ÎNDRUMAR DE LABORATOR - mircea-gogu.romircea-gogu.ro/pdf/Laboratoare Sisteme moderne de comanda/L1.pdf · Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare

-ÎNDRUMAR DE LABORATOR-

Sisteme moderne de comandă a maşinilor de curent alternativ Conf. dr. ing Mircea GOGU

TITLUL LUCRĂRII:

Prezentarea convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu ELVAR 4,0 KW.

SCOPUL LUCRĂRII:

- aprofundarea de către studenţi a principiului de funcţionare a convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu;

- prezentarea circuitelor electronice componente convertorului ELVAR 4,0 KW.

I.1. Descrierea şi principiul de funcţionare al convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu

Convertoarele statice de frecvenţă (CSF) permit transformarea energiei de la reţeaua trifazată de tensiune şi frecvenţă fixă într-o energie de curent alternativ cu tensiune şi frecvenţă variabilă. Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare a motoarelor de curent alternativ – rotative sau liniare, asincrone sau sincrone – în sistemele de acţionare cu viteză reglabilă. Acţionările utilizând motoare asincrone cu rotorul în scurtcircuit, alimentate de la convertoare statice de frecvenţă, au pătruns în cele mai diferite domenii datorită în special avantajelor acestor motoare (robuste, uşoare, dimensiuni mici, inerţie redusă, întreţinere uşoară, etc.). Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotor în scurtcircuit facilitează punerea de acord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele mai dife-rite. În acest mod, se pot asigura practic toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi:

- pornirea automată şi accelerarea controlată; - funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant; - reglarea automată după program a turaţiei; - schimbarea sensului de rotaţie; - frânarea automată; - gamă largă de reglare a vitezei cu fineţe deosebită a reglării; - sensibilitate redusă la variaţii în anumite limite a tensiunii şi frecvenţei de alimentare; - viteză mare de răspuns.

Conversia energiei de curent alternativ realizată prin intermediul unei forme de energie de curent continuu, are limite de variaţie mai largi din punct de vedere al frecvenţei tensiunii de ieşire. În acest caz, CSF este denumit convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu şi este alcătuit din:

- un redresor (comandat sau necomandat); - un circuit intermediar de curent continuu având caracter de sursă de curent continuu sau de

tensiune continuă sau variabilă; - un invertor care poate fi de tensiune sau de curent (figura I.1).

- 1 -



CALE DE C.C.REDRESOR INVERTOR

RU1

Ucc

f1

ST

MA3~

Us

fs

Fig. I.1. Structura unui convertor static de frecvenţă. Invertoarele sunt componentele de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă cu circuit intermediar de tensiune continuă, echipamente electronice de putere care stau la baza acţionărilor electrice cu turaţie reglabilă cu motoare de curent alternativ. În structura acestor sisteme de acţionare, invertorul are un rol decisiv în stabilirea performanţelor energetice şi dinamice ale sistemului pentru un motor de acţionare dat. Este bine cunoscut faptul că obţinerea unui randament energetic ridicat şi a unor performanţe dinamice superioare pentru sistemul de acţionare în ansamblu, este condiţionată de alimentarea motorului de curent alternativ cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţe şi amplitudini impuse de sistemul de reglare [A5],[D6]. Spre deosebire de invertoarele de curent, invertoarele de tensiune prezintă o mare flexibilitate în adoptarea unor tehnici de comandă cu modularea impulsurilor de tensiune în durată (PWM) şi/sau amplitudine în vederea reducerii conţinutului de armonici de frecvenţă joasă din undele de tensiune şi de curent ce alimentează motorul de acţionare. Funcţionarea invertoarelor de tensiune fără modulaţia impulsurilor, prin conducţia continuă a dispozitivelor de comutaţie pe duratele corespunzătoare unor unghiuri de 120˚ el. sau 180˚ el, prezintă dezavantajul unui conţinut ridicat de armonici de frecvenţă joasă în unda tensiunii de ieşire, precum şi dezavantajul datorat imposibilităţii reglării tensiunii concomitent cu reglarea frecvenţei numai prin intermediul invertorului. Undele de tensiune obţinute la ieşirea invertorului sunt cvasisinusoidale, compuse din im-pulsuri dreptunghiulare de durate egale cu durata de conducţie a semiconductoarelor de putere. Ast-fel de unde au o pondere însemnată a armonicilor impare 5, 7, 11, etc. care determină cupluri oscilante ce înrăutăţesc performanţele dinamice ale motorului alimentat. În plus, la reglarea vitezei motorului de acţionare (sincron sau asincron) se impune modificarea continuă a tensiunii concomitent cu frecvenţa.Acest lucru nu se poate obţine cu ajutorul invertorului, fiind necesară o sursă de tensiune continuă reglabilă, redresor comandat sau chopper în circuitul de curent continuu. În figura 1.2. este prezentată configuraţia unui convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu pentru alimentarea unui motor asincron.

Fig. 1.2. Schema unui convertor cu circuit intermediar de curent continuu.

R S T u v wCf

Comanda PWM invertor

f [Hz]= variabilU [V]= variabil

P

N

- 2 -



Reglarea vitezei maşinii asincrone impune pe lângă variaţia frecvenţei fs care se realizează în CFCI prin metode specifice de comandă pentru contactoarele statice şi variaţia tensiunii Us, pentru a se evita saturarea (Us/fs=const.). Există pentru îndeplinirea acestui deziderat, în principal trei metode distincte: - variaţia tensiunii continue Ucc la intrarea invertorului; - variaţia tensiunii Us la ieşirea din invertor; - variaţia tensiunii în invertor prin utilizarea tehnicilor PWM. Prima metodă permite obţinerea unei forme constante a tensiunii la ieşirea invertorului, indife-rent de amplitudinea ei, dar impune folosirea redresorului comandat, ca sursă de tensiune continuă re-glabilă, pe calea de curent continuu. Se utilizează cu precădere în schemele de reglare care funcţionează pe baza controlului orientat după câmp, iar contactoarele statice ale invertorului sunt tranzistoare. Dacă invertorul este realizat cu tiristoare, la variaţia în limite largi a tensiunii, capacitatea de comutare scade pe măsura scăderii tensiunii de încărcare a condensatoarelor de stingere, din care cauză, în unele aplicaţii se folosesc surse suplimentare de curent continuu pentru încărcarea condensatoarelor de stingere. A doua metodă se utilizează relativ rar în acţionările electrice reglabile, deoarece la tensiuni reduse, conţinutul de armonici al tensiunii la bornele maşinii este nesatisfăcător. Metoda a treia este cea mai folosită atât în cazul controlului scalar, cât şi în cazul controlului orientat după câmp, în acest ultim caz uneori împreună cu prima metodă. Tehnicile de comandă PWM prezintă două avantaje esenţiale care le-au impus domeniul metodelor de comandă folosite pentru in-vertoarele ce fac parte din convertoarele statice cu circuit intermediar de curent continuu:

- nu necesită componente suplimentare în invertor, blocul de comandă devenind însă mai complex;

- permit reducerea semnificativă sau chiar eliminarea armonicilor de frecvenţă de ordin mic (cele mai apropiate de fundamentală), chiar la evoluţii în limite largi ale tensiunii şi frec-venţei.

Reducerea conţinutului de armonici, în special a armonicilor de frecvenţă joasă şi posibilitatea modificării în limite largi a tensiunii cu frecvenţa se obţin prin modulaţia în durată a impulsurilor de tensiune, metodă consacrată sub denumirea de comandă PWM (Puls Width Modulation). Metoda constă în fragmentarea duratelor de conducţie ale semiconductoarelor de putere în vederea reducerii conţinutului de armonici din undele de tensiune şi implicit de curent de la ieşirea invertorului ce alimentează motorul unui sistem de acţionare electrică. Metodele de comandă PWM (Puls Width Modulation) se aplică în aceeaşi măsură la maşinile asincrone cât şi la cele sincrone. În această lucrare se va studia aplicarea acestor tehnici de comandă maşinilor asincrone. Configuraţia invertorului PWM pentru alimentarea unui motor asincron trfazat este prezentată în figura 1.3.

u v w

Circuite decomanda in baza

f [Hz]= variabilU [V]= variabil

P

N

Ucc CS1 CS3 CS5

CS2 CS4 CS6

Fig. 1.3. Invertor trifazat cu tranzistoare IGBT.

- 3 -



Modularea impulsurilor în durată (lăţime) constă în alimentarea maşinii cu un număr de impulsuri de tensiune (curent) pe fiecare semiperioadă, durata fiecărui impuls fiind o funcţie sinusoidală de-pendentă de poziţia unghiulară a impulsului în decursul semiperioadei. Modularea se realizează prin compararea unui semnal de comandă (modulator), de amplitudine Um şi frecvenţă fm variabile, a cărui formă este identică cu forma semnalului ce se doreşte a fi obţinut la ieşirea invertorului, cu un semnal triunghiular (purtător), de amplitudine Up şi frecvenţă fp fixe. Caracterizarea acestui proces de modulaţie, cunoscut sub denumirea de modulaţie PWM sinu-soidală se face cu ajutorul a doi parametri:

gradul de modulaţie în frecvenţă, definit prin raportul dintre frecvenţa semnalului purtător şi frecvenţa semnalului modulator fp/fm=m (m determină numărul de pulsuri pe perioadă);

gradul de modulaţie în amplitudine al tensiunii, definit prin raportul dintre amplitudinea semnalului modulator sinusoidal şi amplitudinea semnalului purtător triunghiular Um/Up=k.

Principiul metodei, este ilustrat în figura 1.4. [A3], [G13], [P7]. Momentele în care unda modu-latoare de frecvenţă fm şi amplitudine Um intersectează unda purtătoare triunghiulară de frecvenţă fp şi amplitudine Up (figura 1.4 a), constituie momente de comutare pentru contac-toarele statice din invertor. Prin aceasta se produc impulsurile de tensiune modulate în durată după legea sinusoi-dală impusă de unda modulatoare. Cât timp unda modulatoare este mai mare decât unda purtătoare, con-tactoarele statice corespunzătoare fazei şi polarităţii respective sunt închise, aplicând înfăşurării maşinii un impuls de tensiune. Când unda purtătoare devi-ne mai mare decât unda modulatoare, aceste contactoare se vor deschide.

În funcţie de contactoarele care se închid, impulsurile de tensiune apli-cate înfăşurării maşinii vor fi de o polaritate sau alta, conform figurii 1.4 b), c), d).

Fig. 1.4. Principiul modulării sinusoidale.

- 4 -

e)

b)

a)

CS2CS1

ωt

Ua

ωt-Ucc

+Ucc

UmUp

ωt

Unda triunghiulara purtatoare

c)

-Ucc

+Ucc

d)

f)

CS4CS3

ωt

g)

CS6CS5

ωt

ωt

ωt

Ub

Unda sinusoidala modulatoare

2

2

2

2

-Ucc2

+Ucc2

Uc



Algoritmul de comutare pentru contactoarele din invertor, se observă în figurile 1.4. e), f) şi g). Pentru o undă triunghiulară de amplitudine şi frecvenţă constante, se poate modifica amplitudinea fundamentalei undei de la ieşirea invertorului, prin modificarea amplitudinii undei modulatoare Um (a indicelui de modulaţie k), păstrând frecvenţa acesteia constantă.

I.2. Prezentarea convertorului static de frecvenţă ELVAR 4,0 KW I.2.1. Conectarea in instalatii a convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu ELVAR 4,0 KW

V +P

R F

R

S

T

N

R com

A u x

u

v

w

R

S

T

N

Sig.1

Sig.2

Sig.3

Sig.4

R ezisten ta de fr anare

u

v

w

K 1

BA

CFS

Fig. I.5. Schema electrică de conectare a CSF. I.2.2. Configuraţia convertorului static de frecvenţă realizat

Convertorul static de frecvenţă ELVAR 4,0 KW, este realizat din 4 (patru) circuite electronice: - circuitul de alimentare, - circuitul modul, - circuitul de bază, - circuitul de comandă.

Circuitul de alimentare V+

VR5

V-

R1

VR2

R2 R3

VR3

VR1

VR4

Y

RST

Punte redresoare

Fig. I.6. Schema electrică a circuitului de alimentare. Schema electrică a circuitului de alimentare din structura convertorului static de frecvenţă

cu circuit intermediar de curent continuu se poate urmări în figura I.6.

- 5 -



Datorită avantajelor, deja cunoscute, folosirii structurilor electronice de putere în construcţie modulară, la realizarea plăcii de cleme s-a folosit un redresor trifazat, modular, necomandat produs de firma Mitsubishi. Varistoarele cu oxizi metalici (cunoscute şi sub denumirea de varistoare cu ZnO) sunt utilizate pentru protecţia împotriva supratensiunilor. Rolul lor este de a proteja echipamentul electric împotriva oricărui tip de supratensiune care poate apărea în reţeaua de alimentare (datorată comutaţiei, incidentelor tehnice, indusă accidental sau cauzată de către o lovitură de trăznet). În figura I.7 este prezentat circuitul electronic realizat.

Fig. I.7. Circuitul de alimentare – circuitul electronic realizat. Semnificaţia bornelor: V+ – tensiunea căii de curent continuu; P – pământ; RF – rezistenţă de frânare. CSF conţine un circuit destinat disipării energiei de frânare

(se conectează conform schemei prezentate în figura I.5); R, S, T – fazele reţelei de alimentare; N – nulul reţelei de alimentare; Rcom – faza de alimentare a circuitului de comandă; Aux – contact auxiliar (se conectează conform schemei prezentate în figura I.5); u, v, w – alimentarea motorului; Câteva caracteristici ale punţii redresoare de putere, folosite: - VRRM = 1600V tensiune repetitivă; - VRSM = 1700V tensiune nerepetitivă; - IO = 40V curent continuu de ieşire; - IFSM = 400V;

Circuitul modul

Folosirea modulelor inteligente de putere (dipozitive de putere hibride avansate care combină viteza mare şi pierderile mici de comutare ale IGBT-urilor cu dispozitive de comandă pe poartă optimizate şi circuite de protecţie), conferă o serie de avantaje cum ar fi: gabarit redus pentru convertorul cu circuit intermediar de curent continuu, timpul de proiectare a convertorului, redus, drivere şi circuite de protecţie incluse în modul, performanţe îmbunătăţite, tehnologie înaltă de fabricare (reduce numărul extern de componente şi se asamblează uşor). Chiar şi dimensiunile sistemului pot fi reduse prin folosirea unui radiator mai mic, deoarece pierderile în stare de conducţie şi cele de comutare sunt mai mici.

Abilitatea MIP de a se autoproteja reduce posibilitatea de distrugere a dispozitivului în timpul testelor sau în condiţii de suprasarcină.

Schema electrică a circuitului modul din structura convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu este prezentată în figura I.8, iar în figura I.9 este prezentat circuitul

- 6 -



electronic realizat. Soluţia adoptată, datorită considerentelor prezentate mai sus, este folosirea unui modul integrat de putere produs de firma Mitsubishi, cu dispozitive de comandă pe poartă optimizate şi circuite de protecţie incorporate. Această soluţie a permis realizarea plăcii modul cu un minim de componente externe.

J3

R17

OC

2

OC

6

C1

C2

OC

4

C3

C4

R13

R11

J5

R2

R3

R15

R6 R7

OC

1

J4

OC

3

OC

8

OC

5

R4

R5

OC

9

OC

10

R1

MO

DU

L IN

TELI

GEN

T D

E PU

TER

E

V U

PC

UP

V U

PI

V N

IFo V

NC

W NV NU N

U F

o

Br

V V

PIV

FoVP V

VPC

V U

WI

W F

oW

PV

WPC

R9

R16

R14

R12

OC

7

J1 J2

R8

R10

VccU Vcc W

GN

D U

GN

D U

Br

GN

D W

Vcc(

+15V

S2)

Vcc(+15V S2)

GN

D V

GN

D W

Vcc

W

Vcc

U

GN

D V

Vcc

V

Vcc V

Vcc

(+15

V S2

)Br R

TY

T

BT

RB

YBBBGN

D

+5V(

S1)

FAU

LT

Fig. I.8. Schema electrică a circuitului modul.

- 7 -



Protecţiile interne la supracurent şi la

scurtcircuit sunt realizează prin utilizarea unor senzori de curent optimizaţi, care permit monitorizarea continuă a curentului ce străbate dispozitivul. Pe lângă aceste protecţii, fiabilitatea sistemului este sporită prin protecţia la supratemperatură şi prin blocarea la nivel de tensiune prea joasă.

Fig. I.9. Circuitul modul – circuitul electronic realizat.

Câteva caracteristici ale modulului inteligent de putere folosit:

Pentru IGBT: - VCES = 1200V (VD = 15V, VCIN = 15V) tensiune colector-emitor - IC = 50A (TC = 25 C) curent colector - ICP = 100A (TC = 25 C) curent colector de vârf - VCC = 900V (aplicat între P şi N) tensiune de alimentare - VCsurge = 1000V (aplicat între P şi N) Pentru BRAKE: - VCES = 1200V tensiune colector-emitor - IC = 15A (TC = 25 C) curent colector - ICP = 30A (TC = 25 C) curent colector de vârf - VCC = 900V (aplicat între P şi N) tensiune de alimentare - VCsurge = 1000V (aplicat între P şi N) Pentru protecţii: - OC = (59 ÷ 112)A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) supracurent invertor - OC = (22 ÷ 50)A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) supracurent frână - SC = 183A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) scurtcircuit invertor - SC = 95A (20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) scurtcircuit frână - OT = (111 ÷ 125) C supratemperatură - UV = (11,5 ÷ 12,5)V subtensiune Condiţiile optime de funcţionare recomandate de către producător: - VCC = (0 ~ 800)V - VD = (15 ± 1.5)V - VCIN(on) = (0 ~ 0.8)V - VCIN(off) = (4.0 ~ VD)V - fPWM = (5 ~ 20) kHz, tdead ≥ 3 μs

- 8 -



Circuitul de bază

OC

2R

12R

11B

rake

Br

+15V

(S2)

R13

R17

R16

C23

C24

OC

3

J15

R15

R19

C26

R20

C29

Vout

C27

R14

R18

R9

U1

thre

shol

d

Inpu

t

OU

T

C

REF

RC

R10

+15V(S2)

+15V(S2)

+V(out)

+5V

(S1)

mas

U

OC

4

T4

R22

R21

+15V

(S2)

Rin

cR

EL

R2

C11

RL3

J11

TC1

C10

C9

C8

C7

D5

C6

C17

C18

C16

C15

C14

CF1

C13

RL2

RDESC1 RDESC2

+V(in

)+5

V(S

1)

mas I

+V(o

ut)

+15V

(S2)

+V(o

ut)

-V

RE

L

R7

R6

D9

D7

C20

OC

1R

3

D10

R5

R4

LF

R8

T3

J14

Y

+5V

(S6)

N

LF+5V

(S1)

T1

C12

C2

D3

CI3

J4

C25

CI4

SIG

1

D4

J2

C3

D8

J1

D11

C4

J5

GN

D

+5V

(S2)

D6

+5V

(S6)

C1

RV1

C5

C28

CI2

F1

J3

CI5

RL1

C21

C22

T2

CI1

R1

C19

D1

D2

-+

+15V

(S5)

Y

-15V

(S4)

+15V

(S4)

LV

CR

L1+12V(S1)

-15V

(S5)

N

+12V(S1)

+5V

(S1)

+15V

(S2)

+15V

(S3)

-15V

(S3)

GN

D

Aux

N Rco

m

VENT 1

VENT 2

VENT 3 N

A X

-+

-+

- -

-

GN

D

Fig. I.10. Schema electrică a circuitului de bază.

- 9 -



Schema electrică a circuitului de bază este prezentată în figura I.10 şi are în componenţă sursa de alimentare a circuitelor de comandă (drivere) şi a circuitelor de protecţie, filtrul circuitului de curent continuu, traductor de curent şi tensiune.

Semnalul necesar reacţiei de tensiune se obţine de obicei după tensiunea căii de curent continuu, iar semnalul necesar reacţiei de curent se obţine după curentul de la intrarea sau de la ieşirea invertorului. În cazul de faţă, se preferă ca semnalul reacţiei de curent să se obţină din curentul din circuitul intermediar de curent continuu, deoarece acest curent nu mai trebuie redresat şi filtrat şi este util pentru diagnosticarea şi protecţia rapidă a invertorului în cazul unor defecte interne.

În regim de frânare, tensiunea la bornele capacităţii de pe calea de curent continuu trebuie menţinută sub o anumită valoare limită. La decelerări rapide, această tensiune poate creşte peste limita admisă. În figura I.11 este prezentat circuitul de bază realizat.

Fig. I.11. Circuitul de bază – circuitul electronic realizat. Circuitul de comandă

În acţionările electrice cu controlul în frecvenţă al vitezei motorului asincron sunt utilizate diferite scheme de reglare în funcţie de performanţele dinamice impuse sistemului de reglare şi de tipul convertorului de frecvenţă utilizat. La sistemul realizat, s-a adoptat o schemă de reglare cu reacţie externă de viteză şi reacţii interne după mărimile tensiune şi curent.

Utilizarea microcontrolerelor, asigură un control complet asupra sistemului de acţionare în ansamblu prin realizarea unui număr mare de funcţii cum sunt:

- reglare; - protecţie; - comanda invertorului PWM; - diagnosticare; - adaptarea legilor de reglare la tipul sarcinii; - interfaţarea pentru comunicaţiile cu operatorul local şi cu sistemele de conducere, etc. În figura I.12 este prezentată schema electrică a circuitului de bază şi în figura I.13 circuitul

electronic realizat.

- 10 -



J9 J10J7 J8

GN

D Ui

+Ua

<

STA

RT

>

STO

PC

OM

J18

J17

J16

J19

-15V(S5)+15V(S5)

+15V(S4)-15V(S4)

+15V(S3)-15V(S3)

+15V(S2)Br

-15V(S2)

DA2

A AL

R14

DA

2B

AL

T3T1

R13

T4

DA1

B AL

R12

DA

1A

AL

T2

R11SA SB SC SD SE SF SG SP

Z

SA SB SC SD SE SF SG SPZ

SPZ

SGSFSESDSCSBSASA SB SC SD SE SF SG SP

Z

D3

D1

D0

D2

C15

C16

+5V

(S1)

VD

DP

ICV

DD

VC

C

VS

S

GN

D

U4B

D CLK

Q

VC

C

C14

C13

+

U6 C1+

C1-

T2 IN

T2 O

UT

R2

INR

2 O

UT

C2+

C2-

V+ V-

GN

D

VDD

232

C11

+ C12

+

C10

+

-10V

TX23

2TX R

X23

2R

XV

CC

INTERFATA RS232

R20

R15

C8

R21

R17

JP1

R16

C6

R18

U5

OSC1/CLKIN

OSC2/CLKOUT

RA5/AN4/SS

RB0

/INT

RB1

RB2

RB

3/P

GM

RB4

RB5

RB6

RB7

RC0/T1OSO/T1CKIRC1/T1OSI/CCP2RC2/CCP1RC3/SCK/SCLRC4/SDI/SDARC5/SDORC6/TX/CKRC7/RX/DT

RD

0/PS

P0R

D1/

PSP1

RD

2/PS

P2R

D3/

PSP3

RD

4/PS

P4R

D5/

PSP5

RD

6/PS

P6R

D7/

PSP7

RA4/T0CKIRA3/AN3/VREF

RA2/AN2RA1/AN1RA0/AN0

MCLR/VPP

RE0

//A

N5

RD

RE1

//A

N6

WR

RE2

//A

N7

CSVD

DPI

CVD

DPI

CV

SSV

SS

R22

R19

R9

Y1

R10

C9

C7

FAU

LT

Um

Rin

cB

RAK

EC

RL1

AD7

AD6

AD5

AD

3

AD2

AD1

SPZ

SA

SB

SC

SD

SE

SG

SF

RX

232

TX23

2

RESETUcomIm

CLOCK

AD4

AD0

RE

SE

T

D3

D1

D0 LFD2

RS

T/W

RAL

E

LVV

DD

VD

D

VD

DP

ICV

SS

TEST

3TE

ST6

U4A

D CLK

Q

TES

T8

U1

J3

TES

T7

TES

T5

TES

T4

C2

TEST

2

/CS

FAU

LT+5

V(S

1)

AD

3A

D4

AD

5A

D6

AD

7

AD

2A

D1

CLO

CK

AD

0

/WR

RS

TA

LE/R

D

VD

D

VS

S

VD

D

VC

CYT

BBGN

DR

T

YBR

B

BT

GENERATOR PWM

R26

C19

R36

R31

R29

K6

JOG

R25

C20

K4

STO

PR

32

R27

R34

K2

STA

RT

C21

R30

C17

ISO

1

R38

R28

R33

C22

K5

PR

OG

R23

C18

R37

K3<

R24

R35

K1

>

TST1

TST2

TST0

TST3

NC

OM

> STA

RT

STO

P

<

TST2

TST3

TST5

TST4

AD

4TS

T1TS

T0AD

2A

D3

AD5

AD

1

+5V

(S6)

AD

0

VD

D

D6

R7

R5

PAD

1C

CU

2B

-+

C4

+12V

(S1)

Im

mas

I

R3

C1

J1

D1

C5

R4

D2

C3R

2

U2A

- +

R8

R1

TES

T1+U

a

Ui

0-5V

0-10V

Uco

m

+12V

(S1)

+12V(S1)

Fig. I.12. Schema electrică a circuitului de comandă.

- 11 -



Fig. I.13. Circuitul de comandă – circuitul electronic realizat. Acest sistem de dezvoltare este realizat pe baza microcontrolerului PIC16F877, dezvoltat în

tehnologie CMOS de firma americană Microchip. Este astfel conceput încât permite dezvoltarea rapidă a aplicaţiilor în domenii diverse, de la industriile auto şi aplicaţiile de control casnice la instru-mentele industriale, senzori la distanţă, mânere electrice de uşi şi dispozitivele de securitate.

Traductorul LEM, reprezintă o alternativă flexibilă a şuntului de curent sau a transformatorului în scopul măsurării curenţilor alternativi sau continui. Traductoare de curent seria LTS sunt traductoare unipolare în buclă închisă, ce se bazează pe efectul Hall. Printre avantajele utilizării acestor tipuri de traductoare se pot enumera: ieşirea este o tensiune, se pot efectua 3 măsurări diferite prin utilizarea diferiţilor pini, formatul este compact, astfel încât se poate monta pe circuit imprimat, oferă o bună precizie şi liniaritate, variaţie foarte mică cu temperatura.

LEM este un traductor de tensiune cu montare pe cablaj imprimat. Dispozitivul, a cărei funcţionare se bazează pe efectul Hall, este protejat într-o carcasă de plastic anti-flacără, ce oferă şi

- 12 -



izolare galvanică între circuitul primar şi cel secundar. Traductorul este ideal pentru măsurarea tensiunilor din circuitele de c.a. şi c.c. cu impulsuri. Comunicaţia între microcontroler şi calculator se realizează prin blocul „Interfaţă serială” (SCI). Când nu este disponibil, poate fi creat în software. Controlul mărimilor se realizează prin interfaţarea plăcii cu calculatorul, situaţie care este des întâlnită în aplicaţiile de laborator sau în aplicaţiile care necesită achiziţionarea datelor mărimilor sau prin interfaţare cu alte periferice de exemplu tastatură şi afişor frecvent întânită în aplicaţiile industriale.

Printre caracteristicile circuitului de comandă prezentat în figura I.2.8. menţionăm: - conectare directă la placa de forţă; - protecţie instantanee la supracurent; - protecţie instantanee la supratemperatură; - protecţie la dispariţia a cel puţin unei faze de alimentare a convertorului; - protecţie la apariţia semnalului de avarie transmis de către modulul inteligent de putere; - interfaţare cu portul serial al calculatorului.

Asamblare circuite electronice Circuitele electronice realizate, au fost asamblate în jurul unui radiator profilat rezultând astfel, o structură compactă a convertorului static de putere. În figura I.14 este prezentată schema conexiunilor interne necesară asamblării convertorului iar în figura I.15, se prezintă modelul experimental, a convertorului static de frecvenţă, fără şi cu carcasă.

Placa modul

Punte redresoare trifazată

J5

Y

J9

vJ15

RF

J3 J18

J18

T

J10

w

J4

N

J4 J19

J2

Rcom

J13

V-

Placa cleme

J1

J3

Aux

Plac de comandă ă

J14

PJ17

S

J16J2

J7

u

J12

V+

J17

J16

R

w

u

P

Mod

ul in

telig

ent d

e pu

tere

J28

V+(in)

V-V+(out)

La placa de bază

PN

N

v

R S T

Cf

B

Fig. I.14. Asamblare circuite electronice CSF. Pentru a reduce dimensiunile convertorului s-a adoptat soluţia micşorării radiatorului. Acestă soluţie a impus ventilarea forţată a circuitelor de forţă prin folosirea unui ventilator montat pe carcasă (figura I.15). După cum se poate observa în figura I.15, la proiectarea carcasei, s-a ţinut cont de accesul uşor la şirul de cleme atât pe partea de forţă cât şi pe partea de comandă.

- 13 -



Fig. I.14. Model experimental CSF Fig. I.15. Model experimental CSF fără carcasă. cu carcasă.

Controlul şi programarea CSF Pentru diagnosticarea defectului apărut în timpul funcţionării întregului sistem de acţionare, convertorul de frecvenţă afişează coduri corespunzătoare defectelor. Semnificaţia codurilor afişate în cazul funcţionării convertorului într-un regim necorespunzător, este prezentată în tabelul 1.

Tabelul 1. Afişare

convertor Semnificaţia afişării

Funcţionarea protecţiilor modulului inteligent (supracurent, supratemperatură, subtensiune, scurtcircuit).

Funcţionarea protecţiei supratensiune.

Funcţionarea protecţiei lipsă fază alimentare convertor.

Funcţionarea protecţiei supracurent. (protecţia este externă şi la un prag de acţionare mai jos decât protecţia internă modului inteligent de putere).

Funcţionarea protecţiei lipsă ventilator (semnalizarea alternează cu mărimea afişată până la apariţia defectului).

- 14 -



START

intrare n modprogramare

î

alegerea moduluide comandă

analogic tastatură

programarepantă pornire

programarepantă oprire

programarefrecvenţă

programarepantă pornire

programarepantă oprire

programaresens de rotaţie

motor

programaremărime afişată

STOP

STOP

Valoarea afi at reprezint timpul pân cândfrecven a ajunge la 100 Hz Panta = 100Hz / 15s = 6,66 Hz / s

ş ă ă ăţ

- direct;- invers

Frecvenţa poate fi programată în limitele(0 ... 100 Hz)

Poate fi vizualizatfrecven ,

- tura ie,- curent,- tensiune.

ă una din mărimile:- ţă

ţ

Valoarea afi at reprezint timpul pân cândfrecven a ajunge la 0 Hz de la 100 Hz.

ş ă ă ăţ

Ieşire din mod programare.

Organigrama de programare

este prezentată în figura I.16.

Fig. I.16. Organigramă de programare CSF.

În figura I.17 şi tabelul 2, sunt prezentate dimensiunile de gabarit ale modelului experimental, CSF 4.0 [KW].

Tabelul 2 ELVAR 7.5

L1 300 mm L2 190 mm l1 230 mm l2 209 mm h 155 mm R 6,5 mm r 3 mm

Fig. I.17. Dimensiunile de gabarit.

- 15 -

Documents

ÎNDRUMAR DE LABORATOR - mircea-gogu.romircea-gogu.ro/pdf/Laboratoare Sisteme moderne de comanda/L1.pdf · Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare