Đồ án Hoàn chỉnh

7/15/2019 Đồ án Hoàn chỉnh

http://slidepdf.com/reader/full/do-an-hoan-chinh-56327eb2eaa35 1/62

Tìm hiểu kỷ thuật OFDM Đồ án viển thông LTĐH VT01

NHẬN XÉT CỦA GIÁO VIÊN HƯỚNG DẪN:

……………………………………………………………………………………

……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………

……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………

1




Chương 1. LỜI GIỚI THIỆU

Công nghệ OFDM hiện nay đã tìm được sự ứng dụng rộng rãi trong các tiêu chuẩn viễn thong nhưhệ thống truyền hình số DVB-T, phát thanh số DAB, hay mạng truy nhập internet băng thông rộngADLS, v.v… Và hiện nay công nghệ này còn được ứng dụng trong hệ thống truy nhập internet khôngdây băng rộng WiMAX theo tiêu chuẩn IEEE 802.16a hiện đang được xây dựng trong hệ thống di độngtoàn cầu thế hệ thứ 4 cũng như nhiều hệ thống viễn thông khác. Để tiếp cận công nghệ này chúng ta cầnthực hiện các tiêu chuẩn khác nhau của thế giới.

2




Chương 2. LỊCH SỬ RA ĐỜI VÀ ĐỊNH NGHĨA

Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) là một kỹ thuật điều chế có thể thay thế cho CDMA.

OFDM có ưu điểm vượt trội so với những hệ thống CDMA và cung cấp phương pháp truy cập khôngdây cho hệ thống 4G.

Ý tưởng của OFDM là chia toàn bộ băng tần truyền dẫn thành nhiều sóng mang con trực giao nhau đểtruyền các tín hiệu trong các sóng mang con này song song. Theo đó, luồng dữ liệu tốc độ cao được chiathành nhiều luồng tốc độ thấp hơn làm cho chu kỳ ký hiệu tăng theo số sóng mang con.

Ưu điểm

• OFDM là giải pháp phân tập tần số. OFDM chia nhỏ băng tần kênh và tiến hành truyền dữ liệuđộc lập trên các băng tần kênh con này.

• OFDM đạt hiệu quả sử dụng phổ tần cao, do tính trực giao của các thành phần sóng mang con.

• OFDM là ứng cử viên hứa hẹn cho truyền dẫn tốc độ cao trong môi trường di động. Sở dĩ OFDM làm được như vậy bởi vì, chu kỳ ký hiệu tăng cho nên dung sai trải trễ của hệ thống tăng và hiệuquả sử dụng phổ tần cao của công nghệ OFDM.

• OFDM cho phép giảm được ảnh hưởng của trễ đa đường và kênh pha đinh chọn lọc tần sốchuyển thành kênh pha đinh phẳng. Vì vậy, OFDM là giải pháp đối với tính chọn lọc tần số của kênh

pha đinh. Thuận lợi này của OFDM cho phép cân bằng kênh dễ dàng.

• Do trải rộng pha đinh tần số trên nhiều ký hiệu, nên làm ngẫu nhiên hoá lỗi cụm (do pha đinhRayleigh gây ra), nên thay vì một số ký hiệu cạnh nhau bị méo hoàn toàn là một số ký hiệu cạnh nhau bịméo.

• Tính khả thi của OFDM cao do ứng dụng triệt để công nghệ xử lý tín hiệu số và công nghệ vimạch VLSI.

Nhược điểm

• OFDM nhậy cảm với dịch Doppler cũng như lệch tần giữa các bộ dao động nội phát và thu. Dotính trực giao của các sóng mang con rất nhậy cảm với kênh truyền có dịch Doppler lớn.

Vấn đề đồng bộ thời gian. Tại máy thu khó quyết định thời điểm bắt đầu của ký hiệu FFT.

OFDM là một phương pháp truyền khá phức tạp trên kênh vật lý, nguyên lý cơ bản của phương pháp là sử dụng kỹ thuật đa sóng mang để truyền một lượng lớn ký tự tại cùng một thời điểm. Sử dụngkỹ thuật OFDM có rất nhiều ưu điểm, đó là hiệu quả sử dụng phổ rất cao, khả năng chống giao thoa đa

đường tốt (đặc biệt trong hệthống không dây) và rất dễ lọc bỏ nhiễu (nếu một kênh tần số bị nhiễu, các tần số lân cận sẽ bị bỏ qua,không sử dụng). Ngoài ra, tốc độ truyền Uplink và Downlink có thể thay đổi dễ dàng bằng việc thay đổisố lượng sóng mang sử dụng. Một ưu điểm quan trọng của hệ thống sử dụng đa sóng mang là các sóngmang riêng có thể hoạt động ở tốc độ bit nhỏ dẫn đến chu kỳ của ký tự tương ứng sẽ được kéo dài . Vídụ, nếu muốn truyền với tốc độ là hàng triệu bit trên giây bằng một kênh đơn, chu kỳ của một bit

3




Chương 3. TỔNG QUÁT VỀ KỶ THUẬT OFDM

●●● Nguyên lý hoạt động của OFDM

3.1. Mở đầu

Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một phương pháp điều chế cho phép giảm thiểu méo tuyến tính do tính phân tán của kênh truyền dẫn vôtuyến gây ra. Nguyên lý của OFDM là phân chia toàn bộ băng thông cần truyền vào nhiều sóng mangcon và truyền đồng thời trên các sóng mang này. Theo đó, luồng số tốc độ cao được chia thành nhiều

luồng tốc độ thấp hơn. Vì thế có thể giảm ảnh hưởng của trễ đa đường và chuyển đổi kênh pha đinhchọn lọc thành kênh pha đinh phẳng. Như vậy OFDM là một giải pháp cho tính chọn lọc của các kênh pha đinh trong miền tần số. Việc chia tổng băng thông thành nhiều băng con với các sóng mang con dẫnđến giảm độ rộng băng con trong miền tần số đồng nghĩa với tăng độ dài ký hiệu. Số sóng mang concàng lớn thì độ dài ký hiệu càng lớn. Điều này có nghĩa là độ dài ký hiệu lớn hơn so với thời gian trảirộng trễ của kênh pha đinh phân tán theo thời gian, hay độ rộng băng tần tín hiệu nhỏ hơn độ rộng băngtần nhất quán của kênh.

Theo đó chương này trước hết, đồ án trình bầy nguyên lý hoạt động của một hệ thống điều chế OFDM.Sau đó xét các thông số hiệu năng của nó. Cuối cùng xét ảnh hưởng của các thông số kênh truyền sónglên dung lượng cũng như chất lượng truyền dẫn của hệ thống OFDM.

3.2. Tính trực giao

Ý tưởng

Ý tưởng OFDM là truyền dẫn song song (đồng thời) nhiều băng con chồng lấn nhau trên cùng mộtđộ rộng băng tần cấp phát của hệ thống. Việc xếp chồng lấn các băng tần con trên toàn bộ băng tần đượccấp phát dẫn đến ta không những đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần được cấp phát cao mà còn có tácdụng phân tán lỗi cụm khi truyền qua kênh, nhờ tính phân tán lỗi mà khi được kết hợp với các kỹ thuậtmã hoá kênh kiểm soát lỗi hiệu năng hệ thống được cải thiện đáng kể. So với hệ thống ghép kênh phânchia theo tần số FDM truyền thống, ở FDM cũng truyền theo cơ chế song song nhưng các băng conkhông những không được phép chồng lấn nhau mà còn phải dành khoảng băng tần bảo vệ (để giảm thiểuđộ phức tạp bộ lọc thu).

Vậy làm thế nào tách các băng con từ băng tổng chồng lấn hay nói cách khác sau khi được tách ra chúngkhông giao thoa với nhau trong các miền tần số (ICI) và thời gian (ISI). Câu trả lời và cũng là vấn đềmấu chốt của truyền dẫn OFDM là nhờ tính trực giao của các sóng mang con. Vì vậy ta kết luận rằngnhờ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang con cho phép truyền dẫn đồng thời nhiều băng tầncon chồng lấn song phía thu vẫn tách chúng ra được, đặc biệt là tính khả thi và kinh tế cao do sử dụngxử lý tín hiệu số và tần dụng tối đa ưu việt của VLSI.

Theo đó trước hết ta định nghĩa tính trực giao, sau đó ta áp dụng tính trực giao này vào hệ thống truyềndẫn OFDM hay nói cách khác sử dụng tính trực giao vào quá trình tạo và thu tín hiệu OFDM cũng nhưcác điều kiện cần thiết để đảm bảo tính trực giao.

Định nghĩa

4




Nếu ký hiệu các sóng mang con được dùng trong hệ thống OFDM là )t(s&)t(s ji . Để đảm bảo

trực giao cho OFDM, các hàm sin của sóng mang con phải thoả mãn điều kiện sau

( ) ( ) ≠==∫

+

ji,0 ji,1dtts.ts

T1

Tt

t

* ji

s

s

(3.1)

Trong đó:

( )( )

≠

==

∆π

,0

N,2,1k,ets

ftk2 j

k

(3.2)

T1f =∆ là khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con, T là thời gian ký hiệu, N là số các sóng mang

con và N.∆f là băng thông truyền dẫn và ts là dịch thời gian.

Minh hoạ

OFDM đạt tính trực giao trong miền tần số bằng cách phân phối mỗi tín hiệu thông tin riêng biệtvào các sóng mang con khác nhau. Các tín hiệu OFDM được tạo ra từ tổng của các hàm sin tương ứngvới mỗi sóng mang. Tần số băng tần cơ sở của mỗi sóng mang con được chọn là một số nguyên lần của

tốc độ ký hiệu, kết quả là toàn bộ các sóng mang con sẽ có tần số là số nguyên lần của tốc độ ký hiệu.Do đó các sóng mang con là trực giao với nhau.

Kiến trúc của một tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con được cho ở Hình 3.1. Trong đó, (3.1.1a),(3.1.2a), (3.1.3a) và (3.1.4a) thể hiện các sóng mang con riêng lẻ, với tần số tương ứng 10, 20, 30, và 40Hz. Pha ban đầu của toàn bộ các sóng mang con này là 0. (3.1.5a) và (3.1.5b) thể hiện tín hiệu OFDMtổng hợp của 4 sóng mang con trong miền thời gian và miền tần số.

Tính trực giao trong miền tần số của tín hiệu OFDM được thể hiện một cách tường minh ở hình 3.2.Thấy rõ, trong miền tần số mỗi sóng mang con của OFDM có một đáp ứng tần số dạng sinc (sin(x)/x).Dạng sinc có đường bao chính hẹp, với đỉnh suy giảm chậm khi biên độ của tần số cách xa trung tâm.Tính trực giao được thể hiện là đỉnh của mỗi sóng mang con tương ứng với giá trị 0 của toàn bộ các

sóng mang con khác. Hình 3.2 cho ta thấy với cùng độ rộng băng tần cấp phát cho hệ thống thì hiệu quảsử dụng phổ tần của OFDM lớn gấp hai lần so với cơ chế FDM truyền thống.

Đáp ứng tổng hợp 5 sóng mang con của một tín hiệu OFDM được minh hoạ ở đường màu đen đậm trênhình 3.3.

5




Hình 3.1 Dạng sóng của một tín hiệu OFDM trong miền thời gianvà tần số

6




3.3. Mô hình hệ thống truyền dẫn OFDM

3.3.1. Mô tả toán học tín hiệu OFDM

Tín hiệu OFDM phát phức băng tần gốc được xác định như sau:

( ) ( ),∑∞

−∞=−=

k

kT tstsk (3.3)

Trong đó sk (t-kT) là tín hiệu OFDM phát phức băng gốc thứ k được xác định như sau:

Hình 3.2 Hình dạng phổ của tín hiệu OFDM băng tần cơ sở 5 sóngmang, hiệu quả phổ tần của OFDM so với FDM

Hình 3.3 Phổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơsở với 5 sóng mang con

7




( )

( ) ( )

++≤≤−−

−

−

=−

∑−

−=

kh¸c NÕu0, T TkTt T TkT

kTt Ti

j2πexpxkTtw

ktts winFFTGwin

12N

N/2i FFTki,

k (3.4)

Trong đó:

T là độ dài ký hiệu OFDM

TFFT là thời gian FFT, phần hiệu dụng của ký hiệu OFDM

TG là thời gian bảo vệ, thời gian của tiền tố chu trình

Twin là thời gian mở cửa tiền tố và hậu tố để tạo dạng phổ

∆f=1/TFFT là phân cách tần số giữa hai sóng mang

N là độ dài FFT, số điểm FFT

k là chỉ số về ký hiệu được truyền

i là chỉ số về sóng mang con, i∈{-N/2, -N/2+1, -1, 0, +1, …., -N/2}xi,k là vectơ điểm chùm tín hiệu, là ký hiệu phức (số liệu, hoa tiêu, rỗng)

được điều chế lên sóng mang con i của ký hiệu OFDM thứ k.

w(t) xung tạo dạng được biểu diễn như sau:

( )

( )[ ]

( )[ ]

+≤≤−−

≤≤−

−≤≤−−+−

=

winFFTFFTwinFFT

FFTG

GGwinwinG

TTtT,TTtπcos12

1

TtT1,

TtTT,TTtπcos12

1

tw (3.5)

Phân tích (3.4) ta thấy biểu thức này giống như biểu thức của dãy Fourier sau: j nf

n

∞ π

= −∞∑ 0u(t) = c(nf )e

02

(3.6)

trong đó các hệ số Fourier phức thể hiện các vectơ của chùm tín hiệu phức còn nf 0 thể hiện các sóngmang con i/TFFT. Trong hệ thống số, dạng sóng này có thể được tạo ra bằng biến đổi Fourier ngược nhanh(IFFT). Chùm số liệu xi,k là đầu vào IFFT và ký hiệu OFDM miền thời gian là đầu ra.Tín hiệu đầu ra của bộ điều chế vô tuyến được xác định như sau:

k

∞

=−∞∑RF RF,ks (t)= s (t - kT) (3.7)

trong đó sRF,k (t-kT) là tín hiệu OFDM vô tuyến thứ k được biểu diễn như sau:

8




( )

( ) ( )

++≤≤−−

−

+π−

=−

∑−

−=

kh¸c NÕu,0

TTkTtTTkT

,kTtT

1f 2 jexpxkTtwRe

kTts winFFTGwin

12/ N

2/ Ni FFT

ck,i

k,RF (3.8)

Trong đó f c là tần số sóng mang RF.

3.3.2. Sơ đồ hệ thống truyền dẫn OFDM

Hình 3.4 trình bầy sơ đồ khối phát thu tín hiệu OFDM điển hình. Theo đó, dưới đây trình bày vắn tắtchức năng các khối.

Máy phát: Chuyển luồng dữ liệu số phát thành pha và biên độ sóng mang con. Các sóng mang con đượclấy mẫu trong miền tần số, phổ của chúng là các điểm rời rạc. Sau đó sử dụng biến đổi Fourier rời rạc

ngược (IDFT) chuyển phổ của các sóng mang con mang dữ liệu vào miền thời gian. Tuy nhiên các hệthống trong thực tế dùng biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT) vì nó tính hiệu của nó. Tín hiệu OFDMtrong miền thời gian được trộn nâng tần lên tần số truyền dẫn vô tuyến.

Máy thu: Thực hiện hoạt động ngược lại của phía phát. Theo đó trước hết, trộn hạ tần tín hiệu RF thànhtín hiệu băng tần cơ sở, sau sử dụng FFT để phân tích tín hiệu vào miền tần số. Cuối cùng thông tin ở dạng biên độ và pha của các sóng mang con được giải điều chế thành các luồng số và chuyển trở lạithành dữ liệu số ban đầu.

9




10




3.3.2.1. Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song

Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song chuyển luồng bit đầu vào thành dữ liệu phát trong mỗi ký hiệuOFDM, thường mỗi ký hiệu phát gồm 40-4000 bit. Việc phân bổ dữ liệu phát vào mỗi mỗi ký hiệu phụthuộc vào phương pháp điều chế được dùng và số lượng sóng mang con. Ví dụ, đối với điều chế sóng

mang của16-QAM thì mỗi sóng mang con mang 4 bit dữ liệu, nếu hệ thống truyền dẫn sử dụng 100 sóngmang con thì số lượng bit trên mỗi ký hiệu sẽ là 400. Tại phía thu quá trình được thực hiện ngược lại,khi đó dữ liệu từ các sóng mang con được chuyển ngược trở lại là luồng dữ liệu nối tiếp ban đầu.

Do tính chất chọn lọc tần số của kênh pha đinh (pha đinh chọn lọc tần số) tác động lên một nhóm cácsóng mang con làm chúng suy giảm nhanh chóng. Tại điểm đáp ứng kênh xấp xỉ ‘0’, thông tin gửi trênsóng mang con gần điểm này sẽ bị tổn thất, hậu quả là gây cụm lỗi bit trong mỗi ký hiệu. Do cơ chế FEClà hiệu quả cao nếu các lỗi được phân tán rộng (không tập chung hay cụm lỗi), vì vậy để cải thiện hiệunăng, đa phần hệ thống dùng ngẫu nhiên hoá như là một phần của chuyển đổi nối tiếp thành song song.Vấn đề này được thực hiện bằng cách ngẫu nhiên hoá việc phân bổ sóng mang con của mỗi một bit dữliệu nối tiếp. Ngẫu nhiên hoá làm phân tán các cụm bit lỗi trong ký hiệu OFDM do đó sẽ tăng hiệu năng

sửa lỗi của FEC.3.3.2.2. Tầng điều chế sóng mang con

Tầng điều chế sóng mang con làm nhiệm vụ phân phối các bit dữ liệu người dùng lên các sóng mangcon, bằng cách sử dụng một sơ đồ điều chế biên độ và pha. Việc xắp xếp điều chế sóng mang con đốivới 16-QAM được cho hình 3.5, mỗi ký hiệu 16-QAM sẽ chứa 4 bit dữ liệu, mỗi tổ hợp 4 bit dữ liệutương ứng với một vector IQ duy nhất.

Ảnh hưởng của tạp âm cộng vào tín hiệu phát 16-QAM (kênh AWGN) được cho ở hình hình 3.5 (b) vớiSNR thu = 18 dB.

Hình 3.5. Tín hiệu phát 16-QAM sử dụng mã hoá Gray, và tín hiệu 16-QAM truyền qua kênh vô tuyến

11




3.3.2.3. Tầng chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian

Sau tầng điều chế sóng mang con, tín hiệu OFDM có dạng là các mẫu tần số, tín hiệu OFDM muốntruyền trên kênh phải có dạng sóng trong miền thời gian. Phép biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT) sẽchuyển tín hiệu OFDM trong miền tần số sang miền thời gian. Tương ứng với mỗi mẫu của tín hiệuOFDM trong miền thời gian (mỗi đầu ra của IFFT) chứa tất cả các mẫu trong miền tần số (đầu vào củaIFFT). Hầu hết các sóng mang con đều mang dữ liệu. Các sóng mang con vùng ngoài không mang dữliệu được đặt bằng 0.

3.3.2.4. Tầng điều chế sóng mang RF

Đầu ra của bộ điều chế OFDM là một tín hiệu băng tần cơ sở, tín hiệu này được trộn nâng tần lên tần sốtruyền dẫn vô tuyến. Có thể sử dụng một trong hai hai kỹ thuật điều chế sóng mang cao tần là: "tươngtự" được cho ở hình 3.7 và "số" được cho ở hình 3.8. Tuy nhiên hiệu năng của điều chế số sẽ tốt hơn, dođồng bộ pha chính xác cho nên sẽ cải thiện quá trình ghép các kênh I và Q.

Hình 3.6. Tầng IFFT, tạo tín hiệu OFDM

Hình 3.7 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơsở phức sử dụng kỹ thuật tương tự

12




Hình 3.9 mô tả dạng sóng trong miền thời gian của một tín hiệu OFDM. Số lượng sóng mang = 500,kích thước FFT = 2000, khoảng thời gian bảo vệ = 500. Sóng mang điều chế cao tần có tần số f c = 10GHz.

Hầu hết các ứng dụng vô tuyến, thì tín hiệu OFDM được tạo ra tại băng tần cơ sở sử dụng các mẫu phức,sau đó chuyển phổ tín hiệu băng tần cơ sở lên phổ RF bằng cách dùng một bộ điều chế IQ, như được choở hình 3.7 và hình 3.8. Bộ điều chế IQ sẽ dịch phổ tần tín hiệu OFDM từ băng tần cơ sở phức lên vùngtần số vô tuyến, và chuyển từ tín hiệu phức sang tín hiệu thực (lấy phần thực). Tín hiệu RF phát luôn làtín hiệu thực và nó chỉ biến đổi giá trị cường độ trường.

Một tín hiệu thực sẽ tương đương với một tín hiệu băng tần cơ sở phức có tần số trung tâm là 0 Hz trộn

với tần số sóng mang ở bộ điều chế IQ.

off cf

2

Wf += (3.9)

Hình 3.8 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơ sởphức sử dụng kỹ thuật số

Hình 3.9. Dạng sóng tín hiệu OFDM trong miền thờigian

13




Trong đó cf là tần số sóng mang để dịch tín hiệu OFDM từ băng tần cơ sở phức lên tín hiệu OFDM

cao tần thực, W là độ rộng băng tần tín hiệu và off f là tần số dịch từ DC, xem hình 3.10. Trong các ứng

dụng hữu tuyến như ADSL, hầu hết các sóng mang con đều có tổng độ dịch DC thấp hơn độ rộng băngtần tín hiệu. Điều này có ý nghĩa rằng có thể trực tiếp tạo tín hiệu thực bằng cách sử dụng tầng IFFTthay vì phải dùng bộ điều chế IQ để chuyển dịch tần số.

Để tạo ra một tín hiệu OFDM thực chỉ cần một nửa các sóng mang con sử dụng cho điều chế dữ liệu,mặt khác nửa gồm các lát tần số cao của IFFT sẽ có giá trị biên độ là liên hợp phức của nửa còn lại gồmcác lát có tần số thấp hơn.

3.4. Các thông số đặc trưng và dung lượng hệ thống truyền dẫn OFDM

3.4.1. Cấu trúc tín hiệu OFDM

Hình 3.11 cho thấy cấu trúc của các ký hiệu OFDM trong miền thời gian. FFTT là thời gian để truyền

dữ liệu hiệu quả, GT là thời gian bảo vệ. Cũng thấy các thông số khác, winT là thời gian cửa sổ. Thấy

rõ quan hệ giữa các thông số là.

winGFFTsymTTTT ++= (3.10)

Cửa sổ được đưa vào nhằm làm mịn biên độ chuyển về không tại các ranh giới ký hiệu, và để giảm tínhnhạy cảm của dịch tần số. Loại cửa sổ được dùng phổ biến là loại cửa sổ cosine tăng được định nghĩa

bởi.

Hình 3.10 Tín hiệu OFDM dịch DC, W là băng tần tínhiệu, f

off tần số dịch từ DC, f

clà tần số trung tâm (sóng

mang)

Hình 3.11 Cấu trúc tín hiệu OFDM

14




( )

( )

β+≤≤

β

π−+

≤≤β

β≤≤

βπ

+π+

=

symsym

sym

sym

symsym

sym

sym

T1tT,T

Ttcos5.05.0

TtT,1

Tt0,T

tcos5.05.0

tw (3.11)

trong đó β là hệ số dốc của cosin tăng và khoảng thời gian ký hiệu SymT , nó ngắn hơn toàn bộ khoảng

thời gian của một ký hiệu vì ta cho phép các ký hiệu lân cận chồng lấn một phần trong vùng dốc (roll-off region).

Một ký hiệu OFDM bắt đầu tại thời điểm symk kTtt == (bắt đầu của ký hiệu thứ k) được định nghĩa

bởi các phương trình (3.12).

( )( )

( )[ ]

( )[ ]

β++>∧<

β++≤≤

−=

−−

−π

−

−=+

−

+∑

1Ttt

1Tttt,edttwRe)t(s

symkk

symkk

Tttf 2 j1

i

Nik

k

prefixksymT

5,0ic

2

sub N

2

sub N 2

1ksub

tt 0,

(3.12)

trong đó Gwin prefix TTT += được thấy trong hình 3.11.

3.4.2. Các thông số trong miền thời gian TD

Từ hình 3.11 có thể tách các thông số OFDM trong miền thời gian: chu kỳ ký hiệu symT , thời gian

truyền hiệu quả hay thời gian FFT FFTT , thời gian bảo vệ GT , thời gian cửa sổ winT . Trong mô

phỏng chỉ thực hiện đối với FFTT và chu kỳ ký hiệu chiếm đa phần thời gian. Nếu không tính đến thời

gian cửa sổ, thì công thức (3.10) trở thành:

GFFTsym TTT += (3.13)

Ngoài ra, xác định một thông số mới FSR (tỉ số giữa thời gian FFT và thời gian ký hiệu) được định

nghĩa bởi.

sym

FFT

T

TFSR = (3.14)

Thông số này đánh giá hiệu quả tài nguyên được dùng trong miền thời gian và có thể được dùng để tínhtoán thông lượng (throughput).

3.4.3. Các thông số trong miền tần số FD

Hình 3.12 trình bầy sắp xếp OFDM trong miền tần số. Có ba thông số chính (được cho trong bảng 3.1):

toàn bộ độ rộng băng tần cho tất cả các sóng mang con B, độ rộng băng tần sóng mang con ∆f, và số

sóng mang con sub N . Quan hệ giữa chúng làf NB sub ∆×= (3.15)

15




Thực tế, toàn bộ độ rộng băng tần khả dụng B được cho là hạn chế trước khi thiết kế hệ thống. Vì vậy,đối với người thiết kế, các thông số OFDM trong miền tần số có thể được xác định là độ rộng băng tần

sóng mang con ∆f và số sóng mang con sub N . Do độ rộng băng tần sóng mang con và số sóng mang

con phụ thuộc nhau ở dạng (3.15), nên chỉ cần gán giá trị cho một thông số là đủ. Nhưng cả hai đềuđược kiểm tra bằng cách dùng tiêu chuẩn chứa chúng. Nói cách khác, có hạn chế về độ rộng băng tầnsóng mang con cũng như số sóng mang con. Tất cả nên được kiểm tra để thiết kế độ rộng băng sóngmang con và đối với số sóng mang con.

3.4.4. Quan hệ giữa các thông số trong miền thời gian và miền tần số.

Thông số miền thời gian FFTT và thông số miền tần số ∆f có quan hệ với nhau, nghĩa là chúng là tỉ lệ

nghịch của nhau. Vì vậy, việc đặt giá trị cho một thông số là đủ để thiết kế hệ thống. Từ bảng 3.1 chothấy cho trước toàn bộ độ rộng băng tần, cần phải gán các giá trị cho độ rộng băng sóng mang con (hoặcsố sóng mang con) và thời gian bảo vệ cho một hệ thống OFDM. Theo đó, có thể tìm được các thông số

khác, nghĩa là số sóng mang con (hay độ rộng băng sóng mang con), chu kỳ ký hiệu và FSR.

Bảng 3.1. Mối quan hệ giữa các tham số OFDM

Miền khảosát

Tham sốkhảo sát

Mối quan hệ Tham số dùngthiết kế

FD B, f ∆ , Nsub f NB sub ∆×= f ∆ hoặc Nsub

TD Tsym, TFFT,

FSR, TG

GFFTsym TTT +=

symFFT T TFSR =

TG

3.4.5. Dung lượng của hệ thống OFDM

Một trong các muc tiêu của điều chế thích ứng là cải thiện dung lượng. Vì thế trước hết cần nghiên cứucác thông số nào ảnh hưởng lên dung lượng. Trong phần này đồ án đề cập các thông số này và đưa racông thức để xác định chúng.

Dung lượng kênh theo Shannon.

Dung lượng kênh phụ thuộc vào tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) và độ rộng băng thông của tín hiệu

được xác định bằng công sau:

2C =Blog (1+SNR) [bps], (3.16)

Hình 3.12 Độ rộng băng tần hệ thống và độ rộng băng tần sóngmang con

16




trong đó C là dung lượng kênh còn B là băng thông.

Điều chế thích ứng được sử dụng để thay đổi các thông số điều chế thích ứng theo trạng thái kênh để đạtđược dung lượng kênh tốt nhất trong thời điểm xét mà không làm ảnh hưởng đến chất lượng truyền dẫn.Vì thế cần biết cách tính toán dung lượng kênh theo các thông số diều chế phù hợp với tình trạng kênh ở thời điểm xét. Dưới đây ta sẽ xét công thức để tính toán dung lượng kênh này.

Dung lượng kênh cho các hệ thống OFDM.

Thấy rõ, mức điều chế và tỷ lệ mã ảnh hưởng lên dung lượng. Trong các hệ thống OFDM, do truyền dẫnsong song và thời gian mở rộng định kỳ nên có nhiều thông số quyết định dung lượng hơn.

Bắt đầu bằng việc xét cho trường hợp đơn giản với giả thiết là cấu hình các sóng mang con giống nhau,nghĩa là tất cả các sóng mang con đều có chung một cấu hình (điều chế, mã hóa, băng thông, côngsuất…). Khi này tốc độ bit tổng của hệ thống OFDM bằng:

[bps]×

tb(sè bit/sãng mang con/ký hiÖu) sè sãng mang con

R =thêi gian ký hiÖu

, (3.17)

Nếu gọi R c là tỷ lệ mã, M là mức điều chế, Nsub là số sóng mang con, Tsym là thời gian ký hiệu, B là độrộng băng tần của tín hiệu thông tin hay số liệu, TFFT là thời gian FFT, khoảng cách sóng mang con là∆f=1/TFFT và FSR là tỷ số thời gian FFT và thời gian ký hiệu OFDM, tốc độ bit tổng được xác định nhưsau:

( )( ) ( )( )( )

( )( ) ( ) ( )( ) ,FSR .BMlogR TTBMlogR

Tf BMlogR T NMlogR R

2csymFFT2c

sym2csymsub2ctb

==

∆==(3.18)

Từ công thức (3.18) cho thấy, đối với một sóng mang con hay một nhóm các sóng mang con, bốn thôngsố sau đây sẽ quyết định tốc độ bit: (1) tỷ lệ mã, (2) mức điều chế, (3) độ rộng băng và (4) FSR. Trongmột hệ thống OFDM ta có thể thay đổi các thông số này để đạt được tốc độ bit tốt nhất nhưng vẫn đảm

bảo QoS cho hoàn cảnh cụ thể của kênh tại thời điểm xét.

17




3.5. Các nhân tố ảnh hưởng của kênh pha đinh lên hiệu năng hệ thống truyền dẫn OFDM và cácgiải pháp khắc phục

3.5.1. ISI và giải khắc phục

Nguyên nhân và ảnh hưởng của ISI• Nguyên nhân do tính chọn lọc của kênh pha đinh trong miền thời gian, tính phụ thuộc thời gian

của kênh pha đinh, tính bất ổn định của kênh gây ra giao thoa giữa các ký hiệu ISI truyền qua nó.

• Hậu quả ISI: làm cho máy thu quyết định ký hiệu sai, khó khăn trong việc khôi phục định thời

Giải pháp khắc phục ảnh hưởng của ISI

• Chèn khoảng thời gian bảo vệ

Nếu khoảng thời gian ký hiệu lớn hơn trải trễ cực đại của kênh pha đinh thì kênh được gọi là kênh phađing phẳng. Ngược lại kênh sẽ có tính chất chọn lọc tần số gọi là kênh chọn lọc tần số. Việc thiết kế máythu đối với kênh pha đinh chọn lọc tần số phức tạp hơn rất nhiều so với kênh pha đinh phẳng.

Thấy rõ, với cùng độ rộng băng tần hệ thống như nhau thì tốc độ ký hiệu OFDM thấp hơn nhiều so vớisơ đồ truyền dẫn đơn sóng mang đồng nghĩa với thời gian của ký hiệu OFDM được tăng lên, vì vậy khảnăng đối phó ISI (do kênh gây ra) tăng lên. Ngoài ra, để tăng dung sai đa đường, có thể mở rộng chiềudài ký hiệu OFDM, bằng cách thêm một khoảng thời gian bảo vệ vào phần đầu mỗi ký hiệu. Mặt khác,khoảng thời gian bảo vệ của tín hiệu OFDM cũng giúp chống lại lỗi dịch thời trong bộ thu.

Để tạo tính liên tục của tín hiệu OFDM khi thêm khoảng bảo vệ, thì khoảng bảo vệ trước mỗi ký hiệuOFDM được tạo ra theo cách copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu của cùng ký hiệu. Sở dĩ có điều này

bởi vì, trong phần dữ liệu của ký hiệu OFDM sẽ chứa toàn bộ chu kỳ của tất cả các sóng mang con, nênviệc copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu sẽ làm cho tín hiệu có tính liên tục mà không bị gián đoạn tại

điểm nối. Hình 3.13 minh hoạ cách thêm khoảng bảo vệ.Chiều dài tổng của ký hiệu là FFTGsym TTT += , trong đó symT là tổng chiều dài của ký hiệu, GT là

chiều dài của khoảng bảo vệ, và FFTT là kích thước IFFT được sử dụng để tạo ra tín hiệu OFDM.

Hình 3.14 mô phỏng cấu trúc một tín hiệu OFDM trong miền thời gian, với kích thước FFT = 256, sốlượng sóng mang = 100, độ dài khoảng bảo vệ = T FFT/4 = 64. Đặc biệt là khoảng bảo vệ được thiết lập

bằng các giá trị là ‘0’. Do đó dễ dàng thấy giữa các khối ký hiệu OFDM có sự phân tách nhau bởi mộtđoạn giá trị ‘0’.

Hình 3.13. Chèn thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệuOFDM

18




Hiệu quả sử dụng phổ tần cao của OFDM được thể hiện ở hai khía cạnh chính: (1) do cơ chế truyền dẫnsong song. (2) dùng thêm khoảng bảo vệ đã làm giảm đáng kể tốc độ ký hiệu OFDM. Điều này có ýnghĩa đặc biệt quan trọng khi truyền dẫn tín hiệu OFDM qua kênh vô tuyến và là một nhân tố chính đểchống lại kênh pha đinh lựa chọn tần số.

• Tính hữu hiệu của khoảng thời gian bảo vệ

Chống lại lỗi dịch thời gian

Lỗi dịch thời gian là lỗi do quyết định sai biên giới của ký hiệu thu, lỗi này làm tổn thất toàn bộ thôngtin chứa trong ký hiệu bị quyết định sai biên giới.

Đối với một kênh lý tưởng không có trải trễ thì phía thu có thể xác định chính xác từng vị trí trong kýhiệu bao gồm luôn cả khoảng bảo vệ và vẫn lấy được số mẫu một cách chính xác mà không vượt quáđường biên ký hiệu. Trong môi trường đa đường thì ISI sẽ làm vị trí các ký hiệu bị xê dịch theo thời gianvà chồng lấn lên nhau, làm phía thu quyết định sai biên giới ký hiệu. Tuy nhiên do ký hiệu OFDM cókhoảng bảo vệ nên ISI chỉ làm giảm chiều dài của khoảng thời gian bảo vệ mà không ảnh hưởng đến

phần dữ liệu cho nên sẽ hạn chế được lỗi dịch thời.

Đối phó với ISI

Việc thêm vào khoảng thời gian bảo vệ sẽ cho phép giảm thời gian biến động của tín hiệu. Để loại bỏảnh hưởng của ISI thì khoảng bảo vệ sẽ phải có độ dài lớn hơn trải trễ cực đại của kênh vô tuyến. Hình3.15 mô tả ảnh hưởng của ISI lên ký hiệu thu trong môi trường đa đường, đồng thời cũng cho thấy hiệuquả của khoảng bảo vệ chống lại những tác động của môi trường đa đường này. Ví dụ này thể hiện phatức thời của một sóng mang tại 3 ký hiệu.

Hình 3.14. Cấu trúc tín hiệu OFDM trong miền thờigian

[sim_ofdm_signal.m]

19




Khoảng bảo vệ sẽ loại bỏ hầu hết ảnh hưởng của ISI. Tuy nhiên trong thực tế, các thành phần đa đườngcó xu hướng suy giảm chậm theo thời gian, hậu quả vẫn tồn tại một chút ISI thậm trí khi sử dụng khoảngthời gian bảo vệ dài. Hình 3.16 là kết quả mô phỏng thể hiện hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI[8]. Băng tần kênh được giữ nguyên trong các lần mô phỏng. Mô phỏng thực hiện thay đổi giá trị chiềudài khoảng bảo vệ và kích thước FFT đối với tín hiệu OFDM, và so sánh SNR thu được ứng với mỗi lầnthay đổi hai thông số này. Kết quả cho thấy SNR tăng khi chiều dài khoảng bảo vệ cùng kích thước FFTtăng.

3.5.2 Ảnh hưởng của ICI và giải pháp khắc phục

ICI là hiện tượng phổ biến trong các hệ thống đa sóng mang. Trong hệ thống OFDM, ICI còn được gọilà nhiễu giao thoa giữa các sóng mang con, là hiện tượng năng lượng phổ của các sóng mang con chồnglấn quá mức lên nhau làm phá vỡ tính trực giao của các sóng mang con.

Nguyên nhân và ảnh hưởng của ICI

• ICI xảy ra do tính chọn lọc tần số của kênh pha đinh (kênh pha đinh chọn lọc tần số), nguyênnhân chính là hiện tượng dịch Doppler do tính di động của máy thu.

• Hậu quả là sẽ không phân biệt được ranh giới giữa các ký hiệu truyền trên các sóng mang con,dẫn đến phía thu sẽ quyết định sai ký hiệu mất tính trực giao.

Hình 3.15 Hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lạiISI

Hình 3.16 Hiệu quả của khoảng bảo vệ để loạibỏ ISI

20




Giải pháp khắc phục

Có thể hạn chế ICI bằng cách chèn khoảng thời gian bảo vệ một cách tuần hoàn, và dùng bộcân bằng kênh được hỗ trợ bởi hoa tiêu (PSAM). Các hoa tiêu giúp cho việc ước tính, cân bằngđược thực hiện để bù ICI (chương 4 sẽ trình bầy kỹ hơn về bộ cân bằng này).

Phân tích ICI trong hệ thống OFDMBiểu thức lý thuyết để tính phương sai ICI bằng cách mô hình ICI như là quá trình ngẫu nhiên Gauss. Sựxấp xỉ này là do lý thuyết giới hạn trung tâm và sẽ chính xác khi số sóng mang lớn. Phương sai nhiễuICI được tính như sau:

[ ] ( ) ( )

π−+−= ∑−

+

1 N

1i

symd0sub2

sub

s

s

2sub

iTf 2Ji N2 N N

EEcE

l (3.19)

trong đó lc là ICI, E là năng lượng cho mỗi ký hiệu, Nsub là số sóng mang con, f d là tần số Doppler, Tsym

là độ rộng ký hiệu và J0 là hàm Bessel loại một, bậc '0'. Lưu ý rằng phương sai ICI không phụ thuộc vàotín hiệu phát mà chỉ phụ thuộc vào điều kiện kênh truyền. Tỷ số lỗi bít đối với PSK nhất quán trongkênh pha đinh Rayleigh có thể tính như sau:

b4/1P

_

e γ = (3.20)

Biết được công suất ICI từ biểu thức (3.19) ta có thể tính tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SIR). Giá trị SIR này

được thay cho bγ ở biểu thức trên để tính tỷ số lỗi bít. Hình 3.17 mô phỏng nhiễu nền do ICI đối với

điều chế PSK với giá trị tần số Doppler tăng dần. Kết quả lý thuyết tìm được cũng phù hợp với kết quảmô phỏng trên. Hình 3.18 mô phỏng ảnh hưởng của ICI và sự giảm của SIR khi giá trị tần số Doppler

tăng. Từ hình 3.17 và 3.18 cho thấy công suất ICI phụ thuộc vào số lượng sóng mang con. Khi càng tăngsố lượng sóng mang con thì phương sai ICI càng tăng và SIR càng giảm.

Hình 3.17 Nhiễu nền do ICI đối với số sóng mangcon khác nhau

21




Công suất ICI được tính toán và biểu diễn theo hàm của sóng mang con thứ k . Do đó ở đầu ra của khốiFFT, sóng mang con đầu ra thứ k được viết như sau.

∑−

=

π− +α+==1 N

0n

k k k k

N/nk 2 j

k nHde)n(y N

1Y (3.21)

Trong đó y(n) là tín hiệu thu được, N là kích thước FFT, dk là ký hiệu phát đi ban đầu, Hk là biến đổi

Fourier của kênh ở sóng mang con thứ k, k α là thành phần ICI do tính biến đổi thời gian của kênh và nk

là thành phần tạp âm ở sóng mang con thứ k. Trong kênh bất biến theo thời gian do tính trực giao của

các sóng mang con nên k α bằng không và 1HE2

k = . Khi tần số Doppler chuẩn hoá cao thì thành

phần ICI là khác không. Công suất ICI được tính và biểu diễn theo hàm của sóng mang con thứ k nhưsau:

∑ ∑−

≠=

−

=

−ππ−+=α

1 N

k m,0m

1 N

1n

subsubsymd0sub

2

sub2

sub

2

k

sub sub

) N/)k m(n2cos() N/Tf 2(J)n N(2 N N

1}|{|E

(3.22)

ở đây Nsub là số lượng sóng mang con và công suất ICI chuẩn hoá được biểu diễn như là2

k

2

k HE/E α trong đó2

k HE được định nghĩa như sau:

{ } )) N/nTf 2(J)n N( N( N

1HE

1 N

1n

subsymd0sub

2

sub2

sub

2

k

sub

∑−

=

π−+= (3.23)

Hình 3.18 Ảnh hưởng của ICI tới tỷ số tín hiệu trên nhiễu

22




Hình 3.19 thể hiện ICI đối với mỗi sóng mang con là khác nhau. Sóng mang trung tâm sẽ có công suấtICI hơn các sóng mang biên. Từ hình vẽ 3.20 ta thấy khi kích thước FFT tăng lên thì công suất ICI cũngtăng lên nhanh chóng. Do đó tăng kích thước FFT mặc dù sẽ tăng chiều dài ký hiệu và tất nhiên sẽ giảmđược ISI nhưng bù lại thì lại làm tăng ICI. Cho nên trong thực tế cần lựa chọn kích thước FFT hợp lý.Chương 5 sẽ giới thiệu kỹ hơn về tương quan giữa kích thước FFT và số lượng sóng mang con dùng đểtruyền dữ liệu.

Hình 3.19 Công suất ICI chuẩn hoá đối với tín hiệu OFDM

Hình 3.20 Công suất ICI chuẩn hoá cho sóng mang contrung tâm

23




3.5.3 Cải thiện hiệu năng hệ thống truyền dẫn trên cơ sở kết hợp mã hoá Gray

Các ảnh hưởng

Tạp âm tồn tại trong toàn bộ hệ thống truyền thông. Nguồn tạp âm chính là tạp âm nhiệt nền, tạp âm

điện trong bộ khuếch đại phía thu. Ngoài ra tạp âm được tạo ra trong nội bộ hệ thống như ISI, ICI vàIMD. Chúng làm giảm SNR và làm giảm hiệu quả phổ tần của hệ thống. Vì thế cần phải nghiên cứu ảnhhưởng của tạp âm đối với tỷ lệ lỗi truyền thông và hoà hợp giữa mức tạp âm và hiệu quả phổ tần.

Hầu hết tạp âm trong các hệ thống truyền thông vô tuyến đều được mô hình hoá AWGN. Tạp âm cùngvới nhiễu gây ra nhoè điểm vector phát tới máy thu và quay pha các vector này, từ đó gây lỗi dữ liệu doquyết định sai vector thu.

Giải pháp khắc phục

Một giải pháp là nếu tồn tại hai vector cạnh nhau chỉ khác nhau một bit thì khi quyết định sai chỉ xảy ralỗi một bit, đây chính là phương pháp mã hoá Gray.

Mã hoá Gray: là một phương pháp mà các điểm IQ cạnh nhau trong chòm sao sẽ chỉ khác nhau một bit.Mã hoá Gray cho phép tối ưu tỷ số lỗi bit và giảm xác suất lỗi nhiều bit xuất hiện trong một ký hiệu đơn.Thường tiến hành mã hoá Gray khi điều chế M-QAM hay M-PSK [3].

Phương trình (3.24) là chuỗi mã dưới dạng thập phân cho mã hoá Gray. Mã hoá Gray có thể sử dụng chotoàn bộ các sơ đồ điều chế PSK (QPSK, 8-PSK, 16-PSK,…) và QAM (16-QAM, 64-QAM, 256-QAM,…). Đối với QAM thì mỗi trục sẽ được ghép riêng sử dụng mã hoá Gray.

{ }{ }

{ }( ) ( ){ } N N N N

N

N

N1 N

3

2

1

21,,22,12,2G,2,,3,2,1GG

4,5,7,6,2,3,1,0G

2,3,1,0G

1,0G

+−−=

=

==

+

(3.24)

24




Bảng 3.2 Mã hoá Gray các bit nhị phân

Cơ số 10 Mã hóaGray

Cơ số 10 Mã hóaGray

0 0,0,0,0 8 1,1,0,0

1 0,0,0,1 9 1,1,0,1

2 0,0,1,1 10 1,1,1,1

3 0,0,1,0 11 1,1,1,0

4 0,1,1,0 12 1,0,1,0

5 0,1,1,1 13 1,0,1,1

6 0,1,0,1 14 1,0,0,1

7 0,1,0,0 15 1,0,0,0

Sơ đồ điều chế tín hiệu 16-QAM và 16-PSK sử dụng mã hoá Gray, được cho trong hình 3.21. Hình 3.22,3.23 minh hoạ sơ đồ IQ cho số trạng thái điều chế QAM và PSK khác nhau.

Hình 3.21 Sơ đồ IQ điều chế 16-QAM và 16-PSK sử dụng mã hoáGray

25




3.5.4 Giải pháp nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần của hệ thống truyền dẫn OFDM

Nguyên nhân

Phổ tín hiệu OFDM là phổ tổng hợp của các thành phần tần số sóng mang con, mà phổ tần của các sóngmang con có dạng sinc. Do đó phổ tổng hợp của chúng sẽ có đường bao bên chiếm một lượng băng tầnkhá lớn. Các đường bao bên này chính là các thành phần tần số ngoài băng (aliasing).

Biện pháp khắc phục

Tần số ngoài băng sẽ được loại bỏ khi dùng một bộ lọc băng thông, hoặc dùng khoảng bảo vệ cosin tăng.

Hình 3.22 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64-PSK và 128-PSK

Hình 3.23 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64 QAM và 1024-QAM

26




3.5.4.1 Phương pháp dùng bộ lọc băng thông

Tín hiệu OFDM trước khi truyền được lọc bằng bộ lọc băng thông để chặn các thành phần tần số ngoài băng. Quá trình cắt của bộ lọc rất gọn, điều này cho phép phân chia các khối tín hiệu OFDM, mà cáckhối này được xếp rất gần nhau trong miền tần số, kết quả sẽ cải thiện hiệu quả phổ tần. Nhưng sự lọcrất khít này sẽ giảm SNR và phải quan tâm những ảnh hưởng của nó khi thiết kế một hệ thống OFDM.

Bộ lọc băng thông sẽ loại bỏ đường bao bên của phổ tín hiệu OFDM. Số lượng đường bao bên bị loại bỏ phụ thuộc vào hình dạng của bộ lọc (hình dạng cửa sổ lọc). Trong đồ án thường dùng cửa sổ Kaiser đểchặn các thành phần tần số không mong muốn. Hàm cửa sổ Kaiser được định nghĩa:

( )( )

≠

−≤

β

−−β

=

0

2

1 Nn

I

1 N

n21I

nW

0

2

0

(3.25)

Trong đó: I0(x) là hàm bessel loại một, bậc 0. β là tham số dùng để điều khiển dạng chóp hai phía cửa sổ, N là kích thước bộ lọc . Hàm bessel được xác định:

( )( )

∑=

<

+=

L

1k

2k

0 25L,!k

2x

1xI (3.26)

Tham số β được xác định dựa trên yêu cầu về độ suy giảm trong dải chắn:

( )( ) ( )

<α

≥α≥−α+−α>α−α

=β

21,0

2150,2107886.0215842.0

50,7.81102.04.0

(3.27)

Trong đó α là tham số xác định chiều cao đường bao bên (sidelobe) của bộ lọc FIR.

Tham số tác động đến sự suy giảm đường bao bên của biến đổi FFT của bộ lọc. Khi tăng thì biên độ đường bao bên sẽ giảm.

Hiệu năng của bộ lọc được xác định bởi ba tham số chính:

Biên độ đường bao bên β

Độ rộng quá độ

Số lượng nhánh

Độ rộng quá độ được chuẩn hoá theo số lượng nhánh của bộ lọc như sau:

s

t

t f N

wf = (3.28)

Trong đó wt là độ rộng của hàm cửa sổ, N là số lượng nhánh bộ lọc, f s là tốc độ lấy mẫu (Hz).

Số lượng nhánh của bộ lọc FIR được xác định theo công thức:

27




=

t

IFFTttap

f

Nwceil N (3.29)

Trong đó: NIFFT là số lượng điểm lấy FFT, hàm ceil(x) xem mục 6.2.2

Hình 3.24 minh hoạ đặc tuyến của bộ lọc dùng cửa sổ Kaiser với các giá trị f t khác nhau, ta thấy f t càngnhỏ thì tác dụng cắt càng hiệu quả.

Hình 3.25 minh hoạ cấu trúc của một cửa sổ Kaiser với tham số ,10=β và ,50=β Ta thấy dạng cửasổ Kaiser rất gọn do đó hiệu quả cắt gọn phổ tín hiệu sẽ rất cao, trong thực tế thường dùng cửa sổ Kaiser hoặc Hamming.

Phổ rời rạc của tín hiệu OFDM trong miền thời gian được ước tính như sau:

( ) ( ) ( )( )( ) L1010 W2

Nlog20tw.tsFFTlog20sP +

−= (3.20)

Trong đó s(t) là tín hiệu OFDM trong miền thời gian, w(t) là hàm cửa sổ sử dụng, WL là giá trị suy giảmcủa hàm cửa sổ, N là số lượng mẫu trong s(t), P(s) là phổ công suất tính theo dB. N = kích thước FFT +

Hình 3.24 Đặc tuyến bộ lọc dùng cửa sổ Kaiser với f t= 0.2

Hz,

f t= 0.4 Hz, β = 3.4, [sim_filter.m]

Hình 3.25 Cấu trúc của cửa sổ Kaiser với , và ,

[sim_kaier_window.m]

28




Kích thước khoảng bảo vệ. Hình 3.26 là phổ của tín hiệu OFDM với 52 sóng mang (chuẩn HiperLAN/2)và 1536 sóng mang (chuẩn DAB mode I).

Bộ lọc loại bỏ hầu như toàn bộ các đường bao bên. Tuy nhiên nếu chọn giá trị độ rộng của cửa sổ quánhỏ (cửa sổ quá hẹp) thì bộ lọc sẽ cắt đáng kể năng lượng của các sóng mang ngoài cùng và gây méo

hình dạng phổ của chúng, đây là nguyên nhân gây ICI do dùng bộ lọc. Hình 3.28 là một trường hợp nhưvậy.

Hình 3.26 Phổ của tín hiệu OFDM 52 sóng mang (a) và 1536sóng mang con (b), không dùng bộ lọc,

[sim_ofdm_spectrum.m]

(a) (b)

(a)Hình 3.27 Phổ tín hiệu OFDM 52 sóng mang không dùng bộ lọc (a) và

dùng bộ lọc với cửa sổ Kaiser với (b)

(b)

29




Hình 3.29 chỉ ra hiệu năng của một hệ thống OFDM tương ứng theo chuẩn HiperLAN2 hayIEEE802.11a. Trong trường hợp này sử dụng 52 sóng mang con, và khoảng thời gian bảo vệ là 20%

chiều dài ký hiệu. SNR thay đổi theo số lượng sóng mang con khi bộ lọc gây méo đáp ứng với hầu hếtcác sóng mang con rìa. Sơ đồ điều chế cao nhất được sử dụng trong hệ thống HiperLAN2 vàIEEE802.11a là 64-QAM, và sơ đồ này yêu cầu SNR lớn hơn 26 dB. Chúng ta có thể thấy kết quả tronghình 3.29 khi SNR thực vượt quá 26 dB đối với toàn bộ các sóng mang thậm trí khi sử dụng bộ lọc băngthông rất sắc cạnh và đặc tuyến cắt trong phạm vi một nửa khoảng cách sóng mang con [8].

0

Hình 3.28 Phổ tín hiệu OFDM 52 sóng mang, dùng bộ lọcvới cửa sổ Kaiser với

30




Trong đó: carr.cutoff, là độ rộng quá độ f t của bộ lọc. Trong hình 3.29 (a) và 3.29 (b) thì f t thay đổi t ừ0.5 -10 khoảng cách sóng mang con.

Dựa trên kết quả trong hình 3.29 ta thấy khi độ rộng quá độ tăng thì SNR của tín hiệu sẽ giảm, đây cũngchính là một nhược điểm chính của bộ lọc băng thông. Cho nên ta cần dung hoà giữa đặc tuyến cắt của

bộ lọc và SNR yêu cầu. Tuy nhiên bộ lọc băng thông có ưu điểm chính là cho phép loại bỏ đường bao bên của tín hiệu OFDM và giảm băng tần thực của hệ thống, điều này sẽ cải thiện hiệu quả phổ tần.

3.5.4.2 Phương pháp dùng khoảng bảo vệ cosin tăng

Một trong những phương pháp đơn giản nhất để loại bỏ đường bao bên của phổ tín hiệu OFDM là làmdốc khoảng bảo vệ, ép nhọn nó đến ‘0’ trước ký hiệu tiếp theo. Sự ép nhọn khoảng chuyển giao giữa cácký hiệu sẽ giảm công suất đường bao bên.

Hình 3.30 minh hoạ cách tạo một ký hiệu OFDM dùng khoảng bảo vệ cosin tăng (RC). Khoảng bảo vệ

này do được lấy cửa sổ với hình dạng một hàm cosin bình phương (cos(θ)2) vì thế mà có tên là cosintăng.

Phần cosin tăng của khoảng bảo vệ có thể chồng lấn lên ký hiệu trước và sau vì phần này chỉ tạo ra sự bảo vệ nhỏ chống lại đa đường và lỗi định thời. Tính chất giảm dần đến ‘0’ của RC làm ISI do nó gây rasẽ rất thấp, mặt khác khoảng bảo vệ RC rất nhỏ và sẽ được bỏ qua tại phía thu.

Tính chồng lấn giúp tạo khoảng bảo vệ RC hai phía ký hiệu mà không tăng thêm thời gian ký hiệu. Hình3.31 thể hiện hai ký hiệu OFDM có khoảng bảo vệ RC chồng lấn.

Hình 3.29 SNR của mỗi sóng mang con của tín hiệu

OFDM khi sử dụng bộ lọc

Hình 3.30 Cấu trúc của khoảng bảo vệ RC

31




Chiều dài khoảng bảo vệ RC được xác định theo phần trăm của phần phẳng của ký hiệu OFDM, đó là:

%TT

T100RC

GFFFT

GRC

+= (3.21)

Trong đó RC là phần trăm cosin tăng, T GRC là chiều dài của khoảng bảo vệ RC, TFFT là chiều dài của phần FFT của ký hiệu và TGF là chiều dài của phần khoảng bảo vệ phẳng. Bảng 3.3 sẽ giới thiệu cáctham số RC theo chuẩn IEEE 802.11a.

Bảng 3.3 Tham số khoảng bảo vệ RC của IEEE802.11a

Tham số Ký hiệu Giá trị

Thời gian FFT TFFT 3.2 s µ

Khoảng bảo vệ RC TGRC 100 ns

Khoảng bảo vệ tổng TG = TGRC + TGF 800 ns

Khoảng bảo vệ phẳng TGF = TG - TGRC 700 ns

Từ bảng 3.2 ta tính được phần RC là:

%56.23200700

100100RC =

+=

Ảnh hưởng của phần cosin tăng khi thêm vào ký hiệu OFDM được mô phỏng để xác định mức độ tần sốngoài băng. Hình 3.32, hình 3.33 và 3.34 minh hoạ phổ của tín hiệu OFDM với khoảng bảo vệ RC thayđổi [8].

Hình 3.31 Đường bao ký hiệu OFDM với một khoảng bảo vệphẳng và một khoảng bảo vệ RC chồng lấn

32




Hình 3.32 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 20

sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi

Hình 3.33 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 100sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi

Hình 3.34 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 4000sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi

33




Xuất hiện sự khác nhau giữa biên độ của các đường bao bên khi không dùng hoặc dùng một khoảng bảovệ cosin tăng nhỏ. Mô phỏng cũng chỉ ra rằng số lượng sóng mang con tăng từ 20 (hình 3.32) đến 4000(hình 3.34) thì biên độ của đường bao bên (cách biên phổ là 200 khoảng cách sóng mang con) sẽ tănglên 8 dB.

Mặc dù khi RC tăng, tần số ngoài băng suy giảm nhiều tuy nhiên băng tần tín hiệu OFDM vẫn khá rộng:Theo HiperLAN/2, dùng 52 sóng mang con, khoảng cách sóng mang = 312.5 KHz. Do đó tại ngưỡngSNR = -40 dBc (công suất so sánh với công suất tín hiệu) đường bao bên sẽ cách biên phổ tín hiệu 30khoảng cách sóng mang.

Vì vậy băng tần tổng của hệ thống sẽ là ( ) 355.31252230 =×+× MHz, mà băng tần hệ thống

HiperLAN/2 chỉ có 20 MHz. Điều này cho thấy việc thêm vào khoảng bảo vệ RC là không đủ để giảmđường bao bên đáng kể vì thế cần phải dùng thêm bộ lọc băng thông.

3.6 Kết luận

Trong chương này đã nghiên cứu những nguyên lý hoạt động cơ bản của OFDM, phân tích các phần tử

của mô hình và các thông số đặc trưng cùng dung lượng hệ thống OFDM, phân tích hiệu quả phổ tầnvượt trội của OFDM, phân tích sự cần thiết của khoảng bảo vệ trong việc chống lại ISI do trải trễ đađường của kênh, phân tích ảnh hưởng của ICI đến hiệu năng của hệ thống OFDM. Mặt khác, chứngminh hiệu quả sử dụng bộ lọc băng thông trong việc tiết kiệm phổ tần hệ thống, nghiên cứu hiệu năngcủa OFDM sử dụng các sơ đồ điều chế sóng mang con khác nhau M-PSK, M-QAM trong kênh AWGNvà kênh pha đinh Rayleigh.

34




Chương 4.Ước tính chất lượng kênh và cân bằng kênh

4.1 Giới thiệu

Thích ứng các thông số điều chế trong miền thời gian M-QAM và các thông số của OFDM theo thôngsố của kênh pha đinh để có được hiệu năng QoS (BER) và thông lượng truyền dẫn cao nhất. Thì trướchết ta phải biết được thông số đặc trưng của kênh liên quan đến hiệu năng hệ thống. Vì vậy cần phải cócác giải pháp ước tính chất lượng kênh, các thông số ước tính này làm cơ sở cho thích ứng. Theo đóchương này đồ án đề cập một số phương pháp ước tính chất lượng kênh và cân bằng kênh.

4.2 Ước tính kênh bằng PSAM

Trong phần này sẽ đề cập kỹ thuật ước tính kênh dựa trên phương pháp chèn thêm ký hiệu hoa tiêu ở phía phát. Phương pháp này được gọi là PSAM (Pilot Symbol Assited Modulation). Trong PSAM, mộtký hiệu hoa tiêu biết trước được ghép xen với dữ liệu phát trong miền thời gian. Cấu trúc một khung dữliệu có chèn ký hiệu hoa tiêu được cho trong hình 4.1. Hai tham số quan trọng ảnh hưởng tới kỹ thuậtước tính kênh là trải trễ và trải Doppler.

Các ký hiệu hoa tiêu được định kỳ chèn vào chuỗi thông tin trước khi tạo dạng xung. Mục đích của kýhiệu hoa tiêu là máy thu có thể ước tính được giá trị kênh tại thời điểm truyền ký hiệu này. Với giá trịcác ký hiệu hoa tiêu thu được tại phía thu và sử dụng phương pháp nội suy thích hợp có thể xác địnhđược giá trị kênh hiện thời.

Áp dụng định lý lấy mẫu Nyquist, ta được quan hệ yêu cầu giữa tần số Doppler f d và chu kỳ ký hiệu vàđộ dài khung N (khoảng cách giữa các ký hiệu hoa tiêu ).

N2

1Tf sd ≤ (4.1)

Tín hiệu x(t) khi truyền qua kênh có đáp ứng xung kim h(t) thì tín hiệu tại đầu ra của kênh sẽ là:

( ) ( ) ( ) ( )tntctxtr +∗= (4.2)

Trong đó ( )tc là đáp ứng kênh bị méo do pha đinh, n(t) là tạp âm Gaussian trắng cộng có trung bình 0,

dấu∗ biểu thị tích chập. Các đại lượng có thể là thực hoặc phức do tính chất của các sơ đồ điều chế. Córất nhiều phương pháp nội suy giá trị kênh, tuy nhiên đồ án giới thiệu ba loại chính đó là: nội suy Gauss,nội suy Wienner, nội suy FFT.

35




4.2.1 Nội suy Gauss

Nội suy Gauss là phương pháp nội suy đơn giản nhất. Thay đổi pha đinh được ước tính tại

FT N

mk t

+= , giá trị kênh nội suy tại các thời điểm này được xác định như sau:

( )[ ]∑−=

+

=

+

1

1i

Fk F Tik C N

mQT

N

mk C (4.3)

Trong đó TF là thời gian khung; ( )1 N,2,1,0m −= , N là độ dài khung. Các thừa số trọng số cho

nội suy Gauss bậc hai được xác định như sau:

−

=

− N

m

N

m

2

1

N

mQ

2

1 (4.4)

2

0 N

m1

N

mQ

−=

(4.5)

+

=

N

m

N

m

2

1

N

mQ

2

1 (4.6)

Trong trường hợp nội suy bậc 0, các thừa số trọng số được xác định như sau:

0 N

mQ 1 =

− (4.7)

−=

N

m1

N

mQ 0 (4.8)

−

=

N

1m

N

mQ1 (4.9)

4.2.2 Nội suy FFT

Giải thuật FFT thực hiện bằng cách nhận N điểm số liệu đầu vào và chuyển đổi chúng sang miền tần số bằng cách dùng FFT (biến đổi Fourier nhanh).

EMBED Visio.Drawing.11

36




Số liệu ước tính đầu vào bộ ước tính kênh FFT là tỷ số giữa các ký hiệu hoa tiêu thu và các ký hiệu hoatiêu biết trước. Hệ số này cho ta đo méo mà ký hiệu hoa tiêu gặp phải do pha đinh phẳng. Tập các hệ sốnày tạo nên vector đầu vào FFT. Sau đó ta thực hiện FFT vector này.

( ) ( ) 1 N2,,1,0n,

N

nl jexplgnG p

1 N2

0l p

p

−=

π−=

∑

−

=

(4.10)

Trong đó 2N p là số kỳ hiệu hoa tiêu dùng để ước tính kênh, g(l) là vector các mẫu kênh nhận được từ phép chia các ký hiệu hoa tiêu nhận được cho các ký hiệu hoa tiêu đã biết trước. Quá trình này cho tamột vector các mẫu kênh trong miền tần số. Để thu được các giá trị kênh ước tính trong miền thời gianta có thể thực hiện ngay biến đổi IFFT (biến đổi Fourier ngược nhanh). Tuy nhiên nếu làm như vậy sẽtạo ra hiệu ứng biên trong đường bao kênh làm giá trị kênh ước tính không chính xác. Sở dĩ có điều nàydo kích cỡ của khối sử dụng FFT có hạn, điều này sẽ tạo ra các thành phần dò. Để tránh hiệu ứng này tacần đảm bảo độ rộng khoảng thời gian của g(l) bằng bội số nguyên lần của 1/f d. Do đó để tạo tính chínhxác cho ước tính phải tiến hành chèn 0 trong miền tần số, sau đó cắt bỏ phần này trong miền thời gian.Vậy giá trị G(n) sau khi chèn sẽ là:

( )

( )

( )

( )( ) ( )

−≤≤−−−

−−≤≤

−≤≤

=′

1 N N2m1 N2 N1 N N2m NG

11 N2 Nm N0

1 Nm0m NG

mG

p p p

p p

p

(4.11)

Trong đó N là hệ số chèn, ( )mG′ được coi là tuần hoàn, nghĩa là:

( ) ,2,1,0r ,mGr NN2mG p ±±=′=+′ (4.12)

N và N p đều là hàm mũ của 2 để có thể sử dụng được FFT và IFFT. Nếu phương trình (4.1) được thoả

mãn thì G(n) sẽ có tất cả các thành phần của kênh pha đinh và khi n = N p thì ( ) 0mG =′ . Từ đó có thể

nội suy từ 2N p ký hiệu bằng cách chèn ‘0’ thành 2NN p ký hiệu.

Sau đó biến đổi IFFT cho các mẫu kênh trong miền tần số để chuyển chúng sang miền thời gian. Quátrình này sẽ được thực hiện như sau:

( ) ( ) 1 NN,,1,0k , NN

mk 2 jexpnG

NN

1k c p

p

1 NN

0n p

p

−=

π′= ∑−

=

(4.13)

4.2.3 Nội suy Wienner

Giả sử r(iN) là vectơ cột được hình thành từ các ký hiệu hoa tiêu thu chia cho các ký hiệu hoa tiêu biếttrước. Vectơ này cho ta méo ước tính trong các ký hiệu hoa tiêu tại máy thu. Để đánh giá các hệ số méođối với các ký hiệu số liệu, ta tính vectơ hệ số h(k) thỏa mãn phương trình Wienner-Hopf .

Rh(k) w(k)=(4.14)

Trong đó w(k) và R là hàm tự tương quan ước tính của tín hiệu thu và hàm tương quan giữa tín hiệu thuvà số liệu được tính như sau:

( ) ( ) ( )( )ik ci

NTk iR lq

ql Nnk w δ+−

+

−γ =

(4.15)Trong đó q là tỷ số công suất hoa tiêu và công suất số liệu, γ là tỷ số năng lượng bit và công suất tạp âm,và

37




ik

÷δ = ÷ ÷

1 0 0

0 1 0

0 0 1

(4.16)

Hàm tự tương quan của tín hiệu thu là:

( )( ) NTk iR lq

q

b

l NnR cik −

+

−γ =

(4.17)

Trong đó ( )τcR là phiên bản chuẩn hóa hàm tự tương quan của độ lợi phức kênh, được xác định như

sau:

( ) ( ) ( )τπτπ=τd0dcf 2Jf 2 jexpR (4.18)

Trong đó f d là tần số Doppler cực đại. Vectơ hệ số h được tính toán để thỏa mãn phương trình Wiener-Hopf. Bộ lọc Wiener đòi hỏi thông tin trước về tần số Doppler và tỷ số tín hiệu trên tạp âm để đánh giá

kênh pha đinh.

4.3 Kỹ thuật cân bằng đáp ứng kênh

Trong hệ thống truyền dẫn vô tuyến số thì biên độ và pha tín hiệu sẽ bị méo do đặc tính phân tán củakênh. Tính chất này gây ra ISI cho ký hiệu thu, tuy nhiên có thể khôi phục những tín hiệu như vậy nếuchúng bị méo tuyến tính bằng cách dùng một bộ cân bằng. Có nhiều kỹ thuật cân bằng khác nhau như:ZF (cưỡng bức ‘0’), LMSE (trung bình lỗi bình phương tuyến tính), DFE (phản hồi quyết định). Hìnhdưới đây chỉ ra sơ đồ hệ thống truyền dẫn sử dụng bộ cân bằng:

Trong đó H(f), C(f) là hàm truyền đạt của kênh và của bộ cân bằng, s(k), và ( )k s là tín hiệu phát và tín

hiệu sau cân bằng.

4.3.1 Bộ cân bằng cưỡng bức không

Bộ cân bằng ZF được thiết kế và được tối ưu bằng cách sử dụng tiêu chuẩn cưỡng bức về không (ZF),tức là buộc tất cả các đóng góp xung kim của phía phát, kênh và bộ cân bằng đều bằng 0 tại các thờiđiểm truyền dẫn nT ( 0≠n ), trong đó T là khoảng thời gian truyền dẫn. Nhờ tính chất này mà ZF đảm

bảo ISI xấp xỉ bằng 0. Trong miền tần số ZF được miêu tả bằng quan hệ:

( ) ( ) 1f Cf H = (4.19)

Hay ( )( )f H

1f C = (4.20)

Vì thế bộ cân bằng trở thành bộ lọc FIR (đáp ứng xung kim hữu hạn). Phân tích bộ lọc dựa trên nghiêncứu MSE được cho bởi:

38




( ) ( ) ( ) 22k sssEk eE −= (4.21)

( ) ( ) ( )k sssk e −= (4.22)

Trong đó ( )[ ]⋅E là giá trị lấy kỳ vọng của (.) và e đại diện cho giá trị lỗi tín hiệu tại phía thu. Mặt khác:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )k ck nk ck hk sk s ∗+∗∗= (4.23)Trong miền tần số sẽ là:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )f Cf Nf Cf Hf Sf S += (4.24)

Thay (4.19) vào (4.24) ta được:

( ) ( ) ( ) ( )( )( )

( )f Ef H

f Nf Cf Nf Sf S ===− (4.25)

Trong đó E(f) là biến đổi Fourier của e(k). E(f) là mật độ công suất tín hiệu lỗi, sử dụng định lý Parsevalta có sai lỗi trung bình bình phương trong miền thời gian sẽ là:

[ ] ( )( )

( )df

f H

f NTdf f ETeE

T2

1

T2

1

2

2T2

1

T2

1

22 ∫ ∫ −−

== (4.26)

Nếu N(f) là mật độ phổ công suất hai phía N0/2 thì:

[ ]( )

df

f H

1

2

TNeE

T2

1

T21

2

02 ∫ −

= (4.27)

Ưu điểm của bộ cân bằng ZF là bù đáp ứng kênh tại vị ví đáp ứng kênh bị suy giảm, tuy nhiên cả tínhiệu và tạp âm đều được tăng cường vì vậy sẽ giảm hiệu năng của bộ cân bằng. MSE đầu ra bộ cân bằngchỉ gồm có nhiễu do đó hoàn toàn loại bỏ ảnh hưởng của ISI. Vì thế mà MSE đầu ra bộ cân bằng có thểdùng để đo mức tạp âm gây ra bởi bộ cân bằng. Một vấn đề nữa là nếu đáp ứng của kênh có điểm ‘0’ thìtại đó MSE sẽ vô cùng, làm cho bộ cân bằng không tin cậy nữa. Để khắc phục hạn chế này sẽ dùng mộtkỹ thuật cân bằng là LMSE.

4.3.2 Bộ cân bằng bình phương lỗi trung bình tuyến tính LMSE

39




Trong đó nk C,r tương ứng là tín hiệu thu và tham số bộ cân bằng. Bộ cân bằng gồm 2N+1 nhánh,

đước đánh thứ tự từ 1 NC+− đến 1 NC − và C0 là nhánh trung tâm của bộ cân bằng. Có thể tính toán

các hệ số của bộ cân bằng theo hai cách: Cách thứ nhất tính Cm bằng cách đặt MSE trong (4.21) bằng ‘0’và sau đó giải phương trình này. Cách thứ hai dựa trên hoạt động trực giao, khi coi rằng lỗi dư của bộcân bằng trực giao với tín hiệu đầu vào bộ cân bằng, vì thế ta có:

0r eE *

lk k =+ (4.28)

Từ hình 4.4, tín hiệu sau khi cân bằng sẽ là:

( )∑−

−−=

+=1 N

1 Nm

mk mk r Cs (4.29)

Tín hiệu thu sẽ là:

k

1L

0i

ik ik nshr c

+= ∑−

=

− (4.30)

Trong đó hi là CIR nhánh thứ i, Lc là chiều dài CIR. Sử dụng phương trình (4.21), (4.22) và (4.30) ta có:

[ ] ( )

( ) ( )( )

++−

+=

∑ ∑ ∑

∑−

−−=

−

=

−

=+−++−+

−

=+−++

1 N

1 Nm

1L

0 j

1L

0i

*

lk

*

ilk

*

imk jmk jm

1L

0i

*

lk

*

ilk

*

ik

*

lk k

c c

c

nshnshCE

nshsEr eE

(4.31)

Giả sử các bit phát là dừng theo nghĩa rộng, khi đó:

[ ]

≠

=σ=

ji0

jissE

2

s*

ji(4.32)

Trong đó 2

sσ là công suất phát tín hiệu, vì tạp âm không tương quan nên ta có:

[ ]

≠

=

= ji0

ji N

nnE

0*

ji(4.33)

Thay (4.32) và (4.33) vào tổng thứ nhất của vế phải (4.31) sẽ được:

( ) *l

2s

1L

0i

*lk

*ilk

*ik hnshsE

c

σ=

+∑

−

=+−+ (4.34)

Phần tổng thứ hai của vế phải (4.31) với cách tính tương tự sẽ được:

40




( ) ( )( )

[ ]( )

∑ ∑

∑ ∑ ∑−

−−=

−

=

−−+

−

−−=

−

=

−

=+−++−+

δ+σ

=

++

1 N

1 Nm

1L

1i

lm0

2

slim

*

im

1 N

1 Nm

1L

0 j

1L

0i

*

lk

*

ilk

*

imk jmk jm

c

c c

NhhC

nshnshCE

(4.35)

Trong đó δlà hàm delta dirac. Khi thay phương trình (4.34) và (4.35) vào (4.31) ta được:

[ ]( )

*

l

2

s

1 N

1 Nm

1L

1i

lm0

2

slim

*

im h NhhCc

σ=δ+σ∑ ∑−

−−=

−

=−−+ (4.36)

Phương trình (4.36) tạo thành 2N-1 phương trình tuyến tính. Giải các phương trình này sẽ thu được cáctham số bộ lọc tối ưu theo chuẩn MSE.

Lỗi MMSE được xác định thông qua các tham số của CIR và bộ cân bằng theo phương trình:

( )

−σ= ∑

−

−−=

1 N

1 Nmmm

2

S hC1MMSE (4.37)

Để hiểu rõ hoạt động của MSE ta hãy thực hiện tính toán các giá trị của bộ cân bằng trong miền tần sốnhư sau:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )[ ] ( ) ( )f Cf Nf Cf H1f Sf Sf Sf E −−=−= (4.38)

Trong đó ( )2

Nf N 02 = , ( ) 2

s

2f S σ= , với 2

sσ là công suất phát tín hiệu, giả thiết rằng tạp âm và tín

hiệu không tương quan với nhau, vì thế ta có:

( ) ( ) ( ) ( ) 2022

s

2f C

2

Nf Cf H1f E +−σ= (4.39)

Ước tính bình phương của phương trình trên ta được:

( ) ( ) ( ) ( )( ) ( )

2

s

02

0

2

s

02

02

s

22

2

Nf H

1

2

N

2

Nf H

f Hf C

2

Nf Hf E

σ+

+

σ+

−

+σ=

∗

(4.40)

Từ (4.26) dễ dàng thấy để ( ) 2eE cực tiểu thì thành phần thứ nhất của (4.40) phải = 0 do đó ta sẽ tính

được hệ số cân bằng tối ưu như sau:

( )( )

( )2

s

02opt

2

Nf H

f Hf C

σ+

=∗

(4.41)

Thay (4.41) vào (4.42) ta có lỗi trung bình bình phương cực tiểu là:

[ ] ( )

( )df

2

Nf H

f H

2

TNeE

T2

1

T2

1

2s

02

2

02 ∫ −

σ+

= (4.42)

41




4.4 Kết luận

Ước tính và cân bằng kênh luôn là một kỹ thuật vô cùng quan trọng trong các hệ thống truyền dẫn vôtuyến trước đây. Thực hiện ước tính kênh chính xác sẽ xác định được trạng thái kênh hiện thời và điềunày sẽ quyết định thành công của các giải pháp cân bằng kênh và các công nghệ điều chế thích ứng. Kỹ

thuật cân bằng kênh giúp hạn chế ảnh hưởng của kênh pha đinh lựa chọn tần số, và hiệu ứng đa đườngcủa kênh vô tuyến, khi điều này là nguyên nhân chính hạn chế tốc độ và hiệu năng truyền dẫn. Trongchương này đã trình bầy phương pháp ước tính kênh bằng PSAM và giải thuật ước tính kênh FFT, nộisuy Gauss và nội suy Wienner đồng thời giới thiệu các bộ cân bằng: cân bằng cưỡng bức '0', cân bằnglỗi trung bình bình phương tuyến tính LMSE. Tuy nhiên OFDM là một công nghệ cho phép hạn chế cácảnh hưởng bất lợi của kênh: Giảm tốc độ ký hiệu phát (cho phép hạn chế ảnh hưởng của kênh pha đinhlựa chọn tần số, chuyển các ảnh hưởng của kênh pha đinh lựa chọn tần số thành kênh pha đinh phẳng),thêm khoảng thời gian bảo vệ (cho phép giảm thiểu tác động của hiệu ứng đa đường, giảm ISI). Chính vìđiều này mà các kỹ thuật ước tính và cân bằng kênh thực hiện trong các hệ thống truyền dẫn OFDM sẽđơn giản hơn các hệ thống truyền dẫn thông thường rất nhiều.

Chương 5.Điều chế OFDM thích ứng

5.1 Giới thiệu

Kênh vô tuyến thay đổi ngẫu nhiên theo thời gian, điều này làm giới hạn hiệu năng truyền dẫn và thônglượng của các hệ thống truyền thông vô tuyến. Điều chế thích ứng (AM) được sử dụng để thích ứngđộng tham số điều chế ứng với các thông số tức thời của kênh, nhằm mục đích đảm bảo chất lượngtruyền dẫn và tăng thông lượng. Rõ ràng, điều chế thích ứng sẽ giải quyết những bất lợi của kênh vôtuyến.

42




Điều chế thích ứng rất khác so với điều chế truyền thống. Trong điều chế truyền thống thì công nghệđiều chế cơ bản được nghiên cứu và kết hợp với công nghệ mới hoặc được cải tiến. Tuy nhiên đối vớiđiều chế thích ứng thì nó đòi hỏi cần nghiên cứu các mối quan hệ nội bộ giữa các tham số điều chế cũngnhư các tham số kênh và quan hệ giữa chúng. Vì thế, để xây dựng một thuật toán điều chế thích ứng hiệuquả thì trước tiên phải hiểu biết về các mối quan hệ này. Sau đó sẽ thiết lập tiêu chuẩn cho các thuật toán

điều chế thích ứng để quyết định thay đổi các tham số điều chế như thế nào.Rất nhiều công việc phải thực hiện đối với điều chế thích ứng. Tuy nhiên, đồ án sẽ không chỉ dừng lại ở những hoạch định hay công việc mang tính thủ tục về điều chế thích ứng. Trong chương này sẽ trình bầykhái niệm, quá trình phát triển, chiến lược và thủ tục thực hiện của điều chế thích ứng OFDM. Trướctiên sẽ mô tả một quá trình phát triển 3 tầng, kế hoạch và thủ tục làm việc cho các thuật toán điều chếthích ứng. Sau đó đặt ra yêu cầu cho các thuật toán thích ứng, như là thông lượng cho hệ thống OFDM.

Nghiên cứu ảnh hưởng của các tham số điều chế lên chất lượng của hệ thống OFDM. Sau đó lựa chọnmột thuật toán tối ưu cho mô phỏng. Cuối cùng dựa trên kết quả mô phỏng đồ án sẽ phân tích hiệu năngcủa hệ thống trong trường hợp dùng và không dùng thuật toán thích ứng.

Tổng quan điều chế thích ứng

Với những tiến bộ của truyền thông vô tuyến thì các thuật toán điều chế thích ứng ngày càng trở nên hấpdẫn do tính linh hoạt, hiệu quả trong sử dụng phổ tần và thông lượng lớn, tạo nên chất lượng truyền dẫncao. Các thuật toán thích ứng thay đổi giá trị của các tham số điều chế một cách động ứng với trạng tháitức thời của kênh. Khi kênh tốt các giá trị này sẽ thay đổi các tham số điều chế sao cho thu được thônglượng hệ thống lớn, khi kênh xấu khi này các giá trị sẽ điều khiển các tham số điều chế sao cho giảmthông lượng hệ thống để đảm bảo chất lượng truyền dẫn. Điều này tạo cho hệ thống linh hoạt và có thểsử dụng hiệu quả phổ tần, đảm bảo thông lượng truyền dẫn tốt nhất có thể đạt được.

Các hệ thống không dùng điều chế thích ứng sẽ sử dụng các tham số điều chế cố định để đảm bảo chấtlượng truyền dẫn tại trạng thái tồi nhất của kênh truyền, và hệ thống sẽ có thông lượng như nhau tại mọi

thời điểm. Tức là đã có sự dung hoà giữa chất lượng dịch vụ (QoS) và thông lượng truyền dẫn khi thiếtlập các tham số này. Rõ ràng sẽ không tối ưu với sự thay đổi của kênh khi thiết lập các tham số ứng vớitrường hợp tồi nhất của kênh, vì khi kênh tốt sẽ dẫn đến lãng phí hiệu quả phổ tần hệ thống. Điều chếthích ứng sẽ giải quyết các vấn đề tồn tại này. Thuật ngữ ‘wide-sense’ và ‘narrow-sense’ sẽ được giảithích thông qua sơ đồ sau:

43




Quá trình thích ứng sẽ tăng dần từ việc thích ứng trong việc lựa chọn các tham số điều chế trong nội bộmột phương pháp đa truy nhập (‘cảm biến hẹp’) cho đến thích ứng cấp cao hơn là lựa chọn giữa các

phương pháp đa truy nhập (‘cảm biến rộng’). Tuy nhiên đồ án chỉ tập trung vào ‘cảm biến hẹp’, tức làthích ứng trong nội bộ một hệ thống.

5.2 Mô hình hệ thống truyền dẫn điều chế thích ứng

5.2.1 Khái niệm cơ bản về điều chế thích ứng

Điều chế thích ứng chính là lựa chọn khuân dạng điều chế một cách động để thu được thông lượng tốiưu khi mức SNR thu biến đổi trong phạm vi rộng theo thời gian. Khái niệm cơ bản của điều chế thíchứng đó là cân bằng thời gian thực giữa dung lượng kênh và mức công suất phát, tốc độ ký hiệu phát,kích thước chòm sao, tỷ lệ mã, và sự liên quan giữa các tham số này.

Ứng với khái niệm trên sẽ có hai khía cạnh cần quan tâm (được chỉ ra trong hình 5.2) đó là tham số kênhvà tham số điều chế. Trong thuật toán điều chế thích ứng thì các tham số điều chế được xác định bởithuộc tính của kênh. Tức là các tham số điều chế sẽ là một hàm của các tham số kênh.

Tham số điều chế = f (tham số kênh).

Trong đó f(x) có nghĩa f là một hàm của x.

44




Trong thực tế thì các tham số kênh sẽ thay đổi do đó các tham số điều chế cũng sẽ thay đổi để thích ứng.Đây là lý do tại sao cần phải có các thuật toán thích ứng.

Nhiệm vụ của điều chế thích ứng đó là:

• Tạo ra chất lượng dịch vụ truyền dẫn (QoS) cao.

• Tạo thông lượng truyền dẫn cao.

Tuy nhiên trong đồ án sẽ thể hiện QoS ở dạng BER.

5.2.2 Kiến trúc của những hệ thống điều chế thích ứng

Hình vẽ cho thấy điều chế thích ứng được sử dụng để thay đổi các tham số điều chế theo trạng thái kênh.Để thực hiện điều này thì phía phát phải biết trạng thái kênh trước khi truyền dẫn, và thông tin về kênh

phải tuyệt đối chính xác. Phương pháp xác định trạng thái kênh còn được gọi là ước tính kênh. Có hai phương pháp ước tính kênh khác nhau, cách thứ nhất là phía phát nhận thông tin hồi tiếp về kênh từ phíathu, cách thứ hai là phía phát tự ước tính kênh. Tuy nhiên đồ án sẽ tập trung vào phương pháp thứ nhất.

Có một vấn đề là, trong thực tế bộ thu không biết trước các tham số điều chế tại phía phát do đó côngviệc ước tính kênh sẽ trở nên cực kỳ phức tạp và không thể thực hiện được trong phạm vi đồ án. Cho

45




nên để thuận tiện cho việc nghiên cứu thì một số tham số điều chế được thiết lập ở phía phát sẽ được biếttrước ở phía thu.

5.2.3 Nguyên tắc xây dựng giải thuật điều chế thích ứng

Sự khác nhau giữa hệ thống điều chế thích ứng và không thích ứng là: Thiết kế hệ thống không thích

ứng dựa trên điều kiện kênh thống kê trên một khoảng thời gian; các tham số điều chế của hệ thống đượcgán trước, chúng được giữ nguyên không thay đổi; trong khi hệ thống điều chế thích ứng dựa trên trạngthái tức thời của kênh, vì thế các tham số điều chế sẽ thay đổi dưới những điều kiện kênh khác nhau. Đểdùng hàm thích ứng thì một thuật toán điều chế thích ứng yêu cầu một vài luật để thay đổi các tham sốđiều chế. Hoạt động của các thuật toán thích ứng được xây dựng theo chuẩn nhằm mục đích tạo ra sự kếthợp tối ưu các giá trị tham số điều chế. Chúng được sử dụng một cách hiệu quả để mang lại chất lượngtruyền dẫn hoặc thông lượng tốt hơn. Thuật toán điều chế thích ứng được thực hiện qua các bước sau:

1. Liệt kê toàn bộ các tham số liên quan đến đặc tính kênh.

2. Liệt kê toàn bộ các tham số liên quan đến đặc tính điều chế.

3. Tìm ra mối quan hệ giữa các tham số liên quan đến đặc tính kênh.

4. Tìm ra mối quan hệ giữa các tham số liên quan đến đặc tính điều chế.

5. Tìm ra mối quan hệ giữa tập tham số kênh và tập tham số điều chế.

6. Sau đó xây dựng một cơ sở dữ liệu cho các quan hệ được mô tả ở trên cho các thuật toán điềuchế thích ứng, và sẽ cố gắng thể hiện quan hệ giữa QoS truyền dẫn và thông lượng với các tham số kênhvà tham số điều chế. Vì đối tượng của thuật toán là cải thiện QoS và thông lượng.

7. Nghiên cứu tính khả thi và lợi dụng mỗi sự thay đổi của các tham số điều chế. Nghiên cứu tínhkhả thi này tập trung vào hai khía cạnh: có sự khả thi để thay đổi các tham số này theo lý thuyết haykhông, và có thể lợi dụng sự thay đổi các tham số này hay không.

8. Xây dựng hoàn thiện thuật toán để thay đổi các tham số điều chế động tương ứng với các tham

số kênh.9. Đánh giá thuật toán điều chế thích ứng theo QoS và thông lượng dựa trên mô phỏng.

5.3 Xây dựng giải thuật thích ứng cho hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng

Cơ sở:

Thấy rõ, điều chế thích ứng cho phép tối ưu hoá hiệu năng hệ thống truyền tin: hiệu năng ở đây đượchiểu là chất lượng dịch vụ BER (QoS) và thông lượng truyền dẫn (BPS). Muốn vậy, cần phải thích ứngcác thông số điều chế theo chất lượng truyền của kênh một cách tức thì hay nói cách khác một khi biếtđược thông tin về trạng thái kênh ta hoàn toàn có thể xác định được các thông số điều chế thích hợp vớinó sao cho tối ưu hoá được hiệu năng truyền tin. Tồn tại nhiều cơ chế thích ứng như: mức điều chế, sơ

đồ điều chế, SNR phát, số lượng sóng mang, vị trí sóng mang, tỷ lệ mã, tốc độ trải phổ…Các thuật toánthích ứng này được xây dựng trên cơ sở làm thay đổi một hay một số các tham số điều chế...thích ứngvới trạng thái (điều kiện) của kênh.

Phân loại:

Dựa vào các thông số điều chế được chọn thích ứng với trạng thái kênh truyền một cách tức thì mà ta phân loại các cơ chế hay các thuật toán thích ứng khác nhau dưới đây đồ án trình bày một số giải thuậtthích ứng điển hình.

5.3.1 Thuật toán thích ứng theo SNR phát trên mỗi sóng mang con

Ý tưởng và giải pháp

Ảnh hưởng của kênh vô tuyến lên chất lượng truyền dẫn: Do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyếnnghĩa là hàm truyền đạt kênh truyền không bằng phẳng dẫn đến các thành phần tần số của tín hiệu tin

46




nằm trong khoảng lồi lõm của đặc tuyến hàm truyền đạt kênh bị thăng giáng tương ứng (pha đinh chọnlọc tần số, phân tập tần số gây ra). Hậu quả làm cho lỗi ký hiệu sau bộ quyết định dẫn đến BER tăng(giảm QoS).

Giải pháp khắc phục hiện tại:

Dùng các bộ cân bằng kênh và cân bằng kênh thích ứng trong vùng tần số song hiệu quả thấp vìmột khi tốc độ dữ liệu cao tính khả thi của các bộ cân bằng sẽ rất khó khăn ⇒ không thể san phẳng toàn bộ đáp ứng kênh.

Phương pháp làm tăng giảm SNR của các sóng mang con thích ứng theo các vùng tần số lồi lõmcủa hàm truyền đạt kênh nghĩa là sẽ tăng công suất phát cho các thành phần tần số của ký hiệu OFDMnếu chúng nằm trong khoảng lõm của đáp ứng kênh và ngược làm giảm công suất phát của các thành

phần tần số đó.

Giải pháp tăng hay giảm công suất đối với từng thành phần sóng mang con trong hệ thống OFDM rất phức tạp. Vì, thường quá trình thay đổi công suất được thực hiện sau khi đã điều chế sóng mang cao tần.Mà khi đã điều chế sóng mang cao tần, sẽ không thể tách từng thành phần tần số sóng mang con để

khuếch đại hay giảm công suất được. Do đó chỉ có thể tăng hoặc giảm năng lượng cho các thành phầntần số sóng mang con tại bộ điều chế sóng mang con (xem lại chương 3) bằng cách thay đổi tham số trải phổ cho từng thành phần sóng mang, xem [2]. Theo đó, tăng công suất bằng cách tăng giá trị của thamsố trải phổ và giảm công suất bằng cách giảm giá của trị tham số trải phổ. Tuy nhiên quá trình tính toánđể tìm ra SNR cho từng thành phần tần số phía thu rất phức tạp.

Thực hiện

Trước hết, ta phân tích tỷ số tín hiệu/(nhiễu và tạp âm) SINR tại phía thu trên cơ sở đó thiết lập SNR phát cho từng sóng mang. Nếu sử dụng bộ cân bằng MMSE tại phía thu, thì ký hiệu được khôi phục là:

iii v.Gs.GHd += (5.1)

Trong đó:

( ) 1

N

2

v

HHHHIHQQHHQG

−

σ+= (5.2)

Trong đó Q là ma trận tiền mã hóa, H là đáp ứng kênh xung kim, s i là tín hiệu phát trên sóng mang thứ i,vi là tạp âm trên sóng mang thứ i. SINR tại sóng mang con thứ k trong khối ký hiệu sẽ là:

∑≠

σ+σ

σ=

k m

2

m

H

k

2

mk

HH

k

2

v

2

k

H

k

2

k

k

GHQeeeGGe

GHQeeR SIN (5.3)

Trong đó ek là một vector cột với phần tử thứ k bằng ‘1’ và các phần tử còn lại bằng ‘0’, 2k σ là côngsuất tín hiệu trên sóng mang thứ k, 2

vσ là công suất tạp âm trên sóng mang thứ k. Nếu lấy 12

k =σ đối

với toàn bộ các giá trị k, và định nghĩa k

H

k eGg = và k k QeHq = , ta có:

( ) k

H

k k

HHH

k k

H

k

k

k

H

k k

H

k

gqqHHQQgggSNR

1

gqqgR SIN

−+=

(5.4)

Thay giá trị SINR tính được ở trên vào công thức tính BER ta có:

( )( ) ( )[ ]k

2

k

eR SIN.Q

MlogM114P γ −≈ (5.5)

47




Trong đó, đối với M-QAM thì1M

3

−=γ .

⇒ Vì thế đối với bất kỳ giá trị BER xác định nào ta cũng tính được giá trị SIRN k tương ứng theo (5.5),sau đó sẽ tính được giá trị SNR k phát.

( ) k Hk k

HHHk

k

k Hk k

Hk

k Hk

k

gqqHHQQgR SIN

gqqg

ggSNR

−−=

(5.6)

Một khi đã ước tính được giá trị SNR phát cho từng thành phần sóng mang thì dựa vào kết quả đó đểđiều khiển tham số trải phổ cho từng thành phần sóng mang.

Nhận xét:

Mặc dù phương pháp này thích ứng rất tốt đối với kênh pha đinh Rayleigh, tuy nhiên phương pháp nàyquá phức tạp và yêu cầu khối lượng xử lý lớn. Thực tế hay dùng phương pháp thích ứng theo mức điều

chế (hay số lượng bit phân bổ cho mỗi ký hiệu OFDM).

5.3.2 Thuật toán thích ứng dựa theo mức điều chế

Trong hệ thống OFDM dữ liệu trước khi điều chế ký hiệu OFDM đều được điều chế sóng mang con.Quá trình điều chế sóng mang con thực chất là quá trình chuyển mức các bit dữ liệu phát. Có các sơ đồđiều chế chuyển mức khác nhau được sử dụng trong hệ thống OFDM như: M-PSK, M-ASK, M-QAM.Tùy thuộc điều kiện kênh truyền hay yêu cầu tiết kiệm năng lượng mà ta sẽ chọn sơ đồ điều chế phùhợp. M-QAM có ưu điểm nổi bật là cấu tạo bộ thu đơn giản tuy nhiên tiêu tốn năng lượng phát nhiềuhơn các sơ đồ điều pha. Đối với M-PSK thì hoàn toàn ngược lại tiết kiệm năng lượng phát nhưng cấutrúc bộ thu rất phức tạp. Thông thường mức điều chế sẽ thích ứng dựa trên cơ sở BER phía thu (haySNR phía thu). Tuy nhiên với điều kiện kênh tồi thì thường lựa chọn sơ đồ BPSK. Dưới đây là các mức

SNR thu để điều khiển các mức điều chế [4].

Bảng 5.1 Điều khiển mức điều chế dựa trên các mức SNR thu

Mức SNR Không phát BPSK 4QAM 16QAM 64QAM

Dưới l1-k Không phát Không phát Không phát Không phát Không phát

l1-k đến l1 Không phát Không phát Không phát Không phát Không phát

l1 đến l1+k Không phát↓ Không phát↓ Không phát↓ Không phát↓ Không phát↓

l1+k đến l2-k BPSK BPSK BPSK BPSK BPSK

l2-k đến l2 BPSK BPSK BPSK BPSK BPSK

l2 đến l2+k BPSK↓ BPSK↓ BPSK↓ BPSK↓ BPSK↓

l2+k đến l3-k 4QAM 4QAM 4QAM 4QAM 4QAM

l3-k đến l3 4QAM 4QAM 4QAM 4QAM 4QAM

l3 đến l3+k 4QAM↓ 4QAM↓ 4QAM↓ 4QAM↓ 4QAM↓

48




Trong đó k là dải động điều khiển công suất, dải động càng cao thì vùng điều khiển công suất sẽ càng

lớn, thông thường k được thiết lập trong đoạn [0.5;1]. Các ngưỡng được ấn định như sau: 1l =-, 2l -

=8dB, 3l =14dB và l 4=20dB cho sơ đồ AQAM không bị chặn, trong đó số

liệu được truyền thường xuyên. Tương tự đối với sơ đồ AQAM có chặn,

các mức ngưỡng thích ứng là 1l =5dB, l 2=8dB, l 3=14dB, l 4=20dB,trong đó máy phát bị cấm khi công suất tức thời thấp hơn l 1. Ta coirằng tại máy thu, ước tính và bù trừ chất lượng kênh băng hẹp là hoànhảo. Mũi tên ↓ ký hiệu cho giảm công suất. Hình 5.4 sẽ diễn tả trực quan cơ chế thích ứng này:

BER hệ thống được xác định theo công thức[4].

BPSKFR ( ) , P γ γ = − ÷+ γ

0 5 11

(5.7)

QAMFR P ( ) , γ

γ = − ÷+ γ

4 0 5 12

(5.8)

QAMFR ( ) , , , P γ γ γ = − + − ÷ ÷+ γ + γ 16

90 5 0 5 1 0 5 110 10 9

(5.9)

QAMFR QAM QAM QAM( ) P P P P = + +64 64 1 64 2 64 3

1

3 (5.10)

trong đó:

QAMP , ,

, ,

γ γ = − + − ÷ ÷+ γ + γ

γ γ + − + − ÷ ÷+ γ + γ

64 1

1 90 5 1 0 5 1

4 42 42 9

25 490 5 1 0 5 142 25 42 49

(5.11)

Hình 5.4 Ngưỡng SNR chuyển mức cho cơ chế thích ứng theo sơ đồđiều chế

49




QAMP , ,

, ,

γ γ = − + − ÷ ÷+ γ + γ γ γ + − + − ÷ ÷+ γ + γ

64 2

1 90 5 1 0 5 1

2 42 42 9

25 490 25 1 0 25 1

42 25 42 49

(5.12)

QAMP ,

, ,

, ,

,

γ γ = − + − ÷ ÷+ γ + γ γ γ − − − − ÷ ÷+ γ + γ

γ γ + − + − ÷ ÷+ γ + γ γ − − ÷

+ γ

64 3

1 91 0 75 1

2 42 42 9

25 490 75 1 0 5 1

42 25 42 49

81 1210 5 1 0 25 1

42 81 42 121

1690 25 1

42 169

(5.13)

Trong đó ký hiệu FR thể hiện là tín hiệu truyền qua môi trường kênh pha đinh Rayleigh. Phương phápthích ứng này có ưu điểm là rất đơn giản chỉ cần so sánh SNR thu với SNR ngưỡng để quyết định sơ đồđiều chế phù hợp. Tuy nhiên với phương pháp này sẽ không tận dụng được những khoảng băng tần kênhcó đáp ứng tốt, vì ở những đoạn băng tần kênh này có thể cho phép mức điều chế cao hơn mức thiết lậpchung. Do đó để đảm bảo cho mức điều chế tối đa có thể có cho các thành phần sóng mang ít bị ảnhhưởng bởi kênh thì ta phải xây dựng thuật toán thích ứng dựa trên cơ chế chọn lọc sóng mang.

5.3.3 Thuật toán thích ứng dựa trên cơ chế chọn lọc sóng mang

Ý tưởng:

Do tính chất chọn lọc của đáp ứng kênh trong miền tần số và miền thời gian nghĩa là pha đinh chọn lọctần số và pha đinh chọn lọc thời gian hay nói cách khác đáp ứng kênh truyền vô tuyến không những thayđổi theo thời gian mà còn thay đổi theo tần số. Vì vậy đối với kênh chọn lọc tần số tồn tại những khoảng

băng tần kênh có độ biến động là chấp nhận được và không chấp nhận được, vì vậy cần phải tổ chức:

Vùng tần số của đáp ứng kênh (hàm truyền đạt) ít bị thăng giáng: Truyền dữ liệu trên các sóng

mang con nằm trong khoảng băng tần có độ biến động chấp nhận được ⇒ cải thiện BPS.

Vùng tần số của đáp ứng kênh (hàm truyền đạt) bị thăng giáng mạnh: Không truyền dữ liệu trên

đó hoặc truyền trên nhiều sóng mang con (phân tán lỗi) ⇒ cải thiện QoS.

Xây dựng giải thuật:

Dựa trên tính chất chọn lọc tần số của kênh ta có thể xây dựng thuật toán thích ứng theo cơ chế chọn lọcsóng mang nhằm phát huy tối đa ưu điểm của phân tập tần số (định nghĩa phân tập):

Với giả thiết là: (1) Cùng một độ rộng băng tần được cấp phát cho kênh (cùng tốc độ bit vào); (2) Cùngtrạng thái kênh (cùng một đoạn băng tần bị thăng giáng, cùng số lượng các sóng mang con bị thănggiáng ); (3) trong cùng một khoảng thời gian khảo sát, có cùng số lượng bit được truyền, cùng khoảngthời gian mô phỏng.

Nếu số lượng sóng mang (N _Sub) được dùng để truyền dữ liệu là nhỏ, thì tỉ lệ giữa các sóng mang con bịlỗi trên toàn bộ sóng mang được dùng là lớn nghĩa là tỉ lệ giữa số các bit được truyền đi bị lỗi trên toàn

bộ các bit được truyền đi là lớn (BER tăng) ngoài ra còn gây lỗi cụm (các lỗi có tính chất tập trung).

Như vậy, khi N _Sub nhỏ không những BER lớn mà còn tăng lỗi cụm.

Nếu ta dùng một số lượng lớn sóng mang để truyền dữ liệu thì sẽ có tác dụng giảm số lượng lỗi vì tỷ lệsóng mang bị lỗi so với toàn bộ sóng mang sẽ rất nhỏ. Bởi vì, Nếu số lượng sóng mang (NSub) được dùng

50




để truyền dữ liệu là lớn, thì tỉ lệ giữa các sóng mang con bị lỗi trên toàn bộ sóng mang được dùng là nhỏnghĩa là tỉ lệ giữa số các bit được truyền đi bị lỗi trên toàn bộ các bit được truyền đi là nhỏ (BER giảm)ngoài ra còn không gây lỗi cụm (các lỗi không có tính chất tập trung (xét trên toàn bộ tốc độ bit đầu vàoở miền thời gian điều này hưởng lợi từ quá trình biến đổi nối tiếp thành song song)). Như vậy, khi N Sub

lớn không những BER giảm mà còn giảm lỗi lụm.

Trên đây là trường hợp chưa thực hiện thích ứng. Nếu bỏ giả thiết (3) ở trên và thực hiện cơ chế thíchứng bằng cách:

Tăng, giảm số lượng các sóng mang con theo trạng thái kênh: Một khi ta khảo sát trong khoảng thời gianđủ dài và thực hiện thích ứng số sóng mang con N Sub theo trạng thái kênh trong miền tần số ⇒ cải thiệnđược cả hiệu năng BER và QoS. ⇒ hạn chế lỗi

Không truyền dữ liệu trên các sóng mang con bị lỗi: Tiến hành truyền dữ liệu trên sóng mangcó tỷ lệ lỗi cho phép và sẽ không truyền trên các sóng mang có tỷ lệ lỗi vượt quá ngưỡng cho phép. Tấtnhiên nếu ta dùng cơ chế thích ứng khi dùng số ít sóng mang con sẽ không hiệu quả về thông lượng vìcó thể có trường hợp mà có nhiều sóng mang con bị lỗi quá ngưỡng cho phép do đó dữ liệu được truyềntrên một số ít sóng mang còn lại, điều này dẫn đến việc giảm mạnh tốc độ bit truyền dẫn. Do vậy để

nâng cao hiệu năng của cơ chế thích ứng chọn lọc sóng mang thì số lượng sóng mang con cần phải đủlớn (thông thường > 100). Vì chỉ hoạt động thích ứng trong miền tần số do đó đối với cơ chế thích ứngnày sẽ giữ nguyên mức điều chế (M-QAM, M-PSK), song vẫn cải thiện được tốc độ truyền dẫn so vớithuật toán chuyển mức điều chế A-QAM đơn thuần được thực hiện trong [4]. Vì vậy để ngăn chặn lỗi thì

phải tiến hành chọn lọc thích ứng các sóng mang con.

Nếu chỉ dùng một sóng mang con (NSub =1) để truyền toàn bộ tốc độ bit đầu vào sẽ trở về A-QAM thôngthường.

Vấn đề chính của thuật toán thích ứng chọn lọc sóng mang là phải xác định được BER cho từng thành phần sóng mang, sau đó so sánh với giá trị BER ngưỡng để quyết định sẽ không truyền dữ liệu trênthành phần sóng mang nào. Nếu giá trị BER trên sóng mang con nào thấp hơn mức ngưỡng thì phía phátsẽ tiến hành chèn ký hiệu hoa tiêu vào thành phần sóng mang đó, các ký hiệu hoa tiêu này để đơn giản tanên thiết lập giá trị là ’0’. Phía thu sẽ vẫn tiến hành thu và tính BER trên các sóng mang được chèn hoatiêu, nếu giá trị BER trên các sóng mang này mà thấp hơn ngưỡng cho phép thì ta lại truyền dữ liệu bìnhthường trên các sóng mang này. Do đó việc chèn ký hiệu hoa tiêu lên các sóng mang có tỷ lệ lỗi lớn sẽgiúp cho phía thu ước tính chính xác trạng thái kênh truyền dẫn.

Nhận xét:

Ưu điểm nổi bật của cơ chế thích ứng chọn lọc sóng mang là tận dụng cực đại hoá những khoảng băngtần ít biến động của kênh và giảm thiểu dữ liệu truyền trên những khoảng băng tần thăng giáng lớn củakênh hay nói cách khác giảm thiểu được ảnh hưởng pha đinh chọn lọc tần số. Trong khi đó ở các thuật

toán thích ứng khác như thích ứng mức điều chế (M-QAM thích ứng, M-PSK thích ứng...) do xử lý nhưnhau đối với toàn bộ băng tần kênh, nên không thể tận dụng ưu điểm và đối phó nhược điểm trên đápứng kênh truyền trong miền tần số. Vì vậy, có thể nói rằng đây là giải thuật khá tối ưu để cải thiện hiệunăng BER và thông lượng truyền.

Nhằm phát huy tối đa lợi ích của phân tập tần số ⇒ OFDM thích ứng.

Ví dụ: Đối với cơ chế thích ứng mức điều chế (A-QAM), giả sử đang ở mức điều chế 64-QAM khi SNR thu giảm đến ngưỡng chuyển sang phát 16-QAM, thì phải giảm mức điều chế xuống 16-QAM để đảm

bảo chất lượng truyền dẫn BER. Nhưng nếu giảm xuống mức điều chế 16-QAM thì dữ liệu trên cácthành phần tần số bị thăng giáng mạnh vẫn đảm bảo BER yêu cầu (do mức điều chế thấp), tuy nhiên ở các thành phần tần số bị thăng giáng ít thì nó đủ để truyền ở mức điều chế 64-QAM mà vẫn đảm bảo

BER yêu cầu do đó sẽ lãng phí tốc độ truyền dẫn, do đó chưa tối ưu thông lượng (tốc độ truyền). Vì vậy,có thể khẳng định cơ chế chọn lọc thích ứng sóng mang sẽ giải quyết triệt để những nhược điểm này.

51




Nội dung của thuật toán chọn lọc thích ứng sóng mang được trình bầy ở mô hình giải thuật dưới đây:

52



53



Khối tính BER: So sánh sự sai khác giữa ký hiệu phát và thu, tính số lượng lỗi. Sau đó khối tính BER sẽ gửi kết quả tính toán đến khối quyết định chèn.

BER ngưỡng: Do người dùng thiết lập tuỳ theo tính chất dịch vụ yêu cầu, đối với thoại thông thường1%BER ≤ , trong khi đó đối với các dịch vụ số liệu thì yêu cầu 0.01%BER ≤ .

Khối quyết định chèn: Dựa trên giá trị BER ngưỡng thiết lập cho từng dịch vụ, khối quyết định sẽtính chính xác giá trị BER trung bình cho từng thành phần sóng mang để đảm bảo được giá trị BER ngưỡng, giá trị BER trung bình này gọi là giá trị BER trung bình ngưỡng ( ng

tbBER ). Đầu ra của bộquyết định là một mảng một chiều (mảng QĐ) có kích thước bằng số lượng sóng mang. Công việc tiếptheo của khối quyết định là so sánh các giá trị BER của từng thành phần sóng mang do bộ tính BER đưa đến với giá trị ng

tbBER , nếu giá trị BER của thành phần sóng mang nào > ng

tbBER thì phần tử

trong mảng QĐ tương ứng với thành phần sóng mang đó sẽ được gán bằng ’1’. Nếu ngược lại sẽ đượcgán bằng ’0’. Giá trị ’1’ có nghĩa là không truyền dữ liệu trên sóng mang này, giá trị ’0’ có nghĩa làvẫn sử dụng sóng mang này. Phần lập trình cho khối tính BER, BER ngưỡng và khối quyết định đượcthực hiện thông qua hàm ’ dem_loi’ được viết bằng công cụ MatLab. Lưu đồ thuật toán cho khối

quyết định được mô tả như sau:

Khối điều khiển chèn: Khối này lấy thông tin chèn từ khối quyết định, nếu sóng mang nào có BER ng

tbBER > khi đó phần tử trong mảng QĐ có chỉ số bằng số thứ tự của sóng mang này sẽ có giá trị là’1’ và ta phải tiến hành chèn ’0’ lên sóng mang này, nếu ngược lại thì sẽ tiến hành truyền dữ liệu bìnhthường trên sóng mang này. Khối điều khiển chèn sẽ can thiệp thứ tự của ký hiệu phát trên mỗi sóngmang để đảm bảo sao cho nếu không sử dụng sóng mang thì sẽ chèn thêm ký hiệu ’0’, và nếu sử dụngthì không chèn. Quá trình sắp xếp này rất phức tạp, tuy nhiên nếu hiểu kỹ về cấu trúc của ký hiệu

OFDM, và cấu trúc ký hiệu đem điều chế sóng mang con thì công việc sẽ dễ dàng hơn. Sau đây là lưu

54



đồ thuật toán mô tả hoạt động của khối điều khiển chèn. Phần lập trình cho khối điều khiển chèn đượcthực hiện thông qua hàm 'chen_song_mang (sig_in)' được viết bằng công cụ MatLab.

Khối điều khiển giải chèn: Hoạt động của khối điều khiển giải chèn hoàn toàn ngược lại với khốiđiều khiển chèn. Khối này lấy thông tin chèn từ khối quyết định, dựa trên thông tin về các vị trí chènkhối này sẽ tiến hành giải chèn tức là loại bỏ những ký hiệu chèn trên những sóng mang con đượcchèn và đưa những ký hiệu chèn này đến bộ ước tính kênh để tiến hành tìm ra đáp ứng kênh. Do tínhchất hoạt động tương tự như khối điều khiển chèn cho nên lưu đồ thuật toán cũng tương tự như khốiđiều khiển chèn, cho nên sẽ không được đề cập ở đây. Phần lập trình cho khối điều khiển giải chènđược thực hiện thông qua hàm ‘giai_chen_song_mang (sig_in)’ được viết bằng công cụ MatLab.

55



Chương 6. Mô phỏng và kết quảĐề tài sử dụng công cụ Matlab Simulink 7.5 để gán các điểm trong giản đồ chòm sao 16QAM đã thiết

kế vào bộ điều chế và giải điều chế.

6.1 Sơ đồ khối hệ thống:

Các thông số thiết kế của khối OFDM:

-Bộ tạo tín hiệu ngẫu nhiên Bernoulli binary với xác suất bit 0 là 0.5,tần số lấy mẫu là 10*10^-12s.

56



Khối tạo tín hiệu ngẩu nhiên Bernoulli.

-Bộ điều chế ánh xạ chòm sao(IQ mapper) sử dụng phương pháp điều chế 16QAM 4R đã được thiếtkế.

Khối điều chế 16QAM 4R.

-Khối điều chế tín hiệu OFDM được thiết kế là bộ điều chế OFDM 256 điểm.

Trong đó bao gồm 2000 data,4 số zero đầu,4 số zero cuối,48 số zero ở giữa kênh.Như vậy trước khivào bộ IFFT một symbol OFDM có 256 mẫu rời rạc.Để tránh nhiễu ISI hệ thống còn thêm mộtkhoảng bảo vệ có chiều dài bằng ¼ chiều dài symbol OFDM.Như vậy một symbol OFDM sẽ có 320mẫu.

57



Khối thêm khoảng bảo vệ CP

6.2 Hoạt động hệ thống và kết quả mô phỏng

Phía phát: Bộ tạo tín hiệu ngẫu nhiên Bernoulli binary sẽ tạo ra một chuỗi dữ liệu dưa vào bộ Buffer chia dữ liệu thành các khung song song nhau mỗi khung là chuỗi dữ liệu 4bit,tín hiệu sau đó đưa vào

bộ điều chế số 16 QAM,dữ liệu sau khi qua bộ ngẫu nhiên hóa sẽ được đưa qua bộ mã hóa kênh.Đâylà khối có nhiệm vụ sửa các lổi bit trong quá trình truyền dữ liệu.Sau đó các bit được truyển tuần tựvào khối ánh xạ chòm sao(constellation mapper).Tín hiệu được đư vào bộ điều chế OFDM 256 Sửdụng ghép kênh phân chia chia theo tần số trực giao có 256 điểm biến đổi fourier nhanh tập chuẩn802.16d. Dùng IFFT để chuyển toàn bộ tín hiệu (của tất cả các kênh) về miền thời gian để phát đi.

Như vậy tín hiệu của kênh này sẽ không interfere sang kênh khác mà không cần khoảng tần số bảo vệgiữa các kênh. Mỗi lần thực hiện IFFT, mỗi subcarrier, hay mỗi kênh tần số trực giao ở đầu vào củaIFFT chỉ mang thông tin của một symbol cho mỗi kênh, và chúng trực giao với nhau. Đấy là lý do

phải dùng IFFT mà không thể dùng FFT ở đầu phát.Dữ liệu sẽ được chèn thêm khoảng bảo vệ cóchiều dài bằng ¼ chiều dài symbol OFDM.Sau đó tín hiệu sẽ được đưa vào bộ unbuffer làm nhiệm vụngược lại so với bộ buffer ban đầu.Tín hiệu đưa ra kênh truyền AWGN channel (Tạp âm Gauss trắngcộng).

Phía thu:Từng symbol 320 mẫu rời rạc sẽ được loại bỏ khoảng bảo vệ nhờ bộ remove cyclic prefix(RCP) sẽ còn 256 mẫu và được đưa vào bộ biến đổi FFT.Ngõ ra FFT chính là 256 điểm rời rạctrong miền tần số.Thực hiện thuật toán cân bằng kênh tín hiệu tại ngõ ra trên dựa vào những đặc điểmvề ảnh hưởng của kênh truyền đối với hệ thống.Cuối cùng các giá trị này được giải điều chế ánh xạchòm sao nhờ bộ IQ demapper,trả về dữ liệu tương ứng với bên phát.

58



Giản đồ chòm sao ở phía phát

Giản đồ chòm sao ở phía thu

59



Mục lụcChương 1: Lời giới thiệu. …………………………………………………….2

Chương 2:Lịch sử ra đời và định nghĩa……………………………………...2

Chương 3: Tổng quát về kỷ thuật OFDM……………………………………3

3.1 Mở đầu……………………………………………………………………3

3.2. Tính trực giao…………………………………………………………..3

3.3. Mô hình hệ thống truyền dẫn OFDM…………………………………6

3.3.1. Mô tả toán học tín hiệu OFDM ……………………………………..6

3.3.2. Sơ đồ hệ thống truyền dẫn OFDM…………………………………..8

3.3.2.1. Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song…………………………10

3.3.2.2. Tầng điều chế sóng mang con………………………………………11

3.3.2.3. Tầng chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian…………………12

3.3.2.4. Tầng điều chế sóng mang RF………………………………………..12

3.4. Các thông số đặc trưng và dung lượng hệ thống truyền dẫn OFDM..14

3.4.1. Cấu trúc tín hiệu OFDM …………………………………………….14

3.4.2. Các thông số trong miền thời gian TD……………………………….15

3.4.3. Các thông số trong miền tần số FD…………………………………..15

3.4.4. Quan hệ giữa các thông số trong miền thời gian và miền tần số………..16

3.4.5. Dung lượng của hệ thống OFDM……………………………………..16

3.5. Các nhân tố ảnh hưởng của kênh pha đinh lên hiệu năng hệ thống truyền dẫn

OFDM và các giải pháp khắc phục..............................................................18

3.5.1. ISI và giải khắc phục................................................................................18

3.5.2 Ảnh hưởng của ICI và giải pháp khắc phục……………………………..20

3.5.3 Cải thiện hiệu năng hệ thống truyền dẫn trên cơ sở kết hợp mã hoáGray……………………………………………………………………………24

3.5.4 Giải pháp nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần của hệ thống truyền dẫn

OFDM………………………………………………………………………….26

60



3.5.4.1 Phương pháp dùng bộ lọc băng thông…………………………………26

3.5.4.2 Phương pháp dùng khoảng bảo vệ cosin tăng…………………………31

3.6 Kết luận……………………………………………………………………33

Chương 4.Ước tính chất lượng kênh và cân bằng kênh……………………….34

4.1 Giới thiệu…………………………………………………………………34

4.2 Ước tính kênh bằng PSAM………………………………………………34

4.2.1 Nội suy Gauss……………………………………………………………35

4.2.2 Nội suy FFT……………………………………………………………35

4.2.3 Nội suy Wienner……………………………………………………….374.3 Kỹ thuật cân bằng đáp ứng kênh………………………………………..37

4.3.1 Bộ cân bằng cưỡng bức không………………………………………..38

4.3.2 Bộ cân bằng bình phương lỗi trung bình tuyến tính LMSE……….39

4.4 Kết luận…………………………………………………………………41

Chương 5.Điều chế OFDM thích ứng………………………………………41

5.1 Giới thiệu…………………………………………………………………..415.2 Mô hình hệ thống truyền dẫn điều chế thích ứng……………………….42

5.2.1 Khái niệm cơ bản về điều chế thích ứng……………..………………..42

5.2.2 Kiến trúc của những hệ thống điều chế thích ứng…………………….43

5.2.3 Nguyên tắc xây dựng giải thuật điều chế thích ứng……………………44

5.3 Xây dựng giải thuật thích ứng cho hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng.44

5.3.1 Thuật toán thích ứng theo SNR phát trên mỗi sóng mang con……….45

5.3.2 Thuật toán thích ứng dựa theo mức điều chế……………………….46

5.3.3 Thuật toán thích ứng dựa trên cơ chế chọn lọc sóng mang..................48

Chương 6. Mô Phỏng Và Kết Quả………………………………………….54

6.1 Sơ đồ khối hệ thống………………………………………………………54

6.2 Hoạt động hệ thống:……………………………………………………..56

61



Documents

Đồ án Hoàn chỉnh