INVERTERSKI VARILNI APARAT - COnnecting REpositorieskot so npr. MOSFET- tranzistorji, usmerjeno enosmerno napetost razsmerimo in preko varilnega transformatorja ustrezno tokovno in

Smetanova ulica 17

2000 Maribor, Slovenija

Mihael Medved

INVERTERSKI VARILNI APARAT

Magistrsko delo

Maribor, marec 2016

I

INVERTERSKI VARILNI APARAT

Magistrsko delo

Študent(ka): Mihael Medved

Študijski program: študijski program 2. stopnje

Elektrotehnika

Smer: Avtomatika in robotika

Mentor(ica): red. prof.dr. Miro Milanovič

Somentor(ica): doc. dr. Miran Rodič

Lektor(ica): Karmen Ulaga, mag. prof. slov. jez. in knjiž. in mag. prof. ped.

II

III

ZAHVALA

V prvi vrsti bi se rad zahvalil mojemu mentorju, red. prof.

dr. Miru Milanoviču, somentorju doc. dr. Miranu Rodiču ter

mentorju na Erazmus izmenjavi prof. Gogu Cvetkovskemu. Prav

tako gre posebna zahvala celotnem kolektivu laboratorija za

močnostno elektrotehniko za pomoč pri delu in iskanju rešitev.

Navsezadnje bi se zahvalil tudi Ljubici in družini, ki so mi

ves čas stali ob strani in me spodbujali pri študiju.

IV

Inverterski varilni aparat

Ključne besede: regulator, pulzno širinska modulacija, flyback, razklopno vezje,

transformator

UDK: 621.314.572:621.791.07(043.2)

Povzetek

V delu je predstavljen proces načrtovanja, modeliranja, simuliranja in izdelave

funkcionalnega modela pretvornika. Podan je kratek pogled tipične strukture inverterskega

varilnega aparata. Prav tako je predstavljena struktura mikro-inverterskega varilnega

aparata. Izvedeno in analizirano je načrtovanje komponent in modeliranje ter izpeljava

parametrov regulatorja. Princip delovanje naprave je prikazan s simulacijskimi rezultati,

dobljeni s programskim okoljem Matlab/Simulink. Opisano je načrtovanje elementov

realnega sistema in njegovo programiranje. Rezultati delovanja realnega sistema so

prikazani s pomočjo eksperimentov. Dodatno so navedeni problemi, rešitve in možnosti

nadgradnje oz. možne izboljšave pretvorniškega sistema.

.

V

Inverter's welding machine

Key words: control, pulse-width modulation, flyback, snubber, transformer

UDK: 621.314.572:621.791.07(043.2)

Abstract

In the master thesis, the process of design, modeling, simulation and realization of

converter is described. The first chapter contains brief overview of a typical structure of

inverter welding machine. After that, structure of implemented micro-inverter welding

machine is presented. Designing of components and modelling as well as the calculation of

control parameters are analyzed and realized. The principle of operation of the device is

shown with simulation results, obtained with the programming environment

Matlab/Simulink. The main part of the thesis describes designing of elements for real

converter and programming of FPGA-unit. Experimental results are also shown.

Additionally, the problems, solutions and possibilities how to improve the converter are

listed.

VI

KAZALO

1 UVOD ........................................................................................................................................ 1

1.1 Splošno o področju opisanem v projektu ....................................................................................... 1

1.2 Namen in smisel magistrskega dela ................................................................................................ 3

1.3 Pregled vsebine magistrskega dela ................................................................................................. 4

2 STRUKTURA MIKRO-VARILNEGA PRETVORNIKA .................................................... 6

2.1 Tokovni vir ..................................................................................................................................... 7

2.2 Načrtovanje komponent ................................................................................................................ 7

2.2.1 Določitev magnetilne induktivnosti ............................................................................................... 10

2.2.2 Načrtovanje razklopitvenih vezij .................................................................................................... 11

2.2.3 RCD-razklopno vezje na tranzistorju .............................................................................................. 12

2.3 Modeliranje.................................................................................................................................. 14

2.3.1 Izpeljava matematičnega modela pretvornika .............................................................................. 14

2.3.2 Izpeljava ter določitev parametrov PI regulatorja ......................................................................... 19

3 SIMULACIJE ......................................................................................................................... 25

3.1 Simulacije delovanja pretvornika ................................................................................................. 25

3.2 Simulacijski rezultati .................................................................................................................... 30

3.2.1 Simulacijski rezultati s stalnim PWM razmerjem ........................................................................... 30

3.2.2 Simulacijski rezultati z regulatorjem .............................................................................................. 31

4 FUNKCIONALNI MODEL .................................................................................................. 34

4.1 Načrtovanje elementov pretvornika............................................................................................. 34

4.1.1 Načrtovanje transformatorja ......................................................................................................... 34

4.1.2 Načrtovanje tokovnega merilnika .................................................................................................. 37

4.1.3 Načrtovanje napetostnega merilnika ............................................................................................. 38

4.2 Programiranje FPGA-enote ........................................................................................................... 41

4.2.1 Merilni modul ................................................................................................................................ 43

4.2.2 PWM modul ................................................................................................................................... 44

VII

4.2.3 Regulacijski modul ......................................................................................................................... 45

4.2.4 Komunikacijski modul in Docklight okolje...................................................................................... 47

5 EKSPERIMENTALNI REZULTATI .................................................................................. 50

5.1 Eksperimentalni rezultati z odprtozančnim vodenjem pretvornika s stalnim PWM razmerjem .... 50

5.2 Eksperimentalni rezultati z vključeno regulacijo toka varjenja ..................................................... 52

6 SKLEP .................................................................................................................................... 55

7 VIRI IN LITERATURA ....................................................................................................... 57

8 PRILOGE ............................................................................................................................... 58

VIII

KAZALO SLIK

SLIKA 1.1: KLASIČNI TRANSFORMATORSKI VARILNI APARAT, I_VAR_MAX=160 A ................................................................ 2

SLIKA 1.2: INVERTERSKI VARILNI APARAT, IVAR_MAX=160 A ......................................................................................... 3

SLIKA 1.3: BLOKOVNI PRIKAZ STOPENJ INVERTERSKEGA VARILNEGA APARATA ..................................................................... 4

SLIKA 2.1: SHEMATSKI PRIKAZ TOČKASTEGA VARJENA .................................................................................................... 6

SLIKA 2.2: OSCILACIJE OB PREKLOPU TRANZISTORJA IN PREHODU V NEZVEZNI REŽIM DELOVANJA (DCM) ................................. 9

SLIKA 2.3: U-I METODA ZA DOLOČITEV STRESANE INDUKTIVNOSTI .................................................................................. 11

SLIKA 2.4: POENOSTAVLJEN PRIKAZ DVIGA NAPETOSTI NA TRANZISTORJU ........................................................................ 12

SLIKA 2.5: NADOMESTNO VEZJE V ČASU PREVAJANJA TRANZISTORJA ............................................................................... 15

SLIKA 2.6: NADOMESTNO VEZJE KO TRANZISTOR NE PREVAJA ........................................................................................ 16

SLIKA 2.7: POTEK VHODNEGA IN IZHODNEGA TOKA TER NJUNIH SREDNJIH VREDNOSTI ....................................................... 17

SLIKA 2.8: TOK SKOZI MAGNETILNO INDUKTIVNOST IN POVPREČJE LE-TEGA ...................................................................... 17

SLIKA 2.9: VZPOREDNI PI REGULATOR ...................................................................................................................... 20

SLIKA 2.10: ZAPRTOZANČNA REGULACIJSKA PROGA .................................................................................................... 21

SLIKA 2.11: DISKRETNA REGULACIJSKA SHEMA ........................................................................................................... 24

SLIKA 3.1: NADOMESTNA SHEMA ZA SIMULACIJO ELEMENTOV IZ SIMPOWERSYSTEM KNJIŽNICE ........................................... 26

SLIKA 3.2: OSNOVNI SESTAV PULZNEGA VARILNEGA APARATA ....................................................................................... 26

SLIKA 3.3: BLOK ZA GENERIRANJE PWM SIGNALA ...................................................................................................... 27

SLIKA 3.4: GENERIRANJE PWM SIGNALA .................................................................................................................. 28

SLIKA 3.5: PI REGULATOR Z LINEARIZACIJSKIM DELOM ................................................................................................. 29

SLIKA 3.6: REGULACIJSKA SHEMA S PERIFERIJO ........................................................................................................... 29

SLIKA 3.7: STATIČNA KARAKTERISTIKA POSNETA Z IZHODNEM BREMENOM 1 Ω ................................................................. 31

SLIKA 3.8: POTEK VARILNEGA TOKA OB SPREMEMBI BREMENA ...................................................................................... 32

SLIKA 3.9: SPREMEMBA REFERENCE IO (RDEČA) IN POVPREČNA IN TRENUTNA VREDNOST IO ................................................. 33

SLIKA 4.1: IZHODNI TOK IN NJEGOVA MERJENA VREDNOST ............................................................................................ 37

SLIKA 4.2: DIFERENČNI OJAČEVALNIK ZA MERJENJE IZHODNE NAPETOSTI ......................................................................... 39

SLIKA 4.3: 3D MODEL MERITVENEGA DELA VEZJA, IZDELAN S PROGRAMOM ALTIUM DESIGNER ........................................... 40

SLIKA 4.4: MERITVENI DEL VEZJA ............................................................................................................................. 41

SLIKA 4.5: TRIKOTNI SIGNAL IN POMEMBNI ČASOVNI TRENUTKI V IZVAJANJU REGULACIJSKEGA ALGORITMA ............................ 42

SLIKA 4.6: DEL PROGRAMSKE KODE ZA PROŽENJE TRANZISTORJA .................................................................................... 45

SLIKA 4.7: ZANKA, KI SKRBI, DA SE VREDNOST PWM SIGNALA NE SPREMINJA ZNOTRAJ PERIODE V ČASU GENERIRANJA LE-TEGA. 45

SLIKA 4.8: PI-ALGORITEM Z LINEARIZACIJSKIM DELOM ................................................................................................. 46

SLIKA 4.9: OSVEŽITEV IN OMEJITEV PWM SIGNALA .................................................................................................... 47

SLIKA 4.10: SHEMATSKI PRIKAZ DELOVANJA KOMUNIKACIJE .......................................................................................... 48

SLIKA 4.11: KOMUNIKACIJSKO OKOLJE DOCKLIGHT IN PRIMER POŠILJANJA RAZLIČNIH PWM NIZOV ...................................... 49

IX

SLIKA 5.1: PROŽILNI SIGNAL (RUMENA KRIVULJA), NAPETOST NA RAZKLOPNEM KONDENZATORJU (MODRA KRIVULJA), VHODNI

(VIJOLIČNA) IN IZHODNI TOK (ZELENA KRIVULJA) ................................................................................................. 51

SLIKA 5.2: VEZJE PRETVORNIKA, FPGA-ENOTA IN IZHODNO BREME TER RAZKLOPNI UPORI ................................................. 52

SLIKA 5.3: IZHODNI TOK PRI SPREMEMBI BREMENA ..................................................................................................... 53

SLIKA 5.4: SPREMEMBA IZHODNEGA TOKA OB SPREMEMBI REFERENCE ........................................................................... 54

SLIKA 8.1: SHEMATSKI PRIKAZ MERILNEGA DELA VEZJA................................................................................................. 59

SLIKA 8.2: TISKANINA MERILNEGA DELA VEZJA ........................................................................................................... 60

SLIKA 8.3: SPOJ ZVARA PRI POVPREČNI VREDNOSTI IZHODNEGA TOKA 3 A ....................................................................... 62

SLIKA 8.4: SPOJ TERMOČLENA PRI 5 A IZHODNEGA TOKA ............................................................................................. 62

SLIKA 8.5: PREKOMERNO SEGREVANJE ŽICE TERMOČLENA ............................................................................................ 63

SLIKA 8.6: SPOJ ŽIC TERMOČLENA IN LOKALNO NAMEŠČENI ELEKTRODI ............................................................................ 63

SLIKA 8.7: ŽARJENJE TERMOČLENA PRI POVPREČNI VREDNOSTI TOKA 11 A....................................................................... 64

SLIKA 8.8: IZHODNI TOK PRI NAJVEČJI TOKOVNI OBREMENITVI PRETVORNIKA (KRATEK STIK NA IZHODU) ................................. 65

X

Uporabljene kratice in simboli

FPGA – ang. Field-Programmable Gate Array

PDM – ang. Pulse Density Modulation (pulzno-gostotna modulacija)

PWM – ang. Pulse Width Modulation (pulzno širinska modulacija)

DCM – ang. Discontinous Conduction Mode (nezvezni obratovalni režim pretvornika)

CCM – ang. Continous Conduction Mode (zvezni obratovalni režim pretvornika)

LS1 – stresana induktivnost transformatorja

Ls2 – stresana induktivnost preslikana na sekundarno stran

Coss – parazitna kapacitivnost med spojema ponora in izvora tranzistorja

Cs1 – kapacitivnost kondenzatorja RCD razklopnega vezja

Cs2 – kapacitivnost kondenzatorja RC razklopnega vezja

Rs1 – razklopni upor RCD razklopnega vezja

Rs2 – razklopni upor RC razklopnega vezja

R – upornost bremena

Pin – vhodna moč pretvornika

Pout – izhodna moč pretvornika

Lm – magnetilna induktivnost transformatorja

XL – reaktanca kot posledica stresane induktivnosti

– stanje tranzistorja

Ud – vhodna napetost

Ud_naz – nazivna vhodna napetost

Uds_max - največja dovoljena napetost spoja ponor-izvor (drain-source)

Uo – izhodna napetost

Id – vhodni tok

Aprim – presek navitja primarja

Asek – presek navitja sekundarja

Vf – preslikana sekundarna napetost na primarno stran

Vx – dvig napetosti zaradi stresane induktivnosti z upoštevanjem RCD razklopnega vezja

Io – izhodni tok

J – gostota toka

n – razmerje ovojev sekundarnega proti primarnemu navitju transformatorja

Nprim – število ovojev primarnega navitja transformatorja

Nsek – število ovojev sekundarnega navitja transformatorja

Wa – okno magnetnega jedra transformatorja

Ac – efektivno medsebojno območje jedra transformatorja

Δp – prevajalno razmerje

XI

Δpmax – največje dovoljeno prevajalno razmerje

Kp – proporcionalno ojačanje

Ti – časovna konstanta integralnega ojačanja

Ki – integralno ojačanje

D – dušenje sistema

Ts – čas trajanja ene periode izvajanja programa

UAD – napetost na priključnih sponkah AD-pretvornika

μr – relativna permeabilnost magnetnega jedra

lg – dolžina zračne reže

s – Laplaceov operator

MOSFET – ang. Metal–oxide–semiconductor Field-effect transistor

Bmax – največja gostota magnetnega polja znotraj transformatorja

TK – faktor zasičenosti jedra

MPL – dolžina magnetne poti

ACS715ELCTR-20A-T – uporabljen tokovni senzor

AMC1100 – diferenčni merilnik napetosti (integrirano vezje)

MCP6022 – operacijski ojačevalnik (integrirano vezje)

ADS 7881 – 12-bitni AD-pretvornik(integrirano vezje)

3C90 – izbrani material za magnetno jedro

0 – lastna frekvenca sistema

opi – povprečna vrednost pulza izhodnega toka

oi – povprečna vrednost izhodnega toka

opu – povprečna vrednost pulza izhodne napetosti

ou – povprečna vrednost izhodne napetosti

ε – globina kožnega pojava

εi – odstopanje merjene vrednosti toka od referenčne vrednosti toka

fs – stikalna frekvenca

fcutoff – frekvenca, ki podaja pasovno širino senzorja

Z – impedanca nihajnega kroga


1

1 UVOD

1.1 Splošno o področju opisanem v projektu

Prve oblike varjenja oz. spajanja različnih materialov so omenjene že v Svetem pismu,

kjer se opisuje spajanje broma in železa s segrevanjem materiala do temperature, ko le-ta

postane plastičen oz. mehek.

Leta 1881 je bila prvič javno predstavljena klasična oblika obločnega varjenja. V čast

ruskemu izumitelju, Nikolayu Benardosu, je bila njegova podoba upodobljena na poštni

znamki. Ta struktura varilnega aparata kot osrednji element vsebuje transformator, ki

napetostni nivo na sekundarju ustrezno zniža in poveča tokovno zmogljivost. Želeno

vrednost toka varjenja operater nastavi s spreminjanjem razdalje med primarnim in

sekundarnim navitjem oz. uporabo variabilnih omejevalnih blokov, ki omejijo maksimalen

tok varjenja ali enostavno s pozicioniranjem magnetilnega jedra (ven in noter) glede na

primarno oz. sekundarno navitje.

Takšni varilni aparati so običajno veliki in težki, predvsem na račun velikosti magnetnih

komponent, da se lahko pri omrežni frekvenci prenaša dovolj energije. Kljub njihovi teži pa

se še kar uporabljajo, saj so skoraj neuničljivi (predvsem tisti z oljnim hlajenjem, uporabni

za večje moči). Za manjše moči se pogosto uporabljajo zračno hlajeni transformatorski

varilni aparati. Njihova glavna prednost je nizka cena, vendar imajo zelo kratek čas

varjenja pri polni obremenitvi ter nizko napetost odprtih sponk, kar otežuje začetek

varjenja.


2

Slika 1.1: Klasični transformatorski varilni aparat, I_var_max=160 A

Kot alternativa zgoraj opisanim klasičnim varilnim aparatom so se z razvojem stikalnih

elementov s kratkim časom preklopa in mikroprocesorjev z vse večjo frekvenco delovanja

začeli na trgu pojavljati inverterski varilni aparati [1]. Ti so znani po boljšem izkoristku,

manjši teži in lažjem varjenju v primerjavi s klasičnimi varilnimi aparati. Vse to je

povzročilo množično proizvodnjo inverterskih aparatov ter cenovno dostopnost tudi za

''hobby'' oz. domačo uporabo.

Osnovni princip delovanja inverterskih varilnih aparatov je, da s hitrimi stikalnimi elementi,

kot so npr. MOSFET- tranzistorji, usmerjeno enosmerno napetost razsmerimo in preko

varilnega transformatorja ustrezno tokovno in napetostno prilagodimo za varjenje. Glede

na potrebe varjenja lahko na izhodni strani dodamo še usmerniško stopnjo, ki usmeri

visokofrekvenčni vlak tokovnih pulzov. V kolikor pa se pojavi potreba po izmeničnem toku

varjenja, pa sledi še ena razsmerniška stopnja, ki usmerjeno napetost ponovno razsmeri v

izmenično z želeno frekvenco. Zaradi napredne regulacije toka in napetosti odprtih sponk

na začetku varjenja je vzpostavitev obloka neprimerno lažja. Zmožnost delovanja

inverterskih varilnih aparatov pri visokih frekvencah, tipično nad 10 kHz, drastično

zmanjša velikost varilnega transformatorja, saj je za prenos iste količine energije potrebna

manjša magnetilna induktivnost, kar zmanjša končno težo varilnega aparata. Čeprav so

zaradi manjših magnetnih komponent ti varilni aparati lažji, so večinoma dražji od

klasičnih varilnih aparatov s transformatorjem, kar je posledica uporabe visoko-

tehnoloških komponent in časa, potrebnega za razvoj takšnega aparata.


3

Slika 1.2: Inverterski varilni aparat, Ivar_max=160 A

Na sliki 1.1 je prikazan klasični varilni aparat, na sliki 1.2 pa inverterski varilni aparat z

istim območjem varilnega toka (do 160 A), pri čemer je očitna razlika v velikosti in teži. Po

uradnih podatkih, pridobljenih s strani proizvajalca klasični varilni aparat (Varex162) tehta

19 kg, inverterski varilni aparat (Varin 1605) pa 4,2 kg.

Poleg klasičnega in inverterskega varilnega aparata obstaja še kar nekaj posebnih varilnih

struktur, prilagojenih za določene varilne tehnike. Nekatere imajo na izhodu še

usmerniško stopnjo, kateri po potrebi sledi še razsmerniška stopnja in so tokovno ali

napetostno vodene. Najpogostejše varilne tehnike so SMAW (klasično obločno varjenje),

GTAW (varjenje z inertnimi plini), MIG (varjenje s pomočjo zaščitnih plinov in elektrode)

ter FCAW (obločno varjenje z zaščitnim fluksom).

1.2 Namen in smisel magistrskega dela

Poglavitni del magistrske naloge je predstavitev delovanja in snovanje inverterskega

varilnega aparata, ki deluje na stikalni frekvenci 50 kHz. Načeloma bi lahko izdelali

pretvorniški sistem še na višjih stikalnih frekvencah, vendar so se pojavile težave pri

merjenju pulznega toka, zato smo se omejili na zgoraj navedeno preklopno frekvenco.

Ideja, ki stoji za inverterskimi varilnimi aparati, je zvečati frekvenco, s katero se prenaša

energija preko transformatorja. S tem se zmanjša velikost transformatorja, kar zmanjša

težo in velikost celotnega varilnega aparata in tudi njegovo ceno. Klasični inverterski

varilni aparat ima na vhodu usmerniško stopnjo, ki usmeri enofazno oz. trifazno izmenično

napetost in jo zgladi. Ta stopnja lahko vsebuje tudi aktivno korekcijo faktorja moči, kar

izboljša izkoristek celotnega sistema, s tem da zagotovi sinusni odvzem toka iz omrežja.


4

Nato sledi razsmerniška stopnja, kjer se usmerjena enosmerna napetost preko stikalnih

elementov razsmeri v niz pulzov, ki gredo na visokofrekvenčni transformator. Večinoma je

stikalna frekvenca vsaj 10 kHz ali več. Zadnjo stopnjo pa predstavlja razsmerniško vezje,

ki ustvari poljubno obliko in frekvenco varilnega toka, kar je uporabno pri varjenju

določenih materialov.

PFC - korekcija faktorja moči

DC – DC pretvornik( flyback )

Razsmerniška stopnja

Omrežje DC zbiralka DC zbiralka Varilni tok

Slika 1.3: Blokovni prikaz stopenj inverterskega varilnega aparata

Zaradi kompleksnosti problema smo se osredotočili zgolj na načrtovanje in testiranje DC-

DC pretvorniške stopnje, predstavljene s flyback pretvornikom, ki med drugim zagotavlja

tudi galvansko ločitev. Za prikaz samega delovanja in uporabnosti pretvornika smo se

omejili na največ 200 W izhodne moči. Na primarni strani se bo nahajala dušilka, ki jo

predstavlja magnetilna induktivnost jedra transformatorja. Naloga te dušilke bo podobna

kot pri pretvorniku navzgor. V času vklopa tranzistorja se bo polnila magnetilna

induktivnost transformatorja, v naslednjem koraku pa se bo sprejeta energija oddala na

breme – spoj varjenja. Za ustrezen nivo tokov in napetosti na primarni ter sekundarni

strani je poskrbljeno tudi s primernim razmerjem števila ovojev primarne proti sekundarni

strani transformatorja. Prav tako bo narejena tokovna regulacija izhodnega toka.

Potrebno tiskano vezje bo oz. je izdelano v Laboratoriju za energetsko elektroniko na

Fakulteti za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Univerze v Mariboru.

1.3 Pregled vsebine magistrskega dela

Na začetku magistrskega dela je predstavljen namen in vsesplošna uporabna vrednost

rezultatov magistrske naloge. V nadaljevanju sledi kratka predstavitev vsebine.

V drugem poglavju je predstavljena struktura mikro-varilnega aparata, področje uporabe,

način varjenja in napajalni del. Namen omenjenega poglavja je predstavitev problema

varilnih aparatov in obrazložitev zahtev, ki se pojavljajo pri varjenju. Naslednje poglavje

vsebuje kratek opis inverterskega varilnega aparata na visokih frekvencah. To poglavje se

osredotoča na predstavitev DC-DC stopnje inverterskega varilnega aparata. V

nadaljevanju je predstavljeno načrtovanje komponent pretvornika. Sem spada načrtovanje

transformatorja z ustrezno magnetilno induktivnostjo, izbira tranzistorja, ki minimizira vpliv


5

parazitnih lastnosti v vezju, ter določitev ohmske upornosti bremena v nazivni delovni

točki. Nato sledi matematična izpeljava modela pretvornika in izpeljava tokovnega

regulatorja izhodnega toka flyback pretvornika.

Tretje poglavje opisuje simulacijo pretvornika, narejeno s programskim orodjem

Matlab/Simulink. Za začetek je samo simulacijsko orodje predstavljeno in na kratko

opisano, sledijo pa še preizkus, simulacija in simulacijski rezultati, pridobljeni v več

delovnih točkah. Z upoštevanjem realnih lastnosti elementov smo dosegli, da se končni

simulacijski model najbolj približa funkcionalnemu modelu.

Prav ta je predstavljen v četrtem poglavju, kjer je opisano še načrtovanje vezja, s

poudarkom na vezalni shemi tokovnega in napetostnega merilnika. Temu sledi postopek

določitve stresane induktivnosti, potrebne pri določitvi odklopnih vezij na tranzistorju in

diodi na sekundarni strani transformatorja. Podani so tudi izračuni za prilagoditev

napetosti in toka za merjenje.

Ker smo si kot osrednjo procesno enoto izbrali karto Altera cyclone II FPGA, to poglavje

izpostavi njene bistvene značilnosti in prednosti. Prav tako je opisano uporabljeno

razvojno okolje Quartus II. Temu sledi izvedba vodenja in regulacije pretvornika z uporabo

omenjene platforme, programiranje regulatorja, skaliranje merjene vrednosti toka in

napetosti ter komunikacijski del.

V petem poglavju so prestavljeni eksperimentalni rezultati skupaj z obrazložitvijo in

možnimi izboljšavami. Delo se zaključi s sklepom in kratkim povzetkom. Na koncu pa so

podani še viri, literatura ter priloge.


6

2 STRUKTURA MIKRO-VARILNEGA PRETVORNIKA

Cilj magistrskega dela je napraviti mikro varilni aparat za moči do 200 W. Takšen aparat bi

bil primeren za varjenje tanke pločevine do debeline 1 mm, kjer je potrebnih le nekaj

amperov toka za varjenje. Temu primerna je seveda tudi debelina elektrode. S klasičnimi

varilnimi aparati bi s prevelikim tokom v tem primeru preveč segreli oz. stalili pločevino in

v njej napravili luknjo.

Drugo območje uporabe takšnega varilnega aparata je točkasto varjenje, kjer spajanje

poteka brez dodatne elektrode. Bistvo tega postopka je, da se z močnim stikom dveh

elektrod varjenca (dve pločevini) ustvari majhno prevodno območje, določeno s površino

konic elektrod [2]. V naslednjem trenutku pa se glede na debelino pločevine spusti skozi

elektrodi reguliran tok, ki segreje zvar do temperature plastičnosti materiala. Pri tem je

pomembna tudi dolžina tokovnega pulza. Ta postopek je najpogosteje uporabljen v

avtomobilski industriji, saj je zelo primeren za robotizirano proizvodnjo.

Slika 2.1: Shematski prikaz točkastega varjena

Prav tako je takšen mikro inverterski varilni aparat uporaben tudi za varjenje termočlenov.

V večini primerov je torej potrebno imeti reguliran tokovni vir, ki je sposoben ustvariti

časovno kratke pulze. V nadaljevanju dela zaradi kompleksnosti tehnik varjenja ne bomo


7

posvečali pozornosti trajanju pulzov, ampak smo se osredotočili na regulacijo amplitude

pulzov.

2.1 Tokovni vir

Najpomembnejši podatek pri varjenju je seveda amplituda toka, saj je od nje odvisna

kvaliteta zvara. Kot osrednji del mikro-inverterskega varilnega aparata je bil uporabljen

flyback pretvornik, prilagojen za delovanje kot tokovni vir. Končno stopnjo pretvornika tako

predstavlja le dioda na sekundarni strani transformatorja. S tem smo zmanjšali velikost

pretvornika in znižali stroške izdelave. Način generiranja izhodnega toka je odvisen od

zahtev varjenja (kemijska sestava varjenca, debelina zvara, itd.), običajno je pulzirajoče

oblike s frekvenco do nekaj 100 Hz. Ker celoten model mikro-inverterskega varilnega

aparata deluje na visoki stikalni frekvenci, je znotraj ene širine varilnega pulza

enakomerno razporejenih mnogo pulzov s stikalno frekvenco. Povprečno amplitudo toka

teh visokofrekvenčnih pulzov pa regulira tokovni regulator.

Obstajata dve tehniki generiranja pulzov. To sta pulzno širinska modulacija in pulzno

gostotna modulacija. Prva modulacijska tehnika temelji na stalni stikalni frekvenci, količina

prenesene energije pa se spreminja s trajanjem pulza glede na čas ene periode sT .

Prednost te metode je znano trajanje ene periode, kar olajša implementacijo perifernih

enot (meritve toka, načrtovanje regulatorja, itd.).

PDM modulacijska tehnika sloni na variabilni periodi enega cikla. Obstaja več načinov

moduliranja PDM signala kot sta npr. delta, delta-sigma modulacija. Vsekakor pa je

potrebna določitev časovnega okvira, v katerem je razporejeno določeno število pulzov.

Le-ti so lahko enakomerno razporejeni znotraj te periode ali pa se pojavijo zgolj na

začetku periode.

Za dani pretvornik smo uporabili PWM tehniko generiranja pulzov.

2.2 Načrtovanje komponent

Pri načrtovanju komponent smo upoštevali zahteve, podane na začetku naloge. Velikost

komponent smo prilagodili na največjo moč 200 W, pomemben faktor pri izbiri elementov

pa je bila tudi stikalna frekvenca fs. Izhodišče za določitev napetostnih in tokovnih nivojev

vhodne in izhodne stani pretvornika predstavlja energijska bilanca, ki pravi, da je izhodna

moč Pout vedno manjša oz. enaka vhodni moči Pin.


8

Osrednji del mikro-inverterskega varilnega aparata je flyback pretvornik, prilagojen za

delovanje kot tokovni vir, kar prikazuje slika 2.2.

Ud

id

iL

1 : n io

uL

+

-

Uo

Rs2

Rs1Cs1

Cs2

Tr

Slika 2.2: Celotna shema pretvornika

Slika 2.2 zajema celoten močnostni del pretvornika vključno z razklopitvenimi vezij, tako

na primarni kot tudi na sekundarni strani.

Okvirno smo določili tudi povprečno ohmsko upornost v času varjenja Rvar, ki znaša od

0,5 do 2 Ω. Izračun (2.1) prikazuje napetostne ter tokovne nivoje pri varjenju z bremenom

Rvar enakim 0,5 Ω v primeru, ko je prevajalno razmerje pretvornika 0,5p . Za dani

primer, ko je pretvornik najbolj obremenjen izhodni tok, IO, znaša 20 A, vhodni tok v

pretvornik, Id, pa le 4 A. Takrat je razmerje med vhodno napetostjo (Ud) in izhodno

napetostjo (Uo) pogojeno le z razmerjem ovojev primarnega in sekundarnega navitja

transformatorja, podanim s faktorjem n. Le-to je bilo določeno na podlagi razmerja med

vhodno in izhodno napetostjo. Kot enosmerni vir energije je bil predviden napajalnik s 50

V izhodom.


9

2

var

var

var

200

200 0,5 10

1020

0,5

50

100,2

50

2004

50

in out

oout o out

oo

d

o

d

ind

o

P P W

UP U P R V

R

UI A

R

U V

Un

U

PI A

U

(2.1)

Stikalna frekvenca ima velik vpliv na oscilacije, ki se pojavljajo ob razklopu tranzistorja, kot

tudi na oscilacije, ki nastanejo kot posledica prehoda v DCM (ang. Discontinous

Conduction Mode) obratovalni režim. Obe vrsti nihanj prikazuje slika 2.2.

Pretvornik deluje v DCM obratovalnem režimu, če je izhodni tok nezvezen oz. v

kateremkoli delu stikalne periode enak 0. CCM (ang. Continous Conduction Mode)

obratovalni režim pa zahteva zvezen tok (čez celo stikalno periodo večji od 0) [3, 4].

Slika 2.2: Oscilacije ob preklopu tranzistorja in prehodu v nezvezni režim delovanja (DCM)

s - stresana induktivnost transformatorja

C - parazitna kapacitivnost transformatorja med spojema ponora in vira

- magnetilna induktivnost transformatorja

OSS

m

L

L


10

Nihanja, ki nastanejo kot posledica razklopa stikalnega elementa, lahko uspešno

odpravimo z uporabo razklopnih vezij, medtem ko je oscilacije ob prehodu v DCM

obratovanje možno preprečiti zgolj z ustreznim načrtovanjem transformatorja (ob

največjem bremenu moramo ostati v CCM obratovalnem načinu). Vsekakor se v realnih

modelih opisani oscilaciji ne moremo popolnoma izogniti, njihovo amplitudo in vpliv pa

lahko ustrezno omejimo oz. zmanjšamo z izbiro tranzistorja s čim manjšo kapacitivnostjo

COSS .

2.2.1 Določitev magnetilne induktivnosti

V nadaljevanju je prikazan izračun magnetilne in stresane induktivnosti transformatorja ter

določitve vrednosti elementov razklopnih vezij. Postopek načrtovanja transformatorja je

prikazan v četrtem poglavju (načrtovanje funkcionalnega modela). Prav zaradi stresane

induktivnosti transformatorja in parazitnih kapacitivnosti stikalnih elementov v času

odklopa prihaja do oscilacij. Namen razklopnih vezij je zgladiti napetostne konice, ki

nastanejo zaradi preklopa stikalnih elementov.

Velikost magnetilne induktivnosti vpliva na količino prenesene energije v enem ciklu,

hkrati pa tudi na način delovanja flyback pretvornika. Z upoštevanjem časa periode,

minimalne vrednosti prevajalnega razmerja in najmanjšega bremena lahko določimo

magnetilno induktivnost (2.2).

2 2

min

( ) (50 0,1) 20250

2 2 1

d sm

U p TL H

P

(2.2)

Za določitev stresane induktivnosti transformatorja je bilo potrebno uporabiti realen model

transformatorja.

S sinusnim signalom s stikalno frekvenco smo vzbujali zaporedno vezano primarno navitje

transformatorja ter čisti ohmski upor, medtem ko je bilo sekundarno navitje

transformatorja kratko sklenjeno.

Amplitudo izmerjene napetosti smo primerjali z amplitudo napajalne napetosti

funkcijskega generatorja in preko induktivne upornosti izračunali stresano induktivnost pri

dani stikalni frekvenci. Slika 2.3 prikazuje merilno shemo za določitev stresanja

transformatorja.


11

U UL

1 : n

UR

Slika 2.3: U-I metoda za določitev stresane induktivnosti

2 2 2

256 mV

480 mV

12

0,256 127,57

0,480 0,256

7,57L = 12,05 H

2 2 100000

L

L L LL

RL L

Ls

U

U

R

U U U RX

UI U UR

X

f

(2.3)

Izračunano stresano induktivnost (2.3) smo upoštevali pri načrtovanju razklopitvenega

vezja na primarni in sekundarni strani.

2.2.2 Načrtovanje razklopitvenih vezij

V času odklopa tranzistorja se zaradi resonančnega kroga, ki ga ustvarjata stresana

induktivnost in kapacitivnost ''drain-source''' spoja tranzistorja, pojavi nezaželeno

visokofrekvenčno nihanje, katerega amplituda v določenih primerih lahko uniči stikalni

element. Ena izmed najpogosteje uporabljenih metod je uporaba RCD-razklopnega vezja,

ki z glajenjem napetostnih konic in trošenjem energije na uporu deluje kot pasivni element

[5]. Na podoben način deluje tudi RC-razklopno vezje, ki je opisano v nadaljevanju.

Takšna vezja v nekaterih primerih močno znižajo izkoristek pretvornika.

V nasprotju z pasivnimi razklopnimi vezij obstajajo tudi aktivna. Le-ta energijske konice

preko dodatnega sklopa tranzistorja in diode shranjujejo v kondenzatorju in jo v

naslednjem ciklu prevajanja glavnega stikalnega elementa sprostijo. S takšnimi stikalnimi

elementi je moč doseči vsaj 95 % izkoristek pretvornika.


12

2.2.3 RCD-razklopno vezje na tranzistorju

Za določitev upora na RCD-razklopnem vezju na tranzistorju smo morali najprej določiti,

za koliko se lahko dvigne napetost na tranzistorju. Slika 2.4 prikazuje obliko napetosti

(poenostavljen prikaz) na tranzistorju v času odklopa z RCD-vezjem.

Slika 2.4: Poenostavljen prikaz dviga napetosti na tranzistorju

Napetost fU predstavlja preslikano sekundarno napetost na primarno stran. Ta je

določena z razmerjem ovojev transformatorja in napetosti na sekundarju po spodnji

enačbi (2.4).

1050 V

0,2

of

UU

n (2.4)


13

Za izračun upornosti 1R s (2.5) je potrebno določiti tudi napetost xU (za koliko se lahko

dvigne napetost na tranzistorju) ter max

xU (ta mora biti manjša od največje dovoljene

napetosti tranzistorja DSU ).

max 5

1 2 6 2

max

2 ( ) 2 50 10 (50 150)554,3

12,7 10 5,33

x s f x

s

U T U UR

LI

(2.5)

Zdaj lahko izračunamo, za koliko se bo napetost na tranzistorju dvignila v času odklopa

zaradi stresane induktivnosti sL z upoštevanjem izračunanega upora sR .

22 max

6 22

5

12

2

1 12,05 10 5,33 554,350 2 50 78,07 V

2 10

s sx f f

s

L I RU U U

T

(2.6)

Največje izgube na uporu lahko izračunamo po enačbi (2.7).

2 2

1

78,07 50P 29,59 W

554,3

x f

s

s

U U

R

(2.7)

Vrednosti kapacitivnosti Cs smo določili z upoštevanjem dopustne valovitosti XU ter

vsote primarne in preslikane sekundarne napetosti (2.8).

1 5

50 50C 23,1 nF

78,07 554,3 10

d f

s

x S

U U

U R f

(2.8)

RC-razklopitveno vezje na diodi

Razklopitveno vezje na sekundarni strani transformatorja je velikokrat izpuščeno, čeprav

je prav tako pomembno kot tisto na primarni strani. Dioda v tem načinu deluje kot stikalo,

zaradi česar se v času odklopov pojavijo visokofrekvenčna oscilacijska nihanja. Le-te

oscilacije lahko znatno skrajšajo življenjsko dobo diode, še posebej pa so na to občutljive


14

''Shottky'' diode. Takšno razklopno vezje se običajno namesti v neposredno bližino

stikalnega elementa. Pri načrtovanju razklopnega vezja na diodi moramo upoštevati, da je

stresano induktivnost, izmerjeno po zgoraj opisani metodi, potrebno deliti s kvadratom

razmerja ovojev transformatorja [6].

Načeloma je frekvenca oscilacij na sekundarni strani dosti višja kot na primarni strani, za

kar lahko uporabimo večje vrednosti R s upora. Za uspešno dušenje preklopnega nihanja

je potrebno poznati impedanco nihajnega kroga Z, ki povzroča ta pojav.

65

2 2 2

12,05 102 2 2 20 10 3785,6

0,2

sr s r

LZ f L f

n

(2.9)

Oscilacije bodo učinkovito dušene, če bo upornost 2sR enaka karakteristični upornosti.

Frekvenca rf pri tem predstavlja resonančno frekvenco nihanja, 2sL pa stresano

induktivnost, preslikano na sekundarno stran. Kapacitivnost 2sC kondenzatorja je

izračunana na podlagi izračunane karakteristične upornosti in frekvence oscilacij (2.10).

2 5

2

1 121,02

2 2 3785,6s

r s

C pFf R

(2.10)

2.3 Modeliranje

2.3.1 Izpeljava matematičnega modela pretvornika

Za obrazložitev delovanja pretvornika je potrebno zapisati napetostne in tokovne enačbe

za pretvornik, ko tranzistor prevaja in ko ne prevaja, pri čemer smo si pomagali z

nadomestnimi shemami [7]. Iz dobljenih enačb smo izpeljali še statično karakteristiko in

prenosno funkcijo pretvornika, pri tem pa smo stanje tranzistorja predstavili s

spremenljivko .

Pri izpeljavi matematičnega modela smo upoštevali, da so vsi elementi v shemi idealni,

vključno s transformatorjem, kateremu smo vzporedno s primarnim navitjem dodali

magnetilno induktivnost.


15

Ud

id

iL

1 : n

uL

+

-

δ=1

Lm

R uo

io

Slika 2.5: Nadomestno vezje v času prevajanja tranzistorja

0

0

L d

Ld L

o

o

i i

diU u L

dt

i

u

(2.11)

Ko tranzistor prevaja ( 1 ), se energija shranjuje v magnetilni induktivnosti

transformatorja. V tem trenutku je dioda na izhodni strani negativno polarizirana in ne

prevaja. Magnetilni tok iL je enak vhodnemu toki id, pri čemer pa sta izhodni tok i0 in

izhodna napetost u0 enaka 0. To stanje prikazuje slika 2.5.


16

Ud

id

iL

1 : n io

uL

+

-

uoR

δ=0

Lm

Slika 2.6: Nadomestno vezje ko tranzistor ne prevaja

0L

oL

oo

o o

i

uu

n

ui

R

u Ri

(2.12)

V času neprevajanja tranzistorja ( 0 ) se shranjena energija v magnetilni induktivnosti

Lm prenese preko razmerja ovojev transformatorja na sekundarno stran. Zaradi

nasprotnega navitja tuljav transformatorja je dioda na sekundarni strani prevodno

polarizirana. Ker na izhodni strani ni kondenzatorja, je tok skozi breme (tok varjenja)

prisoten le v trenutku prevajanja diode, kar zmanjša povprečno vrednost varilnega toka. V

nadaljevanju sledi izpeljava tokovne proge pretvornika s povprečnimi vrednostmi toka

znotraj aktivnega pulza in ne čez celoten interval periode ter povprečno vrednostjo

napetosti celotne periode. Slika 2.7 ponazarja odnos med povprečno vednostjo celotnega

intervala in povprečno vrednostjo pulza izhodnega in vhodnega toka.


17

Slika 2.7: Potek vhodnega in izhodnega toka ter njunih srednjih vrednosti

t[s]

Slika 2.8: Tok skozi magnetilno induktivnost in povprečje le-tega

Opisana razmerja med povprečnimi vrednostmi pulzov (2.13) in celotnih intervalov

izhodnega toka in napetosti smo prikazali na sliki 2.8.

_

_

_

_ _

_ _ _

_ _

(1(1

(1

L L povp

op op povp

op op povp

d d povp L povp

o o povp op povp d povp

o o povp op povp

i i

i i

u u

i i i

i i i in

u u u

(2.13)


18

V naslednjem koraku smo sešteli enačbi za napetost na magnetilni induktivnosti ter z

upoštevanjem zveze med povprečno vrednostjo pulzov izhodnega toka in napetosti

zapisali diferencialno enačbo izhodnega toka (2.14).

(1

( )(1

(1

L opd

op opd

op opd

di uL u

dt n

d ni uL u

dt n

di unL u

dt n

(2.14)

Z vpeljavo malosignalnih perturbacij (2.15) in z upoštevanjem poenastavitev produktov

dinamičnih delov ter enačenjem odvoda toka z nič smo dobili enačbo za izračun statične

karakteristike.

~

L L L

d d d

i I i

u U u

p

(2.15)

Za določitev statične karakteristike odvod toka enačimo z nič, saj je v statičnem,

ustaljenem stanju sprememba toka enaka nič.

(1 , 0

0 (1

1

op op opd

opd

op

d

di U din L pU p n L

dt n dt

UpU p

n

U pn

pU

(2.16)

Statično karakteristiko lahko izrazimo tudi kot razmerje med vhodnim in izhodnim tokom

(2.17).


19

1(1

1(1

(1 )

dL

o L

do

o

d

II

p

I p In

II p

n p

I p

n pI

(2.17)

Spremenljivka p predstavlja prevajalno razmerje za PWM modulacijo.

2.3.2 Izpeljava ter določitev parametrov PI regulatorja

Za nadzor nad tokom varjenja in možnostjo aktivnega nadzora le-tega, smo v simulacijah

testirali različne vrste regulatorjev [8]. Glavni element vsake regulacije predstavljata

negativna povratna zanka in čim točnejši model inverterskega varilnega aparata.

S pomočjo povprečenja v prostoru stanj smo pridobili tokovno progo varilnega aparata, ki

smo jo uporabili kot matematični model. V osnovi lahko izhajamo iz tokovne enačbe

pretvornika, ki smo jo pretvorili v Laplace-ov prostor.

Zaradi načina merjenja toka in napetosti na samem funkcionalnem modelu (opisanem v

četrtem poglavju) in poenostavitve linearizacijske proge smo se odločili, da bomo izpeljali

regulacijo na povprečno vrednost napetosti intervala ou in povprečno vrednost izhodnega

tokovnega pulza opi . Pri tem smo si pomagali z zvezami (2.18).

(1

( ) (1(1

L opd

o

opd

op od

di uL u

dt n

u

d niL u

dt n

di un L u x

dt n

(2.18)


20

Levi del enačbe nam predstavlja tokovno progo za regulacijo, medtem ko je desni del

enačbe linearizacija. S pomočjo linearizacije dobimo v vsaki delovni točki isti odziv.

Njegov delež se prišteje izhodu regulatorja (x) in tvori krmilni signal ( ) za modulacijo

PWM-signala. Za uporabo linearnih regulacijskih struktur, kot je npr. PID regulator, je

potrebno dano diferencialno enačbo linearizirati, kar prikazuje enačba (2.19).

od

o

d

ux u

n

ux

n

u

(2.19)

Uporaba klasične PI regulacijske strukture [8] se je v simulacijskih rezultatih izkazala za

najbolj primerno, saj je uspela slediti dinamiki procesa, odpravila je statično napako in pri

vsem tem zagotavljala stabilno delovanje.

εi

pK +

+

y

iK1

s

Slika 2.9: Vzporedni PI regulator

Kot predpogoj za uspešno regulacijo procesa je potrebno imeti čas vzorčenja vsaj 2-krat

manjši od najmanjše časovne konstante regulacijskega objekta. Izračun za dani primer

prikazuje enačba (2.20) .

2

200,2 250

2

10 50

s

nL

T

(2.20)


21

S tem pogojem zadostimo Nyquist-Shannonov izrek, ki pravi, da mora biti signal vzorčen z

vsaj dvakratno frekvenco njegove najvišje frekvence. Slika 2.10 prikazuje zaprto

regulacijsko zanko skupaj z vzorčevalnim členom.

p isK K

s

1

4

14

s

s

Ts

Ts

1

sLn+ -

εi*

opI

opI

opI

PI regulator vzorčni člentokovna proga

pretvornika

Slika 2.10: Zaprtozančna regulacijska proga

V nadaljevanju sledi analitična izpeljava koeficientov regulatorja ( pK in iK ). Najprej je

bilo potrebno pred prenosno funkcijo proge dodati prenosno funkcijo regulatorja. Tako

smo dobili odprtozančno prenosno funkcijo proge (2.21).

2*

2 3

114 4 4

14 4

s s sp i p i

op p i

s si

T T Ts K s K s K sKK s KI

T Ts sLns s Ln s Ln

(2.21)

Ker velja, da je 2 3

4

sTs Ln s Ln , smo se odločili, da člen

3

4

sTs Ln v nadaljevanju

zanemarimo, s tem pa si poenostavimo celotno izpeljavo regulacijske proge, hkrati pa ne

popačimo odprtozančne prenosne funkcije.

To smo nato zaprli z negativno povratno vezavo ter dobili zaprtozančno prenosno funkcijo

sistema (2.22).


22

2 2

2 2

*2 2 2

2 2

2 2

2 2 2

4 4 4 4

4 4 4 41

4 4 4 4

4 4

s s s sp i p i p i p i

op

s s s sopp i p i p i p i

s s s sp i p i p i p i

s sp i p i p i

T T T TK s K s K sK K s K s K sK

I s Ln s LnT T T TI K s K s K sK s Ln K s K s K sK

s Ln s Ln

T T T TK s K s K sK K s K s K sK

T Ts Ln K s K s K sK s Ln K s K s

2

2

2

2

2

4 4

4 4

44 4

4 4 4

4 4

s sp i

s sp i p i

ss spp i p i

s s sp p i i p i

i

s sp p

T TK sK

T TK s K s K sK

TT T Ln KK s K s K sK

T T Ts Ln K s K K K K K

Ks s

T TLn K Ln K

(2.22)

Karakteristični polinom zaprtozančnega sistema določa lastnosti regulirane proge drugega

reda, kot sta dušenje sistema D in lastna frekvenca 0 (2.23).

2

2 2

0 0

4

4 4

2

sp i

i

s sp p

TK K

Ks s

T TLn K Ln K

s D s

(2.23)

Glede na zahtevane regulacijske pogoje (dvižni čas, dušenje) smo izračunali potrebno

proporcionalno in integralno ojačenje.

0

0 0

0 0

42

4

2 24 4

42 2

4

sp i

sp

s sp p i

si p p

s

TK K

DT

nL K

T TD nL D K K K

TK K D K D nL

T

(2.24)


23

V naslednjem koraku uporabimo izraz za integralno ojačenje iK , ki ga vstavimo v spodnjo

enačbo (2.25).

2

0

2 2

0 0

2 2

0 0 0 0

22 2

0 0 0 0

22 2

0 0 0 0

2

0 0

22

0 0

4

4

42 2

4 4

4 8 84 4

8 4 84 4

8

4 84 4

i

sp

sp i

s sp p p

s

s ss p p p

s ss p

sp

s s

K

TnL K

TnL K K

T TnL K K D K D nL

T

T TT nL K K D K D nL

T TT nL D nL K D

T nL D nLK

T TD

(2.25)

V izpeljani enačbi za proporcionalno in integralno ojačanje smo vstavili podatke (2.26) ter

izračunali dejanske vrednosti parametrov regulatorja (2.27).

0

50

250

0,8

2

f kHz

L H

D

f kHz

(2.26)

2

0 0

22

0 0

2

22

0 0

8

4 84 4

20 (2 2000) 0,2 250 8 0,8 2000 2 0,2 2500,946

(20 ) 20(2 2000) 4 8 0,8 2000 2

4 4

42 2

4

4 200,946 2 0,8 2000 2 0,946 2 0

20 4

sp

s s

si p p

s

T nL D nLK

T TD

TK K D K D nL

T

,8 2000 2 0,2 250

7158,5

(2.27)


24

Celotno regulacijsko shemo prikazuje slika 2.11, kjer je upoštevana diskretizacija s časom

vzorčenja sT .

Slika 2.11: Diskretna regulacijska shema


25

3 SIMULACIJE

3.1 Simulacije delovanja pretvornika

Za načrtovanje in simuliranje varilnega aparata smo si izbrali Matlabovo razvojno okolje

Simulink [9]. To je blokovno simulacijsko razvojno okolje, ki omogoča snovanje,

simuliranje različnih modelov in analiziranje njihovih rezultatov znotraj samega Simulink

okolja ali Matlaba. Ena izmed bistvenih prednosti uporabe Simulink razvojnega okolja je

numerično reševanje dinamičnih, nelinearnih sistemov, ki bi jih z analitičnim pristopom

težje rešili. Prav tako je mogoče generirati kodo za digitalne signalne procesorje kot je

TMS320F28335 in tudi za nizko cenovne platforme (Arduino, Raspberry Pi, Lego

Mindstorms NXT). Skupaj s SimPowerSystem knjižnico nudi zadosten nabor elementov

za testiranje in simuliranje modela varilnega aparata.

SimPowerSystems je knjižnica elementov z :

električnimi izvori (enosmerni, izmenični, napetostni in tokovni viri),

osnovnimi elementi (upor, kondenzator, tuljava ...),

električnimi napravami (motorji, transormatorji …),

stikalnimi elementi (tiristorji, MOSFET, IGBT, GTO tranzistorji, diode …),

merilnimi elementi (merilnik toka, napetosti, upornosti …) in

powergui blok (nastavi parametre za simuliranje sistema).

Ob vsakem začetku simulacije se s pomočjo inicializacijskega mehanizma iz skupka

celotnega modela, zgrajenega z elementi SimPowerSystem knjižnice, ustvari nadomestna

shema linearnega in nelinearnega modela. To nadomestno shemo (slika 3.1), prikazano v

obliki enačb sistema stanj, simulira okolje Simulink.


26

Vhod Električni

vir

Linearni model

prostora stanj

nelinearni model

prostora stanj

Vhod Električni

vir

Izhod meritve

u y

Slika 3.1: Nadomestna shema za simulacijo elementov iz SimPowerSystem knjižnice

Začeli smo z načrtovanjem osnovnega modela pretvorniškega sistema, kjer smo kot

stikalni element uporabili MOSFET tranzistor, pri načrtovanju transformatorja pa smo

upoštevali želeno vrednost magnetilne induktivnosti. Upoštevati smo morali tudi stresano

induktivnost transformatorja, ki je posledica zračne reže. Na izhodu smo uporabili čisto

ohmsko breme. Bistvo simulacije je kar najbolje ponazoriti delovanje pretvorniškega

sistema, za kar smo pri stikalnih elementih upoštevali dejanske vrednosti parazitnih

kapacitivnosti ter padcev napetosti v času prevajanja, podanih s strani proizvajalca.

Prav tako smo v shemo vključili tudi razklopna vezja na primarni in na sekundarni strani.

Določitev vrednosti je opisana v poglavju Načrtovanje komponent.

Slika 3.2: Osnovni sestav pulznega varilnega aparata


27

Da lahko simuliramo delovanje modela, smo morali sestaviti še logično vezje, ki skrbi za

pravilno generiranje PWM signala. Postopek proženja tranzistorja sestoji iz dveh faz. V

prvi fazi, ko tranzistor prevaja, se energija kopiči v magnetilni induktivnosti

transformatorja. Drugo fazo predstavlja praznjenje oz. prenos shranjene energije na točko

varjenja. Obe fazi se odvijeta v enem ciklu dolžine Ts (3.1).

1 1

2050000

sT sf

. (3.1)

Osrednji element tega vezja je primerjevalnik, ki v primeru, da je referenčna vrednost

večja od vrednosti trikotnega signala, postavi pulz na ena. V nasprotnem primeru, ko je

vrednost trikotnega signala večja od referenčne vrednosti PWM-a, pa se izhod postavi na

0. Prav tako je na koncu vsake periode ustvarjen kratek pulz, ki proži regulacijski blok..

Slika 3.3: Blok za generiranje PWM signala


28

Slika 3.4: Generiranje PWM signala

Prvi graf slike 3.4 prikazuje trikotni signal za primerjavo in referenčno vrednost PWM

signala, drugi PWM signal, tretji pa generiran signal na koncu PWM pulza (pri vrednosti

PWM signala 0,98).

V nadaljevanju smo testirali še delovanje PI regulatorja, katerega parametre smo

izračunali v poglavju Izpeljava ter določitev parametrov PI regulatorja. Slika 3.5 prikazuje

PI regulator z linearizacijo. Izhod iz linearizacijske stopnje smo omejili ( 0 0,75p ).

Zaradi implementacije regulacije na FPGA smo diskretizirali regulacijsko progo, celoten

blok pa smo prožili s pulzom, ustvarjenim s PWM blokom. S tem smo zagotovili, da se

nova vrednost PWM-a izračuna vedno, a le enkrat na periodo.

1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2

x 10-4

0

0.5

1

1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2

x 10-4

0

0.5

1

1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2

x 10-4

0

0.5

1

t[s]

PWM referenca

trikotni signal

PWM signal

PWMkonec

signal


29

Slika 3.5: PI regulator z linearizacijskim delom

Kot posledica pulzne oblike toka oI na izhodni strani smo namesto trenutne vrednosti le-

tega merili povprečno vrednost znotraj ene periode sT , čeprav je regulacijski algoritem

izpeljan za povprečno vrednost pulza izhodnega toka. To vrednost smo izračunali preko

zvez (2.13), s tem da smo za vrednost prevajalnega razmerja p v izračunu vzeli prejšnjo

vrednost p . Celotna regulacijska proga ter blok za izračun povprečne vrednosti pulza

sta prikazana na sliki 3.6.

Slika 3.6: Regulacijska shema s periferijo


30

3.2 Simulacijski rezultati

S spreminjanjem prevajalnega razmerja p , razmerja med časom prevajanja tranzistorja

proti času sT , smo testirali delovanje pretvornika v vseh delovnih točkah. Pri tem smo

merili, kako se je spreminjal tok na izhodni strani pri različnih vrednostih ohmskih bremen.

3.2.1 Simulacijski rezultati s stalnim PWM razmerjem

Pri konstantnem uporu (1 Ω) smo posneli odzive pri različnih vrednostih prevajalnega

razmerja in jih primerjali z izračunanimi rezultati iz statične karakteristike. Po pričakovanjih

prihaja do rahlega odstopanja med izračunano in izmerjeno vrednostjo, pridobljeno s

simulacijami. To se pojavi zaradi trošenja energije na uporu razklopnega vezja, prav tako

pa v izračunani tokovni prenosni funkciji niso upoštevane prevodne upornosti stikalnih

elementov ter padci napetosti, ki se pojavijo na njih v času prevajanja. Vse to dodatno

zniža izkoristek pretvornika, kar se odraža v nižjem izhodnem toku pri istem prevajalnem

razmerju.


31

Slika 3.7: Statična karakteristika posneta z izhodnem bremenom 1 Ω

Statična karakteristika, prikazana na sliki 3.7, je posneta pri vhodni napetosti 50dU V

ter razmerjem med ovoji sekundarnega proti primarnemu navitju transformatorja 0,2n .

3.2.2 Simulacijski rezultati z regulatorjem

V nadaljevanju smo preverili delovanje regulatorja z izračunanimi vrednostmi parametrov

pK in iK . Odziv smo posneli pri spremembi bremena iz 1 na 0,5 Ω v časovnem trenutku

0,005 s.


32

Slika 3.8: Potek varilnega toka ob spremembi bremena

Slika 3.8 prikazuje, kako se prevajalno razmerje spremeni, da zadosti povprečni vrednosti

izhodnega toka, podanega z referenco.

Prav tako smo preverili delovanje regulatorja pri stopnični spremembi referenčnega toka

varjenja iz 3 na 6 amperov (slika 3.9).


33

Slika 3.9: Sprememba reference Io (rdeča) in povprečna in trenutna vrednost Io


34

4 FUNKCIONALNI MODEL

V zadnjem sklopu načrtovanja in izdelave pretvorniškega sistema je podrobneje opisano

načrtovanje funkcionalnega modela. Kot osnovo smo uporabili že narejeno tiskano vezje s

flyback strukturo. Tiskanino smo nato preuredili, zamenjali transformator, razklopne

elemente ter priredili merilno verigo za dani primer. Z uporabo že izdelanega vezja smo

bili tokovno omejeni s širino linij na sekundarni strani, hkrati pa smo se lahko podrobneje

posvetili načrtovanju ključnih elementov flyback pretvornika, opisanih v nadaljevanju.

Na začetku je predstavljen postopek načrtovanja transformatorja, ki je osrednji element

pretvornika. Za tem sledi opis delovanja in izvedbe merilnih enot, saj so te bistvenega

pomena za dobro delovanje regulacije. Predstavljeno je tudi uporabljeno razvojno okolje

Quartus II, koda napisana za delovanje pretvornika v omenjen programu, kot tudi

komunikacijsko okolje Docklight.

4.1 Načrtovanje elementov pretvornika

4.1.1 Načrtovanje transformatorja

Za kar najbolj optimalno delovanje pretvornika je potrebno uporabiti transformator s točno

takšnimi vrednostmi parametrov transformatorja, kot smo jih določili v izračunih. Ker je v

določenih primerih nemogoče kupiti serijsko izdelan transformator s podanimi parametri,

smo se odločili, da ga bomo ročno navili. Pri tem je pomembno, kakšno magnetno jedro

izberemo, debelina navijalne žice, število ovojev ter velikost zračne reže.

FEROMAGNETNO JEDRO

Pri izbiri jedra transformatorja je potrebno poznati največjo moč, ki jo bo prenašal, izgube

v jedru, stikalno frekvenco, gostoto toka in režim delovanja pretvornika. Za dani primer

smo privzeli, da so izgube jedra 3

150mW

cm, kar je približno polovica običajne vrednosti

izgub v jedru. Glede na izbrani material jedra (3C90, Ferroxcube) smo iz tabele

parametrov za izgube jedra odčitali vrednosti prametrov a, c in d (4.1).


35

(4.1)

Iz zgoraj navedenih podatkov je bilo potrebno izračunati največjo gostoto magnetnega

polja maxB , izraženo v kG (kilo Gaussih), po Steinmetzovi enačbi (4.2).

1 1

2,68

max 1,64

1502,04 0,204

500000,036

1000 1000

d

c

PB kG T

fa

(4.2)

Iz predpostavke, da je B I in zahtevane relativne valovitosti toka max

1 1,33

4 5,33

I

I

pri

delovanju pretvornika v režimu trganega toka (CCM-Continuous Conduction Mode) velja,

da je max

1

4B B . Velikost jedra in njegovo obliko določa produkt a cW A , ki predstavlja

produkt med oknom jedra in efektivnim medsebojnim območjem jedra, kar določa količino

energije, ki jo lahko prenese transformator (4.3).

8 84max10 10 200

6,51 cm2046

0,3 50000 4004

a c

T

PW A

K B f J

(4.3)

TK – ''window fill factor'', faktor zasičenosti jedra, tipični znaša okoli 0,3.

J – gostota toka. Standardna vrednost za to je 400–600 2

A

cm.

Izračunano vrednost za produkt a cW A primerjamo z tabeliranimi vrednostmi za izbrano

PQ magnetno jedro, pri čemer je bilo potrebno upoštevati, da je tabelirani produkt večji oz.

vsaj enak izračunanemu.

Najustreznejši material, ki zadošča pogoju, je PQ40/40 s podatki 23,26 cmaW in

22,01 cmcA , kjer je produkt 43,26 2,01 6,5526 cma cW A , kar je več od

izračunanega.

0,036

1,64

2,68

a

c

d


36

IZBIRA NAVIJALNE ŽICE

Presek navijalne žice določimo glede na največji tok skozi navitje na primarni in

sekundarni strani. Predpostavimo, da je gostota toka enaka na primarni in na sekundarni

strani. Presek navijalne žice je izračunan v spodnjih izračunih (4.4).

2

2

40,01

400

200,05

400

pr

prim

seksek

IA cm

J

IA cm

J

(4.4)

Pomemben faktor pri izbiri žice je tudi debelina posamezne žice in število vzporedno

vezanih žic. To namreč določa globina kožnega pojava oz. ''skin effect'', odvisnega od

stikalne frekvence. Pri izbiri žice smo upoštevali, da je dejanski presek posamezne žice

večji od izračunanega po spodnji enačbi (4.5).

0,066 0,0660,29

50000s

mmf

(4.5)

DOLOČITEV OVOJEV PRIMARNEGA NAVITJA

Za določitev ovojev primarnega navitja v zveznem načinu obratovanja (CCM) velja:

8 8 ( 5)_10 10 50 10 0,5

24,31 252046

2,014

255

5

d naz

prim

c

prim

sek

V U T pN

BA

NN

N

(4.6)

Pri določitvi ovojev primarnega navitja smo zaradi lažjega računanja števila sekundarnih

ovojev privzeli, da bomo imeli 25 ovojev. S tem smo dosegli, da lahko dobimo natančno

takšno razmerje N, kot smo si ga določili iz simulacij.


37

ZRAČNA REŽA

Zadnji faktor pri dimenzioniranju transformatorja je določitev zračne reže (4.7). Le-ta je

potrebna za delovanje pretvornika v linearnem področju, hkrati pa preprečuje prehod v

zasičenje. Pri izračunu smo uporabili podatke o dolžini magnetne poti (MPL) in relativni

permeabilnosti jedra, podane s strani proizvajalca.

2 ( 8) 2 ( 8)

( 6)

0,4 10 0,4 25 2,01 10 10,20,059 cm

250 10 2300

prim c

g

r

N A MPLl

L

(4.7)

Pri določitvi zračne reže smo upoštevali, da se dejanski magnetni pretok po jedru

porazdeli na oba magnetna stebra, torej dejanska zračna reža predstavlja le polovico

izračunane, se pravi 0,3 mm .

4.1.2 Načrtovanje tokovnega merilnika

Za merjenje izhodnega toka smo si izbrali senzor ACS715ELCTR-20A-T, optimiziran za

merjenje tokov v območju od 0 do 20 A. Občutljivost danega senzorja znaša 185mV

A, pri

ničelnem toku pa ima izhodno napetost podano kot 0,1 ccV . Kot posledica delovanja

senzorja na podlagi Hallovega efekta je pasovna širina senzorja ( cutofff ) omejena na

80 kHz, pri čemer pa moramo upoštevati še 5 μs zamik signala merjene veličine, kar

prikazuje slika 4.1.

Slika 4.1: Izhodni tok in njegova merjena vrednost


38

Pri stikalni frekvenci 50 kHz lahko tako brez popačitve oblike, predvsem pa amplitude

merjenega signala, merimo tokove le do prevajalnega razmerja max 0,7p (4.8), ko

dolžina aktivnega pulza na izhodni strani ne postane manjša od polovice periode cutofff .

Ta vrednost prevajalnega razmerja tako predstavlja zgornjo mejo prevajalnega razmerja v

regulacijski strukturi na eksperimentalnem modelu.

_ /2

max

max

max

max

80

50

1 11

2

12

1 1 0,3125 0,68752

0,7

cutoff

s

sekundar on cutoff

s cutoff

s

cutoff

s

cutoff

f kHz

f kHz

t t

pf f

fp

f

fp

f

p

(4.8)

Prav zaradi popačitve oblike signala in časovnega zamika smo se odločili, da tok 75-krat

izmerimo znotraj celotne periode v enakomerno razporejenih intervalih. Na koncu periode

pa izračunamo povprečno vrednost vseh meritev celotne periode. Več o programskem

delu je opisano v programiranju FPGA-enote.

Meritveni del vezja je sestavljen iz merilnika na osnovi Hallovega efekta

(ACS715ELCTR-20A-T) in napetostne in ohmske prilagoditvene stopnje. Z delilnikom

napetosti smo omejili napetost, hkrati pa z 1 nF kondenzatorjem filtrirali visokofrekvenčni

šum merjenega signala. Dobljeno napetost smo nato z napetostnim sledilnikom ohmsko

prilagodili AD-stopnji.

4.1.3 Načrtovanje napetostnega merilnika

Pri merjenju napetosti Uo smo želeli uporabiti diferenčni merilnik napetosti z ločitvijo

vhodnega in izhodnega dela vezja, kot je AMC1100. S tem bi dosegli ločitev močnostnega

dela vezja od merilne enote in zmanjšali vpliv šuma merilnega signala. Slaba stran

diferenčnih merilnikov z ločitveno stopnjo pa je nizka pasovna širina. Ker za omenjeni


39

merilnik pasovna širina znaša 60 kHz, le-ta ni primeren za merjenje signalov s stikalno

frekvenco 50 kHz. Problem nastane predvsem pri merjenju kratkih pulzov, ki nastanejo pri

proženju tranzistorja z večjimi vrednostmi PWM signala (nad 50 % vrednosti prevajalnega

razmerja).

Ta problem smo odpravili z uporabo operacijskega ojačevalnika v diferenčni vezavi

namesto merilnika AMC1100 [10]. Pasovna širina operacijskega ojačevalnika MCP6022 (

10cutofff MHz ) je dosti večja od omenjenega merilnika, kar nam omogoča nepopačeno

merjenje izhodne napetosti pri dani stikalni frekvenci [11]. V simulacijskem okolju Simulink

smo testirali pretvornik z različnimi vrednostmi izhodne upornosti in določili največjo

napetost ( _ max 50oU V ), ki se lahko pojavi med delovanjem pretvornika. Z upoštevanjem,

da je največja vrednost napetosti na AD-enoti lahko 2,5 V, smo določili vrednosti uporov

R1 do R4 [12].

-+

R2

R1

R3

R4

U+U- UAD

CF

Slika 4.2: Diferenčni ojačevalnik za merjenje izhodne napetosti

Ojačenje diferenčne stopnje lahko v primeru, ko velja 3 1R R in 2 4R R , zapišemo kot

2

1

AD

RU U U

R . Vrednost upora R1 smo določili tako, da je v nazivni delovni točki (pri

bremenu 1 ohm in toku varjenja 10 A) tok 1RI skozi dani upor enak nekaj mA.

1

var_ var_

1

103

0,003

naz nau

R

R IR k

I (4.9)


40

Iz enačbe za ojačenje diferenčne stopnje smo nato izračunali še upornost 2R (4.10).

2 1

2,53000 150

( ) 50 0

ADUR R

U U

(4.10)

Zaradi linearizacije tokovne proge pretvornika smo se odločili, da bomo merjeno napetost

filtrirali znotraj celotne periode. To smo dosegli z dodatnim 1 nF kondenzatorjem CF na

vhodni strani diferenčne stopnje. S tem smo izločili visokofrekvenčne motnje, hkrati pa

zmanjšali valovitost merjene napetosti.

Slika 4.3: 3D model meritvenega dela vezja, izdelan s programom Altium Designer


41

Slika 4.4: Meritveni del vezja

4.2 Programiranje FPGA-enote

Celoten algoritem vodenja smo implementirali na FPGA-enoti Altera Cyclone II, ki

omogoča hitro zajemanje podatkov iz AD-enot in preklapljanje tranzistorja pri visoki

stikalni frekvenci. Za razliko od digitalnih signalnih procesorjev in mikrokrmilnikov tu čas

izvedbe cikla algoritma ni odvisen od zahtevnosti programa. Zahtevnejše operacije, kot je

na primer deljenje, zahtevajo le večje število logičnih vrat. V našem primeru smo zasedli

42 % logičnih elementov, 40 % kombinacijskih funkcij, 10 % logičnih registrov in 63 %

vseh pinov. Pri programiranju FPGA-enote uporabljamo več časovnikov z različnimi časi

izvajanja programa. Kot slabost FPGA-enote lahko omenimo, da podpira samo

celoštevilsko aritmetiko. Se pravi, da je potrebno vsa števila ustrezno prilagoditi

(pomnožiti z dovolj velikim faktorjem), da ohranimo želeno resolucijo. Prav tako je pri

odštevanju potrebno dodati dodaten bit za spremembo ne-predznačenega števila v


42

predznačeno, saj se pri odštevanju najprej izvede dvojiški komplement nad odštevancem,

nato pa se člena seštejeta. Že vnaprej moramo določiti tudi bitno velikost spremenljivke

(registra oz. povezave). Celoten program je napisan v opisnem jeziku Verilog HDL

(Hadware Description Language) [10].

Osnovni element večina programskih enot je števec, ki se ob vsakem urinem ciklu

poveča. Zaradi sočasnega izvajanja programa je potrebno paziti, da so časovno

zaporedni procesi tudi ustrezno zakasnjeni, sicer bi se vsi izvedli ob istem trenutku.

To velja pri regulacijskem procesu, kjer je najprej potrebno pridobiti merjene vrednosti

izhodne napetosti in toka, jih ustrezno skalirati ter šele nato uporabiti v regulacijskem

bloku. Na koncu vsake periode pa se izračunana vrednost PWM signala osveži. Medtem

ko se izvajajo meritve in regulacijski algoritem, pa se paralelno izvaja blok, ki generira

signal za proženje tranzistorja.

Slika 4.5 prikazuje časovni potek izvajanja meritev, regulacijskega algoritma in osvežitve

novih vrednosti PWM signala.

čas

8 bitni števec

255253

0

230

t1 t2 T

Slika 4.5: Trikotni signal in pomembni časovni trenutki v izvajanju regulacijskega algoritma

V časovnem obdobju od 0 do t1 se izvede 75 meritev izhodne napetosti in toka.

Posamezen sklop meritev (toka in napetosti) traja 24 ns. Meritve se zaključijo, ko števec,

ki šteje pulze (s frekvenco 12,5 MHz), doseže vrednost 230, kar predstavlja 1,8 μs. V

intervalu od t1 do t2 se izračuna povprečna vrednost vseh meritev ter se zapiše v obliki 8-

bitnega števila. V nadaljevanju se izmerjeni vrednosti toka in napetosti uporabijo v

regulacijskem bloku za izračun PWM signala. Regulacijski blok je podrobneje opisan v


43

nadaljevanju poglavja. V simulacijskem okolju programa Quartus II smo testirali delovanje

regulacije in ugotovili, da se v najslabšem primeru regulacijski algoritem konča že na

polovici predvidenega časovnega obdobja (od t1 do t2). Na novo izračunana PWM

vrednost se v trenutku t2 shrani v register znotraj bloka za generiranje PWM signala. V

naslednjem ciklu, ob trenutku T, pa se ta vrednost uporabi za generiranje signala za

preklapljanje tranzistorja.

4.2.1 Merilni modul

FPGA-enoti smo za zajemanje signalov dodali še zunanjo AD-enoto (ADS 7881), s

pomočjo katere smo merili napetost in tok sekundarne strani pretvornika. Čeprav je ADS

7881 12-bitni AD-pretvornik, smo za izračune uporabili zgolj 8 najpomembnejših bitov

[13].

Izmerjeno vrednost smo skalirali in izrazili z 8-bitnim številom, kjer nam je vrednost 255

predstavljala pri meritvi toka 20 A in pri meritvi napetosti 50 V. S tem smo merjene

vrednosti razporedili po celotnem območju 8-bitnega registra in nismo poslabšali

ločljivosti. Skaliranje in izračun skalirnih koeficientov za meritev toka sta prikazana v

izpeljavi (4.11).

8

1715

2 1

8

715

715

715

8715

_8 715

2(0,185 0,1 )

3000 2(0,185 0,1 5)

3000 3000 2,5

9,472 25,6

25,6

9,472

25,6 21,35 34,595

9,472 20

ACS o cc

AD

ACS o

ACS o

ACS

o

ACS

o bit ACS

RU bit I V

R R U

U bit I

U bit I

U bitI

U bitI U bit

(4.11)

Pri čemer je:

715ACSU bit – napetost merilnika toka, izražena v bitih

R1, R2 – upora v delilniku napetosti na izhodu ACS715 merilnika

ADU – največja vhodna napetost AD-enote

oI – izhodni tok, izračunan iz meritve, izražen v amperih


44

_8o bitI – izhodni tok, izražen v bitih (20 A predstavlja 255 bit)

Ker FPGA-enota podpira zgolj celoštevilsko aritmetiko, smo morali izračunane koeficiente

pri množenju izmerjenega toka pomnožiti z 6-bitnim številom (4.12).

715

_8 715 6

86 22141,35 34,595

2

ACS

o bit ACS

U bitI U bit

(4.12)

Na koncu pa smo razliko enostavno premaknili za 6 bitnih mest v desno oz. uporabili

''shift'' operator (4.13).

I_calibr <= (I_mean[7:0]*8'd86-16'd2214) >> 8'd6; (4.13)

Za meritev napetosti skaliranje ni bilo potrebno, saj smo iz AD-pretvornika dobili napetost

v območju od 0 do 255.

4.2.2 PWM modul

PWM signal se generira z blokom, katerega osrednji element je primerjevalnik, ki primerja

referenčno vrednost PWM signala in trenutno vrednost števca. Kot vhod v blok je pripeljan

urni signal, števec, referenčna vrednost PWM-a, signal za osvežitev izračunane PWM

vrednosti iz regulatorja ter bit za napako. V primeru, ko je vrednost števca manjša od

vrednosti PWM signala, tranzistor prevaja, ko pa vrednost števca preseže referenčno

vrednost, pa ne prevaja več. Le če je vrednost registra ''napaka'' (slika 4.6) enaka 0, se

dejanska vrednost izračunanega stanja tranzistorja tudi prenese na izhod opisanega

modula.

Vrednost 8-bitnega števca se z vsakim pulzom 12,5 MHz urinega signala poveča za ena,

dokler ne doseže vrednost 255. Zatem se števec resetira in prične šteti od začetka.


45

Slika 4.6: Del programske kode za proženje tranzistorja

Novo izračunana vrednost PWM se osveži oz. uporabi za generiranje signala za proženje

tranzistorja na koncu periode, ko tranzistor sigurno ne prevaja.

Slika 4.7: Zanka, ki skrbi, da se vrednost PWM signala ne spreminja znotraj periode v času

generiranja le-tega.

4.2.3 Regulacijski modul

Osrednji del programa predstavlja regulacijski modul, sestavljen iz dveh zank. Prva je

sprožena na pozitivno polperiodo signala, generiranega ob koncu meritvenega modula.

Na začetku te zanke se iz želene vrednosti toka izračuna povprečna vrednost pulza ob

danem PWM signalu. Prav tako se izračuna tudi povprečna vrednost pulza izmerjenega

toka. Nato sledi izračun pogreška ter izračun izhoda digitalnega PI regulatorja, skupaj z

linearizacijskim delom. Pri izračunu PI regulatorja smo zaradi celoštevilske aritmetike


46

vrednosti parametrov Kp in Ki pomnožili z ustreznima faktorjema, da nismo poslabšali

ločljivosti znotraj samega postopka izračuna. Na koncu pa smo dobljeni rezultat delili, tako

da smo dobili PWM izražen z 8-bitnim številom. Pri računanju PI algoritma smo morali

upoštevati, da imamo predznačena števila.

Slika 4.8: PI-algoritem z linearizacijskim delom

Druga zanka pa je sprožena na pozitivno spremembo signala, ki se generira ob koncu

meritev toka in napetosti znotraj ene periode. Tu se novo izračunana vrednost PWM

signala zapiše v izhodni register in omeji znotraj intervala od 0 do 179 (to predstavlja 70 %

PWM). Prav tako se v tem trenutku tudi nova vrednost izhoda digitalnega integratorja

zapiše v register, kjer je shranjena stara vrednost.


47

Slika 4.9: Osvežitev in omejitev PWM signala

S tem smo dosegli, da imamo v vsakem trenutku izračunano vrednost PWM signala

shranjeno v izhodnem registru, ki se obnovi le enkrat na periodo, ob koncu meritev.

4.2.4 Komunikacijski modul in Docklight okolje

Za nadzor poteka procesa smo uporabili serijsko komunikacijo s 115200 baud-rate

hitrostjo prenosa podatkov. Preko komunikacijskega okolja, opisanega v naslednjem

poglavju, smo lahko spreminjali vrednost PWM signala v primeru vodenja pretvornika oz.

nastavljali vrednost parametrov regulatorja (Kp in Ki) in referenčno vrednost toka varjenja.

Podatek, ki ga pošljemo preko uporabniškega vmesnika Docklight, je sestavljen iz naslova

in samega podatka. Prvih 16 najbolj uteženih bitov predstavlja naslov, zadnjih 16 bitov pa

informacijo. V primeru prenašanja informacije v smeri proti FPGA-enoti, se iz poslanega

paketa najprej prebere naslov, nato pa se informacija zapiše na ustrezno mesto. Tako

lahko spreminjamo različne parametre oz. referenčne vrednosti znotraj samega programa.

Za branje informacij, kot je npr. merjena vrednost AD-enote, je potrebno na posebej

določen naslov kanala komunikacijskega bloka poslati vrednost, ki predstavlja številko

multipeksorja. Na ta multipleksor pa so povezani različni registri, katerih vrednosti želimo

opazovati. Izhod iz multipleksorja pa je povezan na komunikacijski modul, ki informacijo

preko oddajnega (Tx) priključka prenese v komunikacijsko okno Docklight-a. Slika 4.10


48

prikazuje primer pošiljanja informacij uporabnika v FPGA-enoto (rdeča puščica) in

sprejemanja informacij iz FPGA-enote (siva puščica).

Slika 4.10: Shematski prikaz delovanja komunikacije

Za komunikacijski program smo uporabili Docklight okolje [15], ki omogoča poljubno

nastavljanje vrednosti za pošiljanje ter vsebuje komunikacijsko okno, v katerem lahko

spremljamo prejeti in poslani tok podatkov (slika 4.11).

Na začetku je potrebno nastaviti bitno hitrost prenosa podatkov, serijski port ter pariteto in

zaključne bite. Nato pa smo izdelali več sekvenc, ki smo jih izmenično pošiljali

komunikacijski enoti. Pri testiranju vodenja pretvornika smo imeli več sekvenc z različnimi

vrednostmi PWM signala (naslov pošiljanja je isti, različnih je le zadnjih 16 bitov, ki

predstavljajo informacijo).


49

Slika 4.11: Komunikacijsko okolje Docklight in primer pošiljanja različnih PWM nizov


50

5 EKSPERIMENTALNI REZULTATI

Delovanje opisanega pretvorniškega sistema smo najprej preverili v simulacijskem okolju

Matlab Simulink. Tu smo preizkusili odprtozančno delovanje sistema z (realnimi)

parametri. Prav tako smo testirali tudi delovanje PI regulatorja ter preverili dinamične

odzive pri spremembi referenčnega toka in izhodne upornosti.

V zadnjem delu testiranja pa smo simulacijski model zamenjali z funkcionalnim. Kot

enosmerni vir energije smo uporabili napajalnik HQ PS5005, ki ima 50 V izhod. Za

merjenje napetosti smo uporabili Tektronixovo diferenčno sondo THDP0200, katero smo

povezali na štiri-kanalni digitalni osciloskop Tektronix MSO2014. Merili smo tudi vhodni in

izhodni tok preko tokovnih klešč istega proizvajalca (tip TCP305). Za merjenje

medsebojne induktivnosti transformatorja smo uporabili tudi LC meter. Kot breme,

katerega upornost je v istem območju kot upornost varjenja, smo uporabili 1 ohmsko

elektronsko breme.

Pri testiranju delovanja pretvornika smo poleg samega prenosa energije preverjali tudi

delovanje razklopnih vezij (opazovali smo dvig napetosti na kondenzatorju v najslabšem

primeru – worst case scenario). V drugem delu meritev pa smo preverili delovanje

regulacijskega sistema ob spremembi upornosti bremena.

5.1 Eksperimentalni rezultati z odprtozančnim vodenjem

pretvornika s stalnim PWM razmerjem

Izdelan model pretvornika smo najprej preizkusili pri konstantnem prevajalnem razmerju,

pri čemer smo s spreminjanjem bremena opazovali izhodni tok in napetost ter največjo

napetost na kondenzatorju razklopnega vezja. Le-ta v najslabšem primeru ni smela

preseči vrednosti _ maxDSU , ki znaša 200 V.


51

Slika 5.1: Prožilni signal (rumena krivulja), napetost na razklopnem kondenzatorju (modra krivulja),

vhodni (vijolična) in izhodni tok (zelena krivulja)

Slika 5.1 prikazuje potek napetosti na razklopnem kondenzatorju, pri 50 % PWM

prevajalnem razmerju. Zaradi velike valovitosti napetosti ob izklopu tranzistorja smo

zamenjali obstoječi tranzistor STB75NF20 s kapacitivnostjo spoja drain–source

650ossC pF z tranzistorjem STD12N65M5 ( 22ossC pF ).

Zaradi dodatnih parazitnih medovojnih kapacitivnosti in stresane induktivnosti

transformatorja smo morali upor na razklopnem vezju pritrditi na hladilna rebra, sicer se je

le-ta pregreval. Celotni postav flyback pretvornika, vključno z izhodnim ohmskim

bremenom in razklopnim sklopom uporov primarne strani, prikazuje slika 5.2.


52

razklopitveni upori

Izhodno ohmsko breme

Pretvornik z merilnim delom

FPGA enota in periferija (AD enote)

Slika 5.2: Vezje pretvornika, FPGA-enota in izhodno breme ter razklopni upori

5.2 Eksperimentalni rezultati z vključeno regulacijo toka varjenja

Večji del testiranj predstavljajo eksperimentalni rezultati regulacije izhodnega toka. Za

reguliranje vrednosti varilnega toka smo uporabili diskretni PI regulator, katerega

parametre smo določili v poglavju Izpeljava ter določitev parametrov PI regulatorja. Zaradi

neupoštevanja realnih parametrov funkcionalnega modela je prišlo do manjših odstopanj

med vrednostjo izračunanih in dejansko najustreznejših parametrov Kp in Ki. V

matematičnem modelu namreč nismo upoštevali izgube energije na obeh uporih

razklopnega vezja. Prav tako smo predpostavili, da imamo idealni transformator brez

ohmskih upornosti primarnega in sekundarnega navitja.

Da smo lahko opazovali vpliv različnih vrednosti omenjenih parametrov na stopnično

spremembo bremena, smo v Docklight okolju ustvarili pošilna niza Kp in Ki.


53

Pri opazovanju izhodnega toka smo na osciloskopu vključili trigger funkcijo, s katero smo

posneli naslednje rezultate. Slika 5.3 prikazuje spremembo bremena iz 4 Ω na 1 Ω pri

stalni vrednosti reference izhodnega toka 2 A.

Slika 5.3: Izhodni tok pri spremembi bremena

Na podoben način smo testirali tudi delovanje pretvornika pri spremembi referenčne

vrednosti toka varjenja in konstantnem bremenu, ki je znašal 1 Ω.


54

Slika 5.4: Sprememba izhodnega toka ob spremembi reference


55

6 SKLEP

Zaključeno delo opisuje izvedbo flyback pretvornika za varjene tanjših pločevin oz.

točkasto varjenje.

Ideja opisanega dela je bila napraviti pretvorniški sistem, ki bi s preklapljanjem stikalnih

elementov na visokih stikalnih frekvencah zmanjšal velikost energijskih posod (dušilke oz.

transformatorja). Hkrati pa je bilo potrebno ustrezno povečati tokovno zmogljivost

izhodnega dela pretvornika, saj je že za varjenje tanke pločevine potrebnih najmanj nekaj

amperov toka. Cilj vodenja oz. regulacije procesa je bil zagotoviti želen odvzem toka na

izhodni strani, kljub spremembi upornosti varjenja. V simulacijskem okolju Matlab/Simulink

smo testirali več različnih topologij.

Prva je bila kombinacija pretvornika navzgor in klasičnega H-mostiča s transformatorjem

in diodnim usmernikom na izhodu. V prvi polperiodi se je energija polnila v dušilki in

praznila preko prve veje H-mostiča. Druga polperioda pa je zajemala polnjenje dušilke in

praznjenje le-te po drugi veji H-mostiča. Po opravljenih simulacijah se je ta topologija

izkazala za neustrezno, saj se je količina prenesene energije s spreminjanjem PWM

prevajalnega razmerja le minimalno spreminjala. Da bi rešili to težavo, smo poskusili s

pulzno gostotno modulacijo, kjer pa se nam je zaradi načina generiranja PDM signala

povečala časovna konstanta osvežitve nove vrednosti PDM signala. Omenjen problem bi

sicer lahko rešili s povečanjem induktivnosti tuljave, kar pa bi povečalo njeno velikost in s

tem porušilo osnovni koncept.

Uporabljena topologija, flyback pretvornik, se je izkazala za najprimernejšo s stališča

enostavnega vodenja oz. nadzora izhodnega toka ter manjšega števila komponent

(posledično to pomeni manj izgub in manjšo velikost pretvornika). Pri načrtovanju

transformatorja je bilo potrebno največjemu toku varjenja prilagoditi prevajalno razmerje,

debelino žic primarnega in sekundarnega navitja ter želeno medsebojno induktivnost.

Poseben poudarek je bil namenjen regulaciji izhodnega toka, saj se večina matematičnih

modelov in prenosnih funkcij flyback pretvornika nanaša na tok skozi magnetilno

induktivnost ali vhodni tok. Nekaj težav smo imeli tudi z realizacijo meritve izhodnega

toka. Uporabljen tokovni senzor namreč deluje na principu Hallovega efekta, kar mu

omejuje pasovno širino. Z uporabo shunt upora bi lahko stikalno frekvenco dvignili za celo

dekado in bi še vedno imeli verodostojne meritve toka. Prav tako bi lahko z omenjeno

izboljšavo meritvenega postopka morda uporabili povsem drugačen princip merjenja toka.

Odčitavali bi ga lahko namreč le v trenutku, ko njegova vrednost predstavlja srednjo


56

vrednost toka trenutnega pulza. To v našem primeru ni bilo mogoče, saj se je zaradi

popačitve oblike merjeni signal razlikoval od dejanske vrednosti toka v merjenem trenutku.

Izkoristek bi lahko izboljšali z uporabo aktivnih razklopnih vezij, namesto klasične pasivne

strukture razklopnega vezja. S pulzno gostotno modulacijo bi bilo mogoče optimizirati

število preklopov tranzistorja, kar bi zopet zmanjšalo stikalne izgube. Vsi omenjeni ukrepi

bi dodatno izboljšali izkoristek sistema, omogočili dvig stikalne frekvence ter zmanjšali

velikost transformatorja.

Možna je tudi nadgradnja samega sistema z zunanjo napetostno regulacijsko zanko,

izvedeno z minimalnim bremenom. V primeru prenehanja varjenja bi se skupna izhodna

upornost močno povečala (na vrednost upornosti minimalnega bremena), kar bi sistem

vodenja lahko zaznal in preklopil na napetostno regulacijo.

Opravljeno delo v sklopu opisnega magistrskega dela ponazarja princip delovanja

uporabljene topologije pretvornika, tako v simulacijskem, kot tudi v realnem okolju.

Predstavljeni so osnovni problemi in rešitve ter možne izboljšave.


57

7 VIRI IN LITERATURA

[1] Welding Power Supply: Dostopno na:

https://en.wikipedia.org/wiki/Welding_power_supply, [30. 1. 2016] [2] Spot Welding: Dostopno na:

https://en.wikipedia.org/wiki/Spot_welding, [30. 1. 2016]

[3] Agrawal, J. P., Power Electroniv System: Theory and Design: Prentice-Hall , Upper

Saddle River, NJ, poglavje 6, 2001

[4] Mohan, N., Undeland, T.M., in Robbins, W.P.: Power Electronics Converters,

Applications, and Design, 7. poglavje, 2. izd., John Wiley & Sons, New York, 1995

[5] Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback Converters: Dostopno na:

https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4147.pdf, [30. 1. 2016] [6] Flyback Converter Snubber Design : Dostopno na:

http://space.ednchina.com/Upload/2009/10/27/c92ea580-f8ff-40b6-a4d7-819be4ca48b4.pdf, [30. 1. 2016]

[7] Milanovič, Miro. Močnostna elektronika: univerzitetni učbenik. Ponatis 1. izd.

Maribor: Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, 2010.

[8] P, PI, PID controlers. Dostopno na: http://en.wikipedia.org/wiki/PID_controller, [30.

1. 2016]

[9] Sim Power System, Matlab: Dostopno na:

http://www.mathworks.com/help/releases/R13sp2/pdf_doc/physmod/powersys/powersys.pdf [30. 1. 2016]

[10] AMC1100 Fully-Differential Isolation Amplifier: Dostopno na:

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/amc1100.pdf, [30. 1. 2016] [11] Microchip MCP6021/1R/2/3/4: Dostopno na:

http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21685d.pdf, [30. 1. 2016] [12] Milanovič, Miro. Analogna integrirana vezja v industrijski elektroniki. Ponatis 1. izd.

Maribor: Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, 2010

[13] Welcome to verilog page: Dostopno na:

http://www.asic-world.com/verilog/index.html, [30. 1. 2016] [14] Low Power Sar AD Converter ADS7881: Dostopno na:

http://www.ti.com/lit/ds/slas400b/slas400b.pdf, [30. 1. 2016] [15] Docklight Scripting V2.1 User Manual 08/2015: Dostopno na:

http://docklight.de/manual/index.html, [30. 1. 2016]


58

8 PRILOGE

K opisanemu magistrskemu delu prilagam zgoščenko s programom, napisanem v

razvojnem okolju Quartus II, projektom, narejenim v Altium Designer okolju za načrtovanje

meritvenega dela vezja, ter rezultate testiranj. Prav tako je priložena tudi elektronska

verzija magistrskega dela.


59

Priloga A: Shema vezja, PCB

Slika 8.1: Shematski prikaz merilnega dela vezja


60

Slika 8.2: Tiskanina merilnega dela vezja


61

Priloga B: Poročilo varjenja termočlena z inverterskim varilnim

aparatom

Uvod

Dne 26.2.2016 smo opravili meritve in poskus varjenja termočlena z flyback pretvorniško

strukturo, narejeno v okviru opsanega magistrskega dela. Testirali smo uporabnost

pretvorniškega sistema in možnost varjenja s tanjšimi elektrodami.

Merilni instrumenti in uporabljen material

Pri poskusu smo uporabili sledeče elemente:

pretvorniški sistem (flyback struktura, podrobneje opisana v magistrskem delu)

osciloskop Tektronix MSO2014

tokovne klešče Tektronix TCP305

1 Ohmsko elektronsko breme

žici za termo člen

Laboratorijski poskus varjenja

Na začetku smo izmerili upornost žic termočlena. Ta je za dve žici dolžine cca. 30 cm

znašala 2,1 Ω. Nato smo žici termočlena na koncih sklenili in jih priključili na izhodne

sponke pretvornika. Z vključeno regulacijo izhodnega toka smo spreminjali vrednosti le

tega in opazovali, kaj se dogaja z žicama termočlena. Pri povprečni vrednosti toka okoli 3

ampere se je spoj termočlena začel segrevati, kot je prikazano na sliki 8.3.


62

Slika 8.3: Spoj zvara pri povprečni vrednosti izhodnega toka 3 A

S povečanjem izhodnega toka na 5 amperov se je material očitno bolj segreval, kot je

prikazano na sliki 8.4.

Slika 8.4: Spoj termočlena pri 5 A izhodnega toka


63

Ker se z nadaljnjim večanjem toka spoj termočlena ni nič bolj segreval, smo ugotovili, da

je problem v stiku žic termočlena na mestu spoja. Z izboljšanjem stika spoja med žici smo

dosegli boljšo prevodnost spoja zvara termočlena. To je zmanjšalo upornost spoja, kar je

negativno izkazalo, saj so se začele žici termočlena segrevati bolj od spoja (slika 8.5).

Prav tako smo skrajšali dolžino žic termočlena tako, da se je celotna upornost razpolovila.

S tem smo dosegli večjo tokovno zmogljivost pretvorniškega sistema

Slika 8.5: Prekomerno segrevanje žice termočlena

V zgoraj omenjenih poskusih se kljub temu, da je spoj žic zažarel, ni ustvaril termočlen.

Zato smo se odločili, da žici termočlena mehansko združimo (tako da jih ovijemo eno okoli

druge) ter poskusimo zavariti termočlen. Tok skozi spoj smo neposredno aplicirali na spoj

termočlena in z mehansko silo poskusili združiti-spojiti žici zvara. Kljub temu, da smo

kratkostični izhodni tok povečevali vse do povprečne vrednosti 11 A, spoj ni dosegel

temperature tališča. Njegova upornost je tako nizka, da je moč, ki bi segrela spoj do

tališča, premajhna (slika 8.6). Možen razlog za neuspeh je lahko tudi v prevelikem

odvodu toplote skozi elektrodi (v našem primeru vijaka), saj je bila stična površina vijakov

in spoja prevelika. Z zmanjšanjem stične površine bi povečali gostoto električnega toka in

zmanjšali odvod toplote z mesta zvara.

Slika 8.6: Spoj žic termočlena in lokalno nameščeni elektrodi


64

Poskusili smo tudi z dodatnim uporom na izhodu, vezanim zaporedno s spojem žic

termočlena. Pri tem se je vsa energija porabila na 1 Ω električnem bremenu, spoj pa je

ostal hladen.

Zato smo se odločili da dolžino žic podaljšamo za toliko, da je moč zaznati nekaj desetink

ohma upornosti, kar je dovolj, da se na spoju porabi toliko energije, da se le ta začne taliti.

Slika 8.7 prikazuje spoj zvara pri povprečnem izhodnem toku 11A.

Slika 8.7: Žarjenje termočlena pri povprečni vrednosti toka 11 A

Po nekaj sekundah je žica termočlena pregorela, kar je znak, da je temperatura dosegla

temperaturo tališča. Za varjenje oz. izdelavo termočlena bi bilo potrebno izboljšati tehniko

varjenja in povečati tokovno zmogljivost pretvornika, saj je 11 A povprečne vrednosti

premalo za zlitje materiala spoja. Slika 8.8 prikazuje največji tok varjenja pri kratko

sklenjenih sponkah pretvornika (varjenje termospoja z lokalno nameščenima elektrodama

na točki zvara).


65

Slika 8.8: Izhodni tok pri največji tokovni obremenitvi pretvornika (kratek stik na izhodu)

Documents

INVERTERSKI VARILNI APARAT - COnnecting REpositorieskot so npr. MOSFET- tranzistorji, usmerjeno enosmerno napetost razsmerimo in preko varilnega transformatorja ustrezno tokovno in