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Stadi di potenza RF - mwl.diet.uniroma1.itmwl.diet.uniroma1.it/people/pisa/SISTEMI_RF/L05_Amplificatori di... · 22/02/2016 1 1 Stadi di potenza RF • Lostadiofinale,ostadiodipotenza,hailcompitodi

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  • 22/02/2016

    1

    1

    Stadi di potenza RF

    Lo stadio finale, o stadio di potenza, ha il compito difornire alluscita la potenza richiesta da dispositivi, qualialtoparlanti, antenne etc. Il segnale presenta pertantounampia escursione sia in tensione che in corrente e vienead interessare gran parte della retta di carico.

    Gli amplificatori, a seconda dellangolo di conduzione nel circuito di uscita (i.e. della frazione di periodo per cui il dispositivo in conduzione), possono funzionare in classe A, AB, B, C.

    2

    Limiti dellanalisi lineare

    DISTORSIONI

    p.es. BJT

    costPPG INLP

    3T

    3BE

    2T

    2BE

    T

    BEQ

    TBEBEQ

    V6v

    V2v

    Vv1Ic

    VvVexp*IsIc

    Amplificatore lineare: PL cresce linearmente con PIN

    I dispositivi reali sono non lineari

  • 22/02/2016

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    3

    Limiti dellanalisi lineare

    tcos Vv S^

    BE

    Distorsioni

    Ic

    t3cos VV

    24Ic

    t2cos VV

    4Ic

    tcos V8V1

    VVIc

    V4V1Ic

    3T

    3

    S^

    Q

    2T

    2

    S^

    Q

    2T

    2

    S^

    T

    ^

    Q

    2T

    2

    S^

    Q

    DC

    H1

    H2

    H3

    spostamento del punto di lavoro

    incremento non lineare di H1

    generazione di armoniche

    intermodulazione

    nel caso di ingresso multitono

    21 mn

    4

    DistorsioniPunto di compressione a 1dB

    Dynamic Range (DR):

    intervallo di PIN con

    guadagno lineare

    MDSPDR dB1

    (MDS=minimo segnale

    rivelabile)

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    3

    5

    Prodotti di intermodulazionePunto di intercetta del terzo ordine

    Ingresso: due toni vicini f1, f2

    Uscita: prodotti di intermodulazione;

    in particolare 121 fff2

    112 fff2

    6

    Spectral regrowth

    Generazione di armoniche e intermodulazione danno luogo ad un allargamento dello spettro

    Spettro dingresso

    Spettro duscita

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    4

    7

    Definizioni di efficienza

    Power conversion efficiency

    Misura quanto efficacemente un amplificatore converte la potenza DC assorbita dallalimentatore in potenza RF fornita al carico.

    Power-added efficiency

    Tiene conto anche della potenza di pilotaggio (e quindi del guadagno di potenza G)

    inDC

    outRF

    PP

    G11

    PPPPAE

    inDC

    inRFoutRF

    8

    Efficienza di un amplificatore

    problemi di smaltimento del calore

    limiti massimi di V ed I (SOA) limitano la massima PoutRF

    assorbimento di energia da una sorgente limitata (batteria)

    Perch importante lefficienza

    outRFdiss P11P

    % Pdiss/PoutRF %

    65 % 53.8 %

    85 % 17.6 %

    Dissipazione di potenza

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    5

    9

    Esigenze degli amplificatori di potenza RF

    Efficienza --> per minimizzare la potenza dissipata nel circuito a parit di potenza fornita al carico

    Linearit --> per limitare spectral regrowth (vincoli sulla potenza nei canali adiacenti) e minimizzare il BER (legato a distorsioni di ampiezza e di fase)

    - gestione termica del transistor- durata delle batterie in apparati mobili

    - uso di tecniche di modulazione ad alta efficienza spettrale (modulazioni di ampiezza e fase)

    10

    Compromesso linearit - efficienza

    Efficienza e linearit sono specifiche in contrasto

    Efficienza ottenuta* massimizzando lescursione del segnale

    (alta potenza)* sfruttando la saturazione delle caratteristiche

    Si perde

    linearit

    Possibile soluzione

    EFFICIENZA --> topologie di RF PA ad alta efficienza

    LINEARITA --> tecniche di linearizzazione

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    6

    11

    Classificazione degli amplificatori RF di potenza

    Amplificatori Lineari

    Classe A

    Classe AB

    Classe B

    Classe C

    EFFICIENZA

    LINEARITA

    12

    Struttura generale degli amplificatori di potenza

    Configurazione single-ended

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    7

    13

    Struttura generale degli amplificatori di potenza

    Configurazione push-pull

    14

    Amplificatori di potenza lineari

    CLASSE: indica il modo in cui il transistor polarizzato o fatto lavorare, ed valutata in base alla forma donda dellacorrente duscita per un dato ingresso (p.es. sinusoidale).

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    8

    15

    Amplificatori di potenza lineariANGOLO DI CONDUZIONE (): Porzione del ciclo dingresso (per ingresso sinusoidale) durante la quale scorre corrente nel transistor

    Classe

    A 2

    AB

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    9

    17

    Amplificatore in classe A tcosVVtV

    tcosVtV

    tcosItI

    tcosIItI

    pkCCC

    pko

    pko

    pkQC

    CCpkpk VRIV

    pkQ II 2

    pkQmax

    CCpkCCmax

    III

    V2VVV

    18

    Amplificatore in classe A

    Retta di carico

    Punto di lavoro (Q)

    max

    CCopt I

    V2R

    pkmax

    Q

    CCC

    I2

    II

    VV

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    10

    19

    Amplificatore in classe A

    RVIVP

    2CC

    QCCinDC

    R2V

    2IV

    P2pkpkpk

    outRF 21

    V2

    V2CC

    2pk

    satCCsw VVV

    CC

    sw

    V2V

    INDIPENDENTE DAL SEGNALE DINGRESSO !!!

    Effetto di Vsat:

    20

    Amplificatore in classe B - push pull

    La configurazione push-pull pu fare a meno del filtro passabandaQuesto per d luogo a distorsioni di cross-over

  • 22/02/2016

    11

    21

    Amplificatore in classe B - push pull

    tsinVVtV

    tsinVtRItV

    tsinInm

    tI

    pkCC1C

    pkooo

    pko

    CCpk2

    2

    pkopk

    maxpk

    VRInm

    Vnm

    V

    II

    max

    2CC

    opt

    Inm

    VR

    Retta di

    carico

    22

    Amplificatore in classe B - push pull

    pk

    T

    01DC

    I2dttI

    T1

    2I

    pkCCDCCCinDC

    IV2IVP

    Rnm

    2

    V2IV

    P 2

    2pkpkpk

    outRF

    785.0

    4VV

    4 CCpk

  • 22/02/2016

    12

    23

    Amplificatore in classe B

    R2V

    RVV2

    P2pkpkCC

    diss

    0VP

    pk

    diss

    CCpk

    V2V

    inDCP outRFP

    Massimadissipazione

    24

    Amplificatori lineari ad angolo di conduzione ridotto

    Si riduce la dissipazione in assenza di segnale

    Si aumenta lefficienza perch si conduce corrente per poco tempo (e con VC bassa)

    Serve BPF sul carico (e corto circuito alle armoniche)

    Occorre aumentare il livello dingresso (guadagno minore)

    pkQ II 2

    0

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    25

    Amplificatore in classe C

    26

    Amplificatore in classe C

    Vgg < VP , tensione di soglia del JFET

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    27

    Amplificatore in classe C Circuito equivalente dinamico: Sul drain del JFET la capacit,

    il trasformatore ed il carico RL possono essere assimilati ad un risonatore parallelo, accordato alla frequenza del segnale VS.

    28

    Amplificatore in classe CVM: tensione dingresso che corrisponde a IC=Imax

    VT: tensione dingresso che corrisponde a IC=0

    dinamica dingresso: VS=VM-VQ

    angolo di conduzione =2

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    15

    29

    Amplificatore in classe CIl calcolo del rendimento di conversione viene svolto considerandodue tipi di andamento della corrente di drain: lineare (approssimato) e quadratico (reale).

    Approssimazione lineare dellespressione della corrente di Drain:

    Espressione reale della corrente di Drain (quadratica):

    20STGSQD tcosVVVGtI

    tcosVVVGtI 0STGSQD

    30

    Amplificatore in classe CCaso lineare:

    Calcolo della ID(0), componente della corrente di drain calcolata alla frequenza di lavoro.

    .2sin22VG

    dttcosVtcosVVGT2dttcostI

    T2I

    ccS

    0c

    0c0

    2S0TGSQ

    0

    0c

    0c0D

    00D

  • 22/02/2016

    16

    31

    Amplificatore in classe CCaso lineare:

    Calcolo della D:

    Rendimento:

    .cossinVGdttcosVVVTGdttI

    T1I cccS

    0c

    0c0STGSQ

    0

    0c

    0cD

    0D

    ccc

    cc

    D

    0Dmax cossin4

    2sin2I2

    I

    32

    Amplificatore in classe CCaso quadratico:

    Calcolo della ID(0), componente della corrente di drain calcolata alla frequenza di oscillazione.

    .cossin21cossin

    31sincossinVG2

    dttcosVTG2dttcosVV

    TVG2dttcosVV

    TG2

    dttcostcosVVVTG2dttcostI

    T2I

    ccccc3

    cc2

    c

    2S

    0c

    cc0

    22T

    0

    0c

    cc0TGSQ

    0

    S0c

    cc0

    2tGSQ

    0

    0c

    cc0

    2

    0STGSQ0

    0c

    cc0D

    00D

  • 22/02/2016

    17

    33

    Amplificatore in classe CCaso quadratico: Calcolo della D:

    Rendimento:

    .sincos22sin41

    21cosVG

    dttcosVVTVG2dttcosV

    TG

    dtVVTGdttcosVVV

    TGdttI

    T1I

    ccccc2

    c

    2S

    0c

    cc0TGSQ

    0

    S0c

    cc0

    2S

    0

    0c

    cc

    2TGSQ

    0

    0c

    cc

    2

    0STGSQ0

    0c

    ccD

    0D

    ccc2c

    cccc3

    c

    D

    0Dmax

    2sin43

    21cos

    2sin41cossin

    34sin2

    I2I

  • 22/02/2016

    1

    1

    Reti di adattamento - 1

    Generalit:

    Nel progetto amplificatori a RF si ricorre alluso delle reti di adattamento dando luogo ad una metodica di progettazionesostanzialmente diversa da quella usata in BF.

    Richiamo: in BF ladattamento consiste nel realizzare una dellecondizioni:

    ZgZl adattamento in corrente

    2

    Reti di adattamento - 2

    Richiamo: trasformatore ideale definito dal rapporto di spire:

    g2

    2LOAD

    Rn'Rg

    nVg'Vg

    nRZin

  • 22/02/2016

    2

    3

    Reti di adattamento - 3

    La seconda equivalenza mette in evidenza una proprietimportante del trasformatore ideale e, pi in generale,delle reti prive di perdite:

    g2

    22

    Rn'Rg

    Rg8Vg

    'Rg8'VgPavnVg'Vg

    La potenza disponibile non viene alterata dalla rete senza perdite, ma viene associata ad una diversa impedenzadi sorgente.

    4

    Reti di adattamento a banda stretta

    Reti con sezioni a L (2 elementi).

    Reti antirisonanti, a T e a PI (3 elementi).

    Reti con trasformatori. Accordati sul primario A presa centrale Accordati su primario e secondario

  • 22/02/2016

    3

    5

    Reti con sezioni ad L /1

    La rete di adattamento costituita da 2 elementi, il primo trasforma il carico, il secondo effettua laccordo.

    WARNING: Con tali configurazioni non possibile scegliere indipendentemente il Q e la frequenza di risonanza.

    6

    Reti con sezioni ad L /2Configurazioni che permettono di abbassare la resistenza

    RL RLR R

    LR'R

  • 22/02/2016

    4

    7

    Reti con sezioni ad L /3Configurazioni che permettono di aumentare la resistenza

    LR'R

    RL RLR R

    8

    Reti con sezioni ad L /4

    Esempio di dimensionamento: Trasformazione di un carico da 50 a 250 a 50

    MHz

    50

    Trasformazione S->P

    250

    4Q)Q1(R'R 22

    H318.0LR/LQ

    pF5.25)'L/(1C 20

    H3975.0)Q/11(L'L 2

  • 22/02/2016

    5

    9

    Reti antirisonanti, con sezioni a T e PI /1

    La rete di adattamento costituita da 3 elementi, i primi 2 trasformano il carico, il terzo effettua laccordo.

    Con tali configurazioni possibile scegliere indipendentemente il Q e la frequenza di risonanza.

    10

    Reti antirisonanti, con sezioni a T e PI /2

    La resistenza trasformata 2 volte, il Q complessivo circa la met di quello pi alto tra i due.

    Il Q pi elevato sintonizzabile e pertanto la banda passante si pu variare indipendentemente da f0.

    R RR R

    Rete a T Rete a PI

    B2 B1B3

    X1 X2X3

  • 22/02/2016

    6

    11

    Reti con sezioni a PI /1

    R RB1B3

    X2

    R - j / B1R - j / B3

    12

    Reti con sezioni a PI /2

    Una prima trasformazione P->S diminuisce R, la seconda trasformazione S->P e aumenta R.

    )Q1/(R'R 21

    )Q1('R"R 22)Q1()Q1(R"R 2

    1

    22

    Se la trasformazione deve diminuire R: Q1 > Q2 Se la trasformazione deve aumentare R: Q2 > Q1

  • 22/02/2016

    7

    13

    Reti con sezioni a PI /3

    Q1 il fattore di merito associato a R ed al primo elemento della rete B1:

    Limpedenza ottenuta guardando verso destra vale:

    dove:

    E quindi la reattanza ottenuta guardando verso destra :

    RBQ 11

    )Q/11(B'B 2111

    11

    1 Q'R'B1'X

    R + j X1= R - j / B1

    14

    Reti con sezioni a PI /4 Q2 il fattore di merito associato a R ed al terzo elemento

    della rete B3:

    La reattanza ottenuta guardando verso sinistra vale:

    Per ladattamento occorre annullare la reattanza complessiva:

    "RBQ 32

    )Q/11(B'B 2233 23

    3 Q'R'B1'X

    0'XX'X 321 )QQ('RX 212

  • 22/02/2016

    8

    15

    Reti con sezioni a PI /5

    Se si vuole aumentare la resistenza, il Q massimo (che fissa la banda passante) pari a Q2. Se la si vuole diminuire Q massimo pari a Q1.

    In entrambi i casi si pone: Qmax = 2Q specificato (si utilizza lapprossimazione che il fattore di merito circa pari alla met del pi alto tra i 2).

    PROCEDURA DI PROGETTO

    R"R 2max QQ R"R 1max QQ

    16

    Reti con sezioni a PI /6

    Si calcola il valore intermedio R:

    Si sceglie anche laltro Q dalrapporto di trasformazione:

    Si determinano B1 e B3: B1 = Q1 / R B3 = Q2 / R Si determina X2: X2 = R(Q1 + Q2)

    PROCEDURA DI PROGETTO

    )Q1()Q1(R"R 2

    1

    22

    R"R R"R )Q1/(R'R 21

    )Q1/("R'R 22

  • 22/02/2016

    9

    17

    Reti con sezioni a PI /7ESEMPIO DI PROGETTO

    Si voglia adattare un carico di 50 verso una sorgente di 12.5 alla frequenza di 10.0 MHz, con un Q caricato pari a 2.5.

    La trasformazione fa diminuire la resistenza e pertanto il Q pi elevato il primo. Qmax = 22.5 = Q1.

    Si sceglie una rete che ha una capacit come primo elemento: 0C1 = Q1/R => C1 = 1.59 nF.

    Si determina il valore di Q2 a partire da Q1 e dal rapporto di trasformazione: Q2 = [12.5 / 50 (1 + 5 2)] 0.5 = 2.35

    Si calcola la reattanza del secondo elemento: X2 = 50 (5 + 2.35) / (1 + 52) = 14.13 = 0L2 => L2 = 225 nH.

    Si calcola la capacit di accordo: 0C3 = Q2/R => C3 = 3 nF.

    18

    Reti con sezioni a PI /8ESEMPIO DI PROGETTO

    0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

    freq, MHz

    -50

    -40

    -30

    -20

    -10

    0

    dB(S

    (1,1

    ))

  • 22/02/2016

    10

    19

    Reti con sezioni a PI /9ESEMPIO DI PROGETTO

    0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

    freq, MHz

    0.0

    0.5

    1.0

    1.5

    2.0

    2.5

    3.0m

    ag(Q

    )

    m1freq=10.00MHzmag(Q)=2.514

    m1

    20

    Reti con sezioni a T /1

    R R

    X1X3

    B2 G - j / X1G - j / X3

  • 22/02/2016

    11

    21

    Reti con sezioni a T /2

    Una prima trasformazione S->P aumenta R, la seconda trasformazione P->S e diminuisce R.

    )Q1(R'R 21

    )Q1/('R"R 22)Q1()Q1(R"R

    22

    21

    Se la trasformazione deve diminuire R: Q1 < Q2 Se la trasformazione deve aumentare R: Q2 < Q1

    22

    Reti con sezioni a T /3

    Q1 il fattore di merito associato a R ed al primo elemento della rete X1:

    La suscettanza ottenuta guardando verso destra vale:

    R/XQ 11

    )Q/11(X'X 2111 'R/Q'X1'B 11

    1

  • 22/02/2016

    12

    23

    Reti con sezioni a T /4 Q2 il fattore di merito associato a R ed al terzo elemento

    della rete X3:

    La suscettanza ottenuta guardando verso sinistra vale:

    Per ladattamento occorre annullare la suscettanza complessiva:

    "R/XQ 32

    )Q/11(X'X 2233 'R/Q'X1'B 2

    33

    0'BB'B 321 'R/)QQ(Y 212

    24

    Reti con sezioni a T /5

    Se si vuole aumentare la resistenza, il Q massimo (che fissa la banda passante) pari a Q1. Se la si vuole diminuire Q massimo pari a Q2.

    In entrambi i casi si pone: Qmax = 2Q specificato (si utilizza lapprossimazione che il fattore di merito circa pari alla met del pi alto tra i 2).

    PROCEDURA DI PROGETTO

    R"R 1max QQ R"R 2max QQ

  • 22/02/2016

    13

    25

    Reti con sezioni a T /6

    Si calcola il valore intermedio R:

    Si sceglie anche laltro Q dalrapporto di trasformazione:

    Si determinano X1 e X3: X1 = Q1R X3 = Q2R

    Si determina B2: B2 = (Q1 + Q2) / R

    PROCEDURA DI PROGETTO

    )Q1()Q1(R"R 2

    2

    21

    R"R R"R )Q1("R'R 22

    )Q1(R'R 21

    26

    Reti antirisonanti /1

    b) Con presa centrale sulramo capacitivo.

    a) Con presa centrale sulramo induttivo.

    C1

    L1RSRLC2

    L2

    RL

    C L

    RS

  • 22/02/2016

    14

    27

    Reti antirisonanti /2 La prima trasformazione di tipo P->S (fa diminuire la

    resistenza) e si ottiene:

    22C

    L2

    2CLLS

    222C

    22C

    2S2

    QR

    Q11RR

    CQ

    Q1CC

    C1

    RLS

    C2SL

    28

    Reti antirisonanti /3

    La seconda trasformazione di tipo S->P (fa aumentare la resistenza) e si ottiene:

    RTOTCL

    2 2C2C

    L22C

    2C

    L2CLSTOT

    S21

    S21

    QQR

    Q1Q1RQ1RR

    CCCCC

  • 22/02/2016

    15

    29

    Reti antirisonanti /4 La seconda trasformazione fa ottenere un circuito risonante parallelo in

    cui la resistenza il parametro che stiamo cercando per verificare ladattamento.

    Esplicitando i valori del Q si ricava il valore del rapporto di trasformazione:

    La rete di adattamento moltiplica la resistenza di carico per un fattore dipendente dal rapporto di capacit.

    2

    12

    L2

    121

    LTOT CC1R

    CCCRR

    30

    Reti antirisonanti /5

    Questo pu causare due inconvenienti:

    Fare C2 molto grande crea problemi di risonanza e di perdita per C2.

    Fare C1 troppo piccolo rende questa capacit confrontabile con le parassite degli elementi attivi del circuito.

  • 22/02/2016

    16

    31

    Reti antirisonanti /6

    Si sceglie Qtot = 2Q = 2f0 / BW (per tenere conto della partizione alladattamento).

    Si determina il valore di C:

    Si calcola il valore di L:

    Si calcola il valore di QC2:

    PROCEDURA DI PROGETTO

    S0

    totR

    QC

    C1L 2

    0

    1R/R

    Q1QLS

    2tot

    2C

    32

    Reti antirisonanti /7

    Si determina il valore di C2:

    Si calcola il valore di C2S:

    Si calcola il valore di C1:

    PROCEDURA DI PROGETTO

    CCCCC

    S2

    S21

    L0

    2C2 R

    QC

    22C

    22C

    2S2Q

    Q1CC

  • 22/02/2016

    17

    33

    Reti antirisonanti /8

    Si voglia adattare un carico di 50 verso una sorgente di 4K alla frequenza di 3.0 MHz, con un Q caricato di 7.5.

    Il Q del circuito pari a: Qtot = 27.5 = 15. La capacit complessiva vale: C = 15 / (0RS) = 200 pF. Linduttanza di accordo vale: L = 1 / (02 C) = 14 uH. Applicando le altre relazioni presentate in precedenza si ottiene:

    QC2 = 1.34 C2 = 1.4 nF C2S = 2.2 nF C1 = 0.22 nF

    ESEMPIO DI PROGETTO

    34

    Reti antirisonanti /9ESEMPIO DI PROGETTO

    1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0

    freq, MHz

    -10

    -8

    -6

    -4

    -2

    0

    dB(S

    (1,1

    ))

  • 22/02/2016

    18

    35

    Reti antirisonanti /10Consideriamo la rete di figura e operiamo una trasformazionePS per quanto riguarda il resistore di carico RL. I valori degliequivalenti possono essere ricavati a partire dal Q del carico e L2.

    36

    Reti antirisonanti /11

    22L

    L2

    2LLLS

    222L

    22L

    2S2

    QR

    Q11RR

    LQ1

    QLL

    Dopo la prima trasformazionesi ottiene:

    La seconda trasformazione di tipo S P e fa ottenere:un circuito risonante parallelo in cui la resistenza il para-metro che stiamo cercando per verificare ladattamento.

  • 22/02/2016

    19

    37

    Reti antirisonanti /12

    La seconda trasformazione di tipo S P e fa ottenere:un circuito risonante parallelo in cui la resistenza il para-metro che stiamo cercando per verificare ladattamento.

    38

    Reti antirisonanti /13

    2 2L2L

    L22L

    2L

    L2LLSTOT

    S21TOT

    QQR

    Q1Q1RQ1RR

    LLL

    :

    Nelle trasformazioni S-P il Q resta invariato e possiamo usarequesta propriet per calcolare la resistenza equivalente paralleloRTOT.

  • 22/02/2016

    20

    39

    Reti antirisonanti /14

    2

    2

    1L

    2

    2

    21LTOT L

    L1RL

    LLRR

    :

    Eplicitando i valori del Q si ricava il valore del rapporto ditrasformazione.

    La rete di adattamento moltiplica la resistenza di caricoper un fattore dipendente dal rapporto di induttanze.

    40

    Reti con sezioni a T e PIPROGETTO CON IMPEDENZE

    COMPLESSE

    Le componenti reattive del carico e della sorgente sono inizialmente trascurate e la rete disegnata per trasformare le sole resistenze.

    Il primo ed il terzo componente della rete sono poi modificati per inglobare le parti reattive di carico e sorgente.

  • 22/02/2016

    21

    41

    Reti con sezioni a TPROGETTO CON IMPEDENZE

    COMPLESSE

    RL

    X1 XL

    X3Xin X3

    R + j Xin B2 ZL

    "RQ'X 23 LL11 XRQX

    42

    Reti con sezioni a TESEMPIO DI PROGETTO CON IMPEDENZE COMPLESSE

    Si progetti una rete a 5 MHz che adatti un carico ZL = 10 + j 10 in modo che presenti ZS = 50 + j 40 , con un Q caricato di 2.5.

    Il Q del circuito pari a: Qmax = 22.5 = 5. La trasformazione produce un aumento della resistenza: Qmax = Q1. La reattanza complessiva sul carico pari a X1 + XL = 510 = 50 , da

    cui: X1 = 40 L1 = 1.27 uH. Si determina Q2: 1 + Q22 = (1 + 52) 10 / 50 Q2 = 2.05. La reattanza complessiva sulla sorgente che determina la risonanza

    pari a X3 = 2.0550 = 103 , da cui: L3 = 3.3 uH. A questa occorre aggiungere XS specificato.

    Si determina infine la capacit in parallelo:C2 = (5 + 2.05) / [(25 MHz)10 (1 + 52)] = 0.86 nF

  • 22/02/2016

    22

    43

    Reti con sezioni a TESEMPIO DI PROGETTO CON IMPEDENZE COMPLESSE

    0 2 4 6 8 10

    freq, MHz

    -40

    -30

    -20

    -10

    0

    dB(S

    (1,1

    ))

    m1freq=5.000MHzdB(S(1,1))=-36.722

    m1

    44

    Reti con sezioni a TESEMPIO DI PROGETTO CON IMPEDENZE COMPLESSE

    0 2 4 6 8 10

    freq, MHz

    0.0

    0.2

    0.4

    0.6

    0.8

    1.0

    Gt

    m2freq=5.000MHzGt=1.000

  • 22/02/2016

    23

    45

    Reti con sezioni a PIPROGETTO CON IMPEDENZE

    COMPLESSE

    "R/Q'B 23 LL11 BR/QB

    RLB1 BL

    B3

    Bin B3G + j Bin

    X2

    YL

    46

    Reti di adattamento a trasformatore

    :

    BW

    Trasformatore adattato intorno a f0

  • 22/02/2016

    24

    47

    Trasformatore con primario accordato

    48

    Equazioni del trasformatore

    L22sec12

    21pr1

    RIILjMIjV

    MIjILjV

    secL

    22

    pr1 LjRMLj)(Z

  • 22/02/2016

    25

    49

    Rete equivalente del trasformatore

    Lsec - MLpr - M

    50

    Circuito equivalente

    secLM

    secLprL

    Mk2

    2

  • 22/02/2016

    26

    51

    Trasformazione parallelo-serie /1

    sec

    L2

    pr

    2sec

    2L

    2

    L2L L

    RkL

    )L/M(RL'RQ

    22L

    22L2

    prs2Q1

    QkLL

    22L

    222L

    pr22L

    22L

    pr2

    pr2

    s21Q1

    kQ1LQ1

    QLkL)k1(LLL

    22L

    L2

    sec2

    LsQ1

    R)L/M(R

    52

    Trasformazione parallelo-serie /2

    )Q1()Q1)(L/M(R)Q1(RR 2

    2L

    2L

    2sec

    2

    L2

    LLs0in

    BWLRQQ 00inLtot

  • 22/02/2016

    27

    53

    Scelta di QL2 e k

    Si possono ottenere soluzioni complesse per QL2

    1L)R/R(M)Q1(Q 2

    secL0in

    22L2

    2L

    Per avere un fissato Qtot > 10 occorre scegliere:

    totL

    0in

    pr

    sec

    totmin Q

    2RR

    LL

    Q2k 1Q min2L

    poich: 22

    21

    L

    0in

    sec

    pr

    NN

    RR

    LL

    54

    Trasformatore con primario e secondario accordati

  • 22/02/2016

    28

    55

    Schema equivalente

    2secsec1L2sec

    22

    21prpr1

    I)Cj/1Lj(MIj)RC/(I

    MIjI)Cj/1Lj(V

    Alla risonanza:

    1L2sec

    32

    21

    IRCjMIMIjV

    56

    Massimo trasferimento di potenza

    secpr

    crS2pr

    20in

    QQ

    1k)RC/(1)(Z

    Impedenza dingresso alla risonanza:

    Condizione di massimo trasferimento di potenza:

    L2sec

    240in RCM)(Z

  • 22/02/2016

    29

    57

    Curva di risonanza della rete

    58

    Trasformatore accordato e con presa centrale /1

    La rete di adattamento mostrata in figura viene utilizzata per accordare in uscita un amplificatore RF.

    L1

    L2 L3

  • 22/02/2016

    30

    59

    Trasformatore accordato e con presa centrale /2

    La frequenza di accordo fissata da CT tenendo conto sia dellimpedenza duscita dellamplificatore stesso che dellimpedenza dingresso dello stadio successivo (Rin2 || Cin2).

    L1

    L2 L3

    60

    Trasformatore accordato e con presa centrale /3

    La rete di adattamento pertanto costituita da 2 trasformatori: un primo trasformatore a presa centrale riporta sul primario (che

    accordato attraverso la capacit CT) limpedenza duscita R0//C0 dellamplificatore;

    il secondo trasformatore riporta sempre sul primario limpedenza dingresso dello stadio successivo Cin2//Rin2.

  • 22/02/2016

    31

    61

    Trasformatore accordato e con presa centrale /4

    Adattamento verso luscita dellamplificatore

    1) V1 = j (L1 + L2 + 2 M) I1 + j (M + L2) I2

    2) V2 = j (L2 + M) I1 + j L2 I2 = - I2 R0

    Ro

    62

    Trasformatore accordato e con presa centrale /5

    Adattamento verso luscita dellamplificatore

    Sostituendo la 2 nella 1 si ottiene limpedenza dingresso Zin() del circuito:

    3) Zin() = jL + (R0 - j L2) (L2 + M)2 2 / |R0 + j L2|2=

    jL + (R0 - j L2) (L2 + M)2 / [L22 (1 + QL22)]

    dove per linduttanza del primario L e per il fattore di merito relativo a L2valgono le espressioni:

    L = L1 + L2 + 2M QL2 = R0 / L2

  • 22/02/2016

    32

    63

    Trasformatore accordato e con presa centrale /6 Adattamento verso luscita dellamplificatore

    Ricordiamo alcune relazioni che regolano il funzionamento del trasformatore:

    1] L1 = N12 / (N1 + N2)2 L 2] L2 = N22 / (N1 + N2)2 Lcon N = (N1 + N2) / N2 pari al rapporto di trasformazione

    3] Mutua induzione M = k (L1 L2)1/2

    Utilizzando le 1]-2]-3] con k = 1 si ottiene:

    4) (L2 + M)2 / L22 = N2

    che sostituita nella 3) fornisce per limpedenza dingresso:

    5) Zin() = jL + (R0 - j L2) N2 / (1 + QL22)

    64

    Trasformatore accordato e con presa centrale /7 Adattamento verso luscita dellamplificatore

    Utilizzando la 2] si ottiene:6) Zin() = jL QL22 / (1 + QL22)+ R0 N2 / (1 + QL22)

    Per valori usuali del fattore di merito (QL2 >> 1) lespressione per limpedenza dingresso diventa:7) Zin() = jL + R0 N2 / QL22

    e quindi sul primario si vedono una induttanza pari proprio a L del primario e una resistenza RL in serie di valore pari a:8) R0 = R0 N2 / QL22

    Il fattore di merito associato a tale risonanza vale:9) Q = L / R0 = L QL22 / (R0 N2) = QL2per la quale nellultimo passaggio si fatto uso della 2].

  • 22/02/2016

    33

    65

    Trasformatore accordato e con presa centrale /8

    Adattamento verso luscita dellamplificatore

    Effettuando una trasformazione serie-parallelo si ottiene in definitiva allingresso del primario:

    10) L0 = L (1 + Q2) / Q2 L

    11) Rin0 = R0 (1 + Q2) R0 Q2 = R0 N2

    dove sono state utilizzate la 8 e la 9.

    66

    Trasformatore accordato e con presa centrale /9

    Adattamento verso lingresso dello stadio successivo

    12) V1 = j L I1 + j M I213) V2 = j L3 I2 + j M I1 = - I2 Rin2

    Rin2

  • 22/02/2016

    34

    67

    Trasformatore accordato e con presa centrale /10

    Adattamento verso lingresso dello stadio successivo

    Sostituendo la 13 nella 12 e razionalizzando si ottiene limpedenzadingresso Zin() del circuito:

    14) Zin() = jL + (Rin2 - j L3) ( M)2 / |Rin2 + j L3|2 =jL + (Rin2 - j L3) M2 / [L32 (1 + QL32)]

    dove QL3 = Rin2 / L3

    Analogamente a quanto visto al punto a), M2 / L32 pari al rapporto ditrasformazione N2 e pertanto si arriva per limpedenza vista al primario allestesse espressioni trovate nelle equazioni 10 e 11 dove per N si ha:

    15) N = (N1 + N2) / N3

    68

    Trasformatore accordato e con presa centrale /11

    Schema equivalente del primarioLo schema equivalente del primario (R la resistenza di perdita della bobinache ne determina il Q) permette di fissare la frequenza di accordo della retedi adattamento.

  • 22/02/2016

    35

    69

    Trasformatore accordato e con presa centrale /12

    Schema equivalente del primarioPer i componenti della rete valgono le espressioni:

    16) R0 = R0 N2 C0 = C0 / N2Rin2 = Rin2 N2 Cin2 = Cin2 / N2

    Per il dimensionamento della rete di adattamento occorre scegliere valoriopportunamente alti per i rapporti di trasformazione N ed N in modo che:

    1] Le capacit C0 e Cin2 siano trascurabili rispetto a CT cheinsieme a L fissa la frequenza di accordo.2] Le resistenze R0 e Rin2 non devono abbassare eccessivamente ilQ della risonanza che fondamentalmente fissato dal Q dellabobina.

    70

    Trasformatori a linea di trasmissione /1

    lcosIlsinZjV

    I

    lsinIZjlcosVV

    20

    21

    2021

    Una linea di trasmissione di lunghezza l senza perdita presenta le seguenti relazioni tra tensioni e correnti alle porte di ingresso (1) e di uscita (2) dove connesso il carico:

    dove Z0 limpedenza caratteristica e la costante di propagazione (reale)

    Si dimostra facilmente che se il carico in uscita proprio pari a Z0, limpedenza di ingresso pari a Z0 per qualunque valore di l

  • 22/02/2016

    36

    71

    Trasformatori a linea di trasmissione /2

    Questa propriet pu essere utilizzata per realizzare un convertitore di segnale da sbilanciato a bilanciato (balun), che si comporta come un trasformatore 1:1 a banda larga:

    Tale topologia di trasformatore risulta di largo impiego nella progettazione di amplificatori di potenza RF push-pull in classe B AB

    +V1-

    +V2-

    I1 I2

    72

    Trasformatori a linea di trasmissione /3

    Unaltra topologia largamente utilizzata negli amplificatori di potenza RF il trasformatore di impedenza 1:4

    Se le 2 linee sono entrambe a impedenza Z0, e si chiude luscita su un carico ZL =2 Z0, in ingresso viene visto il parallelo di 2 impedenze di valore Z0, e quindi ZIN =1/2 Z0

    Analogamente, se lingresso chiuso su ZS =1/2 Z0, in uscita viene vista la serie di 2 impedenze di valore Z0, e quindi ZOUT =2 Z0

    Del trasformatore 1:4 esiste sia la versione sbilanciata che quella bilanciata, utilizzata negli amplificatori push-pull

  • 22/02/2016

    37

    73

    Trasformatori a linea di trasmissione /4

    RR2R=2Zo

    RR1R=Zo/2

    RR4R=Zo/2

    RR3R=2Zo

    Trasformatoresbilanciato

    Trasformatorebilanciato

    74

    Trasformatori a linea di trasmissione /5

    Le topologie di trasformatore a linea di trasmissione RF sono usualmente realizzate utilizzando cavi coassiali deformabili o semi-rigidi, sono disponibili un certo numero di valori di impedenze caratteristiche (www.micro-coax.com)

    COAXTL1

    COAXTL9

    COAXTL8

    RR8R=Zo/2

    RR7R=2Zo

    COAXTL11

    COAXTL10

    RR6R=2Zo

    RR5R=Zo/2 Vbias

  • 22/02/2016

    38

    75

    Trasformatori a linea di trasmissione /6

    Il conduttore esterno (calza) del cavo coassiale presenta delle perdite, che possono essere modellate attraverso una induttanza parassita in parallelo al conduttore stesso

    La presenza di questa induttanza introduce uno zero nellorigine e un polo che introduce una frequenza di taglio inferiore nella risposta in frequenza del trasformatore

    LL

    RR11R=Zo

    RR10R=Zo/2R

    R9R=Zo/2

    COAXTL1

    76

    Trasformatori a linea di trasmissione /7

    Il valore dellinduttanza si ottiene integrando la densit di flusso magnetico B indotta da un conduttore perfetto cilindrico di lunghezza Len e raggio cpercorso da corrente I, nella regione di spazio che circonda il cavo stesso

    Lespressione della densit di flusso B(y0,R0), dovuta alla presenza di un conduttore cilindrico di raggio c e lunghezza Len posizionata sull'asse y tra -Len/2 e Len/2, in un punto y0 qualunque dell'intervallo [-Len/2,Len/2], e in un punto R0 su un asse ortogonale a y, vale:

    2

    020

    02

    020

    0

    000

    )y2Len(R4

    y2Len

    )y2Len(R4

    y2LenR4I)R,y(B

  • 22/02/2016

    39

    77

    Trasformatori a linea di trasmissione /8

    Nel caso di cavo coassiale non circondato da ferrite, nellipotesi c

  • 22/02/2016

    40

    79

    Trasformatori a linea di trasmissione /10

    In figura mostrata limplementazione circuitale (in Agilent ADS) del blocco base utilizzato per modellare i trasformatori a linea di trasmissione, con le relative equazioni:

    VARVAR630Ind1=(2*ln((2*Len/c)-1)*Len/10) nH

    EqnVar VAR

    VAR628Ind12=Lferrite nH

    EqnVar

    PortP4Num=4

    PortP3Num=3

    LL18

    R=L=Lcoax2 nH

    LL17

    R=L=Lcoax1 nH

    Z1P_EqnZ1P2Z[1,1]=j*omega*(Ind1-Ind12)+(TanMag+j)*(mu_real*omega*Ind12)

    PortP2Num=2

    I_ProbeI_loadPort

    P1Num=1

    80

    Trasformatori a linea di trasmissione /11

    Si riporta infine la topologia di amplificatore push-pull basato su trasformatore 1:4 da sbilanciato a bilanciato, e la foto di una realizzazione prototipale su PCB:

    Sui gate dei trasformatori in genere inserita una rete di adattamento con perdite per equalizzare le prestazioni in banda

    Spesso utilizzata la reazione parallelo-parallelo sui singoli transistor

    CCblock3

    CCblock4

    LLchoke2

    COAXTL12

    COAXTL13

    COAXTL14

    CCblock2

    CCblock1

    LLchoke1

    COAXTL1

    COAXTL11

    COAXTL10

    VbiasIN VbiasOUT

  • 22/02/2016

    1

    1

    Flusso di progetto per la massima potenza duscita.

    Selezionare il FET in base ai requisiti di guadagno, potenza duscita, efficienza;

    Scegliere la topologia, la classe di lavoro e il punto di lavoro; Calcolo della condizione di terminazione ottima in uscita (rispetto alla

    potenza duscita, alla PAE, alla IMD ecc); Progetto della rete di adattamento in uscita; Determinare la condizione di terminazione in ingresso che massimizza

    il guadagno; Sintetizzare la rete in ingresso in modo da ottenere:

    guadagno e gain flatness desiderati; stabilit.

    2

    Caratteristiche di progetto degli amplificatori di potenza.

    In un amplificatore di potenza luscita adattata per la massima potenza duscita;

    La rete di adattamento di uscita non pu contribuire a compensare il roll-off del guadagno n a garantire la stabilit;

    La rete di adattamento in ingresso deve soddisfare pi vincoli contemporaneamente: VSWR, GT, Gain Flatness, stabilit;

  • 22/02/2016

    2

    3

    Metodologie di progetto di amplificatori di potenza.

    Il problema fondamentale nel progetto di un PA quello di individuare la condizione di terminazione ottima in uscita;

    questo problema pu essere risolto in diversi modi tra cui: Misure Load Pull di tipo passivo o attivo;

    Metodo di Cripps (formule analitiche e carta di Smith);

    Simulazione non lineare col metodo Harmonic Balance.

    4

    Setup per misure Load pull.

    DUT

    Controller

    Steppingmotors

    DC BiasInput Tuner

    Output Tuner

    Power Source

    Power meter

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    Load pull passivo: passi fondamentali della procedura di misura.

    Il tuner dingresso ha poca influenza sulla POUT: viene fissato in modo da avere un buon adattamento alle frequenze della misura;

    Si regola il tuner duscita fino ad avere una fissata POUT;

    Si rimuove il tuner e si misura il valore dimpedenza;

    Si ripete loperazione fino allottenimento del luogo a XdB sulla carta di Smith;

    6

    Misure Load pull passive.

    Si ripete la sequenza di operazioni descritte nella slide precedente per altri livelli di potenza;

    Tipicamente il progettista interessato ai luoghi a POPT-{1,2,3} dB.

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    Andamento tipico dei Load Pull contours (Polyfet L88016)

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    Limitazioni delle Misure Load pull passive.

    A causa delle perdite il Load-Pull passivo non riesce a coprire completamente il cerchio unitario della carta di Smith;

    I tuner meccanici contribuiscono ad aumentare lincertezza della misura.

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    Misure Load pull attive: principio di funzionamento.

    Si utilizza un generatore di segnale in uscita; Variando ampiezza e fase del segnale duscita si realizza un tuning attivo; Si riesce a coprire lintera carta di Smith; Si eliminano i tuner meccanici.

    Gen1 R Gen2

    I2I1

    12

    1 1 IIRZ

    10

    Misure Load pull attive: implementazione RF.

    VDD

    RFC

    VGS

    RF Load

    (Power meter)

    PowerAmp

    Phaseshifter Attenuator

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    Caratteristiche della tecnica di misura Load Pull

    Si rischia di incontrare le regioni di instabilit del FET;

    La procedura tediosa se condotta manualmente, costosa se automatizzata;

    E necessario effettuare il de-embedding degli elementi parassiti (lunghezza elettrica del test fixture, induttanza dei wire bond ecc),

    Quando si deve caratterizzare un nuovo dispositivo le misure load pull costituiscono lo strumento pi potente per predire il comportamento del dispositivo al variare dellimpedenza di carico.

    12

    Progetto con CAD non lineare

    Se si dispone di un modello non lineare accurato del dispositivo possibile utilizzare: simulatori Harmonic Balance che forniscono direttamente la soluzione a

    regime permanente del circuito; simulatori time-domain che permettono di ottenere sia la risposta a

    regime che la risposta transitoria del circuito;

    I simulatori non lineari sono dei potenti strumenti di analisi e di aiuto al progettista, ma non si prestano ancora alla sintesi automatica.

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    Teoria della linea di carico di Cripps

    La teoria della linea di carico pu essere utilizzata con modelli e simulatori lineari;

    Incorpora le principali limitazioni alla potenza duscita (limiti sulla dinamica in tensione e in corrente);

    La potenza duscita predetta con questa tecnica risulta spesso molto accurata.

    14

    Adattamento per massimo GT e per massima POUT: confronto.

    A

    AB

    B C

    C

    PIN (dB)

    P OU

    T(d

    B)

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    Approssimazione lineare per il tracciamento dei luoghi load pull.

    I punti A e A della slide precedente indicano la massima potenza duscita in condizioni di linearit;

    I punti B e B della slide precedente indicano il punto di compressione a 1 dB;

    Ladattamento per il massimo GT fornisce un punto di compressione a 1 dB che inferiore di circa 2 o 3 dB rispetto a quello ottenuto adattando per la massima POUT.

    16

    Approssimazione lineare per il tracciamento dei luoghi load pull.

    Ladattamento per la massima POUT offre i seguenti vantaggi: miglioramento della massima potenza in condizioni di linearit (punti A e

    A); miglioramento del punto di compressione a 1 dB (punti B e B); miglioramento della massima potenza in condizioni di saturazione (punti

    C e C).

    Laumento di potenza ottenuto nel passare dalladattamento per GT a quello per POUT pu essere considerato indipendente da quale dei tre criteri (A-A, B-B, C-C) si adotti per definire POUT.

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    Approssimazione lineare per il tracciamento dei luoghi load pull.

    La teoria della linea di carico per il tracciamento dei luoghi load pull sulla carta di Smith si basa sul criterio della massima potenza duscita in condizioni di linearit;

    Lapprossimazione lineare consiste nellassumere che la condizione di terminazione in uscita che massimizza la potenza lineare in uscita coincida con quella che massimizza P1dB e PSAT.

    Confronti tra luoghi load pull misurati sperimentalmente e predetti mediante la teoria di Cripps mostrano un accordo molto buono.

    18

    Teoria della linea di carico di Cripps

    VDD

    RFC

    ZLVGS

    VDS

    ZL=ROPT

    Si suppone che le parassite di uscita del FET siano inglobate nel carico

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    Teoria della linea di carico di Cripps: modelli idealizzati per il FET.

    IDVGS

    VK VDSmax

    VGS(linear

    steps)

    ID

    La transconduttanza si considera lineare a meno di interdizione e saturazione.

    20

    Teoria della linea di carico di Cripps

    VK

    2VDD-VKVDSpeak

    IDpeak

    0

    IF

    t

    tROPT

    F

    Kdd

    Dpeak

    DSpeakOPT I

    )VV(2I

    VR

    2FI

    VDD

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    Teoria della linea di carico di Cripps

    Assumendo che correnti e tensioni a RF seguano le stesse traiettorie di correnti e tensioni DC sulle linee di carico (ipotesi di condizioni quasi-statiche);

    Assumendo forme donda perfettamente simmetriche (si trascurano le armoniche dei segnali);

    La massima potenza in condizioni di linearit si ottiene per:

    e vale: FKdd

    OPT I)VV(

    R

    2

    2I)VV(

    21P FKddOPT

    22

    Teoria della linea di carico di Cripps

    Per tracciare i luoghi Load Pull esaminiamo cosa succede al variare della parte reale e della parte immaginaria di ZL rispetto al valore ottimo;

    Lo scopo derivare i luoghi a potenza duscita costante al variare di ZL;

    Per ogni valore del coefficiente p che deve essere scelto maggiore di 1 si ottiene un luogo Load pull a potenza costante: questi luoghi non sono circonferenze!

    pP

    P OPTOUT

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    Teoria della linea di carico di Cripps

    Fissato p, si vede che esistono due resistenze di terminazione tali per cui si ha potenza duscita:

    tali resistenze sono una di valore pi alto di ROPT e una di valore pi basso:

    pP

    P OPTOUT

    OPTHi RpR pR

    R OPTLo

    24

    Teoria della linea di carico di Cripps

    Nel caso di resistenza pi bassa: il FET pu avere una piena dinamica in corrente; la dinamica in tensione risulta ridotta di un fattore p;

    Nel caso di resistenza pi alta: la dinamica in corrente risulta ridotta di un fattore p; la dinamica in tensione risulta pari alla piena dinamica lineare;

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    Teoria della linea di carico di Cripps

    ROPT

    RHIRLOSituazione per p=2.

    Abbiamo tracciato 2 punti del luogo a 3 dB.

    Per completare il luogo dobbiamo aggiungere la parte reattiva a RLOe a RHI.

    26

    Teoria della linea di carico di Cripps: Reattanza in serie a RLO.

    Generalizziamo il discorso fatto sulle dinamiche considerando anche le parti reattive del carico: se |ZL|

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    Teoria della linea di carico di Cripps: Reattanza in serie a RLO.

    La massima reattanza serie che pu essere aggiunta deve garantire che la tensione di picco sul carico si mantenga al di sotto della massima dinamica lineare:

    KDDLLOPT

    KDDL VVXRR

    VVV 22

    222LOPTL RRX p

    RR OPTL

    mLm XXX 211

    pRX OPTm

    28

    Teoria della linea di carico di Cripps: Reattanza in serie a RLO.

    Con la procedura descritta si ottiene la prima met del luogo load pull: parte del cerchio a R=RLO compresa tra -Xm e Xm

    ROPT

    RHIRLO

    Xm

    -Xm

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    Teoria della linea di carico di Cripps: suscettanza in parallelo a RHI.

    Anche in questo caso:: se |ZL|>ROPT il funzionamento lineare limitato dalla dinamica in

    corrente; lavorando con la massima dinamica in tensione si pu aumentare la

    dinamica in corrente aggiungendo una suscettanza in parallelo senza modificare la potenza duscita.

    22 LLKDDLLL BGVVYVI

    30

    Teoria della linea di carico di Cripps: suscettanza in parallelo a RHI.

    La massima suscettanza parallelo che pu essere aggiunta deve garantire che la corrente di picco nel carico si mantenga al di sotto della massima dinamica lineare:

    222LOPTL GGB

    OPTOPT R

    G 1

    mLm BBB 211

    pGB OPTm

    2222 FLLOPT

    FL

    IBGRII

    pG

    G OPTL

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    Teoria della linea di carico di Cripps: suscettanza in parallelo a RHI.

    Con la procedura descritta si ottiene la seconda met del luogo load pull: parte del cerchio a G=GHI compresa tra -Bm e Bm

    Si pu dimostrare semplicemente che limpedenza RLO+jXmcorrisponde allammettenza GHI+jBm

    ROPT

    RHIRLO

    RLO+jXm

    RLO-jXm

    32

    Costruzione dei load Pull contours sulla carta di Smith.

    Per tracciare i luoghi Load Pull: Calcolare di ROPT e POPT secondo le relazioni introdotte; Fissare il coefficiente p in base alle esigenze di progetto; Calcolare i valori di RLO e RHI (punti del luogo che si trovano sullasse

    reale); Partendo dal punto RLO seguire la circonferenza a R costante fino ai due

    limiti di reattanza +/- Xm; Partendo dal punto RHI seguire la circonferenza a conduttanza costante

    (G= GHI) fino ai due limiti di suscettanza +/- Bm; Ripetere il procedimento per un altro valore di p.

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    Confronto fra load Pull contours e cerchi di mismatch sulla carta di Smith.

    I luoghi load pull non hanno forma circolare; inoltre la zona a X dB pi ristretta rispetta alla corrispondente zona sui cerchi di mismatch.

    34

    Effetti del package e miglioramenti alla teoria load-Pull

    I luoghi Load-Pull della slide precedente sono indipendenti dalla frequenza;

    In realt i luoghi misurati variano sensibilmente con la frequenza;

    La dipendenza dalla frequenza legata alla scelta del piano di riferimento per la misura dellimpedenza;

    Prima di poter confrontare i luoghi teorici con quelli misurati necessario considerare gli effetti dellimpedenza duscita del FET e gli effetti del package.

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    35

    Effetti del package e miglioramenti alla teoria load-Pull

    La teoria fin qui presentata permettere di ottenere i luoghi in corrispondenza del piano A;

    Per passare al piano B necessaria unoperazione di de-embedding degli elementi parassiti;

    il de-embedding avviene nel verso opposto di una trasformazione dimpedenza:

    ID

    A B

    XC ZL

    CAL

    BL YYY

    36

    Effetti del package e miglioramenti alla teoria load-Pull

    Leffetto del de-embedding della capacit duscita del FET una rotazione intorno al cerchio di conduttanza parallelo.

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    37

    Effetti del package e miglioramenti alla teoria load-Pull

    A

    COUTZL

    BLOUT

    Package

    38

    Effetti del package e miglioramenti alla teoria load-Pull

    C un buon accordo tra la teoria e i dati sperimentali;

    i contour teorici sono pi pessimistici rispetto a quelli misurati;

    La teoria offre un ottimo punto di partenza anche per un progetto a larga banda.

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    Accuratezza e limiti dellapproccio proposto

    La slide precedente mostra il tipo di accordo che possibile ottenere tra i contour teorici e quelli misurati;

    Per applicare la metodologia proposta servono semplicemente: le caratteristiche statiche del FET; i valori dellimpedenza duscita e delle parassite del package (si pu

    estrarre un modello di package a partire dai parametri S);

    Nonostante tutte le approssimazioni che contiene il metodo proposto un ottimo punto di partenza per il progetto di un PA;

    La disponibilit di un simulatore e di un modello non lineari permette di affinare ulteriormente il progetto.