[ 1 ]

Etapa IIScop.Cresterea rezistentei de intrere.Excursie de semnal maxim posibila.Calculul aproximativ al benzii de frecventa.

TemaSă se aleagă valorile parametrilor elementelor din circuitul din fig.1 (să se proiecteze elementele circuitului) astfel încât să se obţină:1) amplificare în tensiune Au=302) bandă de frecvenţă fj=20Hz; fs=10 MHz3) rezistenţă de intrare Rin=100kΩ4) amplitudinea maximă a semnalului în sarcină: VsM=5V, IsM=10mA5) domeniu de variaţie pentru temperatura de functionare: ΔT=±400 faţă de temperatura mediului ambiant.6) se va urmări utilizarea tranzistoarelor cu performanţe cât mai slabe si a rezistoarelor cu toleranţe cât mai mari în scopul creşterii eficienţei economice a circuitului

Fig. 1

Proiectare.Se stabileste întâi configuraţia circuitului care urmareste indeplinirea cerinţelor temei de proiectare.În cazul în care circuitul propus nu va satisface cerinţele temei, acesta va fi modificat pe parcurs sau chiar schimbat complet.Se va urmari cuplajul in cc a etajelor de amplificare (cu scopul creşterii eficienţei economice) si polarizarea cu divizor rezistiv a primului etaj de amplificare. Circuitul care reyulta este desenat in fig.2

Fig.2

[ 2 ]

Se stabileste tipul tranzistoarelor folosite.Se va urmări în acest scop determinarea unor valori extreme (desigur aproximative, orientative, pentru început) pentru parametrii tranzistoarelor, care sa permita selectia tipului de tranzistor. Acesti parametri sunt:a) putere disipată; b) bandă de frecvenţă; c) tensiune maximă admisă UCEO; d) curent maxim de colector. Determinarea acestor valori se va face orientativ, aceasta constituind o problemă destul de dificilă.

a)Deoarece

VsM=5V, sMI 10mA R 500sMs

sM

V

I

Puterea în sarcină va fi

mWVIP sMsMs 252

1 .

Deoarece etajul funcţionează în clasa A, se estimează că puterea disipată pe tranzistorul final (cel mai solicitat în putere deoarece lucrează cu nivelele cele mai mari de tensiune şi curent) este mai mare sau egală cu puterea din sarcină. Puterea pe tranzistorul final este mai mare de câteva ori faţă de puterea din sarcină şi aceasta depinde în principal de calitatea “proiectantului”. În cazul proiectării etajelor care lucrează cu nivele mici de semnal problema puterii disipate nu este restrictivă. Să stabilim o legătură între puterea medie disipată pe tranzistor şi valorile maxime IsM, UsM.

Deoarece semnalul este armonic (sinusoidal nedistorsionat) puterea medie pe tranzistor va fi dată de valorile din curent continuu (c.c.) ale tensiunii si curentului. Deci:

2)( CccCCCccCCEd IRIEIIREIUP Derivând obţinem că valoarea maximă pentru puterea disipată se obţine dacă:

ccdM

ccC R

EP

R

EI

42

2

Deoarece etajul final se proiectează şi în ipoteza obţinerii excursiei maxim posibile de semnal în ieşire, când:

cM

ccacCEm

ccac

CEmC I

RR

Eu

RR

uEI )0(

Considerând că nu tot curentul de colector trece prin sarcină:

EI

kRR

E

R

EPk

I

I sM

acccccdM

sM

cM

2)(241

22

ccac RR Pentru valoarea sursei E se ţine seama de amplitudinea vârf la vârf a semnalului din sarcină. Pentru startul analizei, fără a avea pretenţia unei valori definitive pentru E se poate lua o valoare în jurul cantităţii 3VsM . Valoarea minimă pentru E satisface:

VsM VV = 2 VsM <E.

[ 3 ]

Fig. 3Alegerea unei valori mari pentru E determină evitarea unor probleme legate de

proiectarea etajului, însă tensiunea la care sunt solicitate tranzistoarele va fi mai mare, deci puterea disipată pe tranzistoare şi cea consumată de la sursă vor fi mai mari. Să acceptăm soluţia iniţială pentru sursă E ≈ 3VsM cu care:

ssMsMsM

dM PkVkIkEI

P2

3

2

3

2

în care k arată cît din curentul din colector ( în semnal ) trece prin Rs. În cazul tranzistorului Q2 :

6

1R

R

I

I s

sM

cM

Deoarece se caută ca R6>Rs, în ideea obţinerii de condiţii mai uşoare pentru tranzistor, putem aprecia valoarea lui k cu k≤2. Deci:

PdM< 3Ps=75 mWÎn catalog, puterea ce poate fi disipată pe un tranzistor este dată în funcţie de

temperatură, sub forma unui grafic ca in fig. 5.

VsM+

Vs VV

VsM-

IcM

IsM

Fig. 4

PdMadmis

PdM

TTMFig. 5

[ 4 ]

Trebuie să alegem tipul de putere al tranzistorului astfel ca la temperatura maximă de lucru, specificată de tema de proiectare, puterea pe care o poate disipa tranzistorul să fie mai mare sau egală cu cea estimată anterior. Deoarece din punct de vedere al puterii disipate tranzistoarele se împart în: de mică, de medie şi respectiv de mare putere, stabilim cărei categorii trebuie să-i aparţină tranzistorul. Pentru tranzistoarele de mică putere, puterea ce poate fi disipată pe dispozitiv la temperatura de 60° C este mai mare de 75 mW, deci stabilim că tranzistorul poate fi de mică putere.

b) Banda de frecvenţă a amplificatorului trebuie să fie: 20 Hz – 10 MHz. Limita inferioară a benzii este determinată de condensatoarele de cuplaje şi decuplare, iar limita superioară de componentele active. Să stabilim cum trebuie să fie performanţele tranzistorului în frecvenţă. Discutăm întâi despre β. Să presupunem că avem două tranzistoare de acelaşi tip dar cu diferiţi coeficienţi de amplificare în curent, notaţi β01 şi respectiv β02 ( de ex. 25 = β01 şi 600 = β02). Comportarea în frecvenţă pentru β este descrisă de relaţia:

f

jf

1

0

La frecvenţe mici β≈β0.

La frecvenţe mari f

f

f

f

f

fT

00||

Dacă tranzistorul are β0=600 → MHzf 4.0600

2502 ,

iar pentru β0=25 → MHzf 101 , în cazul în care frecvenţa fT=250 MHz.

Dacă optăm pentru tranzistorul cu β2 atunci performanţele etajului vor fi constante numai între 0 Hz – 400 KHz. La frecvenţe mai mari de 400 KHz datorită scăderii lui β se vor

fβ2

β

β02

β01

f

β1

β2

fβ1

Fig. 6

[ 5 ]

modifica şi performanţele circuitului. În plus dacă frecvenţa superioară a benzii amplificatorului este mai mare de 400 KHz, din condiţia de a satisface specificaţiile temei de proiectare în toată banda vom fi obligaţi să proiectăm circuitul folosind valoarea minimă pentru β, deci valoarea de la frecvenţa maximă a benzii. Să presupunem că am proiectat circuitul lucrând cu β2m= β2/f=fs. La f<fs -> β2> β2m şi, de exemplu, amplificarea circuitului va fi mai mare şi deci şi amplitudinea semnalului de la ieşire va fi mai mare. Aceasta constituie o deficienţă majoră a circuitului. (Putem reduce variaţia dacă în circuit introducem o buclă de reacţie negativă) Dacă optăm pentru tranzistorul cu β1 atunci β este constant în banda amplificatorului şi performanţele etajului dependente de β vor fi constante în banda amplificatorului.

Vom alege tipul de transistor pentru care domeniul în care β rămâne aproximativ constant este mai mare sau egal cu banda amplificatorului. Dacă de exemplu fT=250 Mhz atunci din β0fβ=fT în condiţia fβ≥fs deducem β0≤fT/fs, şi deci în condiţiile circuitului de proiectat β0≤25. Vom alege deci tranzistorul de tipul pentru care în catalog găsim β0≤25, fT≥250Mhz. În ipoteza realizării cerinţelor temei cu componente de performanţe cât mai slabe posibil (eficienţă economică) stabilim că tranzistorul poate fi de tip “BC”cu specificaţia “A” după codul numeric al tranzistorului.

Am putea opta pentru tranzistoare de tip “BF” (BF 171, BF 179, BF 200) sau de exemplu BFY90 care au fT≥500Mhz respectiv 1Ghz. Această alegere ar fi însă cu totul deplasată deoarece preţul acestora este mult mai mare.

Alegerea tipului de transistor (ca şi celelalte componente din circuit) se face la începerea proiectării după criterii orientative (mai mult calitative decât cantitative). Stabilirea definitivă a componentelor din circuit se face în final dupa un calcul exact al performanţelor etajului.

Să facem observaţia că orice electronist trebuie să cunoască aproape în detaliu câteva tipuri de tranzistoare (zeci) şi circuite integrate şi să parcurgă cataloagele de componente atunci când ele apar nu numai când trebuie. A citi un catalog înseamnă a urmări care sunt noile tipuri de componenete si performanţele care le-au impus. Efectul social al discuţiilor despre noile tipuri de tranzistoare este mult mai mare decât al celor despre vestimentaţie sau timp!

c) Pentru tensiunea maximă admisă de tranzistorul a carui tip fost stabilit anterior găsim, folosind catalogul, valorile de 20V sau de 40V. Pentru creşterea eficienţei economice vom încerca realizarea cerinţelor temei utilizând tranzistoare cu uCEmax=20V. Deci pentru tranzistoarele npn vom începe proiectarea cu tipul BC 172A iar pentru pnp cu BC 252A.

d) Curentul maxim din colector trebuie să fie mai mic decât curentul maxim admis de transistor (luat din catalog). Pentru tipul de tranzistoare stabilit icm≤100mA. Să verificăm că în cel mai greu caz icm<100mA.. Considerând k=2 pentru excursie de 10mA prin sarcină va trebui ca Ic≈20mA. Deoarece la alternanţa pozitivă curentul creşte cu cât scade în alternanţa negativă deducem că în colector curentul maxim poate fi cel mult de 40mA deci icm=40mA<100mA.

Alegerea elementelor o facem începând cu stabilirea unei valori(desigur iniţial aproximativă) pentru sursă. Anterior am optat pentru E=15V şi vom continua cu aceasta.

Valoarea sarcinii, Rs, o determinăm din nivelele impuse de temă pentru curentul şi tensiunea din sarcină.

[ 6 ]

Rp=UsM/IsM =500ΩRepartizăm amplificarea impusă de temă etajelor amplificatorului. Vom ţine

seama că etajul care lucrează cu nivel mare de semnal are coeficient de amplificare în tensiune mic şi invers. Astfel putem considera: 4A;84830 n2121 nnn AAA

Vom considera pentru inceput cǎ amplificarea etajului este datǎ de raportul rezistoarelor din colector şi emitor. Pt. Configuraţia etajului cu tranzistorul Q2 desenatǎ alaturat avem relaţia aproximativǎ:

5

62

||

R

RRA s

n

Valabila in ipoteza rπ2<<(β+1)R5 deoarece

bM

sMssn V

V

R

RR

r

RRA

5

6622

||)||(

Obţinem astfel o primǎ condiţie pentru alegerea elementelor din circuit

4||

5

6 R

RR s (1)

Amplitudinea maximǎ a tensiunii din colector fiind 5V deducem cǎ VVbM 25,14

5

In ipoteza cǎ tranzistorul repetǎ în emitor semnalul aplicat pe bazǎ obţ: VVV bMeM 25,1 .

Pentru ca Q2 sǎ nu distorsioneze semnalul trebuie ca tensiunile din colector şi emitor sǎ poatǎ creşte şi scade cu 5V respective 1,25V, fǎrǎ ca tranzistorul sǎ ajungǎ în saturaţie respective blocare.Pentru a obţine exursia impusǎ pentru tensiune în colector siemitor trebuie ca în punct static tensiunea pe RC şi RE sǎ fie mai mare sau egalǎ cu 5V respective 1,25V.Obţinem astfel setul de condiţii (2) VRIRIVRIRI CE 5;25,1 622522 (2)

dedus din asigurarea amplitudinii altenanţei pozitive di emitor şi negative din colector.trebuie sa punem condiţii şi pentru altenanţa pozitivǎ din colector şi negativǎ din emitor şi anume:

VuuRR

RVuu

RR

RCEmCE

ce

cCEmCE

ce

e 5)(;25,1)(

(3)

unde Re=R5, Rc=R6||Rs.Condiţiile (2) şi(3) le realizǎm alegînd IC pentru obţinerea amplificarii maxim posibile pentru tensiunea din colectorul tranzistorului ,adicǎ utilizînd relaţia:

s

CEm

ccac

CEmC RRRR

uE

RR

uEI

||2 665

(4)

Pentru a asigura şi amplitudinea impusǎ pentru curentul de sarcinǎ vom discuta pentru cele doua alternanţe. Vom ţine seama că

ss

c IR

RI

6

1

[ 7 ]

Vom asigura amplitudinea de 10mA pentru altenanţa negativă I-sM dacă vom allege un

astfel de curent de punct static încît scăzînd de la valoare IC la zero ,prin Rs curentul să scadă de la zero la minus 10mA. Deducem

sM

scMC I

R

RII

6

1 (5)

Satisfacerea amplitudinii alternanţei pozitive pentru curent simpusă de temă o asigurăm

dacă

sMs

ce

CEmCEcM I

R

R

RR

uuI

6

1 (6)

Putem proceda astfel: combinăm relaţiile (4) şi (5) şi pentru valorile stabilite pentru elemente verificăm relaţia (6). Combinînd relaţiile (4) şi (5) obţinem

sMs

s

CEm IR

R

RRRR

uE

6665

1||2

(7)

Am obţinut din condiţia de amplificare şi excursia de tensiune şi curent în sarcină condiţiile:

Deducem:

Impunem, de exemplu, o valoare pentru R5 şi determinăm din sistem celelalte valori.

Ce criterii avem pentru a stabili valoarea R5? ( a alege R5)Rezistenţa R5 este rezistenţă de emitor şi valoarea ei determină amplificarea în

tensiune a etajului. Cu cât va fi mai mică, cu atât amplificarea va fi mai mare. De asemenea, dacă este de valoare mică, atunci frecvenţa superioară a benzii amplificatorului va fi mare deoarece constantele de timp care determină frecvenţa

CEmCE

s

scMssM

sMs

s

CEmCE

sMs

s

CEm

s

uURRR

RRIRRV

IR

R

RRR

uU

IR

R

RRRR

uE

RRR

56

66

665

6665

56

||

||;||min

1||

1||2

4||

CEmCECsM

sMsCEmCE

ssM

CEm

s

uUIRV

IRuU

RR

R

I

uER

RRR

5

4;4min

4

5

64

4||

5

55

6

56

[ 8 ]

superioară a benzii amplificatorului (după metoda constantelor de circuit la gol) vor fi mai mici. În general, un etaj de amplificare de bandă largă conţine rezistoare de valori mici (de obicei sute de ohmi) în colectoarele şi emitoarele tranzistoarelor pentru a creşte frecvenţa superioară a benzii după ideea menţionată anterior. Urmăriţi în acest sens valorile rezistoarelor dintr-un amplificator de antenă de bandă largă.

Din p.d.v. al stabilităţii PSF valoarea rezistenţei din emitor este bine să fie cât mai mare pentru ca la variaţiile de tensiune care apar ca efect nedorit (de exemplu datorită modificării temperaturii) variaţia curentului din tranzistor să fie cât mai mică. Dacă etajul cu tranzistor este prins într-o buclă de reacţie negativă în curent continuu atunci stabilitatea PSF o va asigura reacţia. Dacă nu există buclă de reacţie negativă în curent continuu atunci stabilitatea PSF trebuie luată în consideraţie printr-un calcul separat, urmărindu-se alegerea unor valori pentru rezistoarele din emitor cât mai mari pe parcursul proiectării.

Să încercăm cu R5 = 470 Ω valoare, observaţi, standardizată. Din R6 || Rs= 4R5 → R6 || 0.5 KΩ = 1.88 KΩ este imposibilă deoarece rezistenţa echivalentă a grupării paralel este mai mică decât cea mai mică dintre valorile rezistenţelor din grupare.

În ipoteza ca Rs este mai mică decât R6 deducem că R6 || Rs ≤ 0.5 KΩ → 4R5 ≤ 0.5 KΩ → R5 ≤ 125 Ω. Aleg pentru R5 o valoare apropiată de limita eu superioară:

Fie R5 = 100 Ω şi deducem din R6 || 0.5 KΩ = 4∙0.1 KΩ → R6=2 KΩ deci

Din relaţia a doua din sistem obţinem:

K6.06.05.0

4.0

10

01566 RR

în condiţiile impuse soluţie nu există. Pentru a avea soluţie fie scădem amplificarea etajului (cu scopul reducerii valorii de 2KΩ obţinute anterior sub limita de 0.6KΩ) fie creştem limita superioară dată de relaţia a doua. Putem să intervenim simultan în ambele relaţii.

Astfel, pentru a creşte limita dată de relaţia a doua din sistem pentru valoarea R6

(priviţi expresia) putem creşte valoarea sursei de alimentare E.Creşterea sursei E nu o putem face insǎ peste valoarea de 20V deoarece aceasta ar însemna schimbarea tipurilor de tranzistoare utilizate şi deci creşterea preţului amplificatorului (ceea ce nu este în interesul utilizatorului).Vom accepta obţinerea unei amplificǎri mai mici pentru etaj şi utilizarea unei surse de alimentare de cel mult 20V cu scopul de a face compatibile primele 2 relaţii din sistem(fǎrǎ creşterea preţului).Astfel lucrând cu E=20 din

SMS

S

CEm IR

R

RRRR

uE)1(

||2 6665

luând kRmAIku SMCEm 1,0,10,5,0R,0 5S obţinem din ecuaţia de gradul doi în

variabila R6, 6206R . În acest caz din amplitudinea alternanţei negative a curentului

din colector mAIcM 1810)62,0

5,01( deducem cǎ trebuie ca prin transistor IC≥18mA.

Din amplitudinea alternanţei pozitive a tensiunii din colector obţinem

VuVR

RuU CEmSM

c

eCEmCE 75)

5,0||26,0

1,01()1(

[ 9 ]

Deoarece VIRU CR 8,155

deducem din

VEUUUE RCER 96,1962,01878,156

Sǎ observǎm cǎ alegerea valorilor este la limita!In ce sens?În sensul cǎ atunci când vom lua in calcul efectul toleranţelor sau temperaturii vom avea pentru curentul IC o valoare maximǎ mai mare de 18 mA , şi care va determina o valoare mai micǎ de 7V pentru UCE

ceea ce insemnǎ cǎ excursia de semnal nu va mai fi de 5V cât cere tema de proiectare.De aceea este bine sǎ luǎm pentru R6 o valoare mai micǎ de 620Ω cu scopul obţinerii unei rezerve pentru comportarea circuitului in condiţiile extreme sau chiar numai pentru cresterea fiabilitaţii şi a siguranţei în funcţionare.

Vom lucra deci cu R5=0,1kΩ şi R6=560Ω cu care 25

6 64,21,0

264,0||u

S AR

RR

mAIR

RI SM

ScM 9,1810)

264,0

5,01()1(

6

Aleg IC=19mA VRIUVRIU RCR 9,1;64,1056,019 556 56

VVR

RuU SM

c

eCEmCE 9,65)

264,0

1,01(0)1(

Verificǎm .2034,199,69,164,1056

VEUUU RCER Vom continua cu aceste valori pentru R5 şi R6.

Deoarece 5,11A

30A6,2A

2

12

uuu .

VV

VV

V SMbM

bM

SM 9,16,2

5

AA

2

2

uu

Verificǎm cǎ amplitudinea semnalului din bazǎ poate fi de 1,9 V.În ipoteza cǎ:

VVuURRR

RIRVV CEmCE

SCeMbM 9,19,6

36,0

1,0,9,1min)(

||,min

65

55

,

deducem că în bază se poate aplica un semnal de 1,9V amplitudine fără ca etajul cu Q 2 distorsioneze prin blocare sau saturatie, putându-se obtine în colector un semnal de amplitudine maximă 5V.

fig 8

R4

E

1,9V

0,165Q1

I1'

5V

19mA=I 2I1

R3

20V

17,5

100

R5

Q2IB2

[ 10 ]

Să continuăm alegerea (brutală) elementelor în etajul cu Q1 .Sarcina din colectorul

lui Q1 , notată cu R 1c în cc şi R 1c in semnal este:

R 1c =R 3 ||RinBQ2= R 3 ||

2

52

BQ

EBp

I

RIV R 3 ||β

2

52

I

RIVEBp

= R 3 ||2519

5.2KΩ =R3||3,15KΩ

Deoarece r 2ï = 2

2

2

2

40Igm

=

1940

25

KΩ=32 decucem că nu putem neglija

rezistenţa r x care este de ordinul sutelor de ohmi.Pentru o valoare aproximativă a sumei

r x +r ï =200Ω. Deci: R 1c = R 3 || [r 2ï +( β 2 +1)R 5 ] = R 3 || [0.2+26*0.1] = R 3 || 2.8 KΩ

Deoarece V MbQ2 =V McQ1 =1.9V şi A 1nQ =11.5 →bQ1M

cQ1M

V

V=11.5 →

→V MbQ1 = 5.11

9.1=0.165V

Apreciind ca amplificarea etalajului cu Q1 este dată, aproximativ, de raportul

rezistoarelor din colector şi emitor, decucem : 4

3

R

8.2|| KR = 11.5

Deoarece tensiunea de pe R 3 este R 3 I '1 =R 5 I 2 +V EBp =2.5V decucem:

R 3 =

2

1

5.2I

I

Stabilind valoarea pentru I1 putem determina R 3 şi apoi R 4 .Sa discutam ce se

întampla cu nivelul semnalului din colectorul lui Q1 dacă luăm pentru Q 1 un tranzistor cu variaţia lui β cu fregvenţa ca in figura de mai jos (curba 1, respectiv curba 2).

β

fig 9

2

1600

f

10MHz

25

[ 11 ]

Dacă Q 1 are β dat de curba 1, atunci când frecvenţa se modifică de la f j la

f s rezistenţa din colectorul lui Q 1 se modifică de la val. (R 3 ||60.8 KΩ) la f j

(când β=600) până la valoarea R 3 ||2.8 KΩ la f s (când β=25).Modificându-se rezistenţa

din colector cu frecvenţa deducem că amplificarea etajului şi deci amplitudinea semnalului din colector scade cu cresţerea frecvenţei.

Dacă β este dat de curba 2 atunci în banda amlificatorului sarcina din colector şi deci amplificarea va fi contantă.In acest caz amplitudinea semnalului nu va depinde de frecvenţă.Indiferent de valorile lui β în banda amplificatorului proiectarea etalajului se face plasându-ne în cel mai defavorabil caz pentru β.Astfel în primul caz valoarea minimă pentru β este la 10MHz şi este 25 iar în al doilea β are valoarea constantă tot de 25 în toată banda.Deci opţiunea pentru tranzistor cu caracteristica pentru β de forma celei notate cu 2 în figură este definitivă.

Să reluăm alegerea elementelor din etajul cu Q1 .Am pus conditia dată de amplificare! Vom continua cu excursia de semnal şi la sfârsit vom calcula banda şi vom stabili efectul toleranţelor si temperaturii.

Deoarece etajul lucrează cu nivele de semnal reletiv mici, nu suntem obligaţi să alegem I 1C astfel ca să obţinem excursie maxim posibilă pentru tensiunea din colector.O

astfel de alegere ar însemna o valoare mare pentru I C şi deci un consum mai ridicat de la

sursa de alimentare.Să alegem valoarea pentru I 1C , notat mai departe cu I1 .

Deoarece curentul din baza Q 2 în semnal este de 2519 =0.76mA deducem că I1

trebuie să fie mai mare decât 0.76mA.Daca I 1 =0.76mAatunci R3 trebuie să lipsească din circuit aşa cum este desenat mai jos. Utilizarea acestei

configuraţii de circuit fără R3 determinăla variaţii mici ale I1 (cu temperatura sau toleranţele rezistoarelor ) variaţii de β ori mai mari pentru I2 . Dacă de exemplu I1

se modifică cu 10% atunci I2 se va modifica cu 250% ceea ce este , sigur , inadmisibil în ceea ce priveşte realizarea specificaţiilor temei. Deci vom evita etajul propus alăturat şi deci I1>0,76mA Să încercăm să stabilim o limită pentru valoarea maximă a I1 . Trebuie să luăm în consideraţie puterea disipată maxim admisă pe transistor la temperatura maximă de funcţionare . Din catalog

deducem că la Tmax=600C puterea max disipată pe transistor este 156mW si estimând brutal că Uce=20V deducem I1<(150/20)=15mA. Am putea deci alege pentru I1 valoarea 1mA şi tot atât de bine am putea lua 10mA. Deosebirea dintre cele două variante ar fi date de :cu 1mA pentru I1 ,R3 ar rezulta de valoare mai mare decât în cazul în care I1 ar fi de10mA. Rezistenţe mai mici în colector şi emitor înseamnă constante de timp mai mici şi deci bandă mai mare de frecvenţă(în domeniul frecvenţelor înalte ) şi condensatoare

[ 12 ]

de decuplare şi cuplaj (dacă sunt necesare-aici nu) mai mari. Curentul fiind mare în cazul rezistoarelor mici deducem că de la sursă energia consumată este mai mare. Deoarece nuştim încă ce restricţii impune banda de frecvenţe asupra valorilor rezistoarelor luăm pentru I1 valoarea 2mA.

R3

276,02

5,2

Aleg valoarea standardizată de 1,8 KΩ cu care rezultă valoarea necesară pentru I1 astfel încat I2 să fie de 19mA.

I1 14,276,08,1

5,2 mA

Din cconditia de amplificare

638,2||8,1

4,11 44

RR

Standardizăm R4 La o valoare mai mică decât 63Ω în idea că la calculul exact al amplificării , datorită efectului rπ , amplificarea este mai mică decât raportul rezistoarelordin colector şi emitor şi deci o valoare mai mică pentru rezistoarele din emitor asigurăobţinerea amplificării dorite .Stabilim R4= 56Ω şi deci UR4 = I1R4 = 2,14*0,056 = 0,119V Deoarece nivelul din bază Q1 este maxim VBQ1M = 0,165V iar pe R4 în curent continuu este tensiunea 0,119V deducem că la alternanţa negativă din baza tranzistorul Q1 se va bloca ( tensiunea din emitor poate scădea cu 0,119V nu cu 0,165V cât ar trebui). Deoarece amplitudinea alternanţei negative VEM1 = ReIc = R4Ic putem creste VEM1 crescând Ic sau Re .Crescând R4 va trebui crescut şi R3 pentru a realiza amplificarea impusă de tema ceea ce va determina modificarea curenţilor I’ şi IB2 şi deci schimbarea P.S.F a Q2 . Trebuie să găsim o solutie de circuit în care să putem creste I1

fără a se modifica I2 şi amplificarea Au1

Să creştem I1 crescând tensiunea de pe R3 :

[ 13 ]

Q2

Q1Q1

QgQg

Q2IB2

I3

V1

fig 15 fig16

Creştem tensiunea de pe R3 fără să afectăm comportarea în semnal a circuitului cu Q2 dacă introducem în emitorul sau baza lui Q2 elemente de circuit la bornele cărora să apară cădere de tensiune în c.c. iar în semnal căderea să fie cât mai mică. Astfel de elemente de circuit sunt diodele sau diodele Zener care au la borne în c.c. tensiunea VD

respectiv Vz şi rezistenţa în semnal este de ordinul ohmilor, deci neglijabilă. Introducerea diodelor în emitor duce la scăderea tensiunii UCE deci a excursiei de semnal. Introducerea diodelor în bază nu afectează UCE însă lucrând la curentul IB2 căderea de tensiune de la bornele diodelor va fi mai mică decât cea care se obţine când diodele sunt în emitor. Introducând 3 diode ca în circuitul din figura 12, şi lucrând cu R3 =1.8 KΩ obţinem:

1

3

25 1.38.1

5.28.13' ImA

R

VIRVI BEpEBp

pentru care obţinem o tensiune pe R4:165.0173.0056.01.3414

RIU R

deci Q1 permite în bază o excursie de semnal mai mare de 0.165V pe alternanţa negativă. Calculul pentru alternanţa pozitivă din emitor determină:

[ 14 ]

VuURR

RV CEmCE

ec

eMe 8.0

056.1

056.0154.420

1056.0

056.01

11

11

Deducem:Ve1M = min0.173 ; 0.8 = 0.173 > 0.165 deci soluţia poate fi acceptată.Alte soluţii de circuit care să crească tensiunea de la borna +E la colectorul Q1

sunt prezentate în fig. 13 şi 14. Se observă că este necesar condensatorul de decuplare C care în semnal să fie scurt.

Am menţionat anterior că putem creşte R4Ic păstrând Ic şi crescând R4. Crescând R4 aceasta antrenează creşterea R3 pentru a păstra amplificarea de 11.4. Vom creşte R4

până când

KRRIR 08.014.2

165.0165.014.2 4414

Vom lua, de exemplu, 4R =82 Ω cu care KRR

39.14.11082.0

8.2||3

3

Alegem valoarea standardizată R3=1.5 KΩ. Luăm o valoare mai mare decât cea calculată pentru ca la calculul exact al amplificării să putem obţine valoarea estimată deoarece amplificarea exactă este mai mică decât cea aproximată cu raportul rezistoarelor. În acest caz valoarea necesară pentru curentul din Q1 va fi

mAI 42.25.1

5.276.01

Deci etajul cu Q1 are elementele alese anterior: R3=1.5KΩ; R4=82Ω.Verificăm obţinerea excursiei de semnal în colectorul şi emitorul lui Q1. Astfel,

trebuie simultan verificate relaţiile următoare:

adevarata 165.0;1.34V96.1min

adevarata 9.1;15.9V3.2min

0.16500.172.5200.970.082

0.082;0.0822.4min

9.1017.05.220082.097.0

97.0;4.297.0min

165.08.2||

;min

9.18.2||

8.2||R;8.2||min

134

441

143

331

VV

VuUKRR

RRI

VuURKR

KKRI

CEmCE

CEmCE

Deci valorile alese satisfac specificaţiile temei legate de excursia de semnal. La aceeaşi soluţie ajungeam dacă porneam de la setul complet de relaţii ce caracterizau etajul cu Q1 pentru comportarea în semnal legate de amplificare şi excursie în colector şi emitor şi pentru comportarea în c.c si anume:

[ 15 ]

165.08.2||

;min

9.18.2||

8.2||R;8.2||min

mA 5.7I

mA 76.0

8.11R

2.8K||

134

441

143

331

1

1

4

3

VuUKRR

RRI

VuURKR

KKRI

I

R

CEmCE

CEmCE

Am preferat căutarea soluţiei considerând că aceasta ar fi mai utilă cititorului decât rezolvarea “mecanică” a sistemului anterior.

Soluţiile prezentate în fig 15 si 16 (în care creşte valoarea R3) şi în care rezistorul R3 este înlocuit cu un generator de curent constant sunt practic inutilizabile deoarece stabilitatea psf şi a performanţelor este mică. I3 fiind constant,variaţia care apare în colectorul Q1 este obligată să treacă prin Q2 si deci psf pentru Q2 va fi puternic afectat .În plus la alternanţa pozitivă a tensiunii din colectorul lui Q1 poate apare saturaţia lui Q3

datorită scăderii tensiunii notate cu V1 .Cu scopul creşterii valorii minime pentru V1 (în mărimi totale) au fost introduse diodele din baza Q1.

Să calculăm valorile rezistoarelor R1 si R2 pentru polarizarea bazei Q1. Din

620

15R

1010

R

2

1

141

2

121

R

K

IRVI

R

I

ER

BEn

Deducem : Rin= R1|| R2|| Rin bQ1=0.62||15||(0.2+26∙0.082)<<100KΩPentru a creşte Rin trebuie eliminat efectul divizorului R1|| R2

Soluţia de circuit care elimină efectul (reduce de fapt) de şuntare a rezistenţei de intrare în bază cu divizorul pentru polarizarea bazei este prezentată în figura 17.

Condensatorul C se consideră de impedanţă neglijabilă la frecvenţa de lucru. Dacă notăm cu Va potenţialul nodului a, în ipoteza că Q repetă în emitor semnalul aplicat în bază deducem că potenţialul (în semnal) din emitorul lui Q este aproximativ Va. Dacă C

[ 16 ]

este scurt la frecvenţa de lucru atunci tensiunea pierdută pe el este neglijabilă şi deci potenţialul nodului b va fi egal cu cel al emitorului care fiind egal cu potenţialul bazei deducem Vb=Va. Curentul de semnal prin R’ e dat de

0'' )/R-V (Vi ba

şi deci la intrare, în semnal, se vede aproximativ rezistenţa de intrare în baza lui Q.VIRVU BEnR 79.0082.04.26.014'' .

Pentru curentul prin Q putem alege, de exemplu, valoarea I=1mA cu care neglijând IB1

deducem

mA

V.R''

1

790 , aleg valoarea standardizată, în clasa 10%, 820''R .

Valoarea reală a curentului din Q va fi mAI 06.125

4.2

82.0

79.0 .

Pentru calculul rezistenţei de intrare în circuitul din figura 17 folosim schema în semnal din figura 20.

[ 17 ]

Q

Q'

R'

R''R

+E

Rin

82 Ω820 Ω

Q’

’’ 0.8V4.4V

+E

Observăm că KKRrRin 1007.62)1()1(625.0 41 deci nu

putem satisface cerinţa pentru rezistenţa de intrare din temă.Trebuie să creştem rezistenţa de intrare în bază! Vom introduce pentru aceasta un

repetor pe emitor ca în fig. 18.

Alegem I’=1mA cu care KR1

4.1. Aleg

R=1.5KΩ. Cu această valoare pentru R nu obţin Rin=100 kΩ deoarece Rin<0.62+26∙1.5=39.6 kΩ.Trebuie pentru creşterea Rin să alegem un curent mai mic prin Q’ pentru a avea valoare mai mare pentru R.

Cu I’=100μA obţinem

KR 21

25

11.0

4.1.

Alegem valoarea standardizata in clasa 10 % pentru R: R = 22 kΩValoarea reala a curentului prin Q’ este

AAAI 103406325

1

22

4.1'

Deducem

AI

I B

425

103''

Calculam R’ astfel ca incarcarea data de R’ sa fie neglijabila fata de r’ si caderea de tensiune pe ea, in cc, san u fie determinanta in hotararea curentilor din tranzistoare. Aceasta ultima specificatie o realizam daca tensiunea in cc pe R’ este mai mica sau egala cu o tensiune VBE.

kI

VRkrR

kr

B

BE 150004.0

6.0';25.6''

25.61.040

25'

Sa luam pentru R’ o valoare R’ = 47kΩ. Alegerea unor valori mari (sute kΩ) pentru rezistoarele etajului din intrare determina ca semnalele parasite induse in ele de

Q

Q1

R'

R4R1 || R2 || R''

Rin

fig 20

KRr

gr

RrRRRrR

RrRR

m

in

39.213.226.0082.0264.240

25)1(

62510140

25

)1(||''||||'

'1||'

41

3

4121

[ 18 ]

campurile perturbatoare sa fie mari ceea ce este inacceptabil in cazul semnalelor de intrare foarte mici.

Calculul valorilor R1 si R2 il facem din:

kRRR

kRR

RR

R

kRR

VIRVIRERR

R

IE

RR

BEnB

4.44612.0

500

108.0

500

17.219.08.1188.03''

'10

112

21

21

2

21

1421

2

21

Standardizez la valoarea R1=390kΩ valoare mai mica decat cea obtinuta in calcul cu scopul obtinerii prin divizorul R1,R2 a unui curenti mai mare decat 10 · IB’, cu care obtinem:

R2 = 46.8kΩ aleg valoarea R2 = 47kΩ. Sa calculam rezistenta de intrare in etaj. Din circuitul din figura 21, deducem:

kkR

R

RrRrRRRrR

RrRR

in

in

in

100160237.65.573.12||390||47||22235.5

39.2||82.0266.0||390||47||2288.02515.5

1||""1"||||||'

'1'||' 4121

deci din punct de vedere al rezistentei de intrare, solutia este acceptata.

Circuitul complet este:

Fig. 22

[ 19 ]

Am considerat ca toate rezistoarele sunt in clasa de precizie 10%. Trebuie sa verificam marginile benzii de frecventa si sa stabilim efectele tolerantelor rezistoarelor si a variatiei temperaturii. Din frecventa inferioara a benzii amplificatorului vom determina valorile condensatoarelor de cuplaj. Vom folosi metoda constantelor de timp de scurt –circuit.

Vom calcula rezistenţa de la bornele celor 3 condensatoare: R1sc ,rezistenţa de la bornele lui C1 când C2 şi C3 sunt scurtcircuit.

Se observă că este rezistenţa de intrare in etaj anterior calculată: kR sc 1601

R2sc ,rezistenţa de la bornele condensatorului C2 când C1 şi C3 sunt scurtcircuit, o determinăm de pe circuitul din figura 23

R3sc , rezistenţa de la bornele condensatorului C3 când C1 şi C2 sunt scurtcircuite, se apreciază direct de pe circuitul din figura 22 cu

R3sc=R6+RS=0,56+0,5=1,06kΩPe baza relaţiei aproximative cunoscute:

jsc

1f2 j

obţinem:

SCscsc RCRCRC 332211j

1116,1252014,32f2

Avem o singura relaţie si 3 necunoscute C1,C2,C3.Putem considera C1=C2=C3 situaţie în care

FRRR scscsc

9,7100079,0)111

(6,125

1C 3

321

Deci considerând condensatoarele egale deducem că trebuie să aibă capacitatea de 10μF fiecare.Putem repartiza cantitatea din membrul stâng fiecărui termen din sumă proporţional cu rezistoarele Risc.Deoarece rezistoarele sunt 160;22;1 am putea alege de exemplu:

6,11

;0,141

;1101

112233

CRCRCR scscsc

kR

R

RRr

RRRR

sc

sc

inbQsc

4,22233,016,22

73,12||22||24,0390||47||47

||||1

||||

2

2

"

'

21'

2

[ 20 ]

Deducem FFFC 9,3C;2,3C;09,9 123

Alegem deci valorile FFFC 7,4C;7,4C;10 123 Observăm că ultima soluţie este mai avantajoasă economic din urmatoarele două puncte de vedere faţă de prima soluţie: Având capacităţi mai mici preţul condensatoarelor va fi mai mic Având capacităţi mai mici şi dimensiunile lor mecanice vor fi mai mici şi vor

determina un consum de sticlotextolit pentru realizarea cablajului mai mic (deci şi dimensiunea mecanică a dispozitivului poate fi mai mică) deci eficieţna economică mai mare.

Acceptăm deci soluţia a doua.Se poate găsi , având experienţa acestor două soluţii, o a treia în care unul dintre C2 sau C1 să fie de 2,2μF.Presupunem că C1=10 F şi C2 de exemplu C2=4,7 F obţinem

sc3

19,694,3125,6

FR

CRC scsc

28,07,21160

1

7,21

117,21

11

11

Alegem valoarea C1=330nFDeci soluţia finală ,mai avantajoasă decît chiar şi a doua este: C1=0,33μF ; C2=4,7μF ; C3=10μFCalculăm frecvenţa superioară a amplificatorului folosind metoda constantelor de timp de circuit deschis.Folosim în acest scop relaţia:

icd

ss f

12

Pentru calculul constantelor τicd putem folosi următoarele rezultate:Rπcd

Dacă etajul este un tranzistor în conexiune emitor comun, aşa cum este în figura 24 deducem:

tbx iii )1( 1iii bt

r

vii tt 1

r

vi

r

viRv t

tt

tbt 1

eb

eb

t

t

RRr

rRR

i

v

1

eb

ebcd RRr

rRRR

1

(α)

[ 21 ]

Rμcd

bctcibazabtt iRiRRRiV ||

eb

btctcibazabtt RrR

RiRiRRRiV

1||

eb

eb

eb

cbc

t

t

RrR

RrR

RrR

RRR

i

v

1

1

1

ebeb

c

b

ccd RrRRrR

RRRR 1||

1

(β)

Vom folosi relaţiile notate cu (α) şi (β) pentru calculul τicd pentru circuitul din fig.26

Condensatoarele C1,C2,C3 care intervin în joasă frecvenţa au fost înlocuite cu scurt circuite. Condensatoarele Cπ şi Cμ se determină astfel:

t

mgCC

Valoarea Cμse citeşte din catalog; cunoscînd Cμ=5pF se determina Cπ

dupa calculul transconductanţei gm.