Metode zaštite poluvodickihˇ modula od kratkog spoja kod ... · Slika 1.1: Zamjenski krug i simbol IGBT-a 1.1. Struktura i princip rada Dakle, IGBT je upravljiva, uklopiva i isklopiva

SVEUCILIŠTE U ZAGREBUFAKULTET ELEKTROTEHNIKE I RACUNARSTVA

DIPLOMSKI RAD br. 1335

Metode zaštite poluvodickihmodula od kratkog spoja kod

ucinskih pretvaracaMarko Grdakovic

Zagreb, srpanj 2016.

Umjesto ove stranice umetnite izvornik Vašeg rada.

Da bi ste uklonili ovu stranicu obrišite naredbu \izvornik.

iii

SADRŽAJ

1. Bipolarni tranzistor s izoliranom upravljackom elektrodom 11.1. Struktura i princip rada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2. Analiza procesa uklapanja i isklapanja IGBT- a . . . . . . . . . . . . 3

2. Izmjenjivac 62.1. Metoda uklanjanja harmonika . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2. Metoda poništavanja harmonika . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.3. Metoda premještanja harmonika . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3. Trorazinski izmjenjivaci 113.1. Osnovne topologije trorazinskih pretvaraca . . . . . . . . . . . . . . 11

3.1.1. Diodno pritegnuti trorazinski izmjenjivac (eng. Neutral-Point-

Clamped - NPC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3.1.2. Tranzistorski pritegnuti trorazinski izmjenjivac (eng. Active-

Neutral-Point-Clamped - ANPC) . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.1.3. Izmjenjivac sa plutajucim kapacitetima (eng. Floating Capa-

citor Inverter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.1.4. Induktivno spregnuti izmjenjivac (eng. Inductively Coupled

Inverter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.1.5. T-tip NPC izmjenjivaca (eng. T-type NPC) . . . . . . . . . . 16

3.2. Usporedba osnovnih karakteristika dvorazinskog i trorazinskog NPC

izmjenjivaca . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

4. Sistematizacija kvarnih stanja izmjenjivaca i funkcije zaštitnog kruga 194.1. Tipovi kvarnih stanja . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

4.2. Zaštitni krug . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

4.3. Kratki spoj kod trofaznog NPC izmjenjivaca sa naponskim ulazom . . 21

iv

5. Analiza mogucih scenarija kratkog spoja kod NPC izmjenjivaca 235.1. Ponašanje prilikom kratkog spoja . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

5.2. Kvarno stanje na vanjskom tranzistoru . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5.3. Kvarno stanje na unutarnjem tranzistoru . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.4. Kvarno stanje na priteznoj diodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

6. Osnovne metode detekcije kvarnog stanja 366.1. Metoda detekcije izlaska iz zasicenja (eng. desaturation detection met-

hod) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

6.2. Metoda zrcalne struje (eng. current mirror method) . . . . . . . . . . 37

6.3. Metoda mjerenja napona upravljacke elektrode (eng. gate voltage sen-

sing method) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

6.4. Metoda s povratnom vezom di/dt (eng. di/dt feedback control method) 38

7. Metode zaštite od kratkog spoja 397.1. Zaštita ogranicavanjem napona upravljacke elektrode (eng. protection

by gate voltage limiting) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

7.2. Zaštita dvokoracnim gašenjem (eng. protection by two-step gate pulse) 41

8. Metode zaštite od utjecaja efekta Millerove struje na napon upravljackeelektrode 428.1. Zaštita od Millerovog efekta otpornicima . . . . . . . . . . . . . . . 43

8.2. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom dodatnog kondenzatora . . . 44

8.3. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom negativnog napona UGE kod

isklapanja . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

8.4. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom PNP tranzistora . . . . . . . 45

8.5. Aktivno pritezanje Millerove struje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

8.6. Napredno aktivno pritezanje i dinamicko napredno aktivno pritezanje

Millerove struje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

9. Metode zaštite od prenapona 50

10. Primjeri implementacije zaštitnih krugova 5310.1. Brza prekostrujna zaštita IGBT modula kroz dinamicku evaluaciju struje

kvarnog stanja . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

10.1.1. Procjena vrijednosti struje kvarnog stanja . . . . . . . . . . . 53

10.1.2. Detektor pogreške . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

v

10.1.3. Pritezanje napona upravljacke elektrode . . . . . . . . . . . . 56

10.1.4. Meko isklapanje (eng. soft turn-off ) . . . . . . . . . . . . . . 57

10.2. Zaštita IGBT-a bazirana na di/dt povratnoj vezi . . . . . . . . . . . . 57

10.2.1. Dinamicko upravljanje strujom di/dt . . . . . . . . . . . . . . 58

10.2.2. Mjerenje promjene struje di/dt . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

10.2.3. Onemogucenje normalnog sklapanja IGBT-a, meko gašenje i

omogucenje kontroliranog gašenja upravljanjem strujom di/dt 60

10.2.4. Kontrolirano gašenje upravljanjem struje di/dt . . . . . . . . . 60

10.2.5. Vremenski periodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

10.3. Aktivna zaštita od kvarnih stanja zatvorenom petljom na upravljackoj

elektrodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

11. Simulacije zaštita od prenapona 6311.1. Idealni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju bez zaštite 63

11.2. Idealni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju sa zašti-

tom prigušnim clanovima . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

11.3. Idealni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju sa zašti-

tom priteznim clanovima . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

11.4. Realni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju bez zaštite

i parazitnih induktiviteta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

11.5. Realni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju bez zaštite 78

11.6. Realni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumosnom spoju sa pritez-

nom Zener diodom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

Literatura 87

vi

UVOD

DC/AC pretvaraci ili izmjenjivaci danas se koriste najcešce u besprekidnim sustavima

napajanja (UPS), elektromotornim pogonima, indukcijskom grijanju i obnovljivim iz-

vorima energije. Njihova funkcija je transformirati istosmjerni ulazni napon u izmje-

nicni napon željene amplitude i frekvencije.

Izmjenjivaci najcešce moraju osigurati mnoge sigurnosne zahtjeve kako bi osigu-

rali funkcionalnost opreme. Izmjenjivac moraju:

– uvijek raditi unutar njegovih strogih specifikacija, jer je moguce da on napaja

osjetljivu i skupu opremu,

– u slucaju kvara, sigurno se ugasiti, s obzirom da se koristi i u nestabilnim uvje-

tima za elektronicke uredaje, kao što su velika vlaga i razlika u temperaturi u

slucaju obnovljivih izvora energije i slicno,

– izvještavati o svom radu i obavijestiti u slucaju kvara o kakvom je kvaru rijec.

Izmjenjivace je moguce izvesti sa razlicitim poluvodickim elementima, no danas su

u upotrebi najcešce bipolarni tranzistori s izoliranom upravljackom elektrodom (IGBT)

zbog mogucnosti rada na visokim snagama, malih gubitaka vodenja i malog vremena

sklapanja.

No obnovljivi izvori energije i dalje stavljaju sve više zahtjeva na IGBT-e, npr. mo-

gucnost za vece struje i napone, vecu gustocu snage, brža vremena sklapanja, vecu

ucinkovitost, pouzdanost i brzu zaštitu. Od pobudnog stupnja, koji služi kao sucelje

izmedu tranzistora i signala logickih razina, se takoder ocekuje da ispuni neke od ovih

zahtjeva. On mora smanjiti gubitke sklapanja, mehanicka naprezanja prilikom prije-

laznih pojava sklapanja i kvarnih stanja, elektromagneticke smetnje te osigurati uredaj.

IGBT ima jednu veliku manu: ne podnosi kratkotrajne pojave kratkog spoja. Radi

toga, prilikom pojave kratkog spoja zaštita mora biti u mogucnosti iskljuciti izmjenji-

vac u vrlo kratkom vremenu kako bi se on zaštitio.

U ovom radu je opisan rad IGBT izmjenjivaca, kvarna stanja te trenutacno najbolje

zaštite od istih.

vii

1. Bipolarni tranzistor s izoliranomupravljackom elektrodom

Danas postoje razlicite topologije izmjenjivaca, no svaka ukljucuje jedan neizostavni

element: elektronicku ucinsku sklopku. Najcešce korištena sklopka u izmjenjivacima

je bipolarni tranzistor s izoliranom upravljackom elektrodom (eng. Insulated Gate

Bipolar Transistor), a u zadnje vrijeme dolazi i do sve veceg korištenja tranzistora s

ucinkom polja - MOSFET (eng. Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).

Kod velikih snaga koriste se i gate-om isklopivi tiristor - GTO (eng. Gate Turn-off

Thyristor). U ovom radu opisani su sustavi zaštite za izmjenjivace sa IGBT sklopkama.

Slika 1.1: Zamjenski krug i simbol IGBT-a

1.1. Struktura i princip rada

Dakle, IGBT je upravljiva, uklopiva i isklopiva jednokvadrantna sklopka, koja vodi

struju u jednom smjeru, preuzima pozitivni (blokirni) u stanju nevodenja, dok samo

neki tipovi IGBT-a mogu preuzeti negativni (zaporni) napon. Ostali moraju imati spo-

1

jenu antiparalelnu diodu koja preuzima zaporni napon. Uklapa pomocu pozitivnog

naponskog impulsa na upravljackoj elektrodi (gate-u), isklapa nakon uklanjanja tog

impulsa, njegov presjek je prikazan na slici 1.2.

Slika 1.2: Presjek IGBT-a

IGBT tranzistor spaja dobre karakteristike druga 2 tranzistora: veliku ulaznu impe-

danciju i velike brzine sklapanja MOSFET-a sa niskim naponom zasicenja bipolarnog

tranzistora. Time se dobije uredaj sa jako malom strujom upravljacke elektrode, koji

može podnijeti visoke napone i struje te pritom zadržati visoke frekvencije sklapanja.

Bipolarni tranzistor s izoliranom upravljackom elektrodom koristi tehnologiju izo-

lirane upravljacke elektrode MOSFET-a sa izlaznom karakteristikom konvencionalnog

bipolarnog tranzistora. Rezultat toga je hibrid koji ima izlaznu karakteristiku bipolar-

nog tranzistora, no naponski se upravlja njime jednako kao i MOSFET-om.

Na slici 1.1 se vidi da je IGBT trokanalni uredaj koji je složen tako da je ulaz N-

kanalnog MOSFET-a spojen na izlaz bipolarnog PNP tranzistora. Radi toga su njegovi

terminali nazvani kolektor, emiter i upravljacka elektroda.

Kao MOSFET i bipolarni tranzistor, IGBT se takoder može koristiti u krugovima

pojacala, ali po svojim karakteristikama idealan je kao sklopka u krugovima ucinske

elektronike.

Na slici 1.3 prikazane su karakteristike sklapanja IGBT-a. Po idealiziranoj karak-

teristici vidimo da, nakon što IGBT ude u zasicenje, struja kroz IGBT ovisi samo o

naponu na upravljackoj elektrodi, a pad napona vodenja je uvijek isti. Kod MOSFET-a

je situacija drugacija, jer porastom struje kroz MOSFET raste i otpor vodenja, cime

linearno raste i pad napona vodenja. Ima i puno manji otpor upravljacke elektrode Ron

od MOSFET-a tako da je upravljacka struja dosta manja te nema parazitnu diodu koja

2

Slika 1.3: Karakteristike sklapanja IGBT-a: b) realna c) idealizirana i d) idealna

vodi u suprotnom smjeru. Zbog toga je IGBT puno bolji za rad pri vecim snagama.

Takoder, za razliku od bipolarnog tranzistora zahtjeva puno manje struje na upravljac-

koj elektrodi za upravljanje od bipolarnog tranzistora te je lakše njime upravljati. Zato

je IGBT idealna sklopka za rad na višim snagama koje zahtjeva ucinska elektronika.

1.2. Analiza procesa uklapanja i isklapanja IGBT- a

Na slici 1.4 vidljivo je ponašanje IGBT-a tijekom prijelaznih pojava uklapanja i iskla-

panja. Obe pojave mogu biti opisane u cetiri razlicite faze. Tijekom uklapanja:

1. Napon upravljacke elektrode uge raste od negativnog polariteta Uee do napona

3

Slika 1.4: Valni oblici tijekom uklapanja i isklapanja IGBT-a

praga Uth. Napon kolektor-emiter uce, kao i struja kolektora ic ostaju nepromi-

jenjeni u ovom periodu.

2. uge nastavlja rasti do Millerovog platoa, što vodi do naglog porasta struje ic. Ve-

lika promjena struje di/dt plus struja oporavka povratne diode uzrokuju nadvi-

šenje struje ∆Irr na tranzistoru kada se vrijednost struje ic približava konacnoj

vrijednosti IL.

3. uce naglo pada, dok IGBT provodi struju IL. Naponsko zatezanje se javlja na

kraju ove faze radi nelinearnog Millerovog kapaciteta.

4. uge nastavlja rasti od Umiller do konacne vrijednosti Ucc. Istovremeno uce po-

prima svoju vrijednost u ustaljenom stanju Uce(on).

Tijekom isklapanja se dogadaju sljedece faze:

1. uge se smanjuje od napona pozitivnog polariteta Ucc do napona Umiller, bez pro-

mjene struje i napona na IGBT-u.

2. Kolektor-emiter napon uce pocinje rasti, dok struja ic ostaje pri ustaljenom stanju

IL. uce polako raste na pocetku zbog velikog Millerovog kapaciteta, nakon cega

naglo raste do DC napona medukruga.

4

3. uge pada do napona praga Uth te struja koja tece kroz IGBT naglo pada, time

inducirajuci nadvišenje napona ∆Uos.

4. Struja nastavlja padati, sa strujnim zatezanjem prouzroceno sporom rekombina-

cijom manjinskih nosilaca u driftnom podrucju.

5

2. Izmjenjivac

Izmjenjivac je uredaj koji pretvara ulazni istosmjerni napon ili struju u izlazni izmje-

nicni napon ili struju željene frekvencije i vršne vrijednosti. Na slici 2.1 je prikazan

jednofazni autonomni izmjenjivac s naponskim ulazom.

Slika 2.1: Jednofazni autonomni izmjenjivac

Ovisno o stanju sklopki, mijenja se i napon na trošilu. Sklopke vode u parovima.

Kada vode sklopke S1 i S4 napon na trošilu je pozitivan UDC , a kada vode sklopke S2

i S3 napon na trošilu je negativan −UDC . Sklopna frekvencija odreduje frekvenciju

izlaznog izmjenicnog napona pravokutnog valnog oblika, slika 2.2.

6

Slika 2.2: Pravokutna modulacija

Upravljanje snagom koja se predaje trošilu kod ovog nacina upravljanja sklopkama

(pravokutna modulacija) moguce je jedino promjenom ulaznog napona.

Kako bi se moglo upravljati efektivnom vrijednošcu izlaznog napona, tj. snagom

koja se predaje trošilu, uvodi se trece sklopno stanje te se dobiva kvazipravokutnamodulacija, slika 2.3. Trece sklopno stanje, u kojem je izlazni napon jednak nuli,

ostvaruje se istovremenim vodenjem sklopki S1 i S3 ili S2 i S4.

Slika 2.3: Kvazipravokutna modulacija

Kod današnjih visokonaponskih mreža u upotrebi su trofazni sistemi, pa tako i tro-

fazni izmjenjivaci. Dodavanjem još jednog para sklopki jednofaznom izmjenjivacu

dobije se trofazni autonomni izmjenjivac, slika 2.4. Razlicitim topologijama kod tro-

faznih izmjenjivaca može se dobiti više naponskih razina (višerazinski izmjenjivaci).

Da bi izlazna struja izmjenjivaca bila po valnom obliku što slicnija sinusnoj struji

koriste se razlicite metode smanjivanja faktora THD. Najpoznatije metode su:

– metoda uklanjanja harmonika

7

Slika 2.4: Trofazni izmjenjivac

– metoda poništavanja harmonika

– metoda premještanja harmonika

2.1. Metoda uklanjanja harmonika

Sklopkama se upravlja tako da se iz valnog oblika izlaznog napona uklone odredeni

harmonici. Odabire se takav kut upravljanja δ da nema nekih harmonika.

Amplituda sinusnih clanova kvazipravokutnog valnog oblika signala iznosi:

Uan =4

T

∫ T/2

0

ua(t) sinn2πt

Td(t) (2.1)

iz cega se dolazi do amplitude, na primjer, treceg harmonika:

Ua3 =4

T

∫ π−δ

δ

sin 3ωtd(ωt) =4UDC

3πcos 3δ (2.2)

Odgovarajucim izborom kuta upravljanja δ može se potpuno ukloniti treci harmo-

nik. Treci harmonik ne postoji ako je δ = 30◦ elektricnih. Štoviše, uklonjeni su svi

harmonici reda 3n, što se može dokazati analizom Fourierovih koeficijenata.

Na slici 2.5 vidi se kojim kutem upravljanja je moguce eliminirati (ili smanjiti)

harmonike 3, 5 i 9.

8

Slika 2.5: Amplituda harmonika ovisno o kutu upravljanja δ

2.2. Metoda poništavanja harmonika

Poništavanje odredenih harmonika postignuto je dodavanjem fazno pomaknutih izlaz-

nih napona dvaju jednakih pretvaraca u mosnom spoju, slika 2.6. Problem ove metode

je, naravno, u velikom broju sklopki potrebnih za realizaciju.

Slika 2.6: Shema pretvaraca za metodu poništavanja harmonika

Ova metoda je dobro rješenje u slucaju nemogucnosti trece razine pretvaraca (dvo-

razinski pretvarac) i ako se želi smanjiti napon na sklopkama na pola nazivne vrijed-

nosti, cime se smanjuje i cijena sklopke.

9

2.3. Metoda premještanja harmonika

Modulacijom je takoder moguce premjestiti harmonika na više frekvencije, kako bi se

onda lakše uklonili filterima s manjim komponentama. Ta se metoda naziva modula-cija širine impulsa (eng. Pulse Width Modulation). Korištenjem dva signala, jedan

najcešce trokutastog oblika i drugi sinusnog, modulira se izlazni signal struje kako

bi bio cim bliže sinusnom sa što manjom amplitudom viših harmonika. Dva signala

ulaze u komparator te stvaraju signal za upravljacku elektrodu tranzistora kojom se

tako modulira izlazni napon.

Slika 2.7: Usporedba harmonika pravokutnog signala i PWM-a

Izlazni napon izmjenjivaca dobiven modulacijom širine impulsa i napon pravokut-

nog valnog oblika imaju približno jednak faktor izoblicenja napona THD. Medutim,

harmonici napona PWM valnog oblika imaju mnogo vecu frekvenciju (premješteni su

na više frekvencije) od harmonika napona pravokutnog valnog oblika, slika 2.7.

Postoje dva tipa sinusne modulacije širine impulsa, bipolarni i unipolarni. Uni-

polarni je nešto kompliciraniji zbog drugacijeg upravljanja sklopkama i trece razine

napona, no prednost mu je puno bolji THD faktor.

10

3. Trorazinski izmjenjivaci

Po broju razina izlaznog napona koje izmjenjivaci mogu proizvesti, izmjenjivace di-

jelimo na dvorazinske, trorazinske i višerazinske. Povecanjem broja razina izlaznog

napona povecava se kvaliteta izlaznog napona i struje izmjenjivaca, tj. smanjuje faktor

THD, medutim povecava se broj komponenata u pretvaracu i složenost upravljanja. U

sljedecem poglavlju opisane su najcešce topologije izmjenjivaca sa naponskim ulazom.

Dan je detaljan prikaz shema i opis principa rada.

3.1. Osnovne topologije trorazinskih pretvaraca

3.1.1. Diodno pritegnuti trorazinski izmjenjivac (eng. Neutral-Point-

Clamped - NPC)

Na slici 3.1 je prikazana shema diodno pritegnutog trorazinskog izmjenjivaca - NPC

(eng. Neutral Point Clamped).

Slika 3.1: Shema NPC izmjenjivaca

11

Kod NPC izmjenjivaca pritezne diode su spojene s nultom tockom DC napona.

Ove diode, uz to što omogucuju trecu razinu napona, smanjuju blokirni napon na tran-

zistorima na UDC

2. Uz stanja koja imamo kod dvorazinskih izmjenjivaca, dodatno po

grani postoji još jedno novo stanje, koje povezuje izlazni terminal sa srednjom tockom

DC napona. U tablici 3.1 se može vidjeti napon koji se javlja u fazi ovisno o stanjima

tranzistora u toj fazi.

Tablica 3.1: Napon grane a prema srednjoj tocki kondenzatora ovisno o stanjima tranzistora

kod NPC-a

Sa1 S’a2 S’a1 Sa2 UaN

1 1 0 0 UDC

2

0 1 1 0 0

0 0 1 1 −UDC

2

Tijekom pozitivnog ili negativnog stanja izlaznog napona, uklopljeni su gornji ili

donji par tranzistora, dok su tijekom nultog stanja uklopljena dva srednja tranzistora.

Na slici 3.2 se može vidjeti graficki prikaz toka pozitivne i negativne struje trošila.

Slika 3.2: Tok struja pri stanjima NPC izmjenjivaca UDC2 , 0 i −UDC

2

Naponsko stanje pojedine grane se uvijek mijenja tako da samo jedan tranzistor u

grani uklapa, a drugi isklapa. Pomocu takvog upravljanje vektorima stanja izbjegava se

komutacija struje izmedu svih tranzistora istovremeno te se smanjuju gubici u krugu.

Nedostatak ove topologije je pojava valovitosti napona na kondenzatorima u istos-

mjernom medukrugu koja se preslikava na izlazni napon pretvaraca te neujednacenost

opterecenja poluvodickih ventila. Problemi neravnomjerno rasporedenih gubitaka po

ventilima i održavanje potencijala srednje tocke kondenzatora nastoje se ukloniti upo-

trebom razlicitih vrsta modulacije.

12

3.1.2. Tranzistorski pritegnuti trorazinski izmjenjivac (eng. Active-

Neutral-Point-Clamped - ANPC)

U disertaciji Thomasa Brücknera [Brückner (2005)] je predloženo da se pritezne diode

koje su spojene sa nultom tockom napona zamijene antiparalelnim tranzistorima. Ova

promjena podiže cijenu i kompleksnost, no njome je moguce kontrolirati tranzistore

kroz koje tece struja u srednju tocku kondenzatora (dok kod NPC-a to odreduje smjer

struje). Time se postižu sljedece karakteristike u odnosu na NPC:

– povišenje izlaznog napona od 20% ili

– povišenje sklopne frekvencije od 50% do 100% ili

– povišenje struje tereta pri frekvenciji 0 od preko 50%.

Takoder, ova topologija ima neke prednosti pri kvarnim stanjima u odnosu na NPC

radi mogucnosti upravljanja tokom struje pri kratkom spoju i otvorenom krugu.

3.1.3. Izmjenjivac sa plutajucim kapacitetima (eng. Floating Ca-

pacitor Inverter)

Funkciju diodno pritegnutih izmjenjivaca moguce je realizirati i kroz topologiju sa

plutajucim kapacitetima, slika 3.3.

Slika 3.3: Shema izmjenjivaca sa plutajucim kapacitetima

13

Prednost ove topologije je u jednostavnom dizajnu koji ukljucuje manji broj polu-

vodickih komponenata. Nedostatak je da se plutajuci kondenzatori prilikom ukljucenja

izmjenjivaca moraju nabiti i tijekom rada se moraju održavati na zadanom ulaznom na-

ponu. Iako kod simetricnog opterecenja struje kondenzatora ostaju pri srednjoj vrijed-

nosti nula, uz ovu topologiju preporucuje se i upravljacki krug za napone kondenzatora.

U tablici 3.2 je navedeno kako se realiziraju pojedina stanja u grani.


kod izmjenjivaca sa plutajucim kapacitetima

Sa1 S’a2 S’a1 Sa2 UaN

1 1 0 0 UDC

2

1 0 1 0 0

0 1 0 1 0

0 0 1 1 −UDC

2

Takoder, moguce su dodatne razine napona dodavanjem parova tranzistora u granu

i kondenzatora povezanih izmedu njih.

3.1.4. Induktivno spregnuti izmjenjivac (eng. Inductively Coupled

Inverter)

Kako bi se smanjio broj poluvodickih sklopki, realizirala se ideja o induktivno spreg-

nutom izmjenjivacu. Ova topologija ima najmanji broj poluvodickih komponenti za

sada na tržištu, slika 3.4. No dodavanjem induktiviteta, ili bilo kojih magnetskih kom-

ponenata, povecavaju se masa i gubici.

14

Slika 3.4: Shema induktivno spregnutog izmjenjivaca

Antiparalelno spojene diode omogucuju tok energije iz zavojnice kada su oba tran-

zistora u grani isklopljena. U tablici 3.3 mogu se vidjeti naponi grane ovisno o stanju

tranzistora.


kod induktivno spregnutog izmjenjivaca

Sa1 Sa2 UaN

1 0 UDC

0 1 0

0 0 UDC

2

Dodatni nedostaci ove topologije je nemogucnost veceg broja naponskih razina te

puni napon DC medukruga na sklopkama.

15

3.1.5. T-tip NPC izmjenjivaca (eng. T-type NPC)

Slika 3.5: Shema T-tipa NPC izmjenjivaca

Još jedna zanimljiva topologija izmjenjivaca javlja se u obliku T-tipa NPC izmjenji-

vaca, slika 3.5. Prednosti su mu mali broj tranzistora i što pri negativnom ili pozitiv-

nom stanju struja tece kroz samo jedan tranzistor, što smanjuje gubitke.

Tablica 3.4 prikazuje napone grane pri razlicitim stanjima. Uklapaju uvijek parovi

tranzistora kako bi se komutacija sa sklopki na sklopke lakše odvijala.


kod T-tipa NPC izmjenjivaca

S1 S2 S3 S4 UaN

1 1 0 0 UDC

2

0 1 1 0 0

0 0 1 1 −UDC

2

Takoder, blokirni napon se nikada ne javlja samo na jednom tranzistoru, tako da se

mogu koristiti tranzistori nižih nazivnih napona, što dodatno snizuje cijenu.

3.2. Usporedba osnovnih karakteristika dvorazinskog

i trorazinskog NPC izmjenjivaca

Glavna razlika izmedu klasicnog dvorazinskog i trorazinskog NPC izmjenjivaca je har-

monijski sastav signala napona. Kao što smo vec ranije spomenuli, veci broj razina

16

napona daje bolji faktor harmonijskog izoblicenja THD. Treca razina izlaznog napona

omogucuje bolji harmonijski spektar i smanjuje blokirni napon na tranzistorima te sa

upotrebom modernih topologija eliminira vecinu nedostataka koja se javlja upotrebom

dvorazinskih izmjenjivaca u podrucju srednjih i visokih napona i vecih snaga.

Tablica 3.5: Moguca stanja dvorazinskih pretvaraca

Broj Grana a Grana b Grana c1 + − −2 + + −3 − + −4 − + +

5 − − +

6 + − +

7 − − −8 + + +

Uz vec poznate vektore stanja iz dvorazinskih pretvaraca, tablica 3.5, trecom razi-

nom nultog izlaznog napona dodano je još 17 stanja, tablica 3.6.

Vektori u kojima sve tri sklopke imaju isto stanje nazivaju se nultim vektorima.

Na slici 3.6 su prikazani vektori stanja kod dvorazinskih i trorazinskih pretvaraca

u prostoru.

17

Tablica 3.6: Dodatna moguca stanja trorazinskih pretvaraca

Broj Grana a Grana b Grana c9 0 0 0

10 + 0 −11 0 + −12 − + 0

13 − 0 +

14 0 − +

15 + 0 −16 − 0 −17 0 + 0

18 0 + +

19 − 0 0

20 − − 0

21 0 0 +

22 + 0 +

23 0 − 0

24 0 − −25 + 0 0

26 + + 0

27 0 0 −

Slika 3.6: Vektori stanja u prostoru kod dvorazinskih (lijevo) i trorazinskih (desno) pretvaraca

18

4. Sistematizacija kvarnih stanjaizmjenjivaca i funkcije zaštitnog kruga

4.1. Tipovi kvarnih stanja

Stanja koja mogu izazvati kvarno stanje tijekom rada izmjenjivaca su sljedeca [Eftic-

hios Koutroulisa (2003)]:

– ulazni napon izvan specifikacija izmjenjivaca

– preopterecenje

– prenapon na izlazu tijekom prijelaznih pojava, npr. spajanja ili odspajanje mo-

tora

– kratki spoj na izlazu

– amplituda izlaznog napona i frekvencija izvan specifikacija izmjenjivaca

– visoka temperatura okoline, koja mijenja karakteristike poluvodickih kompo-

nenti

– visoka vlaga koja može utjecati na ponašanje elektronickih komponenti

– ostali neocekivani faktori, npr. greška u krugu upravljacke elektrode itd.

Ako dode do nekog od spomenutih problema, izmjenjivac mora odmah biti ugašen

kako bi se zaštitilo trošilo i poluvodicke komponente od uništenja te mora izvjestiti o

nastalom problemu.

Osnovna kvarna stanja koja se mogu javiti u izmjenjivacu su kratki spoj i prazni

hod. Kratki spoj može biti izazvan pogrešnim generiranjem upravljackog signala

IGBT-a u pobudnom sklopu za vrijeme dok tranzistor ne vodi. Kratki spoj takoder

može biti izazvan djelovanjem vanjskog strujnog kruga za vrijeme dok tranzistor vodi.

Kvarovi zbog praznog hoda javljaju se odvajanjem spojnih vodova, kvarom pobudnog

stupnja ili probojem IGBT-a kao posljedice kratkog spoja.

19

Zbog trenda da se postignu vece gustoce snage u sve tanjim silicijskim plocicama

IGBT-a, dolazi do smanjenja toplinskog kapaciteta i povecanja brzine porasta tempe-

rature. Iz tog je razloga potrebna vrlo brza zaštita tranzistora od struje kratkog spoja.

Vrijeme reakcije zaštitite mora bit manje od 2 µs [Frank Huang (2007)]. Kod projek-

tiranja zaštite od kratkog spoja posebno je važno ogranicenje iznosa struje za vrijeme

kratkog spoja jer ce u protivnom doci do:

– porasta temperature silicija IGBT-a uslijed velike disipacije snage

– gubitka kontrole nad naponom upravljacke elektrode

– induciranja prenapona UCE zbog isklapanja nakon vodenja struje kratkog spoja

Pogrešno generiranje upravljackog signala najcešce dovodi do kratkog spoja te je

nužno implementirati on-line nadzor napona upravljacke elektrode u primjenama pre-

tvaraca gdje je bitna sigurnost uredaja. Do pojave pogrešnog generiranja upravljackih

signala može doci uslijed pojave praznog hoda u pobudnom sklopu, istrošenosti kom-

ponenata pobudnog sklopa ili Millerovog efekta zbog brze promjene napona duCE/dt.

Kod velike i brze promjene napona izmedu kolektora i emitera, kroz kondenzator koji

postoji u strukturi IGBT-a izmedu upravljacke elektrode i kolektora, CGC , javlja se

struja koja može nabiti taj kondenzator do iznosa koji premašuje napon praga te tran-

zistor provede, slika 4.1.

Tri su najcešca razloga zbog kojih dolazi do naglog porasta napona duCE/dt [S. K. Biswas

(1995)]:

1. isklapanje IGBT-a

2. isklapanje povratne diode

3. uklapanje IGBT-a u serijskom spoju

20

Slika 4.1: Shema jedne grane NPC izmjenjivaca

4.2. Zaštitni krug

Funkcija zaštitnog kruga u slucaju nastanka kratkog spoja je opcenito:

– detektirati kvarno stanje i struju kratkog spoja u odredenom vremenu

– ograniciti vršnu vrijednost struje

– sigurno isklopiti

Dodatno, zaštitni krug mora imati sklop za filtriranje signala kako bi se sprijecila

kriva prorada zaštite. No kod nekih kvarnih stanja ni zaštitni krug nije u mogucnosti

sam sigurno isklopiti, nego treba dodatnu podršku.

4.3. Kratki spoj kod trofaznog NPC izmjenjivaca sa na-

ponskim ulazom

Kratki spoj je sigurno najopasnije kvarno stanje kod izmjenjivaca jer njegovom po-

javom može doci do uništenja izmjenjivaca, pa cak i (nekad vrlo skupih) trošila. U

21

sljedecem poglavlju je prikazano kako zaštitni krug u jednoj fazi štiti od kratkog spoja

kod trofaznog NPC izmjenjivaca te kako zaštita treba reagirati u odredenim slucaje-

vima [Michael Sprenger (2013)].

Kod dvorazinskog izmjenjivaca, postoje dva osnovna tipa kratkog spoja. Prvi znaci

da se kratki spoj na poluvodickom elementu pojavio u trenutku kada ne utjece na rad

kruga te ce se greška pojaviti prelaskom u drugo sklopno stanje, a drugi da se kratki

spoj na poluvodickom elementu pojavio u trenutku kada on direktno utjece na rad

kruga.

Kada se detektira kratki spoj, zaštitni krug mora slijediti odredenu sekvencu kako

bi sigurno isklopio; prvo gasi vanjske IGBT-ove, a nakon nekog mrtvog vremena i

unutarnje IGBT-ove.

22

5. Analiza mogucih scenarija kratkogspoja kod NPC izmjenjivaca

U jednoj fazi trofaznog NPC izmjenjivaca je 10 poluvodickih elemenata koji bi mogli

biti kratko spojeni, slika 5.1. Takoder, kod ovog izmjenjivaca bitan je i smjer struje

trošila (pozitivni ili negativni) za ispravljanje grešaka kratkog spoja. Kvarno stanje se

može pojaviti u sva 3 naponska stanja stanja i kao oba tipa kratkog spoja spomenuta

u odlomku iznad. Iz ovoga slijedi da postoji cak 120 mogucih kvarnih stanja kratkog

spoja!

Slika 5.1: Shema jedne grane NPC izmjenjivaca

Na srecu, ne ugrožavaju kratki spojevi na svim elementima funkcionalnost uredaja.

Takoder, postoje simetrije izmedu ponašanja pri kratkom spoju koje reduciraju broj

mogucih razlicitih kvarnih stanja. Kod trofaznog NPC-a, tipovi kvarnih stanja se mogu

23

podijeliti u tri kategorije:

– tip1 - greške koje se mogu otkriti metodom izlaska iz zasicenja i riješiti isto-

vremenim gašenjem svih poluvodica u toj grani.

– tip2 - greške koje trebaju dodatnu hardversku ili/i softversku podršku kako bi

se otkrile ili/i riješile.

– tip3 - greška se ne može riješiti u toj grani.

U tablici 5.1 su prikazane simetrije izmedu kvarnih stanja i njihov tip (npr. kvarno

stanje poluvodickog elementa T4 u nultom naponskom stanju i pri pozitivnoj struji se

tretira jednako kao i kvarno stanje poluvodickog elementa T1 u nultom naponskom

stanju i pri negativnoj struji). Zbog tih simetrija, dovoljno je razmatrati samo kvarno

stanje na elementima T3, T4 i D5.

Tablica 5.1: Simetrije kvarnih stanja kratkog spoja

Pozitivna struja trošila Negativna struja trošilaTip greške

Naponsko stanje Element Naponsko stanje Element

UDC

2

T4

−UDC

2

T1 tip2

T3 T2 tip2

D5 D6 tip1

0T4

0T1 tip2

T1 T4 tip3

−UDC

2

T1UDC

2

T4 tip3

T2 T3 tip2

D6 D5 tip1

5.1. Ponašanje prilikom kratkog spoja

Za razliku od 2 tipa kratkog spoja kod dvorazinskih izmjenjivaca, kod trorazinskih se

tipovi kratkih spojeva moraju podijeliti drugacije:

– KS-A - greška se pojavila u naponskom stanju u kojem ne uzrokuje kratki spoj.

Tek prelaskom u neko drugo stanje dolazi do pojave kratkog spoja.

– KS-B - greška se pojavila u naponskom stanju u kojem direktno prouzrocava

kratki spoj.

– KS-C - greška se pojavila u naponskom stanju gdje nije prouzrocen kratki spoj

nego prebacaj napona.

24

S obzir na spomenutu simetriju, uzimaju se 3 razlicita poluvodicka elementa u

svakoj od ovih situacija kratkog spoja. Za kratki spoj unutarnjeg tranzistora uzima se

T3, vanjskog T4 i za priteznu diodu D5.

5.2. Kvarno stanje na vanjskom tranzistoru

Na vanjskom IGBT-u su moguca sva tri tipa kratkog spoja.

Slika 5.2: Stanja pri pozitivnoj struji trošila prije kratkog spoja na T4

KS-A i KS-B za pozitivnu struju trošila: U primjeru 5.2a u trenutku kada se

kratki spoj na T4 pojavi, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Tek

prelaskom na nulto naponsko stanje, tj. uklapanjem T2, dolazi do kratkog spoja i to je

kratki spoj tipa KS-A.

25

Slika 5.3: Stanje nakon kratkog spoja na T4

U primjeru 5.2b u trenutku kada se kratki spoj na T4 pojavi, on ima direktan utjecaj

na krug, put struje se mijenja i to je kratki spoj tipa KS-B. Krug nakon pojave kratkog

spoja je prikazan na slici 5.3a.

Slika 5.4: Stanja pri pozitivnoj struji trošila nakon kratkog spoja na T4 te nakon gašenja T2 i

T3

Kada zaštitni krug detektira kratki spoj, on pocne isklapati tranzistore T2 i T3. Ako

26

prvo isklopi tranzistor T2, pojavljuje se stanje prikazano na 5.4a. Ako prvo isklopi

tranzistor T3, pojavljuje se stanje prikazano na 5.4b. Nakon gašenja oba tranzistora,

konacno stanje uvijek bude 5.4a. U ovom primjeru se vidi da je ovaj tip greške moguce

riješiti unutar same grane sa odgovarajucom zaštitom, što predstavlja grešku tip2.

KS-A i KS-B za negativnu struju trošila: U primjeru 5.5a u trenutku kada se

kratki spoj na T4 pojavi, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Pre-

laskom na nulto naponsko stanje, tj. uklapanjem T2, dolazi do kratkog spoja i to je


Slika 5.5: Stanja pri negativnoj struji trošila prije kratkog spoja na T4



spoja je prikazan na slici 5.3b.

27

Slika 5.6: Stanja pri pozitivnoj struji trošila nakon kratkog spoja na T4 te nakon gašenja T2 i

T3

Zaštitni krug detektira kratki spoj te pocne isklapanje srednjih tranzistora. Isklapa-

njem tranzistora T2 rješava se problem kratkog spoja, pojavljuje se stanje 5.6a. Pro-

blem se pojavljuje kada zaštitni krug pokuša ugasiti tranzistor T3. Zbog naglog pada

struje do kojeg bi došlo gašenjem T3, blokirni napon plus napon nastao promjenom

struje di/dt bi inducirali prebacaj napona koji bi uništio tu poluvodicku komponentu,

slika 5.6b. Radi toga zaštitni krug unutar grane ne može tretirati ovo kvarno stanje,

nego je potreban poseban zaštitni krug koji ima mogucnost gašenja više faza (greška

tip3).

KS-C: Slika 5.7 prikazuje stanja prije i poslije kvara. Nakon kratkog spoja na T4,

blokirni napon na T3 naraste 2 puta na vrijednost UDC . U tom slucaju zaštita mora

uklopiti tranzistor T3 kako ne bi došlo do njegova uništenja, što vodi do prebacaja

napona u toj grani, tip kratkog spoja KS-C, slika 5.8a. Zatim zaštitni krug rješava

kratki spoj gašenjem T1, slika 5.8b. Zatim slijedi procedura gašenja T2 i T3, koja je

opisana u primjeru iznad.

28

Slika 5.7: Stanja prije i poslije kratkog spoja na T4 za KS-C

Slika 5.8: Stanja tijekom prebacaja napona i nakon isklapanja T1

29

5.3. Kvarno stanje na unutarnjem tranzistoru

Na unutarnjem IGBT-u su moguci tipovi kratkog spoja KS-A i KS-B.

Slika 5.9: Stanja pri pozitivnoj struji trošila prije kratkog spoja na T3


kratki spoj na T3 pojavi, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Tek

prelaskom u naponsko stanje UDC

2, tj. uklapanjem T1, dolazi do kratkog spoja i to je


30

Slika 5.10: Kratki spoj nakon kvara na T3 za pozitivnu struju trošila i stanje grane nakon

gašenja

Slika 5.11: Stanja nakon isklapanja T1 i T2 nakon kratkog spoja T3 za pozitivnu struju trošila



spoja je prikazan na slici 5.10a.

Kada zaštitni krug detektira kratki spoj, on mora slijediti sekvencu gašenja te prvo

31

isklopiti vanjske tranzistore, u ovom slucaju T1, slika 5.11a. Kada bi prvo isklopio

tranzistor T2, došlo bi do zabranjenog stanja, tj. prevelikog blokirnog napona na T2,

slika 5.11b. Nakon gašenja oba tranzistora, struja komutira na diode D3 i D4 te se

postigne konacno stanje 5.10b. Ovaj tip greške je moguce riješiti unutar same grane sa

odgovarajucom zaštitom, što predstavlja grešku tip2.


kratki spoj na T3 pojavi, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Prela-

skom u naponsko stanje UDC

2, tj. uklapanjem T1, dolazi do kratkog spoja i to je kratki

spoj tipa KS-A.

U primjeru 5.12b u trenutku kada se kratki spoj na T3 pojavi, on ima direktan

utjecaj na krug, put struje se mijenja i to je kratki spoj tipa KS-B. Krug nakon pojave

kratkog spoja je prikazan na slici 5.13a.

Slika 5.12: Stanja pri negativnoj struji trošila prije kratkog spoja na T3

Kada zaštitni krug detektira kratki spoj, on ponovno prati sekvencu gašenja te prvo

isklapa vanjske tranzistore(T1), iako u slucaju negativne struje trošila se prvo može

ugasiti i unutarnji tranzistor. Nakon gašenja oba tranzistora, struja komutira na priteznu

diodu D6 i kratko spojeni tranzistor T3 te se postigne konacno stanje 5.13b. Ovaj tip

greške je moguce riješiti unutar same grane sa odgovarajucom zaštitom, što predstavlja

grešku tip2.

32

Slika 5.13: Kratki spoj nakon kvara na T3 za negativnu struju trošila i stanje grane nakon

gašenja

5.4. Kvarno stanje na priteznoj diodi

Slika 5.14: Stanja pri pozitivnoj struji trošila prije kratkog spoja na D5

Na priteznoj diodi su moguci tipovi kratkog spoja KS-A i KS-B.


33

kratki spoj na D5 pojavi, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Prela-



spoj tipa KS-A.

U primjeru 5.14b u trenutku kada se kratki spoj na D5 pojavi, on ima direktan



Slika 5.15: Kratki spoj nakon kvara na D5 za pozitivnu struju trošila i stanje grane nakon

gašenja

Zaštitni krug detektira kratki spoj te pocne isklapanje tranzistora. Isklapanjem tran-

zistora T1 odmah se rješava problem kratkog spoja, pojavljuje se stanje 5.15b, koje je

ujedno i stanje ugašene grane. Isklapanje tranzistora T2 ne cini nikakvu razliku te se

on, u ovom slucaju, može ugasiti u istom trenutku kao i T1. Ovaj tip greške je oci-

gledno moguce riješiti unutar same grane simultanim gašenjem svih tranzistora, što

predstavlja grešku tip1.


pojavi kratki spoj na D5, on nema nikakav utjecaj na krug, put struje ostaje isti. Prela-



spoj tipa KS-A.

U primjeru 5.16b u trenutku kada se pojavi kratki spoj na D5, on ima direktan



34

Slika 5.16: Stanja pri negativnoj struji trošila prije kratkog spoja na D5

Slika 5.17: Kratki spoj nakon kvara na D5 za negativnu struju trošila i stanje grane nakon

gašenja

Zaštitni krug detektira kratki spoj te pocne isklapanje tranzistora. Isklapanjem tran-

zistora T1 odmah se rješava problem kratkog spoja, pojavljuje se stanje 5.17b, koje je

ujedno i stanje ugašene grane. Ovo je takoder tip greške tip1.

35

6. Osnovne metode detekcije kvarnogstanja

Kako bi mogao detektirati kvarno stanje, zaštitni krug koristi jednu od cetiri osnovne

metode detekcije:

– metoda detekcije izlaska IGBT-a iz zasicenja

– metoda zrcalne struje

– metoda mjerenja napona upravljacke elektrode

– metoda s povratnom vezom di/dt

Navedene metode se zasnivaju na mjerenjima neke od sljedecih elektricnih elek-

tricnih velicina: napon izmedu kolektora i emitera Uce, kolektorska struja Ic, napon

upravljacke elektrode Uge i inducirani napon na rasipnom induktivitetu emitera UE .

Neke od metoda detektiraju postojanje kvarnog stanja za vrijeme dok je spojeno tro-

šilo (eng. Fault Under Load – FUL), a druge tijekom uklapanja tranzistora (eng. Hard

Switching Fault - HSF).

6.1. Metoda detekcije izlaska iz zasicenja (eng. desatu-

ration detection method)

U slucaju pojave struje kratkog spoja za vrijeme vodenja tranzistora dolazi do pro-

mjene napona kolektora Uce od male vrijednosti u podrucju zasicenja do vrijednosti

koja odgovara naponu sabirnice. Za detekciju se koristi visokonaponska dioda sa br-

zim oporavkom, slika 6.1a. Zaštita, koja proradi nakon detekcije porasta napona Uce,

svodi se na blokiranje PWM signala na upravljackoj elektrodi. U signal koji se šalje po-

budnom sklopu iz upravljackog kruga umetnuto je mrtvo vrijeme koje služi kako bi se

mogla razlikovati kvarna stanja od tranzijentnih pojava tijekom isklapanja tranzistora.

Metoda nije prikladna za visokofrekvencijske IGBT sklopke jer zahtjeva umetanje mr-

36

Slika 6.1: Osnovne metode detekcije kvarnog stanja: a) metoda detekcije izlaska iz zasice-

nja; b) metoda zrcalne struje; c) metoda mjerenja napona upravljacke elektrode; d) metoda s

povratnom vezom di/dt

tvog vremena od 1µs do 5µs zbog zašumljenog signala napona Uce i ne daje povratnu

informaciju o dinamici promjene [Frank Huang (2007)]. Kako vrijeme prorade zaštite

visokofrekvencijskih IGBT-a mora biti ispod 500ns, ova metoda se ne može koristiti

u visokofrekventnim aplikacijama.

6.2. Metoda zrcalne struje (eng. current mirror method)

Struja kolektora Ic mjeri se pomocu drugog ugradenog IGBT-a koji vodi skaliranu vri-

jednost kolektorske struje i koji ima u seriju spojen poznati otpor na kojem se mjeri

pad napona, slika 6.1b. Iako je mjerenje pada napona na otporu dosta precizno, preciz-

nost detektiranja i vrijeme odziva su limitirani radi neproporcionalnosti mjerne struje

sa glavnom strujom i zbog šuma radi velike struje koja tece uz mjerni krug. Implemen-

tacija je jednostavna, no zbog specijalnog dizajna IGBT-a na nivou poluvodica i jedna

od skupljih.

37

6.3. Metoda mjerenja napona upravljacke elektrode (eng.

gate voltage sensing method)

Ako se IGBT nade u kratkom spoju, za vrijeme vodenja ili za vrijeme uklapanja, kroz

Millerov kapacitet potece struja uslijed koje može doci do zamjetne promjene napona

upravljacke elektrode, slika 6.1c. Ova metoda detekcije je jednostavna za implementa-

ciju, ali zahtjeva komplicirani sustav zaštite IGBT-a kako bi interpretirala informaciju

iz vrijednosti napona na upravljackoj elektrodi i efektivno zaštitila IGBT.

6.4. Metoda s povratnom vezom di/dt (eng. di/dt feed-

back control method)

U ovoj metodi kolektorska struja se estimira pomocu induciranog napona na rasipnom

induktivitetu izmedu Kelvinovog emitera i emitera IGBT-a, slika 6.1d. Estimirana vri-

jednost struje usporeduje se s referentnom vrijednosti struje. Kod detekcije kvarnog

stanja povratna veza daje informaciju pobudnom sklopu o dinamici promjene struje

kvara di/dt. U trenutku kada struja kratkog spoja dosegne unaprijed zadanu vrijednost,

pokrece se mehanizam zaštite, tj. meko isklapanja tranzistora kako bi se kontrolirala

promjena napona kolektor-emiter. Ova metoda ima dosta brzo vrijeme odziva i nema

problema sa šumovima. Nedostatak je što se sa visokom tocnošcu mora odrediti vri-

jednost parazitnog induktiviteta, što naravno nije lako.

38

7. Metode zaštite od kratkog spoja

U ovom poglavlju predstavljene su dvije osnovne metode zaštite od kratkog spoja koje

se mogu koristiti u kombinaciji s prethodno opisanim metodama detekcije kratkog

spoja:

– zaštita ogranicavanjem napona upravljacke elektrode

– zaštita dvokoracnim gašenjem

Za realizaciju ovih metoda potrebno je mjerenje napona upravljacke elektrodeUGE .

7.1. Zaštita ogranicavanjem napona upravljacke elek-

trode (eng. protection by gate voltage limiting)

Slika 7.1: Prikaz strujnih prilika u IGBT-u tijekom struje kratkog spoja

39

Ovaj tip zaštite koristi se prilikom pojave kratkog spoja za vrijeme vodenja tranzistora.

U trenutku pojave struje kratkog spoja dolazi do prijelazne pojave koja se ocituje kao

strmoviti porast struje kolektora i posredno napona UCE .

Uslijed porasta napona UCE pojavit ce se Millerova struja ICG kroz parazitni ka-

pacitet CGC zbog koje ce rasti napon UGE zbog dodatnog pada napona na otporu RG,

slika 7.1. Zbog porasta napona UGE struja IC ce strmovito i dalje rasti sve dok napon

UCE ne dosegne vrijednost vecu od napona istosmjerne sabirnice. Nakon toga Mille-

rova struja spušta se na nulu, a napon UGE na vrijednost koju je imao prije prijelazne

pojave, slika 7.2.

Slika 7.2: Valni oblici napona UCE , UGE i struje IC pojavom struje kratkog spoja za vrijeme

vodenja tranzistora

U [S. Musumeci (2003)] prezentirana je shema zaštitnog kruga koji omogucuje

dinamicku promjenu otpora upravljacke elektrode kako bi se smanjio utjecaj porasta

struje kolektora za vrijeme trajanja prijelazne pojave kratkog spoja, slika 10.

40

Slika 7.3: Shema zaštitnog kruga s kontrolom napona UGE

7.2. Zaštita dvokoracnim gašenjem (eng. protection by

two-step gate pulse)

Nakon detekcije kratkog spoja, napon upravljacke elektrode se spušta s nazivne na nižu

vrijednost što uzrokuje pad struje kolektora. Ta vrijednost napona zadržava se toliko

dugo na upravljackoj elektrodi dok napon UCE ne dosegne svoju nazivnu vrijednost.

Zatim se napon na upravljackoj elektrodi sporo spušta na nulu kako bi se ogranicio

iznos di/dt. Prednosti metode su pouzdano gašenje tranzistora i niski iznos di/dt, ali je

implementacija metode zahtjevna.

Postoje verzije zaštite i s dvostupanjskim ukljucenjem IGBT-a kako bi se smanjio

utjecaj reverzne struje oporavljanja [L. Dulau (2006)].

41

8. Metode zaštite od utjecaja efektaMillerove struje na napon upravljackeelektrode

U posebne mjere zaštite od struje kratkog spoja spadaju metode kojima se nastoji pre-

venirati utjecaj Millerove struje na napon upravljacke elektrode. Utjecaj Millerovog

efekta narocito dolazi do izražaja kod tranzistora s naponom upravljacke diode od 0 –

15 V. Prilikom uklapanja sklopke Q1 nakon isklapanja sklopke Q2 dolazi do naglog

porasta napona UCE sklopke Q2. Zbog velike promjene duCE/dt, struja (Millerova

struja) prolazi kroz CGC (Millerov kondenzator) sklopke Q2. Millerova struja stvara

pad napona na upravljackoj elektrodi tranzistora zbog cega napon na upravljackoj elek-

trodi može porasti iznad napona uklapanja tranzistora, te tranzistor provede bez da se

na njemu nalazi upravljacki impuls.

Slika 8.1: Generiranje Millerove struje

42

Što je veca frekvencija sklapanja sklopke postoji veca opasnost da ce zbog velike

promjene duCE/dt inducirana Millerova struja uzrokovati porast napona UGE sklopke

Q2 do razine napona uklapanja sklopke, te ce obje sklopke simultano provesti što može

dovesti do kratkog spoja tj. do njihovog uništenja. Postoji nekoliko nacina za kontrolu

napona upravljacke elektrode kako bi se taj efekt sprijecio.

8.1. Zaštita od Millerovog efekta otpornicima

Otpor upravljacke diode RG odreduje nagib struje kolektora IC kod sklapanja IGBT

sklopke. Odabir vrijednosti otpora radi se na temelju kompromisa izmedu smanjenja

sklopnih gubitaka i brzine promjene duCE/dt i diC/dt kako bi se ogranicila maksi-

malna struja oporavka povratne diode i elektromagnetske smetnje (EMS). Jedno od

rješenja je upotreba razlicitih otpora upravljacke elektrode za uklapanje i isklapanje

tranzistora, slika 8.2. Otpor kod uklapanja je veci od otpora kod isklapanja kako bi

kod prolaska Millerove struje otpor upravljacke elektrode bio manji, a time i pad na-

pona na njemu. Otpor kod isklapanja ne smije biti premalen jer bi došlo do preranog

isklapanja što bi uzrokovao veliku promjenu di/dt.

Slika 8.2: Principna shema zaštite od Millerovog efekta otporima [Fairchild (2013)]

43

8.2. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom dodatnog

kondenzatora

Ova metoda zaštite koristi izvana dodani kondenzator izmedu upravljacke elektrode i

emitera CG. Taj kondenzator preuzima višak naboja iz Millerovog kondenzatora, slika

8.3. Pošto je ulazni kapacitet IGBT-a sada veci zbog paralelnog spoja kondenzatoraCGi CCG potrebna je veca kolicina naboja kako bi se napon upravljacke diode povecao

iznad praga vodenja tranzistora. Negativna znacajka ove metode su veci gubitci na

otporu upravljacke elektrode jer je potrebna veca snaga pobudnog sklopa kod sklapanja

tranzistora.

Slika 8.3: Zaštita od Millerovog efekta upotrebom dodatnog kondenzatora [Technologies

(2010)]

8.3. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom negativ-

nog napona UGE kod isklapanja

Efekt Millerove struje može se takoder smanjiti upotrebom negativnog napona UGEkod isklapanja koji ce povecati prag uklapanja tranzistora, slika 8.4. Zbog troškova

implementacije ova metoda se ne koristi za IGBT-ove strujne klase ispod 100A. [Tec-

hnologies (2010)]

44

Slika 8.4: Zaštita od Millerovog efekta upotrebom negativnog napona UGE kod isklapanja

8.4. Zaštita od Millerovog efekta upotrebom PNP tran-

zistora

Metoda prikazana na slici 8.5 koristi PNP tranzistor koji ce preusmjeriti Millerovu

struju prilikom gašenja IGBT-a tako da kratko spoji upravljacku elektrodu i emiter

IGBT-a.

Slika 8.5: Zaštita od Millerovog efekta upotrebom PNP tranzistora

45

8.5. Aktivno pritezanje Millerove struje

Tvrtka Fairchild Semiconductor u svoje je pobudne sklopove integrirala funkciju aktiv-

nog pritezanja (eng. Active Clamping) Millerove struje, slika 8.6. U pobudnom sklopu

nalazi se MOSFET sklopka cija je zadaca preusmjeriti Millerovu struju za vrijeme

isklapanja IGBT-a. Kada se napon upravljacke elektrode tijekom isklapanja smanji

približno na iznos 2V , napon Ugcl se poveca i omoguci prolaz Millerove struje kroz

MOSFET. Prilikom ukljucenja IGBT-a napon Ugcl se smanji i onemoguci prolaz struje

upravljacke elektrode kroz MOSFET.

Slika 8.6: Aktivno pritezanje Millerove struje

Prednosti korištenja aktivnog pritezanja Millerove struje su:

– smanjeni gubitci sklapanja

– jednostavna konfiguracija sklopa

– nisu potrebne dodatne komponente (prigušni clanovi)

– relativno precizno ogranicavanje napona neovisno o radnoj tocki pretvaraca

8.6. Napredno aktivno pritezanje i dinamicko napredno

aktivno pritezanje Millerove struje

Tvrtka CT-Concept Technologie nadogradila je postojecu metodu aktivnog pritezanja

Millerove struje. Svoja rješenja nazvali su napredno aktivno pritezanje (eng. Advanced

46

Active Clamping) [H. Rüedi (2009)] i dinamicko napredno aktivno pritezanje (eng.

Dynamic Advanced Active Clamping) [Technologie (2014)].

Slika 8.7: Shema izlaznog stupnja pobudnog sklopa s naprednim aktivnim pritezanjem

Pritezne diode (D1 i DZ1) u ovom sklopu spojene su, osim na upravljacku elek-

trodu, i na pojacalo koje povecava napon upravljacke elektrode s prolaskom struje

kroz pritezne diode, slika 8.7. Na slici8.8 prikazane su sheme pobudnog sklopa za

dvije IGBT sklopke u modulu [J. Saiz (2001)]. Svrha tog sklopa je usporiti komutaciju

u tranzistoru ako je to potrebno. Djelovanje ovog sklopa može se promatrati kroz cetiri

faze promjene napona UCE , slika 8.9:

– 1. faza: vrlo brzi porast dUCE/dt: Napon UCE manji je od probojnog napona

Zener diode DZ1. Struja koja prolazi kroz sklop i kojom se nabijaju parazitni

kapaciteti Zener dioda je malog iznosa.

– 2. faza: sporiji porast dUCE/dt: Napon UCE je dosegnuo probojni napon Ze-

ner diode DZ1 koja ce provesti struju, te ce se C1 kondenzator spojiti u paralelu

s Millerovim kondenzatorom (povecan je kapacitet tranzistora) što ce usporiti

komutaciju tranzistora.

– 3. faza: zaštita od prenapona zener diodom: ako UCE napon dosegne vri-

jednost zbroja probojnih napona Zener dioda DZ1 i DZ2 doci ce do takozvanog

pritezanja Zener diodama.

– 4. faza: staticno balansiranje: U ovoj fazi IGBT je iskljucen, kondenzator C1

prazni se kroz otpornik R2.

47

Slika 8.8: Primjer izlaznog stupnja pobudnog sklopa za modul s dvije IGBT sklopke

Slika 8.9: Prikaz djelovanja zaštite serijski spojenih IGBT-a

Iz opisanog djelovanja sklopa može se zakljuciti da se probojni napon Zener diode

DZ1 odabire prema vrijednosti željene konacne vrijednosti napona na svakom IGBT-u.

Rezultati simulacije pokazali su da se za vecu vrijednost kapaciteta C1 postiže bolje

balansiranje napona, ali ukoliko je kapacitet prevelik, gubici postaju preveliki. Najbolji

omjer postignut je za kapacitet C1 u vrijednosti 2 do 3 puta vecoj od Millerovog kapa-

citeta. Simulacije su takoder pokazale da razlika u trajanju strujnog zatezanja izmedu

IGBT-ova povecava gubitke sklopa. Kod prototipa ovog sklopa korišten je serijski

48

spoj Zener dioda jer ne postoji Zener dioda s probojnim naponom od 1050 V što se

pokazalo boljim rješenjem jer je ukupan otpor nekoliko niskonaponskih Zener dioda

manji od otpora jedne visokonaponske Zener diode i povecana je mogucnost disipacije

gubitaka.

49

9. Metode zaštite od prenapona

Zaštita priteznim i prigušnim clanovima (eng. Protection

by Snubbers and Clamp Circuit)

Kod tvrdog sklapanja IGBT-a, u normalnom nacinu rada, ostaje veliki dio akumulirane

energije u rasipnim induktivitetima koja stvara prenapone na IGBT-u. Za takvu vrstu

tranzijentnih pojava koriste se prigušni i pritezni clanovi (krugovi) optimirani za zaštitu

IGBT-a od negativnih utjecaja tih pojava, slika 9.1. Takva vrsta zaštite nije optimalna

jer zbog velikog kapaciteta i naponske klase kondenzatora u tim krugova raste cijena i

volumen pretvaraca. [S. K. Biswas (1995)]

Slika 9.1: Primjeri spajanja a) priteznih clanova; b) prigušnih clanova

Prikazani pritezni i prigušni clanovi imaju zadacu smanjenja prijelaznog napona

na sklopkama. Ponašanje i utjecaj priteznih clanova je kako slijedi. Kondenzator CC2

priteznog clana na slici 9.1a za vrijeme vodenja IGBT-a S1 se nabija na napon istos-

mjerne sabirnice. Tijekom isklapanja dolazi do porasta napona UCE IGBT-a S1. Zbog

50

parazitnog induktiviteta koji se nalazi u istosmjernom medukrugu taj porast napona

premašuje iznos napona istosmjernog medukruga. U tom slucaju, pritezna dioda DC1

je propusno polarizirana i energija akumulirana u rasipnom induktivitetu je sada pre-

usmjerena na kondenzator CC2 koji ce je apsorbirati.

RCD pritezni clan takoder smanjuje utjecaj prijelaznog napona kod uklapanja IGBT-

a. Kod uklapanja, napon koji se nalazi na IGBT sklopkama umanjen je za vrijednost

induciranog napona na parazitnim induktivitetu koji je posljedica brzog porasta struje

kroz IGBT. Pritezni kondenzatori CC1 i CC2 koji su nakon isklapanja bili nabijeni

na napon istosmjernog medukruga sada se mogu isprazniti kroz propusno polarizi-

ranu povratnu diodu IGBT-a DC1, IGBT S2 i otpornike RC1 i RC2 u priteznom krugu

[R. S. Chokhawala (1999)].

Prigušni clan dodatno još smanjuje gubitke isklapanja IGBT sklopke. Prilikom

isklapanja IGBT-a S1 prigušni kondenzatorCS1 se nabija i omogucuje mekše sklapanje

IGBT-a.

Zaštita priteznom diodom

Na slici 9.2 prikazana je još jedna vrsta prenaponske zaštite koja se sastoji od serijskog

spoja Zener diode i diode spojene izmedu kolektora i upravljacke elektrode IGBT-a.

Probojni napon Zener diode podešen je na vrijednost koja je malo niža od maksimalnog

dozvoljenog napona UCE IGBT-a. Ako se prilikom isklapanja IGBT-a prekoraci taj

napon, struja ce poteci kroz Zener diodu do otpora upravljacke elektrode te ce napon

UGE porasti i zadržati IGBT u stanju vodenja sve do trenutka kada se napon UCE ne

spusti ispod maksimalne dozvoljene vrijednosti.

51

Slika 9.2: Shema prenaponske zaštite, pritezanje Zener diodom

52

10. Primjeri implementacije zaštitnihkrugova

10.1. Brza prekostrujna zaštita IGBT modula kroz di-

namicku evaluaciju struje kvarnog stanja

Blok dijagram sheme ove zaštite prikazan je na slici 10.1, a implementirani krug na

slici 10.2. Najbitnija su 4 funkcijska bloka: procjena vrijednosti struje, detektor greške,

pritezanje napona upravljacke elektrode i meko isklapanje (eng. soft turn-off ).

Slika 10.1: Blok dijagram zaštite dinamickom evaluacijom struje

10.1.1. Procjena vrijednosti struje kvarnog stanja

Princip za dinamicku evaluaciju struje temeljen je na metodi mjerenja otpora priguš-

nice (eng. inductor DC resistance). Detektira se promjena struje kroz parazitni induk-

53

Slika 10.2: Shema implementacije zaštite dinamickom evaluacijom struje

tivitet izmedu Kelvinovog emitera i emitera IGBT-a.

Pad napona UEe na prazitnom induktivitetu racuna se:

UEe(s) = (REe + sLEe)ie(s) ≈ ie(s)sLEe (10.1)

gdje ic predstavlja struju koja tece kroz IGBT.

Kada se u paralelu sa parazitnim induktivitetom stavi RC filtar, izlazni napon filtra

je:

Uo(s) =UEe(s)

Rf + 1/sCf∗ 1/sCf =

UEe(s)

sRfCf + 1(10.2)

gdje su Rf i Cf otpor i kapacitet RC filtra.

Uvrštavajuci 10.1 u 10.2 izlazi rješenje za struju ie:

ie(s) = Uo(s) ∗sRfCf + 1

sLEe(10.3)

Tijekom prijelaznih pojava kratkog spoja, struja može biti dinamicki procjenjena

kao

ie(s) = Uo(s) ∗RfCf + 1/s

LEe≈ Uo(s) ∗

RfCfLEe

(10.4)

Jednadžba 10.4 prikazuje da je kvarna struja proporcionalna izlaznom naponu fil-

tra. Ako se izabere prikladan napon praga, može se detektirati prekostruja.

Za korištenje ovog tipa zaštite potrebno je odrediti parazitni induktivitet LEe iz-

medu Kelvinovog emitera i emitera IGBT-a, što se može pomocu softvera ili eks-

perimentalnim mjerenjem. U usporedbi sa softverskom metodom koja se temelji na

54

racunanju induktiviteta ovisno o 3D layout-u, eksperimentalna metoda daje tocnije re-

zultate.

Ona se svodi na mjerenja UEe i Ic tijekom uklopa. Na slici 10.3 prikazani su

elementi unutar IGBT modula.

Slika 10.3: Parazitni elementi IGBT modula

Napon izmedu terminala emitera IGBT-a i Kelvinovog emitera dan je pomocu in-

duktiviteta Le(int), LEe te derivata struje upravljacke elektrode i kolektorske struje:

UEe = −LEe(dic/dt) + Le(int)(dig/dt) (10.5)

S obzirom da se upravljacka elektroda mora djelomicno nabiti ili isprazniti kroz

otpor upravljacke elektrode prije nego što IGBT pocne preklapati, dig/dt je puno ma-

nji od dic/dt tijekom perioda u kojem struja raste. Gornji se izraz radi toga može

pojednostaviti:

LEe ≈ −UEe

(dic/dt)(10.6)

U jednadžbi 10.4 moguce je utjecati jedino na vrijednosti elemenata filtra, tako

da se promjenom umnoška Rf i Cf mijenja razina zaštite. Radi izbjegavanja utjecaja

parazitnih kapaciteta u krugu kapacitet filtra bi trebao biti što veci, no da bi se postigla

cim veca impedancija tijekom preklapanja i da se ne bi utjecalo na rad samog modula,

55

kapacitet bi trebao biti što manji. Eksperimentalnim mjerenjima u [Zhiqiang Wang

(2013)] utvrdeno je da bi vrijednost kapaciteta trebala biti barem 1nF kako bi se izbjegli

neželjeni utjecaji parazitnih kapaciteta.

10.1.2. Detektor pogreške

Detektor pogreške se sastoji od SR bistabila i kruga za pritezanje napona, koji reguli-

raju ulazni signal.

S ulaz bistabila je spojen na izlaz RC filtra. Tijekom normalnog rada, S terminal

je u visokom stanju te detektor pogreške ne mijenja izlaz. Kada je u stanju greške,

detektor je u niskom stanju zbog niskog nivoa napona Uo kondenzatora Cf . Visoko

stanje bistabila ce izazvati reakciju na pogrešku u drugim dijelovima kruga te dodatno

može i izvjestiti mikroprocesor da je došlo do pogreške.

Pomocu R ulaza bistabila korisnik odabire nacin zaštite koji želi koristiti. Dva su

moguca: single-mode, gdje je R terminal u visokom stanju, i multiple-mode, gdje je R

terminal spojen na ulazni PWM signal uzbudnog stupnja (Uin). U single-mode nacinu,

uzbudni stupanj ce biti ugašen cim se detektira pogreška kratkog spoja. U multiple-

mode nacinu, uzbudni stupanj ce biti blokiran samo tijekom ciklusa u kojem se pojavila

pogreška, no nastaviti ce raditi dok ne dobije signal za gašenje od mikroprocesora

koji broji pogreške. Korisnik može slobodno definirati nakon koliko pogrešaka ce se

uzbudni stupanj ugasiti.

10.1.3. Pritezanje napona upravljacke elektrode

Tijekom stanja greške, pogotovo tijekom kvarnog stanja za vrijeme dok je spojeno tro-

šilo (eng. Fault Under Load), napon upravljacke elektrode bi se povecao i prekoracio

15V zbog velikog iznosa dv/dt na Millerovom kapacitetu i otporu upravljacke elek-

trode. S obzirom da s porastom napona upravljacke elektrode raste i kolektorska struja,

odredene mjere su potrebne kako bi se limitirala vršna vrijednost struje u prijelaznom

stanju.

Ona je limitirana kondenzatorom CZ i i Zenerovom diodom DZ , kao što se vidi

na slici 10.2. Kada se greška detektira, tranzistor M1 se upali, što rezultira nabija-

njem kondenzatora CZ do razine probojnog napona Zenerove diode, cime se prazni

naboj na upravljackoj elektrodi. Veliki kapacitet CZ rezultira neocekivano brzim ga-

šenjem IGBT modula, dok premali rezultira velikom vršnom vrijednosti struje zbog

nedovoljnog pražnjenja upravljacke elektrode, tako da treba odabrati optimalnu vrijed-

nost. Vrijednost Zenerove diode se bira tako da se kvarna struja zadrži na sigurnom

56

nivou i da je napon upravljacke elektrode veci od napona praga kako bi se izbjeglo

brzo gašenje.

10.1.4. Meko isklapanje (eng. soft turn-off )

IGBT se mora polako ugasiti kako bi se smanjio prebacaj napona zbog utjecaja para-

zitnog induktiviteta i velikog di/dt tijekom kratkog spoja. Kada je napon upravljacke

elektrode pritegnut, paljenjem M2 kondenzator C1 stavlja se u paralelu sa kondenzato-

rom CZ i kapacitetom upravljacke elektrode kako bi sporije ugasio IGBT. Nakon toga

ulaz buffer-a je ugašen bez obzira na PWM signal.

10.2. Zaštita IGBT-a bazirana na di/dt povratnoj vezi

Kako bi se postigla ocekivanja kupaca za module visoke ucinkovitosti, u [Frank Hu-

ang (2007)] predložena je nova shema za zaštitu od kvarnog stanja. Ova shema koristi

i velicinu i trajanje pulsa napona do kojeg dolazi zbog promjene struje di/dt. Nega-

tivna povratna veza se koristi kako bi se dinamicki upravljalo naponom upravljacke

elektrode IGBT-a.

Slika 10.4: Blokovski prikaz zaštite bazirane na di/dt povratnoj vezi

Cetiri su glavna funkcijska bloka, slika 10.4:

57

– dinamicko upravljanje strujom di/dt

– mjerenje struje di/dt

– onemogucenje normalnog sklapanja IGBT-a, meko gašenje i omogucenje kon-

troliranog gašenja upravljanjem strujom di/dt

– kontrolirano gašenje upravljanjem strujom di/dt

Jedna od mogucih implementacija prikazana je na slici 10.5.

Slika 10.5: Shema implementacije zaštite bazirane na di/dt povratnoj vezi

10.2.1. Dinamicko upravljanje strujom di/dt

Funkcije ovog bloka su:

– mjerenje induciranog napona na rasipnom induktivitetu

– usporedba izmjerenog napona sa zadanom vrijednosti

58

– dinamicko upravljanje naponom upravljacke elektrode IGBT-a tijekom kvarnog

stanja

– davanje okidnog signala kada se upravljanje strujom di/dt aktivira

– sprjecavanje reverznog toka struje pri negativnom di/dt

Kao što je prikazano na slici 10.5, inducirani napon na raspinom induktivitetu U1

se prenosi na naponsko dijelilo R1, R2, sa C1 u paraleli sa R2. Vrijednosti otpora su

podešene tako da je prilikom kvarnog stanja minimalan napon na R2 veci od napona

praga tranzistora Q1.

Prilikom normalnog rada, vrijeme uklapanja je negdje izmedu 100ns i 200ns. Vre-

menska konstanta R1|R2 ∗ C1 podešena je tako da je napon nabijanja C1 manji od

napona praga tranzistora Q1 tijekom normalnog uklapanja. Ako je U1 pozitivan i traje

više od 250ns, C1 ce se nabiti do vrijednosti namještene sa R1 i R2 koja je veca od

napona praga Q1, cime ce Q1 uklopiti. R3, D1 i Q1 daju put za dinamicko uprav-

ljanje naponom upravljacke elektrode IGBT-a. Proporcionalno pojacanje petlje sa ne-

gativnom povratnom vezom za upravljanje strujom di/dt podešeno je vrijednošcu R3.

Detaljna analiza upravljanje ovom petljom ukljucuje dinamicko ponašanje poluvodica

unutar IGBT-a tijekom kvarnog stanja i nece ovdje biti provedena.

Informacija o aktivnom stanju upravljanja strujom di/dt je poznata sa vrijednosti

napona na otporu R3. D1 se koristi kako bi sprijecila reverznu struju kada je U1

negativan. Dz1 se koristi kako bi zaštitila upravljacku elektrodu Q1 od prekonapona.

10.2.2. Mjerenje promjene struje di/dt

Ovaj se funkcijski blok sastoji od RC kruga i MOSFET-a. Aktivno stanje bloka di-

namicko upravljanje strujom di/dt je ucvršceno RC krugom (R4, C2). Napon na R3

nabija C2 iznad napona praga Q2. C2 se nabija do napona koji je na R3 puno brže

nego što je proces upravljanja porastom struje di/dt završen. D2 blokira mogucnost

izbijanja C2 preko R4 kada napon na R3 padne ispod napona nabijenog kondenzatora

C2. Izbijanje preko R5 traje puno duže nego cijeli proces zaštite od kvarnog stanja.

Cim se C2 nabije iznad napona praga Q2, on uklopi. Taj uklop omogucuje put struje

do sljedeceg funkcijskog bloka.

59

10.2.3. Onemogucenje normalnog sklapanja IGBT-a, meko gaše-nje i omogucenje kontroliranog gašenja upravljanjem stru-jom di/dt

Tri su osnovne funcije ovog funkcijskog bloka:

– onemoguciti normalno sklapanje IGBT-a

– aktivirati meko gašenje

– omoguciti kontrolirano gašenje upravljanjem strujom di/dt

Struja kroz Q2, koja je omogucena prethodnim blokom, stvara napon na R6 te

uklapa tranzistore Q3 i Q4. Uklopljen Q3 onemogucava normalno sklapanje IGBT-a

tako što spušta glavni signal kroz Ron. Uklopljen Q4 aktivira meko gašenje kroz otpor

R7. Vodenje tranzistora Q4 daje okidni signal funkcijskom bloku kontrolirano gaše-

nje upravljanjem strujom di/dt. Zadatak otpora R8 je da pri normalnom radu prazni

upravljacke elektrode Q3 i Q4, dok Dz2 priteže napon tih upravljackih elektroda kako

bi sprijecila pojave prekonapona tijekom prijelaznih perioda.

10.2.4. Kontrolirano gašenje upravljanjem struje di/dt

Ovaj funkcijski blok se sastoji od 2 MOSFET-a i RC kruga. Potrebno vrijeme da se

izvrši proces upravljanja promjenom struje di/dt, kojim se kvarna struja limitira na

sigurnu vrijednost, je oko 0,5µs. Signal iz Q4 je prvo invertiran iz niskog stanja sa

referencom −7V u visoko stanje sa referencom emitera tranzistora Q5. Vremenska

konstanta RC kruga (R9, R10, C3) je odabrana tako da je vrijeme potrebno da se

C3 nabije do napona praga Q6 jednako vremenu koje je potrebno procesu upravljanja

strujom di/dt da se izvrši. Vodenje Q6 prazni upravljacku elektrodu tranzistora Q1 i

prekida proces upravljanja strujom di/dt.

D3 blokira pražnjenje kondenzatoraC3 kroz otporR9 kada inducirani napon padne

ispod odredenog nivoa. Sporo pražnjenje kroz otpor R10 drži tranzistor Q6 uklopljen

kako bi se sprijecilo ponovno aktivno upravljanje strujom di/dt. Funkcija C4 je održati

tranzistor Q5 nepropusno polariziran da se sprijeci pogrešno paljenje tijekom neaktiv-

nog stanja.

10.2.5. Vremenski periodi

Dva su vremenska perioda na koje treba obratiti pozornost - vrijeme od paljenja uprav-

ljanja strujom di/dt do onemogucenja normalnog sklapanja IGBT-a i vrijeme od ak-

60

tiviranja mekog gašenja do gašenja upravljanja strujom di/dt. Prvi vremenski period

ovisi o vremenskoj konstanti R4 ∗ C2, naponu praga Q2 i naponu na R3. Tijekom

ovog perioda mehanizam upravljanja strujom di/dt upravlja strujom pražnjenja uprav-

ljacke elektrode IGBT-a i signalom koji dolazi na upravljacku elektrodu kroz Qon i

Ron. Drugi vremenski period odreden je vremenom paljenja tranzistora Q5, vremen-

skom konstantom R9 ∗ C3, naponom praga Q6 i naponom na parazitnom kapacitetu

U1. Tijekom ovog perioda, upravljacka elektroda IGBT-a se prazni na dva nacina -

upravljanjem strujom di/dt i mekim gašenjem, koje dosta ubrzava pražnjenje.

10.3. Aktivna zaštita od kvarnih stanja zatvorenom pet-

ljom na upravljackoj elektrodi

U ovoj metodi koristi se zatvorena petlja na upravljackoj elektrodi kako bi se upravljalo

brzinom preklapanja [Lihua Chen (2009)]. Ona može efektivno isklopiti kod stanja

kvarne struje bez da prouzroci opasne vršne vrijednosti napona na modulu.

Slika 10.6: Blokovski prikaz zaštite bazirane na di/dt povratnoj vezi

Na slici 10.6 je prikazana shema kruga za aktivnu zaštitu zatvorenom petljom na

upravljackoj elektrodi promjenom brzine preklapanja. Ona takoder koristi promjene

napona na parazitnom induktivitetu izmedu emitera IGBT-a i Kelvinovog emitera LEejer ovaj napon je linearno proporcionalan promjeni struje di/dt, kao i prebacaju napona

na IGBT-u.

Napon na parazitnom induktivitetu se nadgleda i podešava operacijskim pojacalom

OP3 te se proslijeduje na pozitivni ulaz pojacala OP1. Tijekom prijelaznih pojava po-

61

greška izmedu upravljackog ulaznog napona i mjerenog nadvišenja napona se pojacava

i koristi za podešavanje napona upravljacke elektrode. Radi toga, brzinom preklapanja

IGBT-a se može aktivno upravljati te se naponsko nadvišenje može kontrolirati mi-

jenjanjem referentnog ulaznog napona PWM signala. Tocnije, promjenom amplitude

Uref upravlja se brzinom uklapanja, a promjenom amplitude−Uref brzinom isklapanja

IGBT-a.

Kako bi se poboljšala stabilnost zatvorene petlje, phase-lead compensation je ugra-

dena mjerenjem derivata napona na kolektoru sa kondenzatorom C1 i otpornikom R1.

Taj rezultat se proslijeduje na ulaz pojacala OP2. Najbolji rezultati u hardverskoj im-

plementaciji su postignuti kada je pojacanje pojacala OP2 bilo postavljeno na dva

omjerom otpornika R6 naprema R7 te pojacanje pojacala OP1 na pet omjerom ot-

pornika R4 naprema R5.

Ova metoda zaštite ima nekoliko jedinstvenih prednosti. Osim što može aktivno

mijenjati brzinu sklapanja IGBT-a pri kvarnom stanju (kratki spoj ili preopterecenje)

kako bi kontrolirala naponska i strujna nadvišenja, ona ne treba nikakve dodatne kom-

ponente ili krugove upravljanja koje bi omogucile meko gašenje, što cini ovu metodu

jednostavnom i pouzdanom.

62

11. Simulacije zaštita od prenapona

U ovom poglavlju opisane su napravljene simulacije u programskom paketu Simplorer

koje prikazuju utjecaj zaštite od prenapona na izlazni signal te na blokirni napon na

tranzistorima. Simulirane zaštite su kao navedene u 8. poglavlju: pritezni clanovi,

prigušni clanovi i priteznja napona Zener diodom. U svim primjerima korišteno je RL

trošilo.

11.1. Idealni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumos-

nom spoju bez zaštite

U ovom dijelu je prikazano što se dešava u krugu izmjenjivaca sa parazitnim indukti-

vitetima dok nema nikakve prekonaponske zaštite.

63

Slika 11.1: Simulacijski model izmjenjivaca u polumosnom spoju bez zaštite

Na slici 11.1 prikazan je simulirani krug. Kako bi se simulirao utjecaj parazitnih

induktiviteta, umetnut je Ls.

Tablica 11.1: Parametri simulacije

Varijabla VrijednostSimulation End Time 40m

Minimum Time Step 10u

Maximum Time Step 100u

Integration Formula Trapezoid

U tablici 11.1 prikazani su parametri simulacije. Svi parametri koji nisu spomenuti

64

su ostavljeni na vrijednostima predodredenima od strane Simplorera.

Tablica 11.2: Vrijednosti elemenata simulacije

Element Podatak Vrijednostizvor Udc EMF Value 200V

parazitni induktivitet Ls Inductance 1mH

ulazni kapaciteti C1 i C2 Capacitance 1000uF

trošilo Rd i LdResistance 100Ohm

Inductance 10mH

IGBT S1 i S2

Type Equivalent Line

Forward Voltage 0.8V

Bulk Resistance 1mOhm

Reverse Resistance 100kOhm

diode D1 i D2





pravokutni signal PULSE1

Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0s

Periodical Yes


Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0.5ms

Periodical Yes

U tablici 11.2 prikazane su vrijednosti svih korištenih elemenata u simulaciji. Svi

podaci koji nisu spomenuti su ostavljeni na vrijednostima predodredenima od strane

Simplorera.

65

Slika 11.2: Valni oblici napona (zeleno) i struje (crveno) trošila

Na slici 11.2 prikazani su odzivi napona i struje trošila ovog simulacijskog modela.

Ovaj parazitni induktivitet nema utjecaj na struju trošila, no na naponu se može vidjeti

kako on izaziva veliko nadvišenje.

Slika 11.3: Valni oblici napona (zeleno) i struje (crveno) tranzistora S1

Na slici 11.3 prikazani su odzivi napona i struje tranzistora S1 tijekom sklapa-

nja. U trenutku isklapanja može se primjetiti kako pohranjena energija u parazitnom

induktivitetu uzrokuje veliko naponsko nadvišenje koje može dovesti do uništenja po-

luvodicke komponente. Radi toga je potrebno uvesti zaštite.

66


nom spoju sa zaštitom prigušnim clanovima


vitetima kada su prisutni prigušni clanovi.

Slika 11.4: Simulacijski model izmjenjivaca u polumosnom spoju sa prigušnim clanovima










67






Inductance 10mH

IGBT S1 i S2





diode D1 i D2






Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0s

Periodical Yes


Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0.5ms

Periodical Yes

prigušni otpori Rs1 i Rs2 Resistance 10kOhm

prigušni kondenzatori Cs1 i Cs2 Capacitence 1uF

prigušne diode Ds1 i Ds2






68


Simplorera.


Na slici 11.5 prikazani su odzivi napona i struje trošila ovog simulacijskog mo-

dela. Usporedbom napona simulacije bez zaštite i ovih odziva jasno se može primjetiti

smanjenje nadvišenja napona.




69

induktivitetu ponovno želi prouzrociti naponsko nadvišenje na samom tranzistoru, no

dio te energije se troši kako bi se napunio prigušni kondenzator Cs1. Nakon isklapanja

tranzistora te nabijanja prigušnog kondenzatora, on se prazni na otporu Rs1 kako bi u

slijedecoj periodi ponovno mogao sprijeciti nadvišenje.


nom spoju sa zaštitom priteznim clanovima


vitetima kada su prisutni pritezni clanovi.

Slika 11.7: Simulacijski model izmjenjivaca u polumosnom spoju sa priteznim clanovima



70








71






Inductance 10mH

IGBT S1 i S2





diode D1 i D2






Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0s

Periodical Yes


Amplitude 10

Frequency 1000Hz

Phase 0 deg

Offset 0

Delay 0.5ms

Periodical Yes

pritezni otpori Rs1 i Rs2 Resistance 10Ohm

pritezni kondenzatori Cs1 i Cs2 Capacitence 10nF

pritezne diode Ds1 i Ds2






72


Simplorera.



dela. Usporedbom napona simulacije bez zaštite i ovih odziva jasno se može primjetiti

smanjenje nadvišenja napona.


Na slici 11.9 prikazani su odzivi napona i struje tranzistora S1 tijekom sklapanja.

Kao i kod prigušnih elemenata, u trenutku isklapanja može se primjetiti kako pohra-

73

njena energija u parazitnom induktivitetu želi prouzrociti naponsko nadvišenje, no dio

te energije se troši kako bi se napunio pritezni kondenzator Cs1. Nakon isklapanja

tranzistora te nabijanja priteznog kondenzatora, on se prazni na otporu Rs1 kako bi u

slijedecoj periodi ponovno mogao sprijeciti nadvišenje.

11.4. Realni krug jednofaznog izmjenjivaca u polumos-

nom spoju bez zaštite i parazitnih induktiviteta

U ovom dijelu je prikazano što se dešava u krugu sa realnim (dinamickim) tranzisto-

rima bez zaštite i bez parazitnih induktiviteta.

Slika 11.10: Simulacijski model izmjenjivaca u polumosnom spoju sa dinamickim IGBT-

ovima bez zaštite i bez parazitnih induktiviteta

Na slici 11.10 prikazan je simulirani krug.

74



Minimum Time Step 0.1u





75





Inductance 10mH

IGBT S1 i S2Semiconductor Device Level, IGBT,

Basic Dynamic, N channel with diode

napajanje upravljacke elektrode Ugs1

Time Controlled Trapezoidal

Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 0 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes



Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 5 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes

otpor upravljacke elektrode Rg1 i Rg2 Resistance 10Ohm



Simplorera.

76



dela.


Na slici 11.12 prikazani su odzivi napona i struje tranzistora S1 tijekom sklapanja.

Kod ovog kruga, cak i u idealnim uvjetima imamo naponska i strujna nadvišenja i

propade.

77


nom spoju bez zaštite


rima bez zaštite i sa parazitnim induktivitetima.


ovima bez zaštite



78








79






Inductance 10mH





Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 0 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes



Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 5 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes




Simplorera.

80



dela. Ovaj parazitni induktivitet nema utjecaj na struju trošila, no na naponu se može

vidjeti kako on izaziva veliko nadvišenje, dok oscilacije nastupaju jer je ovo dinamicki

model.




induktivitetu uzrokuje veliko naponsko nadvišenje te je radi toga je potrebno uvesti

zaštite.

81


nom spoju sa priteznom Zener diodom


rima sa parazitnim induktivitetima i zaštitom priteznom Zener diodom.


ovima i zaštitom priteznom Zener diodom

82








U tablici 11.11 prikazani su parametri simulacije. Svi parametri koji nisu spome-

nuti su ostavljeni na vrijednostima predodredenima od strane Simplorera.



Simplorera. S obzirom da Zenerova dioda ne postoji u Simploreru, umjesto nje umet-

nut je istosmjerni izvor od 250V , koji simulira ponašanje diode, tj. kroz njega potjece

struja kada napon postane viši od 250V .

83






Inductance 10mH





Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 0 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes



Amplitude 10V

Period 1ms

Delay 0s

Phase 5 deg

Offset 0

Rise Time 0.02ms

Fall Time 0.02ms

Pulse Width 0.4ms

Periodical Yes


Diode D1 i D2Semiconductor Device Level, Diodes,

Diode

istosmjerni izvori Dz1 i Dz2 EMF Value 250V

84



dela. U trenutku isklapanja može se primjetiti kako pohranjena energija u parazitnom

induktivitetu želi prouzrociti naponsko nadvišenje, no kada napon naraste iznad praga

Zenerove diode, tj. u ovom slucaju naponskog izvora, ona provede. Ta struja stvori

dodatan napon na otporu upravljacke elektrode te time produži vrijeme vodenja tran-

zistora dovoljno dugo da napon kolektor emiter padne ispod praga Zenerove diode. Do

istitravanja napona dolazi radi korištenih realnih (dinamickih) komponenata. Na slici

11.18 prikazani su odzivi napona i struje tranzistora S1 tijekom sklapanja.


85

ZAKLJUCAK

U ovom radu opisan je detaljan rad ucinskih IGBT izmjenjivaca. Dan je pregled rada

bipolarnog tranzistora sa izoliranom upravljackom elektrodom, osnovnih tipova izmje-

njivaca, metoda detekcije i zaštite od raznih pojava tijekom kratkog spoja.

IGBT je danas najcešca sklopka u ucinskim aplikacijama, pogotovo izmjenjiva-

cima, jer spaja najbolje karakteristike MOSFET-a i bipolarnog tranzistora.

Kako bi se došlo do što vece efikasnosti, a sa što manjom cijenom i kompleksnosti

upravljanja, danas se na tržištu pojavljuju razne topologije izmjenjivaca.

Za svako kvarno stanje danas postoje zaštitni krugovi koji osiguravaju sigurno dje-

lovanje izmjenjivaca, poluvodickih elemenata kao i trošila. S obzirom da gustoce

snage, naponi i struje rastu iz dana u dan, kvalitetne, brze i jeftine zaštite su pos-

tale neizostavni element svakog izmjenjivaca. Bez njih postoji opasnost ne samo od

uništenja samog pretvaraca, nego i trošila i izvora.

Do osnovnih kvarnih stanja, kratki spoj i otvoreni krug, može se doci radi raznih

grešaka u krugu. Za najopasniju grešku za cijeli uredaj i teret spojen na njega, kratki

spoj, dan je citav pregled što se dogada te kako bi zaštitni krug trebao reagirati kako bi

sprijecio isti.

Prilikom pojave kvarnog stanja, funkcija zaštitnog kruga je što brže i sigurnije

iskljuciti izmjenjivac kako bi se zaštitili svi elementi u krugu. Dani su pregledi najceš-

cih, i trenutacno najboljih na tržištu zaštita protiv kratkog spoja, prenapona i Millerove

struje.

Razne zaštite danas postoje na tržištu, najveci njihov problem je što za potpuni

nadzor nad radom uredaja one su jako komplicirane i naravno skupe. Opisane su neke

moguce implementacije zaštitnih krugova te njihova funkcionalnost.

U zadnjem poglavlju simulacijama je dokazano kako zaštitni krug štiti od pojave

prenapona na poluvodickim elementima. Radi mnogih neidealnih uvjeta u krugu, tije-

kom tranzijentnih pojava nadvišenja i propadi napona i struja su cesta pojava, tako da

se izmjenjivac treba zaštiti od istih kako ne bi došlo do težih kvarova.

86

LITERATURA

Thomas Brückner. The Active NPC Converter for Medium-Voltage Drives. Doktorska

disertacija, TU Dresden, 2005.

Kostas Kalaitzakisa Stefanos Maniasb Nicholas C. Voulgarisa Eftichios Koutroulisa,

John Chatzakisa. A system for inverter protection and real-time monitoring. Micro-

electronics Journal Volume 34, Issue 9, stranica 823–832, 2003.

Fairchild. Active miller clamp technology. Fairchild Semiconductor Corporation,

stranice 1–3, 2013.

Fred Flett Frank Huang. Igbt fault protection based on di/dt feedback control. IEEE

Power Electronics Specialists Conference, stranice 1478–1484, 2007.

O. Garcia H. Rüedi, J. Thalheim. Advantages of advanced active clamping. Power

Electron. Eur., no. 8, stranice 27–29, 2009.

D. Frey P. O. Jeannin J. L. Schanen P. Muszicki J. Saiz, M. Mermet. Optimisation and

integration of an active clamping circuit for igbt series association. Conference Re-

cord of the 2001 IEEE Industry Applications Conference. 36th IAS Annual Meeting,

stranice 1046–1051, 2001.

A. Boimond J.-F. Garnier N. Giraudo O. Terrasse L. Dulau, S. Pontarollo. A new gate

driver integrated circuit for igbt devices with advanced protections. IEEE Trans.

Power Electron., stranice 38–44, 2006.

Fang Z. Peng Lihua Chen. Active fault protection for high power igbts. Applied Power

Electronics Conference and Exposition, 2009. APEC 2009. Twenty-Fourth Annual

IEEE, stranice 2050–2054, 2009.

Marvin Tannhaeuser Steffen Bernet Michael Sprenger, Rodrigo Alvarez. Experimental

investigation of short-circuit failures in a three level neutral-point-clamped voltage-

87

source converter phase-leg with igbts. 2013 IEEE Energy Conversion Congress and

Exposition, stranica 4067–4075, 2013.

S. Sobhani R. S. Chokhawala. Switching voltage transient protection schemes for

high-current igbt modules. IEEE Trans. Ind. Appl., stranice 1601–1610, 1999.

K. S. Rajashekara S. K. Biswas, B. Basak. Safe operation of igbts in switching conver-

ters. Proceedings of 1995 International Conference on Power Electronics and Drive

Systems, stranica 65–70, 1995.

A. Raciti G. Belverde C. Guastella M. Melito S. Musumeci, R. Pagano. A novel

protection technique devoted to the improvement of the short circuit ruggedness

of igbts. IECON’03. 29th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics

Society, stranica 1733–1738, 2003.

CT-Concept Technologie. Driver solution for mitsubishi’s new mega power dual igbt

modules. CT - Concept Technologie, stranice 1–20, 2014.

Avago Technologies. Application note 5314: Active miller clamp. Avago Technolo-

gies, stranice 1–6, 2010.

Leon M. Tolbert Benjamin J. Blalock Madhu Chinthavali Zhiqiang Wang, Xiaojie Shi.

A fast overcurrent protection scheme for igbt modules through dynamic fault current

evaluation. Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Twenty-

Eighth Annual IEEE, stranice 577–583, 2013.

88

Metode zaštite poluvodickih modula od kratkog spoja kod ucinskih pretvaraca

Sažetak

DC/AC pretvaraci ili izmjenjivaci danas se najcešce koriste u besprekidnim susta-

vima napajanja (UPS), elektromotornim pogonima, indukcijskom grijanju i obnovlji-

vim izvorima energije. Njihova funkcija je transformirati istosmjerni ulazni napon u

izmjenicni napon željene amplitude i frekvencije.

Izmjenjivaci najcešce moraju osigurati mnoge sigurnosne zahtjeve kako bi osigu-

rali funkcionalnost opreme. U tome im pomažu zaštitni krugovi.

Osnovni kvarovi koji se mogu dogoditi u krugu izmjenjivaca su kratki spoj i otvo-

reni krug. Tada zaštitni krug mora što brže iskljuciti izmjenjivac kako ne bi došlo do

uništenja poluvodickih elemenata ili trošila.

Osnovne metode detekcije kvarnog stanja su metoda detekcije izlaska IGBT-a iz

zasicenja, metoda zrcalne struje, metoda mjerenja napona upravljacke elektrode i me-

toda s povratnom vezom di/dt.

Prilikom pojave kvarnog stanja, izmjenjivac treba zaštitu od kratkog spoja, preko-

napona na upravljackoj elektrodi te prevelikog blokirnog napona. U slucaju prekos-

truja se koristi zaštita ogranicavanjem napona upravljacke elektrode, meko isklapanje

te zaštita dvokoracnim gašenjem. Kako bi se smanjio utjecaj Millerove struje na napon

upravljacke elektrode koristi se aktivno pritezanje, zaštita upotrebom PNP tranzistora,

zaštita upotrebom dodatnog kondenzatora, zaštita otpornicima i zaštita upotrebom ne-

gativnog napona UGE prilikom isklapanja. Kod prekonapona se koristi zaštita priguš-

nim i priteznim clanovima.

Kljucne rijeci: izmjenjivac, bipolarni tranzistor, upravljacka elektroda, kvarno stanje,

kratki spoj, otvoreni krug, prenapon, aktivno pritezanje

Short circuit protection methods of semiconductor modules in power converters

Abstract

DC/AC converters or inverters are today primarily used in uninterruptible power

supply systems (UPS), electromotor drives, inductive heating and renewable energy

sources. Their role is to transform DC input voltage into AC voltage of the required

amplitude and frequency.

DC/AC converters mostly have to ensure multiple safety requirements to insure the

functionality of the equipment. This is achieved through safety circuits.

The basic malfunctions in a converter circuit are short circuit and open circuit. In

case one of them occurs, the safety circuit must power off the converter as soon as

possible to prevent possible destruction of semiconductor elements or the load.

Methods for detecting malfunction states can be categorized as follows: desatura-

tion detection method, current mirror method, gate voltage sensing method and di/dt

feedback control method.

In case of a malfunction, the converter needs to be protected from short circuit,

overvoltage and blocking voltage. Protections from overcurrent include: protection by

gate voltage limiting, soft turn off and protection by two-step gate pulse. To diminish

the impact of Miller current on the gate voltage, active clamping, protection using a

PNP transistor, protection using an additional capacitor, protection using resistors and

protection using negative turn-off voltage UGE can be applied. The overvoltages are

suppressed with protection using damping and clamping elements.

Keywords: converter, inverter, bipolar transistor, gate, fault state, short circuit, open

circuit, overvoltage, active clamping

Documents

Metode zaštite poluvodickihˇ modula od kratkog spoja kod ... · Slika 1.1: Zamjenski krug i simbol IGBT-a 1.1. Struktura i princip rada Dakle, IGBT je upravljiva, uklopiva i isklopiva