Teorie smpsStarted By smilex, Jun 28 2013 10:16 AM, http://www.tehnium-azi.ro/topic/5084-teorie-smps/http://www.tehnium-azi.ro/topic/5084-teorie-smps/page__hl__%2Bteorie+%2Bsmps

Deschid acest topic din dorinta de a prezenta sau discuta mai mult notiuni teoretice (dar si practice) despre surse in comutatie, poate putem, eu sau altii, sa aducem un plus celor interesati. As incepe cu lucruri mai cautate si dorite.

Calculul transformatorului forward

In terminologia actuala, vad ca prin forward se intelege strict cele doua variante cu unul sau doua tranzistoare (conduc deodata). Cele push-pull (in contratimp) puntea, semipuntea si primarul cu mediana ar fi tratate cumva separat. Dar toate astea sunt cu conversie directa iar eu le-am numit mereu forward. Chiar daca difera ca si configuratie, functioneaza pe acelasi principiu: atunci cand tranzistoarele sunt in conductie, se investeste energie consumatorului. Principiul este determinat prin alegerea capetelor infasurarii secundare astfel incat odata cu tranzistoarele intra in conductie si diodele redresoare din secundar. La flyback, diodele redresoare conduc numai dupa blocarea tranzistoarelor care comanda traful. Eu voi face referire (acum) strict la trafo forward. Tranzistoarele, traful si redresarea exista pentru a forma impulsuri. De obicei acele impulsuri ataca o inductanta foarte importanta pentru stabilizare si care n-ar trebui tratata separat de traf, dar se poate si ca redresarea sa atace direct o capacitate de filtraj. In cazul in care inductanta exista, dimensionarea secundarului ca numar de spire trebuie facuta astfel incat pentru cea mai mica tensiune posibila aplicata primarului, secundarul trebuie sa genereze impulsuri avand o tensiune mai mare decat cea dorita a fi stabilizata. Daca inductanta lipseste, tensiunea secundarului (ca varf de impuls) se va regasi pe condensatorul de filtraj, iar dimensionarea secundarului se face dupa caz. In ambele variante, tensiunea obtinuta respecta raportul de transformare: Up/Us=Np/Ns (tensiuni si numere de spire p=primar si s=secundar). Si ca atare, abandonez secundarul si ma refer strict la primar.Formula magica cea mai simpla e: N=U∙Ton/(B∙S) unde N=numarul de spire, U=tensiunea la bornele infasurarii (V), Ton=timpul cat tensiunea exista pe infasurare (µs), B=inductia in miez (T), S=sectiunea miezului (mm²). In paranteze sunt unitatile de masura in care trebuie se exprime marimile din formula respectiv volti, microsecunde, tesla, milimetri patrati. Despre fiecare:N, numarul de spire.Dimensionarea conductorului trebuie sa se faca tinand cont de efectul pelicular. Fenomenul are ca si consecinta scaderea curentului spre mijlocul conductorului la cresterea frecventei. Scaderea are loc dupa o relatie exponentiala, este in functie de material si frecventa. Pentru cupru, exista o adancime de patrundere pentru care se poate considera ca valoarea curentului se pastreaza aceiasi. De fapt, ea scade, dar nu foarte semnificativ. Adancimea de patrundere: d=√(4.4/f) adica 4,4 se imparte la frecventa exprimata in kHz si din rezultat se extrage radicalul, obtinand adancimea in milimetri. Ca exemplu, la 30kHz, adincimea de patrundere in cupru este de d=0,38mm. Dublul adancimii determina maximul diametrului conductorului, in cazul asta, la 30kHz se poate folosi un conductor cu diametrul de 0,75mm. Conductorul folosit poate fi mai gros, dar se pierde spatiu, prin mijlocul conductorului nu va circula mare lucru, ar semana cu o teava. De aceea, daca se doreste un curent mai mare, trebuie multiplicate conductoarele

1

care compun firul de bobinat. Ideal ar fi sa fie cat mai subtiri si izolate intre ele (emailate). Densitatile uzuale sunt de 3-5A/mm², pentru ca lungimile conductoarelor sunt mici, iar puterea disipata e destul de mica pe acele lungimi. Grosier, daca se respecta adancimea de patrundere, se poate considera ca acel curent care parcurge conductorul, determina puterea disipata pe infasurare strict pe rezistenta ohmica a cuprului, rezistenta care se poate calcula (e greu de masurat). Puterea se disipa pe durata Ton, iar pe intreaga perioada T/2 (T=1/f unde f=frecventa) se face o medie care e mai mica (T/2=Ton+Toff la push-pull). Puterea disipata in cupru la acelasi curent, e mai mare daca Ton tinde catre T/2, adica pentru sursele stabilizate, daca tensiunea de alimentare e mai mica. Similar si pentru secundar, se adauga puterii disipate in primar. Se poate aproxima astfel puterea disipata in cupru, care alaturi de cea din miez ofera informatia randamentului transformatorului. Randamentul trafului trebuie sa fie mai mare de 95%.Si curentul respecta raportul de transformare, adica Up/Us=Np/Ns=Is/Ip.Daca numarul total de spire nu incape in fereastra, se alege un miez mai mare sau unul cu fereastra mai mare.U, tensiunea la bornele infasurarii.In cazul forward cu unul-doua tranzistoare sau push-pull (primar cu mediana si punte), tensiunea pe infasurare este data de cea de alimentare maxima posibila. Pentru primarul cu mediana, tensiunea se regaseste pe o singura infasurare, de la mediana spre una din capete, pe tot primarul se regaseste dublul alimentarii. Pentru semipunte, tensiunea pe primar este jumatate din alimentarea maxima. Pentru aceste tensiuni se determina numarul de spire, dar daca exista inductanta serie dupa puntea redresoare (sursa stabilizata), secundarul se determina tinand cont de tensiunea minima posibila pe infasurarea primarului, moment in care se iau in considerare toate caderile de tensiune de pe diode redresoare, tranzistoare, riplul pe filtrajul alimentarii, deadtime-ul si condensatorul inseriat cu primarul (daca exista). Scurt despre fiecare. Tranzistoarele si diodele redresoare au caderi de tensiune in functie de curentul care le parcurge, valorile se afla din PDF-ul lor. Condensatoarele de filtraj se incarca pe varful sinusoidei de la retea, intre varfuri se descarca la o anumita tensiune, in functie de capacitate si curentul consumat (relatie: C∙U=I∙t). Reteaua redresata cu punte ofera varfuri la 10 milisecunde (100Hz). Daca e de la un acumulator, conteaza minima lui posibila. Deadtime-ul este impus de CI-ul folosit, nu se poate obtine practic o umplere de 100%. Uzual, valoarea deadtime depinde de condensatorul folosit in oscilatorul din CI, se extrage din PDF. Daca deadtimeul este de 5% (exemplu), tensiunea minima in secundar trebuie sa creasca cu acelasi procent. Condensatorul inseriat cu primarul are ca scop suprimarea componentei continue, dar pe durata maxima a Ton, are un riplu calculabil ca si cel de filtraj, insa la frecventa de lucru a trafului. O variatie pe el de 10-20% din minima de alimentare este acceptabila. Dar de toate caderile de tensiune trebuie tinut cont, astfel incat, in cel mai rau caz, tensiunea livrata de redresare sa fie cel putin egala cu cea stabilizata la care se adauga procentul deadtime-ului. De exemplu, pentru o stabilizata de 10V cu un deadtime de 10%, diodele redresoare trebuie sa livreze impulsuri care ataca inductanta de minim 11V la minima de alimentare, cu toate caderile maxime de tensiune de pe componentele implicate. Situatia e mai simpla daca nu exista stabilizare, in care caz tensiunea continua finala obtinuta variaza in functie de riplul alimentarii, consumator, etc, dar secundarul se dimensioneaza simplu conform raportului de transformare.Ton, timpul de conductie.Aici ar exista cele doua posibilitati ca separat: sursa stabilizata si nestabilizata. Cea nestabilizata are Ton impus de deadtime, acel Ton intra in calcul (cu

2

tensiunea maxima). In cazul surselor stabilizate care au Ton variabil, pentru ca inductanta nu mai intra in discutie iar aflarea Ton minim nu mai conteaza, as zice ca e mai usor a se calcula numarul de spire la U minim si Ton maxim (Ton=T/2). Daca in calcul intra U maxim, atunci trebuie calculat Ton minim pentru acea maxima pe infasurare. Ton minim este dat de relatia: Ton=(T/2)∙Umin/Umax, adica este o parte din semiperioada de T/2 si este data de raportul dintre tensiunea minima pe primar cu cea maxima. Aflarea Ton minim foloseste la aflarea Toff maxim si la dimensionarea inductantei conform variatiei de curent dorite prin ea (L∙I=U∙t). De asemenea,

Tonmin∙Umax=(T/2)∙Umin adica oricare parte a egalitatii poate fi folosita in formula calculului numarului de spire la numitorul fractiei de acolo.B, inductia in miez.Inductia in miez se alege. O valoare prea mare duce la saturatie si de obicei la distrugerea tranzistoarelor sau incalzirea excesiva a miezului. O valoare prea mica duce la un numar de spire prea mare, care nu incape in fereastra sau care duce la pierderi mari in cupru. Trebuie aleasa in functie de puterea disipata in miez la frecventa de lucru. Exista in PDF-ul materialului feritei un grafic "specific power loss" sau asemanator, care arata la ce frecventa o anume inductie ce putere disipata produce in material, putere exprimata in W/cm³ sau kW/m³. Pentru o ventilatie naturala ar fi bine sa nu se depaseasca 100kW/m³ sau 0.1W/cm³. Miezul folosit are un anumit numar de cm³, numar care inmultit cu puterea disipata din grafic conform inductiei alese, determina puterea disipata in intreg miezul. De exemplu, daca se alege o inductie care determina 0.09W/cm³ la acea frecventa conform pdf, un miez de 50cm³ va avea o putere disipata de 4,5W. Alaturi de puterea disipata in cupru, da o imagine asupra randamentului trafului. 98-99% este un randament foarte bun, si se poate obtine.S, sectiunea miezului.Dimensionarea geometrica a trafului se poate face cu relatia P=5∙B∙j∙f∙Sm∙Sf. Exista si alte relatii. In formula sunt P=puterea (W), B=inductia (T), j=densitatea de curent (A/mm²), f=frecventa (kHz), Sm=sectiunea miezului (cm²), Sf=sectiunea ferestrei (cm²). De exemplu, de la un traf cu Sm=1,5cm² si Sf=2cm² la o frecventa de 30kHz, cu o inductie de B=0,2T si o densitate folosita de 3A/mm², ne asteptam la o putere de 270W in conditii foarte bune de randament. Supradimensionarea (dar nu exagerata) are ca efect cresterea randamentului la o putere data, asemeni trafului de retea. Dimensionarea ofera o imagine, nimic nu e batut in cuie, e doar un punct de plecare. Calculul randamentului ofera informatia corecta, feritele difera oricum in functie de material. Cu precizarea ca in formula numarului de spire, Sm apare in mm².

Inductanta serie (cum am numit-o) este prezenta dupa redresare si inaintea primului condensator de filtraj. Este obligatorie pentru stabilizare. Pe net apar scheme de surse stabilizate fara inductanta, schemele sunt gresite. Inductanta inmagazineaza energie la momentul on, iar la momentul off energia este redata condensatorului de filtraj (si sarcinii). Daca redresarea din secundarul trafului ataca direct un condensator de filtraj fara inductanta serie, tensiunea la care se incarca condensatorul este de valoarea varfului impulsului generat de secundar indiferent de factorul de umplere (latimea lui) si nu se mai poate controla valoarea tensiunii prin modificarea umplerii. Cum spuneam, aflarea Toff maxim (la Umax) foloseste la calculul ei. Toff=T/2-Ton (la configuratia

contratimp), unde Ton este cel minim si Ton=(T/2)·Upmin/Upmax.

3

Pentru acel Toff maxim (Ton minim) se calculeaza variatia de curent (ΔI) dorita prin inductanta. Aceasta variatie se alege uzual intre 0,15 si 0,3 din curentul maxim pe ce trece prin inductanta. Dar limitele nu sunt batute in cuie. O variatie de curent mare creaza riplu mare pe filtraj dar si un raspuns bun (rapid) al sursei la variatia sarcinii. Deci e un compromis. Ca exemplu, la un maxim de 10A se poate alege o variatie de 2A, ceea ce determina o variatie de +/-1A prin inductanta, suprapusa peste curentul de 10A. Atentie, numai variatia de curent produce putere disipata in miezul inductantei serie, nu si curentul de 10A (din exemplu). Variatia de curent produce o variatie de inductie ΔB=B·ΔI/Imax unde ΔB= variatia inductiei, B=inductia aleasa (poate fi 0,5-0,7 din maxima admisa in material indiferent de frecventa pentru ca nu produce putere disipata). Si puterea disipata de ΔB poate fi un criteriu in alegerea variatiei. Pentru ca procesul se bazeaza pe autoinductie la Toff, inductanta se calculeaza pentru tensiunea stabilizata, autoinductia face ca tensiunea invesa pe inductanta sa egaleze tensiunea stabilizata (neglijez caderea pe diodele redresoare). Formula de calcul a inductantei este L=Uout·Toff/ΔI unde in ordine, L=inductanta (μH), Uout=tensiunea stabilizata la iesire (V), Toff=timpul de blocare maxim (μs), ΔI=variatia de curent aleasa (A). Sigur ca si aici e nevoie de o relatie de dimensionare. O relatie ar fi: Sm·Sf≥(0,05·L·Iout²/B)^4/3 adica paranteza la puterea 4/3 sau la puterea 1.3333, unde B=inductia aleasa (T) iar L este exprimat (atentie!) in mH. Numarul de spire este N=L·ΔI/(ΔB·Sm)

unde L in μH, B in T, Sm in mm². Intrefierul necesar este i=0,13·N²·Sm/L unde i=intrefier in mm, Sm=sectiune miez in (!) cm² iar L in μH. Intrefierul se poate confectiona pe coloana din mijloc folosind smirghel, daca e o ferita, iar marimea intrefierului se rectifica pana la obtinerea inductantei dorite. Se poate folosi si un toroid cu pulbere de fier care indeplineste conditia de dimensionare, pe care se bobineaza spire pana la obtinerea inductantei daca raportul L·Iout/(N·Sm) , unde L in μH si Sm in mm², ofera o cifra mai mica decat inductia maxim admisa in miez, asta necesitand insa date (pdf) despre material. Pulberea de fier admite 0,5-1T. Daca numarul de spire e prea mic, miezul se poate satura si incalzi, dar de obicei cea mai mare putere disipata se regaseste pe cupru, in inductanta serie. Ar fi bine a se respecta si aici adancimea de patrundere, cu toate ca cea mai importanta componenta este continua si nu influenteaza patrunderea (∆I influenteaza patrunderea). Transformatorul si redresarea asigura existenta impulsurilor care ataca inductanta, dar aceste impulsuri pot fi asigurate si de catre un tranzistor. De exemplu daca se are la dispozitie un acumulator de 24V si se doreste o stabilizare la 12V, un tranzistor poate asigura impulsurile necesare stabilizarii. In care caz configuratia este buck (coboratoare) iar calculul inductantei este valabil si pentru aceasta configuratie.

La traful in discutie mai intra ceva: inductanta de scapari. Aceasta inductanta se poate masura in primar, facand scurt in secundar. Ea depinde de cuplaj, sau de modul de executie. In acest sens, ar fi bine ca secundarul sa fie intercalat intre doua sectiuni de primar sau invers daca e ridicator. Inductanta de scapari poate fi vazuta ca o inductanta inseriata cu primarul (ideal) si se manifesta mai pregnant cu cresterea frecventei, limitand curentul maxim, chiar si pe cel de scurtcircuit. Uneori e benefica (limitare), alteori nu (pierderi), in functie de asta poate fi aleasa si executia. Valoarea ei poate fi aproximativ anticipata in functie de executie numai dupa multa experienta cred, personal nu pot anticipa scaparile, intotdeauna le-am masurat dupa executie. Inductanta de scapari creste odata cu raportul de transformare si cu intrefierul (nu e cazul la forward) si e parcursa de acelasi curent ca si primarul, determinand anumite pierderi. Uzual, fara intrefier, se pot obtine scapari de a mia parte din inductanta in gol a primarului.

4

Daca se porneste de la premisa (si se proiecteaza ca atare) ca randamentul este foarte bun, nu conteaza inductanta primarului. Se controleaza pierderile prin alegeri corecte si ajunge asta.Calculul randamentului nu e obligatoriu, maximele de 3A/mm² si 0,1W/cm³ asigura un randament foarte bun mereu.Condensatorul inseriat cu primarul poate sa lipseasca daca nu exista componenta continua si riplu pe filtraj, adica daca timpii de comutatie sunt precisi si egali si daca alimentarea se face dintr-un acumulator (sa zicem punte forward la 12V).Exista o chichita la sursele stabilizate. Cum ziceam Ton e variabil in functie de alimentare, dar nu numai. In functie de valoarea inductantei serie respectiv a variatiei de curent si in functie de reteaua de compensare, se ofera un anumit timp de raspuns la variatia sarcinii. Daca sarcina variaza mereu, umplerea nu e stabila, CI cauta mereu sa compenseze variatia tensiunii de la iesire. Se poate intampla ca in anumite momente cateva impulsuri sa aiba loc la o tensiune mare odata cu un Ton mare care sa duca la saturatia scurta a miezului si sa implice curenti ce pot distruge tranzistoarele. Se poate evita cu o retea RC de compensare buna, ca si prin supradimensionarea numarului de spire astfel incat sa fie minimul necesar ca sa satisfaca reletia numarului de spire cu Umax, Tonmax si B maxim admisibil in miez (nu cel curent utilizat). Exista posibilitatea ca supradimensionarea sa nu fie necesara pentru simplul fapt ca numarul de spire deja obtinut satisface relatia in conditii maximale. Asta ofera fiabilitate chiar si in cazul unor instabilitati, dar supradimensionarea spirelor mareste pierderile in cupru (se poate compensa cu un conductor mai gros). De asemenea benefica si mult mai fiabila e si comanda in curent puls cu puls, a se vedea configuratii.Trafurile se pot ventila daca sursele se afla in carcase perforate. Intr-un mediu inchis, se pot monta pe radiatoare care disipa spre exteriorul carcasei.Se poate folosi banda izolatoare pvc, ieftina si gasibila. Izoleaza bine daca e integra mecanic.Exista o oarecare tensiune intre doua spire alaturate, ar fi bine sa existe o mica distanta intre ele. Se poate folosi manunchiul de conductoare ce formeaza firul, intr-un termocontractibil, exista role (daca e cazul) de 15-30m prin care poate fi tras. Manunchiul se poate torsada initial, nu exagerat, e mai usor de prelucrat.Tot pentru pastrarea izolatiei, ar fi bine ca bobinajul sa nu ajunga la capetele carcasei, chiar daca asta presupune suplimentarea straturilor. Locul gol dinspre marginile carcasei se poate umple cu un material izolator flexibil de grosimea bobinajului.Se poate folosi platbanda de cupru pentru curenti mari, cu grosimea maxima de dublul patrunderii.Ar fi ideal un lac de impregnare si cuptor.Nu ma pot abtine, ar fi ideal un stingator.Toate sunt opinii personale. Orice corectie/completare e binevenita, este posibil sa-mi fi scapat vreo greseala, am prostul obicei.De asemenea, orice discutie despre oricare afirmatie de aici e binevenita (probabil mult mai simplu ar fi daca s-ar discuta practic, cu cifre).In functie de timp si reactia voastra la prezenta, revin cu un calcul concret, practic, pe o semipunte de la retea, forward cu doua tranzistoare de la retea, primar cu mediana de la 12V (sa zicem) si flyback continuu si discontinuu de la retea (dupa trecere in revista a calcul traf flyback), toate pentru aceleasi conditii (sa zicem 30Vcc/4A la iesire) si toate cu stabilizare.

Calculul transformatorului flyback

Flayback-ul este o sursa cu conversie indirecta, adica atunci cand se introduce energie in transformator, sarcina nu primeste nimic. Energia introdusa se

5

acumuleaza in miez si este redata sarcinii la momentul blocarii tranzistorului care a introdus energia prin deschiderea lui (Ton). Se bazeaza pe autoinductie, iar asta determina inversarea tensiunii la bornele inductantei la momentul off. Valoarea tensiunii inverse depinde de capacitatea pe care o incarca energia inmagazinata in prealabil (pentru un singur impuls) si poate lua cam orice valoare in functie de capacitate. Eliberarea energiei la off se face prin alegerea infasurarii si redresarii corespunzatoare astfel incat numai tensiunea inversa sa poata fi redresata. Sensului infasurarii este foarte important, un sens gresit transforma conversia indirecta in conversie directa. Pe scheme flyback, la infasurarile trafului apar mereu acele puncte care arata inceputul bobinajului plecandu-se de la premisa ca bobinajele sunt executate in acelasi fel sau sens, conectarea corecta a inceputurilor (respectiv sfarsiturilor) fiind vitala. Ca o paranteza, daca exista un traf la care nu cunoastem sensurile de bobinaj, ele se pot afla cu un L-metru. Cele doua bobinaje de identificat se inseriaza si se masoara inductanta totala a lor; daca inductanta totala este mai mare decat cea mai mare inductanta individuala, atunci au fost inseriate inceputul uneia cu sfarsitul celeilalte; daca inductanta totala este mai mica decat cea mai mare inductanta individuala, atunci inserierea s-a facut sfarsit cu sfarsit (sau inceput cu inceput). Se stabileste dupa dorinta care este inceputul (semnificatia punctului de pe schema), se poate chiar marca cu marker pe traf, si se pot astfel afla inceputurile tuturor bobinajelor. Nu are importanta daca punctul semnifica inceput sau sfarsit, important este ca ceea ce semnifica pentru o bobina, sa semnifice pentru toate, astfel incat la autoinductie sa fie redresata tensiunea inversa in secundare, nu tensiunea directa. Atentie, inductanta depinde de patratul numarului de spire. De exemplu, doua inductante de aceiasi marime aflate pe acelasi miez, inseriate inceput cu sfarsit, vor avea o inductanta totala de patru ori mai mare decat a uneia (oricare, fiind egale), iar inseriate inceput cu inceput, vor avea 0mH. Inductanta nu depinde de grosinea conductorului sau de numarul de conductoare (in paralel) ce compun firul de bobinat.Spre deosebire de forward, inductantele sunt extrem de importante aici. Valoarea de varf a curentului in inductanta, determina energia inmagazinata in ea: E=L∙I²/2 (in jouli). Daca numarul de impulsuri se repeta cu o frecventa f,

atunci puterea transferata va fi P=E∙f sau P=f∙L∙I²/2 (in W). Asta daca se pleaca de la zero si se ajunge la o valoare de varf I a curentului. Daca exista deja energie inmagazinata in miez (nu a fost total evacuata in prealabil) iar curentul pleaca de la o valoare I0, atunci energia inmagazinata este o diferenta dintre ceea ce se obtine la varf de curent si ceea ce a fost: E=(L∙I²/2)-(L∙I0²/2)

sau E=L∙(I²-I0²)/2. Daca presupunem tensiunea U fiind constanta, aplicata unei bobine L, intr-un timp t, valoarea curentului atinsa in bobina este de I=U∙t/L. Deci cu cat inductanta este mai mica, cu atat curentul obtinut este mai mare. Asta e cauza pentru care valoarea inductantei e definitorie pentru obtinerea unei anumite puteri. Exista o conditie obligatorie de urmat. Ea apare si din calculul numarului de spire al traf forward: Bmax>U∙Ton/(N∙Sm) in care unitatile sunt ca acolo T, V, µs, mm². Asta inseamna ca inductia care se obtine la o anume tensiune pe bobina, intr-un anume timp, la acele numere de spire si sectiune a miezului, trebuie sa fie mai mica decat inductia maxim admisa in miez pentru ferita folosita (din pdf). In caz contrar, se ajunge la saturatia miezului si in final, la distrugerea sursei. Respectarea relatiei este perfecta la forward, dar la flyback asta inseamna prea multe spire fata de inductanta dorita. De aceea se practica confectionarea unui intrefier care are ca si consecinte scaderea inductantei (chiar si la respectarea numarului de spire in vederea nedepasirii inductiei maxim admise) si suprimarea componentei continue adica aducerea histerezisului inapoi in zona de simetrie fata de abscisa de asemenea

6

important in vederea nedepasirii inductiei maxime.Cum ziceam, in perioada Ton cresterea curentului poate fi de la zero sau de la o anume valoare respectiv flyback-ul poate fi discontinuu (de la zero) sau continuu. Diferentele nu sunt chiar atat de mari intre ele. Mai mult, se poate trece cu un flyback de la un mod la altul in functionare in functie de consumator. Modul continuu sau discontinuu se diferentiaza prin alegerea valorilor inductantelor.Deoarece tensiunea inversa poate lua orice valoare, transformatorul flyback nu respecta raportul de transformare ca tensiune in secundar. De exemplu cu un raport de 1/1 se poate obtine si o tensiune mai mica, dar si una mai mare decat in primar. Exista anumite interese privind tensiunea inversa, dar se va observa mai bine la o abordare practica. Totusi, la echilibru (realizat de CI), se verifica relatia a1=k·U2/(U1+k·U2) unde a1=factor de umplere al conductiei tranzistorului, k=raportul de transformare, U2=tensiunea inversa in secundar, U1=tensiunea directa in primar. Si raportul de transformare poate fi respectiv exprimat: k=a1·U1/(U2-a1·U2). Relatiile folosesc ca preliminarii in alegerea unui raport de transformare si a unui factor de umplere (a1) pentru tensiunea directa respectiv umplerea pentru tensiunea inversa a2=1-a1. Cum ziceam, tensiunea directa din primar si inversa din secundar ca raport nu respecta raportul de transformare, dar tensiunile directe intre ele si tensiunile inverse intre ele vor respecta cu strictete acel raport de transformare. Daca, de exemplu, as alimenta cu 300Vcc primarul unui traf care are raportul de transformare de 10 (coborator), tensiunea directa va fi de 30V in secundar, dar este nefolositoare in secundar pentru ca nu trece de redresare. Daca autoinductia foloseste la obtinerea unei tensiuni de 40V, adica inversa are 40V in secundar, atunci datorita raportului de transformare, inversa in primar va fi de 400V care se va adauga tensiunii de alimentare si care atrage dupa sine un tranzistor mai pretentios. Daca doresc sa folosesc un tranzistor de 600V si accept o inversa de 200V care suprapusa peste alimentarea de 300V sa-mi dea maxim 500V, pentru cei 40V doriti imi trebuie un raport de transformare de 5. Asta atrage dupa sine o alta umplere, deci alti timpi si implicit alte valori ale inductantelor. Deci totul e maleabil aici. Putem presupune insa ca tranzistorul folosit se achizitioneaza dupa dorinta si atunci se poate tine cont ca transformatorul functioneaza cel mai bine cu o umplere de 0,5 (50%) deci asta ar fi tinta. Dar in principiu, raportul de transformare se alege pentru un tranzistor care admite o anumita inversa iar alegerea raportului de transformare va conduce la obtinerea unui anumit factor de umplere care de asemenea trebuie sa convina.Exista mai multe abordari, o folosesc pe cea care imi pare mai simpla.Pentru modul discontinuu plecam de la premisa ca in inductanta curentul creste liniar de la zero la o valoare maxima. Cazul cel mai defavorabil este tensiunea minima de alimentare, deoarece formeaza umplere maxima pentru directa respectiv umplere minima pentru inversa si deci timpi mai scurti in secundar ca atare exista riscul de a trandforma flyback-ul intr-unul continuu daca evacuarea energiei nu este completa. Daca neglijam pierderile, puterea dorita (P) este produsul U1·I1 unde U1 este tensiunea minima de alimentare iar I1 este curentul consumat din ea. In primar insa, curentul mediu este jumatate din cel de varf (Iv1) si asta pentru acea umplere a1. Deci a1·Iv1/2=I1 Iar I1=P/U1 deci

curentul de varf in primar este Iv1=2·P/(U1·a1) unde Iv1=curentul de varf in primar si prin tranzistor (A), P=puterea dorita, U1=tensiunea minima in primar, a1=umplerea la tensiunea minima. Obtinerea acelui curent se poate face cu o anumita inductanta la tensiunea minima si timpul oferit de umplere conform frecventei de lucru. Din legea variatiei a curentului, inductanta este L1=U1·Ton/Iv1 unde L1=inductanta primarului (μH), U1=tensiunea

7

minima de alimentare, Ton=timpul maxim de conductie (μs). Ton=T·a1 unde T=1/f (1/frecventa) iar a1=umplerea maxima pe directa pentru alimentare minima.Dimensionarea se poate face cu relatia Sm·Sf>[L1·Iv1·I1/(2·j·B)]^4/3 adica paranteza dreapta la puterea 4/3, unde L este in mH iar j=densitate de curent (recomandat 3A/mm²).Aceiasi alegere a inductiei cu aceleasi probleme ca la forward, determina un numar de spire N1=U1·Ton/(B·Sm) unde U1·Ton=L1·Iv1 (din calculul

inductantei) si avem N1=L1·Iv1/(B·Sm) unde N1=numarul de spire primar, L1=inductanta primarului (μH), B=inductia aleasa (T), Sm=sectiunea miezului (mm²).Intrefierul ca si la inductanta forward i=0,13·N²·Sm/L in mm, unde Sm in cm² si L in μH. Valoarea este provizorie este de fapt o relatie de recurenta si ar trebui reintrodusa in calcule de cateva ori, dar se confectioneaza acel intrefier si se rectifica pana la obtinerea inductantei dorite (in realitate e mai mare putin), sigur ca asta necesita L-metru.Raportul de transformare ales in prealabil ofera numarul de spire necesar in secundar N2=N1/k. Se poate face o verificare. Aflandu-se inductanta

secundarului L2=L1/k², valoarea de varf a curentului in secundar Iv2=2·I2/a2

si cunoscand Toff=T-Ton, se poate afla care este variatia de curent in secundar ΔI2=U2·Toff/L2. Variatia de curent trebuie sa depaseasca valoarea Iv2 astfel incat evacuarea sa fie completa.Pentru cazul continuu, curentul in primar pleaca de la o anumita valoare si are loc o variatie de curent iar in secundar scade de la o valoare de varf pana la o alta valoare dar nu la zero, astfel incat energia inmagazinata nu este evacuata. Variatia de curent ΔI1 se alege pentru cea mai mica tensiune adica cel mai mare Ton si a1. Daca din calculele preliminarii, cu raportul de transformare convenabil ales si un anume a1 maxim la U1 minim avem pentru o putere maxima dorita un curent consumat I1 din condensatorul de filtraj, atunci curentul mediu in primar este Im1=I1/a1 adica Im1=P/(a1·U1). Peste acest curent se suprapune acea variatie de curent ΔI1 care se alege ca parte din acel curent. De exemplu, daca curentul consumat din filtrajul alimentarii I1 este de 0,5A la o umplere de a1=0,4 vom avea o medie Im1 de 1,25A. Alegand o variatie de 0,5A, curentul va creste pe durata Ton de la 1A la 1,5A asigurand astfel atat variatia cat si media. Exista astfel si aici un varf Iv1, e cel de 1,5A in cazul de fata. Alegerea trebuie sa tina cont de cateva lucruri. Cu cat variatia e mai mica cu atat inductanta necesara si numarul de spire e mai mare si pierderile in cupru cresc, in plus e posibil sa nu incapa in fereastra. Cu cat variatia de curent e mai mare, cu atat se apropie mai mult de forma discontinua si valoarea de varf a curentului creste odata cu pierderile in miez. Aici pierderile in miez sunt ca si la inductanta serie forward, date de acea variatie a inductiei ΔB=ΔI1·B/Iv1 si interpretabile pe graficul pdf-ului materialului, astfel incat si inductia B poate fi aleasa aproape de maximul admisibil mai ales pentru o variatie mica comparativ cu valoarea medie a curentului.Deci odata ales ΔI1, se poate afla inductanta primarului pentru tensiune minima si Ton maxim L1=U1·Ton/ΔI1 unde L in μH si Ton in μs.Aceiasi formula la dimensionare Sm·Sf>[L1·Iv1I1/(2·j·B)]^4/3 unde Iv1=(I1/a1)+ΔI1/2 iar B este cel ales aproape de maximul admis (in T). Se observa ca valoarea inductantei mari va atrage dupa sine un produs Sm·Sf mai mare.Numar de spire N1=L1·Iv1/(B·Sm), acelasi ca si la forma discontinua.

8

Acelasi intrefier initial i=0,13·N²·Sm/L.Raportul de transformare ofera numarul de spire si eventual inductanta (care se poate si masura) in secundar.

Acest mod de abordare nu tine cont de pierderi de putere, eventual daca se doreste o putere anume la iesire, se poate considera o putere cu 10% mai mare absorbita din filtraj. Dar e mai simplu de inteles. Un calcul ceva mai precis porneste de la aflarea initial a inductantei si numarului de spire in secundar conform U2, a2, Toff, I2, Iv2, etc, eventual o abordare ulterioara…Inductanta de scapari are aici un rol foarte mare, deoarece este pronuntata datorita intrefierului. Greu se pot obtine scapari de sub 1% din inductanta primara, iar 2% scapari inseamna o pierdere de putere de 2% care se duce in plus pe snubber la o configuratie clasica flyback. Strica si randamentul sursei, dar si mareste puterea disipata pe snubber. Obtinerea unui cuplaj foarte bun este deci o tinta majora, dar nu trebuie facuta in detrimentul izolatiei respectiv a securitatii care trebuie mereu sa fie prioritara, indiferent de configuratie. In plus, nu doar tensiunea inversa face saltul pe snubber ci la acel salt se mai adauga si acumularea respectiv inversa diin inductanta de scapari. Se poate considera ca maxima de tensiune pe snubber, dublul inversei care se adauga maximei de alimentare si trebuie suportata de tranzistor.Energia acumulata in scapari poate fi preluata si de o dioda transil de puterea respectiva. Sau o combinatie snubber+transil. Poate ar trebui un calcul al snubberelor pentru toate configuratiile smps, sper sa faca parte dintr-o abordare ulterioara.Dimensionarea este ca idee, scopul este un traf cat mai mic in care sa incapa spirele necesare si un mic spatiu de ventilatie, care sa necesite un intrefier mai mic dar conditia principala este nedepasirea inductiei admise in miez. Daca se utilizeaza un traf prea mare, va necesita un intrefier mare, cu scapari si pierderi mari.Dsaca se face calculul randamentului respectiv al puterii disipate in cupru (inclusiv la forward), trebuie sa se tina cont de valoarea rms, adica se face o medie a puterii disipate, nu o medie a curentului si apoi aflarea puterii pe rezistenta conductorului, pentru ca puterea depinde de patratul curentului. Ca exemplu, daca printr-un rezistor de 10mΩ trec 20A cu o umplere de 50%, asta inseamna o putere (R·I²) de 4W pe cei 50% adica 2W in total (pentru 100%). E gresit a calcula o medie de curent de 10A pentru 100% obtinandu-se o putere disipata de 1W. Adica corect este media puterii, nu a curentului.Toate astea par complicate, dar simplitatea va reiesi din abordarea practica, cu schema si valori concrete, eventual si cu forme de unda. Sunt doar o mana de formule aplicabile, intelegerea lor (macar partial) este pentru a fi aplicate corect.

In primul rand ar trebui stabilite niste conditii de lucru, preferabil aceleasi pentru a putea face o comparatie. Deci toate sursele vor functiona de la 190Vca la 250Vca exceptie contratimpul cu mediana in primar care se preteaza la tensiuni mici si ca atare il voi presupune intr-un sistem auto de la 11Vcc la 15Vcc. Frecventa de lucru a trafului de f=40kHz, cam mica pentru flyback dar foarte functional. Deci perioada T=1/f=25µs. Tensiunea la iesire 30Vcc. Curentul la iesire 4A. Deci puterea de 120W si voi presupune 130W consumati din alimentare (randament destul de bun 92%). Cele forward vor folosi comanda in tensiune cu SG3525 (l-am vazut in discutie pe forum) iar cele flyback comanda in curent puls cu puls cu UA3842 (sau poate 3844 pentru discontinuu).In ce priveste alimentarea, cea auto e clara 11-15V, dar cea de la retea va folosi acelasi condensator dupa puntea redresoare de 220µF/400Vcc decuplat cu 0,1µ

9

polipropilena tip X2 (adica un tip anume pentru suprimarea frecventelor pe retea, cu impedanta mica - suprimare EMI). Intrucat toate extrag aceiasi putere de la retea, se poate stabili universal care este minima si maxima pe condensatorul de filtraj si deci acelea vor fi intervalele de alimentare. Valoarea maxima este data de varful sinusoidei la maxima de retea, adica 250√2=350Vcc. Pentru valoarea minima de 190Vca vom lua in considerare si caderea de tensiune dintre semialternante. Cei 190Vca fac un varf de 268V care pentru 130W consumati extrag circa 0,5A timp de 10ms de la un varf la altul. Conform legii de variatie a tensiunii pe condensator, Uc=I∙t/C=0,5∙0,01/0,00022=23V. Cei 23V determina minima de 268-23=245Vcc.

Asadar limitele alimentarii sunt 245-350Vcc.

Semipunte

Configuratia este mai des intalnita cu doua condensatoare electrolitice inseriate si cu condensatorul inseriat cu primarul legat la jumatatea tensiunii formata de cele doua electrolitice. Mie imi place mai mult asa. Condensatorul inseriat cu primarul este format din cele doua de 1µ adica 2µ.Din SG3525 am redat ceea ce intereseaza, adica oscilatorul care trebuie sa functioneze la 80kHz. Fiecare impul al oscilatorului ataca pe rand cate un tranzistor. Astfel, doua impulsuri consecutive creaza ciclul complet al oscilatiei, de aceea functionarea oscilatorului pe 80kHz va duce la o frecventa de lucru a trafului de 40kHz.

10

Din pdf intereseaza cele doua grafice si formula frecventei.

Am spus ca perioda e de 25µs deci fiecarui tranzistor ii este rezervat 12,5µs pentru a forma impulsul. Prin latimea impulsului (umplere) se controleaza energia livrata inductantei L si implicit prin variatia lui se stabilizeaza tensiunea. Se poate pleca de la deadtime-ul de interes. Acesta se alege cat mai mic, dar suficient ca la blocare toate procesele din tranzistor sa se desfasoare complet. Am sa aleg un deadtime de 10%. Din cei 12,5µs rezervati unui tranzistor Dt (deadtime) de 10% inseamna Dt=1,25µ, care se preteaza la un IGBT, pentru un MOSFET este arhisuficient. Folosind un condensator de Ct=1n, am trasat pe graficul aferent cam ce rezistor Rd mi-ar trebui, deci Rd=220Ω. Ne intereseaza un singur impuls al ciclului, redresarea este bialternanta cu punte sau cu mediana (ca aici), celalalt impuls genereaza acelasi lucru pentru inductanta L astfel atacata cu impulsuri de 80kHz. Pentru Ct=1n si Rd=220Ω din formula rezulta Rt=17k. Nu e o valoare uzuala, dar se pot gasi si alte combinatii pentru a satisface acea cerinta de 80kHz sau se poate merge si pe alta frecventa, nu e batut in cuie. Deci am obtinut cei 40kHz cu care va lucra traful comandat cu o astfel de forma de unda in primar:

Umplerea este maxima la tensiune de alimentare minima (verde) mai putin deadtime-ul. Modificarea umplerii ca si toate relatiile ce se stabilesc la echilibru, nu apar din senin, sunt rezultatul proceselor din SG3525 care "munceste" pentru a stabiliza tensiunea la iesire. Nu este un raspuns tipic SG3525 ci raspunsul universal al tuturor proceselor necesare stabilizarii cu sau fara CI.

11

Trebuie calculata minima de tensiune cu care se ataca traful. Minima de alimentare este de 245V. Configuratia celor doua condensatoare de 1µ va face ce tensiunea maxima sa fie 122,5V. Dar mai exista o cadere de tensiune pe tranzistoare si pe condensatorul echivalent de 2µ. La 122V curentul pentru 130W este de 1,07A ceea ce determina o cadere de tensiune anume pe rezistenta drena-sursa a tranzistorului (Rds). Acel Rds se extrage din pdf-ul tranzistorului si presupunem ca e de 0,5V deci din cei 122,5 mai raman 122V. Din legea de variatie a tensiunii, pe un condensator de 2µ la un curent de 1,07A intr-un timp de 12,5-1,25=11,25µs, variatia de tensiune este Uc=I∙t/C=6V (cam mari condensatorii). Deci un +/-3V fata de media tensiunii adica 119V din cei 122V. Asadar 119V este tensiunea minima cu care se ataca traful. Maxima este jumatate din cei 350V, adica 175V.Cum ziceam, deadtime-ul trebuie compensat printr-o tensiune mai mare. Cei 10% inseamna 33V minima in secundar necesara stabilizarii la 30V. Daca punem si redresarea, avem un minim necesar in secundar de 34V. Pentru minimul de 119 in primar, asta inseamna un raport de transformare de 119/34=3,5. Ceea ce pentru maxima de 175V inseamna in secundar 50V. Asadar in secundar vom avea tensiuni intre 34V si 50V. Atentie, secundarul inseamna aici partea dinspre mediana si unul din capete. Pe toata infasurarea din secundar vom avea un maxim de 100V. Asta nu intereseaza aici, dar e important pentru dimensionarea snubberelor, diodelor, etc.La echilibru, umplerea maxima este data de minima de alimentare si va fi de 90% corespondentul unui Ton de 11,25µs. Pentru alimentare maxima si perioada (T/2=12,5µs) rezervata unui tranzistor, Ton=(Umin/Umax)∙T/2=8,5µs cu o umplere de 34/50=68% sau 0,68.Pentru acest Ton=8,5µs si U=175V (maxima in primar) se calculeaza tot ce urmeaza.Toff=(T/2)-Ton=4µs.Dimensionare.P=5∙B∙j∙f∙Sm∙Sf adica Sm∙Sf>P/(5∙B∙j∙f). Aleg j=3A/mm² si avem P=130W cu f=40kHz. Trebuie aleasa ferita si inductia. Aleg 3C90 pentru ca se gaseste usor (si pentru ca am pdf-ul lui si pot arata ce urmeaza). Acesta e graficul de care vorbeam anterior:

12

Am trasat cu rosu limita celor 100mW/cm³ pentru o ventilatie naturala iar asta inseamna la 40kHz aprox. 0,18T. Deci Sm∙Sf>130/(5∙0,18∙3∙40) a dica Sm∙Sf>1,02 cm4. Aleg varianta ETD cu sectiune rotunda (mai usor de bobinat) si gasesc cel mai apropiat ca fiind ETD34 (ETD29 e chiar la limita, ar fi de vazut) cu Sm=97mm²=0,97cm² si Sf=85mm² (nu ambele ferestre, ci numai una) dar voi folosi 2xETD34 deci Sf=170mm²=1,7cm². Adica Sm∙Sf=1,65cm4 deci mai mare decat acel 1,02 necesar.Numarul de spire.N=U∙Ton/(B∙S)=175∙8,5/(0,18∙97)=85spire. In secundar, 85/3,5=24,28spire. Se rotunjeste in sus, deci 25spire. Asta inseamna pentru primar 25∙3,5=87spire. Adica transformatorul va avea in primar 87 spire iar in secundar 2x25spire.Conductoare de bobinat.Se dimensioneaza pentru curent maxim, 1,07A in primar, 2A in secundar (participa ambele ramuri, pe rand) si 4A pentru inductanta. Adancimea de patrundere este d=√(4.4/f)=√0, 11=0,33mm deci se poate folosi un conductor de Ø0,65 care are sectiunea de 0,33mm² si la 3A/mm² admite 1A. Deci un conductor pentru primar, doua conductoare in paralel pentru secundar si patru conductoare in paralel pentru inductanta L cu acelasi conductor de Ø0,65. Pentru cuplaj bun (scapari mici), primarul se poate executa in doua sectiuni intre care se intercaleaza secundarul.Inductanta serie.Valoarea L=Uout·Toff/ΔI unde aleg ∆I=1A, deci L=30V∙4µs/1A=120µHDimensionare: Sm·Sf≥(0,05·L·Iout²/B)^4/3 unde B se poate alege 0,3T pentru ca aleg ∆I=1A la cei 4A maxim prin inductanta. Asta face un ΔB=B·ΔI/Imax=0,075T care la 80kHz (frecventa de lucru a inductantei) produce o pierdere neglijabila in miez. Deci Sm∙Sf>(0,05∙0,12mH∙16A²/0,3T)^4/3 de unde Sm∙Sf>0,22 cm4. Daca se opteaza tot pentru un ETD ar merge ETD29 (E+I) cu Sm=0,76cm² si Sf=0,67cm², cu N=L·ΔI/(ΔB·Sm)=120µH∙1A/(0,075T∙76mm²)=21 spire si cu intrefier i=0,13·N²·Sm/L=0,13∙441∙0,76cm²/120µH=0,4mm care se poate rectifica pana la obtinerea inductantei de 120µ sau se poate folosi un toroid cu pulbere de fier recuperat dintr-o sursa PC (de exemplu) pe care se bobineaza pana la obtinerea celor 120µH.

ps. poate ma lamureste cineva cum sa fac cu atasamentele gif ca sa se vada la o rezolutie mai buna. In plus, imi apar niste chestii ciudate pe care nu le pot edita... pe asta am rezolvat-o..

Forward cu doua tranzistoare.

Nu revin asupra calculelor tensiunii minime si maxime. Aici nu exista condensator inseriat cu primarul. Neglijand caderea pe tranzistoare, putem accepta 245-350Vcc pentru aceiasi putere extrasa si acelasi filtraj.Configuratie:

13

Aparitia acelor puncte care arata inceput de bobinaj, demonstreaza importanta fazarii corecte. Adica daca in primar pe punct apare potentialul pozitiv, in secundar pe acelasi punct trebuie sa apara tot potential pozitiv astfel incat D3 sa conduca odata cu tranzistoarele.Spre deosebire de semipunte unde perioada completa de oscilatie era formata prin conductia alternativa a tranzistoarelor, aici cele doua tranzistoare conduc in acelsi timp formand o jumatate de oscilatie. Cealalta jumatate este formata prin autoinductie si demagnetizarea miezului prin intermediul diodelor D1 si D2. Daca se produce la aceiasi tensiune ca si alimentarea (ca aici), demagnetizarea are nevoie de aproximativ acelasi timp ca si alimentarea primarului prin conductia tranzistoarelor. O forma de unda pe tranzistorul low (de jos) pe drena-sursa este:

Cu rosu la alimentare maxima de 350V, iar verde la minima de 245V. Caderea la zero arata momentul intrarii in conductie a ambelor tranzistoare. La blocarea lor, tensiunea urca (drena tranz low) pe o panta destul de inclinata pana la atingerea alimentarii si deschiderea diodelor D1 si D2. Panta este specifica configuratiei, un rol important il au aici snubberele care insa nu apar pe schema. Urmeaza procesul de demagnetizare prin care orice energie inmagazinata se returneaza condensatorului de filtraj si revenirea. De mentionat aici ca datorita proceselor de acolo, la tensiune minima timpii sunt la limita. Daca demagnetizarea nu se face complet, miezul se poate satura, cu consecintele aferente. Ideal ar fi sa nu se depaseasca 40% conductie.Exista CI care se pot folosi anume pentru aceasta configuratie ce se preteaza mai bine la comanda in curent (de discutat) dar daca se utilizeaza acelasi SG3525, se va folosi o singura iesire care comanda ambele tranzistoare prin intermediul driveri, trafo driver, etc. Spre deosebire, la semipunte fiecare iesire comanda cate un tranzistor. Folosind deci o singura iesire cu aceleasi componente la oscilator, vom avea frecventa de lucru tot de 40kHz, iar transformatorul se proiecteaza la fel, cu deosebirea ca tensiunea este dubla, nefiind injumatatita de condensatorul inseriat cu primarul.Trebuie lamuriti timpii implicati iar la echilibru, totul depinde de ceea ce se

14

desfasoara inaintea inductantei serie, adica dupa redresare. Spre deosebire de semipunte, aici dintr-un ciclu complet este redresata doar o jumatate de perioda, deci sunt alti factori de umplere. Frecventa la care lucreaza inductanta este de 40kHz de data asta. Si pentru ca timpul de conductie este mult mai mic comparativ cu perioda, trebuie aflat ce tensiune minima si maxima (conform variatiei alimentarii) este necesara inaintea inductantei pentru stabilizare. Pun un grafic comparativ cu tensiunea minima care ataca inductanta la semipunte si forward cu doua tranzistoare:

Sus este forma la semipunte cu 90% umplere si o frecventa de 80kHz datorata redresarii bialternanta. Jos e forward-ul cu un timp de conductie de 12,5-1,25=11,25µs pentru minima de alimentare. Asta inseamna un factor de umplere de a1=Ton/T=45%. Cam mare pentru configuratie, dar vom presupune ca ajunge. Deoarece la echilibru umplerea este egala cu raportul dintre tensiunea stabilizata si cea care ataca inductanta, pentru minima de tensiune redresata avem a1=30V/U unde U=varful impulsului redresat si deci U=30/0,45=66,7V la care daca adaugam 1V pe dioda redresoare, avem 67,7V necesari in secundar pentru minima de 245V. Asta inseamna un raport de transformare k=245/67,7=3,62. La maxima de 350V vom avea deci impulsuri de 350/3,62=96,7V. La tensiunea asta, umplerea la conductie este a1=30/96,7=31% din cei 25µs adica Ton=7,8µ iar Toff=25-7,8=17,2µsDimensionarea nu depinde de tensiune deci pentru aceleasi conditii, acelasi 2xETD34 cu aceiasi inductie de 0,18T.Numarul de spire N=U∙Ton/(B∙S)=350V∙7,8µs/(0,18T∙97mm²)=156spire iar in secundar vom avea 156/3,62=43,2spire. Rotunjim la 44 iar asta inseamna un primar cu 159 spire. Deci traful va avea in primar 159 spire iar in secundar 44 spire. Maximul de curent extras din alimentare este la tensiunea minima de 245V, ceea ce inseamna pentru 130W, 0,53A pentru care se dimensioneaza primarul. Secundarul se dimensioneaza pentru cei 4A doriti.Inductanta serie cu o variatie aleasa tot de 1A pentru cei 4A livrati este L=Uout·Toff/ΔI=30V∙17,2µs/1=516µH la care aleg aceiasi inductie B=0,3T cu ∆B=0,075T.Dimensionarea ei: Sm·Sf≥(0,05·L·Iout²/B)^4/3=(0,05∙0,52mH∙16A²/0,3T)^4/3=1,55cm4. Fata de cei 0,22cm4 necesari de la semipunte asta e ceva diferenta. Asta obliga la cam acelasi 2xETD34 si pentru inductanta serie. In care caz numarul de spire N=L·ΔI/(ΔB·Sm)=516µH∙1A/(0,075T∙97mm²)=70spire. Intrefierul i=0,13·N²·Sm/L=0,13∙4900∙0,97cm²/516µH=1,2mm. Sau tor pulbere de fier…

Contratimp, primar cu mediana.Configuratie:

15

Este intalnit mai des in domeniul auto, deci alimentare 11-15V. De mentionat ca tranzistoarele sunt deschise alternativ, seamana cu semipuntea, iar cand unul se deschide, celalalt suprta o tensiune dubla deoarece si pe sectiunea cu tranzistorul blocat se regaseste aceiasi tensiune. In mod normal nu necesita intrefier, pentru ca nu exista componenta continua generata de diferente de timp de comutatie, folosind MOS. Bipolarele au diferente mai mari de timpi (intre ele) si caderi mari de tensiune colector-emitor, deci nu se preteaza la solutia asta. Insa pentru puteri mici, se pot folosi si bipolare (personal nu recomand) si mai ales la frecvente mici.Aici, daca capacitatile de intrare MOS sunt mici, SG-ul poate comanda direct portile tranzistoarelor fara intermedierea driverilor.Pentru aceleasi conditii, la minima necesara de 34V in secundar si minimul de 11V in primar raportul de transformare este subunitar k=11/34=0,32. Acest raport face ca tensiunea de 15V sa determine o maxima in fata secundar de 15/0,32=46,9, adica cca. 33-46V in fata inductantei. Asta face ca umplerea la maxima sa fie a1=30/46=65% din T/2=12,5µs rezervat unui tranzistor, deci Ton=8,13µs iar Toff=4,37µs.Dimensionarea aste la fel pentru aceiasi putere P=130W, densitate de curent j=3A/mm², inductie B=0,18T si frecventa f=40kHz. Deci acelasi 2xETD34 cu 3C90.Numarul de spire in primar N=U∙Ton/(B∙S)=15V∙8,13µs/(0,18T∙97mm²)=7spire. In secundar, 7/0,32=22spire. In primar, la 11V curentul pentru 130W este 12A deci ar fi cam 12 conductoare Ø0,65 in paralel care compun firul de bobinat. Secundarul pentru 2A (cele doua sectiuni participa pe rand pt. 4A).Inductanta L=Uout·Toff/ΔI cu aceiasi variatie aleasa de ∆I=1A si aceiasi inductie de B=0,3T ce face un ∆B=0,075T. Deci L=30V∙4,37µs/1A=131µH cu o dimensionare foarte asemanatoare cu a semipuntii, deci ETD29(E+I) si un numar de spire N=L·ΔI/(ΔB·Sm)=131µH∙1A/0,075T∙97mm²=18 spire si un intrefier i=0,13·N²·Sm/L= 0,13∙324∙0,97cm²/131µH=0,31mm. Sau tor pulbere de fier.

Asta a fost scurta, dar daca ne-am limita strict la calcule, ar fi 2-3 randuri. Nu e atat de dificila proiectarea unui traf forward. Sau asa sper sa se vada.In domeniul auto, este adesea intalnita solutia pentru alimentare audio. Se spune ca o sursa audio nu e bine sa fie stabilizata. Exista un adevar la mijloc. Modul cum un amplificator audio extrage curent, este extrem de haotic. O sursa stabilizata trebuie sa fie si stabila. Extractia haotica de curent poate destabiliza usor o astfel de sursa. Daca nu are reactie (feedback) sau stabilizare, sursa nu poate fi destabilizata. Dar adevarul este ca o sursa stabilizata poate fi facuta stabila daca se respecta niste conditii. Asta va suna cam dur dar doua sunt mai importante si vizeaza caracteristica Bode (amplitudine-frecventa): panta globala de -20dB/dec (decibeli/decada) si faza de +30-60° la intersectia pantei globala cu axa de 0dB. Iar aici se discuta despre reteaua de compensare RC de pe amplificatorul de eroare necesar stabilizarii. Asta e un subiect ingrozitor (din

16

experienta), dar discutabil. Totusi, si eu as recomanda o sursa nestabilizata pentru audio, daca compensarea nu este un subiect bine stapanit.

FlybackComfiguratie uzuala:

Rezistorul din sursa MOS arata existenta comenzii in curent, dar se poate face si cu un traf de curent, traductor Hall, etc. Comanda in curent este superioara comenzii in tensiune de genul SG3525 din toate punctele de vedere. Se poate implenenta si la forward pe baza cresterii curentului in inductanta serie, crestere care se resimte si in primar. O mare calitate a comenzii in curent este fiabilitatea. Pot spune ca am fost foarte impresionat de un simplu UC3843 care a comandat (fara intrerupere, alimentarea CI era asigurata) un traf cu scurt intre spire in primar (!) fara a distruge MOS-ul. O sursa este mult mai fiabila daca momentul off se face la atingerea unui anumit prag de curent pentru fiecare impuls in parte. Doar valoarea acelui prag de curent este negociata pana la o anumita maxima de tensiunea de la iesire, respectiv de stabilizare. Asta e comanda in curent.Aici totul se calculeaza pentru tensiuni minime. Exceptie face raportul de transformare.Ca sa complic putin, voi presupune ca am la dispozitie un MOS cu Uds=800V. Si spun putin, pentru ca daca as avea un MOS de 600V, situatia s-ar complica si mai tare.La acelasi filtraj, tensiuni si puteri: intrare U1=245-350V iesire 30V/4A. Frecventa f=40kHz, T=25μs. Densitate de curent tot de j=3A/mm².Raportul de transformare.Imi doresc o tensiune inversa de maxim 700V pentru siguranta. Deci la maxima de 350V imi pot permite o tensiune inversa de inca 350V pe care o impart in doua: o jumatate pentru inversa determinata de secundar la Toff si inca o jumatate pentru acel spike al inductantei de scapari. Cu mentiunea ca acea jumatate a scaparilor se forteaza prin calculul snubberului (posibil unul viitor). Inductanta de scapari nu poate fi anticipata, depinde de modul de executie al fiecaruia. Deci 175V pentru inversa din primar generata de inversa din secundar care tinand cont de redresare are U2=31V. Adica un raport de transformare de k=175/31=5,65. Pentru mentinerea acestui raport de 5,65 vom rotunji in jos spirele mai putine (in secundar) in cazul modului discontinuu si in sus in cazul modului continuu, pentru pastrarea modului de functionare.Umplerea si timpii.Minima e de 245V iar la echilibru umplerea a1 pentru Ton este a1=k·U2/(U1+k·U2)=5,65·31V/(245V+5,65·31V)=42% care din 25μs inseamna Ton=10,5μs deci a2=58% cu Toff=14,5μs.Modul continuu.

17

Forma curentilor in primar si secundar este:

Aleg o variatie de curent de 30% (asa imi place acum, din motive aiurea). La 245V si 130W valoarea curentului consumat este de I1=P/U1= 0,53A. Curentul mediu pentru perioada Ton este Im1=I1/a1=1,26A care pentru ΔI1=0,3·Im1=0,38A inseamna excursie de curent de Im1±ΔI1/2 adica intre 1,07A si 1,45A deci un varf de Iv1=1,45A. Aleg un B=0,3T care provoaca un ΔB=ΔI1·B/Iv1=0,079T (pierderi f. mici in miez).Inductanta primarului L1=U1·Ton/ΔI1=245V·10,5μs/0,38A=6769μH=6,77mH.Dimensionare Sm·Sf>[L1·Iv1·I1/(2·j·B)]^4/3=[6,77mH·1,45A·0,53A/(2·3A/mm²·0,3T)^4/3=4,1cm4. Prin pdf-uri gasesc 2xETD44 cu Sm=1,73cm², Sf=2,79cm² deci Sm·Sf=4,8cm4. In care caz numarul de spire N1=L1·Iv1/(B·Sm)=6769μH·1,45A/(0,3T·173mm²)=189spire si N1=189/5,65=33,45spire de unde N2=34spire si N1=192 spire.Intrefierul i=0,13·N1²·Sm/L=0,13·192²·1,73cm²/6769μH=1,2mm.Modul discontinuu.Aici fac o precizare. UC3844 de exemplu, nu permite comanda cu o umplere mai mare de 50% (cu tot cu deadtime), poate fi folosit la forma discontinua pentru a nu permite trecerea in regim continuu.Forma curentilor:

18

Aici nu aleg variatia, este de la zero la Iv1. Pentru 3C90 la 40kHz aleg tot B=0,18T (cu pierderile corespunzatoare in miez). Curentul mediu pentru Ton este acelasi Im1=1,26A dar cu varful dublu deci Iv1=2,52A. Se poate calcula direct cu Iv1=2·P/(U1·a1).Inductanta primara L1=U1·Ton/Iv1=245V·10,5μs/2,52A=1020μH=1,02mHDimensionare Sm·Sf>[L1·Iv1·I1/(2·j·B)]^4/3=[1,02mH·2,52A·0,53A/(2·3A/mm²·0,18T)]^4/3=1,26cm4. Gasesc 2xETD34 cu Sm=0,97cm² si Sf=1,65cm². Se observa diferenta de volum necesar fata de modul continuu. Numar spire in primar N1=L1·Iv1/(B·Sm)=1020μH·2,52A/(0,18T·97mm²)=147spire iar in secundar N1=N1/K=26 spire.Intrefier i=0,13·N1²·Sm/L=0,13·147²·0,97cm²/1020μH=2,7mm.

Ca exercitiu, pentru forma discontinua, exista la Toff o umplere de a2=58% adica un Im2=I2/a2=6,9A iar asta inseamna un Iv2=13,8A. La maximul de consum, din cei 13,8A, 4A se duc la consumator iar restul de 9,8A ii incaseaza condensatorul de filtraj care va prezenta o putere disipata in functie de ESR-ul sau (pot fi mai multi in paralel). Din cauza pierderilor pe inductanta de scapari, a tranzistorului pretentios si a acelui curent care solicita filtrajul in secundar, flyback-ul se utilizeaza la puteri mici, pana la 200W. Dar teoretic, nu exista limite.Uneori se izoleaza electrostatic primarul de secundar cu platbanda cupru legata la masa/pamantare/alimentare, montata intre sectiunile de bobinaj. Descarcarea electrostatica se poate si cu un rezistor mare (ex: 1MΩ) in paralel cu un condensator (2,2n) intre masa primarului si a secundarului. Se mai practica legarea masei de iesire la pamantarea retelei.Uzual, se practica o platbanda de cupru peste intregul traf flyback pentru reducerea radiatiilor datorate intrefierului.

Poate am uitat ceva, dar cam asta e tot ce stiu despre trafuri smps. E posibil sa fi gresit la calcule, important este insa principiul de calcul. Fiecare isi calculeaza in functie de interes.

Exista o mica incurcatura in unitatile de masura, de exemplu intr-o formula inductanta trebuie scrisa in µH iar in alta in mH, dar asta se datoreaza simplificarii formulei la maximul posibil. Uitandu-ma in urma, am vazut niste greseli de tastare care se datoreaza mai ales faptului ca nu ma descurc usor cu tastatura, nu le luati in seama. Nici timpul nu mi-e prieten in ultima perioada, poate sunt un pic grabit (apelez si eu la o scuza buna pentru greseli…).

Snubbere.Politehnica are un blog despre snubbere, blog in care ultimul meu raspuns a fost poate mai dur (scuze pentru asta), dar si informatiile vehiculate acolo sunt cel putin ciudate. N-ar strica lamurita (cat se poate) problema asta, adica calculul snubberelor, mai bine zis a celor mai uzuale: RC pentru forward si redresare si RCD pentru flyback.In orice circuit, oricat ar fi de bine proiectat cablajul, sunt implicate inductante si capacitati parazite in a caror componenta intra chiar si lungimea traseelor, a terminalelor componentelor, etc. Acestea sunt parcurse de un anumit curent la momentul on, iar la off genereaza oscilatii care se amortizeaza in timp. Frecventa oscilatiilor depinde de acele inductante si capacitati parazite si uzual, poate lua valori de MHz sau zeci MHz. Ceea ce se urmareste cu un snubber este amortizarea amplitudinii oscilatiei intr-un timp cat mai scurt deoarece o astfel de oscilatie cu o valoare suficienta de varf de tensiune poate duce la deschiderea unui tranzistor care trebuie sa fie blocat, strapungerea lui, deschiderea sau

19

strapungerea unei diode redresoare, etc. Snubberele RCD, pentru flyback sau forward cu doua tranzistoare, se calculeaza relativ usor dar pentru cele RC exista metode de optimizare care insa necesita cunoasterea inductantelor si capacitatilor parazite, deci nu sunt usor accesibile. Presupune masurarea frecventei oscilatiilor parazite (osciloscop digital), suprapunerea unei capacitati cunoscute si compararea noii frecvente cu cea veche pentru aflarea marimilor implicate. Optimizarea presupune maximul de efect cu minimul de putere disipata. Dar va spun ceva: orice snubber RC are un efect asupra amortizarii oscilatiilor. Sigur, nu va fi cel mai bun efect, sau nu va fi cea mai mica putere disipata, dar decat deloc…Am sa incep cu flyback-ul pentru ca e mai cald (a fost ultimul in discutie). Si voi lua in dicutie exemplul de acolo, flayback discontinuu cu toate datele aferente.Snubbere RCD.Un snubber flyback clasic arata astfel:

Am fixat rezistenta de 0,39Ω in sursa pentru un maxim de 2,56A la UC384x..Este singurul snubber vital. Daca in alta parte un snubber poate sa lipseasca fara a se distruge componente, la flyback, lipsa acestui snubber va distruge sigur tranzistorul. Ceea ce amortizeaza el este spike-ul generat de inductanta de scapari. Trebuie calculat atent, pentru ca de el depinde valoarea tensiunii suportata de tranzistor. Pentru calculul lui, este nevoie de un L-metru cu care sa se poata masura inductanta de scapari. O estimare ar fi 2-3% din inductanta primarului de 1mH, dar cele mai sigure rezultate se obtin prin masurarea inductantei in primar, cu scurtcircuit in secundare. Greu, dar nu imposibil, se poate obtine sub 1%. Sa presupunem ca masuram 20µH, adica 2%, valoare nu foarte buna dar acceptabila. Deci primul lucru de facut dupa executarea trafului este aflarea inductantei de scapari. Ea poate fi vazuta ca o inductanta de 20µH (in cazul nostru) inseriata cu primarul de 1mH si prin care trece acelasi curent de varf Iv= 2,52A. Acel varf de curent, determina acumularea unei energii de L∙Iv²/2 care se descarca in condensatorul snubberului tot ca energie dar pe condensator sub forma tensiunii C∙U²/2. Daca egalam energiile obtinem L∙Iv²=C∙U² sau C=L∙Iv²/U² unde L=inductanta de scapari, Iv=2,52A iar U=tensiunea rezervata initial pentru asta de 175V. De unde C=4,15nF. La care noi putem alege 3,9n sau 4,7n ca valori standardizate cu mentiunea ca 3,9n va permite un salt mai mare dar va fi mai usor de descarcat iar 4,7n unul mai mic si mai greu de descarcat. Condensatorul trebuie descarcat pana la tensiunea inversa (cel putin) astfel incat fiecare nou salt sa presupuna cresterea de 175V, nu mai mare. Aleg 3,9n si din egalizarea energiilor obtin U²=L∙Iv²/C de unde U=180V. Asta inseamna ca peste tensiunea maxima de alimentare de 350V, se suprapune tensiunea inversa la Toff de 175V si in plus un spike de 180V adica un total de 705V, valoare care ma satisface fata de MOS-ul meu de 800V. Toate cu conditia sa pot sa descarc cei 180V dupa fiecare spike. Daca descarcarea are loc intre maximul pe condensator

20

de 305V si tensiunea inversa de 175V atunci saltul pana la 175 inversa pe primar are loc pe capacitatile parazite ale spirelor iar cel de la 175 la 305 este datorat energiei acumulate in scapari, care cu 3,9n formeaza o rezonanta la 570kHz avand perioada de 1,75µs iar saltul se desfasoara in primul sfert de perioada adica in 0,5µs. Ceea ce presupune ca am la dispozitie cel putin 24µs pentru descarcare. Din legea de variatie a tensiunii curentul necesar pentru asta este I=C∙∆U/t=3,9n∙180V/24µ=29mA iar media tensiunilor de 305 si 175 este de 240V. Deci rezistorul din snubber trebuie sa extraga 29mA la 240V adica sa aiba rezistenta de R=240V/29mA=8,2kΩ. Puterea disipata pe rezistorul de 8k2 are doua componente, una este inversa de 175V si cealalta este energia inmagazinata in scapari, dar putem aproxima (oricum rotunjim in sus) ca este media de 240V pe 8k2 adica 7W ceea ce faca necesar un rezistor 8k2/10W. Neplacut, dar asta e. Pentru a obtine o putere disipata mai mica pe snubber, e nevoie de scapari mai mici, deci un cuplaj mai bun ceea ce inseamna o executie mai stransa. Dar fara a afecta izolatia, securitatea primeaza mereu.Transilul poate fi privit ca un zener care este capabil sa preia varfuri cu energii mari (vezi pdf). Se poate utiliza si asa ceva:

Ceea ce trebuie sa preia un transil este strict energia scaparilor. El se alege cu o tensiune mai mare decat inversa din primar si astfel puterea disipata este doar cea a energiei inmagazinata in scapari care se multiplica cu frecventa f∙L∙Iv²/2=2,54W in cazul nostru. Observati ca daca 2% din primar sunt scapari, atunci 2% din puterea maxima este ceea ce scaparile pun in plus pe snubber ca putere disipata. Sau se poate folosi o combinatie transil-clasic pentru o putere impartita si amortizarea tuturor oscilatiilor.Puterea disipata maxima pe acest snubber este atinsa numai la consum maxim.Mai exista un tip de snubber RCD care se gaseste la flyback si la forward cu 2t. Voi presupune unul dintre cei doi tranzistori forward 2t cu precizarea ca snubberul se monteaza intre drena-sursa (tranzistorul se doreste protejat).

21

Dupa configuratie, se observa care este rolul lui: la momentul on tranzistorul sunteaza condensatorul prin rezistor descarcandu-l la zero, iar la off condensatorul se incarca prin dioda la tensiunea maxima. Faptul ca acel condensator este pus in paralel cu tranzistorul la off, usureaza mult comutatia tranzistorlui pentru ca o mare putere de disipatie are loc pe comutatie, adica la trecerea tranzistorului dintr-o stare in alta. Acel condensator preia o parte din variatia curentului de la maxim la zero. Personal incep prin a alege acel condensator. Iar pentru asta e nevoie de capacitatea de iesire a tranzistorului undeva la sub 5% din tensiunea alimentarii (10V pentru reteaua de 230Vca). Sa presupunem ca e forward-ul cu 2t din exemplul dat in calculul transformatoarelor. Acolo pot utiliza 2xIRF840 conform tensiunilor si curentilor vehiculati. Iar in pdf-ul lui vad graficul capacitatilor de intrare, iesire si drena-poarta. Ma intereseaza cel de iesire pentru tensiunea de 10V:

Observ ca acolo, capacitatea este de 600pF. Aleg de 2-3 ori acea capacitate, deci condensator de 1,2-1,8n. O capacitate mai mare va determina o putere mai mare pe snubber dar si va usura mai mult tranzistorul, inclusiv asta poate fi un criteriu in alegere. Ca valoare standardizata optez pentru 1,5n. Tensiunea maxima la care se incarca este de 350V. Incarcarea se face prin dioda deci nu exista la incarcare putere disipata prin rezistor. Dar descarcarea se face prin rezistor. Energia la care se incarca este de E=C∙U²/2=367µJ (microjouli) energie ce se

22

descarca pe R cu frecventa de 40kHz adica P=E∙f=1,5W si aceasta putere disipata determina un rezistor de minim 3W (cam dublu se alege). Rezistenta trebuie sa asigure descarcarea in cel mai scurt Ton care are loc la Umax=350V. Adica pentru 95% descarcare o constanta 5∙R∙C=6µs este suficienta de unde R=800Ω si aleg R=750Ω/3W, cu mentiunea ca acesta este un R maxim si determina 350/750=0,5A in plus ca varf de curent (foarte scurt) la momentul on. Daca se accepta un curent suplimentar al snubberului la Ton nu mai mare decat maxima de curent de 1,1A data de raportul de transformare, ar merge 330-750Ω/3W. Cei 330Ω ar face timpi de descarcare mai scurti. Aici puterea disipata nu depinde de consumator.

Snubbere RCMai des intalnite in semipunti (punti), contratimp primar cu mediana la tranzistoare si pe diodele redresoare. Cum ziceam, metoda empirica. Din PDF extrag valoarea capacitatii la tensiunea la care se considera off complet, adica jumatate din alimentare (maxima) la semipunte si cea mai mica tensiune pentru dioda redresoare. Tensiunea de alimentare maxima ar fi 350V cu jumatatea la 175V, loc in care estimez capacitatea de iesire a MOS (capacitatea peste care pun snubberul). Acea capacitate o multiplic de cca. 3ori si obtin valoarea capacitatii snubberului pentru acel semiconductor. Exemplu pentru tranzistor IRF840 la care trebuie sa estimez pe grafic capacitatea D-S la 175V si dioda MBR10100 (capacitate maxima), componente pe care presupun ca le-as fi folosit in semipuntea discutata anterior:

Pentru tranzistor.Rezistorul il aleg astfel incat la orice salt pe snubber sa incarce tranzistorul care provoaca saltul cu aprox. jumatate din curentul prin tranzistor, adica incarcare suplimentara cu cca. 0,5A. Asadar pentru 175V (asta e valoarea fiecarui salt) rezistorul ar fi cam 330Ω. La cei 100p ai tranzistorului, aleg un condensator de 330p. Snubberul pentru un tranzistor ar fi 330p+330Ω.Pentru dioda.Cea mai mare capacitate e de 600p, deci 1,8n. La un raport de transformare de 3,6 pe jumatate de secundar ar fi 48V, iar pe intregul secundar ar fi 96V, tensiune inversa pe fiecare dioda. Jumatate din curentul de 4A este 2A care pentru 96V ar fi 47Ω. Deci 1,8n+47Ω pentru fiecare dioda.Iar atunci schema ar fi:

23

Se obisnuieste sa se foloseasca un singur snubber la tranzistoare. Locul este pe primarul trafului, pentru ca prin condensatorul inseriat cu primarul poate actiona pentru fiecare tranzistor. Cele doua 330p+330Ω ar echivala cu 150Ω+680p. De asemenea, pornind de la premisa ca cel putin o dioda este mereu deschisa, se obisnuieste un singur snubber pentru ambele diode, pe secundarul trafului in cazul asta ar fi 2x(1,8n+47Ω) adica 3,3n+22Ω. Iar schema ar fi:

Pentru calculul puterii, trebuie vizualizat (imaginar) forma de unda pe sanubber cu tensiunea maxima. Pe primar trafo pentru un ciclu complet este:

Cu maxima de +/-175V. Fiecare moment on incarca condensatorul la 175V adica cu o energie de C·U²/2 si sunt doua astfel de momente si fiecare moment off il descarca (tot doua). Toate cele patru momente se desfasoara prin rezistorul snubberului si toate vehiculeaza aceiasi energie adica pentru un ciclu 4·C·U²/2=2·C·U² care inseamna o putere de P=2·f·C·U²=1,66W. Ar merge 2W tinand cont ca e maxima de 175V.In secundar aceiasi forma dar +/-96V cu 3,3n deci P=2·f·C·U²=2,4W sa zicem 3W.Valorile astfel obtinute pot fi un punct de plecare, optimizarea (schimbarea cu valori apropiate) facandu-se pe osciloscop, urmarind amortizarea oscilatiilor

24

parazite cat mai mult si cat mai repede. Sau valorile obtinute se pot folosi asa cum sunt (eu asa le folosesc).

As vrea sa spun cateva cuvinte despre functionarea unei surse forward. E necesar pentru ce urmeaza dupa: acea ingrozitoare compensare RC a amplificatorului de eroare. Si daca e dispus, am sa-l iau pe Toma necredinciosul (pisica matache) ca sa-i arat drumul, sau mai bine zis directia, asa cum o stiu eu.Presupunem deci o semipunte stabilizata in echilibru, la o tensiune de iesire U2=30V, avand o inductanta L, care la timpii Ton=7,5µs si Toff=2,5µs implicati la o frecventa de 50kHz (T=20µs), determina o variatie de curent ∆I=1A, datorita unei umpleri de 75% cauzata de o anumita tensiune de alimentare. Precizez din nou ca la echilibru, umplerea este data de raportul dintre tensiunea stabilizata U2

si varful impulsurilor (ca tensiune) din fata inductantei Us (tensiune redresata din secundar trafo), iar aici prin umplere inteleg raportul dintre durata acelor impulsuri si perioada la care se repeta ele. Deci pentru perioada T=20µs, ciclul complet este dat de conductia alternativa a celor doua tranzistoare, fiecare avand 10µs la dipozitie si fiecare va conduce pe rand 7,5µs generand impulsuri care urmeaza a fi redresate si cu care se ataca inductanta. Ca exercitiu, pot spune ca daca U2/Us=0,75, atunci impulsurile care ataca inductanta au Us=40V.

OK, sa presupunem ca s-a realizat echilibrul la un consum de 2A. Variatia de 1A determina o excursie de la 1,5A la 2,5A si invers, pentru cele 10µs ciclu. In perioada Ton=7,5µs, curentul creste de la 1,5 la 2,5A, iar in perioada Toff=2,5µs curentul scade de la 2,5 la 1,5A.

25

Dupa cum se vede, cresterea e mai lenta la Ton. Asta se datoreaza faptului ca tensiunea aplicata bobinei este de fapt o diferenta dintre valoarea impulsului de 40V si tensiunea stabilizata de 30V, adica tensiunea aplicata bobinei este de 10V la Ton. La Toff tensiunea care apare prin autoinductie e de 30V. Inversa e de trei ori mai mare decat tensiunea directa pe bobina, de aceea la echilibru si Ton=3∙Toff.

Numai asa se asigura aceiasi variatie si repetarea ciclului. Procesul de stabilizare va trage functionarea in acel punct. Cum anume? Presupunem ca sarcina cere la un moment dat un consum de 4A. Aici trebuie sa vedem desfasurarea procesului cu incetinitorul. Variatia de curent la Toff e data de ∆I=U2∙Toff/L. Intr-o prima faza durata Toff (si inductanta L) ramane constanta iar acel curent de 2A format cu variatia de 1A nu este capabil sa asigure curentul de 4A deci stabilizata U2 va scadea. Conform formulei, scaderea U2 duce la scaderea variatiei pentru perioada Toff. Dar la Ton variatia va fi mai mare, pentru ca diferenta aplicata bobiei va creste cu scaderea U2. Ceea ce inseamna ca la Ton variatia de curent va fi mai mare decat 1A iar la Toff mai mica de 1A, deci daca U2 scade curentul creste la Ton cu cate putin la fiecare impuls care ataca inductanta. Si asta pana la restabilirea echilibrului la noul consum de 4A.

26

Din cele de mai sus, se poate vedea ca simpla mentinere a umplerii este capabila sa asigure aceiasi tensiune U2 daca exista acelasi varf Us, indiferent de consumator. Ca o paralela, daca avem un buck alimentat de la o tensiune stabila U1 si la care caderile de tensiune pe MOS si dioda sunt neglijabile, atunci tensiunea stbilizata U2 va fi data strict de umplere, adica daca 63,98% este umplerea, atunci 63,98% din U1, va fi U2. Adica este extrem de simplu a asigura stabilizarea prin mentinerea aceluiasi factor de umplere. Realitatea e insa alta: acea tensiune Us variaza, iar mentinerea umplerii va conduce la aceiasi variatie a tensiunii U2. Solutia este variatia umplerii in functie de Us, adica daca Us creste, pentru a nu creste si variatia de curent, se scade umplerea (scade Ton). Sigur ca n-ar mai fi nevoie de citirea tensiunii de iesire. Se poate citi doar alimentarea si variatia umplerii in functie de alimentare ar asigura stabilizata, dar asta ar fi in conditii ideale. In realitate exista prea multe caderi de tensiune in functie de curentul consumatorului, pierderi care trebuie de asemenea compensate prin umplere diferita. De asta se opteaza pentru citirea tensiunii de la iesire si variatia umplerii in functie de valoarea acelei tensiuni. Tensiunea de la iesire este comparata cu o alta foarte fixa si bine termocompensata. Astfel, daca tensiunea e mai mica, umplerea va creste, iar daca e mai mare, umplerea va scadea. Procesul duce in final la realizarea echilibrului pomenit anterior, adica aceiasi crestere de curent cu aceiasi scadere de curent sau altfel spus, acelasi ∆I si la Ton si la Toff. Cu ∆I suprapus peste curentul consumatorului.Apare o problema. Daca tensiunea stabilizata scade cu 100mV care este cea mai potrivita variatie a umplerii pentru refacerea cat mai rapida a tensiunii stabilizate? Dar daca scade cu 1mV? Problema consta in faptul ca un CI poate sa raspunda cu ceva in genul "umplere 95%". Dar poate ca asta duce imediat la cresterea prea mult a tensiunii, crestere care in disperare CI-ul o contracareaza cu umplere 0%, care va duce la scaderea prea mult a tensiunii si tot asa… Iar acest fenomen se numeste instabilitatea surselor stabilizate. Instabilitatea poate duce la umpleri exagerate si posibilitatea saturatiei trafului, curenti mari si instabili, etc. De multe ori este perceputa ca un tiuit sau fluierat. Uneori e periculoasa, alteori doar deranjanta. Acea frecventa audibila poate fi regasita (mai mult sau mai putin vizibil cu osc) pe primul condensator de filtraj si reprezinta viteza cu care CI incearca sa compenseze variatia tensiunii stabilizate, n-are nici o legatura cu frecventa de lucru a oscilatorului. Pentru ca sursa sa fie stabila, trebuie ca CI sa raspunda intr-un fel anume, in functie nu numai de valoarea scaderii tensiunii, ci si de viteza cu care are loc scaderea tensiunii. Iar acest lucru este asigurat de reteaua RC din amplificatorul de eroare.Uite-asa am ajuns la compensare.@matache Nimic nou sub soare, stiu, dar daca e ceva de comentat…

Daca modificarea tensiunii la iesire se face prin modificarea amplificarii globale, atunci e foarte probabil ca sursa sa devina instabila. Caracteristica Bode se va

27

deplasa pe verticala iar intersectia cu axa de castig unitar se va face la o alta frecventa unde s-ar putea ca nici panta sa nu fie de -20dB/dec si nici faza sa nu fie de cca. +45°.@matache Ignora aliniatul de mai sus. Va exista un moment in care vei intelege perfect ce-am spus. Dar va mai trece un pic.

Sa zicem ca eu sunt sursa. Sa zicem ca am nevoie de ochelari, dar nu-i port. Si ma uit la tensiunea de la iesire. Pentru mine, totul se desfasoara lent. Un impuls dureaza o secunda intreaga. Vad ca tensiunea e sub ce doresc si iau hotararea de a mari umplerea. Asta duce la cresterea tensiunii iar la un moment dat, dupa cateva impulsuri, tensiunea o egaleaza pe cea dorita. Satisfacut, revin la umplerea normala. Dar surprinzator, tensiunea continua sa creasca. Evident ca scad umplerea. Fara efect, tensiunea tot creste. Disperat, scad umplerea la zero. Tensiunea scade. Ajunge din nou la cea dorita, iar eu, mai linistit, revin din nou la umplerea normala. Degeaba, tensiunea continua sa scada. Evident, cresc umplerea. Tensiunea continua sa scada chiar daca fac umplerea e maxima. La un moment dat insa, umplerea mare isi face efectul iar tensiunea creste. Incep sa-mi dau seama ca ceva nu-i in regula. Imi pun ochelarii, si vad din nou tensiunea mai mica decat cea dorita. Dar mai vad ceva: ca tensiunea creste rapid. Si inteleg ca chiar daca nu fac nimic si doar mentin umplerea normala, cresterea prea rapida va egala si chiar va depasi tensiunea dorita. Iar atunci iau o hotarare ciudata: scad umplerea. Aparent aceasta hotarare nu are logica. Adica tensiunea e mai mica decat cea dorita iar eu iau masura scaderii tensiunii. Si totusi, aceasta decizie e cea corecta. Eu sunt sursa iar ochelarii reprezinta reteaua RC.

Mai dureaza pana sa vorbim de valori concrete RC. Trebuie lamurite niste notiuni.Caracteristica BodeAsta e un simplu grafic care arata amplificare in functie de frecventa. A cui amplificare si frecventa, vom vedea. Daca graficul se mentine orizontal se numeste palier, daca urca este panta pozitiva iar daca coboara e panta negativa. Intre palier si panta sau intre doua pante diferite apar franturi pe grafic. Acele colturi se numasc poluri sau zerouri. Daca "tine apa" este zero, iar daca "nu tine apa" este pol. Adica frantura polului este spre exterior iar a zeroului spre interior (partea de jos).DecadaAsta este intervalul dintre o frecventa si o alta de zece ori mai mare. De exemplu o decada este intre 1kHz si 10kHz. Sau intre 470Hz si 4,7kHz. Pe caracteristca Bode decada e reprezentata pe abscisa (axa orizontala) pe decade de 10Hz, 100Hz, 1kHz, 10kHz, 100kHz. Cam asta e domeniul de interes. Scara este logaritmica, nu liniara.Amplificarea in decibeli (dB).Daca o notam Adb, iar amplificarea in tensiune o notam Au, atunci Adb=20∙logAu. Logaritmul e in baza 10 se mai scrie si "lg" dar pe calculatorul windows-ului apare ca "log". De exemplu o amplificare de 40 de ori este o amplificare de 32dB. Se mai numeste si castig. Pe caracteristica Bode castigul este pe ordonata (axa verticala) si este liniar reprezentat din 10 in 10 decibeli. Ne-ar interesa domeniul intre -60 si +60dB.FazaAici nu se vorbeste de defazarea dintre tensiune si curent, ci de defazarea intre doua tensiuni. Una este un semnal iar cealalta este raspunsul sistemului. La diverse frecvente sistemul poate raspunde anticipat cu faza pozitiva, sau poate raspunde intarziat cu faza negativa. Gaficul nascut din valoarea fazei in functie de frecventa este de asemenea important. Domeniul de interes este +/-180° in acelasi domeniu de frecvente 10Hz-100kHz.

28

Recomand folosirea unui program de simulare. Eu folosesc multisim11, varianta portabila. Voi apela la el, ar dura prea mult sa desenez in paint grafice si toate cele. Este mult mai usor de lucrat astfel, mai ales la faza.@matache Astept intrebari mereu (si nu doar de la tine). Oricum trebuie sa pun pe multisim niste caracteristici si scheme, dureaza de la un post la altul, nu stau bine cu timpul si merge greu (pentru mine). Daca vrei multisim-ul si nu te descurci, suna-ma. E cam mare, peste 1GB. Ai neaparata nevoie pentru reactie, dar e extrem, extrem de folositor si pentru multe alte chestiuni. Chiar si schemele sunt relativ usor de desenat pe el. Ar putea fi si o solutie la problema jpeg-urilor.

O sa-mi dai dreptate candva. Vei intelege foarte usor mai departe. E foarte simplu de proiectat o retea RC. Si pentru tine va fi simplu. Mult mai dificil este de interpretat echivalentul unui sistem pentru a fi pus pe simulator. Spun sistem pentru ca cerintele stabilitatii sunt valabile la orice are feedback, adica reactie negativa: stabilizator liniar, amplificator audio, etc. Avem noroc, smps este extrem de simplu de interpretat daca pdf-ul CI este corect si complet. Dar se poate interpreta si cu simple masuratori daca nu se cunoaste pdf-ul sau nu e complet. Pare ciudat, dar mai greu este a interpreta intr-un echivalent pe simulator o simpla schema cu trei tranzistoare, sa zicem un stabilizator liniar. Imi amintesc cum Marian reclama neajutorat ca nu stie cum sa interpreteze doua tranzistoare si un tl431 intr-un stabilizator, iar eu radeam singur gandindu-ma ca a avut poate o revelatie: uneori lucrurile mai simple sunt de fapt mai complicate. Asadar si mie imi pare mai dificila interpretarea. Dar nu si in smps.Voi intra direct in miezul acelor lucruri pe care banuiesc ca nu le intelegi. Asta e caracteristica Bode. Adica despre ce frecvente, ce amplificari si ce faze e vorba in caracteristica si ce legatura au cu o sursa. Le parcurgem de doua ori. Odata ca sa intelegi despre ce e vorba, apoi ca sa intram in detalii.Voi presupune o sursa cu un CI gen 494, e mai simplu si cred ca gasesc un pdf complet:

Amplificatorul de eroare este ca in figura, adica nu are corectie, nu amplifica, nu atenueaza. Amplificare unitara in tensiune sau amplificare 0db. Singurul lucru care il face AO este ca, fixata referinta la 5V, va stabiliza sursa la 7,34V tensiune data de divizorul rezistiv.OK, acum eu intrerup citirea tensiunii si montez divizorul pe o baterie care are ce tensiune doresc eu.

29

Tinand cont de faptul ca sursa va dori sa compenseze, raspunde intuitiv la trei intrebari:1. Daca bateria are 10V, ce tensiune va fi la iesire?2. Dar daca bateria are 5V?3. Dar daca bateria are 7,340V?

Raspuns membru1.umplerea va fi zero,tot zero si tensiunea de iesire2.umplerea va fi maxima,tensiunea de iesire va fi maxima3.7,340V.

SmilexRaspunsuri perfecte, ma bucura asta. Mai pun o intrebare: dar daca bateria are 7,341V?

Raspuns membruUmplerea va fi mai mica decat cea de la 7,340V;tensiunea undeva intre zero si 7,340V.Probabil mult mai aproape de 7,340V.Depinde cu cat scade umplerea pentru o diferenta intre cele doua tensiuni de 10mV.Daca nu ma insel,integratul in mare asta face....Modifica umplerea functie de tensiunea de la iesirea operationalului intern.Aceasta tensiune depinde de diferenta de tensiune dintre intrarea inversoare si cea neinversoare si amplificare.O intrare primeste o tensiune fixa,de referinta,bine stabilizata;cealalta intrare primeste printr-un divizor o parte din tensiunea de iesire,ce trebuie stabilizata.Integratul se straduieste atat cat poate,sa mentina cele doua tensiuni egale.Daca tensiunea de iesire tinde sa creasca,se scade umplerea si invers.Cam atat stiu eu despre stabilizarea tensiunii;presupun ca modificarea amplificarii e singura solutia de a mentine sursa stabila.De aici incepe necunoscutul pentru mine...

SmilexUmplerea va fi mai mica decat cea de la 7,340V;tensiunea undeva intre zero si 7,340V.Probabil mult mai aproape de 7,340V.Depinde cu cat scade umplerea pentru o diferenta intre cele doua tensiuni de 10mV.Daca nu ma insel,integratul in mare asta face....Modifica umplerea functie de tensiunea de la iesirea operationalului intern.Aceasta tensiune depinde de diferenta de tensiune dintre intrarea inversoare si cea neinversoare si amplificare.O intrare primeste o tensiune fixa,de referinta,bine stabilizata;cealalta intrare primeste printr-un divizor o parte din tensiunea de iesire,ce trebuie stabilizata.Integratul se straduieste atat cat poate,sa mentina

30

cele doua tensiuni egale.Daca tensiunea de iesire tinde sa creasca,se scade umplerea si invers.Cam atat stiu eu despre stabilizarea tensiunii;presupun ca modificarea amplificarii e singura solutia de a mentine sursa stabila.De aici incepe necunoscutul pentru mine...

Din nou raspuns corect. Stai bine cu intuitia.Da, poate fi o scadere de cativa milivolti sau chiar volti (improbabil). Revenim la asta. Important este ca introduci suplimentar o tensiune (1mV) iar la iesire tensiunea se modifica cu o valoare, in general mai mare decat cea introdusa. Adica are loc o amplificare. Acea amplificare se numeste amplificare initiala si esta exprimata in decibeli. Uzual, e de cativa dB pana la zeci dB. Vom vedea exact cat si cum, acum nu conteaza, dar sa stii ca acea amplificare initiala este foarte exacta si usor de calculat.Ok, daca exista o amplificare in curent continuu, oare cum s-ar comporta in curent alternativ? Pentru a raspunde, suprapun peste bateria de 7,340V o sursa de semnal cu impedanta neglijabila de 1mV si frecventa 10Hz.

Si presupunem ca amplificarea initiala este de zece ori, adica 20dB. In mod normal, la 10Hz amplificarea este tot de 20dB. Din nou apare o intrebare: dar daca semnalul este de 100Hz? Dar la 1kHz, 10kHz, 100kHz? Nu trebuie pierdut din vedere ca la iesire exista un filtru LC format din inductanta si condensatorul de filtraj. Deci pentru fiecare frecventa exista o anume amplificare. Putem exprima acea amplificare in dB si putem construi un grafic care sa arate amplificarea in decibeli in functie de frecventa. Iar acest grafic se numeste caracteristica Bode.

Cum ziceam, sistemul compenseaza in curent continuu printr-o tensiune inversa la iesire, fata de cea de pe divizor. In acelasi timp, daca semnalul este sinusoidal de 10Hz, o alta intrebare: semnalul amplificat de la iesire are sinusoida inversa? Teoretic asa ar fi, pentru ca trebuie sa compenseze. Asta ar insemna 180° defazare. Adica semialternanta pozitiva de la iesire se potriveste perfect cu semialternanta negativa de pe divizor. Poate fi +180° daca semialternanta pozitiva la iesire apare mai repede sau -180° daca apare intarziat fata de semialternanta pozitiva de la intrare. Alta intrebare: exista si alte valori, ce se intampla la celelalte frecvente? Ei bine, exista. In functie de fiecare frecventa apare o anume defazare a sinusoidei, pozitiva sau negativa. Si aici se poate trasa un grafic care sa arate defazarea in functie de frecventa. In multisim exista o scula numita "bode plotter" care face cele doua caracteristici: amplificarea in functie de frecventa si faza in functie de frecventa. Cu conditia ca acea intrerupere si acel amplificator pe care il constituie sursa sa fie corect interpretate si puse ca schema.

31

Raspuns membruAm inteles ce reprezinta bateria;n-am inteles ce reprezinta altenativul de 10Hz.Riplu nu e,fiind frecventa mult prea mica.Bazandu-ma tot pe intuitie,as zice ca aceasta e incercarea nereusita a integratului,de a mentine la iesirea sursei,fix 7,340V.Adica intr-o secunda integratul modifica de 10 ori umplerea pentru a mentine tensiunea stabila.Dar nu reuseste;in aceste 10 puncte,tensiunea pe iesire va creste/scadea peste/sub 7,340V.As zice ca daca unei scaderi ar urma o crestere,apoi o scadere si tot asa n-ar fi nici-o problema.Banuiesc ca aici intervine fazarea corecta,fara de care reactia negativa devine pozitiva.Sper ca n-am spus multe tampenii....

SmilexAi cam spus, dar e mult mai bine sa le spui decat sa le tii pentru tine.Acei 10Hz nu reprezinta nimic. Este pur si simplu exact ce-am spus: o sursa de semnal peste baterie. Am pus-o eu ca sa vad cum raspunde sursa si in curent alternativ nu doar in curent continuu.Din momentul asta sursa nu mai are feedback. L-am intrerupt. Acum ma joc pe divizor iar sursa raspunde cumva. Ea incearca prin raspuns sa compenseze, dar incercarea nu are efect, divizorul e la mine in mana. Intereseaza insa cum raspunde sursa la ce fac eu pe divizor. Sursa s-a transformat intr-un amplificator cu anumite caracteristici.

Raspuns membruDaca inteleg de unde apare curentul alternativ,de joasa frecventa,la iesirea sursei,probabil voi intelege si ce urmeaza,altfel nu.

SmilexOk.Chiar tu ai spus ca daca pun 7,341V tensiunea va scadea. Ei bine, daca scade cu 10mV, adica la iesire vor fi 7,330V, asta inseamna ca amplificarea e de zece ori (20dB). Pana aici e in regula? Deci este un amplificator de curent continuu pentru ca amplifica o tensiune continua.Dar pe mine ma macina curiozitatea: cum amplifica in curent alternativ? Iar pentru asta ma joc cu tensiunea pe divizor intre 7,339 si 7,341V intr-un ritm de 10Hz. Adica adun la cei 7,340V (sa zicem tensiunea de polarizare necesara la intrare in noul amplificator) tensiunea de 1mVca a sursei de semnal. Intuiesc ca filtrul LC nu va afecta amplificarea prezenta in curent continuu. Dar tot asa, imi dau seama ca figura nu va tine la orice frecventa. La un moment dat, acel filtru va taia frecventele amplificate. OK?

Raspuns membruSa inteleg ca filtru e reprezentat de inductanta serie si capacitatea paralel,dupa redresare,care constituie un FTJ.Cu cat creste frecventa,va scadea amplificarea .Daca in curent continuu si la 10Hz,e sa zicem 20dB,crescand frecventa cu care tu te joci cu acel milivolt adunat/scazut din 7,340V amplificarea va scadea,la o anumita frecventa va deveni unitara,iar crescand si mai mult,semnalul va fi atenuat.PSMa intreb daca nu cumva incercand sa-mi explici lucruri elementare,poate banale

32

pentru multi,topicul nu are de suferit.Sau daca pricep eu,ai garantia ca va intelege orcine altcineva?.

Smilex

Daca acel condensator are 1000u, reactanta lui este de 16 ohmi la 10Hz si nu prea influenteaza. Dar la 1kHz este de 0,16 ohmi, sigur va avea un efect. In plus, reactanta bobinei creste cu frecventa.Tot asa si cu faza. Daca se poate considera defazat cu 180grade la Vcc sau chiar 10Hz, pe masura ce cresc frecventa pe divizor, semnalul va fi mai intarziat.Facand bilantul, orice sursa forward la care intrerup reactia, se transforma intr-un amplificator cu anumite caracteristici date de amplificarea initiala si filtrul LC. Poti sa o vezi chiar ca un amplificator audio, cu performante foarte slabe. Dar are un grafic corespondent amplificare-frecventa si unul faza-frecventa. Graficul se numeste caracteristica Bode.Sigur ca vom discuta concret despre cum arata graficul pe o anume sursa, dar e important sa intelegi de unde apare acel grafic si cum poate fi obtinut. Te las sa mai rumegi ideea dar daca ai nelamuriri pana aici, pune-le pe hartie. Reciteste daca crezi.

Stiu ca merge incet, dar poate e mai bine asa.Bine ca s-a lamurit ce e cu caracteristica. Ar trebui sa putem calcula amplificarea initiala, Ao. Adica cea in curent continuu care se va mentine si la frecvente joase. Vom lua ca exemplu semipuntea discutata anterior. Limitele tensiunii pe traf 120-175V, L=120µH, presupunem C=2200µH, raportul de transformare k=3,5 si un CI de genul TL494 la 40kHz cu umplerea maxima de 90% (10% deadtime nenegociabil). Lucram cu tensiunea medie (se va vedea ulterior de ce) de 145V. Tensiunea dorita a fi stabilizata e de 30V iar citirea se face cu un divizor 5k1+1k.Din pdf 494 se extrage excursia de tensiune de la iesirea AO eroare pentru care umplerea variaza de la 0% la maxim. Aici maximul este 90% dat de alegerea RC din oscilator. Daca aceste date nu pot fi culese din pdf, se poate varia manual tensiunea la iesirea AO si se poate observa cu osciloscopul pentru ce plaja de tensiune la iesirea AO, variaza si umplerea. Daca iesirea CI este in contratimp sau are sarcina, se poate si cu un voltmetru banal pe iesire, obsrvandu-se acelasi lucru, adica pentru ce plaja de tensiune de la iesirea AO, variaza tensiunea de la iesire. Eu personal am mai multa incredere in ce masor decat in pdf, dar sa presupunem ca obtinem informatia asta cumva, iar plaja este intre 0,5V pentru umplere maxima si 3,5V pentru umplere 0%. Adica o variatie de 3V.Tensiunea medie de 145 pe primar si raportul de transformare de 3,5 fac in secundar o tensiune de 41,43V care cu o umplere de 90% conduc la un maxim de 37,3V tensiune continua pe condensatorul de 2200µ. Desigur ca umplerea de 0% va conduce la 0Vcc. Asadar pentru o variatie de 3V se obtine o variatie de 37,3V adica sistemul are o amplificare initiala de 37,3/3=12,4 ori. Dar tinand cont de divizorul 5k1+1k care atenueaza de 6,1 ori, amplificarea initiala in tensiune este de 2,033 ori adica 6,2dB.Teoretic aceasta amplificare s-ar mentine si in cu acea tensiune de frecventa variabila pe care o introduc atunci cand rup reactia, dar amplificarea intalneste LC-ul de la iesire. Prprietatea unui filtru LC este ca pana la frecventa de rezonanta nu atenueaza, iar dupa acea frecventa atenuarea este cu 40dB/dec, adica ceeaza o panta de -40dB/dec. Rezonanta este aici la 310Hz, data de 120µH+2200µF.Deoarece deocamdata AO nu face nimic in plus sau in minus, pun o diagrama si

33

caracteristica sursei fara corectie, trasata pe diagrama.

Am intentionat sa las efectul ESR al condensatorului la sfarsit pentru a simplifica un lucru care si asa pare complicat. Dar mai bine luam taurul de coarne. Si revin la acel condensator de 2200µ cu un ESR de 20mΩ, o valoare banala pentru un low esr. Aceasta rezistenta este de fapt inseriata cu capacitatea si face parte din proprietatile fiecarui condensator electrolitic. Formeaza un zero la egalitatea esr cu reactanta capacitiva. Adica la frecventa f=1/(2πRC). In cazul nostru la frecventa de 3,6kHz. In acel punct panta de -40dB/dec se transforma intr-o panta de -20 dB/dec. Asadar graficul corect este:

In acest moment ne intoarcem la conditiile stabilitatii: la intersectia cu axa de 0dB, panta trebuie sa fie de -20 dB/dec iar faza de +30-60°. Fata de diagrama aceasta, am sa pun un exemplu de corectie ideala care trebuie realizata de AO astfel incat panta sa atinga cerinta stabilitatii la orice frecventa s-ar petrece intersectia. Exemplul este cu verde, iar panta globala (diagrama care

34

rezulta in final) care se obtine este cu albastru, aceasta fiind suma celor doua.

Corectia ideala coboara cu -20 dB/dec pana la rezonanta LC astfel incat globalul sa fie de -20 dB/dec pana acolo, deoarece palierul nu influenteaza. Mai departe, pana la 3,6kHz, corectia are panta crescatoare de +20 dB/dec pentru ca adunata cu cea de -40 dB/dec sa faca globalul tot -20 dB/dec. Iar pe ESR, palierul care sa nu influenteze panta. Astfel, intregul global are - 20 dB/dec si intersectia s-ar putea desfasura oriunde, conditia pantei ar fi indeplinita. Faza corecta se obtine cu un simplu condensator (intr iesire si in- la AO) care dupa intersectie, la aprox dublul frecventei de intersectie face panta de -40 dB/dec. Acel condensator nu apare ca efect pe ultima diagrama. O sa propun si o solutie despre valori concrete si cum anume se calculeaza dar trebuie facute niste considerente asupra intersectiei. Pe diagrama, intersectia se face la 6-7kHz, dar eu pot alege alta amplitudine la corectia AO astfel incat si globalul sa poata avea alta amplitudine, intersectia facandu-se la alta frecventa. Mai simplu, prin alegerea corespunzatoare a componentelor RC se poate deplasa pe verticala globalul modificand astfel punctul de intersectie dupa dorinta.Absolut la orice frecventa are loc intersectia este rau. Inainte de rezonanta nu e buna faza, deci nici un caz. Intre rezonanta si ESR (3,6kHz) este locul ideal recomandat in orice lucrare de specialitate, dar e foarte putin loc datorita variatiei tensiunii de alimentare (vom vedea cum si ce) dar mai ales datorita variatiei ESR-ului. Acesta la -20°C poate creste de 2-3ori, iar la +70°C se poate injumatati. Deci acel 3,6kHz nu este stabil termic, iar daca punctul se deplaseaza spre stanga, pe o bucata de portiune transforma panta globala de -20 dB/dec intr-un palier. Daca intersectia se realizeaza pe esr, aceiasi variatie a esr are efect asupra amplificarii adica deplaseaza pe verticala globalul si modifica punctul de intersectie cu influente mari asupra fazei care s-a realizat prin acel condensator pentru o anumita frecventa. Int-un cuvant, oriunde e rau. Totusi, cate ceva se poate face. De exemplu, daca se opteaza la intersectia pe panta de +20 dB/dec a corectiei, se creeaza o rezonanta mai mica prin valori ale inductantei mai mari. De asemenea se pot cauta niste condensatoare bune cu esr mic care sa ofere spatiu necesar in zona. Daca sursa va functiona la temperatura camerei, intersectia se poate realiza pe esr, variatia termica este

35

destul de mica. Se poate ca un termistor lipit de condensator sa faca parte din reteaua RC astfel incat odata cu schimbarea temperaturii si a esr, sa se modifice si corectia, ca sa asigure stabilitatea sursei la orice temperatura. Exista condensatoare non ESR si noninductive neelectrolitice, dar pretul este pe masura. Se pot intalni in surse industriale. Acolo se poate face usor intersectia pe panta de +20 dB/dec pentru ca nu are cine sa o influenteze. Dintr-o gramada de condensatoare MKP (de exemplu) de 5-10µ se poate crea o astfel de baterie de filtraj. Solutia cea mai des intalnita, poate mai ales din cauza pretului si complexitatii, este intersectia pe esr. Chiar mai mult: se monteaza condensatoare cu esr slab care sa duca la coincidenta rezonantei LC cu zeroul introdus de esr, astfel incat dupa rezonanta toata panta sa fie de -20 dB/dec care se corecteaza foarte usor cu un palier la AO. Facand abstractie de variatia temperaturii, noi vom calcula corectia necesara pentru o intersectie la 1-2kHz pe panta de +20 dB/dec si la 8-10kHz pe esr.

Trebuie sa trec in revista niste generalitati si cateva chestiuni specifice multisim-ului.Exista doua configuratii AO in smps:

Prima este inversoare si asigura o amplificare Z1/Z2. Este genul SG3525.A doua este neinversoare si are o amplificare (Z1+Z2)/Z2. Este tipul TL494 si cel pe care il voi folosi aici.Impedantele Z pot fi orice retea RC. Sunt variabile cu frecventa. Daca un LC face o panta de 40, un RC face una de +/-20dB/dec daca la locul unde isi face efectul exista initial palier.Interpretarea pe multisim este de doua amplificatoare. Primul este AO eroare (AE) iar al doilea este cel care asigura Ao. Nu conteaza daca eroarea este sau nu inversoare, per ansamblu toata sursa trebuie sa fie inversoare in Vcc. Deci daca AE este inversor, Ao este neinversor si invers, adica cazul nostru: AE neinversor si Ao inversor. Pe multisim ar apare Ao fie cu amplificarea de 6dB, fie cu amplificarea de 22dB alaturi de divizorul 5k1+1k la intrarea AE cu care se citeste tensiunea de 30V. Prefer a doua varianta cu amplificarea de 12,4 la Ao si cu divizor:

36

Ca sa scap de polarizarea de care vorbeam, ma raportez la masa cu niste operationale virtuale ideale. Aici intereseaza numai amplificarile si fazele.Cum se vede, exista un generator de semnal si acel bode plotter care are nevoie de un singur ciclu sinusoidal, indiferent de amplitudine sau frecventa, pentru a putea trasa caracteristica Bode. Are o intrare si o iesire inversoare care se leaga la masa, iar neinversoarele analizeaza semnalul la intrare respectiv iesire.Cand se deschide prima oara (nesalvat), bode plotter-ul apare astfel:

Are doua optiuni afisate: amplificarea (magnitude) si faza (phase). Limitele de frecventa, amplificare si faza nu sunt cele de interes. Se stabilesc limitele de

37

care vorbeam iar ceea ce ne-ar interesa arata cam asa:

Eu voi posta: caracteristica necesara pe AE pas cu pas odata cu recalcularea impedantelor, caracteristica reala AE pe bode plotter (fara divizor) si caracteristica globala reala obtinuta la final (cu divizor si amplificare Ao de 12,4 ori). Iar asta pe rand pentru cele doua intersectii la 1,5kHz pe panta de +20dB/dec si cea de la 8kHz (sa zicem) pe panta data de esr. Deocamdata amplificarea initiala cu Ao=22dB (12,4 ori) si divizor 5k1+1k pe interpretarea in multisim cu amplificare + faza si diagrama estimata anterior data de rezonanta si esr:

38

Ca sa se poata calcula valorile RC, avem nevoie de caracteristica dorita a AE. Astfel, pentru primul caz (1,5kHz), se poate trasa globalul tinta, iar asa cum globalul este suma celor doua, tot asa si caracteristica AE este diferenta dintre ele, iar pentru al doilea (8kHz) trasez caracteristica AE simpla folosita in sursele banale si apoi globalul obtinut:

39

Dupa cum se vede am pus cate un pol la global (albastru) care sa faca faza corecta, undeva la de 2 ori frecventa de intersectie si care face panta de -40dB/dec mai departe, lucru care asigura o faza corecta. Mai jos, prin diferenta, am obtinut necesarul la AE (verde) pentru primul caz, respectiv globalul pentru al doilea prin insumare.Sa luam deci primul caz, cel care realizeaza intersectia la 1,5kHz pe panta corectiei de +20dB/dec, respectiv pe panta de -40 dB/dec a initialului. Schema AE este:

40

Daca ne uitam pe grafic, corectia AE (verde) determina la 310Hz o amplificare undeva la 7dB, deci de 2,25 ori. Si incepem cu asigurarea acelei pante de -20dB/dec de la frecvente joase la rezonanta. O astfel de panta se face scazand amplificarea odata cu cresterea frecventei. Asadar un C la Z2 si un R la Z1. Asta ar asigura panta de -20. Aleg din start 10k la Z2:

Pentru ca panta sa coincida cu cea dorita in corectie, trebuie asigurata amplificarea de 2,25 ori la 310Hz adica reactanta C1 la 310Hz trebuie sa fie egala cu 1,25∙10k=12,5k. Sau 12,5k=1/(2∙π∙310Hz∙C1) de unde C1=41nF. Cea mai apropiata valoare standardizata este 39n. Cu mentiunea ca la frecvente mai mari, C1 va prezenta o reactanta foarte mica, deci amplificare unitara sau 0dB. Deci solutia, diagrama tinta (verde) si realul pe multisim pentru prima parte a corectiei:

41

Palierul este folositor, pentru ca numai de la el se poate face o corectie de +20, dar locul nu e bun. Trebuie oprita amplificarea la 7dB, iar acest lucru nu se poate face decat mentinand scaderea C1 la maxim 12,5k. Asta nu e posibil, dar se poate inseria cu 39n un rezistor de 12k, ceea ce va mentine amplificarea la 7dB.

42

Am mutat cursorul la 27kHz pentru a vedea palierul de +7dB (6,85).Acum, cu palierul creat, se poate aplica o noua corectie care sa faca panta de +20dB/dec incepand de la rezonanta la polul de la 3kHz.

Fac cate o pauza, limitat de timp, dar e binevenita pentru discutii.

Deci am ramas la constructia pantei de +20. Asta se relizeaza prin cresterea amplificarii cu frecventa, deci scaderea Z1 cu frecventa, adica un condensator in paralel pe R3=10k. Pentru ca panta sa coincida cu ce dorim, trebuie ca la 3kHz amplificarea sa fie cca. 27dB, iar la acea frecventa mai mare, putem considera ca ea va fi formata din raportul (R1 +Xc2)/Xc2 sau (R1/Xc2)+1, raport care trebuie sa fie de 22 ori (27dB dupa grafic). Daca R1 este de 12k, pentru 3kHz, R1/Xc2=21 adica R1/21=Xc2 sau 1/(2∙π∙f∙C2)=570Ω. Deci C2=93nF sau standardizat, C2=100n. Schema, diagrama tinta si realul cu bode plotter cursor pe 3kHz:

43

Din nou urmatoarea panta de -20 creaza necesitatea unui palier la 27dB de la 3kHz. Adica oprirea amplificarii la de 22 de ori, deci un rezistor R2 inseriat cu C2 de 21 de ori mai mic decat R1=12k, de unde R2=560Ω.

44

Palierul creat ofera posibilitatea formarii pantei urmatoare de -20, printr-un nou condensator C3 iesire-intrare inversoare. Pentru coincidenta, ne uitam la diagrama tinta la amplificarea de 10dB (de exemplu), si datorita frecventei mari de 26kHz, putem considera ca acea amplificare de 3,2 ori este formata de (Xc3/R2)+1. Deci Xc3/R1=2,2 adica Xc3=1232Ω de unde la 26kHz, C3=4,9n sau C3=4,7n.

Si deci cam asa arata corectia necesara. Cu mentiunea ca la configuratia cu intrarea pe neinversoare, corectia nu poate cobori amplificarea AE la sub 0dB.Completez in multisim cu divizorul 5k1+1k, Ao cu amplificarea de 12,4 ori si filtrul LC. Asta va arata globalul, atat panta cat si faza:

45

Dupa cum se vede, intersectia are loc undeva la 1,4kHz iar acolo faza e de 40°. Cam mica faza iar portiunea de panta daca o prelungesc, parca e mai rapida de -20.Caut alte valori pentru C3 si obtin cam ce doresc pentru C3=2,2n. De unde estimez ca trebuia sa pun polul pe la 6kHz, nu la 3kHz.

Intersectie la 1,6kHz cu faza de 51°. Aici panta e mai buna, faza e in limite, deci cam asta ar fi. Mai exista cateva mici probleme, dar las timp pentru digerat.

Cum ziceam, ar mai fi cate ceva de discutat.O problema ar fi compensarea interna a AE facuta chiar de producator. In mod normal, acea compensare ofera intersectia globalului cu abscisa la frecvente mari, n-ar trebui sa influenteze. Totusi, ar trebui urmarita caracteristica in pdf

46

(daca exista), iar acolo, daca intersectia e de cca. 10 ori mai mare decat cea folosita, probabil nu va avea influente semnificative asupra caracteristicii globale in domeniul de interes si impus de corectia RC proiectata.O alta problema ar fi o a treia conditie de stabilitate: la locul unde faza intersecteaza abscisa dupa rezonanta, amplitudinea caracteristicii trebuie sa depaseasca 7dB (?). Valoarea frecventei in acel punct se numeste margine de frecventa. Valoarea fazei in punctul de intersectie a globalului cu abscisa (ce am tot verificat noi) se numeste margine de faza. Asupra valorii de 7dB nu sunt sigur, vorbesc din amintiri. Dar nu am pomenit de aceasta conditie pentru ca ea se realizeaza obligatoriu impreuna cu cele doua discutate. Pe ultima caracteristica se vede ca faza nu atinge abscisa pana la 100kHz, loc in care atenuarea e imensa deci mult mai mare de 7dB. Dar mie personal nu-mi place asta, mereu am optat pentru o intersectie impusa. Probabil ca acea compensare interna atenueaza frecventele mari si prin intarzierile provocate, faza va scadea implicand intersectia, dar pentru ca nu doresc sa las lucrurile pe seama compensarii interne, trebuie o mica atenuare in plus pe frecvente mari. La AE s-a facut cam tot ce se poate, atenuare de sub 0dB nu se poate obtine datorita configuratiei, deci ma orientez catre divizor. Si obtin:

Cum se vede a fost impusa intersectia fazei cu abscisa prin acel condensator de 2,2n paralel pe 1k din divizor. Fara alte consecinte. Deci asta ar fi solutia finala pentru intersectia globalului la 1,5kHz pe panta de +20dB/dec a corectiei (loc recomandat). Dupa discutia celui de-al doilea caz, vom vedea si efectele modificarii rezonantei, alimentarii si esr-ului, prin comparatie.

Pentru al doilea caz, intersectia globalului la 8kHz pe panta initiala de -20 dB/dec facuta de esr, lucrurile sunt mult mai simple. Solutia este foarte raspandita in surse uzuale si ieftine. Cum se vede, corectia necesara (verde) este o panta de -20 pana la rezonanta, un palier si tot o panta de -20 de pe la dublul frecventei de intersectie. Nu mai stau sa desenez diagrame pas cu pas, tot ce exista aici a fost deja cuprins ca metoda dincolo. Calculez si lucrez direct pe multisim. Deci prima panta si palierul se obtine (ca si la primul caz) cu un Z1=R1+C1 si un Z2=R2, iar polul de la 16kHz se obtine cu un condensator C2 peste Z1. Schema ar fi:

47

Se poate porni de la palier. Daca ne uitam la caracteristica initiala (rosu), adica cea care trebuie corectata, vedem ca la 8kHz doriti ca intersectie, atenuarea e de 43dB deci palierul trebuie sa fie la 43dB sau amplificarea de 141 de ori. Palierul va fi dat de (R1+R2)/R2 iar ca valori standardizate aleg R1=150k si R2=1k. Exista un zero la rezonanta, desi acel nu este obligatoriu sa fie acolo pentru ca nu intereseaza forma globalului pana la intersectie, dar presupunem ca e asa, deci din egalitatea Xc1 cu R1 la 310Hz, obtin C1=3,4n deci C1=3,3n. Exista un pol la 16 kHz dat de C2 care se face simtit la egalitatea Xc2 cu R1 la 16kHz, moment in care va prelua palierul format de R1/R2. Din egalitatea Xc2 cu R1 la 16kHz obtin C2=66p, deci C2=68p. Si transpun pe multisim:

Si din nou panta cam abrupta, faza cam mica. Semnal prea intarziat la frecvente mari, deci reduc C2:

48

As zice ok, dar iar nu exista intersectia fazei dupa cea a globalului. Deci de dragul frumusetii cocoasei:

49

1n pe 1k la divizor. Si cam asta ar fi, intersectie la 8,5kHz cu faza de +47°. Cu mentiunea ca valoarea 33p este aproape de cea parazita si mai mult ca sigur ca acea compensare interna are efect asemanator, deci de cele mai multe ori nu apare, un simplu RC este cel mai adesea de gasit in surse ca si compensare.

Cam asta e compensarea. Mult chin pentru cateva componente, nu?Matache, daca mai esti pe fir si n-ai fugit de plictiseala, acum iti poti imagina ce inseamna modificarea divizorului cu care citesti tensiunea, asta referitor la acea sursa. Mai in urma am simbolizat configuratii AE inversor si neinversor. Am pus pe schema locul unde se ataseaza de tensiunea de referinta. Ei bine, acea tensiune de referinta poate fi modificata fara a influenta deloc caracteristica. La mine pe multisim referinta a fost 0V spre exemplu.

Ramane de vazut influenta asupra caracteristicii datorita modificarii rezonantei, alimentarii si ESR-ului.

M-ai intrebat daca am garantia ca e universal inteligibil. Sigur nu. Si la fel de sigur ca nici tu nu vei sti totul citind acum. Incearca intai sa intelegi doar fenomenul. Recitind si incercand concret de cateva ori, vei sti. Un program de simulare te ajuta mult prin confirmarea calculelor si rapiditate.In ce priveste subiectul, eu te pot trece de prima bariera, a doua iti apartine. Prima se refera la intelegerea caracteristicii Bode, modul cum apare si forma ei, a cerintelor stabilitatii, a posibilitatii obtinerii cerintelor prin intermediul corectiei. A doua bariera este corectia efectiva, care presupune cunoasterea modului concret valoric a obtinerii polurilor, zerourilor si pantelor dupa dorinta, ca si efectele asupra fazei a componentelor. Aceasta a doua bariera trebuie sa o treci tu, nu te pot ajuta. E nevoie de exercitiu si de un oarece bagaj informational in privinta

50

reactantei capacitive, efecte, amplificatoare operationale, etc. Eu pot doar sa incerc a-ti raspunde la intrebari, daca ai. In limita celor trei neuroni functionali ai mei. Nu-ti recomand pentru acum lecturarea unor lucrari de specialitate, au un limbaj specific, matematica superioara si sunt descurajante.Oricum, capitolul corectiei nu se adreseaza chiar oricui, dar e foarte departe de imposibil. Si cred ca ai depasit prima bariera.

Ziceam de efecte. Primul ar fi modificarea rezonantei. Asta poate avea loc daca sursa e folosita pentru a alimenta ceva care are deja un condensator de filtraj. De exemplu un amplificator audio. Si voi presupune ca legaturile intre sursa si amplificator sunt scurte si solide, adica nu au inductante sau rezistente. Pe randul de sus se gaseste caracteristica pentru intersectia globalului la 1,5kHz cu panta de -40dB/dec a initialei (pe panta de +20 a corectiei), iar pe randul de jos se afla intersectia la 8,5kHz pe panta de -20 dB/dec data de esr (pe palierul corectiei). Se poate face comparatia cu ultimele caracteristici postate pentru cele doua cazuri. Noul condensator are 4700µ si un ESR=10mΩ, deci low esr.

Dupa cum era de asteptat, in ambele cazuri globalul a coborat (a scazut amplificarea initiala la frecvente peste rezonanta) modificand punctul de intersectie. Fazele sunt ok pentru ambele, dar panta e mai buna in primul caz. In ambele cazuri se poate reveni la initial prin cresterea amplificarii la corectie care va determina ridicarea caracteristicii globale inapoi la pozitia originala. Se poate avea in vedere asta atunci cand se cunoaste destinatia sursei. Se poate folosi si o izolare a caracteristicii cu inductante sau rezistente (intre cele doua conduri), in care caz numai un program de simulare da raspunsul corect.Un alt efect perturbator este cel al modificarii tensiunii de alimentare. Cum ziceam, acea amplificare pe multisim de 12,4 reprezinta raportul intre variatia care se poate obtine la iesire cu 145V pe primar si variatia de 3V de la iesirea AE pentru raportul de transformare de 3,6 si umplerea de 0,9. Daca tensiunea creste la maximul de 175V, raportul de 3,6 face un maxim de 48,6 in secundar, iar

51

umplerea de 0,9 face un maxim de 43,75Vcc la iesire care pentru 3V variatie inseamna o amplificare de 14,6 sau sa-i dam ceva in plus, 14,7.

Evident ca pentru minima de 120V se obtine la iesire de 30V, adica o amplificare de 10.

Dupa cum se vede, graficul se deplaseaza pe verticala, in sus pentru tensiune mare si in jos pentru tensiune mica, modificand frecventa de intersectie, dar pentru limitele alimentarii, ambele cazuri sunt ok atat cu panta cat si cu faza.O alta modificare poate fi adusa de variatia esr a filtrajului, datorata dependentei termice. Si pentru dublarea esr:

52

As zice ca al doilea caz e mai bun, chiar daca panta a crescut, faza a ramas in limite.Iar pentru injumatatirea ESR:

53

Al doilea caz este clar iesit din limite in timp ce primul sta ok.Fiecare trebuie sa-si faca o idee daca se merita sau nu intersectia pe -40 (retea mai complexa) in functie de destinatia sursei, temperatura de functionare, etc.Cu un program de simulare se pot vedea si combinatii de factori de perturbare: tensiune+temperatura, rezonanta + tensiune, etc.

Cu asta cred ca exista elementele necesare proiectarii oricarei surse simple: traf (+inductanta), snubbere, corectie. Restul sunt chichite. De discutat si alea.

Din capitolul chichite: valoarea rezistorului din poarta MOS/IGBT.Atunci cand se comanda un MOS, trebuie invinsa capacitatea de intrare a acestuia. Iar asta intr-un timp cat mai scurt. Un MOS uzual, incepe sa conduca pe la 3-4V si este complet deschis pe la 6-7V. Cresterea tensiunii peste cei 6-7V nu are efect decat in imbunatatirea Rds-ului. Dar intre tensiunea minima si cea de deschidere completa, comanda nu poate creste brusc, ci oarecum liniar. Adica are nevoie de un timp anume. Atunci cand tranzistorul este partial deschis, puterea disipata pe el este enorma. Deci exista interesul ca acest timp sa fie cat mai scurt. Iar pentru a scurta timpul asta, rezistorul din poarta trebuie sa fie cat mai mic ca valoare. Uzual, se folosesc driveri pentru a comanda un MOS/IGBT. Fie dedicati (CI), fie cu tranzistori (de obicei complementari in contratimp), exista o limita de curent prin driver care nu trebuie depasita. Integratele dedicate au de obicei o valoare rezistiva incorporata la care se adauga extern un rezistor a carui rezistenta alaturi de cea interna sa limiteze curentul maxim la cel prevazut in datasheet. Tranzistorii driveri au de asemenea un curent maxim admis (conform pdf/datasheet) care trebuie limitat cu acel rezistor din poarta MOS. Sigur ca e vorba de varfuri de curent necesare incarcarii capacitatii de intrare, dar e bine ca acele varfuri sa fie limitate conform producatorului, chiar un pic mai mici. De

54

exemplu, un BD135 admite un varf de 1,5A, deci ar fi bine a fi limitat la 1-1,2A. Un TC4422 admite 9A, ar fi bine a fi limitat la 7-8A cu tot cu rezistorul intern de 1,4Ω pe high si 0,9Ω pe low. Adica la 12V alimentare, ar avea nevoie de minim 0,75Ω la iesire (in poarta) pentru limitarea curentului. Asta comparativ cu un BD135 care ar avea nevoie de 10-12Ω la 12V. In plus, un tranzistor gen BD135 are nevoie de curent de comanda suficient pentru a asigura acel varf, iar in preajma maximului de curent factorul de amplificare scade drastic. Deci ar fi bine a se utiliza driveri dedicati pentru ca se pot folosi rezistente foarte mici in portile MOS facand rapid trecerea MOS din stare blocata in conductie sau invers, dar si aici e o problema. Chiar daca driverul permite, rezistentele folosite nu pot fi oricat de mici.La un subiect din sectiunea asta, pomeneam lui matache o formula de calcul: R≥2√(L/C) adica dublul radicalului din L/C. In aceasta relatie L reprezinta inductanta parazita, C este capacitatea poarta-sursa (pdf), iar R este rezistenta din poarta. Inductanta parazita presupun terminalele MOS cu inductanta lui parazita conform pdf, la care se adauga inductantele parazite ale rezistorului R, ale driverului, filtrajului pentru alimentare driver si inductanta parazita a traseului de cablaj. Adica incarcarea capacitatii MOS se face de la condensatorul de filtraj al driverului, prin driver, prin traseele cablajului, prin rezistor si apoi prin inductanta parazita a MOS. Pun pe multisim urmatoarea schema:

C=4n ar fi capacitatea de intrare in MOS. Cele 20nH sunt inductanta parazita a terminalelor MOS. R=1Ω este ales exagerat mai mic pentru a sublinia ceea ce urmeaza. Inductanta de 40nH este cumulata din cea a rezistorului, cablajului, driverului si filtrajului iar ca valoare este generoasa. Aceste valori ale inductantelor parazite sunt un exemplu, nu pot fi generalizate si depind de calitatea executiei si proiectarii cablajului mai ales, dar si de inductanta parazita a rezistorului. Am pus un osciloscop cu 3 din cele 4 canale pentru a urmari concomitent forma de unda initiala (rosu), forma care se poate masura dupa rezistor (galben) si forma reala pe capacitatea interna MOS. Si astfel stau lucrurile la un impulsuri de 15V cu umplere 50% si frecventa de 50kHz, cu o rezistenta de 1Ω pe o capacitate de intrare de 4nF:

55

Alaturi se afla detaliul la comanda off (100ns/div), moment care intereseaza mai mult. Se poate observa ca orice oscilatie masurabila (galben) se va regasi amplificata pe capacitatea MOS. Oscilatiile parazite au o perioada de aproximativ o diviziune, adica 10MHz si sunt date de frecventa de rezonanta LC, mai precis f=10,3MHz. Comanda off intereseaza mai mult pentru ca de exemplu la o semipunte, dupa aceasta comanda urmeaza una de deschidere a celuilalt MOS, iar primul trebuie sa fie deja ferm inchis. Aparitia acelei oscilatii, creaza pe capacitate o prima alternanta cu varful de cca. 7V deci suficient pentru redeschiderea primului MOS. Chiar si al doilea impuls de aprox. 4V ar putea fi suficient pentru asta. Daca deadtime-ul e mic, aceste conditii vor duce la momente de coincidenta in conductie, iar asta inseamna sfarsitul experimentului. Tranzistoarele se vor distruge absolut cert. Chiar daca deadtime-ul e suficient pentru a evita asta, redeschiderea dupa blocare sau reinchiderea dupa deschidere (chestiunea e valabila si pe frontul crescator) vor conduce la un regim termic mult mai greu. Astea sunt lucrurile care trebuie evitate. Si se poate respectand formula. Conform formulei, rezistorul minim din poarta trebuie sa fie de 7,75Ω. O valoare standardizata ar fi cea de 7,5Ω iar cu ea, acesta e efectul:

56

Dupa cum se vede pe detaliu (tot 100ns/div), lipsesc oscilatiile parazite. Coborarea are nevoie de cca. 80ns dar intre 7 si 4V estimez un timp de 10-15ns. Acest timp de comutatie este maximul ce se poate obtine in aceste conditii, fara oscilatii parazite.N-am postat asta cu pretentia de a calcula exact rezistorul necesar (care de fapt se doreste de o valoare minima dar minima e impusa de conditii) pentru ca nu se poate masura in conditii uzuale valoarea inductantelor parazite. Dar daca se pot estima, e ok. Ceea ce se poate face insa, este de a monta minimul rezistorului permis de driver in poarta si cresterea valorii lui daca se observa cu osciloscopul oscilatii parazite in poarta. De asemenea, pentru a putea utiliza un rezistor cat mai mic ca valoare, trebuie micsorata inductanta parazita: terminale scurte la MOS si driver, trasee cat mai scurte intre filtrajul driverului si MOS fara curbe sau franturi, decuplarea electroliticului de filtraj cu un multistrat ceramic cu terminale foarte scurte sau smd, rezistor noninductiv preferabil smd (cele cu carbon au uneori 2-3 spire prin rectificare la valoarea dorita), etc. Dar mai ales vizualizarea cu si fara sarcina la o oarecare tensiune si crescator, capacitatea drena-poarta influenteaza si ea. Mai bine se obtine un timp de comutatie mai lung decat oscilatii parazite. Sigur, cel mai bine e un timp cat mai scurt fara oscilatii. Dar rezistorul nu poate fi oricat de mic ca valoare. Asta e.

MembruReferitor la comanda corecta a mosfetilor...Am folosit prima data driver dedicat,un TC4422,de 9A,la recomandarea lui smilex.Neancrezator fiind totusi,am testat comparativ un driver realizat cu componente discrete,mai exact un totem pole cu mosfeti.Desi rezultatele au fost apropiate,am folosit foarte rar totem pole,mai tot timpul drivere dedicate.Acestea mai prezinta un avantaj,pe care l-am observat cu diverse ocazii.Pot reface un semnal nu tocmai corect primit la intrare si asta datorita unui comparator intern cu histerezis.Am avut surpriza placuta sa vad pe iesirea driverului,un semnal perfect dreptunghiular,desi la intrare acesta era mai degraba trapezoidal,sau

57

prezenta oscilatii sub 5V,care altfel ar fi deschis mosfetul.Dimensiunile mici permit in plus reducerea inductantelor amintite anterior de smilex.Referitor la rezistenta din grila,recunosc ca n-am calculat-o niciodata,am tatonat valoarea optima,dupa cum s-a amintit anterior de smilex,plecand de la rezistenta minima suportata de driver.Daca observam apariatia oscilatiilor,maream rezistenta pana la disparitia acestora.S-a amintit de asemenea decuplarea obligatorie a alimentarii cu condensatori ceramici in paralel cu electroliticii de filtraj.Fara decuplarea respectiva,am reusit sa ard module IGBT,de 200A,in gol.De atunci,mi-am facut un stoc de condensatori multristat,de diverse tensiuni si capacitati,pe care nu ezit sa-i folosesc.Smilex,ai amintit in cateva randuri,importanta cablajului folosit in sursele in comutatie.As avea rugamintea cand timpul iti va permite,sa prezinti aici cateva reguli pentru proiectarea corecta a acestuia.Recunosc ca eu unul le cam fac dupa ureche,asa ca eventualele sfaturi ar fi binevenite.

SmilexDa, cam asta se poate face cu gasirea rezistorului potrivit. Dar necesita osciloscop. Despre cablaj, daca e vorba de inductante parazite, atunci distante cat mai mici, decuplari corecte si trasee drepte (cat mai). Daca e vorba de reguli generale, nu vad ce-as putea sa spun in plus fata de ceea ce se cunoaste. Cele mai importante in comutatie (si nu numai), sunt buclele de masa. Dar pentru astfel de discutii trebuie exemple, deci proiectarea si reproiectarea unor cablaje cu variante bune si gresite. Pentru mine e cam peste mana, dar daca marian citeste asta, are ceva exemple pe care le poate posta (ceva sursa buck parca). Eu i-am sugerat niste modificari fata de original, pot explica de ce am facut-o.Renunti la stilul Danyk?

^ Asta si sper, sa ajute in intelegerea functionarii. Sigur ca se pot obtine rezultate bune si fara a cunoaste multe, dar e o chestiune de noroc. Insa cunoasterea conduce spre performanta. Iar abordarile sofisticate, oricat ar fi de realiste, adesea nu duc spre cunoastere ci mai degraba spre disperare sau dezinteres. Sper sa fi fost cat mai simplu in exprimare, insa lipsa intrebarilor la subiecte ma face sa nu-mi dau seama ce lipseste. Evident insa ca trebuie un bagaj minim (destul de consistent) de cunostinte.Condensatorii de filtraj pot fi de orice valoare, dar exista niste conditii de functionare si niste efecte de care trebuie sa se tina cont. Capacitatea dorita se poate obtine cu un condensator sau mai multi in paralel. Aceasta hotarare vine de la variatia de curent si ESR-ul condensatorului (pdf), tinand cont ca acele condensatoare in paralel au ca echivalent si esr-ul in paralel, adica mai mic. In plus, daca te uiti in pdf-ul unui condensator, vei vedea ca patru (de exemplu) condensatoare in paralel vor avea un ESR mai mic decat capacitatea unui condensator de patru ori mai mare. Adica se poate obtine un esr mai bun cu 4x1000uF decat cu 1x4700uF.Situatia este identica si la varful maxim de curent suportat de un condensator. Varful de curent este dat de variatia din inductanta, nicidecum de curentul maxim al consumatorului. De exemplu la o variatie de 1A prin inductanta si un consumator de 6A, curentul suportat de condensator este cel de 1A. Ar fi bine ca acel curent de 1A sa nu fie si maximul prevazut de producator in pdf, ci cel mult 50% din maxim. Asta te poate face sa te hotaresti daca utilizezi mai multi in paralel sau doar unul.Tensiunea se recomanda cu 20-30% mai mare decat stabilizata, dar eu merg mai departe si spun ca trebuie sa fie mai mare decat maximul posibil al impulsului

58

care ataca inductanta, maxim dat de retea si raport de transformare. De exemplu daca doresti 20V stabilizati, nu folosi condensatoare de 25V, ci daca maximul posibil de varf cu care ataci inductanta este de 40V, atunci condensatoarele sa fie de 50V, chiar daca tensiunea stabilizata e de 20V. Asta pentru ca in cazul in care sursa nu stabilizeaza (de nedorit) situatia sa conduca la minim de pierderi. Nu merita facute economii pentru un produs unic sau serie foarte mica.Capacitatea si ESR-ul determina un riplu de tensiune calculabil. Si asta poate fi un criteriu de alegere, cu toate tensiunea se poate filtra si ulterior cu un FTJ.Daca sursa nu are softstart sau inductanta, capacitatile mari consuma un curent enorm la pornire. Nu e neglijabil. Sursa se poate folosi pentru o sarcina rezistiva, inductiva sau audio. In domeniul audio, este necesara decuplarea si la frecvente audio minime. Dar in general, este de dorit o capacitate mai mica, raspunsul sursei e mai bun.Toate sunt criterii care te pot face sa alegi o capacitate anume, formata din unul sau mai multe condensatoare. Capacitatea totala si esr-ul echivalent influenteaza caracteristica globala si reteaua de reactie necesara amplificatorului de eroare.

Referitor la cablajul lui marian, am sa revin.

In ce priveste cablajele, as incepe cu primul. Am desenat cu rosu traseul curentului de forta de la condensatorul de alimentare la primul cond de filtraj, cu galben traseul de comanda de la condensatorul aferent comenzii la MOS iar cu albastru punctele de masa pentru etajele care consuma putin: oscilator amplificatoare operationale, etc.

Dupa cum se vede, traseul de forta este lung, inevitabil determina caderi mari de tensiune, chiar daca vorbim de milivolti. Mai rau este ca se suprapune cu cel de comanda destul de mult, dar si mai rau este ca de pe puncte diferite ale celor doua trasee suprapuse se extrag diverse trasee de masa pentru diversele etaje ale restului montajului, trasee care obligatoriu ar trebui sa aiba aceiasi referinta de masa. Habar n-am care pot fi efectele, e prea complexa situatia.Marian se plangea de o oarece instabilitate care intr-o oarecare masura a fost parca

59

compensata cu un condensator x2 (de retea, antiparaziti) plasat strategic intre anumite puncte. Mie imi pare un hazard o astfel de stabilitate. Oricum, e un buck cu comanda in curent, deci destul de fiabil chiar si instabil.Al doilea cablaj e mult mai mic, componentele de forta stau mai adunate de-o parte si determina un traseu mai scurt. Culorile sunt aceleasi:

Cum se vede, traseul de forta (rosu) e mai scurt, coincide cu comanda MOS (galben) doar atat cat e necesar, dar cel mai important, traseul de masa (albastru) al restului componentelor (care consuma foarte putin si nu determina caderi de tensiune) pleaca din acelasi punct, adica este absolut identic ca referinta, nu pot exista tensiuni diferite nici macar de microvolti. Citirea de pe sunt (smd) necesita doua trasee separate, dar se face mult mai corect.Revin la ce spuneam anterior: exista niste circuite (trasee) ale diverselor etaje, circuite care trebuie bine separate si pe cat posibil toate sa conduca la acelasi punct de masa. In cazul celui de-al doilea cablaj, acest lucru nu este realizat, dar masa pleaca de la consumatorul mai mare (forta) la cel mijlociu (comanda MOS), iar apoi spre consumatorii mici. Astfel, acolo unde milivoltii conteaza, masa este aceiasi, nu se realizeaza bucle.In sensul asta conteaza cablajul. Felul in care se proiecteaza si reproiecteaza depinde de imaginatia si rabdarea fiecaruia. Ar fi bine sa se plece mereu de la premisa ca exista intotdeauna o alta solutie de cablaj mai buna decat cea gasita deja. Sau ca cea gasita deja se mai poate perfectiona.

Despre inductante si filtraj cu tor pulbere de fier.In primul rand o deosebire dintre ferita si pulbere consta in inductia maxima admisa. Pulberea de fier intre 0,6 si 1,5T iar ferita undeva la 0,35-0,4T. Daca materialul se cunoaste, saturatia se ia mai mica, sa zicem la ferita in loc de 0,35 un 0,3T iar la pulbere in loc de 0,6 un 0,5T. Daca materialul este necunoscut, valorile de 0,5 la pulbere si 0,3 la ferita ar trebui sa fie ok. De aceasta saturatie

60

trebuie tinut cont la folosirea miezului.O alta deosebire este intrefierul. La ferita se poate confectiona dupa dorinta (e mai flexibila) iar la pulbere este distribuit in material, nu poate fi modificat. Totusi, radiatiile intrefierului distribuit sunt mult mai mici (poate conta in alegere).Pentru aceiasi variatie de inductie (a se deosebi de inductie), ferita genereaza o putere mult mai mica disipata, deci un randament mai bun.Pulberea e mai ieftina.Sunt avantaje si dezavantaje care genereaza o alegere. Sau poate nu exista alt material disponibil. Dar trebuie stiut daca se poate utiliza in scopul propus un tor pulbere disponibil.Nu voi relua calculul necesar pentru ferita, e in paginile anterioare. Presupun existenta unor toruri pulbere de fier diferite marimi si necesitatea de a verifica daca ele pot fi folosite in scopul propus. Si ma intorc la semipuntea discutata in calculul transformatorului, mai precis, al inductantei serie. Datele de interes a sursei sunt: frecventa f=40kHz (perioada T=25us), maxima impulsului in secundar care ataca inductanta este U2=50V, tensiunea stabilizata Uout=30V, curentul prin consumator Iout=4A, variatia de curent dorita ∆I=1A prin inductanta vizata de 120uH. Cu mentiunea ca redresarea bialternanta dubleaza frecventa impulsurilor care ataca inductanta, deci frecventa va fi de 80kHz cu perioada de 12,5us.Si caut in cutia cu toruri gasind un tor alb+galben (pulbere cu intrefier distribuit) cu diametrul exterior de 21mm, cel interior de 12mm si grosimea de 6,5mm (estimate fara izolatii) la care aproximez o sectiune de 29mm². Diferenta dintre sectiunile cercurilor exterior si interior este de 2,33cm², iar cu grosimea estimata la 0,65cm, obtin un volum al torului estimat la 1,52cm³. Bobinez 36 spire (atat mi-a permis firul la indemana) si masor inductanta: L=56uH. Pentru a obtine o inductanta de 120uH, adica de 2,14 ori mai mare, am nevoie de radical din 2,14 ori mai multe spire, adica trebuie sa bobinez pe tor 53 spire. Sper ca il pot folosi pentru cei 120W doriti, bobinajul ar cam incape la prima vedere. Nu cunosc materialul, deci ma limitez la o inductie maxima de B=0,5T.Verificarea presupune doua etape, prima ar fi verificarea inductiei maxime de 0,5T si a doua, verificarea pierderilor in miez.Inductia.Pentru asta e nevoie de clasica formula N=U∙Ton/(B∙S) (din trafo forward) unde prin echivalarea L∙I=U∙T (legea variatiei de curent in inductanta) putem scrie N=L∙I/(B∙S) sau N= L∙∆I/(∆B∙S), e totuna pentru ca I/B=∆I/∆B. Putem astfel extrage inductia la conditii maximale B=L∙I/(N∙S)=120uH·4A/(53sp·29mm²)=480/1537=0,31T deci saturatia ar fi respectata.Pierderi in miez.Prin aceasta bobina trece un curent continuu de maxim 4A peste care se suprapune o variatie de curent de 1A. Curentul continuu de 4A nu determina pierderi in miez. Este ca si cum as pune un magnet pe miez, nu are efect. Dar acest "magnet" nu trebuie sa duca la o inductie mai mare de 0,5T in miez (aici e de 0,31), adica sa nu satureze miezul pentru ca la saturare variatia de curent va fi cu totul alta, mai mare si mai periculoasa (valoarea inductantei scade drastic). Ceea ce determina pierderi in miez este variatia inductiei ∆B determinata de variatia de curent ∆I unde se respecta relatia ∆B/B=∆I/I. ∆I respectiv ∆B vor fi mereu aceleasi (chiar si la consumatori mici), dar cresterea curentului I va conduce la cresterea B. In cazul nostru, cresterea la maximul de 4A trebuie sa insemne un maxim de 0,31T iar pentru o variatie de 1A asta inseamna ∆B=B∙∆I/I adica ∆B=0,075T. Asta inseamna +/-0,038T adica acea jumatate din ∆B va determina pierderile in miez. Altfel spus, peste acea inductie constanta de 0,31T

61

se va suprapune una de +/-0,038T, ultima generand pierderile in miez. Cei care au urmarit graficele pierderilor in ferita, isi dau seama ce inseamna 0,038T la 80kHz. E minuscul, absolut neglijabil. Dar nu si pentru pulberea de fier. Pun un grafic la indemana:

Este o caracteristica banala a Micrometals. Nu am motive sa cred ca torul meu (chinezarie) e mai bun. Dar exista si toruri pulbere cu pierderi mici sau altele cu saturatie mare, etc, in functie de diverse aliaje folosite.Si estimez pe caracteristica ce inseamna 0,038T (380gauss) la 80kHz.

62

Cam 0,38W/cm³, adica 0,58W pentru volumul meu estimat. Mult peste recomandata de 0,1W/cm² la ferita, dar nu-mi pare inadmisibil o jumatate de watt. Deci accept.

Din cele de mai sus se pot observa urmatoarele:-Torul este mai usor de confectionat si mai mic, dar nu se pot face modificari. Anumit numar de spire va determina anume inductanta si inductie.-Daca curentul maxim dorit este acelasi, pe o anumita sectiune (aceiasi), nu se poate mari numarul de spire prea mult. Din formula B= L∙I/(N∙S) putem vedea ca intrucat inductanta depinde de patratul numarului de spire, cresterea numarului de spire va creste proportional inductia (pentru acelasi curent maxim al consumatorului). Astfel, numarul de spire poate creste numai pana la atingerea inductiei maxime estimate care sa satisfaca totodata si cerinta pierderilor generate de ΔB/2. Exista posibilitatea ca in unele aplicatii acel numar de spire care satisface cele doua conditii sa fie insuficient pentru obtinerea inductantei dorite. Sau sa nu incapa in fereastra. In ambele cazuri trebuie recurs la un tor pulbere mai mare sau unul mai performant. Sau se accepta o variatie de curent mai mare cu o inductanta mai mica, dar trebuie reverificate pierderile pentru noul ΔB. Este foarte posibil ca pentru obtinerea inductantei dorite numarul de spire necesar sa fie prea mare ducand la saturatie, iar scaderea numarului spirelor sa genereze o variatie ΔI respectiv ΔB mult prea mari care sa genereze

63

pierderi inadmisibile in miez. Astfel, torul respectiv nu poate fi folosit fara a se incalzi exagerat punand in pericol si tranzistoarele din primar prin cresterea curentilor.-Daca inductanta este dintr-un filtru banal, nu exista ΔB deci nici pierderi in miez. Trebuie asigurata doar saturatia, adica se poate creste nr. spire pana la obtinerea a 0,5T (sau cat s-a estimat ca maxim). Daca chiar se depaseste limita, datorita inductantei reale mici, eficacitatea filtrului va scadea fara alte influente. Daca insa filtrul izoleaza o caracteristica Bode, este deosebit de important a se pastra inductanta estimata in simulare, adica limita saturatiei (chiar sub).Cel mai important, trebuie facuta deosebirea dintre inductie (data de componenta continua a consumatorului) si variatia inductiei (data de variatia permanenta de curent) in asemenea aplicatii. Ambele genereaza conditii care trebuie respectate. Problema valabila si la ferita. Aplicatia are in vedere si functionarea invertoarelor sinus. Aceiasi chichita. Sau buck, boost, etc.

Probabil exagerez, dar imi pare important a lamuri termenul de "filtru" (trece jos) acordat inductantei si condensatorului in avale de redresare in cazul buck, forward, etc.Rolul unui filtru este de a filtra, adica de a suprima niste frecvente, lasand sa treaca Vcc si/sau alte frecvente. Nu acesta este rolul inductantei serie. Ea acumuleaza si cedeaza energie, mediaza valoarea impulsurilor. Nu-mi pasa cine si ce literatura emite, este mult mai important a intelege functionarea. Cei care nu sunt de acord, pot sa se intrebe daca termenul "filtru" se potriveste inductantei din boost care functioneaza pe acelasi principiu al acumularii de energie si eliberarea ei prin autoinductie. Iar de la boost la flyback e un pas scurt (separare galvanica), eventual poate si secundarul flyback este un filtru…Am denumit-o inductanta serie anume pentru a nu aparea confuzia asta, mi-ar fi fost mult mai usor de tastat 6 litere. Configuratia identica cu a unui FTJ poate crea confuzii in intelegerea functionarii, macar denumirea sa difere. Eu nu am nimic impotriva a-l denumi filtru (termen intalnit in unele lucrari pentru care am tot respectul), dar nu este, el nu filtreaza, nu suprima frecventa de lucru lasand sa treaca o tensiune continua pentru simplu fapt ca acea tensiune continua nici macar nu exista. El construieste tensiunea continua din impulsuri. Care ulterior poate fi filtrata, cu un FTJ.

64