gerador de corrente (Fluke 5700A Calibrator) impõe uma corrente si-nusoidal de amplitude constante na bobina de excitação da ponta de prova.Ligado em série com a bobina de excitação encontra-se uma resistênciaRa de 10 Ω (resistência de amostragem de corrente) onde é possível ob-ter uma tensão sinusoidal proporcional à corrente na bobina de excitação.Esta é uma das tensões que é necessário adquirir para se obter a “imagem”da chapa metálica. A outra tensão necessária é a proveniente do sensormagnético, pois os parâmetros desta sinusóide variam com os defeitos dasuperfície metálica.

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Figura 2.9: Sistema inicialmente desenvolvido.

A utilização de um computador pessoal associado a uma placa de aqui-sição digital permite obter as tensões sinusoidais do sensor magnético e dogerador de corrente e efectuar o processamento necessário para calcularas amplitudes dos sinais assim como o desfasamento entre eles.

Por motivos de disponibilidade a placa de aquisição digital escolhida paraesta solução foi a NI9215 da National Instruments. Esta placa permite umafrequência de amostragem Fs de 100 kHz de quatro canais em simultâneo,o que é suficiente para a conversão digital das sinusóides utilizadas se-gundo a teorema de Nyquist (2.2), pois a frequência de trabalho máxima Ft

é de 10 kHz.

Fs≥ 2×Ft (2.2)

A placa de aquisição converte ambas as tensões sinusoidais para for-mato digital e envia as leituras para o computador pessoal através de umaligação USB. O computador pessoal ao receber as leituras executa o al-goritmo de processamento e apresenta ao utilizador as amplitudes das si-nusóides e o desfasamento entre elas em função da posição da ponta deprova.

O software utilizado para controlo da placa de aquisição e processa-mento de sinais foi MATLAB, já que este possui bibliotecas específicas paraas funções que são necessárias desempenhar e a programação no seu am-biente é acessível.

2.2.2 Processamento Digital de Sinais

As tensões sinusoidais adquiridas pela placa de aquisição possuem ruído,especialmente a tensão proveniente do sensor magnético, pois este tem

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elevada sensibilidade a campos magnéticos. Para que o erro do cálculodos parâmetros das sinusóides seja mínimo os sinais têm de ser processa-dos para calcular os seus parâmetros (amplitudes e fases) desprezando aomáximo o ruído associado. Ao mesmo tempo o deslocamento do cursor dorato no computador tem de ser registado e associado valores medidos.

O software MATLAB possui uma biblioteca integrada dedicada a apro-ximações de curvas, sendo uma das aproximações a sinusóide perfeitaA×sin(2π f +θ) em que a frequência de trabalho f é conhecida. O softwareimplementado realiza esta aproximação, o que permite obter os parâmetrosde amplitude, A, e fase, θ ,da sinusóide perfeita que mais se aproxima ao si-nal que se quer aproximar (sinusóides provenientes do gerador de correntee do sensor magnético com ruído).

Após a aquisição das tensões sinusoidais o software desenvolvido emMATLAB aplica a aproximação a cada um dos sinais a uma sinusóide per-feita, obtendo os parâmetros A e θ , onde A corresponde à amplitude dasinusóide e θ corresponde à fase da mesma. A frequência f é inserida ma-nualmente e corresponde à frequência imposta pelo gerador de corrente.Obtidas as fases de cada sinusóide basta subtrair a fase do sensor mag-nético à da proveniente do gerador de corrente para obter o desfasamentoentre os sinais.

De seguida é registado o deslocamento efectuado pelo cursor do ratono computador ficando este associado aos parâmetros calculados previa-mente.

2.2.3 Apresentação das Leituras ao Utilizador

Tendo em conta que o objectivo é efectuar várias medidas relativas àscorrentes turbilhonares em várias posições da superfície metálica, é ne-cessário apresentar toda a informação recolhida de forma intuitiva para outilizador. Já que as medidas são feitas ao longo de um eixo de posição ecada medida possui informação relativa às amplitudes e ao desfasamento,duas representações gráficas podem ser obtidas. Nessas representaçõesmantem-se o eixo das abcissas como a posição igual em ambas. Nos eixosdas ordenadas far-se-ão representações dos parâmetros que se queremmedir.

A plataforma escolhida para a representação das leituras foi o MATLAB.A Figura 2.10 mostra a interface do programa, permitindo ao utilizador ob-servar as leituras nos gráficos respectivos, ordenar o inicio da leitura, cali-

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brar o sistema de localização e definir as dimensões da superfície metálica.

Figura 2.10: Interface da aplicação no computador pessoal.

2.2.4 Apresentação de um Ensaio

Previamente à realização de um ensaio para a detecção de uma falha énecessário proceder a uma rotina de calibração do sistema de localização,pois é necessário estabelecer a relação entre os pixeis deslocados pelo cur-sor do rato no ecrã do computador pessoal e o deslocamento real do rato.A Figura 2.11 representa a interface utilizada para efectuar a calibração dorato. Inicialmente é necessário inserir a distância que o rato irá percorrer,de seguida inicia-se a calibração, desloca-se o rato até igualar a distânciainserida e finalmente o número de pixeis por cm é calculado.

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Figura 2.11: Interface de calibração do sistema de localização.

Praticamente todos os ratos possuem uma opção de relação linear ounão-linear entre o movimento do rato e o movimento do cursor. A opçãonão-linear oferece ao utilizador um movimento mais preciso do cursor paradeslocações lentas do rato e um movimento mais rápido do cursor paradeslocações rápidas. Esta opção não pode estar activa quando se efectuauma leitura ou quando se calibra, pois compromete o rácio obtido pela ca-libração. Assim tem de se optar pela relação linear do rato, que pode serfeito alterando propriedades do cursor no sistema operativo.

A Figura 2.12 mostra a fissura utilizada para o teste do sistema de de-tecção. Foi escolhida uma fissura com 1 mm de largura, 20 mm de compri-mento e 2 mm de profundidade maquinada numa chapa de alumínio com2 mm de espessura. A frequência de excitação utilizada foi de 5 kHz eamplitude de 100 mA. Na Figura 2.13 está apresentado o ensaio para ummovimento da ponta de prova perpendicular à direcção da fissura.

Figura 2.12: Falha ensaiada com 1 mm de largura, 20 mm de comprimento e 2 mm deprofundidade.

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Figura 2.13: Parâmetros obtidos em função da posição da ponta de prova.

É possível concluir sobre a presença e posição da falha na superfíciemetálica. No entanto esta solução apresenta uma frequência de obtençãode parâmetros relativamente baixa, isto é, o número de parâmetros obtidospor segundo é aproximadamente igual a 3, o que dificulta a análise da assi-natura da falha por parte do utilizador. Esta frequência relativamente baixadeve-se ao atraso do sistema, tanto na obtenção e transmissão das formasde onda como no cálculo dos parâmetros das ondas sinusoidais.

2.2.5 Limitações do Sistema de Detecção

Para além da relativamente baixa velocidade de resposta do sistemadetectado na secção anterior, outra desvantagem deste sistema é a suareduzida portabilidade e custo elevado, pois requer um calibrador próximoda ponta de prova para gerar a corrente de excitação, assim como um com-putador ao alcance do rato utilizado para obter a posição e uma placa deaquisição para obter as formas de onda.

Para ultrapassar estes obstáculos foi proposto o desenvolvimento de umsistema autónomo, portátil e de baixo custo que integra todos os elementosnecessários para a geração e detecção de correntes turbilhonares, cálculodos parâmetros sinusoidais, registo da posição da ponta de prova e trans-missão de parâmetros, só recorrendo ao computador pessoal para apre-sentar os ensaios feitos ao utilizador. Neste sistema o processamento desinais foi realizado analogicamente.

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Page 31: Tese 8,7 MB

Capítulo 3

Sistema de Medida com

Processamento Analógico

3.1 Utilização de Circuitos Analógicos no Processamento

dos Sinais

Pretende-se construir um detector de defeitos em placas de materiaismetálicos utilizando correntes turbilhonares, ou seja, constituir um transdu-tor associado a um sistema que transmita uma imagem para o computadorpessoal que permita visualizar as inomogeneidades da amostra pela detec-ção e localização de alterações na placa.

Uma vez que a optimização do protótipo apresentado no capítulo 2 uti-lizado na detecção de defeitos em chapas metálicas implicava a constru-ção de blocos analógicos para efectuar processamento de sinal, optou-sepelo projecto de uma solução completa e portátil que inclui a excitação, amedida e transmissão, utilizando na sua concepção algoritmos simples acustos económicos.

A simplicidade no processamento analógico resulta do facto de se estar atrabalhar com sinais sinusoidais de baixa frequência (entre 1 e 10 kHz), quepermite facilmente a aplicação de um algoritmo de detecção dos parâme-tros destes sinais assim como a utilização de diversos circuitos existentesno mercado. Um dos objectivos desta solução é deixar de desempenhar asfunções de aquisição de sinal e de processamento num computador pes-soal ou em outro processador dedicado, e desenvolver um equipamento debaixo custo com resultados equivalentes. Nesta solução o computador pes-soal apenas servirá para apresentar ao utilizador os resultados das leiturasobtidas.

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Outra das vantagens da solução é aumentar a portabilidade do sistema,utilizando um sistema de comunicação sem fios entre o sistema de detec-ção de fissuras e o computador pessoal e garantindo que o sistema possaser alimentado por baterias, graças a um consumo energético suficiente-mente baixo para que possa ser fornecido por baterias.

3.2 Descrição Geral do Sistema Desenvolvido

O equipamento desenvolvido é composto por um conjunto de circuitosanalógicos responsáveis pelo processamento de sinais e uma componentedigital, cuja função é converter a leitura obtida de formato analógico paradigital, memorizar os parâmetros obtidos e a posição da ponta de prova etransmiti-los para o computador pessoal após o fim do ensaio. Possui tam-bém uma componente responsável pela geração da corrente de excitaçãoaplicada na bobina da ponta de prova.

Na Figura 3.1 está representado o sistema desenvolvido em blocos. Acomponente analógica usada no processamento dos parâmetros sinusoi-dais é composta pelo condicionamento de sinais, detector de desfasamentoe detector de amplitude. A componente digital é composta pelo microcon-trolador, memória estática de acesso aleatório (SRAM) e módulos de radi-ofrequência. A geração do sinal de excitação é efectuada a partir de umaonda quadrada ,originada no módulo de pulse width modulation (PWM) domicrocontrolador, que de seguida passa por um filtro passa banda de formaa originar uma onda sinusoidal com a frequência fundamental da onda qua-drada. O amplificador de transadmitância impõe uma corrente na bobina deexcitação proporcional à tensão sinusoidal na saída do filtro passa banda.

Figura 3.1: Esquema em blocos do sistema desenvolvido.

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Neste capítulo vai-se proceder à descrição detalhada das opções feitasna implementação deste detector de defeitos em placas metálicas utilizandocorrentes turbilhonares. Após esta introdução é apresentado o melhora-mento da ponta de prova, descreve-se o gerador de corrente de excitaçãodesenvolvido e faz-se uma descrição do processamento analógico que justi-fica os circuitos analógicos de processamento (filtros, medidor de amplitudee de desfasamento) que são apresentados imediatamente a seguir.

Uma vez que o equipamento desenvolvido prevê que os resultados se-jam apresentados no monitor de um computador existe uma componentedigital constituída para converter as medidas efectuadas para digital e trans-mitir os dados convertidos para o computador. Esta componente digital éexplicada na sequência da componente analógica.

3.3 Melhoramento da Ponta de Prova e Sistema de Loca-

lização

Uma vez que a ponta de prova desenvolvida no capítulo 2 apresentavapouca robustez optou-se por desenvolver uma ponta de prova melhoradaapresentada na Figura 3.2. Esta é constituída por uma base de acrílicotransparente que oferece mais rigidez, permitindo que os componentes daponta de prova sejam colocados de forma mais precisa e com boa fixa-ção. A bobina e sensor GMR foram colados na base para que não hajamovimentos indesejados dos mesmos quando se efectua um ensaio.

O circuito de condicionamento de saída do sensor GMR também foi me-lhorado, retirando-se a componente de baixa frequência do sinal recorrendoa um filtro passa-alto implementado no circuito com frequência de corte em150 Hz.

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Figura 3.2: Ponta de prova melhorada.

O método de localização apresentado no capítulo 2 utilizava os desloca-mentos do cursor (no monitor) do rato que estava ligado directamente aocomputador. Para melhorar a autonomia do sistema esta função passou aser desempenhada pelo microcontrolador, utilizando o protocolo PS/2 paracomunicar com o rato óptico e assim obter os seus deslocamentos. Comonão existe nenhum módulo de comunicação com interface PS/2 no micro-controlador, foram desenvolvidas rotinas no mesmo para efectuar a comu-nicação com o rato, simulando que o microcontrolador é um computadorpessoal.

3.4 Processamento Analógico de Sinais

Os sinais analógicos a medir são duas tensões sinusoidais: uma é a ten-são aos terminais da resistência de amostragem (Ra) e que é medida dacorrente aplicada na bobina de excitação (sinusóide 1) e outra a tensão desaída do sensor magnético após amplificação (sinusóide 2). Os parâme-tros destas sinusóides que são relevantes para o objectivo final do sistemasão a amplitude da sinusóide 1 e o desfasamento entre as sinusóides. Asinusóide 1 tem a amplitude sempre constante, pois a corrente aplicada àbobina de excitação provém do gerador de corrente (que impõe uma cor-rente sinusoidal de amplitude constante independentemente da variaçãoda impedância de carga). No entanto a amplitude e fase da sinusóide 2depende do campo magnético secundário, tal como explicado em 2.1.1.4,

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o que significa que os seus parâmetros irão variar com as irregularidadesda chapa metálica. A função do sistema analógico é então medir as ampli-tudes das sinusóides assim como o desfasamento entre as mesmas. Estesparâmetros serão enviados já na forma digital para serem apresentados nomonitor de um computador pessoal.

A medição da amplitude é feita com um detector de envolvente, sendopossível de seguida converter a tensão na saída do detector para a formadigital utilizando o conversor ADC embebido no microcontrolador.

O desfasamento é obtido através da medição do tempo entre a passa-gem de cada uma duas sinusóides por um determinado valor de tensão, istoé, medindo o tempo entre o momento em que a primeira sinusóide igualauma tensão de referência e o momento em que a segunda sinusóide igualaa mesma tensão (nas zonas da sinusóide com declive igual), é possívelcalcular o desfasamento entres os dois sinais. A título de exemplo está re-presentada na Figura 3.3 um exemplo de duas sinusóides desfasadas de0,6 radianos.

Figura 3.3: Exemplo de sinusóides desfasadas de 0,6 radianos.

Se as duas sinusóides forem definidas pelas equações sin(2π f +θ1) esin(2π f +θ2), o parâmetro da frequência f corresponde a 1 kHz, e as fasesna origem dos tempos θ1 = 0 rad da sinusóide vermelha e θ1 = 0,6rad dasinusóide verde. Como se pode observar na Figura 3.3 o intervalo de tempoentre as passagens por 0 V das sinusóides é aproximadamente 0,1 ms.A partir deste valor é trivial calcular o desfasamento entre os sinais, poissabe-se que um desfasamento de p rad corresponde a um intervalo detempo igual a metade do período das sinusóides e que existe uma relaçãolinear entre o desfasamento e o intervalo de tempo medido. Aplicando aequação π× 0.1

0.5 ≈ 0,6rad, o que corresponde ao desfasamento inicialmenteintroduzido.

A principal dificuldade para efectuar as medições acima descritas com

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um erro aceitável são as falsas medições originadas pelo ruído. Tanto namedição da amplitude como na do desfasamento a presença de ruído re-sulta num erro de medição que pode ser significativo. O sinal provenienteda saída do sensor magnético possui uma baixa relação sinal-ruído quandocomparada com o sinal proveniente do gerador de corrente, pois é um sen-sor com grande sensibilidade ao campo magnético. Optou-se pela utiliza-ção de filtros que permitam reduzir o ruído e consequentemente o erro.

Pode-se então concluir que os circuitos analógicos necessários ao pro-cessamento dos sinais são constituídos por três blocos: o de filtragem, omedidor de amplitude e o medidor de desfasamento.

3.5 Componente Analógica

O objectivo dos circuitos analógicos desta solução é, a partir dos dois si-nais sinusoidais disponíveis na sua entrada, processar os mesmos de formaa que na sua saída se encontrem sinais passíveis de se converter para di-gital e que correspondam aos valores das amplitudes e do desfasamentodas sinusóides.

O circuito analógico para processamento é composto por três blocos:o de filtragem, da medida de amplitude e o da medida de desfasamento.O bloco de filtragem encontra-se na entrada do circuito e a sua função éaumentar a relação sinal-ruído de cada uma das tensões a medir. As sinu-sóides filtradas são utilizadas pelo medidor de amplitude e pelo medidor dedesfasamento para calcular os parâmetros correspondentes, como se podeobservar na Figura 3.4. No anexo B.3 está representado o esquemático detoda a componente analógica.

Figura 3.4: Blocos que constituem a componente analógica.

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3.5.1 Filtros Passa Banda

Dado que a detecção de correntes turbilhonares é efectuada com umsensor magnético com grande sensibilidade, é espectável que o sinal ob-tido pelo sensor contenha uma componente relevante de ruído. O métodode detecção dos parâmetros sinusoidais aplicado requer que haja uma re-lação sinal-ruído relativamente boa, pois se esta for baixa o erro obtido ea dispersão de valores aumentam significativamente. A filtragem neste cir-cuito é então necessária para aumentar a relação sinal-ruído.

No início do desenvolvimento do sistema foi ponderada qual a banda defrequências que o filtro deveria apresentar. Dado que a gama de frequên-cias de trabalho inicialmente definida é entre 1 kHz e 10 kHz optou-se portestar um filtro passa banda de quarta ordem com estas mesmas frequên-cias de corte. No entanto grande parte do ruído continuava presente nosinal após a filtragem, o que resultava em erros substanciais nos parâme-tros obtidos. Optou-se então por fixar a frequência de trabalho em 3,3 kHze desenvolver um filtro activo de segunda ordem sintonizado na frequên-cia de excitação. Desta forma foi possível obter resultados muito melhoresrelativamente ao filtro passa banda de quarta ordem. Na figura 3.5 estárepresentado o ganho do filtro e o desfasamento em ordem à frequência.

O filtro foi desenvolvido com o circuito integrado UAF42, do fabricanteTexas Instruments, que permite o desenho de muitos filtros, tais como But-terworth, Bessel, Chebyshev e RLC. A sua implementação só necessita deelementos resistivos externos, o que torna fácil a implementação e qual-quer alteração no filtro desejado. Embora existam no mercado soluçõesque permitem obter filtros melhores, estas iriam ter um custo mais elevado.

Figura 3.5: Resposta do filtro implementado em função da frequência.

Apesar do sinal à saída do sensor magnético conter mais ruído que osinal obtido por amostragem da corrente de excitação é necessário filtrar

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os dois sinais com filtros idênticos, pois se o mesmo não fosse feito osfiltros iriam impor desfasamentos diferentes entre os dois sinais. Assim ofiltro atrasa as duas sinusóides da mesma forma, o que resulta idealmentenum desfasamento imposto pelos filtros nulo.

Na Figura 3.6 está representada a comparação entre a tensão de saídado sensor magnético filtrada e não filtrada, onde é visível a remoção deruído.

(a) Tensão na entrada do filtro. (b) Tensão na saída do filtro.

Figura 3.6: Tensão de saída do GMR antes e depois de filtrada.

3.5.2 Medidor de Amplitude

A função deste bloco é, a partir de uma sinusóide na sua entrada, imporna sua saída uma tensão constante igual ao valor de amplitude da tensãode entrada. Esta acção permite que o microcontrolador converta a tensãoconstante para digital utilizando o ADC de 10 bit embutido no mesmo. Estepermite efectuar uma aquisição no tempo mínimo de 2,45 µs, o que é sufi-ciente para o sistema desenvolvido.

O circuito geralmente utilizado para cumprir a função desejada é um de-tector de envolvente. Este está representado na Figura 3.7 e é compostopor um díodo, um condensador e uma resistência. A função do díodo érectificar a tensão de entrada, carregando o condensador até a tensão nomesmo igualar (idealmente) a tensão de entrada. Quando a tensão de en-trada é menor que a do condensador este é descarregado pela resistência.

Figura 3.7: Detector de envolvente simulado com um díodo comum.

Existem pequenas oscilações na tensão de saída do detector de envol-vente, denominadas em inglês por “ripple” que podem induzir um pequeno

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erro quando a conversão para digital é efectuada. É possível minorar es-tas oscilações aumentando o valor da capacidade do condensador ou ovalor da resistência, no entanto o aumento excessivo deste valor tambéminduz um erro na conversão quando a amplitude de entrada varia de formarelativamente rápida. Isto é, se a amplitude do sinal originado no sensormagnético diminuir muito rapidamente (a um ritmo superior à descarga docondensador), o condensador não conseguirá descarregar-se suficiente-mente rápido, o que resulta numa tensão de saída errada (superior ao valorreal).

O dimensionamento dos valores da resistência e do condensador fo-ram obtidos experimentalmente de forma a minimizar o ripple e ao mesmotempo garantindo que a forma de onda de saída acompanhe a amplitudeda onda à entrada, isto é, permitindo que o condensador descarregue sufi-cientemente rápido quando há uma diminuição da amplitude na entrada. Ovalor obtido na resistência R1 foi de 10 kΩ e o valor do condensador C1 foide 4,7µF.

Foi efectuada uma simulação na aplicação POWERSIM do circuito daFigura 3.7 com uma tensão de entrada sinusoidal com 3 V de amplitude euma frequência de trabalho de 3,3 kHz. O resultado está representado naFigura 3.8. É possível observar uma queda de tensão entre a amplitude deentrada e a tensão de saída. Isto deve-se à queda de tensão que existeentre os terminais do díodo, já que este não é ideal. O valor da tensão de“ripple” presente na simulação é aproximadamente 39 mV.

Figura 3.8: Simulação da resposta do detector de envolvente com díodo comum a umasinusóide.

A queda de tensão no díodo rectificador implica um erro constante nasaída do detector de envolvente. O seu valor é especialmente significativoquando o valor da amplitude da entrada é muito baixo. Desta forma, optou-se então por substituir o díodo por um rectificador de precisão. Apesar deesta substituição requerer a adição de um amplificador operacional, duas

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resistências e um díodo, o custo é relativamente baixo e o resultado finaljá não apresenta um erro constante. O circuito desenvolvido para medir asamplitudes das sinusóides está representado na Figura 3.9 e foi retiradode [18].

Figura 3.9: Detector de envolvente com rectificador de precisão utilizado para detecção daamplitude.

Na Figura 3.10 é possível observar a resposta do circuito implementado.Esta tem uma tensão muito mais próxima da amplitude de entrada, o queresulta da aproximação do rectificador de precisão ao díodo ideal.

Figura 3.10: Resposta do detector de envolvente com rectificador de precisão.

3.5.3 Medidor de Desfasamento

O medidor de desfasamento consiste num dispositivo com dois circuitosiguais, em que cada um tem um sinal de entrada e de saída, cuja resposta épositiva e igual a 5 V sempre que o nível de tensão de um sinal de entrada émaior que 0 V, e igual a 0 V se a entrada for menor que 0 V. Estes valores detensão na saída podem ser interpretados como 0 e 1 digital. Isto pode serfeito com um comparador em que a tensão de referência é 0 V. No entantoos sinais de entrada possuem ruído, o que pode levar a várias transiçõesdigitais de alta frequência quando o sinal de entrada se encontra perto donível de “threshold” do comparador (0 V), o que por sua vez leva a leituraserradas do desfasamento. Para resolver este problema optou-se por utilizar

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um Schmitt trigger com histerese, cuja resposta pode ser observada naFigura 3.11b. Foi acrescentado um díodo de zener de 5,1 V para limitar ovalor máximo de tensão na saída do circuito.

(a) Schmitt trigger implementado na detecçãode desfasamento.

(b) Resposta do Schmitt trigger.

Figura 3.11: Circuito utilizado na medição do desfasamento.

O valor de tensão Vt da Figura 3.11b que define a fronteira negativa dehisterese é definida pela Equação 3.1. Este valor depende do ruído pre-sente no sinal de entrada e pode ser ajustado alterando o valor do poten-ciómetro R2, presente no circuito implementado com base no comparadorLM311 da National Semiconductor, que se encontra-se representado naFigura 3.11a.

Vt =−R2R1

(3.1)

Na Figura 3.12 é possível observar a resposta do circuito a uma tensãode entrada sinusoidal com uma frequência de 3,3 kHz.

Figura 3.12: Resposta do Schmitt trigger a uma tensão sinusoidal.

Foi acrescentado um amplificador operacional TLE2082 à entrada decada schmitt trigger com um ganho aproximado de 20. Este ganho é van-tajoso caso a amplitude da tensão de entrada seja relativamente baixa (naordem do valor Vt), pois se tal acontecer pode não ser gerada uma transi-

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ção à saída do Schmitt trigger, o que resulta numa leitura errada da fase.Assim, a adição de ganho melhora os valores de desfasamento obtidos comamplitudes de entrada relativamente baixas. Apesar de o amplificador sa-turar quando a amplitude de entrada é aproximadamente maior que 0,6 V ofuncionamento do Schmitt trigger não é afectado.

3.6 Gerador da Corrente de Excitação

Para utilizar o método de correntes turbilhonares no teste de materiaismetálicos é necessário garantir que a amplitude do campo magnético ge-rado pela bobina seja sempre a mesma ao longo do tempo. Dado que aimpedância da bobina varia com alterações da condutividade do material,presença de defeitos, distância entre a bobina e a placa metálica e com atemperatura do fio da bobina de excitação, não se pode efectuar a alimen-tação da bobina por tensão, pois se assim fosse a corrente de excitação,e por consequência o campo de excitação, iriam variar com a impedânciada bobina. É necessário então alimentar a bobina com uma corrente deamplitude fixa.

Para gerar a corrente sinusoidal foi utilizado um amplificador de transad-mitância. Este gera uma corrente na sua saída proporcional a uma tensãode entrada. A tensão de entrada é obtida a partir de uma onda quadradaapós a passagem por um filtro sintonizado, cujo objectivo é anular todas asharmónicas do sinal quadrado, deixando passar só a frequência fundamen-tal com uma forma de onda sinusoidal. Na Figura 3.13 estão representa-dos os blocos que constituem o gerador de corrente de excitação, em quea carga representa a bobina de excitação em série com a resistência deamostragem de corrente e um condensador de sintonia. A onda quadradaé gerada pelo microcontrolador, tem a frequência desejada e um ciclo detrabalho de 50%. No anexo B.2 está representado o esquemático do gera-dor de corrente.

Figura 3.13: Blocos que constituem o gerador de corrente de excitação.

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3.6.1 Filtro

Para gerar uma corrente sinusoidal no amplificador de transadmitância énecessária uma tensão sinusoidal à sua entrada. Existem várias topologiasde sintetizadores de frequência que podem ser aplicados na geração destesinal, tais como um direct digital synthesizer (DDS) ou uma malha de fasesíncrona (phase locked loop - PLL). No entanto, por motivos de simplicidadee disponibilidade de material optou-se por filtrar uma onda quadrada com oobjectivo de extrair só a frequência fundamental.

O filtro implementado é igual aos descritos na secção 3.5.1. A sinusóideobtida na saída do filtro apresenta uma distorção harmónica de aproxima-damente 1,4%, que é aceitável no sistema implementado.

A Figura 3.14 mostra as tensões de entrada (onda quadrada) e de saída(onda sinusoidal) para uma frequência de 3,3 kHz.

Figura 3.14: Tensões de entrada e de saída do filtro do gerador de corrente.

3.6.2 Amplificador de Transadmitância

A função do amplificador de transadmitância é impor uma corrente pro-porcional à tensão de entrada, de forma a obter campos de excitação fixosindependentemente de pequenas variações da impedância da bobina deexcitação.

Experimentalmente (na secção 2.2.4), recorrendo ao calibrador FLUKE5700A, observou-se que uma corrente de excitação com amplitude de 100 mAaplicada na bobina desenvolvida era suficiente para se obter correntes tur-bilhonares que permitissem a detecção de falhas.

Foi utilizado um amplificador operacional de potência (LM675 da TexasInstruments), pois este apresenta menores consumos quando em repousoe permite correntes de saída superiores ao requerido (no máximo 3 A).

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A carga na saída do amplificador de transadmitância é composta pelasérie da bobina de excitação, com um condensador de sintonia e com umaresistência de 10 Ω (Ra) cujo papel é converter a forma de onda da correntede excitação numa tensão, para que esta seja usada no processamento desinais. A montagem do amplificador de transadmitância pode ser observadana Figura 3.15 e foi retirada do datasheet do amplificador operacional.

Figura 3.15: Circuito do amplificador de transadmitância.

O ganho do amplificador de transadmitância projectado é igual a -1, istoé, para uma entrada de 1 V obtém-se -1 A na saída. Dado que a amplitudeda saída do filtro responsável pela geração da tensão sinusoidal é igual a1 V, foi introduzido um amplificador operacional (TLE2082 da Texas Instru-ments) com um ganho variável para atenuar a tensão à saída do filtro, deforma a obter amplitudes de corrente na ordem das centenas de miliampe-res.

O dimensionamento dos componentes que definem o ganho do amplifi-cador de transadmitância está descrito no sistema de equações 3.2, admi-tindo que toda a corrente é direcionada para a carga.

Vx wVo−10× Io

V+ = 111 ×Vi

V− = 1011 ×Vi +

111 ×Vo

V+ =V−

⇐⇒Vo−10× Io = 10×Vi +Vo⇐⇒ Io =−Vi

(3.2)Dado que a indutância da bobina de excitação a uma frequência de

3,3 kHz é de aproximadamente 34 µH, é necessária a presença de umcondensador de sintonia (Cs) cujo papel é sintonizar a carga, de forma aque esta fique quase resistiva. Esta sintonia é necessária pois aumentaa estabilidade do amplificador de transadmitância. O cálculo do dimensi-onamento do condensador é feito para uma frequência de trabalho ft de3,3 kHz e segue 3.3.

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ωt =1√

L×Cs(3.3)

2×π×3,3×103 =1√

34×10−6×Cs(3.4)

Cs≈ 68µ F (3.5)

No início do desenvolvimento do amplificador de transadmitância experimentou-se uma montagem de um amplificador de transadmitância com carga flutu-ante, no entanto esta mostrou alguma instabilidade e sobreaquecimento.Optou-se então pela montagem da Figura 3.15 pois é estável e a cargaencontrava-se ligada à massa, o que permite obter a forma de onda dacorrente de excitação na resistência Ra sem recurso a um amplificador di-ferencial nas extremidades da resistência.

3.7 Componente Digital

Após o processamento analógico dos sinais é necessário converter osparâmetros determinados para formato digital armazená-los em memóriapara posterior envio para o computador pessoal. Estas acções são contro-ladas por um microcontrolador (MCU) com relativamente pouca capacidadede processamento, pois a complexidade de processamento de sinal é redu-zida com a utilização do circuito analógico descrito em 3.5.

A Figura 3.16 representa os blocos constituintes do circuito da compo-nente digital desenvolvida.

Figura 3.16: Blocos da componente digital.

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Uma memória externa (SRAM) é constituída na componente digital coma finalidade de guardar os parâmetros digitalizados e posições da pontade prova ao longo de um ensaio. São também utilizados dois módulosde radiofrequência para transmitir estes dados para o computador pessoalcom um sistema sem fios. Estes dois blocos de memória e de transmissãooferecem uma maior dinâmica e portabilidade ao sistema desenvolvido.

A tensão de alimentação da memória SRAM e módulos de radiofrequên-cia é igual a 3,3 V, enquanto que o microcontrolador é alimentado com 5 V.Estas tensões são obtidas a partir dos reguladores de tensão TC1264 daMicrochip (3,3 V) e LM7805 da Fairchild Semiconductor (5 V). No anexo B.1está representado o esquemático da componente digital.

3.7.1 Microcontrolador

O microcontrolador tem como funções a conversão para digital da ten-são da medição da amplitude do sensor GMR, a medição do intervalo detempo entre duas transições positivas das saídas do medidor de desfasa-mento, obter o deslocamento efectuado pela ponta de prova, memorizarestes valores e transmiti-los para o computador pessoal.

A amplitude é simplesmente convertida para digital através de um con-versor A/D embutido no MCU, já que a tensão que se quer medir encontra-se relativamente constante à saída do detector de amplitude analógico.

Para medir a desfasagem entre as duas tensões (proveniente do GMRe da resistência de amostragem) é necessário um contador de tempo queexiste no MCU. O contador (Timer1) é o que conta o número de impulsosdo relógio aplicado ao MCU entre os dois eventos (as passagens de 0 para1 digital na saída do detector de fase). Quanto maior for a frequência derelógio do contador maior é a resolução no resultado. Tendo isto em contao MCU escolhido foi o PIC18F4550 da Microchip [19], pois é bastante eco-nómico, possui um conversor A/D com 10 bits e a frequência de relógio é amaior da sua gama (48 MHz).

O MCU escolhido necessita de quatro ciclos de relógio para executaruma instrução, isto leva a que o contador tenha uma resolução máxima de83,3 ns como se mostra na equação 3.6.

448MHz

≈ 83,3ns (3.6)

Como o relógio do MCU e os sinais à saída do medidor de desfasamentoanalógico não estão sincronizados existe um erro de sincronismo associ-

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ado à conversão do parâmetro de desfasamento. O erro máximo associ-ado corresponde ao erro de uma contagem, ou seja, a título de exemplo,transpondo a resolução para graus numa sinusóide de frequência 3,3 kHz,obtém-se o seguinte erro máximo devido à falta de sincronismo na equa-ção 3.7.

360 [graus]×83,3×10−9 [s]×3300 [Hz]≈ 0,098 [graus] (3.7)

Este valor de precisão considera-se aceitável no cálculo do desfasa-mento.

Após a conversão dos parâmetros para digital é necessário guarda-los omais rapidamente possível para que a próxima leitura possa ser executada,desta forma o número de leituras obtidas por segundo é maior, o que per-mite ao utilizador obter resultados mais detalhados sem se preocupar coma velocidade a que desloca a ponta de prova (o que acontece no protótipodo capítulo 2).

3.7.2 Memória Estática de Acesso Aleatório (SRAM)

Durante a execução de um ensaio é necessário obter para cada posiçãoda ponta de prova, o deslocamento da mesma, a tensão de saída do sen-sor e a amostragem da corrente de excitação. De seguida esta informaçãopode ser guardada no computador pessoal (como é o caso do equipamentodo capítulo 2) ou na memória do sistema (transmitindo a informação parao computador no final de um ensaio). Este conjunto de registos de infor-mação encontra-se então num ciclo repetitivo de aquisição de informaçãoe registo da mesma. Quanto menor for o período deste ciclo tanto melhor,pois permite a execução de mais medidas por segundo, o que permite ummovimento mais rápido da ponta de prova.

Inicialmente, por cada leitura de parâmetros numa determinada posição,os dados obtidos eram enviados pela interface RS232 para serem guarda-dos no computador pessoal. Esta transmissão era executada a um ritmode 19200 bits por segundo (bps) no modo assíncrono. O número de bitsnecessário para registar a informação dos parâmetros e posição de umaleitura é igual à soma de:

• 16 bits do parâmetro de amplitude.

• 16 bits do parâmetro de desfasamento.

• 2×8 bits do deslocamento da ponta de prova.

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O que resulta num total de 48 bits. No entanto a interface RS-232 efectuaa transmissão de 8 bits de cada vez adicionando 2 bits de sincronismo: umde início de byte e outro de fim. É então necessário enviar 6 bytes (48 bits)mais os bits de sincronismo para transmitir esta informação, o que resultaem 6×8+6×2 = 60 bits. A um ritmo de 19200 bps a transmissão de umaleitura incrementa o tempo do ciclo em 60/19200 = 3,1 ms. Este valor reduzsignificativamente o número de leituras que se pode executar por segundo.Optou-se então por guardar a informação na memória do sistema, pois osritmos de comunicação associados à memória são por norma mais rápidos.

O microcontrolador possui uma memória de 2048 bytes, o que permiteguardar aproximadamente 400 leituras num só ensaio até atingir a sua ca-pacidade máxima. Este valor restringe o tempo máximo que um ensaiopode demorar, pois após o preenchimento total da memória o ensaio temde terminar. Optou-se então por uma memória externa, de forma a obtervelocidades de registo da informação rápidas assim como uma capacidademaior de memória.

A memória escolhida foi do tipo estática de acesso aleatório (SRAM)23k256 da Microchip. Esta memória possui 32768 bytes de capacidade,usa Serial Peripheral Interface (SPI) como interface de comunicação comuma velocidade máxima de 20 MHz e permite utilizar um modo de escrita ede leitura por páginas, que reduz a necessidade da utilização de bits de co-mando. Todos estes factores permitem aumentar o ritmo máximo de leiturasexecutado pelo sistema assim como o número máximo de leituras num en-saio, que passa a ser aproximadamente de 6000. Dado que o custo desteintegrado é relativamente baixo e não requer praticamente componentesexteriores, integrá-lo no sistema é uma solução com benefícios globais.

Apesar da SRAM permitir uma comunicação com um sinal de relógio de20 MHz (que corresponde a uma comunicação a um ritmo de 20 Mbps)esta não foi a velocidade utilizada. Isto deve-se à diferença de tensões dealimentação e de entrada do integrado. O microcontrolador utilizado comocontrolador de sistema trabalha com tensões de 5 V, no entanto a SRAMfunciona com 3,3 V. Isto implica que se introduza um circuito de condicio-namento de sinal só para as entradas digitais da SRAM. Não é necessárioum circuito de condicionamento nas saídas digitais pois a tensão de saídada SRAM correspondente a um 1 lógico é igual a 3,3 V e este valor é inter-pretado com um 1 lógico na entrada do microcontrolador. Este condiciona-mento de sinal só tem a função de converter as saídas do microcontrolador(5 V) para 3,3 V, de forma a não exceder as tensões permitidas de entradapela SRAM. Esta conversão foi feita, por motivos de simplicidade, recor-

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rendo a díodos de Zener de 3,3 V e com resistências para limitar a correnteno díodo, como está representado na Figura 3.17. Esta montagem inevita-velmente funciona também como um filtro passa baixo devido aos efeitoscapacitivos presentes do díodo. Isto impede a utilização da frequência decomunicação a 20 MHz. Experimentalmente foi testada a frequência maisalta possível dadas as restrições e esta corresponde a 3 MHz (3 Mbps),o que é suficiente pois é relativamente superior ao ritmo de 19200 bps dainterface RS-232.

Figura 3.17: Circuito de condicionamento de cada sinal (digital) de entrada na SRAM (5 Vpara 3,3 V).

3.7.3 Algoritmo

O controlador do sistema tem como funções a determinação contínuaaproximada dos parâmetros das sinusóides assim como a determinação daposição da ponta de prova, guardar estes valores e de seguida transmiti-lospara o computador pessoal, para que este os represente graficamente aoutilizador.

A complexidade do algoritmo para a detecção dos parâmetros das sinu-sóides pertinentes é significativamente simplificado graças ao circuito ana-lógico que processa as sinusóides antes do microcontrolador.

O algoritmo começa pelas seguintes inicializações:

• Definição de cada porto como analógico ou digital e no caso digitalqual a sua direcção (entrada ou saída)

• Configuração de registos dos temporizadores, de controlo da interfaceSPI e do controlo do módulo PWM.

• Teste de comunicação com o rato óptico através da interface PS/2.

• Teste de comunicação com a memória SRAM através da interface SPI.

• Envio de uma mensagem para o computador pessoal informando quea inicialização foi bem sucedida através da interface RS-232.

Após as inicializações o microcontrolador espera que o utilizador pressi-one no botão esquerdo do rato. De seguida a memória SRAM é limpa e

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a frequência de trabalho é determinada, pois esta é útil no cálculo do des-fasamento. Enquanto o botão do rato estiver premido o microcontroladoradquire 5 valores de desfasamento, amplitude e deslocamento do rato (épreciso que haja movimento da ponta de prova) e acrescenta estes valoresna memória. Quando o utilizador deixa de premir o botão toda a informaçãoguardada na memória é enviada para o computador pessoal.

A razão para o microcontrolador só guardar os parâmetros obtidos edeslocamentos de 5 em 5 leituras é a relação entre o número de bits de umapágina de memória e o número de bits de 5 leituras. Cada leitura contémum valor de desfasamento (2 bytes), um valor de amplitude (2 bytes) e doisdeslocamentos do rato (1 byte cada). No total são necessários 2+ 2+ 2×1 = 6 bytes para guardar uma só leitura. Dado que uma página de memóriacontém 32 bytes optou-se por executar 5 leituras onde cada uma ocupa6 bytes, obtendo no final 30 bytes úteis nos 32 bytes guardados de umapágina. É vantajosa a comunicação com a SRAM página a página, poisnão é necessário indicar os endereços dos bytes que se pretende ler ouescrever. Assim basta indicar apenas o endereço do início de uma páginae os seus dados são enviados ou recebidos sequencialmente.

Para determinar o desfasamento o microcontrolador mede o tempo entreduas transições positivas de ambas as entradas digitais correspondentesàs sinusóides pertinentes e calcula o desfasamento através de uma rela-ção simples: se o período corresponde a 360 graus, o intervalo de tempomedido corresponde a um determinado desfasamento em graus. O valor detensão da amplitude é obtido através do conversor A/D de 10 bits embutidono microcontrolador. Pode-se observar o fluxograma na Figura 3.18.

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Figura 3.18: Fluxograma do algoritmo implementado.

Tanto o período dos sinais como o intervalo de tempo entre dois flancospositivos são medidos utilizando o contador do microcontrolador. No casoda determinação do período, o intervalo de tempo é medido entre dois flan-cos positivos do sinal correspondente à sinusóide de excitação, pois este éo sinal que tem melhor relação sinal-ruído e assim existe menos erro asso-ciado à sua leitura. No caso do desfasamento o intervalo de tempo medidoé entre um flanco positivo do sinal de excitação e entre o flanco positivoseguinte do sinal proveniente do sensor magnético.

Devido ao ruído presente nos sinais analógicos e ao limite do ciclo derelógio do microcontrolador, as medidas temporais feitas pelo MCU con-têm algum erro. Para minimizar a dispersão de cada leitura ponderou-seem executar várias medidas seguidas e ao mesmo tempo ir calculando amédia cumulativa da leitura. Isto resultaria numa maior consistência deleituras, minimizando o impacto do ruído no erro final. No entanto o tempogasto em cada leitura aumenta significativamente. Dado que a consistênciadas leituras obtidas se mostrou relativamente alta optou-se por não calcu-lar a média cumulativa dos parâmetros, optimizando o número de leituraspossíveis por segundo.

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3.7.4 Módulo de Radiofrequência e Transmissão de Dados

Para enviar a informação armazenada na memória para o computadorpessoal com o objectivo de visualizar os resultados e pretendendo a porta-bilidade do sistema, recorreu-se a uma comunicação sem fios que permi-tisse efectuar a transmissão da informação.

Existindo já um protocolo de comunicação com fios funcional, foi adap-tado um sistema sem fios que permitisse a comunicação bidireccional àdistância entre o aparelho e o computador pessoal. Este sistema sem fiosconsiste em dois módulos transceptores Bluetooth que substituem o caboRS-232 utilizado de forma transparente para o resto do sistema. O móduloescolhido está apresentado na Figura 3.19 e tem como base um circuitointegrado produzido pela CSR. As razões que levaram à escolha deste sis-tema foram o seu baixo custo, boa disponibilidade e grande facilidade deintegração durante o desenvolvimento do aparelho.

Figura 3.19: Módulo Bluetooth utilizado.

O protocolo de comunicação implementado entre o microcontrolador e ocomputador tem como base pacotes de 7 bytes. Existem cinco pacotes de7 bytes possíveis de ser enviados: o que indica o início de um ensaio, o quecontém informação sobre uma leitura, o que indica o fim do ensaio e doisque indicam erro ou memória cheia. O pacote de erro é enviado caso hajaalgum problema de comunicação com o rato ou com a memória SRAM.

O primeiro byte de cada pacote é o que o distingue dos outros, indicandoqual o tipo de pacote que está a ser enviado. Os restantes bytes só sãoúteis no caso de se enviar os dados do ensaio, contendo 2 bytes com infor-mação do desfasamento, 2 bytes com o valor da amplitude e 2 bytes parao deslocamento da ponta de prova, como está representado na Tabela 3.1.Os bytes relativos ao desfasamento e à amplitude estão no formato unsig-ned, enquanto que os deslocamentos em X e Y estão no formato signedpois é necessário um bit de sinal a indicar a sentido do movimento.

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Tipo de pacote Byte 0 Byte 1 Byte 2 Byte 3 Byte 4 Byte 5 Byte 6Início do ensaio “S” - - - - - -Dados do ensaio “A” Desfasamento Amplitude Deslocamento X\YFinal do ensaio “F” - - - - - -

Erro “E” - - - - - -Memória cheia “M” - - - - - -

Tabela 3.1: Formato dos pacotes enviados para o computador pessoal.

Poderia ser feita uma optimização nos pacotes de início, fim, erro e dememória cheia, enviando apenas o seu primeiro byte. No entanto apenasdois destes pacotes são enviados por ensaio, resultando numa optimizaçãopouco relevante. Além disso, o programa de recepção de pacotes é maissimples se a dimensão de todos os pacotes for igual, tornando a soluçãoescolhida conveniente.

3.8 Apresentação dos resultados

Neste trabalho foi desenvolvida uma rotina com base na aplicação MA-TLAB para apresentar ao utilizador os dados obtidos de uma leitura.

Como o equipamento desenvolvido possui um sistema de localizaçãoda ponta de prova é apresentada ao utilizador uma representação da am-plitude do sinal obtido pelo sensor magnético e do desfasamento entre ossinais correspondente à corrente de excitação e do sensor magnético emfunção da posição da ponta de prova. Além desta representação é apresen-tada ao utilizador a assinatura obtida, que é observada no plano complexo.

3.8.1 Exemplo de Ensaio

A título de exemplo foi efectuado um ensaio sobre uma falha com 1 mmde largura, 20 mm de comprimento e 2 mm de profundidade. Os resultadosobtidos estão apresentados na Figura 3.20.

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Figura 3.20: Exemplo obtido com um ensaio sobre uma falha de 1 mm de largura, 20 mmde comprimento e 2 mm de profundidade.

3.9 Consumo Energético

A portabilidade do equipamento desenvolvido é uma característica im-portante que depende do consumo energético do equipamento. Assim,quanto menor for o consumo energético, maior a autonomia do equipa-mento quando alimentado por bateria. A análise do consumo de energiapermite então concluir sobre a alimentação e autonomia do equipamento.

Em todos os testes efectuados foi utilizada uma fonte de alimentaçãoDC dupla (+12 V/-12 V) de laboratório (Agilent E3649A). Quando a fonteestá em utilização é apresentada a corrente injectada em cada fonte, o quecorresponde à utilização energética em cada uma das tensões.

O bloco desenvolvido que apresenta maior consumo energético é o gera-dor da corrente de excitação. Foram então obtidos valores de corrente paraduas amplitudes da corrente de excitação: 100 mA e 150 mA. A Tabela 3.2mostra os valores de corrente injectados pela fonte de alimentação.

Fonte\Amplitude de excitação 100 mA 150 mA+12 V 215 mArms 245 mArms-12 V 78 mArms 105 mArms

Tabela 3.2: Correntes injectadas pela fonte de alimentação dupla.

Existe sempre um maior consumo na fonte de +12 V pois todo o sistemadigital é alimentado a partir desta fonte, ou seja, os reguladores de tensãode 5 V e 3,3 V são alimentados a partir dos +12 V.

Em ambos os casos (amplitude de corrente de excitação igual a 100 mA

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e 150 mA) os valores das correntes de alimentação são suficientementepequenos para serem fornecidos por baterias. Seriam necessárias duasbaterias de 12 V que permitissem uma descarga DC de 500 mA (valor comuma margem de segurança adicionada), que são facilmente obtidas no mer-cado, assim como um sistema de carga das baterias integrado no sistema.No entanto, neste caso, optámos por não implementar esta característicano equipamento, pois não iria ser uma funcionalidade nova neste tipo deequipamentos.

3.10 Custo do Sistema

Um dos objectivos do sistema desenvolvido é o seu baixo custo. Umaaproximação deste valor está representada na Tabela 3.3 a partir de cadaum dos preços de cada bloco do sistema. Não foi contabilizado o custoda placa de circuito impresso. No Anexo A encontram-se os preços maisdetalhados de cada componente do sistema.

Bloco PreçoComponente Digital 29,66 C

Componente Analógica 42,39 CGerador de Corrente 26,14 C

Ponta de Prova 20,52 CTotal 118,71 C

Tabela 3.3: Custo total dos materiais do sistema desenvolvido.

Figura 3.21: Distribuição de custos dos materiais do sistema desenvolvido.

A Figura 3.21 representa a distribuição percentual de custos do sistema.A componente com custo maior é a analógica (36% do preço total) que sedeve em grande parte ao custo dos filtros implementados com o integradoUAF42 (16,61C cada). Os resultados de análise de falhas foram equivalen-tes aos de um produto comercial existente no mercado.

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Os resultados da avaliação da funcionalidade do sistema são detalhadosno capítulo 4. Destes resultados experimentais pode-se aferir relativamenteao desempenho deste sistema.

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Capítulo 4

Resultados Experimentais

Neste capítulo procura-se apresentar resultados e avaliar o desempenhodo sistema desenvolvido comparando-o com um sistema comercial.

O detector de falhas projectado e implementado neste trabalho permiteobter duas formas de visualização dos resultados das medidas, ou seja, avisualização da amplitude da tensão de saída do sensor magnético e dodesfasamento entre esta tensão e a obtida na resistência de amostragemde corrente, em função da posição da ponta de prova, e a visualização daassinatura da falha, que é a representação no plano complexo dos valoresde amplitude e desfasamento obtidos.

A comparação do sistema desenvolvido com uma solução comercial épertinente, pois permite avaliar o desempenho do sistema desenvolvidoface ao comercial. Dado que a solução comercial só permite a análise daassinatura da falha a comparação de resultados só incidirá sobre a mesma.O equipamento comercial possui uma sonda indutiva, o que torna a suasensibilidade proporcional à frequência de trabalho, e consegue trabalharnuma gama de frequências entre 3 kHz e 5 MHz.

Os resultados experimentais foram efectuados em quatro falhas, deslo-cando a ponta de prova perpendicularmente à direcção de cada falha. Adirecção do eixo de sensibilidade do sensor magnético também é perpen-dicular à direcção da falha, pois é a direcção em que os campos geradospelas correntes turbilhonares são mais intensos.

As características das falhas estão representadas na Tabela 4.1.

Falha Profundidade Comprimento LarguraA 2 mm (atravessa a placa) 20 mm 0,5 mmB 1 mm 20 mm 0,5 mmC 0,5 mm 20 mm 0,5 mmD 2 mm (atravessa a placa) Infinito < 0,5 mm

Tabela 4.1: Características das falhas ensaiadas.

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As falhas A, B e C foram maquinadas numa chapa de alumínio de 2 mmde espessura, enquanto que a falha D foi obtida encostando o mais possívelduas chapas de alumínio de 2 mm de espessura.

As características das falhas A, B e C são em tudo semelhantes exceptonas suas profundidades. Enquanto que a falha A atravessa a chapa (com2 mm de espessura), a falha B só atinge 1 mm de profundidade e a Capenas 0,5 mm. Na Figura 4.1 está representado o corte transversal daplaca que contém as falhas ensaiadas, indicando as suas dimensões. Omovimento da ponta de prova é perpendicular à direcção das falhas. Estasencontram-se na superfície oposta à que está em contacto com a sonda,isto é, apenas as falhas A e D são visíveis do ponto de vista do utilizador.Os ensaios efectuados com estas diferentes profundidades permitem ava-liar a capacidade de detecção de falhas superficiais e em sub-camadas ecompara-la com a capacidade de detecção do equipamento comercial.

Figura 4.1: Representação do corte transversal da placa metálica.

A amplitude da corrente de excitação usada determina a intensidade decorrentes turbilhonares induzidas na superfície metálica. Para se analisaro impacto da corrente de excitação na detecção de fissuras foram usadasquatro amplitudes diferentes nos ensaios experimentais: 50 mA, 100 mA,150 mA e 200 mA. O valor de corrente 200 mA só foi usado na fissura C,pois a sua detecção é relativamente mais difícil. A frequência de excitaçãousada no sistema desenvolvido e no equipamento comercial foi fixa em3,3 kHz em todos os ensaios.

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4.1 Amplitude e Desfasamento

O sistema desenvolvido possui um sistema de localização da ponta deprova, o que permite obter uma representação gráfica da amplitude e fasegerados pelas correntes turbilhonares dependendo da posição. Esta repre-sentação não é possível usando o sistema comercial ELOTEST B300, logosó estão presentes resultados experimentais desta natureza obtidos pelosistema desenvolvido. As Figuras 4.2, 4.3, 4.4 e 4.5 mostram a amplitude edesfasamento obtidos nos ensaios das falhas A, B, C e D respectivamente,utilizando três correntes de excitação em cada resultado. A posição da falhano metal encontra-se sempre situada nos 0 mm.

Quando o sinal obtido pelo sensor magnético tem uma amplitude relati-vamente pequena (da ordem do ruído presente na saída do sensor) o desfa-samento obtido apresenta uma grande dispersão, pois a relação sinal-ruídoé relativamente baixa. Este acontecimento só se verifica quando a ponta deprova se encontra afastada da falha, o que é aceitável já que os dados re-levantes das leituras obtidas se encontram na proximidade da falha. Tendoisto em conta foi ignorado o desfasamento obtido quando a amplitude érelativamente pequena.

(a) Amplitude (b) Desfasamento

Figura 4.2: Amplitude e desfasamento da falha A (2 mm profundidade) com amplitudes deexcitação de 50, 100 e 150 mA

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(a) Amplitude (b) Desfasamento

Figura 4.3: Amplitude e desfasamento da falha B (1 mm profundidade) com amplitudes deexcitação de 50, 100 e 150 mA

(a) Amplitude (b) Desfasamento

Figura 4.4: Amplitude e desfasamento da falha C (0,5 mm profundidade) com amplitudesde excitação de 100, 150 e 200 mA

(a) Amplitude (b) Desfasamento

Figura 4.5: Amplitude e desfasamento da falha D com amplitudes de excitação iguais a 50,100 e 150 mA.

A Figura 4.6 foi obtida efectuando três leituras, nas falhas A, B e C, comuma amplitude de excitação fixa em 100 mA. Dado que a diferença na es-cala das amplitudes é relativamente grande entre duas falhas optou-se por

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representar a amplitude numa escala logarítmica.

(a) Amplitude (b) Desfasamento

Figura 4.6: Amplitude e desfasamento das falhas A, B e C com amplitude de excitaçãoigual a 100 mA.

É possível observar uma variação na amplitude e desfasamento quandoa sonda se encontra na proximidade da falha. A característica indicadorade uma falha na amplitude é definida por dois máximos acentuados em quea posição do mínimo presente entre os máximos indica a localização dafalha. O desfasamento é caracterizado por uma pequena descida até aolocal onde se encontra a falha, indicado por uma mudança acentuada nafase de 180 graus, seguido de um aumento gradual conforme a ponta deprova se afasta da falha. Em todos os ensaios existe uma diferença entreos dois valores máximos que antecedem e sucedem a falha. Esta diferençadeve-se ao facto do sensor magnético não ter sido fixado perfeitamenteparalelo à placa onde se efectua o ensaio. Este é um problema que sepodería resolver numa futuro protótipo ajustando o sensor magnético commaior precisão na ponta de prova.

Comparando as Figuras 4.2, 4.3 e 4.4 é notória a diminuição da ampli-tude máxima obtida quanto menor for a amplitude da corrente de excitação.Na Figura 4.5 (ensaio na falha D) a amplitude é de tal forma acentuada quecom uma corrente de excitação com 150 mA de amplitude, o sinal obtidocorrespondente ao sensor magnético satura. A amplitude da Figura 4.6mostra que existe uma grande diferença na amplitude do campo magnéticocaptado pelo sensor magnético em função da profundidade da falha.

A partir dos resultados obtidos é possível determinar a relação entre osresultados de um ensaio e as características da falha correspondente. Estarelação tería de ter em conta uma calibração inicial sobre falhas maquina-das com dimensões pre-definidas. Esta sería uma funcionalidade relevantena continuação do trabalho realizado.

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4.2 Assinaturas

A assinatura é uma representação no plano complexo em que a am-plitude de um ponto corresponde à amplitude obtida da leitura e o ângulocorresponde ao desfasamento obtido entre a fase de excitação e do sensormagnético. Esta representação pode ser usada na análise das característi-cas da falha.

(a) Sistema desenvolvido com amplitude de excitação iguala 50, 100 e 150 mA

(b) Sistema comercial

Figura 4.7: Assinaturas da falha A (2 mm de profundidade) obtidos com o sistema desen-volvido e comercial.

(a) Sistema desenvolvido com amplitude de excitação igual a50, 100 e 150 mA

(b) Sistema comercial

Figura 4.8: Assinaturas da falha B (1 mm de profundidade) obtidos com o sistema desen-volvido e comercial.

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(a) Sistema desenvolvido com amplitude de excitação iguala 100, 150 e 200 mA

(b) Sistema comercial

Figura 4.9: Assinaturas da falha C (0.5 mm de profundidade) obtidos com o sistema de-senvolvido e comercial.

(a) Sistema desenvolvido com amplitude de excitaçãoigual a 100, 150 e 200 mA

(b) Sistema comercial

Figura 4.10: Assinaturas da falha D (2 mm de profundidade) obtidos com o sistema desen-volvido e comercial.

É possível observar nos ensaios anteriores que os resultados obtidoscom o sistema desenvolvido são semelhantes aos obtidos com o equipa-mento comercial. Tal como na Figura 4.6, é possível observar o fenómenode saturação na amplitude da Figura 4.10.

A frequência de excitação utilizada no equipamento comercial foi prati-camente a menor possível (3 kHz). Esta limitação resulta do equipamentoutilizar detecção indutiva, que necessita de frequências de trabalho relativa-mente elevadas pois a amplitude do sinal obtido é proporcional à frequên-cia, o que não acontece quando se utiliza um GMR. O equipamento co-mercial tem assim mais dificuldade em detectar defeitos sub-superficiaisquando comparado com o equipamento desenvolvido com o GMR.

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Capítulo 5

Conclusões e Trabalho Futuro

Os resultados do Capítulo 4 mostram que o sistema de baixo custodesenvolvido consegue de facto detectar defeitos em materiais metálicos,tanto à superfície como no seu interior. Pode-se concluir que os resultadosobtidos pelo sistema desenvolvido são equivalentes aos do equipamentocomercial ELOTEST B300. Isto prova que é possível criar um sistema por-tátil de baixo custo e obter bons resultados experimentais.

A utilização do rato de computador oferece uma precisão superior aorequerido inicialmente embora com restrições no seu uso, pois enquantose efectua um teste não se pode girar o rato, pois se assim for a posiçãodo sensor deixa de ser a correcta. Como trabalho futuro seria pertinentecomparar o desempenho deste sistema de localização com outras soluçõesbaseadas em diferentes métodos, tais como ultra-sons e infra-vermelhos.

O sensor de campo magnético (GMR) utilizado provou ser uma boa op-ção no desenvolvimento de novos equipamentos de ECT. Este tipo de sen-sores de campo magnético apresenta vantagens quando comparado comas sondas indutivas normalmente utilizadas, pois possui boa sensibilidadequando se utiliza uma gama de frequências de trabalho baixa, o que nãoacontece com as sondas indutivas. Este factor é importante no caso de sepretender detectar defeitos que se encontrem dentro dos materiais. Alemdisso o sensor de campo magnético apresenta uma sensibilidade constantenuma larga gama de frequências (10 Hz até 1 MHz).

A precisão e a rapidez obtidas pelos blocos analógicos são suficientespara cumprir os objectivos definidos. No entanto o bloco de detecção deamplitude apresenta um ganho fixo. Este factor tanto retira precisão nos va-lores obtidos quando a amplitude do sinal é de uma gama baixa (como porexemplo no caso dos testes na falha C), como faz com que o bloco saturequando a gama de tensões é alta (como por exemplo no caso dos testes

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na falha D). Uma solução possível para melhorar o bloco é introduzir umamplificador com ganho programável e controlado pelo MCU, desta formao utilizador poderia ajustar o ganho do bloco conforme a gama de tensões àsaída do sensor magnético, o que resultaria numa melhor precisão quandoo valor de amplitude fosse convertido para digital.

Os filtros implementados tanto no bloco de detecção de desfasamentocomo no gerador de corrente melhoraram significativamente a relação sinal-ruído, o que resultou em leituras com menos erro. No entanto os filtrosforam projectados com uma banda de passagem fixa, sendo necessário al-terar o valor de duas resistências da montagem para que se possa mudar afrequência central do filtro. Isto dificulta o utilizador na mudança de frequên-cia de trabalho. Uma solução possível para simplificar este processo passapor introduzir potenciómetros digitais no circuito dos filtros, em que esteseram controlados pelo MCU.

Analisando as assinaturas obtidas nas falhas A, B e C é possível ob-servar uma rotação na assinatura conforme a profundidade da falha. Esteresultado em conjunto com a amplitude permite inferir sobre a profundi-dade de uma falha testada que não seja conhecida. Esta rotação temorigem na diferente fase das correntes turbilhonares conforme a sua pro-fundidade [20]. Como trabalho futuro sería interessante acrescentar umanova funcionalidade ao sistema, que permitisse obter características da fa-lha ensaiada a partir dos parâmetros obtidos durante o ensaio, tais como afase e a amplitude.

É possível melhorar a detecção de falhas profundas diminuindo a frequên-cia de excitação, pois a penetração de correntes turbilhonares será maior,assim como os campos magnéticos secundários. Enquanto que o equipa-mento comercial só permite uma frequência mínima de excitação de 3 kHz,o sistema desenvolvido permite utilizar frequências menores (até aproxima-damente 200 Hz, o que permite induzir correntes turbilhonares até cerca de6 mm de profundidade no material) o que pode ser uma mais-valia.

O consumo energético do equipamento mostrou que este pode ser ali-mentado por baterias, aumentando a sua portabilidade. É possível optimi-zar o consumo da componente digital do circuito substituindo os regulado-res de tensão utilizados por conversores de tensão DC-DC, que geralmentesão mais eficientes energeticamente.

O sistema desenvolvido mostrou ter aptidão na detecção e localizaçãode falhas tendo um custo de materiais muito inferior ao do equipamento co-mercial (na ordem das dezenas de milhar de euros) e considera-se portantoque os objectivos a que nos propusemos neste trabalho foram atingidos.

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Referências

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[2] J.R. Bowler, N. Harfield, “Evaluation of probe impedance dueto thin-skin eddycurrent interaction with surface cracks”, IEEETransactions on Magnetics 34 (2) (Março 1998) 515–523.

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[5] B. Venkatraman, B. Raj, “Pratical Eddy Current Testing” inAlpha Science, B.P.C Rao, 2007.

[6] A. Bernieri, G. Betta, L. Ferrigno, “Characterization of an Eddy-Current-Based System for Nondestructive Testing”, IEEE Tran-saction on Instr. & Meas., vol. 51, no. 2, Abril 2002, pp. 241-245.

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[8] C. Carr, D. Graham, J. C Macfarlane, G. B Donaldson “HTSSQUIDs for the non-destructive evaluation of composite struc-tures”, Inst. of Physics, Supercond. Sci. Technol. No.16, 2003,pp. 1387–1390.

[9] Y. He, F. Luo, M. Pan, F. Weng, X. Hu, J. Gao, B. Liu, “Pul-sed Eddy Current Technique for Defect Detection in AircraftRiveted Structures”, NDT & E International, Vol. 43, No. 2, pp.176-181, Março 2010.

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Page 68: Tese 8,7 MB

[10] P. Ripka, M. Vopálenský, A. Platil, M. Döscher, K. Lenssen,H. Hauser, “AMR magnetometer”, Journal of Magnetism andMagnetic Materials 254–255 (Janeiro 2003) 639–641.

[11] T. Dogaru, S.T. Smith, “Giant Magnetoresistance-Based EddyCurrent Sensor”, IEEE Trans. Magnetics, vol. 37, NO. 5, pp.3831-3838, Setembro. 2001.

[12] C. H. Smith,R. W. Schneider, T. Dogaru, S. T. Smith, “GMRMagnetic Sensor Arrays for NDE Eddy-Current Testing”, Re-view of Progress in QNDE, vol. 22, pp. 419-426, 2003.

[13] N.V. Nair, V.R. Melapudi, H.R. Jimenez, X. Liu, Y. Deng, Z.Zeng, L. Udpa, T.J. Moran, S.S. Udpa, “A GMR-based eddycurrent system for NDE of aircraft structures”, IEEE Trans. onMagnetics 42 (10) (Outubro 2006) 3312–3314.

[14] L. Kufrin, A. L. Ribeiro, H. G. Ramos, O. Postolache, “Experi-mental and Simulation of the Eddy Current NDT on an Alumi-nium Plate Using a Uniform Field Probe”, IMEKO, Setembro2010.

[15] D. Kacprzak, S. Yamada, M. Iwahara, “Simulation of ampli-tude and phase characteristics during inspection of printed cir-cuitboard by eddy-current testing probe”, Int. J. Appl. Electro-magn. Mech.14 (2001) 15–19.

[16] F. Alegria, D. Pasadas, H. G. Ramos, “Handheld Instrumentto Detect Defects in Conductive Plates with a Planar Probe”,I2MTC – The IEEE International Instrumentation and Measu-rement Technology Conference, Binjang, Hangzhou, China,Maio, 2011.

[17] NVE Corp. http://www.nve.com/Downloads/analog_catalog.pdf

[18] A. S. Sedra, K. C. Smith, “Microelectronic circuits”, 5th Edition,Oxford University Press, Capítulo 13.9.2, pp. 1208.

[19] PIC18F4550 Microchip.http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/39632e.pdf

[20] H. G. Ramos, O. Postolacha, F. C. Alegria, A. L. Ribeiro, “Usingthe Skin Effect to Estimate Cracks Depths in Metallic Structu-res”, IMTC, 2009.

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Anexo A

Tabelas de Custos

Material Unidades Preço Total [C]Rato óptico USB + Conversor PS/2 1 7,83Regulador de tensão LM7805 (5V) 1 0,71

Regulador de tensão (3,3V) 1 0,34Micro Controlador 18F4550 1 5,71Módulo Bluetooth Class 2 2 2×6,48=12,96

SRAM 23k256 1 1,53Cristal 4 MHz 1 0,19

Condensador 22 nF 2 2×0,03 = 0,06Condensador 100 nF 1 0,03Condensador 22 µF 1 0,1Resistência 10 kΩ 2 2×0,005=0,01Resistência 100 Ω 5 5×0,005=0,025Resistência 470 Ω 1 0,005Resistência 100 kΩ 1 0,005Díodo zenner 3,3V 4 4×0,022=0,088

LED Vermelho 1 0,06Total 29,66

Tabela A.1: Custo detalhado da componente digital.

Material Unidades Preço Total [C]Filtro UAF42 2 2×16,61=33,22

Amp. Op. TLE2082 1 1,33Amp. Op TLE2084 1 2,32

Condensador 470 nF 2 2×0,03=0,06Condensador 22 µF 2 2×0,1=0,2Resistência 47 kΩ 6 6×0,005=0,03Resistência 2,7 kΩ 2 2×0,005=0,01Resistência 100 kΩ 8 8×0,005=0,04

Resistência 1 kΩ 6 6×0,005=0,03Resistência 10 kΩ 2 2×0,005=0,01

Potênciometro 100 kΩ 4 4×1,27=5,08Díodo 1N4148 4 4×0,012=0,0048

Díodo zenner 5,1V 2 2×0,026=0,052Total 42,39

Tabela A.2: Custo detalhado da componente de processamento analógico.

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Material Unidades Preço Total [C]Filtro UAF42 1 16,61

Amp. Op. TLE2802 1 1,33Amp. Op. LM675 1 6,55

Condensador 22 µF 3 3×0,1=0,3Condensador 0,22 µF 1 0,03

Resistência 47 kΩ 2 2×0,005=0,01Resistência 2,2 kΩ 1 0,005Resistência 100 kΩ 1 0,005Resistência 10 kΩ 2 2×0,005=0,01Resistência 1 kΩ 1 0,005Resistência 10 Ω 1 0,005Resistência 1 Ω 1 0,005

Resistência 150 Ω 1 0,005Potênciometro 100 kΩ 1 1,27

Total 26,14

Tabela A.3: Custo detalhado do gerador de corrente de excitação.

Material Unidades Preço Total [C]GMR AA002-02 1 9,72

Amp. Intrumentação INA118 1 8,97Íman Permanente 1 1,70

Condensador 100 nF 4 4×0,03=0,12Resistência 11 kΩ 2 2×0,005=0,01

Total 20,52

Tabela A.4: Custo detalhado da ponta de prova.

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Anexo B

Esquemáticos

Figura B.1: Esquemático da componente digital.

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Figura B.2: Esquemático do gerador de corrente.

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Page 73: Tese 8,7 MB

Figura B.3: Esquemático da componente analógica.

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