02-NAD 3020 - Un "Classico" Molto Poco Classico

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ELETTRONICA E CIRCUITI AUDIO

http://circuiti-schemi-audio.blogspot.itI PROGETTI

IL NAD 3020, che entrò in produ-zione regolare alla fine degli an-

ni settanta e ne uscì nella prima metàdegli anni novanta del secolo scorso,venne prodotto in più versioni che,mentre si differenziarono radical-mente nella sezione preamplificatri-ce, conservarono praticamente im-mutata sia la sezione finale sia la suaalimentazione stabilizzata, che copri-va tutta l’elettronica fino all’ultimoamplificatore di tensione dei finali (ilVAS), lasciando fuori soltanto i tran-sistori di uscita e i loro piloti.

Entrambe le sezioni nacquero dauna impostazione elettronica moltopersonale del progettista che peròsuccessivamente, almeno per quan-to riguarda la sezione preamplifica-trice, si è riallineata su binari più ca-nonici, sicuramente più collaudatitecnicamente ma anche meno sti-molanti da analizzare. Partendo daquesto dato di fatto la descrizione sa-rà incentrata sulla prima versione diquesto amplificatore che fu allo stes-so tempo la più ”deviante” ma anchela più interessante della serie.

A molti questo parziale ritornaresui propri passi potrebbe apparirecome una parziale ”abiura” del pas-sato; tuttavia, se saggezza vi dev'es-sere nel progetto di una elettronica,questa non è necessariamente mar-cata sempre e solo da salti in avanti,anzi! Un meditato e riflettuto ritorna-re sui propri passi, riprendendo doveserve la strada già percorsa da altri,alla fine del viaggio può rivelarsi unascelta molto più sensata del ”fareavanguardia” a tutti i costi. Del restoanche in elettronica, come in tutti glialtri campi della cultura umana, ”so-lo i cretini non cambiano mai idea”...e il progettista di questo NAD, nelsuo mestiere, è stato tutto tranne cheun cretino.

NAD 3020 - INTRODUZIONE

R ispetto allo schema originale(non aggiornato rispetto al la-

yout effettivo del circuito) sono stateaggiunte le resistenze in serie agliemettitori dei transistori di uscita ecambiati alcuni transistori ormai

La descrizionedel NAD 3020 saràincentrata sulla primaversione di questoamplificatore, chefu allo stesso tempola più ”deviante”ma anche la piùinteressantedella serie.

NAD 3020Un ”classico”molto poco classico...

Vista frontale del NAD 3020 - Pur nella sua spartanità non si fa mancare nessuno dei comandi che all’epoca erano ritenuti indispensabili.

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I PROGETTI

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...pur non potendofare a meno di rilevarel’essere il NAD 3020un amplificatorepensato per risparmiaredi tutto e di più sullacomponentistica,salta subito all'occhioche al progettista eraben chiaro che fareeconomia suicomponenti nongiustificava di per séalcuna economia nelpensare al miglior usopossibile di ciòche rimaneva.E soprattutto nongiustificava il fareeconomie a vanvera,tanto per far contentol'ufficio contabile.

estinti da decenni (come 2SC1400,di cui non sono neppure più reperi-bili dati in rete) con altri equivalenti- ciò anche in vista del fatto che conottima probabilità i transistori di se-gnale siano stati scelti tra i genericidisponibili sul momento al prezzopiù conveniente.

Anche l’alimentatore del NAD3020 ha subito, rispetto allo schemaoriginale alcuni aggiornamenti, so-prattutto relativamente alle tensionirettificate ottenibili con l'attuale ten-sione di rete nominale a 230V, che daoltre quindici anni ha preso il postodella vecchia tensione di rete a 220V.

Tutto ciò è riportato nelle illustra-zioni nella pagina a fianco e in quellaseguente (tratte dal manuale di ser-vizio e un po' rivedute sia per correg-gere alcune dimenticanze sia per at-tenuare un po' la sconfortante sciat-teria con sui sono stati disegnati) so-no riprodotti gli schemi dello stadiofinale e dell'alimentatore del NAD3020 che stiamo per analizzare.

Personalmente non ho mai avutol'opportunità di sentire suonare que-sto amplificatore ma nel corso deglianni mi son ritrovato parecchie volteper le mani lo schema di questo in-tegrato e, pur non potendo fare ameno di constatare il suo essere unamplificatore pensato per risparmia-re di tutto e di più sulla componen-tistica, salta subito all'occhio che alprogettista era ben chiaro che fareeconomia sui componenti non giu-

stificava di per sé alcuna economianel pensare al miglior uso possibiledi ciò che rimaneva. E soprattuttonon giustificava il fare economie avanvera, tanto per far contento l'uf-ficio contabile.

In questo amplificatore - tutt'altroche perfetto ed esente da critiche maanche piuttosto lontano dal voler es-sere economico al punto da snatura-re la sua ”identità” - non si troverànulla più del necessario ma nemme-no nulla di meno. Quello che ”man-ca” in termini di mezzi materiali è sta-to sostituito da idee ben precise daparte del progettista su cosa, dal suopunto di vista, serve o non serve a ot-tenere un amplificatore audio chefaccia onestamente e decorosamen-te il mestiere per cui è nato: suonare.

Secondo un vecchio articolo dellarivista francese L'Audiophile («Le NAD3020, un remarquable compromis»,di G.Chrétien, L'Audiophile, n. 18, di-cembre 1980) che ho avuto l'oppor-tunità di leggere, il NAD 3020 è natocome un'operazione commercialemirata a produrre un prodotto eco-nomico ma qualitativamente digni-toso e allo stesso tempo in grado ditrarre buoni profitti dal suo piazza-mento nelle vendite. In questo laNAD ha rappresentato la società e ilmarchio creati appositamente dalgruppo di investitori che stava dietroal progetto per dargli le gambe perconcretizzarsi sul mercato. Le conclu-sioni dell'articolo sono abbastanza si-mili a quelle che ho tratto io dallo stu-

Vista posteriore del NAD 3020 - Le prese d’ingresso e di uscita poste in orizzontale, una soluzione quanto mai pratica nelle installazioni incassate nei mobili

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dio diretto dello schema del NAD3020, almeno per quanto è confron-tabile dei due testi: il testo francese ègiusto la recensione di una rivista de-dicata all’alta fedeltà e non un artico-lo tecnico di analisi dello stesso comeè invece quello che state leggendo.

Tornando a noi, la prima signifi-cativa ”devianza” del NAD 3020 ri-spetto agli standard commerciali eprogettuali tipici oggi come all'epo-ca del settore audio-consumer, la ri-troviamo già nell'alimentatore:escluso il solo stadio di potenza deidue canali, l'alimentazione di TUTTOl'amplificatore, compreso il VAS deglistadi finali, è stabilizzata - spartana-mente e senza fronzoli ma lo è e que-sto, pur non garantendo di per sé ”ilbuon suono”, aiuta moltissimo il re-sto del circuito a conseguirlo. Unaspetto questo che, come si può leg-gere nell’articolo dedicatogli, è con-diviso anche dal veterano Grundig

SV85, un amplificatore che diversa-mente dal NAD ho utilizzato consoddisfazione per diversi anni e chesolo di recente è stato ”rimpiazzato”da un Grundig R25 che di sostanziale”in più” ha giusto il sintonizzatore (ineffetti ottimo, anche in virtù di unacircuitazione più sofisticata del-l’usuale, pensata anzitutto per ga-rantire un'ottima di ricezione dellaFM nelle condizioni di affollamentodi banda attuali e non in quelle idil-liache del 1950!)

Altri apparecchi commerciali checondividono questa impostazionedelle alimentazioni li ho visti solita-mente in apparecchi a MOSFET che,a causa dell'ampio offset in tensionetra l'uscita del VAS e l'uscita dello sta-dio finale, sono costretti ad adottare,per i due stadi, un alimentatore dedi-cato per ciascuno. E' mia opinione pe-raltro che, dove gli amplificatori aMOSFET di potenza si sono guada-gnati la fama di ”bensuonanti”, la ra-

Altri apparecchicommerciali checondividono questaimpostazione dellealimentazioni li ho vistisolo in apparecchia MOSFET che,a causa dell'ampiooffset in tensione tral'uscita del VAS el'uscita dello stadiofinale, sono costrettiad adottare, peri due stadi, unalimentatore dedicato.

NAD 3020 - Lo schema dell’amplificatore di potenza


I PROGETTI

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NAD 3020 - Lo schema dell’alimentatore: lo stabilizzatore alimenta anche l’intero finale fino all’ultimo amplificatore di tensione di ciascun canale

Stabilizzarel'alimentazione di tuttigli stadi di segnale diun amplificatore(in realtà anche solofiltrarla efficacemente)è il passo fondamentalepasso per ridurre aiminimi termini uno deiproblemi più dannosiper la timbricadell’amplificatore:l’autointermodulazionedei finali sugli stadi cheli precedono.

gione vera di ciò stia proprio e soprat-tutto nella diversa configurazioneadottata delle alimentazioni piuttostoche in altre caratteristiche circuitali(anche perché schematicamente i fi-nali adottanti i MOSFET come dispo-sitivi di uscita non si differenziano inmodo realmente significativo rispettoagli analoghi a transistor bipolari).

Stabilizzare l'alimentazione di tut-ti gli stadi di segnale di un amplifica-tore (in realtà anche solo filtrarla ef-ficacemente in modo ”attivo”) è ilprimo e fondamentale passo per ri-durre ai minimi termini uno dei pro-blemi più dannosi (in effetti il più im-portante circuitalmente non tantoper l'amplificatore in sé quanto perl’ambiente elettrico in cui ”vive” - ela maggior parte degli amplificatoriin commercio sono, sotto questoaspetto, veri e propri gioielli circon-dati dalla cacca) che deve affrontareun amplificatore audio - l'auto-inter-

modulazione dello stadio finale suglistadi di segnale che lo precedono, at-tuata attraverso le linee di alimenta-zione comuni ad entrambe - che disolito viene ”tamponato” ma non re-almente risolto da massicce dosi dicontroreazione che vanno a figurarecome SVRR (Supply Voltage Rejec-tion Ratio, che in pratica costituisceuna misura dell'efficacia della contro-reazione - che nei circuiti a stato so-lito è di solito, per motivi economici,anche la loro unica antagonista -contro le porcherie che girano sullealimentazioni).

In secondo luogo, non esistendopiù la necessità di trasformare l'am-plificatore anche in una sorta di ”au-tostabilizzatore” delle proprie ali-mentazioni, il guadagno di anellodell'amplificatore può essere dimen-sionato secondo le reali necessità dilinearizzazione del circuito (tuttosommato abbastanza modiche e re-golate in primo luogo dal minimiz-

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zare il più possibile la distorsione diincrocio dello stadio finale), a tuttovantaggio della stabilità e della lar-ghezza di banda ottenibile già adanello aperto. Quanto e come il pro-gettista si sia avvalso di questa pos-sibilità è quanto stiamo per vederenel prossimo capitoletto.

NAD 3020 ANALISI CIRCUITALEDEL FINALE DI POTENZA

Contrariamente a quanto segna-to negli schemi circolanti in re-

te, in cui i transistori finali sono rap-presentati senza resistenze di emet-titore, nella realizzazione fisica del-l'apparecchio tali resistenze sono in-vece presenti e di valore abbastanzascontato (0.22 Ohm). Tale valore,sulla base dei valori di tensione con-sigliati da leggere su tali resistenze(tra i 5 e gli 11 mV), permette di ri-salire alla corrente di riposo consi-gliata per i soli finali, compresa tra i23 e i 50 mA, un valore prudente (ineffetti a malapena sufficiente) chetiene conto del fatto che i dissipatoriimpiegati nell'apparecchio non sonoprecisamente del tipo ”generosa-mente surdimensionato”.

D'altra parte, non esistendo untrimmer per la regolazione della cor-rente di riposo ma soltanto la possi-bilità di variare le resistenze fisseR641 ed R647 (rispettivamente R642ed R648 per l'altro canale) la correntedi riposo va presa come la passa ilconvento, a meno di non metterci lemani direttamente su tali resistenze,ricalcolandosele o sostituendole conun trimmer

I piloti 2N6551 e 6554 sono a tut-ti gli effetti una versione miglioratadei noti BD137-138, rispetto ai quali,incorporando una piccola aletta didissipazione, possono dissipare qual-cosa in più in aria libera senza richie-dere un radiatore dedicato. Tenendoconto del fatto che è un amplificato-re nato per costare il meno possibile,la qualità dei semiconduttori è quan-tomeno discreta e l'unico vero ap-punto che si può muovere sulla loroscelta è che, per quanto riguarda lemassime tensioni di lavoro, sonoquasi tutti al pelo dei loro limiti.

D'altronde fare delle economie si-gnifica anche correre qualche rischioche, calcolato quanto si vuole, sem-pre rischio rimane. Già le ”generose”dimensioni del radiatore la diconolunga su come la pensava il proget-tista: in casa bastano 2-3 watt con-tinui, 10 per i cinque minuti alla set-timana in cui si vuole un po' di birrae 30 per i due secondi in cui ogni tan-to qualche brano musicale richiedeuno sforzo in più. Tutto il resto è ec-cesso e se qualcuno ama gli eccessio si procura qualcosa di adeguatoper soddisfarli oppure sono cavolisuoi, punto e basta.

Detto in altro modo, questo ègiusto un buon apparecchio da ap-partamento e nient’altro; tutto il re-sto, compreso l'onnipresente mitodelle ”riserve dinamiche dei NAD”sono solo chiacchiere senza fonda-mento. Anche perché la vera sostan-za comincia alle spalle dello stadio fi-nale, con un VAS e uno stadio di in-gresso cha saranno forse economicima che sono tutto fuorché banali.

Il VAS in particolare è strutturatoin modo tale da consentirgli di met-tere tranquillamente i piedi in testaalle bizze del carico ma da non accon-sentire affatto il viceversa: i suoi rap-porti nei confronti del carico sono(beneficamente) unilaterali: ”tu suo-ni come dico io e basta”. Q605 eQ607 e i corrispondenti Q606 eQ608 dell'altro canale realizzano inpratica un transistor ”ibrido” che è al-lo stesso tempo un ”supertransistor”ad alto guadagno in tensione e a bas-sa impedenza di uscita, il tutto linea-rizzato localmente dalle resistenze di”emettitore” (tra virgolette perchénon indica gli emettitori di Q605 e606 ma quelli dei ”supertransistor”composti insieme a Q607 e 608).

Contrariamente all'uso solito, ilVAS di questo circuito è stato proget-tato più nell'ottica di massimizzare ilsuo comportamento da generatoredi tensione intrinseco che non da”produttore” di guadagno di tensio-ne ad anello aperto. Fa anche questonaturalmente ma non lo fa da solo:in suo soccorso arriva uno stadiod'ingresso piuttosto elaborato che,

Detto in altro modo,questo è giusto unbuon apparecchioda appartamento enient’altro; tutto ilresto, compresol'onnipresente mitodelle ”riserve dinamichedei NAD” sono solochiacchiere senzafondamento.Anche perché la verasostanza comincia allespalle dello stadiofinale, con un VAS euno stadio di ingressocha saranno forseeconomici ma chesono tutto fuorchébanali.Il VAS in particolareè strutturato in modotale da consentirgli dimettere tranquillamentei piedi in testa allebizze del carico mada non acconsentireaffatto il viceversa:i suoi rapporti neiconfronti del caricosono (beneficamente)unilaterali: ”tu suonicome dico io e basta”.


I PROGETTI

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«...non vogliodifferenziali in casamia!». Un principioche reincontreremoanche nello stadiophono, in cui, nonpotendo eluderecompletamentela questione, ilprogettista si prendela rivincita nellostravolgerla finoal midollo.

in tutta la sua complessità, pare ”ur-lare” quello che sembra essere unprincipio fondante della filosofia au-dio del suo progettista all'epoca incui progettò questo apparecchio:«non voglio differenziali in casamia!». Un principio che reincontre-remo anche nello stadio phono, incui, non potendo eludere completa-mente la questione, il progettista siprende la rivincita stravolgendola fi-no al midollo.

NAD 3020 - QUALCHE CONTO....E siamo arrivati al momento in cui

diviene indispensabile fare qualcheconto. Come d'uso in queste circo-stanze, prima di tirare fuori i numeridobbiamo però sapere le correnti checircolano nella sezione di segnale del-lo stadio di uscita. La corrente senzasegnale del ”super-VAS” è pari a circa10 mA, una corrente largamente ec-cedente le esigenze di pilotaggio ri-chieste dallo stadio di uscita (che, an-che in condizioni ”stressate” - e a ri-schio! - non richiede più di 2-3 mAmassimi alla base dei piloti); questo”eccesso” di polarizzazione e di cor-

rente disponibile, che incontreremoanche nello stadio d'ingresso, rappre-senta, a costo zero, un mezzo sem-plicissimo per aumentare la linearitàdei singoli stadi a transistor che, perla loro stessa natura fisica, sarebberoaltrimenti penalizzati proprio dall'ec-cessiva escursione delle correnti: piùqueste stanno tranquille e migliore èla linearità risultante dello stadio aqualsiasi livello di polarizzazione sioperi: che le correnti di riposo sianoalcuni milliampere o soltanto alcunidecimi di milliampere, la regola daseguire nei loro confronti rimane co-munque la stessa: mantenerle più”ferme” che si può - che in pratica si-gnifica usare correnti di riposo larga-mente surdimensionate rispetto aquelle richieste dalle escursioni ditensione sul carico.

Dei 10 mA circa che a riposo en-trano nel ”collettore” del ”Super-VAS”, 8,5 passano per il BD139mentre 1,5 passano per il BC556,che di fatto si trova a lavorare a cor-rente costante in qualsiasi condizio-ne di lavoro dell'amplificatore. Poi-ché in questo stadio tale transistor

NAD 3020 — L’intero amplificatore è completamente montato su una sola grande piastra di circuito stampato, da cui resta fuori in pratica il solo trasformatore

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oltre a generare il guadagno di ten-sione ne genera anche gran partedella distorsione, di fatto abbiamoun ”super transistor” che annoveratra i suoi plus anche quello di essereeffettivamente privo di distorsionisignificative (non oltre lo 0.1 percento se tenuto al di fuori della sa-turazione).

E poiché lo stesso si può dire an-che per lo stadio di ingresso, ci ritro-viamo con un amplificatore la cui di-storsione residua - quella d'incrocio- dipende interamente dallo stadio fi-nale, l'unico per cui purtroppo nonesistono trucchi che non siano il dar-gli la botta di controreazione che ser-ve o, quando possibile (cioè non qui!),polarizzarlo in classe A

Un ottimo risultato per un amplieconomico, che testimonia ancorauna volta come si sia economizzatoovunque tranne che nell'uso di intel-ligenza ed esperienza: se il progetti-sta aveva tra i suoi obiettivi anche ilsottolineare di sapere il fatto suo, l'hacentrato in pieno.

Calcolare il guadagno intrinsecodel ”VAS” di questo amplificatorenon è immediatissimo e richiede l'as-sunzione di alcune semplificazioniche, pur non esiziali, costituisconopur sempre delle imprecisioni.

Anche se, data l'esistenza del ca-rico attivo sul collettore del transistordi ingresso – un 2SC1400 (per fortu-na sostituibilissimo da un comuneBC549B) di cui purtroppo non sonoriuscito a reperire dati di alcun gene-re se non giusto una lista di equiva-lenti e il fatto che era prodotto dallaNEC... piccoli incidenti che, più ditanti altri, fanno capire il tempo cheè passato dal progetto di questo am-plificatore! - sembrerebbe semplicecavarsela con il sistema di calcolodella transconduttanza dello stadiodi ingresso come si usa con gli ope-razionali, in questo caso siamo quasicompletamente fregati dal fatto che:1) lo stadio di ingresso non è un dif-ferenziale e 2) il suo carico attivo fun-ge anche da polo attivo di compen-sazione, imbrogliando non poco lecarte in tavola. Morale della favola:armiamoci di santa pazienza e faccia-moci a matitina i conti che servono.

Il primo passo che dobbiamocompiere è definire il carico su cui ilVAS lavora per definire il suo massi-mo guadagno in tensione. A causadell'effetto di buffering di Q607 eQ608, il carico del finale moltiplicatoper il beta totale dello stadio di uscita(un rispettabile minimo di 3000 allapotenza di uscita nominale, da cuiconsegue, con diffusori da 8 Ohm,un carico riflesso di circa 24 kOhm -un buon valore per uno stadio diuscita che usa la coppia 2955+3055)viene estromesso dai componenti ilcarico del VAS, che in pratica vienedefinito per intero dal fattore Ho incircuito del BC556 - dipendente daHoe di questo che, con una Ic di 1,5 mA, vale circa 33 uA/Volt, ovvero30 kOhm di impedenza di collettorerispetto al suo emettitore.

Questo valore, rapportato alla Renaturale del BC556 (17 Ohm circa inquesto caso) va adeguato al ”puntodi vista” del resto del circuito, che de-ve tener conto della transconduttan-za effettiva del transistor inserito incircuito. Questa transconduttanza sicalcola tenendo nel dovuto conto leR643 e 644 da 68 Ohm. Queste re-sistenze non sono viste dall'emetti-tore del BC556 al loro valore nomi-nale ma MOLTIPLICATE per il rappor-to tra le correnti che scorrono inQ605-Q606 (i BC556) e in Q607-Q608 (i BD139). Tale rapporto vale8,5/1,5 = 5,7 (circa) e in pratica faapparire R643 e 644 come resistenzeda 385 Ohm anziché da 68 Ohmquali sono veramente.

Siamo quasi arrivati: il rapportoesistente tra Re naturale del BC556(17 Ohm) e quello effettivamente vi-sto dal circuito (385+17 = 402 Ohm)corrisponde anche al rapporto traHoe e Ho, che nel nostro caso vale23,3 e ”produce” una impedenza dicarico utile per il VAS di circa 767kOhm - che parallelati con i 24kOhm moltiplicati per il beta diBD139 (100, che porta l'impedenzariflessa dello stadio finale sul collet-tore del BC556 a 2.4 MOhm) dannoun carico di lavoro pari a 581 kOhmche, a loro volta divisi per i 402 Ohmdi Re effettiva vista dal ”supertransi-stor”, ci da un guadagno di tensionepari a 1445 circa (63 dB).

...un 2SC1400 (perfortuna sostituibile daun comune BC549B)di cui purtroppo nonsono riuscito a reperiredati di alcun generesenon giusto una listadi equivalenti e il fattoche era prodotto dallaNEC... piccoli incidentiche, più di tanti altri,fanno capire il tempoche è passato dalprogetto di questoamplificatore!


I PROGETTI

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Questo amplificatoreha, sotto l'aspettotecnico, i suoifondatissimi ”perché”nel distinguersi daglialtri. Se poi qualcunomi viene a rimbrottareche ”sì, però l'ascolto ètutto mentre la tecnicalascia il tempo chetrova”, sia consentitoqui di mandarlofermamente aquel paese.In questo come in tuttigli altri casi incrociatifinora la relazione tracaratteristiche circuitalie le prestazionicomplessive ottenibilida un dato schemaè piuttosto strettaed è assolutamentenormale che sia così.

Tale guadagno, oltre a essere co-munque un buon risultato, è prati-camente indipendente da qualsiasicondizionamento esterno al ”super-transistor” e soprattutto è indipen-dente dalle bizze del carico e da quel-le dell'alimentazione (che è comun-que stabilizzata).

Ma non è ancora finita perché ilBD139 ha ancora da mettere la suaciliegina sulla torta, abbassando l'im-pedenza di uscita del VAS: con un be-ta tipico del BD139 pari a 100, que-sta passa da 767 kOhm a 7,67kOhm, cioè a meno di un terzo del-l'impedenza riflessa sul VAS dallo sta-dio finale, un risultato non da cam-pionato ma comunque notevole, so-prattutto se si tiene conto del fattoche la maggioranza degli amplifica-tori riescono AL PIU' a restare in paritra i due valori, con una stabilità dellealtre caratteristiche (distorsioni, gua-dagni in tensione e impedenze) chedefinire ”rivedibili” è già fargli ungrosso complimento!

Questo amplificatore ha, sottol'aspetto tecnico, i suoi fondatissimi”perché” nel distinguersi dagli altri.Se poi qualcuno mi viene a rimbrot-tare che ”sì, però l'ascolto è tuttomentre la tecnica lascia il tempo chetrova”, permettetemi di mandarlofermamente a quel paese. In questocome in tutti gli altri casi che ho in-crociato finora la relazione tra carat-teristiche circuitali e le prestazionicomplessive ottenibili da un datoschema è piuttosto stretta ed è asso-lutamente normale che sia così.

Rimane ancora, dello stadio fina-le, da descrivere lo stadio di ingressoe le compensazioni. Prima vale peròla pena di sottolineare che, nono-stante le possibilità concesse dall'ali-mentazione stabilizzata, il progetti-sta ha comunque preferito rimaneresu tassi di controreazione piuttostosostenuti. Non contando per il mo-mento il contributo dello stadio di in-gresso e sottraendo il guadagno adanello chiuso (pari a circa 14, ovvero23 dB), il guadagno di anello si atte-sta, già con il solo contributo del VAS,a oltre 50 dB, non pochi e che nel-l'ottica del progettista sono da inten-

dersi come interamente dedicati a”spianare” la distorsione di incrocio,contro cui non solo non ci sono mi-racoli che tengano ma che pure ten-de ad essere aggravata dalla relativalentezza dei dispositivi finali.

Da questo punto di vista anche larelativa morbidezza dei vincoli dellostadio finale nei confronti di possibiliescursioni termiche ha i suoi perchécosì come li hanno diversi accorgi-menti - soprattutto nella scelta delledistanze tra le diverse tensioni di ali-mentazione - volti a scongiurare il piùpossibile la saturazione dei transistorfinali, situazione in cui solo transistorespressamente progettati per lavora-re in saturazione riescono a conser-vare un qualcosa di simile alla ”velo-cità” (o meglio riuscivano: oggi sonostati quasi interamente sostituiti daiMOSFET di potenza, il cui comporta-mento in saturazione è decisamentepiù semplice e maneggevole).

Direi che a questo punto cade apuntino almeno una nota sul cosid-detto ”soft clipping”, il cui funziona-mento è stato completamente frain-teso da tutti i recensori che se ne so-no occupati negli ultimi decenni cheho avuto modo di leggere. Il ”softclipping” non ammorbidisce affattoil clipping nativo del circuito ma piut-tosto lo sostituisce - di fatto lo simula- e lo anticipa in modo da evitare ilpiù possibile un clipping vero e pro-prio nello stadio finale, che influen-zerebbe molto più pesantemente leprestazioni del circuito.

In pratica non è altro che un limi-tatore di massima ampiezza del se-gnale collocato sull'ingresso chesemplicemente tosa il segnale in en-trata prima che possa raggiungereampiezze tali da mandare realmentein clipping l'amplificatore che però,per parte sua, mantiene il tipo di clip-ping che gli è proprio, hard o soft chesia, tale e quale quello di prima.

Questo circuito, che nella granparte delle situazioni è poco più diun gadget, non è comunque com-pletamente inutile; gran parte deidanni causati dal clipping vero e pro-prio negli amplificatori deriva nontanto dall'evento in sé ma dal suo

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prolungarsi troppo (da uno a diecimicrosecondi, a seconda della velo-cità di recupero dei transistor finali)oltre la durata dello stimolo che haeffettivamente causato il clipping.

Questo fenomeno, normalmenteirrilevante in caso di clipping a pallaconclamato (quindi con squadraturadel segnale di uscita), contribuisceinvece parecchio a inasprire la ripro-duzione in tutte quelle situazioni di”micro-clipping” sporadico che qua-si sempre impedisce ai possessori diamplificatori non particolarmentepotenti di ascoltare musica indistortaa volumi realmente sostenuti.

In queste circostanze il soft clip-ping, anticipando e sostituendo ilclipping ”lento” dello stadio finalecon il clipping ”veloce” simulato dal-la tosatura del segnale di ingresso daparte di diodi di segnale, che perquanto lenti possano essere sonosempre comunque sufficientementeveloci da lasciare al palo qualunquebipolare di potenza, limita fortemen-te l'udibilità del ”micro-clipping”consentendo un utilizzo un pelo piùspinto dell'amplificatore e incremen-tando anche (in maniera relativa eprobabilmente non apprezzabilecon tutti i generi musicali) di un qual-cosina la sensazione di dinamica re-stituita dall'amplificatore - che co-munque, sia chiaro, da 20 watt erae da 20 watt rimane, punto.

E siamo arrivati finalmente al pun-tone rappresentato dallo stadio di in-gresso e dalle compensazioni dell'in-tero stadio finale che vi girano attor-no. Anticipo subito che questo am-plificatore, atipico sotto molti aspetti,è per quanto riguarda le compensa-zioni ”tradizionalista” come pochi al-tri. Mentre da un lato si è fatto quantopossibile per ottenere uno slew-rateapprezzabile (anzitutto aumentandola corrente di riposo dello stadio di in-gresso, con i suoi 1,5 mA si colloca aldoppio o anche al triplo delle correntisolitamente assegnate a questo sta-dio, con un proporzionale incremen-to dello slew rate di tutto il circuito),dall'altro si sono imposte limitazionidi banda ad anello aperto veramentedrastiche; inoltre, i due obiettivi sonostati conseguiti contestualmente, de-

dicando a ciascuno degli accorgi-menti ad hoc.

Per quanto riguarda lo slew-rate,che normalmente dipende dal valoredella capacità di compensazione po-sta sul VAS e dalla corrente resa di-sponibile dallo stadio di ingresso percaricarla nel tempo più breve possi-bile, in questo circuito è determinatoQUASI UNICAMENTE dalla velocitàcon cui il SOLO STADIO FINALE rie-sce a raggiungere la massima escur-sione della tensione di uscita.

Detto in altro modo, adottandotransistori finali più veloci è in lineadi massima possibile aumentare loslew-rate effettivo dell'amplificatore

Il limite superiore di questo, datala corrente fornita dallo stadio di in-gresso (1,5 mA come già detto) e ilvalore della capacità di compensa-zione del VAS (C623 e C624 da 22pF, connessa tra la base del VAS e ilnodo di uscita dello stadio finale) siattesta su un più che rispettabile 68Volt/us, ovvero oltre quattro volte emezzo quello effettivamente ”per-messo” (e misurato) sulle uscite delfinale (15 Volt/us) i cui transistori so-no, per quel che riguarda la rispostain frequenza A REGIME, il vero collodi bottiglia del circuito.

Qualcuno potrebbe giustamentechiedersi a questo punto il perché si èlasciato che lo stadio finale rallentasselo slew-rate naturale del circuito chelo precede. La risposta è: per evitaredi bruciarlo. Se si riflette un momentosulla topologia tipica degli stadi finaliusati al giorno d'oggi - in soldoni ridu-cibile a due transistori in serie tra loroche alternativamente collegano ilpunto di mezzo (e il carico lì connes-so) all'uno o all'altro ramo della ten-sione di alimentazione - è facile ren-dersi conto che, se vengono soddisfat-te alcune condizioni, è possibile rea-lizzare un corto circuito tra i due ramidell'alimentazione con conseguentedanno o anche distruzione sia dellostadio finale sia dell'alimentatore.

Con transistori ”lenti” una dellecondizioni è costituita dall'entrata inconduzione di uno dei transistori fi-nali senza aver concesso all'altro IL

Qualcuno potrebbegiustamente chiedersia questo puntoil perché si è lasciatoche lo stadio finalerallentasse lo slew-ratenaturale del circuitoche lo precede.La risposta è: perevitare di bruciarlo.


I PROGETTI

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I problemi di calcolodi questo stadioderivano dal fattoche tutte lecomponenti checoncorrono adefinire il caricodi lavoro (e il guadagnoin tensione) di Q601e Q602 sono”invisibili” erappresentatedalle impedenze chei componenti attivifacenti capo al nododel collettore deitransistori di ingressoesibiscono nelloro normalefunzionamento.

TEMPO NECESSARIO per interdirsi(cioè spegnersi): applicare a una cop-pia di transistori del genere segnalipiù veloci dei loro tempi di interdizio-ne (sempre molto più lunghi di quellidi accensione: chi è interessato guar-di sui datasheet il cosiddetto ”Ts” -storage time - e lo confronti con tuttigli altri tempi tipici di commutazionee provi a valutarne le conseguenze)significa praticamente condannarliad andare in fumo in poco tempo.Cosa che viene almeno in parte osta-colata se a ”decidere” la massima ve-locità del segnale consentita all'in-gresso dello stadio finale è proprio lostadio finale stesso. Avrà comunqueil suo bel ”sudare” ma a ritmi che glisono comunque più congeniali.

Non ci resta ora che calcolarel'entità delle compensazioni facenticapo all'ingresso del VAS e al termi-nale invertente dello stadio di ingres-so - il 2SC1400 ovvero Q601 in uncanale e Q602 sull'altro: NPN, Vceo100 Volt, Hfe tipico 500, nessun veroequivalente esistente ma con buonisostituti 2SC2362 (Sanyo) e2SC2240 Toshiba. Non è critico e so-stituirlo con un BC550B Philips nondovrebbe comportare problemi dialcun tipo.

I problemi di calcolo di questostadio derivano dal fatto che tutte lecomponenti che concorrono a defi-nire il carico di lavoro (e il guadagnoin tensione) di Q601 e Q602 sono”invisibili” e rappresentate dalle im-pedenze che i componenti attivi fa-centi capo al nodo del collettore deitransistori di ingresso esibiscono nelloro normale funzionamento.

La prima componente è costituitadall'impedenza di ingresso del VAS,valutabile pari alla ”Re” vista dalBC556 (Q605 e Q608) moltiplicataper il suo beta (circa 300): in praticaabbiamo 402 * 300 = 120,6 kOhm.Per la seconda e la terza componente(le Ho di collettore di Q601, 602,603 e 604) dobbiamo in buona so-stanza tirare a indovinare sulla basedi congetture che si spera non sianotroppo strampalate.

Ciò vale soprattutto per i BC559(Q603 e Q604) il cui ruolo effettivoè tutt'altro che evidente a colpo d'oc-

chio. All'apparenza sembrano esseredei semplici carichi attivi, nei qualiperò la presenza nella loro retroazio-ne locale delle capacità di MillerC617 e C618 da 47 pF li trasforma intrappoloni il cui comportamento alsalire della frequenza è tutto da de-finire. Per ora faremo finta che tali ca-pacità non ci siano per riprendere laquestione in un secondo momento.

In queste condizioni i BC559 sicomportano allo stesso modo deiBC556 privati del buffer BD139 econ le ”Re” virtuali sostituite da resi-stenze equivalenti reali (molto pros-sime ai 390 Ohm di R629 ed R630poste sugli emettitori dei BC559). Epure la loro Zo, se il collettore dei559 fosse scollegato dal resto del cir-cuito, è pressoché identica (718kOhm) così come lo sarebbe il loroguadagno intrinseco in tensione(Zo/Re =718k/407 = 1765 circa).

Tuttavia questi BC559 non vengo-no affatto soli ma accompagnati dauna ”coda” di componenti facenti ca-po alla loro base che, manipolando ilvalore di Hre di tali transistori, ne mo-dificano il comportamento trasfor-mandolo in una sofisticata compen-sazione a doppia pendenza, ottenutavariando il guadagno di tensione uti-lizzato come ”moltiplicatore di capa-cità” per effetto Miller rispetto a C617e C618, che viene moltiplicato perdue coefficienti diversi a seconda delfatto che la frequenza del segnale stiasopra o sotto gli 8650 Hz (definiti dal-la rete costituita da R621, R623 eC611 per un canale e da R622, R624e C612 per l'altro). Vedremo tra pocoi dettagli per la comprensione deiquali ho dovuto ricostruire lo schemaequivalente e avviare il mio fantastico”mind-SPICE” - carta, penna, calco-latrice e lattina di chinotto: non sipianta mai! (ahimè oggi, causa diabe-te, il chinotto non ci va più! nda) - per”stanarli” dal loro aspetto di ”banale”rete di polarizzazione solo un po' piùbarocca del solito.

Intanto, rispetto al problema del-l'impedenza di uscita sul nodo deicollettori di Q601 e Q603 (Q602 cQ604), possiamo aggiungere il se-condo contributo: il BC559 si presen-

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ta in AC - fino a circa 8 kHz - come uncarico da 266 kOhm, che posti in pa-rallelo ai 120,6 kOhm esibiti dalla ba-se del VAS, rappresentano un caricoutile di circa 83 kOhm. A questi dob-biamo affiancare anche l'impedenzadi uscita del 2SC1400 che possiamovalutare empiricamente come pari al-l'inverso della sua Hoemoltiplicati per1+Re/R631 (R632 per l'altro canale).Tale rapporto equivale a circa 2,6che, stimando la Hoe di 2SC1400 si-mile, a parità di corrente di collettore,a quella di altri transistori dello stessotipo (33 uS o giù di lì9, porta a un'im-pedenza di uscita al collettore di circa78.8 kOhm, quali abbassano l'impe-denza complessiva del nodo a soli40.6 kOhm, con un guadagno in ten-sione dell'intero stadio di ingresso dicirca 923, ovvero 59 dB che aggiuntiai 65 dB del VAS fanno un totale di124 dB ad anello aperto, valore cheimpone roll-off draconiani: con il soloC623 da 22 pF, si comincia a ”scen-dere” già a partire dai 104 Hz, suiquali, come vedremo tra poco, va poia infierire anche l'azione del polo/ca-rico attivo BC559.

Un dato complessivamente scon-fortante ma che costituisce il prezzoinevitabile che si è dovuto pagare perpoter usare con tranquillità i2N3055/MJ2955, quelli che qualcu-no anni fa definì con ironia, ”i finalipiù lenti del West”. A dimostrazionedel fatto che se la cattiva qualità sipuò sempre pagare a carissimo prez-zo, la buona qualità non gode ahimèdelle stesse ”virtù” dal lato opposto:le economie, nonostante tutte le ac-cortezze che si possono usare, primao poi pongono delle ipoteche anchesulla qualità dei risultati.

Tornando al nostro circuito, unroll-off a circa 100 Hz su un guada-gno open loop totale di 124 dB, si-gnifica ritrovarsi a circa 10 kHz (duedecadi sopra) con un guadagno adanello aperto di circa 84 dB da cui,sottraendo il guadagno effettiva-mente utilizzato nel circuito (23 dBche arrotondiamo a 24 per comoditàdi conto), rimangono chiusi in anelloancora 60 dB: un po' troppi per staretranquilli senza l'ausilio di altri ”guin-

zagli” che tengano a bada il rischiodi inneschi. E infatti di guinzagli vene sono addirittura tre, due passivisulla rete di retroazione (la serie R633+ C621 e il parallelo R661, R635 dellarete di retroazione con C619) cheservono a sostenere il margine di fasead alta frequenza in modo da allon-tanare il pericolo che si instaurinodelle retroazioni positive nell'anello,e uno attivo costituito dal BC559(Q603) che, diminuendo la resisten-za di carico che rappresenta rispettoal collettore di Q601 e alla base diQ605, finisce per diminuire il guada-gno reso disponibile dallo stadio diingresso e di conseguenza anche laparte di guadagno di anello per cuicontribuisce. Il tutto gestito in unasofisticata rete di equilibri il cui scopofondamentale è conseguire alcuniobiettivi ben precisi:

1) Massimizzare il guadagno dianello disponibile in banda audiocompensandolo il più possibile conun unico polo che, pur agendo inmaniera decisa all'interno della ban-da, consenta di mantenere fino a fre-quenze relativamente elevate (circa8 kHz come abbiamo visto più sopra)tassi di retroazione tipici di amplifi-catori equipaggiati con stadi finaliveloci, cioè decisamente elevati ri-spetto alla media usuale (e qui siamogrosso modo tra una volta e mezzoe il doppio!), pur tenendosi lo stadiofinale che si ha. Il vantaggio princi-pale di ciò consiste nel disporre di unmargine di retroazione maggiore per”spianare” in maniera più incisiva ladistorsione di incrocio proprio allefrequenze dove un uso tradizionaledella retroazione ha ormai comincia-to a perdere molti colpi.

2) Conservare per gran parte del-la banda audio (in effetti la parte piùpericolosa della banda audio per viadella presenza sull'uscita dei finalidei crossover dei diffusori) la com-pensazione più semplice possibile (asingolo polo cioè) in modo da con-servarsi quanto più margine di faserispetto alle rogne del carico di usci-ta, solitamente tanto più ferociquanto più il diffusore è di costo me-dio-basso (e quindi più passibile di

...il tutto gestito inuna sofisticata retedi equilibri il cui scopofondamentale èconseguire alcuniobiettivi ben precisi:

1) Massimizzare ilguadagno di anellodisponibile in bandaaudio compensandoloil più possibile con ununico polo che, puragendo in manieradecisa all'interno dellabanda, consenta dimantenere fino afrequenze elevate tassidi retroazione tipici diamplificatori dotati distadi finali veloci.

2) Conservare pergran parte dellabanda audio (lapiù pericolosa perchéinteressa le frequenzedi incrocio dei diffusori)la compensazione piùsemplice possibileper conservare quantopiù margine di fasepossibile.


I PROGETTI

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Chi si è letto su questoblog l’analisidel Grundig V7000avrà notato unasomiglianza non dapoco nell'utilizzodella controreazionedei due apparecchi:entrambi, sia purecon soluzioni circuitalicompletamentedifferenti, ADOTTANO

OGNI ARTIFICIO POSSIBILE

PER SOSTENERE IL

GUADAGNO DI ANELLO

ANCHE IN ZONA

ULTRASONICA

pur impedendol’ingresso in essadi qualsiasi segnaleamplificabile.

acquisto in ”bundle” con l'amplifi-catore stesso). Tutto questo fino allafrequenza più alta possibile passatala quale una diminuzione del guada-gno disponibile ad anello aperto oun inasprimento delle compensazio-ni diviene inevitabile.

3) Dei possibili sistemi per inde-bolire il guadagno ad anello apertooltre una certa frequenza critica, uti-lizzare quello che intaccasse il menopossibile i margini di fase e lo slew ra-te del circuito.

Nello specifico, come avrete or-mai indovinato, il sistema usato perconseguire il punto 3 consiste pro-prio nell'uso particolare del BC559che viene utilizzato non come un ge-nerico ”carico attivo” ma piuttostocome un vero e proprio RESISTOREVARIABILE controllato attraverso l'ef-fetto Miller (o meglio attraverso lamanipolazione del parametro Hredel BC559 che ne costituisce il veroe proprio ”cuore”. En passant un tipodi manipolazione che getta luce sullevaste possibilità rese accessibili dauna conoscenza intima dei circuitiequivalenti dei dispositivi attivi –transistori in questo caso ma il discor-so vale anche per FET, tubi e combi-nazioni assortite.

Fino a circa 277 Hz il BC559 sicomporta come una resistenza che,come abbiamo visto qualche para-grafo sopra, dal suo collettore appa-re da 266 kOhm. A partire da 277 Hzfino a circa 8650 Hz la ”resistenza” sitrasforma in un ”condensatore” fissoda 2 nF posto in parallelo all'ingressodel VAS (che di suo, tramite il proprioeffetto Miller, di nF ce ne mette ben38). Questo condensatore ”nasco-sto”, preso insieme a C623 da 22 pFforma un PARTITORE CAPACITIVO ilcui fine principale è arrestare la ca-duta del guadagno del VAS al saliredella frequenza a un valore pari a cir-ca 92 (39 dB).

Questa caratteristica mi ha indot-to a verificare il comportamento del-lo stadio di ingresso del finale di que-sto NAD al simulatore, facendoemergere un andamento insolito delguadagno ad anello aperto con il

crescere della frequenza che, oltreche interessante di per sé, è anch'es-so rivelatore delle idee che erano nel-la testa del progettista di questo ap-parecchio.

In pratica abbiamo una prima se-zione della funzione di trasferimentoche copre tutta la banda audio finoa circa 8-10 kHz in cui il circuito sicomporta, pur con un guadagno dianello mediamente più alto del soli-to, come quasi tutti gli altri amplifi-catori fortemente controreazionati.

Oltre i 10 kHz, la caduta del gua-dagno ad anello aperto si ferma perriprendere a calare solo oltre i 100kHz dove, aiutata da altre piccolecompensazioni di accompagnamen-to - che servono più che altro a so-stenere il margine di fase del circuito- e dai limiti intrinseci dei transistorifinali, finisce per ”atterrare” grossomodo alla frequenza di un MHz (do-ve comunque i 2N3055/MJE2955sono ormai divenuti dei pesi morti esono vicariati dai soli piloti, che perparte loro potrebbero lavorare fin ol-tre i 10 MHz anche se sarebbe piut-tosto arduo considerarli ”transistoridi potenza”).

Chi si è letto sul blog l’analisi delGrundig V7000, avrà sicuramentenotato una somiglianza non da poconell'utilizzo della controreazione deidue apparecchi: entrambi, sia purecon soluzioni circuitali completamen-te differenti, adottano ogni artificiopossi- bile per sostenere il guadagnodi anello anche in zona ultrasonicapur impedendo l’ingresso in essa diqualsiasi segnale amplificabile.

Nel NAD avviene ancora piùesplicitamente che nei Grundig:qualsiasi segnale audio che non pro-venga dal suo preamplificatore in-terno DEVE passare per il filtro d'in-gresso del finale - a 12 dB/ottava -che, senza tante storie, taglia ognifrequenza superiore ai 20 kHz, se-gno anche questo che vi è un qual-che tipo di problema in regione ul-trasonica che, se non può essere af-frontato ”in casa” (con il sostegnodella SVRR in tale regione di frequen-ze), viene il più possibile ”ucciso sul-l'uscio di casa” al punto di non pe-

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ritarsi troppo se nel farlo viene spar-so un po' di ”sangue innocente” (in-dipendentemente dal fatto che sia omeno udibile, un filtro a 12 dB/otta-va praticamente attaccato all'estre-mo superiore della banda udibilecomporta delle evidenti rotazioni difase anche su parte del segnale au-dio: evidentemente questo, rispetto

NAD 3020 - IL PREAMPLIFICATORE

Questa seconda parte sul NAD3020 è dedicata al suo pream-

plificatore il cui schema iniziale, vi-sibile nella seguente, è interessantee insolito almeno tanto quanto lo èstato quello del finale. Rispetto al-l’originale, l'unico intervento graficoapportato è stato l’inserire un verosimbolo della presa “Tape DIN”, chein precedenza faceva pensare atutto tranne al suo essere una presaper il registratore!

Cominciamo dal circuito all'epocapiù importante, lo stadio phono MM.Anzitutto va detto che, contraria-mente a quanto succedeva all'epocanegli apparecchi relativamente eco-

nomici, la deenfasi RIAA vien attuatain modo dignitoso e con costanti ditempo abbastanza vicine a quelle uf-ficiali dello standard. Nessun miraco-lo da gridare, sia chiaro, ma vi sonostate e vi sono tuttora implementa-zioni ben più approssimative.

Il cuore amplificante del circuitoè in sostanza costituito da due tran-sistori collegati a pseudo base comu-ne il primo (Q403 e Q404 rispettiva-mente per i due canali) e a base co-mune il secondo (Q407 e Q408, chesono anche i transistori di uscita). De-gli altri tre transistori presenti, due(Q401-402 e Q405-406) fungonoda adattatori di impedenza a inse-guitore di emettitore mentre il terzo(Q409-410) funge da carico attivo

al ”problema X”, è stato ritenuto ilminore dei mali).

E con queste ultime righe si con-clude l'analisi dello stadio finale delNAD 3020. Tocca ora al preamplifi-catore che, specialmente nello stadioRIAA, ha anche lui alcune cose inte-ressanti da dire.

NAD 3020 — Vista del lato rame della piastra di circuito stampato, già di per sé testimonianza di un’epoca scomparsa, quella in cui gli sbrogliatori erano... umani!


I PROGETTI

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NAD 3020 – La sezione preamplificatrice

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per il transistore di uscita, che è an-che quello che fornisce la maggiorparte del guadagno ad anello apertodel circuito (che, come tutti gli stadiphono con RIAA nel circuito di con-troreazione deve essere piuttostoconsistente: non fosse che per i lorolimiti di rumore, è l'unico circuito au-dio in cui gli amplificatori operazio-nali cadono proprio a fagiolo mentrein tutti gli altri il loro uso è più unaquestione di comodità che altro).

Il primo passo per valutare i gua-dagni in tensione dei singoli stadi, or-mai lo sappiamo, è trovare le correntidi lavoro dei transistori in modo dapoter risalire alle loro transcondut-tanze, che sono legate tra loro dallaformuletta

gm = Ic/26 mV

dove gm è la transconduttanza inSiemens (o Ampere/Volt) e Ic la cor-rente di collettore in mA. solitamen-te, trovandomi più a mio agio con leresistenze e con i rapporti tra resi-stenze a definire i guadagni, uso laformuletta inversa

26 mV/Ic = Re

dove Re è l'inverso della transcon-duttanza e si situa circuitalmente inserie all'emettitore del transistoresotto esame. I risultati delle due mo-dalità di calcolo sono identici e il pre-ferire l'una o l'altra è solo questionedi abitudine.

L’INGRESSO PHONO MMLo stadio di ingresso composto

da Q401+Q403 (Q402+Q404 perl'altro canale) è percorsa da un'unicacorrente il cui valore possiamo rica-vare dalla caduta di tensione su R407(R408) divisa per il valore resistivo diquesta (3.900 Ohm). La caduta ditensione indicata sullo schema è paria 1 Volt da cui consegue una corren-te che scorre nei transistori di circa256 uA, una corrente di polarizzazio-ne tipica per stadi che devono lavo-rare a basso rumore.

Conoscendo ora la corrente pos-siamo definire le Re dei due transisto-re che si sommano tra loro e vengo-

no viste dal transistor superioreQ403 (Q404) come una unica resi-stenza di valore doppio (o, guardan-do la faccenda in termini di transcon-duttanza, tutto lo stadio esibisce unatransconduttanza dimezzata rispettoa quella del singolo transistor) La Reequivalente, pari a 203 Ohm totali,rapportati al valore di 3.900 Ohm diR407 (R408) ci fornisce un guada-gno di tensione pari a 3900/203 =19.2 circa, discreto ma non al puntoda lasciarci andare alla pazza gioia:al secondo stadio gli si dovrà tirare ilcollo per benino ed è per questo cheè equipaggiato con un carico attivosull'uscita.

La struttura dello stadio e il suonon fantastico guadagno in tensionehanno le loro ragioni d'essere in dueobiettivi: 1) minimizzare il contributodi rumore introdotto dai transistori(solitamente il contribuente piùaspro e disturbante) e 2) dare allo sta-dio medesimo un buon margine con-tro i rischi di saturazione, riuscendo atutelarsi in maniera più che adeguata(270 mV di margine a 1 kHz, almenoil triplo di quanto effettivamente ser-ve). Il rumore residuo è in sostanzadovuto alle resistenze R405 (R406)ed R411 (R412) che da questo puntodi vista sommano i loro contributi enon possono essere eluse.

Una piccola parentesi su questopunto ci aiuterà a capire quanto al-l'epoca tutti (non solo NAD) tendes-sero a ”pompare” un po' il dato dibontà del rumore confidando nel fat-to noto ma taciuto che la rete RIAAper sua natura ”bara” sul rumorecomportandosi come un filtro di pe-satura dello stesso.

Partendo da un riferimento pre-calcolato che attribuisce ad una resi-stenza di 10 kOhm, a temperaturaambiente, 12.8 nV (nanovolt) molti-plicati per la radice della banda pas-sante del circuito, avremmo dalle re-sistenze sopraddette, in caso di cir-cuito lineare, un livello di rumore paria 12,8 nV diviso per la radice del rap-porto tra la loro somma (3700 Ohm)e la resistenza di riferimento da 10kOhm: circa 7.8 nV che moltiplicatoper 142 (all'incirca la radice quadrata

La struttura dellostadio e il suo nonfantastico guadagnoin tensione hanno leloro ragioni d'esserein due obiettivi:1) minimizzare ilcontributo di rumoreintrodotto daitransistori (solitamenteil contributo più asproe disturbante) e2) dare allo stadiomedesimo un buonmargine controi rischi di saturazione,riuscendo a tutelarsiin maniera più cheadeguata (270 mVdi margine a 1 kHz,almeno il triplo diquanto effettivamenteserve). Il rumoreresiduo è in sostanzadovuto alle resistenzeR405 (R406) edR411 (R412) cheda questo puntodi vista sommanoi loro contributie non possonoessere eluse.


I PROGETTI

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Quanto dettosopra, che ha lo scopodi aiutare a prenderei dati di rumore con ilgrano di sale che serve,non toglie che quellodel NAD è un risultatoche rientra tra imigliori: gli ”assoluti”lo distanzierannoal più di quattro ocinque decibel.A impedire di andareoltre ci pensa,inesorabilmente,la fisica: a menodi non congelaretutto il circuito phonoin un criostato almenoalla temperaturadell'azoto liquido(e per applicazioniestreme - non audioovviamente - lo si fa),i limiti raggiuntiin pratica sonoda considerarsisostanzialmentenon migliorabili.

di 20 kHz di banda passante) ci sco-della circa 1,1 uV di rumore elettro-nico (a cui va aggiunto il ronzio, maè un altro paio di maniche).

Tale rumore, rapportato ai 5 mVdi ingresso a cui fa riferimento NADper questo circuito, equivale a unrapporto segnale/rumore di circa 73dB - buono e abbastanza vicino al va-lore fornito da NAD per il caso di te-stina connessa in circuito - ma piut-tosto lontano dallo strepitoso 84 dBche viene dichiarato per l'ingresso incortocircuito. L'inghippo si nascondeappunto nel fatto che la RIAA ”pesa”e filtra il rumore facendolo apparireinferiore a quello che realmente è. Lostesso circuito utilizzato come ingres-so microfono (e quindi privo di de-enfasi RIAA) ”soffierebbe” udibil-mente di più.

Quanto detto sopra, che ha loscopo di aiutare a prendere i dati dirumore con il grano di sale che ser-ve, non toglie che comunque quellodel NAD è un risultato che rientranella media dei migliori: gli ”assolu-ti” lo distanzieranno al più di quattroo cinque decibel. A impedire di an-dare oltre ci pensa, inesorabilmente,la fisica: a meno di non congelaretutto il circuito phono in un criostatoalmeno alla temperatura dell'azotoliquido (e per applicazioni estreme -non audio ovviamente - lo si fa), i li-miti raggiunti in pratica sono daconsiderarsi sostanzialmente nonmigliorabili.

Passiamo al secondo stadio che,ormai è chiaro, è quello che devecacciare il ”grano” per far funzionarela controreazione. La corrente piùimportante da trovare è quella chescorre attraverso Q407-Q409(Q408-Q410); corrente che ricavia-mo dalla caduta di tensione su R421(R422) e che vale 0,6/180 = 3,3 mA,che ci rimanda a sua volta a una Reper Q407 (Q408) di circa 7,8 Ohm,che in altri tipi di circuito verrebbeconsiderata ragionevolmente bassama che qui potrebbe non esserlo an-cora a sufficienza per garantirci ilguadagno ad anello aperto che ciserve. Ma vediamo quanto il proget-tista è riuscito a spremere questo sta-

dio. Per farlo dobbiamo definire il ca-rico su cui tale stadio sviluppa il suoguadagno in tensione.

I contribuenti maggiori di tale ca-rico sono il carico di uscita (che inbanda audio è costituito dal poten-ziometro di volume da 20 kOhm, piùl'eventuale registratore collegato alleuscite ”record”), l'impedenza di usci-ta di Q407 (Q408) e la rete di equa-lizzazione RIAA. Quest'ultima però, aparte l'estremo alto della banda au-dio, contribuisce in misura relativa-mente modesta, fatto che ci permet-te di escluderla facendo a meno diimpelagarci nei conti con i numericomplessi come altrimenti dovrem-mo fare. Ai nostri fini ci è sufficientesapere che tale rete, insieme a R411(R412), definisce il massimo guada-gno ad anello chiuso richiesto al cir-cuito sia a bassa frequenza (720 circaa 20 Hz) sia ad alta frequenza (circa8 a 20 kHz). A 20 Hz la sua impeden-za viaggia oltre i 900 kOhm mentrea 20 kHz equivale alla reattanza dellesue capacità in serie (750 pF), cioè acirca 10,1 kOhm.

Ci resta solo da definire il contri-buto al carico dato da Q407 (Q408);quello di Q409 (410), con oltre 10MOhm di impedenza di uscita, puòessere tranquillamente non conteg-giato. Per far questo occorre anzitut-to valutare la Re vista dal suo emet-titore che è in pratica la somma degliinversi della transconduttanza sua edi Q405 (Q406) posta in parallelo al-la R417 (R418) da 82 Ohm. in soldo-ni abbiamo: (7,7+6,5)//82 = 12,2Ohm circa. Q407 (Q408), avendo difatto la base cortocircuitata a massaper i segnali audio, funziona nellaconfigurazione detta a base comu-ne: in queste condizioni l'unica com-ponente che rimane a definire la suaimpedenza di uscita collettore-emet-titore è la cosiddetta resistenza diEarly che è in pratica dipendente dal-la sola tensione di alimentazione evale, con il BC556 usato alla correntedi collettore di 3,3 mA, circa 48kOhm che, moltiplicato per il rap-porto tra la Re totale vista dal suoemettitore e la sua propria Re interna(in soldoni: (12,2/7,8)+1 = 2,56 cir-ca) ci fornisce il sospirato contributoall'impedenza di carico su cui lavora

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il transistor stesso: 123 kOhm, chevanno posti in parallelo agli altri perricavare finalmente ”il” carico di la-voro su cui si sviluppa il guadagno intensione dello stadio.

A bassa frequenza, dove il caricofornito dalla rete RIAA è minimo,l'impedenza di lavoro vale 123k//20kovvero 17,2 kOhm che, divisi dallaRe dello stadio (12,2) ci da un gua-dagno di tensione pari a circa 1410(63 dB) che, pur discreto per un sin-golo stadio, è ridicolmente basso difronte al 720 (57 dB) richiesto dal cir-cuito ad anello chiuso. Urge il contri-buto del primo stadio che, pur mo-desto, innalzando il guadagno com-plessivo a circa 27.000 (88 dB), ci la-scia, con il circuito di retroazionechiuso, con un guadagno di anelloalmeno decente: 31 dB contro i 6che ci saremmo ritrovati senza di lui.Un valore basso ma non più di tanto:anche con gli operazionali più ”ag-guerriti” dal punto di vista del gua-dagno ad anello aperto, normalmen-te in questo tipo di circuiti ci si attestasu valori che sono solo 10 volte (20dB) più alti, di cui la più parte va spre-cata per compensare la distorsionedi incrocio del loro stadio di uscita inclasse B (che qui non esiste).

Ad alta frequenza, aggiungendo-si al carico di uscita anche la reattan-za capacitiva della rete RIAA, il gua-dagno ad anello aperto si riduce pa-recchio: ai 17,2 kOhm di carico giàtrovati va posta in parallelo la reat-tanza capacitiva della RIAA (come giàdetto, sono 750 pF per una Xc di cir-ca 10,1 kOhm a 20 kHz). Il carico ri-sultante (ricavabile, a causa della pre-senza di un elemento reattivo, conuna procedura un po' diversa dalsemplice calcolo del parallelo di dueresistenze) vale circa 8.7 kOhm chedivisi per i 12,2 di Re ci ritorna unguadagno ad anello aperto di 713(57 dB, poco più della metà del casoprecedente che però, con un guada-gno richiesto ad anello chiuso pari a8 (18 dB) ci lascia con un guadagnodi anello di 39 dB che, aggiunti ai25,6 dB del primo stadio ci danno untotale di quasi 65 dB a 20 kHz. De-cisamente e pericolosamente troppi!Urge compensazione di sicurezza!

Tale compensazione è operatadal C413 (C414) da 10 pF posti trabase e collettore di Q405 (Q406).Anche qui chi si è letto l’articolo sulV7000 avrà già capito che si sta adot-tando lo stesso artificio che si era at-tuato sul primo transistor dello pseu-do differenziale posto all'ingresso delfinale: un piccolo condensatore vie-ne ”ingrandito” per effetto Miller inmodo da ottenere la stessa compen-sazione senza però subire lo stessodegrado che si avrebbe sullo slew-ra-te del circuito, un parametro che ilprogettista del NAD sembra tenessemolto a cuore.

Il guadagno ricavato sul Q405(Q406) da destinare all'effetto Millernon è elevatissimo e si ottiene divi-dendo i 390 Ohm di R415 (R416) pergli ormai soliti 12,2 Ohm (il differen-ziale è fasullo come nel V7000 ma ciònon toglie che gli emettitori dei duetransistori collegati insieme condivi-dano lo stesso destino a cominciaredal vedere la stessa Re equivalente):circa 32 che moltiplicato per il valoredi C413 (C414) - a cui vanno aggiun-te le capacità interne ai transistori, 2.5pF circa - danno 384 pF. Questi, postiin parallelo a R407 (R408) da 3,9kOhm, formano un polo di compen-sazione che interviene a partire dai106 kHz, segno che il progettista sisentiva comunque abbastanza sicurodell'effetto di autocompensazioneprodotto dalla rete RIAA stessa.

Vale la pena di notare come, an-cora una volta, venga mantenuto vo-lutamente alto il guadagno di anelloanche in banda ultrasonica.

Prima di passare a esaminare lostadio di linea, vorrei concludere conun paio di considerazioni su questostadio Phono sì anomalo ma solo finoa un certo punto. Di fatto le sue ano-malie derivano da un unica fonte:l'aver voluto conservare la strutturaa due stadi (e originariamente a solidue transistori) SENZA i suoi proble-mi, soprattutto per quanto riguardala massima accettazione in ingresso.Il circuito originario prevedeva infattiun primo transistore lavorante a bas-sa tensione e corrente in modo dagarantire il guadagno in tensione più

Anche qui chi si è lettol’articolo sul V7000avrà già capito che sista adottando lo stessoartificio che si eraattuato sul primotransistor dello pseudodifferenziale postoall'ingresso del finale:un piccolocondensatore viene”ingrandito” pereffetto Miller in mododa ottenere la stessacompensazione senzaperò subire lo stessodegrado che si avrebbesullo slew-rate delcircuito, un parametroche il progettistadel NAD sembratenesse molto a cuore.


I PROGETTI

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Nel complesso tuttoil circuito è costruitoper ottenere ad anelloaperto sia unadistorsione più bassa(a occhiometro circala metà) sia perottenerla in prevalenzadi armoniche pari oaddirittura unicamentedi seconda armonica,un obiettivo questopresente anche nelfinale dell’apparecchiodove, dopo tuttele precauzioni usateper diminuire ladistorsione, quellache rimane vienevolutamente”pilotata” dalleasimmetrie del circuitoin modo da essere,in condizioni diesercizio tranquille,soprattutto diseconda armonica.

alto possibile - e per questo caricatida resistenze di valore abnorme peruno stadio a transistor: resistenze dicollettore oltre i 100 kOhm eranonorma corrente - e aventi per conse-guenza livelli di accettazione d'in-gresso veramente scarsi (25-30 mVa dir tanto). A seguire vi era un se-condo transistor che, oltre a guada-gnare ancora qualcosa in tensione,aveva soprattutto l'incarico di eroga-re corrente in uscita in modo da ot-tenere una impedenza di uscita adanello aperto, se non proprio bassa,almeno non esageratamente alta: lamedia era intorno ai 5-6 kOhm.

Il circuito del NAD risolve i pro-blemi di questo tipo di circuito spo-stando il requisito di procacciare unalto guadagno ad anello aperto dalprimo al secondo stadio, lasciandoallo stadio d'ingresso il solo guada-gno necessario a svolgere l'unicocompito che realmente gli spetta,cioè fare da buffer antirumore.

Ma questo è solo uno degli obiet-tivi che il progettista voleva conse-guire in questo stadio: un secondoobiettivo era isolare tra loro le duecause più importanti di distorsionenei transistori bipolari - le instabilitàdel beta e la dipendenza strutturaledella transconduttanza dalla corren-te di collettore - in modo da neutra-lizzarle il più possibile e diminuire laquantità totale di distorsione da farcorreggere alla controreazione.

Ciò è stato ottenuto facendo sìche i transistori di ciascun stadio am-plificassero o in tensione o in corren-te ma NON le due cose insieme. Daquesto punto di vista Q401-Q403(Q402-Q404) e Q405-Q407 (Q406-Q408) formano due ”supertransi-stor” a tutti gli effetti, di cui un mem-bro, collegato a inseguitore di emet-titore, è dedicato al buffering in cor-rente (Q401 e Q405) e l'altro, COL-LEGATO A BASE COMUNE (Q403 eQ407), è invece dedicato all'amplifi-cazione in tensione vera e propria.

Nel caso dei buffer in corrente, lalinearità in tensione viene garantitadal fatto che essa viene trasferita pra-ticamente immutata dall'ingresso al-

l'uscita del transistor mentre con gliamplificatori in tensione la linearitàin corrente viene garantita dal fattoche questa volta è la corrente ad es-sere trasferita quasi immutata dall'in-gresso all'uscita. Inoltre, per questiultimi, la struttura a pseudo differen-ziale del secondo stadio aiuta a com-pensare e ad abbassare le non linea-rità che si verificano nell'amplificazio-ne in tensione, un aiuto prezioso siaper l'alto guadagno dello stadio siaper l'escursione relativamente piùampia delle sue correnti di uscita.

Nel complesso tutto il circuito ècostruito per ottenere ad anello aper-to sia una distorsione più bassa (a oc-chiometro circa la metà) sia per otte-nerla prevalentemente di armonichepari o addirittura unicamente di se-conda armonica, un obiettivo questopresente anche nel finale dell’appa-recchio dove, dopo tutte le precau-zioni usate per diminuire la distorsio-ne, quella che rimane viene voluta-mente ”pilotata” dalle asimmetriedel circuito in modo da essere, in con-dizioni di esercizio tranquille, preva-lentemente di seconda armonica.

L’AMPLIFICATORE DI LINEA

Siamo quasi arrivati: ci rimane daesaminare l'ultimo stadio di questo,se non bello, comunque interessanteamplificatore: lo stadio di linea e deicontrolli di tono. La topologia di que-sto circuito, tradisce, nella sua appa-rente semplicità, come per il proget-tista elaborare questo amplificatoresia stato anche (e forse soprattutto!)un vero e proprio giocare con l'elet-tronica. Un giocare di gran classe mache lascia trasparire, sotto le pieghedell'ingegnere, il bimbo curioso ebirichino che si accontenta delloscontato solo quando non gli lascia-no alternative.

Infatti questo circuito, compostoda tre transistori è in realtà un duestadi mascherato da tre. Quello chesembra un terzo stadio (lo stadio diuscita a inseguitore di emettitore) la-vora in realtà in push-pull con il se-condo! Chi magari ha avuto in pas-sato l'occasione di vedere lo schemadello stadio finale video RGB di un TV

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a colori, ritroverà in questo ”strano”push-pull qualcosa di familiare (e loritroverà anche chi si dia la pena distudiare con calma lo stadio di uscitadi un NE5534...). Tra le altre cose,questo stadio composto da Q503-Q505 (Q504-Q506) è, dal punto divista grafico, il circuito più simile (sol-tanto simile però...) a un SRPP a statosolido che mi sia capitato di vederein giro. Ma procediamo con ordine.

Nel suo complesso il circuito nonè nulla di inedito e, in questo caso èben evidente, oltre al suo ruolo prin-cipale di amplificatore di linea, ancheil suo secondo ruolo più importante:separare il potenziometro di volume(e quindi indirettamente gli ingressi)da qualsiasi accidente possa succe-dere dopo.

Sulla rete di retroazione sono rea-lizzati anche i controlli di tono, del ti-po Baxandall modificato che avendoancorato a massa il lato attenuantedei controlli stessi, gode, rispetto allaversione fluttuante (con i cursori fa-centi perno sull'ingresso di uno sta-dio invertente), di una maggior sta-bilità e di minori possibilità di inne-schi causati da accoppiamenti paras-siti verso massa attuati attraverso lecarcasse dei potenziometri.

Il solo neo di questo stadio, qui,non dipende in realtà da lui ma dalmodo in cui è realizzato il controllodi bilanciamento, che rappresentaper lo stadio che precede un caricoun po' troppo brutalmente variabilee a cui la saggia precedenza circuitaledata all'attenuatore del muting ponesolo un rimedio parziale. La miglioropzione possibile nei confronti diquesto come di altri controlli di bi-lanciamento è semplicemente...quella di non usarlo affatto. Non èescluso peraltro che la relativa incuriariservatagli dal progettista derivi pro-prio dalla consapevolezza che il “ba-lance” è in effetti uno dei controllimeno usati nei preamplificatori..

Come già detto, questo circuitoè un due stadi mascherato da tre.Mentre il primo, costituito da un solotransistor, Q501 (Q502), viene usatocome stadio di ingresso e interfacciaconvenzionali, il secondo stadio se-gue invece una logica di funziona-mento tutta propria che si proponein pratica il raggiungimento di alme-no tre obiettivi: 1) elevato guadagnoin tensione, stabile e indipendentedal carico di uscita. 2) corrente di col-lettore di Q503 (Q504) relativamen-te indipendente dall'escursione intensione all'uscita, con conseguenteminore distorsione legata alle varia-zioni della transconduttanza con Ic.3) bassa impedenza di uscita.

Il guadagno in tensione del circui-to si sviluppa soprattutto sulla resi-stenza di carico R521 (R522) da 12kOhm. La corrente che scorre in essa,(29,9 - 3,2)/12 kOhm = 2.225 mA, sefosse anche la corrente di collettoredi Q503 (Q504), definirebbe, tenutoconto di tutto, un guadagno di ten-sione pari a circa 735, in sé un buonvalore ma, come vedremo ora, noncosì buono da accontentare il proget-tista che ha prefissato una corrente dicollettore decisamente più alta, ov-vero i 2,225 mA appena trovati PIUla corrente che scorre attraverso iltransistor d'uscita Q505 (Q506), chevale circa 4.9 mA. Il totale, 7,125 mA,ci fornisce per Q503 (Q504) unatransconduttanza di 0,274 Siemens(ovvero una Re di 3,65 Ohm) chemoltiplicati per il carico equivalentesul collettore di Q503 (Q504) produ-cono un guadagno in tensione di2348 (67 dB) - oltre il triplo. Non so-lo, ma per come lavora il circuito, es-sendo la componente in corrente va-riabile con il segnale unicamentequella che scorre in R521 (R522), ledistorsioni dovute alla variazione ditransconduttanza con la corrente dicollettore saranno ridotte di conse-guenza e cioè a circa un terzo diquanto sarebbe stato altrimenti.

Questo ad anello aperto. Ad anel-lo chiuso, tenendo conto che con icontrolli di tono al massimo non so-no richiesti più di 20-24 dB di gua-dagno utile, il guadagno di anello re-siduo (43 dB) è sufficiente a rendereininfluente qualsiasi distorsione sipossa presentare in pratica. La fre-quenza di roll-off ad anello aperto,definita da C511 (C512) da 10 pF +2,5 pF propri del transistor, è pari acirca 1390 Hz, ed è da considerarsibuono: tenendo conto sia della pre-senza dei controlli di tono sia del bas-so guadagno utilizzato ad anellochiuso, sarebbe stato un azzardospingersi oltre.

Infine, l'impedenza di uscita delcircuito è pari alla resistenza di caricodi Q503 (Q504) - pari a 8,7 kOhm -diviso per il beta di Q505 (Q506) -che possiamo considerare almenouguale a 250. Il risultato, circa 35Ohm, è tale da togliere ogni pensierosulle capacità di pilotaggio proprie diquesto stadio, ma soprattutto sullasua intrinseca indifferenza alle carat-teristiche del carico, comprese quelleinevitabilmente bizzose proprie deicontrolli di tono.

Con quest'ultimo passaggio pos-siamo definire concluso il nostro”viaggio” all'interno del preamplifi-catore del NAD 3020 nella sua ver-sione originale; un amplificatoreche, a prescindere dalla fama che siè conquistato, rappresenta un con-creto esempio di cosa significhi ve-ramente ”pensare differente” anchein un ambito sfruttatissimo comequello degli amplificatori audiocommerciali, dove la maggior partedi essi, dal punto di vista degli sche-mi, sembrano ormai avere comeunico tratto saliente l'essere uno lafotocopia dell'altro.

Piercarlo Boletti(aggiornato all’ottobre 2012)


I PROGETTI

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Il Proton 520 può essere considerato unNAD 3020 di “chiusura” dell’intera serie inquanto la Proton non è altro che un sottomar-chio della NAD prodotto peraltro proprio daglistessi investitori taiwanesi che alle origini lan-ciarono la NAD nel 1979.

Come si può vedere, mentre il finale è sche-maticamente identico a quello del NAD (di fattole sole differenze importanti sono i finali e undispositivo di protezione in serie a ciascuna

uscita di potenza che in realtà non è altro cheun disgiuntore termico montato sui dissipatori),il preamplificatore è invece stato completa-mente sostituito da un progetto più convenzio-nale (che in realtà, in questo Proton, èanch’esso un “riciclaggio” di altri integrati NAD“intermedi”) ma comunque di buon livello.

Altre differenze, nell’alimentatore (non ri-portato per mancanza di spazio), come la se-parazione delle alimentazioni per ciascun

canale, sono di fatto soltanto delle rifinituredovute più che altro a pressioni di mercato chenon a esigenze tecniche reali e che in ognicaso non mutano granché le prestazioni tecni-che del tutto che, pur con quindici anni di dif-ferenza, pongono il Proton 520 nello stessosettore di mercato del NAD 3020 originale.

Piercarlo Boletti(appendice dell’ottobre 2012)

Proton 520

PROTON520 – Qui sopra lo schema della sezione e nella pagina accanto quello della sezione preamplificatrice.

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02-NAD 3020 - Un "Classico" Molto Poco Classico