Tema de casa Electronica 2

-Tema 2-

Profesor coordonator: Doina Moraru

Student: FRUNZA Marian Andrei

Grupa 132 EAN=5, grupa 122B

Enunt : Sa se calculeze un generator de semnal sinusoidal avand in component un oscillator cu amplificator operational si o retea Wien.

N=5

Grupa:122 B

Frecventa de oscilatie variabila intre:

F0min =300+50*n=300+50*5=550 Hz

F0max= 200+5*n=200+5*5=225 KHZ

Amplitudinea semnalului de iesire variabila intre (200mV si 3V)

Tensiunea de alimentare pentru schema adoptata realizata cu sursa de tensiune stabilizata folosind elemente de reglaj serie tip 723 poate fi: +/- 15 V=E;

Criteriul minim debitat de sursa J0min =0,4 A;

Rezistenta de sarcina aplicata la iesirea generatorului de semnal sinusoidal va fi Rs1=100Ω;

I. Prezentare generală

Generatorul este format din următoarele blocuri:

– un oscilator realizat cu un circuit Amplificator Operaţional având frecvenţa reglabilă în trepte şi fin între 550Hz şi 225KHz.

– o sursă de alimentare stabilizată care alimentează Amplificatorul Operaţional cu o tensiune bipolară ±15V

Schema de principiu (schema bloc)

Fig. 1. Schema bloc a generatorului de semnal sinusoidal

Asa cum se observa , circuitul principal al oscilatorului este amplificatorul cu reactie negativa. Acest circuit are doua intrari: una inversoare , notata pe schema cu “-”, si una neinversoare notata pe schema cu “+“.Semnificatia lor este aceea ca amplificatorul amplifica de fapt diferenta semnalelor de la cele doua intrari ,cea neinversoare, respectiv cea inversoare. Astfel la iesirea amplificatorului vom avea un semnal :

Uies= A(Uin+-Uin

-)

Unde:Uies este tensiunea la iesirea amplificatoruluiUin

+ tensiunea la borna neinversoareUin

- tensiunea la borna inversoareA amplifiacrea amplificatorului in prezenta reactiei negative.

Inainte de a proiecta propriu-zis amplificatorul, vom proiecta reteaua de reactie negativa , ai carei paremetri vor determina proiectarea amplificatorului.Reteaua de reactie negativa este un circuit RC cu proprietati de selectivitate , in sensul ca prezinta un maxim al

+/-15V

caracteristicii de transfer, FW()=

UiesUin , unde Uies,Uin sunt tensiunile de iesire , respectiv de

intrare ale retelei de reactie negativa .

II.2.1. Reţeaua dublu gamma

Schema reţelei dublu gamma este:

Fig. 2. Reţea dublu gamma

Funcţia de transfer a acestui circuit este:

β (ω )=V 2

V 1

=V 2

V⋅V

V 1

V 2

V=

1jω C2

R2+1

jω C2

= 11+ jω C2 R2

VV 1

= Z

Z+1

jω C1 unde Z=R1‖(R2+

1jω C2

)astfel

Z=R1( R2+

1jω C2

)

R1+R2+1

jω C2

=R1(1+ jω C2 R2 )

1+ jω C2( R1+R2 )

, deci

VV 1

=jω C1 Z

1+ jω C1 Z=

jω C1 R1(1+ jω C2 R2 )1+ jω C2 (R1+R2 )+ jω C1 R1(1+ jω C2 R2 ) şi deci expresia

funcţiei de transfer este:

β (ω )= 1

1+C2

C1

+C2 R2

C1 R1

+ j(ω C2 R2−1

ω C1 R1

).

ω0

ω0

β(ω)

φ(ω)

90°

–90°

Modulul funcţiei de transfer este dat de relaţia:

|β (ω)|= 1

√(1+C2

C1

+C2 R2

C1 R1

)2+(ω C2R2−1

ω C1 R1

)2

.Maximul funcţiei se obţine când a doua paranteză se anulează de sub radical se

anulează, adică pentru

ω0=1

√ R1 R2 C1 C2 , de unde

f 0=1

2π√ R1 R2 C1 C2 .În cazul particular R1 = R2 = R şi C1 = C2 = C relaţiile devin:

ω0=1

RC , f 0=

12πRC ,

|β (ω0)|=13

Fig. 3. Caracteristicile de transfer si fază pentru reţeaua dublu gamma

II.2.2. Reţeaua dublu T

Reţeaua dublu T este formată din două celule T, aşa cum se poate vedea şi din schemă:

Fig. 4. Reţeaua dublu T

Funcţia de transfer a acestui circuit este:

β (ω)=V 2

V 1

=2k−ω2+ j(2kω− 1

ω )2+2k+ 1

k−ω+ j [(2+2k+ 1

k )ω− 1ω ]

unde

ω= ωω0 şi

ω0=1

CR

La frecvenţa caracteristică ω0 funcţia de transfer devine:

β (ω0)=k (2k−1)2k2+k+1

Se disting 3 cazuri în funcţie de valorile pe care le ia parametrul k: k<0,5 – funcţia de transfer este reală si negativă la frecvenţa de lucru,

circuitul comportându-se ca un filtru trece bandă k=0,5 – funcţia de transfer este 0, deci apare o rejecţie completă a

semnalului k>0,5 – funcţia de transfer este reală si pozitivă, circuitul se comportă ca

un filtru opreşte bandăDatorită complexităţii sporite nu vom alege pentru proiectarea oscilatorului reţeaua

dublu T ci o reţea Wien.

II.2.3 Reţeaua Wien

Reţeaua Wien, este cel mai folosit circuit RC pentru reacţia pozitivă din oscilatoare.

Schema retelei Wien este urmatoarea:

Funcţia de transfer a reţelei Wien are expresia:

β (ω)=V 2

V 1

=R2‖

1jω C2

R1+1

jω C1

+R2‖1

jω C2

=

R2

1+ jω C2 R2

R2+1

jω C1

+R2

1+ jω C2 R2 ⇒

β (ω)= 1

1+R1

R2

+C2

C1

+ j(ω R1C2−1

ω R2C1)

modulul acesteia fiind:

|β (ω)|= 1

√(1+R1

R2

+C2

C1)

2

+(ω R1C2−1

ω R2C1)2

care prezintă un maxim de

valoare

1

1+R1

R2

+C1

C2 pentru

ω0=1

√ R1 R2C1C2

În cazul particular în care R1 = R2 = R şi C1 = C2 = C relaţiile devin:

β (ω0)=13 ,

ω0=1

RC , f 0=

12π RC

În proiectarea oscilatorului vom folosi acest caz particular deoarece rapoartele

R1

R2 şi C2

C1 trebuie sa fie constante şi asta ar face acordul oscilatorului mai dificil.

ω0

ω0

φ(ω)

90°

–90°

2

1

2

1

CC

RR

1

1

β(ω)

Fig. 6. Caracteristicile de transfer şi faza a reţelei Wien

De o importanţă deosebită sunt şi aspectele legate de impedanţele de intrare şi ieşire ale reţelei Wien , care trebuie să satisfacă anumite relaţii împreună cu impedanţele de intrare , respectiv de ieşire ale amplificatorului . Aceste relaţii sunt legate de condiţiile de idealitate în care a fost dedusă analitic caracteristica de transfer a reţelei . În aceste condiţii de idealitate , impedanţa de ieşire a amplificatorului (considerat ca generatorul care atacă reţeaua) a fost considerată nulă , iar impedanţa de intrare la borna neinversoare a amplificatorului (considerată ca sarcină a reţelei Wien) a fost considerată infinit de mare (reţeaua în gol). Cum aceste valori nu pot fi obţinute practic , se va căuta ca rezistentele de intrare , respectiv ieşire ale amplificatorului să satisfacă condiţiile de idealitate prin inegalităţile:

Ramplificatoriesire<< RWien

intrare

Ramplificatorintrare>>RWien

iesire

Se calculează analitic impedanţele de intrare ale reţelei Wien la 0:

RWienintrare=3R

RWieniesire=

3R2

Astfel se va proiecta oscilatorul, astfel încât condiţiile de mai sus să fie îndeplinite. Realizarea unei reţele Wien a cărei frecvente f0 să poată fi reglată în cazul nostru pe aproape trei decade (30Hz-28kHz) se va face prin introducerea , în locul rezistentelor din reţea a unor rezistente variabile între Rmin şi Rmax astfel încât

fmin>

12 πRmaz C si fmax<

12 πRminC .

Schema retelei Wien este data mai jos:Cum introducerea doar a rezistentelor variabile nu este eficace in cazul gamei largi de

frecvente , se vor folosi 3 condensatoare pe fiecare decada.

Fig. 7. Reţeaua de reacţie pozitivă

Astfel aşa cum se poate observa şi din schema reţelei de reacţie pozitivă se foloseşte un comutator care face trecerea între cele 3 benzi, în timp ce potenţiometrul stereo realizează reglajul fin. Potenţiometrul stereo este alcătuit din două potenţiometre cu aceeaşi valoare a rezistenţei, aţezate pe acelaşi ax, astfel încât la orice moment cele două potenţiometre sa aibă aceeaşi valoare.

II.2.4. Proiectarea Reţelei Wien:

Am împărţit aşadar, gama 50Hz..500Hz în trei benzi alese în felul următor:

Banda I:650Hz…75KHz Banda II:75KHz…150KHz Banda III:150KHz…225KHz

Am ales benzile astfel încât sa fie acoperit cât mai facil domeniul de frecvente dat.Potenţiometrul stereo care realizează reglajul fin se produce în puţine valori de aceea

suntem nevoiţi sa începem proiectarea reţelei plecând de la alegerea acestuia. Vom alege un potenţiometru cu valoarea de 10KΩ cu o toleranţă de ±5%. Potenţiometrele cu peliculă de carbon

prezintă o variaţie destul de mare cu temperatura a rezistenţei, având un coeficient ce poate ajunge la –1200ppm/°C, ceea ce se traduce într-o creştere a toleranţei cu încă 5% în gama de temperaturi 0–60°C. Astfel în calcule vom considera că potenţiometrul are o toleranţă de 10% care astfel acoperă variaţia maximă a valorii rezistenţei.

Vom proiecta acest circuit pentru cazurile cele mai defavorabile, folosind rezistenţe din seria E96, care prezintă o toleranţă de ±1% şi condensatoare din seria E12, care prezintă o toleranţă de ±10%. Folosim aceste componente ce prezintă toleranţe mici pentru o precizie cât mai mare a reglajului şi pentru o depărtare cât mai mică de la frecvenţele minimă şi respectiv maximă alese pentru fiecare bandă.

În cazul cel mai defavorabil frecvenţele de sus şi respectiv de jos ale benzii sunt date de relaţiile:

f Max=1

2π RMaxCMax respectiv f min=

12π (Rmin+P )Cmin

unde: fMax este frecvenţa maximă din bandăfmin este frecvenţa minimă din bandă

RMax este valoarea maximă a rezistenţei RMax=

101100

R

Rmin este valoarea minimă a rezistenţei Rmin=

99100

R

CMax este valoarea maximă a condensatorului CMax=

110100

C

R şi C sunt valorile nominale are rezistenţei respectiv condensatorului

Plecând de la aceste formule prin calcule se ajunge la ecuaţia:

2π C9

10f min Rmin+2π C

910

f min P=1

în care înlocuind C=10

22π fMax RMax se ajunge la o ecuaţie de ordinul I în R, din care putem afla valoarea lui R:

R=9fmin P

11101100

f Max−999100

f min

Din acest rezultat observăm că R nu se modifică la schimbarea benzii deoarece atât fmin cât şi fMax cresc de 10 ori şi raportul rămâne aproximativ constant. Ceea ce ne permite să calculăm valoarea rezistenţei, iar pentru modificarea benzii se vor schimba valorile capacităţii condensatorului C.

Astfel din calcule, pentru banda I rezultă R=0.66Ω . Se observă că această valoare respectă condiţiile de idealitate, deci mai departe putem considera amplificatorul operaţional ca fiind ideal.

Pentru banda :650Hz…75KHz

Calculam condensatorul reţelei Wien plecând de la f Max=

12π RMaxCMax :

CMax=1

2π fMax RMax

≃662nFdin care rezultă C=602nF.

Pentru acest caz : f min≃650Hz şi f Max≃75KHz

Banda II: 75KHz…150KHz:

CMax=1

2π fMax RMax

≃0 ,8mF, deci C=0,8mF

Banda III: 150KHz…225KHz:

CMax=1

2π fMax RMax

≃0,4mF, deci C=0,4nF

Alegem patru condensatoare într-o grupare derivaţie: 2 condensatoare ceramice multistrat de 4,7nF şi respectiv 1,5nF şi două condensatoare ceramice disc cu valorile e 100pF, respectiv 150pF

În cazul în care R şi C au valorile nominale f min=2286Hz şi f Max=31,116KHz , deci banda de frecvenţe propusă este atinsă.

După cum se observă în cazul cel mai defavorabil benzile se continuă astfel încât sa fie acoperită întreaga gamă de frecvenţe, iar în cazul în care componentele au valori apropiate de cele nominale benzile se suprapun. Astfel toate frecvenţele din gamă sunt atinse indiferent de valoarea componentelor aflate în toleranţa specificată de producător.

1000rd

(Ω)

500

200

II.3. Reţeaua negativă

Fig. 8. Reţeaua de reacţie negativă

Acest circuit este realizat cu un tranzistor TEC-J şi are rolul de a menţine amplificarea circuitului la valoarea 3 atunci când semnalul la ieşire este de 4V, în conformitate cu relaţia lui Barkhausen. Atunci când semnalul de ieşire tinde să crească , amplificarea circuitului scade, iar cănd semnalul scade, amplificarea creşte.

Pentru tensiuni de drenă-sursă mici (mai mici de 0,4V pentru tranzistoarele de mică putere) tranzistorul se comportă ca o rezistenţă dependentă de tensiunea VGS:

rd=rdo

1−V GS

V T cu rdo=

V T

2IDSS

Reacţia negativă este realizată folosind un divizor de tensiune format din R16 şi R15+rd

unde rd este rezistenţa canalului tranzistorului TEC-J, care aşa cum am expus mai sus este dependentă de tensiunea VGS în anumite condiţii.

Vom folosi un tranzistor BF256 cu VT=2V, IDSS=10mA.

Dacă VGS=KVo , (K subunitar) atunci rd este o funcţie crescătoare de Vo.

Tensiunea VGS se obţine din tensiunea sinusoidală de la ieşire, folosind un redresor monoalternanţă (realizat cu dioda D12 de tip 1N4148) cu filtru capacitiv (R16, C18), astfel încât pentru foR16C18>>1 rezultă VGS=KVo.

Dacă alegem K= 1

10 rezultă VGS=0,4V şi rd=125Ω. Amplitudinea tensiunii drenă-sursă se determină cu expresia:

V DS=rd

rd+R15

⋅V o

3 şi ţinând cont că VDS<0,4V rezultă R15=330Ω, iar din condiţia R-16=2(R15+rd) rezultă R16=910Ω.

Alegem R18=10KΩ şi din condiţia filtrului capacitiv f0R18C18>>1 rezultă C18=470μF. Potenţiometrul R18 are dublu rol în acest circuit, făcând parte din filtrul capacitiv şi în acelaşi timp din el se realizează reglajul tensiunii grilă-sursă a tranzistorului pentru ca rezistoarele R15 şi R16 să aibă valori standardizate.

Imediat după alimentarea cu tensiune continuă a oscilatorului V0=0V şi rd=rd0=100Ω, ceea ce înseamnă că amplificarea este mai mare de 3, ceea ce înseamnă ca oscilatorul îndeplineşte condiţia pentru apariţia oscilaţiilor. După ce tensiunea de la ieşire ajunge la 4V, rezistenţa canalului tranzistorului creşte la 125Ω şi este îndeplinită condiţia lui Barkhausen, ceea ce înseamnă că semnalul nu va mai creşte în tensiune. Dacă ar creşte semnalul de ieşire la V0=6V, atunci VGS=0,6V şi din formula dependenţei rezistenţei canalului de tensiunea grilă-sursă, rd= 143Ω şi amplificarea scade la 2,92 ceea ce înseamnă că amplitudinea oscilaţiilor scade până se revine la 4V.

Fig. 10. Oscilatorul cu punte Wien şi reacţie negativă cu TEC-J

II.4 Sursa de alimentare

Alimentarea in current si tensiune continua a aparatelor si circuitelor electronice.

II.4.1.Proiectarea transformatorului

G e n e r a l i t ă ţ i

Transformatorul este un aparat electrotehnic static, bazat pe fenomenul inducţiei electromagnetice, construit pentru a primi putere electrică, în curent alternativ, sub o tensiune U1 şi o intensitate I1 aplicată unui circuit primar şi a o reda, cu aceeaşi frecvenţă, sub o tensiune U2 şi o intensitate I2 la bornele unui circuit secundar. Din punct de vedere constructiv, un

transformator de reţea de mică putere, prezintă urmatoarele părţi componente principale: Carcasă electroizolantă; Bobinaj;

Miez feromagnetic, din tole de tablă siliciosa (format E+I, U+I, I), din benzi (cu coloane, în manta, toroidale);

Sistem de strangere a miezului magnetic şi de fixare a transformatorului de şasiul aparatului electronic.

Tipul de tolă – de obicei se utilizează tole STAS de tip E+I “economice” denumite astfel întrucât dintr-o bandă de tablă silicioasă de lăţime adecvată se obţin prin ştanţare, concomitent, două tole E şi două tole I, fără a se pierde din suprafaţa utilă a materialului. Dimensiunile tolei economice se precizează prin litera E, urmată de a[mm], care reprezintă dimensiunea de bază (parametrul) tolei. Astfel, există următoarele tipuri de tolă STAS economică: E5; E6,4; E8; E10; E12,5; E14; E16; E18; E20; E25; E32. Grosimea tolei este şi ea standardizată la valorile g1=0,35mm şi respectiv, g2=0,5mm.

Aria ferestrei tolei AF[cm2] – reprezintă suprafaţa destinată introducerii înfăşurărilor. Valoarea acesteia este:

AF[cm2] = 0,03·a2[mm] Secţiunea în fier SFe[cm2] – reprezintă aria secţiunii miezului magnetic situat în

interiorul carcasei bobinate. Mărimea sa este: SFe[cm2] = 0,02·a[mm]·b[mm], unde b[mm] reprezintă grosimea pachetului de tole Factorul de umplere a ferestrei tolei γ – definit ca raportul dintre aria totală, ocupată

de înfăşurări în fereastra tolei, At[cm2] şi aria ferestrei, AF[cm2], conform relaţiei:

unde A1[cm2] – reprezintă aria ocupată de înfăşurarea primară; A2[cm2] – reprezintă aria ocupată de înfăşurarea sau înfăşurările secundare; At[cm2] = A1[cm2] + A2[cm2] – aria totală ocupată de înfăşurări. Observaţie: pentru ca un transformator de reţea să se poată realiza uşor în producţia

de serie, valoarea optimă pentru factorul de umplere este γ0 = 0,7 dar, în general se poate accepta o valoare γ în intervalul [0,64 , 0,76]. Un factor de umplere prea mare duce la dificultăţi în faza de lamelare, la introducerea tolelor iar un factor de umplere mic este neeconomic, transformatorul fiind supradimensionat.

Proiectarea propriuzisa

Pentru a cacula parametrii transformatorului , tinem cont ca pe cele doua ramuri curentul de varf nu

depasaete 100 mA. Proiectam transformatorul la o putere de 100mA23=0.6W.

Sectiunea miezului de tole este Sf

¿10−3 √ Pf unde f este frecventa retelei 10Hz.

Rezulta , cu aceasta formula o sectiune de : 2.44 cm2.

Cu valoarea acestei sectiuni alegem tola necesara. Alegem tola de tip E16 cu a=16mm

Pentru acest tip de tole se calculeaza numarul de spire pe volt

γ=At [ cm2 ]

AF [ cm2 ]=

A1[ cm2 ]+ A2 [cm2 ]

0 , 03⋅a2 [mm ]

nv=

14 .44 fBSf ,unde B este inductia maxima in miez si care se considera 0.6…1.2 T

pentru B=0.6 , cazul cel mai nefavorabil , nv=154 spire pe volt (in primar se vor lua cu circa 10% mai

multe). Deci vor fi 169 de spire.

Valoarea efectiva va fi 8/√2=5.65V.

Rezulta pentru secundar n=154*5.65=870 spire

Pentru o incarcare in curent a conductorilor de 2A/mm2 , alegem pentru secundar diametrul

conductorullui de 0.7 mm la curentul maxim de 100mA.

In primar curentul este de

I sec undar⋅8V

220 V =3.63mA. Alegem diametrul conductorului din infasurarea

primara de 0.08 mm..

A rezultat un transformator cu urmatorii parametri:

Marimea Primar Secundar

Tensiunea: 220V 5.65VNr.de spire 37180 spire 870 spire

Curentul: 3.63mA 100mA

Puterea 0.6110%=0.66W 0.6WDiametrul conductorului 0.08mm 0.7mm

Marimea lui “a” 16mmSuprafata sectiunii miezului 2.44mm2

II.4.2. Redresorul :

Redresorul are rolul transformarii tensiunii alternative intr-o tensiune pulsatorie unipolara. Acestea pot de de mono alternanta sau dubla alternanta. Aceste pulsuri au o componeta continua destul de mica.

Filtrul este format din capacitati de ordin mari, condensatoare electrolitice, ce au rolul de filtrare pulsatorie de tensiune, in scaderea ondulatiei si in cresterea componentei continue.

Diodele alese sunt toate 1N4007.

In prezent, majoritatea surselor de alimentare pentru aparatura electronica folosesc un redresor urmat de un

filtru capacitiv. De aceea in acest proiect am ales utilizarea unui filtru capacitiv.

Redresorul este format dintr-o punte de diode.

Puntea de diode functioneaza in modul urmator: in timpul alternantei pozitive conduc diodele D

2 si D4 ,

iar in timpul alternantei negative, diodele D1 si D3 .

Schema propus

II.4.3. Stabilizatoarele

Stabilizatoarele sunt circuite electronice care se conectează între sursa de alimentare nestabilizată şi

consumator, având rolul de a menţine constantă tensiunea sau curentul consumatorului, în raport cu

variaţiile :tensiunii de intrare ale rezistenţei sarcinii (a curentului de sarcină),ale temperaturii ambiante şi

a altor factori perturbatori.

Parametrii stabilizatoarelor de tensiune

Cei mai importanţi parmetrii ai stabilizatoarelor caracterizează variaţia tensiunii de ieşire în raport cu

variaţia altor mărimi din circuit.

Stabilizarea în raport cu temperatura:

ΔVoVo . 100 (%) pentru Δ T dată;

Stabilizarea în raport cu tensiunea de intrare:

ΔVoVo . 100 (%) pentru Δ vI dată;

Stabilizarea în raport cu rezistenţa de sarcină:

ΔVoVo . 100 (%) pentru Δ Io dată;

Unde :

ΔVoVo . 100 (%) este variaţia relativă a tensiunii de ieşire măsurată în procente

Δ vI =vImax- vImin reprezintă variaţia tensiunii de intrare;

Δ Io =Iomax - Iomin reprezintă variaţia curentului de sarcină;

Δ T= Tjmax-Tjmin reprezintă variaţia temperaturii ;

Stabilizatoarele trebuie să îndeplinească în mod uzual următoarele cerinţe:

tensiunea trebuie să se menţină constantă când tensiunea reţelei variază în limitele prescrise

mărimea de ieşire trebuie să varieze cu cel mult 1-2 % în tot domeniul de temperatură şi sarcină

prescris

rezistenţa internă a stabilizatorului de tensiune trebuie să fie cât mai mică ( sub 50 mΩ )

componenta alternativă a tensiunii de ieşire trebuie să fie mică ( sub 20 mV)

randamentul energetic să fie cât mai mare

funcţionarea stabilizatorului să nu producă perturbaţii în reţea

stabilizatorul trebuie protejat la scurtcircuit sau suprasarcini

la cuplarea sau decuplarea stabilizatorului să nu apară supracurenţi sau supratensiuni care ar periclita

circuitele alimantate.

Deoarece nici un circuit electronic nu poate funcţiona fără alimentare a fost creată o mare diversitate de

circuite integrate special destinate construirii stabilizatoarelor de tensiune.

Există:

stabilizatoare integrate de uz general (de exemplu:β A 723)

stabilizatoare integrate de tensiune fixă cu 3 terminale (de exemplu :LM78xx,LM79xx)

stabilizatoare integrate de tensiune ajustabilă cu 3 terminale ( de exemplu :LM337,LM317)

stabilizatoare integrate duale cu urmărire ( de exemplu:MC1468,ROB1468 LM326)

II.5.1 Material Grafic

II.5.2 Lista de componente

Piesa Descriere

Condensator

1nF

Multilayer metallised polyester film capacitors that are epoxy resin sealed

in a flame-retardant thermoplastic case.

These low-cost capacitors have a high CV to volume ratio and are highly

reliable and stable over a very wide temperature range (-5 C to +100 C).

The capacitors are non-inductive with a standard 5mm lead spacing and

are primarily intended for PCB mounting.

Rezistor

25.356kΩ

HS25 Al house wirewound resistor,25K 25W

Potentiometru

pana la 100MΩ

Potentiometers with More than 100M Ohms at DC 500V Insulation

Resistance

Model Number: 24P1PDSHF-A

Potentiometru

3.94 MΩ

Variable Resistor / Potentiometer (RM085G-H3)

Rezistoare

10kΩ, 20kΩ,

30kΩ

Resistor 10K Ohms .25W/5%

EID-R-025-10K

Resistor 20K Ohms .25W/5%

EID-R-025-20K

Resistor 30K Ohms .25W/5%

EID-R-025-30K

Rezistor 40kΩ

Resistance Value 40kΩ Power Rating 0.5 W Temperature Coefficient

±3ppm/°C Case Style Conformal Termination Style Axial Mounting

Through Hole Technology WireWound RS Stock No. 217-3295

Manufacturer Tyco Electronics Manufacturers Part No. UPW50B40KV

Rezistor 50kΩ RESISTOR 10W 50K OHMS 5% AXIAL - 20J50KE – Resistors

Rezistor 59kΩ RESISTOR, 59K, 0805 0.1% 25PPM 0.1W Manufacturer: MULTICOMP

Order Code: 1575989 Manufacturer Part Number: MCTC0525B5902T5E

Rezistor 65Ω Resistor 65 ohm 5 watt

Workman 5W0655 65 ohm 5 watt 5% wirewound resistor.

Rezistor 470kΩ 470k Resistor 5% accuracy 1/4 watt resistors to get you started with your

BEAM experiments.

Rezistor 50Ω BOURNS - CHF1206CNT500LW - RESISTOR, 50 OHM 20W DC-

3GHZ

Rezistor 33kΩ RESISTOR 33K OHM 1/4W

Rezistor 1kΩ 1K ohm, 1/4 watt resistor

Condensator

1nF

1nF (1000pF, 102) Ceramic Disc Capacitor

Condensator

1000µF

Wet Tantalum Capacitors Cylindrical Body, Hermetically Sealed 1100 µF

Condensator

200µF

NFM Series 0.2 mF 2.0 A 50 V Chip Capacitor Type EMI Filter

Rezistor

0.9kΩ

UT20 77 1K~1G 20R~0.9K

Rezistor 100Ω RESISTOR 100 OHM 1/16W 5% AXIAL - HR01101J/8 – Resistors

Rezistor 470Ω 470 ohm, 1/4 watt resistor

Rezistor 6MΩ RES 6M OHM 5% 1206 TF

Rezistor 0.6Ω Ballast Resistor 0.6 OHM

III. Concluzii

Am putut observa faptul ca utilizarea amplificatorului operational duce la un oscilator mai stabil, acesta fiind si una din caracterisiticile puntii Wien.

O conditie importanta pentru functionarea corecta a tranzistorului de reglaj este aceea ca amplitudinea tensiunii intre drena si sursa sa nu fie mai mare decat cateva zecimi de volt. Se recomanda folosirea pentru reglajul de amplitudine a unui tranzistor TECJ avand curent de saturatie redus si tensiune de varf cat mai mare, pentru a se obtine rezistenta dinamica drena sursa de valoarea mai ridicata si

distorsiuni neliniare mai mici (la functionare UG de valoare mai mare), precum si stabilitatea termica mai

buna (tranzistorul se poate sa functioneze chiar cu deriva termica nula).

La oscilatorul cu punte Wien se poate folosi o punte cu diode pentru limitarea amplitudinii de. Atunci cand amplitudinea semnalului creste suficient de mult, rezistenta puntii scade si reactia negativa este mai puternica, determinand scaderea amplificarii amplificatorului corectat cu reteaua Wien si, ca urmare, limitarea cresterii amplitudinii de oscilatie.

Limitarea amplitudinii de oscilatie poate fi asigurata si cu un termistor dar, amplificatorul operational nu furnizeaza, de regula, la iesire, o putere suficienta pentru a comanda termistorul.

Redresoarele sunt circuite care contin cel putin un element neliniar capabil sa transforme tensiunea alternativa intr-o forma de unda cu componenta continua diferita de zero. Pe langa componenta continua, la iesirea redresorului se obtine si o componenta variabila numita ondulatie.

Redresoarele in punte au in ansamblu caracteristici mai bune : un singur secundar (cu diametrul conductorului insa ceva mai mare), un miez de fier cu sectiune mai mica, diode cu tensiune inversa maxima mai redusa (insa numarul de diode este mai mare).

Circuitul stabilizator cu dioda Zener furnizeaza practic o tensiune stabilizata fixa (ce nu se poate modifica din exterior) avand valoarea tensiunii de pe dioda Zener si prezinta un coeficient de stabilizare de ordinul catorva zeci. Fiind un stabilizator cu element de reglare de tip paralel , este neeconomic pentru sarcina de curent variabil in domeniu larg (consuma curent mare indiferent de valoarea nominala a curentului de sarcina) si se utilizeaza numai la curent de sarcina redus (cel putin cateva sute de mA).

Aşa cum se poate vedea şi din lista de componente montajul este uşor de realizat practic şi la un preţ mic.

IV. Bibliografie

http://scs.etc.tuiasi.ro/scslabs/SimboliceDCE/Oscilator.pdf;

http://www.electronica.ro/transformator.shtml;

http://www.scritube.com/tehnica-mecanica/OSCILATOARE-ARMONICE-DE-AUDIOF74832.php;

http://tet.pub.ro/mat/an3/cia_lab/lucrarea_11.pdf;

www.etc.ugal.ro/lfrangu/lectia2.doc;

Curs CEF;

‘Un tranzistor, doua tranzistoare’, Ilie Mihaescu, Editura Albatros, Colectia Cristal, Iasi, 1978;

‘Electronica aplicata, Jucarii electronice’, autori: Serban Naicu, Dragos Marinescu, Andrei

Ciontu, Editura National, Bucuresti, 1998;

Rusu A., Brezeanu Gh., Circuite electronice: Culegere de probleme pentru proiectare

Dascalu D., Rusu A., Profirescu M., Dispozitive si circuite electronice, Editura Didactica şi

Pedagogica, Bucuresti, 1982